ANALOG
DEVICES
MAKE ADIFFERENCE
Официальные дистрибьюторы компании Analog Devices Inc. в России и Украине
Представительство компании Analog Devices Inc. в России, СНГ и странах Балтии
Тел.: +7 (812) 327-45-90; Факс: +7 (812) 327-45-91; www.analog.com/ru
линейные схемы
ІШЭЛІѲХ
www.eltech.spb.ru
тел.: +7 (812)635-50-60
факс: +7 (812)635-50-70
AUTEX Ltd.
www.autex.ru
тел.:+7 (495) 334-91-51
факс: +7 (495) 234-99-91
ARGUSS®FT
www.argussoft.ru
т./ф.: +7 (495) 660-28-55
VD MAIS
The Professional Discribucor
www.vdmais.kiev.ua
тел.: +38 (044) 220-01-01
факс: +38 (044) 220-02-02

Линейные схемы.
Руководство по
проектированию
Редактор оригинального издания
Хэнк Цумбален
Перевод с английского
В.О. Султанова
под редакцией А.А. Власенко
Техносфера
Москва
2011

Издание осуществлено при поддержке
Представительства Analog Devices в России
УДК 621.391
ББК 32.811
Л59
Л59 Линейные схемы. Руководство по проектированию
Под ред. X. Цумбалена
Москва: Техносфера, 2011. - 1128 с.
ISBN 978-5-94836-295-3
Книга дает исчерпывающий анализ важных аналоговых компонентов и вопросов их
практического применения при проектировании линейных схем. Более 1000 рисунков об¬
легчают восприятие материала. Книга содержит подробное описание компонентов анало¬
говых схем для практикующих разработчиков, проверенные практическим внедрением
примеры проектов основных типов линейных схем, советы по чтению технических описа¬
ний и выбору коммерческих операционных усилителей, рассмотрение вопросов проекти¬
рования печатных плат.
Издание будет полезно в качестве учебного материала или справочного пособия для ин¬
женеров, занимающихся разработкой аналоговых и аналого-цифровых устройств.
УДК 621.391
ББК 32.811
О 2008, Analog Devices, Inc.
О 2011 ЗАО «РИЦ «Техносфера», оригинал-макет, оформление
ISBN 978-5-94836-295-3
ISBN 978-0-7506-8703-4(англ.)
Linear Circuit Design Handbook
ГЧ ANALOG
Hank Zumbahlcn
with it* tngn&nagsbiffcfAnalegtyeHea
%

Содержание
Предисловие	 6
Глава 1
Операционный усилитель	 7
1-1.	Функции операционного усилителя	 7
1-2.	Характеристики операционного усилителя	 34
1-3. Как следует читать технические описания	 91
1-	4.	Выбор операционного усилителя	 104
Глава 2
Другие линейные схемы	 106
2-	1.	Буферные усилители	 106
2-2.	Усилительные блоки	 110
2-3.	Инструментальные усилители	 Ш
2-4.	Дифференциальные усилители	 134
2-5.	Изолирующие усилители	 136
2-6.	Методы изоляции для цифровых сигналов	 141
2-7.	Усилители с активной схемой обратной связи	 152
2-8.	Логарифмические усилители	 155
2-9.	Высокоскоростные ограничивающие усилители	 160
2-10.	Компараторы	 166
2-11.	Аналоговые умножители	 178
2-12.	Преобразователи среднеквадратичного значения сигнала	 183
2-13.	Усилители с программируемым коэффициентом усиления	 187
2-14.	Аудиоусилители	 196
2-	15.	Усилители с автоподстройкой нуля	  221
Глава 3
Датчики	 231
3-	1.	Датчики положения	 231
3-2.	Датчики температуры	 257
3-3.	Устройства с зарядовой связью	 291
3-4.	Введение в мостовые схемы	 294
3-	5.	Измерения деформации, силы, расхода жидкости/газа и давления.	315
Глава 4
Радиочастотные устройства и устройства
промежуточной частоты	 326
4-	1.	Смесители	 327
4-2.	Модуляторы	 335
4-3.	Аналоговые умножители	 336
4-4.	Логарифмические усилители	 343
4-5.	Детекторы Tru-Power	 351

4
Содержание
4-6.	Усилители VGA	 355
4-7.	Прямой цифровой синтез	 363
4-	8.	ФАПЧ (PLL)	 372
Глава 5
Основы систем, осуществляющих
дискретизацию сигнала	 396
5-	1. Кодирование и квантование	 396
5-	2. Теория дискретизации сигналов	 418
Глава 6
Преобразователи	 431
6-	1.	Используемые архитектуры для ЦАП 	 432
6-2.	Архитектуры, используемые для АЦП 	 474
6-3.	Сигма-дельта АЦП	 523
6-4.	Определяем характеристики	 554
6-5. Статическая передаточная функция для АЦП/ЦАП и ошибки по по¬
стоянному напряжению	 555
6-6.	Ошибки по переменному напряжению для преобразователей данных 569
6-7.	Временные характеристики	 621
6-8.	Как читать техническую документацию	 623
6-	9.	Выбор преобразователя данных	 647
Глава 7
Вспомогательные схемы для преобразователей	 651
7-	1.	Источники опорного напряжения	 651
7-2.	Аналоговые ключи и мультиплексоры	 673
7-3.	Схемы выборки-хранения	   701
7-	4.	Схемы генерации и распределения тактовых сигналов	 715
Глава 8
Аналоговые фильтры	 738
8-	1.	Введение	 738
8-2.	Передаточная функция	 741
8-3.	Отклик во временной области	 752
8-4.	Стандартные виды отклика	 754
8-5.	Частотные преобразования	 775
8-6.	Реализация фильтра	 789
8-7.	Практические проблемы, связанные с реализацией фильтров		818
8-	8.	Практические примеры фильтров	 831
Глава 9
Управление питанием	 853
9-	1.	Линейные стабилизаторы напряжения	 854
9-2.	Импульсные преобразователи напряжения	 879

Содержание
5
9-	3.	Преобразователи напряжения	на переключаемых конденсаторах...	931
Глава 10
Пассивные компоненты	 946
10-	1.	Конденсаторы	 947
10-2.	Резисторы и потенциометры	 961
10-	3.	Индуктивности	 971
Глава 11
Влияние повышенного напряжения на аналоговые
микросхемы	 976
11-	1.	Воздействие повышенного напряжения 	 976
11-2.	Электростатический разряд	 985
11-	3.	Влияние электромагнитных и	радиочастотных помех	 996
Глава 12
Печатные платы	 1025
12-	1.	Размещение компонентов	 1026
12-2.	Дорожки на печатной плате	 1028
12-3.	Заземление	 1074
12-4.	Схемы развязки по питанию	 1099
12-5.	Управление температурными	режимами	 1105
Предметный указатель	 1119

Предисловие
Эта книга — результат многолетних наработок инженеров по применениям ком¬
пании Analog Devices, начиная с самого основания компании в 1965 году. Большая
часть материала книги основана на работах, которые уже выпускались в том или
ином виде, и моя основная функция в создании книги была редакторской. Мне
бы хотелось подчеркнуть, что начало этой работы было положено такими людь¬
ми, как Уолт Кестер (Walt Kester), Уолт Джанг (Walt Jang), Пол Брокау (Paul
Brokaw), Джеймс Брайнт (James Bryant), Чак Китчен (Chuck Kitchen), а также
многими другими членами технического сообщества Analog Devices.
Кроме того, многие люди внесли свой бесценный вклад в работу над дан¬
ным изданием, помогая мне с корректурой или своими комментариями. Особую
благодарность хочу выразить Уолту Кестеру (Walt Kester), Бобу Марвину (Bob
Marwin) и Джудит Доувилл (Judith Douville) — тем, кто работал над созданием
предметного указателя.
Еще раз, огромное спасибо всем, кто участвовал в этом проекте.
Хэнк Цумбален,
Ведущий инженер по применениям

ГЛАВА I
ОПЕРАЦИОННЫМ
УСИЛИТЕЛЬ
Предисловие к главе
В данной главе мы рассмотрим основные функции операционного усилителя, ко¬
торый является одним из основных модулей, используемых при проектировании
линейных устройств.
В разделе 1-1 рассматриваются основные функции операционного усилителя.
В основном мы будем использовать подход, в котором операционный усили¬
тель рассматривается как «черный ящик». Существует множество замечатель¬
ных книг, в которых рассматривается внутреннее устройство операционного
усилителя, но в данной книге мы будем использовать менее детальное рассмотре¬
ние. Однако несколько раз мы коснемся и внутреннего устройства усилителя —
без этого обойтись никак не удастся.
В разделе 1-2 мы рассмотрим основные характеристики операционного уси¬
лителя. Также будут рассмотрены методы, которые позволяют обойти основные
ограничения, относящиеся к операционному усилителю.
В разделе 1-3 мы рассмотрим информацию, которая приводится в техниче¬
ских описаниях. Будут рассмотрены различные разделы, которые содержатся
в технических описаниях, также мы рассмотрим способы интерпретации приво¬
димой информации.
Раздел 1-4 посвящен вопросам, связанным с выбором операционного усили¬
теля для использования в самых различных приложениях.
Раздел 1-1
Функции операционного усилителя
Операционный усилитель — это один из основных
модулей, используемых при построении линейных
схем. В классическом виде он состоит из двух вхо¬
дов — при этом один из входов инвертирует фазу
сигнала, второй вход оставляет фазу неизменной
и одного выхода. Стандартный символ, который
используется для обозначения операционного уси¬
лителя, приводится на рис. 1-1. Здесь не показаны
контакты, связанные с обеспечением питания —
однако они, очевидно, необходимы для работы уси-
Рис. 1-1. Стандартное обо¬
значение операционного уси-
лителя
лителя.

8
Глава 1. Операционный усилитель
Положительное
напряжение
питания
напряжение
питания
Bsxofl
•	Свойства идеального операционного усилителя
-	Бесконечный коэффициент усиления для
дифференциальных сигналов
-	Нулевое усиление для синфазных сигналов
-	Нулевое напряжение смещения
-	Нулевой ток смещения
-	Бесконечно большая полоса пропускания
•	Свойства входов операционного усилителя
-	Бесконечный импеданс
-	Нулевой ток смещения
-	Работает с дифференциальным напряжением
-	Не реагирует на синфазное напряжение
•	Свойства выходов операционного усилителя
-	Нулевой импеданс
Рис. 1-2. Свойства идеального операционного усилителя
Название «ор атр» является сокращением операционного усилителя. Это на¬
звание возникло на начальном этапе проектирования усилителей, когда опера¬
ционные усилители использовались в аналоговых компьютерах (вычислителях).
(Да, первые компьютеры были аналоговыми, а не цифровыми). При использова¬
нии обычного усилителя вместе с набором из небольшого количества дополни¬
тельных компонентов можно выполнять различные математические «операции».
Одним из приложений аналоговых компьютеров во время Второй мировой войны
являлся расчет траекторий полета снарядов.
Модель обратной связи по напряжению
Классическая модель операционного усилителя с обратной связью по напряже¬
нию (VFB) включает в себя следующие свойства:
1.	Бесконечно большой входной импеданс.
2.	Бесконечно большая полоса пропускания.
3.	Бесконечно большой коэффициент усиления.
4.	Нулевой выходной импеданс.
5.	Нулевое потребление.
Конечно, в реальных условиях ни одно из этих условий не выполняется. То,
насколько близко мы можем приблизиться к выполнению этих условий, и опре¬
деляет качество операционного усилителя.
Такая идеализация носит название модели с обратной связью по напряжению
(VFB). Этой модели удовлетворяют практически все операционные усилители
с полосой пропускания менее 10 МГц и порядка 90% усилителей с более высокой
полосой пропускания (рис. 1-2).

1-1. Функции операционного усилителя 9
Основные функции
Можно легко обобщить основные функции операционного усилителя. Во-первых,
мы предполагаем, что часть выходного сигнала подается обратно на инвер¬
тирующий вход (т. е. существует обратная связь), благодаря этому задается
фиксированный коэффициент усиления для данного усилителя. Это отрицатель¬
ная обратная связь. Дифференциальное напряжение, которое подается на вход¬
ные контакты операционного усилителя, умножается на коэффициент усиления
усилителя для разомкнутого состояния. Если для такого сигнала значение напря¬
жения на инвертирующем входе (—) превышает значение напряжения на неин¬
вертирующем входе (+), то выходное напряжение будет принимать все более от¬
рицательные значения. Если значение на неинвертирующем входе (+) превышает
значение напряжения на инвертирующем входе (—), то выходное напряжение бу¬
дет принимать положительные значения. Коэффициент усиления операционного
усилителя в разомкнутом состоянии действует таким образом, чтобы умень¬
шить до нуля дифференциальное напряжение на входах усилителя. Если условия
на входах и выходах операционного усилителя соответствуют рабочим условиям,
то дифференциальное напряжение будет соответствовать нулевому значению,
а выходной сигнал будет равен входному сигналу, умноженному на коэффици¬
ент усиления, значение которого определяется схемой обратной связи. Обратите
внимание, что входы реагируют не на синфазное, а на дифференциальное вход¬
ное напряжение:
(1-1)
Инвертирующая и неинвертирующая конфигурация
Существует два способа конфигурирования, которые позволяют использовать
операционный усилитель с обратной связью по напряжению в качестве усилите¬
ля. Эти два способа показаны на рис. 1-3 и 1-4.
На рис. 1-3 показано то, что известно как инвертирующая конфигурация.
В такой схеме выходной сигнал имеет фазу, отличающуюся от фазы входно¬
го сигнала. Коэффициент усиления в такой схеме определяется соотношением
сопротивлений используемых резисторов и выражается при помощи следующей
формулы:
(1-2а)
На рис. 1-4 показана неинвертирующая конфигурация. В такой схеме фаза вы¬
ходного сигнала совпадает с фазой входного сигнала. Коэффициент усиления
здесь также определяется соотношением сопротивлений используемых резисто¬
ров и выражается следующей формулой:
А = 1 +
Rfb
Rin
(l-2b)
Заметим, что так как выходной сигнал подается на делитель напряжения (схе¬
ма установки коэффициента усиления), то максимальное напряжение, которое
может возникать на инвертирующем входе, равно амплитуде выходного напря¬

10 Глава 1. Операционный усилитель
жения, отсюда мы получаем для минимального значения коэффициента усиления
величину 1.
Заметим, что в этих двух конфигурациях обратная связь распространяется
от выхода к инвертирующему входу. Благодаря этому образуется отрицательная
обратная связь, которая обеспечивает для проектировщика массу преимуществ.
Более подробно данный вопрос будет обсуждаться далее в данной главе.
Также следует указать, что значение коэффициента усиления определяется
соотношением сопротивлений используемых резисторов, а не их абсолютными
значениями. Это означает, что можно выбирать любые сопротивления, относя¬
щиеся к какому-то реализуемому на практике диапазону.
Если выбранные резисторы имеют слишком малое сопротивление, то от вы¬
хода операционного усилителя для работы будет забираться большая часть тока.
Это приводит к чрезмерному рассеянию тепла на операционном усилителе, с чем
связаны определенные неудобства. Повышенное рассеяние приводит к нагреву
микросхемы, что может привести к изменению характеристик операционного
усилителя по постоянному току. Также выделяющаяся при тепловом рассеянии
энергия может привести к повышению температуры перехода выше 150 °С, что
соответствует максимальному пределу для большинства полупроводниковых ма¬
териалов.
Точка сложения сигналов
Рис. 1-3. Инвертирую¬
щий каскад с операци¬
онным усилителем
ѵоит
V|N
Рис. 1-4. Неин¬
вертирующий каскад
с операционным уси¬
лителем

1-1. Функции операционного усилителя I I
Температура перехода соответствует температуре самого полупроводнико¬
вого компонента. С другой стороны, когда резисторы будут иметь слишком
большое сопротивление, то увеличивается значение шума и чувствительность
к паразитным емкостям, что может приводить к ограничению полосы пропус¬
кания и, возможно, вызвать неустойчивую работу и колебания.
С практической точки зрения достаточно тяжело приобрести резисторы с со¬
противлением менее 10 Ом и более 1 МОм, особенно если речь идет о прецизи¬
онных резисторах.
Теперь давайте более подробно рассмотрим вариант с использованием инвер¬
тирующего усилителя. Как показано на рис. 1-5, неинвертирующий вход соеди¬
нен с землей (мы предполагаем, что используется схема с биполярным (+/—) ис¬
точником питания). Так как операционный усилитель стремится уменьшить до
нуля значение дифференциального входного напряжения, то напряжение на ин¬
вертирующем входе также должно соответствовать напряжению земли. На прак¬
тике этот узел обозначается как «виртуальная земля».
Рис. 1-5. Коэффициент усиления
инвертирующего усилителя
R|N	RfB
Если подать напряжение (Ѵш) на входной резистор, то через резистор (Rin)
будет протекать ток (II) со следующим значением:
Ѵш
А = 1 +
Rin
(1-3)
Так как входной импеданс операционного усилителя имеет бесконечное зна¬
чение, то на инвертирующем входе входной ток будет отсутствовать. Таким
образом, через резистор в схеме обратной связи будет протекать ток, равный II.
Так как усилитель стремится поддерживать на инвертирующем входе напряже¬
ние земли, то на выходе усилителя возникает следующее напряжение Ѵоит:
Ѵоит = И х Rfb-	(1-4)
После несложных арифметических преобразований мы приходим к тому же ре¬
зультату, что выражается формулой (1-1):
Ѵоит _ д _ Rfb
Ѵш	Rin
(1-5)

12 Глава 1. Операционный усилитель
Теперь более подробно рассмотрим вариант с неинвертирующей конфигура¬
цией. Согласно рис. 1-6 входное напряжение подается на неинвертирующий вход.
Выходное напряжение подается на делитель напряжения, состоящий из резисто¬
ров Rfb и Rin- Название «Rin» в данном случае может вводить в заблуждение,
так как физически резистор не подключается ко входу, однако мы сохраняем
название, которое использовалось в инвертирующей схеме, — в любом случае,
это обозначение стало стандартом «де-факто». Напряжение на инвертирующем
входе (Ѵа) определяется из условия, что оно соответствует точке соединения
двух резисторов:
Ѵа
Rin
-Ѵоит-
(1-6)
Rin + Rfb
Благодаря отрицательной обратной связи операционный усилитель стремится
уменьшить до нуля значение дифференциального напряжения, таким образом:
Ѵа=Ѵш.
(1-7)
После простых арифметических преобразований мы получаем:
Ѵоит _ Rfb + Rin _ ^ + Rfb
Vin	Rin	Rin
Итак, мы получаем уравнение, которое соответствует формуле (1-2).
Рис. 1-6. Коэффициент
усиления неинвертирую¬
щего усилителя
ѵоит
V,N
1 +
Rfb
Rin
Выше компоненты, которые использовались для установки коэффициента
усиления, обозначались как резисторы. Однако в действительности эти компо¬
ненты могут быть не только резистивными, но и иметь реактивный импеданс.
Благодаря этому мы можем создавать усилители, характеристики которых за¬
висят от частоты. Более подробно данный вопрос мы рассмотрим в следующих
разделах.
Коэффициент усиления в разомкнутой схеме
Коэффициент усиления для разомкнутой схемы (который обычно обозначается
как Ауоь) представляет собой коэффициент усиления усилителя при разомкну¬
той схеме обратной связи, отсюда и название «open loop» — разомкнутая цепь.

1-1. Функции операционного усилителя 13
Для прецизионного усилителя это значение может быть очень большим, превы¬
шающим 160 дБ. Это соответствует коэффициенту усиления, равному 100 милли¬
онам. Коэффициент усиления имеет постоянное значение для частот начиная от
постоянного тока и до значения, которое носит название доминирующего полю¬
са (dominant pole). После этого значения коэффициент усиления уменьшается
со скоростью 6 дБ/октаву или 20 дБ/декаду. (Октава соответствует удвое¬
нию частоты, декада — увеличению частоты в десять раз). Это обозначается
как отклик для единичного полюса. Скорость уменьшения остается постоян¬
ной до достижения следующего полюса для отклика. Второй полюс в два раза
увеличивает скорость спада коэффициента усиления для разомкнутой схемы —
с 12 дБ/октаву до 40 дБ/октаву. Если коэффициент усиления для разомкну¬
той схемы падает до уровня менее 0 дБ (единичное усиление) до достижения
второго полюса, то операционный усилитель будет всегда стабильным при лю¬
бом коэффициенте усиления. В технических описаниях это обычно обозначается
как «unity gain stable» — стабильность при единичном коэффициенте усиления.
Если второй полюс достигается при коэффициенте усиления, превышающем еди¬
ничное значение (0 дБ), то при некоторых условиях усилитель может терять
стабильность (рис. 1-7).
Отклик для единичного полюса
Коэффициент
усиления для
разомкнутого
контура
обратной связи
(ДБ)
Отклик для двух полюсов
Рис. 1-7. Коэффициент усиления инвертирующего усилителя
Рис. 1-8. Опреде¬
ление коэффициента
усиления
Коэффициент
усиления (дБ)
Коэффициент
усиления для схемы
с разомкнутым
контуром обратной связ
и
Коэффициент
усиления контура
обратной связи
. г	\
^иоціціицисп 1 i
усиления для схемы
с замкнутым
контуром обратной свя:
к
и
Г 1
г
!
Коэффициент
усиления для
шума
1 ‘
	Л	►
—	^	►
fCL	lo9 f

14 Глава 1. Операционный усилитель
Важно понимать разницу между коэффициентом усиления разомкнутой схе¬
мы, коэффициентом усиления для схемы с обратной связью, коэффициентом
усиления схемы, коэффициентом усиления сигнала и коэффициентом усиления
шума (рис. 1-8 и 1-9). Все они имеют схожий характер, связаны между собой —
однако остаются различными. Давайте более подробно рассмотрим данные по¬
нятия.
Коэффициент
усиления
сигналов = 1 + r2/r1
Коэффициент
усиления шума = 1 + R2/Ri
Коэффициент
усиления
сигналов = -r2/r1
Коэффициент
усиления шума= 1 + R2/R1
Коэффициент
усиления
сигналов = -R2/R1
Коэффициент	r2
усиления шума= 1 н
R1IIR3
• Напряжения шумов и напряжение смещения операционного напряжения
отображаются на выход, на них действует коэффициент усиления шума
операционного усилителя
• Для определения стабильности используется коэффициент усиления шума,
а не коэффициент усиления сигнала •• Схема С обладает тем же коэффициентом усиления сигналов, но коэффициент
усиления шума увеличивается, за счет этого обеспечивается более высокая стабильность,
снижается уровень шумов и увеличивается уровень напряжения смещения на выходе
Рис. 1-9. Коэффициент усиления шума
Не существует точного определения для коэффициента усиления разомкну¬
той схемы. Этот коэффициент может принимать достаточно большие значения
и в технических описаниях указывается обычно как типичное значение, а не как
диапазон, ограниченный минимальным и максимальным значениями. Однако
в некоторых случаях, обычно для высокопрецизионных операционных усилите¬
лей, в технической документации указывается минимальное значение.
Кроме этого, коэффициент усиления разомкнутой схемы может изменяться
в зависимости от уровня выходного напряжения и нагрузки. Также существует
некоторая зависимость от температуры. Однако в общем случае эти эффекты
оказывают достаточно скромное влияние и в большинстве случаев ими можно
пренебречь. На практике подобные нелинейные эффекты не всегда указываются
в технической документации на данный компонент.
Произведение коэффицйента усиления и полосы пропускания
Для разомкнутой схемы уменьшение коэффициента усиления составляет 6 дБ
на октаву. Это означает, что при увеличении частоты сигнала в два раза коэффи-

1-1. Функции операционного усилителя
циент усиления уменьшается на половину от своего значения. Верно и обратное:
при уменьшении частоты в два раза коэффициент усиления для разомкнутой
схемы увеличивается в два раза (как показано на рис. 1-8). Это свойство слу¬
жит основой для величины, которая носит название «произведение коэффициен¬
та усиления на полосу пропускания (Gain-Bandwidth Product)». Если умножить
коэффициент усиления разомкнутой схемы на частоту, то такое произведение бу¬
дет оставаться постоянным. Причиной этого является то, что мы используем ту
часть кривой, которая описывает постоянное уменьшение коэффициента усиле¬
ния, равное 6 дБ на октаву. Это дает в наше распоряжение удобный инструмент
для определения того, насколько данный операционный усилитель пригоден для
конкретного приложения (рис. 1-10).
Например, в данном приложении необходимы полоса пропускания 100 кГц и
коэффициент усиления, равный 10 — тогда нам необходим операционный уси¬
литель, для которого произведение коэффициента усиления на полосу пропус¬
кания составляет как минимум 1 МГц. Здесь мы немного упрощаем ситуацию.
Из-за изменения произведения полосы пропускания на коэффициент усиления
и того обстоятельства, что при пересечении коэффициента усиления замкну¬
той схемы и коэффициента усиления разомкнутой схемы отклик уменьшается
на 3 дБ, необходимо включить небольшой допуск. В описываемым выше при¬
ложении операционный усилитель с произведением коэффициента усиления на
полосу пропускания, равным 1 МГц, может оказаться недостаточно широкопо¬
лосным. Необходимо иметь запас, значение которого должно превышать 5 -
тогда можно обеспечить требуемые характеристики.
Критерии устойчивости
Теория обратной связи говорит о том, что для стабильности системы коэффи¬
циент усиления для замкнутой схемы должен пересекать коэффициент усиления
разомкнутой схемы со скоростью уменьшения, равной 6 дБ на октаву (отклик
для единичного полюса). Если отклик составляет 12 дБ на октаву (отклик для
Рис. 1-10. Произ-
Коэффициент усиления
схемы с разомкнутым контуром
ведение коэффици- Коэффициент
ента усиления и по- усиления
лосы пропускания (ДБ)
log f

16 Глава 1. Операционный усилитель
двойного полюса), то система на основе операционного усилителя будет испыты¬
вать колебания. Для себя можно представить, что каждый из полюсов добавляет
90° к фазовому сдвигу. Для двух полюсов это означает 180°, а фазовый сдвиг
в 180° превращает отрицательную обратную связь в положительную — и поло¬
жительная обратная связь приводит к возникновению колебаний.
Возникает вопрос — зачем может понадобиться усилитель, для которого еди¬
ничное усиление не является стабильным. Ответом является то, что для данного
усилителя можно повысить полосу пропускания за счет того, что единичное
усиление не является стабильным. Такое условие иногда обозначается как де¬
компенсация, однако необходимо удовлетворить критерию для коэффициента
усиления. Этот критерий устанавливает, что коэффициент усиления замкнутой
схемы должен пересекать коэффициент усиления разомкнутой схемы с наклоном,
составляющим 6 дБ на октаву (отклик для единичного полюса). Если это усло¬
вие не выполняется, то система на основе такого усилителя будет испытывать
колебания.
В качестве примера на рис. 1-11-1-13 показаны графики для коэффициента
усиления разомкнутой схемы. Это графики для трех различных компонентов,
которые в принципе относятся к одному типу: AD847, AD848 и AD849. Для
усилителя AD847 единичное усиление является стабильным. AD848 является ста¬
бильным для значений коэффициента усиления, превышающих 2. AD849 является
стабильным для значений коэффициента усиления, превышающих 10.
Частота (Гц)
Рис. 1-11. Коэффи¬
циент усиления разо¬
мкнутой схемы для
AD847
Запас устойчивости по фазе (Phase Margin)
Одним из параметров, которые способны характеризовать стабильность, явля¬
ется phase margin (запас устойчивости по фазе). Подобно амплитудной характе¬
ристике, которая не испытывает мгновенных изменений, фаза также изменяется
постепенно, и начинается изменение фазы на целую декаду раньше, чем часто¬
та, соответствующая точке излома коэффициента усиления. Запас устойчивости

1-1. Функции операционного усилителя
17
Частота (Гц)
Частота (Гц)
Рис. 1-13. Коэффициент усиления разомкнутой схемы для AD849
по фазе представляет собой фазовый сдвиг на частоте единичного усиления,
оставшийся до достижения сдвига в 180°.
Малый запас фазы проявляется в том, что в выходном сигнале появляют¬
ся выбросы на частотах, близких к точке пересечения прямых коэффициента
усиления с замкнутой ОС и разомкнутой ОС (см. рис. 1-14).
Коэффициент усиления замкнутой схемы
Естественно, эта величина представляет собой коэффициент усиления для за¬
мкнутой схемы — в отличие от коэффициента усиления разомкнутой схемы,

18 Глава 1. Операционный усилитель
30 к 100k	1M	ЮМ	100 М 500М
Частота (Гц)
ct
го
о.
о го
S5 ■&
Рис. 1-14. Запас устойчивости по фазе для AD8051
когда цепь обратной связи является разомкнутой. Эта величина бывает двух
типов — коэффициент усиления сигнала (signal gain) и коэффициент усиления
шума (noise gain), их особенности и различия между ними описываются ниже.
Выражение коэффициента усиления операционного усилителя с замкнутой
схемой содержит коэффициент усиления для разомкнутой схемы. Если G пред¬
ставляет собой действительный коэффициент усиления, Nq — коэффициент уси¬
ления шума (см. ниже), а Avol — коэффициент усиления для усилителя с разо¬
мкнутой схемой обратной связи, то получаем следующее выражение:
NC?	(1-9)
G = Ng -
Ng
Nq + Avol
Ng
Avol
+ 1
Из этой формулы можно увидеть, что когда коэффициент усиления разомкнутой
схемы имеет очень высокие значения, что обычно и имеет место, то коэффици¬
ент усиления замкнутой схемы будет представлять собой просто коэффициент
усиления шума.
Коэффициент усиления сигнала
Это коэффициент усиления, который действует для входного сигнала, при за¬
мкнутой схеме обратной связи. В разделе, в котором мы обсуждали основные
функции усилителя, при рассмотрении инвертирующей и неинвертирующей схем,
мы в действительности рассматривали коэффициент усиления сигнала для за¬
мкнутой схемы обратной связи. Он может быть инвертирующим и неинвер¬
тирующим. Для инвертирующей схемы это значение даже может быть меньше
единицы. Именно коэффициент усиления сигнала представляет для нас основной
интерес при проектировании реальных устройств.
Коэффициент усиления сигнала для каскада с инвертирующим усилителем
выражается следующей формулой:

1-1. Функции операционного усилителя 19
4 —
Rin
а для неинвертирующего усилителя:
А = 1 +
Rfb
Rin
(1-10)
(1-11)
Коэффициент усиления шума
Коэффициент усиления шума относится к источнику шума, который предпола¬
гается подключенным последовательно к входу операционного усилителя. Также
этот коэффициент усиления применяется к напряжению смещения. Коэффициент
усиления шума выражается следующей формулой:
1 +
Rfb
Rin
(1-12)
Коэффициент усиления шума равен коэффициенту усиления сигнала для неин¬
вертирующего усилителя, его значение одинаково как для инвертирующего, так
и для неинвертирующего каскада.
Коэффициент усиления используется для определения стабильности. Также
это коэффициент усиления для замкнутой схемы, который используется в диа¬
граммах Боде. Также необходимо помнить, что хотя в уравнениях для коэф¬
фициента усиления шума используются сопротивления, на самом деле следует
использовать импеданс (см. рис. 1-9).
Коэффициент усиления схемы
Разница между коэффициентами усиления для замкнутой и разомкнутой схемы
носит название коэффициента усиления схемы (loop gain). Эта величина дает
очень полезную информацию, так как она количественно определяет вклад от¬
рицательной обратной связи, которая может использоваться в схеме усилителя
(см. рис. 1-8).
Диаграмма Боде
Диаграмма Боде (Bode plot) представляет собой график зависимости коэффи¬
циента усиления для разомкнутой схемы в зависимости от частоты для двойной
логарифмической шкалы. Диаграмма Боде представляет собой один из наибо¬
лее важных инструментов, который позволяет определить, подходит ли данный
операционный усилитель для данного приложения.
Если вы отобразите на графике Боде коэффициент усиления для разомкну¬
той схемы и коэффициент усиления шума, то точка, в которой пересекаются
два этих графика, будет определять максимальную полосу пропускания для си¬
стемы с использованием данного усилителя с замкнутой цепью обратной связи.
Обычно это значение отображается как частота замкнутой схемы (Fcl)- По¬
мните, что на самом деле в точке пересечения реальный отклик будет на 3 дБ
меньше. Для частот на одну октаву выше и ниже частоты Fcl разница между
асимптотическим откликом и действительным откликом будет менее чем 1 дБ
(рис. 1-15).

20 Глава 1. Операционный усилитель
Диаграмма Боде также полезна при определении стабильности. Как уже го¬
ворилось выше, если коэффициент усиления для замкнутой схемы (коэффициент
усиления шума) пересекает коэффициент усиления для разомкнутой схемы под
наклоном, превышающим 6 дБ на октаву (20 дБ на октаву), то усилитель может
являться неустойчивым (в зависимости от запаса устойчивости по фазе, phase
margin).
Рис. 1-15. Асимптотический отклик
Модель с обратной связью по току (CFB)
Существует определенный тип усилителей, который обладает несколькими пре¬
имуществами перед стандартными усилителями с обратной связью по напря¬
жению при использовании на высоких частотах. Они носят название усилителей
с обратной связью по току (CFB) или же иногда их называют трансимпедансны¬
ми усилителями. Здесь возможна некоторая путаница, так как преобразователи
тока в напряжение (I/V), обычно используемые в приложениях на основе фотоди¬
одов, также называются трансимпедансными усилителями. Схема использования
операционных усилителей с обратной связью по току схожа со схемой исполь¬
зования стандартных усилителей с обратной связью по напряжению, однако
существует несколько ключевых различий.
Схема усилителя с обратной связью по току отличается от усилителя с обрат¬
ной связью по напряжению по структуре входных цепей. Хотя мы и стараемся
не рассматривать внутреннее устройство операционного усилителя, однако здесь
может помочь простая диаграмма (см. рис1-16). Две эти схемы также отличают¬
ся по механизму обратной связи, отсюда и происходит название. Однако здесь
мы не будем подробно рассматривать этот механизм. В большинстве случаев
достаточно учесть соответствующие различия и следовать соответствующим
ограничениям, и тогда можно считать, что в основном два типа усилителей ра¬
ботают одинаково. Уравнение для коэффициента усиления выглядит аналогично

1-1. Функции операционного усилителя 21
уравнению для усилителя с обратной связью по напряжению, за исключением
важных ограничений, которые мы рассмотрим в следующем разделе.
Отличие от усилителя с обратной связью по напряжению (VFB)
Одним из основных отличий усилителей с обратной связью по току от усилите¬
лей с обратной связью по напряжению является то, что для них не существует
такой характеристики, как произведение коэффициента усиления на полосу про¬
пускания. Хотя полоса пропускания изменяется в зависимости от коэффициента
усиления, ее изменение сильно отличается от значения в 6 дБ на октаву, кото¬
рое свойственно усилителям с обратной связью по напряжению (рис. 1-17). Так¬
же основным ограничением является то, что сопротивление резисторов в схеме
обратной связи определяет полосу пропускания, так как эти резисторы рабо¬
тают совместно с внутренними конденсаторами операционного усилителя. Для
каждого операционного усилителя с обратной связью по току приводятся ре¬
комендуемые сопротивления для резисторов, используемых в схеме обратной
связи, которые позволяют обеспечить максимальную полосу пропускания. Ес¬
ли увеличивать сопротивление резисторов, то полоса пропускания уменьшается.
Если использовать резисторы с меньшим сопротивлением, то схема на основе
такого усилителя может терять устойчивость. Подобное оптимальное сопроти¬
вление резистора варьируется для различных условий применения. Например,
это значение будет изменяться для микросхем с различными корпусами, напри¬
мер, SOIC и DIP (см. рис. 1-18).
Рис. 1-16. Усилитель с обратной связью по напряжению (VFB) и усилитель
с обратной связью по току (CFB)
Кроме этого, усилитель с обратной связью по току обязан содержать конден¬
сатор в цепи обратной связи. Благодаря конденсатору при повышении частоты
уменьшается импеданс цепи обратной связи, что вызывает колебания в схеме
усилителя. По этой же причине необходимо избегать возникновения паразитной
емкости у инвертирующего входа операционного усилителя.
Обычной ошибкой при использовании операционного усилителя с обратной
связью по току является непосредственное соединение инвертирующего входа

22 Глава 1. Операционный усилитель
с выходом усилителя с целью получить повторитель напряжения с единичным
коэффициентом усиления (буфер). В подобной схеме будут возникать колебания.
Очевидно, что в этом случае сопротивление резистора в схеме обратной связи
меньше, чем рекомендованное значение. Схема будет устойчивой в том случае,
если вместо непосредственного соединения в цепи обратной связи будет исполь¬
зоваться резистор с правильным значением сопротивления.
Рис. 1-17.
Частотная характеристика
усилителя с обратной связью
по току
•	Оптимальные характеристики достигаются при
использовании в цепи обратной связи резистора
с определенным сопротивлением.
Если это сопротивление увеличивается, то уменьшается
полоса пропускания, уменьшение сопротивления
резистора может приводить к неустойчивости схемы.
•	При фиксированном сопротивлении резистора,
используемого в цепи обратной связи, изменение коэффициента
усиления практически не влияет на полосу пропускания.
•	Для усилителей с обратной связью по току не существует такого
понятия, как произведение коэффициента усиления на полосу
пропускания.
Другим различием между усилителем с обратной связью по току и усилите¬
лем с обратной связью по напряжению является то, что инвертирующий вход
усилителя с обратной связью по току обладает низким импедансом. Типичны¬
ми значениями являются 50-100 Ом. Таким образом, отсутствует баланс меж¬
ду входами, который существует между входами усилителя с обратной связью
по напряжению.
Топология с обратной связью по току также улучшает характеристики по от¬
ношению к скорости нарастания напряжения. Ток, который используется для
зарядки внутреннего компенсирующего конденсатора, изменяется со временем,
а не ограничен каким-то фиксированным значением, как часто бывает при ис¬
пользовании топологии с обратной связью по напряжению. При ступенчатом
входном сигнале или в условиях перегрузки значение тока увеличивается (cur-
rent-on-demand: ток по запросу), пока не будет устранено состояние перегрузки.
Обычный усилитель с обратной связью по постоянному току не имеет ограниче¬
ния по скорости нарастания напряжения. Ограничения возникают от внутренних
паразитных емкостей и для уменьшения их влияния предпринимаются многочи¬
сленные усилия.

1-1. Функции операционного усилителя
Сочетание более высокой полосы пропускания и более высокой скорости на¬
растания позволяет устройствам с обратной связью по току обеспечивать низкие
искажения и при этом отличаться более низким потреблением.
Искажения для усилителя определяются исходя из искажений усилителя при
работе в схеме с разомкнутой цепью обратной связи и коэффициентом усиления
цепи при работе в схеме с замкнутой цепью обратной связи. Благодаря симме¬
трии внутренней топологии при работе в схеме с разомкнутой обратной связью
усилитель с обратной связью по току обеспечивает малый уровень искажений.
Вторым важным фактором, который определяет уровень искажений, является
скорость. В большинстве из используемых конфигураций усилитель с обратной
связью по току обладает большей полосой пропускания по сравнению с усилите¬
лем с обратной связью по напряжению. Таким образом, при заданной частоте
сигнала более быстрая микросхема будет иметь более высокое значение коэф¬
фициента усиления цепи и, таким образом, обеспечивает более низкий уровень
искажений.
AD8001AN (PDIP)
Коэффициент усиления
AD8001AR (SOICP)
Коэффициент усиления
AD8001ART (SOT-23-5).
Коэффициент усиления
Компо¬
нент
-1
+ 1
+2
+10
+100
-1
+1
+2
+ 10
+ 100
-1
+1
+2
+ 10
+100
Rp(Ом)
649
1050
750
470
1000
604
953
681
470
1000
845
1000
768
470
1000
Rg (Ом)
649
750
51
10
604
681
51
10
845
768
51
10
Ro
(номи¬
нальное
значение,
Ом)
49,9
49,9
49,9
49,9
49,9
49,9
49,9
49,9
49,9
49,9
49,9
49,9
49,9
49,9
Rs (Ом)
0
0
0
Rt
(номи¬
нальное
значение,
Ом)
54,9
49,9
49,9
49,9
49,9
54,9
49,9
49,9
49,9
49,9
54,9
49,9
49,9
49,9
49,9
Полоса
пропуска¬
ния для
малых
сигналов,
МГц
340
880
460
260
20
370
170
440
260
20
240
795
380
260
20
Полоса
с нерав¬
номер¬
ностью
в ОД дБ,
МГц
105
70
105
130
100
120
110
300
145
Рис. 1-18. Зависимость от типа корпуса для оптимального сопротивления резистора в цепи
обратной (на примере AD8001) связи

24 Глава 1. Операционный усилитель
Выбор между усилителями с обратной связью по току и напряжению
Усилители с обратной связью по току и усилители с обратной связью по напряже¬
нию имеют собственные предпочтительные области применения. В большинстве
приложений достаточно сложно показать, в чем преимущества от использова¬
ния первого или второго типа усилителей. Современные усилители с обратной
связью по току и напряжению обладают сопоставимыми техническими харак¬
теристиками, однако существуют определенные уникальные особенности, свя¬
занные с различиями в топологии каждого из этих типов усилителей. Усилители
с обратной связью по напряжению обеспечивают свободу выбора резистора (или
импеданса) в цепи обратной связи, при этом приходится жертвовать полосой
пропускания с целью увеличения коэффициента усиления. Усилители с обратной
связью по току обеспечивают широкую полосу пропускания в широком диапазо¬
не изменения значений коэффициента усиления, однако при этом ограничивается
выбор импеданса цепи обратной связи.
Итак, в общем случае усилители с обратной связью по напряжению обеспе¬
чивают:
•	более низкий уровень шумов
•	лучшие характеристики по постоянному току
•	возможность свободного выбора компонентов в цепи обратной связи
тогда как усилители с обратной связью по току обладают следующими особен¬
ностями:
•	более высокая скорость нарастания напряжения
•	более низкий уровень искажений
•	ограничения в выборе компонентов в цепи обратной связи.
Напряжение питания
Традиционно для питания операционных усилителей использовалось напряжение
питания ±15 В. Диапазон напряжений входного и выходного сигнала соста¬
влял ±10 В. Однако строгих требований к этим напряжениям не существовало.
Обычно максимальное напряжение питания составляло ±18 В. Нижний предел
определяется особенностями внутренних структур. Можно работать в диапа¬
зоне, отличающемся на 1,5 В или 2 В от напряжения каждой из шин питания,
таким образом можно использовать питание до ±8 В и при этом обеспечить
достаточный динамический диапазон.
Однако в последнее время существует тенденция к снижению напряжения
питания. Для этого существует несколько причин.
Во-первых, высокоскоростные схемы обычно используют достаточно низко¬
вольтный диапазон сигналов. Основной причиной для этого является способ¬
ность усилителя мгновенно реагировать на большие изменения напряжения. Все
усилители обладают определенным ограничением на скорость изменения напря¬
жения, которое выражается как количество вольт на микросекунду. Итак, в слу¬
чае постоянства всех прочих условий, для увеличения скорости необходимо умень¬
шать диапазон изменения напряжения. Другой причиной является необходи¬
мость ограничить влияние паразитной емкости для данной схемы, для этого

1-1. Функции операционного усилителя 25
необходимо уменьшить их уровни импеданса. Снижение импеданса повышает
требования к выходному каскаду и возможностям корпуса усилителя по рассе¬
янию энергии. Более низкий диапазон изменения напряжения уменьшает тре¬
бования к току питания, благодаря чему уменьшается диссипация энергии для
данного корпуса.
Второй причиной является то, что при увеличении скорости компонентов,
входящих в состав усилителя, неизбежно уменьшаются геометрические разме¬
ры этих компонентов. Уменьшение геометрических размеров означает снижение
напряжения пробоя для этих компонентов. Так как напряжения пробоя умень¬
шаются, то следует уменьшать напряжения питания. Для современных высо¬
коскоростных операционных усилителей типичное значение напряжения пробоя
составляет ±7 В, таким образом, необходимо уменьшать напряжения питания
до ±5 В (и даже ниже).
В некоторых случаях необходимость использования пониженного напряже¬
ния питания связана с работой от аккумуляторов (батареек). Пониженное напря¬
жение питания сокращает количество используемых аккумуляторов и позволяет
уменьшить размер, вес и стоимость конечного устройства.
В то же время существует тенденция ко все более широкому использованию
однополярных источников питания. Вместо использования традиционных шин
с положительным и отрицательным напряжением питания операционные усили¬
тели используют единственную шину с положительным напряжением питания
и землю — в этом случае земля играет роль шины питания с отрицательным
напряжением.
Использование однополярного питания
Во внутренней схеме операционного усилителя ничто не требует использова¬
ния земли. На самом деле, вместо использования биполярного питания (+ и —)
с напряжениями ±15В вы можете использовать однополярное питание с напряже¬
нием +30 В (при этом земля рассматривается в качестве шины питания с отри¬
цательным напряжением). Необходимо только правильно выполнить смещение
для остальной части схемы, чтобы сигнал оставался в пределах допустимого
диапазона синфазного напряжения для операционного усилителя. Можно пойти
и дальше и использовать напряжение питания —30 В (при этом земля выступает
в виде шины питания с положительным напряжением).
При использовании однополярного питания и пониженного напряжения пи¬
тания вы легко можете столкнуться с определенными проблемами. Стандарт¬
ная топология операционных усилителей использует дифференциальную пару
NPN-транзисторов (см. рис. 1-19) для входного каскада и эмиттерные повтори¬
тели (см. рис. 1-22) для выходных каскадов. При использовании таким схем вы
не получите возможность работы «rail-to-rail» (когда диапазон сигнала соответ¬
ствует диапазону между напряжениями шин питания). Чтобы получить такую
возможность, в схемы необходимо внести определенные изменения.
Первым из таких изменений является использование дифференциального PNP-
входа (рис. 1-20). Одним из первых примеров использования такой конфигура¬
ции является LM324. Подобная конфигурация позволяет входному сигналу при¬
ближаться к напряжению шины питания с отрицательным напряжением (земля).

26 Глава 1. Операционный усилитель
При этом сигнал не способен приблизиться к напряжению положительной шины
питания. Однако в большинстве систем, особенно в системах со смешанными
сигналами (которые в большинстве являются цифровыми), этого недостаточно.
Кроме того, если рассматривать точность, то в этом отношении 324 не отлича¬
ется выдающимися характеристиками в этом отношении.
Итак, конфигурация входа с использованием NPN не позволяет достичь на¬
пряжения земли. Конфигурация входа с использованием PNP не позволяет до¬
стичь напряжения положительной шины питания. Итак, следующая модифика¬
ция будет использовать двойной вход, в этом случае дифференциальная пара
на основе NPN объединяется с дифференциальной парой на основе PNP (см.
рис. 1-21). В большей части диапазона изменения синфазного входного напря¬
жения работают оба входных каскада, однако при приближении напряжения
входного сигнала к одной из шин питания один из каскадов отключается. При
этом NPN-каскад обеспечивает возможность приблизиться к положительной ши¬
не питания, а NPN-каскад — к шине с отрицательным напряжением питания.
Необходимо заметить, что характеристики операционного усилителя (кото¬
рые в основном зависят от входной структуры — например, тока смещения)
будут изменяться в зависимости от синфазного напряжения, которое подается
на входа. Ток смещения даже изменяет направление при переключении NPN-вхо¬
де на PNP-вход.
Рис. 1-19. Стандартный входной каскад (диф- Рис. 1-20. Входной каскад на осно-
Другое отличие относится к выходному каскаду. Обычный выходной каскад
использует комплиментарный эмиттерный повторитель (с общим коллектором),
он обычно заменяется на схему с общим эмиттером (см. рис. 1-22). Это позволяет
выходному сигналу достигать напряжения шин питания. Точно уровень напря¬
жения устанавливается напряжением VcEsat выходных транзисторов, в свою
очередь, уровень этого напряжения определяется значениями выходных токов.
Единственным существенным недостатком такого решения является то, что вы¬
ходной импеданс схемы с общим эмиттером превышает входной импеданс схемы
ференциальная пара)
ве PNP

1-1. Функции операционного усилителя 27
с общим коллектором. В большинстве случаев это не имеет большого значения,
так как отрицательная обратная связь снижает выходной импеданс пропорцио¬
нально значению коэффициента усиления схемы (loop gain). Однако этот эффект
необходимо учитывать при уменьшении коэффициента усиления схемы, так как
более высокое значение выходного импеданса приводит к повышению чувстви¬
тельности по отношению к эффектам, связанным с емкостной нагрузкой.
Рис. 1-21. Составной входной каскад
Рис. 1-22. Выходные каскады: стан¬
дартная конфигурация с эмиттерным
повторителем и общий эмиттер
конфигурации «rail-to-rail»
Эмиттерный
повторитель
Схема с общим
эмиттером
+ѴК
Выходной
сигнал
>	О
ч
' —Ѵе
Особенности проектирования схемы при использовании
однополярного питания
Форма многих сигналов по своей природе является биполярной. Это означа¬
ет, что сигнал изменяется относительно некоторого опорного уровня, который

28 Глава 1. Операционный усилитель
обычно соответствует напряжению земли. То, что необходимо — это обеспечить
для сигналов связь по переменному напряжению.
Связь по переменному напряжению создается просто: с помощью фильтра
высокой частоты, который позволяет создать новый опорный уровень, который
обычно относится к середине диапазона напряжения питания (см. рис. 1-23).
Включенный последовательно конденсатор позволяет блокировать постоянную
составляющую входного сигнала. Частота сопряжения (corner frequency), при
которой отклик падает на 3 дБ относительно уровня, относящегося к средней
частоте диапазона, определяется характеристиками компонентов:
где
2ttReq С ’
Req =
R4R5
R4 + R5
(1-13)
(1-14)
Необходимо заметить, что если связи по переменному току используются для
нескольких секций, то каждая секция будет иметь для частоты сопряжения уро¬
вень на 3 дБ ниже. Таким образом, если мы используем две секции с одинаковой
частотой сопряжения, то результирующий отклик будет на 6 дБ ниже, для трех
секций отклик будет ниже на 9 дБ и так далее. Это необходимо учитывать
при проектировании результирующего отклика системы. Также необходимо по¬
мнить, что амплитудная характеристика начинает уменьшаться при увеличении
частоты как минимум на декаду относительно частоты сопряжения.
Связь по переменному напряжению для сигналов с произвольной формой
может приводить к возникновению проблем, которые обычно отсутствуют в си¬
стемах со связью по постоянному напряжению. Эта проблема связана со скваж¬
ностью (duty cycle) сигнала произвольной формы, и эта проблема становится
особенно заметной тогда, когда напряжение сигнала приближается к напряже¬
нию шин питания — это может происходить в системах с низким напряжением
питания, в которых используется связь по переменному напряжению.
В схеме усилителя, показанной на рис. 1-23, точка смещения для выходного
сигнала будет равна смещению по постоянному напряжению, которое подает¬
ся на вход (+) операционного усилителя. Для сигнала с симметричной формой
(скважность = 2 или duty cycle = 50%) с размахом выходного сигнала, равным
2 В (р-р), выходной сигнал будет изменяться симметрично относительно точки
смещения, или же будет принимать значения из диапазона 2,5 ±1 В (если исполь¬
зовать значения, показанные на рис. 1-23). Если же для импульсного сигнала
duty cycle будет иметь очень большое (или очень низкое) значение, то благодаря
усреднению сигнала с переменным напряжением на Сщ и R4 j | Rp, эффективный
пиковый уровень будет смещаться вверх или вниз, в зависимости от среднего
значения. Это явление приводит к уменьшению рабочего диапазона усилителя и
его можно понять с помощью рис. 1-24.
На рис. 1-24 (А) для примера показан сигнал прямоугольной формы со скваж¬
ностью 2 и амплитудой приблизительно 2 В, при этом сигнал будет изменяться
симметрично между верхней и нижней точками сшивки усилителя, на который
подается напряжение питания 5 В. Этот усилитель, например, (для AD817 смеще¬
ние выполняется аналогично рис. 1-23) может достигать только ограниченных

1-1. Функции операционного усилителя 29
Рис. 1-23. Смещение в системе с однополярным питанием
(А) Скважность т
50%, ограничения 2ѴП_
уровня не происходит
(В) Скважность
мала, происходит
ограничение уровня
при напряжении +4 В
(С) Скважность
велика, происходит
ограничения уровня
при напряжении
+1 В
Т
2Ѵр-р
— — 4,0 В(+) Ограничение
уровня
сигнала
	2,5 В
	1,0 В(-) Ограничение
уровня
сигнала
	4,0 В (f) Ограничение
уровня
	 	 сигнала
	2,5 В
1.0	В(-) Ограничение
уровня
сигнала
4.0	В(+) Ограничение
уровня
сигнала
2,5 В
	1,0 В(-) Ограничение
уровня
сигнала
Рис. 1-24. Проблемы с рабочим диапазоном при смещении в схеме с однополярным питанием
и отмеченных уровней постоянного напряжения, которое отличается прибли¬
зительно на 1 В от напряжения каждой из шин питания. В случаях (В) и (С)
коэффициент скважности формы входного сигнала подстраивается к предель¬
ным значениям как нижнего, так и верхнего коэффициента скважности, при

Глава 1. Операционный усилитель
этом сохраняя тот же уровень амплитуды входного сигнала. На выходе уси¬
лителя форма сигнала ограничивается отрицательным (В) и положительным
уровнем (С).
Rail-to-Rail
Когда напряжение входного и/или выходного сигнала может принимать зна¬
чения, очень близкие к напряжению шин питания, то такой усилитель носит
название «rail-to-rail». Не существует промышленного стандарта, который опре¬
делял бы это понятие. В компании Analog Devices (ADI) мы определяем это
как условие, что сигнал может принимать значения, всего лишь на 100 мВ от¬
личающиеся от напряжения каждой из шин питания. Для выходного сигнала
предполагается, что выход подключен к стандартной нагрузке, так как дей¬
ствительный максимальный уровень выходного сигнала зависит от значения
выходного тока. Заметим, что не все усилители, которые используют однопо¬
лярное питание, обладают характеристиками «rail-to-rail». И не все усилители,
которые характеризуются как «rail-to-rail», обеспечивают характеристики «rail-
to-rail» как для входного, так и для выходного сигнала. Такие характеристики
могут относиться к одному из сигналов, к обоим или же ни к одному из сигналов.
Решающей может послужить информация, которая приводится в технических
описаниях. Однако ни при каких условиях выходной сигнал не способен полно¬
стью достигнуть напряжения шин питания.
Обращение фазы
Существует интересное явление, которое может возникать тогда, когда превы¬
шается допустимый диапазон синфазного напряжения для усилителя. При этом
некоторые внутренние компоненты схемы отключаются и выходной сигнал под¬
тягивается к противоположной шине питания до того момента, когда входной
сигнал возвращается обратно в рабочий диапазон (см. рис. 1-25). Во многих со¬
временных усилителях предприняты определенные меры для противодействия
этой проблеме. Обычно на первой странице технического описания такого уси¬
лителя это свойство упомянуто среди главных достоинств усилителя. Наиболее
часто обращение фазы происходит тогда, когда усилитель используется в режи¬
ме повторителя.
Рис. 1-25. Обраще-	Входной сигнал	Выходной сигнал
Вертикальная шкала: 5 В на деление
Горизонтальная шкала: 100 мкс на деление

1-1. Функции операционного усилителя 31
Малое потребление и микропотребление
Вместе с тенденцией к использованию однополярных источников питания также
существует тенденция к снижению энергии, потребляемой в статическом ре¬
жиме. Это та энергия, которая потребляется самим усилителем. Мы достигли
такого прогресса, что усилителю для питания достаточно тока, равного вход¬
ному току смещения старого классического усилителя 741.
Однако малое потребление связано с определенными компромиссами.
Одним из способов снижения потребления в статическом режиме является
снижение тока смещения для выходного каскада. Это приводит к тому, что
режим работы будет более похож на работу в режиме класса В (и менее —
на работу в режиме класса А). В результате это может привести к повышению
искажений для выходного каскада.
Другим подходом к снижению потребления является уменьшение тока покоя
для входного каскада. В результате необходимо уменьшать полосу пропускания
и повышается уровень шумов.
Хотя термин «малое потребление» в зависимости от области применения мо¬
жет принимать самые различные значения, в компании ADI мы разработали
набор определений, относящихся к операционным усилителям. Малое потребле¬
ние означает, что ток потребления в статическом режиме имеет значение менее
1 мА из расчета на один усилитель. Если говорить о микропотреблении, то этот
ток должен быть менее чем 100 мкА на один усилитель. Как и в случае с поня¬
тием «rail-to-rail», эти определения не являются принятыми на основе каких-то
отраслевых стандартов.
Технологические процессы
Подавляющее большинство современных операционных усилителей производит¬
ся на основе биполярных транзисторов.
Иногда во входных каскадах используются полевые транзисторы с управляю¬
щим р-п-переходом (junction FET). Обычно такая технология обозначается как
биполярные и полевые транзисторы (Bi-FET, Bipolar-FET). Такая технология
используется для повышения входного импеданса операционного усилителя или
для снижения величины входных токов смещения. Полевые транзисторы обычно
используются только в составе входного каскада. Для схем с однополярным пита¬
нием могут использоваться N-канальные или Р-канальные полевые транзисторы:
благодаря этому можно добиться, что входной сигнал может соответственно до¬
стигать напряжения отрицательной или положительной шины питания.
Также для операционных усилителей используется технологический процесс
CMOS (комплементарные структуры «метал-оксид-проводник»). Хотя истори¬
чески технология CMOS не являлась предпочтительным процессом для произ¬
водства линейных усилителей, развитие технологических процессов и методов
проектирования привело к возможности создания операционных усилителей с до¬
статочно хорошими характеристиками.
Одним из наиболее привлекательных преимуществ использования технологии
CMOS является то, что она облегчает использование смешанных приложений
(аналоговых и цифровых). Примерами могут служить технология DigiTrim и
операционные усилители, стабилизированные прерываниями.

32 Глава 1. Операционный усилитель
Технология «DigiTrim» позволяет настраивать напряжение смещения опера¬
ционного усилителя в процессе заключительного тестирования. Эта технология
может заменять более распространенные технологии настройки с использова¬
нием стабилитронов (zener zapping) или настройки с помощью лазера, которые
выполняются на уровне полупроводниковой пластины. Проблемой при выпол¬
нении настройки на уровне пластины является то, что после ее выполнения
параметры могут изменяться, например, при корпусировании микросхемы. Хотя
величина такого изменения параметров достаточно понятна и некоторые могут
прогнозироваться, выполнение настройки при заключительном тестировании
является очень привлекательным решением. Усилители с технологией DigiTrim
обычно содержат небольшой цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП), кото¬
рый используется для подстройки выходного сигнала.
Усилители, стабилизированные прерываниями, используют методы непрерыв¬
ной подстройки частоты. Это достигается при помощи прецизионного усилителя
постоянного тока, который используется для смещения усилителя с большей
полосой пропускания. Прецизионный усилитель постоянного напряжения пере¬
ключается между опорным узлом (обычно земля) и входом. Затем выполняется
подстройка смещения «основного» усилителя.
Технология DigiTrim и усилители, стабилизированные прерываниями, более
подробно будут обсуждаться в главе 2.
Влияние перегрузки на входах операционного усилителя
Существует несколько важных проблем, которые необходимо учесть — и они
связаны с перегрузкой входов операционного усилителя. Первая, очевидно, свя¬
зана с возможностью повреждения. В техническом описании для операционно¬
го усилителя приводятся «абсолютные максимальные» значения для диапазона
входных сигналов. Они обычно выражаются при помощи напряжения питания,
однако (если только в документации явно не указывается обратное) эти мак¬
симальные значения могут подаваться только тогда, когда поданы напряжения
питания. Если напряжения питания отсутствуют, то напряжения входных сиг¬
налов должны быть близки к нулю.
Обычно максимальное входное напряжение характеризуется в зависимости
от напряжения питания как У ss ± 0,3 В. На самом деле напряжение ни на одном
из входов не может превышать более чем на 0,3 В напряжения шин питания,
независимо от того, подаются ли на эти шины соответствующие напряжения
питания. Если значение тока ограничено значением 5 мА или менее, то обычно
не имеет значения, что напряжение на входах более чем на ±0,3 В выходит за
пределы шин питания при отсутствии напряжения питания на этих шинах (при
условии, что не происходит обратного пробоя между базой и эмиттером). Про¬
блемы могут возникнуть тогда, когда входные сигналы выходят за эти устано¬
вленные пределы и осуществляется включение питания, так как при этом могут
включиться паразитные тиристоры, входящие в структуру устройства, и усили¬
тель может быть разрушен в течение нескольких микросекунд. Такая ситуация
носит название latch-up (тиристорное защелкивание) и она более свойственна
цифровым CMOS-микросхемам, чем линейным технологическим процессам, ко¬
торые используются для операционных усилителей.

1-1. Функции операционного усилителя
Если известно, что устройство подвержено тиристорному защелкиванию, то сле¬
дует избегать подачи сигнала до стабилизации источника питания (это не пред¬
ставляет проблем или редко доставляет проблему в системах, в которых сигнал
поступает от других частей схемы, которые все используют один источник
питания). К счастью, большинство микросхем современных операционных уси¬
лителей достаточно слабо подвержены эффекту тиристорного защелкивания.
Повреждения входного каскада можно ограничить, если установить пределы
для входного тока. Стандартным правилом является ограничение входного тока
значением в 5 мА. Всеми средствами необходимо избегать пробоя при обратном
смещении перехода. Заметим, что при этом спецификации для синфазного и диф¬
ференциального режима могут различаться. Также не всегда повреждения от
повышенного напряжения могут носить катастрофический характер. При пере¬
грузке операционного усилителя может происходить незначительное ухудшение
характеристик по сравнению с данными, указанными в технической документа¬
ции, и это ухудшение происходит с постоянной скоростью.
Обычным методом ограничить изменение сигнала в пределах напряжения
шин питания является соединение входов с шинами питания при помощи диодов
Шоттки, как это показано на рис. 1-26. Это не позволяет в действительности
ограничить сигнал в пределах ±0,3 В при всех температурах, однако если тем¬
пература диодов Шоттки равна температуре операционного усилителя, то они
позволяют напряжение на безопасном уровне, даже если они не способны все
время ограничивать сигнал в пределах, установленных в технической документа¬
ции. Это легко обеспечивается в тех случаях, когда возникновение повышенного
напряжения возможно только в момент включения, тогда диоды и операционный
усилитель имеют одинаковую температуру. Если же при повторном включении
операционный усилитель может находиться в состоянии с повышенной темпера¬
турой, то необходимо предпринять меры, которые обеспечивают для диодов ту
же температуру, что и температура операционного усилителя.
Рис. 1-26. Защита от повышенного напряже¬
ния входного сигнала
Для многих операционных усилителей существуют ограничения на диапазон
синфазного и дифференциального входного сигнала. Ограничения для синфазно-
2—1277

34 Глава 1. Операционный усилитель
го сигнала обычно связаны со сложной структурой в операционных усилителях
с очень высокой скоростью, и они могут различаться для различных устройств.
Ограничения на дифференциальные входные сигналы связаны с возможностью
повреждения обратного перехода входных транзисторов (особенно для супер-
бета транзисторов). Такое повреждение может происходить даже при очень
низком уровне тока. Также ограничения для дифференциального входа могут
быть необходимы, чтобы предотвратить перегрев встроенных защитных цепей
при высоких значениях тока, когда эти цепи находятся в проводящем состо¬
янии с целью предотвращения пробоя. В этом случае действие повышенного
напряжения в течение нескольких сотен микросекунд может не приводить к
неисправности. Однако не следует превышать «абсолютный максимальный» уро¬
вень, при этом инженер должен понимать причины установки этого уровня и
делать реальную оценку риска необратимого повреждения при возникновении
непредвиденных обстоятельств.
Если при перегрузке операционного усилителя сигнал остается в разрешен¬
ном диапазоне, то необратимое повреждение возникать не может, однако не¬
которые из внутренних каскадов могут переходить в насыщенное состояние.
Возврат из насыщенного состояния обычно происходит медленно, за исключе¬
нием определенных операционных усилителей с фиксацией уровня («clamped» op
amp), которые специально проектируются для быстрого восстановления из со¬
стояния перегрузки. Таким образом, усилители в состоянии перегрузки могут
отличаться неожиданно малой скоростью.
По причине уменьшения скорости при насыщении (а также по причине того,
что выходной каскад не подходит для работы с микросхемами логики) в общем
случае не следует использовать операционные усилители в качестве компарато¬
ра. Более подробно это будет обсуждаться в главе 2, также см. ссылку 3.
Раздел 1-2
Характеристики операционного усилителя
Введение
В этом разделе будут обсуждаться основные характеристики операционного
усилителя. Конечно, важность каждой из этих характеристик определяется осо¬
бенностями конкретного приложения. Например, в прецизионных схемах для
обработки сигналов с датчиков очень важное значение имеют такие характери¬
стики, как напряжение смещения, дрейф напряжения смещения и коэффициент
усиления для схемы с разомкнутой цепью обратной связи (по постоянному напря¬
жению), однако они не имеют важного значения в высокоскоростных приложе¬
ниях, где обычно основными характеристиками являются полоса пропускания,
скорость нарастания и уровень искажения (по переменному напряжению).
Большинство характеристик операционного усилителя в значительной степе¬
ни не зависят от топологии устройства. Тем не менее, хотя усилители с обратной
связью по напряжению и усилители с обратной связью по току и имеют схожие
источники ошибок и характеристики, различия в области применения каждого

1-2. Характеристики операционного усилителя 35
из этих типов усилителей заставляют более подробно рассмотреть некоторые из
их характеристик. Далее мы подробно рассмотрим наиболее важные из суще¬
ствующих различий.
Необходимо заметить, что не все из этих характеристик могут указывать¬
ся в технической документации. При улучшении характеристик операционного
усилителя для него указывается все больше параметров, и требования к этим
параметрам становятся все выше. Также необходимо понимать различия между
типичными и максимальными/минимальными характеристиками. В компании
ADI максимальные/минимальные характеристики гарантируются при помощи
тестирования. Тестирование для типичных значений параметров обычно не про¬
изводится.
Характеристики по постоянному напряжению
Коэффициент усиления для разомкнутой схемы
Коэффициент усиления для разомкнутой схемы представляет собой коэффици¬
ент усиления для усилителя с разомкнутой цепью обратной связи. Однако его
измерения обычно производятся в схеме с замкнутой цепью обратной связи, так
как он имеет слишком большие значения. Для идеального операционного зна¬
чения его значение равно бесконечности при бесконечной полосе пропускания.
На практике значения для постоянного напряжения очень велики — порядка
160 дБ. Начиная с некоторой частоты (доминирующий полюс) его значение на¬
чинает уменьшаться со скоростью 6 дБ на октаву или 20 дБ на октаву. (Октава
представляет собой двукратное увеличение частоты, декада — десятикратное
увеличение частоты). Это обозначается как отклик для единичного полюса. Ча¬
стота доминантного полюса может изменяться от приблизительно 10 Гц для
некоторых высокопрецизионных усилителей и несколько килогерц для некото¬
рых высокоскоростных усилителей. Скорость уменьшения остается постоянной
до того, пока не будет достигнут следующий полюс. Второй полюс вдвое увели¬
чивает скорость уменьшения коэффициента усиления для разомкнутой схемы —
до 12 дБ на октаву или же до 40 дБ на октаву. Если коэффициент усиления для ра¬
зомкнутой схемы опускается ниже 9 дБ (единичное усиление) до того, как будет
достигнут второй полюс, то такой операционный усилитель является безуслов¬
но устойчивым для любого коэффициента усиления. Если второй полюс будет
достигнут при значении коэффициента усиления, превышающем 1 (0 дБ), то
усилитель при некоторых условиях может терять устойчивость (см. рис. 1-27).
Итак, при отклике для единичного полюса коэффициент усиления для ра¬
зомкнутой схемы уменьшается вдвое при удвоении частоты, благодаря этому
существует такая характеристика, как постоянное произведение коэффициента
усиления на полосу пропускания. Например, если для усилителя произведение
коэффициента усиления на полосу пропускания, равно 1 МГц, то при 100 кГц ко¬
эффициент усиления для разомкнутой схемы будет равен 10 (20 дБ), при 10 кГц
он будет равен 100 (40 дБ) и так далее. Это достаточно наглядно можно проде¬
монстрировать с помощью диаграммы Боде, где показывается изменение коэф¬
фициента усиления в зависимости от частоты (с логарифмическим масштабом
по каждой оси).

36 Глава 1. Операционный усилитель
Отклик для единичного полюса
Коэффициент
усиления для
разомкнутого
контура
обратной связи
(ДБ)
Отклик для двух полюсов
Рис. 1-27. Коэффициент усиления для разомкнутой схемы
Рис. 1-28. Диаграмма Боде
(для усилителей с обратной
связью по напряжению)
	1		—		*	►
fCL	log f
Так как у усилителя с обратной связью по напряжению входной и выходной
сигналы измеряются в вольтах, то коэффициент усиления является безразмер¬
ной величиной и не использует каких-то единиц измерения. Однако для удобства
работы с малыми величинами в технической документации для него использу¬
ются не обозначения В/В, а В/мВ или В/мкВ. Также коэффициент усиления по
напряжению может выражаться при помощи дБ, тогда коэффициент усиления
рассчитывается как дБ = 20 х logAyoL- Таким образом, коэффициент усиле¬
ния для разомкнутой схемы, который имеет значение 1 В/мкВ (что аналогично
1000 В/мВ или 1000000 В/В), равен значению 120 дБ и так далее (см. рис. 1-28).
Для работы с чрезвычайно высокой точностью необходимо также учитывать
и нелинейность коэффициента усиления для разомкнутой схемы. Для операцион¬
ных усилителей основными причинами изменения коэффициента усиления разо¬
мкнутой схемы являются изменения уровня выходного напряжения и изменения
нагрузки, к которой подключен выход. Изменение коэффициента усиления ра¬
зомкнутой схемы в зависимости от уровня сигнала приводит к нелинейности
функции передачи для коэффициента усиления замкнутой схемы, которое невоз¬
можно устранить при помощи калибровки системы. Большинство операционных
LO
ч
®
S
=г
S
■&
-ѳ-
m
о
Коэффициент
усиления
шума = Y
Y = 1
Коэффициент усиления для схемы
с разомкнутым контуром обратной
связи (дБ), A(s).
Если произведение коэффициента
усиления на полосу пропускания
равно X,
тогда Y х fCL = X,
где kL= полоса
пропускания для схемы
с замкнутым контуром
чрбратной связи

1-2. Характеристики операционного усилителя 37
Среднее значение AVolk 8 миля,
коэффициента усиления в схеме
с разомкнутым контуром обратной связи
AyOL.Max “ МИЛЛ’ А VOL.Min ~ 5,7 милл.
Нелинейность коэффициента усиления
в схеме с замкнутым контуром
обратной связи « 0,07 ppm
Нелинейность коэффициента усиления
в схеме с замкнутым контуром
обратной связи = NG х 0,07 ppm
Рис. 1-29. Нелинейность в схеме с разомкнутой цепью обратной связи
усилителей работают на фиксированную нагрузку, так что изменения Ауоь в за¬
висимости от нагрузки не имеет важного значения. Однако при увеличении тока
на нагрузке увеличивается чувствительность Ауоь к уровню выходного сигнала
(см. рис. 1-29).
Уровень подобной нелинейности может значительно изменяться в зависи¬
мости от устройства, и в техническом описании подобные данные обычно не
приводятся. Всегда указывается минимальное значение для Аѵоь, и выбор опе¬
рационных усилителей с высокими значениями Ауоь позволяет минимизировать
ошибки, связанные с нелинейностью коэффициента усиления.
Транссопротивление для операционного усилителя с обратной связью
по току при работе в схеме с разомкнутой цепью обратной связи
Для усилителей с обратной связью по току выходной сигнал выражается в воль¬
тах, входной сигнал измеряется в амперах, так что здесь используется не ко¬
эффициент усиления, а транссопротивление (выражается в омах). Более часто
используется понятие трансимпеданса, так как вместе с постоянной составляю¬
щей присутствует и сигнал с переменной частотой. Для операционного усилителя
с обратной связью по току обычное значение трансимпеданса лежит в диапазоне
от 500 КОм до 1 МОм.

38 Глава 1. Операционный усилитель
В схеме с разомкнутой цепью обратной связи трансимпеданс усилителя с обрат¬
ной связью по току ведет себя не так, как коэффициент усиления усилителя
с обратной связью по напряжению. Таким образом, для операционного усилителя
с обратной связью по току не будет существовать величины, аналогичной про¬
изведению коэффициента усиления на полосу пропускания, которое существует
для усилителей с обратной связью по напряжению. Хотя для них и существует
некоторое изменение частотной характеристики в зависимости от частоты, оно
не принимает значений, близких к 6 дБ на октаву (см. рис. 1-30).
Рис. 1-30. Коэффициент усиления в схеме
с разомкнутой цепью обратной связи для
усилителя с обратной связью по току
Может возникать некоторая путаница при использовании термина «транс¬
импедансный усилитель». Усилитель, который в схемах с использованием фото¬
диодов конфигурируется в качестве преобразователя тока в напряжение (І/Ѵ),
также носит название трансимпедансного усилителя. Однако в таких схемах
с использованием фотодиодов обычно используются не усилители с обратной свя¬
зью по току, а усилители с обратной связью по напряжению с входами на основе
полевых транзисторов (FET). Это связано с тем, что в таких приложениях ток от
фотодиода имеет очень низкий уровень, что не совсем подходит для усилителей
с обратной связью по току, которые отличаются малым входным импедансом.
Напряжение смещения
Если на входе операционного усилителя подается в точности одинаковое напря¬
жение, то выходной сигнал должен иметь напряжение, равное О В, так как сигнал
с дифференциальным напряжением 0 В должен создавать выходной сигнал с на¬
пряжением 0 В. На практике, однако, на выходе будет присутствовать некоторое
напряжение.
Это напряжение называется напряжением смещения (Vos)- Обычным мето¬
дом определения напряжения смещения является количество напряжения, кото¬
рое необходимо приложить к входам для того, чтобы уменьшить до 0 В значение
выходного напряжения. Это напряжение, деленное на коэффициент усиления
шума схемы, представляет собой входное напряжение смещения или напряже¬
ние смещения, приведенное к входу. Чтобы устранить влияние коэффициента

1-2. Характеристики операционного усилителя 39
усиления схемы и облегчить сравнение различных компонентов, напряжение сме¬
щения обычно приводится к входу. Напряжение смещения обычно моделируется
с помощью источника напряжения Vosi который включается последовательно
с инвертирующим входом операционного усилителя (см. рис. 1-31).
Дрейф напряжения смещения
Входное напряжение смещения изменяется в за¬
висимости от температуры. Этот температурный
коэффициент обозначается как ТС Vos , или более
распространено название «дрейф». Дрейф смещения
может достигать минимальных значений порядка
ОД мкВ/ °С (типичное значение для OP177F, кото¬
рый представляет собой высокопрецизионный опера¬
ционный усилитель). Для прецизионных операцион-
„	'	Рис. 1-31. Напряжение сме-
ных усилителен общего применения типичные зна- щения
чения дрейфа лежат в диапазоне 1-10 мкВ/°С. Для
большинства операционных усилителей приводится
определенное значение для ТС Vos, однако для некоторых может указываться
второе значение для Vos j которое гарантируется для заданного диапазона ра¬
бочих температур. Такой вариант является менее предпочтительным, так как
при нем не гарантируется постоянное значение TCVos или же его монотонное
изменение.
Дрейф с течением времени
Напряжение смещения также изменяется с течением времени, т. е. происходит
старение. Старение обычно указывается в мкВ/месяц или в мкВ/1000 часов,
однако здесь может возникать путаница. Старение не является линейным про¬
цессом, оно пропорционально корню квадратному из величины прошедшего про¬
межутка времени. Таким образом, значение дрейфа ІмкВ/1000 часов приводит
к изменению примерно в 3 мкВ в течение одного года (а не 9 мкВ/год). Таким
образом, для OP177F долгосрочный дрейф составляет примерно 0,3 мкВ в тече¬
ние одного месяца. Это обозначается как временной период в течение первых 30
дней после начала работы устройства. Если не принимать во внимание первый
час работы устройства, то изменение напряжения смещения таких устройств
на протяжении первых 30 дней работы устройства обычно не превышает 2 мкВ.
Долгосрочный временной дрейф напряжения смещения указывается не всегда,
даже для прецизионных операционных усилителей.
Коррекция напряжения смещения
Віа ранней стадии своего развития операционные усилители обычно имели спе¬
циальные вывода, которые позволяли уменьшить до нуля напряжение смещения.
Подключая к этим выводам потенциометр и подключая вывод «движка» к одно¬
му из напряжений питания, можно было выполнить балансировку для входного
каскада и, в свою очередь, свести к нулю напряжение смещения (см. рис. 1-32).

40 Глава 1. Операционный усилитель
Рис. 1-32. Вывода для подстройки напря¬
жения смещения
Производители высокопрецизионных операционных усилителей, такие как
компании Analog Devices (ADI) и Precision Monolithics (PMI, эта фирма купле¬
на фирмой ADI в 1990 году), использовали подобные решения для внутренней
балансировки входных структур. В компании ADI для достижения баланса ис¬
пользовалась лазерная подстройка резисторов нагрузки во входном каскаде.
Компания РМІ для выполнения этой же задачи использовала метод, который
носит название «подгонка с использованием стабилитронов» (zener zapping).
При лазерной подстройке лазеры используются для уничтожения части ре¬
зисторов в цепи коллектора, что позволяет подстроить их сопротивление. Под¬
стройка с помощью стабилитронов использует набор резисторов, последователь¬
но к которым подключается полупроводниковая схема, которая в основном пред¬
ставляет собой зенеровский диод. При подаче импульса напряжения эти зене¬
ровские диоды закорачиваются (замыкаются), благодаря этому подстраивается
общее сопротивление набора резисторов.
Технология DigiTrim™
Технология DigiTrim представляет собой метод подстройки параметров смеще¬
ния схемы при помощи программирования источников тока с цифровым управле¬
нием, который в сущности представляет собой цифро-аналоговый преобразова¬
тель (ЦАП). В этой технологии используются возможности по работе со смешан¬
ными сигналами, которые обеспечивают технологический процесс CMOS. Хотя
исторически технология CMOS не очень широко использовалась для прецизион¬
ных усилителей, произошедшие в последнее время изменения в технологии CMOS
вместе с использованием технологии DigiTrim привели к тому, что удалось обес¬
печить достаточно неплохие характеристики для прецизионных компонентов.
В этом новом запатентованном методе подстройки информация, необходимая
для выполнения подстройки, вводится через существующие аналоговые вывода
при помощи специальной последовательности из цифровых кодовых символов.
Значения подстройки могут программироваться временно, а затем может вы¬
полняться дополнительная подстройка для достижения оптимальной точности
перед тем, как будет выполнена окончательная настройка. После завершения
настройки схема подстройки блокируется и этим предотвращается возможность
проведения случайного изменения настроек со стороны конечного пользователя.

1-2. Характеристики операционного усилителя 41
Уникальной особенностью подобной технологии является то, что настройка
выполняется уже после того, как микросхема была помещена в корпус. При ис¬
пользовании таких методов, как подстройка при помощи стабилитронов, и при
помощи лазера настройка смещения выполняется на уровне полупроводниковой
пластины. Последующие стадии технологического процесса, установка микро¬
схемы на держателе и упаковка в пластиковый корпус могут вызвать изменение
напряжения смещения. Это вызывается как механическим усилием при уста¬
новке (тензометрический эффект), а также нагревом при прессовании корпуса.
Хотя значение смещения для параметров легко может прогнозироваться, воз¬
можность проведения подстройки для готовой микросхемы дает значительные
преимущества относительно проведения подстройки на уровне микросхемы.
С физической точки зрения, подстройка происходит при помощи разрушения
плавких перемычек из поликристаллического кремния, и она оказывается очень
надежной. При этом методе подстройки не требуется дополнительных площадок
или выводов, также для выполнения подстройки не требуется специализирован¬
ного тестового оборудования. Подстройка производится при помощи выводов,
на которые подаются входные сигналы. Упрощенная схема усилителя, использу¬
ющего технологию DigiTrim™, показана на рис. 1-33. Предполагая достаточно
высокий выход годных кристаллов, на уровне пластины не требуется прово¬
дить никакого тестирования. Для пластины не требуется использовать никаких
специальных технологических процессов, и схема может производиться наши¬
ми партнерами, которые являются владельцами «кремниевых» мастерских. Все
компоненты в схеме подстройки масштабируются вместе с характеристиками
производственного технологического процесса, так что вместе с уменьшением
параметров процесса и соответствующего уменьшения размера схемы усили¬
теля также пропорционально уменьшаются размеры схемы подстройки. Обыч¬
но схема подстройки достаточно мала по сравнению с размерами самой схемы
усилителя, таким образом она оказывает минимальное влияние на стоимость
полупроводниковой пластины. Методы подстройки как при использовании ста¬
билитронов, так и в других методах имеют дискретный характер, однако можно
легко обеспечить требуемую точность лишь незначительно увеличив стоимость
по сравнению с компонентами, у которых отсутствует функция подстройки.
Метод DigiTrim также способен обеспечивать для различных схем усилителей
возможность подстройки смещения системы со стороны конечного пользователя.
Такая возможность вполне реализуема, однако пока еще не была реализована
на практике для серийных компонентов.
Внешняя подстройка
Вывода, предназначенные для подстройки, начали исчезать вместе с появлени¬
ем двухканальных операционных усилителей, так как в корпусе с 8 выводами
для них просто не оставалось места. Отсюда берут начало методы подстройки
с использованием внешних компонентов.
Внешняя подстройка смещения обычно производится при помощи добавления
к входу небольшого напряжения, которое призвано компенсировать напряжение
смещения (см. рис. 1-34). Полярность напряжения, которое подается на потенци¬
ал смещения, определяется технологическим процессом, на основании которого

42 Глава 1. Операционный усилитель
производится компонент, а также полярностью входных устройств (NPN или
PNP). Смещение может реализовываться при помощи потенциометра, при помо¬
щи цифровых портов или ЦАП (цифро-аналоговых преобразователей). Основной
проблемой при внешней подстройке является то, что могут не совпадать тем¬
пературные коэффициенты для внутренних и внешних компонентов. Это умень¬
шает эффективность подстройки при изменении температуры.
напряжении
Рис. 1-33. Упрощенная схема с технологией DigiTrim
Кроме этого, механические компоненты подвержены старению и воздействию ме¬
ханических вибраций.
Благодаря добавочному сопротивлению и сопротивлению потенциометра про¬
исходит повышение коэффициента усиления шума. Это увеличение можно умень¬
шить, добиваясь, чтобы сопротивление R3 превышало сопротивление Rj. В про¬
тивном случае при подстройке смещения при помощи потенциометра может
оказываться влияние на коэффициент усиления сигнала. Однако коэффициент
усиления можно стабилизировать, если соединить резистор R3 с источниками
фиксированного опорного напряжения ±VR, которые обладают низким импе¬
дансом.
Для цифрового потенциометра и ЦАП настройка может выполняться не¬
посредственно в составе схемы, под управлением микроконтроллера или ми¬
кропроцессора, которые также могут противодействовать влиянию старения и
температуры (рис. 1-35).
Если отклик по постоянному напряжению не важен, то альтернативным ва¬
риантом является использование схемы, которая носит название «серво» (см.

1-2. Характеристики операционного усилителя 43
R2	R2
R2	R2
ѵоит = -щ V|N ±•	VR
Максимальное
значение
смещения
~ Rp
Rp + R3
Vr
Rp — R1IIR2
Максимальное
значение
„ .	, смещения
'f 'b+ “ 'b-
Rp s 50ft if І0+ Ф lg_
Рис. 1-34. Внешняя подстройка смещения
рис. 1-36). Эта схема в принципе представляет собой интегратор, который по¬
мещен в составе цепи обратной связи основного усилителя. Для интегратора
должен использоваться прецизионный усилитель (нет необходимости использо¬
вать быстрые компоненты, способные работать в полном диапазоне частот),
поддерживаемый основным усилителем. Схема работает, используя средний уро¬
вень по постоянному напряжению выходного сигнала и подавая его обратно
на вход основного усилителя — на самом деле вычитая его из сигнала.
Входной ток смещения
В идеальной модели операционного усилителя входа обладают бесконечным им¬
педансом, и входной ток по этим выводам не протекает. Однако в большинстве
случаев для входных структур используются биполярные транзисторы (BJT),
для их работы необходим некоторый ток, так как биполярные транзисторы явля¬
ются компонентами с управлением по току.
Этот ток обозначается как ток смещения (Ів) или как входной ток смеще¬
ния. На практике существует два входных тока смещения для каждого из входов:
Ів+ и Ів- (см. рис. 1-37). В электрометрическом усилителе AD549 ток Ів имеет
величину порядка 60 фА (т. е. примерно один электрон за каждые три микросе¬
кунды), в некоторых высокоскоростных операционных усилителях его значение
составляет несколько десятков микроампер. По причине, связанной с особен¬
ностями технологического процесса для монолитных операционных усилителей,
значения этих токов стремятся быть одинаковыми, однако это не гарантирует-

44 Глава 1. Операционный усилитель
ся. В случае усилителей с обратной связью по току по причине несимметричной
природы входов значения входных токов будут различаться всегда.
Рис. 1-35. Использова¬
ние ЦАП для управления
смещением
Рис. 1-36. Контроль смещения при помощи следящей схемы
Рис. 1-37. Входной ток смеще-
Входные токи смещения представляют опреде¬
ленную проблему для пользователя, так как они
протекают во внешние импедансы и создают на¬
пряжения смещения, которые увеличивают систем¬
ные ошибки. Рассмотрим неинвертирующий буфер
с единичным усилением, источник сигнала для него
обладает импедансом в 1 МОм. Если ток смеще¬
ния равен 10 нА, то он приводит к возникновению
дополнительной ошибки с напряжением 10 мВ. Ес¬
ли же проектировщик просто забывает о существовании тока смещения Ів и

1-2. Характеристики операционного усилителя 45
использует емкостную связь, то такая схема вообще не будет работать!!! Это
связано с тем, что для токов смещения необходим путь возврата на землю по
постоянному напряжению. Если путь возврата по постоянному напряжению не
существует, то вход операционного усилителя будет дрейфовать к напряжению
одной из шин питания. Если ток смещения Ів имеет достаточно малую величину,
то схема может работать некоторое время в течение зарядки конденсатора, что
приводит к еще более дезориентирующим результатам. Итак, мораль такова:
нельзя пренебрегать влиянием тока смещения в схемах на основе операционных
усилителей.
Входной ток разбаланса
Разница между токами смещения представляет собой входной ток разбаланса.
Обычна разница между токами смещения мала, так что ток разбаланса также
имеет малую величину. В операционных усилителях с компенсацией смещения
(см. следующий раздел) ток разбаланса приблизительно равен току смещения.
Компенсация входного тока разбаланса
Существует несколько способов компенсации токов разбаланса. Эти способы мо¬
гут применяться как производителем микросхемы, так и могут использоваться
внешние компоненты.
Существуют два основных способа, которые производители микросхем могут
использовать для компенсации токов разбаланса.
Первым является использование во вход¬
ной структуре «супер-бета»-транзисторов. Су-
пер-бета-транзисторы изготавливаются с по¬
мощью специального технологического про¬
цесса и имеют очень узкую область базы.
Обычно они обладают коэффициентом усиле¬
ния по току (/3) порядка нескольких тысяч
или десятков тысяч (в отличие от нескольких
сотен для стандартных биполярных транзи¬
сторов). Операционные усилители с входным
каскадом на супер-бета-транзисторах име¬
ют намного меньшие токи смещения, однако
также они имеют ограниченную частотную
характеристику. Так как супер-бета-устрой-
ства имеют достаточно низкие напряжения
пробоя, то для них необходимо использовать
дополнительные схемы для защиты входного каскада от повышенного напряже¬
ния, которое способно повредить микросхему.
Вторым методом для борьбы с токами смещения является использование
входной структуры с компенсацией смещения (см. рис. 1-38). При использовании
схода с компенсацией тока смещения к базам входных устройств добавляются
небольшие источники тока. Идея заключается в том, что токи смещения, не¬
обходимые для входных устройств, обеспечиваются за счет источников тока,
Рис. 1-38. Компенсация входного то¬
ка смещения

46 Глава 1. Операционный усилитель
благодаря чему значительно уменьшается чистое значение тока, которое появля¬
ется на внешних компонентах.
Входные каскады с компенсацией тока смещения обладают многими привле¬
кательными характеристиками, свойственными простым биполярным входным
каскадам, а именно: малый шум напряжения, малое смещение и малый дрейф.
Кроме этого, они имеют малое значение тока смещения, который достаточно
стабилен при изменении температуры. Однако достаточно высокое значение
имеет шум тока, так как к входам добавлены источники тока. Кроме этого,
плохо обеспечивается согласование токов смещения. Эти два последних неже¬
лательных побочных эффекта возникают по причине внешнего тока смещения,
который представляет собой разницу между током компенсирующего источника
тока и током смещения входного транзистора. Так как эти шумы не коррелиру¬
ют, то источники двух шумов складываются по методу вычисления квадратного
корня из суммы квадратов составляющих (при этом составляющие с постоянным
напряжением вычитаются).
Заметим, что это можно легко проверить при помощи рассмотрения характе¬
ристик для тока разбаланса (который представляет собой разницу между токами
смещения). Если используется внутренняя схема компенсации тока смещения,
то ток разбаланса будет иметь примерно ту же величину, что и ток смещения.
Если схема компенсации тока смещения не используется, то ток разбаланса бу¬
дет по крайней мере на порядок меньше, чем ток смещения. Заметим, что эти
соотношения имеют общий характер и не зависят от точной величины токов
смещения.
Так как результирующий внешний ток смещения представляет собой разницу
между двумя приблизительно равными токами, не существует причины, по ко¬
торой результирующий ток будет иметь какую-то определенную полярность.
В результате токи смещения в операционном усилителе с компенсацией токов
смещения не только могут быть несогласованными, но они могут в действитель¬
ности иметь различные направления! В большинстве приложений это не имеет
значения, однако иногда это может приводить к неожиданным эффектам —
например, ослабление (изменение напряжения в точке выборки) для усилите¬
ля выборки и хранения (SHA, sample and hold amplifier), созданного на основе
операционного усилителя с компенсацией токов смещения, может принимать
произвольную полярность.
В большинстве случаев функция компенсации токов смещения не упоминается
в технических описаниях для операционного усилителя. Можно легко опреде¬
лить, реализована ли данная функция, при помощи рассмотрения характери¬
стик токов смещения. Если для тока смещения используется обозначение «±»,
то весьма вероятно, что операционный усилитель использует компенсацию тока
смещения.
Проектировщик может компенсировать эффекты, связанные с током смеще¬
ния, при помощи уравнивания импедансов для двух входов (см. рис. 1-39). Если
эти импедансы равны, то протекающие через них токи смещения (которые так¬
же будут стремиться принять равные значения) будут создавать одинаковые
напряжения смещения, которые будут проявлять себя в виде синфазного сигна¬
ла. Так как сигнал является синфазным, то он не будет влиять на общую ошибку

1-2. Характеристики операционного усилителя
системы по причине ослабления синфазного сигнала (CMRR, обсуждается далее
в этой главе), которое выполняется усилителем.
При использовании данного метода следует действовать с осторожностью.
Он очевидно не может использоваться для операционных усилителей с компен¬
сацией тока смещения, так как для них токи смещения не являются одинаковыми.
Для усилителей с входными полевыми транзисторами импеданс имеет высокие
значения и токи смещения имеют малую величину, таким образом, влияние шума
Джонсона, который связан с высокими входными импедансами, может оказы¬
вать более неблагоприятное воздействие, чем влияние протекающих через входа
токов смещения. Здесь необходимо провести дополнительный анализ.
Вычисление полной ошибки выходного смещения, вызванного
Ів и Vos
Формулы, показанные на рис. 1-40, оказываются полезными при приведении зна¬
чений напряжения смещения усилителя к его входу (RTI) или выходу (RTO).
Выбор точки, к которой приводятся значения напряжения смещения, зависят от
препочтений разработчика.
Значение, приведенное к входу (RTI), оказывается полезным при сравнении
общей ошибки смещения операционного усилителя с уровнем входного сигна¬
ла. Значение, приведенное к выходу (RTO), оказывается более полезным в тех
случаях, когда операционный усилитель управляет дополнительными схемами,
благодаря этому можно сравнить полное значение ошибки со значениями, от¬
носящимися к следующему каскаду. В любом случае, значения, приведенные
к выходу (RTO), могут быть получены просто умножением значений, приве¬
денных к входу (RTI), на коэффициент усиления шума для данного каскада,
который равен 1 + R2/Ri .
Существует несколько простых правил, которые используются для снижения
ошибок, связанных с напряжением смещения и токами смещения. Во-первых,
во входных цепях и цепях обратной связи необходимо использовать резисторы
с малым сопротивлением, это необходимо для минимизации напряжения смеще¬
ния, связанного с влиянием токов смещения. Во-вторых, следует использовать
Рис. 1-39. Компенсация то¬
ка смещения
Ѵо - R2 ('в- _ Ів+)
= R2 'os
= 0,если I в+ = Ів- '
пренебрегая Vos
R3-Rl I I R2

48 Глава 1. Операционный усилитель
резисторы для компенсации тока смещения. Параллельно этим резисторам под¬
ключаются конденсаторы с достаточно большой емкостью. Резисторы улучшают
характеристики тока разбаланса по постоянному напряжению, тогда как кон¬
денсаторы хорошо пропускают высокочастотные сигналы и помогают снизить
уровень шума на высоких частотах. Далее, такой метод нельзя использовать
для устройств с входами на полевых транзисторах, так как сопротивление ком¬
пенсирующего резистора может добавить больше шума, чем уменьшить за счет
компенсации тока смещения. Если операционный усилитель использует внутрен¬
нюю схему компенсации тока смещения, то не следует использовать сопротивле¬
ния для компенсации, так как токи смещения не являются согласованными. При
необходимости используйте внешнюю цепь подстройки смещения, так как она
гарантирует наименьшее значение дрейфа. Если подстройку желательно не про¬
изводить, то выбирайте соответствующий прецизионный усилитель с низкими
значениями смещения и дрейфа.
• Смещение (RTI)
: vos + Ib+xRs-
R-i х R2
R1 + R2
Для подавления влияния токов смещения необходимо:
Рис. 1-40. Вычи¬
сление полного зна¬
чения напряжения
смещения
Смещение (RTI) = Ѵоэ если Ів+= | g_ и R3
R-] х R2
R1 + R2
Входной импеданс
Для операционного усилителя с обратной связью по напряжению указываются
входной импеданс для дифференциальных и входных сигналов. Для операцион¬
ных усилителей с обратной связью по току обычно указывается импеданс от¬
носительно земли для каждого входа. Для различных операционных усилителей
с обратной связью по напряжению могут использоваться различные модели, од¬
нако при отсутствии другой информации обычно можно использовать модель,
которая показана на рис. 1-41. В этой модели токи смещения протекают на входа
из источников тока с бесконечным импедансом.
Информация по входному импедансу для синфазного сигнала (Zcm+ и Zcm_),
которая приводится в технических описаниях, относится к импедансу каждого

1-2. Характеристики операционного усилителя 49
из выходов относительно земли (а НЕ импеданс двух выходов относительно зем¬
ли). Дифференциальный входной импеданс (Zditr) представляет собой импеданс,
который существует между двумя входами. Подобный импеданс обычно являет¬
ся резистивным и имеет высокое значение (ІО5—К)12 Ом), при этом параллельно
включается некоторая шунтирующая емкость (обычно величиной несколько пФ,
иногда со значениями 20-25 пФ). В большинстве схем на основе операционных
усилителей импеданс инвертирующего входа при помощи отрицательной обрат¬
ной связи уменьшается до очень малых значений, и интерес представляют только
значения Zcm+ и Zcm_.
с обратной связью по току
Операционный усилитель с обратной связью по току имеет еще более простую
структуру, которая показана на рис. 1-42. Импеданс Z+ является резистивным,
шунтируется емкостью и имеет достаточно большие значения (ІО5 ІО9 Ом),
тогда как импеданс Z— является реактивным (L или С, в зависимости от устрой¬
ства), однако обладает резистивной составляющей, которая в зависимости от
устройства может принимать значения в диапазоне от 10 до 100 Ом.
Входная емкость
В общем случае, входная емкость не создает проблем при использовании вы¬
сокоскоростных операционных усилителей. Однако в некоторых приложениях
его необходимо учитывать, например, для усилителей фотодиодов, когда импе¬
данс источника имеет очень высокие значения.
При очень высоких значениях импеданса источника даже очень малая ем¬
кость способна создавать ноль в передаточной функции. Это может приводить к
потере устойчивости. Так как коэффициент усиления шума усилителя возраста¬
ет с коэффициентом 6 дБ на октаву, а коэффициент усиления для разомкнутой
схемы уменьшается с коэффициентом 6 дБ на октаву, то пересечение будет про¬
исходить с углом 12 дБ на октаву, что означает потерю устойчивости.
Другая проблема, которая связана с устройствами, в которых входные кас¬
кады созданы на полевых транзисторах, при работе в неинвертирующей кон¬
фигурации связана с модуляцией входной емкости под влиянием синфазного
напряжения. Это приводит к возникновению искажений, которые зависят от
уровня сигнала. Чтобы компенсировать влияние данного эффекта, используется

50 Глава 1. Операционный усилитель
балансировка импеданса со стороны входов усилителя. Это аналогично баланси¬
ровке, которая применяется для входных токов смещения, за исключением того,
что теперь балансировка выполняется не только для постоянного напряжения.
Диапазон входного синфазного напряжения
Диапазон входного синфазного напряжения представляет собой диапазон напря¬
жения, которое может подаваться на входа усилителя. Обычно этот диапазон
меньше, чем полный диапазон напряжения питания. Классические системы ис¬
пользуют напряжения питания ±15 В, при этом ожидаемый динамический диа¬
пазон для сигнала составляет ±10 В — отсюда следует, что напряжение для
входов должно принимать значения только из этих диапазонов.
Однако современные тенденции заключаются в том, что напряжение питания
становится все ниже и ниже. Это увеличивает необходимость в максимальном
использовании входного динамического диапазона. Большинство операционных
усилителей с малым напряжением питания имеют входы «rail-to-rail». Хотя не
существует стандарта, который давал бы определение характеристики «rail-to-
rail», в компании ADI она определяется как способность приближаться менее чем
на 100 мВ к напряжению каждой из шин питания. Заметим, что не все усили¬
тели, которые рекламируются как пригодные для использования однополярного
питания, обладают характеристиками «rail-to-rail» и не все устройства, которые
рекламируются как «rail-to-rail», способны достигать напряжения шин питания
как для входного, так и для выходного сигнала. Необходимо внимательно изу¬
чить техническую документацию.
Определенные входа, такие как входа в супер-бета-операционных усилите¬
лях и операционных усилителях с компенсацией смещения, также ограничивают
диапазон входного напряжения.
Дифференциальное входное напряжение
Некоторые входные структуры для предотвращения повреждений требуют огра¬
ничивать дифференциальное входное напряжение. Эти операционные усилители
обычно используют для своих входов встречно-включенные диоды, которые мо¬
гут не всегда показываться на упрощенной схеме усилителя. Однако это можно
определить по тому, что для дифференциального входного напряжения опреде¬
лено максимальное значение в ±700 мВ.
В дополнение к этому может указываться максимальное значение для вход¬
ного тока. Некоторые усилители могут использовать токоограничивающие ре¬
зисторы, однако такие резисторы увеличивают уровень шума, таким образом,
они не используются для операционных усилителей с малым уровнем шумов.
Напряжение питания
В классических системах использовались напряжения питания ±15 В, при этом
ожидаемое значение динамического диапазона для сигналов составляло ±10 В.
В начале своего развития операционные усилители проектировались именно для
работы в таких условиях. Обычно напряжения питания имели очень большой

1-2. Характеристики операционного усилителя 51
диапазон изменения, и в технических описаниях обычно приводились допусти¬
мые значения диапазона напряжений питания. Например, он может составлять
от ±4,5 В до ±18 В — таковы допустимые значения напряжений питания для
AD712. В общем существуют изменения в характеристиках для операционно¬
го усилителя, который работает при различных напряжениях питания. Обычно
этому отводится несколько страниц в технической документации, на каждой из
которых используется различный набор условий, что обычно означает также и
различные характеристики источника питания.
Хотя приводимые характеристики напряжения обычно подразумевают ис¬
пользование симметричного биполярного напряжения, не существует никаких
причин, по которым напряжение должно являться симметричным или биполяр¬
ным. Для операционного условия использование источника питания напряжени¬
ем ±15 В ничем не отличается от использования источника питания ±30/0 В или
±20/ — 10 В, необходимо только смещать входной сигнал в рабочую область (в
пределах диапазона синфазного напряжения).
Современная тенденция заключается в снижении напряжений питания. Для
высокоскоростных операционных усилителей это частично связано с ограниче¬
ниями технологических процессов. Более высокие скорости требуют использо¬
вания физических структур с меньшими размерами, что в свою очередь под¬
разумевает снижение напряжения пробоя. Снижение напряжения пробоя тре¬
бует уменьшения используемых напряжений питания. Сегодня наиболее высо¬
коскоростные операционные усилители используют напряжение ±5 В или же
однополярное питание с напряжением ±5 В. Операционные усилители обще¬
го применения могут использовать более низкие напряжения питания — до
±1,8 В. Заметим, что термин «однополярное питание» иногда используется для
обозначения пониженных напряжений питания. Эти два понятия связаны меж¬
ду собой, однако, как это уже указывалось выше, однополярное питание не
обязательно обозначает малое напряжение. Помните, что эти понятия имеют
различный смысл.
Операционные усилители с технологией CMOS также обычно работают при
пониженном напряжении питания. Тенденции в развитии CMOS-технологий, ко¬
торые вновь стимулируются развитием цифровых схем, заставляют все более
уменьшать геометрические размеры, что приводит к снижению напряжения пробоя.
Статический ток потребления
Статический ток потребления представляет собой ток, который потребляется
самим операционным усилителем (без подключенной нагрузки). В общем случае
высокоскоростные операционные усилители потребляют более высокий стати¬
ческий ток по сравнению с усилителями общего назначения. В дополнение к
этому для операционных усилителей общего назначения некоторые параметры
(в частности, шум и искажения) имеют тенденцию к улучшению при увеличении
величины этого тока. С другой стороны, операционные усилители с низкими
значениями статического тока отличаются сильно ограниченной полосой про¬
пускания. На данный момент наиболее низким значением статического тока
среди всех компонентов, выпускаемых компанией ADI, является ОР290 с током

52 Глава 1. Операционный усилитель
3,5 мкА (сейчас, в 2010 году, имеются усилители с током потребления 1 мкА,
это AD8500).
Существует высокая потребность в операционных усилителях с малым стати¬
ческим током потребления. Одним из основных потребителей таких устройств
являются устройства с батарейным питанием. Хотя не существует отраслевого
стандарта, который бы давал определение для «малого потребления», в компании
ADI оно определяется как компоненты со статическим током потребления менее
1 мА. Термин «микропотребление» относится к компонентам со статическим то¬
ком потребления менее 100 мкА. Заметим, что эти значения относятся к одному
усилителю, т. е. для четырехканального усилителя приведенные значения следует
умножать на 4. Также заметим, что все сказанное относится только к усилите¬
лям. Малое потребление может значить многое для огромного количества людей.
Например, самые высокоскоростные операционные усилители (АЦП) способны
рассеивать до 1 Вт! Однако это может все еще считаться компонентом с малым
потреблением, так как конкурирующие решения могут потреблять более 4 Вт.
Размах выходного напряжения
(максимум и минимум выходного напряжения)
Как уже указывалось ранее, классические системы использовали напряжения
питания ±15 В, при этом для сигналов ожидаемый динамический диапазон со¬
ставлял ±10 В. Для выходных структур обычно используется схема эмиттерного
повторителя (с общим коллектором). Напряжение на базе превышает выходное
напряжение на напряжение, соответствующее падению напряжения на диодном
переходе. Для смещения выходного сигнала необходимо напряжение с более вы¬
соким уровнем. Итак, нам необходима информация о том, какое напряжение мы
можем получить от выходного сигнала. При использовании пониженного напря¬
жения эта разница будет оставаться постоянной. Например, если в технической
документации указан диапазон ±12 В (минимальное значение) для напряжений
питания ±15 В, то для питания ±9 В мы можем ожидать выходной сигнал с диа¬
пазоном ±6 В.
И вновь, при уменьшении напряжений питания перед нами встает задача
увеличения динамического диапазона для выходного сигнала. В крайнем случае,
если мы теряем 3 В относительно каждого напряжения питания и используем
напряжения питания ±3 В, то динамический диапазон выходного сигнала будет
жестко ограничен. Обычно для увеличения динамического диапазона конфигура¬
ция выходного каскада изменяется с эмиттерного повторителя на схему с общим
эмиттером. В этом случае напряжение может достигать уровня, отличающегося
от напряжения насыщения VcEsat выходного транзистора.
Возможность выходного сигнала практически достигать напряжения шин
питания характеризуется как «rail-to-rail». Как уже говорилось в разделе, посвя¬
щенном входному напряжению, не существует отраслевого стандарта, который
давал бы определение для термина «rail-to-rail». В компании ADI мы определя¬
ем это как способность достигать напряжения, отличающегося от напряжения
какой-либо из шин питания всего лишь на 100 мВ при дополнительном пред¬
положении, что устройство работает на нагрузку 10 кОм. Величина нагрузки
играет важную роль, так как значение VcEsat выходного транзистора зависит

1-2. Характеристики операционного усилителя 53
от величины выходного тока. Вспомним, что не все операционные усилители
с однополярным питанием обладают характеристиками «rail-to-rail», при этом
такая характеристика может относиться к обоим выходам или же к выходному
сигналу. Вновь укажем, что необходимо изучать техническую документацию.
Выходной ток (ток короткого замыкания)
В большинстве операционных усилителей выходной каскад защищен от коротко¬
го замыкания на землю или на любую из шин питания. Обычно это обозначается
как «бесконечная» защита от короткого замыкания, так как усилитель способен
снабжать ток такой величины в схему с коротким замыканием на протяжении
бесконечного промежутка времени. Ток на выходе операционного усилителя,
который он способен обеспечить, является его выходным током. Обычно для
операционных усилителей общего назначения считается, что этот предел равен
10 мА.
Если требуется, чтобы операционный усилитель являлся высокопрецизион¬
ным и при этом отличался большим выходным током, то для уменьшения са¬
моразогрева прецизионного усилителя рекомендуется использовать отдельный
выходной каскад (в пределах цепи обратной связи). Этот дополнительный уси¬
литель часто носит название буфера (буферного усилителя), так как обычно для
него коэффициент усиления по напряжению равен единице.
Существуют специальные операционные усилители, которые специально про¬
ектировались для работы при больших значениях выходного тока. Примером
является AD8534, который представляет собой четырехканальную микросхему,
которая обеспечивает выходной ток 250 мА для каждой из четырех секций.
Однако необходимо предупредить: если каждая из секций будет обеспечивать
выходной ток, равный 250 мА, то будут превышены возможности корпуса по рас¬
сеянию энергии. Для усилителя будет превышена предельная температура, и он
может быть разрушен. Эта проблема обостряется при уменьшении размеров кор¬
пуса, так как уменьшаются возможности по рассеянию энергии.
Для высокоскоростных операционных усилителей выходной ток не ограничи¬
вается каким-то небольшим значением, так как это оказывает влияние на ско¬
рость нарастания и возможность работать с малыми импедансами. Большинство
из высокоскоростных операционных усилителей способны принимать и выдавать
токи в диапазоне от 50 до 100 мА, однако для некоторых эти значения ограни¬
чены величинами, не превышающими 30 мА. Даже для высокоскоростных опе¬
рационных усилителей, в которых применена защита от короткого замыкания,
существует вероятность превысить температуру перехода (по причине высоких
токов короткого замыкания), что может привести к повреждению устройства
при достаточно продолжительном коротком замыкании.
Характеристики по переменному напряжению
Шум
В этом разделе рассматривается шум, возникающий внутри операционного уси¬
лителя, а не внешний шум, влиянию которого он может подвергаться. Влияние

54 Глава 1. Операционный усилитель
внешнего шума имеет важное значение, и более подробно оно обсуждается в дру¬
гих источниках, однако в данном разделе мы сосредоточимся исключительно
на внутреннем шуме.
В операционном усилителе существует три источника шумов: шум напряже¬
ния, который действует дифференциальным образом на два входа усилителя,
а также шум по току для каждого входа. В действительности эти источники
являются некоррелированными, т. е. не зависят друг от друга. Между двумя
шумами по току существует слабая корреляция, однако она слишком незначи¬
тельна, чтобы учитывать ее при практическом анализе шумов. В дополнение
к этим трем внутренним источникам также необходимо учитывать тепловой
шум (шум Джонсона) от внешних резисторов, которые используются вместе
с операционным усилителем в цепи обратной связи.
Шум напряжения
Шум напряжения для различных операционных усилителей может изменяться от
1 до 20 нВ■ ^/Гц (или даже больше). Биполярные операционные усилители обычно
имеют меньший шум по напряжению по сравнению с усилителями на основе тех¬
нологии JFET (транзистор с полевым переходом). Шум напряжения приводится
в технических описаниях, и его значение невозможно предсказать на основании
До последнего времени усилители с JFET-
входами имели достаточно высокое значе¬
ние шума по напряжению (и при этом отли¬
чались достаточно малым шумом на токе) и
таким образом более подходили для прило¬
жений с малым уровнем шума в приложени¬
ях с высоким, а не низким значением импе¬
данса. Компоненты AD645 и AD743/AD745
обладают очень малыми значениями шума
по току и шума по напряжению. Для AD645
при 10 кГц указываются значения 20 нВ • -у/Гц и 0,6 фА-у/Тц, для AD745 при
10 кГц указываются значения 2,9 нВ- у7 Гц и 6,9 фА- \/ Гц. Это позволяет созда¬
вать на их основе малошумящие схемы усиления, которые обеспечивают малое
значение шумов для широкого диапазона изменения импеданса источника. Ма¬
лые значения шума по напряжению достигаются за счет увеличения размера
входных устройств, что приводит к увеличению входной емкости.
Полоса пропускания шума
При вычислении вклада от полосы пропускания шума мы всегда используем при
расчетах шумов полосу пропускания, равную 1,57-fc. Причиной является то, что
источник гауссового (белого) шума, который пропускается через однополюсный
фильтр с граничной частотой fc, будет иметь то же спектральное распределение
энергии, что и тот же источник, пропущенный через идеальный прямоугольный
(brick-wall) фильтр с граничной частотой, равной 1,57 ■ fc. Фильтр типа brick
wall обладает плоской амплитудно-частотной характеристикой до достижения
граничной частоты, выше этой частоты фильтр обеспечивает бесконечное осла¬
бление сигнала. Аналогично, двухполюсный фильтр имеет кажущуюся частоту
других параметров (см. рис. 1-43).

1-2. Характеристики операционного усилителя 55
перелома, равную приблизительно 1,2 • fc. Для фильтров с числом полюсов более
2 коэффициентом коррекцией ошибок обычно можно пренебречь.
Коэффициент шума
Для операционных усилителей редко используется такое понятие, как коэффи¬
циент шума (noise figure). Коэффициент шума для усилителя показывает коли¬
чество (в дБ), на которое шум усилителя превышает шум идеального усилителя,
свободного от шумов, при работе в тех же условиях. Это понятие пришло из
радиочастотных и телевизионных приложений, где очень распространены ли¬
нии передачи с сопротивлением 50 Ом и 75 Ом и повсеместно используется
терминирование, которое может применяться для широкого диапазона значе¬
ний импеданса. Гораздо более полезными показателями являются спектральная
плотность шума напряжения и спектральная плотность шума тока.
Рис. 1-44. Эквивалент¬
ная полоса пропускания
для шума
Источник
белого шума
1
Фильтр низких частот
с одним полюсом
i граничной частотой fc
Идентичные характеристики
Одинаковый
среднеквадратичный
Эквивалентная полоса пропускания шума = 1,57 х fc
Шум тока
Шум тока может изменяться в гораздо более ши¬
роких пределах, от приблизительно 0,1 фА-т/ Гц
(для JFET операционных усилителей, используе¬
мых как электрометры) до нескольких пА--у/ Гц
(для высокоскоростных биполярных усилителей).
Этот параметр не всегда указывается в техниче¬
ской документации, однако он может быть вычи¬
слен в тех случаях (простые устройства с BJT или
JFET входами), где все токи смещения протекают
через входной переход, так как в этом случае мы
имеем для тока смещения простой шум Шоттки (или дробовой шум). Этот пара¬
метр нельзя рассчитать для операционных усилителей с компенсацией смещения
или для операционных усилителей с обратной связью по току, где внешний ток
смещения является разницей токов от двух внутренних источников. Спектраль¬
ная плотность дробового шума выражается простой формулой (\/2 ■ Ів • q)/\J Гц,
где Ів является током смещения (в амперах), а q — это заряд электрона
(1,6 х ІО-19 Кулон) (см. рис. 1-45).
Рис. 1-45. Шум тока

56 Глава 1. Операционный усилитель
Для входов операционного усилителя с обратной связью по напряжению то¬
ки шума являются некоррелированными и имеют приблизительно одинаковые
значения. Для простых входных структур шум тока является дробовым шумом
входного тока смещения. В операционных усилителях с компенсацией смещения
значение шума тока вычислить нельзя. Также, так как в операционном усилителе
с обратной связью по току входа имеют различные свойства, шум тока для этих
входов может сильно различаться. Также для них могут не совпадать значения
частоты излома для шума 1/f.
Шум тока важен только тогда, когда он протекает через импеданс и порожда¬
ет шум напряжения. Таким образом, выбор операционных усилителей с малым
значением шума зависит от импеданса его окружения. Рассмотрим ОР27, ко¬
торый представляет собой операционный усилитель с компенсацией смещения и
малым шумом напряжения (3 нВ-\/ Гц), однако достаточно большим значением
шума тока (1 пА-\/ Гц). При нулевом импедансе источника доминирующее вли¬
яние будет оказывать шум напряжения. При сопротивлении источника, равном
3 кОм, шум тока (1 пА-у/Тц протекающие через 3 кОм) сравняется по своей
величине с шумом напряжения, однако доминирующее влияние будет оказывать
шум Джонсона от резистора сопротивлением 3 кОм, который имеет величину
7 нВУ Гц. Если сопротивление источника составляет 300 кОм, то шум тока
увеличивается в сто раз и будет равен 300 нВ-у7 Гц, значение шума напряжения
при этом не изменится, а тепловой шум (значение которого пропорционально
квадратному корню из сопротивления) увеличится в 10 раз. Таким образом, до¬
минирующее влияние будет играть шум тока.
Полный шум (сумма шумов от отдельных источников)
Некоррелированные напряжения шумов складываются как квадратный корень
из суммы квадратов отдельных напряжений, т. е. для напряжений шумов Ѵі, Ѵг и
Ѵз после суммирования дают в результате y/Vf + Ѵ| + Ѵ3. Конечно, мощность
шумов складывается обычным способом. Таким образом, будет доминировать
вклад от того напряжения шума, которое в 3-5 раз превышает напряжение дру¬
гих источников шума, все остальные в общем случае можно игнорировать. Это
упрощает процесс оценки значения шума. Шум тока, который протекает через
резисторы, приравнивается к шуму напряжения (рис. 1-46).
Выбор малошумящего операционного усилителя зависит от импеданса источ¬
ника сигнала, и при высоких значениях импеданса вклад шума тока всегда будет
доминировать.
Для схем с малым значением импеданса очевидным выбором являются уси¬
лители с малым шумом напряжения, такие как ОР27, так как они отличаются
невысокой стоимостью, а их достаточно высокое значение шума тока не играет
роли в подобных приложениях (см. рис. 1-47). При средних значениях сопро¬
тивления доминирующим оказывается шум Джонсона от резистора, тогда как
при очень высоких значениях сопротивления следует выбирать операционный
усилитель с наименьшим возможным значением шума тока, к ним относятся
микросхемы с FET-входами, такие как AD549 или AD645.

1-2. Характеристики операционного усилителя 57
с разомкнутым контуром обратной связи
Vqn = Vbw V[(ln—^)R|] [NG] + Щп+^jR^] [NG] + Vtf [NG] + 4kTR2 [NG-1] + 4kTR, [NG-1] + 4kTRp [NG]
Рис. 1-46. Расчет полного значения шума
Рис. 1-47.
Расчет полного
значения шума
(нВ/%/Гд)
Пример: ОР27
Шум напряжения= ЗуВ/ѴГц
Шум тока = 1 пА/ѴГц
Т = 25°С
Вклад
Значения сопротивления R
0 3 кОм 300 кОм
Шум напряжения
для усилителя
3
3
3
Вклад шума тока
усилителя, который
протекает через R
0
3
300
Шум Джонсона
для сопротивления
™	В
0
7
70
в шум от Ri и R 2
Значение шума приведено к входу (RTI)
Выделен доминирующий источник шума
Шум 1/f (фликкер-шум)
До сих пор мы предполагали, что имеем дело с белым шумом (т. е. спектраль¬
ная плотность шума не зависит от частоты). Это справедливо для большей
части используемого в операционных усилителях частотного диапазона, одна¬
ко на низких частотах спектральная плотность шума начинает увеличиваться
со скоростью 3 дБ на октаву, как это показано на рис. 1-48. В этой области
спектральная плотность мощности шума обратно пропорциональна частоте, и,
таким образом, спектральная плотность шума напряжения будет пропорциональ¬
на корню квадратному из частоты. По этой причине этот шум обозначается как
шум 1/f. Заметим, однако, что в некоторых источниках для его обозначения
используется устаревший термин «фликкер-шум».

Глава 1. Операционный усилитель
3 дБ/октава
Шум
нВ/ѴГц
'n
'n
Частота излома для шума 1/f
или
Белый шум
k
F
log f
•	Частота излома для шума 1/f является характеристикой шума
для операционного усилителя (чем ниже это значение, тем лучше)
•	Типичные значения: от 2 Гц до 2 КГц
•	Шум напряжения и шум тока не обязательно будут
иметь одинаковое значение частоты излома для шума 1/f
Частота, при которой шум данного типа начинает возрастать, носит назва¬
ние «частота излома» 1/f (Fc): чем меньше ее значение, тем лучше. Для данного
усилителя частота излома не обязательно имеет одинаковое значение для шу¬
ма напряжения и шума тока, а для усилителя с обратной связью по току могут
определяться три частоты излома 1 /f: для шума напряжения, для шума тока для
инвертирующего входа и для шума тока неинвертирующего входа.
Спектральная плотность шума тока или шума напряжения в области 1/f опи¬
сывается следующей общей формулой:
где к — это уровень «белого» тока или уровень шума напряжения, a Fc — частота
излома для шума 1 /f.
Лучшие из низкочастотных малошумящих усилителей имеют частоту излома
порядка 1—10 Гц, тогда как JFET-устройства и операционные усилители обще¬
го назначения имеют частоту излома в диапазоне 100 Гц и иногда даже более
1 кГц. Самые быстродействующие усилители, однако, в целях компромисса для
обеспечения высокой скорости могут иметь для частоты излома 1/f очень плохие
значения, порядка нескольких сотен герц и даже 1-2 кГц.
Обычно не имеет большого значения в широкополосных приложениях, для ко¬
торых предназначены эти усилители, однако это может оказать влияние при их
использовании на аудиочастотах, особенно в схемах эквализации (см. рис. 1-49).
Попкорн-шум
Попкорн-шум получил это название по той причине, что при проигрывании через
аудиосистему он выглядит как при приготовлении попкорна (воздушной куку¬
рузы). Этот шум возникает в результате ступенчатого изменения напряжения
Рис. 1-48. Полоса пропускания шума 1/f
(1-15)

1-2. Характеристики операционного усилителя 59
100
90
20 нВ на деление
(относительно входа, RTI)
10
о
1 с/деление
Рис. 1-49. Шум в полосе пропускания 0,1 — 10 Гц для ОР213
смещения, которые происходят через случайные промежутки времени порядка
10+ миллисекунд. Этот шум возникает по причине высоких уровней загрязне¬
ния и дислокаций кристаллической решетки на поверхности полупроводниковых
микросхем, что в свою очередь вызывается нарушением технологических про¬
цессов или же при использовании исходных материалов низкого качества. Когда
впервые в 1960 годах появились первые монолитные операционные усилители,
попкорн-шум являлся доминирующим источником шумов. Сегодня же причины
возникновения попкорн-шума хорошо изучены, используются исходные материа¬
лы очень высокой чистоты, уровень загрязнений мал и используется тестирова¬
ние компонентов — благодаря этому производители микросхем не испытывают
никаких сложностей с поставкой продукции, которая в основном не подвержена
попкорн-шуму. По этой причине попкорн-шум даже не упоминается в большин¬
стве из современных книг или технических описаний.
Рассмотрение RMS-значения шума
Как уже говорилось ранее, спектральная плотность шума является функцией
частоты. Чтобы получить для шума действующее (среднеквадратичное, RMS)
значение, необходимо проинтегрировать спектральную плотность шума по ча¬
стоте в пределах представляющей интерес полосы пропускания. В области 1/f
RMS-значение шума в полосе частот от К до f2 вычисляется при помощи следу¬
ющей формулы:
(1-16)
где к — это спектральная плотность шума при частоте 1 Гц. Полное значение
для 1/f шума в заданной полосе частот является функцией от верхней и ниж¬
ней граничной частоты для этой полосы, а действительное значение частоты

60
Глава 1. Операционный усилитель
Номинальные значения
полного размаха сигнала
Процентное значение времени,
в течение которого шум будет
превосходить номинальное
’значение полного размаха сигнала
2 X RMS
32%
3 X RMS
13%
4 X RMS
4,6%
5 х RMS
1,2%
6 X RMS
0,27%
6,6 X RMS*
0,10%
7 X RMS
0,046%
8 X RMS
0,006%
* Наиболее часто при преобразовании используется коэффициент 6,6
Рис. 1-50. Шум в полосе пропускания 0,1-10 Гц для ОР213
сокращается. Однако для того, чтобы данная формула сохраняла свое значе¬
ние, необходимо, чтобы верхняя граничная частота для данной полосы все еще
относилась к области 1/f шума.
Часто возникает необходимость для шума преобразовать значения RMS в зна¬
чения с полным размахом колебаний (peak-to-peak). Для этого необходимо четко
представлять себе статистическую природу шума. Для гауссового шума и для
известного RMS-значения статистика говорит о том, что вероятность того, что
будет превышено определенное значение полного размаха колебаний, быстро
уменьшается вместе с увеличением этого значения — однако такая вероятность
никогда не обращается в ноль.
Для заданного RMS-значения шума возможно предсказать, какую часть вре¬
мени величина шума будет превышать заданное значение полного размаха сигна¬
ла, однако нельзя определить такое значение полного размаха сигнала, которое
никогда не будет превышено (см. рис. 1-50).
Таким образом, при указании характеристик полного размаха сигнала для
шума также необходимо указывать соответствующий промежуток времени. Наи¬
более часто для полного размаха выбирают значение, равное произведению. RMS-
значения шума на 6,6 и в том случае, если этот уровень полного размаха будет
превышаться только в течение 0,1% от полного промежутка времени.
Во многих случаях, для низкочастотного шума указывается значение полно¬
го размера в полосе пропускания от 0,1 до 10 Гц. Это значение измеряется при
помощи установки фильтра с полосой пропускания 0,1-10 Гц между операцион¬
ным усилителем и измерительным устройством. Измерение иногда выполняется
при помощи снимка экрана осциллографа с временной шкалой с 1 секундой на
деление, как это показано на рис. 1-51 для ОР213.
На самом деле практически невозможно измерить шум в пределах определен¬
ного частотного диапазона, всегда будет существовать влияние из-за пределов
данного частотного диапазона, так как применяемые на практике фильтры име-

1-2. Характеристики операционного усилителя 61
900 Ом
100 Ом
—W
Активный
полосовой
фильтр
0,1-ЮГц
Коэфф. = 1000
G = 100
Сигнал
подается
на осциллограф
	О
Полный коэффициенп
усиления =-1,000,000
Коэффициент
усиления шума =10
Рис. 1-51. Полный размах шумов для операционного усилителя ОР213 в полосе пропускания
0,1-10 Гц не превышает 120 нВ
ют конечную полосу спада. К счастью, для фильтра низкой частоты с одним
полюсом обнаруженная при измерениях ошибка может быть легко вычислена.
Это описывается в предыдущем разделе, при рассмотрении полосы пропускания
шума.
При расчете RMS-значения шума для операционных усилителей с широкой
полосой пропускания влияние l/f-шума становится относительно незначитель¬
ным. Доминирующим источником шума становится гауссовский шум (или белый
шум). Этот тип шума отличается относительно постоянной спектральной плот¬
ностью в широком диапазоне частот. Значение RMS для шума вычисляется
при помощи умножения спектральной плотности шума на квадратный корень
из эквивалентной полосы пропускания для шума.
Вычисление полной величины шума на выходе
Мы уже указывали ранее, что можно пренебрегать любым источником шума,
величина которого в три или пять раз ниже величины другого источника шу¬
ма (напряжения для обоих источников шума должны измерять в одной и той
же точке цепи). Для анализа характеристик шума операционного усилителя мы
должны определить вклад в общее значение шума со стороны различных частей

62 Глава 1. Операционный усилитель
схемы и затем понять, какое является наиболее значительным. Чтобы упростить
дальнейшие расчеты, мы будем использовать спектральную плотность, а не дей¬
ствительные значения напряжения — это поможет исключить из рассмотрения
полосу пропускания (спектральная плотность шума, которая обычно выражает¬
ся при помощи мкВ-г/ Гц, эквивалентна значению шума при полосе пропускания
в 1 Герц). Все резисторы вносят шум Джонсона со значением \J(4kTBR), где к —
константа Больцмана, равная 1,38 х ІО-23 Дж/К, Т — абсолютная температу¬
ра, В — полоса пропускания и R — сопротивление резистора. Это естественный
эффект — невозможно получить резистор, который не обладал бы шумом Джон¬
сона (если только не рассматривать температуру О °К) (рис. 1-52).
Если мы рассмотрим схему усилителя, показанную на рис. 1-53, которая со¬
стоит из операционного усилителя и трех резисторов (Rp описывает сопротивле¬
ние источника в точке А), то мы можем выделить шесть различных источников
шума. Это шум Джонсона от трех используемых резисторов, шум напряжения
для операционного усилителя, а также шум тока для каждого входа операцион¬
ного усилителя. Все они дают определенный вклад в шум на выходе усилителя
(шум обычно приводится к входу, RTI), однако иногда проще вычислить шум
на выходе и затем разделить его значение на коэффициент усиления сигнала —
но не на коэффициент усиления шума — и получить для усилителя значение
шума, приведенное к входу, RTI.
VNR	r	Рис. 1-52. Шум резистора
о	Q	Ѵѵ	О
•	Все резисторы создают шум напряжения VNR = V (4kTBR)
•	Т = абсолютная температура = Т (°С) + 273,15
•	В = полоса пропускания (Гц)
•	к = постоянная Больцмана (1,38 х 10-23J/K)
•	Резистор сопротивлением 1000 Ом создает шум4НвЛ/Гг @ 25°С
Схема, показанная на рис. 1-54, представляет собой систему второго порядка,
при этом конденсатор Сі представляет емкость источника, паразитную емкость
инвертирующего входа и входную емкость операционного усилителя — или же
произвольную комбинацию этих величин. Емкость Сі приводит к точке раз¬
рыва в усилении шума, и для обеспечения устойчивости необходимо добавить
конденсатор С-2- По причине присутствия Сі и С2 коэффициент усиления шума
становится функцией частоты и имеет максимальное значение в области вы¬
соких частот (предполагается, что Сг выбран таким образом, чтобы сделать
систему критически затухающей).
Для сигнала с постоянным напряжением, который подается на вход А (при
этом В заземлен), действует следующий коэффициент усиления:
1 + R2/R1 = коэффициент усиления шума по постоянному напряжению. (1-17)
При более высоких частотах коэффициент усиления между входом А и выходом

1-2. Характеристики операционного усилителя
63
Рис. 1-53. Определение полного значения шума
С2
Рис. 1-54. Модель шума второго порядка
принимает следующий вид:
1 + С2/С1 = коэффициент усиления шума по переменному напряжению. (1-18)
Полоса пропускания для схемы с замкнутой цепью обратной связи fci опре¬
деляется точкой, при которой коэффициент усиления шума пересекает коэффи¬
циент усиления разомкнутой схемы
-R2/R1.	(1-19)
Это соответственно неинвертирующий коэффициент усиления и полоса пропус¬
кания и инвертирующий коэффициент усиления и полоса пропускания для уси-

64 Глава 1. Операционный усилитель
лителя, показанного на рис. 1-55.
Ширина полосы (от точки В к выходу) = -тгІІгСг.	(1-20)
Шум тока для неинвертирующего входа Іп+, который втекает в сопротивление
Rp, приводит к возникновению шума напряжения In + Rp, который усиливает¬
ся согласно уравнениям (1-17) и (1-18), также воздействуют шум напряжения
операционного усилителя Ѵп и шум Джонсона для сопротивления Rp, который
равен V'lkTBR.
Шум Джонсона для Ri усиливается согласно уравнению (1-19) для полосы
пропускания ^(яШгСг), а шум Джонсона для R2 не усиливается, а буферизуется
и подается непосредственно на выход через полосу пропускания ^(nRoC^). Шум
тока для инвертирующего входа Іп+ не втекает в сопротивление Ri, как это
можно было ожидать — отрицательная обратная связь для усилителя действует
таким образом, чтобы сохранить потенциал инвертирующего входа неизменным.
Таким образом, ток с выхода протекает только через R2, что приводит к тому,
что напряжение на выходе будет равно In-R2 для полосы пропускания у (/TR9C2).
Мы могли в равной степени рассматривать напряжение, возникающее при про¬
текании тока І„_ через включенные параллельно резисторы Ri и R2 и затем
увеличивающееся за счет коэффициента усиления шума данного усилителя [см.
ниже], однако результаты будут одинаковы при возросшем объеме вычислений.
Коэффициент
Рис. 1-55. Коэффициент усиления шума для системы второго порядка
Если рассматривать вклад каждого из этих шести источников тока, мы ви¬
дим, что если значения сопротивлений Rp и R2 малы, то шум тока и шум Джон¬
сона оказывают минимальное влияние, а доминирующим будет влияние шума
напряжения операционного усилителя. По мере увеличения сопротивления бу¬
дут увеличиваться шум Джонсона и шум напряжения, источником которого
является шум тока. Если шумы тока имеют малые значения, то шум Джонсо¬
на будет превышать вклад шума напряжения и будет являться доминирующим.
Шум Джонсона увеличивается как квадратный корень от сопротивления, тогда

1-2. Характеристики операционного усилителя
как шум тока зависит от сопротивления линейно, таким образом в предельном
случае при возрастании напряжения доминирующий вклад будет вносить шум
напряжения, источником которого является шум тока.
Вклад этих источников шума не зависит от того, подключен ли вход к точке
А или к точке В (предполагается, что другая точка заземлена или же подключе¬
на к некоторому другому источнику напряжения с малым импедансом). Именно
по этой причине неинвертирующий коэффициент усиления (1 + R2/R1), кото¬
рый относится к шуму напряжения операционного усилителя, носит название
«коэффициент шума» усилителя.
Вычисление полного значения RMS для выхода операционного усилителя тре¬
бует умножения напряжений шума для каждого из шести источников на со¬
ответствующий коэффициент усиления и интегрирования по соответствующей
частоте. Корень квадратный из суммы квадратов всех вкладов в выходной сиг¬
нал представляет собой полное RMS-значение для выходного шума. К счастью,
эти утомительные вычисления можно значительно упростить при соответству¬
ющих допущениях.
Коэффициент усиления шума для типичной системы второго порядка показан
на рис. 1-56. Достаточно легко за два этапа выполнить интеграции шума напря¬
жения, однако заметим, что в связи с обострением импульсов большая часть
выходного шума, который возникает под влиянием входного шума напряжения,
будет определяться высокочастотной частью, в которой коэффициент усиления
шума равен І+С1/С2.Отклик подобного вида типичен для систем второго поряд¬
ка. Для шума, возникающего под влиянием шума тока инвертирующего входа
и значение которого определяется сопротивлениями R1 и R2, интегрирование
выполняется для полосы пропускания |(7rR2C2).
В приложениях на основе высокоскоростных операционных усилителей мож¬
но сделать дополнительные упрощения. Если рассмотреть график зависимости
коэффициента усиления шума для системы первого порядка, оптимизированной
для быстрого установления сигнала, то он имеет постоянный уровень вплоть
до частоты, соответствующей полосе пропускания схемы с замкнутой обрат¬
ной связью, при этом максимальный уровень увеличения коэффициента усиления
составляет несколько дБ. Таким образом, все источники шума могут интегриро¬
ваться в пределах полосы пропускания для операционного усилителя с замкнутой
цепью обратной связи.
Для схем на основе высокоскоростных усилителей с обратной связью по то¬
ку основной вклад в формирование выходного шума оказывают входной шум
напряжения и шум тока для инвертирующего входа (см. рис. 1-57).
Искажения
Динамический диапазон для операционного усилителя может определяться не¬
сколькими способами. Одним из наиболее распространенных способов является
определение нелинейных искажений, полного коэффициента нелинейных иска¬
жений (THD) или суммы полного коэффициента нелинейных искажений и шума
(THD + N). К числу других характеристик, связанных с этим, относятся интер¬
модуляционные искажения (IMD), точки пересечения (IP), динамический диа¬
пазон, свободный от паразитных помех (SFDR) и многомодовый коэффициент
3—1277

66 Глава 1. Операционный усилитель
мощности (MTPR).
Полный коэффициент нелинейных искажений
Полный коэффициент нелинейных искажений (THD) является отношением гар¬
монически связанных (т.е. в 2, 3, 4 и т.д. больших, чем основная частота) ком-
С2
Рис. 1-56. коэффициент усиления шума и сигнала для системы второго порядка
понентов сигнала, которые вызваны нелинейностью усилителя. При измерениях
учитываются только гармонически связанные сигналы. Связанные с искажени¬
ями компоненты, составляющие полный коэффициент нелинейных искажений,
обычно вычисляются как квадратный корень из суммы квадратов для первых
пяти или шести гармоник основной частоты. Однако в большинстве практиче¬
ских ситуаций существует лишь незначительная ошибка, если при вычислениях
учитывать только вторую и третью гармонику, так как члены более высокого
порядка чаще всего имеют очень малую амплитуду.
Полный коэффициент нелинейных искажений плюс шум
Значение THD+N является тем, что остается после вычитания из сигнала ком¬
поненты, соответствующей только основной частоте. Важно заметить, что при
измерениях полного коэффициента нелинейных искажений (THD) влияние шума
не учитывается, тогда как в значении THD+N влияние шума учитывается.
Шум при измерении величины THD+N должен интегрироваться по поло¬
се пропускания измерений. В узкополосных приложениях уровень шума можно
уменьшить при помощи фильтрации, при этом уменьшается значение THD+N,
что повышает соотношение сигнал/шум (SNR). В большинстве случаев, когда
указывается значение THD, на самом деле это является характеристикой THD+N,
так как большинство систем измерения не способны отличить гармонически

1-2. Характеристики операционного усилителя 67
R2
fCL= полоса пропускания для схемы
с замкнутым контуром
обратной связи
Рис. 1-57. модель шума для операционного усилителя с обратной связью по току
связанные сигналы от других сигналов. Измерение полного коэффициента нели¬
нейных искажений (THD) обычно выполняется при помощи устранения сигнала
основной частоты и затем измерения параметров остающегося сигнала (остат¬
ка). Определения для THD и THD+N показаны на рис. 1-58.
•	Vs = амплтитуда сигнала (действующее значение, В).
•	Ѵ2 = амплитуда второй гармоники (действующее значение, В).
•	Ѵп = амплитуда п-й гармоники (действующее значение, В).
' Vnoise = Действующее значение шума для полосы пропускания, используемой при измерениях.
Vv22 + v32 + v42 + ... + v2 + v20ise
• THD
+ v§ + v| +... + v2
Vs
Рис. 1-58. Определения для THD и THD+N
Интермодуляционные искажения
Вместо того, чтобы просто рассматривать значение THD для входного сигнала
в виде синусоиды с фиксированной частотой, часто более полезно рассматривать
искажения, которые возникают под воздействием двух частот. Как показано
на рис. 1-59, при воздействии двух частот могут возникать интермодуляционные

68 Глава 1. Операционный усилитель
Рис. 1-59. Интермодуляционные составляющие
составляющие. Интермодуляция (перекрестная модуляция) возникает когда два
(или более) сигнала пропускаются через нелинейную систему. В общем случае
все системы могут считаться нелинейными. Интермодуляционные составляющие
содержат компоненты, относящиеся к сумме и разности частот. Для примера
рассмотрим интермодуляционные составляющие второго и третьего порядка,
возникающие при подаче на нелинейную систему двух сигналов с частотой fi
и f2. Интермодуляционные составляющие второго порядка имеют частоту fi +І2
и fi — І2 и располагаются достаточно далеко от частот исходных сигналов, и
их можно удалить при помощи фильтрации (это зависит от полосы пропуска¬
ния системы). Если система является широкополосной, то эти искажения могут
оставаться в полосе пропускания. Интермодуляционные составляющие третье¬
го порядка располагаются на частотах 2fy + f2 и 2f2 + fi, и их также можно
попытаться удалить при помощи фильтра. Однако интермодуляционные соста¬
вляющие третьего порядка с частотой 2fi — f2 и 2f2 — fi располагаются близко к
частотам входных сигналов, и выполнить для них фильтрацию будет достаточно
сложно.
Точка пересечения третьего порядка (ІРЗ) и точка пересечения
второго порядка (ІР2)
Интермодуляционные составляющие представляют особый интерес в радиоча¬
стотном диапазоне и представляют основную проблему при проектировании ра¬
диоприемных устройств. Если имеются достаточно мощные сигналы, то интер¬
модуляционные составляющие третьего порядка способны подавлять сигналы
с малой амплитудой. Как показано на рис. 1-60, интермодуляционные составля¬
ющие третьего порядка часто характеризуются при помощи точки пересечения
третьего порядка (ІРЗ).
Если аппроксимировать нелинейность системы при помощи разложения по сте¬
пеням полинома, то амплитуда интермодуляционных составляющих второго по¬
рядка будет увеличиваться на 2 дБ при увеличении уровня входного сигнала

1-2. Характеристики операционного усилителя 69
на 1 дБ. Аналогично, интермодуляционные составляющие третьего порядка бу¬
дут увеличиваться на 3 дБ при повышении уровня входного сигнала на 1 дБ.
При достижении входным сигналом определенного уровня сигнал на выходе бу¬
дет ограничиваться (сжиматься) по причине ограничения источника питания,
максимальных характеристик выходного драйвера и так далее. Однако мож¬
но продолжить линии пересечения второго и третьего порядка и получить их
пересечение с продолжением графика для выходного сигнала. Эти пересечения
соответственно будут носить название точек пересечения второго и третьего
порядка (second and third order intercept point). Их значения обычно относят к
выходной мощности микросхемы, которая выражается в dBm. Итак, хотя точка
ІРЗ в большинстве случаев не достижима на практике, она по-прежнему исполь¬
зуется как характеристика качества для высокоскоростных систем.
INT,
Точка пересечения
второго порядка
INT,
Точка сжатия на 1 дБ
"(наклон =Т)
Основной
Точка пересечения
третьего порядка —\ /' J
	V '
1dB /i /
' ' /
■A
сигнал
(наклон =
составляющие второго^
порядка (наклон = 2)
Интермодуляционные
составляющие
третьего порядка
(наклон = 3)
Выходная мощность (для одной частоты)
>
Рис. 1-60. Интермодуляционные составляющие, точки пересечения и нелинейные искажения
амплитудной характеристики (gain compression)
Для определения значения точки ІРЗ на вход системы подаются два спек¬
трально чистых сигнала. Затем строится график зависимости мощности выход¬
ного сигнала для одной из частот (dBm) и относительной амплитуды составля¬
ющих третьего порядка (по отношению к сигналу с основной частотой) от мощ¬
ности входного сигнала. При низком уровне (до ограничения) двухчастотного
входного сигнала, используя две точки, проводим линии для интермодуляцион¬
ных составляющих второго и третьего порядка (как показано на рис. 1-60), так
как одна точка и угол наклона позволяют определить одну прямую линию. Там,
где они пересекаются, будут располагаться точки пересечения соответственно
второго и третьего порядка.
На рис. 1-61 показано изменение значения точки пересечения третьего по¬
рядка в зависимости от частоты для типичного усилителя с обратной связью
по напряжению.

70 Глава 1. Операционный усилитель
Предположим, что сигнал на выходе операционного усилителя имеет часто¬
ту 5 МГц и полный размах 2 В на нагрузке с сопротивлением 100 Ом (50 Ом
собственные и терминирование нагрузки). Напряжение на нагрузке 50 Ом следо¬
вательно будет равно 1 В (полный размах), что соответствует +4 dBm. Значение
точки пересечения третьего порядка при 5 МГц будет равно 36 dBm. Разница
между +36 dBm и +4 dBm составляет 32 дБ. Это значение затем умножается
на два, и в результате мы получаем 64 дБ (значение интермодуляционной соста¬
вляющей третьего порядка относительно мощности входного сигнала с задан¬
ной частотой). Таким образом, интермодуляционные составляющие будут иметь
уровень —64 dBc (дБ относительно уровня несущей) или же уровень —60 dBm.
На рис. 1-60 показан графический анализ для данного примера.
1
10 100
Частота (МГц)
Рис. 1-61. Изменение ІРЗ в зависимости
от частоты
Точка сжатия 1 дБ
Другим параметром, который может представлять интерес, является точка сжа¬
тия 1 дБ (ІсІВ compression point). Это такая точка, в которой выходной сигнал
искажается на 1 дБ от идеальной функции передачи входного/выходного сиг¬
нала. Это происходит, когда выходной сигнал достигает своего динамическо¬
го диапазона и выходной сигнал уже не может увеличиваться при увеличении
входного сигнала (т.е. происходит ограничение). Эта точка также показана на
рис. 1-60.
Соотношение сигнал/шум
Соотношение сигнал/шум (SNR) представляет собой динамический диапазон си¬
стемы и обычно выражается в дБ. Опорным уровнем является максимальный
уровень сигнала, а действующее значение шума представляет минимальный уро¬
вень. Необходимо также указывать полосу пропускания, в которой производятся
измерения.

1-2. Характеристики операционного усилителя 71
Рис. 1-62. Динамический диапазон, свободный от паразитных помех
Эквивалентное количество бит
Если взять значение сигнал/шум (SNR) для операционного усилителя и выразить
его в битах, то мы получим параметр, известный как эквивалентное количество
бит (ENOB). Для преобразования используется следующая формула:
ENOB =
SNR(flB) - 1,76
6,02
(1-21)
Хотя в основном биты относятся к различным преобразованиям, иногда они ис¬
пользуются и для операционных усилителей. Вновь необходимо указывать полосу
пропускания, в которой производились измерения.
Динамический диапазон, свободный от паразитных помех
Другой характеристикой динамического диапазона системы является SFDR (ди¬
намический диапазон, свободный от паразитных помех). Это значение можно
измерить двумя различными способами. В первом методе измеряется разница
между максимальным уровнем сигнала и первой составляющей, описывающей
искажения любого типа, и эта разница измеряется в дБ. SFDR может быть при¬
веден в виде dBFS — т. е. в децибелах относительно сигнала полной шкалы. Дру¬
гой метод измерения — проводить измерения относительно к действительному
уровню сигнала. Таким образом, мы получаем значение SFDR, выраженное в сІВс
(т. е. относительно несущей). Эта характеристика также в основном использует¬
ся для преобразователей, однако иногда SFDR используется и для операционных
усилителей (см. рис. 1-62).
Скорость нарастания
Скорость нарастания усилителя представляет максимальную скорость измене¬
ния напряжения на выходе усилителя, ее значение выражается в В/с (или чаще
как В/мкс). Операционные усилители могут иметь различные скорости нараста¬
ния для положительного и отрицательного изменения уровня сигнала по причине
особенностей схемы — однако для целей дальнейшего анализа мы предполагаем,

72 Глава 1. Операционный усилитель
что качественные быстрые операционные усилители имеют достаточно симме¬
тричные скорости нарастания.
Рис. 1-63. Ско¬
рость нараста¬
ния
Если мы рассмотрим синусоидальный сигнал с полным размахом сигнала,
равным 2Ѵр, и частотой f, то выражение для выходного напряжения имеет сле¬
дующий вид:
v(t) = Ѵр • sin(27rft).	(1*22)
Максимальная скорость нарастания из этой формулы выражается следующим
образом:
dv
dt
= 2?rfVp.
max
(1-23)
Здесь необходимо заметить, что многие высокоскоростные усилители от¬
личаются выбросом сигнала — это означает, что выходной сигнал превышает
окончательное значение и затем выполняет затухающие колебания относитель¬
но окончательного уровня сигнала. Этот эффект носит название «звон» (ringing)
сигнала. Значение выброса и звона сигнала характеризует запас устойчивости
по фазе (phase margin) данного усилителя. Чем сильнее проявляются эффекты
выброса и звона, тем меньше запас устойчивости по фазе.
Скорость нарастания обычно измеряется при изменении уровня от 10% до
90% от окончательного значения сигнала (хотя также иногда используется диа¬
пазон изменения от 20 до 80%) (см. рис. 1-63).
Полоса пропускания для максимальной мощности
Минимальное значение выходной частоты, при котором происходит ограничение
скорости нарастания, пропорционально скорости нарастания и обратно пропор¬
ционально амплитуде сигнала. Это служит для определения такого параметра,
как «полоса пропускания для максимальной мощности» (FPBW) операционного
усилителя:
FPBW = скорость нарастания/27гѴр.	(1-24)
Важно понимать, что скорость нарастания и FPBW также могут зависеть от
напряжения используемого источника питания и нагрузки, которая подключена
к усилителю (особенно если она является емкостной).

1-2. Характеристики операционного усилителя 73
Скорость нарастания — это максимальная скорость,
с которой может изменяться сигнал на выходе операционного усилителя
Диапазон значений: от нескольких вольт за микросекунду до нескольких
тысяч вольт за микросекунду
Для синусоидального сигнала Ѵ0цт = Ѵр sin 2nft,
dV/dt = 2rcfVp cos 2rcft,
(dv/dt)max = 2TtfVp.
Если полный размах напряжения на выходе обозначить как 2Ѵр,
то можно вычислить
Скорость нарастания = (dV/dt)max = 2л х FPBW х Ѵр.
FPBW = скорость нарастания/2 яѴр.
Рис. 1-64. Скорость нарастания и FPBW
На практике, чтобы обеспечить приемлемый уровень искажений, значение
FPBW для операционного усилителя должно в 5-10 раз превышать максималь¬
ную частоту выходного сигнала (рис. 1-64).
Полоса пропускания —3 дБ для малых сигналов
Полоса пропускания —3 дБ для операционного усилителя почти всегда будет
иметь значение, превышающее значение FPBW. Это связано с тем, что сигнал
не должен изменяться в таком большом диапазоне, а при уменьшении Ѵр будет
увеличиваться полоса пропускания.
Полоса пропускания с отклонением 0,1 дБ
В приложениях с высокими требованиями к характеристикам, таким как про¬
фессиональная обработка видео, желательно обеспечить относительно посто¬
янный уровень коэффициента усиления и линейный фазовый отклик в полосе
пропускания до некоторой максимальной заданной частоты. Это связано с тем,
что изменение коэффициента усиления или фазы в системе может влиять на ин¬
тенсивность или насыщенность видео.
Здесь недостаточно просто указать полосу пропускания для изменения уров¬
ня, составляющего 3 дБ. На практике принято указывать полосу пропускания
для изменения уровня, равного 0,1 дБ, или также этот параметр называют глад¬
костью полосы пропускания в 0,1 дБ. Это означает, что в указанной полосе
пропускания изменение уровня не превышает 0,1 дБ. Для буферных усилителей,
предназначенных для видеоприложений, обычно указывается полоса пропуска¬
ния для уровня изменения 3 дБ и для уровня изменения 0,1 дБ. На рис. 1-65
показана частотная характеристика для трехканального буферного усилителя
видео AD8075.
Заметим, что полоса пропускания для изменения уровня 3 дБ составляет
примерно 400 МГф. На рис. 1-65 это можно определить при помощи графика, от¬
меченного как GAIN (коэффициент усиления), соответствующая этому графику
шкала изменения коэффициента усиления показана на вертикальной оси, пока¬
занной в левой части (масштаб соответствует 1 дБ на деление). Шкала измерения

74
Глава 1. Операционный усилителъ
LQ
СС
-Ѳ-
-ѳ-
о
о
і
I
о
X
LQ
СІ
О.
Ф
5
О
X
m
го
CL
Ф
X
го
ш
о
го
X
с;
го
2
о.
О
X
Частота (МГц)
Рис. 1-65. Частотная характеристика трехканального буферного усилителя видео AD8075
для графика, отмеченного как FLATNESS (плоскостность) показана в правой
части графика, масштаб здесь соответствует 0,1 дБ на деление. Это позволяет
определить полосу пропускания для изменения уровня 0,1 дБ, что в данном слу¬
чае соответствует примерно 65 МГц. Разница собственно только в применяемом
критерии — 3 дБ или 0,1 дБ. Чтобы обеспечить значение в 65 МГц для уровня
изменения 0,1 дБ, необходимо использовать усилитель с полосой пропускания,
равной 400 МГц (при обычном способе измерения, по уровню —3 дБ).
Необходимо заметить, что эти характеристики справедливы при работе на ис¬
точник сопротивлением 75 Ом и при использовании кабеля с терминированием
нагрузки, что описывается резистивной нагрузкой в 150 Ом. Любая емкостная
нагрузка на выходе усилителя может вызвать подъем в частотной характери¬
стике, и этого следует избегать.
Произведение полосы пропускания на коэффициент усиления
Для усилителя с обратной связью по напряжению при умножении коэффициента
усиления для заданной частоты на значение этой частоты мы получаем постоян¬
ное значение. Это связано с тем, что для систем первого порядка при удвоении
частоты происходит двукратное уменьшение коэффициента усиления. Подобная
характеристика оказывается полезной при сравнении полосы пропускания раз¬
личных операционных усилителей (см. рис. 1-66).
Частотные характеристики усилителей с обратной связью по току
Усилители с обратной связью по току имеют свойства, отличные от усилителей
с обратной связью по напряжению. Они не могут устойчиво работать с емкост¬
ной нагрузкой, также для них нельзя непосредственно соединять выход усилите-

1-2. Характеристики операционного усилителя 75
ш
а
-&
■§
й
о
▲
коэфф\^
ициент
Коэффициент усиления для
схемы с разомкнутым
_ контуром обратной связи A(s).
Если произведение коэффициента
усиления на полосу пропускания = X,
усиления
то Y х fCL = X,
шума = Y N
\ TCL~ у
Ro
Y - 1 + —
|N. Где f CL = полоса пропускания для
Ri
! схемы с замкнутым контуром
\. обратной связи
1 N.
1 N.
i N.
—■	N	►
fCL	log f
Рис. 1-66. Произведение коэффициента усиления на полосу пропускания
Рис. 1-67. Коэффициент усиления разомкнутой схемы для операционного усилителя
с обратной связью по току
ля с инвертирующим входом. Для операционных усилителей с обратной связью
по току существует такое оптимальное сопротивление в цепи обратной связи,
которое обеспечивает максимальную полосу пропускания. Следует указать, что
сопротивление этого резистора может изменяться в зависимости от напряжения
питания. При увеличении сопротивления этого резистора полоса пропускания
будет уменьшаться. Верно и обратное: при уменьшении сопротивления полоса
пропускания будет увеличиваться и усилитель может потерять устойчивость
(рис. 1-67).
Для операционного усилителя с обратной связью по току для заданного со¬
противления резистора, устанавливаемого в схеме обратной связи, на полосу
пропускания для замкнутой схемы практически не оказывает влияние коэф¬
фициент усиления шума, как это показано на рис. 1-67. Однако неправильно
сделать отсюда вывод о существовании для операционного усилителя с обрат¬
ной связью по току такой характеристики, как произведение полосы пропуска-

Глава 1. Операционный усилитель
ния на коэффициент усиления, так как значение такого произведения не будет
являться постоянным. Коэффициент усиления для схем на основе операционного
усилителя с обратной связью по току устанавливается при помощи выбора со¬
ответствующего резистора в цепи обратной связи, а затем выбирается входной
резистор, который обеспечивает нужное значение для коэффициента усиления
схемы с замкнутой цепью обратной связи. Коэффициент усиления сигнала (ко¬
торый устанавливается схемой обратной связи) для операционного усилителя
с обратной связью по току аналогичен этому же значению для операционного
усилителя с обратной связью по напряжению.
Обычно в технических описаниях на операционные усилители с обратной свя¬
зью по току приводятся рекомендованные значения резисторов, которые обес¬
печивают для устройства максимальную полосу пропускания для определенного
диапазона коэффициентов усиления, напряжений питания и типов корпусов. Ис¬
пользование таких таблиц значительно упрощает процесс разработки схемы (см.
рис. 1-68).
AD8001AN (PDIP)
Коэффициент усиления
AD8001AR (SOICP)
Коэффициент усиления
AD8001ART (SOT-23-5)
Коэффициент усиления
Компо¬
нент
-i
+ 1
+2
+ 10
+100
-1
+ 1
+2
+ 10
+100
-i
+ 1
+2
+10
+100
Rp (Ом)
649
1050
750
470
1000
604
953
681
470
1000
845
1000
768
470
1000
Rg (Ом)
649
750
51
10
604
681
51
10
845
768
51
10
Ro
(номи¬
нальное
значе¬
ние,
Ом)
49,9
49,9
49,9
49,9
49,9
49,9
49,9
49,9
49,9
49,9
49,9
49,9
49,9
49,9
Rs(Ом)
0
0
0
Rt
(номи¬
нальное
значе¬
ние,
Ом
54,9
49,9
49,9
49,9
49,9
54,9
49,9
49,9
49,9
49,9
54,9
49,9
49,9
49,9
49,9
Полоса
пропуска¬
ния для
малых
сигна¬
лов,
МГц
340
880
460
260
20
370
710
440
260
20
240
795
380
260
20
Полоса
с нерав¬
номер¬
ностью
в 0,1 дБ,
МГц
105
70
105
130
100
120
110
300
145
Рис. 1-68. Рекомендованные сопротивления резистора в цепи
обратной связи для AD8001

1-2. Характеристики операционного усилителя 77
Время установления сигнала
Время установления сигнала для усилителя определяется как время после воз¬
действия ступенчатого входного сигнала, которое необходимо, чтобы выходной
сигнал достиг и оставался в пределах определенной полосы ошибки, которая
измеряется относительно точки, соответствующей 50% от уровня входного им¬
пульса (см. рис. 1-69). Для операционного усилителя не существует присущей
естественной полосы ошибки (в отличие от ЦАП, для которого естественная
полоса ошибки в 1 самого младшего бита или, возможно, ±1 самого младшего
бита), так что необходимо выбрать и определить значение ошибки. Выбор за¬
висит от характеристик операционного усилителя, но если это значение будет
изменяться для каждого устройства, то трудно будет выполнять сравнение зна¬
чений этого параметра. Это связано с тем, что процесс установления сигнала
является нелинейным и для его характеристики может потребоваться несколь¬
ко различных временных постоянных. В качестве примера можно рассмотреть
одни из первых операционных усилителей, которые использовали технологиче¬
ские процессы с диэлектрической изоляцией (DI, dielectrically isolated). У этих
время установления до ровня в 1% занимало очень короткое время, однако для
установления к порогу в 10 бит (0,1%) требовался практически бесконечный
промежуток времени. Аналогично, некоторые высокопрецизионные операцион¬
ные усилители подвержены тепловым эффектам, которые приводят ко времени
установления к уровню 0,001% и меньше порядка десятков миллисекунд, хотя
установление к уровню 0,025% происходит всего за несколько микросекунд.
установления
Полоса ошибки обычно определяется как процентное
соотношение: 0,1%, 0,05%, 0,01% и так далее.
Время установления является нелинейным параметром:
время установления до уровня 0,01% может в 30 раз
превышать время установления до уровня 0,1%.
Производители часто выбирают такую полосу ошибки,
которая обеспечивает оптимальные характеристики для данного компонента.

78 Глава 1. Операционный усилитель
Также необходимо заметить, что тепловые эффекты могут приводить к зна¬
чительным различиям между краткосрочным временем установления (которое
обычно измеряется в наносекундах) и долгосрочным временем установления
(обычно изменяется в микросекундах или миллисекундах). Во многих приложе¬
ниях для переменного напряжения долгосрочное время установления не имеет
значения, однако если его необходимо принимать во внимание, то измерения для
него должны проводиться при гораздо большем временном масштабе.
Время нарастания и время падения сигнала
Для высокоскоростных усилителей также необходимо указывать время нараста¬
ния и время падения сигнала. Хотя в идеальном случае эти значения должны
быть одинаковы, однако для операционных усилителей обычно существует не¬
которое различие. Время нарастания и время спада измеряются при помощи
подачи на операционный усилитель прямоугольного импульса и выполнения из¬
мерения для соответствующего выходного сигнала. Эти понятия тесно связаны
со скоростью нарастания. Здесь, подобно скорости нарастания, измерения вы¬
полняются для изменения уровня от 10% до 90%, благодаря этому не влияют
эффекты, связанные с выбросом и звоном сигнала. Входной сигнал обычно име¬
ет амплитуду, соответствующую полному возможному размаху сигнала, однако
иногда может использоваться входной сигнал с меньшей амплитудой. В общем
случае время нарастания и время падения являются менее показательной ха¬
рактеристикой по сравнению со скоростью нарастания и временем установления
сигнала.
Запас устойчивости по фазе
Запас устойчивости по фазе (phase margin) представляет собой значение фазово¬
го сдвига, при котором коэффициент усиления для усилителя с обратной связью
по напряжению проходит через значение 0 дБ. В основном этот параметр исполь¬
зуется в качестве меры того, насколько второй полюс системы близок к тому,
чтобы вызвать нестабильность. Фаза начинает изменяться примерно на дека¬
ду при приближении к частоте излома (corner frequency). Фазовый сдвиг должен
быть менее 180°. Запас устойчивости по фазе равен 180° минус значение действи¬
тельного фазового сдвига для усилителя. Любое значение, превышающее 45°,
обычно считается приемлемым. Чем больше запас устойчивости по фазе, тем
более устойчивой является система. Емкостная нагрузка снижает запас устой¬
чивости по фазе.
График, показанный на рис. 1-70, взят из технического описания для AD8054
и показывает, что когда коэффициент усиления для разомкнутой цепи обратной
связи (левая шкала) падает ниже 0 дБ, значение запаса устойчивости по фазе
будет равен приблизительно 45° (правая шкала). Это приемлемое значение для
запаса устойчивости по фазе, в общем случае следует избегать значений, отно¬
сящихся к диапазону от 20° до 25°.

1-2. Характеристики операционного усилителя 79
Коэффициент подавления синфазного сигнала
Если на входа операционного усилителя подается одинаковый сигнал, то при
этом не будет возникать дифференциального напряжения и сигнал на выходе
будет отсутствовать. Однако на практике при изменении синфазного напряже¬
ния будет происходить изменение сигнала на выходе.
Коэффициент подавления синфазного сигнала (CMRR) операционного усили¬
теля представляет собой отношение коэффициента усиления синфазного сигнала
к коэффициенту усиления дифференциального сигнала. Например, если при из¬
менении дифференциального сигнала, равном Y вольт, создается напряжение
на выходе в 1 вольт, а для аналогичного изменения выходного сигнала в 1 В тре¬
буется изменение синфазного напряжения на Y В, то коэффициент подавления
синфазного сигнала (CMRR) будет равно Х/Y. Если коэффициент усиления син¬
фазного сигнала выражается в дБ, то обычно говорят о подавлении синфазного
сигнала. Обычно для низкочастотных сигналов значения подавления синфаз¬
ного напряжения составляют от 70 до 120 дБ, однако при высоких частотах
подавление синфазного сигнала ухудшается. В дополнение к численным значе¬
ниям коэффициента синфазного сигнала, в технических описаниях для многих
операционных усилителей также приводится график зависимости подавления
синфазного напряжения от частоты, аналогичный показанному на рис. 1-71 для
операционного усилителя ОР177.
Рис. 1-70. Запас ус-
тойчивости по фазе
Частота (Гц)
Коэффициент подавления синфазного сигнала приводит к возникновению со¬
ответствующей ошибки выходного напряжения смещения при использовании опе¬
рационного усилителя в неинвертирующем режиме. Заметим, что при работе
усилителя в инвертирующем режиме ошибки, связанные с коэффициентом пода¬
вления синфазного сигнала, будут ниже. Так как на оба входа усилителя подается
напряжение земли (или виртуальной земли), то не существует синфазного дина¬
мического напряжения.

80 Глава 1. Операционный усилитель
Коэффициент подавления напряжения питания
При изменении напряжения питания операционного усилителя сигнал на его вы¬
ходе не должен меняться, однако на самом деле это происходит. Определение
коэффициента подавления напряжения питания (PSRR) схоже с определением
CMRR: если изменение напряжения питания, равное X В, создает напряжение
на выходе, равное изменению, возникающему при изменении дифференциального
входного сигнала на Y вольт, то коэффициент подавления напряжения пита¬
ния будет равен X/Y. Определение PSRR предполагает, что напряжения обеих
шин питания измеряются на равную величину в противоположных направлени¬
ях, в противном случае возникало бы не только изменение напряжения питания,
но и изменение синфазного напряжения, что значительно усложнило бы рассмо¬
трение данной ситуации. Этот эффект вызывает кажущуюся разность в PSRR
между положительным и отрицательным напряжением питания (рис. 1-72).
Частота (Гц)
Рис. 1-71.
Коэффициент ослабления син¬
фазного сигнала для ОР177
Так как коэффициент подавления напряжения питания операционного уси¬
лителя зависит от частоты, то для источника питания необходимо выполнить
развязку. При низких частотах несколько микросхем могут совместно исполь¬
зовать напряжение емкостью 1-50 мкФ для каждого источника питания, если
только этот конденсатор будет удален не более чем на 10 см (расстояние дорожки
на печатной плате) от каждой микросхемы.
При высоких частотах каждая микросхема должна иметь развязку с исполь¬
зованием малоиндуктивного конденсатора 0,1 мкФ, который имеет короткие
вывода и соединен с микросхемой короткими дорожками на печатной плате. Эти
конденсаторы также должны обеспечивать путь возврата для высокочастотных
токов, текущих через нагрузку конденсатора. Обычная схема развязки показана
на рис. 1-73, более подробно методы развязки и блокировки рассматриваются
в главе 12.

1-2. Характеристики операционного усилителя
81
PSR =
20 log10 PSRR
Частота (Гц)
Рис. 1-72. Коэффициент подавления напряжения питания
: Плоскость заземления
должна иметь достаточно
большую площадь
: Минимальная
длина выводов
: Схема развязки для высоких
частот является локальной,
используются керамические
конденсаторы емкостью 0,1 мкФ,
которые обладают малой индуктивностью
: Общая схема развязки для
низких частот, используются
электролитические конденсаторы
емкостью 10 -50 мкФ
Рис. 1-73. Рекомендуемая схема развязки для источника питания
Дифференциальный коэффициент усиления
Такая характеристика, как дифференциальный коэффициент усиления, изна¬
чально появилась в видеоприложениях. В ранних моделях оборудования для ви¬
деообработки было обнаружено, что иногда изменяется коэффициент усиления
для усилителя, работающего по постоянному напряжению. Если говорить более
корректно, то дифференциальный коэффициент усиления представляет измене¬
ния уровня насыщенности цвета (амплитуда модуляции цвета) для изменения
амплитуды низкочастотного сигнала яркости. Такая модуляция очевидно явля-

82 Глава 1. Операционный усилитель
ется искажением, которое изменяет интенсивность цвета. В профессиональных
системах редактирования видео обычно стремятся удержать значение диффе¬
ренциального коэффициента усиления системы в пределах 1%. Для современ¬
ных высокопроизводительных операционных усилителей, предназначенных для
видеоприложений, значение дифференциального коэффициента усиления соста¬
вляет менее 0,01% (рис. 1-74 и 1-79).
Хорошие
характеристики
Не столь хорошие
характеристики, дифференциальный
коэффициент усиления равен примерно 20%
Только информация о цветности.
Информация о яркости удалена при помощи фильтрации.
К сожалению, информацию о фазе сигнала отобразить так просто не удается.
Рис. 1-74. Пример дифференциального коэффициента усиления
Дифференциальная фаза
Дифференциальная фаза представляет собой изменение тона (фаза цветовой
модуляции) для изменения амплитуды яркости. Очевидно, что такая модуля¬
ция представляет собой искажение, которое изменяет тон цветового сигнала.
В профессиональных системах редактирования видео обычно стремятся удер¬
жать полное значение дифференциальной фазы системы в пределах 1°. Для со¬
временных высокопроизводительных операционных усилителей, предназначен¬
ных для видеоприложений, значение дифференциальной фазы составляет менее 0,01°.
Обращение фазы
Обращение фазы представляет собой проблему, которая возникает для неко¬
торых операционных усилителей, когда превышается его допустимый входной
синфазный диапазон. Механизм этого явления связан с тем, что некоторые вну¬
тренние каскады операционного усилителя уже не имеют напряжения смещения
и, следовательно, прекращают функционировать. В результате сигнал на выходе
изменяется до уровня противоположной шины питания, это будет продолжаться
до того момента, пока входной сигнал не возвратится в пределы допустимого
синфазного диапазона (см. рис. 1-80). Это стало большой проблемой при сниже¬
нии напряжения питания и распространении однополярных источников питания.

1-2. Характеристики операционного усилителя 83
Однако развитие методов проектирования микросхем привело к тому, что опе¬
рационные усилители уже не испытывают данного эффекта. Если операционный
усилитель проектировался с учетом противодействия эффекту обращения фазы,
то это обычно указывается в списке или в разделе с ключевыми функциями, а не
обязательно в таблице параметров.
Характеристики AD829 (температура 25°С, напряжение питания VS = ±15В,
если не оговорены иные условия)
Ошибка дифференциального
коэффициента усиления
R|_oad “ 10012
С Comp = 30 pF
±15 В
0,02
0,02
%
Ошибка дифференциальной
фазы
R|_oad = ЮОО
Ccomp = pF
±15 В
0,04
0,04
градусы
0,03
0,02
0,01
х
О)
с
О)
X
=г
S
-ѳ-
■Ѳ*
со
о
л
X
л
с;
со
S
=г
X
CD
Q.
Ш
-ѳ-
-ѳ-
±5
±10	±15
Напряжение питания (В)
Рис. 1-75. Характеристики дифференциального коэффициента усиления и
дифференциальной фазы
Рис. 1-76. Изображение «хорошего» сиг¬
нала на экране вектороскопа

84
Глава 1. Операционный усилитель
Обратите внимание
на размазывание
изображения линии
на экране
Рис. 1-77. Изображение сигнала с 15%-ным значени-ем дифференциального коэффициента
усиления на экране вектороскопа
Обратите внимание
на искривление
линии на экране
Рис. 1-78. Изображение
сигнала с 5%-ным значени¬
ем дифференциальной фа¬
зы на экране вектороскопа
Разделение каналов
Разделение каналов, которое иначе известно как перекрестные помехи, предста¬
вляет собой сигнал, который проникает от одного усилителя в другой усилитель,
которые располагаются в одном корпусе. Путь распространения проходит через
источник питания, который обычно является общим для всех усилителей. Проду¬
манная топология операционного усилителя позволяет уменьшить перекрестные
помехи, также может помочь тщательная схема развязки источника питания.
Абсолютные максимальные значения
Абсолютные максимальные значения описывают предельные значения напряже¬
ния, тока и температуры для операционного усилителя. Превышение указанных

1-2. Характеристики операционного усилителя
85
Обратите внимание на то,
что происходит искривление
и размазывание линии на экране
Рис. 1-79. Изображение сигнала с 10%-ным значением дифференциального коэффициента
усиления и 5%-ным значением дифференциальной фазы на экране вектороскопа
Входной сигнал	Выходной сигнал
Вертикальная шкала: 1 В на деление.
Горизонтальная шкала: 2 мс на деление
Рис. 1-80. Обращение фазы
абсолютных максимальных значений может приводить к разрушению операци¬
онного усилителя (см. рис. 1-81).
Попадание на входа повышенного напряжения является одной из наиболее
распространенных причин разрушения операционных усилителей. Условия воз¬
никновения повышенного напряжения можно разделить на две группы: повы¬
шенное напряжение и электростатический разряд (ESD).
При электростатическом разряде возникают напряжения до нескольких ты¬
сяч вольт. Большинство из нас сталкивались с электростатическим разрядом
в обычных ситуациях: проведите ногой по нейлоновому ковру, особенно в сухих
условиях, и затем поднесите ее к металлической дверной ручке. Вы увидите, что

Глава 1. Операционный усилитель
от кончиков пальцев полетят искры. Особенно чувствительными к электроста¬
тическому разряду являются микросхемы, изготовленные по технологии CMOS.
Повышенное напряжение происходит тогда, когда превышается максималь¬
ный уровень напряжения, который разрешен для данного усилителя. Макси¬
мальное разрешенное напряжение обычно определяется напряжением питания,
хотя существуют и некоторые исключения. Появление повышенного напряжения
на входах обычно приводит к тому, что входные устройства превращаются
Абсолютные максимальные значения1
Напряжение питания
12,6 В
Внутренняя рассеиваемая мощность при 25 °С2
Корпус PDIP (N)
1,3 Вт
SOIC (R)
0,8 Вт
CERDIP с 8 выводами
1,1 Вт
Корпус SOT-23-5 (RT)
0,5 Вт
Входное напряжения (синфазное)
±Vs
Дифференциальное входное напряжение
±1,2 В
Продолжительность короткого замыкания на выходе
усилителя
См. графики для снижения
номинальной мощности
Диапазон температур для хранения устройства (N,R)
-65 °С ...±125 °С
Диапазон рабочих температур (класс А)
-40 °С . .. ±85 °С
Температура выводов при пайке
(в течение 10 секунд)
300 °С
Примечания:
'При превышении указанных здесь абсолютных максимальных значений микросхеме могут быть
причинены необратимые повреждения. Эти значения соответствуют аномальным условиям, микро¬
схема не предназначена для работы при указанных условиях или превышении этих условий. Если
микросхема в течении длительного времени подвергается воздействию абсолютных максимальных
условий, то это может привести к уменьшению надежности микросхемы.
Характеристики при свободном доступе воздуха:
корпус PDIP с 8 выводами: #ja = 90 °С/Вт,
корпус SOIC с 8 выводами: 6ja = 155 °С/Вт,
корпус CERDIP с 8 выводами: 0ja = 110 °С/Вт,
корпус SOT-23-5 с 5 выводами: 0ja = 260 °С/Вт.
Рис. 1-81. Типичные абсолютные максимальные значения (AD8001)
в структуры типа кремниевого управляемого диода (SCR), обычно при помощи
подложки. Причиной неисправности является не собственно повышенный уро¬
вень напряжения, а ток, который возникал под его воздействием. Если величина
этого тока ограничена, то не происходит никаких катастрофических послед¬
ствий. Обычно считается, что ток должен ограничиваться величиной 5 мА.
Хотя не будет причинено никакого катастрофического ущерба, постоянная
перегрузка входов может приводить к изменению параметров, таких как ток
смещения и напряжение смещения. Таким образом, даже если вы не повреждаете
усилитель, повышенного напряжения в любом случае следует избегать.
Защита от повышенного напряжения может обеспечиваться за счет диодов,
которые соединяются от входов к шинам питания, и использования токоограни¬
чивающих резисторов. В качестве диодов по причине их более низких значений

1-2. Характеристики операционного усилителя 87
прямого напряжения обычно используются
диоды Шоттки (обычно 300 мВ в отличие от
700 мВ для обычных кремниевых диодов).
Однако устройства защиты следует исполь¬
зовать с осторожностью. Некоторые диоды
могут обладать утечкой, что приводит к
эффектам, аналогичным возникающим под
влиянием тока смещения. Некоторые также
могут обладать достаточно высокой емко¬
стью, что может ограничивать частотную
характеристику. Особенно это относится к
высокоскоростным усилителям. Использова¬
ние токоограничивающих резисторов при¬
водит к увеличению уровня шумов. Неко¬
торые операционные усилители, такие как
ОР27, уже содержат защитные диоды, од¬
нако для них все еще требуется организовывать ограничение тока. Если опе¬
рационный усилитель имеет встроенные защитные диоды, то для него обычно
указывается характеристика для максимального дифференциального входного
тока. Схема защиты также должна показываться на упрощенной схеме усилите¬
ля (рис. 1-82).
Рис. 1-82. Защита входа
Температура окружающей среды (°С)
Рис. 1-83. Максимальная рассеиваемая мощность (для AD8001)
В некоторых операционных усилителях к входам также подключаются встреч¬
но включенные диоды. Они служат не для защиты входов от повышенного на¬
пряжения, а для того, чтобы ограничить дифференциальное напряжение. Если
такие диоды используются, то для дифференциального входного напряжения
будет указываться абсолютное максимальное значение ±700 мВ.
Для температуры может указываться другая характеристика — максималь¬
ная температура перехода, равная 150 °С. При приближении к этому значению

88 Глава 1. Операционный усилитель
срок службы операционного усилителя (и любого другого полупроводникового
компонента) начинает уменьшаться (рис. 1-83).
Градиент температуры, который возникает между переходом и корпусом,
определяется тепловым сопротивлением корпуса микросхемы и обозначается #jc-
Также используется тепловое сопротивление Ѳс\, которое характеризует пере¬
пад температур между корпусом и окружающей средой. Эти тепловые сопроти¬
вления складываются линейно, таким образом, полное тепловое сопротивление
0ja от перехода до окружающей среды определяется как djc + #са-
Характеристики, относящиеся к максимальному рабочему диапазону тем¬
ператур, в основном, интересны с точки зрения влияния на другие рабочие
характеристики операционного усилителя, а не тем, что они способны вызвать
повреждение микросхемы.
Ссылки: характеристики операционных усилителей
1.	J. R. Ragazzini, R. Н. Randall, and F. A. Russell, «Analysis of Problems in
Dynamics by Electronic Circuits», Proceedings of the IRE, Vol. 35, No.
May, 1947, pp. 444 — 452.
2.	W. Borlase, An Introduction to Operational Amplifi ers (Parts 1—3),
Analog Devices Seminar Notes, Analog Devices, Inc., September 1971.
3.	K. D. Swartzel, Jr., «Summing Amplifi er», US Patent 2,401,779, fi led, May
1, 1941, issued June 11, 1946.
4.	F. E. Terman, «Feedback Amplifi er Design», Electronics, Vol. 10, No. 1, Jan¬
uary 1937, pp. 12 — 15, 50.
5.	J. M. West, «Wave Amplifying System», US Patent 2,196,844, fi led, April
26, 1939, issued April 9, 1940.
6.	H. W. Bode, «Relations Between Attenuation and Phase In Feedback Amplifi
er Design, » Bell System Technical Journal, Vol. 19, No. 3, July 1940. See
also: «Amplifi er,» US Patent 2,173,178, filed, June 22, 1937, issued July 12,
1938.
7.	R. Stata, «Operational Amplifi ers—Parts I and II», Electromechanical
Design, September, November 1965.
8.	D. Sheingold (Ed.), Applications Manual for Operational Amplifi ers
for Modeling, Measuring, Manipulating, and Much Else, George A.
Philbrick Researchers, Inc., Boston, MA, 1965. See also: Applications Manual
for Operational Amplifi ers for Modeling, Measuring, Manipulating,
and Much Else, 2nd Edition, Philbrick/Nexus Research, Dedham, MA, 1966,
1984.
9.	W. G. Jung, IC Op Amp Cookbook, 3rd Edition, Prentice-Hall PTR, 1986,
1997, ISBN: 0-13-889601-1.

1-2. Характеристики операционного усилителя 89
10.	W. Kester (Ed.), Linear Design Seminar, Analog Devices, Inc., 1995, ISBN:
0-916550-15-X.
11.	S. Franco, Design with Operational Amplifi ers and Analog Integrated
Circuits, 2nd Edition, McGraw-Hill, 1998, ISBN: 0-07-021857-9.
12.	«Video Op Amp», Analog Dialogue, Vol. 24, No. 3, 1990, pp. 19.
13.	G. Erdi, «Amplifi er Techniques for Combining Low Noise, Precision, and High-
Speed Performance», IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-16,
December, 1981, pp. 653-661.
14.	G. Erdi, T. Schwartz, S. Bernardi, and W. Jung, «Op Amps Tackle Noise-and
for Once, Noise Loses», Electronic Design, December, 1980.
15.	G. Erdi, «A Precision Trim Technique for Monolithic Analog Circuits», IEEE
Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-10, December, 1975, pp. 412 —
416.
16.	R. Wagner, «Laser-Trimming on the Wafer», Analog Dialogue, Vol. 9, No. 3,
1975, pp. 3-5.
17.	D. Soderquist and G. Erdi, «The OP07 Ultra-Low Offset Voltage Op Amp»,
Precision Monolithics AN-13, December, 1975.
18.	W. Kester (Ed.), High Speed Design Techniques, Analog Devices, 1996,
ISBN: 0-916550-17-6 (available for download at http://www.analog.com).
19.	W. Kester (Ed.), Practical Analog Design Techniques, Analog Devices,
1995, ISBN: 0-916550-16-8 (available for download at http://www.analog.com).
20.	W. Palmer and B. Hilton, «A 500 V/ _ s 12 Bit Transimpedance Amplifier»,
ISSCC Digest, February 1987, pp. 176-177, 386.
21.	F. E. Terman, «Feedback Amplifier Design», Electronics, January 1937, pp.
12-15, 50.
22.	E. L. Ginzton, «DC Amplifier Design Techniques», Electronics, March 1944,
pp. 98-102.
23.	S. E. Miller, «Sensitive DC Amplifier with AC Operation», Electronics, Novem¬
ber 1941, pp. 27-31, 105-109.
24.	J. 0. Edson and H. H. Henning, «Broadband Codecs for an Experimental 224
Mb/s PCM Terminal», Bell System Technical Journal, Vol. 44, No. 9,
November 1965, pp. 1887-1950.
25.	«Op Amps Combine Superb DC Precision and Fast Settling», Analog Dia¬
logue, Vol. 22, No. 2, 1988, pp. 12-15.
26.	D. A. Nelson, «Settling Time Reduction in Wide-Band Direct-Coupled Tran¬
sistor Amplifiers», US Patent 4,502,020, fi led, October 26, 1983, issued
February 26, 1985.

90 Глава 1. Операционный усилитель
27.	R. А. Gosser, «DC-Coupled Transimpedance Amplifier», US Patent 4,970,470,
fi led, October 10, 1989, issued November 13, 1990.
28.	J. L. Melsa and D. G. Schultz, Linear Control Systems, McGraw-Hill, 1969,
pp. 196-220, ISBN: 0-07-041481-5
29.	L. Smith and D. Sheingold, «Noise and Operational Amplifier Circuits», Ana¬
log Dialogue, Vol. 3, No.l, pp. 1, 5-16. See also: Analog Dialogue 25th
Anniversary Issue, pp. 19-31, 1991.
30.	T. M. Frederiksen, Intuitive Operational Amplifi ers, McGraw-Hill, 1988,
ISBN: 0-07-021966-4.
31.	J. K. Roberge, Operational Amplifiers—Theory and Practice, John Wiley,
1975, ISBN: 0-471-72585-4.
32.	D. Stout and M. Kaufman, Handbook of Operational Amplifi er Circuit
Design, McGraw-Hill, New York, 1976, ISBN: 0-07-061797-X.
33.	J. Dostal, Operational Amplifiers, Elsevier Scientifi c Publishing, New York,
1981, ISBN: 0-444-99760-1.
34.	P. R. Gray and R. G. Meyer, Analysis and Design of Analog Integrated
Circuits, 3rd Edition, John Wiley, 1993, ISBN: 0-471-57495-3.
35.	R. Gosser, «Wide-Band Transconductance Generator», US Patent 5,150,074,
fi led, May 3, 1991, issued September 22, 1992.
36.	R. Gosser, «DC-Coupled Transimpedance Amplifier,» US Patent 4,970,470,
fi led, October 10, 1989, issued November 13, 1990.
37.	Data sheet for AD8011 300 MHz, 1 mA Current Feedback Amplifier,
http: //www.analog.com.
38.	W. Kester (Ed.), Amplifier Applications Guide, Analog Devices, 1992, IS¬
BN: 0-916550-10-9.
39.	W. Kester (Ed.), Practical Design Techniques for Sensor Signal Condi¬
tioning, Analog Devices, 1999, ISBN: 0-916550-20-6.
40.	Технические описания для AD8551/AD8552/AD8554 Zero-Drift, Single-
Supply, Rail-to-Rail Input/Output Operational Amplifiers,
http: // www.analog.com.
41.	Data Sheet for AD8571/AD8572/AD8574 Zero-Drift, Single-Supply, Rail-
to-Rail Input/Output Operational Amplifiers, http://www.analog.com.
42.	Data Sheet for OP777/OP727/OP747 Precision Micropower Single-
Supply Operational Amplifiers, http://www.analog.com.
43.	Data Sheet for OP1177/OP2177/OP4177 Precision Low Noise, Low In¬
put Bias Current Operational Amplifiers, http://www.analog.corn.

1-3. Как следует читать технические описания
91
Раздел 1-3
Как следует читать технические описания
Хотя не существует какого-то отраслевого стандарта, в котором устанавлива¬
лись бы формат технического описания, затрагиваемые темы, приводимая в них
информация и то, как должна располагаться эта информация, однако техни¬
ческие описания для большинства компонентов от различных производителей
обычно имеют схожую конструкцию. В данном разделе мы рассмотрим несколь¬
ко подобных технических описаний и попытаемся показать, где следует искать
нужную информацию и как следует интерпретировать данные.
В целях демонстрации давайте рассмотрим пять технических описаний: для
прецизионного усилителя (ОР1177/ОР2177/ОР4177), усилителя с однополярным
питанием (AD8531/AD8532/AD8534), высокоскоростного усилителя с обратной
связью по напряжению (AD8051/AD8052/AD8054), усилителя с обратной связью
по току (AD8001) и AD847. Компоненты выбирались произвольно, они были вы¬
браны, только чтобы продемонстрировать здесь разнообразие усилителей.
Первая страница
Эта страница призвана дать вам основную информацию, которая необходима
для выбора компонента. Если посмотреть на рис. 1-84, то первую страницу мож¬
но разбить на три части.
В первой части приводятся основные характеристики компонента. Они при¬
водятся в виде списка и содержат те наиболее важные параметры устройства
(с точки зрения производителя), которые относятся к наиболее важным обла¬
стям применения. Эти области применения также перечисляются в данном раз¬
деле.
Вторая часть представляет собой описание устройства. Здесь в основном
рассматривается то, что с точки зрения производителя представляет собой от¬
личительные особенности данного операционного усилителя.
В третьей части приводится функциональная схема компонента. Для опе¬
рационного усилителя здесь обычно показывается расположение выводов для
различных используемых типов корпусов. Для более сложных микросхем может
показываться действительная схема устройства.
Таблицы характеристик
При измерении любой из характеристик существует бесконечный набор воз¬
можных условий, в которых проводятся измерения. Очевидно, что невозможно
выполнить тестирование при всех возможных условиях проведения измерений.
Таким образом, выбирается некоторый репрезентативный набор условий изме¬
рения. Условия тестирования указываются в документации: см. 1 на рис. 1-85.
Также при необходимости приводится дополнительная информация или инфор¬
мация по изменению условий тестирования — обычно это делается при помощи
сноски (2 на рис. 1-85).

92 Глава 1. Операционный усилитель
В некоторых случаях, когда для операционного усилителя используется ши¬
рокий диапазон условий измерения, данным характеристикам может отводиться
несколько страниц. На каждой странице указывается собственный набор усло¬
вий. Например, характеристики операционного усилителя могут указываться
для источника питания ±15 В, для источника питания ±5 В и для источника
питания +5 В. В качестве примера можно привести технические описания для
микросхем AD8051/AD8052/AD8054 (рис. 1-86-1-88).
Для многих операционных усилителей некоторые отдельные характеристики
имеют несколько значений — они относятся к различным уровням производи¬
тельности. Также эти значения могут относиться к различным температурным
диапазонам (обычно используются коммерческий, промышленный и военный).
Пример показывается на рис. 1-85 (3).
Заметим, что для любой характеристики могут приводиться три значения:
минимальное (Міп), типичное (Тур) и максимальное (Мах) (см. рис. 1-85 (3)).
В компании ADI для характеристики любое значение, которое приводится в столб¬
це min (минимальное) или max (максимальное), подтверждается проведением
тестов. Это может быть непосредственное тестирование или же, в некоторых
случаях, значение данного параметра может гарантироваться тестированием
какого-то другого параметра. Значение typ (типичное) является просто типич¬
ным значением характеристики.
В зависимости от данной характеристики отклонение от типичного значения
может носить постоянный характер. И у вас нет никакой возможности узнать,
каков диапазон отклонения от типичного значения. Иногда для некоторых ха¬
рактеристик могут приводиться как типичное значение, так и минимальное (или
максимальное). Это говорит о том, что при тестировании были установлены
определенные пределы для характеристики (минимальный или максимальный),
однако полученные типичные значения были значительно лучше, чем предельные
значения, полученные при тестировании. Достаточно рискованно использовать
при проектировании типичные значения. При анализе бюджета ошибок гораздо
лучше будет использовать минимальные и максимальные значения.
Тестирование является одним из наиболее дорогостоящих этапов в производ¬
стве операционных усилителей. Таким образом, микросхема с более подробно
указанными техническими характеристиками обычно будет иметь более высо¬
кую цену по сравнению с компонентами с менее подробными характеристика¬
ми. Однако вам при проектировании схемы для обеспечения ее характеристики
может понадобиться микросхема с более детальной информацией о ее характе¬
ристиках.
Абсолютные максимальные значения
Всегда после таблицы с характеристиками микросхемы находится раздел с абсо¬
лютными максимальными значениями, которые обычно относятся к напряжению
и температуре.
Максимальное допустимое напряжение питания обычно определяется техно¬
логическим процессом, с помощью которого изготавливается микросхема. Мак¬
симальное входное напряжение обычно ограничено напряжениями питания. Не¬
обходимо указать, что для напряжения питания используется мгновенное значе-

1-3. Как следует читать технические описания 93
ние напряжения, а не среднее или установившееся напряжение. Таким образом,
если на вход операционного усилителя подается входное напряжение, а напряже¬
ние питания отсутствует (это может происходить при включении только одной
из нескольких секций системы), то на вход операционного усилителя будет дей¬
ствовать повышенное напряжение, даже если при поданном напряжении питания
такое входное напряжение не является повышенным.
FEATURES
Low Olfsat Voltage: «О цѴ Max
Vary Low Offset Voltage Drift: 0.7 рѴ/*С Max
Low Input Bias Current: 2 nA Max
Low Noise: # nVfffi
CMftR, PSRR, and AVo > 120 dB Min
Low Supply Current: 400 pA/Amp
Dual Supply Operation: *2.8 V to *« ¥
Unity Gain Stable
No Phase Reversal
Inputs Internally Protected Beyond Supply Volta9»
APPLICATIONS
Wireless Base Station Control Circuits
Optical Network Control Circuits
Instrumentation
Sensors and Control*
Thermocouple»
rets	j
Strain Bridges	1
Shunt Current Measurements
Precision Filters
GENERAL DESCRIPTION
The ОРЙ77 family consists of wry high-precision, single, dual,
and quad amplifiers featuring extremely low offset voltage and
drift, low input bios cutreat, low noise, and iow power con¬
sumption. Outputs are stable with capacitive loads of over
1,000 pF with no external compensation. Supply current is less
than 500 pA per amplifier at 30 V. Internal 500 fl series resis¬
tors protect the inputs, allowing input sipial levels several volts
berad either supply without phase reversal.
IWfe previous high-vokige amplifiers writ very kw oflset voltages, the
DPI 17? and OK 177 are available in the tiny MSOP 8-lead tur-
fecMBOuni package, while the OP4177 is available in TSSOP14.
Moreover, specified performance in the MSOPTSSOP package is
sternal to рейнвйке in the SOIC package.
OPxl"? family offers the widest specified temperature reage of
any high-precision amplifier in surface-mount packaging. All
versions are &% specified for operator! from 4ff'C t» +12ffCTnr
the most demanding operating environments.
Applicarim» for these amplifiers include precision diode power
measurement, voltage and current level setting, and level detec¬
tion in optical and wireless transmission systems. Additional
applications include line powered Mid pottable instrumentation
2
Functional Block Diagram
8-Laad MSOP
(RM-Suffix)
8-Lead SOIC
{R-Suffix)
8
=1 NC1
NC E
«I NC
-IN С—
ОР1177
=3 V-
in с=:
V- с=
5
=0 OUT
=1 NC4
-IN [2
-FINE
OP117 7
2 v-f
6] OUT
NC
no conned
v- E
Ю NC
NC no connect
8-Lead MSOP
(RM-Suffix)
8-Lead SOIC
(R-SuffiX)
OUT A
-IN A
IN A
V-
V 1
OUT В
IN В
ПІ4В
v+
OUT в
-IN В
+IN В
14-Lead SOIC
(R-Suffix)
14-leed TSSOP
(RU Suffix)
OUT A {T
3 OUTD
-INA (T
ІИ -IND
-IN A [7
ТЦ 4-IND
v, E
OP417T
SI v-
IN В {T
«3 ‘ IN C
-IN В [T
9] -INC
out в [7
jO OUTC
+INC
-INC
OUT О
3
and controls—thermocouple, КТО, strain-bridge, and other
sensor signal conditioning--and precision filters.
The ОРІИ7 (single) and the OP2I77 (dual) amplifiers are
available in die 8-fead MSOP and S-lead SOIC packages. The
OP-1177 (quad) ts available m 14-lead narrow SOIC ami 14-fead
TSSOP packages. MSOP and TSSOP packages are available in
tape and reel only.
Рис. 1-84. Пример первой страницы технического описания

94 Глава 1. Операционный усилитель
AD847-SPECIFIC AT10NS(@ta= +25°С, unless otherwise noted)
Model
Conditions
Vs
AD847J
Min Typ Max
AD847AR
Min Typ Max
Units
Input о ffset voltage1
±5 V
0.5 1
0.5 1
MV
Tmin іоТмдх
3.5
4
mV
Offset drift
15
15
мѵ/°с
Input bias current
±5 V. ±15 V
3.3 6.6
3.3 6.6
мА
TM|N toTwAx
7.2
10
мА
Input offset current
±5 V. ±15 V
50 300
50 300
nA
Tmin t°TMAx
400
500
nA
Offset current draft
0.3
0.3
nA/°C
Open-loop gain
Vout = ±2.5 V
±5 V
Rload = 500 fi
2 3.5
2 3.5
V/mV
Tmin IoTmax
1
1
V/mV
Rload -^150 li
1.6
1.6
V/mV
Vqut = ±10 V
±15 V
Rload = 1 kO
3 5.5
3 5.5
V/mV
Tmin IoTmax
1.5
1.5
V/mV
Dynamic performance
Unity gain bandwidth
±5 V
35
35
MHz
±15 V
50
50
MHz
Full powder bandwidth 2
Vout = 5 V p-p.
Rload = 500 it
±5 V
12.7
12.7
MHz
V0UT = 20 V p-p.
Rload = 1 kit
±15 V
4.7
4.7
MHz
Slew rate3
Rload = 1 kli
±5 V
200
200
V/p S
±15 V
225 300
225 300
V/pS
Setting time
to 0.1%. R|_oad = 250 li
-2.5 V to + 2.5 V
±5 V
65
65
ns
10 V Step, Av= -1
±15 V
65
65
ns
to 0.01%. RLOad = 0
-2.5 V to +2.5 V
±5 V
140
140
ns
10 V Step, Av= -1
±15 V
120
120
ns
Phase margin
Cload = 10 pF
±15 V
Rload = 1 kQ
50
50
Degree
Di fferential gain
f = 4.4 MHz., Rload = 1 kD
±15 V
0.04
0.04
%
Differential phase
f = 4.4 MHz., Rload = 1 kD
±15 V
0.19
0.19
Degree
Common-mode
V см = ±2-5 V
±5 V
78 95
78 95
dB
Rejection
VCm = ± 12 V
±15 V
78 95
78 95
dB
Tmin IoTmax
75
75
dB
Power supply
Vs = ±5V to ±15 V
75 86
75 86
dB
rejection
Tmin 1°Tmax
72
72
dB
Input voltage noise
f = 10 kHz
±15 V
15
15
пѴ/т/Hz
Input cur rent noise
f = 10 kHz
±15 V
1.5
1.5
pAAyiTz
Input common-mode
voltage range
±5 V
+4.3
+4.3
V
-3.4
-3.4
V
±15 V
+ 14.3
+ 14.3
V
-13.4
-13.4
V
Output voltage swing
Rload = 500 ii
±5 V
3.0 3.6
3.0 3.6
±v
Rload = 150 Q
±5 V
2.5 3
2.5 3
±v
Rload = 1 kQ
±15 V
12
12
±v
Rload = 500 Q
±15 V
10
10
±v
Short-Ci rcuit Cur rent
±15 V
32
32
mA
Input resistance
300
300
kQ
Input capacitance
1.5
1.5
pF
Output resistance
Open loop
15
15
Q
Power supply
Operating range
±4.5 ±18
±4.5 ±18
V
Quiescent current
±5 V
4.8 6.0
4.8 6.0
mA
Tmin IoTmax
7.3
7.3
mA
±15 V
5.3 6.3
5.3 6.3
mA
Tmin to Tmax
7.6
7.6
mA
NOTES	л
21 Input offset voltage specifications are guaranteed after 5 minutes at ТА 25°C	Z
Full power bandwidth slew rate/2 VPEAK
3Slew rate is measured on rising edge
All min and max specifications are guaranteed. Specifications in boldface are 100% tested at final electrical test.
Specifications subject to change without notice.
Рис. 1-85. Пример страницы с характеристиками

1-3. Как следует читать технические описания 95
AD8051 /AD8052/AD8054
Specifications (@ тд = 25*с vs = 5 ѵ,
Rl = 2 kQto 2.5 V. unless otherwise noted.)
Parameter
Conditions
AD8051A/AD8052A
Min Typ
Ma x
Min
AD8054A
Typ
Max
Unit
Dynamic performance
-3 dB small signal
G = +1, Vo = 0.2 V p.p
70
110
80
150
MHz
bandwidth
G = -1, +2.Vo = 0.2VM>
50
60
MHz
Bandwidth for 0.1 dB
G = +2, V0 = 0.2 Vp^,.
flatness
Rl= 150 Q to 2.5 V.
Rf = 806 Q for AD8051A/
20
MHz
AD8052A
Rp = 200 Q for AD8054A
12
MHz
Slew rate
G = -1, Vq = 2 V Step
100
145
140
170
V/ps
Full power respon®
G=+11V0 = 2V(H)
35
45
MHz
Setting time to 0.1 %
G = —1,V0 = 2V Step
50
40
ns
Noise/distortion
performance
Total harmonic distortion *
fc= 5 MHz, V0 = 2 Vp_p, G = +2
-67
-68
dB
Input voltage noise
f= 10 kHz
16
16
nVA/H z
Input cur rent none
f= 10 kHz
850
850
fAA/Hz
Differential gain error
G= +2, Rl = 150 Q to 2.5 V
0.09
0.07
%
(NTSC)
Rl = 1 kQ to 2.5 V
0.03
0.02
%
Differential phase error
G = +2, Rl = 150 Q to 2.5 V
0.19
0.26
Degrees
(NTSC)
Rl - 1 k£2 to 2.5 V
0.03
0.02
Degrees
Crosstalk
f= 5 MHz, G = +2
-60
-60
dB
DC performance
Input offset voltage
1.7
10
1.7
12
mV
tmin~Tmax
25
30
mV
Offset drift
10
15
pV/°C
Input bias current
1.4
2.5
2
4.5
pA
Tmin_Tmax
3.25
4.5
pA
Input offset current
0.1
0.75
0.2
1.2
pA
Open-loop gain
Rl = 2 kQ to 2.5 V
86
98
82
98
dB
Tmin-Tmax
96
96
dB
Rl = 150 Q to 2.5 V
76
82
74
82
dB
Tmin-Tmax
78
78
dB
Input characteristics
Input resistance
290
300
kQ
Input capacitance
1.4
1.5
PF
Input common-mode
-0.2 to +4
-0.2 to +4
V
Voltage range
Common-mode rejection
V cm = 0 V to 3.5 V
72
88
70
86
dB
ratio
Output characteristics
Output voltage swing
Rl = 10 kQ to 2.5 V
0.015 to 4.985
0.03 to 4.975
V
Rl = 2 kQ to 2.5 V
0.1 to 4. 9
0.025 to 4.97 5
0.125 to 4.87 5 0.05 to 4.95
V
Rl = 150 Q to 2.5 V
0.3 to 4.62 5
0.2 to 4.8
0.55 to 4. 4
0.25 to 4.65
V
Output cur rent
Vout = 0.5 V to 4.5 V
45
30
mA
Tmin”Tmax
45
30
mA
Short-ci rcuit current
Sourcing
80
45
mA
Sinking
130
85
mA
Capacitive load drive
G = +1 (AD8051 /AD8052)
50
PF
G = +2 (AD8054)
40
PF
Power supply
Operating range
3
12
3
12
V
Quiescent current /
4.4
5
2.75
3.275
mA
amplifier
Power supply rejection
Д Vs = ±1 V
70
80
68
80
dB
ratio
Operating
RT, RU,
temperature range
RN-14
-40
+ 85
-40
+85
°C
RM, RN-8
-40
+ 125
°C
‘Referto TPC 13.
Specifications subject to change without notice.
Рис. 1-86. Пример страницы с характеристиками, страница 2

96 Глава 1. Операционный усилитель
AD8051 /AD8052/AD8054
Specifications (@ ТА = 25°cjvs = 3~ѵ|	= 2 kft to 1.5 V, unless otherwise noted.)
Parameter
Conditions
AD8051A/AD8052A
Min Typ
Max
Min
AD8054A
Typ
Max
Unit
Dynamic performance
-3 dB small signal
G = +1, V0 = 0.2 Vp-p
70
110
80
135
MHz
bandwidth
G = -1. +2, V0 = 0.2 V p-p
50
65
MHz
Bandwidth for 0.1 dB
G = +2, V0 = 0.2 V p-p,
flatness
Rl = 150 Q to 2.5 V,
Rf = 402 Q for AD8051A/
17
MHz
AD8052A
RF = 200 Q for AD8054A
10
MHz
Slew rate
G = -1, V0 = 2 V Ste p
90
135
110
150
V/ps
Full power respons
G = +1, V0 = 1 Vp-p
65
85
MHz
Settling time to 0.1 %
G= -1, V0 = 2 V Step
55
55
ns
Noise/distortion
performance
Total harmonic distortion *
k = 5 MHz, V0 = 2 V p-p,
G = -1, Rl = 100 Ф to 1.5 V
-47
-48
dB
Input voltage noise
f = 10 kHz
16
16
nV/VHz
Input cur rent noise
f = 10 kHz
600
600
fAA/Hz
Differential gain error
G = +2, VCM = 1 V
(NTSC)
Rl= 150 Q to 1.5 V,
0.11
0.13
%
Rl = 1 kQto 1.5 V
0.09
0.09
%
Differential phase error
G = +2, VCM = 1 V
(NTSC)
Rl = 150 Q to 1.5 V
0.24
0.3
Degrees
Rl = 1 kfi to 1.5 V
0.10
0.1
Degrees
Crosstalk
f = 5 MHz, G = +2
-60
-60
dB
DC performance
Input offset voltage
1.6
10
1.6
12
mV
25
30
mV
Offset drift
10
15
pV/°C
Input bias current
1.3
2.6
2
4.5
pA
Tmin-TMAx
3.25
4.5
pA
Input offset current
0.15
0.8
0.2
1.2
PA
Open-loop gain
Rl = 2 kfi
80
96
80
96
dB
"Tmin~TMax
94
94
dB
Rl = 150П
74
82
72
80
dB
Tmin-Tmax
76
76
dB
Input characteristics
Input resistance
290
300
kQ
Input capacitance
1.4
1.5
pF
Input common-mode
-0.2 to +2
-0.2 to +2
V
voltage range
Common-mode
VCM = 0 V to 1.5 V
72
88
70
86
dB
rejection ratio
Output characteristics
Output voltage
Rl = 10 kfi to 1.5 V
0.01 to 2.99
0.025 to 2.98
V
swing
Rl = 2 kDto 1.5 V
0.075 to 2. 9
0.02 to 2.98
0.1 to 2. 9
0.35 to 2.965
V
Rl = 150 Q to 1.5 V
0.2 to 2.7 5
0.125 to 2.875
0.35 to 2.5 5
0.15 to 2.75
V
Output cur rent
VOUT = 0.5 V to 2.5 V
45
25
mA
Tmin-Tmax
45
25
mA
Short-ci rcuit current
Sourcing
60
30
mA
Sinking
90
50
mA
Capacitive load drive
G = +1 (AD8051 /AD8052)
45
PF
G = +2 (AD8054)
35
PF
Power supply
Operating range
3
12
3
12
V
Quiescent current/
4.2
4.8
2.625
3.125
mA
amplifier
Power supply rejection
AVs = 0.5 V
68
80
68
80
dB
ratio
Operating temperature
RT, RU,
-40
+85
-40
+85
°C
range
RN-14
-40
+ 125
°C
RM, RN-8
*Refer to TPC 13.
Specifications subject to change without notice.
Рис. 1-87. Пример страницы с характеристиками, страница 3

1-3. Как следует читать технические описания 97
AD8051 /AD8052/AD8054
Specifications (@ Тд = 25°С, Vs = + 5 V R_ 2 kit to Ground, unless otherwise noted.)
Parameter
Conditions
Min
AD8051 A/AD8052A
Typ
Max
AD8054A
Min Typ
Max
Unit
Dynamic performance
-3dB small signal
G = +1, V0 = 0.2 V p- p
70
110
85
160
MHz
bandwidth
G = -1, +2. V0 = 0.2 V p-p
50
65
MHz
Bandwidth for 0.1 d В
G - +2, V0 - 0.2 V p-p,
flatness
- 150 П,
Rf” 1.1 kfifor
AD8051A/AD8052A
20
MHz
Rp = 200 Q for AD8054A
15
MHz
Slew rate
G = —1,V0 = 2V Step
105
170
150
190
Ѵ/ц s
Full power response
G = +1,V0 -2Vp-p
40
50
MHz
Settling time to 0.1 %
G- -1, V0 -2VStep
50
40
ns
Noise/distortion
performance
Total harmonic distortio n
fc=5MHz.V0-2Vp-p,
-71
-72
dB
G = +2
Input voltage noise
f* 10 kHz
16
16
nV/v/Hz
Input cur rent noise
f- 10 kHz
900
900
fb/jHi
Differential gain error
G= +2. F\ = 150 П
0.02
0.06
%
(NTSC)
Rl- 1 kf!
0.02
0.02
%
Differential phase error
G = + 2, Rl = 150 П
0.11
0.15
Degrees
(NTSC)
Ц. = 1 kfi
0.02
0.03
Degrees
Crosstalk
< - 5 MHz, G - +2
-60
-60
dB
DC performance
Input о ffset voltage
1.8
11
1.8
13
mV
TM in-Tmax
27
32
mV
Offset drift
10
15
pV/°C
Input bias cur rent
1.4
2.6
2
4.5
цА
tmin-Tmax
3.5
4.5
цА
Input о ffset current
0.1
0.75
0.2
1.2
pA
Open-loop gain
K. = 2 kn
88
96
84
96
dB
tmin-Tmax
96
96
dB
Rl - 150!!
78
82
76
82
dB
TM in-TMAx
80
80
dB
Input characteristics
Input resistance
290
300
kO
Input capacitance
1.4
1.5
PF
Input common-mode
-5.2 to +4
-5.2 to +4
V
voltage range
Common-mode rejection
Vcm - -5 Vto +3.5 V
72
88
70
86
dB
ratio
Output characteristics
Output voltage swing
RflOkS!
-4.98 to +4.98
-4.97 to +4.97
V
Нд»2к!і
-4.85 to +4.85
-4.97 to +4.97
-4.8 to +4.8
-4.9 to +4.9
V
Rl — 150 fi
-4.45 to +4.3
-4.6 to +4.6
-4.0 to +3.8
—4.5 to +4.5
V
Output cur rent
Vqut - -4.5 V to +4.5 V
45
30
mA
Tm in~ Tmax
45
30
mA
Short-ci rcuit current
Sourcing
100
60
mA
Sinking
160
100
mA
Capacitive load drive
G - +1 (AD8051/AD8052)
50
PF
G = +2 (AD8054)
40
PF
Power supply
Operating range
3
12
3
12
V
Quiescent current/
4.8
5.5
2.875
3.4
mA
amplifier
Power supply rejection
4VS - +1V
68
80
68
80
dB
ratio
Operating temperature
RT, RU,
range
RN-14
-40
+85
-40
+85
°C
RM. RN-8
-40
+ 125
°C
Specifications subject to change without notice.
Рис. 1-88. Пример страницы с характеристиками, страница 4
Если посмотреть на рис. 1-89, то для максимального входного напряжения
указывается диапазон от напряжения земли GND до напряжения Vs- Для диф¬
ференциального входного значения указывается максимальное значение, равное
4—1277

98 Глава 1. Операционный усилитель
±6 В. Заметим, что необходимо выполнить оба эти условия: напряжения на вхо¬
дах операционного усилителя должны относиться к диапазону от напряжения
земли GND до Ѵ§ и одновременно разность между напряжениями на входах не
должна превышать б В.
Абсолютные максимальные значения1
Напряжение питания2
12,6 В
Внутренняя рассеиваемая мощность при 25 °С
корпус PDIP (N)
1,3 Вт
SOIC (R)
0,8 Вт
CERDIP с 8 выводами
1,1 Вт
корпус SOT-23-5 (RT)
0,5 Вт
Входное напряжения (синфазное)
±vs
Дифференциальное входное напряжение
±1,2 В
Продолжительность короткого замыкания
на выходе усилителя
См. графики для снижения
номинальной мощности
Диапазон температур для хранения устройства
(N.R)
-65 °С ... +125 °С
Диапазон рабочих температур (класс А)
-40 °С . ..+85 °С
Температура выводов при пайке (в течение 10
секунд)
300'С
Примечания
хПри превышении указанных здесь абсолютных максимальных значений микросхеме могут
быть причинены необратимые повреждения. Эти значения соответствуют аномальным условиям,
микросхема не предназначена для работы при указанных условиях или превышении этих условий.
Если микросхема в течение длительного времени подвергается воздействию абсолютных макси¬
мальных условий, то это может привести к уменьшению надежности микросхемы.
Характеристики при свободном доступе воздуха:
корпус PDIP с 8 выводами: <?ja = 90 °С/Вт,
корпус SOIC с 8 выводами: <?ja = 155 °С/Вт,
корпус CERDIP с 8 выводами: 0ja = 110 °С/Вт,
корпус SOT-23-5 с 5 выводами: Oja = 260 °С/Вт.
Рис. 1-89. Типичные абсолютные максимальные значения
Основной проблемой для обеспечения надежной работы полупроводниковой
микросхемы является поддержание температуры перехода ниже 150 °С. Для раз¬
личных корпусов, которые используются для данного компонента, указывается
тепловое сопротивление Дід, которое выражается в °С/Вт (см. рис. 1-89). Для
того, чтобы воспользоваться этой информацией, необходимо сначала опреде¬
лить рассеиваемую мощность для данного корпуса, эта величина определяется
как произведение статического тока потребления на напряжение питания. Затем
берется максимальное рассеяние для выходного каскада, которое определяется
как произведение выходного тока на разность между выходным напряжением и
напряжением питания. Две эти величины складываются, и мы получаем полную
мощность, которая рассеивается корпусом (в ваттах).
Чтобы вычислить повышение температуры, необходимо умножить тепловое
сопротивление на рассеиваемую мощность. Затем берем температуру окружа¬
ющей среды и прибавляем вычисленное выше возрастание температуры, в ре¬
зультате чего получаем температуру перехода. Заметим, что в качестве тем¬
пературы окружающей среды следует брать реальную рабочую температуру

1-3. Как следует читать технические описания 99
микросхемы. Если схема размещается в корпусе, который затем устанавливается
в стойку вместе с другим работающим оборудованием, то температура воздуха
внутри корпуса в данных условиях может быть значительно выше, чем темпе¬
ратура окружающей среды, и это необходимо учитывать при проектировании.
В качестве примера рассмотрим AD8534 и предположим, что он используется
в качестве драйвера линии. В данном приложении требуется диапазон рабочего
напряжения от 500 мВ до 5 В. От каждого из четырех каналов мы ожида¬
ем получить максимальный выходной ток, равный 100 мА при максимальном
выходном напряжении, равном 5 В, и при нагрузке 50 Ом. Давайте предполо¬
жим, что данная схема будет использовать напряжение питания 5,5 В, который
оставляет для драйвера некоторое пространство. Если построить график зави¬
симости выходного напряжения от выходного тока для усилителя, работающего
на резистивную нагрузку, то максимальное рассеяние будет приходиться при¬
мерно на 55% от максимально возможного значения (см. рис. 1-90). Это связано
с тем, что при повышении выходного напряжения напряжение, связанное с рас¬
сеиваемой энергией (которое представляет собой разность между выходным
напряжением и напряжением питания), будет уменьшаться — даже несмотря
на непрерывное увеличение тока. Заметим, что это относится к мощности, рассе¬
иваемой корпусом, а не на нагрузке — рассеиваемая на нагрузке мощность будет
увеличиваться вместе с увеличением выходного напряжения. Максимальное для
температурного диапазона значение статического тока потребления (Iq) для ка¬
ждого из каналов составляет 1,75 мА. Итак, для всех четырех каналов полная
рассеиваемая мощность для статического режима составит 38,5 мВт (Iq х Vs х4).
Максимальное рассеваемое выходное напряжение рассчитывается по следующей
формуле:
Рп =
(Vs - 0,55 х Ѵоит(піах))2
(1-25)
R-load
что дает 150 мВт на один канал или 600 мВт для всего операционного усилителя.
Таким образом, полная рассеиваемая мощность составит 638,5 мВт.
Мы выбрали корпус TSSOP, так как он имел самые малые размеры из всех
доступных типов корпусов. Для данного корпуса значение 9ja равно 240 °С/Вт,
что приводит к повышению температуры в 154 °С (240 °С/Вт х 638,5 мВт).
Предполагая, что температура окружающей среды составляет 25 °С (обычное
значение комнатной температуры), мы получаем для температуры перехода зна¬
чение 179 °С!!! Очевидно, у нас возникнут проблемы.
Мы видим, что даже когда AD8534 используется при выходных токах, кото¬
рые имеют значение менее максимального допустимого уровня (которое соста¬
вляет 250 мА), надежная работа данного компонента не может быть гарантиро¬
вана, так как превышается температура перехода, равная 150 °С.
В действительности величина 0ja включает в себя два компонента: #jc (те¬
пловое сопротивление от перехода к корпусу) и Ѳса (тепловое сопротивление
от корпуса к окружающей среде). Эти две величины складываются линейно.
Составляющую Ѳ,іс мы не можем изменить, однако при помощи теплоотвода
(радиатора) мы можем в некоторых пределах изменить значение #са- Обычно
при использовании операционных усилителей подобных проблем не возникает,
однако такое решение может помочь при использовании компактных корпусов

100 Глава 1. Операционный усилителъ
В
о
>s
о
Ф
Ф
0
1
I-
I
Ф
=г
о
CL
с=
Процент от максимального уровня напряжения выходного сигнала
Рис. 1-90. Рассеиваемая мощность в зависимости от полного значения
для операционных усилителей с высокими значениями выходных токов.
Руководство по составлению заказа
Модель
Температурный
диапазон
Описание корпуса
Варианты
выбора
корпуса
Информация
0
маркировке
AD8531 AKS*
и
о
о
—
1
. +85 °С
SC70, 5 выводов
KS-5
А7В
AD8531 AR
и
о
о
—
1
. +85 °С
SOIC, 8 выводов
SO-5
AD8531 ART*
и
о
О
1
. +85 °С
SOT23, 5 выводов
RT-5
А7А
AD8532 AR
1
О
о
р
. +85 °С
SOIC, 8 выводов
SO-8
AD8532 ARM*
1
о
о
р
. +85 °С
MSOP, 8 выводов
RM-8
ARA
AD8532 AN
U
о
О
1
. +85 °С
Plastic DIP, 8 выводов
N-8
AD8532 ARU*
и
о
О
—
1
. +85 °С
TSSOP, 8 выводов
RU-8
AD8534 AR
и
о
О
—
1
. +85 °С
SOIC, 14 выводов
SO-14
AD8534 AN
i
Ѣ
о
О
. +85 °С
Plastic DIP, 14 выводов
N-14
AD8534 ARU*
1
о
о
р
. +85 °С
TSSOP, 14 выводов
RU-14
Рис. 1-91. Типичное руководство по составлению заказа
Руководство по составлению заказа
Многие операционные усилители выпускаются в различных типах корпусов и
для различных температурных диапазонов. Для каждого из возможных соче¬
таний типа корпуса и температурного диапазона для компонента используется
уникальное обозначение, все эти обозначения указываются в руководстве по со¬
ставлению заказа (см. рис. 1-91).

1-3. Как следует читать технические описания 101
Заметим, что для операционных усилителей все реже используется коммер¬
ческий температурный диапазон (0 °С-70 °С). Причиной является то, что боль¬
шинство схем относятся к промышленному температурному диапазону. С точки
зрения экономии выгодно поддерживать меньшее количество различных типов
для компонента, так как каждый тип компонента требует выполнения отдель¬
ной программы тестирования, использования специальной упаковки и так далее.
К исключению относятся специализированные компоненты, предназначенные
для какой-то узкой области применения, которая по определению имеет ком¬
мерческий температурный диапазон — к этому можно отнести коммерческие
приложения, например, аудио. Использование для таких компонентов более ши¬
рокого температурного диапазона не дает никаких преимуществ.
Для промышленного температурного диапазона также могут существовать
различные определения. Стандартный промышленный температурный диапазон
состааляет от —40 °С до 85 °С. Распространенным вариантом является то, что
носит название автомобильного температурного диапазона (—40 °С до 105 °С),
также широко используется диапазон от 0 °С до 100 °С.
Военный температурный диапазон составляет от —55 °С до 125 °С.
Графики
Многие характеристики изменяются в пределах соответствующего рабочего диа¬
пазона для данного операционного усилителя. Примером может являться измене¬
ние коэффициента усиления для разомкнутой схемы в зависимости от частоты
(см. рис. 1-92). Таким образом, чтобы полностью охарактеризовать поведение
коэффициента усиления разомкнутой схемы для компонента, указывается коэф¬
фициент усиления разомкнутой схемы для постоянного напряжения (который
обычно приводится в таблице характеристик), а также график, который по¬
казывает изменение данной величины в зависимости от частоты. Информация,
которая приводится на графиках, не имеет строгого вида и может иметь различ¬
ный вид не только у различных производителей, но и для различных компонентов
одного производителя. Для компонентов высокой производительности обычно
приводится более подробная информация, в основном на таких графиках ото¬
бражаются типичные значения параметров.

102 Глава 1. Операционный усилитель
Основная часть
В основной части технического описания приводится подробная информация от¬
носительно рабочих характеристик и областей применения операционного уси¬
лителя.
Входное напряжение смещения (мкВ)
Распределение входного напряжения
смещения
0.001	0,01	0.1	1	ю
Load current (mA)	Температура (X)	Частота (Гц)
Отличие выходного напряжения от напряжения	Зависимость входного тока	Зависимость от частоты сдвига фазы
шин питания в зависимости от тока нагрузки	смещения от температуры	и коэффициента усиления для схемы
с разомкнутым контуром обратной связи
Частота (Гц)
Зависимость от частоты коэффициента
усиления для схемы
с замкнутым контуром обратной связи
Частота (Гц)
Зависимость от частоты
выходного импеданса
Переходное поведение
для сигналов с высоким уровнем
Рис. 1-92. Типичные графики для рабочих характеристик
Основная часть обычно начинается с раздела, в котором описываются те¬
оретические основы, которые определяют работу прибора. Обычно в качестве
примера приводятся вычисления для простых величин — шума и т. п. Остав¬
шаяся часть в главной части содержит информацию по применению. Начиная
с момента своего основания компания ADI определила, что достаточно дать
потребителю усилитель и позволить ему создавать все, что он хочет. Таким

1-3. Как следует читать технические описания 103
образом, компания ADI включает в технические описания для операционных
усилителей информацию по их применению. Например, для прецизионного уси¬
лителя особое внимание уделяется шуму и напряжению смещения, тогда как
для высокоскоростных усилителей подробно описываются характеристики для
скорости и полосы пропускания. Определенная часть информации в разделе,
относящемся к областям применения, относится к операционным усилителям
других типов. В заключение обычно приводятся информация с размерами ис¬
пользуемых корпусов и соответствующие чертежи (рис. 1-93).
Outline dimensions
Dimensions shown in inches and (mm).
8-Lead plastic DIP
(N-8)
0.325 (8.25)
0.300 (7.62) 0 195 (4.95)
0,015(0.381)
0.008 (0.204)
8-Lead TSSOP
(RU-8)
14-Lead TSSOP
(RU-14)
k f -и .
_	.	'	0.0256
Seating (065)	0.0075(0.19)
plane
0,028 (0.70) ii
0.020 (0.50)
Рис. 1-93. Чертежи для используемых корпусов

104 Глава 1. Операционный усилитель
Раздел I -4
Выбор операционного усилителя
Как мы узнали из предыдущих разделов, для операционного усилителя существу¬
ет большое количество характеристик. Теперь, когда мы имеем представление о
том, что означают эти характеристики и как получать нужную информацию из
технических описаний, можно перейти к следующему шагу. Итак, как опреде¬
лить, какой операционный усилитель наиболее подходит для вашего приложения?
Шаг 1: определяем параметры
Первым шагом в процессе выбора операционного усилителя является определе¬
ние тех параметров, которые важны для вашего проекта. Для этого вам нужно
иметь четкое представление о следующем:
Входной сигнал:
(a)	Это будет сигнал напряжения или ток?
(b)	Амплитудный и частотный диапазон входного сигнала?
(c)	Каков импеданс окружающих частей схемы?
Требования к точности
Выходной сигнал
(a)	Амплитудный и частотный диапазон выходного сигнала?
(b)	Какая схема будет подключена к выходу (другой каскад на операционном
усилителе, АЦП, кабель и так далее)?
Физическое окружение
(a)	Каков диапазон рабочих температур?
(b)	Каковы ограничения по размерам?
(c)	Какие источники питания могут использоваться?
Например, если вы проектируете систему с однополярным питанием, которая
будет использовать емкостную связь, то смещение вряд ли будет представлять
серьезную проблему. Если вы проектируете систему, которая будет получать
сигнал низкого уровня от физического датчика, то важно учитывать такие
характеристики, как шум, точность по постоянному напряжению, а также ко¬
эффициент усиления для замкнутой цепи обратной связи. Полоса пропускания
в данной ситуации не будет иметь большого значения, так как полоса пропус¬
кания для физических датчиков обычно мала. Однако необходимо обеспечить
такую полосу пропускания, чтобы обеспечить нужное значение коэффициента
усиления для замкнутой цепи обратной связи.
Другим этапом в процессе выбора является определение значений для различ¬
ных параметров. При этом необходимо определить как оптимальное значение,
так и диапазон приемлемых значений. Например, вам необходимо обеспечить
напряжение смещения, равное 500 мкВ, однако можно допустить и напряже¬
ние смещения в 1 мВ, причем это позволяет обеспечить лучшие характеристики

1-4■ Выбор операционного усилителя
для всей системы. Также большое значение имеет температурный диапазон,
в котором должна будет работать схема. Как всегда, необходимо учитывать фи¬
зические размеры корпуса и его стоимость. Общепринятой практикой является
обеспечивать некоторое превышение характеристик, чтобы эффекты старения
и прочее не приводили бы к нарушению рабочих параметров схемы.
Шаг 2: определяем приоритеты для параметров
Следующим шагом является определение приоритетов для параметров. Обычно
наиболее большое значение имеют один или два параметра, несколько других
являются желательными, но не обязательными. Не следует рассматривать для
микросхемы слишком большое количество параметров. Это может значительно
усложнить поиск подходящего компонента, и чем более строго задаются кри¬
терии для поиска, тем больше вероятность, что вы выберете более дорогую
микросхему.
Шаг 3: выбираем микросхему
Следующим шагом является окончательный выбор микросхемы. Прямым мето¬
дом решения является собрать все технические описания и затем просмотреть
характеристики каждой из микросхем. Это требует много времени, к тому
же существует несколько инструментов, которые значительно облегчают про¬
цесс выбора.
Первым способом является использование руководств по выбору. Они часто
появляются в качестве рекламных материалов в журналах и почтовых рассыл¬
ках. Проблемой при использовании таких руководств является то, что во многих
случаях такие списки не являются полными, а фокусируют внимание на неко¬
торых подгруппах, таких как новые компоненты, компоненты с однополярным
питанием и т. п. В этом случае вы можете пропустить некоторые важные детали.
Альтернативной возможностью является поиск по параметрам. Здесь вы вво¬
дите те параметры, которые имеют наибольшее значение для вашего проекта.
Система поиска обращается к базе данных и выдает список подходящих вари¬
антов.

ГЛАВА 2
ДРУГИЕ
ЛИНЕЙНЫЕ
СХЕМЫ
Раздел 2-1
Буферные усилители
На начальном этапе развития высокоскоростных схем часто в качестве высоко¬
скоростных буферов использовались простые эмиттерные повторители. Термин
«буфер» повсеместно был принят для обозначения усилителя с единичным коэф¬
фициентом усиления, работающего без внешней обратной связи. Если доступны
согласованные PNP-транзисторы, схема на основе обычного эмиттерного по¬
вторителя может быть улучшена (см. рис. 2-1, А). Такая комплементарная схема
в первом приближении обеспечивает подавление постоянного напряжения сме¬
щения и позволяет обеспечить полосу пропускания более 100 МГц. Обычно без
проведения подстройки можно получить для напряжения смещения значения ме¬
нее 50 мВ даже при использовании несогласованных дискретных транзисторов.
Если необходимо обеспечить высокое значение входного импеданса, то перед
комплементарным эмиттерным повторителем можно поставить входной каскад,
состоящий из двух полевых транзисторов (FET). Такая конфигурация буфер¬
ной схемы была реализована корпорацией National Semiconductor в микросхеме
LH0033 и компанией Analog Devices в микросхеме ADLH0033.
Подобные схемы позволяют обеспечить полосу пропускания примерно 100 МГц
и при этом сохраняют достаточно приемлемый уровень гармонических искаже¬
ний, обычно меньше —60 dBc. Однако к числу недостатков относится нелиней¬
ность по постоянному и переменному напряжению при работе с нагрузками,
сопротивление которых менее 500 Ом.
Одним из первых монолитных компонентов, который реализовал подобные
функции, был усилитель BUF03 от компании Precision Monolithics, Inc (см. рис. 2-2,
дополнительную информацию можно получить по ссылке 1). В настоящее время
РМІ является подразделением Analog Devices. Эта микросхема, которая предста¬
вляла собой буфер с разомкнутой схемой обратной связи, обеспечивала полосу
пропускания примерно 50 МГц и амплитуду сигнала, равную 2 В.
Схема усилителя BUF03 представляет интерес по той причине, что она демон¬
стрирует методы, позволяющие избежать применения медленных, ограниченных
по полосе пропускания вертикальных PNP-транзисторов, которые позволяла по¬
лучить технология производства интегральных микросхем в то время (примерно
1979 год).

2-1. Буферные усилители 107
'OUT
(А) HOS-100
Рис. 2-1. Ранние гибридные буферные усилители без внешней обратной связи: (А) HOS-100
на биполярных транзисторах, (В) LH0033 с входным каскадом на полевых транзисторах
Рис. 2-2. BUF03 — монолитный буферный усилитель с разомкнутой цепью обратной связи
— наследие 1979 года
Одной из проблем, которые обсуждались ранее и которые связаны с буферны¬
ми усилителями с разомкнутой цепью обратной связи, является то, что несмотря
на возможность обеспечить высокую полосу пропускания эти устройства не
используют преимущества, предоставляемые отрицательной обратной связью.
Если использовать для буферных усилителей с разомкнутой цепью обратной свя¬

108 Глава 2. Другие линейные схемы
зи в качестве нагрузки типичные для видеоприложений значения импеданса 50,
75 или 100 Ом, то становятся заметными эффекты, связанные с искажениями
и ухудшением характеристик по постоянному напряжению. Решением является
использование должным образом компенсированного операционного усилителя
с широкой полосой пропускания в конфигурации, соответствующей конфигу¬
рации повторителя с единичным коэффициентом усиления. На заре технологий
создания монолитных операционных усилителей этому препятствовали ограни¬
чения, связанные с технологическими процессами, поэтому подход на основе
разомкнутой цепи обратной связи служил в качестве популярного промежуточ¬
ного решения (рис. 2-3).
Рис. 2-3. Простые монолитные бу-	Рис. 2-4. Буферный усилитель с ча-
ферные усилители с единичным ко-	стотной компенсацией
эффициентом усиления
Практически все операционные усилители с обратной связью по току или на¬
пряжению, которые устойчиво работают при единичном коэффициенте усиления,
могут использоваться в конфигурации простого повторителя. Однако обычно
в операционных усилителях общего назначения имеется компенсация, которая
позволяет использовать их в более широком диапазоне коэффициентов усиления
и в более широком диапазоне параметров цепи обратной связи. Таким образом
полоса пропускания несколько уменьшается при малых значениях коэффициента
усиления, особенно при использовании неинвертирующего режима с единичным
коэффициентом усиления, в этом случае необходимо использовать дополнитель¬
ные компоненты для компенсации (как показано на рис. 2-4).
На практике можно обеспечить компенсацию операционного усилителя для
желаемого коэффициента усиления в схеме с замкнутой ОС, а резисторы, задаю¬
щие коэффициент усиления, включить в состав микросхемы. Обратите внимание,
что такая модификация операционного усилителя, внутренне сконфигурирован¬
ного как буферный усилитель, обычно не имеет вывода для цепи обратной связи.
Кроме этого, размещение на микросхеме резисторов и схемы компенсации по¬
зволяет уменьшить паразитные помехи.
Существует множество операционных усилителей, для которых выполнена
подобная оптимизация. Созданный Роем Госсером (Roy Gossere) усилитель AD9620
(ссылка 2) был одним из первых монолитных реализаций данного решения. Ми¬
кросхема AD9620 появилась в 1990 году, и она обеспечивала полосу пропускания
600 МГц при напряжении питания ±5 В. Усилитель был оптимизирован для рабо¬
ты с единичным коэффициентом усиления и использовал архитектуру с обратной
связью по напряжению. Более новый проект на основе подобной схемы привел к
созданию AD9630, который обеспечивает полосу пропускания в 750 МГц.

2-1. Буферные усилители 109
Рис. 2-5. Драйверы линий передачи видео с постоянным коэффициентом усиления
Буферный усилитель с единичным коэффициентом усиления BUF04 появился
в 1994 году и обеспечивал полосу пропускания в 120 МГц. Эта микросхема бы¬
ла оптимизирована для сигналов с большой амплитудой и может работать при
напряжении питания в диапазоне от ±5 В до ±15 В. По причине широкого диа¬
пазона напряжений питания BUF04 представляет интерес не только в качестве
отдельного буферного усилителя с единичным коэффициентом усиления, но так¬
же и при использовании совместно со стандартным операционным усилителем
с обратной связью, что позволяет увеличить уровень выходного сигнала.
Хотя обычно под буфером подразумевается устройство с единичным коэффи¬
циентом усиления, иногда этот термин применяется и к схемам с коэффициентом
усиления 2. Буферные усилители с замкнутой цепью обратной связи и с коэффи¬
циентом усиления, равным 2, находят широкое применение в качестве буферов
линий передачи (см. рис. 2-5). Фиксированный коэффициент усиления, который
задается при помощи внутреннего конфигурирования усилителя, призван ком¬
пенсировать потери, вызванные согласованием импеданса источника и нагрузки.
Обычно импеданс кабеля представляется одними из распространенных значений:
50, 75 или 100 Ом. Трехканальные буферные усилители AD8074/AD8075 с часто¬
той 500 МГц оптимизированы для коэффициентов усиления соответственно 1
и 2. Двухканальные буферные усилители AD8079A/AD8079B частотой 260 МГц
оптимизированы соответственно для коэффициентов усиления 2 и 2,2.
При реализации высокоскоростного буферного усилителя с единичным уси¬
лением на основе операционного усилителя с обратной связью по напряжению
обычно нет необходимости использовать резистор в цепи обратной связи, что
значительно упрощает схему. Однако это правило не является верным на 100%
для всех ситуаций; прежде всего необходимо изучить техническую документа¬
цию для данного компонента. Буфер с единичным усилением на основе опера¬
ционного усилителя с обратной связью по току всегда требует использования

I 10 Глава 2. Другие линейные схемы
резистора в цепи обратной связи, его сопротивление обычно относится к диапа¬
зону от 500 до 1000 Ом. Таким образом, необходимо выбирать такое сопроти¬
вление, которое не только соответствует требованиям со стороны компонента,
но и соответствует требованиям со стороны используемых источников питания.
Раздел 2-2
Усилительные блоки
Хотя операционный усилитель позволяет устанавливать значения коэффициен¬
та усиления при помощи внешнего резистора, существуют определенные группы
схем, которые проектируются для фиксированных коэффициентов усиления. Это
в основном относится к радиочастотным компонентам. Они обычно рассчита¬
ны на работу с 50-омным окружением, при этом согласование входов и выходов
осуществляется внутри микросхемы. Часто блоки усиления выпускаются с не¬
сколькими вариантами коэффициента усиления.
Например, радиочастотный блок уси¬
ления AD8534 представляет собой уси¬
литель с фиксированным коэффициен¬
том усиления и однополярными входом
и выходом, чей импеданс номинально
составляет 50 Ом в диапазоне частот
от 100 МГц до 2,7 ГГц. Это означает,
что усилитель может непосредственно
использоваться в системах с сопроти¬
влением 50 Ом, при этом не требуется
никакой схемы для согласования импе-
дансов. Входной и выходной импедансы
отличаются стабильностью по отноше¬
нию к изменениям температуры и на¬
пряжения питания, что избавляет от
необходимости использовать схему для согласования импедансов (см. рис. 2-6).
Имеются также и блоки усиления с дифференциальными входами и выходами.
В качестве примера компонента с дифференциальным входом и однополярным
выходом можно привести AD8129 (см. рис. 2-7).
Также имеются устройства с полностью дифференциальными входами и вы¬
ходами, приведем в качестве примера AD8350 (см рис. 2-8).
Рис. 2-6. Радиочастотный блок усиления
AD8354 с коэффициентом усиления 20 дБ

2-3. Инструментальные усилители I I I
-IN
+ Vg
OUT
5 FB
Рис. 2-7. Усилитель AD8129/30
с дифференциальным входом и од¬
нополярным выходом
IN +
ENBL
Ѵсс
OUT+
1
2
•
“W-
8
7
3
\
-
V
У
6
4
AD8350
5
IN-
GND
GND
OUT-
Рис. 2-8. Усилитель AD8350 с диф¬
ференциальными входом и выходом
Раздел 2-3
Инструментальные усилители
Инструментальные усилители в основном предназначены для усиления малых
дифференциальных напряжений в присутствии (обычно) значительного синфаз¬
ного напряжения.
Определение инструментального усилителя
Инструментальный усилитель представляет собой прецизионный блок усиле¬
ния с замкнутой цепью обратной связи. У инструментального усилителя имеют¬
ся пара дифференциальных входов и однополярный выход, сигнал на котором
относится к опорному или общему входу (см. рис. 2-9). Входные импедансы сба¬
лансированы и имеют очень высокие значения, обычно не менее ІО9 Ом. И опять,
в отличие от операционных усилителей, в инструментальном усилителе исполь¬
зуются внутренние резисторы в цепи обратной связи и дополнительно один
(обычно) резистор Rg для настройки значения коэффициента усиления. Также,
в отличие от операционного усилителя, внутренние резисторы и резистор Rg
изолированы от выводов, на которые подаются входные сигналы. Коэффици¬
ент усиления инструментального усилителя может быть установлен при помощи
установки значения встроенного Rq посредством входов выбора коэффициента
усиления (которые также изолированы от входных сигналов), Обычно коэффи¬
циент усиления инструментального усилителя составляет от 1 до 1000.
Создаваемый на выходе инструментального усилителя сигнал обычно изме¬
няется относительно вывода, который обычно обозначается как REFERENCE
(опорный сигнал) или Vref- В большинстве приложений этот вывод соединя¬
ется непосредственно с землей. Однако на него можно подавать произвольное
напряжение, лишь бы оно находилось в номинальном диапазоне, разрешенном
для данного инструментального усилителя. Эта функция особенно полезна для
приложений с однополярным питанием, в которых напряжение выходного сигна¬
ла изменяется относительно напряжения, равного половине напряжения питания
(т.е. +2,5 В для напряжения питания +5 В).

I 12 Глава 2. Другие линейные схемы
Rg/2 ARg
Для эффективного применения инструментальный усилитель должен быть
способен усиливать сигналы с уровнем порядка микровольт, при этом одновре¬
менно подавлять синфазные сигналы с уровнем несколько вольт. Это означает,
что инструментальные усилители должны обладать очень высоким коэффициен¬
том ослабления синфазного сигнала (CMR, common mode rejection ratio). Обычно
инструментальные усилители имеют коэффициенты ослабления синфазного сиг¬
нала в диапазоне от 70 до более 100 дБ (для сигнала с постоянным напряжением),
при этом для более высоких значений коэффициента усиления коэффициент по¬
давления синфазного сигнала только улучшается.
Важно заметить, что если характеристики ослабления синфазного сигнала
приводятся только для постоянного напряжения, то этого будет недостаточ¬
но для большинства практических приложений. В промышленных приложени¬
ях одним из основных источников помех является шум с частотой 50/60 Гц
(плюс гармоники), наведенный сетями питания. При дифференциальных изме¬
рениях помеха такого типа одинаково воздействует на оба входа инструмен¬
тального усилителя, таким образом, помеха выглядит как синфазный входной
сигнал. Таким образом, значение коэффициента ослабления синфазного сигнала
в зависимости от частоты имеет такое же важное значение, как и коэффициент
ослабления синфазного сигнала по постоянному напряжению. Заметим, что не¬
сбалансированность импедансов двух источников сигналов ухудшает значение
CMR для некоторых инструментальных усилителей. Компания Analog Devices
полностью указывает значения CMR для частоты 50/60 Гц, при этом несбалан¬
сированность импедансов источников предполагается равной 1 кОм.
Различил в функциях операционных и
инструментальных усилителей
Операционный усилитель представляет собой модуль усиления общего назначе¬
ния — пользователь может использовать множество способов для его конфигу¬
рирования, используя во внешней цепи обратной связи компоненты с различными

2-3. Инструментальные усилители I I 3
значениями R, С и (иногда) L. На основе операционного усилителя можно созда¬
вать самые разнообразные схемы и реализовать самые различные функции.
В отличие от этого, инструментальные усилители представляют собой устрой¬
ства с более ограниченными функциями, также ограничен для них и допусти¬
мый диапазон коэффициентов усиления. Иногда инструментальные усилители
по ошибке относят к операционным усилителям. Однако такая классификация
редко оказывается верной (или, скорее, никогда). Необходимо отчетливо пони¬
мать, что инструментальный усилитель не является просто специальным типом
операционного усилителя, эти два типа устройств фундаментально различаются
по своим функциям.
Чтобы различить два типа этих устройств, следует помнить, что операцион¬
ный усилитель можно запрограммировать для выполнения практически любых
функций, используя возможность гибкого конфигурирования цепи обратной свя¬
зи. В отличие от этого, для инструментальных усилителей программирование
произвольных функций невозможно. Для них можно только запрограммировать
коэффициент усиления в пределах определенного диапазона. При конфигури¬
ровании операционного усилителя можно использовать некоторое количество
внешних компонентов, тогда как для инструментального усилителя конфигури¬
рование осуществляется при помощи одного резистора или при помощи внешних
выводов (для выбора отводов), которые позволяют установить рабочий коэффи¬
циент усиления.
Схема вычитания или усилитель разности
Простая схема вычитания (или усилитель разности) может быть сконструирова¬
на при помощи операционного усилителя и четырех резисторов (см. рис. 2-10).
Следует заметить, что эта схема не представляет собой настоящий инструмен¬
тальный усилитель, однако она часто используется в тех приложениях, в которых
необходимо реализовать простое преобразование дифференциального сигнала
в однополярный. По причине ее популярности перед тем, как перейти к рассмо¬
трению архитектуры инструментальных усилителей, мы подробно рассмотрим
данную схему с целью понять действующие для нее фундаментальные ограничения.
С данной простой схемой связаны несколько фундаментальных проблем. Во-
первых, входные импедансы для Ѵі и Ѵг не являются сбалансированными. Вход¬
ной импеданс для Ѵі равен Ri, однако входной импеданс для V2 составляет
R( +R).
Такая конфигурация также может создавать проблемы с точки зрения коэф¬
фициента ослабления синфазного сигнала, так как даже небольшая несбаланси¬
рованность входных импедансов может значительно ухудшить рабочие характе¬
ристики по ослаблению синфазного сигнала. Эта проблема может быть решена
при помощи хорошо согласованных буферов с разомкнутой цепью обратной свя¬
зи, которые включаются последовательно с каждым из входов (например, для
этого можно использовать прецизионный двухканальный операционный усили¬
тель). Однако это повышает сложность схемы и может привести к возникнове¬
нию нелинейности и дрейфа смещения.
Вторая проблема для этой схемы связана с тем, что коэффициент ослабления
синфазного сигнала в основном определяется согласованием соотношения ре-

I 14 Глава 2. Другие линейные схемы
зисторов, а не самим операционным усилителем. Чтобы эффективно подавлять
синфазный шум, соотношения сопротивлений R1/R2 и R/, /R/, должны быть очень
точно согласованы — только тогда можно обеспечить типичное для многих опе¬
рационных усилителей значение CMR, равное по меньшей мере 100 дБ. Заметим,
что абсолютные значения сопротивлений резисторов в данном случае не имеют
значения.
• Несовпадение импедансов на 0,1 % позволяет получить КОСС не более 66 дБ для Ri =R2
Рис. 2-10. Схема вычитания на основе операционного усилителя или усилитель разности
Выбрав четыре 1% резистора из одной партии, вы можете добиться согла¬
сования для соотношения сопротивлений, равного 0,1% — это обеспечивает для
коэффициента усиления синфазного сигнала уровень 66 дБ (предполагается, что
Ri = R2). Однако если сопротивление одного из резисторов будет отличаться от
сопротивления других резисторов всего лишь на 1%, то значение CMR упадет
до скромных 46 дБ. Очевидно, что при использовании обычных дискретных
резисторов для подобной схемы можно обеспечить очень ограниченные харак¬
теристики (если только не использовать подборку вручную). Это связано с тем,
что наилучшие стандартные серийно выпускаемые резисторы типа RNC/RNR
имеют допуск порядка 0,1% (см. рис. 2-11).
В общем случае для схем такого типа ослабление синфазного сигнала выра¬
жается следующей формулой (см. ссылки 2 и 3):
СМБ(дБ) = 20 log
1 + R2/R1
4Кг
(2-1)
где Кг представляет собой допуск резистора, выраженный в виде дроби, для
того случая, когда используются четыре дискретные резистора. Это уравне¬
ние говорит о том, что ослабление синфазного сигнала, связанное с различием
в сопротивлении четырех резисторов с допуском по номиналу 1%, не может пре¬
вышать 34 дБ.
Для этой схемы может использоваться резисторная сборка с чистым согла¬
сованным допуском, равным Кг, в этом случае выражение принимает вид, пока-

2-3. Инструментальные усилители I I 5
занный на рисунке, а именно:
СМІІ(дБ) = 20 log
1 ± R2/R1
Кг
(2-2)
Чистое согласование сопротивлений 0,1% для соотношения сопротивлений
на основании уравнения (2-2) дает для наихудшего ослабления синфазного сигна¬
ла по постоянному напряжению значение в 66 дБ, при этом предполагается, что
Ri = R*2 • Обратите внимание, что каждый из этих случаев предполагает, что
сам усилитель обладает значительно более высоким коэффициентом ослабления
синфазного сигнала (т. е. более 100 дБ). Очевидно, что для обеспечения высокого
ослабления синфазного сигнала в подобных схемах необходимо использовать че¬
тыре резистора на одной подложке, с очень высоким согласованием абсолютных
значений и температурных коэффициентов. Подобные сборки на основе толсто¬
пленочных/тонкопленочных технологий производятся такими компаниями, как
Caddock и Vishay — для них обеспечивается согласование для отношения сопро¬
тивлений на уровне 0,01% или лучше.
Если необходимо реализовать простой дифференциальный усилитель, то вме¬
сто того, чтобы пытаться реализовать достаточно дорогое решение на основе
прецизионного операционного усилителя и отдельной резисторной сборки, кото¬
рое требует дополнительного пространства на печатной плате, обычно проще
найти полностью монолитное решение.
Интересным вариантом реализации простого дифференциального усилите¬
ля является усилитель AD629, который оптимизирован для работы с высокими
синфазными напряжениями. Его использование в типичном приложении, связан¬
ном с измерением тока, показано на рис. 2-11. Микросхема AD629 представляет
собой усилитель с дифференциальными входами и однополярным выходом, ко¬
торый имеет единичное усиление. Он может работать с синфазными сигналами
с напряжением в диапазоне ±270 В, использует напряжение питания в диапазоне
±15 В и отличается полосой пропускания для малого сигнала 500 кГц.
Высокий диапазон синфазных напряжений обеспечивается благодаря осла¬
блению сигнала на неинвертирующем входе (вывод 3) в 20 раз, для чего ис¬
пользуется резисторный делитель R1-R9. Для инвертирующего входа резистор
R5 выбирается таким образом, чтобы сопротивление R5HR3 было равно сопро¬
тивлению резистора R2. Коэффициент усиления шума для данной схемы равен
20[1 -t- R4/(R.61IR3)], что обеспечивает единичное усиление для дифференциально¬
го входного напряжения. Для микросхемы AD629B лазерная подстройка пласти¬
ны для тонкопленочных резисторов Ri — R5 позволяет обеспечить минимальный
уровень ослабления синфазного сигнала, равный 86 дБ при 500 Гц. Применяя дан¬
ную схему, поддерживайте сбалансированность импеданса источника для обоих
входов; таким образом, сопротивление резистора Rcomp должно быть равным
сопротивлению резистора Rshunt, который установлен в цепи измерения тока.
Топология инструментального усилителя на основе
трех операционных усилителей
Чтобы обеспечить наиболее высокий уровень точности и производительно¬
сти для мостовых схем и других датчиков, работающих с напряжением смещения

I 16 Глава 2. Другие линейные схемы
и требующих высокой точности и линейности, оптимальной является тополо¬
гия инструментального усилителя, использующая три операционного усилителя
(рис. 2-12).
Рис. 2-11. Измерение тока при высоком синфазном напряжении с помощью
дифференциального усилителя AD629
Рис. 2-12. Инструментальный усилитель на основе трех операционных усилителей
Резистор Rg устанавливает общий коэффициент усиления данного усилителя.
Этот резистор может быть внутренним, внешним или программируемым (про¬
граммным способом или при помощи соединения выводов) — это определяется

2-3. Инструментальные усилители I I 7
конкретным инструментальным усилителем. В данной конфигурации коэффици¬
ент ослабления синфазного сигнала определяется согласованностью отношения
сопротивлений R3/R2 и отношения сопротивлений R3/R2. Далее, синфазные сиг¬
налы усиливаются только на 1 независимо от коэффициента усиления (синфазное
напряжение не приводит к возникновению падения напряжения на резисторе Rg,
следовательно, через них не будет протекать ток, вызванный синфазным напря¬
жением, так как на входах операционного усилителя не будет возникать какой-то
значительной разности потенциалов).
По причине высокого значения отношения коэффициента усиления для диф¬
ференциального и синфазного сигнала для компонентов А1 и А2, теоретиче¬
ски коэффициент ослабления синфазного сигнала для такого усилителя будет
увеличиваться пропорционально коэффициенту усиления. Сигналы с высоким
синфазным напряжением (которые соответствуют пределам, установленным для
операционных усилителей А1 и А2) могут обрабатываться при любых значениях
коэффициентов усиления. Наконец, по причине симметрии данной конфигура¬
ции связанные с синфазным сигналом ошибки для входного усилителя, если их
влияние заметно, сокращаются выходным каскадом схемы вычитания. Эта осо¬
бенность объясняет популярность данной схемы инструментального усилителя,
которая использует три операционных усилителя — что позволяет обеспечить
самые высокие характеристики.
Классическая конфигурация на основе трех операционных усилителей ис¬
пользуется в большом количестве микросхем инструментальных усилителей (см.
ссылки 8 и 9). Помимо превосходного согласования характеристик для трех
встроенных операционных усилителей, лазерная подгонка тонкопленочных рези¬
сторов обеспечивает превосходное согласование соотношения сопротивлений ре¬
зисторов и точность установки коэффициента усиления при меньшей стоимости,
чем при использовании дискретных прецизионных операционных усилителей и
резисторных сборок. Микросхема AD620 (см. ссылку 10) является прекрасным
примером монолитных микросхем инструментальных усилителей с данной тех¬
нологией. Упрощенная схема устройства показана на рис. 2-13.
Микросхема AD620 является очень популярной и способна работать с малы¬
ми напряжениями питания: от ±2,3 В до ±18 В. Шум по напряжению для входов
имеет значение 9 нВ/Гц при частоте 1 кГц. За счет использования для транзи¬
сторов Q1 и Q2 технологии супер-бета максимальное значение входных токов
смещения составляет всего 1 нА.
Защита от повышенного напряжения в частности обеспечивается встроенны¬
ми тонкопленочными токоограничивающими резисторами сопротивлением 400 Ом
совместно с диодами, которые включаются от эмиттера к базе транзисторов
Q1 и Q2. Коэффициент усиления G устанавливается при помощи единственного
внешнего резистора Rg, и его значение определяется согласно уравнению (2-3):
Как можно понять из данной формулы и рис. 2-13, внутренние резисторы
AD620 подстроены таким образом, что для установки наиболее распростра¬
ненных значений коэффициента усиления могут использоваться стандартные
резисторы с номиналом 1% или 0,1%. При работе от однополярного источни-
(2-3)

I 18 Глава 2. Другие линейные схемы
Рис. 2-13. Упрощенная схема инструментального усилителя AD620
ка питания необходимо понять распределение напряжения между внутренними
точками для трех операционных усилителей, из которых состоит инструменталь¬
ный усилитель. На рис. 2-14 показана общая схема для операционного усилителя,
который работает от однополярного источника питания напряжением +5 В. Для
каждого из операционных усилителей максимальное разрешенное выходное на¬
пряжение обозначается как Ѵон (максимальное высокое выходное напряжение),
а минимальное разрешенное выходное напряжение — как Vol (минимальное
низкое выходное напряжение).
Заметим, что коэффициент усиления синфазного напряжения к выходам А1
и А2 равен единице. Можно сказать, что сумма синфазного напряжения и на¬
пряжения сигнала на этих выходах должны попадать в диапазон выходного
напряжения усилителя. Очевидно, что в данной конфигурации нельзя работать
при синфазных напряжениях, равных О В или +5 В, так как происходит насы¬
щение А1 и А2. Опорное значение для выходного сигнала выбирается равным
половине расстояния между Ѵон и Ѵощ что позволяет подключать биполярные
дифференциальные входные сигналы.
Хотя существует большое количество хороших однополярных инструменталь¬
ных усилителей, таких как AD627, устройства с наиболее высокими характе¬
ристиками используют традиционные биполярные источники питания, напри¬
мер, рассматривавшийся выше AD620. Для некоторых приложений даже такие
устройства, как AD620, могут обеспечивать полную точность даже при исполь¬
зовании однополярного источника питания.

2-3. Инструментальные усилители
VSIG
2
G =
Рис. 2-14. Инструментальный усилитель на основе трех операционных усилителей в схеме
с напряжением питания +5 В
Прецизионный однополярный композитный
инструментальный усилитель
Один из способов обеспечить высокую точность и возможность работы от одно¬
полярного источника питания использует тот факт, что большинство популяр¬
ных датчиков (например, тензометрические датчики) обеспечивают выходной
сигнал, который изменяется относительно точки, которая приблизительно рас¬
полагается в центральной точке между напряжениями питания (и/или опорного
напряжения). Используя эту центральную точку, мы можем сместить входные
сигналы для инструментального усилителя относительно центральной точки для
напряжений питания. Вследствие этого входные сигналы не будут смещены к
земле или положительной шине питания, и инструментальный усилитель может
использоваться с указанной для него точностью.
При таких условиях схема на основе AD620 с биполярным питания, работа¬
ющая относительно средней точки между напряжениями питания, за которым
располагается каскад усиления сигнала на усилителе «rail-to-rail», способна обес¬
печивать очень высокую точность по постоянному напряжению. На рис. 2-15
показан такой высокопроизводительный инструментальный усилитель, который
использует однополярное питание +5 В.
Эта схема во входном каскаде использует AD620 в качестве недорогого пре¬
цизионного инструментального усилителя, а для выходного каскада использу¬
ется AD822 — двухканальный «rail-to-rail» операционный усилитель с JFET-
входами, который объединяет в себе компоненты А1 и А2. Выходной каскад
имеет фиксированный коэффициент усиления, равный 3, общий коэффициент
устанавливается при помощи резистора Rq •

120 Глава 2. Другие линейные схемы
Рис. 2-15. Прецизионный однополярный композитный инструментальный усилитель
с выходом «rail-to-rail»
В этой схеме резисторы R3 и R4 образуют делитель напряжения, который
делит напряжение питания приблизительно пополам до уровня +2,5 В, а точная
настройка уровня осуществляется при помощи подстроечного сопротивления Р1.
Это напряжение подается на вход А1 повторителя напряжения AD822, который
служит в качестве буфера и обеспечивает источник с малым импедансом, ко¬
торый подключается к опорному входу AD620, а также обеспечивает внешнее
опорное напряжение Vref- Заметим, что данная функция позволяет измерять
биполярное напряжение Ѵоит по отношению к опорному напряжению +2,5 В,
а не по отношению к напряжению земли (GND). Это теперь возможно несмотря
на то, что вся схема использует однополярное питание.
Вторая половина AD822 подключена таким образом, что образует инверти¬
рующий усилитель с коэффициентом усиления, равным 3.Такая схема способна
выдавать сигнал с диапазоном «rail-to-rail» в пределах ±2,5 В для сигнала на вы¬
ходе AD620 в диапазоне ±0,83 В. Такой уровень сигнала вполне соответствует
возможностям AD620 и обеспечивает для входных каскадов высокую линей¬
ность.
Выражение для общего коэффициента усиления такого составного инстру¬
ментального усилителя получается как произведение коэффициента усиления
каскада на основе AD620 и коэффициента усиления инвертирующего усилителя:
САШ	+ !)(!).	(2-4)
В нашем примере, чтобы получить для общего коэффициента усиления зна¬
чение 10, следует использовать сопротивление Rq = 21,5 кОи (наиболее близкое
стандартное сопротивление). В таблице, которая показана на рис. 2-16, показа¬
ны значения для различных Rq, а также значения для различных параметров
при изменении коэффициента усиления в диапазоне от 10 до 1000.

2-3. Инструментальные усилители I 21
В данном приложении для обеспечения линейности входное напряжение для
каждого из входов AD620 должно лежать в диапазоне от +2 В до +3,5 В. Напри¬
мер, если общий коэффициент усиления схемы равен 10, то диапазон допустимого
синфазного напряжения равен от 2,25 В до 3,25 В, что позволяет дифференци¬
альному входному напряжению изменяться в диапазоне ±0,25 В, тогда на выходе
мы будем получать выходной сигнал с диапазоном ±2,5 В относительно напря¬
жения Vref-
Коэффициент
усиления
схемы
Rg (Ом)
Vos. RTI
(мкВ)
Температур¬
ный
коэффициент
для Vos. RTI
(мкВ/°С)
Нелиней¬
ность
(ppm)*
Полоса
пропускания
(кГц)**
10
21,5 КОм
1000
1000
< 50
600
30
5,49 КОм
430
430
< 50
600
100
1,53 КОм
215
215
< 50
300
300
499
150
150
< 50
120
1000
149
150
150
< 50
30
“Нелинейность измерялась в диапазоне выходного напряжения от ОД до 4,90 В.
**Без использования фильтра подавления шумов с частотой 10 Гц.
Рис. 2-16. Характеристики для композитного инструментального усилителя
на основе AD620/AD822 при использовании однополярного питания +5 В
Для выходного буфера была выбрана инвертирующая конфигурация, это об¬
легчает подстройку смещения выходного напряжения за счет суммирования то¬
ков в точке суммирования обратной связи буфера каскада А2. Эти токи смеще¬
ния могут обеспечиваться внешним ЦАП или же могут поступать от резистора,
соединенного с опорным напряжением.
Чтобы уменьшить влияние посторонних шумов, рекомендуется подключать
фильтрующий конденсатор параллельно с сопротивлением в цепи обратной связи
А2, что позволяет ограничить полосу пропускания схемы тем значением, которое
содержит только интересующие нас частоты. Такой конденсатор совместно с ре¬
зистором R.2 образуют фильтр низких частот первого порядка. Как показано,
частота излома составляет 10 Гц, однако ее можно легко изменить. Необходимо
использовать высококачественный пленочный конденсатор, например, полипро¬
пиленовый.
Топология инструментального усилителя на основе
двух операционных усилителей
Схема, показанная на рис. 2-17, носит название инструментального усилителя
на основе двух операционных усилителей. В большинстве случаев, чтобы обес¬
печить хорошее согласование, используют двухканальный операционный усили¬
тель, такой как ОР927 или ОР284.
Обычно используются операционные усилители с функцией «rail-to-rail». В ка¬
честве резисторов обычно используется тонкопленочная резисторная сборка с ла¬
зерной подгонкой, часто в виде одного компонента. Коэффициент усиления ин¬

I 22 Глава 2. Другие линейные схемы
М2 О
ѵ 1 а
Ѵ1
л/ѵ
Л/Ѵ
Rg
Rt 	 R?
* r7 “ r7
Рис. 2-17. Инструментальный усилитель, составленный из двух операционных усилителей
струментального усилителя легко можно изменить при помощи внешнего ре¬
зистора Rg . Если Ro не используется, то коэффициент усиления определяется
просто как 1 + R2/R1. В используемых на практике схемах соотношение R2/R1
выбирается таким, чтобы обеспечить для инструментального усилителя нужное
минимальное значение коэффициента усиления.
Входной импеданс для такого инструментального усилителя имеет высокое
значение, что позволяет использовать источники сигналов с высокими и не¬
сбалансированным импедансом. Подавление синфазного сигнала с постоянным
напряжением ограничено степенью согласования между отношениями R2/Rih
R^/R'i . Если сопротивление какого-то из резисторов отличается от других, то по¬
давление синфазного сигнала постоянного напряжения ограничивается следую¬
щим значением:
Заметим, что чистое подавление синфазного сигнала увеличивается пропорци¬
онально действующему коэффициенту усиления инструментального усилителя,
что позволяет повысить характеристики при повышении коэффициента усиления.
Инструментальные усилители в виде одной микросхемы хорошо соответству¬
ют выполнению совокупных требований по согласованию соотношений сопро¬
тивлений резисторов и обеспечивают малый разбаланс температурного коэф¬
фициента для резисторов, которые используются для установки коэффициента
усиления. Тонкопленочные резисторы, изготавливаемые на полупроводниковом
компоненте, изначально имеют допуск ±20%, однако лазерная подгонка позволя¬
ет снизить ошибку в согласовании соотношения сопротивлений (не абсолютное
сопротивление) до уровня 0,01% (100 ppm). Далее, разбаланс между температур-
(2-5)

2-3. Инструментальные усилители I 23
ными коэффициентами для тонкопленочных резисторов изначально очень мал и
обычно имеет значения менее 3 ppm/ 0 (0,0003% на °).
Рис. 2-18. Ограничения для инструментального усилителя, составленного из двух
операционных усилителей, при использовании однополярного питания
и Vs = +5 В и G = 2
При использовании биполярных источников питания Vref обычно непосред¬
ственно соединяется с землей. В приложениях с однополярным питанием вывод
Vref обычно соединяется с источником напряжения с небольшим импедансом,
напряжение на котором составляет половину напряжения питания. Коэффици¬
ент усиления от Vref до точки «А» составляет R1/R2, коэффициент усиления от
точки «А» до выхода равым R,/R/i. Это делает коэффициент усиления от Vref
до выхода равной единице, если только обеспечивается полное согласование со¬
отношений сопротивлений. Заметим, что к входу Vref должен быть подключен
источник с малым импедансом, в противном случае ухудшаются характеристики
по подавлению синфазного сигнала.
Одним из основных недостатков инструментального усилителя на основе двух
операционных усилителей является то, что диапазон входного синфазного на¬
пряжения зависит от коэффициента усиления. Усилитель А1 должен усиливать
сигнал в точке VI на 1 + R1/R2, и если сопротивление R j намного превосходит
R.2 (показанный на рис. 2-18 пример схемы с малым коэффициентом усиления),
то при слишком высоком уровне синфазного сигнала на входе VI усилитель Аі
будет переходить в состояние насыщения, и таким образом у АІ не остается
возможности для усиления дифференциального сигнала. Если сопротивление Ri
намного меньше сопротивления R2, то для узла «А» обеспечивается больший
диапазон и, соответственно, более высокие значения для входного синфазного
напряжения.
Данная схема обеспечивает достаточно плохие характеристики по перемен¬
ному напряжению для подавления синфазного сигнала, так как при распростра¬
нении сигнала от VI до Ѵоит добавляется фазовый сдвиг от усилителя АІ.

124 Глава 2. Другие линейные схемы
В дополнение к этому два усилителя работают при различных коэффициентах
усиления замкнутой схемы и, таким образом, имеют различные полосы пропус¬
кания. В какой-то степени характеристики по переменному напряжению для
подавления синфазного сигнала могут быть улучшены за счет использования
небольшого подстроечного конденсатора С, как это показано на рис. 2-17.
Если резистор Rq не используется, то использующая однополярное питание
схема инструментального усилителя, составленного из двух операционных уси¬
лителей, будет иметь малое значение коэффициента усиления (G = 2). Значения
входного синфазного и дифференциального сигналов должны быть ограничены
таким образом, чтобы ни один из усилителей А1 или А2 не переходил в состо¬
яние насыщения. В данном примере операционные усилители сохраняют линей¬
ность вплоть до значений, которые на 0,1 В приближаются к напряжению шин
питания — соответствующая верхняя и нижняя границы будут обозначаться со¬
ответственно как Ѵон и Ѵоі,- Эти предельные значения напряжений насыщения
типичны для операционных усилителей с однополярным питанием и выходом
«rail-to-rail» (например, AD822).
Используя уравнения, показанные на рис. 2-18, можно определить, что чтобы
не вызвать насыщения усилителя А1, напряжение на входе VI должно лежать
в диапазоне от 1,3 В до 2,4 В. Заметим, что на вывод Vref подается среднее
значение от Ѵон и Vol (2,5 В). Это позволяет использовать биполярные входные
сигналы Ѵоит, которые изменяются относительно +2,5 В.
Аналогичная конфигурация, которая используется при высоких значениях ко¬
эффициента усиления (G = 100), показана на рис. 2-19. Используя те же уравне¬
ния, мы можем увидеть, что напряжение в точке VI должно лежать в диапазоне
от 0,124 В до 4,876 В. На вывод Vref вновь подается напряжение 2,5 В, что
позволяет использовать биполярные входные и выходные сигналы.
Все это показывает, что обычная архитектура инструментального усилителя
на основе двух операционных усилителей имеет фундаментальные ограничения
при использовании однополярного источника питания. С одной точки зрения,
для данного коэффициента усиления такое ограничение выглядит как ограни¬
чение на диапазон допустимого входного синфазного напряжения. С другой
стороны, для заданного синфазного входного напряжения это ограничение вы¬
ступает как ограничение на диапазон допустимых коэффициентов усиления.
В общем случае, независимо от коэффициента усиления, при работе от од¬
нополярного источника питания структура инструментального усилителя, со¬
стоящая из двух операционных усилителей, не позволяет использовать входные
синфазные сигналы с напряжением, равным нулю. Единственным способом для
снятия подобных ограничений является изменение архитектуры инструменталь¬
ного усилителя.
Источники ошибок по постоянному напряжению для
инструментального усилителя
Характеристики шума и характеристики по постоянному напряжению для ин¬
струментального усилителя слегка отличаются от характеристик обычных опе¬
рационных усилителей, таким образом, для более полного понимания источников
ошибок необходима некоторая дополнительная информация.

2-3. Инструментальные усилители
125
Рис. 2-19. Ограничения для инструментального усилителя, составленного из двух
операционных усилителей, при использовании однополярного питания
и Vs = +5 В и G = 100
Коэффициент усиления инструментального усилителя обычно устанавливает¬
ся при помощи единственного резистора. Если используется внешний резистор,
то его сопротивление вычисляется с помощью формулы или же выбирается для
нужного коэффициента усиления из таблицы, которая приводится в техническом
описании.
Подстройка абсолютных сопротивлений на подложке при помощи лазера по¬
зволяет пользователю точно программировать коэффициент усиления при помо¬
щи единственного резистора. Абсолютная точность сопротивления и темпера¬
турный коэффициент этого резистора оказывают непосредственное влияние на
точность установки коэффициента усиления и дрейф инструментального усили¬
теля. Так как температурный коэффициент сопротивления для внешнего рези¬
стора невозможно точно согласовать с температурным коэффициентом распо¬
ложенных на микросхеме тонкопленочных резисторов, то следует использовать
металлопленочные резисторы с низким температурным коэффициентом (менее
25 ррт/ °С), причем предпочтительно использовать резисторы с точностью 0,1%
или выше.
Хотя для инструментальных усилителей для коэффициента усиления обычно
указываются значения от 1 до 1000 или же от 1 до 10 000, большинство инстру¬
ментальных усилителей способны работать при более высоких коэффициентах
усиления — хотя производитель не гарантирует указанные для характеристик
уровни при использовании высоких коэффициентов усиления. В практических
условиях, при уменьшении сопротивления резистора, устанавливающего значе¬
ние коэффициента усиления, возрастают ошибки, связанные с сопротивлени¬
ем проводящих дорожек и соединительных проводов. Подобные ошибки вместе

126 Глава 2. Другие линейные схемы
с возрастанием шума и дрейфа делают высокие коэффициенты усиления для
отдельных каскадов неприемлемыми для использования в реальных условиях.
В дополнение к этому, при высоких коэффициентах усиления входные напряже¬
ния смещения будут давать достаточно большой сигнал на выходе. Например,
входное напряжение смещения, равное 0,5 м В, при коэффициенте усиления, рав¬
ном 10 000, будет давать на выходе сигнал с напряжением 5 В. Если необходимо
обеспечить высокий коэффициент усиления, то инструментальный усилитель
имеет смысл использовать в качестве предварительного усилителя, после него
для дальнейшего усиления будет располагаться еще один усилитель.
Если для инструментального усилителя коэффициент усиления устанавлива¬
ется при помощи специального вывода (например, AD621), то для установки
коэффициента усиления используются хорошо согласованные внутренние рези¬
сторы, при этом их влияние учитывается в указанных характеристиках для
точности коэффициента усиления и дрейфа коэффициента усиления. Во всем
остальном микросхема AD621 аналогична AD620, коэффициент усиления для ко¬
торой устанавливается при помощи внешнего резистора.
В качестве значения ошибки коэффициента усиления используется макси¬
мальное отклонение от значения коэффициента усиления, рассчитываемого при
помощи уравнения. Монолитные инструментальные усилители, такие как AD624G,
отличаются малыми ошибками коэффициента усиления за счет подстройки в про¬
цессе производства. Для этого усилителя максимальная ошибка составляет 0,02%
при коэффициенте усиления G = 1 и 0,25% при G = 500, и эти значения явля¬
ются типичными для подобных высококачественных инструментальных усили¬
телей. Заметим, что ошибка коэффициента усиления возрастает вместе с увели¬
чением значения коэффициента усиления. Хотя за счет использования внешних
резисторных сборок пользователь может точно задавать значение коэффициен¬
та усиления, однако температурные коэффициенты внешних резисторов и раз¬
ность температур между отдельными резисторами в пределах сборки вносит
свой вклад в общее значение коэффициента усиления. После преобразования сиг¬
нала в цифровой вид и передачи информации в цифровой процессор существует
возможность коррекции ошибок коэффициента усиления за счет измерения из¬
вестного опорного напряжения и умножения его на константу.
Нелинейность определяется как отклонение от прямой линии, которая на гра¬
фике изображает зависимость выходного сигнала от входного. Прямая линия
строится между конечными точками действительной передаточной функции.
В высококачественных инструментальных усилителях нелинейность коэффици¬
ента усиления обычно составляет 0,01% (100 ppm) или менее и относительно
слабо зависит от коэффициента усиления в пределах рекомендованного диапазо¬
на значений коэффициента усиления.
Паяное входное напряжение смещения состоит из двух компонентов (рис. 2-20).
Первым компонентом является входное напряжение смещения Vosb которое ото¬
бражается на выходной сигнал под влиянием коэффициента усиления G. Второй
компонент, выходное напряжение смещения Voscb не зависит от коэффициента
усиления G.
При малых значениях коэффициента усиления доминирующим является вы¬
ходное напряжение смещения, при высоких значениях коэффициента усиления
основной вклад будет оказывать входное напряжение смещения. Значение для

2-3. Инструментальные усилители
127
Рис. 2-20. Модель для напряжения смещения в инструментальном усилителе
дрейфа выходного напряжения смещения обычно указывается как дрейф при
G = 1 (когда входные эффекты не оказывают влияния), тогда как дрейф для
входного напряжения смещения указывается как значение дрейфа при более
высоких коэффициентах усиления (когда, в свою очередь, можно пренебречь эф¬
фектами, относящимися к выходу).
Полная ошибка смещения на выходе, приведенная к входу (RTI), выражается
как Vosi + Voso/G. В технических описаниях для инструментальных усилителей
значения для Vosi и Voso могут указываться по отдельности, или же может
указываться полное входное напряжение смещения, приведенное к входу (RTI),
для различных коэффициентов усиления.
Входные токи смещения также могут приводить к ошибкам смещения в схе¬
мах с использованием инструментальных усилителей (вновь рис. 2-20). Если со¬
противление источника Rs разбалансировано на величину ARs (что часто проис¬
ходит в мостовых схемах), то будет возникать дополнительная ошибка входного
напряжения смещения по причине тока смещения, которая равна IbARs (предпо¬
лагается, что Ів+ ~ Ів- = Ів). Эта ошибка умножается на коэффициент усиления
G и появляется на выходе усилителя.
Входной ток смещения Ios создает на сопротивлении источника, равном Rs +
+ARs, ошибку входного напряжения смещения, равную Ios(Rs + ARs), которая
также отображается на выход, умноженная на коэффициент усиления G.
Синфазная ошибка инструментального усилителя является функцией коэф¬
фициента усиления и частоты. Компания Analog Devices указывает значение
подавления синфазного сигнала для инструментального усилителя при частоте
60 Гц для несбалансированности импеданса источника, равной 1 кОм. Ошиб¬
ка синфазного сигнала, приведенная к входу (RTI), определяется путем деления
синфазного напряжения Vсм на коэффициент подавления синфазного сигнала
(CVRR).

128 Глава 2. Другие линейные схемы
Частота (Гц)
Рис. 2-21. Зависимость подавления синфазного сигнала от частоты для AD620 при
несбалансированности импеданса источника, равной 1 кОм
На рис. 2-21 показана зависимость ослабления синфазного сигнала от часто¬
ты для инструментального усилителя AD620, при этом несбалансированность
импеданса источника составляет 1 кОм.
Подавление напряжения питания (PSR) также является функцией коэффици¬
ента усиления и частоты. Для инструментальных усилителей принято указывать
отдельно чувствительность для каждого источника питания, как это показа¬
но на рис. 2-22 для микросхемы AD620. Ошибка для подавления напряжения
питания (PSR), приведенная к входу (RTI), определяется при помощи деления
величины отклонения напряжения питания от номинального значения на коэф¬
фициент подавления напряжения питания (PSRR).
Так как при высоких частотах ослабление напряжения питания (PSR) имеет
достаточно плохие значения, то для выводов, обеспечивающих подачу напряже¬
ний питания на усилитель, необходимо использовать развязывающие конденса¬
торы. Для высоких частот рекомендуется использовать керамические конден¬
саторы с малой индуктивностью (емкостью 0,01-0,1 мкФ). Для развязывания
по низкой частоте в нескольких местах печатной платы необходимо установить
электролитические конденсаторы с малым значением ESR (эквивалентное после¬
довательное сопротивления).
Заметим, что эти правила по использованию развязывающих компонентов
относятся ко всем линейным устройствам, включая операционные усилители и
преобразователи данных. Более подробно развязка цепей питания будет обсу¬
ждаться в главе 7.
Теперь, когда нам известны все источники ошибок по постоянному напряже¬
нии, можно вычислить наименее благоприятный бюджет для ошибки по посто¬
янному напряжению, для этого все источники рассматриваются относительно
входа инструментального усилителя, как это показывается на рис. 2-23.

2-3. Инструментальные усилители I 29
Шина питания
0,1	1	10	100	1 к 10k 100k 1M
Частота (Гц)
Шина питания
0,1	1	10	100 1к 10к ЮОк 1М
Частота (Гц)
Рис. 2-22. Зависимость подавления напряжения питания от частоты для AD620
Источник ошибки
Значение, приведенное к входу
(RTI)
Точность коэффициента усиления (ppm)
Точность коэффициента усиления X,
диапазон полного изменения входного
сигнала
Нелинейность усиления (ppm)
Нелинейность коэффициента усиления X
диапазон полного изменения входного
сигнала
Входное напряжение смещения Vosi
Vosi
Выходное напряжение смещения Woso
Voso -г- G
Ток смещения на входе Ів, протекает
через ARs
Ів ARs
Ток смещения на входе los, протекает
через Rs
IosA(R-s + AR-s)
Синфазное входное напряжение Ѵсм
Ѵсм — CMRR
Изменение напряжения питания AVs
AVS — PSRR
Рис. 2-23. Ошибки по постоянному напряжению для инструментального усилителя,
приведенные к входу (RTI)
Необходимо заметить, что ошибки по постоянному напряжению могут также
приводиться к выходу (RTO) — для этого достаточно умножить ошибку, приве¬
денную к входу (RTI), на коэффициент усиления инструментального усилителя.
Источники шума для инструментального усилителя
Так как инструментальные усилители обычно используются для усиления ма¬
лых прецизионных сигналов, то важно понимать эффекты, связанные со всеми
имеющимися источниками шума.
5—1277

130 Глава 2. Другие линейные схемы
Rg
Шум (значение, приведенное к входу) = л/gw >
Шум (значение, приведенное к выходу) = л/в\/Ѵ х /vno2+G2
см
О
2
>
, 'n2rs2
G2 TVN'T 2
no2+G2
1 2r 2
V 2 , 'N KS
vni + 2
Ширина полосы измерительного усилителя при коэффициенте усиления G
Рис. 2-24. Модель шума для инструментального усилителя
Существует два источника для шума входного напряжения. Первый предста¬
вляется как источник шума Vni, который включен последовательно с входом,
как и в схеме на основе обычного операционного усилителя. Этот шум, умно¬
женный на коэффициент усиления G, появляется на выходе инструментального
усилителя. Вторым источником шума является выходной шум Vno, который
представляется как шум напряжения, включенный последовательно с выходом
инструментального усилителя. Выходной шум, который здесь приводится к вы¬
ходному напряжению Ѵоит, можно привести к входу (RTI), если разделить его
значение на коэффициент усиления G.
Также существуют два источника шума, связанные с входными шумовыми
токами In+ и In-- Даже несмотря на то, что обычно In+ и In- имеют равные
значения (In+ ~ In- = In), они не коррелированны, и, следовательно, чтобы
получить полное значение шума, следует извлекать квадратный корень из сум¬
мы квадратов отдельных источников шума. Ток In+ протекает через половину
сопротивления Rs, а ток In- протекает через вторую половину этого сопро¬
тивления. Благодаря этому возникают два шумовых напряжения, каждое из
которых имеет амплитуду InRs/2. Каждый из этих двух источников шумово¬
го напряжения умножается на коэффициент усиления G и появляется на выходе
инструментального усилителя.
Полный шум на выходе выражается при помощи вычисления корня квадрат¬
ного из суммы квадратов всех четырех источников шума:
NOISE(RTO) = n/BwJv^o + G2 (V2, + % t M + In^I (2-6)
Если In+ = In- = In, то получаем:

2-3. Инструментальные усилители I 3 I
(2-7)
Полное значение шума, приведенное к входу (RTI), представляет собой при¬
веденное выше выражение, деленное на коэффициент усиления G данного ин¬
струментального усилителя:
В технических описаниях инструментальных усилителей часто приводится
такая функция, как зависимость полного шума напряжения, приведенного к вхо¬
ду (RTI), от коэффициента усиления. В этом случае спектральная плотность
учитывает вклад шума на входе (Vni) и шума на выходе (Vno)- Отдельно ука¬
зывается спектральная плотность шума для входного тока.
Как и для операционных усилителей, чтобы получить полное значение шу¬
ма для инструментального усилителя, необходимо проинтегрировать значение
шума, приведенного к входу (RTI), по полосе пропускания в схеме с замкнутой
обратной связью и получить полное действующее значение шумов (RMS). По¬
лосу пропускания можно определить по приводимым в технических описаниях
графикам, в которых показывается частотная характеристика в зависимости от
коэффициента усиления.
При расчете полосы пропускания необходимо помнить о том, что в отли¬
чие от операционных усилителей с обратной связью по напряжению в данном
случае произведение полосы пропускания на коэффициент усиления может не
являться постоянной величиной. Например, для семейства инструментальных
усилителей AD620 поведение произведения полосы пропускания на коэффициент
усиления более походит на поведение, свойственное операционным усилителям
с токовой обратной связью (CFB). В этом случае наиболее надежным способом
определения полосы пропускания при заданном коэффициенте усиления является
использование графиков, которые приводятся в техническом описании.
Анализ бюджета ошибок при использовании
инструментального усилителя в мостовых схемах
Важно понимать источники ошибок при использовании инструментальных уси¬
лителей в широко распространенных приложениях. На рис. 2-25 показан динамо¬
метрический датчик сопротивлением 350 Ом, полная амплитуда сигнала на его
выходе составляет 100 мВ при подаче на него напряжения возбуждения, равного 10 В.
Используется инструментальный усилитель AD620, для которого при помощи
внешнего резистора (сопротивлением 499 Ом) установлен коэффициент усиления
100. В таблице показан вклад отдельных источников в общую ошибку, которая
до проведения калибровки, равна 2145 ppm. Заметим, что ошибки, связанные
с усилением, смещением и ослаблением синфазного сигнала, можно устранить
при помощи калибровки системы. Оставшиеся ошибки — нелинейность коэффи¬
циента усиления и шум в полосе частот 0,1-10 Гц — не могут быть устранены
Ѵ2
G2
(2-8)

132 Глава 2. Другие линейные схемы
+ 10в Синфазное
напряжение
равно 5 В
Сопротивление
350 Ом, полный
диапазон сигнала: 100 мВ
Load ceti
Технические характеристики AD620B,
температура +25°С,
напряжение питания: ±15 В
Vosi+ voso /G = 55 мкВ (макс.)
IOS = 0,5 нА (макс.)
Ошибка усиления = 0,15%
Нелинейность усиления = 40 ppm
Шум в полосе 0,1 Гц 10 Гц: 280 нВ (р-р)
Ослабление синфазного сигнала =
= 120 дБ при 60 Гц
Вклад в максимальное значение ошибки, +25 °С
Полный диапазон сигналов: Vin =100 мВ, Ѵоит = 10 В
СО
О
>
55 мкВ-100 мВ
550 ppm
tas
350 Ом х 0,5 нА-100 мВ
1,8 ppm
Ошибка
усиления
0,15%
1500 ppm
Нелинейность
усиления
40 ppm
40 ppm
Ошибка подавления
синфазного
сигнала (CMR)
120 дБ
1 ppm х 5 В + 100 мВ
50 ppm
Шум вида
1/f, 0,1 -10 Гц
280 нВ -И 0 мВ
2,8 ppm
Полное значение
ошибки, до
выполнения
калибоовки
точность:* 9 бит
2145 ppm
* Ошибка
разрешения
точность:* 14 бит
42,8 ppm
Рис. 2-25. Анализ бюджета ошибок по постоянному току при использовании усилителя
AD620B в мостовой схеме
при помощи калибровки и в конечном счете именно они ограничивают разреше¬
ние системы значением, равным 42,8 ppm (что приблизительно соответствует
точности, равной 14 бит).
Конечно, этот пример является всего лишь иллюстрацией, однако он полезен
тем, что показывает важность анализа ошибок, ограничивающих характеристи¬
ки усилителя, к которым относятся нелинейность коэффициента усиления и шум
низких частот.
Защита входов инструментального усилителя от
повышенного напряжения
В своих обычных приложениях, когда инструментальные усилители используют¬
ся как интерфейсные усилители для систем сбора данных, на входах усилителя
может часто появляться перегрузка, т. е. повышенное напряжение с уровнем,
который превосходит допустимый размах сигнала для допустимого диапазона
коэффициентов усиления. Необходимо строго соблюдать установленные произ¬
водителем требования к абсолютным максимальным входным характеристикам
для данной микросхемы. Как и для операционных усилителей, для большинства
инструментальных усилителей указывается абсолютное максимальное значение
для входного напряжения, равное ±Vs-
В некоторых случаях для предотвращения перегрузки можно использовать
внешние резисторы, которые включаются последовательно с входами (с целью
ограничения тока), и диоды, ограничивающие уровень сигнала (см. рис. 2-26).
Некоторые инструментальные усилители имеют встроенную защиту от пере¬
грузки в виде включенных последовательно резисторов. Например, в AD620

2-3. Инструментальные усилители 133
применены встроенные тонкопленочные резисторы, а также изоляция подлож¬
ки, благодаря чему входное напряжение может превышать напряжение шин
питания. Другие микросхемы, такие как АМР02 и AD524, используют для за¬
щиты последовательные полевые транзисторы, благодаря этому при нормальных
условиях они имеют малый импеданс, однако при возникновении перегрузки им¬
педанс возрастает. Однако в любых условиях существуют конечные пределы,
в которых прилагаемое повышенное напряжение является безопасным для ми¬
кросхемы (вновь рис. 2-26).
Выходной
сигнал
• Всегда необходимо соблюдать максимальные абсолютные значения, которые
указываются в технической документации!
•	Диоды Шоттки используются для того, чтобы ограничить уровень входного
напряжения диапазоном ±Vs +0,ЗВ, для ограничения дифференциального
напряжения используются TVSs .
•	Для ограничения тока могут использоваться внешние резисторы
(или встроенные тонкопленочные резисторы), однако при этом возрастает
уровень шума. ••	Некоторые инструментальные усилители используют для защиты встроенные
последовательные FET-транзисторы, благодаря этому снижается уровень шумов
и удается выдерживать более высокие напряжения (в зависимости от устройства
до ±60В).
Рис. 2-26. Повышенное напряжение на входах инструментального усилителя
В некоторых случаях между входами может потребоваться включать допол¬
нительный двунаправленный стабилитрон TVS, который позволяет ограничить
максимальное значение дифференциального входного напряжения. Это особенно
относится к инструментальным усилителям, состоящим из трех операционных
усилителей, при высоких коэффициентах усиления и, соответственно, при малых
значениях сопротивления Rq-
Более подробно перегрузка входов и защита от электромагнитных и радио¬
частотных помех рассматриваются в главе 11.

134 Глава 2. Другие линейные схемы
Раздел 2-4
Дифференциальные усилители
Многие высокопроизводительные аналого-цифровые преобразователи (АЦП) се¬
годня имеют дифференциальные входы. Схема на основе полностью диффе¬
ренциального АЦП обеспечивает такие преимущества, как хорошее подавление
синфазных сигналов, снижение искажений второго порядка (second-order distor¬
tion products) и упрощает алгоритм подстройки для постоянного напряжения.
Хотя на них может подаваться и однополярный сигнал (single-ended), исполь¬
зование полностью дифференциального драйвера обычно позволяет улучшить
общие характеристики системы.
Одним из наиболее распространенных способов подачи сигнала на вход диф¬
ференциального АЦП является использование трансформатора. Однако суще¬
ствует много приложений, где использование трансформаторов для подачи сиг¬
нала на АЦП невозможно, так как важна передача постоянной составляющей.
В этих случаях необходимо использовать дифференциальные драйверы.
(A)	Rf
Рис. 2-27. Функциональная схема и эквивалентная схема для AD813X, который используется
как дифференциальный драйвер АЦП
Синфазное напряжение устанавливается при помощи напряжения, которое
подается на вывод Ѵосм- Внутренняя обратная связь по синфазному напряже¬
нию приводит к сбалансированности выходов Ѵоит+ и Ѵоит-j т.е. они будут

2-4- Дифференциальные усилители I 35
равны по амплитуде, однако по фазе будут отличаться на 180°, согласно следу¬
ющему уравнению:
Ѵосм = V0UT+ + VoUT- .	(2-9)
Такая схема может использоваться с дифференциальными или однополярными
сигналами, при этом коэффициент усиления по напряжению будет равен отно¬
шению Rj к Rq-
Если для ЦАП с токовым выходом необходимо получить буферизованное
дифференциальное выходное напряжение, то можно использовать дифференци¬
альные усилители из серии AD813X, как это показано на рис. 2-28.
2,49 кОм
Дифференциальный
выход с размахом
напряжения 5 В
Рис. 2-28. Буферизация высокоскоростного ЦАП при помощи дифференциального
усилителя AD813X
Ток на выходе ЦАП сначала преобразуется в напряжение, которое создается
на резисторах сопротивлением 25 Ом. Затем это напряжение усиливается в 5
раз микросхемой AD813X. Такой метод используется вместо непосредственного
преобразования тока в напряжение по той причине, что токи от ЦАП с быстрым
нарастанием могут привести к перегрузке усилителя и вызвать искажения. Необ¬
ходимо следить за тем, чтобы напряжение на выходе ЦАП оставалось в пределах
допустимого диапазона.
Вход Ѵосм микросхемы AD813X может использоваться для установки окон¬
чательного синфазного выходного напряжения, чтобы оно лежало в пределах
диапазона, допустимого для AD813X. Если к выходу должны подключаться ли¬
нии передачи, что это можно обеспечить за счет добавления пары резисторов
сопротивлением 75 Ом.
Заметим, что эти усилители могут также использоваться и с однополярны¬
ми входными сигналами (single-ended). Чтобы превратить дифференциальный
усилитель в усилитель для работы с однополярными сигналами, достаточно за¬
землить один из входов микросхемы.

136 Глава 2. Другие линейные схемы
Раздел 2-5
Изолирующие усилители
Аналоговые методы изоляции
Существует множество приложений, где важно, а иногда и необходимо, чтобы
датчик не имел непосредственного (гальванического) электрического соедине¬
ния с системой, которой он передает данные. Это может быть вызвано желанием
избежать возникновения в одной части системы напряжений или токов с опас¬
ным уровнем, которые могут привести к повреждению другой части системы
или же разрушить существующую связь по земле. Подобные системы называют¬
ся «изолированными», а та часть схемы, которая позволяет передавать сигнал
без гальванического соединения, носит название изолирующего барьера.
Защитное воздействие изолирующего барьера действует в двух направлени¬
ях — и оно может потребоваться для каждого из этих направлений или даже для
двух направлений одновременно. Одними из очевидных применений являются те,
в которых на датчик могут воздействовать высокие напряжения. К их числу от¬
носится измерение уровня тока в асинхронных электродвигателях, в этом случае
необходимо защитить систему, на которую подается сигнал. Или же, напротив,
необходимо изолировать датчик и окружение, в котором он находится, от высо¬
ких напряжений, возникающих в системе. К числу таких систем можно отнести
датчики, которые работают в среде взрывоопасных газов, или же защиту па¬
циента от поражения электрическим током в системах, предназначенных для
получения электрокардиограмм, электроэнцефалограмм или электромиограмм.
Особый интерес представляет оборудование для электрокардиографии, так как
система должна быть защищена от высокого напряжения (более 7,5 кВ), которое
подается дефибриллятором в случае остановки сердца пациента.
Подобно тому, как помехи или нежелательная информация может переда¬
ваться электрическими или магнитными полями (электромагнитным излучени¬
ем), эти же явления могут использоваться для передачи нужной информации при
проектировании изолированных систем.
В большинстве случаев изолирующие усилители основаны на трансформато¬
рах, в которых используется магнитное поле, в других случаях применяются кон¬
денсаторы, рассчитанные на высокое напряжение и которые используют эффект
электрического поля. Существуют оптоизоляторы, состоящие из светодиода и
фотодетектора, в них изоляция обеспечивается за счет использования свето¬
вого сигнала, который также представляет собой электромагнитное излучение.
Различные типы изоляторов имеют различные характеристики: некоторые отли¬
чаются достаточной линейностью, что позволяет передавать через изолирующий
барьер аналоговые сигналы с высокой точностью. Для других изолирующих
устройств может понадобиться преобразовать сигнал в цифровую форму и за¬
тем осуществлять передачу сигнала — только это поможет обеспечить необ¬
ходимую точность (заметим, что это одно из используемых приложений для
преобразования напряжения в частоту).

2-5. Изолирующие усилители 137
Трансформаторы способны обеспечить точность при передаче аналогового
сигнала на уровне 12-16 бит и обеспечивают полосу пропускания до нескольких
сотен килогерц, однако для них максимальное значение напряжения редко может
превышать 10 кВ, а обычно это значение будет значительно ниже. Изолирую¬
щие усилители с емкостной связью обеспечивают меньшую точность (максимум
12 бит), имеют меньшую полосу пропускания и меньшее допустимое напряже¬
ние — однако они также имеют меньшую стоимость. Оптические изоляторы
отличаются скоростью, и имеют небольшую стоимость, и при соответствующем
исполнении позволяют использовать очень высокие напряжения (обычными зна¬
чениями являются 4-7 кВ), однако они обеспечивают плохую линейность для
аналоговых сигналов и не подходят для непосредственной передачи прецизион¬
ных аналоговых сигналов.
Линейность и изолирующее напряжения не являются единственными пара¬
метрами, которые следует рассматривать при выборе изолирующей системы.
Также важное значение имеет схема подачи питания (operating power). Необхо¬
димо подавать питание как на входную, так и на выходную часть устройства, и
если только изолированная часть системы, которая располагается за изолирую¬
щим барьером, не использует собственный аккумулятор (что возможно, однако
редко представляет пригодное на практике решение), то необходимо каким-то
образом подавать питание в изолированную часть системы. Системы, которые
используют изолирующие трансформаторы, могут использовать трансформа¬
тор (либо тот трансформатор, который используется для передачи сигнала,
либо отдельный трансформатор) для передачи питания в изолированную часть,
однако емкостной или оптический изолирующий барьер не позволяет переда¬
вать какую-то достаточную для питания энергию. При использовании подобных
типов изоляции необходимо использовать отдельную схему для организации пи¬
тания в изолированной части системы — это является весомым доводом в пользу
использования изолирующих усилителей с трансформаторной связью, они почти
всегда обеспечивают изолированный источник питания.
Изолирующий усилитель содержит входную цепь, которая гальванически изо¬
лирована от источника питания, и выходную цепь. В дополнение к этому, су¬
ществует небольшая емкость, включенная между входной цепью и остальной
частью устройства. Таким образом, не существует возможности для протекания
постоянного тока, и существует минимальная связь по переменному напряже¬
нию. Изолирующие усилители предназначены для тех приложений, в которых
требуется обеспечить безопасное и точное измерение напряжения или тока с низ¬
кой частотой (до нескольких сотен килогерц) в присутствии высокого синфаз¬
ного напряжения (до нескольких киловольт), обеспечивая высокий коэффициент
подавления синфазного сигнала. Также они могут использоваться для приема
сигналов, поступающих с линий с высоким импедансом, работающих в услови¬
ях шумов, а также для обеспечения безопасности в измерительных устройствах
общего назначения, где необходимо обеспечить уровень утечек (по постоянному
напряжению, в линию или по частоте), намного меньший, чем в обычных усло¬
виях. Это в основном относится к электрическим устройствам, используемым
в медицине, обычных промышленных объектах и атомных станциях, автома¬
тических испытательных системах и системах управления технологическими
процессами.

138 Глава 2. Другие линейные схемы
Трехпортовый изолирующий усилителъ AD210
Основной схемой для изолирующего усилителя является трехпортовый изолиру¬
ющий усилитель (т.е. с изоляцией входа, питания и выхода), который показан
на рис. 2-29. На диаграмме показано, что входные цепи, выходные цепи и источ¬
ник питания все изолированы друг от друга. На рисунке показана архитектура
полного изолирующего усилителя, которым является AD210 (ссылки 1 и 2).
Рис. 2-29. Трехпортовый изолирующий усилитель AD210
Изолятор подобного типа потребляет питание от источника питания с дву¬
мя выводами (PWR, PWR СОМ). Встроенный генератор с частотой 50 кГц
преобразует постоянное напряжение в переменное, которое с помощью транс¬
форматора с экранированной входной частью затем преобразуется в постоянное
напряжение для подачи на входную цепь и для подачи на вспомогательный вывод
питания. Ток на выходе вывода вспомогательного питания обычно ограничен
значениями ±15 мА.
Несущая с переменной частотой также модулируется на выходе усилителя,
относящего к входной цепи, и с помощью трансформатора передается на вы¬
ходную цепь, фильтруется и буферизуется при помощи изолированного питания
с постоянным напряжением, которое получает энергию от несущей.
Прибор AD210 позволяет пользователю выбирать коэффициенты усиления
от 1 до 100 при помощи подключения внешних резисторов к входной части опе¬
рационного усилителя. Полоса пропускания составляет 20 кГц, обеспечивается
изоляция напряжения с уровнем ±2500 В (действующее значение напряжения,
постоянное воздействие) и пиковым уровнем ±3500 В.
AD210 представляет собой трех-портовый изолирующий усилитель, его схема
питания изолирована от входного и выходного каскада и, таким образом, мо¬
жет подключаться к каждому из них (или не подключаться ни к одному из этих
каскадов) без изменения функциональности микросхемы. Микросхема исполь-

2-5. Изолирующие усилители I 39
Вход для высокого напряжения
Рис. 2-30. Измерение тока в системе управления электродвигателем
зует изолирующий трансформатор и обеспечивает уровень изоляции 3500 В и
точность 12 бит.
Изолирующий усилителъ в схеме управления
электродвигателем
На рис. 2-30 показан пример типичной системы, использующей изолирующий
усилитель AD210. Здесь AD210 используется совместно с инструментальным
усилителем AD620 для измерения тока в составе системы управления электро¬
двигателем. Входы AD210 являются изолированными и могут непосредственно
подключаться к линии электропитания напряжением ПО В или 230 В, никакой
дополнительной защиты не требуется. Входная секция AD210 обеспечивает изо¬
лированное питание ±15 В для AD620, который измеряет падение напряжения на
резисторе с малым сопротивлением, который используется для измерения тока.
Операционный усилитель, входящий в состав входной схемы AD210, включен
по схеме повторителя с единичным коэффициентом усиления, что позволяет
уменьшить влияние ошибок. Данная система позволяет устранить влияние син¬
фазного напряжения с действующим значением ПО В или 230 В.
В такой системе предварительный усилитель AD620 используется как точка
управления коэффициентом преобразования, напряжение на его выходе пропор¬
ционально току, который протекает через электродвигатель, и коэффициент
пропорциональности между током и напряжением зависит от сопротивления
резистора (в цепи измерения тока) и от коэффициента усиления, который для
AD620 устанавливается при помощи резистора Rq. Использование AD620 по¬
зволяет повысить общую точность системы, так как для AD210 напряжение
смещения Vos составляет 15 м В, тогда как для AD620 напряжение смещения
Vos составляет всего 30 мк В, при этом AD620 также отличается меньшим дрей¬
фом. Если в системе допускаются большие значения для дрейфа и напряжения

140 Глава 2. Другие линейные схемы
смещения по постоянному току, то AD620 можно не использовать и установить
для AD210 коэффициент усиления, равный 100.
Использование дополнительного фильтра для
подавления шумов
В связи с особенностями изолирующей системы с использованием несущей, мо¬
гут возникать такие ситуации, когда остаточные компоненты несущей пере¬
менной частоты могут накладываться на восстановленный сигнал с постоян¬
ным напряжением. Если это происходит, то к выходной части усилителя мож¬
но подключить пассивный RC-фильтр с малым импедансом (при условии, что
следующий каскад имеет высокий импеданс и не нагружает данный фильтр).
Заметим, что это верно для большинства измерительных АЦП с высоким вход¬
ным импедансом, которые обычно ведут себя как небольшие емкости. Резистор
сопротивлением 150 Ом и конденсатор емкостью 1 нФ обеспечивают частоту
излома, примерно равную 1 кГц. Также заметим, что для снижения ошибок
следует использовать пленочные конденсаторы, такие как полипропиленовые.
Также можно использовать активные фильтры. Так как выход такого фильтра
обладает малым импедансом (как выход операционного усилителя), то он может
использоваться там, где выходной сигнал имеет малые значения. Также возмож¬
но реализовать такой фильтр с учетом требования АЦП по подавлению помех
спектрального наложения (anti-aliasing).
Двухпортовый изолирующий усилитель
Двухпортовый изолятор отличается от трехпортового тем, что схема питания не
изолирована от выходной секции. Примером высокоскоростного двухпортового
изолирующего усилителя является AD215, который предназначен для изоляции
и усиления аналоговых сигналов с высокой полосой пропускания (см. ссылку 3).
Передовые решения, которые используются при проектировании схемы и транс¬
форматора для AD215, позволяют обеспечить высокую полосу пропускания и при
этом сохранить высокие характеристики по постоянному напряжению. Блок-
схема AD215 показана на рис. 2-31.
Микросхема AD215 обеспечивает полную гальваническую изоляцию между
входом и выходом устройства, а также содержит изолированный биполярный ис¬
точник питания, который доступен для пользователя. Функционально закончен¬
ная микросхема использует источник питания постоянного напряжения ±15 В,
которое подается на выходную часть микросхемы. Такое решение позволяет от¬
казаться от использования отдельного изолированного DC/DC-преобразователя
и дает проектировщику возможность уменьшить сложность схемы и снизить
сложность проектирования системы и стоимость используемых компонентов.
Диапазон входного и выходного сигнала для AD215 составляет ±10 В, диа¬
пазон изменения коэффициента усиления составляет от 1 В/В до 10 В/ В, ис¬
пользует буферизованный выход с возможностью подстройки выходного сигнала
и изолированный источник питания для входной секции микросхемы, который
способен создавать постоянное напряжение питания ±16 В и обеспечивает ток
±10 мА.

2-6. Методы изоляции для цифровых сигналов 141
Рис. 2-31. AD215, двухпортовый изолирующий усилитель с малыми искажениями и
частотой 120 кГц
Раздел 2-6
Методы изоляции для цифровых сигналов
Хотя они и не относятся к линейным схемам, устройства изоляции цифровых
сигналов тесно связаны с изолирующими усилителями, так что давайте присту¬
пим к их обсуждению.
Аналоговые изолирующие усилители находят широкое применение там, где
необходима высокая степень изоляции — например, в медицинских устройствах.
Методы изоляции цифровых сигналов способны обеспечить аналогичную галь¬
ваническую изоляцию и представляют надежные методы передачи цифровых
сигналов без создания помех по земле.
Оптопары (оптоизоляторы) очень полезны и доступны в самых различных
модификациях и корпусах. Типичная оптопара использует светодиод и фото¬
элемент, как это показано на рис. 2-23. Фотодиод, который служит в качестве
передатчика цифрового сигнала, управляется током с величиной 10 мА, излу¬
чаемый им световой сигнал принимается фототранзистором. Уровень изоляции
между входом и выходом составляет от 5000 В до 7000 В (действующее зна¬
чение). Хотя они оптимально подходят для цифровых сигналов, опто-пары не
могут использоваться для аналоговых приложений, так как отличаются высо¬
кой нелинейностью. В дополнение к этому, у оптопар характеристики передачи
сигнала изменяются с течением времени. Также, по причине достаточно часто¬
го насыщения фототранзистора, время отклика может для менее скоростных
устройств изменяться в диапазоне от 10 до 20 мкс, что делает их непригодными
для высокоскоростных приложений.
Архитектура намного более скоростной оптопары показана на рис. 2-33, здесь
вместе со светодиодом используется фотодиод. Для управления светодиодом
вновь используется ток со значением приблизительно 10 мА. Благодаря этому

142 Глава 2. Другие линейные схемы
создается световой сигнал достаточного уровня, чтобы создать в принимающем
фотодиоде ток, достаточный для создания действующего высокого логического
уровня на выходе трансимпедансного усилителя. В зависимости от выбранной
оптопары скорость может изменяться в широких пределах, наиболее быстрые
обеспечивают для времени распространения типичное значение 20 нс, макси¬
мальное значение при этом составляет 40 нс. Такие устройства способны пе¬
редавать данные со скоростью до 25 Мбит/с при использовании кодирования
NRZ. Это обеспечивает для передачи прямоугольных импульсов максимальную
частоту 12,5 МГц, при этом минимальная ширина импульса, который способен
проходить через такую оптопару, составляет 40 нс.
• Использует свет для передачи сигнала через берьер, который обеспечивает
изоляцию от высокого напряжения.
•	Передатчиком является светодиод, приемником — фототранзистор.
•	Высокий уровень изоляции: от 5000В до 7000В (действующее значение).
•	Нелинейное поведение лучше использовать для передачи цифровых
или частотных сигналов.
•	Для медленных микросхем время нарастания и спада может составлять
10-20 мкс.
•	Пример: четырехканальная микросхема ILQ-1 компании Siemens
(http://www.siemens.com).
Рис. 2-32. Изоляция цифровых схем с использование оптопары на основе светодиода и
фототранзистора
Высокоскоростные изоляторы для логических сигналов
AD260/AD261
Семейство AD260/AD261 представляет собой семейство цифровых изоляторов,
которые используют изоляцию с трансформаторной связью (см. ссылку 4). Они
обеспечивают изоляцию в двух направлениях для пяти цифровых сигналов упра¬
вления, которые могут использоваться высокоскоростными процессорами ци¬
фровой обработки сигналов, микроконтроллерами или микропроцессорами. Ми¬
кросхема AD260 использует трансформатор мощностью 1,5 Вт для внешней
схемы питания переменного/постоянного напряжения и обеспечивает изоляцию
на уровне 3,5 кВ (действующее значение).
Каждая линия передачи сигнала AD260 способна передавать цифровые сигна¬
лы с частотой до 20 МГц (40 Мбит/с) и обеспечивает задержку распространения

2-6. Методы изоляции для цифровых сигналов 143
•	Способность выдерживать появление на входе/выходе напряжения с уровнем
в 2500В (действующее значение, RMS).
•	Частота логических сигналов: максимум 12,5 МГц.
•	Максимальная скорость передачи данных: 25 Мбод.
•	Максимальное время задержки распространения сигнала: 40 нс.
•	Типичное время нарастания/спада сигнала: 9 нс.
•	Пример: HCPL-7720 компании Agilent.
•	http://www.semiconductor.agilent.com.
Рис. 2-33. Изоляция цифровых схем с использование оптопары на основе светодиода и
фотодиода
14 нс, что позволяет передавать данные с очень высокой скоростью. Форма
выходных сигналов сохраняется с точностью до ±1 нс, таким образом AD260
позволяет с высокой точностью обеспечить изоляцию для сигналов с широтно¬
импульсной модуляцией (PWM).
На рис. 2-34 показана схема для одного из каналов микросхемы AD260/AD261.
Входной сигнал проходит через схему на основе триггеров Шмита, затем че¬
рез регистр и через специальную схему передатчика, которая дифференцирует
изменение цифровых входных сигналов и подает сигнал на первичную обмотку
трансформатора специальной конструкции с сигналом «set-high»/« set-low».
Вторичная обмотка изолирующего трансформатора подключена к приемни¬
ку с теми же данными «set-high/set-low», которая позволяет восстановить форму
исходного сигнала. Внутренняя схема, которая работает в фоновом режиме,
каждые 5 мкс опрашивает все входа и при отсутствии изменения логических сиг¬
налов отправляет через интерфейс соответствующие данные «set-high/set-low».
Время восстановления из состояния неисправности ил после подачи питания со¬
ставляет от 5 мкс до 10 мкс.
Трансформатор питания (который встроен в AD260) предназначен для рабо¬
ты в диапазоне от 150 кГц до 250 кГц и способен обеспечивать мощность более
1 Вт для изолированного источника питания при управлении двухтактным кас¬
кадом (5 В) в схеме передатчика. Различные выводы трансформатора вместе
с выпрямителем и стабилизатором способны обеспечить следующие сочетания
напряжений питания: ±5 В, 15 В, 24В или даже ЗОВ и более.
Размах выходного напряжения трансформатора составит 37 В, если транс¬
форматор управляется драйвером с низким падением напряжения и размахом
5 В. Доступность недорогих цифровых изоляторов, о которых говорилось вы-

144 Глава 2. Другие линейные схемы
ше, позволяет решить проблемы с изоляцией для многих систем сбора данных,
как это показано на рис. 2-35. В приведенном выше примере преобразование
Показан один канал передачи данных	Изоляционный барьер, рассчитанный
на напряжение
3500В (RMS), для AD260B/AD261B
Рис. 2-34. Цифровые изоляторы AD260/AD261
Изолирующий
барьер
I
I
I
I
V	 	J ' V		 ,	У
Опорный уровень заземления д	Опорный уровень заземления в
Рис. 2-35. Практическое использование цифровой изоляции в системе сбора данных
сигнала в цифровую форму и использование цифровых изоляторов позволяет
устранить проблемы, которые возникают при использовании аналоговых изоли¬
рующих усилителей. Хотя цифровые изоляторы могут использоваться и с АЦП
с параллельной шиной данных, более пригодными для использования на практике
являются АЦП с последовательной передачей данных (если только это позволя¬
ет полоса пропускания цифрового изолятора). Это позволяет снизить стоимость
и количество используемых компонентов. В этих случаях обычно требуется ис¬
пользовать только три линии передачи сигнала (для данных, последовательного
тактового сигнала и тактового сигнала передачи кадров).

2-6. Методы изоляции для цифровых сигналов 145
Альтернативным решением (пример, показанный ниже) является использо¬
вание в качестве передатчика преобразователя напряжение-частота (VFC) и
в качестве приемника — преобразователя частота-- напряжение (FVC). В этом
случае требуется единственный цифровой изолятор.
Технология iCouplerэ
Во многих промышленных приложениях, таких как системы управления техно¬
логическими процессами или системы управления и сбора данных, необходимо
для обработки и анализа передавать цифровые сигналы от различных датчиков
на центральный компьютер. Затем контроллер, исходя из результатов, полу¬
ченных в ходе анализа, отдает необходимые команды, а также позволяет поль¬
зователю управлять различными исполнительными механизмами и выполнять
таким образом определенные операции. Чтобы обеспечить безопасный уровень
напряжения для устройств, обеспечивающих интерфейс пользователя, а также
чтобы предотвратить переходные процессы под влиянием различных источни¬
ков, требуется обеспечить гальваническую изоляцию. Существует три широко
известных класса изолирующих устройств: оптопары, изоляторы с емкостной
связью и изоляторы с трансформаторной связью.
Оптопары используют светодиоды, которые преобразуют электрические сиг¬
налы в световые сигналы и использую фотодетекторы для обратного преобразо¬
вания световых сигналов в электрические. Малая эффективность, которая свой¬
ственна процессу преобразования электрических и световых сигналов, а также
инерционность срабатывания фотодетектора объясняет ограничения на исполь¬
зование оптопар, связанные с их сроком службы, скоростью и потребляемой мощ¬
ностью. Для изоляторов с емкостной связью существуют ограничения по разме¬
рам и по подавлению переходных процессов для синфазного напряжения, при
этом изоляторы с использованием обычных трансформаторов занимают слиш¬
ком много пространства и имеют высокую стоимость. К числу прочих ограниче¬
ний на подобные изоляторы относятся ограничения, связанные с технологиями
производства интегральных микросхем, а также тем, что часто для них требу¬
ются специальные гибридные корпуса.
Недавно компания Analog Devices разработала новую технологию изоляции
iCoupler , которая использует трансформаторы, размещаемые на самой микросхе¬
ме. Первым компонентом, изготовленным по данной технологии, был ADuMllOO —
одноканальный цифровой изолятор. Технология iCoupler использует толсто¬
пленочные технологии обработки для создания расположенных на микросхеме
микроскопических трансформаторов и позволяет обеспечить для них изоляцию
на уровне нескольких тысяч вольт.
Изолирующие трансформаторы, изготовленные по технологии iCoupler0, мо¬
гут интегрироваться в монолитную микросхему, которая может производиться
в конфигурации, рассчитанной как на один, так и на несколько каналов. Возмож¬
ность работать в двух направлениях, которая обеспечивается индуктивной свя¬
зью, также упрощает передачу сигнала в прямом и обратном направлении. Со¬
четание высокой полосы пропускания, которую способны обеспечить эти встро¬
енные в микросхему трансформаторы, и малого размера, которые обеспечивает

146 Глава 2. Другие линейные схемы
используемая CMOS-технология, позволяет создавать изоляторы с отличными
характеристиками — это касается потребления, скорости, точности передачи
по времени и простоты в применении.
(А)
(В)
Рис. 2-36. (А) Поперечное сечение для ADuMllOO в корпусе SOIC с восемью выводами,
(В) поперечное сечение для верхней обмотки и слоев из полиимида
Архитектура одноканалъного цифрового изолятора
ADuMllOO
Микросхема ADuMllOO является одноканальным цифровым изолятором, кото¬
рый обеспечивает скорость передачи данных 100 Мбит/с. Данный компонент
содержит две микросхемы, которые помещены в один корпус SOIC с 8 выво¬
дами. Поперечный разрез ADuMllOO показан на рис. 2-36. В корпусе имеются
две изолированные друг от друга площадки, расстояние между ними составляет
приблизительно 0,4 мм. Компаунд, который используется в качестве материала
для корпуса, обладает диэлектрической прочностью 25 кВ/мм. Таким образом,
если промежуток 0,4 мм заполнен этим компаундом, то между подложками двух
микросхем обеспечивается изоляция для напряжений с уровнем более 10 кВ.
Чип драйвера, который устанавливается на левой площадке, принимает вход¬
ной цифровой сигнал, кодирует его и отправляет закодированный дифферен¬
циальный сигнал через соединительные провода на верхнюю катушку транс¬
форматора, которая установлена над микросхемой приемника, которая устано¬
влена в правой площадке. Подложка микросхемы драйвера представляет собой
стандартную микросхему с технологией CMOS, к которой добавлены дополни¬
тельные структуры в виде двух слоев полиимида и первичная обмотка транс¬
форматора, которая изготовлена поверх пассивирующего слоя. Толщина слоя
полиимида между верхней и нижней катушками составляет примерно 20 ми¬
крон. Диэлектрическая прочность отвержденной полиимидной пленки превы¬
шает 300 В/м, таким образом, 20 микрон полиимида обеспечивают изоляцию
на уровне 6 кВ между двумя обмотками трансформатора. Это значение значи¬
тельно превышает уровень 3 кВ (действующее значение), который используется
при тестировании.
По причине высокого качества этих полиимидных пленок, созданных непо¬
средственно на пластине, не удается обнаружить частичного разряда с уровнем

2-6. Методы изоляции для цифровых сигналов 147
более 5 пКулон, даже при напряжении 3 кВ (действующее значение). Верхняя
катушка изготовлена из золота толщиной 4 микрона, ширина дорожек катушки
и расстояние между ними витками составляет 4 микрона. Слои из полиимида
обладают хорошим механическим растяжением и хорошей прочностью на раз¬
рыв, что помогает обеспечивать адгезию между слоями полиимида и между
слоем полиимида и осажденным слоем металла. Благодаря малому взаимодей¬
ствию между пленкой из золота и слоем полиимида, а также благодаря высокой
температурной стабильности полиимидной пленки мы получаем систему, спо¬
собную обеспечить надежную изоляцию при самых разнообразных условиях и
нагрузках со стороны окружающей среды.
В дополнение к тому факту, что удается обеспечить изоляцию с уровнем
несколько тысяч вольт непосредственно на микросхеме, ADuMllOO также позво¬
ляет с высокой эффективностью, точностью и надежностью передавать сигналы
с очень высокой полосой пропускания. На рис. 2-37 показана упрощенная схема
ADuMllOO. Чтобы гарантировать стабильность входов, устанавливается вход¬
ной фильтр для фильтрации ложных импульсов, который удаляет все импульсы,
частота которых будет приблизительно менее чем 2 нс. При обнаружении перехо¬
да сигнала на одну из катушек 1 или 2 посылается импульс шириной 1 нс (сигнал
нарастания отправляется к катушке 1, сигнал спада отправляется к катушке 2).
После того как короткие импульсы передаются на вторичные катушки (в дан¬
ном случае они располагаются в нижней части), они усиливаются, и при помощи
SR-триггера восстанавливается входной сигнал, который затем появляется как
изолированный выходной сигнал. Возможность передачи таких коротких на-
носекундных импульсов обеспечивается за счет высокой полосы пропускания
подобных микроскопических трансформаторов и благодаря высокой скорости
технологии CMOS. Так как учитываются только фронты сигналов, то такая
схема является очень экономичной с точки зрения потребляемой мощности. Так
как передаваемые импульсы отличаются изменением тока до 100 мА в тече¬
ние 1 нс, то для передачи сигнала со скоростью 1 Мбит/с требуется средний
ток со значением всего лишь 50 мкА. Некоторая дополнительная энергия рас¬
сеивается при переключении расположенных рядом вентилей CMOS. При 5 В,
если считать полную емкость вентилей CMOS равной 20 пФ, для этого потре¬
буется дополнительные 50 мкА на каждый Мбит/с значения скорости сигнала.
С другой стороны, типичная оптопара рассеивает более 10 мА, даже при работе
на скорости, равной 1 Мбит/с. Таким образом, изоляторы iCoupler обеспечи¬
вают улучшение на два порядка (приблизительно в сотни раз) характеристик
по потребляемой мощности.
Если в течение определенного промежутка времени (примерно 1 мкс) сиг¬
нал на входе не изменяется, моностабильный мультивибратор генерирует им¬
пульс продолжительностью 1 нс и, в зависимости от логического уровня сигнала
на входе, отправляет его катушке 1 или катушке 2. Если сигнал на входе имеет
высокий уровень, то регенерирующий импульс отправляется к катушке 1, ес¬
ли сигнал на входе имеет низкий уровень, то сигнал отправляется к катушке 2.
Это позволяет обеспечивать для изолятора корректный уровень постоянного на¬
пряжения, так как обычно импульсы передаются только при получении фронта
сигнала. Кроме того, изолятор содержит сторожевой таймер (watchdog), ко¬
торый срабатывает через 2 мкс, если только не будет сброшен поступившим
импульсом.

148 Глава 2. Другие линейные схемы
1 ns
Рис. 2-37. Упрощенная схема для ADuMllOO
Если сторожевой таймер не сброшен, то сигнал на выходе приемника воз¬
вращается к принятому по умолчанию уровню (для ADuMllOO это высокий
логический уровень). Сочетание функций обновления и таймаута обеспечивает
дополнительные преимущества, позволяя обнаруживать неисправность произ¬
вольного устройства, подключенного на стороне системы. При использовании
других изоляторов для этого потребовалось бы, как правило, использовать до¬
полнительный изолированный канал передачи данных.
Полоса пропускания изолятора зависит от полосы пропускания входного филь¬
тра. Например, с помощью входного фильтра, пропускающего импульсы продол¬
жительностью 2 нс, можно достигнуть скорости передачи данных 500 Мбит/с.
Для ADuMllOO мы выбрали полосу пропускания сигнала 100 Мбит/с, что в 2
раза превышает возможности оптопар. Также сохраняется строгая симметрия
между входными и выходными логическими сигналами, которая обеспечивает¬
ся за счет мгновенного взаимодействия между расположенными на микросхеме
обмотками микроскопического трансформатора.
При работе с напряжением 5 В микросхема ADuMllOO обеспечивает для
фронтов сигнала симметрию на уровне менее 2 нс. Вместе с тем, как изолиро¬
ванные системы требуют все большей полосы пропускания технология iCoupler
будет способна обеспечить подобные запросы, тогда как при использовании
оптопар сделать это будет достаточно сложно.
Вместе с улучшением эффективности и повышением полосы пропускания,
технология iCoupler® также обеспечивает более устойчивую и надежную изоля¬
цию по сравнению с конкурирующими решениями. Так как во многих системах
сбора данных и системах управления могут возникать переходные процессы
с высоким напряжением, то очень важно, чтобы изолятор смог предотвратить
воздействие подобных процессов на логические контроллеры. Высокопроизво¬
дительные оптопары обеспечивают защиту от переходных процессов с напря¬
жением менее 10 кВ/мкс, тогда как ADuMllOO обеспечивает защиту на уровне
более 25 кВ/мкс. Напряжение помехи, которое индуцируется на входе приемни¬

2-6. Методы изоляции для цифровых сигналов
ка при переходном процессе между входом и выходом, выражается следующей
формулой:
где С — емкость между входной катушкой и катушкой приемника, R — со¬
противление нижней катушки, а dV/dt — скорость нарастания переходного
напряжения.
В ADuMllOO емкость между верхней (входной) катушкой и нижней катуш¬
кой (катушка приемника) составляет всего 0,2 пФ, а нижняя катушка обладает
сопротивлением 80 Ом. Таким образом, если на верхнюю катушку воздействует
переходное напряжение 25 кВ/мкс, то в нижней катушке будет индуцировать¬
ся помеха с напряжением 0,4 В, что значительно ниже порога срабатывания
приемника. Устойчивость к переходным помехам, которая отличает технологию
iCoupler®, может быть улучшена при помощи тщательного выбора порога сра¬
батывания детектора, а также при помощи изменения сопротивления катушки
приемника и, конечно, за счет уменьшения емкости между верхней и нижней
катушками.
Нерешенным вопросом при использовании изоляторов на основе трансфор¬
маторов являются их характеристики в отношении магнитного поля. Так как
iCoupler® использует технологию с воздушным сердечником и магнитные ком¬
поненты не используется, то не существует проблемы с магнитным насыщением
•ГЛ	©
материала сердечника. Таким образом, изоляторы iCoupler обладают прак-
тически бесконечной невосприимчивостью к постоянному полю. Ограничения
по восприимчивости к переменному магнитному полю для ADuMllOO связаны
с условием, когда индуцируемое напряжение помехи и катушке приемника (в
данном случае нижняя катушка) принимает такие значения, которые могут при¬
вести к ложной установке или сбросу декодера. Напряжение, которое наводится
в нижней катушке, выражается следующей формулой:
где /3 — плотность магнитного потока (Гаусс), N — количество витков, а гп —
радиус п-го витка в катушке приемника (см).
Так как катушка приемника ADuMllOO имеет очень малые размеры, то даже
провод, по которому протекает ток ІА с частотой 1 МГц, удаленный от AD¬
uMllOO на 1 см, не способен индуцировать такое напряжение помехи, которое
способно вызвать ложное срабатывание декодера. Заметим, что под воздействи¬
ем сильного магнитного поля с высокой частотой витки, образованные дорож¬
ками на печатной плате, могут привести к возникновению помех с достаточно
высоким уровнем, чтобы вызвать срабатывание последующих цепей.
Обычно именно конструкция печатной платы, а не сам изолятор является
основным ограничением в присутствии подобных сильных магнитных помех.
В добавление к невосприимчивости к воздействию со стороны магнитного по¬
ля, также важен и уровень электромагнитного излучения от самого изолятора
iCoupler®. Используя приближение для дальней зоны, мы получаем:
(2-10)
(2-11)
Р = 160тг2і2Ег;
.4
n’
(2-12)

150 Глава 2. Другие линейные схемы
где Р — полная мощность излучения, а I — ток, протекающий через катушку.
Вновь, учитывая малые геометрические размеры катушек, даже при работе
на частоте 0,5 ГГц полная излучаемая мощность не превышает 50 пВт.
Рис. 2-38. Фотография подложки
ADuM140x
ADuMISOx/ADuMl^Ox: многоканальные микросхемы
В дополнение к описанным выше многочисленным преимуществам, технология
iCoupler0 также обеспечивает огромные преимущества в части интеграции. Де¬
ло в том, что оптическая интерференция осложняет создание многоканальных
оптопар.
Трансформаторы, основанные на технологии iCoupler , могут легко инте¬
грироваться на одной микросхеме. Далее, один канал может передавать сигналы
в одном направлении (например, от верхней катушки к нижней), тогда как сосед¬
ний канал может передавать сигнал в противоположном направлении (от нижней
катушки к верхней). Это становится возможным в связи с двусторонней приро¬
дой индуктивного взаимодействия.
Выпускаются и другие компоненты — пять трехканальных и четырехка¬
нальных микросхем, которые соответствуют всем возможным конфигурациям
в направлении каналов. Кроме гибкой конфигурации каналов, эти микросхемы
способны работать с сигналами напряжением как 3 В, так и 5 В для каждой
из сторон изоляционного барьера, что позволяет использовать эти изоляторы

2-6. Методы изоляции для цифровых сигналов I 5 I
в качестве преобразователей уровня. На одной стороне микросхемы может при¬
сутствовать сигнал с напряжением 2,7 В, тогда как на другой — 5,5 В. Для
фронтов сохраняется симметрия 2 нс при любых конфигурациях питания и для
всего температурного диапазона (от —40 °С до 100 °С). Способность объединять
двунаправленные изолирующие каналы в одном корпусе позволяет пользователю
уменьшить размеры и стоимость разрабатываемой системы.
В ADuMllOO для передачи одного канала данных используются два транс¬
форматора. Один трансформатор предназначен для передачи импульсов, со¬
ответствующих фронту нарастания сигнала, или для обновления при высоком
входном сигнале, второй трансформатор предназначен для передачи фронта,
соответствующего спаду сигнала, или для обновления при низком уровне сигна¬
ла. В семействе микросхем ADuM130x/ADuM140x для каждого канала передачи
данных используется один трансформатор. Микросхемы ADuM140x, показан¬
ные на рис. 2-38, всего содержат четыре трансформатора. Фронт нарастания
и фронт спада сигнала кодируются по отдельности, закодированные импульсы
передаются на один трансформатор — в результате приемник должен декоди¬
ровать импульсы и определить, соответствует ли импульс фронту нарастания
или же фронту спада сигнала. Затем производится реконструкция выходного
сигнала (см. рис. 2-39).
Конечно, существуют определенные недостатки, связанные с использованием
одного трансформатора для канала данных вместо использования двух транс¬
форматоров. В архитектуре, использующей только один трансформатор, воз¬
растают задержки, связанные с распространением сигнала, так как требуется
дополнительное время на кодирование/декодирование. Однако для такой архи¬
тектуры не возникает никаких дополнительных ограничений по полосе пропус¬
кания, даже при скоростях входного сигнала, составляющих 100 Мбит/с.
В отличие от ADuMllOO, в микросхемах ADuM130x/ADuM140x имеется от¬
дельный блок трансформатора, помимо блока приемника. Такое разделение функ¬
ций может служить в качестве примера, иллюстрирующего простоту интеграции
для технологии iCoupler. Кроме отдельных компонентов, выполняющих функции
многоканальных изоляторов, данная технология может встраиваться в другие
микросхемы, предназначенные для сбора данных или управления, что делает
использование возможностей по изоляции еще более простым и прозрачным.
Благодаря этому в будущем разработчики смогут уделять больше внимания
расширению функциональности системы, а не работать над обеспечением ее изо¬
ляции.

152 Глава 2. Другие линейные схемы
(А)
VDD2
Ѵ0В
VD
gnd2
^oa
V0
V0c
^OD
VE2
GND?
(B)
Рис. 2-39. Блок-схема ADuM1400 (A), ADuM1401 (В) и ADuM1402 (C)
Раздел 2-7
Усилители с активной схемой обратной связи
В дифференциальных приемниках AD8129/AD8130, как и в микросхеме преды¬
дущего поколения AD830, используется передовая топология усилителя, которая
носит название активной схемы обратной связи (см. ссылку [8]). Упрощенная
блок-схема данных устройств показана на рис. 2-40.
Микросхемы AD830 и AD8129/AD8130 обладают двумя наборами полностью
дифференциальных входов: это соответственно Ѵхі — Ѵх2 и Ѵуі — Ѵу2- Внутри
микросхемы выходные сигналы от двух каскадов GM суммируются и результи¬
рующий сигнал поступает на каскад буферного усилителя выходного сигнала.
В этой микросхеме схема обратной связи вынуждает токи Іх и Іу быть рав¬
ными. Это в свою очередь приводит к тому, что дифференциальные напряжения

2-7. Усилители с активной схемой обратной связи 153
Рис. 2-40. Топология усилителей с активной схемой обратной связи, семейство
AD830/AD8129/AD8130
ѴХ1 - ѴХ2 и Ѵуі — Ѵуг будут иметь равную амплитуду и противоположную по¬
лярность. Сигнал с выхода поступает в схему обратной связи и затем на одну из
входных дифференциальных пар, тогда как на вторую пару подается входной
дифференциальный сигнал.
Важной особенностью этой архитектуры является высокое подавление син¬
фазного сигнала за счет использования двух дифференциальных пар входов,
благодаря этому подавление синфазного сигнала не зависит от характеристик
мостов, состоящих из резисторов, и всех проблем, которые связаны с их со¬
гласованием. Схема является согласованной для широкой полосы пропускания,
а входа, которые работают в режиме, аналогичном плавающему, обеспечива¬
ют высокий коэффициент подавления синфазного сигнала обычно на уровне
100 дБ по постоянному напряжению.
Одна из возможностей для наглядного описания подобной топологии — это
представить себе стандартный операционный усилитель, включенный в неин¬
вертирующем режиме, в котором инвертирующий и неинвертирующий входы
каждый, заменены на пару дифференциальных входов. Выражение общего ви¬
да для коэффициента усиления данного каскада G аналогично выражению для
неинвертирующего операционного усилителя:
0=^1 = 1 + Ь	(2-13)
Ѵщ	Вт
Здесь необходимо заметить, что данное выражение идентично коэффициенту
усиления каскада с неинвертирующим операционным усилителем, в котором со¬
противления R,2 и Ri располагаются в аналогичной позиции.
Микросхема AD8129 отличается от остальных микросхем данного семейства

154 Глава 2. Другие линейные схемы
малым значением шумов и высоким коэффициентом усиления (G = 10 или вы¬
ше) и предназначена для приложений, где используется кабель большой длины
и возникает заметное ослабление сигнала. Особенностью микросхемы AD8130
является то, что она устойчива при единичном коэффициенте усиления. Она
используется в тех приложениях, где требуется низкий коэффициент усиления
(например, равный 2), для работы с кабелями, терминированными на стороне
источника и на стороне нагрузки.
Микросхемы AD8129 и AD8130 позволяют использовать самые разнообраз¬
ные схемы питания, от однополярного источника питания напряжением +5 В до
биполярного источника питания напряжением ±12 В, что позволяет обрабаты¬
вать входные сигналы с широким диапазоном синфазного и дифференциального
напряжения. Широкий диапазон для синфазных сигналов позволяет во многих
системах использовать пару передатчик/приемник без изолирующего трансфор¬
матора, для этого разность потенциала земли в местах расположения прием¬
ника и передатчика не должна превышать нескольких вольт. Обе микросхемы
поддерживают функцию перехода в режим пониженного потребления, которая
управляется логическим сигналом.
Обе микросхемы обладают высокими и сбалансированными входными импе-
дансами и имеют КОСС, равный 70 дБ при 10 МГц, что обеспечивает превос¬
ходное ослабление синфазных сигналов высокой частоты. На рис. 2-41 показано
изменение КОСС для различных напряжений питания. Как можно заметить,
при частоте 1 МГц обеспечивается значение в 95 дБ — отличный показатель,
учитывая то, что не требуется никакой дополнительной подстройки.
Частота (Гц)
Рис. 2-41. Зависимость КОСС
от частоты для AD8130 при
напряжениях питания ±2,5 В,
±5 В и ±12 В
Для микросхемы AD8129 типичным значением для полосы пропускания с осла¬
блением на 3 дБ является 200 МГц, тогда как для полосы пропускания с осла¬
блением на 0,1 дБ — 30 МГц для корпуса SOIC и 50 МГц для корпуса /iSOIC.

2-8. Логарифмические. усилители
Эти параметры относятся к следующим условиям: напряжение питания ±5 В и
коэффициент усиления G = 10.
Для микросхемы AD8130 типичным значением для полосы пропускания с осла¬
блением на 3 дБ является 270 МГц, тогда как для полосы пропускания с ослабле¬
нием на 0,1 дБ — 45 МГц (для любого типа корпуса). Эти параметры относятся к
следующим условиям: напряжение питания Vs = ±5 В и коэффициент усиления
G = 1. Типичными значениями дифференциального коэффициента усиления и
фазы для AD8130 являются соответственно 0,13% и 0,15° (при G = 2, Vg = ±5 В и
Rl = 150 Ом).
Название «логарифмический усилитель» (которое иногда сокращается до «log
amp») может ввести в заблуждение, и правильнее было бы использовать назва¬
ние «логарифмический преобразователь». Преобразование сигнала в эквивалент¬
ное этому логарифмическое значение является нелинейной операцией, которая
может приводить к неожиданным результатам при недостаточном понимании
основных его принципов. Важно понимать, что много знакомых концепций, от¬
носящихся к линейным схемам, не могут применяться к логарифмическим усили¬
телям. Например, инкрементальный коэффициент усиления идеального логариф¬
мического усилителя стремится к бесконечности, если входной сигнал стремится
к нулю, — а изменение смещения выходного сигнала логарифмического уси¬
лителя связано с изменением амплитуды входного сигнала, а не с изменением
смещения входного сигнала.
Чтобы упростить начальное изложение, давайте предположим, что как вход¬
ной, так и выходной сигнал логарифмического усилителя являются сигналами
по напряжению, хотя это никак не связано с какими-то практическими ограни¬
чениями на создание логарифмических усилителей для сигналов по току, транс-
импедансных или трансконтактных логарифмических усилителей.
Если рассмотреть график для логарифмической функции у = log(x), то мож¬
но заметить, что если умножить х на некоторую константу А, то значение у так¬
же будет умножено на другую константу А1. Таким образом, если log(K) = К1,
то log(AK) = К1 + AI, log(A2K) = К1 + 2А1, a log(K/A) = К1 — А1. Таким обра¬
зом мы можем получить график, показанный на рис. 2-42, на котором у обра¬
щается в ноль при х, равном единице, при приближении х к нулю у стремится
к минус бесконечности, а при отрицательных значениях х значения у не определены.
В общем случае логарифмические усилители не ведут себя подобным образом.
Кроме трудностей, связанных с созданием на выходе бесконечного отрицатель¬
ного напряжения, такие устройства не представляют интереса с практической
точки зрения. Логарифмический усилитель должен соответствовать передаточ¬
ной функции следующего вида:
Раздел 2-8
Логарифмические усилители
(2-14)

I 56 Глава 2. Другие линейные схемы
для диапазона входных сигналов, который может изменяться от 100:1 (40 дБ) до
более чем 1000000:1 (120 дБ).
Y	Рис. 2-42. График функции
Y = log(X)
X
Если входной сигнал приближается к нулю, то логарифмические усилители
перестают подчиняться логарифмической зависимости, и большинство из них бу¬
дут описываться линейной зависимость для отношения Ѵш/Ѵоит- Однако такое
поведение может становиться незаметным на фоне имеющихся шумов. Именно
шумы часто ограничивают динамический диапазон логарифмического усилите¬
ля. Константа Ѵу имеет размерность напряжения, так как выходной сигнал
измеряется в вольтах. Входной сигнал Ѵш делится на напряжение Ѵх, так как
аргумент логарифмической функции должен являться простым безразмерным
отношением.
На рис. 2-43 показан график для передаточной функции логарифмического
усилителя. По горизонтальной шкале показывается входной сигнал в логариф¬
мическом масштабе, идеальная передаточная функция в этом случае должна
представлять собой прямую линию. Если Ѵщ = Ѵх, то логарифм будет равен
0 (logi = 0). Благодаря этому Ѵх получило название напряжение пересечения
логарифмического усилителя, так как при этом напряжении входного сигнала
Ѵш график пересекает горизонтальную ось координат.
Наклон прямой линии пропорционален значению Ѵу. При задании масшта¬
бов наиболее часто используется логарифм по основанию 10, так как при этом
упрощается перевод в значения, выраженные в децибелах: если Ѵш = ЮѴх,
то логарифм имеет значение 1 и выходное значение будет равно Ѵу. Если Ѵш =
ІООѴх, то выходной сигнал будет равен 2Ѵу и так далее. Значение Ѵу таким
образом может рассматриваться как «напряжение наклона» (slope voltage) или
как «коэффициент вольт на декаду».
Логарифмическая функция не определена при отрицательных значениях х.
Логарифмические усилители могут реагировать на отрицательный входной сиг¬
нал тремя различными способами: (1) как показано на рис. 2-44, они могут
выдавать сигнал с максимально возможным отрицательным уровнем; (2) они могут

2-8. Логарифмические усилители I 57
Рис. 2-43. Передаточная функция логарифмического усилителя
Рис. 2-44. Базовый логариф¬
мический усилитель (насыщение
при отрицательном входном сиг¬
нале)
выдавать сигнал, значение которого пропорционально логарифму от абсолютно¬
го уровня входного сигнала и никак не реагировать на знак входного сигнала.
Такой тип логарифмического усилителя может рассматриваться как двухполупе-
риодный выпрямитель, а его часто называют выпрямляющим логарифмическим
усилителем; (3) Усилитель может выдавать сигнал, который пропорционален ло¬
гарифму от абсолютного уровня входного сигнала и имеет тот же знак, что и
входной сигнал (см. рис. 2-46). Такой тип логарифмического усилителя может
рассматриваться как видеоусилитель с логарифмическими характеристиками и
может носить название логарифмического видео усилителя (log video) или иногда
его также могут называть настоящим логарифмическим усилителем (хотя этот

I 58 Глава 2. Другие линейные схемы
тип логарифмического усилителя редко используется в приложениях, связанных
с видеодисплеями).
Для создания логарифмических усилителей используются три основные архи¬
тектуры: базовый диодный логарифмический усилитель, логарифмический уси¬
литель последовательного выпрямлениия и настоящий логарифмический усили¬
тель, который основывается на каскадированных полуограничивающих усили¬
телях. Два последних типа логарифмических усилителя будут обсуждаться в
разделе, посвященном радиочастотным компонентам и компонентам промежу¬
точной частоты.
Выход
Рис. 2-45. Выпрямляющий ло¬
гарифмический усилитель (по¬
лярность выходного сигнала не
зависит от полярности входно¬
го сигнала)
Вход
Рис. 2-46. Логарифмический
видеоусилитель или насто¬
ящий логарифмический усили¬
тель (симметричный отклик
на положительные и отрица¬
тельные входные сигналы)
Вход
Падение напряжения на кремниевом диоде пропорционально логарифму от
тока, который через него протекает. Если поместить такой диод в цепь обрат¬
ной связи инвертирующего операционного усилителя, то выходное напряжение
будет пропорционально логарифму от входного тока (см. рис. 2-47). На прак¬
тике динамический диапазон в такой конфигурации ограничен 40-60 дБ, это
связано с неидеальностью характеристик диода. Однако если заменить диод
на транзистор, включенный по схеме диода (см. рис. 2-48), то динамический
диапазон может быть расширен до 120 дБ и даже больше. Такая схема имеет
три недостатка: (1) как наклон, так и точка пересечения усилителя зависят от
температуры, (2) такой усилитель способен работать только с однополярными

2-8. Логарифмические усилители I 59
сигналами, (3) его полоса пропускания ограничена и зависит от амплитуды сиг¬
нала.
если |IN» |0
Рис. 2-47. Логарифмический усилитель, построенный из диода и операционного усилителя
Рис. 2-48. Логарифмический усилитель, по-	Іс
строенный из транзистора и операционного	^
Если одна микросхема содержит несколько подобных логарифмических уси¬
лителей и представляет собой аналоговый вычислитель, который выполняет как
логарифмическую операцию, так и обратную ей, то изменения температуры
никак не будут влиять на работу такого устройства. Изменение в зависимо¬
сти от температуры параметров при расчете логарифма будет компенсировать
изменением параметров при выполнении обратной операции. Благодаря этому
становится возможным создание таких устройств, как AD538 (рис. 2-49), кото¬
рый представляет собой монолитный аналоговый вычислитель, способный вы¬
полнять операции умножения, деления и возведения в степень. Там, где действи¬
тельно необходима операция вычисления логарифма, для AD538 и аналогичных
компонентов требуется схема температурной компенсации [7]. Однако основ¬
ным недостатком данного типа логарифмических усилителей при использовании
в высокочастотных приложениях является ограниченная частотная характери¬
стика — и этот недостаток уже нельзя преодолеть. Как бы тщательно ни был
спроектирован усилитель, всегда будет остаточная емкость в цепи обратной
связи (Сс, также известная как емкость Миллера) между выходом и входом
усилителя, которая ограничивает отклик на высоких частотах.

160 Глава 2. Другие линейные схемы
Сигнал
GND
PWR
GND
Рис. 2-49.
Блок-схема AD538
Основное отрицательное влияние емкости Миллера связано с тем, что импе¬
данс перехода эмиттер-база обратно пропорционален значению протекающего
через него тока таким образом, если логарифмический усилитель обладает
динамическим диапазоном 1000000:1, то его полоса пропускания также будет
изменяться в диапазоне 1000000:1. На практике это изменение будет меньше,
так как широкая полоса пропускания будет ограничиваться за счет других фак¬
торов, и очень трудно создать логарифмический усилитель данного типа, в ко¬
тором полоса пропускания для малых сигналов превышала бы несколько сотен
килогерц.
Также высокоскоростные логарифмические усилители будут обсуждаться в раз¬
деле, посвященном радиочастотным компонентам и компонентам промежуточ¬
ной частоты (раздел 4-4).
Раздел 2-9
Высокоскоростные ограничивающие усилители
Существует множество ситуаций, когда необходимо ограничить сигнал на выхо¬
де операционного усилителя с целью защитить от перегрузки схему, к которой он
подключен. Альтернативой проектированию ограничивающих и защитных схем

2-9. Высокоскоростные ограничивающие усилители
на основе внешних компонентов может служить использование специально спро¬
ектированных высокоскоростных ограничивающих усилителей с быстрым вос¬
становлением. Компоненты AD8036/AD8037 являются ограничивающими усили¬
телями с малым уровнем искажений и широкой полосой пропускания и пред¬
ставляют собой значительный прорыв в этой технологии. Данные микросхемы
позволяют разработчику задавать верхнюю (Ѵн) и нижнюю (Vl) границу для
диапазона ограничиваемого напряжения. Выходной сигнал будет ограничивать¬
ся по уровню, если он выходит за пределы указанного диапазона. По сравнению
с аналогичными устройствами, в которых реализована функция ограничения
выходного сигнала, микросхемы AD8036/AD8037 отличаются превосходными
параметрами ограничения. Время восстановления из состояния перегрузки не
превышает 5 нс.
Ключевой особенностью AD8036 и AD8037 является специально разработан¬
ная архитектура с ограничением входных сигналов, которая обеспечивает бы¬
стрые и точные параметры по ограничению и усилению сигналов. Такая новая
конструкция позволяет снизить ошибки при ограничении более чем в 10 раз
по сравнению с прежними схемами с ограничением выходного сигнала, при этом
увеличиваются полоса пропускания, точность и возможность изменения настро¬
ек при ограничении входных сигналов.
На рис. 2-50 показана идеализированная блок-схема AD8036, который включен
по схеме повторителя напряжения с единичным коэффициентом усиления. Пер¬
вичная цепь прохождения сигнала состоит из А1 (скорость нарастания 1200 В/мкс,
полоса пропускания 240 МГц, высокий коэффициент усиления по напряжению,
дифференциальный входной сигнал, однополярный выходной сигнал) и А2 (вы¬
ходной буфер с высоким коэффициентом усиления по току, G = +1). Микросхема
AD8037 отличается от AD8036 только тем, что в ней усилитель А1 оптимизиро¬
ван для коэффициентов усиления (с замкнутой цепью обратной связи), равным
2 или более.
Схема ограничения входного сигнала состоит из компараторов Сн и Cl,
которые через декодер подключены к переключателю S1. Последовательно с вхо¬
дами +Ѵщ, Ѵн и Vl включаются буфера с единичным коэффициентом усиления,
которые изолируют входа усилителя от компараторов и переключателя Sin по¬
зволяют сохранить полосу пропускания и точность усилителя.
Оба компаратора обладают практически той же полосой пропускания, что
и А1 (240 МГц), таким образом, они способны работать с сигналами, которые
относятся к полезной полосе пропускания AD8036. Чтобы проиллюстрировать
работу схемы ограничения входных сигналов, рассмотрим случай, когда Ѵн ис¬
пользует в качестве опорного сигнал +1 В, Vl открыт, а для AD8036 задан
коэффициент усиления, равный +1 при помощи резистора с рекомендованным
сопротивлением 140 Ом, который включен между выходом и инвертирующим
входом. Заметим, что схема прохождения основного сигнала всегда работает
в режиме с замкнутой обратной связью, так как схема ограничения сигнала со¬
единяется только с неинвертирующим входом А1.
Если напряжение на входе +Ѵш для усилителя AD8036 в указанной конфигу¬
рации возрастает с 0 В до +2 В, то сигнал на выходе Ѵоит будет отслеживать
напряжение на входе +Ѵщ в точности до достижения уровня в +1 В, а затем
6—1277

162 Глава 2. Другие линейные схемы
уровень сигнала будет ограничен значением +1 В несмотря на нарастание сиг¬
нала на входе +Ѵщ до уровня +2 В.
Рис. 2-50. Эквивалентная схема ограничивающих усилителей AD8036/AD8037
На практике AD8036 ведет себя достаточно близко к этой описанной идеаль¬
ной ситуации. Когда сигнал на входе +Ѵщ нарастает от уровня О В до уровня
1 В, выход компаратора Сн для верхней границы будет находиться в отключен¬
ном состоянии, как и выход компаратора Сц для нижней границы. Как только
сигнал на входе +Ѵщ начинает превышать уровень Ѵн (на практике необходимо
превышение на 18 мВ), Сн изменяет свое состояние и переключает S1 из состоя¬
ния «А» в состояние «В» с уровнем опорного напряжения. Так как теперь «+» —
вход А1 подключен к Ѵн, то дальнейшее повышение напряжения на входе +Ѵш
не будет оказывать никакого влияния на напряжение на выходе AD8036. Теперь
микросхема AD8036 работает в режиме буфера с единичным усилением для вход¬
ного сигнала Ѵн, и все изменения для сигнала Ѵн (с уровнем напряжения более
1 В) будут честно передаваться на выход Ѵоит-
При отрицательных уровнях входного сигнала и при отрицательном уров¬
не, установленном для Ѵц, микросхема ведет себя аналогичным образом, при
этом переключатель S1 будет контролироваться компаратором Сц- Так как ком¬
параторы воспринимают уровень сигнала на входе +Ѵщ как общий для них
уровень опорного напряжения, то уровни напряжений Ѵн и Ѵь определяются
как «Верхний» и «Нижний» уровни относительно входа +Ѵщ. Например, если
Vin установлен равным О В, вход Ѵн разомкнут, а на входе Ѵц установлено на¬
пряжение + 1 В, то компаратор Cl будет переключать S1 в положение «С», таким
образом, микросхема AD8036 будет буферизовать сигнал на входе Ѵ\, и не будет
реагировать на изменение сигнала на входе +Ѵш-
Характеристики AD8036/AD8037 достаточно точно соответствуют описан¬
ному выше идеальному поведению. Граница срабатывания компаратора распо¬
лагается от 60 мВ в пределах границ окна ограничения, которое определяется

2-9. Высокоскоростные ограничивающие усилители 163
напряжениями на входах Ѵн и Vl, и до 60 мВ за пределами границ окна огра¬
ничения. Переключатель S1 реализован с управлением по току, таким образом
«+» — вход усилителя А1 выполняет непрерывный переход от, например, уровня
Ѵщ до Ѵн за тот период времени, когда напряжение входного сигнала пересе¬
кает диапазон срабатывания входа компаратора (диапазон от 0,9 В до 1,0 В при
установленном для Ѵн значении, равном 1 В).
Рис. 2-51. Сравнение схем
с ограничением для входно¬
го и выходного сигналов
Для
ограні*
AD8036
1ЧѲНИЯ С(
25 мВ
ошибка
эставляе
/
г /-ІІр
^ сип
i ограни1-
^ла ошу
составл
№НИИ вь
бка огра
яет > 20(
ходного
ничения
мВ
AD8036
/У У
силитель
выход
с ограничением
ного сигнала
Входное напряжение (+V|N)
На практике такое неидеальное срабатывание проявляется как более мягкий
переход от режима усиления к режиму ограничения, при этом такое поведение
никак не сказывается на абсолютных границах диапазона усиления сигнала, ко¬
торый устанавливается схемой ограничения входных сигналов.
На рис. 2-51 показан график зависимости Ѵоит от Vin для микросхемы AD8036
и для обычного усилителя с схемой ограничения выходных сигналов. Для обоих
усилителей установлен коэффициент усиления G = +1 и Ѵц = +1 В.
В худшем случае ошибка между Ѵоит с идеальным ограничением и действи¬
тельным значением Ѵоит обычно составляет 18 мВ, умноженные на коэффи¬
циент усиления с замкнутой цепью обратной связи. Такая ситуация возникает
в тех случаях, когда Ѵщ равно напряжению Ѵн (или Ѵц). Вместе с тем как Ѵщ
превышает или опускается ниже установленного граничного значения, выходное
напряжение Ѵоит будет находиться в пределах 5 мВ от идеального значения.
В отличие от этого, передаточная кривая для усилителя с ограничением вы¬
ходного сигнала будет отличаться некоторым сжатием начиная с уровня вход¬
ного сигнала, равного 0,8 В, и напряжение на его выходе может превышать
границу ограничения на значения, достигающие 200 мВ. В дополнение к это¬
му, так как ограничение выходного сигнала заставляет усилитель при работе
в режиме ограничения использовать разомкнутую цепь обратной связи, то возра¬
стает выходной импеданс усилителя, что приводит к дополнительным ошибкам
и увеличивает время восстановления усилителя.

164 Глава 2. Другие линейные схемы
Абсолютное значение выходного напряжения (В)
Рис. 2-52. Искажения для AD8036/AD8037 вблизи граничных напряжений, размах
выходного сигнала 2 В, сопротивление нагрузки 100 Ом, частота сигнала 20 МГц
Очень важно, чтобы ограничивающий усилитель, такой как AD8036/AD8037,
обеспечивал низкий уровень искажений в тех случаях, когда входной сигнал
приближается к граничным напряжениям. На рис. 2-52 показаны искажения для
второй и третьей гармоники для усилителей при приближении выходного сиг¬
нала к граничным напряжениям. Входной сигнал имеет частоту 20 МГц, размах
выходного сигнала составляет 2 В, сопротивление нагрузки равно 200 Ом.
Восстановление после воздействия ступенчатого входного напряжения, ко¬
торое в два раза превышает напряжение ограничения, показано на рис. 2-53.
Входное напряжение начинает изменяться от уровня +2 В и достигает уровня
0 В (шкала для сигнала находится в левой части изображения экрана осциллогра¬
фа, которое показано на рисунке). Напряжение ограничения входного сигнала
Ѵц установлено равным +1 В. Шкала для изменения выходного сигнала показана
в правой части рисунка.
На рис. 2-54 показан преобразователь мгновенного типа (flash) AD9002 (раз¬
рядность 8 бит, частота 125 выборок/с), на который подается сигнал с огра¬
ничивающего усилителя AD8037 (полоса пропускания 240 МГц). Граничные на¬
пряжения для AD8037 при помощи внешних резистивных делителей установлены
равными +0,55 В и —0,55 В относительно входного сигнала ±0,5 В.
Кроме этого, AD8037 обеспечивает коэффициент усиления сигнала, равный 2,
и смещение, равное —1 В (при помощи источника опорного напряжения AD780) —
это необходимо для согласования с диапазоном входных сигналов AD9002, ко¬
торый равен от 0 до —2 В. Ограничение выходного сигнала происходит при
уровнях +0,1 В и —2,1 В. Подобная многофункциональная схема ограничения
выполняет сразу несколько важных функций и также предотвращает выход
из строя flash-преобразователя, который происходит, если напряжение на его

2-9. Высокоскоростные ограничивающие усилители I 65
входах превышает +0,5 В при этом диод подложки смещается в прямом на¬
правлении. Для обеспечения дополнительной защиты при включении питания
используется диод Шоттки IN5712.
Рис. 2-53.
Восстановление
AD8036/AD8037
из состояния пере¬
грузки (2х)
Рис. 2-54. Flash-преобразователь AD9002 (8 бит, 125 МГц), подключенный к
ограничивающему усилителю AD8037
Резистор R2 в схеме обратной связи с сопротивлением 301 Ом выбирается
из соображений обеспечения оптимальной полосы пропускания согласно реко¬
мендациям, приводимым в техническом описании. Чтобы обеспечить для коэф¬

166 Глава 2. Другие линейные схемы
фициента усиления значение, равное 2, сопротивление включенных параллельно
резисторов Ri и R3 должно равняться сопротивлению R2:
R1 х R3
——— = R2 = 301 Ом (ближайший стандартный номинал для резисторов 1%).
Rl + R3
(2-15)
В дополнение к этому, для источника опорного напряженияAD780 выходное
напряжение +2,5 В для эквивалентной схемы Тевенина и делителя R3/R1 должно
составлять +1 В, чтобы обеспечить смещение —1 В для выхода AD8037:
Решая данное уравнение, мы получаем Ri = 499 Ом и R3 = 750 Ом (используя
наиболее близкие стандартные значения для резисторов номиналом 1%). При по¬
мощи подбора сопротивлений внешних резисторов можно реализовать и другие
диапазоны для входного и выходного напряжения.
Прочие примеры для применения подобных быстрых ограничивающих опе¬
рационных усилителей приводятся по ссылке [9].
Раздел 2-10
Компараторы
Компаратор по своему устройству схож с операционным усилителем. Он также
имеет два входа, инвертирующий и неинвертирующий, и один выход. Однако он
специально спроектирован для того, чтобы сравнивать присутствующие на его
входах напряжения, и, таким образом, это устройство работает в нелинейном ре¬
жиме. Компаратор работает в схеме с разомкнутой обратной связью и выдает
на выходе логический сигнал с двумя уровнями. Эти два уровня служат для обо¬
значения знака разности напряжений между двумя входами (учитывая эффекты,
связанные с напряжением смещения компаратора). Таким образом, на выходе
компаратора появляется сигнал «1», если входной сигнал на неинвертирующем
уровне превышает сигнал, который подается на инвертирующий вход (учитывая
напряжение смещения Vos), в противоположном случае на выходе появляет¬
ся логический «0». Компаратор обычно используется в тех приложениях, когда
сигнал с изменяющимся уровнем необходимо сравнивать с некоторым фикси¬
рованным сигналом (часто здесь используется источник опорного напряжения).
Так как по принципу своей работы компаратор относится к одноразрядному
АЦП, то компаратор является одним из основных составных модулей во всех
имеющихся АЦП (см. рис. 2-55).
Характеристики компаратора по постоянному напряжению схожи с анало¬
гичными характеристиками для операционных усилителей: входное напряжение
смещения, входной ток смещения, разбаланса и дрейфа, диапазон входного син¬
фазного сигнала, КОСС и коэффициент подавления напряжения питания. Для
выхода компаратора указываются стандартные для логических сигналов па¬
раметры: постоянное напряжение для уровней, временные характеристики и
характеристики, относящиеся к интерфейсу.

2-10. Компараторы 167
Ключевой характеристикой по пе¬
ременному напряжению для компара¬
тора является задержка распростра¬
нения (propagation delay): это вре¬
мя, начиная от того момента, когда
дифференциальный сигнал пересека¬
ет напряжение смещения, и заканчи¬
вая моментом, когда выходной сигнал
достигает 50% от изменения своего
уровня — при этом на вход пода¬
ется прямоугольный импульс (обычно
с амплитудой 100 мВ), пересекающий
уровень срабатывания с заданным за¬
пасом (обычно 5 мВ или 10 мВ).
Обычно на практике задержка распространения для компаратора в какой-
то степени уменьшается вместе с увеличением запаса по порогу срабатывания
на входе. Функция, которая описывает изменение времени распространения в за¬
висимости от перегрузки на входе, носит название дисперсии (см. рис. 2-56 и 2-57).
Рис. 2-55. Символ, используемый для обозна¬
чения компаратора
Рис. 2-56. Задержка распростра¬
нения
Рис. 2-57. Дисперсия задержки
Логический 0

168 Глава 2. Другие линейные схемы
В присутствии значительного уровня шумов полезным является добавление
гистерезиса (который реализуется путем добавления небольшой положительной
обратной связи) к передаточной функции компаратора, также гистерезис по¬
лезен в тех случаях, когда выход не должен постоянно изменять свой уровень
при переходе или приближении входного сигнала к уровню переключения. Это
обычно происходит тогда, когда медленно изменяющийся сигнал сравнивается
с постоянным напряжением. Шум может приводить к тому, что сигнал на вы¬
ходе изменит свое значение много раз. Передаточная функция для компаратора
с гистерезисом показана на рис. 2-58.
Выходной
сигнал
Рис. 2-58. Влияние
Логический 1	гистерезиса
<—I		4	►
ч
V
Hysteresis
Логический О
<
О
Vqs
Входной *
сигнал
Размах
выходного
напряжения: Vs
Гистерезис =
VS (Ri + R2)
R1
Рис. 2-59. Реализация
гистерезиса
• Входной сигнал может подаваться на любой
из входов усилителя, однако если входной сигнал
подается на R,, то необходимо обеспечить малый
импеданс источника
Если входное напряжение приближается к границе переключения Vos в отри¬
цательном направлении, то компаратор переключится с «О» на «1» в тот момент,
когда входное напряжение будет пересекать отметку Vos + Ѵн/2. После этого
«новой» границей для переключения будет являться Vos — Ѵн/2. При изменении
сигнала в положительном направлении на выходе компаратора будет оставать¬
ся «1» до того момента, когда будет пересечена отметка Vos — Ѵн/2. Теперь
шум, который будет присутствовать относительно напряжения Vos, не сможет
вызвать переключение выходного сигнала компаратора — если только под его
влиянием напряжение не выйдет за границы диапазона Vos ± Ѵн/2.
Гистерезис может быть реализован при помощи двух резисторов (см. рис. 2-59):
величина гистерезиса будет пропорциональна соотношению сопротивлений ре-

2-10. Компараторы 169
зисторов. Входной сигнал может подаваться на инвертирующий или на неинвер¬
тирующий вход компаратора, однако если сигнал подается на неинвертирующий
вход, то импеданс источника должен быть достаточно мал, чтобы не оказывать
значительного влияния на R1 (конечно, если импеданс источника имеет некото¬
рое заданное значение, то его можно использовать вместо R1).
Входной сигнал может быть подан на любой вход,
однако импеданс источника должен бытъ достаточно
мал, если сигнал подается на Ri
Напряжение срабатывания (переключения) соответствует средней точке между
напряжениями двух уровней выходного сигнала компаратора (аналогично сим¬
метричным шинам питания и опорному напряжению, соответствующему уровню
земли). При использовании гистерезиса положительная и отрицательная граница
срабатывания сместятся на равное расстояние от точки срабатывания. Однако
если точка срабатывания располагается ближе к одному из уровней выходного
сигнала, то границы будут располагаться асимметрично относительно напряже¬
ния точки срабатывания (рис. 2-60).
Внешняя схема установки
гистерезиса не используется
Внешняя схема обеспечивает
гистерезис с уровнем 5 мВ
Рис. 2-60. Гистерезис помогает сделать более «чистым» сигнал на выходе компаратора
Для расчета гистерезиса предположим, что уровни напряжений на выходе
компаратора равны соответственно Ѵр и Ѵп. Отрицательное граничное значение
вычисляется следующим образом:
(Ri +R2)Vqs -RtV..
r2
Положительное граничное напряжение вычисляется по формуле:
(R1+R2)Vos-RiVp
r2
(2-18)

170 Глава 2. Другие линейные схемы
'Logic
Рис. 2-61. Блок-схема
AD790
Проблемой при использовании внешней схемы для задания гистерезиса явля¬
ется то, что напряжение на выходе будет зависеть от напряжения питания и
от нагрузки. Это означает, что напряжение гистерезиса будет меняться в зави¬
симости от конкретного приложения. Это может влиять на разрешение, однако
редко оказывает практическое влияние, так как гистерезис составляет лишь
малую часть от имеющегося диапазона напряжений и допуски при проектиро¬
вании позволяют ему принимать значения в два или три раза выше (или даже
больше), чем рассчитанные значения. В цепи обратной связи не следует исполь¬
зовать резисторы с проволочной обмоткой, так как имеющаяся индуктивность
может доставить большие неприятности.
Некоторые компараторы имеют встроенную схему гистерезиса, примером
может являться AD790 (см. рис. 2-61). Номинальное напряжение гистерезиса
равно 500 мкВ, однако его можно изменить при помощи внешней схемы.
Микросхема AD790 обладает и еще одним дополнительным преимуществом.
Напряжениея питания для входов (аналоговая сторона) не обязательно должны
быть теми же, что и для выхода. Размах сигнала на выходе составляет от Vlogic
до GND, тогда как для входа могут использоваться источники питания начиная
от биполярных с шинами ±15 В и заканчивая однополярными с шиной +5 В и
шиной земли.
Достаточно часто выхода компаратора проектируются по схеме с открытым
коллектором (открытым стоком). Это позволяет обеспечивать интерфейс с лю¬
быми логическими уровнями, которые необходимы для последующей подключен¬
ной схемы. Заметим, что при этом необходимо соблюдать ограничения на до¬
пустимый уровень на выходе компаратора, однако это редко составляет значи¬
тельную проблему.
Двухпороговый компаратор (window comparator) состоит из двух компара¬
торов с различными опорными напряжениями и общим входным напряжением.
Логические сигналы на выходе данных компараторов соединяются таким обра¬
зом, что окончательный логический сигнал на выходе микросхемы устанавлива-
I

2-10. Компараторы
ется тогда, когда входной сигнал находится в диапазоне между двумя опорными
напряжениями (рис. 2-62).
Многие компараторы содержат встроенную защелку (latch). Сигнал включе¬
ния защелки может принимать два уровня: сравнение (отслеживание) и защел¬
кивание (хранение). Когда сигнал включения защелки находится в состоянии
сравнения, то выход компаратора непрерывно реагирует на знак результирую¬
щего дифференциального входного сигнала.
Когда сигнал включения защелки переходит в состояние защелкивания, то сиг¬
нал на выходе компаратора может принимать логические значения «1» или «О»
в зависимости от того, какой знак имел результирующий дифференциальный
сигнал в момент перехода (здесь мы пренебрегаем временем установления и
хранения, а также задержкой распространения для выходного сигнала, которая
связана с функцией включения защелки). Хотя многие компараторы содержат
функцию включения защелки, часто они используются только в режиме сравнения.
Встроенная в компаратор функция включения защелки особенно полезна в тех
приложениях, где используются АЦП, так как она позволяет фиксировать реше¬
ние компаратора в заданные моменты времени. Данная концепция используется
в мгновенных (flash) преобразователях, которые представляют собой множество
включенных параллельно компараторов, на которые подается одна общая ли¬
ния для включения защелки. Типичные временные характеристики для функции
включения защелки показаны на рис. 2-63. Задержка между моментом включе¬
ния защелки и моментом времени, когда выходной сигнал достигает 50% от
уровня своего изменения, носит название «задержка от включения защелки до
формирования выходного сигнала» (latch-enable to output delay). Она может из¬
меняться в зависимости от направления изменения выходного сигнала.
Другой важной характеристикой для функции включения защелки является
минимальная ширина импульса, который должен подаваться на соответствую¬
щий вход. Этот параметр определяет максимальную частоту, на которой может
осуществляться опрос компаратора.

172 Глава 2. Другие линейные схемы
Дифференциальное напряжение
на входе компаратора
vos -tyWW
Режим
хранения
Сигнал
включения -
регистра
Сигнал
на выходе
компаратора ■
Режим сравнения
, = минимальная допустимая
ширина импульса включения
регистра
Режим сравнения
Задержка между подачей сигнала включения
регистра и появлением выходного сигнала
Рис. 2-63. Работа защелки для выходного сигнала
Быстрые компараторы достаточно сложны в применении, так как они отли¬
чаются высоким коэффициентом усиления и широкой полосой пропускания. При
использовании компараторов необходимо обеспечить правильную топологию пе¬
чатной платы с учетом требований к высокоскоростным сигналам, заземлению,
развязывающим цепям и к трассировке сигналов. Здесь нужно приложить мак¬
симум старания. Самой серьезной проблемой являются колебания на выходе
компаратора, когда уровень сигнала очень близок к порогу срабатывания. Это
может происходить и тогда, когда медленно меняющийся сигнал сравнивается
с постоянным напряжением. Для решения подобных проблем обычно использу¬
ются гистерезис и импульсы включения защелки с небольшой длительностью.
Компараторы, которые используют технологию TTL, обычно более склонны к
подобным колебаниям по сравнению с компараторами, которые используют тех¬
нологию ECL, так как они отличаются большим размахом выходного сигнала и
быстрым нарастанием фронтов, что также сочетается с выбросами по питанию
при изменении состояния выходного сигнала. Это может в виде шума оказывать
влияние на входной сигнал.
Использование операционных усилителей в качестве
компараторов
Хотя на первый взгляд кажется, что компараторы и операционные усилители
могут использоваться, заменяя друг друга, между ними существуют некоторые
важные различия.
Компараторы проектируются для работы с разомкнутой цепью обратной
связи, сигнал на их выходе предназначен для управления логическими входа¬
ми, и они предназначены для работы с высокой скоростью, обеспечивая при
этом минимальную неустойчивость. Операционные усилители не предназначены
для работы в качестве компараторов, при перегрузке на входе они переходят в
состояние насыщения, для выхода из которого им затем может потребоваться
достаточно долгое время. Для некоторых из операционных усилителей входные
каскады могут вести себя неожиданным образом, если на их вход подается боль-

2-10. Компараторы 173
шое дифференциальное напряжение. На практике диапазон дифференциального
напряжения для операционных усилителей часто может быть ограничен. И очень
редко бывает, чтобы выходы операционных усилителей были совместимы с ло¬
гическими сигналами.
Однако многие разработчики все еще используют операционные усилители
в качестве компараторов. Хотя такой подход может использоваться при низких
скоростях и при малых разрешениях, достаточно часто он приводит к отрица¬
тельным результатам. Часто в технических описаниях не приводится инфор¬
мации, необходимой для использования операционных усилителей в качестве
компараторов, так как операционные усилители не предназначены для этой цели.
К числу наиболее важных из подобных характеристик относятся скорость
(мы об этом упоминали ранее), влияние структур, используемых во входных це¬
пях (защитные диоды, обращение фазы в усилителях на полевых транзисторах,
и множество других), выходные структуры, которые не предназначены для под¬
ключения к микросхемам с логическими уровнями, гистерезис и стабильность,
а также эффекты, связанные с синфазными сигналами.
Скорость
Большинство компараторов отличаются высокой скоростью, однако это же от¬
носится и к большей части операционных усилителей. Почему же тогда при
использовании операционных усилителей в качестве компараторов мы оказы¬
ваемся неспособны обеспечить высокую скорость?
Компаратор проектируется для работы с большими дифференциальными на¬
пряжениями, тогда как для операционного усилителя при работе в обычных
условиях дифференциальный входной сигнал уменьшается за счет отрицатель¬
ной обратной связи. При перегрузке на входе операционного усилителя, которая
может возникать под действием сигнала всего лишь нескольких милливольт, не¬
которые из каскадов усилителя могут переходить в состояние насыщения. Если
такое происходит, то потребуется достаточно долгое время, чтобы выйти из
этого состояния и в таких условиях микросхема будет работать значительно
медленное по сравнению со своим обычным рабочим режимом (рис. 2-64).
Время, которое необходимо операционному усилителю для выхода из состоя¬
ния насыщения, которое возникает под влиянием перегрузки, будет значительно
больше по сравнению с обычной групповой задержкой для этого усилителя,
а также оно может зависеть от условий, которые вызвали перегрузку. Так как
для большинства операционных усилителей не указывается время выхода из на¬
сыщения при различных условиях перегрузки, то его можно определить только
экспериментальным путем, определяя его поведение под влиянием различных
условий перегрузки, которые могут возникать в конкретном приложении.
К результатам подобных экспериментов следует относиться с осторожно¬
стью, и значения для времени распространения, полученные для операционного
усилителя, используемого в качестве компаратора, и в расчетах наименее бла¬
гоприятные значения следует увеличивать по крайней мере вдвое относительно
наименее благоприятных значений, полученных экспериментальным путем.

174 Глава 2. Другие линейные схемы
Рис. 2-64. Влияние насыщения на скорость работы усилителя (при его использовании
в качестве компаратора)
Вопросы, связанные с выходными сигналами
Выход компаратора проектируется с учетом того, что он должен работать с опре¬
деленным семейством (или семействами) микросхем логики, тогда как выходной
сигнал операционного усилителя может изменяться в диапазоне от одной шины
питания до другой.
Часто микросхема логики, к которой подключен выход компаратора, со¬
зданного на основе операционного усилителя, использует источник питания,
отличный от источника питания операционного усилителя. Тогда при изменении
выходного сигнала операционного усилителя в пределах диапазона, задаваемого
его шинами питания, его уровень может выходить за пределы диапазона, зада¬
ваемого напряжениями питания микросхемы логики. Таким образом, возможно
повреждение цепей микросхемы логики, а возникающее при этом короткое замы¬
кание может в свою очередь привести к выходу из строя самого операционного
усилителя.
Существует три типа микросхем логики, которые нам необходимо рассмо¬
треть: ECL, TTL и CMOS.
Технология ECL позволяет создавать очень быстрые микросхемы логики с упра¬
влением по току. Маловероятно, по указанным выше причинам, что операцион¬
ный усилитель будет использоваться в качестве компаратора в тех приложениях,
где важна та высочайшая скорость, которая отличает микросхемы семейства
ECL. Обычно проблема заключается в согласовании диапазона сигнала на выхо¬
де операционного усилителя с уровнями логических сигналов, соответствующих
ECL, и нас не будет волновать некоторое снижение скорости по причине возни¬
кающих паразитных емкостей. Для согласования нам понадобится всего лишь
три резистора, как это показано на рис. 2-65.
Сопротивления резисторов Rl, R2 и R3 выбираются таким образом, чтобы
при положительном уровне сигнала на выходе операционного усилителя напря¬
жение на вентиле ECL составляло 0,8 В, а при отрицательном уровне выходного
сигнала оно равнялось бы —1,6 В. Иногда микросхемы ECL используются не с от¬
рицательными, а с положительными напряжениями питания (т. е. другая шина

2-10. Компараторы 175
подключена к земле), тогда также будет использоваться эта схема, однако необ¬
ходимо будет рассчитать соответствующие значения сопротивлений.
Рис. 2-65. Компаратор на основе операционного усилителя, подключенный к микросхеме
ECL-логики
+5 В
микросхеме логики
CMOS или TTL
Рис. 2-66. Компаратор на основе операционного усилителя, подключенный к микросхеме
TTL- или CMOS-логики
Хотя микросхемы с технологиями CMOS и TTL используют различные струк¬
туры входов, уровни логических сигналов и различаются по структуре протека¬
ния токов (хотя микросхемы CMOS могут работать с TTL-входами), указанная
выше схема будет отлично работать и для этих двух типов логики, так как для
них низкий логический уровень приблизительно соответствует О В, а высокий
уровень — это приблизительно 5 В.
В простейшей схеме интерфейса используется единственный N-канальный
МОП-транзистор вместе с подтягивающим (pull-up) резистором Rl- Подобная
схема может быть создана с помощью NPN-транзистора, резистора Rl и допол¬
нительного транзистора и диода (рис. 2-66). Эти схемы отличаются простотой,

176 Глава 2. Другие линейные схемы
надежностью и низкой стоимостью и могут соединяться параллельно с помощью
единственного резистора Rl, реализуя схему логического ИЛИ для выходных
сигналов. Недостатком является то, что скорость перехода 0-1 будет зависеть
от сопротивления Rl и от паразитной емкости выходных узлов. Скорость будет
увеличиваться при уменьшении сопротивления Rl, однако одновременно будет
возрастать и потребляемая схемой мощность. Используя два МОП-транзистора,
один из которых является N-канальным, а второй Р-канальным, можно создать
интерфейс с микросхемами логики CMOS/TTL на основе всего лишь двух ком¬
понентов, который также не будет потреблять статический ток ни в одном из
своих состояний.
В зависимости от расположения устройств VMOS схемы может являться
либо инвертирующей, либо неинвертирующей.
Инвертирующая конфигурация: А = Р-канальный/В = N-канальный.
Неинвертирующая конфигурация: А = N-канальный/В = Р-канальный.
Для обоих транзисторов необходимо, чтобы VBGS> +25 В.
Рис. 2-67. Компаратор на основе операционного усилителя со схемой, обеспечивающей
интерфейс с микросхемами CMOS-логики
Более того, схема может становиться инвертирующей или неинвертирую¬
щей при помощи изменения положения компонентов. Однако при переключе¬
нии происходит довольно большой выброс тока, так как оба устройства одно¬
временно оказываются во включенном состоянии. Если не используются МОП-
транзисторы с высоким сопротивлением канала, то для борьбы с этим эффектом
может понадобиться добавить в схему токоограничивающий резистор. Также
для этого приложения и для приложения, показанного на рис. 2-67, важно ис¬
пользовать МОП-транзисторы с таким напряжением пробоя между затвором
и истоком VbgSj которое превышает выходные напряжения компаратора для
любого из направлений. Обычным для МОП-транзисторов является значение
Vbgs > ±25 В, и это значение вполне соответствует требованиям, однако неко¬
торые из МОП-транзисторов содержат защитные диоды, которые уменьшают
значение Vbgs — от использования подобных устройств следует отказаться.

2-10. Компараторы 177
Входные схемы
Рис. 2-68. Защита для входов операционного
усилителя
Если операционный усилитель используется в качестве компаратора, то возни¬
кает множество проблем, касающихся входов усилителя. Первоначальным допу¬
щением является то, что все операционные усилители и компараторы обладают
бесконечным входным импедансом и могут рассматриваться как разомкнутые
цепи. Исключением являются операционный усилители с обратной связью по то¬
ку (трансимпедансные), у которых неинвертирующий вход обладает высоким
импедансом, однако инвертирующий вход имеет малый импеданс, порядка не¬
скольких десятков Ом.
Однако многие операционные уси¬
лители (особенно с компенсацией
смещения, такие как ОР07 и боль¬
шинство из последующих микросхем
данного семейства) содержат схе¬
му защиты, которая защищает вхо¬
да устройства от повреждений при
возникновении больших напряжений
(рис. 2-68).
Другие микросхемы могут содер¬
жать более сложные схемы защиты,
которые обеспечивают высокое значение входного импеданса, только если
дифференциальное входное напряжение имеет величину несколько десятков
милливольт или же микросхема действительно может быть повреждена, ес¬
ли дифференциальное входное напряжение превышает несколько вольт. Таким
образом, если операционный усилитель используется в качестве компаратора,
то необходимо изучить его техническое описание и понять, как ведут себя
входные структуры усилителя при больших дифференциальных напряжениях.
Заметим, что при использовании интегральных микросхем всегда необходимо
пользоваться технической документацией с целью убедиться, что нелинейное
поведение микросхемы (а любая интегральная микросхема, которая когда-либо
производилась, в определенной степени показывает нелинейное поведение) со¬
вместимо с требованиями данного приложения — а для нашего случая это еще
более важно, чем при обычных условиях.
Конечно, во многих приложениях, в которых используются компараторы, не
возникает больших дифференциальных напряжений — а если они присутствуют,
то входной импеданс компаратора уже не имеет особо важного значения. В этих
случаях может оказаться целесообразным использовать в качестве компаратора
операционный усилитель, входная цепь которого показывает нелинейное поведе¬
ние, однако при этом следует учитывать все особенности, которые обсуждались
ранее.
Как уже упоминалось ранее, практически все операционные усилители с тех¬
нологией BIFET показывают аномальное поведение, когда напряжение на входах
приближается к напряжению одной из шин питания (обычно к отрицательному
напряжению). При этом инвертирующий и неинвертирующий входа могут поме¬
нять свои функции. Если такой операционный усилитель используется в качестве
компаратора, то возможна инверсия фазы системы, что не очень удобно. И здесь

178 Глава 2. Другие линейные схемы
вновь решение заключается в тщательном изучении технической документации
и определении того, какой диапазон синфазных сигналов является допустимым.
Кроме этого, отсутствие отрицательной обратной связи означает, что, в от¬
личие от операционных усилителей, входной импеданс не будет умножаться на ко¬
эффициент усиления цепи. В результате этого входной ток будет изменяться
при переключении трансформатора. Таким образом, импеданс источника вместе
с паразитной обратной связью может оказывать основное влияние на стабиль¬
ность схемы. Если отрицательная обратная связь стремится удержать усилитель
в линейной области, то положительная обратная связь пытается перевести уси¬
литель в состояние насыщения.
Раздел 2-11
Аналоговые умножители
Умножитель — это устройство с двумя входными портами и одним выходным
портом, при этом сигнал на выходе является произведением сигналов, подавае¬
мых на входа. Если входные сигналы и выходной сигнал представляют собой на¬
пряжения, то передаточная функция представляет собой произведение двух на¬
пряжений, которое делится на коэффициент масштабирования К, который имеет
размерность напряжения (см. рис. 2-69). С точки зрения математики, умноже¬
ние является «четырехквадрантной» операцией, т. е. как входные сигналы, так
и выходной сигнал могут принимать как положительные, так и отрицательные
значения. Однако некоторые схемы, которые используются в электронных умно¬
жителях, могут работать только с сигналами одной полярности.
Если оба входных сигна¬
ла должны являться одно¬
полярными, то мы получа¬
ем «однополярный» умножи¬
тель, и сигнал на его вы¬
ходе также будет однопо¬
лярным. Если один из сиг¬
налов является однополяр¬
ным, а второй может иметь
произвольную полярность,
то умножитель будет «двух¬
квадрантным», и выход может иметь произвольную полярность (и является
«биполярным»). Для создания одноквадрантных и двухквадрантных умножите¬
лей могут использоваться более простые схемы, чем для четырехквадрантных
умножителей, и так как существует множество приложений, в которых четы¬
рехквадрантное умножение не требуется, то часто можно встретить точные
устройства, которые работают только в одном или двухквадрантах. Приме¬
ром может служить AD539, широкополосный двухканальный двухквадрантный
умножитель, который имеет один однополярный вход Ѵу с относительно не¬
большой полосой пропускания 5 МГц, и два биполярных входа Ѵх (по одному
для каждого умножителя) с полосой пропускания 60 МГц (рис. 2-70). Блок-схема
AD539 показана на рис. 2-71.

2-11. Аналоговые умножители 179
Тип
Ѵх
Ѵу
Ѵоит
Одноквадрантный
Однополярный
Однополярный
Однополярный
Двухквадрантный
Биполярный
Однополярный
Биполярный
Четырехквадрантный
Биполярный
Биполярный
Биполярный
Рис. 2-70. Свойства входов/выходов умножителя
Рис. 2-71.
Блок-схема AD539
Простейшие электронные умножители основаны на логарифмических усили¬
телях. Вычисления основываются на том, что антилогарифм суммы логарифмов
двух чисел равен произведению этих двух чисел (см. рис. 2-72).
Рис. 2-72. Использование
логарифмических усилите¬
лей в качестве умножителя
X
Y
X
Y
X
Возведение в степень А
Недостатком такого типа умножения является сильно ограниченная полоса
пропускания и одноквадрантный режим работы. Намного более совершенным
типом умножителя является «ячейка Гильберта» (Gilbert cell). Эта структура
была изобретена Барри Гильбертом (Barry Gilbert), который сейчас работает
в Analog Devices, в конце 60-х годов (ссылки [1] и [2]).
Для транзистора с кремниевым переходом существует линейная зависимость
между током коллектора и его крутизной характеристики (коэффициентом уси¬

(2-19)
ления), эта зависимость выражается пери помощи следующего уравнения:
dic _ qlc
dVЬе ~ kT ’
где Ic — ток коллектора, V(,e — напряжение между базой и эмиттером, q —
заряд электрона (1,60219 х 10~19), к — постоянная Больцмана (1,38062 х 10~23),
а Т — абсолютная температура.
Данное выражение может использоваться для создания умножителя с диф¬
ференциальной (long-tailed) парой кремниевых транзисторов (см. рис. 2-73).
Рис. 2-73. Простой умножитель
Однако это достаточно плохой умножитель, так как: (1) вход Y смещается за
счет Ѵве, что приводит к нелинейному поведению Ѵу, (2) вход X является нели¬
нейным по причине экспоненциальной связи между Іс и Ѵве и (3) коэффициент
пропорциональности изменяется в зависимости от температуры.
Гильберт понял, что данная схема может быть линеаризована и для нее мож¬
но устранить зависимость от температуры, если работать не с напряжениями,
а с токами и при этом использовать логарифмическую зависимость Ic/Ѵве Для
данных транзисторов (см. рис. 2-74).
д|с - •сі ~ 'c2
Рис. 2-74. Четырех-
квадрантная ячейка
Гильберта

2-11. Аналоговые умножители 181
Тогда вход X ячейки Гильберта принимает вид дифференциального тока,
а вход Y — однополярного тока. Дифференциальные токи X поступают на два
транзистора, включенных по схеме диода, и логарифмическое падение напряже¬
ния компенсирует экспоненциальную зависимость Ѵве/ІС- Далее, коэффициенты
пропорциональности q/kT взаимно сокращаются, и для ячейки Гильберта мы по¬
лучаем линейную передаточную функцию:
ДІс = ДІхІу/Іх-	(2-20)
Исходя из ее конструкции, ячейка Гильберта обладает следующими недостат¬
ками: (1) на входе X присутствует дифференциальный ток, (2) выходной сигнал
представляет собой дифференциальный ток, и (3) на вход Y подается однопо¬
лярный ток. Итак, такая ячейка является лишь двухквадрантным умножителем.
Однако если соединить две такие ячейки и использовать два преобразователя
напряжение-ток (как показано на рис. 2-75), то мы можем изменить базовую
архитектуру и получить четырехквадрантное устройство с входами по напря¬
жению. Примером такого устройства является AD534. При низких и средних
частотах для преобразования дифференциального тока в выходное напряжение
может использоваться усилитель с вычитанием. Так как эта архитектура ис¬
пользует выход по напряжению, то полоса пропускания AD534 составляет всего
1 МГц, хотя более поздняя версия этой микросхемы, AD734, уже поддерживала
полосу пропускания 10 МГц.
+VS
Рис. 2-75. Умножитель и операционный усилитель, которые конфигурируются как делитель
как для инвертирующего, так и для неинвертирующего режима
На рис. 2-75 можно увидеть, что транзисторы Q1A/Q1B и Q2A/Q2B образу¬
ют две основные пары для двух ячеек Гильберта, тогда как Q3A и Q3B являются

182 Глава 2. Другие линейные схемы
для этих двух ячеек линеаризующими транзисторами. Также на рис. 2-75 пока¬
зан операционный усилитель, который служит для преобразования дифферен¬
циального тока в напряжение. Однако для более высокоскоростных приложений
соединенные между собой коллекторы Q1 и Q2 образуют дифференциальный
выход по току с общим коллектором (аналогичный используется в умножителе
AD834, 500 МГц).
Транслинейный умножитель основывается на согласовании определенного ко¬
личества транзисторов и токов, и это легко можно обеспечить, если использовать
монолитную микросхему. Однако даже при использовании самых лучших техно¬
логических процессов возникают некоторые остаточные ошибки, и это приводит
к тому, что в умножителях данного типа присутствуют четыре ошибки по по¬
стоянному напряжению. В ранних версиях умножителей на ячейке Гильберта эти
ошибки приходилось устранять при помощи подстройки с использованием внеш¬
них резисторов и потенциометров, что было довольно неудобно. Современные
технологические процессы, которые используются при производстве аналоговых
микросхем, позволяют производить при помощи лазера подстройку тонкопленоч¬
ных SiCr-резисторов непосредственно на микросхеме, таким образом ошибки
устраняются в процессе производства — благодаря этому конечный продукт
имеет очень высокую точность. Внутренняя подстройка имеет еще одно до¬
полнительное преимущество, так как не ухудшает характеристики по высоким
частотам, что может происходить при использовании внешних потенциометров.
Так как внутренняя структура обязательно является дифференциальной, то вхо¬
ды также обычно являются дифференциальными (если уж так необходимо полу¬
чить однопроводной вывод, то можно просто заземлить один из входов). Это
удобно не только с точки зрения подавления синфазных сигналов, но также
позволяет осуществлять более сложные вычисления. Микросхема AD534 (пока¬
зана ранее на рис. 2-71) является классическим примером четырехквадрантно¬
го умножителя, выполненного на ячейке Гильберта. В режиме умножения она
обеспечивает точность 0,1%, использует полностью дифференциальные входа и
выход по напряжению. Однако по причине использования архитектуры с выхо¬
дом по напряжению полоса пропускания для нее составляет всего лишь примерно
1 МГц.
Рис. 2-76. Генератор обратной
функции
Умножители могут устанавливаться в цепь обратной связи операционного
усилителя для выполнения некоторых полезных функций.
На рис. 2-76 поясняется основной принцип аналогового вычислителя, который
при помощи генератора функции, встроенного в цепь обратной связи, вычисляет

2-12. Преобразователи среднеквадратичного значения сигнала 183
Ѵ0Ѵ2
Рис. 2-77. Схема деления
обратную функцию (предполагается, что функция изменяется монотонно в этом
рабочем диапазоне).
Замечание: функция должна бытъ монотонной в интересующем нас диапазоне.
Высокоскоростные умножители также обсуждаются в разделе, посвященном
радиочастотным компонентам и компонентам промежуточной частоты (раз¬
дел 4-3).
Раздел 2-12
Преобразователи среднеквадратичного значения сигнала
Среднеквадратичное значение (RMS, root mean square) является фундаменталь¬
ной характеристикой для сигналов с переменным напряжением. Если подходить
с практической точки зрения, значение RMS для сигнала переменного напря¬
жения соответствует значению сигнала с постоянным напряжением, которое
позволяет создать одинаковое количество тепла на одной и той же нагрузке.
Если же использовать математический подход, то среднеквадратичное значе¬
ние напряжения определяется следующим образом: сигнал возводится в квадрат,

184 Глава 2. Другие линейные схемы
усредняется и затем из полученного значения извлекается квадратный корень.
Интервал времени, в пределах которого выполняется усреднение, должен быть
достаточно большим, чтобы обеспечить фильтрацию для самой нижней частоты,
которая представляет интерес в данном приложении. Обстоятельное рассмотре¬
ние преобразователей среднеквадратичного значения сигнала приводится в [13],
а здесь мы рассмотрим несколько примеров того, как аналоговые схемы могут
эффективно выполнять аналогичные функции.
Первый метод носит название явного (explicit) метода, и он показан на рис. 2-78.
Вначале входной сигнал возводится в квадрат при помощи умножителя, а затем
при помощи соответствующего фильтра вычисляется среднее значение. В за¬
ключение извлекается квадратный корень, для чего используется операционный
усилитель с вторым компонентом для возведения в квадрат, который устана¬
вливается в цепи обратной связи. Подобная схема имеет ограниченный дина¬
мический диапазон, так как после возведения в квадрат последующая схема
должна обрабатывать сигнал, который может очень сильно изменяться по своей
амплитуде. Это ограничивает применение данного метода только теми вход¬
ными сигналами, которые обладают максимальным динамическим диапазоном,
примерно равным 10:1 (20 дБ). Однако можно обеспечить высокую полосу про¬
пускания (более 100 МГц) с сохранением высокой точности, если использовать
в качестве компонентов такие умножители, как AD834 (см. рис. 2-79).
На рис. 2-80 показана схема для вычисления среднеквадратичного значения
сигнала, которая использует неявный (implicit) метод. Здесь выходной сигнал
подается обратно на вход непосредственного деления умножителя, в качестве
которого может использоваться такая микросхема, как AD734. В такой схеме
сигнал на выходе умножителя будет изменяться линейно (а не квадратично) в за¬
висимости от среднеквадратичного значения входного сигнала. Это значительно
расширяет динамический диапазон неявной схемы по сравнению с явной схемой.
Недостатком данного подхода является то, что по сравнению с явной схемой
вычисления в данном случае обеспечивается меньшая полоса пропускания.
Хотя возможно создать подобную схему вычисления среднеквадратичного
значения сигнала и на основе AD734, намного проще будет использовать специ¬
ализированную RMS-схему. Схема VjN/V.z может управляться током и доста-

2-12. Преобразователи среднеквадратичного значения сигнала 185
Рис. 2-79. Широкополосная схема определения RMS
точно, чтобы она была одноквадрантной, если перед этим пропускать входной
сигнал через схему, которая определяет абсолютное значение.
Рис. 2-80. Неявная схема вычисления RMS
На рис. 2-81 показана упрощенная схема AD536A — типичного монолитного
преобразователя RMS/DC. Эта микросхема подразделяется на четыре основ¬
ные части: схема определения абсолютного значения (активный выпрямитель),
возведение в квадрат/делитель, токовое зеркало и буферный усилитель. Входное
напряжение VIN может быть как постоянным, так и переменным, преобразуется
в однополярный ток Іі при помощи схемы определения абсолютного значения, со¬
стоящей из Аі и А2. Ток Іі поступает на один из входов одноквадрантной схемы

186 Глава 2. Другие линейные схемы
Токовое зеркало
+VS
СОМ
Rl
dB
OUT
BUF
OUT
Рис. 2-81. AD536A, монолитный преобразователь RMS/DC
возведения в квадрат/деления, которая имеет следующую передаточную функ¬
цию: I4 = Г//І.з. Ток I4 на выходе этой схемы, проходя через низкочастотный
фильтр из сопротивления Ri и внешнего конденсатора Сдѵ, поступает на то¬
ковое зеркало. Если постоянная времени фильтра RiCav намного превышает
наиболее продолжительный период колебания для входного сигнала R, то будет
выполняться усреднение.
Токовое зеркало возвращает ток 13, равный среднему значению 14, обратно
на вход схемы возведения в квадрат/делителя, где выполняется неявное вычи¬
сление среднеквадратичного значения. Итак:
І4 = AVG[I?/I4] = RRMS.	(2-21)
Также токовое зеркало создает на выходе ток Іоит, который равен 2І4. Ток
Iоит может использоваться непосредственно или же может преобразовываться
в напряжение при помощи сопротивления R>, которое буферизуется А4 и может
служить в качестве выхода по напряжению с низким импедансом. Передаточная
функция принимает следующий вид:
Ѵоит = 2R2 х Irms = VinRMS.	(2-22)
Выходной сигнал в дБ можно получить с эмиттера Q3, так как напряжение
в этой точке пропорционально — logViN- Эмиттерный повторитель Q5 буфери¬
зует и сдвигает по уровню это напряжение, поэтому выраженное в дБ выходное
напряжение будет равно 0, когда подаваемый извне на Q5 ток эмиттера (Iref)
будет приближаться к значению тока I3. Необходимо учитывать, что схема фор¬

2-13. Усилители с программируемым коэффициентом усиления 187
мирования значения, выраженного в дБ, обладает температурным коэффициен¬
том порядка 3300 ррш/°С и для нее необходима температурная компенсация.
Существует большое количество доступных RMS/DC преобразователей, ко¬
торые выпускаются как монолитные микросхемы и основаны на описанных выше
принципах. Микросхема AD536A представляет собой RMS/DC преобразователь
с полосой пропускания примерно 450 кГц для напряжений со среднеквадратич¬
ным значением, превышающим 100 мВ, и с полосой пропускания 2 МГц для
напряжений со среднеквадратичным значением, превышающим 1 В. Микросхе¬
ма AD636 проектировалась с целью обеспечить полосу пропускания в 1 МГц для
сигналов с малым уровнем (со среднеквадратичным значением до 200 мВ). Ми¬
кросхема AD637 имеет полосу пропускания 600 кГц для сигналов напряжением
100 мВ (среднеквадратичное значение) и 800 МГц для сигналов с напряжением
1 В (среднеквадратичное значение). Также доступны RMS/DC преобразователи
общего назначения с малой стоимостью, такие как AD736 и AD737 (с режимом
пониженного потребления).
Раздел 2-13
Усилители с программируемым коэффициентом усиления
Большинство систем с широким динамическим диапазоном требуют какого-
то способа для подстройки уровня входного сигнала к уровню, необходимому
для работы АЦП. Аналого-цифровой преобразователь сравнивает входной сиг¬
нал с фиксированным опорным напряжением (обычно используются напряжения
+5 В или +10 В). Чтобы обеспечить номинальную точность преобразователя,
максимальное значение входного сигнала должно приблизительно соответство¬
вать полному размаху допустимого напряжения на входе АЦП. Однако обычно
сигнал на уровне датчика может изменяться в очень широких пределах. Для
малых напряжений на выходе датчика необходим высокий коэффициент усиле¬
ния, однако при возрастании уровня сигнала на выходе при сохранении высокого
коэффициента усиления АЦП или усилитель будут переходить в состояние на¬
сыщения. Итак, необходимы какие-то устройства с изменяемым коэффициентом
усиления. Коэффициент усиления в таких устройствах управляется при помо¬
щи постоянного напряжения или чаще при помощи цифрового входа — и такие
устройства получили название усилителей с программируемым коэффициентом
усиления (PGA, programmable gain amplifier).
Чтобы понять те преимущества, которые обеспечивает возможность изме¬
нения коэффициента усиления, рассмотрим идеальный усилитель данного типа,
у которого коэффициент усиления можно устанавливать равным единице или
двум. Благодаря этому динамический диапазон системы расширяется на 6 дБ.
Если добавить к возможностям выбора коэффициент усиления, равный 4, то ди¬
намический диапазон увеличится на 12 дБ.
Если значение младшего бита при аналого-цифровом преобразовании экви¬
валентно 10 мВ входного напряжения, то АЦП не сможет обнаружить с мень¬
шим напряжением. Однако если увеличить коэффициент усиления PGA до двух,
то разрешение для входного сигнала возрастет до 5 мВ. Таким образом, про-

188 Глава 2. Другие линейные схемы
Усилитель
с переменным
коэффициентом
усиления
Управление
коэффициентом
о усиления
9 ус
Датчик	\
Цифровой
выход
АЦП -у-*
•	Используется для повышения допустимого динамического диапазона сигнала,
•	Усилитель, у которого коэффициент усиления может изменяться в диапазоне от 1 до 2,
теоретически способен увеличить динамический диапазон на 6 дБ, для диапазона
коэффициентов усиления от 1 до 4 увеличение динамического диапазона составит 12 дБ
и т.д.
цессор может использовать информацию о заданном коэффициенте усиления
PGA-усилителя вместе с цифровым значением, которое он получает от АЦП
благодаря этому разрешение системы увеличивается на 1 бит. На практике это
выглядит так, как будто бы мы добавили разрешение к АЦП.
В действительности PGA-усилители не являются идеальными и для них необ¬
ходимо изучить источники ошибок. Наибольшей проблемой при использовании
PGA-усилителей является точность программирования коэффициента усиления.
Минимальным сопротивлением во включенном состоянии (Ron) обладают элек¬
тромеханические реле, однако во всем остальном они совершенно не подходят
для переключения нагрузки: медленные, обладают большими размерами и высо¬
кой стоимостью. Полупроводниковые ключи, которые будут обсуждаться в главе
7, посвященной ключам и мультиплексорам, обладают достаточно высоким зна¬
чением Ron, которое к тому же зависит от напряжения и температуры. Также
они обладают паразитными емкостями, которые могут оказывать влияние на па¬
раметры по переменному напряжению подключенного к ним PGA-усилителя.
Чтобы понять, каким образом сопротивление Ron оказывает влияние на ха¬
рактеристики PGA-усилителя, давайте рассмотрим не самый лучший пример по¬
строения такого усилителя (рис. 2-83). Операционный усилитель включен в стан¬
дартной неинвертирующей схеме усиления, коэффициент усиления может зада¬
ваться при помощи четырех резисторов с различным сопротивлением, которые
соединяются на землю при помощи ключа. Для большинства полупроводниковых
ключей сопротивление во включенном состоянии лежит в диапазоне 100-500 Ом.
Даже если бы сопротивление во включенном состоянии было значительно
меньше (для примера 25 Ом), то ошибка при установке коэффициента усиления,
равного 16, составляла бы 2-4%, что превышает 8 бит разрешения. Далее, со¬
противление Ron изменяется в зависимости от температуры и может принимать
различные значения для различных ключей. Если увеличивать сопротивления ре¬
зисторов, используемых в цепи обратной связи и для установки коэффициента
Рис. 2-82. Усилитель с программируемым коэффициентом усиления

2-13. Усилители с программируемым коэффициентом усиления 189
•	Точность установки коэффициента усиления ограничена сопротивлением ключа
в открытом состоянии и модуляцией этого сопротивления.
•	Rom обычно составляет 100-500 Ом для ключа на полевом транзисторе.
•	Даже если сопротивление ключа всего R0N = 25 Ом, это даст погрешность коэффициента усиления
2,4% при Аѵ= 16.
•' Температурный дрейф R0N также ограничивает точность .
•	Такая схема может применяться, только когда сопротивления F^N очень малы
(электромеханические реле).
Рис. 2-83. Пример построения PGA-усилителя
усиления, то возникают проблемы с шумом и смещением. В этой схеме необхо¬
димую точность можно обеспечить, только заменив полупроводниковые ключи
на реле, у которых сопротивление во включенном состоянии практически отсут¬
ствует.
•	Ron включено не последовательно с резисторами, задающими сопротивление.
•	Ron очень мало по сравнению со входным импедансом.
•	Только очень небольшая погрешность смещения появляется из-за
того, что ток смещения протекает через ключ.
Рис. 2-84. Альтернативная конфигурация PGA-усилителя, которая позволяет устранить
отрицательное влияние Ron
Лучше использовать такую схему, в которой Ron не оказывает никакого
влияния на рабочие характеристики. Как показано на рис. 2-84, для этого ключ
помещается последовательно с инвертирующим входом операционного усилите¬
ля. Так как операционный усилитель имеет очень высокий входной импеданс,
то сопротивление во включенном состоянии Ron теперь не оказывает никакого
влияния, а коэффициент усиления определяется при помощи внешних резисторов.

190 Глава 2. Другие линейные схемы
Если ток смещения операционного усилителя достаточно велик, то Ron может
добавлять небольшую ошибку к смещению.
Усилитель AD526 основан на этом принципе построения PGA и представля¬
ет собой монолитную микросхему. Микросхема AD526 позволяет устанавливать
один из пяти коэффициентов усиления (1, 2, 4, 8, 16), а встроенные JFET-ключи
соединены с инвертирующим входом усилителя. Резисторы, с помощью которых
производится настройка коэффициента усиления, подстроены с помощью лазера.
Максимальная ошибка для коэффициента усиления составляет всего 0,02%, что
намного лучше ошибки в 2,4% для схемы, показанной на рис. 2-85. Также обес¬
печивается высокая линейность: 0,001%. Микросхема AD526 управляется при
помощи цифрового интерфейса, выполненного на основе входов с регистрами.
Рис. 2-85. Монолитный инструментальный PGA-усилитель с цифровым программированием
(AD526)
Эта же конструкция может использоваться для построения PGA-усилителя
из дискретных компонентов (рис. 2-86). Здесь используется один операцион-

2-13. Усилители с программируемым коэффициентом усиления 191
ный усилитель, четырехканальный переключатель и прецизионные резисторы.
Здесь операционный усилитель с JFET-входами, являющийся частью AD526, за¬
меняется на малошумящий AD797, однако в данной схеме может использоваться
практически любой операционный усилитель с обратной связью по напряжению.
Рис. 2-86. PGA-усилитель с очень малым уровнем шума
Ключ ADG412 был выбран по той причине, что он отличается малым сопро¬
тивлением во включенном состоянии — всего 35 Ом. Резисторы выбирались
таким образом, чтобы обеспечить коэффициенты усиления 1, 10, 100 и 1000,
однако если необходимо установить другие коэффициенты усиления, то их лег¬
ко можно установить, подобрав соответствующие сопротивления. В идеальном
случае, для обеспечения высокой начальной точности коэффициента усиления и
для обеспечения малого температурного дрейфа следует использовать сборки из
подстроенных резисторов. Конденсатор емкостью 20 пФ обеспечивает устойчи¬
вость и поддерживает уровень выходного напряжения во время переключения
коэффициента усиления. Сигнал управления ключами устроен таким образом,
что один ключ размыкается на несколько наносекунд раньше, чем включает¬
ся второй ключ. В течение этого промежутка времени цепь обратной связи
усилителя разомкнута, и если бы не использовался конденсатор, то выходной
сигнал начал бы изменяться. Конденсатор помогает удержать уровень выходно¬
го напряжения в период переключения. Так как промежуток времени, когда оба

192 Глава 2. Другие линейные схемы
ключа открыты, очень мал, то достаточно емкости в 20 пФ. Если используются
более медленные ключи, то следует использовать большие емкости.
Спектральная плотность шума для входного напряжения PGA-усилителя со¬
ставляет всего 1,65 нВ/ у/ Гц при частоте 1 кГц, что лишь слегка превышает
соответствующее значение для самого AD797. Увеличение уровня шумов связано
с ADG412, а также с шумом тока AD797, который протекает через сопротивле¬
ние включенного ключа. Шум измеряется при коэффициенте усиления, равном
1000 (наименее благоприятный случай).
Точность PGA-усилителя важна при определении общей точности системы.
Микросхема AD797 обладает током смещения 0,9 мкА, который, протекая через
сопротивление 35 Ом Ron, приводит к возникновению дополнительной ошиб¬
ки смещения, равной 31,5 мкВ. Если учитывать собственное смещение AD797,
то полное напряжение смещения становится равным 71,5 мкВ (максимальное зна¬
чение). Температурный дрейф смещения зависит от изменения тока смещения и
от сопротивления во включенном состоянии. Вычисления показывают, что пол¬
ный температурный коэффициент увеличивается от 0,6 мкВ/°С до 1,6 мкВ/°С.
Эти ошибки достаточно малы и во многих случаях их можно не учитывать, од¬
нако необходимо знать об их существовании. В практических условиях точность
схемы и температурный коэффициент определяются внешними резисторами. Па¬
раметры, относящиеся к входу микросхемы, такие как диапазон синфазного
сигнала и входной ток смещения, определяются исключительно характеристи¬
ками AD797. Если использовать другой тип операционного усилителя, то для
схемы можно использовать однополярное питание, при этом можно использо¬
вать те же ключи.
Другая конфигурация PGA-усилителя основана на использовании цифро-ана¬
логового преобразователя в цепи обратной связи, который позволяет подстраи¬
вать коэффициент усиления с помощью цифрового интерфейса (рис. 2-87). Ци¬
фровой код управляет ЦАП и задает уровень сигнала на его выходе. Снижение
уровня сигнала в цепи обратной связи повышает коэффициент усиления для за¬
мкнутой цепи обратной связи. Неинвертирующий PGA-усилитель такого типа
требует использования перемножающего ЦАП с выходом по напряжению (перем¬
ножающий ЦАП это такой ЦАП, который имеет широкий диапазон допустимых
опорных напряжений, включая и нулевой уровень). Для большинства приложе¬
ний, в которых используются PGA, вход опорного сигнала должен позволять
использовать биполярные сигналы. Этим требованиям соответствует микросхе¬
ма AD7846, которая представляет собой 16-разрядный преобразователь. В нашем
приложении она используется в стандартном двухквадрантном режиме умноже¬
ния. Микросхема ОР213 представляет собой малошумящий усилитель с низким
значением дрейфа, однако выбор усилителя зависит от приложения и не суще¬
ствует каких-то строгих ограничений. Диапазон входного напряжения зависит
от размаха выходного сигнала AD7846, он ограничен значением на 3 В ниже на¬
пряжения положительной шины питания и на 4 В выше значения отрицательной
шины питания. В цепи обратной связи для обеспечения стабильности использу¬
ется конденсатор емкостью 1000 пФ.
Коэффициент усиления схемы устанавливается при помощи цифровых вхо¬
дов, которые управляют ЦАП, на основании уравнения, показанного на рис. 2-87.

2-13. Усилители с программируемым коэффициентом усиления 193
. Умножающий ЦАП, установленный в цепи обратной связи,
позволяет осуществлять настройку коэффициента усиления.
Десятичное значение цифрового кода
Рис. 2-87. Создание делителя с помощью использования в цепи обратной связи
перемножающего ЦАП
Здесь Do-15 представляет собой десятичное значение цифрового управляющего
сигнала. Например, если все биты установлены равными 1, то коэффициент уси¬
ления будет равен 65536/65535 = 1,000015. Если равными единице установлены
только младшие 8 бит, а все остальные равны нулю, то коэффициент усиления
будет равен 65536/255 = 257.
На рис. 2-88 показан отклик на малый сигнал при коэффициенте усиления,
равном 1, и когда на вход подается прямоугольный импульс с уровнем 100 мВ.
Полоса пропускания достаточно широка и составляет 4 МГц. При этом полоса
пропускания уменьшается вместе с увеличением коэффициента усиления, и для
коэффициента усиления, равного 256, полоса пропускания будет составлять всего
600 Гц.
Если бы произведение коэффициента усиления на полосу пропускания было
постоянным, то для коэффициента усиления 256 мы получили бы полосу пропус¬
кания 15,6 кГц, однако внутренняя емкость ЦАП уменьшает полосу пропускания
до 600 Гц.
Точность установки коэффициента усиления определяется разрешением ЦАП
и настройкой коэффициента усиления. Если коэффициент усиления равен 1, то все
биты равны 1 и точность определяется дифференциальной нелинейностью ЦАП,
максимальное значение которой составляет ±1 LSB (младший бит). Итак, точ¬
ность установки коэффициента усиления составляет 1 LSB, что в 16-разрядных
системах соответствует 0,003%. Однако при повышении коэффициента усиления

194 Глава 2. Другие линейные схемы
Отклик на сгнал с низким уровнем
Полоса пропускания (G = 11) = 4 МГц
Полоса пропускания (G = +256) = 600 МГц
Нелинейность (G = +1) = 0,001%
Напряжение смещения = 100 мкВ
Уровень шумов = 50 нВ/ѵГц
Точность коэффициента усиления (G = +1) = 0,003%
Точность коэффициента усиления (G = +256) = 0,1%
Верхний график: входной сигнал, 50 мВ на деление.
Нижний график: выходной сигнал, 50 мВ на деление.
Горизонтальная шкала: 10 мкс на деление.
Рис. 2-88. Характеристики схемы, показанной на рис. 2-87
все меньшее количество битов будет устанавливаться равными 1. Для коэффи¬
циента усиления, равного 256, только бит 8 будет равным единице. Точность
коэффициента усиления вновь определяется как ±1 LSB от дифференциальной
нелинейности (DNL), однако теперь это значение относится к 8-разрядной си¬
стеме, что дает в результате 0,4%. Если коэффициент усиления увеличивается
еще больше, то точность коэффициента усиления будет уменьшаться. Разработ¬
чик должен определить, какой уровень точности приемлем для его приложения.
Для данной схемы коэффициент усиления ограничивается значением 256.
Неинвертирующие схемы с программируемым коэффициентом усиления лег¬
ко адаптируются для работы с однополярным источником питания, однако то¬
пология, на которой основаны инструментальные усилители, не очень приспо¬
соблена для такой схемы питания. Как показано на рис. 2-89, чтобы использо¬
вать АМР-04 в схеме инструментального PGA-усилителя, необходимо добавить
внешний ключ. Данная схема позволяет устанавливать следующие коэффициен¬
ты усиления: 1,10,100 и 500, переключение осуществляется при помощи ADG511.
Микросхема ADG511 представляет собой ключ с однополярным источником пи¬
тания и низким сопротивлением во включенном состоянии: Ron = 45 Ом.
Коэффициент усиления данной схемы зависит от сопротивления Ron • Чтобы
обеспечить необходимую точность при высоких коэффициентах усиления, мо¬
жет понадобиться дополнительная подстройка. Предположим, что коэффициент
усиления равен 500, тогда следует соединять параллельно два ключа, однако без
дополнительной подстройки они приводят к ошибке для коэффициента усиления,
которая составляет 10%.
Некоторые сигма-дельта АЦП (такие, как AD7710, AD7711, AD7712 и AD7713)
имеют встроенный PGA-усилитель. Это значительно упрощает схемотехнику
устройства, так как не требуется использовать внешний PGA-усилитель, также
отпадает необходимость в использовании логики управления.
Далее, в техническом описании указываются значения для всех погрешно-

2-14- Аудиоусилители I9S
стей, которые относятся к схеме PGA. Управление коэффициентом усиления
PGA осуществляется при помощи того же последовательного интерфейса, ко¬
торый используется для управления АЦП, а настройки коэффициента усиления
автоматически учитываются в результатах преобразования, что позволяет изба¬
виться от дополнительных вычислений, необходимых для определения входного
напряжения. Объединение функций АЦП и PGA обеспечивает множество пре¬
имуществ и позволяет создавать системы с чрезвычайно высокой точностью
при минимальных усилиях на проектирование. В этом случае функции отдель¬
ного блока, который отвечает за функции программируемого усиления, требуют
согласования сопротивлений резисторов, которые отвечают требованиям со сто¬
роны сигма-дельта АЦП. Изменение коэффициента усиления обеспечивается при
помощи изменения коэффициента заполнения (duty cycle) переключаемых кон¬
денсаторов, которое выполняется модулятором (рис. 2-90).
Рис. 2-89.
Инструментальный
PGA-усилитель с одно¬
полярным питанием
V+
•	Сопротивление RG учитывает как сопротивление ключа RON
так и сопротивление внешнего резистора.
•	Так как сопротивление известно с недостаточной точностью RON,
то при высоких коэффициентах усиления необходимо выполнять
подстройку.
•	Если необходимо избавиться от проведения подстройки,
то следует использовать реле.
Высокоскоростные усилители с переменным коэффициентом усиления обсу¬
ждаются в разделе, посвященном радиочастотным компонентам и компонентам
промежуточной частоты (раздел 4-6).

196 Глава 2. Другие линейные схемы
REF REF	REF
AVdd DVdd in(-) |N( + )	VBias	OUT
результаты аналого-цифрового
преобразования
Рис. 2-90. PGA-усилитель, встроенный в сигма-дельта АЦП
Раздел 2-14
Аудиоусилители
Усилители
Не существуют каких-то специальных характеристик, относящихся к звуковому
диапазону и которые относятся к усилителям. Очевидно, что усилитель должен
обладать достаточной полосой пропускания и иметь малые искажения. Некото¬
рые усилители популярны в аудиосистемах. К подобным усилителям относятся
AD797, ОР275 и AD711/12/13.
Примером микросхемы, специально предназначенной для аудиоприложений,
может служить микрофонный предусилитель SSM2019 (см. рис. 2-91). Если предъ¬
являются высокие требования к качеству звука, то основной проблемой в по¬
добных схемах становится обеспечение низкого уровня шумов. Для SSM2019 это

2-1J.. Аудиоусилители 197
значение составляет 1 нВ/уТц. Входной сигнал для SSM2019 является полностью
дифференциальным, что позволяет использовать сбалансированные микрофоны.
Существует и другая область приме¬
нения для микрофонных предусилителей,
и здесь основное значение имеет не низ¬
кий шум, а ясность при передаче голоса.
Эта область применения — коммуникацион¬
ные системы и системы громкоговорящей
связи. Семейство SSM2165/66/67 предста¬
вляет собой законченное и универсальное
решение для обработки сигналов, поступа¬
ющих от микрофонов. Блок-схема SSM2165
показана на рис. 2-92. Малошумящий уси¬
литель, управляемый напряжением (ѴСА,
voltage controlled amplifier), обеспечивает
усиление, количественное значение которо¬
го подстраивается при помощи схемы упра¬
вления и позволяет поддерживать нужные
параметры сжатия. Отношение сжатия может изменяться при помощи одного
резистора от 1:1 до 15:1 относительно фиксированной точки перегиба харак¬
теристики. Сигналы выше точки перегиба ограничиваются с целью избежать
перегрузки и для предотвращения щелканья («popping» ). Пороговая схема пре¬
дотвращает усиление шума или фона. Все это позволяет оптимизировать уровень
сигнала до преобразования в цифровой вид, и таким образом отпадает необхо¬
димость дополнительного усиления или ослабления сигнала, преобразованного
в цифровой вид, при котором могут возникать дополнительные шумы или ухуд¬
шаться работа алгоритмов распознавания речи (см. также рис. 2-93).
V+
Рис. 2-91. Микрофонный усилитель
SSM2019
Рис. 2-92.
Блок-схема
SSM2165
С2
Ѵ+	10 мкФ
Другой областью применения, связанной с обработкой звука, являются уси¬
лители для громкоговорителей. Здесь основной проблемой является обеспечение
достаточной мощности при ограниченном напряжении питания, которое обычно

198 Глава 2. Другие линейные схемы
используется в компьютерах и игровых устройствах, при этом необходимо обес¬
печивать на безопасном уровне рассеиваемую мощность. Приведем в качестве
примера SSM2211 (рис. 2-94), который представляет собой высокопроизводи¬
тельный аудиоусилитель, способный обеспечить аудиосигнал с мощностью 1 Вт
(RMS) с низким уровнем искажения при работе на соединенную по мостовой схе¬
ме нагрузку, представляющую собой громкоговоритель, с сопротивлением 8 Ом
(или же 1,5 Вт (RMS) при сопротивлении 4 Ома).
Входной сигнал (dBu)
Рис. 2-93. Типичная передаточная
функция для SSM2165
20 кП
Shutdown
Рис. 2-94. Типичная схема применения SSM2211
Микросхема SSM2165 выпускается в корпусах SO-8 и LFCSP (lead frame
chip scale package), предназначенных для поверхностного монтажа. Корпус SO-
8 использует патентованную технологию отвода тепла Thermal Coastline, более

2-14■ Аудиоусилители 199
Рис. 2-95. Типичные характеристики SSM2211
подробно этот тип корпуса будет обсуждаться в разделе, посвященном силовым
устройствам.
Усилители, управляемые напряжением (ѴСА)
Для управления уровнем звуковых сигналов часто используются усилители, упра¬
вляемые напряжением (ѴСА, voltage controlled amplifiers), которые устанавлива¬
ются в цепи прохождения сигнала и обеспечивают малые искажения. Благодаря
управляемой скорости изменения, которую обеспечивают ѴСА, удается устра¬
нить «щелчки», возникающие при переключении с помощью резистивных цепей.
Примером может служить SSM2018T — малошумящий ѴСА-усилитель с низким
уровнем искажений, предназначенный для использования в высококачественных
аудиосистемах (рис. 2-96 и 2-97). Буква Т в названии микросхемы говорит о
том, что для данной версии выполняется подстройка при производстве с целью
обеспечить малые искажения и со стороны пользователя не требуется никакой
дополнительной подстройки.
Несмотря на то что с точки зрения слушателя предпочтительнее исполь¬
зовать для управления уровнем сигнала аналоговые устройства, часто полезно
использовать цифровые методы для управляющего напряжения. В этом случае
к ѴСА-усилителю добавляется ЦАП. Примером использования подобной схемы
может служить SSM2160 (рис. 2-98), который позволяет осуществлять цифровое
управление для шести аудиоканалов, при этом устанавливается как основной
уровень, так и реализуется индивидуальное управления для каждого канала.
Сигнал проходит через ѴСА-усилители с низким уровнем искажений, для упра¬
вления каждым каналом используется 5-разрядный ЦАП, что позволяет задавать
32 уровня для коэффициента усиления. На каждый порт управления подает¬
ся сигнал от основного 7-разрядного ЦАП, что обеспечивает 128 уровней для
ослабления сигнала. Шаг изменения установлен равным 1 дБ, но его можно

200 Глава 2. Другие линейные схемы
изменять при помощи внешних резисторов. Во всем диапазоне изменений основ¬
ных параметров управления обеспечивается сбалансированность каналов. После
включения питания сигналы на выходе каждого канала автоматически отключа¬
ются. Интерфейс с большинством из микроконтроллеров обеспечивается при
помощи последовательного интерфейса, который включает в себя три или че¬
тыре линии.
Частота (Гц)
Рис. 2-97. Характеристики
искажений для SSM2018
Линейные драйверы и приемники
При передаче или приеме звуковых сигналов между различными компонента¬
ми системы всегда приходится идти на определенные компромиссы. Полностью
дифференциальные или сбалансированные системы передачи обеспечивают по¬
давление низкочастотного и радиочастотного шума, в связи с этим они исполь¬
зуются в высококачественных системах, они будут более подробно обсуждаться
далее.

2-14• Аудиоусилители 201
Рис. 2-98. Блок-схема
SSM2160
Типичная блок-схема аудиосистемы с использованием дифференциальной или
сбалансированной передачи показана на рис. 2-99. В принципе, подобная систе¬
ма с использованием сбалансированной передачи может использовать несколько
схем согласования входных и выходных линий как для драйвера, так и для при¬
емника. Перед тем как рассматривать действительные схемы, давайте вкратце
обсудим основные принципы, связанные с методами согласования.
Здесь следует заметить, что драйвер, с которого напряжение подается в ли¬
нию, не обязан точно уравнивать положительный и отрицательный уровни сиг¬
нала при работе сбалансированной линией. Допускается некоторая асимметрич¬
ность, при которой сигнал все равно будет приниматься с правильной амплиту¬
дой, и при этом будет обеспечиваться хорошее подавление шумов.
Усилитель, управляемый напряжением

202 Глава 2. Другие линейные схемы
+ 15В	+15 В
О
Рис. 2-99. Сбалансированная система для передачи аудиосигналов
Что действительно необходимо обеспечить — это хорошую балансировку
импедансов драйвера линии Roi и Ro2- Далее, вместе с сбалансированностью
импедансов драйвера также должны быть равны между собой входные (+) и (—)
импедансы приемника. Через некоторое время станут понятны те причины, ко¬
торые вызывают необходимость такого согласования.
Линейные аудиоприемники
Линейный аудиоприемник представляет собой просто усилитель с вычитанием
(рис. 2-100). Топология, показанная на рис. 2-100, является наиболее предпочти¬
тельной с точки зрения обеспечения подстройки и сбалансированности для сиг¬
налов с постоянным и переменным напряжением, так как резисторы и усилитель
изготавливаются одновременно на одной монолитной микросхеме.
При использовании схем, которые показаны на рис. 2-100 (или других схем,
которые создают для источника резистивную нагрузку), необходимо всегда по¬
мнить о том, что любые внешние сопротивления, которые добавляются к суще¬
ствующим четырем сопротивлениям, потенциально способны ухудшить коэффи¬
циент ослабления синфазного сигнала (если только значения сопротивлений не
увеличиваются пропорционально). Чтобы пояснить практическое влияние этого
эффекта, заметим, что рассогласование сопротивлений в 2,5 Ом или в 0,01%,
которое может быть вызвано соединительными проводами, при отсутствии ба¬
лансировки может привести к ослаблению на 86 дБ коэффициента ослабления
синфазного сигнала для полностью согласованных резисторов сопротивлением
25 кОм. Таким образом, подобные схемы должны использовать в качестве ис¬
точника сигнала сбалансированные драйверы с малым импедансом, желательно
25 Ом или менее.
Микросхемы SSM2141 и SSM2143 представляют собой монолитные линей¬
ные приемники, которые работают подобно схеме, показанной на рис. 2-100, и
отличаются от нее только установленными для них коэффициентами усиления.
Микросхема SSM2141 представляет собой устройство с единичным усилением,
тогда как SSM2143 способна работать как при номинальном коэффициенте уси¬
ления, который равен 0,5 (—6 дБ), или же существует возможность поменять
местами резисторы, подключенные к входу и выходу, в этом случае микросхема

2-Ц- Аудиоусилители 203
будет работать с коэффициентом усиления, равным 2 (6 дБ).
Рис. 2-100. Простая схе¬
ма линейного приемника,
в котором используется
дифференциальный уси¬
литель на основе четырех
резисторов
Обе микросхемы способны работать с источниками питания напряжением
до ±18 В, к ним можно подключать нагрузку с сопротивлением до 600 Ом,
эти компоненты отличаются низким уровнем искажений и отличными харак¬
теристиками по подавлению синфазных сигналов. Заметим, что используемые
в этих микросхемах операционные усилители по своим характеристикам схожи
с теми, что используются в ОР271. Выходной сигнал появляется на выводе 6
и представляет собой выход с открытым коллектором, обычно он соединяется
с сопротивлением R4 (вывод 5) и образует цепь обратной связи. Однако при же¬
лании в эту цепь можно добавлять буферный усилитель, это позволяет каждому
из этих линейных приемников работать с нагрузками, имеющими еще меньшие
значения импеданса.
Пожалуй, одной из самых выдающихся характеристик этих устройств явля¬
ется коэффициент ослабления синфазного сигнала, как это можно заметить из
рис. 2-101 (А) (приводятся данные для SSM2141, однако SSM2143 имеет схожие
характеристики). Для SM2141 в полосе частот от постоянного напряжения до
переменного напряжения с частотой до 1 кГц значение КОСС обычно составля¬
ет 100 дБ, и даже при увеличении частоты до 10 кГц это значение все еще будет
равняться примерно 80 дБ. Для SSM2143 (данные на рисунке не показаны) ис¬
пользуются резисторы с меньшими сопротивлениями и эта микросхема обладает
меньшим КОСС — его значение равно 90 дБ, однако оно сохраняется до частот,
примерно равных 10 кГц.
Также на рис. 2-101 (В) показывается такой параметр, как THD+N (шум
плюс нелинейные искажения), который имеет достаточно хорошие значения при
сопротивлениях нагрузки, равных как 600 Ом, так и 100 кОм.
Вместе с соответствующими линейными драйверами (следующий раздел) эти
два линейных приемника обеспечивают удобный и вместе с тем универсальный
интерфейс между отдельными частями аудиосистемы или с другими устройства¬
ми, обеспечивая передачу сигналов с частотами до 100 кГц. Однако они также
полезны при использовании в качестве модулей с универсальным коэффициентом
усиления в составе различных систем, при этом не обязательно от них требуется
полностью реализовывать свои возможности по ослаблению синфазных сигналов.
Например, они полезны в качестве прецизионных инвертирующих либо неинвер¬
тирующих модулей усилителей, так как они обладают очень высокой степенью

204 Глава 2. Другие линейные схемы
согласования встроенных резисторов. У микросхемы SSM2141 типичное значе¬
ние точности для коэффициента усиления равно 0,001%, это позволяет создавать
на их основе недорогие однокристальные инверторы и сумматоры с единичным
усилением, которые обладают очень высокой точностью.
(А) Коэффициент ослабления синфазного
S	сигнала в зависимости от частоты
-Ѳ-	1	10	100 1k 10k 100k 1M
5	Частота (Гц)
Рис. 2-101. Коэффициент ос¬
лабления синфазного сигнала
и коэффициент нелинейных
искажений для SSM2143
(В)	Коэффициент нелинейных искажений
Линейные аудиодрайв еры
В отличие от дифференциального линейного приемника, используемая для диф¬
ференциальных линейных драйверов топология не является столь же четко сфор¬
мировавшейся. В данном разделе будут рассмотрены две различные схемы, ко¬
торые различаются по уровню сложности и по характеристикам.

2-14. Аудиоусилители 205
+Out force
+Out sense
-Out sense
-Out force
Корпус mini-dip
-Force
-Sense
Ground
V,N
К
к
n
1
fi
¥] + Force
У] +Sense
б] +V
U -V
Рис. 2-102. Блок-схема SSM2142
С другой стороны, использование технологий по производству монолитных
микросхем вместе с использованием лазерной подстройки позволяет реализовать
на практике даже такие сложные схемы, как сбалансированные линейные драй¬
веры. Как и в случае с линейными приемниками SSM2141 и SSM2143, применение
этой концепции к схемам драйверов позволяет создавать эффективные и полез¬
ные микросхемы. Функциональная схема компонента SSM2142, который пред¬
ставляет собой сбалансированный линейный драйвер, показана на рис. 2-102.
Микросхема SSM2142 для преобразования однопроводного сигнала в диффе¬
ренциальный сигнал с коэффициентом усиления 2, и при использовании соот¬
ветствующие вывода FORCE/SENSE могут просто соединяться между собой.
В составе системы SM2142 может использоваться совместно с линейными драй¬
верами SSM2143 или SSM2141, при этом дифференциальный сигнал передается
с помощью экранированной витой пары. Такая конструкция позволяет созда¬
вать законченную систему передачи, в которой однопроводной сигнал сначала
преобразуется в дифференциальный и затем наоборот, благодаря чему при пе¬
редаче сигнала обеспечивается защита от помех.
Если для SSM2143 установлен коэффициент усиления 0,5, то для SSM2142
можно использовать соответствующее значение коэффициента усиления, рав¬
ное 2, в этом случае общий коэффициент усиления системы будет равен 1. Если
в качестве приемника использовать SSM2141, то общее усиление системы будет
равно 2, что подразумевает использование на стороне приемника терминирую¬
щего резистора. На рис. 2-104 показаны значения THD+N (шум плюс нелинейные
искажения) для системы с единичным усилением на основе SSM2142/SSM2143,
при использовании входного/выходного сигнала напряжением 5 В (RMS) как
при подключенном кабеле длиной 500 дюймов, так и без него.
Очевидно, что все эти драйверы не обеспечивают гальваническую изоляцию.
Это означает, что во всех приложениях должна существовать цепь по постоян¬
ному току между землями драйвера и оконечного приемника. На практике это
не обязательно представляет собой проблему.

206 Глава 2. Другие линейные схемы
+ 15В
О
+ 15В
о/ѴѵХ
Экранированная
витая пара
А-1
V
2
-15В
Рис. 2-103. Сбалансированная система передачи аудиосигнала
Силовые аудиоусилители класса D
Принципы функционирования
Аудиоусилитель класса D по своей конструкции является импульсным усилите¬
лем или усилителем с широтно-импульсной модуляцией (PWM) и представляет
собой один из различных классов усилителей. Давайте рассмотрим определения
для основных подобных классов:
Класс А: в усилителях класса А выходное устройство (или устройство) посто¬
янно находится в проводящем состоянии на протяжении всего рабочего цикла.
Другими словами, в выходных устройствах всегда протекает ток смещения. Та¬
кая топология обеспечивает более низкий уровень искажений, и чаще всего она
является линейной технологией, однако одновременно она отличается меньшим
КПД — порядка 20%. Следовательно, достаточно высока рассеиваемая мощ¬
ность в статическом состоянии. В действительности рассеиваемая мощность
является постоянной и не зависит от того, какая мощность передается нагрузке.
Для выходного каскада в усилителях класса А не используется комплементарная
структура, состоящая из верхнего и нижнего выходного устройства (устройств).
Класс В: в усилителях класса В выходное устройство (устройства) находятся
в проводящем состоянии только на половину периода синусоиды (один находит¬
ся в проводящем состоянии при половине цикла, когда синусоида положительна,
второй — когда синусоида отрицательна). Если сигнал отсутствует, то по выход¬
ным устройствам ток не протекает. Очевидно, что этот класс усилителей имеет
лучший КПД по сравнению с усилителями класса А (приблизительно на 50%),
однако здесь возникают искажения в точке переключения выходных устройств,
так как для включения одного устройства и для выключения другого необходи¬
мо некоторое время. Этот эффект носит название crossover notch distortion. Так
как этот эффект возникает при минимальном уровне сигнала (в точке пересе¬
чения нулевого уровня), то он является очень заметным.
Класс АВ: данный усилитель является комбинацией двух перечисленных вы¬
ше типов и, возможно, является наиболее распространенным из существующих
типов силовых усилителей. В этом усилители оба устройства могут одновре¬
менно находиться в проводящем состоянии, однако только для малых сигналов

2-Ц. Аудиоусилители 207
Зависимость THD + N (%) прецизионного
приемника аудиосигнала 2143 от частоты (Гц)
Частота (Гц)
Рис. 2-104. Характеристики сбалансированной системы передачи аудио-сигнала
с амплитудой вблизи точки пересечения с нулевым уровнем. Так как каждое
устройство находится в проводящем состоянии на протяжении более чем поло¬
вины рабочего цикла, то удается преодолеть свойственные усилителям класса В
искажения (crossover distortion) и при этом повысить КПД по сравнению с клас¬
сом А. Коэффициент полезного действия для усилителей класса АВ также соста¬
вляет примерно 50%. Существуют различные варианты усилителей класса АВ,
которые различаются временем в пределах рабочего цикла, в течение которого
в проводящем состоянии находятся оба устройства. Очевидно, что чем больше
время одновременной работы устройств, тем ниже КПД и тем выше линейность
усилителя (рис. 2-105).
Класс D: как уже говорилось ранее, этот класс усилителей представляет собой
импульсные усилители. В усилителях данного класса ключи находятся в полно¬
стью открытом или полностью закрытом состоянии, что значительно уменьшает
потери мощности в подобных устройствах. Это очень напоминает различия меж¬
ду линейными и импульсными стабилизаторами мощности.
В подобных устройствах можно достичь КПД, равного 90-95%. В усилителях
класса D входной аудиосигнал при помощи модулятора преобразуется в после¬
довательность импульсов, которые используются для управления выходными
ключами. Наиболее часто используемой схемой модуляции является широтно-им¬
пульсная модуляция (PWM). При широтно-импульсной модуляции аудиосигнал
используется для широтно-импульсной модуляции сигнала несущей, и получен¬
ный в результате сигнал используется для управления выходными устройствами.
Сигнал от выходных устройств пропускается через фильтр низких частот с це¬
лью устранить влияние высокочастотного сигнала несущей, и на выходе фильтра

208 Глава 2. Другие линейные схемы
мы получаем сигнал с необходимой звуковой информацией. Громкоговоритель
также является одним из составных элементов фильтра, он подключается к вы¬
ходу фильтра.
Рис. 2-105. Примеры выходных каскадов: (А) класс А, (В) класс В, (С) класс АВ
Усилители класса D выпускаются в самых различных модификациях, неко¬
торые из них используют цифровые входа, другие работают с аналоговыми
входными сигналами.
Однако недостатком PWM-усилителей является низкое качество аудиосиг¬
нала: коэффициент нелинейных искажений обычно равен 0,1% или хуже, также
проблемой является PSRR (см. ссылку [1]). Как предложено в [1], значение PSRR
может быть улучшено при помощи отслеживания состояния источника питания
и соответствующей подстройкой работы модулятора. Однако это не помогает
избавиться от нелинейных искажений, которые связаны с нелинейностью про¬
цесса PWM-модуляции и нелинейностью выходного каскада.
Шумы, связанные с нелинейными искажениями и источником питания, можно
подавить при помощи обратной связи с выходом силового каскада (см. ссыл¬
ку [2]), при этом цепь обратной связи также охватывает и аналоговый PWM-
модулятор.
К числу преимуществ широтно-импульсной модуляции относится то, что
она обеспечивает соотношение сигнал-шум более 100 дБ в полосе звуковых ча¬
стот при использовании достаточно низкочастотных тактовых сигналов (по¬
рядка 400 кГц) и ограничивает потери при переключении. Кроме этого, боль¬
шинство PWM-модуляторов остаются стабильными вплоть до 100%-ного уров¬
ня модуляции, что обеспечивает высокую выходную мощность вплоть до со¬
стояния перегрузки. Однако с PWM-методами связано и несколько проблем.
Во-первых, процесс широтно-импульсной модуляции неизбежно добавляет ис¬
кажения во многих схемах модуляции (см. ссылку [3]), во-вторых, гармоники и
частота переключения PWM создают электромагнитные помехи в полосе радио¬
частот, использующих аналоговую модуляцию.

2-14■ Аудиоусилители 209
Сигма-дельта модуляция позволяет избавиться от этих проблем, однако обычно
она не используется для усилителей класса D (см. ссылку [3]). Это связано с
тем, что обычные 1-разрядные сигма-дельта модуляторы остаются стабильны¬
ми только до уровня заполнения в 50%, а КПД ограничен в связи с тем, что
типичная частота данных на выходе превышает 1 МГц — чтобы обеспечить
достаточное соотношение сигнал-шум для звуковых частот необходимо исполь¬
зовать oversampling rate, превышающую 64. Компании Analog Devices удалось
расширить возможности традиционной одноразрядной сигма-дельта архитекту¬
ры, благодаря чему появились микросхемы усилителей класса D с сигма-дельта
модуляцией, которые по своим возможностям превосходят конкурирующие про¬
дукты на основе PWM-модуляции.
Архитектура устройства
Семейство микросхем AD1990/2/4/6 представляет собой двухканальные (BTL)
импульсные аудиоусилители мощности с мостовым выходом и интегрированны¬
ми сигма-дельта модуляторами. Далее для обозначения микросхем этого семей¬
ства мы будем использовать сокращение «AD199x».
На вход модулятора AD199x поступает маломощный аналоговый сигнал (мак¬
симальная амплитуда: 5 В), модулятор создает последовательность импульсов,
которые непосредственно управляют громкоговорителями. Каждый из двух мо¬
дуляторов способен управлять двумя выходными каскадами и таким образом
способен обеспечить ток двойной величины для одноканальных приложений.
Имеется цифровой интерфейс, совместимый с большинством микроконтролле¬
ров, который обеспечивает возможность сброса, выключения звука и настройки
PGA, а также сигналы, сообщающие о возникновении ошибок, связанных с повы¬
шенной температурой или с превышением допустимых значений тока. Выходной
каскад может работать при напряжениях питания от 8 В до 20 В, аналоговый
модулятор и цифровая схема управления требуют напряжения питания 5 В.
Силовой каскад AD199x состоит из четырех пар транзисторов, которые ис¬
пользуются в качестве двух Н-мостов для усиления стереосигналов. На вход
транзисторных пар подается сигнал с выхода сигма-дельта модулятора. Пользо¬
ватель имеет возможность настраивать продолжительность промежутка, кото¬
рый проходит с момента переключения верхнего и нижнего транзистора, чтобы
гарантировать, что оба транзистора никогда не будут одновременно находиться
во включенном состоянии. Микросхемы AD199x реализуют функцию подавления
щелчков при включении питания, что позволяет устранить все помехи вслед за
сбросом микросхемы или после снятия отключения звука.
Аналоговый входной модуль
Аналоговый входной модуль для смещения входного сигнала к опорному уровню
использует встроенный усилитель. Для устранения постоянного уровня напря¬
жения в входном сигнале необходимо использовать блокирующий конденсатор.

210 Глава 2. Другие линейные схемы
Сигма-дельта модулятор
Модулятор использует одноразрядную feedforward-архитектуру седьмого поряд¬
ка. Сигнал с выхода дискретизатора (quantizer) подается на импульсный силовой
каскад, импульсы с которого подаются обратно на первый интегратор непре¬
рывного действия (СТ). Благодаря этому максимально точно осуществляется
интегрирование импульса, что обеспечивает максимальную коррекцию погреш¬
ности. Если бы первый интегратор работал в дискретном режиме, то при обра¬
ботке сигналов могла быть утеряна важная информация относительно ошибок
времени и формы фронтов импульса, что уменьшило бы эффективность цепи
обратной связи по коррекции ошибок.
Полоса пропускания для интегратора непрерывного действия составляет 100 кГц,
что обеспечивает аналоговую антиалиасинговую фильтрацию для следующих за
ним в схеме интеграторов на переключаемых конденсаторах (SC) с дискретным
режимом по времени. Интеграторы на переключаемых конденсаторах и дискре¬
тизатор используют тактовые сигналы с частотой 6 МГц, что соответствует
показателю передискретизации, равному 128.
Для модулятора седьмой порядок обеспечивает достижения уровня сигнал-
шум выше 100 дБ при использовании традиционного агрессивного формирова¬
ния шума (см. ссылку [5]). Однако это приводит к тому, что возникает неста¬
бильность при модуляции более 50%, что ограничивает максимальную выход¬
ную мощность в устойчивом режиме работы значением, составляющим лишь
25% от теоретического уровня полной мощности. Чтобы преодолеть это огра¬
ничение, используют менее агрессивное формирование шума, что гарантирует
стабильность при 90% модуляции. Благодаря этому обеспечивается хорошее
качество звука при высоких мощностях, однако чтобы добиться приемлемого
уровня сигнал-шум, приходится использовать модуляторы высокого порядка.
Преимущество данного решения заключается в том, что, кроме первого инте¬
гратора, все остальные могут являться интеграторами на переключаемых кон¬
денсаторах (SC). Так как первый интегратор обладает высоким коэффициентом
усиления, то уменьшаются требования по шуму к усилителям на переключае¬
мых конденсаторах, что позволяет использовать в схеме преобразования сигнала
конденсаторы с малой емкостью (50 пФ), а также использовать маломощные од¬
нокаскадные операционные усилители. Контур обратной связи от резонатора
к интеграторам 2, 4 и 6 позволяет снизить низкочастотный шум, так как пе¬
редаточная функция для контура отрицательной обратной связи (NTF) будет
иметь нули на частотах 12 кГц, 22 кГц и 40 кГц. Если напряжение PVDD =
12 В, то общее значение шума квантования в звуковом диапазоне будет рав¬
но 25 мкВ (RMS), с учетом дополнительного теплового шума мы получаем для
полного шума в звуковом диапазоне значение 50 мкВ (RMS). Максимальное вы¬
ходное напряжение равно 7,8 В (RMS), что обеспечивает динамический диапазон
в 104 дБ.
Модулятор данного типа может терять устойчивость при высоких значениях
входного сигнала (более 90% от максимального допустимого диапазона). По при¬
чине подобной нестабильности могут возникать переходные процессы, которые
искажают выходной сигнал и создают неприятные для слуха звуковые эффекты.
Чтобы решить данную проблему, отслеживается уровень сигнала на входе мо¬

2-Ц- Аудиоусилители 211
дулятора, и если обнаруживаются сигналы высокого уровня, которые способны
вызвать нестабильность модулятора, то выполняется сброс интеграторов 3- 7,
входящих в состав модулятора. Благодаря этому порядок модулятора уменьша¬
ется до двух, данная конфигурация является безусловно устойчивой. Коэффици¬
ент усиления контура обратной связи уменьшается относительно обычной кон¬
фигурации седьмого порядка, по этой причине формирование шума выполняется
не столь эффективно, и в выходном сигнале увеличивается доля шумов кванто¬
вания. Учитывая то, что возросший уровень шумов накладывается на сигнал
с более высоким уровнем, который теперь более точно соответствует требуемой
форме, в результате мы получаем качество звука лучше по сравнению с тем,
если бы мы допустили нестабильность модулятора.
Подключение Н-моста
Каждый канал импульсного усилителя управляется Н-мостом, который со¬
стоит из четырех транзисторов и образует дифференциальный выходной каскад.
Выходные сигналы Н-моста (OUTR+, OUTR—, OUTL+, OUTL—) изменяются
в диапазоне между напряжением питания PVDD и напряжением земли PGND
под управлением сигнала, поступающего от сигма-дельта (НА) модулятора. Ис¬
точник питания для силового каскада на основе AD199x должен иметь напря¬
жение от +8 В до +20 В и должен обеспечивать достаточный ток для данной
нагрузки.
Источник питания подключается к выводам PVDD и PGND. Вывода NFR+,
NFR—, NFL+ и NFL— используются в цепи обратной связи модулятора. При
помощи делителей, созданных с помощью резисторов, эти вывода подключаются
к выходам Н-моста, как это показано на рис. 2-106.
Для уменьшения потерь мощности в течение времени отключения моста, ко¬
гда отключены как верхние, так и нижние транзисторы, используются внешние
диоды Шоттки. В течение этого промежутка времени ни один из транзисторов
не подает сигнал на вывод OUTx, и задачей используемых в схеме индуктивно¬
стей является обеспечить протекание тока.
Например, такая ситуация может возникать тогда, когда напряжение на вы¬
воде OUTx приближается к уровню напряжения на выводе PGND или пере¬
секает этот уровень. Если напряжение на выводе OUTx опускается более чем
на 0,7 В ниже уровня PGND, то на паразитный диод, относящийся к транзистору
нижнего плеча, подается напряжение в прямом направлении, и он включает¬
ся. При включении транзистора верхнего плеча напряжение на выводе OUTx
возрастает до уровня PVDD, и паразитный диод смещается в обратном напра¬
влении. Однако паразитные диоды обладают большим временем восстановления,
и ток будет продолжать протекать через них на PGND, что увеличивает ток
потребления для всей схемы. От этого можно избавиться при помощи использо¬
вания диодов Шоттки. Теперь, когда напряжение на выводе OUTx опускается
на 0,3 В ниже уровня PGND, диод Шоттки смещается в прямом направлении.
Когда транзистор верхнего плеча включается, то диод Шоттки будет смещен
в обратном направлении. Диоды Шоттки обладают значительно меньшим вре¬
менем обратного восстановления по сравнению с паразитными диодами, и таким
образом в схеме будет протекать ток меньшей величины. Аналогичный эффект

212 Глава 2. Другие линейные схемы
возникает тогда, когда возникающий под влиянием индуктивности ток приводит
к тому, что на выводе OUTx возникает напряжение, которое превышает уровень
напряжения питания PVDD. На рис. 2-106 показано, какие внешние компоненты
необходимо подключить к микросхеме AD199x, чтобы получить конфигурацию
Н-моста.
PVDD	PVDD
Коэффициент усиления
Выбор коэффициента усиления модулятора
Модулятор AD199x можно представить себе в виде импульсного аналогового
усилителя, коэффициент усиления по напряжению здесь задается при помощи
двух внешних резисторов, которые включаются между выводами OUTxx и PGND
и образуют делитель напряжения. Центральная точка этого делителя подключа¬
ется к выводу NFx, который относится к схеме обратной связи. Выбирая ко¬
эффициент усиления и напряжение питания PVDD, можно установить уровень
мощности, который передается нагрузке при фиксированном уровне входного
сигнала. Коэффициент усиления модулятора устанавливается сопротивлениями
Ri и R2 (см. рис. 2-107) в соответствии со следующим уравнением:
Коэффициент усиления =
(2-23)
Если напряжение на выводах NFx превышает 5 В, то активируется схема
защиты от электростатического разряда (ESD), которая предохраняет от по¬
вреждения подключенные к NFx низковольтные цепи. Когда срабатывает такая
схема защиты, то ее влияние приводит к нелинейному поведению в цепи обратной
связи модулятора, что в свою очередь ухудшает качество аудиосигнала. Чтобы
избежать этого, выбор сопротивления резисторов R1 и R2, а также выбор ко¬
эффициента усиления должен производиться так, чтобы максимальный уровень
напряжения на выводе NFx не превышал 5 В.

2-Ц■ Аудиоусилители 213
DVDD
PVDD
0,1 мкФ
П}
0,1 мкФ^г ф
100 мкФ
r\j >ШтФ II	0AINR
+гг
47 мкФ == =j=100 нФ
Сигнал отключения
при превышении предельно
рабочей температуры
Сигнал предупреждени
о превышении предельной^,
рабочей температуры
Сигнал о превышении
предельного уровня тока
-11-
>11-
1 у
□
Т А
’ II
I
Рис. 2-107. Типичная схема для использования в стереоустройствах
Для определения стабильности модулятора и качества аудиосигнала использует¬
ся следующая формула:
Коэффициент усиления =
( R-2 + Ді \
I Й2 ;
PVDD
3,635 '
(2-24)

214 Глава 2. Другие линейные схемы
Коэффициент усиления определяется не абсолютными значениями сопроти¬
влений резисторов, а их соотношением. Однако делитель напряжения обеспечи¬
вает электрическое соединение между высоким напряжением питания и землей,
и сопротивления следует выбирать таким образом, чтобы они были достаточ¬
но велики и не создавали ощутимого вклада в ток потребления в статическом
состоянии.
Микросхема содержит схему калибровки, которая позволяет уменьшить сме¬
щение напряжения в громкоговорителе, что в свою очередь позволяет умень¬
шить щелчки и потрескивания при включении или выключении звука. Схема
калибровки смещения будет работать в оптимальном режиме тогда, когда сум¬
ма сопротивлений резисторов в цепи обратной связи составляет 6 кОм (т. е.
Ri + R2 = 6 кОм).
Вопросы, связанные с включением питания
Необходимо внимательно относиться к включению питания для микросхем AD199x,
с этим связана правильная работа микросхемы, а также возможность защел¬
кивания (latch-up). При включении питания AD199x на выводах RST/PDN и
MUTE должен присутствовать низкий уровень напряжения, и этот уровень дол¬
жен удерживаться до стабилизации напряжения всех источников питания. После
стабилизации источников питания микросхема AD199x может быть выведена из
состояния сброса, для этого на вывод RST/PDWN подается высокий уровень
напряжения, также высокий уровень напряжения может при необходимости по¬
даваться на вывод MUTE.
Щелкающий шум при включении/отключении звука
Функция подавления щелкающего звука, которой обладают микросхемы AD199x,
активируется при выходе из состояния сброса или при включении звука. Данная
функция обеспечивается при помощи импульсного управления силовыми входа¬
ми, при котором сигнал на выходе LC-фильтра контролируемым образом увели¬
чивается от О В до среднего значения. Эта функция позволяет избежать возник¬
новения нежелательных переходных сигналов как на выходе схемы, так и в схеме
высоковольтного источника питания.
Тепловая защита
Микросхема AD199x поддерживает функцию тепловой защиты. Если темпера¬
тура подложки микросхемы превышает предельное значение, приблизительно
равное 135 °С, то на выводе ERR1 устанавливается сигнал предупреждения об
ошибке. Если температура превышает уровень, приблизительно равный 150 °С,
то на выводе ERR2 устанавливается сигнал об ошибке, вызванной превышением
предельной температуры. После этого микросхема отключается, чтобы предот¬
вратить ее повреждение. Когда температура опускается ниже 120 °С, то сигналы
на этих двух выводах сбрасываются (возвращаются к низкому уровню) и микро¬
схема возвращается к нормальному режиму работы.

2-Ц. Аудиоусилители 215
Защита от токов, превышающих допустимое предельное значение
Микросхема AD199x поддерживает функцию защиты от токов, превышающих
предельные значения, а также от токов короткого замыкания. Если через лю¬
бой из силовых транзисторов протекает ток более 4 А, то звук отключается и
на выводе ERRO устанавливается сигнал, сообщающий о превышении предель¬
ного допустимого значения тока. Этот сигнал сохраняет свое состояние и не
снимается автоматически. Чтобы снять данную ошибку и перейти в режим нор¬
мальной работы, необходимо либо подать сигнал сброса, либо отключить и вновь
включить звук (функция MUTE).
Для правильной работы микросхемы AD199x также важное значение имеет
правильная топология печатной платы и правильная развязка цепей питания. Так
как микросхема коммутирует большой ток, то существует вероятность большо¬
го выброса по шине PVDD, который может возникать при каждом переключении
транзисторных ключей. Это может привести к непредсказуемой работе устрой¬
ства. Чтобы избежать подобной проблемы, необходимо вблизи микросхемы уста¬
новить развязывающие конденсаторы для схемы питания. Также рекомендуется,
чтобы развязывающие конденсаторы располагались на той же стороне печатной
платы, на которой установлена микросхема AD199x, и эти конденсаторы долж¬
ны непосредственно соединяться с выводами микросхемы PVDD и PGND. Если
развязывающие конденсаторы установлены на другой стороне платы и исполь¬
зуются переходные отверстия, то эффективность схемы развязки снижается.
Это связано с тем, что переходные отверстия ведут себя подобно индуктивно¬
стям и, следовательно, будут препятствовать быстрой разрядке развязывающих
конденсаторов. Оптимальная работа AD199x обеспечивается в том случае, ес¬
ли с каждой стороны микросхемы устанавливается по одному развязывающему
конденсатору, если же необходимо уменьшить последовательное сопротивление
конденсатора, то могут устанавливаться по два конденсатора с каждой сторо¬
ны. Если невозможно придерживаться данных рекомендаций и использование
переходных отверстий неизбежно, то необходимо увеличить их поверхность с по¬
мощью увеличения диаметра, что позволяет уменьшить индуктивность и сопро¬
тивление переходного отверстия (рис. 2-108).
Вопросы, связанные с применением микросхем
Верность звуковоспроизведения и снижение уровня
электромагнитных помех
Усилители AD199x обеспечивают уровень воспроизведения звука, который удо¬
влетворит самых взыскательных меломанов: коэффициент нелинейных искаже¬
ний (THD) менее 0,003%, соотношение сигнал/шум (SNR) превышает 103 дБ,
коэффициент подавления влияния источника питания (PSRR) более 65 дБ, при
этом рассеиваемая мощность составляет лишь 50% от значений, свойственных
обычным линейным усилителям. Коэффициент нелинейных искажений (THD)
имеет значение, на 40 дБ превышающее значение для обычных конкурирующих
устройств с разомкнутым контуром обратной связи и на 10-20 дБ лучше, чем
большинство устройств с замкнутым контуром обратной связи. Подобное впечатляющее

Рис. 2-108. Блок-схема AD199x
216 Глава 2. Другие линейные схемы

2-Ц. Аудиоусилители 217
повышение характеристик связано с использованием в схеме обратной связи раз¬
работанной компанией Analog Devices технологии смешанных сигналов с сигма-
дельта модуляцией седьмого порядка, а также благодаря применению схем фор¬
мирования мощных выходных сигнашв и использованием мостовых схем. При
помощи передовой схемы модуляции, разработанной Analog Devices, а также
благодаря сигма-дельта архитектуре с замкнутым контуром обратной связи,
минимизируются внеполосные излучаемые и передаваемые по проводам радиоча¬
стотные помехи, что позволяет значительно снизить уровень электромагнитного
излучения.
Уровень мощности для стереосигнала может изменяться от 5 Вт (мощность
моносигнала 10 Вт) до мощности 40 Вт (моносигнал с мощностью 80 Вт). Также
микросхема AD199x может конфигурироваться для работы в режиме модулято¬
ра. Таким образом, совместно с внешними силовыми FET-транзисторами обеспе¬
чивается очень высокий уровень усиления мощности, который ограничивается
лишь характеристиками силового каскада. Также микросхемы поддерживают
важные периферийные функции, такие как схемы подавления щелчков и треска
(pop/click) и защита от короткого замыкания, перегрузки и повышенной темпе¬
ратуры.
Шум плюс нелинейные искажения для синусоидального сигнала
с частотой 1 кГц
На рис. 2-109 и 2-110 показаны результаты выполнения быстрого преобразования
Фурье (БПФ) для сигнала с частотой 1 кГц и выходной мощностью, равной
1 мкВт и 1 Вт. Из рис. 2-109 можно понять, что БПФ для сигнала мощностью
1 мкВт свидетельствует об отсутствии тональных составляющих в шуме (для
входных сигналов с малой мощностью).
Рис. 2-109. Шум плюс нелинейные
искажения для синусоидального сиг¬
нала с частотой 1 кГц и мощностью
1 мкВ
Результаты быстрого преобразования Фурье для
синусоидального сигнала с частотой 1 КГц и уровнем
1 мкВ, который измеряется на выходе LC-фильтра
20
0
>
-20
CD
тэ,
-40
j0
8
-60
1
О
-80
-100
-140
Нагрузка
- Шум изме
Ом, напряже
зяется в диап
ниѳ питания F
ізонѳ от 20 Гі
’VDD = 12 В
до 20 КГц -
0,5
1
Частота (Гц)
1,5
2
хЮ4
На рис. 2-110 показана более соответствующая реальным условиям картина,
когда мощность звукового сигнала составляет 1 Вт. Здесь уже заметны гармо¬
нические искажения, однако КНИ, равный в данном случае 0,00121%, является

218 Глава 2. Другие линейные схемы
недостижимым для других однокристальных усилителей класса D (при анало¬
гичных уровнях сигнала).
20
0
-20
-40
-60
-80
-100
-120
-140
Нагрузка
THD
Ом, напряжение питания PVDD = 12В
= -98,4дБ (0,00121%)
0.5	1
Частота (Гц)
1,5
2
Х104
Рис. 2-110. Шум плюс нелиней¬
ные искажения для синусоидаль¬
ного сигнала с частотой 1 кГц и
мощностью 1 Вт
FFT синусоидального сигнала с мощностью 1 Вт
и частотой 1 кГц, измеренного на выходе LC фильтра
Q)
М
S
I
-10
о
о.
-20
2
-30
о
X
СО
о
-40
X
о
о
-50
bd
2
S
-60
X
(D
3
-70
о
X
Е
о
-80
о
с
-90
L0
3
о
-100
X
I-
-110
Син
усс»
даль
■ный сигна
Л С А/
ОН
JHO
СТЬЮ
1ВТ под
эетс
Я н
н
эгрус
ку 6 Ом
—
7="
'цгАу
Ау
VS
Jl
Ю2	ю3
Частота (Гц)
104
Рис. 2-111. Зависимость
искажений от частоты для
сигнала с частотой 1 кГц
На рис. 2-11 показано изменение КНИ в зависимости от частоты, при этом
выходной сигнал представляет собой синусоиду с мощностью 1 Вт.
Более высокие значения коэффициента усиления в схеме модулятора обеспе¬
чивают лучшую коррекцию ошибок модулятора и силового каскада, благодаря
этому значения КНИ улучшаются вместе с повышением частоты. Действитель¬
ное значение КНИ равно максимум 0,001% ( — 100 дБ) при частотах до нескольких
сотен герц. Кажущееся улучшение КНИ при аудиочастотах выше 6 кГц является
следствием используемой схемы проведения измерений, при которой невозможно
обнаруживать гармоники для частот выше 20 кГц. Для ультразвуковых, недо¬
ступных для слуха сигналов с частотой 20 кГц действительное значение КНИ
будет составлять примерно 0,01% (—80 дБ).

2-14■ Аудиоусилители 219
Шум плюс нелинейные искажения в зависимости от мощности
выходного сигнала для синусоидального сигнала с частотой 1 кГц
На рис. 2-112 показано изменение величины THD+N (шум плюс нелинейные ис¬
кажения) в зависимости от мощности выходного сигнала, который представляет
собой синусоиду с частотой 1 кГц. На графике показаны две кривые. Первая кри¬
вая, которая обозначена как (о), относится к приложениям с малой мощностью,
где PVDD = 12 В, а сопротивление нагрузки составляет 6 Ом (схема измерений,
которая используется по умолчанию). Вторая кривая относится к приложени¬
ям с более высокой мощностью, здесь напряжение питания PVDD равно 20 В,
а сопротивление нагрузки составляет 4 Ом.
Рис. 2-112. Зависимость
искажений от выходной
мощности для сигнала с
частотой 1 кГц
Зависимость коэффициента шум+нелинейные искажения
от частоты, синусоидальный сигнал с частотой 1 КГц,
Из этих графиков видно, что существуют три различных области. Первая со¬
ответствует наименьшей выходной мощности, когда модулятор имеет седьмой
порядок и обеспечивается наилучшее значение для шума плюс нелинейные иска¬
жения. Вторая область соответствует значительному уровню выходной мощно¬
сти, когда для обеспечения устойчивой работы порядок модулятора понижается
с семи до двух.
Конфигурация второго порядка обеспечивает для величины шум плюс нели¬
нейные искажения значение, не превышающее всего лишь 65 дБ, так как шум
квантования возрастает по причине более низкого порядка модулятора. Одна¬
ко этот возросший шум плохо различим на фоне громкого выходного сигнала.
Третья область соответствует наиболее высоким мощностям выходного сигнала,
где происходит ограничение уровня, и связанные с этим искажения значительно
ухудшают КНИ.

220 Глава 2. Другие линейные схемы
Интермодуляционные искажения IMD
На рис. 2-113 показаны интермодуляционные искажения (IMD), которые возни¬
кают при подаче двух сигналов с частотой 19 кГц и 20 кГц и мощностью 1 Вт.
Компоненты второго порядка имеют уровень на 98 дБ ниже уровня основных
сигналов.
БПФ тестового сигнала для измерения интермодуляционных искажений
с мощностью 1 Вт и частотами 19 кГц/20 кГц,
измеренного на выходе LC фильтра
Рис. 2-113. Интермо¬
дуляционные искаже¬
ния (IMD)
Перекрестные искажения
Перекрестные искажения между каналами представляют проблему в микросхе¬
мах, где используются несколько аудиоканалов. Чтобы изучить влияние пере¬
крестных искажений, мы подадим на один канал микросхемы синусоидальный
сигнал с частотой 1 кГц и мощностью 1 Вт (+ 7,8 дБВ), на другие каналы не
подается никакого сигнала. Затем мы измеряем состояние тех каналов, на ко¬
торые не подается сигнал, результаты показаны на рис. 2-114. В этих каналах
возникает сигнал частотой 1 кГц и уровнем -89 dBV, что на 97 дБ ниже уровня
сигнала, который подается на вход одного из каналов микросхемы.
Коэффициент полезного действия
На рис. 2-115 показано значение КПД от уровня выходной мощности (диапа¬
зон от 0 Вт до 5 Вт). При расчете этого значения учитывается потребляемая
мощность модулятора, которая составляет 50 мВт на канал, а также мощность,
которую потребляет силовой каскад. (Если учитывать только мощность, кото¬
рую потребляет силовой каскад, и не учитывать модулятор, то мы получим для
КПД несколько лучшие значения).

2-15. Усилители с автоподстройкой нуля 221
Рис. 2-114. Перекрест¬
ные искажения
20
0
-80
-100
-120
-140
Перекрестные искажения, возникающие в соседних каналах
Не
один канал подается синусоидальн
с частотой 1 КГц и уровнем +7,8
ый сигнал
dBV
0,2	0,4	0,6	0,8	1	1,2	1,4	1,6	1,8	2
Частота (Гц)
Рис. 2-115. Зависимость КПД от
мощности выходного сигнала
Зависимость КПД от уровня выходной мощности,
Выходная мощность, на один канал (Вт)
Раздел 2-15
Усилители с автоподстройкой нуля
Усилители, стабилизированные прерываниями
Топология усилителей, стабилизированных прерываниями, известна на протяже¬
нии нескольких десятилетий. В первоначальном варианте использовались пере¬
ключение входных сигналов со связью по переменному напряжению и синхрон¬
ная демодуляция сигнала с переменным напряжением с целью восстановления

222 Глава 2. Другие линейные схемы
постоянной составляющей (см. рис. 2-116). Усилители подобного типа обеспечи¬
вают чрезвычайно малое смещение, чрезвычайно малый дрейф и очень высокое
значение коэффициента усиления, однако они имеют ограниченную полосу про¬
пускания (следует учитывать, что это система с выборкой сигналов). Также
требовалась фильтрация для устранения больших пульсаций напряжения, воз¬
никающих под влиянием прерываний. Первые подобные усилители в действи¬
тельности представляли собой не что иное, как реле, которые переключались
с частотой порядка 400 Гц.
Рис. 2-116. Упрощенная схема классического усилителя, стабилизированного прерываниями
Практически все современные микросхемы усилителей, стабилизированных
прерываниями, используют метод автоматической подстройки нуля на основе
составного усилителя, состоящего из двух (или более) каскадов. Структура та¬
кого усилителя схожа со схемой усилителя, стабилизированного прерываниями
(см. рис. 2-117). Первый каскад отвечает за подстройку нуля, тогда как второй
каскад обеспечивает широкополосную амплитудно-частотную характеристику.
При последовательном соединении эти два каскада обеспечивают очень высокий
коэффициент усиления по напряжению.
Рис. 2-117.
Упрощенная схема
усилителя с автома¬
тической подстрой¬
кой нуля

2-15. Усилители с автоподстройкой нуля 223
Усилители, стабилизированные прерыванием, позволили устранить ограни¬
чение полосы пропускания, связанное с классической схемой. Они объединяют
усилитель, стабилизированный прерываниями (который используется в качестве
стабилизирующего усилителя), вместе с обычным широкополосным усилителем,
который остается в цепи прохождения сигнала. Так как основная цепь прохо¬
ждения сигнала не использует выборку, то полоса пропускания системы опре¬
деляется полосой пропускания усилителя, осуществляющего обработку сигнала.
При этом может быть превышена частота, используемая для осуществления пре¬
рываний.
Подобные архитектуры, использующие стабилизацию прерываний, способны
работать в инвертирующем режиме — это связано с тем, что стабилизирующий
усилитель соединяется с неинвертирующим входом широкополосного усилителя.
В этом методе входа каскада, отвечающего за подстройку нуля, в течение
первой фазы рабочего цикла соединяются между собой. В течение этой фа¬
зы, когда осуществляется сброс к нулевому уровню, усиленный сигнал от схемы
обратной связи используется для устранения смещения каскада, отвечающего за
подстройку нуля. Напряжение от схемы обратной связи сохраняется на конден¬
саторе, и во время второй фазы, фазы «выходного сигнала», смещение остается
равным нулю, а на вход подаются интересующие нас сигналы.
Во время этой фазы усиление сигнала осуществляется включенными последо¬
вательно каскадом, отвечающим за подстройку нуля, и широкополосным каска¬
дом. На конденсаторе после завершения фазы подстройки нуля остается сигнал,
и когда на следующем рабочем цикле вновь наступает фаза подстройки нуля (и
два входа соединяются между собой), на выходе будет оставаться сигнал, соот¬
ветствующий последнему напряжению входного сигнала. Сигналы с достаточно
высокой частотой обходят каскад, отвечающий за подстройку нуля, при помощи
feedforward-метода, что обеспечивает работу в широкой полосе пропускания.
Хотя этот метод и способен повысить точность по постоянному напряжению
и улучшить амплитудно-частотную характеристику, а также обеспечивает гиб¬
кость при выборе инвертирующей и неинвертирующей конфигурации, однако
присутствует очень заметный шум, связанный с цифровым переключением, что
может нивелировать эффект от более высокой полосы пропускания.
Улучшение характеристик усилителей
с автоматической подстройкой нуля по сравнению
с усилителями, стабилизированными прерываниями
Усилители с автоматической подстройкой нуля, которые выпускаются компа¬
нией ADI, используют аналогичную архитектуру, внося в нее некоторые важ¬
ные изменения. К ним относятся двойная схема подстройки нуля, специальная
логическая схема для управления переключениями, и инновационные техноло¬
гии компенсации. Все это обеспечивает улучшение динамических характеристик
и уменьшает полную площадь микросхемы. В результате усилитель сохраня¬
ет высокий коэффициент усиления и точность по постоянному напряжению,
которые свойственны методу с автоматической подстройкой нуля, при этом
минимизируется отрицательные эффекты, связанные с цифровым переключе¬
нием аналоговых сигналов — и такие микросхемы имеют стоимость, равную

224 Глава 2. Другие линейные схемы
лишь половине стоимости аналогичных устройств. Типичное значение напря¬
жения смещения имеет величину менее 1 мкВ, а дрейф напряжения смещения
обычно не превышает 10 нВ/°С. Коэффициент усиления по напряжению пре¬
вышает 10 миллионов, тогда как значения коэффициента ослабления влияния
источника питания (PSRR) и коэффициента подавления синфазного сигнала
(CMRR) значительно превышают 120 дБ. В полосе от сигнала с постоянным
напряжением и до частоты 10 Гц входной шум напряжения (input voltage noise)
составляет 1 мкВ (Р-Р).
Многие усилители с автоматической подстройкой нуля страдают от того, что
требуется долгое время на восстановление из состояния перегрузки — это свя¬
зано со сложным процессом установления внутренних каскадов, отвечающих за
подстройку нуля, который происходит после насыщения выходов. Выпускаемые
Analog Devices усилители с автоматической подстройкой нуля проектировались
таким образом, что процесс внутренней установки осуществляется в течение од¬
ного или двух циклов тактового сигнала после момента насыщения выходов. Это
сокращает более чем на порядок время восстановления из состояния перегруз¬
ки по сравнению с предыдущими микросхемами и делает это время сравнимым
с временем, характерным для обычных усилителей.
Тщательно продуманная архитектура и топология микросхемы AD855x по¬
зволяет уменьшить на 40 дБ шум от цифровых тактовых сигналов и эффекты,
связанные со спектральным наложением.
Во многих случаях требуемая для данного приложения полоса пропускания
такова, что цифровой сигнал может проникать на выход, и для его устранения
используется фильтрация. Фильтрация выходного сигнала также полезна для
ограничения широкополосного шума, возникающего в усилителе сигнала.
В микросхеме AD857x для уменьшения эффектов, связанных с цифровым
переключением, используется запатентованная цифровая технология распреде¬
ления спектра (spread-spectrum). Как можно увидеть на рис. 2-118 и 2-119, в от¬
личие от других усилителей с автоматической подстройкой нуля микросхема
AD857x почти полностью устраняет выбросы энергии на частоте, соответству¬
ющей частоте переключения. Также уменьшаются до уровня, соответствующего
уровню шумов, компоненты, вызванные спектральным наложением тактовых
сигналов, используемых для прерываний, на входной сигнал.
Единственной проблемой, которая возникает при использовании данной тех¬
нологии, является небольшое увеличение шума напряжения — для AD855x в по¬
лосе частот до 10 Гц этот уровень имеет рекордно низкое значение 1 мкВ (р-р).
Реализация
В реальных микросхемах усилителей с автоматической подстройкой нуля ис¬
пользуются намного более сложные схемы по сравнению с той упрощенной вер¬
сией, которая была описана выше. Несколько схем подстройки нулевого уров¬
ня объединяются при помощи инновационной схемы компенсации, а цепи про¬
хождения сигнала являются полностью дифференциальными. Осуществляется
тщательный контроль напряжений внутри микросхемы, что предотвращает на¬
сыщение схем подстройки нулевого уровня. В дополнение к этому, для мини¬
мизации паразитных эффектов используется специальная логическая схема, ко-

2-15. Усилители с автоподстройкой нуля 225
Выходной сигнал = 1 В RMS, 200 Гц
Коэффициент усиления = 60 дБ
Рис. 2-118. Спектр выходного сигнала для усилителя с автоматической подстройкой нуля
(для прерываний используются фиксированная и широкополосная тактовая частоты)
AD8551/52/54
Для прерываний используется
фиксированная частота 4 КГц
112
96
Я" 80
.х
>	64
С
о 48
32
16
vs=
—n
= +5 В
Rs=
= ОС
)м
чі
п
вч
ІГ«/
W
if-
5	10	15	20	25
Частота (КГц)
AD8571272/74.
Для прерываний используется псевдослучайный
тактовый сигнал (диапазон от 2 КГц до 4 КГц)
v2
1
= +5 В .
I
Rs
= 0
Ом
V
J
ill
L
1 /
(L ,
JL
w
\
/
И
V
V
Y1»
w
№
0	5	10	15	20	25
Частота (КГц)
Рис. 2-119. Спектр выходного сигнала для усилителя с автоматической подстройкой нуля
(для прерываний используются фиксированная и широкополосная тактовая частоты
торая отличается продуманной топологией. Все это обеспечивает стабильную и
надежную работу и позволяет минимизировать нежелательные цифровые взаи¬
модействия с аналоговыми сигналами.
Частотные характеристики широкополосного усилителя и усилителя, отвеча¬
ющего за подстройку нуля, тщательно согласовываются таким образом, чтобы
погрешности на низких частотах (смещение для схемы по постоянному напряже¬
нию и низкочастотный шум) обнулялись, тогда как высокочастотные сигналы
усиливались бы, как в обычных операционных усилителях. Уменьшение оши¬
бок при низких частотах имеет важное влияние на уровень шумов напряжения.
8—1277

226 Глава 2. Другие линейные схемы
80
70
60
50
40
30
0,01
Усилители,стабилизированные
прерываниями (AD8571/72/74)
0,1 1 10
Частота (Гц)
Полоса
пропускания
шума
Биполярный
усилитель
Ор177
Усилители, стабилизированные
прерываниями (AD8571/72/74)
0,001-10 Гц
0,238 цѴр.р
1,3 цѴр.0
0,01-1 Гц
0,135|лѴо_о
0,41 цѴр_р
0,001-0,1 Гц
0,120цѴ„_в
0,130 цѴр.р
0,0001-0,01 Гц
0,118 цѴр.р
0,042 цѴр.р
Рис. 2-120. Сравнение уровня шумов для обыкновенного прецизионного усилителя и для
усилителя, стабилизированного прерываниями
В усилителях с автоматической подстройкой нуля отсутствует характерное для
обычных усилителей выраженное появление низкочастотного шума вида 1/f.
В приложениях с длительным временем измерения, которые предназначены для
измерения медленно изменяющихся сигналов, характеристики в отношении шума
будут лучше, чем у самых лучших усилителей общего назначения, спроектиро¬
ванных с целью добиться низкого уровня шумов (рис. 2-120).
В данной микросхеме на подложке используются конденсаторы достаточно
малого размера, что обеспечивает уменьшение стоимости за счет уменьшения
размера микросхемы. Так как используются компактные конденсаторы, то сле¬
дует уделять особое внимание конструкции ключа и топологии микросхемы,
чтобы эффекты инжекции заряда не создавали больших ошибок смещения. Так¬
же следует минимизировать утечку для ключа, что необходимо для обеспече¬
ния точности микросхемы, особенно при высоких температурах. В усилителях
AD855x и AD857x ключи оптимизированы для точной работы при температурах
до +125 °С.
Описание принципов работы
Упрощенный вариант схемы состоит из усилителя, отвечающего за подстройку
нуля (Ад), конденсаторов Смі и См2, на которых сохраняется сигнал, а так¬
же ключей для входных сигналов и конденсаторов. В течение одного периода
тактового сигнала выполняются две различные фазы (А и В).
В течение фазы А, которая является фазой автоматической подстройки нуля
(рис. 2-121), соответствующий усилитель выполняет автоматическую подстрой¬
ку нуля, тогда как широкополосный усилитель осуществляет прямое усиление

2-15. Усилители с автоподстройкой нуля 227
Vqsb
Рис. 2-121. Усилитель с автоподстройкой нуля, фаза автоматической подстройки нуля
сигнала. Два входа усилителя соединяются между собой, а также с инвертирую¬
щим входом (синфазное входное напряжение), после чего обнуляется имеющееся
смещение за счет коэффициента усиления (—Вд). Также полученное в процессе
обнуления напряжение сохраняется на конденсаторе Смі- Сигнал, который при¬
сутствует на входах, усиливается непосредственно широкополосным усилителем.
В течение фазы В, которая является фазой выходного сигнала (рис. 2-122),
оба усилителя осуществляют усиление сигнала. Теперь два входа усилителя, осу¬
ществляющего подстройку нуля, соединяются с входами микросхемы.
Напряжение, которое остается после обнуления напряжения на усилителе, от¬
вечающем за постройку нуля, сохраняется на конденсаторе Смі и затем исполь¬
зуется для минимизации напряжения смещения на выходе. Мгновенное значение
входного сигнала усиливается усилителем, отвечающим за подстройку нуля, и
подается на широкополосный усилитель — на специальный вывод Вв, который
отвечает за обнуление широкополосного усилителя. Полный коэффициент уси¬
ления будет приблизительно равен произведению коэффициента усиления для
усилителя, отвечающего за подстройку нуля, на коэффициент усиления широко¬
полосного усилителя. Полное напряжение смещения будет приблизительно равно
сумме напряжения смещения усилителя подстройки нуля и напряжения смещения
широкополосного усилителя, которая делится на коэффициент усиления широко¬
полосного усилителя по входу Вв- Если этот коэффициент усиления принимает
очень большое значение, то эффективное полное напряжение смещения стано¬
вится очень малым.
Напряжения Vosa и Vosb представляют собой пропущенную через фильтр
высоких частот «частоту излома» для фильтра высоких частот, она определя¬
ется частотой прерываний. При возврате к фазе подстройки нуля напряжение,
которое сохраняется на конденсаторе См2, продолжает эффективно корректиро¬
вать постоянное напряжение смещения для данного составного усилителя. Цикл,
который состоит из фазы подстройки нули и фазы выходного сигнала, повторя¬
ется непрерывно с частотой, которая устанавливается при помощи встроенного
источника тактовых сигналов и схемой управления. Подобная модель, хотя и

228 Глава 2. Другие линейные схемы
является упрощением схем, используемых в реальных микросхемах, все-таки
достаточно точно передает основные принципы методов, которые используют
усилители с автоматической подстройкой нуля для напряжения смещения.
Более подробная информация приводится в технических описаниях для AD855X.
Ссылки по теме: усилители с автоматической
подстройкой нуля
1.	D. Н. Sheingold, (Ed.), Transducer Interfacing Handbook, Analog Devices,
Inc., Boston, MA, 1981.
2.	C. Kitchin and L. Counts, Instrumentation Amplifier Applications Guide,
Analog Devices, Inc., Boston, MA, 1991.
3.	Amplifier Applications Guide, Analog Devices, Inc., Boston, MA, 2002.
4.	System Applications Guide, Analog Devices, Inc., Boston, MA, 1993.
5.	J. Sylvan, «High-speed comparators provide many useful circuit functions when
used correctly». Ask The Applications Engineer—5.
6.	R. Moghimi, «Curing Comparator Instability with Hysteresis». Analog Dia¬
logue, Vol. 34, No. 7, 2000.
7.	G. Erdi, «A 300 V/uss Monolithic Voltage Follower», IEEE Journal of Solid
State Circuits, Vol. SC-14, No. 6, December, 1979, pp. 1059-1065.
8.	R. A. Gosser, «Wideband Transconductance Generator», US Patent 5,150,074,
filed, May 3, 1991, issued September 22, 1992.
9.	D. F. Bowers, «A 6.8 mA Closed-Loop Monolithic Buffer with 120 MHz Band¬
width, 4000 V/us Slew Rate, and ±12 V Signal Compatibility», 1994 Bipo-
lar/BiCMOS Circuits and Technology Meeting 1.3, pp. 23-26.

2-15. Усилители с автоподстройкой нуля 229
10.	В. Gilbert, ISSCC Digest of Technical Papers 1968, February 16, 1968,
pp.114-115.
11.	B. Gilbert, Journal of Solid State Circuits, Vol. SC-3, December 1968, pp.
353-372.
12.	C. L. Ruthroff, «Some Broadband Transformers», Proc. I.R.E., Vol. 47, Au¬
gust, 1959, pp. 1337 — 1342.
13.	J. M. Bryant, Mixers for High Performance Radio, Wescon 1981: Session 24
(Published by Electronic Conventions, Inc., Sepulveda Blvd., El Segundo, CA).
14.	P. E. Chadwick, High Performance IC Mixers, IERE Conference on Radio
Receivers and Associated Systems, Leeds, 1981, IERE Conference Publi¬
cation No. 50.
15. P. E. Chadwick, Phase Noise, Intermodulation, and Dynamic Range, RF Expo,
Anaheim, CA, January, 1986.
16.	H. Daniel and R. Sheingold, Nonlinear Circuits Handbook, 3rd Edition,
Analog Devices, Inc., 1974.
17.	R. S. Hughes, Logarithmic Amplifiers, Artech House, Inc., Dedham, MA.,
1986.
18.	W. L. Barber and E. R. Brown, «А True Logarithmic Amplifier for Radar IF
Applications», IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. SC-15, No. 3,
June, 1980, pp. 291-295.
19.	Broadband Amplifier Applications, Plessey Co. Publication P.S. 1938, Sep¬
tember, 1984.
20.	M. S. Gay, SL521 Application Note, Plessey Co., Norwood, Ma, 1966.
21.	Amplifier Applications Guide, Analog Devices, Inc., Boston, MA, 1992,
Section 9.
22.	C. Kitchen and L. Counts, RMS-to-DC Conversion Application Guide,
Second Edition, Analog Devices, Inc., New York, 1986.
23.	B. Gilbert, A Low Noise Wideband Variable-Gain Amplifier Using an Interpo¬
lated Ladder Attenuator, IEEE ISSCC Technical Digest, 1991, pp. 280, 281,
330.
24.	B. Gilbert, «А Monolithic Microsystem for Analog Synthesis of Trigonometric
Functions and their Inverses», IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol.
SC-17, No. 6, December.
25.	L. Zhang, et al., «Real-time Power Supply Compensation for Noise-shaped Class
D Amplifier», Presented at 117th AES Convention, San Francisco CA, USA,
October 28-31, 2004.

230 Глава 2. Другие линейные схемы
26.	М. Berkhout, «Integrated 200-W class-D audio amplifier, » Journal of Solid
State Circuits, Vol. 38, July 2003, pp. 1198 — 1206.
27.	K. Nielsen, «А review and comparison of pulse width modulation (PWM) meth¬
ods for analog and digital input switching power amplifiers», Presented at 102nd
AES Convention, Munich, Germany, March 22-25, 1997.
28.	P. Morrow, et ah, «А 20 Watt Stereo Class-D Audio Output Power Stage in
0.6 um BCDMOS Technology», Journal of Solid State Circuits, Vol. 39,
November, 2004.
29.	S. R Norsworthy, R. Schreier, G. C Temes, (Ed.), Delta-Sigma Data Con¬
verters. IEEE press, 1997, pp. 153-155.
30.	E. Gaalaas, B. Y. Liu, N. Nishimura, R. Adams, K. Sweetland, and R. Morajkar,
«Integrated Stereo ЕД Class D Amplifier, » Presented at the 118th Convention,
Barcelona, Spain, May 28-31, 2005.
31.	E. Gaalaas, B. Y. Liu, N. Nishimura, R. Adams, and K. Sweetland, «Integrated
Stereo ЕД Class D Amplifier», IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol.
40, No. 12, 2005, pp. 2388-2397.

ГЛАВА 3
ДАТЧИКИ
Раздел 3-1
Датчики положения
Линейные переменные дифференциальные
трансформаторы (LVDT)
Линейный переменный дифференциальный трансформатор обеспечивает точ¬
ный и надежный метод для измерения линейных перемещений. LVDT находят
применение в современных станках, робототехнике, авионике и компьютеризо¬
ванных производственных системах.
LVDT (см. рис. 3-1) является преобразователем расстояния в электрический
сигнал, сигнал на его выходе пропорционален положению подвижного магнит¬
ного сердечника. Сердечник перемещается линейно внутри трансформатора,
который состоит из центральной первичной катушки и двух внешних вторич¬
ных катушек, которые намотаны на цилиндрическую форму. Первичная катуш¬
ка возбуждается источником переменного напряжения (с частотой несколько
кГц) и индуцирует вторичное напряжение, которое изменяется в зависимости
от положения магнитного сердечника внутри конструкции. В сердечнике обычно
нарезается резьба с целью облегчить подключение стержней из неферромагнит¬
ного материала, который соединяется с тем объектом, перемещение которого
необходимо отслеживать.
Вторичные обмотки намотаны таким образом, что их фазы не совпадают, и
когда сердечник находится в центре, то напряжения двух обмоток будут проти¬
воположны и результирующее выходное напряжение будет равно нулю. Когда
сердечник смещается из центрального положения, то напряжение в той вто¬
ричной обмотке, в которую вдвигается сердечник, будет увеличиваться, а в
той вторичной обмотке, из которой выдвигается сердечник — уменьшаться.
В результате возникает дифференциальное выходное напряжение, которое будет
увеличиваться линейно в зависимости от перемещения сердечника. Линейность
в расчетном диапазоне перемещения является превосходной, обычно 0,5% или
меньше. Трансформаторы LVDT обеспечивают хорошую точность, линейность,
чувствительность, бесконечное разрешение, отсутствие трения при работе и воз¬
можность эксплуатации в неблагоприятных условиях.
Различные типы LVDT способны обеспечивать самые разнообразные диа¬
пазоны измерений, обычно от ±100 мкм до ±25 см. Для возбуждения обычно
используются напряжения в диапазоне от 1В до 24 В (среднеквадратичное зна¬
чение), при этом частота может изменяться от 50 Гц до 20 кГц.

232 Глава 3. Датчики
Рис. 3-1. Линейный переменный дифференциальный трансформатор
Заметим, что точное значение нуля не обязательно соответствует тому по¬
ложению, когда сердечник находится в позиции, соответствующей середине рас¬
стояния между двумя обмотками — это связано как с рассогласованием в поло¬
жении двух обмоток, так и с индуктивностью утечки. Кроме этого, с помощью
измерения выходного напряжения Ѵоит нельзя определить, в каком положении
относительно центральной точки находится сердечник.
Схема кондиционирования сигнала, которая позволяет избавиться от описан¬
ных выше сложностей, показана на рис. 3-2: в такой схеме выполняется вычи¬
тание абсолютных значений двух выходных напряжений. С помощью данного
метода можно измерять как положительные, так и отрицательные смещения
относительно центрального положения. Хотя для получения абсолютного значе¬
ния может использоваться схема выпрямителя на основе диода и конденсатора,
гораздо более высокую точность и линейность можно обеспечить при помощи
прецизионного выпрямителя, схема которого показана на рис. 3-3. Входной сиг¬
нал подается на устройство преобразования напряжения в ток (Ѵ/І), сигнал
с которого в свою очередь подается на аналоговый умножитель. Знак сигна¬
ла на дифференциальном входе определяется при помощи компаратора, сигнал
с выхода которого при помощи аналогового мультиплексора переключает знак
сигнала на выходе преобразователя напряжения в ток. Окончательная форма
выходного сигнала является точной копией абсолютного значения для входно¬
го сигнала. Такие схемы широко используются дизайнерами микросхем и могут
быть легко реализованы при помощи современных биполярных технологических
процессов.
Стандартный преобразователь сигнала LVDT, которым является микросхема
AD598 (см. рис. 3-04, где показана упрощенная схема), выполняет все функции,

3-1. Датчики положения 233
Источник
переменного
напряжения
Рис. 3-2. Улучшенная сигнальная обработка выходного сигнала LVDT
Рис. 3-3. Прецизионная схема измерения абсолютного значения (двухполупериодный
выпрямитель)
необходимые для работы с сигналами от LVDT-трансформатора. Микросхема
использует встроенный частотный осциллятор для сигнала возбуждения, часто¬
та которого может устанавливаться в диапазоне от 20 Гц до 20 кГц при помощи
одного внешнего конденсатора. Две схемы абсолютного значения (absolute val¬
ue circuits), за которыми стоят два фильтра, используются для детектирования
амплитуды входных сигналов для каналов А и В. Затем с помощью аналого¬
вой схемы генерируется функция (А — В)/(А + В). Заметим, что эта функция не
зависит от амплитуды рабочего напряжения возбуждения первичной обмотки,
если только сумма амплитуд выходных напряжений LVDT остается постоян-

234 Глава 3. Датчики
Рис. 3-4. AD598: микросхема для обработки сигналов с датчиков LVDT (упрощенная схема)
ной в пределах рабочего диапазона. Это обычно справедливо для большинства
LVDT, однако если эта характеристика явно не указана в техническом описа¬
нии, то следует обратиться к производителю. Заметим также, что такой метод
требует использования датчиков LVDT с 5 проводами для подключения.
При помощи одного внешнего резистора напряжение возбуждения AD598 мо¬
жет регулироваться в пределах приблизительно от 1 В до 24 В (среднеквадратич¬
ные значения). Нагрузочная способность выхода составляет 30 мА (среднеква¬
дратичное значение). Микросхема AD598 способна работать с LVDT, который
подключен к ней по кабелю длиной 300 футов, так как на ее схему не влияют
фазовые сдвиги или абсолютное значение сигнала. При изменении положения
выходное напряжение Ѵоит изменяется в пределах ±11 В при токе на нагруз¬
ке 6 мА, выход способен работать с кабелем длиной до 1000 футов. Сигнал
на входах Ѵд и Ѵв может иметь достаточно низкий уровень: до 100 В (сред¬
неквадратичное значение).
Микросхема AD698 представляет собой специализированную микросхему для
работы с LVDT (см. рис. 3-5), которая по своим характеристикам схожа с AD598,
однако использует несколько отличные методы обработки сигналов и применяет
синхронную демодуляцию. Каждый из процессоров обработки сигналов А и В
состоит из фильтра и функции, определяющей абсолютное значение. Затем про¬
изводится деление сигнала на выходе А на сигнал на выходе В с целью получить
окончательное выходное значение, которое является соотношением и не зависит
от амплитуды сигнала возбуждения. Заметим, что в микросхеме AD698 сумма
вторичных напряжений LVDT не обязана оставаться постоянной.
Как показано на рис. 3-6, микросхема LVDT может также использоваться
и для полумостовых LVDT (имеют конструкцию, схожую с автотрансформа¬
тором). В подобной схеме все вторичное напряжение подается на процессор

3-1. Датчики положения 235
с четырьмя
проводами для
подключения
Рис. 3-5. AD698: микросхема для обработки сигналов с датчиков LVDT (упрощенная схема)
В, тогда как напряжение с центрального звена подается на процессор А. По¬
лумостовой LVDT не создает нулевого напряжения, а диапазон перемещения
сердечника описывается соотношением А/В.
Необходимо заметить, что концепцию LVDT можно распространить и на вра¬
щательное движение, в результате можно получить устройство, носящее назва¬
ние «вращающийся переменный дифференциальный трансформатор» (RVDT).
Вал в таком устройстве играет роль, аналогичную сердечнику LVDT, а обмотки
трансформатора устанавливаются на неподвижную часть устройства. Недостат¬
ком RVDT является то, что линейность обеспечивается только для сравнительно
небольшого диапазона вращения, и не удается измерять вращение на полные 360°.
Хотя сами RVDT и способны вращаться непрерывно, однако линейность обес¬
печивается только для диапазона примерно в ±40° относительно нулевой по¬
зиции (0°). Обычное значение чувствительности: 2-3 мВ/В/градус вращения,
входные напряжения лежат в диапазоне 3 В (среднеквадратичное значение), ис¬
пользуются частоты в диапазоне от 400 Гц до 20 кГц. Нулевая позиция (0°)
отмечается на валу и на корпусе.
Магнитные датчики, основанные на эффекте Холла
Если через проводник (или полупроводник) протекает ток и присутствует маг¬
нитное поле, направление которого перпендикулярно направлению электрическо¬
го тока, то в результате взаимодействия тока и магнитного поля будет возни¬
кать напряжение, направление которого будет перпендикулярно как по отноше¬
нию к направлению электрического тока, так и по отношению к направлению

236 Глава 3. Датчики
Рис. 3-6. Конструкция полумостового LVDT
магнитного поля (см. рис. 3-7). Это явление носит название эффекта Холла, и
оно было открыто Холлом (E. Н. Hall) в 1879 году.
Рис. 3-7. Датчик на осно¬
ве эффекта Холла
Напряжение Ѵн называется напряжением Холла, величина этого напряжения
зависит от плотности тока, от величины магнитного поля, от плотности заряда
и мобильности носителей заряда в проводнике.
Эффект Холла может использоваться для измерения магнитных полей (и, сле¬
довательно, для бесконтактного измерения электрических токов), однако наибо¬
лее распространенной областью применения является его использование в датчи¬
ках движения. В этом случае фиксированный датчик Холла вместе с небольшим
магнитом, прикрепленным к движущейся части, способен заменить видеокамеру
и обеспечивает при этом более высокую надежность. Камера может быть повре¬
ждена или сломаться, контакты с течением времени также теряют надежность,

3-1. Датчики положения 237
Направление
Рис. 3-8. Датчик Холла, используемый в качестве датчика вращения
а магнит и датчик Холла не соприкасаются при вращении и не подвержены всем
этим недостаткам. Так как величина Ѵн пропорциональна значению магнитного
поля, а не скорости изменения магнитного поля (в отличие от индуктивных дат¬
чиков) , то при низких скоростях изменения эффект Холла позволяет создавать
более надежные датчики по сравнению с датчиками, основанными на индуктив¬
ных эффектах.
Хотя для создания датчиков на основе эффекта Холла могут использоваться
самые различные материалы, использование кремния обеспечивает то преимуще¬
ство, что на одну микросхему с сенсором можно интегрировать также и схему
обработки сигналов. Для этого наиболее часто используются технологические
CMOS-процессы. Простой датчик скорости вращения можно изготовить на осно¬
ве датчика Холла, каскада усиления и компаратора, как это показано на рис. 3-8.
Эта схема предназначена для определения скорости вращения в автомобильных
приложениях. Схема реагирует на малые изменения в интенсивности поля, для
предотвращения колебаний компаратор обладает встроенным гистерезисом. По¬
добные решения широко распространены, и производством устройств на основе
эффекта Холла занимается несколько компаний.
Существует и множество других приложений, где необходимо получить ли¬
нейное представление о распределении магнитного поля: в автомобильной от¬
расли к числу таких приложений можно отнести положение педали газа или
тормоза, состояние подвески или определение положения клапанов. Микросхе¬
ма AD22151 представляет собой линейный датчик магнитного поля, сигнал на
его выходе пропорционален величине магнитного поля, направление которого
перпендикулярно верхней поверхности корпуса микросхемы (см. рис. 3-9).
Микросхема AD22151 использует объемную встроенную ячейку Холла и со¬
держит также схему кондиционирования сигнала, которая призвана компенси¬
ровать температурный дрейф для параметров изготовленной из кремния ячейки
Холла.
Подобная архитектура в максимальной степени использует преимущества мо¬
нолитного решения и при этом обеспечивает достаточную степень гибкости,
которая позволяет использовать микросхему в самых различных приложениях,
добавляя лишь минимальное количество внешних компонентов. К числу наибо-

238 Глава 3. Датчики
лее важных преимуществ относится динамическое подавление дрейфа смещения
при помощи операционного усилителя, относящегося к типу усилителей, стаби¬
лизированных прерываниями, также имеется встроенный датчик температуры.
Микросхема использует однополярную схему питания с напряжением +5 В, от¬
личается малым смещением и дрейфом для коэффициента усиления и может
использоваться в диапазоне от —40°С до +150°С. Температурная компенсация
(программируется при помощи внешнего резистора Ri) позволяет использовать
самые различные магнитные материалы, которые обычно находят применение
в датчиках положения. Диапазон выходного напряжения и коэффициент усиле¬
ния легко настраиваются при помощи внешних резисторов. Обычно диапазон
для коэффициента усиления устанавливается в диапазоне от 2 мВ/G до 6 мВ/G.
Выходное напряжение может настраиваться для измерения как полностью би¬
полярного (обратимого) поля, так и для измерения полностью однополярного
поля. Динамический диапазон выходного напряжения почти полностью занима¬
ет диапазон между шинами питания (rail-to-rail): от +0,5 В, В до +4,5 В, при
этом микросхема способна выдавать ток 1 мА на большие емкостные нагрузки.
Во всех конфигурациях выходной сигнал пропорционален напряжению положи¬
тельной шины питания.
Ѵоит
0,4 мВ
L R?_
/Гаусс
Нелинейность =0,1%FS
Рис. 3-9. Микросхема AD22151: датчик магнитного поля с линейно изменяющимся
выходным сигналом
Резольверы и сельсины
Производители роботехнического оборудования и машиностроители все чаще
обращают свое внимание на резольверы и сельсины, которые способны обеспе-

3-1. Датчики положения 239
чить точную информацию о вращательном движении и угловом положении. Эти
устройства прекрасно подходят для использования в ответственных промышлен¬
ных приложениях, где необходимы малые размеры, надежность на протяжении
долгого периода эксплуатации, возможность измерения абсолютного положения,
высокая точность и малый уровень шумов.
На рис. 3-10 показана схема обычного сельсина и резольвера. Оба подобных
устройства используют роторы с единственной обмоткой, которые вращаются
внутри фиксированного статора. Для простых сельсинов статор имеет три об¬
мотки, которые располагаются под углом 120° друг к другу и электрически
соединяются по Y-схеме. Резольверы отличаются только тем, что статоры со¬
стоят всего из двух обмоток, которые располагаются под углом 90°.
Ротор
Статор
Рис. 3-10. Сельсины и резольверы
Так как в сельсинах статор состоит из трех катушек, которые располагаются
под углом 120°, они более сложны в производстве по сравнению с резольверами
и имеют более высокую стоимость. Сегодня сельсины используются все меньше
и меньше, в основном при модернизации определенного оборудования в военной
технике и авионике.
В отличие от этого, современные резольверы выпускаются в бесщеточном ви¬
де, а для передачи сигналов между ротором и статором используется трансфор¬
матор. Первичная обмотка подобного трансформатора располагается на стато¬
ре, а вторичная устанавливается на роторе. Другие типы резольверов исполь¬
зуют более традиционные щетки или скользящие кольца (slip rings), с помощью
которых осуществляется передача сигнала в обмотку ротора. Бесщеточные ре¬
зольверы отличаются повышенной надежностью по сравнению с сельсинами, так
как у них отсутствуют подверженные неисправностям или смещениям щетки,
таким образом, срок службы подобных устройств ограничивается только харак¬

240 Глава 3. Датчики
теристиками используемых подшипников. Большинство резольверов предназна¬
чаются для работы в диапазоне напряжений от 2 В до 40 В (среднеквадратичное
значение) и при частотах от 400 Гц до 10 кГц. Точность при измерении угла ле¬
жит в диапазоне от 5 угловых минут до 0,5 угловых минут. Заметим, что в одном
градусе — 60 угловых минут, в одной угловой минуте — 60 угловых секунд. Та¬
ким образом, одна угловая минута соответствует 0,0167°.
По принципу своей работы сельсины и резольверы схожи с вращающимися
трансформаторами. Обмотка ротора возбуждается при помощи опорного пе¬
ременного напряжения с частотой до нескольких кГц. Величина напряжения,
которое индуцируется в любую из обмоток статора, пропорциональна синусу
угла (#) между осью катушки ротора и осью катушки статора. В случае сель¬
сина напряжение, которое возбуждается между любой парой выводов статора,
будет представлять собой векторную сумму напряжений, возникающих на двух
соединенных между собой катушках.
Например, пусть ротор сельсина возбуждается опорным напряжением V sin(wt),
которое подается между выводами Ri и R2, тогда на выводах статора будет
возникать напряжение следующего вида:
51	к S3 = V sin(wt) sin #,	(3-1)
S3 к S2 = Vsin(wt) sin(6> + 120°),	(3-2)
52	к SI = Vsin(wt) sin(# + 240°),	(3-3)
где # — угол вала.
В случае резольвера, если на ротор подается опорное переменное напряжение
V sin(cjt), то напряжение на разъемах статора будет иметь следующий вид:
S1 к	S3 = V sin(wt) sin #,	(3-4)
S4 к	S2 = Vsin(wt) sin(# + 90°) = Vsin(wt) cos#.	(3-5)
Необходимо заметить, что выходной сигнал сельсина, в котором использу¬
ются три сигнала, можно легко конвертировать в формат, соответствующий
резольверу, с помощью трансформатора Scott-T. Таким образом, далее при рас¬
смотрении примеров обработки сигнала мы будем рассматривать только конфи¬
гурацию, в которой используется резольвер.
Типичная схема, реализующая преобразование сигнала резольвера в цифро¬
вой вид (RDC, resolver-to-digital converter), показана на рис. 3-11. Два сигнала
с выхода резольвера подаются на умножители, которые выполняют умножение
на косинус и на синус. Эти умножители содержат таблицы значений косинуса и
синуса и работают в качестве умножающих цифро-аналоговых преобразователей
(ЦАП). Допустим, что в своем текущем состоянии счетчик содержит цифровое
значение, которое представляет собой пробный угол ф. Преобразователь не¬
прерывно осуществляет подстройку цифрового значения ф с целью обеспечить
его равенство с измеряемым аналоговым значением угла #, отслеживая таким
образом значение этого угла. Выходные напряжения для статора резольвера за¬
писываются следующим образом:
VI = V sin(wt) sin #,
Ѵ2 = Vsin(wt) cos#.
(3-6)
(3-7)

3-1. Датчики положения 241
V Sjn cot	Опорный сигнал для ротора
Рис. 3-11. Схема для преобразования сигнала резольвера в цифровой вид (RDC)
Здесь Ѳ — значение угла для ротора резольвера. Цифровое значение угла ф
подается на умножитель, который выполняет умножение на косинус, значение
косинуса при этом умножается на VI с целью получить следующее значение:
V	sin(wt) sin# cos ^>.	(3-8)
Цифровое значение угла ф также подается и на умножитель, который выпол¬
няет умножение на синус, который также умножается на V2 с целью получить
следующее значение:
V sin(o;t) cos Ѳ sin ф.	(3-9)
Эти два сигнала вычитаются друг из друга при помощи усилителя ошибки, и
в результате мы получаем сигнал ошибки с переменным напряжением, который
имеет следующий вид:
V sin(wt)(sin Ѳ cos ф — cos Ѳ sin ф).	(З-Ю)
Используя несложные тригонометрические преобразования, получаем:
Vsin(u;t)(sin(# — ф)).	(3-11)
Детектор осуществляет синхронную демодуляцию сигнала ошибки с перемен¬
ным напряжением, используя в качестве опорного сигнала напряжение, подава¬
емое на ротор резольвера. В результате мы получаем сигнал ошибки с постоян¬
ным напряжением, значение которого пропорционально sin(# — ф).
Сигнал ошибки с постоянным напряжением подается на интегратор, а сигнал
с выхода интегратора подается на осциллятор, управляемый напряжением (ѴСО,
voltage controlled oscillator). В свою очередь ѴСО заставляет счетчик изменяться

242 Глава 3. Датчики
в нужном направлении, при котором:
sin(6* — ф) -л 0.	(3-12)
Когда это условие достигается, то, следовательно:
Ѳ - ф -» 0	(3-13)
и, таким образом, в пределах одного изменения счетчика:
ф = Ѳ.	(3-14)
Таким образом, цифровой сигнал на выходе счетчика со значением ф соответ¬
ствует углу Ѳ. Регистры позволяют передавать это значение в качестве внешнего
сигнала, при этом продолжает выполняться работа схемы, которая осуществляет
слежение.
Индуктосииы
Сельсины и резольверы предназначены для измерения положения при враща¬
тельном движении, однако их можно использовать и для измерения линейных
перемещений с помощью ходовых винтов (lead screws). Альтернативой им явля¬
ются устройства, называемые Inductosyn™ (зарегистрированная торговая мар¬
ка компании Farrand Controls, Inc.), которые предназначены для непосредствен¬
ного измерения линейных перемещений. В дополнение к этому, индуктосииы
отличаются точностью и прочностью, они прекрасно приспособлены для работы
в тяжелых промышленных условиях и не требуют электрического соединения.
Линейные индуктосииы состоят из двух частей, между которыми существу¬
ет связь по магнитному полю, по своему принципу работы это устройство схоже
с многополюсными резольверами (см. рис. 3-12). Одна часть, которая предста¬
вляет собой линейку (scale), фиксируется (например, при помощи эпоксидной
смолы) на одной из осей, которая может быть связана с основанием машиностро¬
ительного оборудования. Вторая, подвижная, часть перемещается вдоль линейки
вместе с тем устройством, для которого необходимо отслеживать положение (на¬
пример, держатель инструмента станка).
Линейка изготавливается из таких материалов, как сталь, нержавеющая сталь,
алюминий или лента пружинной стали, на которую затем наносится слой изоля¬
ции. Затем на линейке отпечатываются дорожки, которые представляют собой
непрерывный набор из прямоугольных форм. Расстояние между этими формами
обычно составляет 0,1 дюйма, 0,2 дюйма или же 2 мм. Перемещающееся устрой¬
ство имеет длину примерно 4 дюйма и содержит две отдельные, идентичные
дорожки на печатной плате, которые размещены на поверхности, обращенной
к линейке. Эти две дорожки образуют форму в точности с тем же расстояни¬
ем, что и на линейке — однако одна дорожка смещена относительно другой
на расстояние, равное четверти расстояния между дорожками. Между переме¬
щающимся устройством и линейкой имеется небольшой промежуток с расстоя¬
нием примерно 0,007 дюйма.
По принципу работы индуктосин напоминает резольвер. Когда на линейку
подается синусоидальный сигнал, то напряжение передается на две обмотки,
расположенные на перемещаемом устройстве, в которых индуцируется напряже¬
ние, пропорциональное синусу и косинусу расстояния, на которое перемещаемое

3-1. Датчики положения 243
устройство смещено в пределах расстояния между формами на линейке. Если
S — это расстояние между отметками, X — перемещение в пределах отмет¬
ки, а на линейку подается напряжение V sin(titt), то на обмотках перемещаемого
устройства возникнут следующие напряжения:
Ѵ(синус) = V sin(wt) sin(27rX/S),	(3-15)
Ѵ(косинус) = V sin(wt) cos(27rX/S).	(3-16)
V sin rat sin 	 V sin rat cos
Синус	Косинус
Две обмотки, которые смещены
друг относительно друга на четверть периода (90°)
Рис. 3-12. Линейный индуктосин
По мере перемещения относительно отметки линейки (scale pitch) напря¬
жение, которое возникает на двух обмотках перемещаемого устройства, бу¬
дет изменяться подобно напряжению, изменяющемуся при вращении резольвера
на 360°. Абсолютное положение индуктосина определяется путем подсчета по¬
следовательных отметок, пройденных от некоторой заданной начальной точки.
Так как индуктосин содержит большое количество отметок, то с целью обес¬
печения однозначности при измерении необходим некоторый вид упрощенного
контроля. Обычно для этого используют резольвер или сельсин, который присо¬
единяется с помощью реечной передачи или ходового винта.
В отличие от резольвера, который чрезвычайно эффективен при преобразо¬
вании 1:1 или 2:1, индуктосины обычно работают с коэффициентами преобра¬
зования 100:1. В результате получаются два синусоидальных выходных сигнала
с амплитудой порядка нескольких милливольт, для которых обычно необходимо
выполнить усиление.
Так как для перемещаемого устройства выходные сигналы получаются пу¬
тем усреднения нескольких пространственных циклов, то небольшие ошибки
в расстоянии между проводниками не оказывают значительного эффекта. Это
одна из причин той чрезвычайно высокой точности, которую обеспечивают
индуктосины. При использовании совместно с 12-разрядным RDC линейные ин¬
дуктосины легко обеспечивают разрешение порядка 25 микродюймов.

244 Глава 3. Датчики
Можно создавать и индуктосины для вращательного движения, для этого ли¬
нейка отпечатывается на роторе, а набор дорожек перемещаемого устройства —
на статоре. Подобные устройства способны обеспечить чрезвычайно высокое
разрешение. Например, типичный индуктосин, предназначенный для измерения
вращения, может содержать 360 периодических отметок на один оборот, при
этом может использоваться 12-разрядный RDC. Таким образом, преобразова¬
тель делит каждую отметку на 4096 секторов. Умножая это значение на 360
отметок, мы получаем, что такой индуктосин делит круг на 1474 560 секторов.
Это соответствует угловому разрешению, превосходящему 0,9 угловой секунды.
Так же, как и в случае с линейными индуктосинами, необходимо обеспечить
метод для подсчета отдельных отметок при вращении вала. Для этого может
использоваться дополнительный резольвер, который служит для более грубого
проведения измерений.
Акселерометры
Акселерометры широко используются при измерении наклона (tilt), инерциаль¬
ных сил, удара или вибрации. Они находят широкое применение в автомобиль¬
ной и медицинской промышленности, в промышленных системах управления и
других областях. Современные технологии производства позволяют создавать
подобные устройства на основе технологии CMOS, благодаря чему обеспечи¬
ваются надежность и низкая стоимость. Выпускаемые Analog Devices акселе¬
рометры iMEMS® (integrated micro electrical mechanical systems) представляют
собой подлинный прорыв в данной технологии. К числу наиболее значительных
преимуществ данных акселерометров по сравнению с пьезоэлектрическими аксе¬
лерометрами, в которых используется выход с зарядовой связью (charge-output),
относится возможность измерения постоянного ускорения (т.е. они могут ис¬
пользоваться при измерении наклона, где ускорение имеет постоянное значение,
равное 1 g).
На рис. 3-13 показан основной блок ячейки сенсора, который используется
в этих акселерометрах. Изготовленный на поверхности элемент датчика создает¬
ся с помощью нанесения поликремния на защитный слой оксидирования, который
затем удаляется, после чего остается подвешенный элемент датчика. Настоящий
датчик содержит десятки единичных ячеек, с помощью которых осуществляется
измерение ускорения, однако на рисунке для ясности показана только одна ячей¬
ка. Основным электрическим элементом датчика является дифференциальный
конденсатор (CS1 и CS2), образованный при помощи центральной пластины, ко¬
торая является частью перемещаемого элемента, и двух фиксированных внешних
пластин. В состоянии покоя емкости двух конденсаторов равны, однако при воз¬
никновении ускорения масса, которой обладает подвижный элемент, заставляет
его перемещаться к одной из фиксированных пластин, одновременно удаляясь
от другой пластины. Изменение емкостей дифференциальных конденсаторов со¬
здает основу для работы электроники, осуществляющей обработку сигналов, как
показано на рис. 3-14.
На фиксированные пластины конденсаторов, расположенные на датчике, по¬
дается прямоугольный сигнал с частотой 1 МГц: амплитуды этих двух сигналов
равны, однако между ними существует разность фаз, равная 180°. В состоянии

3-1. Датчики положения 245
В состоянии покоя
CS1
Центральная
пластина
внешние
пластины
CS2
◄-
Приложенное ускорение
I	Подвижная часть
Рис. 3-13. Семейство акселерометров ADXL (вид сверху на поверхность микросхемы)
покоя оба конденсатора имеют одинаковые емкости, и, следовательно, напря¬
жение в центральной точке их электрического соединения (т.е. на центральной
пластине, которая соединяется с подвижным элементом) будет равно нулю. Если
подвижный элемент начинает перемещаться, то под влиянием различия в ем¬
костях на центральной пластине возникает выходной сигнал, его амплитуда
будет увеличиваться вместе с ростом величины ускорения. Сигнал с центральной
пластины буферизуется при помощи усилителя А1, а затем подается на синхрон¬
ный демодулятор. Направление перемещения подвижного элемента отражается
на фазе сигнала, а синхронная демодуляция позволяет получить информацию об
амплитуде. Сигнал на выходе синхронного демодулятора усиливается А2, кото¬
рый формирует выходное напряжение Ѵоит, несущее информацию о значении
ускорения.
Одним из наиболее интересных приложений для акселерометров, предназначенных
для измерения небольших ускорений, является измерение наклона. На рис. 3-15
показан отклик акселерометра на изменение наклона. Выходной сигнал акселеро¬
метра на рисунке нормализован и показывает сигнал, соответствующий ускоре¬
нию Big. Сигнал на выходе акселерометра пропорционален синусу угла наклона,
угол наклона измеряется по отношению к горизонту.
Заметим, что максимальная чувствительность достигается тогда, когда ось
акселерометра располагается перпендикулярно направлению ускорения. Подоб¬
ная схема позволяет измерять углы наклона в диапазоне от —90° до +90° (вра¬
щение на 180°). Однако если необходимо измерить полное вращение на 360°,
то следует использовать двухосевые акселерометры.

Приложенное ускорение
246 Глава 3. Датчики
Рис. 3-14. Внутренняя схема кондиционирования сигналов, используемая в акселерометре
Рис. 3-15.
Использование
акселерометра
для измерения
наклона
На рис. 3-16 показана блок-схема ADXL202, который представляет собой двух¬
осевой акселерометр с диапазоном ±2 g. Выходной сигнал имеет импульсный
вид, информация об ускорении отображается при помощи продолжительности
импульса. Такой тип выходного сигнала отличается высокой устойчивостью к
шумам и позволяет передавать данные при помощи одной линии.
Современные недорогие микроконтроллеры содержат таймеры, которые по¬
зволяют без особых проблем измерять интервалы Т1 и Т2. Затем, на основании

3-1. Датчики положения 247
'DD
I 3,0 В-5,25 В
самостоятельное
і-ІГІс^.
Ді FILT тестирование
х>
Демод.
Датчик
—6-
Осциллятор
32 кОм
ADXL202
Модулятор
коэффициента
заполнения
Ty
Датчик
32 кОм
Демод.
т
-О
сГГ
Y7
ф
ь
	Т2
FILT
Т2
^SET
ЧэиТ
о.
0
5
ц
о
о.
Т1-
-*| A(g) = 8 (Т/Т2 - 0,5)
0g = 50% коэффициента заполнения
—* Т2 = Rset/125MOm
Рис. 3-16. ADXL202: двухосевой акселерометр с диапазоном ±2g
показанной ниже формулы, рассчитывается значение ускорения:
A(g) = 8(Т1/Т2 — 0,5).	(3-17)
Заметим, что если коэффициент заполнения равен 50% (Т1 = Т2), то на вы¬
ходе получаем сигнал, соответствующий 0 g. Нет необходимости определять Т2
на каждом цикле измерения, это значение должно обновляться с целью учесть
изменения, вызванные температурой. Так как временной период Т2 использует¬
ся двумя каналами X и Y, то его можно измерять только для одного из каналов.
Значение периода Т2 устанавливается в пределах от 0,5 мс до 10 мс при помощи
внешнего резистора.
Если необходимо получить аналоговое представление для значения ускоре¬
ния, то это можно сделать при помощи буферизации сигналов на выходах Хрпт
и YfilTj или же можно получить сигнал с постоянным уровнем, пропустив им¬
пульсный сигнал через RC-фильтр.
Какой-то отдельный акселерометр не предназначен для использования во
всех возможных приложениях. Например, существует потребность в акселероме¬
трах, которые осуществляют измерения для малых значений ускорений (low-g)
и для больших значений ускорений (high-g). Первые находят применение при
измерении угла наклона, акселерометры второго типа используются в таких при¬
ложениях, как датчики в автомобильных подушках безопасности.
iMEMS®-гироскопы для измерения скорости вращения
Гироскопы ADXRS150 и ADXRS300 обладают диапазоном измерения 150°/секунду
и 300°/секунду и представляют собой квантовый скачок в технологии созда¬
ния гироскопов. Эти первые доступные коммерческие представители датчиков

248 Глава 3. Датчики
Ось рыскания
Рис. 3-17. Оси, относительно которых может измеряться вращение
для измерения угловой скорости содержат встроенные электронные схемы и
отличаются малыми размерами, меньшим потреблением и более высокой устой¬
чивостью к ударам и вибрациям по сравнению с любыми гироскопами, которые
обладают сравнимыми функциями.
Описание гироскопов
Гироскопы используются для измерения угловой скорости — т. е. того, насколь¬
ко быстро объект вращается. Вращение обычно измеряется относительно одной
из трех осей: по углу рыскания (yaw), по углу тангажа (pitch) или по углу вра¬
щения (roll). На рис. 3-17 эти оси показаны относительно корпуса микросхемы,
установленной на плоской поверхности. В зависимости от нормального поло¬
жения гироскопа в качестве основной оси, чувствительной к вращению, может
выступать любая из трех осей: по углу рыскания, по углу тангажа и по углу
вращения.
Микросхемы ADXRS150 и ADXRS300 представляют собой гироскопы, изме¬
ряющие вращение относительно yaw-оси (оси рыскания), однако они способны
использовать и другие оси при соответствующей ориентации корпуса. Например,
на рис. 3-17 показано, как устройство, предназначенное для измерения вращения
относительно оси рыскания, может устанавливаться для измерения вращения от¬
носительно оси вращения.
В качестве примера, который иллюстрирует возможности по использованию
гироскопа, рассмотрим гироскоп для измерения относительно оси рыскания, ко¬
торый устанавливается на поворотный стол, вращающийся со скоростью 33 1/3
оборота в минуту. Вращение осуществляется с постоянной скоростью, полный
оборот в 360° осуществляется 33 1/3 раза в минуту. В минуте 60 секунд — т. е.
скорость вращения составляет 200°/секунду. Гироскоп выдает сигнал, напря¬
жение которого пропорционально угловой скорости вращения, значение этого
сигнала определяется чувствительностью гироскопа, которая выражается в мил¬
ливольтах на градус в секунду (мВ/°/с). Полный размах выходного напряжения

3-1. Датчики положения 249
определяет, какую угловую скорость можно измерить с помощью этого гиро¬
скопа. В нашем примере с вращающимся столом гироскоп должен обладать пол¬
ным размахом напряжения, которое позволяло бы измерять угловую скорость
вращения, равную 200°/с. Полный размах сигнала ограничивается имеющимся
диапазоном напряжения, деленным на чувствительность. Например, микросхе¬
ма ADXRS300 с полным диапазоном напряжения в 1,5 В и чувствительностью
5 мВ/°/с позволяет измерять скорость в диапазоне до 300 °/с. Микросхема
ADXRS150 обладает более ограниченным диапазоном — здесь верхнее значение
скорости равно 150 °/с, однако она имеет более высокую чувствительность —
12,5 мВ/°/с.
Примером практического применения подобных микросхем может являться
установка гироскопов на автомобиль с целью определить, как быстро он пово¬
рачивается. Если гироскоп обнаруживает, что автомобиль теряет управление,
то он включает дифференциальные тормоза и возвращает управление в нор¬
мальный режим. Также может выполняться интегрирование угловой скорости
по времени с целью определения углового положения — это особенно полезно при
обеспечении непрерывности измерений GPS-навигатора, который может на ко¬
роткие периоды времени терять сигнал спутника.
Ускорение Кориолиса
Рис. 3-18. Пример ускорения Кориолиса
Гироскопы ADXRS, которые выпускаются компанией Analog Devices (ADI), из¬
меряют угловую скорость на основе использования ускорения Кориолиса. Для то¬
го, чтобы понять эффект Кориолиса, обратимся сначала к рис. 3-18. Представим,
что вы стоите на вращающейся платформе, находясь ближе к ее центральной
точке. Ваша скорость относительно земли на рисунке показывается с помощью
стрелки. Если бы вы располагались ближе к внешнему краю платформы, то ва¬
ша скорость относительно земли была бы больше, что показывается при помощи
стрелки с большей длиной. Значение, которое характеризует увеличение вашей

250 Глава 3. Датчики
скорости в тангенциальном направлении, представляет собой ускорение Корио¬
лиса (в честь Гаспара Г. Кориолиса, французского математика, 1792-1843 г).
Если представляет собой угловую скорость, а г — радиус, то тангенциаль¬
ная скорость будет иметь значение г. Если г будет изменяться со скоростью ѵ,
то возникнет тангенциальное ускорение, равное ѵ. Это ускорение равно половине
ускорения Кориолиса.
Вторая половина возникает под влиянием изменения направления радиальной
скорости, что дает в результате полную величину, равную 2ѵ. Если вы обладаете
массой М, то платформа обеспечивает силу, равную 2Мѵ, которая вызывает со¬
ответствующее ускорение. В свою очередь масса испытывает соответствующую
реактивную силу.
Движение в двух измерениях
Рассмотрим координату z = ve'0 на комплексной плоскости. Выполняя диффе¬
ренцирование по времени, мы получаем выражение для скорости:
dz
dt
dr
dt*
dt
(3-18)
Полученные два члена соответствуют соответственно радиальному и танген¬
циальному компонентам, последний возникает под влиянием угловой скорости.
Вновь выполняя дифференцирование, находим ускорение:
d2z
dt2
cHr
dt2
£^ + і
drdtf^
dtdt
+
. drdfl
1 dtdt
in . d20 -,Й
е>ѳ + іѵ—еіѲ
dt^
(3-19)
Первый член представляет собой радиальное линейное ускорение, четвер¬
тый член соответствует тангенциальному компоненту, который возникает из-за
углового ускорения. Последний член представляет собой знакомое центростре¬
мительное ускорение, которое необходимо для ограничения г. Второй и третий
члены являются тангенциальными и представляют собой компоненты ускорения
Кориолиса. Они имеют равную величину и соответственно возникают по причи¬
не изменения направления радиальной скорости и по причине изменения вели¬
чины тангенциальной скорости. Если угловая скорость и радиальные скорости
имеют постоянные значения, то:
(3-20)
и
(3-21)
После этого получаем следующую формулу:
d2z
dt'2
= і2Ппе10
П2ге.ій
(3-22)
Здесь угловой компонент іе'ѳ обозначает тангенциальное направление в том
смысле, что положительные Ѳ соответствуют направлению ускорения Кориолиса
(2Г2ѵ), а — е'ѳ обозначает направление к центру (т.е. центростремительное) для
компонента П2г.

3-1. Датчики положения 251
Рис. 3-19. Демонстрация эффекта Кориолиса
Гироскопы ADXRS основаны на этом эффекте, в них используется резони¬
рующая масса, которая в наших мысленных экспериментах соответствует объ¬
екту, перемещающемуся по вращающейся платформе. Такая масса с помощью
специальных технологий (micromachining) изготавливается из полисиликона и
крепится (tethered) к раме из полисиликона таким образом, что сохраняется
способность к резонансу только в одном направлении.
На рис. 3-19 показано, что когда резонирующая масса перемещается по на¬
правлению к внешнему краю вращающегося объекта, то она ускоряется в правом
направлении и оказывает на рамку обратную силу, которая действует в левом
направлении. Если масса перемещается по направлению к центру, то она ока¬
зывает силу, которая действует в направлении вправо, как это показывается
стрелками.
Чтобы измерить ускорение Кориолиса, рамка с резонирующей массой при¬
крепляется (tethered) с подложкой при помощи пружин, расположенных под углом
90°, как это показано на рис. 3-20. На этом рисунке также показаны элементы
для измерения силы Кориолиса, которые используются для измерения переме¬
щения рамки при помощи емкостного метода. Перемещение рамки происходит
под влиянием силы, действующей на массу. Демонстрацией такого воздействия
может служить рис. 3-19, где эффект Кориолиса возникает под влиянием резо¬
нирующей кремниевой массы, подвешенной в рамке. Стрелки показывают силы,
действующие на конструкцию гироскопа, эти силы зависят от состояния резо¬
нирующей массы.
На рис. 3-21 показано поперечное перемещение рамки с резонирующей массой
под влиянием эффекта Кориолиса. Смещение определяется при помощи измене¬
ния емкости между элементами для измерения эффекта Кориолиса, прикреплен¬
ными к рамке, и теми элементами, которые прикреплены к подложке.
Если пружины обладают коэффициентом упругости К, то можно вычислить
перемещение, вызванное силой воздействия: 2 ѵМ/К.

252 Глава 3. Датчики
Рис. 3-20. Схематичес¬
кое изображение механи¬
ческой конструкции гиро¬
скопа
На рис. 3-21, где показывается полная конструкция, показывается, как при
перемещении резонирующей массы и при вращении поверхности, к которой при¬
креплен гироскоп, масса и рамка испытывают ускорение Кориолиса и переме¬
щаются под углом в 90° по направлению к движению, связанному с вибрацией.
При повышении скорости вращения будут также увеличиваться смещение массы
и сигнал, вызванный соответствующим изменением емкости.
Необходимо заметить, что гироскоп может размещаться на вращающемся
объекте в произвольном месте и под любым углом. Обязательным условием
является то, чтобы ось, относительно которой осуществляются измерения, бы¬
ла параллельна оси вращения. Приведенное выше изложение предназначено для
формирования интуитивного представления о работе гироскопа, из соображений
наглядности выбиралось и место установки устройства.
Рис. 3-21. Смещение под влиянием эффекта Кориолиса
Емкостное измерение
Гироскопы ADXRS измеряют смещение резонирующей массы и рамки, в которую
эта масса установлена, под влиянием эффекта Кориолиса — для этого исполь¬
зуются емкостные чувствительные элементы, соединенные с резонатором (см.

3-1. Датчики положения 253
рис. 3-19-3-21). Эти элементы представляют собой стержни, изготовленные из
кремния, между которыми устанавливаются аналогичные два набора неподвиж¬
ных стержней, которые крепятся к подложке микросхемы. Благодаря этому мы
получаем два конденсатора, которые в нормальном состоянии имеют одинако¬
вую емкость. Смещение, вызванное угловой скоростью, приводит к образованию
в системе дифференциальной емкости. Если обозначить полное значение емкости
как С, а расстояние между стержнями равно g, то дифференциальная емкость
будет выражаться как 2vMC/gK, и это значение будет прямо пропорционально
угловой скорости. В практических условиях данная формула действует превос¬
ходно, и нелинейность не превышает 0,1%.
Электроника, которая используется в гироскопах ADXRS, позволяет опреде¬
лять такие малые изменения емкости, как 12 х 10“21 Ф (12zF), которые вызыва¬
ются перемещениями стержней, не превышающими 0,00016 Ангстрема (16 фм).
Чтобы обеспечить такую точность, единственным практически пригодным ме¬
тодом является размещение электроники, включая усилители и фильтры, на од¬
ной подложке с механическим датчиком. Дифференциальный сигнал изменяется с
частотой резонатора и его можно извлечь на фоне шумов при помощи корреляции.
Подобные субатомные перемещения имеют смысл, только если говорить о
них, учитывая средние положения поверхностей стержней, даже если отдель¬
ные атомы на поверхности случайным образом перемещаются на намного более
значительные расстояния. На поверхности конденсаторов располагается прибли¬
зительно 1012 атомов, и статическое усреднение движения отдельных атомов
позволяет уменьшить неопределенность на коэффициент, равный 106. Почему
бы теперь не попытаться добиться в 100 раз более высокого эффекта? Отве¬
том является то, что под влиянием молекул воздуха конструкция движется - - и
хотя это влияние усредняется, оно все же присутствует и является очень значи¬
тельным! Тогда почему бы не удалить воздух? Данное устройство не использует
вакуум по той причине, что оно является очень компактным, используемая тон¬
кая пленка весит всего лишь 4 микрограмма. Изогнутые части, шириной всего
лишь 4 микрона, подвешиваются на кремниевой подложке. Воздух действует
на конструкцию в качестве защитной подушки, препятствуя ее разрушению при
сильных ударах — даже при тех, которые возникают при выстреле из гаубицы
с помощью управляемого снаряда (как это было недавно продемонстрировано).
На рис. 3-22 показано, что гироскоп ADXRS состоит из двух структур, ко¬
торые обеспечивают возможность дифференциального измерения и тем самым
позволяют подавить влияние промышленных помех и вибраций.
Ключевой особенностью таких устройств, как ADXRS150 и ADXRS300, явля¬
ется интеграция электроники и механических элементов, что позволяет обес¬
печить наиболее компактные размеры и невысокую стоимость при заданном
уровне характеристик. На рис. 3-23 показана фотография подложки ADXRS, где
выделены соединения между механическим датчиком скорости и электроникой,
которая отвечает за обработку сигналов.
Для ADXRS150 и ADXRS300 используются стандартные корпуса, которые
облегчают разработку и производство готовых устройств. Керамический BGA-
корпус с 32 выводами имеет размеры 7x7 мм, высота корпуса составляет всего
3 мм. Этот корпус имеет в 100 раз меньшие размеры по сравнению с други-

254 Глава 3. Датчики
ми гироскопами, обладающими сходными характеристиками. Сочетание малых
размеров и низкого потребления делает эти микросхемы идеальным выбором
для использования в потребительской электронике, например, в игрушечных ро¬
ботах, скутерах и навигационных устройствах.
Стержни для измерения силы Кориолиса
Внутренняя рамка	,	Схема тестирования
Резонирующая масса	> приводных стержней
тержни для измерения скорост
гс 9-
Направление
движения
* S
О. о
Рис. 3-22. Фотография механического датчика
Невосприимчивость к ударам и вибрации
Одной из наиболее важных проблем для пользователей гироскопа является спо¬
собность устройства надежно обеспечивать выходной сигнал, точно отобража¬
ющий значение угловой скорости — даже при наличии ударов и вибрации со
стороны окружающей среды. Одним из примеров является определение опроки¬
дывания автомобиля, в котором гироскоп используется для того, чтобы опре¬
делить - опрокидывается автомобиль (или внедорожник) или же находится
в нормальном состоянии. Некоторые события, свидетельствующие об опроки¬
дывании, могут возникать при столкновении с другими объектами, такими как
ограждение, в результате возникает удар по автомобилю. Удар может вызвать
переход гироскопа в состояние насыщения, и если гироскоп не способен спра¬
виться с подобным состоянием, то подушка безопасности может не сработать.
Аналогично, если неровности на дороге приводят к удару или вибрации, кото¬
рая проявляется в виде сигнала о вращении, то подушка безопасности может
сработать тогда, когда в этом нет необходимости — а это огромная угроза для
безопасности!
Как можно увидеть, гироскопы ADXRS используют передовой подход к из¬
мерению угловой скорости вращения, который делает возможным подавление

3-1. Датчики положения 255
влияния ударов с ускорением до 1000 g. Для этого используются два резона¬
тора, которые позволяют осуществлять дифференциальное измерение сигналов
и подавляют синфазные внешние ускорения, которые не связаны с вращатель¬
ным движением. Такой подход объясняет превосходную устойчивость гироско¬
пов ADXRS по отношению к ударам и вибрации. Два резонатора, показанные
на рис. 3-22, никак не связаны механически и работают в противоположных фа¬
зах. В результате при измерении скорости вращения они выдают сигналы с оди¬
наковой амплитудой, но с противоположными направлениями. Разница между
сигналами от этих двух датчиков используется для измерения скорости враще¬
ния. Благодаря такому подходу удается подавить влияние сигналов, не связан¬
ных с вращением, которые воздействуют на оба сенсора. Сигналы от датчиков
объединяются с помощью проводных соединений и затем подаются на чрез¬
вычайно чувствительные предварительные усилители. Благодаря этому чрез¬
мерные перегрузки при ускорениях в значительной степени подавляются и не
оказывают влияния на электронику, и схема обработки сигнала продолжает вы¬
давать сигнал об угловой скорости даже во время сильных ударов. Подобная
схема требует тщательного согласования двух датчиков, каждый из которых
является точно изготовленной копией другого.
Рис. 3-23. Фотография
подложки гироскопа
ADXRS
Умножитель
напряжения
Усилитель для
сигнала скорости
Схема
тестирования
и настройки
Драйвера
Датчик
скорости
Регуляторы
Усилитель сигнала,
связанного
с ускорением
Кориолиса
Выход
Демодулятор
Смещение, опорное
напряжение,
температура
Ссылки по датчикам положения:
1. Н. Schaevitz , «The Linear Variable Differential Transformer», Proceedings of
the SASE, Vol. 4, No. 2, 1946.

256 Глава 3. Датчики
2.	Dr. E.D.D. Schmidt, «Linear Displacement—Linear Variable Differential Trans¬
formers — LVDTs», Schaevitz Sensors, http://www.schaevitz.com.
3.	E-Series LVDT Data Sheet, Schaevitz Sensors, http://www.schaevitz.com. Сей¬
час Schaevitz Sensors является подразделением Lucas Control Systems, 1000
Lucas Way, Hampton, VA 23666.
4.	R. Pallas-Areny and J. G. Webster, Sensors and Signal Conditioning, John
Wiley, New York, 1991.
5.	H. L. Trietley, Transducers in Mechanical and Electronic Design, Marcel
Dekker, Inc., 1986.
6.	Технические описания для AD598 и AD698, Analog Devices, Inc.,
http://www.analog.com.
7.	В. Travis, «Hall-Effect Sensor ICs Sport Magnetic Personalities», EDN, Vol.
XX, April 9, 1998 , pp. 81 — 91.
8.	Техническое описание AD22151, Analog Devices, Inc.,
http: / / www.analog.com.
9.	D. Sheingold, Analog-Digital Conversion Handbook, 3rd Edition, Prentice-
Hall, Norwood, MA, 1986.
10.	F.P. Flett, «Vector Control Using a Single Vector Rotation Semiconductor for
Induction and Permanent Magnet Motors», PCIM Conference, Intelligent Mo¬
tion , September 1992 Proceedings, Available from Analog Devices.
11.	F.P. Flett, «Silicon Control Algorithms for Brushless Permanent Magnet Syn¬
chronous Machines», PCIM Conference, Intelligent Motion, June 1991 Proceed¬
ings , Available from Analog Devices.
12.	P.J.M. Coussens, et ah, «Three Phase Measurements with Vector Rotation
Blocks in Mains and Motion Control», PCIM Conference, Intelligent Motion,
April 1992 Proceedings, Available from Analog Devices.
13.	Dennis Fu, «Digital to Synchro and Resolver Conversion with the AC Vector
Processor AD2S100», Available from Analog Devices.
14.	Dennis Fu, «Circuit Applications of the AD2S90 Resolver-to-Digital Converter,
AN-230», Analog Devices.
15.	A. Murray and P. Kettle, «Towards a Single Chip DSP Based Motor Control
Solution», Proceedings PCIM—Intelligent Motion , May 1996, Nurnberg,
Germany, pp. 315-326. Also available at http://www.analog.com .
16.	D.J. Lucey, P.J. Roche, M.B. Harrington, and J.R. Scanned, «Comparison of
Various Space Vector Modulation Strategies», Proceedings Irish DSP and
Control Colloquium , July 1994, Dublin, Ireland, pp. 169-175.

3-2. Датчики температуры 257
17.	N. Lyne, «ADCs Lend Flexibility to Vector Motor Control Application», Elec¬
tronic Design , May 1, 1998 , pp. 93 — 100.
18.	F. Goodenough, «Airbags Boom when IC Accelerometer Sees 50 g», Electronic
Design, 1991 .
Раздел 3-2
Датчики температуры
Введение
Измерение температуры имеет критически важное значение для современных
электронных устройств, особенно это относится к дорогим ноутбукам и прочим
портативным устройствам, которые используют плотное расположение компо¬
нентов и в которых рассеивается значительная мощность, выделяемая в виде
тепла. Информация о температуре в подобных системах может также использо¬
ваться при контроле процесса зарядки аккумуляторов, а также для предотвра¬
щения выхода из строя дорогих микропроцессоров.
Компактное портативное оборудование, которое отличается высокой мощно¬
стью, часто использует вентилятор для поддержания температуры перехода для
электронных компонентов на необходимом уровне. Чтобы продлить срок службы
аккумуляторов, вентилятор должен включаться только в случае необходимости.
Точное управление вентилятором требует информации о критическом значении
температуры, для чего используется соответствующий датчик температуры.
Точное измерение температуры требуется и во многих других измеритель¬
ных системах, например, в системах промышленного управления и управления
технологическими процессами. Во многих подобных случаях датчик обеспечи¬
вает нелинейный сигнал достаточно низкого уровня, и сигнал с выхода сенсора
необходимо перед его дальнейшей обработкой соответствующим образом подго¬
товить и усилить.
За исключением тех датчиков, которые выпускаются как микросхемы, все
датчики температуры имеют нелинейную передаточную характеристику. В про¬
шлом для того, чтобы корректировать нелинейность сигнала с датчика, исполь¬
зовались сложные аналоговые схемы обработки сигнала. Подобные цепи часто
требовали ручной калибровки, а для обеспечения требуемой точности использо¬
вались прецизионные резисторы. Сегодня сигнал с выхода датчика температуры
может подаваться непосредственно на АЦП с высоким разрешением, который
преобразует его в цифровой вид. После этого линеаризация и калибровка выпол¬
няется над цифровыми данными, что позволяет снизить стоимость и сложность
подобных решений.
Резистивные датчики температуры (RTD, Resistance Temperature Detectors)
отличаются точностью, однако они требуют тока возбуждения и обычно ис¬
пользуются в составе мостовых схем. Термисторы обеспечивают наибольшую
чувствительность и одновременно обладают самой большой нелинейностью. Од¬
нако они получили широкое распространение в портативных устройствах, где
9—1277

258 Глава 3. Датчики
используются для измерения температуры аккумуляторов, а также температуры
других критически важных компонентов в системе.
Современные полупроводниковые датчики температуры отличаются высо¬
кой точностью и линейностью в рабочем диапазоне температур (от —55 °С до
+150 °С). Встроенные усилители позволяют преобразовывать выходной сигнал
к удобному диапазону напряжений, например, 10 мВ/°С. Такие датчики также
могут использоваться при компенсации температуры холодного спая термопар,
работающих в широком диапазоне температур. Полупроводниковые датчики
температуры могут интегрироваться в состав многофункциональных микро¬
схем, которые также выполняют и некоторые другие функции по мониторингу
аппаратуры.
На рис. 3-24 показаны наиболее популярные датчики температуры, а также
приводятся их характеристики.
Термопара
Резистивные датчики
Термисторы
Полупроводниковые
датчики
Наиболее широкий
диапазон:
от —184 °С до
+2300 °С
Диапазон:
от —200 °С до
+850 °С
Диапазон:
от 0 °С до +100 °С
Диапазон:
от —55 °С до +150 °С
Высокая точность и
повторяемость
Достаточная
линейность
Плохая линейность
Линейность: 1 °С,
Точность: 1 °С
Необходима
компенсация
холодного спая
Требуется
возбуждение
Требуется
возбуждение
Требуется
возбуждение
Низковольтный
выходной сигнал
Малая стоимость
Высокая
чувствительность
Типичные параметры
выходного сигнала:
10 мВ/К, 20 мВ/К или
1 мкА/К
Рис. 3-24. Типы датчиков температуры
Полупроводниковые датчики температуры
Современные полупроводниковые датчики температуры обеспечивают чрезвы¬
чайно высокую точность и высокую линейность в рабочем диапазоне от —55 °С
до +150 °С. Встроенные усилители позволяют преобразовывать выходной сигнал
к удобному диапазону напряжений, например, 10 мВ/°С. Такие датчики также
могут использоваться при компенсации температуры холодного спая термопар,
предназначенных для измерения в широком диапазоне температур.
Все полупроводниковые датчики температуры используют соотношение меж¬
ду напряжением между базой и эмиттером и током коллектора для биполярного
транзистора (BJT):
ѴвЕ = f'"(£)•	<3-23>
Здесь к — константа Больцмана, Т — абсолютная температура, q — заряд
электрона, а Is — значение тока, связанное с геометрией и температурой тран¬
зисторов. (В данной формуле предполагается, что напряжение на коллекторе
составляет по крайней мере несколько сотен мВ, и игнорируются ранние эффекты).

3-2. Датчики температуры 259
Рис. 3-25. Основные соотно¬
шения, используемые для полу¬
проводниковых датчиков тем¬
пературы
Падение напряжения
не зависит от токов lc, ls
Если мы рассмотрим N транзисторов, которые идентичны первому (рис. 3-25)
и распределим ток Іс равномерно между этими транзисторами, то мы обнару¬
жим, что новое значение напряжения между базой и эмиттером будет выражать¬
ся следующей формулой:
—V
NxlJ
(3-24)
Сама по себе ни одна из этих схем не представляет значительного интере¬
са — это связано с сильной температурной зависимостью тока Is. Однако, если
мы имеем одинаковые токи в одном биполярном транзисторе и в нескольких
одинаковых биполярных транзисторах, то выражение для разности двух напря¬
жений база-эмиттер будет пропорционально абсолютной температуре (РТАТ) и
не содержит значения Is:
ДѴвЕ Г ѴвЕ - Vn =
ДѴве = Ѵве — Vn =
kT
q
kT
In
kT
In
lc
In
In
N x I
Ic
NxL
ДѴве = Vbe — Vn =
kT
In
W(^)] = Tln(N)'
(3-25)
(3-26)
(3-27)
Схема, показанная на рис. 3-26, использует данное уравнение, и она полу¬
чила название «ячейка Брокау» (Brokaw Cell, см. ссылка [10]). На резисторе R2
возникает напряжение ДѴве = Ѵве — Vn- Следовательно, ток эмиттера для
Q2 выражается как ДѴве/На- Сервосхема операционного усилителя и резистор
R приводит к тому, что через Q1 будет протекать то же значение тока. То¬
ки через Q1 и Q2 равны, они суммируются и протекают через резистор Rj.
Соответствующее напряжение, которое возникает на резисторе Ri, является
пропорциональным абсолютной температуре (РТАТ) и выражается следующей

260 Глава 3. Датчики
формулой:
ѴртАТ =
2R1(VBE-VN) =	ln(N)_
R2	R-2 q
(3-28)
Рис. 3-26. Классический датчик температуры на энергии запрещенной зоны
Опорное напряжение ячейки на запрещенной зоне Vbandgap подается на ба¬
зу Q1, оно представляет собой сумму напряжений Vbe(QI) и Ѵртат- Напряже¬
ние Vbe(QI) является дополняющим по отношению к абсолютной температуре
(СТАТ), и его суммирование с Ѵртат приводит к тому, что напряжение на запре¬
щенной зоне (bandgap) будет являться постоянным по отношению к температуре.
При этом предполагается, что с помощью выбора соотношения R1/R2 и числа N
удалось сделать напряжение на запрещенной зоне равным 1,205 В. Подобная схе¬
ма является основной для датчиков температуры на запрещенной зоне и широко
используется в полупроводниковых датчиках температуры.
Датчики температуры с токовым выходом
Данный тип датчиков температуры создает на выходе ток, значение которого
пропорционально абсолютной температуре. Подобные устройства используют
диапазон напряжений питания от 4 В до 30 В и ведут себя как высокоим¬
педансные регуляторы постоянного тока, при этом значение выходного тока
пропорционально абсолютной температуре, а типичная функция передачи име¬
ет коэффициент 1 мкА/°К. Это означает, что при температуре 25 °С подобное
устройство будет создавать ток, равный 298 мкА.
Датчики температуры с токовым выходом, такие как AD590, особенно полез¬
ны для приложений, в которых для измерения используются удаленные датчики.
По причине использования токовых выходов с высоким импедансом подобные

3-2. Датчики температуры 261
Датчик температуры
с токовым выходом
Рис. 3-27. Мультиплексирование AD590
устройства не чувствительны к падению напряжения, которое возникает при
передаче по длинным линиям. Характеристики выходов также обеспечивают
простоту при мультиплексировании подобных устройств, так как ток может
коммутироваться при помощи простых логических вентилей, как это показано
на рис. 3-27.
Температурные датчики с выходом по току и
напряжению
Концепции, которые обсуждались применительно к датчикам температуры на за¬
прещенной полосе, также могут применяться и для различных микросхем дат¬
чиков температуры и использоваться для создания выходов по току или по на¬
пряжению.
В некоторых случаях желательно иметь такой выход с датчика температу¬
ры, сигнал которого изменяется пропорционально используемому напряжению
питания. Микросхема AD22100 (см. рис. 3-28) использует подобный вывод, на¬
пряжение его изменяется в зависимости от напряжения питания (номинальное
напряжение питания составляет 5 В) в соответствии со следующей формулой:
Ѵя
Ѵоит =	*
о
1,375Ѵ*ТА
(3-29)
Схема, показанная на рис. 3-28, использует источник питания микросхемы
AD22100 в качестве опорного напряжения для АЦП, что устраняет необходи¬
мость в использовании прецизионного источника опорного напряжения.
Тепловая постоянная времени для датчика температуры определяется на осно¬
вании времени, необходимого для того, чтобы при ступенчатом изменении тем¬
пературы сигнал на выходе датчика принял значение, соответствующее 63,2%
от своего окончательного значения. На рис. 3-29 показана тепловая постоянная
для семейства датчиков ADT45/ADT450, которые используют корпус SOT-23-3.

262 Глава 3. Датчики
Датчики монтируются на печатную плату размерами 0,338" х 0,307", на рисунке
показывается зависимость от скорости воздушного потока. Обратите внимание
на резкое уменьшение тепловой постоянной времени с 32 секунд до 12 секунд
при увеличении скорости потока воздуха с 0 (движение воздуха отсутствует) до
100 LFPM (линейная скорость потока воздуха, выраженная в футах в минуту).
Рис. 3-28. Датчик с пропорциональным выходным напряжением
Для информации укажем, что тепловая постоянная времени для семейства
ADT45/ADT450 в ванне с перемешиваемым маслом не превышает 1 секунды, и
это подтверждает, что значение тепловой постоянной времени в основном опре¬
деляется конкретными обстоятельствами.
К выводам питания этих датчиков необходимо присоединить керамические
конденсаторы емкостью 0,1 мкФ. Эти конденсаторы должны иметь очень корот¬
кие выводы (предпочтительнее использовать компоненты для поверхностного
монтажа), также они должны размещаться как можно ближе к силовым выво¬
дам датчика.
Так как подобные датчики температуры потребляют очень небольшой ток и
могут использоваться в самых тяжелых условиях с точки зрения электрических
помех, то важно минимизировать влияние на эти устройства электромагнитных
помех (ЕМІ) и радиочастотных помех (RFI). Влияние радиочастотных помех
на датчики температуры проявляется в виде аномального смещения постоянного
уровня выходного напряжения, так как высокочастотные шумы преобразуются
в постоянное напряжение на внутреннем переходе микросхемы. В тех случаях,
когда подобные устройства работают вблизи источников высокочастотных по¬
мех (излучаемых или распространяемых по проводам), то для повышения поме¬
хоустойчивости следует поместить параллельно с керамическим конденсатором
емкостью 0,1 мкФ танталовый электролитический конденсатор с достаточно
высокой емкостью (более 2,2 мкФ).

3-2. Датчики температуры 263
Рис. 3-29. Тепловой отклик
при принудительном обдуве воз¬
духом для корпуса SOT-23-2
Скорость потока воздуха (линейные футы в минуту)
Принципы работы термопары и компенсация
холодного спая
Термопары являются компактными и недорогими устройствами, приспособлен¬
ными к тяжелым условиям эксплуатации, и по сравнению с другими типами
датчиков температуры могут работать в самом широком диапазоне темпера¬
тур. Термопары особенно полезны при проведении измерений для очень высоких
температур (до +2300 °С), также они способны работать в самых неблаго¬
приятных условиях. Выходной сигнал для термопар составляет всего несколько
милливольт, по этой причине для последующего использования этот сигнал не¬
обходимо усилить. Также для термопар необходимо осуществлять компенсацию
температуры холодного спая (CJC, cold junction compensation), и об этом мы
вскоре поговорим подробнее. По сравнению с другими типами датчиков тер¬
мопары отличаются более линейным поведением, а нелинейность их поведения
хорошо изучена. Некоторые наиболее распространенные термопары показаны
на рис. 3-30. При производстве термопар наиболее часто используются такие
металлы, как железо, платина, родий, рений, вольфрам, медь, алюмель (сплав
никеля и алюминия), хромель (сплав никеля и хрома), а также константан (сплав
меди и никеля).
На рис. 3-31 показаны кривые зависимости напряжение-температура для трех
широко используемых типов термопар, которые измеряются относительно опор¬
ного перехода, который находится при фиксированной температуре, равной 0 °С.
Из всех показанных на рисунке термопар наибольшей чувствительностью обла¬
дают термопары типа J, которые при заданном изменении температуры создают

264 Глава 3. Датчики
наибольшее выходное напряжение. Наименьшей чувствительностью обладают
термопары типа S. Подобные характеристики очень важно учитывать при разра¬
ботке схем кондиционирования сигналов для термопар, так как для относительно
слабых выходных сигналов термопар требуются малошумящие усилители с вы¬
соким коэффициентом усиления и малым дрейфом.
Используемые
материалы
Типичный диапазон
измерения (°С)
Номинальная
чувствительность
(мкВ/°С)
Обозначение ANSI
Платина
(б%)/Родий-Платина
(30%)/Родий
38... 1800
7,7
В
Вольфрам
(5%)/Рений-
Вольфрам
(26%)/Рений
0.. .2300
16
С
Хромел ь-Константан
0. . .982
76
Е
Желез о-Константан
0. . .760
55
J
Хромель-Алюмель
-184... 1260
39
К
Платина (13%)/Родий
- Платина
0. ..1593
11,7
R
Платина
(10%)/Родий-
Платина
0. .1538
10,4
S
Медь-Константан
-184.. .400
45
Т
Рис. 3-30. Наиболее распространенные типы термопар
Чтобы понять поведение термопар, необходимо учитывать нелинейность их
поведения при изменении температуры. На рис. 3-31 показано соотношение меж¬
ду температурой измерительного перехода и выходным напряжением для неко¬
торых типов термопар (во всех этих случаях температура опорного холодного
спая поддерживается равной О °С). Очевидно, что отклик не является линейным,
однако природа такой нелинейности не носит очевидного характера..
На рис. 3-32 показывается изменение коэффициента Зеебека (изменение вы¬
ходного напряжения в зависимости от температуры перехода датчика — т. е.
первая производная по температуре от выходного напряжения) в зависимости
от температуры перехода датчика (мы все еще предполагаем, что опорный пе¬
реход удерживается при температуре О °С).
При выборе термопары, которая должна наиболее подходить для измерений
в определенном диапазоне температур, мы должны выбирать те термопары, у
которых коэффициент Зеебека в данном диапазоне изменяется на минимальное
значение.
Например, для термопар типа J коэффициент Зеебека в диапазоне от 200 °С
до 500 °С изменяется всего лишь менее чем на 1 мкВ/°С, т.е. подобные термо¬
пары идеально подходят для такого диапазона.
Когда для термопар приводится подобная информация, то при этом обычно
преследуют две цели. Во-первых, на рис. 3-30 показан диапазон измерений и чув¬
ствительность для трех типов термопар. Разработчик сразу может определить,

3-2. Датчики температуры 265
Рис. 3-31. Напряжение
на выходе термопар типа J,
К и S
Рис. 3-32. Зависимость от
температуры коэффициен¬
та Зеебека для термопары
Температура (°С)
что наиболее широкий полезный диапазон измерения температур обеспечивают
термопары типа S, однако наибольшей чувствительностью обладают термопары
типа J. Во-вторых, поведение коэффициента Зеебека дает наглядное представле¬
ние о линейности термопары. Используя рис. 3-31, разработчик системы может
выбрать термопару типа К, так как для нее коэффициент Зеебека сохраняет ли¬
нейность в диапазоне температур от 400 °С до 800 °С, или же термопару типа S,

266 Глава 3. Датчики
(А) Напряжение на термопаре
Ѵ1
Металл типа А ^
Термоэлектрическая
ЭДС
Металл типа В ^
(С) Измерения с помощью термопары
Металл типа А	Металл типа А
	Ѵ1 - Ѵ2
Ѵ1 < Т1
Т2 >Ѵ2
Металл типа В
(В) Термопара	(D) Измерения с помощью термопары
I = (Ѵ1 -V2)/R
Рис. 3-33. Основные принципы функционирования термопары
которая сохраняет линейность в температурном диапазоне от 900 °С до 1700 °С.
Поведение коэффициента Зеебека термопары имеет значение для тех приложе¬
ний, где важен диапазон изменения температуры, а не абсолютное ее значение.
Кроме этого, подобная информация может подсказать, каковы должны быть
параметры схемы кондиционирования сигнала.
Чтобы успешно использовать термопары на практике, мы должны понимать
основные принципы их функционирования. Рассмотрим схему, показанную на
рис. 3-33.
Если различные металлы соприкасаются между собой при температуре, от¬
личной от абсолютного нуля, то между ними возникает разность потенциалов
(термоэлектрическая ЭДС или контактная разность потенциалов), которая зави¬
сит от температуры перехода (см. рис. 3-33 (А)). Если мы соединим два провода
между собой в двух местах, которые имеют различную температуру, то в схеме
возникнет чистая ЭДС, и будет протекать ток, величина которого зависит от
значения ЭДС и от полного сопротивления схемы (рис. 3-33 (В)). Если один из
проводов будет разорван, то напряжение на этом разрыве будет равно чисто¬
му значению термо-ЭДС схемы. Если измерить это напряжение, то мы можем
использовать полученное значение для вычисления разницы температур между
двумя переходами (рис. 3-33 (С)). Всегда необходимо помнить о том, что тер¬
мопара измеряет разность температур между двумя местами контакта, а не
абсолютную температуру данного контакта. Мы можем узнать температуру
данного перехода только в том случае, если нам известна температура другого
перехода (который часто называют свободным спаем или холодным спаем).
Однако измерение напряжения на термопаре не является такой уж простой
задачей. Предположим, что мы подключаем вольтметр к схеме, показанной на

3-2. Датчики температуры 267
рис. 3-33 (С) (см. рис. 3-33(D)). Там, где провода термопары подключаются к
вольтметру, образуются дополнительные переходы, свойства которых изменя¬
ются вместе с температурой. Если оба дополнительных перехода находятся при
одинаковой температуре (абсолютное значение температуры не играет роли),
то согласно «Закону промежуточных металлов» эти переходы не будут вносить
вклад в полную ЭДС системы. Если же два перехода находятся при различ¬
ных температурах, то будут возникать ошибки. Так как соединение любой пары
различных металлов приводит к возникновению термо-ЭДС (включая контакты
медь/припой, ковар/медь (ковар идеально подходит для изготовления выводных
рамок микросхем) и алюминий/ковар (соединения внутри микросхемы)), то оче¬
видно, что в используемых на практике измерительных устройствах проблема
осложняется еще более. Приходится действовать с особой тщательностью, чтобы
гарантировать, что все пары переходов в схеме, к которой подключена термо¬
пара, находятся при одинаковой температуре — исключением являются лишь
измерительный переход и холодный спай.
Рис. 3-34. Классическая схема компен¬
сации температуры холодного спая при
помощи опорного перехода, имеющего
температуру таяния льда (О °С)
Термопары создают напряжение, которое хотя и имеет малую величину, од¬
нако не требует схемы возмущения. Однако, как показывается на рис. 3-33 (D),
здесь используются два перехода (Т1 — измерительный переход, Т2 — опорный
переход). Если Т2 = Т1, тогда V2 = VI и выходное напряжение V будет равно
0. Выходные напряжения для термопар часто определяются при таких условиях,
когда температура опорного перехода равна 0 °С (отсюда и происходит название
холодный спай, cold/ice point junction). Тогда напряжение на выходе термопары
будет равно 0 В при 0 °С. Чтобы обеспечить точность измерений в системе, опор¬
ный переход должен иметь известную температуру (она не обязательно должна
быть равна 0 °С). Достаточно простой подход к реализации данной идеи пока¬
зан на рис. 3-34. Однако если ванну с водой и льдом достаточно легко создать,
то поддерживать ее в практических условиях является достаточно неудобной
задачей.
Сегодня опорная температура таяния льда, вместе с неудобной в практи¬
ческих условиях ванной со льдом и водой, заменяется электронными схемами.
Для измерения температуры опорного перехода используется температурный
датчик, который не является термопарой (часто полупроводниковый датчик,
иногда — термистор). Затем в схему термопары добавляется напряжение, кото¬
рое должно компенсировать разницу между действительной температурой, при

268 Глава 3. Датчики
которой находится опорный переход, и идеальным значением (обычно О °С),
как показано на рис. 3-35. В идеальном случае компенсирующее напряжение
должно в точности соответствовать требуемому значению дифференциально¬
го напряжения, по этой причине на рисунке это напряжение показано как f(T2)
(т. е. функция от температуры Т2), а не как КТ2, где К — просто констан¬
та. В практических условиях, так как температура холодного перехода редко
отличается от 0°С более чем на несколько десятков градусов, линейное при¬
ближение (V = КТ2) дает достаточно хорошие результаты при описании этой
достаточно сложной ситуации, и в реальных системах часто используется имен¬
но линейное приближение. Выражение для выходного напряжения термопары,
чей измерительный переход находится при температуре Т °С, а опорный пе¬
реход — при температуре О °С, дается полиномом следующей формы: V =
= КіТ + К2Т2 + К3Т3 + — Однако значения коэффициентов Кг и Кз для боль¬
шинства типов термопар очень малы. В статьях [8] и [9] приводятся значения
этих коэффициентов для самых различных типов термопар.
если Ѵ(СОМР) = Ѵ(Т2) - Ѵ(0°С), то
V(OUT) = V(T1)-V(0°C)
Рис. 3-35. Использование датчика температуры для компенсации
температуры холодного спая
Если используется электронная компенсация температуры холодного спая,
то обычно принято отказываться от использования дополнительных проводов
и устанавливать выводы термопары непосредственно в устройстве, схема кото¬
рого показана на рис. 3-36. Если переходы металл А (медь) и металл В (медь)
находятся при одинаковой температуре, то схема будет эквивалентна термопаре
с переходами метал А — метал В (рис. 3-35).
Схема, показанная на рис. 3-37, предназначена для обработки напряжения
на выходе термопары типа К, она обеспечивает компенсацию температуры хо¬
лодного спая и позволяет проводить измерения в диапазоне от О °С до 250 °С.
Схема использует однополярный источник питания, его напряжение может со¬
ставлять от +3,3 В до +12 В, выходное напряжение изменяется в соответствии
со значением 10 мВ/°С.

3-2. Датчики температуры 269
Рис. 3-36. Подключение выводов термопары непосредственно в изотермическом блоке
Рис. 3-37. Использование датчика температуры (ТМР35) для компенсации влияния
холодного спая
Для термопар типа К коэффициент Зеебека может составлять приблизи¬
тельно 41 мкВ/°С, и на стороне холодного спая используется датчик ТМР35,
который обладает температурным коэффициентом 10 мВ/°С. Датчик облада¬
ет потенциальным выходом, и совместно с резисторами Ri и R.2 он создает
противодействующее напряжение для холодного спая, равное —41 мкВ/°С. Это

270 Глава 3. Датчики
не позволяет дорожкам на печатной плате, которые находятся при одинаковой
температуре и которые при соединении с проводами от термопары образуют
холодный спай, вносить ошибку в измеренное значение температуры.
Подобная схема компенсации работает особенно хорошо при температуре
окружающей среды, лежащей в диапазоне от 20 °С до 60 °С. При измерении
в диапазоне изменения температур, превышающем 250 °С, изменение напря¬
жения на выходах термопары составляет 10,151 мВ. Так как полный размах
напряжения на выходе данной схемы должен составлять 2,5 В, то для коэффи¬
циента усиления мы получаем значение 246,3. Если для резистора R4 выбрать
сопротивление 4,99 кОм, то сопротивление R5 будет равно 1,22 МОм. Так как
ближайший к этому значению номинал сопротивления равен 1, 21 МОм, то для
точной подстройки выходного напряжения совместно с R5 также используется
потенциометр сопротивлением 50 кОм. Микросхема ОР193 представляет со¬
бой операционный усилитель с однополярным питанием, при этом его выход
не обладает свойствами rail-to-rail, минимальное значение выходного сигнала
составляет 0,1 В. По этой причине к схеме добавлено сопротивление R3, кото¬
рое создает смещение выходного напряжение, приблизительно равное 0,1 В при
номинальном напряжении питания 5 В. Это смещение (10 °С) необходимо вычи¬
тать при выполнении измерений, использующих выходной сигнал ОР193. Кроме
этого, резистор R3 сигнализирует об обрыве в цепи термопары, так как в этом
случае выходное напряжение будет превышать 3 В. Резистор R7 служит для
обеспечения баланса входного импеданса ОР193 по постоянному напряжению,
а пленочный конденсатор емкостью 0,1 мкФ необходим для уменьшения воздей¬
ствия шумов на неинвертирующий вход усилителя.
Микросхемы AD594/AD595 представляют собой полностью функциональный
инструментальный усилитель и схему компенсации холодного спая, которые ин¬
тегрированы на одну микросхему (см. рис. 3-38). Также микросхема обеспечива¬
ет опорный сигнал относительно точки таяния льда, используя предварительно
калиброванный усилитель, и способна непосредственно преобразовывать сиг¬
нал термопары в сигнал с высоким уровнем (10 мВ/°С). С помощью конфи¬
гурирования выводов микросхему можно использовать либо в режиме линей¬
ного усилителя-компенсатора, либо в режиме импульсного контроллера задан¬
ного значения, где значение может быть установлено как фиксированное, или
же используется удаленный контроль. В режиме непосредственного усиления
компенсирующего напряжения микросхема становится автономным датчиком
температуры по Цельсию, обеспечивая выходной сигнал 10 мВ/°С. В таких при¬
ложениях очень важно, чтобы микросхема находилась при той же температуре,
что и холодный спай термопары. Для этого их обычно помещают рядом и изо¬
лируют от возможных источников тепла.
Микросхемы AD594/AD595 также содержат систему сигнализации о неис¬
правности термопары, которая срабатывает при разрыве в цепи одного или двух
контактов термопары. Сигнал о неисправности может выдаваться в достаточно
гибкой форме и также поддерживает возможность соединения с TTL-входами.
Устройство может использовать однополярный источник питания (с напряже¬
нием питания выше +5 В), однако если использовать шину с отрицательным
напряжением питания, то появляется возможность для измерения температур
ниже 0 °С. Чтобы уменьшить воздействие разогрева при работе, микросхемы

3-2. Датчики температуры 271
Рис. 3-38. Монолитные усилители сигналов с термопар AD594/AD595, реализующие
компенсацию холодного перехода
AD594/AD595 потребляют всего 160 мкА, при этом они также способны выда¬
вать на нагрузку ток до ±5 мА.
Для микросхемы AD594 выполняется предварительная калибровка при помо¬
щи лазера для согласования с характеристиками термопар типа J (пара желе-
зо/константан), тогда как AD595 с помощью лазера подстраивается для работы
с термопарами типа К (хромель/алюмель).
К выводам температурного датчика могут подсоединяться резисторы, с по¬
мощью которых осуществляется контроль напряжения и коэффициента усиле¬
ния. Таким образом, при использовании термопар других типов можно выпол¬
нить калибровку при помощи добавления внешних резисторов. Эти выводы так¬
же позволяют выполнить более точную калибровку при использовании устрой¬
ства совместно с термопарой или в качестве термометра. Микросхемы AD594/
AD595 выпускаются в двух версиях, которые различаются по своим характе¬
ристикам. Версия С имеет точность калибровки ±1 °С, тогда как версия А —
точность ±3 °С. Обе эти версии способны работать с температурой холодного
перехода в диапазоне от 0 °С до +50 °С. Схема, показанная на рис. 3-38, обеспе¬
чивает возможность получения выходного сигнала с термопары типа J (AD594)
или термопары типа К (AD595) при измерении в диапазоне от 0 °С до 300 °С.
Микросхемы AD596/AD597 представляют собой монолитные контроллеры
рабочей точки, которые оптимизированы для работы при повышенных темпе¬
ратурах и находят применение в самых разнообразных системах управления.
Встроенная схема компенсирует температуру холодного перехода и усиливает
сигнал с термопары типа J/K и обеспечивает внутренний сигнал, пропорци¬

272 Глава 3. Датчики
ональный температуре. Устройства могут конфигурироваться таким образом,
чтобы выдавать напряжение (10 мВ/°С), используя при этом непосредственно
входной сигнал от термопары типа J/K. Устройство устанавливается в метал¬
лическую трубку (сап) с 10 выводами, затем выполняется подстройка с целью
обеспечить работу при температуре окружающей среды от +25 °С до +100 °С.
Микросхема AD596 способна усиливать сигналы от термопары при измерении
в температурном диапазоне от —200 °С до +760 °С, который рекомендован для
термопар типа J, тогда как микросхема AD597 способна работать с термопара¬
ми типа К, которые выполняют измерения в диапазоне от —200 °С до +1250 °С.
Микросхемы обеспечивают калибровку с точностью до ±4 °С при температуре
окружающей среды, равной 60 °С. Характеристики по стабильности окружаю¬
щей температуры равны 0,05 °С/°С в диапазоне от +25 °С до +100 °С.
Ни один из описанных выше усилителей, предназначенных для использова¬
ния совместно с термопарами, не выполняет компенсации нелинейности тер¬
мопар, эти усилители только выполняют обработку сигнала и усиливают его
напряжение. Аналого-цифровые преобразователи высокого разрешения, подоб¬
ные AD77xx, способны непосредственно преобразовывать сигнал термопары в
цифровой вид, после чего микроконтроллер может выполнять линеаризацию пе¬
редаточной функции, как это показано на рис. 3-39). На мультиплексированные
входы АЦП подаются два мультиплексированных сигнала, один из которых по¬
зволяет проводить измерение напряжения термопары, тогда как второй исполь¬
зуется для измерения температуры холодного спая. Коэффициент усиления для
входного усилителя с программируемым коэффициентом усиления (PGA) может
изменяться в диапазоне от 1 до 128, а разрешение АЦП изменяется в диапазоне
от 16 до 22 разрядов (в зависимости от типа используемого АЦП). Микрокон¬
троллер выполняет арифметические операции по линеаризации и занимается
компенсацией температуры холодного перехода термопары.
Использование усилителей с автоподстройкой нуля
для измерения сигналов термопар
В дополнение к перечисленным выше устройствам компания ADI также выпу¬
стила инструментальный усилитель с автоподстройкой нуля (AD8230), который
предназначен для усиления сигналов от термопар и мостовых схем. Благодаря
автоподстройке нуля данная микросхема имеет дрейф смещения ниже 50 нВ/°С,
что в 1000 раз меньше, чем сигнал на выходе обычной термопары. Это позво¬
ляет производить очень точное измерение сигнала на выходе термопары. В до¬
полнение к этому, благодаря использованию архитектуры инструментального
усилителя, удается подавить синфазные напряжения, которые часто возникают
при использовании термопар для измерения температуры. Данная микросхема
обычно используется при работе с набором термопар, при этом компенсация
температуры опорного перехода выполняется при помощи используемого в си¬
стеме микроконтроллера. К числу других приложений относится высокоточные
измерения сигналов с датчиков, используемых в составе мостовых схем.
Автоподстройка нуля представляет собой динамический метод для пода¬
вления влияния смещения и дрейфа. Благодаря этой функции можно снизить
напряжение смещения, приведенное к входу, до уровня мкВ, а дрейф напряжения

3-2. Датчики температуры 273
К микроконтроллеру
Рис. 3-39. Сигма-дельта АЦП AD77XX используется совместно с датчиком температуры
ТМР53 для компенсации температуры холодного перехода
смещения может быть уменьшен до уровня нВ/°С. К числу других преимуществ
динамического подавления смещения относятся подавление низкочастотного шу¬
ма, особенно компонента с зависимостью 1/f.
Микросхема AD8230 представляет собой инструментальный усилитель, кото¬
рый использует топологию с автоматической подстройкой нуля, а также облада¬
ет таким ценным качеством, как высокий коэффициент подавления синфазного
сигнала. Внутренняя цепь прохождения сигнала состоит из активной диффе¬
ренциальной схемы выборки-хранения (предварительный усилитель), за которой
располагается дифференциальный усилитель (gain amp). Оба усилителя выпол¬
няют автоподстройку нуля с целью обеспечить минимальный дрейф и смещение.
Полностью дифференциальная топология позволяет повысить устойчивость сиг¬
налов по отношению к паразитным помехам и воздействию температуры. Коэф¬
фициент усиления устанавливается при помощи двух внешних резисторов, что
обеспечивает удобное согласование температурных коэффициентов.
Скорость дискретизации сигнала контролируется при помощи встроенного
в микросхему осциллятора с частотой 6 кГц, также используется логическая
схема для получения необходимых неперекрывающихся фаз тактового сигна¬
ла. Чтобы упростить функциональное описание, на рисунке показываются две
последовательные фазы тактового сигнала А и В, которые позволяют понять
порядок выполнения внутренних операций.
На протяжении фазы А (рис. 3-40) к входу подключаются конденсаторы вы¬
борки (измерительные конденсаторы). Дифференциальное входное напряжение
Vdiff сохраняется на этих измерительных конденсаторах Csample-
Так как на измерительных конденсаторах сохраняется только дифферен¬
циальное напряжение, то синфазное напряжение подавляется. В течение этого

274 Глава 3. Датчики
периода основной усилитель не соединен с предварительным усилителем и сигнал
на его выходе определяется уровнем входного сигнала, измеренного в тече¬
ние предыдущего цикла (этот уровень сохраняется на конденсаторе хранения
Chold, как это показывается на рис. 3-41).
Рис. 3-40. Фаза А в про¬
цессе выборки
Рис. 3-41. Фаза В в про¬
цессе выборки
В течение фазы В дифференциальный сигнал передается на конденсаторы
хранения и обновляет напряжение, которое на них установилось на прошлом ци¬
кле преобразования. Выход предварительного усилителя удерживается на уровне
синфазного напряжения, который определяется опорным потенциалом Vref- Та¬
ким образом, AD8230 способен обрабатывать дифференциальный сигнал и уста¬
навливать уровень выходного напряжения. Основной усилитель (gain amplifier)
занимается обработкой обновленного сигнала, который сохраняется на конден¬
саторе СHOLD-
Резистивные датчики температуры
Резистивный датчик температуры (RTD, resistance temperature detector) пред¬
ставляет собой датчик, сопротивление которого изменяется в зависимости от

3-2. Датчики температуры 275
температуры. Обычно такой датчик изготавливается из платиновой (Pt) прово¬
локи, которая наматывается на керамическую катушку. По сравнению с термо¬
парами поведение подобного датчика отличается большей точностью и линей¬
ностью при работе в более широком диапазоне температур. На рис. 3-42 пока¬
зан температурный коэффициент резистивного датчика сопротивлением 100 Ом
в сравнении с коэффициентом Зеебека для термопары типа S. В пределах всего
температурного диапазона (который составляет приблизительно —200—1-850 °С),
резистивный датчик температуры демонстрирует большую линейность. Сле¬
довательно, линеаризация сигнала с резистивного датчика является не такой
сложной в сравнении с термопарами.
Рис. 3-42. Резистив- , Наиболее часто для таких датчиков используется платина
иьш дат шк темпердгѵ	в Стандартные значения: 100 и 1000 Ом
РЫ (^ГѴ-L D)
• Типичное значение температурного коэффициента равно 0,385%/°С,
что для резистивного датчика из платины сопротивлением 100 Ом
составляет 0,385 Ом/ °С
• Высокая линейность лучше, чем у термопар, простота выполнения
компенсации
Однако, в отличие от термопары, резистивный датчик температуры (RTD)
является пассивным датчиком и для создания на его выходе напряжения необхо¬
димо подавать на него ток возбуждения. Так как подобные датчики обладают
малым температурным коэффициентом (0,385%/°С), то требуется такая же схе¬
ма обработки сигнала с высокими характеристиками, которая используется при
обработке сигнала с термопар. Однако падение напряжения на резистивном
датчике температуры значительно превышает то напряжение, которое появля¬
ется на выходе термопары. Разработчик может выбрать для своей системы
RTD-датчик с более высоким выходным сигналом, однако при этом необходи¬
мо помнить, что такие датчики обладают более высоким временем отклика
(инерционностью). Далее, хотя стоимость резистивных датчиков и превыша¬
ет стоимость термопар, они используют медные вывода, и на их точность не
оказывают влияния термоэлектрические эффекты, возникающие при соединении
переходов термопары. И, наконец, так как сопротивление резистивного датчика

276 Глава 3. Датчики
зависит от абсолютной температуры, то для них не требуется проводить ком¬
пенсацию температуры холодного перехода.
При использовании тока возбуждения необходимо действовать достаточно
осторожно, так как при протекании тока резистивный датчик температуры
будет нагреваться. В результате этого повышается температура датчика, что
вносит ошибку в результаты измерения. Следовательно, этот эффект должен
учитываться при разработке схемы кондиционирования сигнала, и необходимо
обеспечить, чтобы влияние собственного разогрева не приводило к повышению
температуры более чем на 0,5 °С. Производители указывают величину подобной
ошибки для резистивных датчиков с различными сопротивлениями и размерами
как для неподвижного воздуха, так и при использовании вентиляторов. Что¬
бы уменьшить значение этой ошибки, для достижения требуемого разрешения
системы следует использовать минимально возможный ток, также следует вы¬
бирать резистивные датчики с наибольшим сопротивлением, что обеспечивает
приемлемое время отклика.
Другой эффект, который может приводить к возникновению ошибок при
измерении, связан с падением напряжения на проводах, ведущих к контактам
резистивного датчика. Это особенно верно в отношении недорогих резистивных
датчиков с двухпроводным подключением, так как температурный коэффици¬
ент и сопротивление резистивного датчика обычно имеют малые значения. Если
резистивный датчик располагается на достаточно большом расстоянии от схе¬
мы кондиционирования сигнала, то сопротивление выводов может составлять
омы или несколько десятков ом, и небольшое сопротивление контактов может
приводить к возникновению достаточно большой ошибки при измерении темпе¬
ратуры. Чтобы проиллюстрировать данное утверждение, давайте предположим,
что платиновый резистивный датчик с сопротивлением 100 Ом, для подключения
которого используются медные контакты 30-го размера (gauge), располагается
на расстоянии приблизительно в 100 футов от дисплея контроллера, который осу¬
ществляет управление системой. Сопротивление медного провода 30-го размера
составляет 0,105 Ом/фут, при этом два вывода резистивного датчика темпера¬
туры добавляют сопротивление в 21 Ом, как это можно увидеть из рис. 3-43.
Это дополнительное сопротивление создает ошибку в измерении температуры,
равную 55 °С! Температурный коэффициент сопротивления выводов вносит до¬
полнительную ошибку в измерения, и эта ошибка также может иметь достаточно
высокое значение. Для того, чтобы уменьшить влияние сопротивления выводов,
используется схема подключения с использованием четырех проводов.
На рис. 3-44 показано подключение резистивного датчика температуры по схе¬
ме Кельвина, т.е. с использованием четырех проводов. При помощи вывода
FORCE (силовой выход) резистивного датчика температуры на датчик пода¬
ется постоянный ток, после этого падение напряжения на датчике температуры
измеряется удаленно с помощью выводов SENSE (измерительные выводы). В ка¬
честве измерительного устройства используется цифровой вольтметр или ин¬
струментальный усилитель, при этом может быть обеспечена высокая точность
измерений при том условии, что измерительное устройство обладает высоким
входным импедансом или/и обладает низким входным током смещения. Так как
по выводам SENSE не протекает значительный ток, то данный метод измерений
не зависит от длины соединительных проводов. Основными источниками оши-

3-2. Датчики температуры 277
R = 10,5 Ом
О	\
Медь
<>
R = 10,5 Ом
О	\
100 Ом
PtRTD
Медь
Температурный коэффициент сопротивления для меди: 0,40%/°С @ 20°С.
Температурный коэффициент платинового резистивного датчика температуры:
0,385%/°С @ 20°С
Рис. 3-43. Платиновый RTD-датчик, который подключается при помощи медного кабеля
30-го размера и длиной 100 футов
бок являются стабильность источника постоянного тока и входной импеданс или
ток смещения, который протекает в усилителе или цифровом вольтметре.
Силовые вывода,
выводы для подачи
тока возбуждения
^Lead
выводы для подачи
тока возбуждения
Измерительные
выводы
выводы
К инструментальному
усилителю или АЦП
с высоким входным
импедансом
Рис. 3-44. Четырехпроводная схема соединения по Кельвину, которая обеспечивает
точность измерения для платинового RTD-датчика
Резистивные датчики температуры обычно конфигурируются для использо¬
вания в составе мостовых схем, использующих четыре резистора. Сигнал на вы¬
ходе мостовой схемы усиливается инструментальным усилителем, и затем вы¬
полняется его дальнейшая обработка. Если использовать измерительные АЦП
высокого разрешения, такие как АЦП семейства AD77XX, то можно непосред¬
ственно преобразовывать сигнал RTD-датчика в цифровой вид. В этом случае
линеаризация выполняется уже для цифровых значений, что позволяет снизить
требования к аналоговой схеме.
На рис. 3-45 показан платиновый резистивный датчик сопротивлением 100 Ом,
который возбуждается источником тока 400 мкА. Выходной сигнал с датчика
преобразуется в цифровой вид при помощи аналого-цифрового преобразователя,
относящегося к семейству AD77XX. Заметим также, что источник тока возбу¬
ждения для резистивного датчика также используется для создания опорного

278 Глава 3. Датчики
напряжения со значением 2,5 В для АЦП, для этого используется резистор со¬
противлением 6,25 кОм. Изменения в значении тока возбуждения не сказываются
на точности схемы, так как входное напряжение и опорное напряжение изменя¬
ются пропорционально значению тока возбуждения. Вместе с этим для снижения
ошибок измерения резистор сопротивлением 6,25 кОм должен иметь низкий тем¬
пературный коэффициент. Высокое разрешение АЦП и использование на входе
встроенного PGA (с коэффициентом усиления, изменяющимся в диапазоне от 1
до 128) позволяет отказаться от использования дополнительных схем для обра¬
ботки сигнала.
Рис. 3-45. Подключение сигма-дельта АЦП с высоким разрешением к платиновому
резистивному датчику температуры
Микросхема ADT70 представляет собой законченное устройство для обра¬
ботки сигналов, поступающих с платиновых резистивных датчиков. При ис¬
пользовании резистивного датчика с сопротивлением 1 кОм сигнал на выходе
ADT70 будет составлять 5 мВ/°С (см. рис. 3-46). Для возбуждения платинового
резистивного датчика используется согласованный источник тока 1 мА, кото¬
рый также используется для опорного резистора сопротивлением 1 кОм. Такая
конструкция позволяет проводить измерения температуры в диапазоне прибли¬
зительно от —50 °С до +800 °С.
Микросхема ADT70 содержит два согласованных источника тока, прецизи¬
онный инструментальный усилитель с выходом rail-to-rail, источник опорного
напряжения 2,5 В, а также неподключенный операционный усилитель с выходом
rail-to-rail. Микросхема ADT71 аналогична ADT70 с единственным отличием —
в ней не используется источник опорного напряжения. Также реализован ре¬
жим пониженного потребления, в котором статический ток потребления умень¬
шается с 3 мА до 10 мкА, что позволяет использовать данную микросхему

3-2. Датчики температуры 279
в портативных устройствах. Коэффициент усиления или же полный диапазон
сигнала для схемы на основе платинового резистивного датчика температу¬
ры и ADT71 устанавливаются при помощи внешнего прецизионного резистора,
который подключается к инструментальному усилителю. Неподключенный опе¬
рационный усилитель может использоваться для масштабирования внутреннего
опорного напряжения, выдавая сигналы «разрыв в цепи резистивного датчика»
или «превышение температуры», подавая сигнал на отключение нагревателя,
или какие-то другие внешние сигналы, которые могут определяться пользова¬
телем. Микросхема ADT70 предназначена для работы в диапазоне температур
от —40 °С до +125 °С и выпускается в корпусах DIP или SOIC с 20 выводами.
Рис. 3-46. Обработка сигнала с платинового резистивного датчика температуры при
помощи ADT70
Термисторы
Термисторы по своим функциям во многом схожи с резистивными датчиками
температуры (RTD) и представляют собой недорогие чувствительные к темпе¬
ратуре резисторы, которые изготавливаются из полупроводниковых материалов
и обладают положительным или отрицательным температурным коэффициен¬
том (NTC, negative temperature coefficient). Хотя всегда доступны термисторы
с положительным температурным коэффициентом, однако наиболее широко ис¬
пользуемые термисторы обладают отрицательным температурным коэффициен¬
том (NTC). На рис. 3-47 показана зависимость сопротивления от температуры
для обычного NTC-термистора. Видно, что эта зависимость обладает сильной
нелинейностью, и из всех рассмотренных типов датчиков температуры именно
термисторы обладают наиболее высокой чувствительностью.

Глава 3. Датчики
2
О
го
о.
о
CL
0
ш
S
X
0
с
0
X
о
о.
с
о
О
Рис. 3-47. Зависимость сопротивления от температуры для NTC-термистора
сопротивлением 10 кОм
Высокая чувствительность термисторов (обычное значение при 25 ° С равно
—44000 ррш/°С, см. рис. 3-48) позволяет обнаруживать даже незначительные
изменения температуры, которые невозможно измерить при использовании ре¬
зистивного датчика или термопары. Высокая чувствительность обеспечивает
явное преимущество перед резистивными датчиками температуры в том, что
при подключении термистора с использованием четырехпроводного соединения
по Кельвину нет необходимости компенсировать ошибки, связанные с провода¬
ми. Чтобы проиллюстрировать данное утверждение, предположим, что в пока¬
занном выше примере мы заменяем платиновый резистивный датчик температу¬
ры сопротивлением 100 Ом на NTC-термистор сопротивлением 10 кОм, темпера¬
турный коэффициент которого при 25 °С равен —44000 ррт/°С. При подобных
измерениях сопротивление проводов, которое равно 21 Ом, будет вносить в из¬
мерения ошибку менее 0,05 °С. По сравнению с использованием резистивного
датчика, ошибка уменьшилась приблизительно в 500 раз.
Однако высокая чувствительность термистора к изменению температуры
имеет и свои недостатки. Как показано на рис. 3-48, температурный коэффи¬
циент термистора, в отличие от резистивных датчиков, не уменьшается ли¬
нейно вместе с увеличением температуры, следовательно, практически для всех
диапазонов изменения температуры приходится проводить линеаризацию, ис¬
ключением являются самые незначительные диапазоны изменения температуры.
Измерения на основе термисторов могут проводиться только для диапазонов
изменения максимум в несколько сотен градусов, так как термисторы могут

3-2. Датчики температуры 281
быть повреждены при высоких температурах. По сравнению с термопарами
и резистивными датчиками, термисторы обладают более тонкой и непрочной
конструкцией, при их монтаже следует действовать с особыми мерами предосто¬
рожности, иначе они могут сломаться или же произойдет разрушение контактов.
Хотя по причине небольших размеров термисторы обладают малым временем
отклика, малая тепловая инерционность делает их чувствительными к ошибкам,
вызванным выделяемой при их работе мощностью.
Рис. 3-48. Темпера¬
турный коэффициент
NTC-термистора со¬
противлением 10 кОм
Термисторы являются недорогими и очень чувствительными датчиками тем¬
пературы. Как мы уже говорили, температурный коэффициент термистора из¬
меняется от -44000 ррт/°С при 25 °С до -29000 ррт/°С при 100 °С. Подобная
нелинейность не только является основным источником ошибок при измере¬
нии температуры. Если не используются методы линеаризации, то нелинейность
ограничивает диапазон применения термистора очень узким температурным
диапазоном.
Существует возможность использовать термистор в более широком темпе¬
ратурном диапазоне, для этого разработчик системы должен уменьшить чув¬
ствительность с целью повысить линейность. Одним из методов линеаризации
поведения термистора является шунтирование его при помощи резистора с по¬
стоянным сопротивлением. Как показано на рис. 3-49, подобная параллельная
структура по сравнению с отдельным термистором будет иметь более линей¬
ное поведение в зависимости от температуры. Кроме этого, чувствительность
подобной сборки будет по-прежнему выше, чем у термопары или резистивно¬
го датчика сопротивления. Основным недостатком данного метода является то,
что линеаризация обеспечивается только для узкого диапазона температур.
Значение сопротивления резистора может быть вычислено с помощью следу¬
ющей формулы:

282 Глава 3. Датчики
RT2 х (RT1 + RT3) - 2 х RT1 х RT3
RT1 +RT3 - 2 х RT2
Здесь RT1 — сопротивление термистора при температуре Т1, соответствующей
нижней точке температурного диапазона, RT3 — сопротивление резистора при
температуре ТЗ, соответствующей верхней точке температурного диапазона,
а RT2 — сопротивление термистора при температуре Т2, которая соответствует
средней точке температурного диапазона: Т2 = (Т1 + ТЗ)/2.
Рис. 3-49. Линеаризация
NTC-термистора с помощью
шунтирующего резистора со¬
противлением 5,17 кОм
Если мы рассмотрим типичный NTC-термистор сопротивлением 10 кОм, то
RT1 = 32 650 Ом при 0 °С, RT2 = 6532 Ом при 35 °С, а RT3 = 1752 Ом при
70 °С. На основании этих данных мы получаем для сопротивления R значение
5,17 кОм. Точность, которую должна обеспечивать схема кондиционирования
сигнала, зависит от линейности цепи. Если вновь обратиться к нашему примеру,
то эта цепь будет обладать нелинейностью, равной (—2,3 °С/+2,0°С).
Сигнал с выхода этой цепи может подаваться на АЦП, после чего выполняет¬
ся дополнительная линеаризация (см. рис. 3-50). Заметим, что сигнал на выходе
схемы на основе термистора имеет первую производную порядка —10 мВ/°С, от¬
сюда можно сделать вывод, что 12-разрядный АЦП обеспечивает достаточное
разрешение.
Датчики температуры с цифровым выходом
Датчики температуры с цифровым выходом обладают рядом преимуществ по срав¬
нению с датчиками с аналоговым выходом, особенно это важно для удаленных
измерений. Для гальванической изоляции между такими датчиками и измери¬
тельной системой можно использовать оптопары.
Преобразователь напряжения в частоту, на который подается выходное на¬
пряжение с датчика температуры, также способен выполнять эту функцию,

3-2. Датчики температуры 283
однако сегодня выпускаются более функциональные микросхемы, которые от¬
личаются большей эффективностью и также обеспечивают более высокие ха¬
рактеристики.
Семейство датчиков с цифровым выходом ТМР03/ТМР04 состоит из источ¬
ника опорного напряжения, генератора напряжения Ѵртдт, сигма-дельта АЦП
и источника тактовых сигналов (рис. 3-51). Выходной сигнал датчика преобра¬
зуется в цифровой вид при помощи сигма-дельта модулятора первого порядка,
который также известен как АЦП типа «баланса по заряду» (charge balance). По¬
добный преобразователь использует передискретизацию во временной области и
обеспечивает эффективную точность в 12 разрядов, при этом схема отличается
очень компактными размерами.
Сигнал с выхода сигма-дельта модулятора кодируется с помощью специ¬
ального метода, в результате создается последовательный цифровой сигнал с
форматом mark-space ratio (см. рис. 3-52). Подобный сигнал легко преобразуется
любым микропроцессором в температуру по Цельсию или Фаренгейту, а также
легко может передаваться по одному проводу.
Что еще более важно, такой метод кодирования позволяет избавиться от
основных ошибок, возникающих при других методах модуляции, а также этот
метод не зависит от тактового сигнала. Номинальная частота выходного сигна¬
ла при 25 °С составляет 35 Гц, при этом длительность нахождения в состоянии
с высоким уровнем (Т1) фиксирована и составляет 10 мс.
Микросхемы ТМР03/ТМР04 выдают поток цифровых импульсов, и инфор¬
мация о температуре передается при помощи соотношения между высоким и
низким уровнем сигнала (mark-space). Температура может быть рассчитана при
помощи следующих формул:
226
Ѵоит~ 0,994 В @ Т = 0 °С
Ѵоит» 0.294 В @ Т = 70 °С
ДѴоит/ДТ — — 10мВ/°С
Усилитель
или АЦП
Термистор
сопротивлением
10 кОм
Линейность составляет примерно 2 °С
в диапазоне температур 0 °С ...70 °С
Рис. 3-50. Линеаризованный усилитель сигнала с термистора
(3-31)
(3-32)

284 Глава 3. Датчики
Датчик температуры;
напряжение на выходе
пропорционально
абсолютной температуре
Рис. 3-51. ТМР03/04: датчики температуры с цифровым выходом
Температура (°С) = 235 - (4°°т* Т1)
т	..г	/720 х Т1\
Температура (°F) = 455 - I—^—I
•	Т1, номинальная длительность импульса.
•	Типичная ошибка в заданном диапазоне температур: ±1,5 °С, нелинейность - ±0,5 °С.
•	Рабочий температурный диапазон от -40 °С до +100 °С
•	Номинальное отношение Т1/Т2 при 0 °С составляет 60%.
•	Номинальная частота при 25 °С равна 35 Гц.
•	Потребление при напряжении питания 5 В составляет 6,5 мВт.
•	Используемые корпуса: ТО-92, SO-8 или TSSOP.
Рис. 3-52. Формат выходного сигнала ТМР03/ТМР04
Такие широко распространенные микроконтроллеры, как 80С51 и 68НС11,
обладают встроенными таймерами, которые способны легко декодировать соот¬
ношение между высоким и низким уровнями выходного сигнала, которое исполь¬
зуют ТМР03/ТМР04. Типичный интерфейс для подключения к 80С51 показан
на рис. 3-53. Два таймера (ТітегО и Timeri) обладают разрядностью в 16 бит.
В качестве источника сигналов для таймеров используется системный тактовый
сигнал процессора 80С51, который делится на 12.
Системный тактовый сигнал обычно создается при помощи кварцевого ос¬
циллятора, что обеспечивает достаточно высокую точность при измерении вре¬
мени. Так как выходной сигнал датчика использует пропорциональное пред¬
ставление, то действительная тактовая частота не имеет значения. Это очень

3-2. Датчики температуры 285
Рис. 3-53. Подключение ТМР004 к микроконтроллеру
важно, так как частота для микроконтроллеров обычно выбирается с учетом
каких-то ограничений, например, чтобы соответствовать определенной скоро¬
сти передачи данных по последовательному порту.
Программное обеспечение, которое обрабатывает поступающие с датчика
сигналы, также не отличается большой сложностью. Микроконтроллер просто
осуществляет отслеживание уровня на выводе Р1.0, и если сигнал принима¬
ет низкий уровень, то таймер Timer 0 останавливается, и запускается таймер
Timer 1. Когда сигнал вновь принимает высокий уровень, то в регистре таймера
Timer 0 будет храниться значение Т1, а в регистре таймера Timeri — значе¬
ние промежутка Т2. Для вычисления значения температуры можно использовать
приведенные выше формулы, которые могут быть реализованы при помощи со¬
ответствующих подпрограмм.
Переключатели термостатов и контроллеры заданной
температуры
Если датчик температуры используется совместно с компаратором, то он мо¬
жет работать в качестве переключателя термостата. Такие микросхемы, как
ADD22105, отличаются низкой стоимостью и способны выполнять подобные
функции, причем точка переключения программируется с точностью до 2 °С
при помощи одного внешнего резистора (температурный диапазон составляет
от —40 °С до +150 °С, см. рис. 3-54). Когда температура окружающей среды
превышает запрограммированный пользователем уровень, на выходе с откры¬
тым коллектором устанавливается высокий уровень. Чтобы не производилось
постоянное включение и отключение устройства при колебаниях температуры,
микросхема ADT05 обладает гистерезисом порядка 4 °С. Микросхема ADT05 ис¬

286 Глава 3. Датчики
пользует однополярный источник питания с напряжением от+2,7Вдо+7В, что
облегчает его использование как в устройствах с питанием от аккумуляторов,
так и в промышленных системах управления. В связи с малой рассеиваемой мощ¬
ностью (200 мкВт при 3,3 В) минимизируются ошибки, связанные с разогревом
микросхемы, а также увеличивается срок работы от аккумуляторов. Для упро¬
щения работы с такими нагрузками, как входы CMOS, может использоваться
встроенный внутренний подтягивающий резистор сопротивлением 200 кОм.
Сопротивление резистора, при помощи которого программируется темпера¬
тура переключения, определяется по следующей формуле:
Rset =
39МП°С
Tset(°C) +281,6°С
— 90, ЗШ.
(3-33)
Этот резистор должен включаться непосредственно между выводом Rset
(вывод 4) и выводом земли (вывод 5, GND). Если на печатной плате используется
выделенный слой земли, то резистор должен соединяться непосредственно с ним
в наиболее близкой точке.
Рис. 3-54. Переключатель термостата на основе AD22105
В качестве резистора, используемого для программирования температуры
переключения, могут использоваться резисторы практически любых типов, од¬
нако следует помнить, что точность установки сопротивления и температурный
дрейф сопротивления будут влиять на точность программирования температу¬
ры переключения. Для большинства случаев необходимый компромисс между
точностью и стоимостью обеспечивает использование металлопленочного ре¬
зистора с точностью в 1%. После того как было рассчитано значение Rset,
может оказаться, что рассчитанное значение не удается обеспечить при помо¬
щи широкодоступных резисторов со стандартными значениями и заданными
допусками. Чтобы обеспечить как можно более точное соответствие реального
сопротивления вычисленному значению, можно использовать последовательное
или параллельное соединение двух резисторов.
Микросхема ТМР01 представляет собой контроллер температуры с двумя
задаваемыми значениями температур переключения, который также выдает на¬
пряжение, пропорциональное значению абсолютной температуры (РТАТ), см.

3-2. Датчики температуры 287
рис. 3-55. Когда температура устройства опускается ниже или поднимается вы¬
ше заданного температурного диапазона, микросхема выдает управляющий сиг¬
нал на один из двух своих выводов. Как значения температур переключения, так
и значение полосы гистерезиса, программируются пользователем при помощи
подбора сопротивлений внешних резисторов.
Рис. 3-55. Программи¬
руемый контроллер тем¬
пературы ТМР01
ТМР01
Датчик температуры
QV+
Микросхема ТМР01 содержит встроенный источник опорного напряжения
на запрещенной зоне (bandgap), который соединяется с парой согласованных
компараторов. Источник опорного напряжения обеспечивает как напряжение
с постоянным уровнем 2,5 В, так и выходное напряжение с уровнем РТАТ, кото¬
рое обладает прецизионным температурным коэффициентом, равным 5 мВ/К
(номинальное значение этого напряжения —1,49 В при 25 °С). Компараторы
сравнивают значение Ѵртдт с установленными при помощи внешних резисто¬
ров температурами переключения, и при превышении уровня соответствующих
заданных значений выдают сигналы управления на выходы с открытыми кол¬
лекторами.
Также, при помощи внешних резисторов, программируется и значение гисте¬
резиса, которое определяется при помощи полного значения тока, выдаваемого
источником опорного напряжения (2,5 В). Этот ток дублируется при помощи
зеркала и используется для создания напряжения смещения гистерезиса соответ¬
ствующей полярности, которое используется после срабатывания компаратора.
Компараторы соединены параллельно, это гарантирует, что отдельные гистере¬
зисы не пересекаются и не возникают ошибочные переходы между расположен¬
ными поблизости зонами срабатывания.
Мониторинг температуры микропроцессоров
В современных компьютерах особое внимание уделяется поддержанию условий,
необходимых для корректной работы как аппаратного, так и программного

288 Глава 3. Датчики
обеспечения, так как существует множество причин, по которым система может
выйти из строя или прекратить нормальную работу. Задачей мониторинга за ра¬
ботой аппаратуры является отслеживание состояния критических параметров
в компьютерной системе и осуществление соответствующих действий, которые
должны предотвратить нежелательные последствия.
К числу подобных критических параметров относятся напряжение питания
и температура микропроцессора. Если напряжение питания падает ниже опре¬
деленного минимального уровня, то необходимо приостановить дальнейшую ра¬
боту до того момента, когда напряжение питания возвращается к приемлемому
уровню. В некоторых случаях при снижении напряжения питания ниже допусти¬
мого уровня («brownout») необходимо выполнить сброс (reset) микропроцессора.
Также обычным стало выполнение сброса при подаче питания или при переходе
в состояние с пониженным потреблением. Если напряжение питания падает ни¬
же допустимого уровня, то может понадобиться выполнить переход на питание
от резервных аккумуляторов.
Также при пониженном напряжении питания микропроцессор не должен вы¬
полнять запись во внешнюю CMOS-память. Для этого следует отключить сигнал
Chip Enable, используемый при обращении к внешней памяти.
Многие микропроцессоры могут программироваться для периодического вы¬
зова сигнала сторожевого таймера (watchdog). Использование этого сигнала по¬
зволяет гарантировать, что процессор и программное обеспечение работают
нормально и что не произошел сбой в выполнении программы.
Необходимость в мониторинге работы аппаратуры привела к появлению мно¬
гочисленных микросхем, которые традиционно носят название «microprocessor
supervisory products» (компоненты-супервизоры для микропроцессоров), и эти
компоненты выполняют все или какой-то набор из числа описанных выше функ¬
ций. Эти компоненты включают в себя как генераторы сигнала сброса (с за¬
щитой от множественных срабатываний), так и полнофункциональные системы
на основе микроконтроллеров, которые содержат встроенные датчики темпе¬
ратуры и АЦП. Выпускаемое компанией ADI семейство микросхем ADM спе¬
циально предназначено для отслеживания работы микропроцессора и реализует
функции мониторинга, необходимые для самых различных систем.
Температура процессора очень важна для процессоров класса Pentium. По
этой причине все новые процессора Pentium используют встроенный на подлож¬
ку PNP-транзистор, который предназначен для мониторинга действительной
температуры процессора. Коллектор этого PNP-транзистора соединен с под¬
ложкой микросхемы, а база и эмиттер выведены на два специальных вывода
на корпусе процессора Pentium II.
Микросхема ADM1021 представляет собой монитор температуры процессора
и специально предназначена для того, чтобы обрабатывать сигнал с этих выво¬
дов и преобразовывать полученное напряжение в цифровое значение, которое
дает информацию о температуре процессора. На рис. 3-56 в упрощенном виде
показана та часть ADM1021, которая выполняет обработку аналогового сигнала.
Метод, который используется для измерения температуры, аналогичен опи¬
санному выше принципу «ДѴве»- На используемый в качестве датчика транзи¬
стор подаются два тока (I и N • I), и для каждого тока измеряется соответствую-

3-2. Датчики температуры 289
Рис. 3-56. Монитор температуры микропроцессора ADM1021: схема обработки входного
сигнала
щее напряжение. В микросхеме ADM1021 номинальный ток 1 = 6 мкА, (N = 17)
и N • I = 102 мкА.
Изменение напряжения между базой и эмиттером ДѴве представляет собой
напряжение, пропорциональное абсолютной температуре (РТАТ), и оно описы¬
вается следующим уравнением:
кТ
ДѴВБ = — ln(N).	(3-34)
На рис. 3-56 расположенный на подложке микропроцессора транзистор по¬
казан в виде внешнего датчика, который выполняет измерение температуры
процессора — однако на самом деле в этой схеме можно использовать и внешний
дискретный транзистор. При использовании дискретного транзистора коллек¬
тор соединяется с базой, заземление в этом случае не используется. Чтобы пре¬
дотвратить воздействие на результаты измерения шума, передаваемого по зем¬
ле, отрицательный вывод датчика не связан непосредственно с землей, а смещен
относительно земли при помощи встроенного диода. Если при работе датчика
на него воздействуют помехи, то к фильтру можно также добавить конденсатор
С. Обычно емкость такого конденсатора должна быть равна 2200 пФ, однако не
должна превышать уровня в 3000 пФ.
Для измерения ДѴве транзистор, который используется в качестве датчи¬
ка, переключается между рабочими токами I и N • I. Полученный в результате
сигнал пропускается через фильтр низких частот (65 кГц) с целью удаления
помех и затем при помощи усилителя, стабилизированного прерываниями, вы¬
полняется усиление и синхронное выпрямление сигнала. Полученное постоянное
напряжение имеет значение, пропорциональное ДѴве> и это значение преобразу-
10—1277

290 Глава 3. Датчики
ется в цифровой вид при помощи 8-разрядного АЦП. Чтобы еще более уменьшать
влияние шумов, выполняется цифровая фильтрация при помощи усреднения ре¬
зультатов, полученных за 16 циклов измерения.
В дополнение к этому, ADM1021 содержит встроенный датчик температу¬
ры, обработка сигналов с которого и измерения также выполняются описанным
выше способом.
TEST VDD NC GND GND NC NC TEST SDATA SCLK ADDO ADD1
Рис. 3-57. Упрощенная схема ADM1021
Младший бит (LSB) в результатах АЦП соответствует 1 °С, таким обра¬
зом, теоретически АЦП способен измерять температуру в пределах от —128 °С
до +127 °С, однако на практике нижняя граница измерений ограничена —65 °С,
что связано с характеристиками самой микросхемы. Результаты измерений с ло¬
кального и удаленного датчиков температуры сохраняются в соответствующих
регистрах, и затем полученные значения сравниваются с регистрами, в которых
хранятся предельные верхние и нижние значения как для локальной, так и для
удаленной температуры (см. рис. 3-57). Если локальная или удаленная темпера¬
туры выходят за установленные пределы, то выдается сигнал ~ ALERT. Этот
сигнал может использоваться в качестве сигнала прерывания или же для пере¬
дачи тревожного сообщения в шину правления системой (SMBus).
Регистры с предельными значениями могут программироваться при помо¬
щи последовательной шины SMBus, также по этой шине может осуществляться
управление и конфигурирование. Шина SMBus позволяет считать значение любо¬
го регистра. К числу поддерживаемых функций управления и конфигурирования

3-3. Устройства с зарядовой связью 291
относятся: переключение устройства между нормальным режимом работы и ре¬
жимом ожидания, включение или отключение сигнала ~ALERT, а также выбор
частоты преобразования — она может устанавливаться в диапазоне от 0,0625 Гц
до 8 Гц.
Ссылки: датчики температуры
1.	R. Pallas-Агепу and J. G. Webster , Sensors and Signal Conditioning, John
Wiley , New York , 1991 .
2.	D. Sheingold, (Ed.), Transducer Interfacing Handbook, Analog Devices,
Inc., 1980, Norwood, Ma.
3.	W. Kester, (Ed.), 1992 Amplifier Applications Guide, Section 2, 3, Analog
Devices, Inc., 1992, Norwood, Ma.
4.	W. Kester, (Ed.), System Applications Guide, Section 1, 6, Analog Devices,
Inc., 1993, Norwood, Ma.
5.	D. Sheingold, Nonlinear Circuits Handbook, Analog Devices, Inc., 1980,
Norwood, Ma.
6.	J. Wong, «Temperature Measurements Gain from Advances in High-precision
Op Amps », Electronic Design, May 15, 1986 .
7.	OMEGA Temperature Measurement Handbook, Omega Instruments, Inc.
8.	Handbook of Chemistry and Physics, CRC.
9.	P. Brokaw, «А Simple Three-Terminal IC Bandgap Voltage Reference», IEEE
Journal of Solid State Circuits, No. SC-9, 1974.
Раздел 3-3
Устройства с зарядовой связью
Устройства с зарядовой связью (CCD, charge coupled devices) содержат боль¬
шое количество фотоэлементов малого размера, которые называются пикселя¬
ми. Эти ячейки могут располагаться в виде одного ряда (linear array) или же
в виде матрицы (area array). Подобные матрицы обычно используются в видео¬
устройствах, тогда как линейные микросхемы используются в факс-аппаратах,
графических сканерах, а также в оборудовании, используемом для распознава¬
ния образов.
Линейное устройство содержит ряд элементов датчиков изображения (пиксе¬
ли) , которые освещаются светом от какого-то объекта или документа. В течение
одного периода экспозиции каждый пиксель получает такое количество заряда,
которое пропорционально его освещенности.

292 Глава 3. Датчики
“ I
’S я
° 3
go
° °
ш
Рис. 3-58. Линейное COD-устройство
После этого образованные на пикселях заряды одновременно переключают¬
ся через вентили на аналоговый сдвиговый регистр. Заряды в этом сдвиговом
регистре последовательно передаются на детектор заряда (конденсатор) и бу¬
ферный усилитель (повторитель источника сигнала), преобразующие их в после¬
довательность уровней напряжения, которые зависят от полученного светового
излучения (рис. 3-58). Пока детектор заряда обрабатывает заряды, полученные в
предыдущем кадре, начинает выполняться другой кадр. Аналоговый сдвиговый
регистр обычно работает на частоте от 1 до 10 МГц.
Цикл считывания для детектора заряда обычно начинается с сигнала сброса,
который с помощью FET-ключа устанавливает на конденсаторе хранения задан¬
ное напряжение. Емкостная связь FET-ключа приводит к формированию сигна¬
ла сброса на выходе (см. рис. 3-59). После этого ключ открывается, конденсатор
остается изолированным, и на него сбрасывается заряд от последнего пикселя,
что приводит к изменению уровня напряжения. Разность между напряжением,
которое установлено после сброса, и окончательным уровнем напряжения (уро¬
вень видеосигнала, который показан на рис. 3-59), содержит информацию об
уровне заряда для пикселя. Накопленные заряды в CCD-устройстве могут быть
очень малы (до 10 электронов), обычно чувствительность сигнала на выходе
CCD составляет 0,6 мкВ/электрон. Большинство CCD имеют напряжение насы¬
щения порядка 1 В (см. ссылку [16]).
Так как обычно CCD изготавливаются на основе технологии MOS, то они
обладают ограниченными возможностями по обработке сигналов непосредствен¬
но на микросхеме. В практических устройствах сигнал с выхода CCD обраба¬
тывается внешними схемами.
Напряжение на выходе CCD имеет малый уровень, и часто на него нала¬
гается сильный шум. Наиболее важным источником шумов является тепловой
шум, связанный с сопротивлением FET-ключа, который выполняет сброс. Этот
шум может иметь величину, соответствующую 100-300 электронам (среднеква¬
дратичное значение, примерно 60-180 мВrms)- Шум изменяется от одного ре¬
зультата к другому вместе с уровнем напряжения на выходе CCD и имеет общее

3-3. Устройства с зарядовой связью 293
Рис. 3-59. Сигнал на выходе CCD
значение для уровня сброса и уровня видео в пределах периода, соответствую¬
щего данному пикселю. Чтобы уменьшить влияние данного шума, часто исполь¬
зуется метод, который получил название коррелированное двойное измерение
(CDS, correlated double sampling). На рис. 3-60 показаны две схемы, которые по¬
зволяют реализовать метод CDS. В схеме, показанной в верхней части, сигнал
с выхода CCD поступает на два усилителя выборки-хранения (SHA, sample and
hold amplifier). В конце интервала, в течение которого выполняется сброс, SHA1
измеряет уровень напряжения сброса. В конце интервала, в течение которого
производится измерение видео, усилитель SHA2 измеряет уровень видео. Сиг¬
налы с выходов этих усилителей поступают на дифференциальный усилитель,
который вычитает одно значение из другого. В такой схеме выходные сигналы
SHA-усилителей стабильны лишь в течение короткого промежутка времени, раз¬
ность их сигналов образует ДѴ, таким образом, дифференциальный усилитель
должен обладать быстрым временем установления.
Рис. 3-60.
Коррелированное
двойное измерение
(CDS)
Сигнал на
выходе CCD
О
SHA1
-5	3
3 Ц о
СО 03 О.
О I Ю
t Se “
.га о к
т
Тактовый ■
сигнал
видеосигнала
SHA2
SHA3
Метод #2
Выходной
сигнал
-Ѳ

294 Глава 3. Датчики
Другая схема показана в нижней части рис. 3-60, здесь уже используются
три SHA, что обеспечивает более быструю работу или же оставляет больше вре¬
мени установления для дифференциального усилителя. В этой схеме усилитель
SHA1 удерживает напряжение после сброса одновременно с сохранением уровня
видео на усилителях SHA2 и SHA3. Тактовый сигнал для видео подается одно¬
временно на SHA2 и SHA3, при этом на SHA2 подается напряжение после сброса,
а на SHA3 — напряжение видеосигнала. Подобная схема оставляет для времени
установления дифференциального усилителя полностью весь период, который
отводится для обработки одного пикселя (меньше, чем время захвата для SHA2
и SHA3).
Ссылки: устройства с зарядовой связью
1.	W. Kester, (Ed.), 1992 Amplifi er Applications Guide, Section 2, 3, Analog
Devices, Inc., 1992, Norwood, Ma.
2.	W. Kester, (Ed.), System Applications Guide, Section 1, 6, Analog Devices,
Inc., 1993, Norwood, Ma.
3.	Optoelectronics Data Book, EG & G Vactec, St. Louis, MO, 1990.
4.	Silicon Detector Corporation, Camarillo, CA, Part Number SD-020-12-001 Data
Sheet.
5.	Photodiode 1991 Catalog, Hamamatsu Photonics, Bridgewater, NJ.
6.	R. Morrison, Grounding and Shielding Techniques in Instrumentation,
3rd Edition, John Wiley, Inc., 1986.
7.	H. W. Ott, Noise Reduction Techniques in Electronic Systems, 2nd
Edition, John Wiley, Inc., 1988.
8.	An Introduction to the Imaging CCD Array, Technical Note 82W-4022, Tek¬
tronix, Inc., Beaverton, OR., 1987.
9.	Handbook of Chemistry and Physics, CRC.
Раздел 3-4
Введение в мостовые схемы
В этом разделе обсуждаются фундаментальные основы мостовых схем. Для луч¬
шего понимания материала данный раздел следует изучать в совокупности с раз¬
делами главы 1, посвященными прецизионным ОУ. Если читатель уже имеет
представление о проблемах, возникающих при проектировании схем с прецизи¬
онными операционными усилителями, то он может не возвращаться к главе 1 и
изучать информацию независимо.

3-4- Введение в мостовые схемы 295
Резистивные элементы являются одними из наиболее распространенных дат¬
чиков. Они недороги и довольно легко подключаются к схемам преобразования
сигнала. Резистивные элементы могут быть сделаны чувствительными к тем¬
пературе, деформации (при давлении или при изгибе) и свету. Используя эти
базовые элементы, можно измерить многие сложные физические явления, такие
как массовый расход жидкостей и газов (путем измерения разницы температур
двух калиброванных сопротивлений), влажность точки росы (путем измерения
температур в двух разных точках) и т. д.
Тензорезисторы
Тензодатчики в весах
Датчики давления
Датчики относительной влажности
Резистивные датчики температуры
Термисторы
120 Ом, 350 Ом, 3500 Ом
350 Ом-3500 Ом
350 Ом-3500 Ом
100 кОм-10 МОм
(РДТ) 100 Ом, 1000 Ом
100 Ом -10 МОм
Рис. 3-61. Сопротивления датчиков, используемых в мостовых схемах, покрывают широкий
динамический диапазон
Сопротивление элемента датчика может варьироваться в зависимости от его
устройства и измеряемой физической среды в диапазоне от менее 100 Ом до
нескольких сотен кОм. Широкий диапазон возможных сопротивлений датчи¬
ков иллюстрируют данные на рис. 3-61. Так, например, типичное сопротивление
РДТ равно 100 Ом или 1000 Ом. В то же время, типичное сопротивление терми¬
сторов составляет 3500 Ом и более.
Резистивные датчики, такие как РДТ и тензорезисторы, в ответ на изме¬
нение физической переменной (например, температуры или силы) дают отно¬
сительно небольшое в процентном соотношении изменение сопротивления. Так,
например, платиновые РДТ имеют температурный коэффициент, равный при¬
мерно 0,385%/°С. Из этого следует, что для точного измерения температуры
с разрешающей способностью 1 °С полная погрешность измерений при исполь¬
зовании 100-омного РДТ должна быть значительно меньше 0,385 Ом.
Измерения с использованием тензорезисторов сопряжены со значительны¬
ми трудностями, поскольку типичное изменение сопротивления во всем рабочем
диапазоне датчика может составлять менее 1% от его номинального значения.
Таким образом, при работе с резистивными датчиками критически важным
является точное измерение небольших изменений сопротивления.
Простой метод измерения сопротивления заключается в пропускании через
резистивный датчик постоянного тока и измерении соответствующего выход¬
ного напряжения. Данный метод требует как точных средств измерения, так и
наличия точного источника тока, поскольку любое изменение тока будет интер¬
претировано как изменение сопротивления. Кроме того, во избежание самона¬
грева, который может привести к дополнительным погрешностям, рассеиваемая
резистивным датчиком мощность должна быть мала и соответствовать рекомен¬
дациям производителя. Как следствие, ток возбуждения должен быть мал, что
ограничивает достижимую разрешающую способность.

296 Глава 3. Датчики
Рис. 3-62. Базовая схе¬
ма моста Уитстона дает
нулевой выходной сиг¬
нал при одинаковом от¬
ношении сопротивлений
в его вертикальных пле¬
чах
Привлекательную альтернативу для точного измерения небольших изменений
сопротивления представляет собой резистивный мост, изображенный на рис. 3-62.
На данном рисунке показан мост Уитстона (на самом деле он был изобретен
С. X. Кристи в 1833 году), который является базовым примером мостовой схемы.
Он состоит из четырех резисторов, соединение которых образует четырехуголь¬
ник, источника напряжения возбуждения Ѵв (или тока), включенного по одной
из диагоналей, и детектора напряжения, включенного по другой диагонали. Де¬
тектор измеряет разницу выходных напряжений двух делителей, подключенных
к напряжению возбуждения Ѵв- Общая форма выражения, описывающего вы¬
ходной сигнал моста, также дана на рисунке.
Существует два основных способа работы с таким мостом. В первом вари¬
анте мост используется в качестве детектора нуля и измеряет сопротивление
косвенно, путем сравнения с аналогичным стандартным сопротивлением. Вто¬
рой вариант заключается в непосредственном измерении разности сопротивле¬
ний через пропорциональное выходное напряжение.
Когда R1/R4 = R2/R3, говорят, что сопротивление моста находится в нуле,
независимо от режима возбуждения (током или напряжением, переменным или
постоянным), величины сигнала возбуждения, режима измерения (по току или
по напряжению) или импеданса детектора. Если отношение R2/R3 фиксировано
и равно К, то состояние нуля достигается при Rl = K R4. Если R1 неизвестно,
а R4 — это точно известное переменное сопротивление, то величину R1 можно
найти, подстраивая R4 до установки выходного сигнала в ноль. В свою очередь,
при использовании моста в качестве измерительного датчика R4 может пред¬
ставлять собой фиксированное эталонное сопротивление, а ноль устанавливается
при такой величине внешней переменной (деформации, температуры и т. д.), при
которой R1 = К • R4.
Измерения нуля принципиально используются в системах с обратной связью
с электромеханическими элементами и/или оператором. Подобные системы стре-

3-4- Введение в мостовые схемы 297
Ѵв	ѵв
Погрешность
линейности	0,5%/%	0,5%/%	0	0
(А) Один	(Б) Два	(В) Два	(Г) Все
переменный	переменных	переменных	переменные
элемент	элемента (1)	элемента (2)	элементы
Рис. 3-63. Чувствительность и линейность выходного напряжения мостовых конфигураций
с постоянным напряжением возбуждения зависят от числа активных элементов
мятся оказать такое воздействие на измеряемый параметр среды, при котором
активный элемент (тензорезистор, РДТ, термистор и т. п.) устанавливает мост
в сбалансированное состояние.
В свою очередь, в большинстве датчиков на мостовых схемах отклонение
сопротивления одного или нескольких резисторов моста от начального значе¬
ния используется в качестве показания величины измеряемой переменной (или
ее изменения). В таких случаях изменение сопротивления оценивается по из¬
менению выходного напряжения. Поскольку для датчиков характерны очень
маленькие изменения сопротивления, изменение выходного напряжения может
составлять всего какие-то десятки милливольт даже при напряжении возбужде¬
ния Ѵв = 10 В (типичное напряжение для тензодатчика).
Во многих практических приложениях мост может иметь не один, а два или
даже четыре активных элемента, каждый из которых может быть переменным.
На рис. 3-63 показаны четыре конфигурации моста, возбуждаемого напряжени¬
ем, которые наиболее часто используются в схемах датчиков. Для всех четырех
конфигураций даны уравнения, описывающие связь выходного напряжения мо¬
ста Ѵо с напряжением возбуждения и сопротивлениями моста. Во всех случаях
подразумевается постоянное напряжение возбуждения Ѵв- Обратите внимание
на то, что, поскольку выходной сигнал моста всегда прямо пропорционален Ѵв,
точность измерения не может превышать точность напряжения возбуждения.
Во всех случаях номинальное сопротивление переменного резистора (рези¬
сторов) выбрано равным номиналу резистора с постоянным сопротивлением R.
Предполагается, что отклонение сопротивления переменного резистора (рези¬
сторов) от номинального значения пропорционально измеряемой величине, на¬
пример, деформации (в случае тензорезистора) или температуре (в случае РДТ).

298 Глава 3. Датчики
Чувствительность моста — это отношение максимального ожидаемого из¬
менения выходного напряжения к напряжению возбуждения. Например, если
Ѵв = 10 В, а полная шкала выходного напряжения моста составляет 10 мВ,
то чувствительность равнаі мВ/В. В конфигурациях, изображенных на рис. 3-63,
чувствительность возрастает слева направо (по мере увеличения числа перемен¬
ных элементов).
Мост с одним переменным элементом, изображенный на рис. 3-63 (А), лучше
всего подходит для измерений температуры с использованием РДТ или тер¬
мисторов. Данная конфигурация также используется при работе с одиночным
резистивным тензодатчиком. Номинально все сопротивления в схеме равны, од¬
нако одно из них (сопротивление датчика) изменяется на величину ДИ. Как
следует из формулы на рисунке, выходной сигнал моста и AR связаны между
собой нелинейным соотношением. Например, если R = 100 Ом и AR = 0,1 Ом
(изменение сопротивления на 0,1%), то при Ѵв = 10 В выходное напряжение
моста равно 2,49875 мВ. Погрешность составляет 2,50000 мВ-2,49875 мВ, или
0,00125 мВ. Преобразуя полученное значение в проценты полной шкалы делени¬
ем на 2,5 мВ, получаем, что погрешность линейности, определяемая по методу
конечных точек, равна приблизительно 0,05%. (Погрешность линейности моста
определяется по методу конечных точек как наихудшее отклонение в процентах
полной шкалы (%FS) от прямой линии, соединяющей две крайние точки шка¬
лы; т.е., она не включает погрешность коэффициента усиления полной шкалы).
Если AR = 1 Ом (изменение сопротивления на 1%), то выходное напряжение
моста равно 24,8756 мВ, что соответствует погрешности линейности по методу
конечных точек, равной приблизительно 0,5%. Погрешность линейности моста
с одним переменным элементом, определяемую по методу конечных точек, мож¬
но описать следующей формулой:
Погрешность линейности моста с одним переменным элементом ~ Изменение
сопротивления в % -г2.
Необходимо отметить, что в данном случае под нелинейностью имеется
в виду нелинейность самого моста, а не нелинейность датчика. На практике
большинство датчиков обладают некоторой собственной нелинейностью, кото¬
рую также необходимо учитывать в окончательных результатах измерений.
В некоторых случаях нелинейность моста может оказаться приемлемой. Ес¬
ли это не так, то можно воспользоваться одним из многочисленных способов
линеаризации мостовых схем. Поскольку изменение сопротивления моста и его
выходное напряжение связаны друг с другом постоянной зависимостью (соот¬
ветствующие формулы даны на рисунке), в цифровых системах погрешность
линейности может быть устранена программным способом. Для линеаризации
выходного сигнала моста также могут применяться и схемотехнические реше¬
ния, которые будут кратко обсуждаться позднее.
Конфигурация моста с двумя переменными элементами имеет два варианта.
В варианте 1 (рис. 3-63 (Б)) оба элемента, расположенных на противоположных
диагоналях, изменяются в одном направлении. Примером может являться схема
с двумя расположенными рядом идентичными тензорезисторами, оси которых
ориентированы параллельно друг другу.
Нелинейность в данном случае, как и для моста с одним переменным эле¬
ментом на рис. 3-63 (А), составляет 0,5%/%, однако чувствительность при этом

3-4■ Введение в мостовые схемы 299
<
о
*15
AR
_ R+ ^
lR
2
AR
Jb_
2
AR
*в
AR
Погрешность
линейности
0,25%/%
0
0
0
(А) Один
переменный
элемент
(Б) Два
переменных
элемента (1)
(В) Два
переменных
элемента (2)
(Г) Все
переменные
элементы
Рис. 3-64. Чувствительность и линейность выходного напряжения мостовых конфигураций
с постоянным током возбуждения также зависят от числа активных элементов
возрастает в два раза. Конфигурация моста с двумя переменными элементами
часто находит применение в датчиках давления, а также счетчиках жидкостей
и газов.
Второй вариант моста с двумя переменными элементами, вариант 2, показан
на рис. 3-63 (В). Для данной мостовой схемы требуются два идентичных элемен¬
та, изменяющихся в противоположных направлениях. Примером могут являться
два идентичных тензодатчика, один из которых установлен на изгибаемой по¬
верхности, а другой — с ее противоположной стороны. Обратите внимание на то,
что такая конфигурация теперь является линейной, а ее чувствительность, как
и в случае с вариантом 1, в два раза больше чувствительности конфигурации
на рис. 3-63 (А). На эту конфигурацию можно взглянуть и по-другому, рассма¬
тривая составляющие R+AR и R—AR как две секции линейного потенциометра.
Мост со всеми переменными элементами, изображенный на рис. 3-63 (Г), да¬
ет наибольший уровень сигнала при фиксированном изменении сопротивления
и по своей природе линеен. Эта конфигурация является промышленным стан¬
дартом конфигурации для тензодатчиков, состоящих из четырех идентичных
тензорезисторов. Это также одна из наиболее популярных конфигураций мо¬
стовых схем.
Мостовые схемы могут также возбуждаться источниками постоянного то¬
ка и, как показано на рис. 3-64, имеют схожие конфигурации с одним, двумя и
четырьмя активными элементами. Как и в случае с мостовыми схемами, воз¬
буждаемыми напряжением, на рисунке приведены аналогичные выражения для
выходного напряжения, а также значения чувствительности.

300 Глава 3. Датчики
•	Выбор конфигурации (1, 2 или 4 переменных элемента).
•	Выбор метода возбуждения током или напряжением.
•	Логометринеский режим измерений.
•	Стабильность напряжения или тока возбуждения.
•	Чувствительность моста: Выходное напряжение полной шкалы/ Напряжение возбуждения =
1 мВ/В-10 мВ/В (тип).
•	Выходное напряжение полной шкалы: 10 мВ-100 мВ (тип).
•	Требуются прецизионные, малошумящие схемы усиления/аналогового преобразования сиг¬
нала.
•	Может потребоваться применение методов линеаризации.
•	Работа с удаленными датчиками сопряжена с трудностями.
Рис. 3-65. Вопросы, возникающие при проектировании мостовых схем
Несмотря на то, что возбуждение током не столь популярно в сравнении
с возбуждением напряжением, данный метод имеет преимущества в ситуации,
когда мостовая схема находится на удалении от источника возбуждения. Пер¬
вое преимущество заключается в том, что сопротивление проводов не вносит
погрешности в измерение, второе — в возможности применения более простых
и менее дорогих кабелей. Также обратите внимание на то, что при возбужде¬
нии постоянным током все конфигурации мостовых схем, за исключением моста
с одним переменным элементом, изображенного на рис. 3-64 (А), линейны.
Подводя итог обзора мостовых схем, перечислим основные моменты, свя¬
занные с их практическим применением (см. рис. 3-65). После выбора базовой
конфигурации необходимо выбрать метод возбуждения. В первую очередь не¬
обходимо определить уровень напряжения или тока возбуждения, поскольку он
непосредственно влияет на чувствительность. Вспомним, что выходное напря¬
жение полной шкалы моста прямо пропорционально напряжению (или току) воз¬
буждения. Типичная чувствительность мостовой схемы составляет от 1 мВ/В до
10 мВ/В.
Несмотря на то, что при большем значении напряжения возбуждения дости¬
гается большее выходное напряжение полной шкалы, при этом также увеличи¬
вается рассеивание мощности мостом, и, как следствие, возрастает вероятность
возникновения погрешностей из-за самонагрева резисторов датчика. С другой
стороны, при меньшем уровне напряжения возбуждения требуется большее уси¬
ление от схемы аналогового преобразования сигнала, что повышает чувстви¬
тельность к погрешностям в режиме слабого сигнала (шуму и погрешности
напряжения сдвига постоянной составляющей).
Независимо от абсолютного уровня напряжения или тока возбуждения его
стабильность непосредственно влияет на общую погрешность выходного сигна¬
ла моста, поскольку Ѵв и Іц участвуют в выражениях, описывающих выходное
напряжение. Таким образом, для поддержания максимальной точности требуют¬
ся стабильные источники опорного напряжения и/или логометрические методы
возбуждения.
В данном контексте термин «логометрический» означает просто использова¬
ние напряжения возбуждения моста (или напряжения, пропорционального току
возбуждения) в качестве входного опорного напряжения для АЦП, оцифровы¬
вающего усиленное выходное напряжение моста. В этом случае погрешность,

3-4. Введение в мостовые схемы 301
вызванная абсолютной точностью и стабильностью напряжения возбуждения,
отходит на второй план. Позднее мы проиллюстрируем данный подход на прак¬
тических примерах.
Усиление и линеаризация выходных сигналов мостовых схем
Выходное напряжение моста с одним переменным элементом может быть уси¬
лено при помощи одиночного прецизионного ОУ, включенного как показано
на рис. 3-66. К сожалению, эта схема, очень привлекательная ввиду своей просто¬
ты, имеет плохие показатели. Она обладает малой точностью, ее коэффициент
усиления нестабилен, а, кроме того, ее применение приводит к разбалансировке
моста из-за нагрузки сопротивлением R/r и тока смещения ОУ. Для получения
максимального ослабления синфазных сигналов (ОСС) резисторы Rp должны
очень тщательно подбираться и иметь хорошее согласование параметров. Кро¬
ме того, в данной схеме сложно достичь максимального ОСС, поддерживая при
этом возможность изменения коэффициента усиления. Коэффициент усиления
схемы зависит от сопротивлений моста и Rp. И, наконец, выходной сигнал в та¬
кой конфигурации будет нелинейным, поскольку в ней не делается ничего для
решения проблемы собственной нелинейности моста. В двух словах, данная схе¬
ма не рекомендуется к применению в прецизионных системах.
Перечисленные недостатки отчасти компенсируют то, что схема может рабо¬
тать от однополярного питания и содержит всего один ОУ. Обратите внимание
на то, что резистор Rp на неинвертирующем входе подключен к Vs/2 (а не к
земле), поэтому схема поддерживает как положительные, так и отрицательные
значения AR, а выходной сигнал ОУ изменяется относительно Vs/2.
Более хороший подход заключается в использовании измерительного усили¬
теля (ИУ) с требуемым коэффициентом усиления (см. рис. 3-67). Эта эффек¬
тивная схема обеспечивает лучшую точность коэффициента усиления, который
обычно задается одним резистором, Rq. Поскольку усилитель дает высокоим¬
педансную нагрузку на два узла моста, он не вызывает разбалансировку или
нагружение моста. Используя в данной схеме современные ИУ с коэффициента¬
ми усиления от 10 до 1000, можно добиться превосходных показателей ослабления
синфазного сигнала и погрешности коэффициента усиления.
В то же время, из-за собственных характеристик моста выходное напряжение
схемы по-прежнему является нелинейным. Как отмечалось ранее, нелинейность
может быть скорректирована программно (предполагается, что выходное на¬
пряжение ИУ оцифровывается с помощью аналого-цифрового преобразователя
и подается на микропроцессор или микроконтроллер).
ИУ может работать от биполярного напряжения питания, как в схеме на ри¬
сунке, или от однополярного питания. Во втором случае напряжению —Vs на ри¬
сунке будет соответствовать 0 В. Данный факт является ключевым достоин¬
ством схемы, поскольку все подобные мостовые схемы выдают сигнал на вхо¬
ды ИУ, смещенный относительно напряжения Ѵв/2, которое обычно попадает
в диапазон типичных напряжений смещения усилителя. В конфигурациях с од¬
нополярным (или биполярным) напряжением питания могут быть использованы,
например, ИУ семейства AD620, такие как AD623 и AD627, при условии соблюде¬
ния ограничений на их коэффициент усиления и диапазоны входных и выходных
напряжений.

302 Глава 3. Датчики
Мост в рассматриваемом примере возбуждается напряжением, Ѵц- Это на¬
пряжение может при желании быть использовано в качестве опорного напряже¬
ния АЦП, и в данном случае схема будет иметь дополнительный выход Vref-
Существуют различные методы линеаризации выходного сигнала моста. При
этом важно различать линейность уравнения, описывающего выходной сигнал
моста (которая обсуждалась выше), и линейность отклика датчика на измеряе¬
мое физическое явление. Так, например, если активным элементом датчика явля¬
ется РДТ, то даже при абсолютно адекватной линейности мостовой схемы вы¬
ходной сигнал, все равно, может оставаться нелинейным из-за собственной не¬
линейности РДТ. Производители датчиков на основе мостовых схем по-разному
решают проблему нелинейности — путем поддержания малого размаха сигна¬
ла на резистивных элементах, реализации обратной нелинейной характеристики
в активных элементах моста, осуществления коррекции в первом приближении
за счет подгонки резисторов и т. д. В примерах, которые будут рассмотрены ни¬
же, решается именно проблема погрешности линейности в самой конфигурации
моста (а не измерительного элемента, используемого в мостовой схеме).
На рис. 3-68 изображена активная мостовая схема с одним переменным эле¬
ментом, в котором ОУ принудительно устанавливает выходной сигнал моста
в ноль. В этой конфигурации переменным является только сопротивление обрат¬
ной связи ОУ, а остальные три сопротивления фиксированы.
В данной схеме на низкоимпедансном выходе ОУ формируется буферизи¬
рованный сигнал измерения моста, центрированный относительно напряжения
земли, а синфазная составляющая Vr/2, присутствующая на входах ОУ, эффек¬
тивно подавляется.

3-4- Введение в мостовые схемы 303
Дополнительный выход для
Рис. 3-67. Предпочтительный в общем случае метод усиления сигналов мостовой схемы с
использованием измерительного усилителя для обеспечения стабильного коэффициента
усиления и высокого КОСС
Принцип работы схемы основан на добавлении напряжения последовательно
с плечом переменного сопротивления. Это напряжение равно по величине и про¬
тивоположно по полярности приращению напряжения в переменном элементе;
оно изменяется линейно в зависимости от AR. Как можно видеть, комбинация
трех постоянных сопротивлений R и ОУ обеспечивает постоянный ток в пере¬
менном сопротивлении. Это базовый механизм, за счет которого достигается
линеаризация выходного сигнала.
Чувствительность такого активного моста в два раза выше по сравнению со
стандартным мостом с одним переменным элементом (рис. 3-64 (А). Ключевой
момент схемы заключается в том, что приращения сопротивления и выходно¬
го напряжения моста становятся линейными даже при больших величинах AR.
Однако, поскольку выходной сигнал схемы по-прежнему сравнительно мал, к ее
выходу, как правило, должен подключаться второй усилитель. Также обратите
внимание на то, что применяемый в схеме ОУ требует биполярного питания,
поскольку при положительных AR его выходное напряжение будет становиться
отрицательным.
Еще одна схема для линеаризации моста с одним переменным элементом при¬
ведена на рис. 3-69. Верхний узел моста возбуждается напряжением Ѵв- На ниж¬
ний узел моста поступает сигнал от левого ОУ, который поддерживает посто¬
янный ток величиной Ѵв/R на элементе с переменным сопротивлением, R+ AR.
Как и в схеме на рис. 3-68, линейность повышается за счет поддержания тока че¬
рез единственное переменное сопротивление постоянным. Кроме того, поскольку
ОУ делает сигнал в центральной точке левого плеча моста центрированным

304 Глава 3. Датчики
= -4,
AR
2R
Рис. 3-68. Линеаризация моста с одним переменным элементом (метод 1)
относительно земли, данная конфигурация эффективно подавляет синфазные
напряжения. Благодаря этому к выбору ОУ предъявляются менее критичные
требования. Однако, естественно, он должен обладать высоким коэффициентом
усиления, малым шумом, малым напряжением сдвига и высокой стабильностью.
Выходной сигнал снимается с нижней половины правого плеча моста и уси¬
ливается вторым ОУ, включенным в конфигурации неинвертирующего усили¬
тельного каскада. Благодаря свободе в масштабировании сигнала, которую дает
второй ОУ, данная конфигурация обеспечивает высокую гибкость. Окончатель¬
ный выходной сигнал схемы линеен, а чувствительность, приведенная к выходу
моста, сопоставима со схемой с одним переменным элементом на рис. 3-68.
В схеме на рис. 3-69 требуются два ОУ, работающие от биполярного питания.
Кроме того, для достижения точности и стабильности коэффициента усиления
отношение номиналов пары резисторов R1-R2 должно быть точно согласовано,
а сами резисторы — быть стабильными. На практике в подобной схеме может
быть использован сдвоенный прецизионный ОУ, например, AD708, ОР2177 или
ОР213. На основе базовой схемы, изображенной на рис. 3-69, может быть постро¬
ена тесно связанная с ней схема для линеаризации моста с двумя переменными
элементами, возбуждаемого напряжением. Данная форма схемы, показанная на
рис. 3-70, идентична предыдущей схеме для случая с одним переменным элемен¬
том, за исключением того, что сопротивление между Ѵв и входом (+) ОУ теперь
также является переменным (т. е. оба диагональных сопротивления R + AR из¬
меняются аналогичным образом).
При одном и том же напряжении Ѵв данная схема обладает в два раза боль¬
шей чувствительностью, что очевидно из выражений, описывающих выходное

3-4- Введение в мостовые схемы 305
Рис. 3-69. Линеаризация моста с одним переменным элементом (метод 2)
напряжение. В ней тоже требуется применение ОУ с биполярным питанием и
также может понадобиться дополнительное усиление.
В схеме моста с двумя переменными элементами, приведенной на рис. 3-70,
используется ОУ, измерительный резистор и источник опорного напряжения,
которые образуют контур обратной связи, включающий в себя измерительный
мост. Суммарный эффект контура заключается в поддержании постоянного то¬
ка через мост, равного Ів = Vref/Rsense- По мере изменения сопротивлений
ток через каждое из плеч моста остается постоянным (Ів/2), поэтому выходное
напряжение является линейной функцией от AR. ИУ обеспечивает дополнитель¬
ное усиление.
При надлежащем выборе усилителей и уровней сигналов данная схема может
работать от однополярного напряжения питания. Если необходимо обеспечить
логометрический режим работы АЦП, то в качестве опорного напряжения для
него может быть использовано напряжение Vref-
Работа с удаленными мостами
Наибольшие проблемы при работе с мостами, находящимися на удалении, пред¬
ставляют сопротивление соединительных проводов и наводки шума на них. На
рис. 3-72 изображен 350-омный тензорезистор, который подключен к остальной
части мостовой схемы медной витой парой 30-го калибра длиной 100 футов.
Сопротивление провода при температуре 25 °С равно 0,105 Ом на фут, или
10,5	Ом для 100 футов. Таким образом, полное сопротивление контактов, ко¬
торое проявляется последовательно с 350-омным тензорезистором, составляет
21 Ом. Температурный коэффициент медного провода равен 0,385%/°С. Теперь
вычислим погрешности коэффициента усиления и напряжения сдвига в выход-

306 Глава 3. Датчики
ном сигнале моста при увеличении температуры кабеля на +10 °С. Это сделать
нетрудно, поскольку выходное напряжение драйвера равно просто разности меж¬
ду выходами двух делителей напряжения, каждый из которых подключен к
источнику напряжения +10 В.
ѵв
Рис. 3-70. Линеаризация возбуждаемого напряжением моста с двумя переменными
элементами (метод 1)
Максимальное изменение (изменение полной шкалы) сопротивления тензо-
резистора (при изгибе) относительно его номинального сопротивления 350 Ом
равно +1% (+3,5 Ом). Это значение соответствует сопротивлению полной шкалы
тензорезистора, равному 353,5 Ом, и дает выходное напряжение моста, равное
+23,45 мВ. Обратите внимание на то, что добавление резистора Rcomp с со¬
противлением 21 Ом компенсирует сопротивление соединительных проводов и
балансирует мост, когда сопротивление тензорезистора равно 350 Ом. В отсут¬
ствие Rcomp при номинальном сопротивлении тензорезистора 350 Ом выходное
напряжение моста имело бы сдвиг величиной 145,63 мВ. Это напряжение сдвига
могло бы быть легко компенсировано в программном обеспечении, однако для
иллюстративных целей в рассматриваемом примере мы выбрали метод компен¬
сации при помощи Rcomp-
Предположим, что температура кабеля увеличивается на 10°С относитель¬
но номинальной комнатной температуры. Это приводит к увеличению полно¬
го сопротивления каждого контакта на +0,404 Ом (10,5 Ом х 0,00385/°С х
х10 °С). (Примечание: значения в скобках на схеме соответствуют темпе¬
ратуре +35 °С.) Полное дополнительное сопротивление двух контактов равно
+0,808 Ом. В отсутствие деформации это дополнительное сопротивление приво-

3-4■ Введение в мостовые схемы 307
Рис. 3-71. Линеаризация возбуждаемого током моста с двумя переменными элементами
(метод 2)
Медная проволока 30-го
калибра длиной 100 футов = 10,5 Ом при 25 °С.
Погрешность коэффициента усиления при изменении температуры = -0,26%FS
Рис. 3-72. Погрешности из-за сопротивления соединительных проводов при работе
с удаленным мостовым датчиком
дит к сдвигу выходного напряжения моста на +5,44 мВ. Максимальная дефор¬
мация (деформация полной шкалы) дает выходное напряжение моста, равное
+28,23 мВ (изменяется на +23,39 мВ по сравнению с отсутствием деформации).

308 Глава 3. Датчики
350 Ом
+10 В
Медная проволока 30-го
калибра длиной 100 футов = 10,5 Ом при 25 °С.
ТС = 0,385%/°С
Предположим, что температура изменяется на 10° С.
Числа в скобках соответствуют температуре +35 °С.
Rlead 10-5Ом (10,904 Ом)
лЛЛ
350 Ом
Rlead 10,5 Ом (10,904 Ом)
к
2
О
ю
со
ю
со
2
о
о
ю
со
Погрешность сдвига при изменении температуры = 0%FS
Погрешность коэффициента усиления при изменении температуры = -0,08%FS
Рис. 3-73. Уменьшение погрешностей, вызванных сопротивлением соединительных проводов
удаленного моста, при помощи трехпроводного подключения датчика
Таким образом, увеличение температуры приводит к появлению погрешности
напряжения сдвига +5,44 мВ (+23% от полной шкалы) и погрешности коэффи¬
циента усиления —0,06 мВ (23,39 мВ —23,45 мВ, или -0,26% от полной шкалы).
Обратите внимание на то, что эти погрешности обусловлены исключительно
проводом 30-го калибра и не включают в себя погрешности температурного ко¬
эффициента самого тензорезистора.
Влияние сопротивления соединительных проводов на выходной сигнал моста
можно минимизировать при помощи трехпроводного подключения, показанного
на рис. 3-73. Мы предполагаем, что выходное напряжение моста измеряется вы-
сокоимпедансным устройством, и поэтому в измерительном проводе ток не про¬
текает. Обратите внимание на то, что по измерительному проводу измеряется
выходное напряжение делителя, верхнюю половину которого составляют рези¬
стор моста и сопротивление соединительного провода, а нижнюю половину -
сопротивление тензорезистора и сопротивление соединительного провода. Та¬
ким образом, номинальное измеряемое напряжение не зависит от сопротивления
проводов. Когда сопротивление тензорезистора возрастает до значения полной
шкалы (353,5 Ом), выходное напряжение моста увеличивается до +24,15 мВ.
Увеличение температуры до +35 °С приводит к увеличению сопротивления
провода в каждой половине делителя на +0,404 Ом. Выходное напряжение мо¬
ста, соответствующее полной шкале, уменьшается до +24,13 мВ из-за небольшой
потери чувствительности, однако погрешность напряжения сдвига отсутствует.
Таким образом, погрешность коэффициента усиления, вызванная увеличением
температуры на 10 °С, составляет всего —0,02 мВ (-0,08% полной шкалы). Срав¬
ните полученные значения с погрешностью полного сдвига и погрешностью

3-4- Введение в мостовые схемы 309
коэффициента усиления в схеме с двухпроводным подключением на рис. 3-73,
которые составляют +23% и —0,26% от полной шкалы, соответственно.
Трехпроводной метод хорошо работает, когда на значительном расстоянии
находятся резистивные элементы, составляющие одну половину плеча моста с
одним переменным элементом. Однако мосты со всеми переменными элементами
обычно поставляются в виде законченного модуля, как, например, в случае с
датчиком нагрузки. Когда такие мостовые датчики находятся на удалении от
электронной схемы преобразования сигнала, для поддержания высокой точности
требуется применение специальных методов.
Особую важность имеет поддержание точности и стабильности напряже¬
ния возбуждения моста. Выходное напряжение моста прямо пропорционально
напряжению возбуждения, и любой дрейф напряжения возбуждения повлечет
появление соответствующего дрейфа в выходном напряжении.
По этой причине большинство мостов со всеми переменными элементами (та¬
кие как тензодатчики) выпускаются в виде шестивыводных сборок, имеющих
два вывода для выходного напряжения моста, для вывода для возбуждения моста
и два измерительных вывода. Чтобы в полной мере реализовать преимущества, кото¬
рые дают эти два дополнительных вывода, применяют метод, называемый методом
измерения Кельвина, или методом четырехпроводного измерения (см. рис. 3-74).
В данной конфигурации напряжение возбуждения Ѵц не прикладывается не¬
посредственно к мосту, а вместо этого подается на вход верхнего прецизионного
усилителя, который включен в контур обратной связи вокруг вывода «+» мо¬
ста. На сопротивлении провода, подключенного к контакту +FORCE, может
возникать значительное падение напряжения, однако ОУ автоматически коррек¬
тирует его благодаря наличию тракта обратной связи через контакт +SENSE.
Суммарный эффект от такого подключения заключается в том, что в верхнем уз¬
ле удаленного моста поддерживается точный (естественно, насколько позволяют
возможности применяемого ОУ) уровень напряжения Ѵв- Аналогичная ситуация
имеет место с нижним прецизионным ОУ, который поддерживает на выводе «—»
моста точный уровень земли, который задается входным опорным напряжением
земли ОУ. Падение напряжения в проводе, подключенном к контакту —FORCE,
опять же оказывает малое влияние из-за измерения с использованием контакта
-SENSE.
В обоих случаях измерительные линии подключаются к высокоимпедансным
входам ОУ, и, следовательно, погрешность из-за падения напряжения, наводимо¬
го на сопротивлениях соответствующих контактов током смещения, минималь¬
на. ОУ поддерживает требуемое напряжение возбуждения на удаленном мосте
таким образом, чтобы напряжение, измеряемое между измерительными контак¬
тами (+) и (—), всегда равнялось Ѵв-
Следует обратить внимание на один нюанс данной схемы: нижний ОУ должен
работать с биполярным питанием, поскольку при подаче сигнала на контакт
-FORCE выходное напряжение ОУ будет попадать в отрицательную область.
Из-за сравнительно высокого тока, протекающего в мосте (~30 мА), в данной
схеме, вероятно, понадобится добавление каскадов буферизации тока к выходам ОУ.
Несмотря на то, что измерение по методу Кельвина исключает ошибки, вы¬
званные падением напряжения на сопротивлении соединительных проводов, от

3 10 Глава 3. Датчики
базового напряжения возбуждения Ѵв по-прежнему требуется высокая стабиль¬
ность, поскольку оно непосредственно влияет на выходное напряжение моста.
Кроме того, ОУ должны обладать малым напряжением сдвига, малым дрейфом
и малым шумом. По желанию в схему может быть добавлена функция рабо¬
ты в логометрическом режиме, для чего необходимо просто подать Ѵв на вход
опорного напряжения АЦП.
Рис. 3-74. Минимизация ошибок, вызванных сопротивлением соединительных проводов, при
помощи измерительной системы Кельвина с шестипроводным подключением к
возбуждаемому напряжением мосту и прецизионными ОУ
Еще один способ минимизировать влияние сопротивления соединительных
проводов на точность измерения, который изображен на рис. 3-75, заключается
в возбуждении постоянным током. В этой системе через мост пропускается ток,
значение которого поддерживается с большой точностью и определяется выра¬
жением, приведенным на рисунке. Преимущество схемы, показанной на рис. 3-75,
заключается в том, что она содержит всего один усилитель.
В то же время, на общую точность схемы влияют точность источника опорно¬
го напряжения, измерительного резистора и ОУ. Требование к высокой точности
ОУ достаточно очевидно, однако не столь очевидным является то, что от него
может потребоваться высокая нагрузочная способность, когда ток I превышает
единицы мА (что справедливо для стандартных 350-омных мостов). В подобных
случаях, опять же, может понадобиться буферизация тока ОУ.
Таким образом, для достижения наивысшей точности в данной схеме ре¬
комендуется применение буферного каскада. Его роль может играть просто
небольшой транзистор, поскольку ток через мост протекает в одном направлении.

3-4- Введение в мостовые схемы 31 I
Рис. 3-75. Четырехпроводная схема подключения возбуждаемого током моста также
минимизирует погрешности, возникающие из-за сопротивления проводов, и позволяет
уменьшить количество кабелей
Рис. 3-76. Типичные источники напряжения сдвига в мостовых измерительных системах
Минимизация напряжения сдвига в системе
Для поддержания точности не хуже 0,1% при полной шкале выходного напря¬
жения моста 20 мВ требуется, чтобы сумма всех погрешностей напряжения

3 I 2 Глава 3. Датчики
сдвига не превышала 20 мкВ. В данной ситуации становятся важны паразитные
термопары, которые, если не уделять им должного внимания, могут вызывать
серьезный температурный дрейф. Любые соединения разнородных металлов при
разнице температур 1 °С порождают напряжения от единиц до десятков микро¬
вольт, что является основополагающим принципом термопары.
К счастью, в мостовой измерительной системе сигнальные связи являются
дифференциальными, и данный фактор может быть использован для минимиза¬
ции влияния паразитных термопар.
На рис. 3-76 показаны некоторые типичные источники погрешности напря¬
жения сдвига, которые неизбежно возникают в системе. В дифференциальном
сигнальном тракте сигнал будут искажать только те пары термопар, спаи ко¬
торых действительно находятся под разными температурами. На схеме показан
типичный паразитный спай, который образуется медными проводниками печат¬
ной платы и выводами ИС усилителя, выполненными из ковара.
Соответствующее напряжение термопары составляет порядка 35 мкВ на °С.
Обратите внимание на то, что напряжение термопары, генерируемое между кор¬
пусом и проводниками печатной платы, будет гораздо ниже при использовании
пластикового корпуса с медной выводной рамкой (рекомендуемый вариант кор¬
пуса). Независимо от типа используемого корпуса при проектировании схемы
необходимо позаботиться о том, чтобы разница температур в любых соединени¬
ях металлов в сигнальном тракте была минимальной.
Еще одними источниками погрешности сдвига являются напряжение сдвига
и токи смещения усилителя. Ток смещения усилителя должен протекать через
импеданс источника. Любой дисбаланс в сопротивлениях источника или токах
смещения дает погрешности сдвига постоянной составляющей. Кроме того, на¬
пряжение сдвига и токи смещения зависят от температуры.
Для применения в мостовых схемах требуются высококачественные, преци¬
зионные усилители с малым напряжением сдвига, малым дрейфом напряжения
сдвига, малым током смещения и малым шумом, такие как AD707, ОР177 или
ОР1177. В некоторых случаях могут быть использованы усилители со стабили¬
зацией прерыванием, такие как AD8551/AD8552/AD8554.
Для эффективного устранения влияния напряжений сдвига, проявляющихся
последовательно с выходным напряжением моста Ѵо, может быть использован
метод возбуждения переменным напряжением, который изображен на рис. 3-77.
Концепция данного метода проста: выходное напряжение моста измеряется
в последовательности, состоящей из двух фаз. При первом измерении (верхняя
часть рисунка) к верхнему узлу моста прикладывается напряжение возбужде¬
ния Ѵв- Результатом измерения в первой фазе является напряжение Ѵд, которое
представляет собой сумму искомого выходного напряжения моста Ѵо и суммар¬
ного напряжения сдвига Eos-
При втором измерении (нижняя часть рисунка) полярность напряжения воз¬
буждения моста изменяется на противоположную, и измеряется напряжение Ѵв-
Как можно видеть из выражения, приведенного на рисунке, при вычитании Ѵв
из Ѵд получается 2Ѵо, а составляющая погрешности напряжения сдвига Eos
сокращается.
Очевидно, что для полноценной реализации данного метода необходим очень

3-4- Введение в мостовые схемы 313
Нормальные
напряжения
возбуждения
Обратные
напряжения
возбуждения
+ V
в
Рис. 3-77. Возбуждение моста переменным напряжением минимизирует напряжения сдвига
в системе
точный измерительный АЦП. наподобие AD7730 (см. [5]), а также микрокон¬
троллер, который будет выполнять вычитание.
Обратите внимание на то, что при необходимости работы в логометрическом
режиме АЦП должен воспринимать опорное напряжение переменной полярности
и адекватно реагировать на изменение его уровня. АЦП AD7730 обладает данной
возможностью.
Очень эффективная комбинация методов работы с мостовыми схемами пока¬
зана на рис. 3-78 на примере высококачественного АЦП. На рис. 3-78 А показан
базовый метод с возбуждением постоянным напряжением в логометрическом
режиме. В данной схеме также применяется метод измерения Кельвина для ми¬
нимизации погрешностей, вносимых сопротивлением соединительных проводов,
что избавляет от необходимости иметь высокостабильное напряжение возбуждения.
Измерительный АЦП AD7730 может работать от однополярного напряжения
5 В, которое в данном случае также используется для возбуждения удаленного
моста. И аналоговый вход, и вход опорного напряжения АЦП являются высо¬
коимпедансными и полностью дифференциальными. Благодаря использованию
выходов +SENSE и —SENSE моста в качестве дифференциального опорного
напряжения АЦП потерь в точности измерений при изменении реального на¬
пряжения возбуждения моста не будет.
Для применения AD7730 в схеме с мостом, возбуждаемым переменным напря¬
жением, можно построить драйвер Н-образного моста из полевых МОП транзи-

3 14 Глава 3. Датчики
Рис. 3-78. Реализация измерений в логометрическом режиме с возбуждением постоянным
или переменным напряжением и шестипроводным подключением при помощи АЦП AD7730
сторов с каналами Р- и N-типа, как показано на рис. 3-78 Б (примечание — суще¬
ствуют готовые микросхемы драйверов мостов, например, MIC4427 компании
Місгеі). Добавление подобной схемы в базовую конфигурацию, изображенную
на рис. 3-78 А, значительно повышает возможности компенсации напряжения
сдвига, как уже было отмечено выше при обсуждении рис. 3-77.
МОП транзисторы драйвера обладают сопротивлением во включенном со¬
стоянии, и поэтому в подобной схеме с возбуждением переменным напряжением
необходимо применять метод измерения Кельвина. Также важно, чтобы сигна¬
лы напряжения возбуждения не перекрывались (см. временные диаграммы на
рисунке), поскольку в противном случае через МОП транзисторы будет про¬
текать чрезмерный ток. АЦП AD7730 имеет интегрированную схему, которая
реализует подобные неперекрывающиеся сигналы. Все, что необходимо добавить
к АЦП — это коммутируемый мост, который изображен на рис. 3-78 Б.
AD7730 - это представитель семейства сигма-дельта АЦП с высоким разре¬
шением (24 бита) и внутренними усилителями с программируемым коэффициен¬
том усиления, которые идеально подходят для работы с мостовыми датчиками.
Эти АЦП имеют функции самокалибровки и системной калибровки, которые
позволяют минимизировать вносимые погрешности коэффициента усиления и
напряжения сдвига. Так, например, AD7730 имеет дрейф напряжения сдвига
5 нВ/°С и дрейф коэффициента усиления 2 ррт/°С. Используя функцию си¬
стемной калибровки, погрешности напряжения сдвига и коэффициента усиления
можно уменьшить до нескольких микровольт.

3-5. Измерения деформации, силы, расхода жидкости/газа и давления 3 15
Раздел 3-5
Измерения деформации, силы, расхода жидкости/газа и
давления
Тензорезисторы
К наиболее популярным электрическим элементам, применяемым при измерении
силы, относятся резистивный тензорезистор, полупроводниковый тензорезистор
и пьезоэлектрические преобразователи. Тензорезистор измеряет силу косвенно
по отклонению, которое она дает в калиброванном элементе конструкции. Да¬
вление можно измерить при помощи тензорезисторов, преобразовав его в силу
при помощи подходящего преобразователя. Расход потока может быть измерен
при помощи дифференциальных методов измерения давления, в которых так¬
же применяются тензорезисторы. Обзор принципов измерения этих величин дан
на рис. 3-79.
• Деформация:	Тензорезистор, пьезоэлектрические преобразователи
• Сила:	Тензодатчик
•	Давление:	Преобразование диафрагмы в силу с последующим измерением
при помощи тензорезистора
•	Расход жидкости/газа: Дифференциальные методы измерения давления
Рис. 3-79. Тензорезисторы участвуют в непосредственном или косвенном измерении
разнообразных физических величин
Резистивный тензорезистор основан на резистивном элементе, который из¬
меняет длину (и, следовательно, сопротивление) при растяжении или сжатии под
действием силы, прикладываемой к основанию, на которое он установлен. Он,
вероятно, является наиболее известным типом преобразователя, используемого
для преобразования силы в электрическую переменную.
Незакрепленный тензорезистор представляет собой провод, натянутый меж¬
ду двумя точками. Сила, действующая на провод (площадь = А, длина = L,
удельное сопротивление = р), приводит к его удлинению или сокращению, ко¬
торое, в свою очередь, вызывает пропорциональное увеличение или уменьшение
сопротивления:
R = pL/A,	(3-35)
AR/R = GF • AL/L,	(3-36)
где GF = коэффициент тензочувствительности (от 2,0 до 4,5 для металлов и
более 150 для полупроводников).
В данном выражении безразмерная величина AL/L — это мера силы, при¬
ложенной к проводу, которая выражается в единицах микродеформаций (Іре =
= 10-6 см/см), что эквивалентно миллионным долям (ррш).
Как можно видеть из выражения (3-37), чем больше коэффициент тензочув¬
ствительности датчика, тем больше изменение сопротивления.
Основные принципы действия незакрепленного тензорезистора иллюстриру¬
ет рис. 3-80.

316 Глава 3. Датчики
>к Сила
Провод,
чувствительный
к деформации
= gf .4к
R	L
GF коэффициент
тензочувствительности от 2
до 4,5 для металлов
до 4,5 для металлов
Площадь = А
Длина = L
Удельное сопротивление = р
Сопротивление = R
— = микродеформации (це)
—6
1ц£=	1,10 cm / cm = 1 ppm
Рис. 3-80. Принципы работы базового незакрепленного тензорезистора
Закрепленный тензорезистор состоит из тонкого провода или проводящей
пленки, образующих копланарный рисунок и приклеенных к основанию или не¬
сущему элементу конструкции. Базовая форма датчика такого типа изображена
на рис. 3-81.
Подобный тензорезистор обычно монтируется таким образом, чтобы как
можно большая длина проводника была ориентирована в направлении измеря¬
емого механического напряжения (т. е. в продольном направлении). Подводящие
провода прикрепляются к основанию и выводятся наружу для подключения к
внешней схеме. Закрепленные датчики значительно практичнее и гораздо чаще
применяются по сравнению с незакрепленными датчиками.
Вероятно, наиболее популярным типом закрепленного датчика является фольго¬
вый датчик, который изготавливается методами фототравления с использова¬
нием металлов, аналогичных тем, что используются в проводных датчиках. Как
правило, применяются сплавы меди с никелем (константан), никеля с хромом
(нихром), никеля с железом, платины с вольфрамом и т. п. Данный тип тензоре¬
зистора изображен на рис. 3-82.
Датчики, имеющие проводные измерительные элементы, обладают меньшей
площадью поверхности. Это дает уменьшение тока утечки при высоких темпе¬
ратурах и увеличение потенциалов изоляции между измерительным элементом и
образцом для измерения. В свою очередь, фольговые измерительные элементы,
обладают большим отношением площади поверхности к площади поперечного
сечения, а также более стабильны при длительных воздействиях предельных
температур и продолжительной механической нагрузке. Большая площадь по¬

3-5. Измерения деформации, силы, расхода жидкости/газа и давления 317
верхности и малая площадь поперечного сечения также позволяют устройству
поддерживать баланс температуры с образцом для измерения и упрощают рас¬
сеивание выделяемого тепла.
Рис. 3-81. Закреп¬
ленный проводной
тензорезистор
Сила
♦	Малая площадь поверхности
♦	Малая утечка
♦	Высокая изоляция
Рис. 3-82. Тензо¬
резистор из метал¬
лической фольги
+ Метод фототравления
♦	Большая площадь
♦	Стабильность при изменении температуры
ф Узкое поперечное сечение
♦	Хорошее рассеивание тепла
Сила

3 I 8 Глава 3. Датчики
Полупроводниковые тензорезисторы
Полупроводниковые тензорезисторы основаны на пьезоэлектрическом эффекте
в определенных полупроводниковых материалах, таких как кремний и герма¬
ний, который позволяет достичь больших значений чувствительности и уровня
выходного сигнала.
Полупроводниковые датчики могут изготавливаться с положительным или
отрицательным изменением при механическом напряжении и иметь малые фи¬
зические габариты при высоком номинальном сопротивлении.
Мостовые схемы с полупроводниковыми тензорезисторами могут иметь чув¬
ствительность в 30 раз выше по сравнению с мостовыми схемами на основе
металлопленочных датчиков, однако они чувствительны к температуре и сложны
в компенсации. Кроме того, они обладают нелинейным изменением сопроти¬
вления при деформации. Данный тип датчиков не столь широко используется
в прецизионных системах, как более стабильные металлопленочные датчики,
однако они могут иметь некоторое преимущество в задачах, где важна чув¬
ствительность, а изменения температуры малы.
Измерения с использованием полупроводниковых датчиков производятся схо¬
жим образом с измерениями при помощи мостовых схем на основе металлопле¬
ночных датчиков, однако к ним предъявляются менее жесткие требования из-за
больших уровней сигналов и меньшей точности преобразователя. Сравнение по¬
казателей металлических и полупроводниковых тензодрезисторов дано в табли¬
це на рис. 3-83.
Параметр
Металлический
тензодатчик
Полупроводниковый
тензодатчик
Диапазон измерений
От ОД до 40000 де
От 0,001 до 3000 де
Коэффициент
тензочувствительности
От 2,0 до 4,5
От 50 до 200
Сопротивление, Ом
120, 350, 600, .... 5000
От 1000 до 5000
Погрешность
сопротивления
От 0,1% до 0,2%
От 1% до 2%
Размер, мм
От 0,4 до 150
Стандартный: от 3 до б
От 1 до 5
Рис. 3-83. Сравнение металлических и полупроводниковых тензорезисторов
Тензорезисторы могут применяться для измерения силы, как показано на
рис. 3-83, где консольная балка слегка изгибается под действием приложенной
силы. Для измерения изгиба балки используются четыре тензорезистора — два
сверху и два снизу. Соединение датчиков образует конфигурацию моста с че¬
тырьмя переменными элементами. Вспомним из материала предыдущего разде¬
ла, что данная конфигурация дает максимальную чувствительность и, по своей
природе, линейна. Кроме того, она обеспечивает в первом приближении коррек¬
цию температурного дрейфа отдельных тензорезисторов.
Тензорезисторы — это низкоимпедансные устройства, и, следовательно, для
получения от них разумных уровней выходного напряжения необходима значи¬
тельная мощность сигнала возбуждения. Типичный мостовой тензодатчик на осно¬
ве тензорезистора имеет импеданс 350 Ом и обладает чувствительностью в диа¬
пазоне 3—10 милливольт полной шкалы на вольт напряжения возбуждения.

3-5. Измерения деформации, силы, расхода жидкости/газа и давления
3
Рис. 3-84. Датчик силы, воздействующей на балку, на основе мостовой схемы из
тензорезисторов
Рис. 3-85. Физическая (вверху) и электрическая (внизу) интерпретация тензодатчика
на основе четырех тензорезисторов

320 Глава 3. Датчики
Тензодатчик состоит из четырех отдельных тензорезисторов, объединенных
в мостовую схему, как показано на рис. 3-85. При напряжении возбуждения мо¬
ста 10 В и номинальной чувствительности 3 мВ/В максимальная нагрузка будет
давать сигнал с напряжением 30 милливольт.
Добиться увеличения уровня выходного сигнала можно повышением напря¬
жения возбуждения моста, однако данный подход имеет серьезное ограничение
из-за эффектов самонагрева, которые могут приводить к ошибочным показани¬
ям и, даже, к разрушению устройства. Один из методов, позволяющих преодо¬
леть это ограничение, заключается в возбуждении импульсным сигналом с малой
скважностью.
Многие тензодатчики имеют показанные на рисунке выводы ±«SENSE», ко¬
торые позволяют электронной схеме аналогового преобразования сигнала ком¬
пенсировать постоянное падение напряжения в соединительных проводах (изме¬
рение по методу Кельвина, которое обсуждалось в предыдущем разделе). В дан¬
ном случае полностью готовый к применению мост будет подключаться при
помощи 6 проводов. Некоторые тензодатчики также имеют дополнительные вну¬
тренние резисторы, предназначенные для температурной компенсации.
Электрические измерения давления в жидкостях и газах производятся при
помощи разнообразных преобразователей давления. Как показано на рис. 3-86,
ряд механических преобразователей (включая диафрагмы, капсюли, гофриро¬
ванные мембраны, манометры и трубки Бурдона) может быть использован для
преобразования измеряемого давления в соответствующие длины, расстояния
или отклонения, или для преобразования изменений давления в движение.
Затем выход подобного механического интерфейса прикладывается к элек¬
трическому преобразователю, например, тензорезистору или пьезоэлектриче¬
скому преобразователю. В отличие от тензорезисторов, пьезоэлектрические пре¬
образователи давления обычно используются в высокочастотных измерениях
давления (например, в гидролокаторах или пьезоэлектрических микрофонах).
Рис. 3-86. В датчиках да¬
вления используются тен-
зорезисторы для косвен¬
ного измерения давления
Существует множество способов определения потока (массовый расход, объ¬
емный расход, ламинарный поток, турбулентный поток). Обычно наибольшую
важность представляет количество протекающей субстанции (массовый рас¬
ход), и если плотность текучей среды постоянна, то можно воспользоваться
измерением объемного расхода, которое, как правило, легче произвести. Один

3-5. Измерения деформации, силы, расхода жидкости/газ а и давления 321
широко используемый класс преобразователей, который измеряет скорость по¬
тока косвенным способом, основан на измерении давления.
Поток можно описать при помощи разности давления в двух точках среды —
в статической точке и в точке протекания потока. Одной из форм устройства,
выполняющего подобную функцию, являются трубки Пито. В них скорость пото¬
ка определяется путем измерения разности давления при помощи стандартных
преобразователей давления.
Скорость потока также можно определить при помощи трубки Вентури на
основании изменения давления при прохождении потока через суженную часть
трубки. Несмотря на большое разнообразие измеряемых физических параме¬
тров, в качестве электронного интерфейса во многих случаях используются имен¬
но тензорезисторы.
Схемы аналогового преобразования выходного сигнала моста
Оставшаяся часть этого раздела посвящена схемам, в которых применяются кон¬
цепции мостов и тензорезисторов, обсуждавшиеся выше с общих позиций.
Примером мостовой схемы со всеми переменными элементами является схе¬
ма измерения деформации, предназначенная для мониторинга износа, которая
изображена на рис. 3-87. Весь мост представляет собой интегрированный мо¬
дуль, который может быть прикреплен к поверхности, деформацию или изгиб
которой необходимо измерить. Для упрощения удаленного измерения использу¬
ется возбуждение моста током. Находящийся на удалении мост подключается
к электронной схеме аналогового преобразования посредством четырехпровод¬
ного экранированного кабеля. Прецизионный ОУ OP 177, на который поступает
опорное напряжение 1,235 В от микросхемы AD589, выдает ток возбуждения
10 мА на мост. Буферизация тока ОУ реализуется при помощи PNP транзи¬
стора, за счет чего достигается минимальный самонагрев ОУ и максимальная
линейность коэффициента усиления.
Мостовой датчик дает выходной сигнал с масштабом 10,25 мВ/1000 це. Этот
сигнал усиливается измерительным усилителем (ИУ) AD620, который сконфигу¬
рирован на обеспечение коэффициента усиления 100 при помощи эффективного
сопротивления Кд = 500 Ом. Калибровка напряжения полной шкалы осуще¬
ствляется регулировкой коэффициента усиления через 100-омный потенциометр
таким образом, что при уровне деформации, равном —3500 це, выходное на¬
пряжение составляет —3,500 В, а при уровне деформации +5000 це, на выход
выдается напряжение +5,000 В. Получаемые измерения могут быть оцифрова¬
ны при помощи АЦП с входным диапазоном полной шкалы 10 В.
Конденсатор емкостью 0,1 мкФ, включенный между входами AD620, вы¬
полняет совместно с сопротивлением моста, равным 1 кОм, функцию фильтра
электромагнитных/высокочастотных помех. Граничная частота этого фильтра
равна приблизительно 1,6 кГц.
Другим примером является схема усилителя тензодатчика, показанная на
рис. 3-88. Эта схема более типична для большинства практических задач приме¬
нения мостовых датчиков. Она обеспечивает интерфейс с типичным 350-омным
тензодатчиком и может быть сконфигурирована для работы при типичных зна¬
чениях чувствительности моста в диапазоне 3-10 мВ/В.
11—1277

322 Глава 3. Датчики
Рис. 3-87. Прецизионный усилитель возбуждаемого током удаленного мостового
тензорезистора с номинальными сопротивлениями 1 кОм на основе буферизированного
прецизионного драйвера на ОУ и прецизионного каскада с коэффициентом усиления 100
на измерительном усилителе
Напряжение возбуждения моста 10000 В формируется источником опорно¬
го напряжения 10 В AD588 и буферизируется комбинацией ОР177 и 2N2219A.
Транзистор 2N2219A включен в контур обратной связи ОР177 и вырабатывает
необходимый для работы моста ток (28,57 мА). Этим гарантируется поддер¬
жание качества ОУ на заданном уровне. Для подключения моста используется
измерительная схема Кельвина, уменьшающая погрешности из-за сопротивле¬
ния соединительных проводов, а прецизионный источник опорного напряжения
на стабилитроне AD588 обеспечивает наименьший температурный дрейф напря¬
жения возбуждения и коэффициента усиления.
Чтобы гарантировать сохранение максимальной линейности, в качестве уси¬
лительного каскада используется ИУ с малым дрейфом. Эта схема содержит
минимальное количество критичных резисторов и усилителей, за счет чего до¬
стигается точность, стабильность и эффективность с точки зрения стоимости.
Помимо малого температурного коэффициента (ТК) напряжения возбуждения
для поддержания стабильности также требуется, чтобы ТК коэффициента уси¬
ления измерительного усилителя был минимален. Оба эти фактора являются
критичными с позиций обеспечения стабильного масштабирования выходного
сигнала в диапазоне рабочих температур.

3-5. Измерения деформации, силы, расхода жидкостпи/газа и давления 323
+15 В -15 В
тензодатчик
100 мВ полная шкала
Рис. 3-88. Прецизионный усилитель 350-омного тензодатчика на основе буферизированного
возбуждаемого напряжением моста с измерительной схемой Кельвина и прецизионным ИУ
При использовании ИУ AD621B, как в изображенной схеме, выбирается коэф¬
фициент усиления 100 (устанавливается перемычкой между выводами 1 и 8), при
котором обеспечивается наименьший ТК коэффициента усиления ИУ. Номиналь¬
ный ТК коэффициента усиления AD620B очень мал — всего 5 ррт/°С. Благода¬
ря усилению в 100 раз выходное напряжение полной шкалы моста, равное 100 мВ,
преобразовывается в номинальное выходное напряжение 10 В. Как альтерна¬
тивный вариант в схеме может быть также использован усилитель AD620B.
Этот ИУ допускает подключение необязательной цепочки, задающей коэффици¬
ент усиления, из постоянного резистора с сопротивлением 475 Ом и 100-омного
потенциометра для регулировки коэффициента усиления. Такая схема обеспечи¬
вает ТК коэффициента усиления ИУ 50 ррт/°С. Также в общую стабильность
будут вносить вклад ТК внешних компонентов (которые должны быть малы).
Наименьший ТК в схеме достигается при использовании конфигурации AD621
с фиксированным коэффициентом усиления, однако в данном случае невозможно
непосредственно управлять масштабированием окончательного выходного сиг¬
нала. Чтобы сохранить самое меньшее значение ТК, масштабирование можно
реализовать при помощи программной процедуры автоматической калибров¬
ки. Как альтернативный вариант каскад источника опорного напряжения/ОУ
(AD588 и ОР177) можно сконфигурировать для формирования переменного на¬
пряжения возбуждения (а не фиксированного напряжения 10 000 В, как в схеме
на приведенном рисунке). Переменный коэффициент усиления в драйвере опор¬
ного напряжения будет приводить к изменению напряжения возбуждения моста
и обеспечит гибкость в масштабировании сигнала. Естественно, при этом необ¬
ходимо использовать в такой схеме сопротивления с малым ТК.

324 Глава 3. Датчики
196 Ом 28,7 Ом
Рис. 3-89. Усилитель тензодатчика с однополярным питанием
Как было показано выше, прецизионный тензодатчик обычно конфигури¬
руется как 350-омный мост. На рис. 3-89 изображен усилитель прецизионного
тензодатчика, достоинством которого является возможность работы от одного
напряжения питания.
Как уже отмечалось, напряжение возбуждения моста должно быть и точным,
и стабильным, в противном случае оно может вносить погрешность в измерения.
В данной схеме для возбуждения моста применяется прецизионный источник
опорного напряжения 5 В REF195, который имеет ТК всего 5 ррт/°С. Он может
выдавать в нагрузку ток более 30 мА и, следовательно, может использовать¬
ся для возбуждения 350-омного моста (~ 14 мА) без дополнительного буфера.
Двухканальный усилитель ОР213 сконфигурирован как ИУ на двух ОУ с ко¬
эффициентом усиления 100. Резистивная цепочка задает коэффициент усиления
в соответствии с формулой:
_	10 кОм	20 кОм _
ІкОм ^ 196 Ом + 28,70м
(3-37)
Для получения оптимального ОСС отношение номиналов резисторов 10 кОм/
1 кОм должно быть точно согласовано. В схеме следует использовать резисторы
с малой погрешностью номинала (±0,5% и менее), и все они должны быть одного
типа.
При выходном сигнале моста, равном 0 В, усилитель будет выдавать сигнал
на уровне 2,5 мВ, что является минимальным пределом выходного напряжения
для ОР213. Поэтому, при необходимости регулировки напряжения сдвига, та¬
кую регулировку необходимо начинать с положительного напряжения Vref и
уменьшать Vref до тех пор, пока выходное напряжение (Ѵоит) не перестанет
изменяться. Именно в этой точке усилитель ограничивает размах выходного
напряжения. Из-за того, что в схеме используется однополярное питание, усили¬
тель не может воспринимать сигналы, имеющие отрицательную полярность.

3-5. Измерения деформации, силы, расхода жидкости/газа и давления 325
Если необходима линейность в окрестности нуля или обработка сигналов
отрицательной полярности, то точка Vref должна подключаться не к земле,
а к стабильному напряжению, находящемуся в середине шкалы (т.е. 2,5 В).
Обратите внимание на то, что если Vref не совпадает с напряжением земли,
то выходной сигнал должен изменяться относительно Vref- Преимущество та¬
кого подхода заключается в том, что выходной сигнал по отношению к Vref
становится биполярным.
Для непосредственного преобразования выходных сигналов мостовых схем
идеально подходит 24-разрядный сигма-дельта АЦП AD7730, который не требу¬
ет дополнительных интерфейсных цепей (см. [10]). Упрощенная схема его под¬
ключения была приведена на рис. 3-78 А. Вся схема работает от однополярного
напряжения питания +5 В, которое также служит напряжением возбуждения
моста. Обратите внимание на то, что измерения осуществляются в логометри¬
ческом режиме, поскольку считываемое напряжение возбуждения моста также
используется в качестве опорного напряжения АЦП. Таким образом, отклонения
напряжения питания +5 В от номинального значения не влияют на точность из¬
мерений.
AD7730 имеет внутренний усилитель с программируемым коэффициентом
усиления, который позволяет оцифровывать выходное напряжение моста пол¬
ной шкалы (±10 мВ) с 16-разрядной точностью. Микросхема имеет функции
самокалибровки и системной калибровки, которые позволяют минимизировать
погрешности напряжения сдвига и коэффициента усиления путем проведения
периодических повторных калибровок.
Опция «прерывания» (или динамический режим) функционирует аналогич¬
но усилителю со стабилизацией прерыванием, минимизируя напряжение сдвига
и дрейф. Среднеквадратическое значение эффективного приведенного к входу
входного шумового напряжения составляет 40 нВ (полный размах 264 нВ). Это
соответствует разрешению 13 ppm, или приблизительно 16,5 бит. Линейность
коэффициента усиления также составляет приблизительно 16 бит.

ГЛАВА 4
РАДИОЧАСТОТНЫЕ УСТРОЙСТВА
И УСТРОЙСТВА
ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ
Введение в главу
Используя сотовые телефоны, пейджеры с передачей сообщений в двух напра¬
влениях и устройства для беспроводного доступа в Интернет, человечество все
больше полагается на средства коммуникации, в том числе и беспроводные. Не¬
зависимо от конкретной используемой технологии, в своей основе эти устройства
остаются радиотрансиверами (передатчиками и приемниками). В большинстве
случаев эти приемники и передатчики используют различные варианты супер¬
гетеродинного радиоустройства, его схема для приемника показана на рис. 4-1,
а для передатчика — на рис. 4-2.
Схема
автоматического
регулирования
уровня сигнала
Рис. 4-2. Базовая схема супергетеродинного передатчика
В основе этих устройств лежит следующий принцип. В приемнике сигнал, по¬
лученный от антенны, усиливается при помощи радиочастотного (RF) каскада.

4-1. Смесители 327
Сигнал с выхода радиочастотного каскада попадает на один из входов смесите¬
ля, на второй вход подается сигнал с локального генератора, так называемого
гетеродина (LO). Сигнал на выходе смесителя уже имеет промежуточную ча¬
стоту (IF). Основной идеей является то, что намного проще создать усилитель
с высоким коэффициентом усиления для узкой полосы частот, чем пытаться со¬
здать широкополосный усилитель с высоким коэффициентом усиления. Кроме
того, диапазон частот при модуляции обычно намного меньше, чем частота не¬
сущей. Второй каскад смесителя служит для преобразования сигнала обратно
в обычный диапазон частот (baseband), после чего выполняется демодуляция
сигнала. Метод модуляции не зависит от технологии, на которой основывается
приемник. Может использоваться амплитудная модуляция (AM), частотная мо¬
дуляция (FM), фазовая модуляция или же какая-то разновидность квадратурной
амплитудной модуляции (QAM), которая на самом деле является комбинацией
амплитудной и фазовой модуляции.
Теперь давайте перейдем к конкретным цифрам и рассмотрим широковеща¬
тельный сигнал, который использует частотную модуляцию (FM). Частота не¬
сущей обычно находится в диапазоне от 98 до 108 МГц, промежуточная частота
почти всегда равна 10,7 МГц. Полоса основного сигнала составляет 0 Гц-15 кГц,
это сумма сигналов правого и левого каналов. Также имеется модулированный
сигнал, его центр располагается на частоте 38 кГц, он представляет собой раз¬
ность сигналов, относящихся к левому и правому каналам. Этот разностный
сигнал демодулируется и суммируется с основным сигналом с целью воссозда¬
ния левого и правого аудиосигналов.
В передатчике смеситель выполняет преобразование частоты не в сторону
уменьшения, а в сторону увеличения частоты. В подобной упрощенной схеме мы
пренебрегаем некоторыми деталями, которые могут использоваться в данных
устройствах, например, устройствами мониторинга мощности и управлением
мощностью усилителя передатчика, как это делается в схемах «Tru-Power».
Вместе с развитием технологии мы начинаем все чаще сталкиваться с вы¬
полнением преобразования для сигналов с промежуточной частотой. Аналого-
цифровые преобразователи (АЦП) достигли такой производительности, что по¬
зволяют проводить оцифровку сигналов промежуточной частоты, в этом случае
демодуляция уже будет осуществляться над цифровыми данными. Это позволяет
упростить конструкцию системы за счет отказа от использования смесителя.
Те базовые модули, которые рассматриваются в данной главе, могут ис¬
пользоваться и в качестве модулей при проектировании специализированных
микросхем (ASIC) с высокой степенью интеграции.
Раздел 4-1
Смесители
Идеальный смеситель
На рис. 4-3 показан идеальный смеситель. Радиочастотный смеситель (или сме¬
ситель промежуточной частоты), который не следует путать со смесителями

328 Глава 4. Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
для видео- или аудиосигналов, является активным или пассивным устройством,
которые преобразует сигнал из одной частоты в другую. Смеситель может осу¬
ществлять модуляцию или демодуляцию сигнала. Смеситель обладает тремя
выводами для подсоединения сигналов, которые на языке радиотехников носят
название портов. Итак, имеется три порта: радиочастотный вход, вход для ге¬
теродина (L0) и выход для сигнала промежуточной частоты.
Идеальный	Рис. 4-3. Принцип работы смеси-
смеситель	теля
локального
осциллятора
fio
Смеситель получает радиочастотный входной сигнал с частотой fRp, сме¬
шивает его с сигналом от гетеродина, который имеет частоту f^o, и создает
на выходе сигнал с промежуточной частотой, в котором имеются компоненты,
соответствующие сумме и разности частот: fRp ± fbo- Вслед за смесителем поль¬
зователь устанавливает полосовой фильтр, который позволяет выбрать только
одну из частот: либо соответствующую сумме (fRF+fbo)) либо соответствующую
разности (fRp - fbo)-
Укажем некоторые особенности, относящиеся к смесителям и используемой
в этой области терминологии:
Если в качестве промежуточной частоты используется сумма частот, то сме¬
ситель носит название upconverter (преобразователь частоты вверх), если же
смеситель использует разность частот, то он носит название downconverter (пре¬
образователь частоты вниз). Первый тип обычно используется в передатчиках,
второй — в приемниках.
В приемнике, если частота гетеродина имеет меньшее значение, чем частота
радиочастотного сигнала, то это носит название low side injection, а сам сме¬
ситель называется low side downconverter, если частота гетеродина превышает
частоту радиочастотного сигнала, то такой метод носит название high side in¬
jection, а смеситель называется high side downconverter.
Каждый из выходных сигналов имеет амплитуду в два раза меньше (четверть
мощности) от уровня сигналов на входных портах, таким образом, в идеальном
линейном смесителе происходит потеря уровня сигнала в 6 дБ. В используемом
на практике умножителе потери при преобразовании могут превышать уровень

4-1. Смесители 329
в 6 дБ, это зависит от параметров устройства. Здесь мы предполагаем, что
используется математический умножитель, который оперирует с безразмерными
значениями.
Смеситель может быть реализован при помощи нескольких различных мето¬
дов с использованием как пассивных, так и активных технологий.
В идеальном случае для того, чтобы обеспечить низкий уровень шумов и
обеспечить высокую линейность смесителя, нам необходима схема, которая ре¬
ализует функцию по переключению полярности на основании сигнала, получа¬
емого от гетеродина. Таким образом, смеситель может быть реализован при
помощи упрощенной схемы, показанной на рис. 4-4. На рисунке показывается,
как радиочастотный сигнал разделяется на компоненты с нормальной фазой (0°)
и с противоположной фазой (180°). Переключатель фазы, который управляется
сигналом с гетеродина, попеременно выбирает сигнал с нормальной фазой или
сигнал с противоположной фазой. Итак, если рассматривать принцип действия,
то идеальный смеситель может моделироваться как переключатель, управляе¬
мый знаком сигнала.
Рис. 4-4. Идеальный смеси¬
тель на основе ключей
Рис. 4-5. Входной и выходной сиг¬
нал для идеального переключаю¬
щего смесителя при частоте вход¬
ного сигнала f^p = 11 МГц и ча¬
стоте гетеродина fro — Ю МГц
LO
л
О
аз
Q-
,о
аз
ф
s
і
_ ®
& §
Ф сг
8 “
аз х
0.0
о
см
При идеальной реализации такой смеситель не вносит дополнительный шум
(если ключ обладает нулевым сопротивлением), он не ограничивает максималь¬
ную амплитуду сигнала и не приводит к возникновению интермодуляционных

330 Глава 4■ Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
искажений между различными радиочастотными сигналами. Хотя принцип ра¬
боты отличается простотой, форма сигнала на выходе с промежуточной часто¬
той может иметь очень сложный вид даже тогда, когда на входе присутствует
небольшое количество сигналов. На рис. 4-5 показан результат смешения вход¬
ного сигнала с частотой 11 МГц и сигнала от гетеродина (LO), который имеет
частоту 10 МГц.
В выходном сигнале отчетливо заметен необходимый нам сигнал с промежу¬
точной частотой 1 МГц, однако также заметен и сигнал с частотой, которая
равна сумме частот двух сигналов и составляет 21 МГц. Как мы можем проана¬
лизировать полученный сигнал?
Мы вновь имеем дело с произведением, однако сейчас это произведение сину¬
соидального сигнала (радиочастотного) с частотой wrf на переменную, которая
может принимать значения +1 и —1, т.е. на прямоугольный сигнал с единичной
амплитудой и частотой, равной слцо- Последний сигнал мы можем разложить
в ряд Фурье:
Slo = 4/л {sin cjloI — l/3sin3wLot + l/5sino;Lot — ...}.	(4-1)
Таким образом, сигнал на выходе смесителя представляет собой входной радио¬
частотный сигнал, который мы в упрощенном виде представляем как sinwRpt,
умноженный на приведенный выше прямоугольный сигнал, представленный в ви¬
де ряда Фурье. Итак, получаем следующее:
Sif = 4/7r{sino;RFtsina;Lot — l/3sin3wLot + l/5sin5u;Lot — ■ ■ •}	(4-2)
Выполняя разложение для каждого из произведений, получаем:
Sif = 2/7r{sin(wRF + wLo)t - sin(wRF - wLo)t - l/3sin(wRF + 3wLo)t -
- 1/3 sin(o;RF - 3wLo)t + 1/5 sin(wRF + 5wLo)t + 1/5 sin(o;RF - 5cnLo)t - ...}
(4-3)
или, упрощая, получаем:
Sif = 2/7r{sin(cnRF + WLo)t + sin(taRF — Wbo)t + гармоники}. (4-4)
На рис. 4-6 показаны наиболее важные из гармонических компонентов для того
случая, когда генерируется сигнал, показанный на рис. 4-5, здесь fRF = 11 МГц
и Ко = 10 МГц. Так как в формуле присутствует член 2/-7Г, то без использования
усилителя смеситель ослабляет уровень входного сигнала (и уровень шумов).как
минимум на 3,92 дБ.
Заметим, что идеальный (переключающий) смеситель сталкивается с той же
проблемой отражения (image response) при частоте wrf — п+о > что и линейный
смеситель с умножением. Этот отклик — вещь тонкая, так как он обычно не
проявляется в спектре выходного сигнала. Можно считать его неким скрытым
откликом, который появляется, только когда в спектре входного сигнала появля¬
ется сигнал соответствующей частоты.
Смеситель на диодном кольце
На протяжении многих лет наиболее широко используемой топологией для высо¬
копроизводительных приложений являлась топология на основе диодного кольца,

4-1. Смесители 331
которая показана на рис. 4-7. Диоды, в качестве которых могут использоваться
кремниевые диоды, кремниевые диоды с барьером Шоттки или же диоды типа
Ga-As, выполняют основную функцию по переключению. Мы не будем подроб¬
но анализировать работу этой схемы, однако нагрузочная способность выхода
гетеродина должна быть достаточно высокой — часто мощность должна дости¬
гать долей ватта. Только в этом случае можно гарантировать, что диоды будут
иметь проводимость, достаточную для того, чтобы обеспечить низкий уровень
шума и выполнить преобразование сигналов с высоким уровнем, не внося при
этом чрезмерные нелинейные паразитные искажения.
Частота (МГц)
Рис. 4-6. Спектр выходного сигнала переключающего смесителя при частоте входного
сигнала Тр = И МГц и частоте гетеродина То = М МГц
Вход для
локального
осциллятора
К7
Входной
радиочастотный
сигнал
Так как диоды являются сильно нелинейными устройствами, то не удается
точно контролировать импеданс для всех трех портов, что затрудняет согласо¬
вание устройства. Далее, между всеми тремя портами существует значительная

332 Глава 4- Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
связь. Все это, вместе с требованиями к высокой мощности для порта гетеро¬
дина, с большой вероятностью приводит к возникновению компонентов (с силь¬
ными искажениями) сигнала гетеродина, которые взаимодействуют в обратном
направлении — с антенной.
Далее станет очевидно, что пассивный смеситель, аналогичный данному, не
способен обеспечить усиление при преобразовании. В идеальном случае будут
присутствовать потери при преобразовании, равные 2/тг (как показано на рис. 4-4)
или 3,92 дБ. На практике такой смеситель будет иметь более высокие потери,
это связано с сопротивлением диодов и потерями в трансформаторах.
Те, кто использует смесители подобного типа, для оценки возможностей по об¬
работке сигнала таких устройств используют критерий, который носит название
«Уровень» («Level» ). Например, смеситель с уровнем 17 (Level-17) требует уровня
+ 17 dBm (50 мВт) относительно уровня сигнала гетеродина и способен обра¬
батывать радиочастотные сигналы с уровнем до +10 dBm (±1 В). Типичным
представителем подобного класса устройств является смеситель LRMS-1H ком¬
пании Mini-Circuits, который способен работать в диапазоне частот 2-500 МГц,
обладает минимальным уровнем вносимого ослабления в 6,25 дБ (максималь¬
ное значение 8,5 дБ). Также он обеспечивает изоляцию между сигналами LO-RF
с минимальным уровнем 20 дБ, а между сигналами LO-IF — изоляцию с ми¬
нимальным уровнем 22 дБ (эти значения относятся к частотам 250-500 МГц).
Стоимость подобных компонентов составляет приблизительно $10.00 при заказе
в небольших количествах. Даже самые дорогие смесители, использующие архи¬
тектуру на основе диодного кольца, предъявляют схожие требования к мощности
источника сигнала, отличаются высоким уровнем потерь и значительной связью
с портом гетеродина.
Смеситель на основе диодного кольца не только обладает определенными
ограничениями, он также не может создаваться на основании технологий, ис¬
пользуемых для производства полупроводниковых микросхем (по крайней мере,
это относится к той конструкции, которая показана на рис. 4-7). В середине 60-х
годов стало очевидно, что четыре диода можно заменить на четыре транзистора,
которые будут в состоянии выполнять аналогичные функции по переключению.
Это послужило основой для создания биполярной схемы (см. рис. 4-8), которая
сегодня считается классической. Данная схема является минимальной конфигу¬
рацией, которая необходима для создания полностью сбалансированной версии.
С тех пор были изготовлены миллионы подобных смесителей, включая варианты,
использующие технологии CMOS и Ga-As. Мы ограничимся обсуждением схемы
на биполярных транзисторах (BJT), примером подобного решения является ми¬
кросхема МС1496 от компании Motorola. Хотя сегодня эта схема и выглядит
достаточно устаревшей, но она на протяжении 25 лет занимала лидирующие
позиции в производстве приемников, основанных на использовании дискретных
компонентов.
Активный смеситель обладает следующими преимуществами:
•	он может быть изготовлен на микросхеме, где интегрируется с другими
схемами обработки сигнала;
•	такой смеситель способен осуществлять усиление при преобразовании сиг¬
нала, тогда как смеситель на основе диодного кольца способен только

4-1. Смесители 333
Выходной сигнал
Рис. 4-8. Классический активный смеситель
ослаблять сигнал. Примечание: активные усилители могут обладать коэф¬
фициентом усиления. (Например, активный смеситель AD831 от компании
Analog Devices усиливает сигнал, полученный на основании формулы 4-4,
в 7г/2 раз. Таким образом, обеспечивается совокупный единичный коэф¬
фициент усиления при преобразовании радиочастотного сигнала в сигнал
промежуточной частоты);
•	требуется намного меньшая мощность для сигнала, который подается на порт
гетеродина (LO);
•	обеспечивается превосходная изоляция между портами для различных сиг¬
налов;
•	такая схема отличается намного меньшей чувствительностью по согласо¬
ванию нагрузки, при этом не требуется ни диплексер, ни согласование
импеданса для широкой полосы частот.
При помощи соответствующих методов проектирования можно обеспечить, с од¬
ной стороны, компромисс между точкой пересечения третьего порядка (ЗОІ или
ІРЗ) и точкой сжатия усиления с уровнем 1 дБ (Рщв), а с другой стороны :—
полной потребляемой мощностью (Pd) - Здесь также учитывается и мощность ге¬
теродина, которая в случае пассивного смесителя относится к схеме источника
сигнала.
Основные принципы работы активного смесителя
В отличие от смесителя на основе диодного кольца который выполняет функции
по переключению с изменением полярности для напряжений, активный смеси¬
тель выполняет функции переключения для тока. Таким образом, на ядро актив¬
ного смесителя (транзисторы Q3 -Q6, показанные на рис. 4-8) должен подаваться

334 Глава I. Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
токовый сигнал. Преобразователь напряжения в ток, который состоит из тран¬
зисторов Q1 и Q2, получает радиочастотный сигнал по напряжению на вывода,
связанные с их базами, и преобразует его в дифференциальную пару токов, ко¬
торые выдаются на коллекторы этих транзисторов.
Второе различие между активным смесителем и смесителем на основе ди¬
одного кольца, заключается в том, что активный смеситель реагирует только
на амплитуду напряжения входного сигнала и не реагирует на его мощность.
То есть активный смеситель не согласован с источником. (Согласование за¬
ключается в том, что как ток, так и напряжение, подаваемые на некоторый
порт, должны использоваться схемой, к которой относится этот порт). Изменяя
ток смещения іее> можно изменять в широких пределах коэффициент преобразо¬
вания ток-напряжение (transonductance) для входной пары транзисторов Q1-Q2.
Используя данную функцию, для активного смесителя можно задавать перемен¬
ный коэффициент усиления.
Третьим отличием является то, что выходной сигнал (который формируется
на коллекторах транзисторов Q3-Q6) представлен в виде тока. Его можно пре¬
образовать в напряжение при некотором уровне импеданса, отличающемся от
входного импеданса, и, таким образом, может осуществляться дополнительное
усиление сигнала. Объединяя оба выходных тока (обычно с помощью трансфор¬
маторов), коэффициент усиления по напряжению может быть увеличен в два ра¬
за. Наконец, очевидно то, что изоляция между различными портами, в частности
между портами L0 и RF, будет значительно ниже по сравнению со смесителем
на основе диодного кольца, это связано с переходами с обратным смещением,
которые существуют между портами.
Теперь вкратце опишем принцип действия такого устройства. Если между
базами транзисторов Q1 и Q2 отсутствует разность напряжений, то токи кол¬
лектора для этих транзисторов практически будут равны. Таким образом, если
на входе LO появляется напряжение, то это не приводит к изменению выход¬
ного тока. Если на входе RF присутствует небольшое постоянное напряжение
смещения (обычно это возникает по причине несоответствия между площадью
эмиттеров транзисторов Q1 и Q2), то это приводит лишь к небольшому проник¬
новению сигнала с порта L0 на выход сигнала промежуточной частоты, так как
этот сигнал блокируется первым фильтром промежуточной частоты.
В противоположном случае, когда на порт RF подается радиочастотный сиг¬
нал, однако на порт L0 не подается разность напряжений, то выходные токи
вновь будут оставаться сбалансированными. Малое напряжение смещения (кото¬
рое теперь связано с рассогласованием между эмиттерами транзисторов Q3-Q6)
может привести к проникновению радиочастотного сигнала на выход промежу¬
точной частоты. И вновь этот сигнал будет блокироваться фильтром промежу¬
точной частоты. Только в том случае, если сигнал подается как на порт RF, так
и на порт LO, на выходе будет появляться реальный сигнал — отсюда берется
название «смеситель с двойной балансировкой».
Активные смесители способны реализовывать усиление сигнала и другим
способом: схема согласования, которая используется для подключения источника
сопротивлением 50 Ом к (обычно) имеющему более высокий импеданс смесите¬
лю, обеспечивает преобразование импедансов. Ступенчатое изменение импедан-

4-2. Модуляторы 335
са приводит к возникновению коэффициента усиления по напряжению. Таким
образом, активный смеситель, который испытывает потери в том случае, ес¬
ли вход терминируется при помощи широкополосного терминирования 50 Ом,
может обеспечивать «усиление» при использовании согласующей цепи.
Ссылки: смесители
1.	В. Gilbert, ISSCC Digest of Technical Papers 1968, February, 16, 1968,
pp. 114-115.
2.	B. Gilbert, Journal of Solid State Circuits, Vol. SC-3, December, 1968, pp. 353-
372.
3.	C. L. Ruthroff, «Some Broadband Transformers», Proceedings of the I.R.E.,
Vol. 47, August, 1959, pp. 1337-1342.
4.	J. M. Bryant, «Mixers for High Performance Radio», Wescon 1981: Session
24, Electronic Conventions, Inc., Sepulveda Blvd., El Segundo, CA.
5.	P. E. Chadwick, «High Performance IC Mixers», IERE Conference on Radio
Receivers and Associated Systems, Leeds, 1981, IERE Conference Publi¬
cation No. 50.
6.	P. E. Chadwick, Phase Noise, Intermodulation, and Dynamic Range,
RF Expo, Anaheim, CA, January, 1986.
7.	AD831 Data Sheet, Rev. B, Analog Devices.
Раздел 4-2
Модуляторы
Модуляторы (которые иногда называют сбалансированными модуляторами, двой¬
ными сбалансированными модуляторами или, иногда, смесителями высокого уров¬
ня) можно рассматривать как устройства для изменения полярности сигнала.
Обычно имеются два входа X и Y, а также выход W, сигнал на котором предста¬
вляет собой просто один из входных сигналов (скажем Y), умноженный на знак
второго сигнала (X), т.е. W = Y х sign(X). Следовательно, здесь не требует¬
ся никакого источника опорного напряжения. Хорошие модуляторы отличаются
очень высокой линейностью для цепи прохождения сигнала, в точности равными
коэффициентами усиления для положительных и отрицательных значений сигна¬
ла Y, а также в точности равными коэффициентами усиления для положительных
и отрицательных значений сигнала X. В идеальном случае, для переключения
знака выходного сигнала требуется очень малая амплитуда на входе X, т. е. вход
X ведет себя подобно компаратору. Если входной сигнал использует логические
уровни, то конструкция канала X может быть упрощена.

336 Глава 4- Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
В качестве примера рассмотрим AD8345, полупроводниковый RFIC квадра¬
турный модулятор, который предназначен для работы в диапазоне частот от
250 до 1000 МГц. Превосходная точность передачи фазы и сбалансированность
по амплитуде позволяют проводить высококачественную непосредственную мо¬
дуляцию несущей промежуточной частоты (рис. 4-9).
ІВВР
IBBN
COM3
СОМ1
LOIN
LOIP
VPS1
ENBL
QBBP
QBBN
COM3
COM3
VPS2
VOUT
COM2
COM3
Рис. 4-9. Блок-схема AD8345
Микросхема AD8345 выполняет точное разделение сигнала от внешнего гете¬
родина на два квадратурных компонента при помощи полифазной сети с разделе¬
нием фаз. Два компонента I и Q сигнала LO смешиваются с дифференциальными
входными сигналами I и Q, относящимися к сигналу в основной полосе. Затем
сигналы с выходов двух смесителей объединяются в выходном каскаде и выда¬
ются в виде сигнала Ѵоит на однополярную нагрузку (single-ended) 50 Ом.
Раздел 4-3
Аналоговые умножители
Умножитель — это устройство с двумя входными портами и одним выходным
портом, при этом сигнал на выходе является произведением двух входных сиг¬
налов. Если все эти сигналы представляют собой напряжения, то передаточная
характеристика представляет собой произведение двух напряжений, деленное
на некий коэффициент К, который также имеет размерность напряжения (см.
рис. 4-10). С точки зрения математики, умножение является операцией, которая
выполняется в «четырех квадрантах» — это означает, что оба входных сигна¬
ла могут принимать как положительные, так и отрицательные значения, это же
относится и к выходному сигналу (см. рис. 4-11). Однако некоторые схемы, кото¬
рые используются при создании электронных умножителей, способны работать

4-3. Аналоговые умножители 337
только с сигналами какой-то одной полярности. Если оба сигнала должны быть
однополярными, то мы получаем «одноквадрантный» умножитель, выходной сиг¬
нал которого также обязан быть однополярным. Если один из сигналов является
однополярным, а второй может иметь произвольную полярность, то такой умно¬
житель является «двуквадрантным» умножителем, а сигнал на его выходе может
иметь любую полярность (т.е. является «биполярным»). По сравнению с четы¬
рехквадрантными схемы для одноквадрантных и двуквадрантных умножителей
отличаются меньшей сложностью. Так как во многих приложениях не требуется
выполнять четырехквадрантное умножение, то часто выпускаются достаточно
точные устройства, которые способны работать только в одном или в двух ква¬
дрантах.
Рис. 4-10. Блок-схема ана¬
логового умножителя
Тип
Ѵх
Ѵу
Ѵоит
Одноквадрантный
Однополярный
Однополярный
Однополярный
Двуквадрантный
Биполярный
Однополярный
Биполярный
Четырехквадрантный
Биполярный
Биполярный
Биполярный
Рис. 4-11. Определе¬
ние квадрантов для
умножителя
В качестве примера можно привести микросхему AD539, которая использу¬
ет один однополярный вход Ѵу, обладающий достаточно ограниченной полосой
пропускания в 5 МГц, и два биполярных входа Ѵх, по одному на умножитель —
с полосой пропускания 60 МГц. Блок-схема AD539 показана на рис. 4-12.
Рис. 4-12. Блок-схема AD539
W1
VWi =
-ѴХ1 VY
VW2-
—Vx2 VY
W2
Самые простые электронные умножители используют логарифмические уси¬
лители. Вычисления основываются на том, что обратный логарифм от суммы
двух чисел является произведением этих чисел (см. рис. 4-13).
Недостатком подобного способа умножения являются чрезвычайно ограни¬
ченная полоса пропускания и выполнение операций только в одном квадранте.

338 Глава 4- Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
Намного лучшие результаты обеспечивает использование «ячейки Гильберта»
(Gilbert Cell), которая была изобретена в конце 1960-х годов Барри Гильбертом
(Barrie Gilbert). Сейчас он работает в компании Analog Devices (см. ссылки [1] и [2]).
X
Y
X
Y
X
Возведение в степень А
Рис. 4-13. Выполнение умноже¬
ния при помощи логарифмиче¬
ских усилителей
1	— преобразование в логарифмическую шкалу
2	— преобразование обратно в линейную шкалу
Существует линейная связь между током коллектора для кремниевого тран¬
зистора и его коэффициентом зависимости между током и напряжением (коэф¬
фициент усиления, transconductance), которая выражается следующей формулой:
dlc/dVBE = qlc/kT.	(4-5)
Здесь Іс — ток коллектора, Ѵве — напряжение между базой и эмиттером, q -
заряд электрона (1,60219 х 10~19), к — постоянная Больцмана (1,38062 х ІО-23),
а Т — абсолютная температура.
Данное соотношение может использоваться для создания умножителей с диф¬
ференциальной (long-tailed) парой кремниевых транзисторов (см. рис. 4-14).
Рис. 4-14. Основная конструкция
transconductance-умножителя
10 кОм
ѵхо	W
■ Ѵу + Ѵве \
'C1	'C2 ЛІС kT \ 4,7 X 103 / I 10,010
= 8,3 X 10'6(VY+ 0,6) Ѵх

4-3. Аналоговые умножители 339
Однако это не самый лучший умножитель, так как, во-первых: входной сиг¬
нал Y смещен на напряжение Ѵве, а это значение изменяется нелинейно вместе
с Ѵу, во-вторых: входной сигнал X также является нелинейным, это связано
с экспоненциальной зависимостью между Іс и Ѵве- В-третьих, коэффициент
масштабирования изменяется вместе с температурой.
Гильберт первым понял, что данная схема может быть линеаризована и для
нее может быть устранена зависимость от температуры, если использовать то¬
ки, а не напряжения, а также если использовать логарифмическую зависимость
Іс /Ѵве 5 которой обладают транзисторы (см. рис. 4-15). В этом случае входной
сигнал X для ячейки Гильберта становится дифференциальным током, а вы¬
ходной сигнал Y принимает вид однополярного тока. Дифференциальный ток
X поступает на два транзистора, соединенных при помощи диодов, и логариф¬
мическое изменение напряжения компенсирует экспоненциальную зависимость
Ѵве/іс- Далее, сокращаются коэффициенты q/kT и мы получаем для ячейки
Гильберта линейную передаточную функцию:
ЛІс
АІхІу
Іх
(4-6)
Как можно понять из ее конструкции, ячейка Гильберта обладает следую¬
щими недостатками: (1) на вход X должен подаваться дифференциальный ток,
(2) выходной сигнал также представляет собой дифференциальный ток, и (3) —
сигнал на входе Y является однополярным — и, таким образом, ячейка предста¬
вляет собой только двухквадрантный умножитель.
Если перекрестно соединить между собой две подобные ячейки и исполь¬
зовать два преобразователя напряжение - ток (как это показано на рис. 4-16),
то можно преобразовать рассматриваемую базовую конструкцию в четырех¬
квадрантное устройство с входами по напряжению, примером которого может
являться AD534. При низких и средних частотах для преобразования на выходе
дифференциального тока в напряжение может использоваться усилитель с вычи¬
танием. Так как микросхема реализует архитектуру с выходом по напряжению,
то полоса пропускания для AD534 составляет всего 1 МГц. Однако более позд¬

340 Глава 4- Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
няя версия — которая носит название AD734 — уже имеет полосу пропускания,
равную 10 МГц.
+vs
Рис. 4-16. Четырехквадрантный транслинейный умножитель
Как показано на рис. 4-16, Q1A и Q1B, а также Q2A и Q2B образуют две
пары основных элементов типа long-tailed для двух ячеек Гильберта, тогда как
Q3A и Q3B выступают в качестве линеаризующих транзисторов для этих ячеек.
На рис. 3-35 также показан операционный усилитель, который действует в каче¬
стве преобразователя дифференциального тока в однополярное напряжение. Для
приложений с высокими скоростями передачи сигнала связанные между собой
коллекторы Q1 и Q2 образуют выход с открытым коллектором для дифферен¬
циального тока (аналогично тому, который используется в умножителе AD834
с полосой пропускания 500 МГц).
Схема транслинейного умножителя основывается на согласовании между опре¬
деленным количеством транзисторов и токов. Этого легко можно добиться при
использовании монолитной микросхемы. Однако даже современные технологиче¬
ские процессы обладают некоторыми остаточными ошибками, схематически они
показаны как четыре ошибки по постоянному напряжению. Напряжение смеще¬
ния на входе X передается на вход Y, тогда как напряжение смещения на входе
Y передается на вход X. Напряжение смещения на входе Z вызывает смеще¬
ние выходного сигнала, рассогласование резисторов приводит к формированию
ошибки для коэффициента усиления. В ранних версиях умножителей на ячей¬
ках Гильберта эти ошибки необходимо было устранять при помощи подстройки
с использованием внешних резисторов и потенциометров, что не всегда удобно.
Современные технологические процессы, используемые для производства ана¬
логовых компонентов, позволяют выполнять непосредственно на микросхеме ла¬

4-3. Аналоговые умножители 341
зерную подстройку для резисторов, которые создаются на основе тонких пленок
из SiCr. Благодаря этому в процессе производства имеющиеся ошибки могут
быть устранены, что обеспечивает для конечных устройств чрезвычайно высо¬
кую точность. Внутренняя подстройка обеспечивает и дополнительные преиму¬
щества — она не ухудшает характеристики по высоким частотам, что может
происходить при использовании для подстройки внешних портов.
Так как внутренняя структура транслинейного умножителя обязана являть¬
ся дифференциальной, то входа также обычно являются дифференциальными
(в конце концов, если необходимо получить однополярные входа, то легко мож¬
но заземлить один из входов). Это не только удобно с точки зрения подавления
синфазных сигналов, также такая архитектура позволяет выполнять более слож¬
ные вычисления. Микросхема AD534 (которая показана чуть выше, на рис. 4-16)
является классическим примером четырехквадрантного умножителя, выполнен¬
ного с помощью ячейки Гильберта. При работе в режиме умножителя обеспечи¬
вается точность в 0,1%, микросхема использует полностью дифференциальные
входа и имеет выход по напряжению. Однако так как используется архитекту¬
ра с выходом по напряжению, то полоса пропускания ограничена достаточно
скромным значением в 1 МГц.
Для приложений с высокой полосой пропускания применяется та же базовая
схема умножителя, однако используются выхода по току с открытым коллекто¬
ром. Микросхема AD834 представляет собой устройство с 8 выводами, в которой
используются дифференциальные входа для X, дифференциальные входа для У,
дифференциальные выхода по току с открытым коллектором. Данная микросхе¬
ма обладает полосой пропускания в 500 МГц, ее блок-схема показана на рис. 4-17.
Х2	Х1	+VS	W1
Y1	Y2	—Vs	W2
Рис. 4-17. Микросхема AD834: четырехквадрантный умножитель с полосой пропускания
500 МГц
Микросхема AD834 представляет собой истинно линейный усилитель, пере¬
даточная функция которого описывается следующим уравнением:

342 Глава 4- Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
Іоит =
Ѵх-Ѵу
IB ■ 250 Ом'
(4-7)
Для входов X и Y выполняется подстройка смещения до уровня 500 мкВ (мак¬
симальное значение: 3 мВ). Данная микросхема может использоваться в самых
различных областях, включая умножители (как широкополосные, так и с узкой
полосой пропускания), устройства для возведения в квадрат, удвоители частоты,
а также высокочастотные схемы для измерения мощности. При использовании
AD834 необходимо учитывать, что по причине очень широкой полосы пропус¬
кания данной микросхемы будет присутствовать входной ток смещения, при¬
близительно равный 50 мкА для каждого из входов. Его необходимо учитывать
при проектировании схемы для входов, так как протекая в сопротивление ис¬
точника сигнала, этот ток может приводить к возникновению нежелательного
напряжения смещения.
На рис. 4-18 показана базовая схема широкополосного умножителя, созданная
на основе AD834. Дифференциальный выходной ток протекает через резисторы
R1 и R2, которые имеют равные сопротивления, и создает дифференциальное
выходное напряжение. Это наиболее простая схема включения данной микро¬
схемы.
Если необходимы только выходные сигналы с высокой частотой, то можно
использовать трансформатор. Можно использовать как обычные трансформа¬
торы (см. рис. 4-19), так и линии передачи или трансформаторы «Ruthroff» —
если необходимо обеспечить более высокую полосу пропускания.
Умножители с малой скоростью также обсуждались в главе 2 (раздел 2-11).

4-4- Логарифмические усилители 343
Рис. 4-19. Схема включения AD834 с использованием трансформатора
Ссылки по аналоговым умножителям:
1.	D. Н. Sheingold, (Ed.), Nonlinear Circuits Handbook, Analog Devices, Inc., 1974.
2.	AN-309: Build Fast VCAs and VCFs with Analog Multipliers.
Раздел 4-4
Логарифмические усилители
В главе 2 (раздел 2-8) мы уже обсуждали низкочастотные логарифмические (log)
усилители, в данном разделе мы будем обсуждать их использование для работы
с сигналами высокой частоты.
Классический логарифмический усилитель на основе диода и операционного
усилителя (или же на основе транзистора и операционного усилителя) обладает
весьма ограниченной частотной характеристикой, особенно при низких уровнях
сигналов. В высокочастотных приложениях используются детектирующие архи¬
тектуры и истинные логарифмические (true log) усилители. Хотя в деталях эти
две архитектуры отличаются, они используют один общий подход: вместо одно¬
го усилителя с логарифмической характеристикой здесь используется несколько
соединенных между собой одинаковых линейных каскадов, которые обладают
предсказуемым поведением для сигналов с высоким уровнем.

344 Глава 4- Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
Рассмотрим N соединенных между собой ограничивающих усилителей, выход
каждого подключен к схеме суммирования, а также к входу следующего каскада
(рис. 4-20). Если каждый из этих усилителей обладает коэффициентом усиления
в А дБ, то коэффициент усиления для малых сигналов в такой схеме будет равен
NA дБ.
Рис. 4-20. Базовая схема логарифмического усилителя, состоящего из нескольких каскадов
Если на вход такой схемы подается сигнал с достаточно малым уровнем, при
котором последний каскад не будет производить ограничение сигнала, то основ¬
ной вклад в выходной сигнал суммирующего усилителя будет вносить сигнал
с выхода последнего каскада.
При увеличении уровня сигнала последний каскад начинает работать в ре¬
жиме ограничения, и, следовательно, не будет осуществлять усиление сигнала.
Таким образом, он будет вносить фиксированный вклад в сигнал на выходе
суммирующего усилителя, и совокупный коэффициент усиления уменьшится до
(N-l)A дБ. При дальнейшем увеличении уровня входного сигнала еще один кас¬
кад перейдет в режим ограничения и будет вносить фиксированный вклад в вы¬
ходной сигнал, а коэффициент усиления снизится до (N-2)A дБ и так далее,
до того момента, когда первый каскад начинает работать в режиме ограниче¬
ния, а выходной сигнал перестает изменяться при увеличении уровня входного
сигнала.
Таким образом, передаточная функция для такой схемы будет состоять из
набора прямых линий, как это показано на рис. 4-21. Однако если выполнить
аппроксимацию по этим линиям, то мы получим достаточно хорошее приближе¬
ние для логарифмической функции. На практике такая аппроксимация будет
иметь еще лучший вид, так как ограничивающие усилители, особенно высо¬
кочастотные, не будут переходить в режим ограничения так быстро, как это
предполагается в данной модели.
Выбор коэффициента усиления А оказывает влияние на линейность логариф¬
ма. Если коэффициент усиления будет иметь слишком большие значения, то мы
получим плохую аппроксимацию для логарифмической функции. Если коэффи¬
циент усиления слишком мал, то для обеспечения необходимого динамического
диапазона нам понадобится использовать слишком большое количество каска¬
дов. Обычно коэффициент усиления выбирается равным 10-12 дБ (3-4 раза).
Это, на самом деле, достаточно идеальная и очень общая модель — она при¬
звана только продемонстрировать сам принцип, а ее практическая реализация
при высоких частотах сильно затруднена. Предположим, что каждый из ограни-

-
4-4■ Логарифмические усилители
Рис. 4-21. Передаточная функция для базовой схемы многокаскадного логарифмического
усилителя (однополярный сигнал)
чивающих усилителей обладает задержкой в t наносекунд (это значение может
изменяться, если усилитель работает в режиме ограничения, однако пока мы
будем рассматривать только эффекты первого порядка!).
Сигнал, который прошел через все N каскадов, будет иметь время задержки,
равное Nt наносекунд, тогда как сигнал, который прошел через один каскад,
будет иметь время задержки в t наносекунд. Это означает, что сигнал с низким
уровнем будет иметь задержку в Nt нс, тогда как сигнал с высоким уровнем
проходит «размазанным» в течение интервала времени, равного Nt нс. При ско¬
рости света в течение одной наносекунды сигнал проходит расстояние около
фута, по этой причине при использовании в радарных устройствах мы можем
получить ошибку в определении положения, равную Nt футов — и для некото¬
рых систем это неприемлемо (хотя для большинства областей, в которых находят
применение логарифмические усилители, такое время задержки не представляет
особой проблемы).
Решение заключается в использовании задержек при распространении сигна¬
ла в суммирующем усилителе, однако такое решение может оказаться достаточ¬
но сложным в реализации. Другим решением является изменение архитектуры
устройства, когда вместо использования каскадов усиления с ограничением мы
используем такие каскады, которые для сигналов с малым уровнем используют
коэффициент усиления А, тогда как для сигналов с большим уровнем коэффици¬
ент усиления (инкрементальный) будет равен единице (0 дБ). Подобные каскады
мы можем моделировать при помощи двух включенных параллельно усилителей,
из которых один является ограничивающим и осуществляет усиление сигнала,
тогда как второй используется в качестве буфера с единичным усилением. Вме¬
сте они образуют суммирующий усилитель, который показан на рис. 4-22.
Логарифмический усилитель с последовательным детектированием (succes¬
sive detection) состоит, как было описано выше, из соединенных между собой
каскадов с ограничением, однако вместо непосредственного суммирования вы¬
ходных сигналов с каскадов они подаются на детекторы, и суммирование вы¬
полняется для выходных сигналов этих детекторов (как показано на рис. 4-23).
Если детекторы имеют выхода по току, то процесс суммирования заключается
в объединении выходов всех этих детекторов.

346 Глава 4- Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
Выход
Единичное усиление
'		(для сигналов с высоким уровнем)
Коэффициент усиления = 4
' (для сигналов с малым уровнем)
Вход
Рис. 4-22. Структура и характеристики элемента «истинного» логарифмического
усилителя, а также характеристики логарифмического усилителя, образованного из
нескольких таких элементов
Ограничивающие усилители
так и полуволновыми
Следует использовать не обычные диоды, а устройства
с токовыми выходами: это позволяет суммировать сигналы
без использования дополнительных суммирующих компонентов.
Рис. 4-23. Логарифмический усилитель с последовательным детектированием
с логарифмическим выходом и выходом ограничителя
Логарифмические усилители с подобной архитектурой имеют два выхода:
на один подается сигнал логарифмической формы, на второй — сигнал с выхода
ограничителя. Во многих приложениях выход с ограничителя не использует¬
ся, однако в некоторых устройствах (например, в FM-приемниках с функцией
измерения «S») используются оба выхода. Сигнал с выхода ограничителя осо¬
бенно полезен для извлечения информации о фазе входного сигнала, которая

4-4■ Логарифмические усилители 347
применяется в методах демодуляции в полярных координатах (polar demodula¬
tion techniques).
Логарифмический сигнал на выходе логарифмического усилителя с после¬
довательным детектированием обычно содержит информацию об амплитуде,
а информация о фазе и частоте теряется. Однако этого не происходит, если
используются полуволновые детекторы, и также уделяется внимание выравни¬
ванию времен задержек от последовательных детекторов — однако подобные
логарифмические усилители имеют довольно сложную конструкцию.
Для логарифмических усилителей указываются характеристики в отношении
шумов, динамического диапазона, частотная характеристика (для некоторых из
усилителей, которые используются в составе каскадов логарифмического уси¬
лителя с последовательным детектированием, указывается частота среза как
для нижних, так и для высоких частот), наклон передаточной характеристики
(который выражается в В/дБ или в мА/дБ в зависимости от того, использует
ли устройство выход по напряжению или по току), точка пересечения (уровень
входного сигнала, при котором ток или напряжение на выходе будет равно нулю)
и линейность логарифма (см. рис. 4-24).
Рис. 4-24. Линейность лога¬
рифмического усилителя с по¬
следовательным детектирова¬
нием
В прошлом часто было необходимо создавать высокопроизводительные высо¬
кочастотные логарифмические усилители с последовательным детектированием
(log strips), которые использовали некоторое количество отдельных монолит¬
ных ограничивающих усилителей, таких как серия Plessey SL-1521. Последние
достижения в области технологии производства полупроводниковых микросхем
позволили интегрировать подобное решение на одной микросхеме, что дало воз¬
можность отказаться от создания достаточно дорогих гибридных решений.
Логарифмический усилитель AD641 содержит в одном корпусе пять огра¬
ничивающих каскадов (10 дБ/каскад) и пять полноволновых детекторов, полоса
пропускания для этого логарифмического усилителя составляет от 0 до 250 МГц.
Далее, в этом устройстве каскады усилителей и полноволновых детекторов сба¬
лансированы таким образом, что при правильной топологии печатной платы
очень маловероятно возникновение нестабильности, связанной с обратной свя¬
зью по шинам питания. Блок-схема AD641 показана на рис. 4-25. В отличие от
выпускаемых ранее логарифмических усилителей, для AD641 осуществляется ла¬
зерная подстройка, что обеспечивает высокую абсолютную точность как для

RG1
RGO
RG2 LOG OUT LOG COM
+Vc
+ OUT
BL2
\s\ iTc
Рис. 4-25. Блок-схема монолитного логарифмического усилителя AD641
і
348 Глава 4- Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты

4~4- Логарифмические усилители 349
2,4
2,2
2,0
„	1.8
I	1'6
S	1.4
£	1.2
§ 0,8
ш 0,6
0,4
0,2
0
-0,2
-0,4
0,1 1,0 10,0 100,0 1000,0
Входное напряжение (мВ)
(произвольного знака)
Рис. 4-26. Логарифмическая передаточная функция для сигнала с постоянным уровнем, а
также зависимость ошибки для AD641
наклона, так и для точки пересечения. Также выполняется полная температур¬
ная компенсация. На рис. 4-26 показаны передаточная функция и линейность
логарифма для микросхемы AD641.
Так как микросхема AD641 обладает высокой точностью, то при расчете
отклика для AD641 необходимо рассматривать действительную форму сигнала,
который подается на вход AD641. Когда сигнал проходит через генератор лога¬
рифмической функции, то среднее значение будет изменяться в зависимости от
действительной формы сигнала. Это не оказывает никакого влияние на наклон
кривой отклика, однако изменяет кажущееся значение точки пересечения.
Для микросхемы AD641 выполняется калибровка и лазерная подстройка с це¬
лью получить требуемый отклик по сигналу с постоянным уровнем или для
последовательности симметричных прямоугольных импульсов с частотой 2 кГц.
Также для синусоидального входного сигнала обеспечивается значение точки пе¬
ресечения, равное 2 мВ. Это аналогично тому, что синусоида с частотой 2 кГц
и максимальной амплитудой 2 мВ (здесь не идет речь о максимальном размахе
сигнала, peak-to-peak) создает на выходе сигнал с тем же средним значением,
что и сигнал с постоянным уровнем, равным 1 мВ, или же последовательность
прямоугольных импульсов с амплитудой 1 мВ.
Форма сигнала также оказывает влияние на колебания или нелинейность
сигнала, который мы получаем на выходе логарифмического усилителя. Подоб¬
ные колебания имеют наибольший размах для входных сигналов с постоянным
уровнем и входных сигналов прямоугольной формы, так как в этом случае по¬
стоянное значение входного напряжения отображается на единственную точку
передаточной функции, и, таким образом, полностью отслеживает нелинейность,
связанная с логарифмическим откликом. В отличие от этого обычный сигнал,

350 Глава 4- Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
который плавно изменяется с течением времени, имеет бесконечный набор зна¬
чений для каждого своего периода. Благодаря этому выходной сигнал «сглажи¬
вается» по причине периодических отклонений от идеальной характеристики при
отображении мгновенного значения в соответствии с передаточной функцией.
Как видно из рис. 4-27, подобный сглаживающий эффект в наибольшей степени
проявляется для сигнала с треугольной формой.
Форма сигнала
Максимальное
или среднеква¬
дратичное
(RMS)
значение
Коэффициент
пересечения
Ошибка
(относительно
уровня
постоянного
напряжения)
Прямоугольные
импульсы
Каждое
i
0,00 дБ
Синусоида
Максимальное
2
-6,02 дБ
Синусоида
RMS
1,414 (у/2
-3,01 дБ
Импульсы
треугольной
формы
Максимальное
2,178 (е)
—8,68 дБ
Импульсы
треугольной
формы
RMS
1,569 (е/л/3)
-3,91 дБ
Гауссовский шум
RMS
1,887
-5,52 дБ
Рис. 4-27. Влияние формы волны на точку пересечения
Амплитуда входного сигнала (в дБ относительно уровня 1 В)
Рис. 4-28. Влияние формы
волны на линейность лога¬
рифма AD641
Каждый из пяти каскадов в микросхеме AD641 обладает коэффициентом
усиления 10 дБ и выходом, для которого используется полноволновое детекти¬
рование. Передаточная функция для данного устройства показана на рис. 4-26
вместе с графиком, который показывает значение ошибки. Можно заметить,
что хорошая линейность обеспечивается для логарифмической зависимости в

4-5. Детекторы Tru-Power 35 I
диапазоне входного напряжения от 1 до 100 мВ (40 дБ, рис. 4-28). Хотя данная
микросхема хорошо подходит для радиочастотных приложений, AD641 обладает
связью по постоянному уровню напряжения. Это позволяет использовать дан¬
ную микросхему в системах с низкой и очень низкой частотой, к которым могут
относиться измерения для аудиосигналов, сонары, и другие измерительные си¬
стемы, предназначенные для работы с низкочастотными сигналами или даже
сигналами с постоянным уровнем.
Выход ограничителя микросхемы AD641 обладает неравномерностью менее
1,6 дБ (—44 дБм — дБм @ 10,7 МГц), а изменение фазы не превышает 2°, что
позволяет использовать данную микросхему в качестве полярного демодулятора.
Ссылки: логарифмические усилителя
1.	D. Н. Sheingold, (Ed.), Nonlinear Circuits Handbook, Analog Devices, Inc.,
Norwood, MA., 1974.
2.	R. S. Hughes, Logarithmic Amplifiers, Artech House, Inc., Dedham, MA.,
1986.
3.	W. L. Barber and E. R. Brown, «А True Logarithmic Amplifier for Radar IF
Applications», IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. SC-15, No. 3,
June, 1980, pp. 291 — 295.
4.	Broadband Amplifier Applications, Plessey Co. Publication P.S. Norwood,
MA., 1938, September, 1984.
5.	M. S. Gay, SL521 Application Note, Plessey Co., 1966.
6.	Amplifier Applications Guide, Analog Devices, Inc., Norwood, MA., 1992,
Section 9.
7.	«Ask the Applications Engineer — 28 Logarithmic Amplifiers-Explained», Ana¬
log Dialogue, Vol. 33, No. 3, March, 1999.
8.	«Detecting Fast RF Bursts Using Log Amps», Analog Dialogue, Vol. 36, No.
5, September October, 2002.
9.	R. Moghimi, «Log-Ratio Amplifier has Six-decade Dynamic Range», EDN,
November, 2003
Раздел 4-5
Детекторы Tru-Power
Во многих системах, рассмотрим для примера сотовые телефоны, требуется от¬
слеживать амплитуду предаваемого сигнала. Микросхема AD8362 представляет
собой детектор среднеквадратичного значения мощности, который позволяет
проводить измерения в диапазоне 60 дБ (рис. 4-29 и 4-30). Эта микросхема

352 Глава 4- Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
предназначена для использования в высокочастотных телекоммуникационных
системах и в измерительных системах, в которых требуется точная информа¬
ция о мощности входящего сигнала. Микросхема предназначена для работы
в диапазоне от низких частот до 2,7 ГГц и способна принимать сигналы со
среднеквадратичной мощностью от 1 мВ до (по меньшей мере) 1 Вrms- При
этом максимальное значение форм-фактора (crest factor) может достигать 6,
что вполне достаточно для точного измерения сигналов CDMA. В отличие от
прежних преобразователей среднеквадратичного значения в сигнал с постоян¬
ным уровнем (RMS-DC), полоса пропускания абсолютно не зависит от величины
сигнала. Точка с ослаблением —3 дБ примерно соответствует частоте 3,5 ГГц.
DECL CHPF
Рис. 4-29. Блок-
схема AD8362
Входной сигнал подается на аттенюатор, выполненный по схеме резисторной
лестницы (resistive ladder), который представляет собой входной каскад усили¬
теля с переменным коэффициентом усиления (VGA). Точки, относящиеся к 12
отрезкам, гладко интерполируются с использованием специализированной мето¬
дики. Это обеспечивает непрерывно изменяемый коэффициент ослабления, кото¬
рый управляется с помощью напряжения, подаваемого на вывод VSET. Получен¬
ный в результате сигнал подается на высокопроизводительный широкополосный
усилитель. Сигнал на выходе усилителя точно измеряется с помощью ячейки де¬
тектора на основе квадратичного закона (square-law detector cell). После этого
осуществляется фильтрация выходного флуктуирующего сигнала и выполняется
его сравнение с сигналом на выходе аналогичного устройства, на вход которого
подается фиксированное постоянное напряжение, которое присутствует на входе
VTGT. Обычно в этом случае используется точное опорное напряжение 1,25 В,
которое поступает с вывода VREF.
Разность на выходах подобной выпрямляющей ячейки (squaring cell) интегри¬
руется усилителем рассогласования с высоким коэффициентом усиления, в ре¬
зультате на выходе Ѵоит создается напряжение, которое может изменяться

4-5. Детекторы Tru-Power 353
в диапазоне между шинами питания (rail-to-rail). В режиме контроллера этот вы¬
ход с малым уровнем шумов может использоваться для изменения коэффициента
усиления для радиочастотного усилителя, установленного в основной системе,
позволяя таким образом сбалансировать рабочую точку относительно входной
мощности.
Рис. 4-30. Внут¬
ренняя структура
AD8362
Можно установить такие настройки, что напряжение на выходе VSET будет
повторять радиочастотный сигнал с амплитудной модуляцией, что позволяет
удалить модулированный компонент до прохождения детектора и фильтра низ¬
ких частот. Частота излома (corner frequency) для усредняющего фильтра может
быть уменьшена без каких-либо ограничений при помощи подключения внешне¬
го конденсатора к выводу CLPF.
Микросхема AD8362 может использоваться для определения истинной мощно¬
сти высокочастотного сигнала со сложной огибающей, которая может возникать
при частотной модуляции (или же может использоваться просто как низкоча¬
стотный вольтметр для измерения среднеквадратичного значения напряжения).
Частота излома для высокочастотных составляющих, связанная со схемой обну¬
ления смещения, может быть уменьшена при помощи подключения конденсатора
к выводу CHPF (рис. 4-31).
При использовании в качестве устройства для измерения мощности вывод
Ѵоит соединяется с выводом VSET, в этом случае выходной сигнал будет про-
12—1277

354 Глава Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
Выход
системы
Система, над которой осу-
ществляется управление
(выходная мощность умень¬
шается при увеличении ѴАРС)
Выход
Вход
— Вход
системы
* АРС
Rsh= 100 Ом для сопротивления
терминирования 50 Ом
AD8362
O-Ql COMM АСОМ [Тб]—О
1 нФ
1 нФ
NC [Т CHPF VREF T|]—
О—11—[У DECL VTGT U\-
1 нФ
j~4~ INHI	VPOS if
{f INLO	VOUT if
1 нФ
Vs
3,3 Ом
ни>
0,1 мкФ
'HI—>
1 нФ
Вход для
управляющего
.	i			1	ynuaDjmiuuici
fH h~[У DECL	VSET f] напряжения
<Hl pwdn AC0m
<HI COMM CLPF j]—II—0
0,5-3,5 В
Рис. 4-31. Типичная схема применения AD8362
порционален логарифму среднеквадратичного значения входного сигнала. То есть
сигнал на выходе будет представлен в децибелах, что очень удобно, кроме этого
коэффициент изменения будет установлен как 1 В/декаду, т. е. 50 мВ/дБ (можно
настроить и другие значения для данного коэффициента). При работе в режи¬
ме контроллера напряжение, которое подается на вывод VSET, определяет тот
уровень мощности, который необходим для входного сигнала для устранения от¬
клонения от заданной точки. Выходной буфер способен выдавать ток большой
величины.
Если на вывод PWDN подается высокий логический уровень, то микросхема
AD8362 переходит в режим пониженного потребления (при этом потребляемая
мощность уменьшается до 1,3 мВт). Для перехода в рабочее состояние требует¬
ся приблизительно 20 мкс, номинальный ток потребления в рабочем состоянии
составляет 20 мА при температуре 25°С.

4-6. Усилители VGA 355
Раздел 4-6
Усилители VGA
Усилители, управляемые напряжением
Многие монолитные усилители с коэффициентом усиления (VGA), управляемым
напряжением, используют общие методы, которые можно обобщенно класси¬
фицировать как транслинейные. Этот термин относится к схемам, функции
которых непосредственно зависят от хорошо предсказуемых свойств биполярных
транзисторов (BJT), особенно это относится к линейной зависимости транс-
кондуктивности от тока коллектора. Подобные схемы были открыты в 1967
году, в начале 70-х годов они начали появляться в коммерческих продуктах —
в основном это были точные широкополосные аналоговые умножители, делители
и усилители VGA, которые обязательно использовали принципы транслинейности.
Хотя эти методы достаточно хорошо изучены, для создания усилителей VGA,
которые обладали бы высокими характеристиками, необходимы специальные
технологии, а также необходимо учитывать большое количество достаточно тон¬
ких моментов. Например, микросхема AD8330 изготавливается на специальном
материале типа кремний-на-изоляторе, использует комплементарный биполяр¬
ный процесс и основывается на многолетнем опыте разработки множества пере¬
довых продуктов, в которых принципы транслинейности помогли обеспечить
беспрецедентный уровень функциональности. На рис. 4-32 показан типичный
пример подобной схемы, которая состоит из четырех транзисторов. Именно
такое решение, или близкие аналоги, является основой при создании большин¬
ства транслинейных умножителей, делителей и усилителей VGA. Основной идеей
здесь является следующее: во-первых, отношение между токами в левой и правой
паре транзисторов является постоянным, оно может быть представлено с помо¬
щью коэффициента модуляции х, который изменяется между -1 и +1. Во-вторых,
схема устроена таким образом, что входной сигнал модулирует фиксированный
ток коллектора (fixed tail current) Id с той целью, чтобы переменное значение х,
которое относится к левой паре транзисторов, было воспроизведено в правой па¬
ре. Благодаря этому при помощи модуляции фиксированного тока коллектора In
создается выходной сигнал. В-третьих, коэффициент усиления по току для дан¬
ного блока будет очень точно описываться соотношением G = In /Id для многих
порядков (decades) изменения тока смещения.
На практике, чтобы реализовать все возможности данной схемы, необходи¬
мо учитывать и многие другие факторы, однако основными остаются эти три
основных принципа. Изменяя In, мы получаем устройство, функционирующее
как двухквадратный аналоговый умножитель, который проявляет линейное по¬
ведение как по отношению к фактору модуляции сигнала х, так и по отношению
к току, который относится к числителю. С другой стороны, если изменять ток
Id, то мы получаем двухквадрантный аналоговый делитель, который обладает
гиперболической зависимостью усиления по отношению к входному коэффициен¬
ту х, управляемому током знаменателя. Микросхема AD8330 использует оба этих
режима. Однако, так как гиперболическая функция для коэффициента усиления

356 Глава 4- Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
обычно не настолько важна, как конфигурация, при которой коэффициент уси¬
ления (выраженный в децибелах) является линейной функцией от управляющего
входа, то добавлен специальный интерфейс, который позволяет использовать
возрастающее или уменьшающееся экспоненциальное управление током Id-
16	15	14	13
5	6	7	8
Рис. 4-33. Блок-
схема AD8330
Ядро VGA-усилителя в микросхеме AD8330 (рис. 4-33) представляет собой
намного более сложную версию блока, показанного на рис. 4-32. Ток, который
обозначен как Id, контролируется экспоненциальным образом (линейная зави-

4-6. Усилители VGA 357
GAT1
Рис. 4-34. Блок-схема Х-АМР®
симость в децибелах) с помощью интерфейса с коэффициентом усиления, ис¬
пользующего в качестве единиц децибелы. Этот интерфейс подключен к выводу
Vdbs и локальному общему выводу Cmgn- Диапазон регулирования коэффици¬
ента усиления (т. е. разница в децибелах между минимальным и максимальным
уровнем), который обеспечивается данной функцией управления, слегка превы¬
шает 50 дБ. Абсолютный коэффициент усиления, который представляет собой
отношение выходного и входного сигналов, зависит от импеданса источника
и импеданса нагрузки, а также определяется напряжением, которое подается
на второй вывод управления коэффициентом усиления (Vmag)-
Х-АМР®
Для большинства усилителей, в которых управление осуществляется с помощью
напряжения (ѴСА) и которые построены на основе аналоговых умножителей,
коэффициент усиления имеет линейную зависимость (в вольтах) от управляюще¬
го напряжения, однако здесь может быть заметно влияние шумов. Существует
потребность в ѴСА-усилителях, которые способны обеспечить как большой диа¬
пазон изменения коэффициента усиления, так и постоянство полосы пропускания
и фазы. Кроме этого, необходимо обеспечить низкий уровень шумов и функции
обработки сигналов, малые искажения и малое потребление, а также поддержи¬
вать точную, стабильную и линейную зависимость для коэффициента усиления,
выраженного в децибелах. Семейство Х-АМР® обеспечивает выполнение всех
этих требований при помощи уникального и элегантного решения (название пе¬
реводится как «экспоненциальный усилитель»).
Идея в данном случае достаточно проста: за усилителем с фиксированным
коэффициентом усиления следует пассивный широкополосный аттенюатор, ко¬
торый использует специальные методы для изменения коэффициента ослабления

358 Глава 4- Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
в зависимости от управляющего напряжения (см. рис. 4-34). Усилитель оптими¬
зирован для низкого уровня входных шумов, а для точного задания достаточно
высокого коэффициента усиления (30-40 дБ) и снижения уровня искажений ис¬
пользуется отрицательная обратная связь. Так как коэффициент усиления этого
усилителя имеет постоянное значение, то постоянными являются и характе¬
ристики по переменному напряжению и переходные характеристики, включая
уровень искажений и групповую задержку. Так как коэффициент усиления имеет
достаточно высокое значение, то сигнал на входе не должен превышать несколь¬
ких милливольт. Следовательно, усилитель всегда работает в диапазоне слабых
сигналов.
Аттенюатор представляет собой лестничную схему R-2R с 7 секциями (8
отводами). Отношение напряжений между всеми ближайшими отводами в точ¬
ности равно 2, т. е. составляет 6,02 дБ. Благодаря этому обеспечивается точ¬
ное линейное поведение по отношению к децибелам. Общее ослабление, которое
обеспечивает аттенюатор, составляет 42,14 дБ. Как будет показано далее, вход
усилителя может подключаться к любому из отводов, или же может использо¬
ваться интерполяция между отводами (при этом возникает лишь малая ошибка
отклонения, равная ±0,2 дБ). Общий коэффициент усиления может изменять¬
ся от фиксированного (максимального) значения до значения, которое будет
на 42,14 дБ меньше. Например, в микросхеме AD600 фиксированный коэффи¬
циент усиления имеет значение 41,07 дБ (коэффициент усиления по напряжению
— 113), при этом полный диапазон изменения будет составлять от —1,07 дБ до
+41,07 дБ. Коэффициент усиления связан с управляющим напряжением при по¬
мощи соотношения GdB = 32Vg + 20, где Vq выражается в вольтах.
Коэффициент усиления при Vq = 0 настраивается с помощью лазера, что
обеспечивает абсолютную точность в пределах ±0,2 дБ. Масштабирование ко¬
эффициента усиления производится при помощи размещенного на микросхеме
источника опорного напряжения на запрещенной зоне (который используется
обоими каналами), для которого также проводится лазерная подстройка с це¬
лью получить более высокую точность и обеспечить низкий температурный
коэффициент. На рис. 4-35 показывается зависимость коэффициента усиления
от дифференциального управляющего напряжения как для AD600, так и для
AD602.
Чтобы понять, как работает семейство Х-АМР®, рассмотрим упрощенную
диаграмму, которая показана на рис. 4-36. Заметим, что каждый из 8 отводов
подключен к входу одной из восьми биполярных дифференциальных пар, кото¬
рые используются как транскондуктивные каскады (gm) с управлением по току.
Другой вход для всех каскадов gm соединен с сетью обратной связи Rpj /Rf2,
которая определяет коэффициент усиления для усилителя. Когда ток смещения
эмиттера іе подается на одну из восьми пар транзисторов (методами, которые
здесь не показаны), то она становится входным каскадом для всего усилителя.
Когда ток іе подается на пару, которая располагается слева, то сигнальный
вход будет соединяться непосредственно с усилителем, при этом обеспечивается
максимальный коэффициент усиления. Искажения имеют очень низкий уровень
(даже при высоких частотах), что связано с тщательно продуманной архитек¬
турой с разомкнутой цепью обратной связи, характеристики которой затем

4-6. Усилители VGA 359
были улучшены с помощью использования обратной связи. Если теперь ток іе
неожиданно переключится на вторую пару, то общий коэффициент усиления
уменьшится приблизительно на 6,02 дБ. При этом сохранится низкий уровень
искажений, так как остается активным только один каскад gm.
В действительности ток смещения будет переходить с первой пары на вторую
постепенно. Когда ток іе будет поровну разделяться между каскадами, то ак¬
тивными будут являться оба каскада, и мы получаем операционный усилитель,
в котором за управление борются два каскада, один из которых обеспечивает
полный уровень сигнала, а второй — уровень в точности в два раза меньше.
Рис. 4-35. Передаточ¬
ная функция Х-АМР®
-800	-400	0	400	800
Управляющее напряжение Ѵе (мВ)
Выход!
(АЮР)
Рис. 4-36. Схема Х-АМР®
Анализ показывает, что в этом случае эффективный коэффициент усиления
будет уменьшаться не на 3 дБ, как можно было бы ожидать, а на 20 log 1,5, т.е.
на 3,52 дБ. Эта ошибка, если ее равномерно разделить на весь диапазон, создает
неравномерность коэффициента усиления, равную ±0,25 дБ. Однако схема ин-

360 Глава 4- Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
VPSI	VPSO	ENBL
Рис. 4-37. Блок-схема AD8367®
терполяции на самом деле создает токи смещения с гауссовым распределением,
таким образом, значительная часть тока іе всегда будет протекать через сосед¬
ние каскады. Это позволяет сгладить функцию зависимости для коэффициента
усиления и заметно уменьшает пульсации. По мере того как ток іе переходит все
дальше в правую сторону, общий коэффициент усиления будет пропорционально
уменьшаться.
Полный шум, приведенный к входу, в усилителях Х-АМР составляет 1,4 нВ/уТіт.
что лишь незначительно превышает тепловой шум резистора сопротивлением
100 Ом (который при температуре 25 °С равен 1,29 нВ/уТ^ц). Шум, приведен¬
ный к входу, остается постоянным независимо от конфигурации аттенюатора,
следовательно, шум на выходе также всегда имеет постоянный уровень и не за¬
висит от коэффициента усиления.
Микросхема AD8367 представляет собой высокопроизводительный VGA-уси-
литель с усилением 45 дБ и линейным управлением для коэффициента усиления,
выраженного в децибелах. Микросхема предназначена для работы в диапазоне
от низких частот до нескольких сотен мегагерц (рис. 4-37). В ней содержится
встроенный детектор, который используется для создания усилителя с автома¬
тической настройкой коэффициента усиления. Рабочий диапазон, равномерность
характеристик и точность при установке коэффициента усиления обеспечивают¬
ся благодаря использованию архитектуры Х-АМР®, разработанной компанией
Analog Devices. Данная архитектура представляет собой наиболее современное
решение из серии эффективных проприетарных достижений в области прило¬
жений с переменным коэффициентом усиления, которое по своим возможностям
значительно превосходит возможности конкурирующих технологий.
Входной сигнал подается на резистивную лестничную схему сопротивлением
200 Ом, в которой имеется 9 секций, каждая из которых обеспечивает ослабление
на 5 дБ. Полное ослабление составляет, таким образом, 45 дБ. При максимальном

4-6. Усилители VGA 361
коэффициенте усиления выбирается первый отвод, при уменьшении коэффициен¬
та усиления отвод плавно и непрерывно перемещается в сторону, обеспечиваю¬
щую более высокое ослабление. За аттенюатором следует усилитель с замкнутой
схемой обратной связи, который обеспечивает усиление на 42,5 дБ. Здесь дол¬
жен использоваться операционный усилитель, который обладает произведением
полосы пропускания на коэффициент усиления, равным 100 ГГц — и при этом
он должен сохранять очень высокую линейность даже при высоких частотах.
Для выходного сигнала значение точки пересечения третьего порядка (third or¬
der intercept) составляет +20 dBV при частоте 100 МГц (+27 dBm на 200 Ом),
измерения проводятся при размахе выходного напряжения 1Ѵр-р и при напря¬
жении питания Vs = 5 В. Аналоговый интерфейс, используемый для управления
коэффициентом усиления, очень прост в использовании. Он изменяется с шагом
20 мВ/дБ, при этом управляющее напряжение Vgain изменяется от 50 мВ при
—2,5 дБ до 950 мВ при +42,5 дБ. Существует и инверсный режим управления
коэффициентом усиления, он выбирается с помощью конфигурирования выво¬
дов микросхемы, в этом случае коэффициент усиления будет уменьшаться от
+42,5 дБ при Vgain = 50 мВ до —2,5 дБ при Vqain = 950 мВ. Инверсный
режим необходим в приложениях AGC (Автоматического управления коэффи¬
циентом усиления), которые также поддерживаются благодаря использованию
встроенного квадратичного детектора, рабочая точка которого выбрана таким
образом, чтобы регулировать уровень сигнала к значению 354 mBrms (неза¬
висимо от формы сигнала). Время усреднения для схемы устанавливается при
помощи одного внешнего конденсатора.
Усилители VGA с цифровым управлением
В некоторых случаях требуется осуществлять цифровое управление уровнем сиг¬
нала. Микросхема AD8370 представляет собой недорогой VGA-усилитель с ци¬
фровым управлением, который обеспечивает прецизионное управление коэффи¬
циентом усиления, высокое значение ІРЗ и низкий уровень шума (рис. 4-38).
Микросхема AD8370 обладает превосходными характеристиками по отношению
к искажениям и обеспечивает широкую полосу пропускания. Для приложений
с широким динамическим диапазоном входного сигнала AD8370 обеспечивает
возможность использования двух диапазонов для входного сигнала: благодаря
использованию режима с высоким коэффициентом усиления и режима с низ¬
ким коэффициентом усиления. Подстроечный транскондуктивный (Gm) каскад
с разрешением 7 бит обеспечивает диапазон изменения коэффициента усиления
в 28 дБ с разрешением менее чем 2 дБ, при разрешении менее чем 1 дБ обеспе¬
чивается диапазон изменения в 22 дБ.
Второй диапазон коэффициентов усиления, который использует значения на 17 дБ
больше по сравнению с первым, может использоваться для получения сигналов
с более высокими характеристиками в отношении шумов. Микросхема включа¬
ется с помощью подачи соответствующего логического уровня на вывод PWUP.
При переходе в режим пониженного потребления AD8370 потребляет менее чем
4 мА и при этом обеспечивает превосходную изоляцию между входом и выходом.
При переходе в режим пониженного потребления сохраняются все настройки для
коэффициента усиления.

362 Глава f. Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
ѴССІ	ѴССО ѴССО
ѴОСМ
ОСОМ
ОРНІ
OPLO
ОСОМ
Рис. 4-38. Блок-схема AD8370
Управление коэффициентом усиления в AD8370 осуществляется при помощи
последовательного интерфейса, по которому передается 8-разрядное значение
для коэффициента усиления. Самый старший бит (MSB) в переданном значении
определяет, какой именно из диапазонов для коэффициентов усиления будет ис¬
пользоваться, тогда как оставшиеся 7 бит настраивают коэффициент усиления
с точным линейным шагом изменения. Усилители с переменным коэффициентом
усиления (VGA) также обсуждались в главе 2 (разделы 2-3 и 2-14).
Ссылки: VGA-усилители
1.	В. Gilbert, «А Low Noise Wideband Variable-Gain Amplifier Using an Inter¬
polated Ladder Attenuator», IEEE ISSCC Technical Digest, 1991, pp. 280,
281, 330.
2.	B. Gilbert, «А Monolithic Microsystem for Analog Synthesis of Trigonometric
Functions and Their Inverses», IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. SC-17,
No. 6, December, 1982, pp. 1179 — 1191.
3.	Linear Design Seminar, Analog Devices, 1995, Section 3.
4.	E. Newman, «Х-amp, A New 45-dB, 500-MHz Variable-Gain Amplifier (VGA)
Simplifies Adaptive Receiver Designs», Analog Dialogue, Vol. 36, No. 1, Janu¬
ary- February, 2002.
5.	B. Gilbert and E. Nash, A 10.7 MHz, 120 dB Logarithmic Amp... An extract
from «Demodulating Logamps Bolster Wide-Dynamic-Range Measurements»,
Microwaves and RF, March, 1998.

4-7. Прямой цифровой синтез 363
6.	S. Bonadio and E. Newman, «Variable Gain Amplifiers Enable Cost Effective
IF Sampling Receiver Designs», Microwave Product Digest, October, 2003.
7.	E. Newman and S. Lee, «Linear-in-dB Variable Gain Amplifier Provides True
RMS Power nts», Wireless Design 2004.
8.	P. Halford and E. Nash, «Integrated VGA Aids Precise Gain Control», Mi¬
crowaves & RF, March, 2002.
Раздел 4-7
Прямой цифровой синтез
Синтезатор частоты генерирует сигналы с различными частотами на основании
одной или нескольких опорных частот. Подобные устройства использовачись
на протяжении многих десятилетий, особенно в телекоммуникационных систе¬
мах. Большинство из них основано на переключении и смешивании сигналов от
набора кварцевых генераторов. Другие устройства могли использовать такие
методы, как генераторы на основе петли фазовой автоматической подстройки
частоты (ФАПЧ, PLL). Все связанные с этим вопросы мы и будем обсуждать
в следующем разделе.
Прямой цифровой синтез (DDS)
Вместе с ростом применения цифровых методов в измерительных и телекомму¬
никационных системах возник метод генерации различных частот из источника
опорной частоты, который использовал методы цифрового управления. Этот
метод получил название прямого цифрового синтеза (DDS), базовая архитек¬
тура подобного устройства показана на рис. 4-39. В этой упрощенной модели
стабильный источник тактовых сигналов управляет программируемой памятью
PROM (programmable read-only memory), в которой хранятся один или более
целых циклов периода волны синусоидального сигнала (или же сигнала произ¬
вольной формы, сейчас это не имеет значения). По мере того как указатель
адреса перемещается по каждой из ячеек памяти, из выбранной ячейки памяти
извлекается цифровое значение амплитуды сигнала и это значение передается
в цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП), на выходе которого мы уже полу¬
чаем аналоговый сигнал. Спектральная чистота аналогового сигнала, который
мы получаем на выходе из устройства, в основном определяется характеристи¬
ками ЦАП. Основным источником фазового шума является опорный тактовый
сигнал.
Так как система прямого цифрового синтеза является системой с дискрети¬
зацией, то необходимо учесть все связанные с этим моменты: шум квантова¬
ния, алиасинг, фильтрацию и так далее. Например, содержащиеся в выходном
сигнале ЦАП гармоники высокой частоты могут проникать обратно в полосу
пропускания Найквиста, после чего эти сигналы уже невозможно удалить при

364 Глава 4- Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
помощи фильтрации. В отличие от этого, гармоники высокой частоты в выход¬
ном сигнале синтезаторов на основе PLL можно удалить с помощью фильтрации.
Существуют и другие особенности, о которых мы поговорим чуть позже.
Основной проблемой для подобной простой системы цифрового синтеза явля¬
ется то, что частота выходного сигнала может быть изменена только лишь при
помощи изменения опорной частоты или же при помощи перепрограммирования
PROM-памяти, что делает подобные устройства недостаточно универсальными
и удобными. В используемых на практике DDS-устройствах данная проблема
решается с помощью использования более гибкого и эффективного аппаратного
решения, которое называется NCO (numerically controlled oscillator) — генератор
с цифровым управлением. Блок-схема подобной системы показана на рис. 4-40.
Рис. 4-39. Базовая схема системы прямого цифрового синтеза (частоты)
Аккумулятор значения фазы
Рис. 4-40. Универсальное DDS-устройство
Основным компонентом такой системы является фазовый аккумулятор (phase
accumulator, аккумулятор значения фазы), значение которого обновляется на ка-

4-7. Прямой цифровой синтез 365
п
Количество точек
8
256
12
4096
16
65535
20
1048576
24
16777216
28
268435456
32
4294967296
48
281474976710656
Рис. 4-41. Окружность цифровой фазы
ждом цикле тактового сигнала (рис. 4-41). Каждый раз при таком обновлении к
значению, которое хранится в фазовом аккумуляторе, добавляется значение М,
которое хранится в регистре приращения фазы (delta phase register). Предполо¬
жим, что в регистре приращения фазы хранится значение 00.. .01, а начальное
значение фазового аккумулятора равно 00... 00. На каждом цикле тактового
сигнала к фазовому аккумулятору будет прибавляться значение 00... 01. Если
аккумулятор имеет разрядность 32 бита, то для того, чтобы значение фазового
аккумулятора стало бы вновь равно 00... 00, потребуется 232 циклов тактового
сигнала (более 4 миллиардов), после чего цикл повторяется вновь.
После этого для значения фазового аккумулятора уменьшается разрядность
(отбрасываются младшие биты) и полученное число служит в качестве адреса
при обращении к таблице, в которой хранятся значения синуса (или косинуса).
Каждый такой адрес соответствует значению фазы для синусоиды, диапазон
изменения составляет от 0° до 360°.
Таблица содержит информацию о соответствующем цифровом значении ам¬
плитуды для одного полного периода синусоиды. В действительности необходи¬
мо сохранять информацию только для диапазона от 0° до 90°, так как старшие
два бита содержат информацию о квадранте, в котором находится точка. Таким
образом, подобная таблица позволяет отобразить информацию о фазе, которая
хранится в фазовом аккумуляторе, на цифровое значение амплитуды, которое,
в свою очередь, подается на цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП).
Рассмотрим случай, когда п = 32 и М = 1. До того как значение фазового
аккумулятора достигнет максимально возможного и обратится в ноль (перепол¬
нение аккумулятора), фаза пройдет через каждое из 232 возможных значений.
Частота соответствующего синусоидального сигнала будет равна частоте вход¬
ного тактового сигнала, деленной на 232. Если М = 2, то переполнение произой¬
дет в два раза быстрее, т. е. частота увеличивается в два раза. В общем виде
данный эффект можно описать следующим образом.

366 Глава 4- Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
Для фазового аккумулятора с разрядностью п (в используемых на практике
DDS-устройствах п изменяется от 24 до 32) существует 2П возможных точек для
фазы. Цифровое значение М, которое хранится в регистре приращения фазы,
определяет, насколько значение фазового аккумулятора будет увеличиваться при
каждом цикле тактового сигнала. Если fc — это частота тактового сигнала,
то частота полученного на выходе синусоидального сигнала будет определяться
следующей формулой:
fo =
M fc
2n '
(4-8)
Данное уравнение известно как «уравнение настройки» DDS (tuning equation).
Заметим, что разрешение такой системы по частоте составляет fc/2n. Если п =
= 32, то разрешение будет менее чем 1, деленная на 4 миллиарда! В используемых
на практике системах DDS не все биты фазового аккумулятора передаются в та¬
блицу со значениями синуса, младшие биты отбрасываются и остаются только
старшие биты (13-15 MSB). Это позволяет уменьшить размер таблицы и в то же
время никак не влияет на разрешение по частоте. Отбрасывание младших бит
фазового аккумулятора лишь добавляет малое, вполне приемлемое значение к
уровню фазовых шумов в выходном сигнале.
Разрядность ЦАП обычно на 2-4 бита меньше, чем ширина таблицы со зна¬
чениями синуса. Даже при использовании идеального N-разрядного ЦАП к вы¬
ходному сигналу будет добавляться шум квантования. На рис. 4-42 показан рас¬
считанный спектр выходного сигнала для системы, которая использует 32-раз-
рядный фазовый аккумулятор, после чего разрядность фазы уменьшается до
15 бит и это значение подается на идеальный 12-разрядный ЦАП. Значение М
выбирается таким образом, чтобы частота выходного сигнала немного отли¬
чалась (смещение на 0,25) относительно частоты тактового сигнала. Заметим,
что паразитные помехи, вызванные уменьшением разрядности фазы и конеч¬
ным разрешением ЦАП, имеют уровень на 90 дБ ниже, чем полная амплитуда
выходного сигнала. Эти значения намного превышают возможности наиболее
распространенных коммерческих 12-разрядных ЦАП, и его вполне достаточно
для большинства приложений.
Описанная выше структура системы DDS отличается высокой универсально¬
стью и при этом обеспечивает высокое разрешение. Частота может изменяться
мгновенно за счет изменения регистра М, при этом не возникает разрывов фазы.
Однако в практических условиях требуется сначала загрузить в DDS-устройство
по последовательному или параллельному интерфейсу новое значение в регистр
внутреннего буфера, соединенному с регистром М, который уже выдает значе¬
ние по параллельному интерфейсу. Это делается с целью уменьшить количество
выводов в корпусе микросхемы. После того как в буферный регистр загружа¬
ется новое цифровое слово, подается тактовый сигнал на регистр приращения
фазы и все биты параллельного выходного значения изменяются одновременно.
Количество циклов тактового сигнала, которые необходимы для загрузки ново¬
го значения в буферный регистр, определяют максимальную скорость, с которой
может изменяться частота выходного сигнала.

4-7. Прямой цифровой синтез 367
О
-20
-40
-60
-80
-100
-120
Нормализованная частота (/qut^clk)
Рис. 4-42. Рассчитанный спектр выходного сигнала свидетельствует о том, что мы имеем
значение SFDR, равное 90 дБ, при использовании 12-разрядного ЦАП и уменьшения до
15-разрядности фазы
Влияние алиасинга в DDS- системах
Для диапазона частот выходного сигнала, который можно генерировать при по¬
мощи подобной простой DDS-системы, существует одно важное ограничение.
Критерий Найквиста говорит о том, что частота тактового сигнала (частота
дискретизации) должна по крайней мере в два раза превышать частоту выход¬
ного сигнала. Практические соображения заставляют ограничивать наибольшую
действительную частоту выходного сигнала значением, которое примерно равно
1/3 от частоты тактового сигнала. На рис. 4-43 показан выход ЦАП в DDS-си-
стеме, где частота выходного сигнала равна 30 МГц, а частота тактового сиг¬
нала — 100 МГц. Для удаления нижней зеркальной частоты (100 — 30 = 70 МГц)
после ЦАП устанавливается антиалиасинговый фильтр (см. рис. 4-43).
Заметим, что амплитудная характеристика для выхода ЦАП (до фильтрации)
соответствует зависимости sin(x)/x, а нули соответствуют значению тактовой
частоты и кратным ей значениям. Точное выражение для амплитуды нормали¬
зованного выходного сигнала АЦо) дается следующей формулой:
fc
где fo — частота выходного сигнала, fc — тактовая частота.
Такой спад амплитудно-частотной характеристики связан с тем, что выход¬
ной сигнал ЦАП представляет собой не последовательность импульсов с нулевой
шириной (как в идеальном устройстве), а последовательность прямоугольных
импульсов, чья ширина обратно пропорциональна скорости обновления сигнала.

368 Глава 4- Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
Рис. 4-43. Эффект алиасинга в DDS-системе
Амплитуда значения sin(x)/x на частоте Найквиста (половина скорости обно¬
вления сигнала ЦАП) уменьшается на 3,92 дБ. В практических условиях с помо¬
щью реконструирующего (антиалиасингового) фильтра удается компенсировать
это падение и обеспечить относительное постоянство амплитудно-частотной ха¬
рактеристики до частоты, примерно соответствующей максимальной выходной
частоте ЦАП (которая составляет примерно 1/3 от скорости обновления).
Другой важной особенностью, которая отличает DDS-системы от систем
на основе PLL, является то, что гармоники высокой частоты от фундаменталь¬
ной частоты выходного сигнала будут проникать в полосу основного сигнала
под влиянием эффекта алиасинга. Эти гармоники нельзя удалить при помощи
антиалиасингового фильтра. Например, если частота тактового сигнала равна
100 МГц, а частота выходного сигнала составляет 30 МГц, то вторая гармоника
для выходного сигнала будет возникать на частоте 60 МГц (вне полосы сигнала).
Однако также вторая гармоника будет возникать и на частоте 100 — 60 = 40 МГц
(компонент, вызванный эффектом алиасинга). Аналогично, третья гармоника
(которой соответствует частота 90 МГц) будет возникать в основной полосе
сигнала на частоте 100 — 90 = 10 МГц, а четвертая гармоника — на частоте
120 — 100 = 20 МГц. Гармоники более высокого порядка также будут попадать
в полосу Найквиста (от 0 Гц до частоты fc/2). Положение первых четырех гар¬
моник показано на рис. 4-43.
Использование DDS-систем в качестве драйверов
тактовых сигналов для АЦП
Микросхемы прямого цифрового синтеза, такие как AD9850, обеспечивают пре¬
восходный метод создания тактовых сигналов для АЦП, особенно в тех случаях,

4-7. Прямой цифровой синтез 369
Рис. 4-44. Использование DDS-системы в качестве драйвера тактовых
сигналов для АЦП
когда частота дискретизации АЦП должна задаваться программно, а также
должна быть синхронизована с тактовым сигналом, используемым в системе (см.
рис. 4-44). Ток Iout на выходе (true) ЦАП подается на фильтр низкой частоты
(200 Ом, 42 МГц), который терминирован как на стороне входного сигнала, так
и на стороне нагрузки. Таким образом, он представляет собой эквивалентную
нагрузку в 100 Ом. Этот фильтр служит для удаления паразитных составля¬
ющих, чья частота превышает 42 МГц. После прохождения фильтра выходной
сигнал поступает на один из входов встроенного в AD9850 компаратора. Дру¬
гой, дополнительный выход ЦАП соединен с нагрузкой 100 Ом. Между двумя
выходами также располагается делитель из двух резисторов с сопротивлением
100 кОм, которые обеспечивают развязку и создают опорное напряжение для
встроенного компаратора.
Сигнал с выхода компаратора обладает временем нарастания/спада, равным
2 нс, и представляет собой последовательность прямоугольных импульсов, со¬
вместимых с уровнями TTL/CMOS. Среднеквадратичное значение дрожания
фронтов (джиттера) для данного сигнала не превышает 20 пс. При необходи¬
мости можно использовать как обычные, так и инвертированные сигналы.
На схеме, которая показана на рис. 4-44, полное среднеквадратичное зна¬
чение джиттера при частоте тактового сигнала для АЦП, равной 40 MSPS,
будет составлять 50 пс. Это необходимо учитывать в приложениях с широким
динамическим диапазоном сигнала, так как джиттер приводит к ухудшению
соотношения сигнал-шум (SNR).
Амплитудная модуляция в DDS-системах
Для выполнения амплитудной модуляции в системах прямого цифрового син¬
теза необходимо поместить цифровой умножитель между таблицей значений
синуса и входом ЦАП, как это показано на рис. 4-45. Другим способом для

370 Глава 4- Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
модулирования амплитуды ЦАП является изменение опорного напряжения для
цифро-аналогового преобразователя. В случае AD9850, полоса пропускания для
усилителя, который управляет встроенным источником опорного напряжения,
составляет 1 МГц. Этот метод может применяться для сравнительно небольших
изменений амплитуды, чтобы выходной сигнал не превышал указанного в спе¬
цификациях уровня в +1 В.
fc
Рис. 4-45.
Амплитудная
модуляция
в DDS-системе
Рассмотрение для DDS-систем диапазона, свободного
от паразитных помех
Во многих приложениях, где используются DDS-системы, основное значение уде¬
ляется спектральной чистоте выходного сигнала ЦАП. К сожалению, измерение,
предсказание и анализ подобных характеристик осложняются несколькими свя¬
занными между собой факторами.
Даже при использовании идеального N-разрядного ЦАП он все равно будет
создавать гармоники в системе прямого цифрового синтеза. Амплитуда этих
гармоник в большой степени зависит от соотношения между частотой выходно¬
го сигнала и частотой тактового сигнала. Это связано с тем, что спектральный
состав шумов квантования ЦАП будет изменяться при изменении соотноше¬
ния между этими частотами, хотя теоретическое среднеквадратичное значение
этих шумов будет продолжать оставаться равным q/12 (где q — значение наи¬
меньшего значащего бита, LSB). Для DDS-систем несправедливо предположение,
что шум квантования представляет собой белый шум, который равномерно рас¬
пределен по диапазону частот Найквиста. Такое допущение более относится к
системам на основе АЦП, где аналого-цифровой преобразователь добавляет к
сигналу некоторый шум, который «разбавляет» или делает более случайными
ошибки квантования (однако и в этом случае будет присутствовать определен¬
ная корреляция). Например, если частота сигнала на выходе ЦАП установлена
в точности равной полному делителю для тактовой частоты, то шум квантова¬
ния будет концентрироваться на частотах, кратных частоте выходного сигнала
(т. е. будет сильно зависеть от самого сигнала). Если частота выходного сигнала
немного изменит свое значение, то шум квантования будет выглядеть более слу¬
чайным, что приведет к улучшению такого параметра, как диапазон, свободный
от паразитных помех (SFDR, spurious free dynamic range).

4-7. Прямой цифровой синтез 371
fc/f0 = 32
fc/f0 = 32,25196850394
0
-10
-20
-30
-40
-50
-60
-70
-80
-90
-100
-110
-120

	1	1 1 г
—
—
—
1
Пі
1 ill 1 1
1ІІІІ М Ii i! Ji Ilii 1 i
i ii i_k
ll_i j_U iLii
і
1
ІМШШІШшй!
lilii
І1ШІ
О	500	1000	1500	2000	0	500	1000	1500	2000
Рис. 4-46. Влияние соотношения между частотами тактового сигнала и выходного сигнала
на теоретическое значение SFDR для 12-разрядного ЦАП (преобразование Фурье, 4096
точек)
Это иллюстрируется при помощи рис. 4-46, где показаны результаты вычи¬
сления преобразования Фурье (FFT) на 4096 (4К) точек для данных, которые
были получены от 12-разрядного ЦАП. На левом рисунке отношение между ча¬
стотой тактового сигнала и частотой выходного сигнала было установлено в точ¬
ности равным 1/32 (128 циклов синусоиды в длине записи FFT), что дает для
SFDR значение, примерно равное 78 dBc.
На рисунке, который показан в правой части, соотношение между частота¬
ми изменено до 32,25196850394 (127 циклов синусоиды в общей длине записи
FFT), после чего эффективное значение SFDR увеличилось до 92 dBc. Итак, не¬
значительно изменив соотношение частот, мы смогли изменить значение SFDR
на 14 дБ.
Таким образом, наиболее оптимальные значения SFDR можно получить, ес¬
ли тщательно выбирать частоты для тактового и выходного сигнала. Однако
для некоторых систем это невозможно осуществить. В системах на основе АЦП
добавление шумов с небольшим уровнем к входному сигналу позволяет сделать
более случайным распределение ошибок квантования и позволяет уменьшить их
проявление в выходном сигнале. Аналогичным образом можно действовать и
в системах прямого цифрового синтеза, как показано на рис. 4-47 (ссылка [5]).
Сигнал с выхода генератора псевдослучайного шума добавляется к цифрово¬
му значению, которое представляет собой амплитуду синусоиды, и после этого
полученный результат передается ЦАП. Амплитуда цифрового шума устанавли¬
вается равной примерно половине LSB. Это позволяет выполнить процесс ран¬
домизации, при этом слегка увеличивается уровень шумов в выходном сигнале.
Однако в большинстве DDS-приложений существует достаточная свобода выбо¬
ра между различными соотношениями частот, так что процедура рандомизации
здесь не является необходимой.

372 Глава Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
Рис. 4-47. Добавление цифрового псевдослучайного сигнала в DDS-систему с целью придать
более случайный характер шуму квантования и улучшить значение SFDR
Ссылки: прямой цифровой синтез
1.	«Ask the Application Engineer—33: All About Direct Digital Synthesis», Ana¬
log Dialogue, Vol. 38, August, 2004.
2.	«Innovative Mixed-Signal Chipset Targets Hybrid-Fiber Coaxial Cable Modems»,
Analog Dialogue, Vol. 31, No. 3, 1997.
3.	«Single-Chip Direct Digital Synthesis vs. the Analog PLL», Analog Dialogue,
Vol. 30, No. 3, 1996.
4.	V. Kroupa (Ed.), Direct Digital Frequency Synthesizers, Wiley-IEEE Press,
1998.
5.	D. Brandon, DDS Design, Analog Devices, Inc.
6.	Jitter Reduction in DDS Clock Generator Systems Copyright ©. Analog De¬
vices, Inc.
7.	A Technical Tutorial on Digital Signal Synthesis Copyright © 1999 Analog
Devices, Inc.
Раздел 4-8
ФАПЧ (PLL)
Системы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ, PLL) представляют собой
схемы с обратной связью, которые состоят из генератора, управляемого напря¬
жением (ѴСО) и фазового компаратора, которые включаются таким образом,
что генератор поддерживает постоянный угол фазы по отношению к опорно¬
му сигналу. ФАПЧ может использоваться, например, для создания выходного

4-8. ФАПЧ (PLL) 373
сигнала со стабильной частотой из низкочастотного сигнала фиксированной ча¬
стоты. В целях анализа схема ФАПЧ может быть представлена как система с от¬
рицательной обратной связью, в которой имеется компонент, обеспечивающий
усиление при прохождении сигнала в прямом направлении, а также компонент,
реализующий цепь обратной связи. На рис. 4-48 показана упрощенная блок-схема
для такой системы с отрицательной обратной связью, в которой в качестве сиг¬
нала используется напряжение.
Рис. 4-48. Стандартная модель систе-
мы управления с отрицательной обрат¬
ной связью
В ФАПЧ сигнал рассогласования от фазового компаратора пропорциона¬
лен разности фаз между сигналом на входе и сигналом в цепи обратной связи.
Среднее значение сигнала на выходе фазового детектора будет оставаться по¬
стоянным в том случае, если входной сигнал и сигнал в цепи обратной связи
будут иметь одинаковую частоту. Здесь можно использовать обычные уравне¬
ния, которые относятся к системам с отрицательной обратной связью.
Коэффициент усиления для проходящего сигнала = G(s).
S = jw = j27rf.
Коэффициент усиления с замкнутой обратной связью =
G(s)
1 + G(s)H(s)'
Коэффициент усиления схемы = G(s) х H(s).
(4-10)
(4-11)
(4-12)
(4-13)
Так как схема выполняет интегрирование, то при низких частотах коэффи¬
циент усиления в стационарном состоянии G(s) будет иметь высокое значение,
при этом:
	Ѵо	 = I
ѴьКУ с замкнутой обратной связью Н
(4-14)
К компонентам ФАПЧ, которые определяют значение коэффициента усиле¬
ния, относятся (рис. 4-49):
1.	Фазовый детектор (PD) и насос заряда (СР).
2.	Фильтр схемы, который обладает передаточной функцией Z(s).
3.	Генератор, управляемый напряжением (ѴСО), чувствительность которого
выражается как КѴ/s.
4.	Делитель в цепи обратной связи, 1/N.

374 Глава 4- Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
Детектор
рассогласования
(ошибки)
Петлевой
фильтр
Z(s)
ѴСО
Kv/s
1/N
Делитель
в цепи обратной
связи
Рис. 4-49. Базовая схема фазовой автоподстройки частоты
Если в качестве фазового детектора используется линейный элемент, такой
как четырехквадрантный умножитель, а в качестве контурного фильтра и ГУН
также используются аналоговые элементы, то такая схема носит название ана¬
логовой или линейной системы ФАПЧ (linear PLL, LPLL). Если же используется
цифровой фазовый детектор (вентиль с «исключающим или» (EXOR) или триг¬
гер J-K), а все остальные компоненты остаются теми же, то система будет
носить название цифровой системы ФАПЧ (DPLL, digital PLL). Когда в схеме
PLL используются исключительно цифровые компоненты, то такая схема будет
носить название полностью цифровой системы ФАПЧ (all-digital PLL, ADPLL).
В коммерческих микросхемах ФАПЧ фазовый детектор вместе с насосом за¬
ряда (СР) образуют блок обнаружения рассогласования. Если F0 = NFref, то де¬
тектор рассогласования будет выдавать импульсы тока (source/sink) на контур¬
ный фильтр низкой частоты. При прохождении через фильтр импульсы тока
сглаживаются и преобразуются в напряжение, которое подается на вход ГУН
(ѴСО). После этого частота на выходе ГУН (ѴСО) будет уменьшаться или
увеличиваться на значение Кѵ х АѴ, где Кѵ — это чувствительность ГУН, вы¬
раженная в МГц/В, а АѴ — это изменение напряжения на входе ГУН. Этот
процесс будет продолжаться до тех пор, пока значение e(s) не обратится в ноль,
тогда схема фазовой автоподстройки частоты считается синхронизированной.
Таким образом, ГУН и насос заряда вместе работают в качестве интеграто¬
ра, пытаясь с помощью увеличения или уменьшения частоты выходного сигнала
получить такое значение частоты, при котором входной сигнал (который посту¬
пает от фазового детектора) обращается в ноль.
Общая передаточная функция (CLG, close loop gain — коэффициент усиле¬
ния для схемы с замкнутой обратной связью) для ФАПЧ может быть получена
с помощью приведенного выше выражения, относящегося к системам с отрица¬
тельной обратной связью:
Когда значение GH значительно превышает 1, то можно сказать, что пере¬
даточная функция в системе с замкнутой обратной связью превращается в N и
мы получаем:
Fo
КУ в прямом направлении
(4-15)
Fref
1 + КУ схемы

4-8. ФАПЧ (PLL) 375
F0ut = N x Fref
Контурный фильтр является фильтром низ¬
кой частоты, обычно он имеет один полюс и
один ноль. Переходные характеристики схемы
определяются следующими параметрами:
1.	Значениями для полюса и нуля.
2.	Параметрами насоса заряда.
3.	Чувствительностью ГУН.
4.	Коэффициентом схемы обратной связи, N.
Все эти параметры необходимо учиты¬
вать при проектировании контурного фильтра.
В дополнение к этому, при разработке филь¬
тра необходимо обеспечить его стабильность
(обычно рекомендуется использовать для запа¬
са устойчивости по фазе значение, равное 90°).
Полосой пропускания фильтра обычно считает¬
ся такая частота, при которой уровень сигнала
опускается на 3 дБ. Большие значения поло¬
сы пропускания обеспечивают очень хорошие
переходные характеристики и быстрое время отклика. Однако это не всегда при¬
носит пользу, так как необходимо при этом соблюдать баланс между быстрыми
переходными характеристиками и ослаблением паразитных составляющих, при¬
сутствующих во входном сигнале.
Основные модули, используемые при создании
синтезатора ФАПЧ
Синтезатор ФАПЧ можно рассматривать как устройство, состоящее из несколь¬
ких основных строительных блоков. Мы уже вкратце рассматривали эти блоки,
и теперь следует изучить их более внимательно:
фазово-частотный детектор (PFD),
счетчик для опорного сигнала (R),
счетчик в цепи обратной связи (N).
Основным элементом синтезатора является фазовый детектор — PFD. Его
задачей является сравнение сигнала опорной частоты и сигнала на выходе ГУН,
который подается при помощи цепи обратной связи. Полученный в результа¬
те сигнал рассогласования затем подается на вход контурного фильтра и ГУН.
В цифровых системах ФАПЧ фазовый детектор является компонентом цифро¬
вой логики.
При создании фазового детектора обычно используют один из следующих
трех компонентов:
(4-16)
Напряжение на входе ГУН (В)
Рис. 4-50. Передаточная функция
ГУН

376 Глава 4. Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
вентиль EXOR,
регистр J-K,
цифровой фазово-частотный детектор (PFD).
Здесь мы будем рассматривать только фазово-частотный детектор, который
используется в семействах микросхем ADF411X и ADF421X. Его особенностью
является то, что в отличие от вентилей EXOR и регистров J-K сигнал на вы¬
ходе этого фазово-частотного детектора зависит как от разности частот, так
и от разности фаз между двумя входными сигналами (при работе в состоянии,
когда не достигнута синхронизация). Один из вариантов реализации фазово-ча¬
стотного детектора, в котором используются два регистра типа D, показан на
рис. 4-51. Один из выходов Q является источником положительного тока, тогда
как другой выход Q является источником отрицательного тока. Предполагая,
что D-регистры срабатывают по переднему фронту тактового сигнала, мы бу¬
дем иметь следующие состояния (Ql, Q2):
V+
Q
*> Р1
■о OUT
«	N1
О
V- (0V)
Рис. 4-51. Типич¬
ная схема фазово-ча¬
стотного детектора
на основе регистров
D-типа
11 — оба выхода имеют высокий уровень, это состояние снимается при помо¬
щи вентиля AND (И), выход которого подключается к входам сброса CLR
обоих регистров,
00	как Р1, так и N1 находятся в отключенном состоянии, и выход OUT
находится в состоянии с высоким импедансом,
10 — Р1 включен, N1 выключен, сигнал на выходе равен V+,
01	— Р1 выключен, N1 включен, сигнал на выходе равен V—.

4-8. ФАПЧ (PLL) 377
Рассмотрим поведение этой схемы, когда система не находится в состоянии
синхронизации, а частота на входе +IN намного превышает частоту на входе
—N, как это показано на рис. 4-52.
Рис. 4-52. Сигналы на входе фазово¬
частотного детектора, рассогласование
по частоте и фазовая синхронизация
«лпллдлдлллл.
-IN
outJ U 11
Так как частота сигнала на входе 4-IN намного превосходит частоту сигнала
на входе -IN, то сигнал на выходе большую часть времени будет иметь высокий
уровень. Первый передний (нарастающий) фронт сигнала на входе +IN уста¬
навливает на выходе высокий уровень, этот уровень сохраняется до появления
первого переднего фронта на входе —IN. На практике это означает, что сигнал
на выходе будет иметь повышенный уровень, после попадания на вход ГУН он
будет заставлять увеличиваться частоту на входе —IN. Это именно то, чего мы
добивались. Если бы частота на входе +IN была намного ниже, чем частота
на входе +IN, то мы наблюдали бы обратную картину. Сигнал на выходе OUT
принимал бы пониженный уровень, что заставляло бы ГУН смещаться в обрат¬
ном направлении, при этом частота на входе —IN приближалась бы к частоте
на входе +IN, и это приводило бы к установлению синхронизации между дву¬
мя сигналами. На рис. 4-53 показаны формы сигналов, когда частоты на обоих
входах синхронизированы и также почти достигнута фазовая синхронизация.
Рис. 4-53. Сигналы на входе фазово¬
частотного детектора: синхронизация
по частоте, рассогласование по фазе
«ллшшллшшя.
-«лпплппшишл
«-JUUUULUUUUUL
Так как фронт сигнала на входе +IN предшествует фронту на входе —IN,
то сигнал на выходе будет представлять собой последовательность импульсов по¬
ложительного тока. Эти импульсы будут воздействовать на ГУН таким образом,
что сигнал на входе —IN будет иметь одинаковую фазу с сигналом на входе +IN.
Когда происходит подобное, то если бы отсутствовал элемент задержки меж¬
ду U3 и входами сброса (CLR) триггеров U1 и U2, то выходной сигнал мог бы
оказаться в состоянии с высоким импедансом, при этом не создавались бы им¬
пульсы тока с отрицательной или положительной полярностью. Это не совсем
хорошая ситуация. Сигнал ГУН будет дрейфовать, и при этом может возникнуть
значительное рассогласование по фазе, что вновь приведет к появлению отрица¬
тельных или положительных импульсов тока. Если такой процесс повторяется

378 Глава 4- Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
оит
OUT
FOUT
FOUT
- F REF X N/R
= F, xN
= (Fref/R) x N
= (FREF) x (N/R)
Рис. 4-54. Использование счетчика для опорной частоты (reference counter) в синтезаторе
ФАПЧ
в течение достаточно долгого периода времени, то эффект будет таким, что
сигнал на выходе насоса заряда (СР) будет модулироваться сигналом, который
является субгармоникой частоты сигнала, подаваемого на опорный вход фазово¬
частотного детектора. Так, если частота такого сигнала может быть достаточ¬
но низкой, то он не будет подавляться контурным фильтром, и в результате
будут возникать заметные паразитные составляющие в спектре выходного сиг¬
нала ГУН. Такой эффект получил название «эффект люфта» (backlash effect).
Элемент задержки, который устанавливается между выходом U3 и входами сбро¬
са триггеров U1 и U2, позволяет гарантировать, что данный эффект возникать
не будет. Благодаря использованию элемента задержки, даже в том случае, ко¬
гда сигналы на входах +IN и —IN имеют в точности одинаковую фазу, на выходе
насоса заряда в любом случае будут генерироваться импульсы тока. Продолжи¬
тельность задержки равна задержке сигнала, которая создается на выходе U3,
эта величина носит название «ширина антилюфтового импульса» (antibacklash
pulse width).
Опорный счетчик (Reference counter)
В классической схеме синтезатора частоты типа Integer-N (с целым значением N)
разрешение при настройке выходной частоты определяется опорной частотой,
которая подается на фазовый детектор. Например, если необходимо обеспе¬
чить шаг по частоте, равный 200 кГц (как в мобильных телефонах стандарта
GSM), то опорная частота должна равняться 200 кГц. Однако достаточно тяжело
создать стабильный источник с частотой 200 кГц. Достаточно разумным выгля¬
дит подход, когда берется стабильный высокочастотный кварцевый генератор
и его частота делится на определенное число. Например, мы можем получить
требуемое разрешение по частоте, если будем использовать опорный источник
на 10 МГц, частота которого будет уменьшаться в 50 раз. Такой подход иллю¬
стрируется на рис. 4-54.
Счетчик обратной связи N (feedback counter)
Счетчик N, который также называют делителем на N, представляет собой про¬
граммируемый элемент, который устанавливает соотношение между входной и
выходной частотой ФАПЧ. Со временем сложность схемы для счетчика N только
увеличивается. В дополнение к непосредственной реализации счетчика N здесь

4-8. ФАПЧ (PLL) 379
Fqut ~Fref x NP/R
F0UT — F1 X N x P
FQyT = (Frep/R) x N x P
Fout = (Fref) x (NP/R)
Рис. 4-55. Базовая схема предварительного делителя
также может использоваться предварительный делитель (prescaler), который мо¬
жет выполнять арифметические операции деления с двумя модулями.
Подобная структура была разработана для решения проблемы, свойственной
всем схемам, в которой используется базовый принцип деления на N, а полу¬
чаемый сигнал используется как входной сигнал для фазового детектора. Эта
проблема возникает тогда, когда необходимо получить на выходе сигнал с очень
высокой частотой. Например, пусть нам необходимо получить сигнал с частотой
900 МГц и при этом обеспечить шаг настройки, равный 10 кГц. Мы можем ис¬
пользовать опорный источник с частотой 10 МГц, и установить для делителя R
значение, равное 1000. Тогда для счетчика N в цепи обратной связи необходимо
установить значение, равное примерно 90000. Это означает, что нам понадо¬
бится создать счетчик с разрядностью 17 бит, который способен работать при
частоте 900 МГц.
Чтобы иметь возможность работать в таком диапазоне, имеет смысл устано¬
вить перед программируемым счетчиком элемент, который является счетчиком
с фиксированным. Этот элемент позволяет уменьшить высокую частоту, ко¬
торую имеет входной сигнал, до значений, при которых способны работать
стандартные CMOS-выхода. Такой счетчик получил название предварительного
делителя (prescaler), и его схема показана на рис. 4-55.
Однако использование стандартной схемы предварительного делителя при¬
водит к возникновению определенных сложностей. Это связано с уменьшением
разрешения системы (Fi x Р). Данную проблему можно решить с помощью пред¬
варительного делителя, который выполняет деление по двум модулям (рис. 4-56).
Такая схема обладает всеми преимуществами стандартного предварительного
делителя, однако помогает сохранить разрешение системы. Предварительный
делитель с делением по двум модулям представляет собой делитель, в котором
соотношение при делении может переключаться с одного значения на другое при
помощи внешней схемы управления. Используя предварительный делитель с де¬
лением по двум модулям на основе счетчиков А и В, мы получаем возможность
сохранить разрешение при настройке выходной частоты Fі.
При этом необходимо, чтобы выполнялись следующие условия:
1.	Если счетчики не достигли нуля, то сигналы на их выходе должны иметь
высокий уровень.
2.	В тот момент, когда счетчик В достигает нулевого значения, сигнал на его
выходе принимает низкий уровень, после чего в оба счетчика немедленно
загружаются заданные для них значения.

380 Глава 4- Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
АР + А + ВР-АР
ВР + А
F0UT = F1x(BP + A)
Four = (Fref/R)x (ВР + А)
Рис. 4-56. Предварительный делитель с делением по двум модулям
3.	Значение, которое загружается в счетчик В, всегда должно превышать
значение, загружаемое в счетчик А.
Предположим, что оба счетчика А и В только что достигли нулевого значения
и в них были загружены значения А и В. Давайте рассмотрим, сколько тактовых
циклов ГУН потребуется, чтобы вновь было достигнуто такое же состояние.
До тех пор, пока счетчик А не достиг нулевого значения, предварительный
делитель выполняет деление на Р + 1. Таким образом, для уменьшения значений
счетчиков А и В на единицу необходимо, чтобы предварительный делитель от¬
работал (Р + 1) тактовый цикл ГУН. Это означает, что счетчик А достигает
нулевого значения по истечении ((Р + 1) х А) тактовых циклов ГУН.
В этот момент предварительный делитель переключается на делитель, кото¬
рый выполняет деление на Р. Также можно сказать, что в этот момент счетчик
В имеет (В — А) циклов до того момента, пока он обратится в ноль. Для это¬
го потребуется интервал времени, равный ((В — А) х Р). После этого система
возвращается к своему начальному состоянию, с которого мы и начинали ее
рассмотрение.
Полное количество циклов ГУН, которое необходимо для этого, выражается
следующей формулой:
N = (А х (Р + 1) + ((В - А) х Р)) =	(4-17)
= АР + А + ВР - АР =	(4-18)
= А + ВР.	(4-19)
При использовании предварительного делителя с делением по двум модулям
важно рассмотреть минимальное и максимальное значение N. Нам необходимо
определить диапазон, в котором можно осуществлять изменение N на дискрет¬

4-8. ФАПЧ (PLL) 381
ные целые значения. Рассмотрим выражение N=A+BP. Чтобы обеспечить воз¬
можность непрерывного изменения на целые числа для N, А должно принимать
значения в диапазоне от 0 до (Р — 1). В этом случае, при каждой операции ин¬
крементирования для В все равно будет обеспечиваться достаточное разрешение
для заполнения всех целых значений в диапазоне от В до (В + 1)Р. Как уже го¬
ворилось относительно предварительного делителя, который выполняет деление
по двум модулям, необходимым условием для работы такого делителя является
условие, что В должно быть больше или равно А. Отсюда можно понять, что
наименьшее возможное соотношение, при котором возможно осуществлять ин¬
крементирование на дискретные целые значения, определяется следующей фор¬
мулой:
Nmin = (Bmin х Р) + Amin =	(4-20)
= ((Р - 1) х Р) + 0 =	(4-21)
= Р2 - Р.	(4-22)
Наибольшее значение N определяется формулой:
Nmax = (Вмах х Р) + Амах-	(4-23)
В этой формуле значения Амах и Вмах определяются просто на основании
размера, заданного для счетчиков А и В.
Теперь в качестве практического примера рассмотрим микросхему ADF4111
и предположим, что значение предварительного делителя запрограммировано
как 32/33. Разрядность счетчика А составляет 6 бит, это означает, что макси¬
мальное значение А равно 26 — 1 = 63. Разрядность счетчика В равна 13 битам,
отсюда вычисляем, что максимальное значение В равно 213 — 1 = 8191.
NMIn = Р2-Р = 992.	(4-24)
Nmax = (Вмах х Р) + Амах =	(4-25)
= (8191 х 32) + 63 = 262175.	(4-26)
Синтезаторы с дробными значениями N
Для многих современных беспроводных коммуникационных систем необходимо
обеспечить для гетеродина (LO) более быстрое переключение и меньший фазо¬
вый шум. Синтезаторы с целым N требуют, чтобы опорная частота равнялась
интервалу между каналами (channel spacing). Этот интервал может быть до¬
статочно мал, в этом случае N должен принимать большие значения. Высокие
значения N приводят к повышению уровня фазового шума. Кроме этого, малое
значение опорной частоты ограничивает время синхронизации схемы ФАПЧ.
Использование синтезаторов с дробными значениями N позволяет обеспечить
как низкий уровень фазового шума, так и малое время синхронизации для схемы
ФАПЧ. Данный метод был разработан в начале 1970-х годов, основополага¬
ющие работы были выполнены Hewlett Packard и Racal. Первоначально метод
получил название «digiphase», однако позднее большее распространение получило
название «fractional-N» — синтезатор с дробным значением N. В стандартных
синтезаторах радиочастотный сигнал можно делить лишь на целые значения.

382 Глава 4- Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
Это заставляет использовать опорные сигналы с достаточно низкой частотой
(которая определяется интервалом между каналами для данной системы) и при¬
водит к необходимости использовать в схеме обратной связи для N достаточно
большие значения. Вместе эти факторы оказывают основное влияние на время
установления в системе и на уровень фазового шума. Низкая опорная частота
приводит к более долгому времени установления, а высокие значения N приводят
к повышенному уровню фазового шума.
Если бы в цепи обратной связи можно было выполнять деление на дробные
числа, то появилась возможность использовать высокие опорные частоты и при
этом обеспечить необходимый интервал между каналами. Использование мень¬
ших по величине дробных чисел также позволит уменьшить уровень фазового
шума.
На практике деление на дробное число на протяжении достаточно долгого
промежутка времени реализуется как попеременное деление на два целых чи¬
сла (например, деление на 2,5 выполняется как последовательное деление на 2
и на 3). Итак, каким образом мы можем выполнить деление на X или (X -I-1)
(предполагается, что дробное значение находится между этими двумя целыми
числами)?
Рис. 4-57. Синтезатор с дробным значением N
Предположим, что дробная часть числа может аккумулироваться со ско¬
ростью, соответствующей опорной частоте. Сигнал, создаваемый при каждом
переполнении аккумулятора, может использоваться для изменения соотношения
деления, заданного для N. Это делается при помощи удаления одного импульса,
который подается на счетчик N (см. рис. 4-57). Благодаря этому при перепол¬
нении аккумулятора происходит увеличение на 1 соотношения, используемого
при делении. Кроме этого, чем большее значение находится в регистре F, тем
чаще будет происходить переполнение аккумулятора и тем чаще происходит де¬
ление на большее число. А именно это мы и хотели получить. Однако при этом
возникают и некоторые сложности. Сигнал, который подается на фазовый де-

4-8. ФАПЧ (PLL) 383
тектор от схемы деления на N, не будет представлять собой последовательность
импульсов с равным расстоянием между отдельными импульсами. Вместо это¬
го будет выполняться модуляция импульсов с частотой, которая определяется
опорной частотой и запрограммированной дробной частью.
Это в свою очередь приводит к модулированию фазового детектора и сиг¬
нала, который поступает на вход ГУН. В конечном результате мы будем иметь
в выходном сигнале ГУН достаточно высокий уровень паразитных составляю¬
щих. Сегодня предпринимаются многочисленные попытки для подавления подоб¬
ных паразитных составляющих. В настоящее время этого не удается добиться
для монолитных микросхем синтезаторов с дробным значением N, однако ожи¬
даемые преимущества от подобных решений заставляют вести достаточно ак¬
тивные исследования в данном направлении.
Шум в системах генераторов частоты
При проектировании любых генераторов частоты часто критически большое
значение имеют вопросы обеспечения стабильности. Нас интересует как кратко¬
срочная, так и долгосрочная стабильность. Долгосрочная стабильность описыва¬
ет то, как выходной сигнал изменяет свое значение на протяжении длительного
интервала времени (часы, дни, месяцы). Обычно для заданного длительного
периода времени указывается отношение Af/f, которое выражается в процен¬
тах или в дБ. В отличие от этого краткосрочная стабильность связана с теми
изменениями, которые происходят на протяжении нескольких секунд и даже
менее. Эти изменения могут являться случайными или же могут носить пе¬
риодический характер. Для определения краткосрочной стабильности сигнала
может использоваться спектральный анализатор. На рис. 4-58 показан типичный
спектр сигнала, где компоненты с дискретной частотой и случайные компоненты
приводят к появлению паразитных пиков, а также ответственны за расширение
полосы сигнала.
Источниками паразитных компонентов с дискретной частотой могут слу¬
жить известные тактовые частоты, присутствующие в источнике сигнала, по¬
мехи со стороны линий питания и компоненты, связанные с работой смесителя.

Глава 4- Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
Расширение полосы сигнала, вызванное случайными флуктуациями шума, свя¬
зано с фазовым шумом (phase noise). Эти флуктуации могут происходить под
влиянием теплового шума, дробового шума (shot noise) или фликкер-шума, ис¬
точниками эти шумов могут являться как активные, так и пассивные компоненты.
Фазовый шум ГУН
Перед тем, как приступить к рассмотрению фазового шума в системе ФАПЧ,
полезно рассмотреть фазовый шум, возникающий в генераторе, управляемом
напряжением (ГУН). Идеальный ГУН не обладает никаким фазовым шумом.
Если рассматривать его выходной сигнал с помощью спектрального анализа¬
тора, то мы увидим единственную спектральную линию. На практике этого,
конечно, не происходит. Всегда в выходном сигнале будет присутствовать джит¬
тер, и с помощью спектрального анализатора вы сможете обнаружить наличие
фазового шума. Чтобы лучше понять фазовый шум, давайте рассмотрим его
представление в виде фазора — например, то, которое показано на рис. 4-59.
Здесь показан сигнал, который обладает угловой скоростью и)о и имеет мак¬
симальную амплитуду Vspk- На этот сигнал накладывается другой сигнал, кото¬
рый является сигналом помехи и имеет угловую скорость wm. Среднеквадратич¬
ное значение флуктуаций фазы мы будем обозначать как A#rms> оно выражается
в градусах (среднеквадратичное значение).
Как во многих радиосистемах, необходимо, чтобы суммарная интегральная
ошибка по фазе не превышала некое заданное значение. Эта суммарная ошиб¬
ка по фазе складывается из ошибки по фазе в схеме ФАПЧ, фазовой ошибки
модулятора и фазовой ошибки компонентов, обеспечивающих работу в основ¬
ном диапазоне радиочастот. В системах GSM, например, полное разрешенное
значение для такой ошибки составляет 5° (RMS).
Рис. 4-59. Краткосрочная стабильность
генератора частоты

4-8. ФАПЧ (PLL) 385
Уравнение Леесона
Леесон (ссылка [6]) разработал уравнение, которое описывает различные компо¬
ненты шума, который присутствует в ГУН:
L_lolog(-_I_0),
где Ьрм — плотность фазового шума для одной боковой полосы (dBc/Hz), F —
коэффициент шума для устройства при уровне рабочей мощности А (линейная
шкала), к — константа Больцмана (1,38 х ІО-23 Дж/К), Т — температура (в
градусах Кельвина), А — мощность сигнала на выходе генератора (Вт), Ql —
коэффициент добротности для нагруженного генератора (безразмерная величи¬
на) , f0 — частота несущей для генератора, fm — частота смещения относительно
несущей.
Уравнение Леесона верно, если выполняются следующие условия:
•	частота смещения іт (относительно частоты несущей) превышает значе¬
ние, равное 1/f,
•	flicker corner frequency (частота среза для фликкер-шума),
•	известен уровень шума при данном уровне рабочей мощности,
•	устройство работает в линейном режиме.
Значение коэффициента добротности (Q) учитывает все эффекты, связанные
с потерями в компонентах и нагрузками для устройства и для буфера:
•	в генераторе используется единственный резонатор.
Рис. 4-60. Фазо¬
вый шум ГУН в за¬
висимости от сме¬
щения по частоте
h	Смещение по частоте fm (Гц)
Переход от области шума 1/f
Уравнение Леесона может применяться только к той переходной области,
нижней границей которой служит точка перехода (fi) от частот, где доминирует
фликкер-шум (1/f, или в более общем виде — 1 /fg), а верхней — точка (Гг),
выше которой начинает доминировать прошедший через усилитель белый шум.
Подробно это показано на рис. 4-60 (g = 3). Частота fi должна иметь как можно
меньшее значение, обычно она не превышает 1 кГц. Частота f> обычно лежит
в диапазоне нескольких МГц. Для создания генераторов частоты с высокими
13—1277

386 Глава 4- Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
характеристиками необходимо специально отбирать такие устройства, которые
обеспечат для частоты перехода от области 1/f как можно меньшие значения.
Если необходимо минимизировать фазовый шум ГУН, то следуйте приводи¬
мым ниже правилам:
1.	Необходимо использовать для управления настройкой варактора достаточ¬
но высокое напряжение (обычно используют напряжение в диапазоне от 3
до 38 В).
2.	Для источника питания постоянного напряжения необходимо использовать
фильтр.
3.	Необходимо использовать индуктивности с как можно большими коэффи¬
циентами добротности (Q). Обычные, доступные катушки индуктивности
способны обеспечить для Q значения в диапазоне от 50 до 60.
4.	В качестве активных компонентов выбирайте такие, которые отличаются
минимальным уровнем шумов и имеют как можно более низкую частоту
для фликкер-шума. Уровень фликкер-шумов можно уменьшить, если ис¬
пользовать элементы обратной связи.
5.	Большинство активных компонентов имеют U-образную зависимость уров¬
ня шумов для кривой зависимости от тока смещения. Используйте подоб¬
ную зависимость для выбора оптимального рабочего тока смещения для
компонента.
6.	Максимально увеличьте среднюю мощность на выходе резонансного кон¬
тура.
7.	Если для ГУН используется буферизация, то используйте компоненты с как
можно меньшим уровнем шума.
Замыкая цепь
Изучив фазовый шум для автономного ГУН и методы, с помощью которых мож¬
но уменьшить его уровень, теперь рассмотрим влияние замкнутой цепи обратной
связи на поведение фазового шума.
КУ для замкнутой цепи обратной связи = G/(l -Г GH).	(4-28)
На рис. 4-61 показаны основные компоненты, которые вносят вклад в фазо¬
вый шум схемы ФАПЧ. Передаточная функция системы может быть описана
следующим уравнением:
G = (Кд х Кѵ х Z(s))/s,	(4-29)
Н = 1/N.	(4-30)
Далее мы будем обозначать как Sref тот шум, который присутствует на вхо¬
де опорного сигнала фазового детектора. Этот шум зависит как от схемы де¬
лителя опорного сигнала, так и от спектрального состава основного опорного
сигнала. Как Sn будем обозначать шум, который под влиянием делителя в цепи

4-8. ФАПЧ (PLL)
Рис. 4-61. Основные компоненты фазового шума ФАПЧ
обратной связи появляется на входе для частотного сигнала фазового детектора.
В качестве Scp будет обозначаться шум, относящийся к самому фазовому де¬
тектору (и который зависит от методов, которые использовались при создании
фазового детектора). И как Svco обозначается шум ГУН, который описывается
выведенными выше формулами.
KdXKvxZ(s)
КУ для замкнутой цепи обратной связи = KdXKs xZ(s>
(4-31)
Nxs
Общие характеристики шума для выходного сигнала зависят от описанных
выше компонентов. Полный шум для системы вычисляется как сумма квадратов
шумов, связанных со всеми имеющимися эффектами:
S|OT=X2+Y2 + Z2,	(4-32)
где Этот2 представляет собой полный фазовый шум на выходе системы, X2
мощность шума на выходе, связанного с Sn, У2 — мощность шума на выходе,
связанная с Scp , а Z2 — мощность шума на выходе, связанная с Svco ■
Компоненты шума, присутствующего на входах Pd, Sref и Sn> обрабатыва¬
ются способом, аналогичным Fref, и будут умножаться на значение коэффици¬
ента усиления контура обратной связи (CLG) для данной системы:
(4-33)
X2 — (SjiEF + S'n) Х
G
GH
При низких частотах, находясь в пределах полосы пропускания схемы, мы полу¬
чаем:
GH > 1	(4-34)
X2 — (Sref + S>j) х N2.	(4-35)
При высоких частотах, когда мы уже не находимся в пределах полосы пропус¬
кания схемы, мы получаем:
GH»1
(4-36)
X2 -*• 0.
(4-37)
L

388 Глава 4■ Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
Общий вклад шума фазового детектора Scp в значение шума на выходе
устройства можно вычислить, если рассматривать Scp относительно входа фа¬
зово-частотного детектора (PFD). Эквивалентное значение шума на входе фазо¬
вого детектора можно представить как Scp/K<j. Затем это значение умножается
на коэффициент усиления для цепи обратной связи (CLG):
2 / ^ \ 2
Y2 = s;
СР
1
G
,1 + он,- •	(4-38>
И, наконец, аналогичным образом вычисляем вклад в общий шум, который вно¬
сит шум ГУН, Syco- Коэффициент усиления для прямого пути распространения
сигнала в этом случае равняется 1. Итак, после этого вычисляем вклад в общий шум:
2
Z2 = S
тсо
1
1 + GH
(4-39)
Коэффициент усиления в прямом направлении G для схемы с замкнутой це¬
пью обратной связи обычно представляет собой низкочастотную передаточную
функцию, ее значение очень велико при низких частотах и мало при высоких
частотах. Значение Н постоянно и равно 1/N. Таким образом, знаменатель в дан¬
ной формуле является низкочастотной передаточной функцией, и в схеме с за¬
мкнутой обратной связью для шума Syco выполняется фильтрация для высо¬
ких частот. Аналогичное описание для шума, источниками которого являются
PLL/VCO, можно найти по ссылке [1]. Напомним, что передаточная функция для
схемы с замкнутой цепью обратной связи представляет собой фильтр низких
частот, где частота среза с уровнем 3 дБ обозначается как полоса пропуска¬
ния схемы, ВW (loop bandwidth). Если частота на выходе находится в пределах
полосы пропускания, то доминирующими компонентами в фазовом шуме выход¬
ного сигнала будут являться Х и Y, компоненты шума, связанные с опорным
сигналом, N (шум счетчика) и шум, связанный с СР.
Таким образом, чтобы минимизировать уровень шумов в пределах полосы
пропускания (BW), необходимо удерживать Sn и Shu к на минимальном уровне,
значение Kd должно быть достаточно велико, а N должен иметь малое значе¬
ние. Так как счетчик N используется для программирования частоты выходного
сигнала, то обычно в попытке уменьшить уровень шумов его значение нельзя
изменять. Если смещение по частоте намного превышает полосу пропускания,
то доминирующий вклад в уровень шума будет вносить шум ГУН, Syco - Это свя¬
зано с высокочастотной фильтрацией фазового шума ГУН в схеме. Желательно
использовать достаточно узкую полосу пропускания, так как это позволит ми¬
нимизировать интегральное значения шума (ошибка по фазе), который будет
присутствовать в выходном сигнале. Однако уменьшение полосы пропускания
приводит к более медленным переходным характеристикам и увеличивает вклад
шума ГУН в пределах полосы пропускания схемы. Таким образом, при расчете
полосы пропускания для схемы следует идти на определенный компромисс между
ухудшением переходных характеристик и полным интегрированным значением
для фазовых шумов на выходе системы.
Чтобы проиллюстрировать влияние замкнутой схемы обратной связи на ха¬
рактеристики ФАПЧ, на рис. 4-62 показывается выходной сигнал для автоном¬
ного ГУН в сравнении с сигналом на выходе ГУН, который используется в соста¬

ве схемы ФАПЧ. Заметим, что шум в полосе пропускания для ФАПЧ уменьшился
по сравнению с автономным ГУН.
Измерение фазового шума
Одним из наиболее распространенных способов измерения фазового шума явля¬
ется измерение при помощи спектрального анализатора (рис. 4-64). На рис. 4-65
показан типичный пример полученного изображения.
,VAVG- 20
fdB = 900,00 МГц
Span = 20,00 кГц
RBW= 100 Гц
VBW - 100 Гц
SWP= 1,60 c
i
L
Сигнал на выходе ГУН,
работающего в составе схемы ФАПЧ
L Л i
■Mum
j
5
Сигнал на выходе ГУН.
J
tTJ
ЦШ
работающего в автономном режиме
La
ІШЙ
. —V
Рис. 4-62. Фазовый шум автономно работающего ГУН и ГУН, работающего в составе
схемы ФАПЧ
Рис. 4-63.
Определение фа¬
зового шума
fo f
Частота
Sc(f) in dB = 10 х log [Sc(f)], dBc/Hz

390 Глава 4. Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
При помощи спектрального анализатора мы можем измерить спектральную
плотность фазовых флуктуаций для единичной полосы пропускания. Фазовый
шум ГУН лучше описывать в частотной области, где спектральная плотность
характеризуется измерением боковых полос для шума с каждой стороны от
центральной частоты выходного сигнала. Мощность фазового шума характе¬
ризуется в Дб относительно уровня несущей (dBc/Hz) для заданной частоты
смещения относительно частоты несущей. Приведенное ниже уравнение описы¬
вает фазовый шум (dBc/Hz) для одиночной боковой полосы (SSB, single side
band):
SC (f) = 10 log ■	(4-40)
г SSB
В качестве эталонного используется генератор с частотой 10 МГц и уров¬
нем 0 dBm, его разъем находится на задней панели прибора. Этот генератор
обладает превосходными характеристиками по фазовому шуму.
В состав синтезатора частота ADF4112 входят R-делитель, N-делитель и
фазовый детектор. Делители программируются при помощи персонального ком¬
пьютера, подключенного по последовательному интерфейсу. Характеристики
для частоты и шум'а наблюдаются при помощи спектрального анализатора.
На рис. 4-65 показан типичный график для фазового шума для схемы ФАПЧ,
созданной на основе микросхемы ФАПЧ ADF4112 и генератора, управляемого
напряжением, в качестве которого использовался MQE520-1880 от компании Mu¬
rata. Измерения частоты и фазового шума производились с шагом 5 кГц. При
измерении использовалась опорная частота Iref = 200 кГц (R = 50), а частота
выходного сигнала равнялась 1880 МГц (N = 9400). Если бы это был синтезатор
ФАПЧ из идеального мира, то мы увидели бы единственный пик, который соот¬
ветствует строго определенной частоте и уровень которого намного превышает
уровень шумов спектрального анализатора. Однако здесь мы наблюдаем сигнал
с заданной частотой, в котором присутствует фазовый шум, связанный с ком¬
понентами схемы. Компоненты фильтра, который используется в данной схеме,
выбирались таким образом, чтобы обеспечить для контура полосу пропускания,
приблизительно равную 20 кГц.
При частоте смещения, меньшей чем полоса пропускания схемы, уровень
фазового шума не изменяется в зависимости от частоты. Этот случай мы рас¬
сматривали ранее, в разделе «Замыкая цепь», где предполагалось, что частота
f лежит в пределах полосы пропускания — и тогда фазовый шум описывается
с помощью Х2 и Y2. Шум измеряется при частоте смещения, равной 1 кГц. Изме¬
ренное значение, т.е. мощность фазового шума в полосе 1 Гц, оказалась равной
85,86 dBc/Hz. Это значение имеет следующие составляющие:
1.	Мощность шума для боковой полосы относительно несущей, выраженная
в dBc и измеренная на частоте смещения, равной 1 кГц.
2.	Спектральный анализатор показывает мощность для определенной полосы
разрешения RBW (resolution bandwidth). Чтобы перевести эту мощность
в мощность, соответствующую полосе пропускания в 1 Гц, необходимо из
значения, полученного в пункте (1), вычесть lOlog(RBW).

Спектральный	Схема испытаний
анализатор
Рис. 4-64. Измерение фазового шума при помощи спектрального анализатора
График зависимости фазового шума от частоты
• fi.
м
-л-У;'
L и..
І-.'І'Ѵ.'У
1 уч ' U-
*У'Д.*Й
.'чѴ>
-2 кГц -1 кГц 1,880 Мгц 1 кГц 2 кГц
10 дБ на деление
Rl= 0 дБм
Vavg= 34
Span = 5,00 кГц
RBW = 10 Гц
ѴВѴѴ = 10Гц
SWP = 1,91 с
MKR = - 79 дБ
MKR noise = -85,86 dBc/Hz
Рис. 4-65. Типичные результаты измерений, полученные при помощи спектрального
анализатора
3.	К результату, полученному в пункте (2), необходимо добавить корректиру¬
ющий фактор, который учитывает логарифмический режим отображения
и характеристики детектора.
4.	В HP 8561Е измерения фазового шума достаточно быстро могут произ¬
водиться при помощи функции маркировки шума MKR NOISE. Данная
функция позволяет учесть все три приведенных выше фактора и отобра¬
жает фазовый шум, выраженный в dBc/Hz.
Описанная выше схема измерения фазового шума относилась к полному зна¬
чению фазового шума на выходе ГУН. Если нам необходимо определить, какой

392 Глава 4- Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
вклад в это значение вносит устройство ФАПЧ (шум, связанный с фазовым де¬
тектором, делителями R и N, а также константа, связанная с коэффициентом
усиления фазового детектора), то полученное значение необходимо разделить
на N2 (или же из полученного результата следует вычесть 20xlogN). Это да¬
ет для уровня фазового шума следующее значение: (—85,86 — 20 х log(9400)) =
= —165,3 dBc/Hz.
Паразитные составляющие, связанные с опорным
сигналом
В ФАПЧ с целыми значениями N (где выходная частота получается умноже¬
нием опорной частоты на целое число) возникают паразитные составляющие,
связанные с опорным сигналом. Их причиной служит то, что выход СР постоян¬
но обновляется с частотой, равной опорной частоте. Давайте вновь рассмотрим
базовую схему ФАПЧ, которая повторно показана на рис. 4-66.
Рис. 4-66. Базовая модель ФАПЧ
Когда схема ФАПЧ находится в состоянии синхронизации, сигналы на вхо¬
дах фазового детектора (fREF и f^) будут в основном совпадать по фазе и
частоте, и теоретически можно ожидать, что на выходе фазового детектора не
будет появляться никаких сигналов. Однако это может создавать определенные
проблемы, и фазово-частотный детектор проектируется таким образом, чтобы
в состоянии синхронизации на выходе СР появлялись импульсы тока, показан¬
ные на рис. 4-67.
F REF
Fn
'out
Рис. 4-67. Импульсы тока на выходе PFD СР
Хотя эти импульсы имеют
очень малую ширину, они все-
таки существуют и это приводит
к тому, что постоянное напря¬
жение, используемое для управле¬
ния ГУН, будет модулироваться
сигналом с частотой fREF- Это
приводит к появлению в выход¬
ном радиочастотном сигнале па¬
разитных составляющих с часто¬
той смещения, кратной опорной

4-8. ФАПЧ (PLL) 393
10 дБ на деление
Rl= 0 дБм
Vavg= 100
Span = 500 кГц
RBW = 3,0 Гц
VBW = 3,0 Гц
SWP = 140 мс
MKR =75 дБ, 200 кГц
Рис. 4-68. Спектр выходного сигнала, в котором заметны паразитные составляющие
частоте fREF- Для обнаружения подобных паразитных составляющих может ис¬
пользоваться спектральный анализатор. Необходимо только увеличить область
наблюдения до размера, более чем вдвое превышающего значение опорной ча¬
стоты (типичное изображение показано на рис. 4-68).
В нашем случае опорная частота равна 200 кГц, и на рис. 4-68 мы отчетли¬
во видим паразитные составляющие, которые отстоят на ±200 кГц от частоты
радиочастотного сигнала (1880 МГц). Уровень этих паразитных составляющих
равен —90 dB. Если увеличить область наблюдения до размера, более чем в 4
раза превышающего опорную частоту, то мы сможем увидеть паразитные со¬
ставляющие с частотой (2 х £ref)-
Ток утечки насоса заряда
Когда для выхода насоса заряда синтезатора программируется состояние с вы¬
соким импедансом, то теоретически не должно существовать никакого тока
утечки. На практике, в некоторых приложениях имеющийся ток утечки ока¬
зывается достаточным, чтобы оказывать влияние на рабочие параметры всей
системы. Например, рассмотрим приложение, где ФАПЧ используется в режиме
с открытым контуром обратной связи для осуществления частотной модуляции
(FM) — это простой и недорогой способ частотной модуляции, который также
обеспечивает более высокие скорости передачи данных, чем при осуществлении
модуляции в режиме с замкнутым контуром обратной связи. При частотной мо¬
дуляции схема с замкнутым контуром обратной связи работает отлично, однако
скорость передачи данных ограничивается полосой пропускания контура.
Примером системы, которая использует модуляцию с разомкнутым конту¬
ром обратной связи, может служить используемая в Европе система беспровод¬
-200 кГц -100 кГц 1,880 Мгц 100 кГц 200 кГц

394 Глава 4- Радиочастотные устройства и устройства промежуточной частоты
ной связи, называемая DECT. Частоты несущих здесь лежат в диапазоне 1,77-
1,90 ГГц, а скорость передачи данных является достаточно высокой—1,152 Мбит/с.
Блок-диаграмма для схемы модуляции с разомкнутым контуром обратной
связи показана на рис. 4-69. Схема использует следующий принцип: в началь¬
ный момент контур обратной связи замкнут и обеспечивает синхронизацию
для выходного радиочастотного сигнала: fout = NfftEF • Затем включается сигнал
модуляции, и в первоначальный момент сигнал модуляции представляет собой
среднее, постоянное значение модуляции.
Делитель
в цепи
обратной связи
Рис. 4-69. Блок-схема модуляции с разомкнутым контуром обратной связи
После этого контур обратной связи размыкается, для этого выход СР синте¬
затора переводится в состояние с высоким импедансом, а данные для модуляции
передаются на фильтр Гаусса. Затем напряжение модуляции подается на вход
ГУН, где оно умножается на Ку. После того, как передача пакета данных будет
завершена, схема возвращается в режим работы с замкнутым контуром обрат¬
ной связи.
Так как обычно ГУН обладает высокой чувствительностью (обычно это зна¬
чение лежит в диапазоне от 20 до 80 МГц/В), то любой, даже незначитель¬
ный дрейф напряжения, который возникает до схемы ГУН, будет приводить
к дрейфу частоты несущей выходного сигнала. Этот дрейф напряжения и, сле¬
довательно, дрейф частоты системы, непосредственно зависит от тока утечки
насоса заряда СР (когда насос заряда находится в состоянии с высоким импе¬
дансом). Ток утечки, в зависимости от своей полярности, вызывает зарядку или
разрядку используемого в составе контура конденсатора. Например, ток утечки
величиной 1 нА будет приводить к увеличению или уменьшению напряжения на
конденсаторе контура (предположим, его емкость равна 1000 пФ) со скоростью
dV/dt = І/С, в данном случае это будет 1 В/с. Это, в свою очередь, вызывает
дрейф ГУН. Если контур обратной связи разомкнут в течение 1 мс, а коэффици¬
ент Ку для ГУН равен 50 МГц/в, то при токе утечки в 1 нА через конденсатор
емкостью 1000 пФ дрейф частоты составит 50 кГц. В DECT для передачи дан¬
ных используются более короткие промежутки времени (0,5 мс), таким образом,
для используемых в нашем примере значений дрейф будет несколько меньше. Од¬
нако данный пример помогает понять, какую важную роль может играть утечка
насоса зарядов в подобного рода приложениях.

4-8. ФАПЧ (PLL) 395
Ссылки: ФАПЧ
1.	R. Е. Best, Phase-Locked Loops, McGraw-Hill, New York, 1984.
2.	F. M. Gardner, Phaselock Techniques,2nd Edition, John Wiley, New York, 1979.
3.	Phase-Locked Loop Design Fundamentals, Applications Note AN-535,
Motorola, Inc.
4.	The ARRL Handbook for Radio Amateurs, American Radio Relay League,
Newington, CT, 1992.
5.	R. J. Kerr and L.A. Weaver, «Pseudorandom Dither for Frequency Synthesis
Noise», United States Patent Number 4,901,265, February 13, 1990.
6.	H. T. Nicholas, III and H. Samueli, «An Analysis of the Output Spectrum of
Direct Digital Frequency Synthesizers in the Presence of Phase-Accumulator
Truncation», IEEE 41st Annual Frequency Control Symposium Digest
of Papers, 1987, pp. 495-502, IEEE Publication No. CH2427-3/87/0000-495.
7.	H.T. Nicholas, III and H. Samueli, «The Optimization of Direct Digital Fre¬
quency Synthesizer Performance in the Presence of Finite Word Length Effects»,
IEEE 42nd Annual Frequency Control Symposium Digest of Papers,
1988, pp. 357-363, IEEE Publication No. CH2588-2/88/0000-357.
8.	M. Curtin and P. О ’ Brien, «Phase-Locked Loops for High-Frequency Receivers
and Transmitters-Part 1», Analog Dialogue, Vol. 33, No. 3, 1999.
9.	M. Curtin and P. O’Brien, «Phase-Locked Loops for High-Frequency Receivers
and Transmitters-Part 2», Analog Dialogue, Vol. 33, No. 5, 1999.
10.	M. Curtin and P. O’Brien, «Phase Locked Loops for High-Frequency Receivers
and Transmitters—Part 3 », Analog Dialogue, Vol. 33, No. 7, 1999.
11.	VCO Designers’ Handbook, Mini-Circuits Corporation, 1996.
12.	L. W. Couch, Digital and Analog Communications Systems, Macmillan
Publishing Company, New York, 1990.
13.	P. Vizmuller, RF Design Guide, Artech House, 1995.
14.	R. L. Best, Phase Locked Loops: Design, Simulation and Applications,
3rd Edition, McGraw-Hill, New York, 1997.
15.	D. E. Fague, «Open Loop Modulation of VCOs for Cordless Telecommunica¬
tions», RF Design, 1994.
16.	D. B. Leeson, «А Simplified Model of Feedback Oscillator Noise Spectrum»,
Proceedings of the IEEE, Vol. 42, February, 1965, pp. 329-330.

ГЛАВА 5
ОСНОВЫ СИСТЕМ,
ОСУЩЕСТВЛЯЮЩИХ
ДИСКРЕТИЗАЦИЮ СИГНАЛА
Введение в главу
Чтобы понять технические характеристики преобразователей данных, сначала
следует рассмотреть основы теории дискретизации сигналов.
Раздел 5-1
Кодирование и квантование
Аналого-цифровые преобразователи (АЦП) служат для преобразования резуль¬
татов аналоговых измерений, которые используются для определения характе¬
ристик большинства явлений в «реальном мире». Аналого-цифровые преобра¬
зователи преобразуют полученные результаты измерений в цифровой формат,
который далее используется при обработке информации, в компьютерах, при
передаче данных, и в системах управления. Цифро-аналоговые преобразователи
(ЦАП) используются для преобразования сохраненных или переданных цифро¬
вых данных, или же результатов цифровой обработки, обратно в величины, со¬
ответствующие «реальному миру». Цифро-аналоговые преобразователи исполь¬
зуются в системах управления, в дисплеях, которые служат для отображения
информации, или же могут применяться для последующей аналоговой обработ¬
ки сигналов. Схематически входные и выходные сигналы АЦП и ЦАП показаны
на рис. 5-1.
Какова бы ни была природа аналоговых величин, для их измерения наи¬
более часто используются датчики, которые преобразуют аналоговые сигналы
в напряжение или ток. Полученные электрические сигналы могут иметь форму
непрерывно изменяющегося с течением времени сигнала с относительно посто¬
янным уровнем (при этом изменение уровня может происходить с малой или
с высокой скоростью), это могут быть сигналы с амплитудной модуляцией (при¬
меняются самые различные методы модуляции), или же комбинация связанных
между собой сигналов может давать информацию об угле поворота оси. При¬
мерами сигналов первого типа могут служить сигналы, которые мы получаем
на выходе термопар, потенциометров, которые подключены к источнику опор¬
ного постоянного напряжения, или же сигналы в цепях аналоговых вычислите¬
лей. Ко второй группе сигналов относятся импульсные сигналы, используемые

5-1. Кодирование и квантование 397
2
о
X
§
X
: «
о
С
ш
х
го
+
о
ч
о
о
Цифровой
выход
разрядностью
N бит
Рис. 5-1. Определение входных и выходных сигналов для АЦП и ЦАП
в оптических измерениях, сигналы от тензодатчиков или мостов, на которые по¬
дается переменное напряжение, или же цифровые сигналы, которые могут иметь
достаточно высокий уровень шума. К третьей группе относятся сигналы, кото¬
рые мы наблюдаем на выходе сельсинов или вращающихся трансформаторов.
Аналоговые сигналы, которые мы будем рассматривать в данной главе, пред¬
ставляют собой напряжение или ток, вызванные происходящими аналоговыми
явлениями. Эти сигналы могут быть как широкополосными, так и узкополос¬
ными. Они могут быть получены в процессе непосредственного измерения или
же могут подвергаться предварительной аналоговой обработке: это может быть
линеаризация, объединение нескольких сигналов, демодуляция, фильтрация, вы-
борка/хранение и тому подобное.
В процессе преобразования физических величин также необходимо нормали¬
зовать напряжения и токи к диапазону значений, соответствующему входному
диапазону АЦП. В случае ЦАП аналоговые выходные напряжения или токи мо¬
гут использоваться непосредственно, они имеют нормализованный вид, однако
для них может производиться последующая обработка (масштабирование, филь¬
трация, усиление и т.п.).
Цифровая информация обычно представляется в виде фиксированных уров¬
ней напряжения, которое измеряется относительно «земли», такие уровни либо
возникают на выходе логических схем, либо подаются на их входы. Все цифро¬
вые значения могут быть представлены в виде двоичных чисел, которые состоят
из битов. Бит может принимать одно из двух значений: первое из них может
обозначаться как «отключено», «false (ложь)» или «О», второе — как «включено»,
«true (истина)» или «1». Также эти два логических состояния могут кодировать¬
ся при помощи двух различных уровней тока, однако такой способ используется
значительно реже по сравнению с представлением логических состояний при по¬
мощи уровней напряжения. Также не существует строгого требования, чтобы

398 Глава 5. Основы систем, осуществляющих дискретизацию сигнала
напряжения измерялись относительно уровня земли — в качестве примера моле¬
но привести такие стандарты, как ECL (эмиттерно-связанная логика), PECL
(положительная эмиттерно-связанная логика) и LVDS (низковольтная логика с
дифференциальной сигнализацией).
Слова (words) представляют собой группы уровней напряжения, которые
используются для представления цифровых значений. Эти сигналы могут пода¬
ваться одновременно, и тогда мы говорим о параллельном интерфейсе, который
организуется при помощи шины или группы вентилей, обеспечивающих прием
или передачу сигнала. Также существует последовательный интерфейс (данные
передаются не одновременно, а последовательно), для которого используется
единственная линия. Также для последовательной передачи может использовать¬
ся группа параллельных байтов («byte-serial») или группа из нескольких бит
(долей байта, например, nibble — 4 бита). Если необходимо передавать 16-раз-
рядное слово, то это можно делать при помощи 16-разрядной шины, где для
передачи каждого байта используется отдельная линия, или же можно после¬
довательно передавать два байта по 8-разрядной шине, или передавать четыре
4-разрядных слова по 4-разрядной шине.
При квантовании каждому уровню аналогового сигнала присваивается уни¬
кальное сочетание цифровых уровней (которые могут быть представлены в па¬
раллельном или цифровом виде) — такое сочетание является числом, или ко¬
дом, который позволяет уникальным образом идентифицировать определенный
диапазон аналоговых значений. Типичный цифровой код выглядит следующим
образом:
а7 аб а5 а4 аЗ а2 аі аО = 1 0 1 1 1 0 0 1.
Данное цифровое значение состоит из 8 бит. Бит «1», который является самым
последним битом в левой части кода, носит название «старшего значащего бита»
(MSB, или бит 1), а крайний бит справа носит название «наименьшего значащего
бита» (LSB, или бит N, в нашем случае N=8). Мы не можем точно сказать, что
обозначает данный код, так как он может представлять число, символ или ана¬
логовое значение — для этого необходимо определить сам код и соотношение,
которое используется при преобразовании. Также важно не смешивать обозначе¬
ние, которое используется для конкретного бита (например, бит 1, бит 2 и т. д.)
с теми индексами, которые используются для обозначения элементов массива
«а». Эти индексы выражаются степенями 2 и соответствуют каждому отдельно¬
му биту в рассматриваемой последовательности.
Наиболее известным и распространенным кодом является натуральный или
прямой двоичный код (по основанию 2). Двоичные коды наиболее широко исполь¬
зуются при представлении целых чисел, т.е. если мы используем натуральный
двоичный код, состоящий из N бит, то наименее значащий бит (LSB) будет со¬
ответствовать значению 2° (это значение равно 1), следующий бит будет иметь
значение 21 (2) и т. д.. Последний, наиболее значащий бит (MSB) будет иметь
значение 2N_1 (т.е. 2N/2). Полное значение двоичного числа можно получить
в результате сложения значений, которые соответствуют всем битам, чье значе¬
ние отлично от 0. В результате такой операции мы можем получить значение,
которое относится к диапазону от 0 до 2N_1.
Часто для удобства используется другое представление двоичных чисел —
их представляют в шестнадцатеричном виде (по основанию 16). Это позволя¬

5-1. Кодирование и квантование 399
ет уменьшить размер записи, которая используется для представления числа и
делает его более понятным и удобным. На рис. 5-2 показывается соотношение,
которое существует между двоичными и шестнадцатеричными числами (кото¬
рые часто означаются как hex).
Двоичное число
Шестнадцатеричное
Двоичное число
Шестнадцатеричное
0000
0
1000
8
0001
1
1001
9
0010
2
1010
А
ООП
3
1011
В
0100
4
1100
С
0101
5
1101
D
оно
6
1110
Е
0111
7
1111
F
Рис. 5-2. Связь между двоичными и шестнадцатеричными числами
В преобразователях данных полный диапазон измерения сигнала (сокращен¬
но — FS, full-scale) не зависит от количества бит, определяющих разрешение
преобразователя. Более полезным может оказаться дробное двоичное предста¬
вление, которое всегда нормализуется к полному диапазону измерения. Целое
двоичное значение можно рассматривать как дробное двоичное, если предста¬
вить, что все целые значения делятся на величину, равную 2N. Например, в этом
случае наиболее значащему биту (MSB) будет соответствовать значение 1/2
(так как 2'N-1)/2N = 1/2), следующему за ним биту будет соответствовать 1/4
и т. д. — до младшего бита (LSB), который будет иметь значение 1/2N (т.е.
2-N) После сложения значений, соответствующих всем имеющимся битам, мы
получаем число в диапазоне от 0 до значения (1 — 2N), которое соответству¬
ет максимальному уровню сигнала. В этом случае появление дополнительных
битов в результате преобразования никак не будет влиять на диапазон измере¬
ния (он по-прежнему будет соответствовать максимальному значению сигнала),
будет только обеспечиваться более точное, детальное представление. Соотно¬
шение между первыми 10 базовыми значениями и их двоичным представлением
(основание 2) показано на рис. 5-3, здесь также приводятся соответствующие
примеры.
Однополярные коды
В системах преобразования данных метод кодирования связан с полным диапа¬
зоном измерения (размахом) аналогового сигнала на входе АЦП или диапазо¬
ном (размахом) аналогового сигнала на выходе ЦАП. Самым простым способом
является использовать на входе АЦП или на выходе ЦАП однополярное положи¬
тельное напряжение (для ЦАП часто также используются токовые выходы, для
АЦП они применяются значительно реже).
Для сигналов такого типа обычно используют непосредственный двоичный
код, который для случая 4-разрядного преобразователя показан на рис. 5-4. За¬
метим, что в данном случае существует 16 различных возможных уровня сигна¬
ла, которые занимают диапазон от уровня, когда все биты равны нулю (0000),

400 Глава 5. Основы систем, осуществляющих дискретизацию сигнала
Целые числа
Число ю — 3n-i2n 1 + 3n-2^n 2 + ■” +а-|21 + а02°
t	t .
Старший	Младшим
разряд	разряд
Пример: 1011 2 = (1 х 23) + (0 х 22) + (1 х 21) + (1 х 2°)
=	8	+	0+	2+1	=11 ю
Дробные числа
Число 10 = aN_.|2~1+ aN_22_2+	+a12-(N~1) + a02~N
t .	t .
Старшим	Младшим
разряд	разряд
Пример: 0.1011 2 = (1Х 0,5) + (0 X 0,25) + (1 X 0,125) + (1 X 0,0625)
=	0,5	+	0	+	0,125	+	0,0625	= 0.687510
Рис. 5-3. Преобразование числа из десятичного в двоичный формат
Десятичное число
Значение
Напряжение (FS = +10В)
Двоичное число
+15
+FS - 1LSB = 15/16 FS
9,375
1111
+14
+7/8 FS
8,750
1110
+13
+13/16 FS
8,125
1101
+12
+3/4 FS
7,500
1100
+11
+11/16 FS
6,875
1011
+10
+5/8 FS
6,250
1010
+9
+9/16 FS
5,625
1001
+8
+1/2 FS
5,000
1000
+7
+7/16 FS
4,375
0111
+6
+3/8 FS
3,750
0110
+5
+5/16 FS
3,125
0101
+4
+1/4 FS
2,500
0100
+3
+3/16 FS
1,875
ООП
+2
+1/8 FS
1,250
0010
+1
1 LSB = +1/16 FS
0,625
0001
0
0
0
0000
Рис. 5-4. Однополярный двоичный код, 4-битный преобразователь
до уровня, когда все биты равны 1 (1111). Необходимо заметить, что аналоговое
значение, которое соответствует максимальному значению кода (1111), соот¬
ветствует не максимальному значению сигнала (FS, full-scale), а максимальному
значению за вычетом значения, которое соответствует младшему биту (FSB-
1LSB). Такое соглашение является общепринятым и относится как к АЦП, так
и к ЦАП. На рис. 5-4 приводятся значения в десятичной системе, соответству¬
ющие двоичные значения (относительно максимального значения, FS), а также
соответствующие уровни для каждого из цифровых значений (предполагается,

5-1. Кодирование и квантование 401
что для преобразователя полный диапазон измерения аналогового сигнала со¬
ставляет +10 В).
Рис. 5-5. Передаточная функция для иде¬
ального однополярного ЦАП с разрядно¬
стью 3 бита
с
го
X
о
-О
ш
л
m
о
о
с;
го
х
<
FS
7/8
3/4
5/8
1/2
3/8
1/4
1/8
0
000 001 010 011 100 101 110 111
Цифровой входной код
(непосредственный двоичный код)
На рис. 5-5 показана передаточная функция для идеального 3-битного ЦАП,
который для представления сигнала использует непосредственный двоичный код.
Заметим, что если у значения на входе все биты равны нулю, то аналоговый
выходной сигнал также будет равен нулю. При увеличении подаваемого цифро¬
вого значения выходной аналоговый сигнал будет увеличиваться на 1 младший
бит (LSB, в нашем случае он равен 1/8 от полного, максимального значения)
для каждого значения кода. Наибольшее выходное напряжение будет равно 7/8
от полного диапазона выходного сигнала, оно соответствует значению входного
кода, равного FS-1LSB. Значение выходного напряжения, равное половине от
полного диапазона, достигается при цифровом коде, равном 100.
Передаточная функция для идеального 3-разрядного АЦП показана на рис. 5-6.
Существует диапазон аналогового входного напряжения, для которого на вы¬
ходе АЦП создается определенный цифровой код, этот диапазон определяется
как неопределенность при квантовании (quantization uncertainty), и его ширина
равняется одному младшему значащему биту (LSB). Заметим, что для идеально¬
го АЦП ширина переходной области между двумя соседними цифровыми кодами
равняется нулю. Однако на практике с этими уровнями всегда будет связан неко¬
торый переходный шум, и ширина становится отличной от нуля (на рис. 5-6 это
показывается с помощью черных точек). Первая подобная переходная область
начинается от значения, равного половине младшего бита (1/2 LSB). Макси¬
мальное аналоговое напряжение, которое может подаваться на вход .\ЦП, равно
7/8 FS (FS-1LSB).

402 Глава 5. Основы систем, осуществляющих дискретизацию сигнала
Биполярные коды
В большинстве систем желательно использовать двоичный код для представле¬
ния как положительных, так и отрицательных аналоговых величин. Для этого
могут использоваться такие методы двоичного кодирования, как двоичное ко¬
дирование со смещением, коды с дополнением до двух (twos complement), коды
с дополнением до одного (ones complement) или коды с указанием знака и вели¬
чины (sign-magnitude code). Наиболее популярными из них являются двоичный
код со смещением и код с дополнением до двух.
Рис. 5-6. Передаточная функция для
идеального однополярного АЦП с раз¬
рядностью 3 бита
На рис. 5-7 показано соотношение между этими кодами для случая систе¬
мы с разрядностью 4 бита. Заметим, что значения масштабируются в соответ¬
ствии с полным диапазоном для входного/выходного сигнала, который соста¬
вляет ±5 В.
В случае двоичного кода со смещением нулевому значению сигнала соответ¬
ствует код 1000. Последовательность кодов аналогична той, которая существует
в непосредственном двоичном коде. Единственное различие между этими кода¬
ми заключается в смещении в половину полного диапазона, которое связывается
с аналоговым сигналом.
Наименьшему отрицательному уровню (—FS + 1LSB) присваивается код 0001,
а наибольшему положительному уровню (+FS — 1LSB) присваивается код 1111.
Заметим, что для поддержания абсолютной симметрии относительно середи¬
ны полного диапазона измерения в вычислениях обычно не используется код,
состоящий из одних нулей (0000), который соответствует отрицательному на¬
пряжению для нижней границы полного диапазона измерения (—FS). Этот код
может использоваться для описания ситуации, когда уровень сигнала выходит
за пределы отрицательной границы полного диапазона измерения, или же ему
может просто присваиваться значение 0001 (—FS + 1LSB).
Связь между двоичным кодом со смещением и диапазонами для аналогового
выходного сигнала для биполярного 3-разрядного ЦАП показывается на рис. 5-8.

5-1. Кодирование и квантование 403
Двоичное Дополне- Дополне-
эсятичное
число
Значение
±5V FS
со смеще¬
нием
ние
ДО двух
ние
ДО ОДНОГО
Знак и
величина
+7
+ FS -1LSB =
+7/8
FS
+4,375
1
1
1
1
0
1
1
1
0
1
1
1
0
1
1
1
+6
+3/4
FS
+3..750
1
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
+5
+5/8
FS
+3,125
1
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
+4
+ 1/2
FS
+2,500
1
1
0
0
0
1
0
0
0
1
0
0
0
1
0
0
+3
+3/8
FS
+ 1,875
1
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
+2
+ 1/4
FS
+ 1,250
1
0
1
0
0
0
1
0
0
0
1
0
0
0
1
0
+ 1
+ 1/8
FS
+0,625
1
0
0
1
0
0
0
1
0
0
0
1
0
0
0
1
0
0
0,000
1
0
0
0
0
0
0
0
*0
0
0
0
*1
0
0
0
-1
-1/8
FS
-0,625
0
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
0
1
0
0
1
-2
-1/4
FS
-1,250
0
1
1
0
1
1
1
0
1
1
0
1
1
0
1
0
-3
-3/8
FS
-1,875
0
1
0
1
1
1
0
1
1
1
0
0
1
0
1
1
—4
-1/2
FS
-2,500
0
1
0
0
1
1
0
0
1
0
1
1
1
1
0
0
-5
-5/8
FS
-3,125
0
0
1
1
1
0
1
1
1
0
1
0
1
1
0
1
-6
-3/4
FS
-3,750
0
0
1
0
1
0
1
0
1
0
0
1
1
1
1
0
-7
-FS +1LSB=
-7/8
FS
-4,375
0
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
0
1
1
1
1
-8
-FS
-5,000
0000
1000
Данные коды обычно
не используются при
вычислениях (см. текст)
*Для кода с допол- Для кода
нением до 1 знак/величина
0 +
0000
0000
0-
1111
1000
Рис. 5-7. Биполярные коды для преобразователя разрядностью 4 бита
Рис. 5-8. Передаточная функция для
идеального биполярного ЦАП с разряд¬
ностью 3 бита
Цифровой входной код
(непосредственный двоичный код)
Аналоговый выходной сигнал имеет нулевой уровень в том случае, когда на вход
ЦАП подается код, соответствующий нулевому значению (100). Максимальный
уровень отрицательного напряжения создается кодом 001 (—FS + 1LSB), макси¬
мальный уровень положительного напряжения создается кодом 111 (+FS—1LSB).

404 Глава 5. Основы систем, осуществляющих дискретизацию сигнала
При желании можно также использовать код 000, однако в этом случае выходной
сигнал не будет сохранять симметрию относительно нуля, также в этом случае
усложняются вычисления.
Рис. 5-9. Передаточная функция для
идеального биполярного АЦП с раз¬
рядностью 3 бита
На рис. 5-9 показывается зависимость двоичного кода со смещением на вы¬
ходе от аналогового входного сигнала для биполярного 3-разрядного АЦП. За¬
метим, что при уровне аналогового сигнала, равном нулю, мы получаем код
1000, который соответствует середине полного диапазона измерения. Как и для
биполярного ЦАП, максимальный уровень отрицательного напряжения обычно
соответствует коду 001 (—FS + 1LSB), максимальный уровень положительного
напряжения связан с кодом 111 (+FS — 1LSB). Как уже говорилось выше, можно
также использовать код 000, однако в этом случае выходной сигнал не будет
сохранять симметрию относительно нуля и усложняются математические опе¬
рации.
Двоичный код с дополнением до двух (twos complement) идентичен коду со
смещением, однако старший бит (MSB) в данном случае инвертирован. Подоб¬
ную операцию для преобразователя данных легко можно выполнить при по¬
мощи инвертора, или же используя дополнительный (инвертированный) вывод
регистра D-типа. Популярность данного метода двоичного кодирования связана
с тем, что упрощается выполнение математических операций.
Код с дополнением до двух специально оптимизирован для использования
в преобразователях данных: он содержит двоичный код для положительных
сигналов (бит знака равен нулю), а для представления отрицательного числа
с аналогичным значением используется двоичный код с дополнением до двух.
Код с дополнением до двух образуется инвертированием битов, к полученному
значению после этого добавляется один младший бит (1 LSB). Например, нам
необходимо получить код, соответствующий уровню —3/8 FS. Для этого сна¬
чала нам необходимо получить код, дополнительный к коду для +3/8 FS: т.е.

5-1. Кодирование и квантование 405
инвертируем значение ООН и получаем код 1100. После этого добавляем 1 LSB
и в результате получаем 1101.
Благодаря использованию кодов с дополнением до 2 значительно упрощается
операция вычитания. Например, если нам необходимо вычесть 3/8 FS из 4/8 FS,
то достаточно выполнить операцию сложения для 4/8 FS и —3/8 FS, т. е. сложить
0100 и 1101. В результате получаем 0001, пренебрегаем переносом (переполне¬
нием) и получаем 1/8.
Двоичный код с дополнением до единицы (ones complement) также может
использоваться для представления отрицательных чисел, хотя сегодня он при¬
меняется достаточно редко и намного менее популярен, чем код с дополнением
до двух. Двоичный код с дополнением до единицы получают простым инвертиро¬
ванием битов положительного числа. Например, для 3/8 FS (ООН) в результате
такого преобразования мы получаем 1100. Итак, с помощью кода с дополнением
до единицы можно для каждого положительного значения создать соответству¬
ющее отрицательное значение. Ноль в данном случае может быть произвольно
представлен одним из двух кодов: 0000 (обозначается как 0+) или 1111 (обо¬
значается как 0—). Наличие двух кодов для представления нулевого значения
необходимо учитывать при выполнении математических операций, и это может
создавать определенные проблемы при работе с АНП и ЦАП, у которых для
представления нуля используется единственный код.
Код знак/величина кажется наиболее очевидным и понятным методом пред¬
ставления биполярных аналоговых значений в цифровом виде. Здесь мы просто
определяем величину аналогового сигнала, и после этого добавляем бит, который
сохраняет информацию о полярности (знаке) сигнала. В биполярных цифро¬
вых вольтметрах (DVM) широко применяются двоично-десятичные коды (BCD,
binary-coded decimal) знак/величина, однако здесь вновь возникает проблема,
связанная с тем, что ноль представлен двумя кодами. По этой причине этот тип
кодирования не нашел применения в приложениях, связанных с АЦП или ЦАП.
На рис. 5-10 суммируется информация, относящаяся к различным биполяр¬
ным кодам: двоичному коду со смещением, коду с дополнением до двух и коду
с дополнением до единицы, коду знак/величина. Также показывается, как можно
преобразовывать один тип кода в другие.
Последний код, который мы рассмотрим в данном разделе, это двоично¬
десятичный код (BCD). В этом коде каждая десятичная цифра (от 0 до 9)
для числа, представленного в десятичном формате, описывается с помощью 4-
разрядного двоичного числа (см. рис. 5-11). В этом случае наименьшая цифра 0
будет представлена как 0000, а цифра 9 — как 1001. Этот код не очень эффекти¬
вен, так как для представления десятичной цифры используется только 10 кодов
из 16 возможных. Однако такой код очень полезен в тех случаях, когда необхо¬
димо обеспечить интерфейс с дисплеями для отображения десятичных чисел,
которые используются в цифровых вольтметрах.
Дополнительные коды
Некоторые из преобразователей данных (например, ранние версии ЦАП, ко¬
торые использовали монолитные четырехканальные NPN-ключи для управле¬
ния током) использовали стандартные коды, такие как обычный двоичный код

406 Глава 5. Основы систем, осуществляющих дискретизацию сигнала
или двоично-десятичный код (BCD), но в которых все биты были инвертиро¬
ваны. Подобные коды получили название дополнительных кодов (complementary
codes). Все обсуждавшиеся ранее коды имеют соответствующие дополнительные
коды, которые могут быть получены с помощью подобного метода.
Преобразо¬
вать из
Преобразовать
в
-*■ Код/величина
Дополнение до
двух
Код со смещением
Дополнение до
единицы
i
Код/величина
-
Если MSB=1,
то инвертируем
остальные биты и
добавляем 00..01
Инвертируем
MSB. Если новое
значение MSB=1,
то инвертируем
остальные биты и
добавляем 00.. . 01
Если MSB=1,
то инвертиру¬
ем остальные
биты
Дополнение до
двух
Если MSB=1,
то инвертируем
остальные биты и
добавляем 00..01
-
Инвертируем MSB
Если MSB=1,
добавляем
00. ..01
Код со
смещением
Инвертируем
MSB. Если новое
значение MSB=1,
то инвертируем
остальные биты и
добавляем 00. . . 01
Инвертируем MSB
-
Инвертируем
MSB. Если
новое значение
MSB=0,
то добавляем
00. ..01
Дополнение до
единицы
Если MSB=1,
то инвертируем
остальные биты
Если MSB=1,
добавляем 11...11
Инвертируем
MSB. Если новое
значение MSB=0,
то добавляем
11. .11
-
Рис. 5-10. Связь между различными двоичными кодами
Десятичное число
Уровень сигнала
+10 В FS
Двоичное число
+15
+FS - 1LSB = 15/16 FS
9,375
mi
+14
+7/8 FS
8,750
пи
+13
+13/16 FS
8,125
1110
+12
+3/4 FS
7,500
1101
+11
+11/16 FS
6,875
1011
+10
+5/8 FS
6,250
1010
+9
+9/16 FS
5,625
1001
+8
+1/2 FS
5,000
1000
+7
+7/16 FS
4,375
0111
+6
+3/8 FS
3,750
0110
+5
+5/16 FS
3,125
0101
+4
+1/4 FS
2,500
0100
+3
+3/16 FS
1,875
ООП
+2
+1/8 FS
1,250
0010
+1
1LSB = +1/16 FS
0,625
0001
0
0
0,000
0000
Рис. 5-11. Двоично-десятичный код (BCD)

5-1. Кодирование и квантование 407
Если рассматривать дополнительный двоичный код с разрядностью, рав¬
ной 4, то 0 будет представлен 1111, половине полного диапазона изменения сиг¬
нала будет соответствовать 0111, а полному диапазону изменения сигнала, из
которого вычитается один младший бит (FS — 1 LSB), — код 0000. На практике
дополнительный код можно проще всего получить, если использовать не обыч¬
ный вывод регистра, а инверсный вывод. Обычно соответствующие микросхемы
цифровой логики обладают как тем, так и другим выводом.
Иногда дополнительные коды оказываются полезными для инвертирования
аналогового сигнала на выходе ЦАП. Однако современные ЦАП часто использу¬
ют дифференциальные выхода, которые позволяют изменять полярность сигнала
без необходимости изменения входного кода. Аналогично, многие АЦП исполь¬
зуют дифференциальную логику, которая позволяет инвертировать полярность
сигнала.
Статическая переходная функция для АЦП и ЦАП и
ошибки по постоянному напряжению
Самое важное, что необходимо знать и помнить относительно ЦАП и АЦП —
это то, что либо входной, либо выходной сигнал здесь является цифровым и, сле¬
довательно, осуществляется квантование этого сигнала. Цифровое слово с раз¬
рядностью, равной N, представляет одно из 2N возможных значений, в связи
с этим аналоговый сигнал на выходе ЦАП с разрядностью 2N (и фиксированным
опорным напряжением) может принимать какое-то из 2N возможных значений.
Аналогично, АЦП с разрядностью 2N может создавать на выходе какой-то один
из 2n возможных кодов. Как уже говорилось ранее, в качестве аналоговых сиг¬
налов обычно выступают токи или напряжения.
Разрешение N
2N
Напряжение (10В FS)
ppm FS
%FS
дБ FS
2 бита
4
2,5 В
250000
25
-12
4 бита
16
625 мВ
62500
6,25
-24
6 бит
64
156 мВ
15625
1,56
-36
8 бит
256
39,1 мВ
3906
0,39
-48
10 бит
1024
9,77 мВ
977
0,098
-60
12 бит
4096
2,44 мВ
244
0,024
-72
14 бит
16 384
610 мкВ
61
0,0061
-84
16 бит
65 536
153 мкВ
15
0,0015
-96
18 бит
262144
38 мкВ
4
0,0004
-108
20 бит
1048576
9,54 мкВ
1
0,0001
-120
22 бита
4194 304
2,38 мкВ
0,24
0,000024
-132
24 бита
16 777 216
596 нВ*
0,06
0,000006
-144
Тепловой шум (шум Джонсона) для резистора сопротивлением 2,2 КОм
при полосе пропускания 10 кГц и температуре 25 °С равен 600 нВ.
Запомните: при разрядности 10 бит и FS = 10 В для LSB мы получаем 10 мВ,
1000 ppm или 0,1%. Все остальные значения выражаются как степени 2.
Рис. 5-12. Квантование: значение младшего бита (LSB)
Для того чтобы охарактеризовать разрешение преобразователя данных, мо¬
гут использоваться несколько различных способов: значение, которое соответ¬
ствует младшему биту (LSB), миллионные доли относительно полного диапазона

408 Глава 5. Основы систем, осуществляющих дискретизацию сигнала
изменения сигнала (ppm FS), милливольты и так далее. Для различных компонен¬
тов (даже от одного производителя) могут использоваться различные способы.
Об этом необходимо помнить при выборе оптимального устройства, когда вы
сравниваете их характеристики и преобразуете их к общему виду. Значение
младшего бита (LSB) при различных разрешениях показывается на рис. 5-12.
Перед тем, как приступать к изучению различных архитектур, которые ис¬
пользуются в качестве преобразователя данных, необходимо понять, какие ха¬
рактеристики мы ожидаем от них получить, а также какие рабочие параметры
будут наиболее важными для нас. В следующих разделах мы дадим определение
для ошибок, которые возникают при работе преобразователя, и для параметров,
которые имеют отношение к преобразователям данных. Это очень важно для
понимания достоинств и недостатков, свойственных АЦП/ЦАП с различной ар¬
хитектурой.
ЦАП
111
Ф
g 110
х
го 101
і
Е 100
s
о
о 011
ш
о
о.
■f 010
=г
001
000
000 001 010 011 100 101 110 111	FS
Цифровой код на входе	Аналоговый сигнал на входе
Рис. 5-13. Передаточная функция для 3-разрядного идеального ЦАП
и 3-разрядного идеального АЦП
На рис. 5-13 показывается идеальная передаточная функция для однополяр¬
ного ЦАП с разрядностью 3 бита и однополярного АЦП с разрядностью 3 бита.
В ЦАП квантование заметно как для входного, так и для выходного сигна¬
ла, а весь график состоит из 8 точек — хотя можно рассматривать и линию,
проходящую через эти точки. Однако всегда следует помнить о том, что дей¬
ствительная передаточная функция представляет собой не линию, а некоторое
количество отдельных точек.
На вход АЦП подается аналоговый сигнал, который не является квантован¬
ным, однако на выходе сигнал уже подвергается квантованию. Следовательно,
передаточная функция будет состоять из восьми горизонтальных отрезков. Рас¬
сматривая такие характеристики АЦП, как смещение, коэффициент усиления и
линейность, мы будем использовать линию, которая соединяет средние точки
этих горизонтальных отрезков (эти средние точки часто обозначают как цен¬
тры кодов, code centers).
ГО
У-У
эдег
НТОЕ
Т
// Неопределенность
✓ квантования
_і	1	1	1	1	1	1_
АЦП
I /
i ^
/
У -
/
-- *'
У
1A-1—I	U
IX
й
Неопределен-]
ность
квантования
Н	1	1	1-

5-1. Кодирование и квантование 409
Как для ЦАП, так и для АЦП максимальный цифровой код (в котором все
биты равны 1) соответствует уровню аналогового сигнала, который на один
младший бит (LSB) меньше, чем полный диапазон изменения (FS) аналогового
сигнала. Изменение сигналов для АЦП начинается (в идеальном случае) с уровня,
на 1/2 LSB превосходящего нулевой уровень, после этого изменение происхо¬
дит для каждого LSB — до того момента, когда будет достигнут уровень,
на 11/2 меньше верхней границы полного диапазона изменения аналогового сиг¬
нала. Так как аналоговый входной сигнал может принимать любое значение,
а цифровой сигнал на выходе АЦП подвергается квантованию, то может су¬
ществовать разница между действительным значением аналогового сигнала и
точным цифровым значением, ее величина может достигать 1/2 LSB. Это явле¬
ние известно как ошибка квантования или неопределенность квантования (см.
рис. 5-15). В приложениях, где производятся измерения для сигнала с перемен¬
ным уровнем, подобные ошибки квантования приводят к возникновению шума
квантования, который мы подробно будем рассматривать в разделе 5-2 данной
главы.
Как уже говорилось ранее, существует множество возможных схем цифрово¬
го кодирования, которые используются в преобразователях данных: непосред¬
ственное двоичное кодирование, кодирование со смещением, кодирование с до¬
полнением до единицы и с дополнением до двух, кодирование знак/величина, код
Грея, двоично-десятичное кодирование (BCD) и прочие. В данном разделе, в ко¬
тором в основном рассматриваются вопросы, связанные с аналоговой частью
преобразователей данных, мы во всех примерах будем использовать непосред¬
ственное двоичное кодирование и кодирование со смещением, не рассматривая
при этом достоинства и недостатки как этих, так и других типов цифрового
кодирования.
В примерах, которые показаны на рис. 5-13, рассматриваются однополярные
преобразователи, в них порт для аналогового сигнала является однополярным.
Это наиболее простой тип преобразователя, в реальных условиях обычно более
полезными являются биполярные преобразователи.
Существуют два различных типа биполярных преобразователей. Простей¬
шим является однополярный преобразователь, который смещен в сторону отри¬
цательных значений на значение, в точности равное 1 MSB. Многие преобра¬
зователи позволяют отключать подобное смещение, и по выбору они могут ис¬
пользоваться либо как однополярные, либо как биполярные преобразователи. Су¬
ществует и другой, более сложный тип биполярных преобразователей, который
носит название «преобразователи знак/величина». В этом случае для предста¬
вления величины используются N разрядов, а дополнительный бит несет инфор¬
мацию о знаке (полярности) аналогового сигнала. Архитектура знак/величина
достаточно редко используется для ЦАП, а АЦП подобного типа обычно исполь¬
зуются в основном в цифровых вольтметрах. На рис. 5-14 показаны следующие
представления: однополярное, двоичное со смещением и знак/величина.
В преобразователях данных встречаются следующие типы ошибок для сиг¬
налов с постоянным уровнем: ошибка смещения (offset error), ошибка коэффи¬
циента усиления (gain А), а также два типа ошибок, связанных с линейностью
(интегральная ошибка и дифференциальная). На рис. 5-15 показаны ошибка сме-

410 Глава 5. Основы систем, осуществляющих дискретизацию сигнала
щения и ошибка коэффициента усиления для биполярного сигнала, причем эти
ошибки не отличаются от аналогичных характеристик для усилителей, (заметим,
что идентичность этих характеристик относится к усилителям и однополярным
преобразователям, для биполярных преобразователей эти ошибки отличаются,
и это обязательно необходимо учитывать).
Однополярный
Двоичный код	Биполярный код
со смещением	знак/величина
Рис. 5-14. Однополярные и биполярные преобразователи
+ FS
+FS
Ошибка
смещения
Идеальная
характеристика
Присутствует ошибка
коэффициента усиления.
Ошибка смещения = 0.
Ошибка при нулевом уровне
связана с ошибкой
коэффициента усиления.
Рис. 5-15. Ошибка смещения и ошибка коэффициента усиления для преобразователей
данных
Передаточная характеристика как для ЦАП, так и для АЦП может быть
выражена в следующем виде: D = К + GA, где D — цифровой код, А — уровень
аналогового сигнала, а К и G — постоянные.
В однополярном преобразователе данных коэффициент К равен нулю, а в
биполярных преобразователях, использующих кодирование со смещением, К ра¬

5-1. Кодирование и квантование 411
вен (—1 MSB). Ошибка смещения представляет собой то значение, на которое
действительное значение К отличается от идеального значения.
Ошибка коэффициента усиления описывает, насколько значение G отличает¬
ся от идеального значения, и обычно она представляется в виде разницы между
этими значениями, выраженной в процентах. Также может указываться тот
вклад (выражается в мВ или LSB), который ошибка коэффициента усиления вно¬
сит в общую ошибку при максимально возможном уровне сигнала. Эти ошибки
при практическом применении преобразователей данных можно устранить при
помощи калибровки. Заметим, что для устранения ошибки смещения следует
работать при нулевом уровне сигнала, тогда как калибровка для ошибки коэф¬
фициента усиления производится при уровне сигнала, близком к максимально
возможному уровню (FS). Для калибровки биполярных преобразователей дан¬
ных используется значительно более сложный алгоритм.
Интегральная ошибка нелинейности для преобразователя данных также ни¬
чем не отличается от аналогичной характеристики для усилителя, она определя¬
ется как максимальное отклонение действительной передаточной функции пре¬
образователя от прямой линии и обычно выражается как процентное значение
от максимального диапазона изменения сигнала (однако также для обозначения
могут использоваться LSB). В случае АЦП наиболее распространенным мето¬
дом является прокладывать прямую линию через центральные точки отрезков,
соответствующих цифровым кодам (центры кодов). Существует два распро¬
страненных метода для построения подобной прямой линии: метод, в котором
используются конечные точки, и метод, обеспечивающий наилучшую аппрокси¬
мацию (см. рис. 5-16).
Метод, в котором подбирается прямая,
Метод, в котором прямая линия	которая обеспечивает наилучшую
строится по конечным точкам диапазона	аппроксимацию данных
Рис. 5-16. Методы измерения ошибок, связанных с интегральной нелинейностью (оба
графика относятся к одному преобразователю)
При построении прямой с использованием конечных точек отклонение из¬
меряется для прямой, проложенной через начало координат, и точку, которая
соответствует максимальному возможному уровню сигнала (предварительно вы¬
полняется подстройка коэффициента усиления). Эта наиболее важная характери¬
стика интегральной нелинейности преобразователей данных, которая использу¬
ется в приложениях управления и измерительных устройствах (так как в данном
случае уровень ошибок определяется отклонением от идеальной передаточной

412 Глава 5. Основы систем, осуществляющих дискретизацию сигнала
функции, а не от некоей произвольной «наилучшей аппроксимации»). Именно
такой метод используется в компании Analog Devices, Inc.
Однако метод, основанный на использовании прямой, обеспечивающей наи¬
лучшую аппроксимацию, позволяет получить более точное предсказание уров¬
ня искажений в приложениях для работы с переменными сигналами. Также он
позволяет производителю указать в технической документации более низкое
значение для ошибки, связанной с нелинейностью. Для построения подобной
прямой линии, которая отображается на графике с переходной характеристикой
преобразователя данных, используются стандартные методы подбора аппрокси¬
мирующей функции, и относительно этой прямой затем производится измерение
отклонения. Обычно при выполнении измерения отклонения с помощью данного
метода мы будем получать значение, которое составляет всего 50% от значения
отклонения, полученного при помощи метода построения прямой по конечным
точкам.
Благодаря этому данный метод часто используется для получения значений,
которые должны производить впечатление в технических описаниях, однако он
мало пригоден для действительного анализа имеющихся ошибок. При исполь¬
зовании сигналов с переменным уровнем целесообразнее указывать искажения,
а не линейность для сигналов с постоянным уровнем. Таким образом, достаточно
редко возникает необходимость использовать метод аппроксимирующей прямой
для определения линейности преобразователя.
Другой характеристикой нелинейного поведения преобразователя является
дифференциальная нелинейность (DNL), она описывает линейность поведения
при переходе от одного цифрового кода к другому. В идеальном случае измене¬
ние цифрового кода на один младший бит (1 LSB) должно в точности соответ¬
ствовать изменению на один младший бит значения аналогового сигнала. В ЦАП
изменение на один младший бит цифрового кода на входе должно приводить к
изменению уровня аналогового сигнала на выходе в точности на один младший
бит, в АЦП для изменения цифрового кода на выходе на ближайшее к нему значе¬
ние аналоговый входной сигнал должен изменяться в точности на один младший
бит. Ошибка для дифференциальной нелинейности определяется как максималь¬
ное отклонение любого изменения уровня (или изменения младшего бита) от
идеального шага в 1 LSB для всей передаточной функции преобразователя.
Если изменение аналогового сигнала, которое связано с изменением цифрово¬
го кода на 1 LSB, будет больше или меньше 1 LSB, то считается, что возникает
ошибка, связанная с дифференциальной нелинейностью (DNL). Ошибка DNL для
преобразователя обычно определяется как максимальное значение дифференци¬
альной нелинейности, которое можно обнаружить при изменениях сигналов в
полном диапазоне изменения сигнала для данного преобразователя. На рис. 5-17
показывается неидеальная передаточная функция для ЦАП и АЦП, а также ил¬
люстрируется влияние ошибок, связанных с дифференциальной нелинейностью.
На рис. 5-18 более подробно рассматривается дифференциальная нелиней¬
ность для цифро-аналогового преобразователя. Если дифференциальная нели¬
нейность ЦАП меньше —1 LSB для какого-то изменения кода, то ЦАП не явля¬
ется монотонным — т. е. передаточная функция имеет один или более локальных
максимумов или минимумов. Если дифференциальная нелинейность превышает

5-1. Кодирование и квантование 413
ЦАП
АЦП
ООО 001 010 011 100 101 110 111
Цифровой входной сигнал
Аналоговый входной сигнал
Рис. 5-17. Передаточная функция для неидеальных ЦАП и АЦП (с разрядностью 3 бита)
+ 1 LSB, то это не приводит к нарушению монотонности, но также является неже¬
лательным эффектом. Во многих приложениях, где используются ЦАП (особенно
в системах с замкнутой обратной связью, где нарушение монотонности может
приводить к тому, что отрицательная обратная связь изменится на положитель¬
ную) , абсолютно необходимо обеспечить монотонность цифро-аналогового пре¬
образователя. Часто в технической документации непосредственно указывается,
является ли ЦАП монотонным. Однако если гарантируется, что дифференци¬
альная нелинейность не превышает 1 LSB(|DNL| 1 LSB), то компонент будет
являться монотонным, даже если об этом не говорится явно.
На рис. 5-19 мы более тщательно рассматриваем нелинейность АЦП, исполь¬
зуя для этого увеличенный масштаб. АЦП также может не являться монотон¬
ным, однако для него более распространенным проявлением дифференциальной
нелинейности является возникновение пропущенных кодов (missing codes). Про¬
пущенные коды в случае АЦП являются столь же нежелательным явлением, как
и нарушение монотонности в случае ЦАП. И вновь этот эффект возникает тогда,
когда DNL будет меньше —1 LSB.
У АЦП не только могут возникать пропущенные коды, он также может
являться немонотонным (см. рис. 5-20). Как и для ЦАП, это может приводить
к серьезным проблемам, особенно в таких приложениях, как управление серво¬
приводами.
В ЦАП пропущенные коды возникать не могут — каждый цифровой код, по¬
даваемый на вход цифро-аналогового преобразователя, приводит к появлению
на выходе соответствующего аналогового сигнала. Однако, как уже говорилось
ранее, для ЦАП может нарушаться монотонность. Если ЦАП использует непо¬
средственные двоичные коды, то наиболее вероятным местом для возникновения
подобной ошибки является центральная область, которая существует между дву¬
мя кодами 011... 11 и 100. ..00. Если монотонность нарушается именно в этой

Цифровой входной код
Рис. 5-18. Подробное рассмотрение дифференциальной нелинейности
области, то обычно это связано с неправильной калибровкой или настройкой
цифро-аналогового преобразователя. Аналого-цифровой преобразователь с по¬
следовательным приближением, который имеет встроенный немонотонный ЦАП,
обычно может создавать пропущенные коды, но при этом остается монотонным.
Однако, в принципе, АЦП тоже может утрачивать монотонность — это опре¬
деляется конкретной архитектурой, которая используется для преобразования.
На рис. 5-20 показывается передаточная функция для АЦП, у которого имеются
пропущенные коды и который не является монотонным.
В АЦП, использующих конвейерную архитектуру (subranging), входной диа¬
пазон разделяется на несколько достаточно больших диапазонов, затем каждый
из этих диапазонов делится на меньшие диапазоны — после чего в результате
получается окончательный цифровой код. Более подробно подобный процесс бу¬
дет рассмотрен в главе 6 данной книги. Если неправильно выполнить настройку
для подобного аналого-цифрового преобразователя, то может нарушаться моно¬
тонность, будут возникать коды для слишком широкого диапазона сигналов или

5-1. Кодирование и квантование 415
же могут возникать пропущенные коды в точках разбиения на диапазоны (см.
рис. 5-21).
Рис. 5-19. Подробное рас¬
смотрение дифференциаль¬
ной нелинейности для АЦП
В
о
m
О
о.
-Ѳ-
Пропущенный код
(возникает, если DNL < -1 LSB)
-1 LSBr-^
DNL = О
—►!	«— 0,25 LSB,
,	I	DNL = -0,75 LSB
	1,5 LSB,	►!
(	i	DNL = +0,5 LSB
-►! и— 0,5 LSB,
(	I	'	DNL = -0,5 LSB
!«- 1	LSB,—^
I	DNL =	0	'
Аналоговый входной сигнал
Рис. 5-20. Немонотонный АЦП,
у которого также имеются пропу¬
щенные коды
в
0
1
в
т:
:
О
И
Пропущенный код
i
і
j
- Нарушение
монотонности
Аналоговый входной сигнал
Для АЦП данного типа необходимо выполнять настройку таким образом,
чтобы дрейф под влиянием старения или изменения температуры не приво¬
дил в чувствительных точках к нарушению монотонности или возникновению
пропущенных кодов, а приводил к возникновению кодов с широким диапазоном
входного сигнала.
Определить, возникают ли пропущенные коды, сложнее чем определить не¬
монотонность преобразователя. Все АЦП обладают определенным переходным
шумом, как это показано на рис. 5-22 (его можно представить себе как дрожание
младшего разряда у цифрового вольтметра). При увеличении полосы пропус¬
кания и разрешения диапазон входного сигнала, который соответствует пере-

416 Глава 5. Основы систем, осуществляющих дискретизацию сигнала
(А) Отсутствие
монотонности
(В) Код, которому
соответствует
широкий диапазон
входного сигнала
(С) Пропущенный
цифровой код
Г
i
\
Пропущенный
цифровой код
\
Пропущенный
цифровой код
Аналоговый входной сигнал
		►
Рис. 5-21. Ошибки, возникающие при неправильной настройке subranging АЦП
Шум, связанный
с изменением
цифрового кода
Дифференциальная
нелинейность
Переходный шум и
дифференциальная
нелинейность
с
=г
<
о
в
в
Вход АЦП
Вход АЦП
Вход АЦП
Рис. 5-22. Совместное воздействие шума при изменении кода и DNL
ходным шумам, может приближаться или даже превышать значение, соответ¬
ствующее младшему биту (LSB). Широкополосные АЦП с высоким разрешением
обычно имеют внутренние источники шумов, которые могут накладываться
на входной сигнал и проявляться как шум входного сигнала. Влияние такого
шума, особенно если присутствует отрицательная ошибка DNL, может приво¬
дить к тому, что для некоторых (или даже для всех) кодов переходный шум
будет присутствовать во всем диапазоне входного сигнала, соответствующего
данному коду. Следовательно, будут существовать такие коды, для которых не
будет существовать входной сигнал, при котором гарантируется появление дан¬
ного кода на выходе АЦП. Будет существовать диапазон входных значений, при
котором возможно иногда появление данного кода.

5-1. Кодирование и квантование 417
Для АЦП с малым разрешением может оказаться разумным определить для
всех возможных кодов нормальные, не пропущенные коды (no missing codes) как
комбинацию DNL и переходного шума, при которых гарантируется определен¬
ный уровень (предположим, 0,2 LSB) кода, свободного от воздействия шумов.
Однако такая характеристика невозможна для современных сигма-дельта АЦП,
которые обладают очень высоким разрешением, или даже для АЦП с меньшим
разрешением, но имеющим высокую полосу пропускания. В этих случаях про¬
изводитель должен определить уровень шума и разрешение каким-то другим
способом. Какой именно метод для этого будет использоваться, не имеет особого
значения. Однако в технической документации должен быть указан используе¬
мый метод, а также полученные с его помощью характеристики.
В данной главе мы пока не рассматривали параметры по постоянному напря¬
жению (DC), которые важны для преобразователей данных. Для других, менее
важных характеристик мы просто дадим определение. Кроме этого, необходимо
рассмотреть параметры для переменных сигналов (АС). Все эти вопросы будут
рассматриваться в главе 6.
Ссылки по теме: кодирование и квантование
1.	К. W. Cattermole, Principles of Pulse Code Modulation, American Else¬
vier Publishing Company, Inc., New York, 1969, ISBN: 444-19747-8 (превос¬
ходное руководство и исторический обзор, в котором рассматривают¬
ся теоретические и практические вопросы, относящиеся к преобразова¬
телям данных. Рассматриваются многие темы, однако особое внимание
уделяется ИКМ. Обязательно необходимо изучить всем, кто серьезно за¬
нимается преобразователями данных! Можно попробовать приобрести
в Интернет-магазинах, торгующих подержанными книгами, например в
http: //www.abebooks.com).
2.	Frank Gray, «Pulse Code Communication», US Patent 2,632,058, hied, Novem¬
ber 13, 1947, issued March 17, 1953 (подробное описание кода Грея и его
применение в электронно-лучевых устройствах кодирования).
3.	R. W. Sears, «Electron Beam Deflection Tube for Pulse Code Modulation», Bell
System Technical Journal, Vol. 27, January 1948, pp. 44 — 57 (описыва¬
ется созданный на основе электронно-лучевой лампы конвейерный АЦП
с разрядностью 7 бит и частотой дискретизации 100 kSPS, который ис¬
пользовался в ранних экспериментальных работах по импульсно-кодовой
модуляции).
4.	J. О. Edson and Н. Н. Henning, «Broadband Codecs for an Experimental
224Mb/s PCM Terminal», Bell System Technical Journal, Vol. 44, Novem¬
ber 1965, pp. 1887 - 1940 (описываются эксперименты no созданию АЦП
на основе электронно-лучевых устройств кодирования, а также рассма¬
тривается полупроводниковый 9-разрядный АЦП последовательного сче¬
та, в котором используется код Грея. Электронно-лучевое устройство
кодирования обеспечивало разрешение 9-бит при 12MSPS и являлось са¬
мым быстрым устройством подобного типа).
14—1277

418 Глава 5. Основы систем, осуществляющих дискретизацию сигнала
5. Dan Sheingold, Analog—Digital Conversion Handbook, 3rd Ed., Ana¬
log Devices and Prentice-Hall, 1986, ISBN: 0-13-032848-0 (основополагающий,
классический труд no преобразованию данных).
Раздел 5-2
Теория дискретизации сигналов
В данном разделе обсуждаются основы теории дискретизации сигналов. Блок
схема типичной системы, осуществляющей дискретизацию сигналов в режиме
реального времени, показана на рис. 5-23. Перед тем, как непосредственно осу¬
ществлять аналого-цифровое преобразование, аналоговый сигнал обычно прохо¬
дит через некоторую схему предварительной обработки (кондиционирования),
которая может осуществлять такие функции, как усиление, ослабление или филь¬
трация. Для удаления нежелательных сигналов, которые выходят за интересую¬
щую нас полосу частот, а также для подавления алиасинга, обычно используют
фильтры низкой частоты или полосовые фильтры.
Процессор
Рис. 5-23. Систе¬
ма с дискретизаци¬
ей сигнала
Система, показанная на рис. 5-23, является системой реального времени, т. е.
АЦП непрерывно обрабатывает сигнал с частотой, равной fs, и с такой же ча¬
стотой выдает цифровые значения процессору цифровой обработки сигналов
(DSP). Чтобы обеспечить возможность обработки сигналов в режиме реального
времени, DSP должен успеть выполнить все необходимые операции в течение
интервала дискретизации, равного 1/fs, и успеть отправить цифровое значение
на ЦАП до прихода следующего цифрового значения от АЦП. Типичным при¬
мером функций, которые выполняют процессоры цифровой обработки сигналов,
может служить цифровая фильтрация.
Если выполняется быстрое преобразование Фурье (FFT), то сначала необхо¬
димо передать блок цифровых данных в память DSP. Вычисления для быстрого

5-2. Теория дискретизации сигналов 419
преобразования Фурье могут производиться одновременно с передачей нового
блока данных в память DSP, это позволяет обрабатывать данные в режиме ре¬
ального времени. В течение интервала времени, когда осуществляется передача
новых данных, DSP должен завершить расчеты для быстрого преобразования
Фурье и быть готовым к обработке следующего блока данных.
Заметим, что ЦАП используется только в тех системах, где данные после об¬
работки цифровым процессором должны быть вновь преобразованы в аналого¬
вый вид, в качестве примера можно привести обработку голоса или приложения
для обработки аудио. Существует огромное количество устройств, в которых
после первоначального аналого-цифрового преобразования сигнал сохраняется
в цифровом виде. Существуют и другие приложения, в которых DSP самостоя¬
тельно создает сигнал для ЦАП, примером может служить CD-плеер. Если в си¬
стеме используется ЦАП, то вслед за ним необходимо устанавливать аналоговый
фильтр, который помогает подавить частоты, соответствующие зеркальным
сигналам. Наконец, существуют системы для управления технологическими про¬
цессами, в которых используются намного более низкие частоты дискретизации.
Но независимо от типа системы ко всем применяются одни и те же положения
теории дискретизации сигналов.
Существует две основные концепции, связанные с процессом аналого-цифро¬
вого или цифро-аналогового преобразования: это дискретизация через фиксиро¬
ванные промежутки времени {discrete time sampling) и конечное разрешение для
амплитуды сигнала, связанное с квантованием. Чтобы правильно использовать
преобразователи данных, необходимо хорошо понимать эти две концепции.
Необходимость в функции выборки/хранения для
усилителя
В обобщенной блок-схеме системы с дискретизацией данных, показанной на
рис. 5-23, предполагается, что на ее вход подается некий сигнал с перемен¬
ным уровнем. Заметим, что это не всегда верно, так как существуют современ¬
ные цифровые вольтметры или АЦП, специально оптимизированные для работы
с сигналами, которые имеют постоянный уровень. Однако сейчас мы будем пред¬
полагать, что имеем дело с переменным сигналом, верхняя частота которого
ограничена значением fa.
Большинство современных АЦП обладают встроенным усилителем выбор-
ки/хранения (SHA, sample-and-hold amplifier), что позволяет производить обра¬
ботку переменных сигналов. Многие из выпускавшихся ранее АЦП, в качестве
примера можно привести ставший стандартом AD753 от компании Analog De¬
vices, не использовали подобную схему и, по сути, являлись кодерами {encoder).
Если во время выполнения преобразования (которое в нашем примере зани¬
мает 8 мкс) сигнал на входе АЦП последовательного приближения (SAR), в кото¬
ром отсутствует усилитель выборки-хранения, изменяется более чем на 1 LSB,
то в выходном сигнале могут возникать значительные ошибки — все опреде¬
ляется тем, где именно расположен цифровой код (см. рис. 5-24). Большинство
архитектур, используемых для АЦП, подвержены данному типу ошибки — не¬
которые в большей степени, некоторые в меньшей. Возможным исключением

420 Глава 5. Основы систем, осуществляющих дискретизацию сигнала
Аналоговый входной сигнал
v(t) = q sin (2пft)
= q^-2rcfcos (2jt ft)
N-битовый АЦП после¬
довательного приближения. •
Время преобразования
8 мкс
N
/
/
К = 100 kSPS
dv
dt
q 2^N—1) 2n f
dv
dt
2(N—1) 2k q
dv
dt
max
qn 2n
Пример:
dv = 1 LSB = q
dt = 8 ps
N = 12, 2n = 4096
fmax” 9,7 ГЦ
Рис. 5-24. Ограничение для частоты входного сигнала у АЦП, не использующего
выборку-хранение (декодер)
являются высококачественные параллельные (flash) преобразователи, которые
используют очень хорошо согласованные компараторы.
Предположим, что на вход декодера подается синусоидальный сигнал, полная
амплитуда которого равна (q2N/2), где q — значение, соответствующее млад¬
шему биту (1 LSB):
v(t) = q(2N/2) cos(27rft).	(5-1)
Вычисляем производную:
dv/dt = q27rf(2N/2) cos(27rft).	(5-2)
Вычисляем максимальную скорость изменения для входного сигнала:
dv/dt |max = q2f(2N/2).
Решаем это уравнение относительно частоты f:
f =
) / (qw2N).
(5-3)
(5-4)
Если N = 12, а во время выполнения преобразования (dt = 8 мкс) сигнал может
изменяться на один младший бит (1 LSB), то решаем приведенное выше урав¬
нение относительно fmax, в результате чего определяем максимальную частоту
сигнала, при обработке которого не будут возникать ошибки:
fmax = 9,7 Гц.
(5-5)
Это означает, что при частоте входного сигнала, превышающей 9,7 Гц, в процессе
преобразования могут возникать ошибки, хотя время преобразования в 8 мкс по¬
зволяет обеспечить частоту дискретизации, равную 100 kSPS (SPS-samples per
second: количество измерений, выполняемых за одну секунду). При этом еще
остается 2 мкс, которые могут использоваться внешним усилителем выборки/хра-
нения для захвата нового сигнала после выхода из режима хранения.

5-2. Теория дискретизации сигналов 421
Чтобы работать с переменными сигналами, необходимо добавить функцию
выборки/хранения. Идеальный SHA (sample-and-hold amplifier: усилитель вы-
борки/хранения) представляет собой ключ, сигнал с выхода которого подается
на конденсатор хранения, за которым располагается буфер с высоким входным
импедансом. Входной импеданс буфера должен быть достаточно высок — на¬
столько, чтобы конденсатор за время работы в режиме хранения разряжался
на напряжение, не превышающее 1 LSB. Усилитель выборки/хранения полу¬
чает информацию об уровне сигнала при работе в режиме выборки (sample
mode), при работе в режиме хранения (hold mode) уровень сигнала внутри уси¬
лителя остается постоянным. Временные параметры подбираются таким обра¬
зом, чтобы декодер успевал выполнить аналого-цифровое преобразование за
время, в течение которого усилитель работает в режиме выборки. Следова¬
тельно, аналого-цифровой преобразователь со схемой выборки/хранения может
обрабатывать быстро изменяющиеся сигналы — ограничения на максимально
допустимую частоту сигнала теперь связаны не с декодером, а с усилителем
выборки/хранения и определяются такими параметрами, как дрожание фазы
тактового сигнала, полоса пропускания, уровень искажения и так далее. Если
вновь обратиться к приведенному выше примеру, то качественный усилитель
выборки/хранения способен осуществить захват сигнала за 2 мкс, что обеспечи¬
вает частоту преобразования в 100 kSPS. Это позволяет обрабатывать сигналы
с частотой до 50 kSPS. Далее мы более подробно рассмотрим работу усилителя
выборки/хранения, включая и его технические характеристики.
Критерий Найквиста
Измерение непрерывного аналогового сигнала выполняется через фиксирован¬
ные интервалы времени ts = l/fs. Чтобы получить точное представление для
входного сигнала, необходимо тщательно выбирать значение этого интервала.
Очевидно, что чем больше измерений мы выполняем (выше частота дискретиза¬
ции), тем более точным будет цифровое представление сигнала. Если мы умень¬
шаем количество измерений (снижаем частоту дискретизации), то достигаем
в результате такого порога, после которого утрачивается критически важная
информация о входном сигнале. Математические основы теории дискретизации
были разработаны Гарри Найквистом (Harry Nyquistt), сотрудником компании
Bell Telephone Laboratories. В 1924 и 1928 годах он опубликовал две ставшие
классическими статьи, см. ссылки [1] и [2]. Исследования Найквиста были про¬
должены Р. В. Л. Хартли (R. V. L Hartley), см. ссылку [3]. Эти статьи заложили
основу для работ по импульсно-кодовой модуляции (РСМ), которые проводи¬
лись в 40-х годах. А в 1948 году Клод Шеннон (Claude Shannon) опубликовал
классическую статью о теории коммуникаций (ссылка [4]).
Если рассматривать основные положения, то критерий Найквиста требует,
чтобы частота дискретизации по крайней мере в два раза превосходила наиболь¬
шую частоту, имеющуюся во входном сигнале, в противном случае информация,
которая передается с помощью этого сигнала, будет утеряна. Если частота дис¬
кретизации будет меньше, чем максимальная частота входного сигнала, то воз¬
никает эффект, который получил название «алиасинг» (aliasing), см. рис. 5-25.
Чтобы понять, как эффект алиасинга проявляется в частотной и временной
области, сначала рассмотрим представление во временной области синусоидаль-

422 Глава 5. Основы систем, осуществляющих дискретизацию сигнала
•	Для сигнала, который обладает максимальной полосой пропускания, равной fa, измере¬
ния должны выполняться с такой частотой дискретизации, которая по крайней мере
в два раза превышает fa (fs > fa). В противном случае возникает эффект алиасинга и
информация будет утеряна.
•	Эффект алиасинга возникает всегда, когда частота дискретизации будет меньше, чем
удвоенное значение fa.
•	Эффект алиасинга широко используется в приложениях, связанных с передачей данных,
например — при непосредственном преобразовании сигнала с промежуточной частотой
в цифровой вид.
•	Если сигнал содержит компоненты, частоты которых относятся к некоторой полосе
частот между fa и ft,, то при измерении такого сигнала частота дискретизации должна
удовлетворять следующему условию: fs > 2(fa — fb), в противном случае компоненты, воз¬
никшие под влиянием алиасинга, будут накладываться на компоненты, соответствующие
входному сигналу.
Рис. 5-25. Критерий Найквиста
ного сигнала с фиксированной частотой (см. рис. 5-26). Как видно из этого при¬
мера, здесь частота дискретизации fs лишь незначительно превышает частоту
сигнала fa, условие fs > 2fa не выполняется, и нарушается критерий Найквиста.
Также из рисунка можно заметить, что если провести синусоиду через полу¬
ченные при дискретизации точки, то мы получаем искаженную (aliased) под
влиянием эффекта алиасинга синусоиду, чья частота составляет (fs — fa).
Сигнал, искаженный
Применение: частота ^лишь
незначительно превышает fa
Рис. 5-26. Эффект
алиасинга во вре¬
менной области
Рассмотрим этот же пример в частотной области, см. рис. 5-27 (В). Теперь
будем рассматривать синусоидальный сигнал с частотой fa, который обрабаты¬
вается идеальным устройством дискретизации, работающим с частотой fs (см.
рис. 5-27 (А)). Также предположим, что, как показано на рисунке, выполняется
условие fs > 2fa. Если рассматривать выходной сигнал дискретизатора в частот¬
ной области, то будут заметны возникающие под влиянием алиасинга зеркальные
компоненты (aliases, images), которые располагаются на частотах, кратных ча¬
стоте fs: I ±Kfs ±fa|, где К = 1,2,3,4....
Полоса пропускания Найквиста определяется как диапазон частот от нулевой
частоты (сигнал с постоянным уровнем) до частоты, равной fs/2. Весь частот-

5-2. Теория дискретизации сигналов
423
	1-я зона
Найквиста
	2-я зона _
Найквиста
	3-я зона
Найквиста
_4-я зона
Найквиста
Рис. 5-27. Аналоговый сигнал с частотой fa обрабатывается дискретизатором, работающим
с частотой fs, при этом возникают зеркальные компоненты с частотами 1 ± Kfs ±fai, где
К = 1,2,3....
ный диапазон разбивается на бесконечное количество зон Найквиста (Nyquist
zones), ширина каждой из этих зон равна 0,5fs (см. рисунок). На практике иде¬
альный дискретизатор заменяется на АЦП, сигнал с которого подается на про¬
цессор, выполняющий быстрое преобразование Фурье (FFT). Процессор выдает
результаты преобразования, которые относятся к области частот от О (DC) до
fs/2, т.е. к первой зоне Найквиста.
Теперь рассмотрим сигнал, который не относится к первой зоне Найкви¬
ста (см. рис. 5-27 (В)). Частота этого сигнала лишь незначительно меньше, чем
частота дискретизации — это соответствует примеру для временной области,
который показан на рис. 5-26. Из рисунка мы можем сделать вывод, что хотя сам
сигнал и находится за пределами первой области Найквиста, в эту область попа¬
дает его зеркальный компонент, возникший под влиянием алиасинга, который
имеет частоту (fs — fa). Если возвратиться к рис. 5-27 (А), то становится понят¬
но, что если нежелательный сигнал появляется на какой-то из частот, которые
соответствуют зеркальным компонентам для сигнала с частотой fa, то он будет
возникать также и на основной частоте fa, создавая паразитные компоненты
в первой области Найквиста.
Аналогично осуществляется процесс аналогового смешивания, и здесь под¬
разумевается, что перед дискретизатором (или АЦП) устанавливается фильтр,
служащий для удаления сигналов с частотами, лежащими за предедами полосы
пропускания Найквиста, так как их зеркальные компоненты могут проникать
в эту область. Характеристики фильтра определяются тем, насколько близко к
частоте fs располагаются подлежащие фильтрации сигналы, а также от того,
какой уровень их подавления необходимо обеспечить.

424 Глава 5. Основы систем, осуществляющих дискретизацию сигнала
Антиалиасинговые фильтры, работающие в основной
полосе сигнала
Под дискретизацией в основной полосе сигнала (baseband sampling) понимают
то, что оцифровываемый сигнал лежит в первой зоне Найквиста. Важно за¬
метить, что если для сигнала на входе идеального дискретизатора не будет
выполняться фильтрация, то любой частотный компонент (это может быть сам
сигнал или шум), который лежит за пределами полосы пропускания Найкви¬
ста (и относится к любой другой области Найквиста, за исключением первой),
будет создавать зеркальные компоненты в первой зоне Найквиста. По этой при¬
чине для устранения подобных нежелательных компонентов практически для
всех АЦП, осуществляющих дискретизацию сигнала, используется антиалиасин-
говый фильтр.
Необходимо правильно определить характеристики антиалиасингового филь¬
тра. Во-первых, необходимо знать характеристики сигнала, для которого выпол¬
няется дискретизация. Предположим, что наибольшая частота, которая пред¬
ставляет интерес для данного сигнала, равняется fa. Тогда антиалиасинговый
фильтр должен пропускать сигналы с частотой от 0 до fa и подавлять те сигна¬
лы, чья частота превышает fa.
Предположим, что частота среза для фильтра выбирается равной частоте fa.
На рис. 5-28 (А) иллюстрируется влияние конечной области перехода от ми¬
нимального к максимальному уровню подавления и показывается, каково его
влияние на динамический диапазон системы.
Ослабление в полосе подавления = DR.
Переходная область: от частоты fa до
частоты fs-fa.
Частота среза: f .
Ослабление в полосе подавления: DR.
Переходная область: от частоты faflo
частоты Kfs - fa.
Частота среза: fa.
Рис. 5-28. Увеличение частоты дискретизации (oversampling, передискретизация) позволяет
снизить требования к анти-алиасинговому фильтру, работающему в основной полосе сигнала
Предположим, что входной сигнал содержит компоненты с максимальной
возможной амплитудой, и частота этих сигналов значительно превосходит ин¬
тересующую нас частоту fa. На рисунке показывается, как компоненты с макси¬
мально возможной амплитудой и частотой, превышающей fs — fa, отображаются
обратно в полосу частот от О (DC) до fa. Эти зеркальные компоненты невозмож¬

5-2. Теория дискретизации сигналов 425
но отличить от реального сигнала, и они, следовательно, ограничивают динами¬
ческий диапазон (который на рисунке обозначен как DR).
Иногда рекомендуется определять характеристики антиалиасингового филь¬
тра относительно частоты Найквиста, которая равна fs/2. Однако при этом
предполагается, что полоса частот интересующего нас сигнала занимает диапа¬
зон от 0 до fs/2, что редко случается на практике. В примере, который показан
на рис. 5-28, зеркальные компоненты, частота которых лежит в диапазоне от fa
до fs /2, не используются в данном приложении и не оказывают влияния на дина¬
мический диапазон системы.
Таким образом, переходная область для антиалиасингового фильтра опреде¬
ляется частотой среза fa, частотой, с которой начинается область подавления
сигнала (fs — fa), а также уровнем подавления в этой полосе — DR. Необходи¬
мый для системы динамический диапазон выбирается исходя из требований к
достоверности представления сигнала.
Если при прочих равных условиях необходимо уменьшить размер переход¬
ной области, то приходится использовать более сложные фильтры. Например,
фильтр Баттерворта обеспечивает ослабление 6дБ/октаву для каждого имею¬
щегося полюса. Чтобы обеспечить ослабление на 60 дБ в переходной области,
которая ограничена частотами 1 МГц и 2 МГц (одна октава), необходимо ис¬
пользовать фильтр с 10 полюсами — очевидно, что такой фильтр не является
тривиальным и спроектировать его является достаточно сложной задачей.
Для приложений с высокой скоростью обработки данных, где требуется обес¬
печить малую переходную область, постоянное значение передаточной функции
для полосы пропускания, а также линейный отклик по фазе, требуется исполь¬
зовать фильтры других типов. Достаточно распространенными являются элли¬
птические фильтры, которые позволяют удовлетворить всем этим требованиям.
Имеется достаточно много компаний, которые специализируются на производ¬
стве специализированных аналоговых фильтров, примером такой компании явля¬
ется ТТЕ (ссылка [5]).
Как следует из данного обсуждения, уменьшение размера переходной обла¬
сти с целью подавления эффекта алиасинга связано с требованиями к частоте
дискретизации АЦП. Если выбрать более высокую частоту дискретизации (over-
sampling), то снижаются требования к размерам переходной области (и, следо¬
вательно, к сложности используемого фильтра) — однако при этом необходимо
использовать более быстрые АЦП и осуществлять обработку данных с более вы¬
сокой скоростью. Такой подход иллюстрируется на рис. 5-28 (В), где частота
дискретизации увеличивается в К раз, в то время как частота среза аналогово¬
го фильтра fa и динамический диапазон DR остаются теми же. Здесь переходная
область увеличивается от fa до Kfs — fa, благодаря чему упрощается задача про¬
ектирования фильтра (по сравнению с ситуацией, показанной на рис. 5-28 (А)).
Процесс проектирования антиалиасингового фильтра начинается с того, что
выбирается первоначальная частота дискретизации — ее значение должно в 2,5-
4 раза превышать частоту fa. После этого, на основании требований к дина¬
мическому диапазону, определяем, можно ли создать такой фильтр с учетом
ограничений на стоимость и производительность системы. Если фильтр спроек¬
тировать не удается, то следует рассмотреть возможность увеличения частоты

426 Глава 5. Основы систем, осуществляющих дискретизацию сигнала
Рис. 5-29. Субдискретиэация и перемещение частот между различными зонами Найквиста
дискретизации, для чего может потребоваться более быстрый АЦП. Следует
заметить, что в архитектуре сигма-дельта АЦП уже используется принцип пере¬
дискретизации, и снижение требований в аналоговому антиалиасинговому филь¬
тру является одним из достоинств данной архитектуры.
Требования к антиалиасинговому фильтру можно также снизить, если гаран¬
тируется, что в полосе подавления с частотой fs — fa никогда не будет возникать
сигнал с амплитудой, равной максимальному допустимому значению. Если мак¬
симальный сигнал при частоте fs — fa никогда не будет превышать уровень
в —X дБ относительно максимального допустимого уровня сигнала, то на со¬
ответствующее значение может быть уменьшено ослабление сигнала в полосе
подавления, которое требуется от фильтра. Итак, если подобное требование к
уровню сигнала выполняется, то на частоте fs — fa фильтр должен обеспечи¬
вать подавление всего лишь на DR — X дБ. Рассматривая такие предположения
об уровне сигнала, необходимо тщательно рассмотреть шумы при частотах вы¬
ше fa, так как они будут создавать паразитные компоненты в основной полосе
пропускания сигнала.
Су б дискретизация
До настоящего момента мы рассматривали дискретизацию сигнала в основной
полосе, т. е. изучаемые нами сигналы находились в пределах первой зоны Найкви¬
ста. Этот случай иллюстрируется на рис. 5-29 (А), где полоса пропускания для
полученного при дискретизации сигнала ограничена первой зоной Найквиста,
а зеркальные компоненты оригинального сигнала появляются в других зонах
Найквиста.
Рассмотрим пример, показанный на рис. 5-29 (В), где полоса пропускания
полученного при дискретизации сигнала полностью находится во второй зоне
Найквиста. Процесс, когда осуществляется дискретизация сигнала, который на¬

5-2. Теория дискретизации сигналов 427
ходится вне первой зоны Найквиста, часто называют субдискретизацией (under-
samplingг), или же гармонической дискретизацией (также могут использоваться
такие названия, как полосовая дискретизация, дискретизация для промежуточ¬
ных частот, непосредственное преобразование промежуточных частот в цифро¬
вой вид). Заметим, что в первой зоне Найквиста будут возникать зеркальные
компоненты, которые содержат полную информацию об оригинальном сигна¬
ле — за исключением информации о том, где именно находится этот сигнал
(также изменяется на обратный порядок расположения частотных компонентов,
однако это легко можно исправить, осуществив обработку результатов быстрого
преобразования Фурье).
На рис. 5-29 (С) показывается полученный при дискретизации сигнал, ко¬
торый находится в пределах третьей зоны Найквиста. Заметим, что теперь
зеркальные компоненты в первой зоне Найквиста будут иметь нормальный, а не
инверсный порядок расположения по частоте. Частоты дискретизированного
сигнала могут относиться к любой зоне Найквиста, и по-прежнему зеркальные
компоненты, появляющиеся в первой зоне Найквиста, будут являться точным
представлением оригинального сигнала (за исключением инверсии по частоте,
которая происходит для сигналов, расположенных в четных зонах Найквиста).
Здесь мы можем немного по-другому сформулировать критерий Найквиста:
Чтобы сохранить информацию, относящуюся к данному сигналу, необхо¬
димо осуществлять его дискретизацию с частотой, которая, по крайней
мере, вдвое превышает ширину полосы данного сигнала.
Заметим, что здесь мы не определяем точное положение дискретизированных
сигналов в пределах частотного спектра относительно частоты дискретизации.
Единственным ограничением является то, что ширина полосы сигнала должна
ограничиваться первой зоной Найквиста, т.е. в точках fs/2 не должно происхо¬
дить наложение сигналов (в действительности за это должен отвечать антиали-
асинговый фильтр).
Дискретизация сигналов, расположенных за пределами первой зоны Найкви¬
ста, получила широкое распространение в телекоммуникационных устройствах,
так как по своей природе такой процесс аналогичен процессу аналоговой демо¬
дуляции. Стало общепринятой практикой осуществлять непосредственную дис¬
кретизацию сигналов промежуточной частоты и затем с помощью цифровых
методов осуществлять обработку сигналов, устраняя тем самым необходимость
использования демодулятора и фильтров для сигналов промежуточной частоты.
Однако очевидно, что при увеличении частоты таких сигналов будут возрастать
требования к характеристикам АЦП. Аналого-цифровой преобразователь дол¬
жен обладать высокой полосой пропускания и низким уровнем искажений не
только при работе в основной полосе, но и при работе на промежуточных ча¬
стотах. Это создает проблемы при использовании большинства АЦП, так как
они проектировались для работы с сигналами, которые лежат в первой зоне
Найквиста. Следовательно, АЦП, предназначенные для работы в системах с суб¬
дискретизацией, должны сохранять динамические характеристики и для зон
Найквиста достаточно высокого порядка.

428 Глава 5. Основы систем, осуществляющих дискретизацию сигнала
Рис. 5-30. Антиалиасинговый фильтр при субдискретизации
Антиалиасинговые фильтры в приложениях
с су б дискретизацией сигналов
На рис. 5-30 показан сигнал, лежащий во второй зоне Найквиста. Сигнал рас¬
положен симметрично относительно частоты несущей fc, его нижняя граничная
частота равна fi, верхняя — f2. В качестве антиалиасингового фильтра использу¬
ется полосовой фильтр. Требуется обеспечить динамический диапазон, равный
DR, который определяет требования к ослаблению в полосе подавления филь¬
тра. Верхняя переходная область занимает диапазон частот от f2 до 2fs — f2,
нижняя — от fi до fs — fi. Как и для дискретизации в основной полосе, требова¬
ния к антиалиасинговому фильтру могут быть смягчены, если пропорционально
увеличивать частоту дискретизации, при этом также необходимо увеличивать
частоту fc, чтобы она всегда оставалась в центре второй зоны Найквиста.
Если указаны частота несущей fc и полоса пропускания сигнала Af, то для
определения частоты дискретизации fs могут использоваться следующие два
ключевых уравнения. Первым является критерий Найквиста:
f„ > 2Af.
(5-6)
Второе выражение обеспечивает, что частота несущей будет располагаться в цен¬
тре зоны Найквиста:
fs =
4fc
2NZ - 1 ’
(5-7)
где NZ = 1,2,3,4..., а NZ обозначает зону Найквиста, в которой будет нахо¬
диться несущая и связанные с ней сигналы (см. рис. 5-31).
Обычно для NZ выбирают как можно большее значение, при котором все еще
сохраняется соотношение fs > 2Af. Это позволяет получить минимальную допу¬
стимую частоту дискретизации. Если NZ принимает нечетное значение, то fc и
связанные с ней сигналы будут лежать в четной зоне Найквиста, и создаваемые

5-2. Теория дискретизации сигналов 429
4fc
• fs > 2&1	. L = 	—, NZ = 1, 2, 3, . . .
2NZ - 1
Рис. 5-31. Размещение сигнала в центре зоны Найквиста при его передискретизации
ими в первой зоне Найквиста зеркальные компоненты будут иметь нормаль¬
ный порядок по частоте. Если выбирать для NZ меньшие значения, то можно
добиться нужного компромисса между частотой дискретизации и сложностью
используемого антиалиасингового фильтра.
В качестве примера рассмотрим сигнал с полосой, равной 4 МГц, который
симметрично располагается относительно несущей, чья частота равна 71 МГц.
Следовательно, минимальное значение частоты дискретизации равно 8 МГц.
Поставляя в уравнение (5-6) значения fc = 71 МГц и fs = 8 MSPS и решая его от¬
носительно NZ, получаем для NZ значение 18,25. Однако NZ должно быть целым,
поэтому округляем 18,25 до ближайшего меньшего целого числа и получаем 18.
Вновь решаем уравнение (5-6), теперь относительно частоты дискретизации fs,
и получаем значение, равное 8,1143 MSPS. Итак, в данном случае мы имеем
следующий окончательный набор значений: fs = 8,1143 MSPS, fc = 71 МГц и
NZ = 18.
Теперь предположим, что мы хотим обеспечить для антиалиасингового филь¬
тра больший диапазон частот, и выбираем для fs значение, равное 10 MSPS.
Поставляя в уравнение (5.6) значения fc = 71 МГц и fs = 10 MSPS и решая его от¬
носительно NZ, получаем для NZ значение 14,7. Вновь округляем до ближайшего
меньшего целого числа и получаем 14. Решаем уравнение (5-6), теперь относи¬
тельно частоты дискретизации fs, и получаем значение, равное 10,519 MSPS.
Мы получаем следующий окончательный набор значений: fs = 10,519 MSPS,
fc = 71 МГц и NZ = 14.
Показанный выше итерактивный процесс может начинаться с определения
значения fs, после чего происходит подстройка частоты несущей для получения
целого значения для NZ.
Ссылки по теме: теория дискретизации сигналов
1. Н. Nyquist, «Certain Factors Affecting Telegraph Speed», Bell System Tech¬
nical Journal, Vol. 3, April 1924, pp. 324 346.

Глава 5. Основы систем, осуществляющих дискретизацию сигнала
2.	Н. Nyquist, «Certam Topics in Telegraph Transmission Theory», A.I.E.E. Trans¬
actions, Vol. 47, April 1928, pp. 617-644.
3.	R. V. L. Hartley, «Transmission of Information», Bell System Technical Jour¬
nal, Vol. 7, July 1928, pp. 535-563.
4.	С. E. Shannon, «A Mathematical Theory of Communication», Bell System
Technical Journal, Vol. 27, July 1948, pp. 379-423 and October 1948, pp.
623-656.
5.	TTE, Inc., 11652 Olympic Blvd., Los Angeles, CA 90064, http://www.tte.com.

ГЛАВА 6
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
Введение
Существует два основных типа преобразователей сигналов: цифро-аналоговые
преобразователи (ЦАП, DAC или D/А) и аналого-цифровые преобразователи
(АЦП, ADC или A/D). Задачи этих устройств достаточно понятны: в случае
ЦАП мы получаем на выходе аналоговое напряжение, которое будет пропорцио¬
нально значению опорного напряжения, а в качестве коэффициента пропорцио¬
нальности выступает переданное микросхеме цифровое значение. В случае АЦП
на выходе мы получаем цифровое значение, которое описывает поданное на вход
АЦП аналоговое напряжение, при этом цифровое значение будет пропорциональ¬
но опорному напряжению.
В обоих этих случаях цифровое значение почти всегда основывается на взве¬
шенной двоичной пропорции. Цифровые входы или выходы организованы как
слова изменяющейся длины, состоящие из двоичных значений (биты). Обычно
ширина такого слова составляет от 6 бит до 24 бит. В системе с двоичным
взвешиванием значение каждого бита составляет половину от бита, который
располагается слева от него, и одновременно это значение в два раза боль¬
ше значения бита, который располагается справа. Чем больше битов содержит
цифровое слово, тем выше разрешение. Для удобства используются группы, со¬
стоящие из восьми бит такие группы носят название байтов.
Чтобы лучше понять связь между цифровыми значениями и аналоговыми
сигналами, советуем обратиться к разделу, посвященному теории дискретизации.
Как уже говорилось ранее, при рассмотрении работы преобразователей мы
в основном будем рассматривать их как «черные ящики». Это означает, что
мы не будем рассматривать подробно внутреннее устройство преобразовате¬
лей, а сосредоточим основное внимание на принципах их работы и применения.
Однако мы не можем полностью игнорировать внутреннюю архитектуру, так
как во многих случаях она определяет преимущества или ограничения при ис¬
пользовании устройства. Существует множество источников, которые подробно
рассматривают внутреннее устройство преобразователей (см. ссылки).
Другая важная особенность, о которой нельзя забывать, связана с различи¬
ем, которое существует между такими терминами, как точность и разрешение.
Разрешение преобразователя определяется количеством бит, из которых состо¬
ит цифровое значение. Точность определяется тем количеством бит, которые
соответствуют спецификациям. Например, ЦАП может обладать разрешением
16 бит, однако монотонность сохраняется только до значения, соответствующего
14 битам. Отсюда следует, что точность такого ЦАП не может превышать 14 би¬
тов. Аналогично, аудиоАЦП может выдавать цифровое значение с разрядностью

432 Глава 6. Преобразователи
16 бит, однако соотношение сигнал/шум (SNR) будет составлять всего лишь
70 дБ. Отсюда следует, что точность соответствует всего лишь 12 битам. Это
не означает, что остальные биты оказываются совершенно бесполезными. При
помощи специальной обработки, которая обычно заключается в фильтрации, ча¬
сто можно улучшить точность. Итак, хотя термины «точность» и «разрешение»
достаточно близки, все-таки всегда необходимо помнить о существующих между
ними различиях.
Мы начнем с рассмотрения ЦАП.
Раздел 6-1
Используемые архитектуры для ЦАП
Введение в ЦАП (цифро-аналоговые преобразователи)
То, что обычно носит название ЦАП, сегодня уже несколько выросло из рамок,
которые обычно связывают с этим термином. ЦАП обычно состоит из собствен¬
но преобразователя, однако также содержит и набор вспомогательных цепей,
которые интегрируются непосредственно на микросхему (рис. 6-1).
Положительно© Вход для опорного	Рис. 6-1. Бязовыи цифро-э.нэ.
напряжение	(аналогового)	лотовый преобразователь
питания	сигнала
микросхемы)
Первые ЦАП представляли собой схемы из отдельных компонентов, которые
размещались на печатной плате. Только в начале 1970-х годов начали появляться
монолитные ЦАП, однако эти компоненты часто представляли собой лишь суб¬
модули, которые затем использовались для построения ЦАП. Примером может
послужить AD550, который представлял собой 4-битный источник тока с дво¬
ичным взвешиванием. Этот модуль источника тока необходимо было соединять
с другим компонентом, таким как AD850, который содержал набор транзисто¬
ров и ключи, выполненные по CMOS-технологии. Вместе эти два компонента

6-1. Используемые архитектуры для ЦАП 433
позволяли реализовать базовую схему ЦАП. По мере развития технологий эти
функции интегрировались на подложке одной микросхемы, также были доба¬
влены цифровые схемы, особенно важны были регистры, которые сохраняли
цифровое значение. Затем стали добавлять второй набор регистров, его задачей
являлось обеспечить для микропроцессора или микроконтроллера возможность
одновременно осуществлять запись в сразу несколько ЦАП, имеющихся в си¬
стеме. Входной набор регистров мог включать также и регистр сдвига, что
позволяло реализовать последовательный интерфейс.
На другой стороне данной микросхемы мы получаем выходной сигнал ЦАП,
который часто представлял собой сигнал по току, и для преобразования то¬
ка в напряжение (І/Ѵ) часто приходилось добавлять операционный усилитель.
С входной части к цифро-аналоговому преобразователю также стали добавлять
источник опорного напряжения.
Ограничения, которые были свойственны технологическим процессам, не по¬
зволяли интегрировать все эти блоки. Изначально эти блоки изготавливались
при помощи различных технологических процессов, в результате отдельные бло¬
ки могли быть не совместимы между собой.
Технологические процессы, которые позволяли изготавливать ключи с пре¬
восходными характеристиками, обычно не являлись оптимальными для изгото¬
вления усилителей или источников опорного напряжения. Однако эти ограниче¬
ния ослабевали вместе с развитием технологий, и сегодня технология CMOS по¬
зволяет изготавливать усилители приемлемого качества, также существуют та¬
кие процессы, которые позволяют объединить биполярные компоненты с CMOS-
компонентами .
Создание на микросхеме дополнительных цепей обеспечивает целый ряд пре¬
имуществ. Первое преимущество является достаточно очевидным — это сокра¬
щение количества микросхем, используемых в системе, что позволяет уменьшить
размеры и повысить надежность устройства. Однако еще более важным след¬
ствием этого является то, что теперь разработчик не должен беспокоиться о
точности тех нескольких компонентов, которые используются в системе. Теперь
используется только один компонент, тестирование которого как одного целого
выполняется производителем.
Далее мы рассмотрим различные архитектуры, которые используются для
ЦАП. Когда мы будем упоминать ЦАП, то речь будет идти об отдельном пре¬
образователе, а не о системе, частью которой он является.
Делитель Кельвина (String DAC)
Наиболее простой из используемых архитектур является делитель Кельвина (string
DAC), который показан на рис. 6-2. ЦАП из N-разрядов будет просто состоять из
2N одинаковых резисторов, включенных последовательно, а также из 2N ключей
(обычно CMOS), которые по одному включаются между каждым узлом цепоч¬
ки и выходом. Выходной сигнал поступает с соответствующего ответвления,
для этого закрывается всего один из ключей (существует некоторая сложность,
связанная с декодированием ключей от 1 до 2N на основании значения с разряд¬
ностью N бит).

434 Глава 6. Преобразователи
Декодер, преобразующий
VREF — опорное напряжение
R — включенные последовательно сопротивления
Рис. 6-2. Простейшая схема термометрического ЦАП с выходным сигналом
по напряжению: делитель Кельвина
Такая архитектура достаточно проста, использует выход по напряжению и
ей (по конструкции) свойственна монотонность — даже если случайно возникнет
короткое замыкание на одном из транзисторов, то сигнал с выхода ответвления
п не сможет превысить сигнал с ответвления п-Ы. Если сопротивления всех рези¬
сторов равны, то схема является линейной, однако ее можно намеренно сделать
нелинейной, если нам необходим ЦАП с нелинейной характеристикой. На выхо¬
де мы получаем напряжение, однако недостатком такой архитектуры является
достаточно высокий выходной импеданс. Кроме этого, выходной импеданс за¬
висит от цифрового значения (т. е. импеданс изменяется вместе с изменением
цифрового входного значения). Во многих случаях предпочтительнее установить
на выходе ЦАП буфер из операционного усилителя и создать малый импеданс для
следующей схемы. Так как при работе в момент переключения срабатывают
только два ключа, то такая архитектура отличается малыми выбросами (поня¬
тие выброса мы более подробно рассмотрим в следующем разделе).
Кроме этого, так как выбросы не зависят от цифрового значения, то та¬
кая архитектура идеально подходит для тех приложений, где необходим малый
уровень искажений. Так как выбросы остаются постоянными и не зависят от
переключения цифровых значений, то частотные компоненты выбросов соот¬
ветствуют частоте изменения цифровых значений ЦАП и их гармоникам —
а не гармоникам частоты выходного сигнала ЦАП. Основным недостатком ЦАП,

6-1. Используемые архитектуры для ЦАП 435
основанного на схеме Кельвина, является использование большого количества ре¬
зисторов и ключей, которые необходимы для обеспечения высокого разрешения.
Требуется использовать 2N резисторов, таким образом, для 10-разрядного ЦАП
требуется использовать 1024 ключей и резисторов. В результате данная схема
не получила большого распространения в качестве архитектуры для создания
несложных ЦАП. Только недавно, вместе с возможностью создавать элементы
микросхем с очень малыми размерами, появилась практическая основа для со¬
здания ЦАП с малым и средним разрешением (обычно до 10 бит).
Как мы уже упоминали в разделе, посвященном теории дискретизации, вы¬
ходной сигнал ЦАП даже тогда, когда все биты равны 1, будет по крайней мере
на значение одного младшего бита ниже, чем уровень опорного напряжения. Это
связано с тем, что ЦАП, основанный на схеме Кельвина и предназначенный для
использования в качестве ЦАП общего назначения, использует резистор, кото¬
рый включен между выводом опорного напряжения и первым ключом, как это
показано на рис. 6-2.
Сегментированный строковый (string) ЦАП
Вариантом схемы Кельвина является сегментированный строковый цифро-ана¬
логовый преобразователь. Здесь с помощью сегментирования мы уменьшаем
количество используемых резисторов. На рис. 6-3 показаны два варианта для
сегментированного ЦАП с выходом по напряжению. Архитектуру, показанную
на рис. 6-03 (А), иногда называют делителем Кельвина Варли (Kelvin-Varley).
Делитель	Делитель Кельвина и
Кельвина-Варли	лестничная схема R-2R
Рис. 6-3
Сегментированный ЦАП с выходом по напряжению

436 Глава 6. Преобразователи
Так как между первым и вторым каскадом используются буферы, то второй
строковый цифро-аналоговый преобразователь не нагружает первый, а резисто¬
ры во второй строке не обязаны иметь то же сопротивление, что и резисторы
в первом ЦАП. Однако резисторы в каждой строке обязаны иметь одинаковое
сопротивление, или же ЦАП не будет являться линейным. В приведенных при¬
мерах для простоты показаны первые и вторые каскады с разрядностью 3 бита,
однако для общности изложения давайте будем считать, что разрешение первого
(MSB, наиболее значащий бит) каскада составляет М бит, тогда как разрешение
второго (LSB) равно К Бит, в сумме получаем N = М + К. ЦАП, соответству¬
ющий MSB, использует набор из 2м резисторов с одинаковым сопротивлением,
ЦАП для LSB использует 2К резисторов с одинаковым сопротивлением. Напри¬
мер, если мы создадим 10-разрядный строковый ЦАП из двух 5-битных секций,
то каждый сегмент будет иметь 25 (или 32) резистора, их полное количество бу¬
дет равно 64 — тогда как в стандартном делителе Кельвина используется 1024
резистора. Итак, выгоды очевидны.
Конечно, используемые в качестве буфера усилители могут обладать сме¬
щением, что может приводить к нарушению монотонности в буферизованных
сегментированных строковых ЦАП.
В более простой конфигурации буфера в буферизованном делителе Кельви¬
на-Варли (рис. 6-3 (А)) буфер А всегда будет находиться «ниже» (т.е. имеет
более низкий потенциал) относительно буфера В, по этой причине использова¬
ние дополнительного ответвления, обозначенного как «А», в строковом ЦАП для
младших битов (LSB) в таком цифро-аналоговом преобразователе не являет¬
ся необходимым. Декодирование данных осуществляют два кодера приоритета
(priority encoder).
Однако, если декодирование строки для старших битов (MSB string) в подоб¬
ном цифро-аналоговом преобразователе сделать более сложным, чтобы буфер
А мог соединяться только с теми ответвлениями, которые обозначены как «А»
в строковом ЦАП для старших битов (MSB string), тогда как буфер В — толь¬
ко к ответвлениям, обозначенным как «В», то смещение буферных усилителей
не может приводить к нарушению монотонности. Конечно, при декодировании
строкового ЦАП для младших битов (LSB string) необходимо изменять направле¬
ние каждый раз, когда один из буферов «перепрыгивает» через другой. При этом
попеременно не используются ответвления А и В в строковом ЦАП для младших
битов (LSB string) — однако это приводит лишь к достаточно скромному услож¬
нению логической схемы и оправдывается возрастанием производительности.
Вместо того, чтобы использовать вторую строку из резисторов, для созда¬
ния трех наименее значащих битов может использоваться двоичный ЦАП со
схемой R-2R, как это показывается на рис. 6-3 (В). Подобный ЦАП с выходом
по напряжению (рис. 6-3 В)) состоит из строкового ЦАП разрядностью 3 бита,
за которым располагается 3-bit буферизованная лестничная схема, работающая
по напряжению. Такое решение позволяет еще более сократить количество рези¬
сторов, используемых в схеме ЦАП.
На рис. 6-4 показана версия сегментированного строкового цифро-аналого¬
вого преобразователя, в котором не используется буферизация. Такая версия ис¬
пользует более продуманную концепцию. Здесь сопротивления резисторов в двух

6-1. Используемые архитектуры для ЦАП 437
строках должны быть одинаковы. Исключением является верхний резистор в стро¬
ке для старших битов (MSB string) (его сопротивление меньше и равно 1/(2К)
от сопротивления других резисторов). Также в строке для младших битов (LSB
string) используется не 2К, а 2К_1 резисторов. Так как буферные усилители не
используются, то строка для младших битов (LSB string) включается парал¬
лельно с резисторами в строке для старших битов (MSB string). Строка для
старших битов подключается к выходу строки для младших битов и высту¬
пает для нее в качестве нагрузки. Благодаря этому на строку для старших
битов может подаваться напряжение от строки младших битов с точностью
до одного младшего бита — и именно этого мы и хотели добиться. Так как
буферный усилитель не используется, то выходной импеданс такого цифро-ана¬
логового преобразователя будет изменяться вместе с изменением цифрового
значения. Так как буферизация не используется, то схема по определению являет¬
ся монотонной и, конечно, может производиться по технологии CMOS, которая
позволяет создавать резисторы и ключи, но не очень подходит для создания
высокопрецизионных усилителей — что позволяет также снизить стоимость ми¬
кросхемы.
Рис. 6-4. Сегментированный string-
ЦАП не использует буферизацию и
основан на патентованной архитек¬
туре
Vref
Взято из: Dennis Dempsey and Christopher
«Digital-to-Analog Converter», US Patent 5 969667,
filed, July 27, 1997, issued October 19, 1999
Чтобы лучше понять данную концепцию, на рис. 6-4 мы отметили действи¬
тельные значения напряжений для каждого ответвления в схеме для 6-разрядно-
го сегментированного ЦАП, который состоит из двух 3-битных строковых ЦАП.
Мы советуем читателю проделать простые вычисления и получить напряжения
для каждого ответвления второго ЦАП при его подключении к каждому рези¬
стору первого ЦАП. Детальный математический анализ для сегментированного
строкового ЦАП, который не использует буферизацию, приводится в соответ¬

438 Глава 6. Преобразователи
ствующем патенте Дениса Демпси (Dennis Dempsey) и Кристофера Гормана
(Christopher Gorman) из компании Analog Devices, который был выдан в 1997
году (ссылка [14]).
Цифровые потенциометры
Другим вариантом строкового цифро-аналогового преобразователя является ци¬
фровой потенциометр. Простейший цифровой потенциометр показан на рис. 6-5.
Декодер, преобразующий
3-битное значение
в один из 8 выходных сигналов
R — включенные последовательно сопротивления
Рис. 6-5. Незначительные модификации в ЦАП, использующем схему Кельвина, позволяют
создать «цифровой потенциометр»
Основным отличием является то, что нижняя часть потенциометра (кон¬
такт В) не соединяется с землей, а вместо этого остается в плавающем со¬
стоянии. Абсолютные значения сопротивлений, используемые в схеме Кельвина,
не имеют особенного значения. Эти значения определяются используемым ма¬
териалом. Конечно, сопротивления этих резисторов должны быть равны. Для
цифрового потенциометра указывается полное (end-to-end) сопротивление. Точ¬
ность установки этого сопротивления цифровым потенциометром по порядку
соответствует точности, которую мы получаем при использовании механиче¬
ского потенциометра.
Цифровые потенциометры обычно выпускаются с полным сопротивлением
в диапазоне от 10 кОм до 1 МОм. Достаточно сложно обеспечить более низкие
сопротивления, так как сопротивление CMOS-ключей во включенном состоянии
по порядку соответствует сопротивлению сегменту резисторов, и достаточно

6-1. Используемые архитектуры для ЦАП 439
сложно обеспечить линейность при малых сопротивлениях.
Цифровые потенциометры обладают многочисленными преимуществами. Да¬
же цифровые потенциометры с невысоким разрешением обеспечивают более
надежную настройку по сравнению с механическими потенциометрами. Они не¬
восприимчивы к воздействию механической вибрации, не подвержены окислению
скользящего контакта. Кроме этого, для изменения сопротивления не обязатель¬
но требуется участие человека.
Так как в большинстве цифровых потенциометров используются CMOS-клю¬
чи, то напряжение на входном контакте не может превышать напряжения пита¬
ния (обычно 3 В или 5 В), однако некоторые модели цифровых потенциометров
предназначены для работы с напряжениями в диапазоне ±15 В.
Другой отличительной особенностью, которая свойственна большинству ци¬
фровых потенциометров, является то, что при включении питания (иногда при
помощи внутреннего таймера, иногда для этого используется внешний вывод)
скользящий контакт замыкается на один из выводов. Эта функция достаточно
полезна, так как при включении питания на выходе может выдаваться неопре¬
деленное состояние до того момента, пока в потенциометр не будет записано
цифровое значение.
Так как для микроконтроллера может потребоваться достаточно продолжи¬
тельное время (относительно), чтобы выполнить собственную инициализацию,
и затем еще некоторое время, чтобы выполнить инициализацию системы, то мо¬
жет оказаться полезным, что цифровой потенциометр после включения питания
оказывается в известном состоянии. Некоторые цифровые потенциометры со¬
держат энергонезависимую логику, так что выполненные для них настройки
будут сохраняться после выключения питания.
Также появились версии цифровых потенциометров с возможностью одно¬
кратного программирования (OTP, one-time programmable). Здесь цифровое зна¬
чение сохраняется в потенциометре после того, как были определены необхо¬
димые настройки. Данная технология основывается на использовании плавких
соединений. Вариантом данной схемы является двукратно программируемый
(ТТР, two times programmable) цифровой потенциометр, который позволяет один
раз изменять выполненные энергонезависимые настройки. Блок-схема двукрат¬
но программируемого цифрового потенциометра показана на рис. 6-6.
ЦАП-«термометр» (с полным декодированием)
Существует архитектура цифро-аналоговых преобразователей с токовым вы¬
ходом, которая аналогична строковому ЦАП. Такая схема состоит из 2N — 1
переключаемых источников тока (которые могут представлять собой резисторы
вместе с источником опорного напряжения либо могут использоваться активные
источники тока), которые подключены к выходу ЦАП. Этот выход должен на¬
ходиться при потенциале земли или иметь близкие к нему значения. На рис. 6-7
показан подобный ЦАП-термометр, в котором для создания тока используются
резисторы, подключенные к источнику опорного напряжения.
Если используются активные источники тока, как показано на рис. 6-8, то вы¬
ходной сигнал может иметь больший диапазон изменения напряжения (допу¬
стимым считается такой уровень напряжения на выходе, которое способно га¬

440 Глава 6. Преобразователи
рантировать работу устройства), для создания выходного напряжения обычно
используют резистивную нагрузку. Нагрузочный резистор выбирается таким
образом, чтобы при максимальном значении выходного тока напряжение на вы¬
ходе ЦАП оставалось в пределах номинального допустимого напряжения.
А W В	Рис. 6-6. Блок-схема двукрат-
Цифровой вход
разрядностью 3 бита
Рис. 6-7. Простейшая схема термометрического ЦАП (с полным декодированием)
с выходом по току
Если в подобном ЦАП-термометре при увеличении цифрового кода устана¬
вливается ток, то он уже не может быть отключен при дальнейшем увеличении
цифрового кода. Таким образом, схема по своей структуре является монотон¬
ной, независимо от неточности токов. Аналогично делителю Кельвина, только
развитие технологических процессов для производства микросхем с высокой
плотностью элементов сделало эту архитектуру пригодной к практической ре¬
ализации для ЦАП общего назначения, обладающих средним разрешением. Хо¬
тя существует и несколько более сложная версия (показывается на следующем

6-1. Используемые архитектуры для ЦАП 441
Цифровой вход
разрядностью 3 бита
Рис. 6-8. Источники тока позволяют улучшить базовую схему термометрического ЦАП с
выходом по току
рисунке), которая достаточно широко используется в высокоскоростных прило¬
жениях. В отличие от делителя Кельвина, этот тип ЦАП с токовым выходом не
имеет собственного названия, хотя оба этих типа можно обозначать как ЦАП
с полным декодированием (fully decoded DAC) или как термометрические ЦАП
(thermometer DAC).
Цифро-аналоговый преобразователь, в котором токи переключаются между
двумя выходными линиями — одна из которых часто заземляется, однако в бо¬
лее общем случае может использоваться и как инвертированный выход — более
подходит для высокоскоростных приложений. Это связано с тем, что переключе¬
ние тока между двумя выходами оказывает менее разрушительное влияние на
сигнал и создает намного меньшие выбросы, чем при отключении и включении
тока. Подобная архитектура показана на рис. 6-9.
Рис. 6-9. Высокоско¬
ростной термометри¬
ческий ЦАП с компле¬
ментарными токовы¬
ми выходами
ТП о
Цифровой вход Выход
разрядностью 3 бита
Токовый выход
с допустимым
уровнем
напряжения
1 или 2 В
Выход
Однако время установления для такого ЦАП будет по-прежнему изменяться
в зависимости от конечного и начального цифрового значения, что приводит
к межсимвольным искажениям (ISI, intersymbol distortion). Решить эту пробле¬
му можно при помощи более сложной схемы переключения, в которой выходной
ток, прежде чем принять новое значение, будет принимать нулевое значение.

442 Глава 6. Преобразователи
Заметим, что хотя ток на выходе и принимает нулевое значение, он не «отключа¬
ется» — ток просто сбрасывается на землю, но цепь, по которой протекает ток,
не размыкается. Данный метод достаточно сложен, и мы не будем обсуждать
его здесь, однако в разделе «Ссылки» вы сможете найти всю необходимую ин¬
формацию.
В нормальной (линейной) версии такого ЦАП все токи по своим номиналь¬
ным значениям равны. Там, где такая схема используется для реконструкции
высокоскоростных сигналов, ее линейность можно улучшить за счет динамиче¬
ского изменения порядка, в котором токи включаются при увеличении цифровых
кодов. Вместо того, чтобы код 001 всегда приводил к включению тока А, код
010 — всегда приводил к включению токов А и В, а код 011 — всегда приводил
к включению токов А, В и С, порядок включения при возрастании цифровых ко¬
дов делают переменным при каждом поступлении нового цифрового кода на вход
ЦАП. Это достаточно легко можно осуществить, если немного усложнить кон¬
струкцию декодера. Наиболее просто это можно сделать при помощи счетчика,
который увеличивает свое значение на каждом тактовом цикле и изменяет при
этом порядок включения токов: ABCDEFG, BCDEFGA, CDEFGAB и так далее.
Недостатком этого алгоритма является то, что на выходе цифро-аналогового
преобразователя могут возникать паразитные помехи. Лучше создавать на ка¬
ждом тактовом цикле псевдослучайный порядок включения токов — это требует
более сложных логических схем, однако даже самые сложные логические схемы
сегодня достаточно дешевы и могут создаваться с помощью технологических
процессов CMOS. Существуют и другие, еще более сложные методы, которые
используют непосредственно подаваемые на вход ЦАП данные и таким образом
формируют из несогласованных токов шумоподобный сигнал. Но эти методы
также достаточно сложны для данной книги, и здесь мы их обсуждать не будем
(более подробная информация приводится в ссылках).
Источник тока с двоичным взвешиванием
Показанный на рис. 6-10 ЦАП с двоичным взвешиванием резисторов и с выходом
по напряжению обычно является тем примером цифро-аналогового преобразова¬
теля, который приводится в учебниках начального уровня. Однако такой ЦАП
по своей структуре не является монотонным, и такую схему достаточно тяже¬
ло изготовить, если требуется высокое разрешение — проблема заключается
в большом разбросе значений компонентов (резисторов). В дополнение к этому,
у двоичного ЦАП с выходом по напряжению выходной импеданс будет изменять¬
ся в зависимости от входного цифрового значения.
ЦАП с двоичным взвешиванием с токовой структурой показан на рис. 6-11 (А)
(с использованием резисторов) и на рис. 6-11 (В) (на основе источников тока).
N-разрядный ЦАП подобного типа состоит из N взвешенных источников тока
(которые в простейшем варианте можно создать на основе резисторов и источни¬
ка опорного напряжения) со следующим соотношением значений: 1:2:4:8: :2N_1.
Наименее значащий бит (LSB) переключает ток 2N_1, тогда как старший бит
(MSB) переключает ток, равный 1, и так далее. Теория достаточно проста, од¬
нако при создании подобных микросхем с разумными требованиями к размерам
возникают большие проблемы даже для 8-разрядных ЦАП, где требуется соотно-

6-1. Используемые архитектуры для ЦАП
шение 128:1, особенно если требуется обеспечить согласование температурных
коэффициентов. Сама по себе подобная архитектура практически никогда не
используется для создания ЦАП, однако она используется для создания 3- или 4-
битных элементов, которые входят в состав более сложных структур. Например,
к ЦАП с двоичным взвешиванием относится AD550, который мы уже упоминали
в начале данного раздела.
Рис. 6-10. ЦАП с двоичным
взвешиванием резисторов и вы¬
ходом по напряжению
ѵоит
«Coding by Feedback Methods,» Proceedings of the I. R. E.t
Vol. 41, August 1953, pp. 1053-1058
Vref O'
(А) ЦАП на основе резисторов
(В) ЦАП на основе источников тока
R > 2R > 4R > 8R
J
ѲіѲіѲіѲ
6000 0000
MSB * Я Я Я LSB MSB Я Я я Я LSB
-О
\ /
Выход тока на виртуальную землю
При высоких разрешениях такой ЦАП тяжело реализовать в виде
микросхемы по причине больших различий в параметрах резисторов или источников тока
Рис. 6-11. ЦАП с двоичным взвешиванием и токовой структурой
Если ток для MSB будет иметь небольшое значение, то он будет меньше,
чем сумма токов всех остальных битов, и тогда ЦАП не будет монотонным (для
большинства типов ЦАП дифференциальная нелинейность имеет наихудшее зна¬
чение при изменении старшего бита).
Однако в последнее время широкое распространение получила другая ар¬
хитектура ЦАП с двоичным взвешиванием. В ней, как показано на рис. 6-12,
используются конденсаторы с двоичными весами. Основной проблемой для ЦАП,
которые используют конденсаторы, является то, что в течение нескольких мил¬
лисекунд после установки значения будет ухудшаться точность по причине утеч¬
ки через конденсаторы. Это может сделать емкостные ЦАП непригодными для
обычных областей применения ЦАП, однако это не представляет никаких про¬
блем при использовании в АЦП последовательного приближения, так как в этом

444 Глава 6. Преобразователи
случае преобразование осуществляется в течение нескольких микросекунд или
даже в течение меньшего промежутка времени — а эффекты, связанные с утеч¬
кой, начинают проявляться намного позднее.
Использование в ЦАП емкостного перераспределения заряда обеспечивает и
другое преимущество —- ЦАП сам ведет себя как усилитель выборки-хранения
(SHA, sample-and-hold amplifier). Благодаря этому нет необходимости исполь¬
зовать внешний усилитель выборки-хранения для данного АЦП, а также нет
необходимости размещать на микросхеме интегрированную схему усилителя вы¬
борки-хранения .
Рис. 6-12. Емкостной ЦАП с двоичным взвешиванием в АЦП последовательного
приближения
Лестничные схемы R — 2R
Одним из наиболее распространен¬
ных модулей при построении ЦАП
является цепочка резисторов R-2R,
показанная на рис. 6-13. В этой це¬
почке используются резисторы с дву¬
мя различными сопротивлениями, и
соотношение этих сопротивлений со¬
ставляет 2:1. Для создания N-битного
ЦАП требуется 2N резисторов, и для
этих резисторов достаточно просто
выполняется процедура подстройки. Кроме этого, количество резисторов, для
которых выполняется подстройка, сравнительно невелико.
Такая структура лежит в основе целого семейства ЦАП. На рис. 6-14 показана
блок-схема AD7524, который является типичным ЦАП с технологией CMOS и
токовым выходом. На этом рисунке показана структура ЦАП.
R	R	R
>—w—-
■—w—-
•	Vv
2R<
> 2R<
> 2R:
> 2R<
> 2R<
6 6 6 6 6
Рис. 6-13. 4-битная лестничная схема R-2R

6-1. Используемые архитектуры для ЦАП 445
Входной импеданс (который определяется сопротивлением резисторов) не
является точно определяемой характеристикой. Указывается диапазон измене¬
ния 4:1 (5 кОм — минимальное значение, 20 кОм максимальное значение, хотя
на практике этот диапазон уже). Кроме этого, важна не абсолютная точность,
а относительная точность сопротивлений резисторов. В большинстве приложе¬
ний абсолютная точность вообще не имеет никакого значения, однако в неко¬
торых она все-таки учитывается. В этом случае компоненты подбираются при
помощи тестирования.
Rfb
OUT1
OUT2
GND
DB7 DB6 DB5	DB0
(старший)	(младший)
Рис. 6-14. Блок-схема CMOS-ЦАП AD7524
Заметим также, что на выводе Rfeedback установлен дополнительный рези¬
стор, который обеспечивает обратную связь для операционного усилителя І/Ѵ.
Для этого резистора, как и для всех остальных, выполняется подстройка, так
что он является согласованным. Этот резистор изготовлен из того же материала,
что и остальные, благодаря этому их температурные коэффициенты равны. Все
резисторы расположены на одной подложке и имеют одинаковую температуру,
так что этот резистор при изменении температуры будет сохранять согласова¬
ние с другими.
На рис. 6-15 показан более современный цифро-аналоговый преобразователь,
изготовленный по технологии CMOS, а именно AD7394. Сразу можно заметить
несколько отличий. Во-первых, используется выход по напряжению, а не по току.
Развитие технологических процессов позволило создавать с помощью технологии
CMOS операционные усилители приемлемого качества. Также следует указать
на два ряда регистров. Задачей этих регистров является позволить микрокон¬
троллеру записать данные во все используемые в системе преобразователи и
затем одновременно выполнить их обновление. Подробнее такую операцию мы
рассмотрим в следующем разделе. Кроме этого, используется система сброса при

446 Глава б. Преобразователи
включении питания (power on reset). Так как при включении CMOS-ЦАП состоя¬
ние микросхемы не определено и не может быть воспроизведено, то большинство
современных ЦАП содержат схему, которая устанавливает на выходе мини¬
мальное значение или значение, соответствующее половине полного диапазона
изменения выходного сигнала — - в зависимости от того, является ли приложение
однополярным или биполярным. Однако наиболее важное различие заключается
в том, что в одном корпусе содержится несколько цифро-аналоговых преобразо¬
вателей. Уменьшение геометрических размеров микросхем позволило включать
в один компонент большее количество схем, даже несмотря на то, что в настоя¬
щее время используются корпуса все меньших размеров.
Схема сброса при	Входной
Vss GND	CLR LDAC VRp:.-C VR^pD
ѵоитА
Ѵоитв
ѵоитС
Ѵоитв
Рис. 6-15. Блок-схема AD7394, четырехканальный CMOS-ЦАП
В предыдущих примерах рассматривались CMOS-устройства, и ключи были
реализованы на основе CMOS-ключей. Однако ключи могут быть реализованы
и на основе биполярных транзисторов (BJT, bipolar junction transistor). При¬
мером может служить ставший уже классическим DАС-08, блок-схема которого
показана на рис. 6-16. Основным отличием при использовании биполярных тран¬
зисторов является то, что ключ пропускает ток только в одном направлении,
тогда как CMOS-ключ пропускает ток в двух направлениях. Это ограничивает
работу ЦАП на основе биполярных транзисторов только двумя квадрантами,
тогда как CMOS-версия преобразователя является четырехквадрантной. Также
будут различаться и схемы питания.
Существуют два метода, которые позволяют использовать R 2R цепочку
в цифро-аналоговых преобразователях — это режим по напряжению (voltage
mode) и режим по току (current mode). Иногда они называются «нормальным»
режимом и «инвертированным» режимом. Однако, так как для используемой це¬
почки нельзя сказать, какой из режимов (по току или напряжению) является

V+ vi
LC
MSB
B1
B2	B3	B4	B5	B6	B7
LSB
B8
COMP
V-
Рис. 6-16. Блок-схема DAC-08
6-1. Используемые архитектуры для ЦАП 447

448 Глава 6. Преобразователи
«нормальным», то такое обозначение может вводить в заблуждение — хотя в
большинстве случаев в качестве «нормального» рассматривают режим по току.
Каждый из этих режимов обладает своими достоинствами и недостатками.
ь—уѵ
■	w
'	Л
«R
2R >
2R^
.MSB	J
о
R
-W-
2R>
Q
V
2R>
2R
£
Q
4
LSB
Токовый
_0 выход на
виртуальную
землю
‘Настройка усиления (при необходимости)	\7
Рис. 6-17. ЦАП на основе цепочки R-2R, использующий режим по току
При использовании режима по току для ЦАП на основе R-2R цепочки (см.
рис. 6-17) изменение коэффициента усиления может производиться при помо¬
щи резистора, подключенного последовательно к выводу Vref, так как в ре¬
жиме по току конечная точка лестницы, импеданс которой не зависит от ци¬
фрового кода, будет использоваться как Vref- Концы сегментов лестницы бу¬
дут переключаться между землей и выходом ЦАП, потенциал которого должен
соответствовать потенциалу земли. Обычно выход цепочки, использующей ре¬
жим по току, подключается к инвертирующему входу операционного усилителя
(виртуальная земля), однако устойчивая работа этого операционного усилите¬
ля осложняется тем, что выходной импеданс ЦАП изменяется в зависимости от
цифрового значения.
Работа в режиме по току приводит к более значительным выбросам при пе¬
реключении, чем при использовании режима по напряжению, так как ключи
подключаются непосредственно к выходной линии (линиям). Однако, так как
ключи в цепочке, использующей режим по току, всегда находятся при потенциа¬
ле земли, то такая архитектура является менее сложной, в особенности важно то,
что номинальное значение выходного напряжения не оказывает никакого влия¬
ния на номинальное значение опорного напряжения. Если используются ключи,
которые способны проводить ток в двух направлениях (такие как CMOS-ключи),
то опорное напряжение может принимать любую полярность, или же может
использоваться переменное опорное напряжение. Подобная структура очень ши¬
роко используется в ЦАП с умножением (MDAC), которые будут обсуждаться
позднее в этом разделе.
Так как ключи всегда находятся при потенциале земли (или близко к этому
потенциалу), то максимальное опорное напряжение может значительно превы¬
шать уровень логического напряжения, если только ключи являются make-before¬

6-1. Используемые архитектуры для ЦАП 449
break (соединение по принципу «замыкание-разрыв») — и именно такие исполь¬
зуются в ЦАП данного типа. Могут создаваться CMOS MDAC, которые исполь¬
зуют опорное напряжение ±30 В (или даже переменное опорное напряжение с
полным размахом 60 В) при работе от однополярного напряжения питания 5 В.
В цифро-аналоговых преобразователях на основе лестничной схемы R-2R, ис¬
пользующих режим по напряжению (рис. 6-18), «ступеньки» или части лестницы
переключаются между напряжением Vref и землей, а выходной сигнал посту¬
пает от конечного участка лестницы. Выходной сигнал может поступать в виде
напряжения, однако в данном случае выходной импеданс не зависит от цифрово¬
го значения, так что также в качестве выходного сигнала может использоваться
и ток, протекающий на виртуальную землю.
R	R	R	Ѵ0ит
Источник : В. D. Smith, “Coding by feedback methods," Proceedings of the IRE,
Vol. 41, August 1953, pp.1053-1058.
Рис. 6-18. ЦАП на основе лестничной схемы R-2R, использующий режим по напряжению
В данном режиме предпочтительнее использовать выход по напряжению, так
как выходной импеданс остается постоянным, в результате облегчается ста¬
билизация работы любого усилителя, который подключается к выходу ЦАП.
В дополнение к этому, так как ключи переключают ступеньки лестницы между
соединением Vref, которое обладает низким импедансом, и землей, которая так¬
же обладает низким импедансом, благодаря этому емкостные выбросы тока не
будут проникать в нагрузку. С другой стороны, ключи обязаны работать в ши¬
роком диапазоне напряжений (от Vref до напряжения земли), что достаточно
сложно обеспечить как с точки зрения проектирования, так и с точки зрения
производства. Также импеданс источника опорного напряжения изменяется вме¬
сте с цифровым значением, по этой причине для входа опорного напряжения
необходимо использовать чрезвычайно малый импеданс. В дополнение к этому
нельзя изменять коэффициент усиления ЦАП при помощи резистора, который
последовательно подключается к выводу Vref-
Вероятно, одним из самых больших преимуществ, которое обеспечивает ре¬
жим по напряжению, является возможность использования однополярного ис¬
точника питания. Это связано с тем, что при работе в режиме по току опера¬
ционный усилитель, который обычно используется в качестве преобразователя
ток/напряжение, включается в инвертирующей конфигурации, и для обеспече¬
ния положительного сигнала на выходе необходимо использовать шину питания
с отрицательным напряжением (предполагается, что в качестве опорного напря-
15—1277

450 Глава 6. Преобразователи
жения используется земля). Конечно, вы можете выполнить смещение с помощью
использования земли, которая располагается между шинами питания, однако это
в свою очередь порождает другие проблемы.
ѴімО
Цифровой код на
входе ЦАП:
MSB LSB
Аналоговый
выходной сигнал
1111 1111
-VREF (255/256)
1000 0001
-VREF (129/256)
1000 0000
-VREF (128/256) = -Vref/2
0111 1111
-VREF (127/256)
0000 0001
-VREF (1/256)
0000 0000
-VREF (0/256) = 0
Рис. 6-19. Двухквадрант¬
ный ЦАП с умножением
Примечание: 1 младший бит = (2-8)(VREF)= 1/256 (VREF)
MS — старший байт
LSB — младший байт
Умножающие ЦАП
В большинстве случаев в качестве опорного напряжения для ЦАП использует¬
ся очень стабильное постоянное напряжение. Однако в некоторых случаях мо¬
жет оказаться полезным использовать изменяющееся опорное напряжение. Кон¬
струкция из R-2R лестницы и CMOS-ключей легко способна обрабатывать би¬
полярные входные сигналы. Возможность обработки биполярных (положитель¬
ных либо отрицательных) сигналов на входе позволяет создавать двухквадрант¬
ные или четырехквадрантные ЦАП с умножением. На рис. 6-19 показана схема
двухквадрантного ЦАП, а в таблице поясняются принципы его работы, а на
рис. 6-20 — для четырехквадрантного ЦАП (все это относится к 8-разрядному
ЦАП).
Цифро-аналоговые преобразователи, в которых в качестве ключей использу¬
ются биполярные транзисторы, не способны использовать биполярные сигналы
на входе источника опорного напряжения. Следовательно, они могут использо¬
ваться только для создания двухквадрантных ЦАП с умножением. Кроме этого,
опорное напряжение не может приближаться к 0 В, максимальный допустимый
диапазон для него обычно составляет от 10% до 100% от допустимого диапазона
опорного напряжения.
Одним из наиболее важных применений ЦАП с умножением является ис¬
пользование вместе с усилителем с переменным коэффициентом усиления, где

6-1. Используемые архитектуры для ЦАП 451
коэффициент усиления изменяется с помощью цифрового значения, которое по¬
дается на вход ЦАП с умножением.
Цифровой код
на входе ЦАП
MSB LSB
Аналоговый
выходной сигнал
1111 1111
+VREF (127/128)
1000 0001
+VREF (1/128)
10000000
0
0111 1111
-VREF (1/128)
0000 0001
-VREF (127/128)
0000 0000
-VREF (128/128)
Примечание: 1 младший бит = (2-7)(VREF)= 1/128 (Mtef)
MS — старший байт
LSB — младший байт
Рис. 6-20. Четырех-квадрантный ЦАП с умножением
Частотная характеристика ЦАП с умножением ограничивается влиянием па¬
разитных емкостей, которые возникают между входом и выходом ключей в за¬
крытом состоянии. При увеличении частоты импеданс таких конденсаторов умень¬
шается, что позволяет помехе обходить ключ, ухудшая изоляцию на высоких
частотах. Обычно рабочая полоса ЦАП с умножением ограничена частотой по¬
рядка 1 МГц.
Сегментированные ЦАП
До этого момента мы в основном рассматривали базовые архитектуры цифро-
аналоговых преобразователей. Однако если стоит задача создать ЦАП с некими
специальными требованиями, то может оказаться, что ни одна отдельная архи¬
тектура не обеспечивает идеального решения. В этом случае, чтобы обеспечить
необходимые характеристики, в составе одного ЦАП с высоким разрешением
могут объединяться два или более ЦАП. Эти ЦАП могут относиться к одному
или к различным типам и вовсе не обязательно, чтобы они имели одинаковое
разрешение. Например, сегментированные строковые ЦАП представляют собой
сегментированные ЦАП, в которых используются два каскада из ЦАП, исполь¬
зующих схему Кельвина.
Обычно один ЦАП обрабатывает наиболее старшие биты (MSB), тогда как
второй — младшие биты (LSB), и их выходные сигналы каким-то образом объ-

452 Глава б. Преобразователи
Термометрический ЦАП ЦАП на основе схемы R-2R
для 3 старших битов	с разрядностью 4 бита
Рис. 6-21. Сегментированный ЦАП с токовым выходом: (А) на основе резисторов, (В)
на основе источников тока
единяются. Такой процесс получил название «сегментирования», а подобные,
более сложные, схемы получили название «сегментированные ЦАП». Существу¬
ет множество типов сегментированных ЦАП и некоторые но не все, мы сможем
показать на представленных ниже рисунках. Иногда из технического описания
совсем не очевидно, что данный ЦАП является сегментированным.
Для наиболее высокоскоростных цифро-аналоговых преобразователей, кото¬
рые используются в видео, телекоммуникациях и других приложениях, где не¬
обходимо проводить реконструкцию высокочастотных сигналов, часто исполь¬
зуются массивы из источников тока с полным декодированием. Два или три
младших бита могут использовать источники тока с двоичным взвешиванием.
Чрезвычайно важно, что подобные ЦАП обеспечивают низкий уровень искаже¬
ний на высоких частотах, однако при их использовании необходимо учитывать
несколько важных особенностей.
Два примера конструкций, используемых для создания сегментированных
ЦАП с токовым выходом, показаны на рис. 6-21. На рис. 6-21 (А) показана кон¬
струкция, основанная на резисторах, которая используется для создания 7-бит¬
ного ЦАП, в котором 3 наиболее старших бита декодируются полностью, а 4
младших бита получаются с помощью R 2R цепочки.
На рис. 6-21 (В) показана аналогичная схема, но уже на основе источников
тока. В современных высокоскоростных ЦАП, используемых для реконструкции
сигналов, конструкция на основе источников тока получила намного большее
распространение.

6-1. Используемые архитектуры для ЦАП 453
Термометрический ЦАП	Термометрический ЦАП
для 3 старших битов	для 3 младших битов
Рис. 6-22. 6-разрядный сегментированный ЦАП, созданный на основе двух 3-разрядных
термометрических ЦАП
Рис. 6-23. Ядро 14-разрядного цифро-аналогового преобразователя AD9775, основанного
на архитектуре TxDAC™
Также часто необходимо для создания ЦАП использовать более одной термо¬
метрической секции с полным декодированием. На рис. 6-22 показан 6-разрядный
ЦАП, который составлен из двух 3-битных цифро-аналоговых преобразователей
с полным декодированием. Как уже ранее говорилось, для уменьшения выбросов
на выходе микросхемы все токовые ключи должны переключаться одновременно
при помощи сигнала с включенных параллельно регистров.
Микросхема AD9775 представляет собой 14-разрядный ЦАП с частотой 160
MSPS (на входе)/400 MSPS (на выходе) с архитектурой TxDAC™, в котором
используются три секции сегментации, как это показано на рис. 6-23. Прочие
компоненты, которые входят в состав семейства AD977x и семейства AD985x,
также используют в своей основе эту конструкцию.
Для пяти наиболее старших бит используется полное декодирование, затем
они управляют 31 токовым ключом с одинаковыми весами, ток на выходе ка¬

454 Глава 6. Преобразователи
ждого из этих ключей соответствует 512 младшим битам. Следующие 4 бита
декодируются в 15 линий, которые управляют 15 токовыми ключами, каждый
из которых соответствует 32 младшим битам. Пять младших битов сохраня¬
ются в регистрах и управляют традиционным ЦАП с двоичным взвешиванием,
у которого уровень выходного сигнала соответствует одному младшему биту.
Чтобы создать подобный ЦАП, который отличается чрезвычайно низким уров¬
нем выбросов, требуется набор из 51 токового ключа и регистров.
Декодирование должно выполняться до того момента, когда на ЦАП будут
поданы новые данные. Также необходимо, чтобы все данные были подготовлены
и их можно было бы одновременно подать на все ключи, входящие в состав ЦАП.
Обычно это осуществляется при помощи отдельного параллельного регистра,
управляющего всеми ключами, входящими в состав массива с полным декодиро¬
ванием. Если все ключи изменяли бы свое состояние одновременно и при этом
отсутствовали бы различия во времени включения (skew glitch), то при помощи
чрезвычайно тщательного проектирования задержек распространения по ми¬
кросхеме и с помощью выбора временных констант, связанных с сопротивлением
ключей и паразитными сопротивлениями, можно добиться очень хорошей син¬
хронизации для времени обновления. Благодаря этому удается сделать очень
малыми искажения, вызванные выбросами.
Сигма-дельта ЦАП
Сигма-дельта ЦАП будут подробно рассматриваться в разделе, в котором рас¬
сматривается сигма-дельта преобразование.
Конверторы ток-напряжение (І/Ѵ)
Современные микросхемы ЦАП выдают на выходе ток или напряжение. На рис. 6-24
показываются три основные конфигурации, в которых основной особенностью
является использование операционного усилителя в качестве буфера для выход¬
ного напряжения.
На рис. 6-24 (А) показан ЦАП с буферизованным выходом по напряжению.
В большинстве случаев сигнал с выхода ЦАП можно использовать непосред¬
ственно, без дополнительной фильтрации. Если же необходимо использовать
операционный усилитель, то он в основном используется в неинвертирующем
режиме, а его коэффициент усиления определяется при помощи резисторов Rj и R2.
Для ЦАП с выходом по току существует два основных метода работы с вы¬
ходными сигналами.
Метод для непосредственного преобразования тока в напряжение показан
на рис. 6-24 (С). Эта схема обычно носит название «преобразователь ток-на¬
пряжение» (current-to-voltage converter, І/Ѵ). В этой схеме сигнал с выхода ЦАП
подается на инвертирующий вход операционного усилителя, при этом выходное
напряжение создается на резисторе R-2, который входит в цепь обратной связи.
В этом методе выход ЦАП всегда выступает в качестве виртуальной земли (что
может привести к улучшению линейности по сравнению с рис. 6-24 (В)).

6-1. Используемые архитектуры для ЦАП 455
Рис. 6-24. Буферизация выходов ЦАП при помощи операционного усилителя
На рис. 6-24 (В) напряжение просто создается на внешнем нагрузочном ре¬
зисторе Rl- Обычно это делается при помощи высокоскоростных операционных
усилителей. В данном случае при необходимости для буферизации или усиления
данного напряжения может использоваться внешний операционный усилитель.
Выходной ток подается на резистор, а не непосредственно на операционный уси¬
литель в связи с тем, что фронты с быстрым нарастанием могут превышать
скорость нарастания сигнала для операционного усилителя, в связи с этим могут
возникать искажения. Большинство ЦАП способны выдавать максимальный ток
в 20 мА и более, что позволяет создавать достаточно большое напряжение даже
при использовании в качестве нагрузки резисторов с малыми сопротивлениями.
Например, видеоЦАП с быстрым временем установления обычно способен выда¬
вать на выходе максимальный ток, приблизительно равный 30 мА, что позволяет
создавать напряжения до 1 В на 75-омном коаксиальном кабеле с терминиро¬
ванием на стороне источника и нагрузки (что представляет для выхода ЦАП
нагрузку по постоянному напряжению, равную 37,5 Ом).
Обычно выбор операционного усилителя для целей буферизации выхода ЦАП
осуществляется с учетом того, чтобы характеристики операционного усилителя
не ухудшали характеристики цифро-аналогового преобразователя. Здесь необ¬
ходимо учитывать такие основные характеристики цифро-аналогового преобра¬
зователя, как точность по постоянному напряжению, шум, время установления,
полоса пропускания, искажения и т. д.

456 Глава 6. Преобразователи
Методы преобразования дифференциальных сигналов
в однополярные
На рис. 6-25 показана общая модель современного ЦАП с токовым выходом. Эта
модель используется в таких ЦАП, как микросхемы TxDAC™ серии AD976X и
AD9077X (см. ссылку [1]).
Токовый выход более широко распространен в сравнении с выходом по напря¬
жению, особенно это относится к звуковым и более высоким частотам. Если ЦАП
производится с помощью биполярного технологического процесса или процесса
BiCMOS, то вполне вероятно, что выход способен принимать ток и что выход¬
ной импеданс будет менее 500 Ом (по причине встроенной резистивной R 2R
лестницы). С другой стороны, для ЦАП с технологией CMOS более вероятно,
что выход будет служить источником тока и будет иметь высокий выходной
импеданс, значение которого обычно превышает 100 кОм.
Следующее, что необходимо учи¬
тывать, — это выходное допустимое
(compliance) напряжение, т. е. макси¬
мальный размах напряжения на выхо¬
де, при котором ЦАП все еще сохра¬
няет линейное поведение. Обычно это
напряжение составляет 1-1,5 В, одна¬
ко оно может изменяться в зависимо¬
сти от ЦАП. Наилучшая линейность
для цифро-аналогового преобразова¬
теля обеспечивается при использова¬
нии виртуальной земли, примером мо¬
жет служить преобразователь ток -
напряжение на основе операционного
усилителя. Современные ЦАП с токо¬
вым выходом обычно используют дифференциальные выходы, что обеспечивает
подавление синфазных помех и снижает уровень искажений с четными гармони¬
ками. Обычное значение максимального выходного тока составляет 2-20 мА.
В большинстве приложений необходимо преобразовать дифференциальный
выходной сигнал ЦАП в однополярный сигнал, который может подаваться на вход
коаксиальной линии. Это легко может быть обеспечено при помощи радиоча¬
стотного трансформатора.
На рис. 6-26 показан типичный пример подобного подхода. Для высокоимпе-
дансного токового выхода ЦАП используется дифференциальная схема терми¬
нирования с помощью резистора сопротивлением 50 Ом, который создает для
трансформатора импеданс источника, равный 50 Ом.
Результирующее дифференциальное напряжение поступает на первичную об¬
мотку радиочастотного трансформатора с соотношением 1:1, при этом на вы¬
воде вторичной обмотки создается однополярное напряжение. Выход 50-омного
LC-фильтра согласовывается с 50-омным нагрузочным резистором RL, на ко¬
тором создается окончательное выходное напряжение с удвоенной амплитудой
1 Ѵр-р.
Рис. 6-25. Модель выхода высокоскоростного
ЦАП

6-1. Используемые архитектуры для ЦАП 457
Рис. 6-26. Подключение дифференциального трансформатора
■>	1 кОм
Рис. 6-27. Дифференциальный выход со связью по постоянному напряжению,
организованный при помощи усилителя с биполярным питанием
Трансформатор служит не только для того, чтобы преобразовывать диф¬
ференциальный сигнал в однополярный, он также изолирует выход ЦАП от
реактивной нагрузки, представленной LC-фильтром, благодаря этому улучша¬
ются характеристики в области искажений.
Если при преобразовании дифференциального сигнала в однополярный необ¬
ходимо получить частотную характеристику, которая включает и сигнал с по¬
стоянным напряжением, то можно использовать операционный усилитель. На
рис. 6-28 операционный усилитель AD8055 позволяет обеспечить высокую поло¬
су пропускания и низкий уровень искажений (см. ссылку [2]). Цифро-аналоговый
преобразователь с токовым выходом подключен к сбалансированным 25-омным
резистивным нагрузкам, создавая на каждой из этих нагрузок противофазное
напряжение с диапазоном от О В до +0,5 В. Микросхема AD8055 сконфигу¬
рирована для работы с коэффициентом усиления, равным 8, чтобы создавать
окончательное выходное напряжение относительно земли с полным размахом
2 Ѵр_р. Заметим, что выходной сигнал принимает как положительные, так и

458 Глава 6. Преобразователи
*
Рис. 6-28. Дифференциальный выход со связью по постоянному напряжению на основе
операционного усилителя с однополярным питанием
отрицательные значения относительно земли, по этой причине необходимо ис¬
пользовать операционный усилитель с биполярным питанием (рис. 6-27).
Конденсатор Cfilter вместе с эквивалентным дифференциальным выходным
импедансом 50 Ом образуют дифференциальный фильтр. Этот фильтр снижает
искажения операционного усилителя, вызванные высокой скоростью нарастания
сигнала. Оптимальная частота среза для данного фильтра определяется эмпи¬
рическим путем с целью обеспечить наилучшие характеристики по подавлению
искажений.
Модифицированная форма схемы, показанной на рис. 6-26, может использо¬
ваться для работы от однополярного источника питания, для этого синфазное
напряжение (СМ) для операционного усилителя должно быть установлено рав¬
ным половине от напряжения питания (+2,5 В). Это синфазное напряжение
может создаваться от источника напряжения +5 В при помощи резистивного
делителя, либо же может непосредственно использоваться источник опорного
напряжения +2,5 В. Если для создания синфазного напряжения используется ис¬
точник питания +5 В, то необходимо создать хорошую схему развязки, чтобы
предотвратить усиление шумов от источника питания.
Преобразование ток-напряжение для однополярного
сигнала
Преобразование ток-напряжение для однополярного сигнала легко выполняет¬
ся при помоши одного операционного усилителя, который выступает в качестве
І/Ѵ-преобразователя (см. рис. 6-29). Максимальный ток в 10 мА на выходе ЦАП
(AD768, см. [3]) создает напряжение от 0 В до +2 В на резисторе Rp с сопроти¬
влением 200 Ом.

6-1. Используемые архитектуры для ЦАП 459
Рис. 6-29. Подключение операционного усилителя, осуществляющего преобразование
ток-напряжение для однополярного сигнала, к прецизионному цифро-аналоговому
преобразователю AD768
Подключение к виртуальной земле операционного усилителя AD8055 позволя¬
ет уменьшить искажения, вызванные нелинейностью выходного импеданса ЦАП.
На практике для многих ЦАП данного типа, которые обладают высоким раз¬
решением, при изготовлении выполняется подстройка параметров при помощи
преобразователей ток-напряжение.
При этом необходимо помнить, что по сравнению с дифференциальным ре¬
жимом использование данного способа однопроводного подключения цифро-ана¬
логового преобразователя приводит к ухудшению характеристик по подавлению
синфазного напряжения, а также к увеличению искажений второго порядка.
Конденсатор обратной связи Cf должен выбираться таким образом, чтобы
оптимизировать импульсную характеристику схемы. Приведенное на рисунке
уравнение должно использоваться только для справочных целей, информацию
по более детальному анализу данной схемы вы можете найти с помощью приве¬
денных ссылок.
Преобразование дифференциального тока
в дифференциальное напряжение
Если необходимо получить с токового выхода ЦАП буферизованный сигнал диф¬
ференциального напряжения, то (как показано на рис. 6-30) можно использовать
дифференциальные усилители семейства AD813X.
Ток на выходе ЦАП сначала преобразуется в напряжение, для этого использу¬
ются резисторы с сопротивлением 25 Ом. При помощи AD813X это напряжение
усиливается в 5 раз. Подобный метод применяется вместо непосредственного
преобразования тока в напряжение по той причине, что ток на выходе цифро-
аналогового преобразователя имеет малое время нарастания, что может приво¬
дить к перегрузке усилителя и вносить дополнительные искажения. Необходимо
внимательно следить за тем, чтобы напряжение на выходе ЦАП оставалось в пре¬
делах допустимого диапазона (compliance rating).

460 Глава 6. Преобразователи
Рис. 6-30. Буферизация сигнала на выходе высокоскоростного ЦАП при помощи
дифференциального усилителя AD813X
Вход Ѵосм микросхемы AD813X может использоваться для того, чтобы
установить окончательное синфазное напряжение в пределах доступного для
AD813X диапазона. Если к выходу необходимо подключить линии передачи,
то это можно сделать при помощи двух резисторов сопротивлением 75 Ом.
Цифровые интерфейсы
Ранние версии монолитных цифро-аналоговых преобразователей практически
не содержали логических схем, и для создания цифрового сигнала необходимо
было организовывать схему для подачи параллельных данных. Сегодня большин¬
ство ЦАП используют для этой цели внутренние регистры, и нет необходимости
поддерживать подачу параллельных данных, вы просто записываете их в ЦАП.
Некоторые даже используют регистры для энергонезависимого хранения данных
и способны запоминать выполненные настройки.
Существует большое число самых различных вариантов организации ввода
цифровых данных в ЦАП, однако почти все они используют схему с «двойной
буферизацией». В подобной схеме в ЦАП используются два набора регистров.
Данные сначала сохраняются в первом наборе регистров, а затем передаются во
второй набор регистров (рис. 6-31). Существует две причины для использования
именно этой схемы.
Рис. 6-31. ЦАП с двойной буферизацией обеспечивает возможности для организации
сложной входной структуры и для одновременного обновления

6-1. Используемые архитектуры для ЦАП 461
Первая причина заключается в том, что вы получаете возможность организо¬
вать передачу данных в ЦАП самыми различными способами. В ЦАП, который
совсем не использует регистры или же использует только один набор регистров,
все биты должны загружаться одновременно, иначе сигнал на выходе во время
записи данных может полностью отличаться от того, который нам необходим.
С другой стороны, в ЦАП с двойной буферизацией можно загружать как па¬
раллельные данные, так и последовательные, или же использовать 4-битные,
8-битные слова или задавать слова производной разрядности — при этом вы¬
ходной сигнал никак не будет изменяться до того момента, когда данные будут
полностью загружены и ЦАП получит команду на обновление выходного сигнала.
Другим преимуществом схемы с двойной буферизацией является то, что по¬
является возможность обновлять сразу несколько ЦАП: данные записываются
сначала в первый набор регистров, а после завершения записи данных одно¬
временно обновляются выходные буферы для всех ЦАП. Существует множество
приложений на основе ЦАП, где выходной сигнал для нескольких ЦАП должен
изменяться одновременно и структура с двойной буферизацией позволяет очень
легко осуществлять такую операцию.
Большинство из ранних версий монолитных ЦАП с высоким разрешением ис¬
пользовали параллельные порты или порты с разрядностью один байт, которые
подключались к параллельной шине данных и декодерам адреса. Это позволя¬
ло микроконтроллерам обращаться к подобным устройствам таким же образом,
как и к микросхеме памяти небольшого объема, рассчитанной исключительно
на запись данных. Заметим, что некоторые ЦАП с параллельным интерфейсом
поддерживают не только операцию записи, но и операцию чтения данных -
это важно для некоторых приложений, однако такая функция не получила боль¬
шого распространения. Если ЦАП подключается к параллельной шине данных,
то через проходную емкость шум от логических выходов шины может переда¬
ваться на аналоговый выход. Последовательный интерфейс менее чувствителен
к шумам (так как шум может передаваться по меньшему количеству выводов),
использует меньшее количество соединений и, следовательно, занимает мень¬
шее пространство на печатной плате. Также последовательный интерфейс более
удобен при подключении к современным микроконтроллерам, большинство из
которых имеют последовательные порты передачи данных. Некоторые из ЦАП,
использующих последовательный интерфейс, поддерживают в таком интерфей¬
се не только вход, но и выход для передачи данных, так что несколько ЦАП
можно соединять последовательно, используя для передачи данных только один
последовательный порт микроконтроллера. Такая схема часто носит название
«daisy-chaining«.
Очевидно, что ЦАП с последовательным интерфейсом не могут использо¬
ваться там, где необходима высокая скорость обновления, так как при этом
тактовый сигнал для последовательного интерфейса должен иметь очень высо¬
кую частоту. Некоторые из ЦАП, обеспечивающих высокую скорость обновле¬
ния, с целью уменьшить нагрузку на порт, используют два параллельных порта
данных, и обращаются к ним попеременно в режиме мультиплексирования (ино¬
гда такая схема ввода данных называется «ping-pong»), как это показывается
на рис. 6-32. Цифро-аналоговые преобразователи с поочередной загрузкой дан¬
ных (ping-pong) загружают данные попеременно из портов А и В соответственно

462 Глава 6. Преобразователи
на нарастающем и ниспадающем фронте тактового сигнала. При этом соотно¬
шение между временем, когда тактовый сигнал принимает нулевой уровень, и
временем, когда тактовый сигнал принимает уровень, который соответствует
логической единице, должно в точности составлять 50:50. Даже если внешний
тактовый сигнал не обеспечивает в точности это соотношение, то внутренний
умножитель тактового сигнала цифро-аналогового преобразователя гарантиру¬
ет, что обновление при помощи данных А и В будет происходить в точности
с соотношением времен 50:50.
Умножитель частоты
тактового сигнала на 2
Рис. 6-32. Попеременное считывание данных (ping-pong)
в высокоскоростных ЦАП
Исторически сложилось так, что логические цепи микросхем (за исключени¬
ем эмиттерно-связанной логики, ECL) использовали напряжение питания 5 В и
имели совместимые логические уровни — за немногочисленными исключениями
5-вольтовая логика всегда могла работать с другой 5-вольтовой микросхемой
логики. Сегодня все большее распространение получают низковольтные микро¬
схемы логики, которые используют напряжения питания 3,3 В, 2,7 В или даже
ниже. Для таких микросхем необходимо убедиться, что они могут являться
совместимыми. Здесь необходимо учитывать сразу несколько параметров -
абсолютное максимальное значение, наименьшие допустимые уровни для логиче¬
ских сигналов, а также временные параметры. Для логических входов микросхем
обычно максимальное абсолютное значение напряжения (как и для входов дру¬
гих типов) может на 300 мВ превышать уровень напряжения питания.
Заметим, что это относится к мгновенным значениям сигнала. Если ми¬
кросхема поддерживает подобные характеристики и использует питание +5 В,
то уровень логических сигналов может лежать в диапазоне от —0,3 В до +5,3 В,
однако если напряжение питания отсутствует, то входной сигнал должен лежать
в диапазоне от +0,3 В до —0,3 В, а не в диапазоне от —0,3 В до +5,3 В, так как
этот диапазон действителен только при наличии напряжения питания (микро¬
схемы не могут предсказывать будущее).
Причина, по которой устанавливается уровень в 0,3 В, заключается в том,
что необходимо исключить срабатывания встроенных в микросхему диодов при

6-1. Используемые архитектуры для ЦАП 463
допустимых уровнях напряжения, они должны срабатывать только когда на¬
пряжение выходит за границы максимально допустимого диапазона. Принято
защищать входы микросхемы от подобного повышенного напряжения при помо¬
щи диодов Шоттки. При низких температурах напряжение ограничения диодов
Шоттки может незначительно превышать уровень 0,3 В, так что на входах
микросхемы может появляться напряжение, выходящее за пределы абсолютно¬
го максимально допустимого диапазона. Хотя, строго говоря, это создает для
микросхемы условия, когда напряжение выходит за пределы номинально раз¬
решенного максимального значения, и такие условия должны быть исключены.
На самом деле это является допустимым исключением из правил — при том
условии, что диод Шоттки находится при той же температуре, что и микросхе¬
ма, которую он защищает (например, разница температур не должна превышать
±10 °С).
Тем не менее, некоторые низковольтные устройства допускают на входах та¬
кие уровни напряжений, которые значительно превышают уровень напряжения
питания. Это позволяет подключать (без всякого дополнительного интерфейса и
без ограничивающих напряжение компонентов) к подобным микросхемам ком¬
поненты логики, рассчитанные на более высокий уровень напряжения. Важно
только изучить техническую документацию и удостовериться в том, что как
логические уровни, так и абсолютные максимальные уровни напряжений со¬
вместимы между собой для всех возможных комбинаций высокого и низкого
напряжений питания.
Это является общим правилом при разработке интерфейса между различ¬
ными низковольтными микросхемами логики - всегда необходимо проверять,
что при самом низком уровне напряжения питания выход с логической единицей
(в предположении наименее благоприятной нагрузки) будет иметь более высокий
уровень напряжения, чем указанный минимальный уровень логической единицы
для принимающей микросхемы. Верно и другое, что при наименьшем возможном
напряжении питания, когда на выход поступает максимальный разрешенный
ток, уровень логического 0 будет меньше, чем указанный уровень логического
0 для входа принимающей микросхемы. Если характеристики выбранных вами
микросхем не позволяют выполнить эти условия, то необходимо выбрать другие
устройства, либо использовать различные источники питания, либо использо¬
вать дополнительные схемы, которые позволят обеспечить необходимые уровни
напряжения. Заметим, что при использовании дополнительных интерфейсных
схем возникают дополнительные временные задержки.
Недостаточно также создать экспериментальную систему и выполнить ее
тестирование. В общем случае, уровни для логических сигналов указываются
достаточно приближенно, и обычно логическая схема способна корректно рабо¬
тать и за пределами указанных диапазонов — однако нельзя полагаться на это
при промышленном производстве устройства. Может случиться так, что ми¬
кросхемы, которые работают вблизи нижнего предела сигнала, должны будут
работать с микросхемами, у которых уровень незначительно завышен — и они
уже не смогут нормально работать.
Одной из наиболее передовых технологий, которая находит применение в вы¬
сокоскоростных логических микросхемах, является интерфейс LVDS (low volt¬

464 Глава 6. Преобразователи
age differential signaling — передача низковольтных дифференциальных сигна¬
лов). Использование LVDS позволяет решить вопросы, которые обычно возни¬
кают при организации интерфейса с высокоскоростными преобразователями
на основе однопроводного CMOS-интерфейса, и обеспечивает более высокие ско¬
рости передачи данных. В стандарте LVDS полный размах напряжения сигнала
определяется как 350 мВ относительно синфазного напряжения (СМѴ, common-
mode voltage) с уровнем 1,2 В, что рассчитано на передачу высокоскоростных
дифференциальных сигналов с балансом по току. Благодаря этому снижаются
требования к скорости нарастания сигнала. Уменьшение скорости нарастания
позволяет снизить перепады тока, которые служат причиной шумов при изме¬
нении напряжения земли (ground bounce) для обычных выводов с технологией
CMOS. Подобный шум по земле может проникать в чувствительные аналоговые
схемы и приводить к уменьшению динамического диапазона преобразователя.
В высокоскоростных преобразователях также может использоваться параллель¬
ный LVDS-интерфейс, который обеспечивает намного более высокие скорости и
оптимальные динамические характеристики.
Другим достоинством LVDS является снижение уровня электромагнитных
помех (ЕМІ). Электромагнитные поля создаются токами, текущими в противо¬
положных направлениях, и они компенсируют друг друга (при условии согла¬
сования скорости нарастания фронтов). Различные длины дорожек, изгибы или
нарушение непрерывности сводят на нет данное преимущество, и по этой при¬
чине их необходимо избегать.
При сравнимых скоростях передачи данных LVDS также накладывает менее
строгие ограничения по времени по сравнению с демультиплексированным реше¬
нием на основе CMOS. Демультиплексированная шина требует сигнала синхро¬
низации, который нет необходимости использовать в LVDS. При использовании
демультиплексированной CMOS-шины требуется тактовый сигнал, равный по¬
ловине частоты дискретизации АЦП, что приводит к повышению стоимости и
сложности системы. Интерфейс LVDS свободен от этих недостатков и обеспечи¬
вает большую степень свободы при проектировании, позволяя создавать более
простые и более надежные решения.
Спецификация LVDS (стандарт IEEE 1596.3) была разработана в качестве
расширения протокола SCI от 1992 года (стандарт IEEE 1596-1992). Первона¬
чально протокол SCI предназначался для высокоскоростной передачи пакетов
в высокопроизводительных компьютерах, и в этом стандарте использовались ло¬
гические уровни ECL. Однако для менее производительных систем с малым энер¬
гопотреблением было необходимо разработать новый стандарт. Сигналы LVDS
были выбраны по той причине, что по сравнению с ECL они имеют меньший
размах напряжения, что позволяет работать с низковольтными источниками пи¬
тания в устройствах, где необходимо обеспечить малое энергопотребление.
В отличие от технологии CMOS, в кото¬
рой обычно используется потенциальный вы-
350мВ ход (выход по напряжению), технология LVDS
-	является технологией с токовым выходом. Вы-
Рис. 6-33. Уровни сигнала LVDS Х°ДЫ LVDS’ используемые в высокоскоростных
преобразователях, отличаются от стандартных

6-1. Используемые архитектуры для ЦАП 465
LVDS-выходов, используемых в микросхемах цифровой логики (см. рис. 6-33).
Тогда как стандартные LVDS-выходы в высокоскоростных цифровых приложе¬
ниях способны работать с линиями длиной 1-10 м (в зависимости от скорости
передачи данных), для высокоскоростных преобразователей не рекомендуется
работать с линиями подобной длины. Рекомендуется использовать для выходов
достаточно короткие дорожки (менее 2 дюймов), чтобы снизить возможность
воздействия на выход шумов со стороны расположенных вблизи схем, так как
шумы могут проникать на аналоговые входы. Дифференциальные выходные
дорожки должны быть расположены близко друг к другу, обеспечивая более
надежное подавление синфазного напряжения с помощью 100-омного термини¬
рующего резистора, который располагается вблизи приемника. Для уменьшения
рассогласования по времени задержки пользователь должен обеспечить равную
длину дорожек на печатной плате.
На рис. 6-34 показан вид в разрезе для обычных дорожек, расположенных
на печатной плате.
Рис. 6-34. Расстоя¬
ние между дорожка¬
ми на печатной плате
Дифференциальная пара 1
Дифференциальная пара 2
TG
Земля
Правила при проектировании топологии печатной платы
•	На протяжении всей длины дорожки расстояния Tw, Ts и D должны оста¬
ваться постоянными.
•	Расстояние Ts должно быть приблизительно вдвое больше расстояния Tw-
•	По возможности следует избегать использования переходных отверстий.
•	Расстояние D должно более чем в два превышать расстояние Ts-
•	Следует по возможности избегать поворотов на 90°.
•	Расстояния Tw и Tq принимаются из расчета обеспечения волнового со¬
противления, равного 50 Ом.
Для подобных высоких скоростей нарастания (менее 0,5 нс) очень важно обес¬
печить правильную развязку по питанию. У каждого вывода, относящегося к
земле или напряжению питания, как можно ближе к преобразователю необходи¬
мо разместить конденсатор (в корпусе для поверхностного монтажа), который
должен отличаться малой индуктивностью. Не рекомендуется устанавливать
такой конденсатор на обратной стороне (относительно компонента) печатной
платы, так как индуктивность, которой обладают переходные отверстия, сни¬
жает эффективность схемы развязки. Дифференциальный импеданс Zo будет
иметь значение несколько меньшее, чем сумма импедансов Zo для каждого из
проводников (это связано с небольшим расстоянием между проводниками)
по этой причине при проектировании необходимо следить за тем, чтобы импе-

466 Глава 6. Преобразователи
дане каждой дорожки немного превышал 50 Ом. В критических приложениях
для проверки согласования импедансов можно использовать моделирование. Ес¬
ли длина дорожек мала, то данный эффект не оказывает большого влияния.
Логические схемы преобразователей данных: временные
параметры и прочее
В данном коротком разделе мы не ставим цели описывать архитектуру исполь¬
зуемых логических схем, нашей задачей является описать работу интерфейса
с логическими схемами преобразователя данных, а также требования к времен¬
ным параметрам. Заметим только, что логические интерфейсы преобразовате¬
лей данных могут быть значительно более сложными по сравнению с вашими
представлениями. Не следует думать, что если вывод на микросхеме памяти
или микросхеме интерфейса имеет то же название, что и вывод на микросхеме
преобразователя данных, то все они выполняют одинаковые функции. К со¬
жалению, не существует стандартного обозначения для функций выводов, это
касается даже микросхем, выпускаемых одним производителем. Чтобы полу¬
чить информацию о работе всех управляющих выводов, необходимо обратиться
к технической документации. Кроме этого, не все преобразователи данных пе¬
реходят в определенное состояние после включения питания — многие этого не
делают.
Очень важно рассмотреть вопросы, связанные с временными параметрами.
Новые низковольтные технологические процессы, которые используются при из¬
готовлении большинства современных преобразователей данных, обеспечивают
множество преимуществ. Одним из этих преимуществ, о котором часто забы¬
вают пользователи (но не разработчики микросхем), является более высокая
скорость работы логики. Цифро-аналоговые преобразователи, разработанные
по прежним процессам, часто использовали достаточно медленную логику, кото¬
рая на порядки уступала по скорости схемам подключенных к преобразователю
микропроцессоров, и для обеспечения совместимости приходилось использовать
отдельные буферные микросхемы или же добавлять в программу процессора
многочисленные инструкции ожидания WAIT. Сегодня уже стало привычным,
что время записи в ЦАП совместимо с временными параметрами логики, к ко¬
торой подключен преобразователь.
Однако не все ЦАП обеспечивают совместимость со всеми логическими ин¬
терфейсами, и всегда необходимо убедиться, что соблюдаются требования к
времени установления и ширине строба записи. Вновь, в ходе экспериментов вы
можете увидеть, что микросхемы работают с более быстрыми сигналами, чем
указано в технической документации, однако это может нарушаться при пре¬
дельных температурах или напряжениях питания, а интерфейс должен всегда
проектироваться на основании приведенных в спецификации, а не измеренных
временных параметров.
Интерполирующие ЦАП (интерполирующие TxDAC)
Концепция передискретизации, которая обсуждается в другой главе (посвящен¬
ной основам теории дискретизации), может применяться и к высокоскоростным

6-1. Используемые архитектуры для ЦАП 467
ЦАП, которые в основном используются в телекоммуникационных приложени¬
ях. Передискретизация позволяет ослабить требования к выходному фильтру,
а также помогает улучшить значение SNR.
Предположим, что используется традиционный ЦАП со следующими параме¬
трами: частота обновления входных цифровых слов — 30 MSPS (см. рис. 6-35 (А)),
частота выходного сигнала — 10 МГц. Необходимо будет при помощи аналого¬
вого восстанавливающего фильтра подавить зеркальный компонент с частотой
30 — 10 = 20 МГц. Таким образом, переходная полоса для данного фильтра со¬
ставляет 10-20 МГц.
Предположим, что зеркальная частота должна быть ослаблена на 60 дБ. Сле¬
довательно, начиная от границы полосы пропускания, равной 10 МГц, фильтр
в переходной полосе от 10 МГц до 20 МГц обязан обеспечить ослабление на 60 дБ,
которое будет действовать и в полосе подавления. Фильтр обеспечивает осла¬
бление 6 дБ на октаву для каждого полюса. Таким образом, чтобы обеспечить
необходимое ослабление, понадобится 10-полюсный фильтр. Такой фильтр явля¬
ется достаточно сложным и должен содержать секции с высокими значениями Q,
которые достаточно сложно согласовать и изготовить. При уменьшении переход¬
ной полосы сложность такого фильтра будет возрастать.
Теперь предположим, что мы повышаем скорость обновления цифровых дан¬
ных до 60 МГц, при этом заполняем «нулями» те дополнительные цифровые
значения, которые вставляются между оригинальными значениями. Поток па¬
раллельных данных теперь поступает со скоростью 60 MSPS, однако нам необ¬
ходимо определить значения, которые соответствуют добавляемым «нулевым»
точкам. Для этого полученный цифровой поток с частотой 60 MSPS, который
уже содержит добавленные значения, пропускается через цифровой интерполи¬
рующий фильтр, который вычисляет значения для добавленных точек данных.
На рис. 6-35 (В) показана характеристика такого цифрового фильтра относи¬
тельно двукратной частоты передискретизации. Теперь переходная полоса для
аналогового антиалиасингового фильтра составляет 10-50 МГц (частота первого
зеркального компонента: 2fc — f0 = 60 — 10 = 50 МГц). Ширина этой переход¬
ной области превышает 2 октавы, и это означает, что достаточно использовать
фильтр Баттерворта с 5 или 6 полюсами.
В серии микросхем AD9773, AD9775, AD9777 (12/14/16 бит), которые пред¬
ставляют собой двухканальные цифро-аналоговые преобразователи (упрощен¬
ная блок-схема показана на рис. 6-36), относящиеся к семейству Transmit DAC
(TxDAC™), имеется возможность выбрать коэффициент передискретизации,
равный 2, 4 или 8. Эти микросхемы способны принимать на входе 12/14/16-
раэрядные цифровые значения с частотой обновления 160 MSPS. На выходе
максимальная частота обновления составляет 400 MSPS. Если мы устанавливаем
для выходного сигнала частоту 50 МГц, для входных цифровых значений часто¬
та обновления равна 160 MSPS, и используем коэффициент передискретизации,
равный 2, то зеркальный компонент будет возникать на частоте 320 — 50 МГц =
= 270 МГц. Таким образом, переходной полосе для аналогового фильтра будет
соответствовать диапазон 50-270 МГц. Если не использовать двукратную пе¬
редискретизацию, то зеркальная частота имела бы значение 160 — 50 МГц =
= 110 МГц, и переходная полоса фильтра сократилась бы до 60-110 МГц.

468 Глава 6. Преобразователи
(В)
Рис. 6-35. Требования к аналоговому фильтру при f0 = 10 МГц: (А) fc = 30 MSPS и (В)
fc = 60 MSPS
К = 2
Частота зеркального
компонента = 320 - 50 = 270 МГц
Рис. 6-36. Упрощенная диаграмма интерполирующего TxDAC™c передискретизацией
Восстанавливающий (реконструирующий) фильтр
Сигнал на выходе ЦАП представляет собой не непрерывно изменяющийся сиг¬
нал, он состоит из последовательности сигналов с постоянными уровнями на¬

6-1. Используемые архитектуры для ЦАП 469
пряжения. Выходной сигнал необходимо пропустить через фильтр, с помощью
которого удаляются высокочастотные компоненты и сигнал сглаживается, при¬
обретая форму аналогового сигнала.
Более подробно вопросы, связанные с фильтрацией, будут обсуждаться в главе 8.
В общем случае, чтобы сохранить спектральные составляющие сигнала, не¬
обходимо подавить зеркальные компоненты на выходе ЦАП до уровня ниже,
чем уровень разрешения ЦАП. Если использовать приведенный выше пример,
то полоса пропускания ЦАП составляет 10 МГц. Частота дискретизации равна
30 МГц. Таким образом, зеркальному отображению сигнала в полосе пропуска¬
ния, которое необходимо подавить, соответствует частота 30 МГц — 10 МГц =
= 20 МГц. Эта частота определяется как частота дискретизации минус частота
полосы пропускания. В данном примере используется 10-разрядный ЦАП, т.е.
уровень искажений соответствует уровню —60 дБ. Таким образом, реконструи¬
рующий фильтр должен подавить зеркальные составляющие на 60 дБ, при этом
фильтр никак не должен изменять основной сигнал. Так как фильтр обладает
ослаблением в 6 дБ на полюс, то нам понадобится использовать фильтр 10-го
порядка.
Кроме этого, необходимо учесть и следующие соображения.
Во-первых, частота среза фильтра измеряется для уровня ослабления сиг¬
нала в —3 дБ. Таким образом, если мы не должны изменять основной сигнал,
то необходим некоторый запас для полосы пропускания фильтра. Эта проблема
иллюстрируется при помощи графиков, которые приводятся в главе, посвящен¬
ной фильтрам. Это приводит к уменьшению переходной полосы и повышает
требования к порядку фильтра.
Во-вторых, существует такое явление, которое носит название «sine».
Sin(x)/(х) (Sine)
Сигнал на выходе ЦАП представляет собой не непрерывно изменяющийся сиг¬
нал, а последовательность сигналов с постоянным уровнем напряжения. ЦАП
поддерживает уровень с постоянным напряжением до того момента, когда он
должен будет установить новый уровень (см. рис. 6-37).
Ширина импульсов равна 1/Fs- Спектр каждого такого импульса описывает¬
ся функцией sin(x)/x (эта функция также известна как функция sine). Связанная
с ней характеристика добавляется к характеристике реконструирующего филь¬
тра, и в результате мы получаем общую характеристику для преобразователя.
Это приводит к появлению ошибки в амплитуде сигнала по мере того, как ча¬
стота выходного сигнала приближается к частоте Найквиста (Fs/2). График
sinc-функции показан на рис. 6-38. Некоторые высокоскоростные ЦАП содер¬
жат обратный фильтр (цифровой), который позволяет компенсировать данный
эффект.
ЦАП с искусственной нелинейностью
До сих пор мы особое внимание уделяли поддержанию хороших характеристик
по дифференциальной и интегральной линейности. Однако иногда возникают

470 Глава 6. Преобразователи
Частота
Рис. 6-38. График функции
(sinx/x) (для частоты отно¬
сительно Fg)
такие ситуации, когда полезными становятся АЦП или ЦАП с искусственно со¬
зданными нелинейными характеристиками (при этом сохраняется хорошая диф¬
ференциальная линейность), особенно при обработке сигналов с широким дина¬
мическим диапазоном. Одним из первых примеров подобного подхода является
преобразование голосовых сигналов в цифровую форму при помощи импульсно¬
кодовой модуляции (ИКМ/РСМ, pulse-code modulation). Основным разработчи¬
ком данного метода считается компания Bell Labs, и эти работы проводились
в рамках проекта по разработке магистральной системы Т1. Причиной для раз¬
работки нелинейных АЦП и ЦАП являлась необходимость в уменьшении коли¬
чества бит (и связанной с ними скорости передачи последовательных данных),
которая необходима для цифровой передачи голосовых каналов. При линейном
кодировании голосовых каналов требуется 11 или 12 бит при частоте дискрети¬
зации 8 KSPS (на каждый голосовой канал). В 1960-х годах компания Bell Labs

6-1. Используемые архитектуры для ЦАП 471
определила, что можно использовать 7-битное нелинейное кодирование, а в 70-х
годах стали использовать 8-битное нелинейное кодирование для обеспечения бо¬
лее высокого качества.
Нелинейная передаточная функция выделяет для малых сигналов большее ко¬
личество уровней квантования, а для сигналов с большей амплитудой — меньшее
количество уровней квантования. В действительности это приводит к тому, что
уменьшается шум квантования для малых сигналов (где он особенно заметен),
тогда как увеличивается шум квантования для сигналов с большой амплитудой
(где он не так заметен). Для описания такого способа кодирования часто ис¬
пользуется термин companding (компандирование).
Выбранная в качестве передаточной логарифмическая функция часто обо¬
значается как стандарт «Bell /і-255» или же просто как «//,-law». Аналогичный
стандарт, разработанный в Европе, получил название «A-law». Благодаря исполь¬
зованию //-law, разработанного компанией Bell, удается получить динамический
диапазон 4000:1 при использовании всего лишь 8 бит, тогда как 8-разрядный
линейный преобразователь обеспечивает диапазон всего лишь 256:1.
Первое поколение цифрового каналообразующего оборудования (D1) исполь¬
зовало сеть из резисторов и диодов с температурным контролем в качестве «ком¬
прессоров», которые размещались перед 7-разрядными линейными АЦП и реа¬
лизовывали логарифмическую передаточную функцию. Соответственно в при¬
емнике для выполнения обратного преобразования за 7-разрядным линейным
ЦАП устанавливалась сеть из резисторов и диодов, которые носили название
«expanders» (распаковщики). Следующее поколение D2 цифровых каналообразу¬
ющих устройств уже использовало для сжатия и распаковки данных нелинейные
АЦП и ЦАП, благодаря чему удалось снизить стоимость, повысить надежность
и отказаться от использования диодных схем с температурным контролем.
В своей классической работе, опубликованной в 1953 году, Б. Д. Смит (В. D. Smith)
высказал предположение, что передаточная функция для АЦП с последователь¬
ным приближением, в цепи обратной связи которого установлен встроенный
нелинейный ЦАП, будет аналогична обратной функции для этого ЦАП (см. [8]).
Следовательно, один и тот же базовый ЦАП может использоваться как в АЦП,
так и в реконструирующем ЦАП. Позднее, в 1960-х и начале 70-х годов тех¬
нология создания нелинейных АЦП и ЦАП, основанная на кусочно-линейной
аппроксимации требуемой передаточной функции, позволила создавать недоро¬
гие компоненты в больших количествах (ссылки [18-23]). Подобные 8-разрядные
преобразователи данных с частотой 8 кГц стали одними из наиболее популярных
компонентов, используемых в телекоммуникационной отрасли.
Для получения нелинейной передаточной функции область значений 8-раз-
рядного ЦАП делится на 16 сегментов (прямых линий) с различным углом на¬
клона — угол наклона как раз и определяется той нелинейной передаточной
функцией, которую вам нужно получить. Четыре наиболее старших бита опре¬
деляют номер сегмента, к которому относятся точки функции, а сам сегмент
далее разбивается на 16 равных уровней квантизации, которые индексируются
согласно 4 младшим битам, входящим в состав 8-разрядного цифрового значе¬
ния. На рис. 6-39 этот процесс показан для 6-разрядного ЦАП, при этом 3 бита
используются для определения одной из 8 имеющихся прямых линий, и полу-

472 Глава 6. Преобразователи
Рис. 6-39. Нелинейный 6-разрядный сегментированный ЦАП
ченная линия далее подразделяется на 8 равных уровней, при этом на нужный
уровень указывают младшие 3 бита цифрового значения. Три старших бита
создаются с помощью нелинейного строкового ЦАП, тогда как три младших
бита создаются с помощью 3-битного линейного ЦАП, который использует схе¬
му R-2R.
В 1982 году компания Analog Devices представила микросхему LOGDAC™
AD7111, которая представляла собой монолитный MDAC с широким динами¬
ческим диапазоном, использующим логарифмическую передаточную функцию.
Основным компонентом в микросхемах LOGDAC является линейный 17-разряд-
ный ЦАП с выходом по напряжению, использующий схему R-2R, перед которым
располагается 8-разрядный входной декодер (функциональная диаграмма LOG¬
DAC показана на рис. 6-40). Микросхемы LOGDAC способны ослаблять входной
аналоговый сигнал VIN в диапазоне от 0 до 88,5 дБ с шагом 0,375 дБ. Степень
ослабления, которую осуществляет ЦАП, определяется 8-разрядным значением
с нелинейной кодировкой, которое подается на встроенную схему декодирования.
Полученное 8-разрядное значение затем отображается на 17-разрядное значение,
которое используется для управления 17-разрядным ЦАП с лестничной схемой
R-2R. Кроме логарифмической передаточной функции микросхемы LOGDAC
также выполняют функции полностью четырехквадрантных MDAC.
После того как появились АЦП и ЦАП с высоким разрешением, используемый
в LOGDAC1М метод сегодня широко применяется для реализации различных
нелинейных передаточных функций, таких как компандирование по законам /х-
law и A-law, что часто необходимо в телекоммуникациях и других областях.
На рис. 6-41 показана общая блок-схема, которая иллюстрирует используемые
сегодня методы. Данные, сжатые по методу /x-law или A-law, отображаются

6-1. Используемые архитектуры для ЦАП 473
на точки данных на передаточной функции ЦАП высокого разрешения. Такое
отображение достаточно просто задается с помощью таблицы соответствий,
которая может быть реализована аппаратными, программными методами или
храниться во внутреннем программном коде микросхемы. Может быть создан и
аналогичный нелинейный АЦП, для этого аналоговый входной сигнал преобра¬
зуется в цифровой вид при помощи АЦП с высоким разрешением, после чего
полученные данные отображаются в более короткие, сжатые значения при помо¬
щи соответствующей передаточной функции. Большим преимуществом данного
метода является то, что, в отличие от предыдущего метода, здесь нет необхо¬
димости аппроксимировать передаточную функцию при помощи прямых линий,
благодаря этому обеспечивается более высокая точность.
VDD VIN
CS WR	D0-D7	DGND
Рис. 6-40. Микросхема AD7111 LOGDAC™ (выпущена в 1982 году)
Входные N
данные бит
Нелинейные
данные с
малым
разрешением
Схема деко¬
дирования
М
бит
/
Регистр
с разряд-
ностью
М-бит
м
бит
(табличный
метод)
/
/
Линейный ЦАП
с разрядностью
М бит
Ѵоит
—О
Схема декодирования
может быть аппаратной,
программной или
использоваться
смешанное решение
Линейный ЦАП
с высоким
разрешением
Нелинейный
аналоговый
выходной
сигнал
Рис. 6-41. Общая схема нелинейного ЦАП

474 Глава 6. Преобразователи
Раздел 6-2
Архитектуры, используемые для АЦП
Основные функции АЦП показаны на рис. 6-42. Также такое устройство мож¬
но назвать quantizer (квантователь). Большинство микросхем аналого-цифровых
преобразователей также содержит некоторые дополнительные схемы, например,
генератор для создания тактовых сигналов, необходимых в процессе дискретиза¬
ции, источник опорного напряжения (REF), усилитель выборки-хранения (SHA)
и регистры для выходных данных. Кроме этих базовых функций некоторые АЦП
могут содержать и дополнительные схемы — это могут быть умножители, схе¬
мы управления последовательностью переключения каналов (секвенсоры), схемы
для автоматической калибровки, усилители с программируемым коэффициентом
усиления (PGA) и т. д.
Тактовый сигнал,	Рис. 6-42. Основные
используемый	vDD VREF	функции АЦП
внутри микросхемы)
Аналогично ЦАП некоторые АЦП используют внешние источники опорного
напряжения и имеют соответствующий вывод для подачи опорного напряжения,
однако некоторые, напротив, могут обладать специальным выходом, на который
подается напряжение от внутреннего источника опорного напряжения. Иногда
АЦП может использовать внутренний источник опорного напряжения, который
соединен с отдельным выводом при помощи встроенного в микросхему резисто¬
ра. Такая схема позволяет организовать фильтрацию для источника опорного
напряжения (с помощью встроенного резистора R и внешнего конденсатора С),
или же внутренний источник опорного напряжения может быть отключен при
подключении внешнего источника опорного напряжения. Примером использова¬
ния соединений подобного типа может служить семейство АЦП AD789X. Самые
простые АЦП не используют подобных функций, они полностью полагаются
на встроенный источник опорного напряжения и не позволяют создавать для
него внешних соединений.
Если АЦП имеет встроенный источник опорного напряжения, то параме¬
тры, относящиеся к точности аналого-цифрового преобразователя, приводятся
для измерений, которые выполняются с использованием встроенного источника

6-2. Архитектуры, используемые для АЦП 475
опорного напряжения. Если бы для такого АЦП использовался внешний источ¬
ник опорного напряжения с очень высокой точностью, то это не означало бы,
что точность измерений увеличится — на самом деле, абсолютная точность мо¬
жет далее ухудшиться по сравнению с использованием встроенного источника
опорного напряжения. Это связано с тем, что АЦП в процессе производства под¬
страивается для достижения наилучшей абсолютной точности при работе с тем
опорным напряжением, которое выдает встроенный источник, и неточность
источника (его отклонение от номинального значения опорного напряжения)
компенсируется при помощи изменения коэффициента усиления АЦП. Двадцать
лет назад считалось вполне приемлемым, когда встроенные в преобразователи
источники опорного напряжения обладали точностью ±5%, так как подстройка
в основном производилась не с целью добиться высокой абсолютной точности,
а чтобы обеспечить преобразователю малое значение температурного коэффи¬
циента, и ошибки источника опорного напряжения компенсировались за счет
коэффициента усиления АЦП. Сегодня эта проблема уже не стоит так остро,
однако все равно рекомендуется проверить, не происходит ли ухудшения точ¬
ности измерений при использовании внешнего источника опорного напряжения
для АЦП, которые уже имеют собственный, встроенный источник опорного на¬
пряжения.
Аналого-цифровые преобразователи, в которых имеется специальный вывод
для опорного напряжения, должны указывать для него характеристики и опи¬
сывать его поведение. Если используется вход для внешнего источника опорного
напряжения, то первое, что необходимо специфицировать, это входное опорное
напряжение — и для него указываются два параметра: абсолютное максимальное
значение и диапазон напряжений, в котором данный АЦП способен корректно
работать.
Для большинства АЦП требуется, чтобы их опорное напряжение лежало в пре¬
делах сравнительно узкого диапазона, верхняя граница которого была меньше
или равна напряжению питания Vdd для этого АЦП.
На входе опорного напряжения АЦП может присутствовать буферный усили¬
тель, как это показано на рис. 6-43, в этом случае будут нормироваться входной
импеданс (который обычно имеет высокое значение) и ток смещения (который
обычно мал). Также этот вход может соединяться с АЦП непосредственно. В лю¬
бом случае, на этом выводе возникают переходные токи, вызванные внутренним
процессом преобразования, и необходимо обеспечить хорошую развязку при по¬
мощи внешних конденсаторов с малой индуктивностью. Хорошо составленные
технические описания для АЦП обычно содержат рекомендуемые схемы для раз¬
вязки.
Для выхода опорного напряжения также может использоваться (или не ис¬
пользоваться) буферизация. Если используется буфер, то, вероятно, будет указа¬
но максимальное значение для выходного тока. Обычно подобный буфер имеет
выходной каскад, который работает только в одном направлении, он способен
выдавать ток, но не позволяет току втекать в вывод микросхемы, который
обеспечивает выход для опорного напряжения. Если же буфер использует двух¬
тактный (push-pull) выходной каскад (что не очень распространено), то для
выходного тока используется следующая форма спецификации: ±(некоторое зна-

476
Глава 6. Преобразователи
Любой, все или ни один из данных выводов
могут соединяться внутри микросхем
или же располагаться вне ее
Рис. 6-43. АЦП вместе с буфером и источником опорного напряжения
чение) мА. Если выход опорного напряжения не буферизуется, то может указы¬
ваться значение для выходного импеданса, или же в техническом описании могут
просто содержаться рекомендации по использованию внешнего буфера с высо¬
ким входным импедансом.
Существуют примеры, когда в качестве опорного напряжения используется
напряжение питания. В этом случае необходимо убедиться, что источник пита¬
ния свободен от помех.
Вход для тактового сигнала имеет особенно важное значение для АЦП и
иногда его функции понимают не совсем правильно. Сигнал на этом входе мо¬
жет действительно представлять собой тактовый сигнал. Его частота обычно
в несколько раз превышает частоту дискретизации АЦП. Однако это также мо¬
жет быть команда запуска преобразования (или кодирования), которая выдается
один раз за цикл преобразования. Устройства с конвейерной архитектурой и
сигма-дельта (ЕД) преобразователи осуществляют преобразование непрерывно,
и для них нет смысла в использовании команды запуска преобразования.
Независимо от конкретного АЦП всегда чрезвычайно важно прочитать тех¬
ническую документацию и определить, каковы требования к внешнему так¬
товому сигналу, так как эти требования могут значительно различаться для
различных компонентов.
Через некоторое время после подачи тактовых сигналов для осуществления
дискретизации на выходе появляются действительные данные. В зависимости от
конкретного АЦП, эти данные могут выдаваться в параллельном или последова-
тельном виде. Ранние версии АЦП последовательного приближения, такие как
AD574, просто использовали особый вывод STATUS (STS), на котором в процес¬
се преобразования данных устанавливался высокий уровень, а после появления
на выходе действительных данных он возвращался в состояние с низким уров¬
нем. В других АЦП подобный вывод мог носить название busy (занято), end-of-
conversion (Е О С, преобразование завершено), data ready (DRDY, данные готовы)

6-2. Архитектуры, используемые для АЦП 477
и т. д. В любом АЦП должен существовать какой-то метод для определения того,
когда данные на выходе являются действительными — и вновь укажем, что эта
информация всегда содержится в технической документации.
Другая деталь, которая может привести к неприятным последствиям, за¬
ключается в различии между функциями выводов ЕОС и DRDY. Вывод ЕОС
сообщает о том, что преобразование завершено, а DRDY — о том, что на вы¬
ходе имеются действительные цифровые результаты преобразования. В некото¬
рых аналого-цифровых преобразователях вывод ЕОС функционирует аналогич¬
но DRDY, тогда как в других действительные данные появляются на выходе
через несколько десятков наносекунд после того, как устанавливается сигнал
ЕОС. Если в этом случае использовать ЕОС как строб для считывания данных,
то полученные данные могут оказаться недостоверными.
Существуют одно или два практических соображения, которые необходимо
учитывать применительно к логическим схемам АЦП. При включении питания,
так как большинство АЦП не используют необходимую схему сброса логики,
логическая схема может оказаться в неправильном, аномальном состоянии. Для
возврата в нормальное состояние может понадобиться несколько циклов пре¬
образования, таким образом: (а) нельзя никогда доверять результатам несколь¬
ких первых преобразований, которые выполняются после включения питания,
(Ь) в это время управляющие выходы (ЕОС, DRDY и т. д.) могут вести себя
непредсказуемым образом (и это поведение может различаться для каждого
включения питания) и (с) — необходимо принять меры предосторожности и
гарантировать, что такое поведение не приведет к зависанию (latch-up) всей
системы. Например, не следует использовать сигнал ЕОС для запуска преобра¬
зования, так как если имеется вероятность того, что ЕОС будет установлен
только после завершения первого цикла преобразования, а оно может никогда
не произойти.
Некоторые АЦП имеют специальные режимы с пониженным потреблением,
которые могут носить название standby, power-down, sleep ит.д.. Когда АЦП вы¬
ходит из подобного режима пониженного потребления, то требуется некоторое
время на восстановление рабочего состояния, и только после этого АЦП спосо¬
бен обеспечить заявленные для него характеристики. Если в вашем устройстве
используются режимы с пониженным потреблением, то следует внимательно изу¬
чить техническую документацию.
И в качестве заключительного примера укажем, что некоторые АЦП исполь¬
зуют фронт сигнала на входе CS (chip select) для сброса внутренней логики, и
тогда может оказаться, что невозможно запустить следующее преобразование
без сброса или установки сигнала CS (или может оказаться, что нельзя дважды
прочитать одни и те же данные, или также могут встречаться оба этих варианта).
Более подробную информацию всегда можно найти в технической докумен¬
тации, и ее следует изучить до того, как вы начинаете использовать АЦП,
так как неизбежны многочисленные небольшие различия в работе логики для
различных микросхем. К сожалению, большинство технических описаний не от¬
личаются ясностью описания, так что необходимо понимать общие принципы
работы АЦП. Это поможет правильно интерпретировать информацию, приво¬
димую в технических описаниях, и данная глава ставит перед собой задачу
ознакомить вас с этими принципами.

478 Глава 6. Преобразователи
Существуют некоторые тенденции в развитии АЦП, которые необходимо
понимать. Первая из них касается всех электронных компонентов и связана
с переходом на меньшие напряжения питания. Это частично связано с технологи¬
ческими процессами, которые используются при производстве микросхем — осо¬
бенно это касается процесса CMOS. Все возрастающие требования к скорости
определили уменьшение геометрических параметров элементов, используемых
в этих процессах. Это, в свою очередь, приводит к уменьшению величины напря¬
жения пробоя для транзисторов, что приводит к снижению напряжения питания.
Очень немногие из выпускаемых сегодня компонентов используют напряжение
питания ±15 В и способны работать с входными сигналами, относящимися к диа¬
пазону ±10 В.
Итак, допустимый диапазон входных сигналов для АЦП сокращается, од¬
нако также существует тенденция ко все большему использованию дифферен¬
циальных входных сигналов. Это позволяет улучшить динамический диапазон
преобразователя, и обычно такое улучшение характеризуется значением 6 дБ.
Существуют и другие преимущества, так как можно подавить синфазный шум,
который измеряется относительно земли. Во многих случаях дифференциаль¬
ный вход можно использовать как обычный однополярный (соответственно при
этом ухудшается значение SNR). Кроме этого, дифференциальные входы могут
использоваться также для входа опорного напряжения REF.
Компаратор: 1-битный АЦП
Компаратор представляет собой 1-битный АЦП (см. рис. 6-44). Если входной
сигнал превышает некоторое граничное значение, то на выходе будет присут¬
ствовать одно логическое значение, если входной сигнал будет меньше этого
граничного значения, то на выходе устанавливается другое логическое значение.
Не существует такой архитектуры АЦП, которая не использовала бы по крайней
мере один компаратор. Итак, хотя сам по себе 1-битный АЦП не представля¬
ет особого интереса, он является строительным блоком, который используется
в других архитектурах.
Включение
Рис. 6-44. Компаратор:
1-битный АЦП

6-2. Архитектуры, используемые для АЦП 479
Компараторы, которые используются в качестве строительных блоков для
АЦП, должны обладать высоким разрешением, что подразумевает высокий ко¬
эффициент усиления. Это может приводить к возникновению неконтролируемых
колебаний в тот момент, когда дифференциальный входной сигнал принимает
значения, близкие к нулю. Чтобы предотвратить это, с помощью введения не¬
большой положительной обратной связи для компаратора создается гистерезис.
На рис. 6-44 показано, как гистерезис влияет на полную передаточную функцию.
Многие компараторы используют гистерезис порядка одного или двух милли¬
вольт, это обеспечивает мгновенное срабатывание и предотвращает появление
нестабильности в переходной области, вызванной локальной схемой обратной
связи. Заметим, что разрешение компаратора не может быть ниже значения ги¬
стерезиса, так что большие значения для гистерезиса обычно не применяются.
АЦП последовательного приближения
АЦП последовательного приближения на протяжении многих лет являлись основ¬
ным типом аналого-цифровых преобразователей. Недавние достижения в обла¬
сти проектирования микросхем позволили увеличить частоту дискретизации
подобных микросхем до мегагерцового диапазона.
Сигнал о
начале
Выход
Рис. 6-45. Базовая схема АЦП последовательного приближения (АЦП с вычитанием в схеме
обратной связи)
Базовая схема АЦП последовательного приближения показана на рис. 6-45.
Преобразование начинает выполняться после получения команды. После полу¬
чения команды CONVERT START (ЗАПУСК ПРЕОБРАЗОВАНИЯ) усилитель
выборки-хранения (SHA) переходит в режим hold {хранение), а все биты в ре¬
гистре последовательного приближения (SAR) сбрасываются в 0, кроме самого
старшего бита, который принимает значение 1. Значение, которое хранится в
регистре SAR, управляет сигналом на выходе встроенного ЦАП. Если выход¬
ной сигнал ЦАП превышает уровень входного аналогового сигнала, то этот

480 Глава 6. Преобразователи
бит сбрасывается, в противном случае он остается установленным (равным 1).
Этот процесс повторяется поочередно для каждого бита. После того, как для
каждого бита была выполнена последовательность из установки, проверки и
установки или сброса в зависимости от результата, содержание регистра SAR
будет соответствовать значению аналогового входного сигнала, и преобразо¬
вание завершается. Процесс «тестирования» для битов может служить основой
для создания АЦП последовательного приближения (SAR) с последовательным
выходом.
Отсчет X
Отсчет X + 1
Отсчет X + 2
CONVST
п_г
Время, в течение ;Отслежива-і Время, в течение
ЕОС
BUSY
vj
которого
выполняется
преобразование
! ние/захват
сигнала
|_ которого
выполняется
преобразование
Отслежива-
ние/захват!
сигнала ■
Выходные Y\WA/VVVVVW Данные WWWWVVVVV Данные WWW
данные	aaAaAAAAAAAAA х AAAAAAAAAAAAA x+i AAAAAA
Рис. 6-46. Временные параметры для типичного АЦП последовательного приближения
Временная диаграмма, которая показывает основные принципы работы ти¬
пичного АЦП последовательного приближения, приводится на рис. 6-46. Завер¬
шение преобразования (ЕОС) обычно сигнализируется при помощи выводов ЕОС,
DRDY или при помощи сигнала занятости (т. е. снятие сигнала BUSY указывает
на то, что преобразование завершено). Полярность и название данного сигнала
могут различаться для различных АЦП последовательного приближения, одна¬
ко принцип действия этого сигнала остается одинаковым. В начале временного
интервала, в течение которого осуществляется преобразование, этот сигнал при¬
нимает высокий (или низкий) уровень и сохраняет этот уровень до завершения
преобразования, после чего переходит в состояние с низким (высоким) уровнем.
Задний фронт обычно служит в качестве сигнала о том, что на выходе присут¬
ствуют действительные данные, однако этот вопрос необходимо внимательно
изучить с помощью технической документации — в некоторых АЦП существует
дополнительная задержка, и только после нее на выходе появляются действи¬
тельные данные.
Для завершения N-битного преобразования требуется N шагов. На первый
взгляд может показаться, что для 16-битного преобразователя время, необхо¬
димое для получения результата, будет всего лишь в два раза превышать вре¬
мя, необходимое для 8-разрядного преобразователя. На самом деле это не так.
В 8-разрядном преобразователе ЦАП должен установить на выходе сигнал с точ¬
ностью, соответствующей 8 разрядам, в 16-разрядном преобразователе сигнал
на выходе ЦАП должен установиться с 16-разрядной точностью, на что тре¬
буется значительно больше времени. На практике 8-разрядные АЦП последова¬
тельного приближения способны выполнить преобразование за несколько сотен

6-2. Архитектуры, используемые для АЦП 481
наносекунд, тогда как для 16-разрядных компонентов процесс преобразования
обычно занимает несколько микросекунд.
Несмотря на некоторые отличия, в основном временные параметры для АЦП
последовательного приближения схожи, и они подчиняются достаточно понят¬
ным правилам. Процесс преобразования запускается с помощью сигнала CON¬
VERT START (ЗАПУСК ПРЕОБРАЗОВАНИЯ). Принято обозначать этот сиг¬
нал как /CONVST или CS. Обычно этот сигнал изменяет свой уровень с высокого
на низкий (negative going), а само преобразование запускается по фронту сигна¬
ла, когда он принимает высокий уровень. По этому фронту усилитель выборки
и хранения переводится в режим hold (хранение), и затем с помощью алгоритма
последовательного приближения определяются значения для всех битов. Измене¬
ние уровня с высокого на низкий (negative-going edge) сигнала /CONVST обычно
приводит к тому, что устанавливается высокий уровень для сигнала, который
носит название /ЕОС или BUSY. После завершения преобразования для выво¬
да BUSY устанавливается низкий уровень (или же /ЕОС принимает высокий
уровень), что сообщает о завершении процесса преобразования. В большинстве
случаев задний фронт сигнала BUSY может использоваться для индикации то¬
го, что на выходе присутствуют действительные данные, и этот фронт может
использоваться в качестве сигнала стробирования для передачи результата пре¬
образования во внешний регистр.
Кроме этих могут использоваться и другие линии управления. Иногда линии
управления могут выполнять сразу две функции, обычно этот прием исполь¬
зуется тогда, когда в корпусе имеется недостаточное количество выводов. Так
как существуют различия в используемой терминологии и в самих компонентах,
то перед тем, как начинать работать с каким-то АЦП, следует изучить соответ¬
ствующую техническую документацию.
Также необходимо заметить, что для некоторых АЦП последовательного при¬
ближения необходима не только команда CONVERT START, на них также тре¬
буется подать высокочастотный тактовый сигнал. В большинстве случаев нет
никакой необходимости синхронизовать эти два сигнала. Частота внешнего так¬
тового сигнала, если он используется, обычно лежит в диапазоне от 1 до 30 МГц,
это зависит от разрешения и времени преобразования для данного АЦП. Про¬
чие АЦП последовательного приближения могут использовать встроенный ге¬
нератор, который используется в процессе преобразования, тогда необходимо
подавать только команду CONVERT START. Особенности архитектуры позво¬
ляют АЦП последовательного приближения выполнять отдельные циклы пре¬
образования с произвольной частотой, которая может изменяться от нулевой до
максимальной частоты преобразования, заданной для данного АЦП.
Заметим, что точность и линейность АЦП последовательного приближения
в первую очередь определяются возможностями встроенного ЦАП. До недавнего
времени многие прецизионные АЦП последовательного приближения для обес¬
печения необходимой точности и линейности требовали лазерной подстройки и
использовали тонкопленочные ЦАП. Однако процесс подстройки для тонкопле¬
ночных резисторов увеличивает стоимость микросхемы, кроме этого, сопроти¬
вления тонкопленочных резисторов могут изменяться под влиянием механиче¬
ских напряжений в процессе помещения микросхемы в корпус.
16—1277

482 Глава 6. Преобразователи
Рис. 6-47. 3-битный ЦАП на переключаемых конденсаторах
По этой причине в более современных АЦП последовательного приближе¬
ния начали использовать ЦАП на переключаемых конденсаторах (с перерас¬
пределением заряда). К преимуществам ЦАП на переключаемых конденсаторах
относится то, что их точность и линейность определяется процессом фотоли¬
тографии, который управляет процессом создания площадки для конденсато¬
ров, контролирует их емкость, а также обеспечивает согласование конденсато¬
ров. В дополнение к этому, параллельно с основными конденсаторами можно
разместить более мелкие, которые могут подключаться или отключаться под
управлением процедуры автоматической калибровки, что позволяет обеспечить
высокую точность и линейность без использования процесса лазерной подстрой¬
ки тонкопленочных резисторов. Согласование температурных характеристик
между переключаемыми конденсаторами может достигать 1 ррт/°С, благодаря
чему обеспечивается высокая температурная стабильность.
На рис. 6-47 показан простой 3-разрядный ЦАП. Показано, что ключи нахо¬
дятся в режиме слежения (track) или выборки (sample), когда аналоговое входное
напряжение А / /ѵ непрерывно заряжает или разряжает параллельную схему из
всех имеющихся конденсаторов. Режим хранения (hold) инициируется откры¬
тием Sin, после чего аналоговое входное напряжение сохраняется на массиве
конденсаторов. Затем открывается ключ Sc, который позволяет напряжению
в точке А изменяться по мере того, как переключаются ключи, соответствую¬
щие отдельным битам. Если все ключи SI, S2, S3 и S4 соединены с землей, то в
точке А появится напряжение, равное — Ain - Если S1 соединяется с напряжением
питания, то к напряжению — Ащ добавляется напряжение, равное Vref/2- После
этого компаратор принимает решение относительно значения наиболее старше¬
го бита, и в зависимости от сигнала на выходе (который может иметь высокий
или низкий уровень в зависимости от того, будет ли напряжение в точке А со¬
ответственно отрицательным или положительным) компаратора SAR оставляет
S1 подключенным к напряжению Vref или же соединяет его с землей. Анало¬
гичный процесс повторяется для оставшихся двух бит. По истечении интервала

6-2. Архитектуры, используемые для АЦП 483
ЕОС ключи SI, S2, S3, S4 и Sin будут соединены с Аш, Sc соединяется с землей,
а преобразователь готов начать следующий цикл преобразования.
Заметим, что дополнительный конденсатор для младшего бита (в случае
3-битного ЦАП это будет С/4) необходим, чтобы сделать полную емкость масси¬
ва конденсаторов равной 2С, благодаря чему при переключении конденсаторов,
относящихся к отдельным битам, выполняется операция двоичного деления.
Принцип действия емкостного ЦАП (cap DAC) схож с теми принципами,
которые лежат в основе резистивного R-2R ЦАП. Когда какой-то из конденсато¬
ров, соответствующих определенному биту, переключается на напряжение Vref>
то делитель напряжения, образованный битовыми конденсаторами и полной ем¬
костью массива конденсаторов (2С), добавляет к точке А такое напряжение,
которое соответствует вкладу данного бита в общее значение. Если этот кон¬
денсатор соединяется на землю, то из точки А вычитается напряжение той же
величины.
AVDD AGND REF REFGND	DVDD DGND
Рис. 6-48. AD76T7: 16-разрядный АЦП на переключаемых конденсаторах с частотой
дискретизации 1 МГц, который относится к семейству PulSAR™
Примером АЦП последовательного приближения, в которых используется
перераспределение заряда, могут служить АЦП, относящиеся к выпускаемому
Analog Devices семейству PulSAR™. Микросхема AD7677 представляет собой
16-разрядный полностью дифференциальный АЦП с частотой дискретизации
1 МГц, который относится к семейству PulSAR и который способен работать от
однополярного источника питания напряжением 5 В (см. рис. 6-48). Микросхема
содержит высокоскоростной 16-разрядный измерительный АЦП, встроенный ис¬
точник тактовых сигналов для дискретизации, схему коррекции ошибок, а также
последовательный и параллельный порты передачи данных. Для AD7677 выпол¬
няется аппаратная калибровка в процессе производства, а также проводится все-

484 Глава 6. Преобразователи
стороннее тестирование для проверки таких параметров по переменному напря¬
жению, как отношение сигнал/шум (SNR) и коэффициент нелинейных искаже¬
ний (THD), а также для таких более традиционных параметров по постоянному
напряжению, как коэффициент усиления, смещение и линейность. Микросхема
поддерживает режим сверхвысокой частоты дискретизации (Warp), для прило¬
жений с асинхронной скоростью преобразования может использоваться быстрый
режим (Normal), а для приложений с малым потреблением может использоваться
режим пониженного потребления (Impulse), где потребляемая мощность изменя¬
ется в зависимости от потока обрабатываемых данных.
ш
□
Проверка
Is X а 32 ?
Ха (32 +16)?
' • X а (32 + 8) ?
X а (32 + 8 + 4) ?
X а (32 + 8 + 4 + 2) ?
Ха (32 + 8+4 + 2 + 1)?
Предполагаем, что X = 45
Да -► оставить 32-М
Нет -> отбросить 16 -► О
Да -> оставить 8 -М
Да -► оставить 4 -> 1
Нет -► отбросить 2 -► О
Да
Итого Х = 32 + 8 + 4 + 1= 4510 = 1011012
Рис. 6-49. Алгоритм, который используется в АЦП последовательного приближения
АЦП последовательного приближения работает следующим образом. В ка¬
честве примера мы будем использовать рис. 6-49. Одна из сторон сбалансиро¬
ванных весов нагружается наполовину от полного значения (в данном случае
32 фунтов). Будем называть это поверочной массой. Затем на другую сторону
весов помещается тот предмет, массу которого мы хотим измерить. Если данный
предмет имеет большую массу, чем поверочная масса (как показано на рисунке),
то поверочная масса остается на весах, в противном случае ее убирают. Затем
добавляется поверочная масса, которая равна 1/4 от полной шкапы измерения.
Вновь, если вес измеряемого предмета оказывается больше, чем находящаяся
на весах поверочная масса, то она остается на месте, в противном случае — уда¬
ляется. В нашем примере вновь добавленная поверочная масса удаляется. Этот
процесс продолжается до тех пор (при этом на каждом новом шаге добавляемая
поверочная масса составляет половину от предыдущей), пока не будет достиг¬
нуто требуемое разрешение. После этого все поверочные массы складываются, и

6-2. Архитектуры, используемые для АЦП 485
эта сумма будет представлять собой массу измеряемого предмета с точностью,
которая равна разрешению процесса измерения.
В АЦП последовательного приближения в качестве аналога поверочной массы
выступает напряжение, которое поступает с выхода ЦАП. Его сравнение с уров¬
нем входного сигнала, который соответствует измеряемой массе, осуществляет¬
ся при помощи компаратора. Отслеживание результатов каждого сравнения и
соответствующая установка значения ЦАП осуществляются схемой последова¬
тельного приближения (SAR).
В данном случае полученный цифровой результат передается по последо¬
вательному интерфейсу, однако в АЦП последовательного приближения могут
использоваться как последовательные, так и параллельные форматы для выдачи
данных.
Параллельные (Flash) АЦП
Так называемые Flash-АЦП (которые иногда называют параллельными АЦП)
являются самым быстрым типом АЦП, и в них используется очень большое коли¬
чество компараторов. АЦП подобного типа с разрядностью N-бит содержит 2N
резисторов и 2n — 1 компараторов, которые размещаются в порядке, показанном
на рис. 6-50. Каждый компаратор использует такое опорное напряжение, кото¬
рое на 1 LSB превышает уровень опорного напряжения компаратора, который
находится непосредственно ниже в данной цепи. При заданном уровне входно¬
го сигнала для всех компараторов, которые располагаются ниже определенной
точки, входной сигнал будет превышать уровень опорного напряжения, и на вы¬
ходе этих компараторов будет присутствовать логический сигнал «1». Для всех
компараторов, которые располагаются выше данной точки, уровень опорного
напряжения будет превышать уровень входного сигнала, и на их выходе будет
установлен логический сигнал «0». Таким образом, выходы всех 2N —1 компарато¬
ров ведут себя аналогично ртутному термометру, и по этой причине выходной
код для данной точки часто называют кодом термометра (thermometer code).
Так как обрабатывать сигналы с 2N — 1 выходов на практике не очень удобно,
то они подключаются к декодеру, который создает на своем выходе бинарный
сигнал разрядностью N-бит.
Входной сигнал одновременно подается на все компараторы, таким образом,
сигнал на выходе такой термометрической схемы задерживается относительно
входного сигнала на время, связанное с работой одного компаратора. Коди¬
ровщик, который отвечает за формирование результата размерностью N-бит,
также вносит небольшую задержку (few gate delays), таким образом, процесс
преобразования является чрезвычайно быстрым. Однако в подобной архитекту¬
ре используется слишком большое количество резисторов и компараторов, что
ограничивает его разрядность достаточно небольшими значениями. Кроме это¬
го, если необходимы быстрые компараторы, то они будут иметь повышенное
потребление. Итак, к числу проблем, связанных с flash-АЦП, можно отнести
ограниченное разрешение, а также высокую рассеиваемую мощность по причине
использования большого количества высокоскоростных компараторов (особен¬
но, если частота дискретизации превышает 50 MSPS) и сравнительно большие
размеры микросхем (что приводит к повышению стоимости). В дополнение к

486 Глава 6. Преобразователи
Рис. 6-50. 3-битный преобразователь с полностью параллельной
структурой (flash)
этому, сопротивление цепочки опорных резисторов должно быть мало, иначе не
удастся подать ток смещения, требуемый для работы быстрых компараторов.
Итак, источник опорного напряжения должен обеспечивать достаточно большие
токи (обычно более 10 мА).
Емкость перехода каждого компаратора зависит от напряжения, и подобная
зависимость емкости от уровня сигнала приводит к тому, что большинство flash-
АЦП имеет пониженное эффективное количество бит (ENOB, effective number
of bits), а при высоких частотах подобные АЦП имеют высокий уровень иска¬
жений. По этой причине для большинства flash-АЦП необходимо использовать
широкополосный операционный усилитель, который нормально работает с ем¬
костной нагрузкой (в виде такой нагрузки выступает преобразователь), а также
с высокоскоростными переходными сигналами, которые могут присутствовать
на входе.
Уровень рассеиваемой мощности всегда является важной характеристикой
для flash-преобразователей, особенно когда разрешение превышает 8 бит. До¬
статочно тонкий метод был использован в AD9410 (10 бит, 210 МГц) — этот
метод известен как интерполяция. Он позволяет уменьшить количество пред¬
варительных усилителей, которые используются в компараторах flash-АЦП, и
также позволяет снизить потребляемую мощность (2,1 Вт). Этот метод показан
на рис. 6-51 (см. ссылки).
Предварительные усилители (которые обозначены как «А1», «А2» и так далее)
представляют собой каскады с малыми значениями коэффициента усиления gm,
их полоса пропускания пропорциональна величине тока для дифференциальных
пар. Рассмотрим случай, когда входной сигнал увеличивается со временем (по-

6-2. Архитектуры, используемые для АЦП 487
Аналоговый
AD9410: 10 бит, 210MSPS
Рис. 6-51. «Интерполирующий» flash-преобразователь позволяет вдвое уменьшить
количество используемых предусилителей
ложительный коэффициент нарастания), и в начальный момент времени имеет
уровень ниже уровня опорного напряжения VI для АМР А1. По мере того, как
уровень входного сигнала приближается к VI, дифференциальный сигнал на вы¬
ходе А1 будет стремиться к нулю (т. е. А = А), и это означает, что достигнута
точка, в которой необходимо принимать решение. Сигнал с выхода А1 поступа¬
ет на дифференциальный вход регистра LATCH 1. По мере увеличения входного
сигнала А также будет увеличиваться в сторону положительных значений, то¬
гда как S станет принимать отрицательные значения. Интерполированная точка
принятия решения определяется из условия А = В. При дальнейшем увеличе¬
нии входного сигнала третья точка принятия решения достигается тогда, когда
В = Ё. Эта передовая архитектура позволяет уменьшить входную емкость АЦП
и позволяет уменьшить как ее изменение в зависимости от уровня сигнала, так
и связанные с этим искажения. Также для улучшения линейности в микросхеме
AD9410 используется схема входного усилителя выборки/хранения.
Параллельно-последовательные (Subranging) АЦП, АЦП
с коррекцией ошибок и конвейерные АЦП
Базовая схема параллельно-последовательного или каскадного АЦП разряд¬
ностью N бит показана на рис. 6-52. Такой АЦП основывается на двух раз¬
дельных преобразованиях — грубое преобразование (N1 бит) в отдельном АЦП
(SADC, sub-ADC) для старших бит, за которым следует более точное преобразо¬
вание (N2 бит), которое осуществляется в SADC, предназначенном для младших
разрядов. В ранних параллельно-последовательных АЦП почти всегда в каче-

488 Глава 6. Преобразователи
стве модулей использовали flash-АЦП, однако в современных АЦП для создания
отдельных преобразователей используются другие архитектуры.
Схема
выборки и
хранения
Тактовый сигнал
дискретизации
О
Встроен¬
ный АЦП
разряд¬
ностью N1
Встроен-\
ный ЦАП
разряд¬
ностью N1
Остаточный
сигнчал ГВстроен-
У* / ный АЦП
Старшие разряды
\	(N1 бит)
Выходной регистр
Младшие"разряды
(N2 бит) /
Цифровой код на выходе АЦП с разрядностью N = N1 + N2
Источник; R. Staffin and R. Lohman, “Signal Amplitude Quantizer," US Patent 2,869,079, filed, December 19, 1956,
issued January 13, 1959.
Рис. 6-52. Параллельно-последовательный АЦП разрядностью N бит, состоящий из двух
каскадов
Процесс преобразования начинается с перевода усилителя выборки/хранения
в режим хранения, после чего SDAC осуществляет грубое преобразование раз¬
рядностью N1 бит для наиболее старших битов (MSB). Цифровые сигналы на вы¬
ходе преобразователя для MSB поступают на вход отдельного Nl-разрядного
ЦАП (sub-DAC, SDAC), который достаточно грубо реконструирует входной ана¬
логовый сигнал (с высокой степенью квантования). Сигнал с выхода SDAC раз¬
рядностью N1 бит вычитается из сохраненного аналогового сигнала, усиливается
и подается на аналого-цифровой преобразователь для младших разрядов, кото¬
рый имеет разрядность N2. Усилитель обладает таким коэффициентом усиления
G, который позволяет обеспечить соответствие «остаточного» сигнала полному
диапазону входного сигнала на входе АЦП с разрядностью N2. Сигналы, кото¬
рые создаются на выходе АЦП для старших разрядов (N1 бит) и на выходе АЦП
для младших разрядов (N2 бит), сохраняются в выходных регистрах, и после их
объединения мы получаем итоговый цифровой код с разрядностью N = N1 + N2.
Чтобы использовать на практике подобную достаточно простую архитекту¬
ру параллельно-последовательного АЦП, встроенные АЦП и ЦАП с разрядно¬
стью N1 должны обеспечивать точность, которая превосходит разрядность N
(хотя эти АЦП и ЦАП обладают разрядностью N1, которая меньше N). Коэф¬
фициент усиления и смещение для остаточного сигнала должны настраиваться
таким образом, чтобы полученный сигнал полностью заполнял входной диапазон
второго АЦП с разрядностью N2 (см. рис. 3-68 (А)). Если дрейф остаточного
сигнала будет превышать значение, соответствующее 1 LSB (для АЦП с разряд¬
ностью N2), то аналого-цифровой преобразователь будет иметь пропущенные
коды. Это показывается на рис. 6-53 (А), где остаточный сигнал выходит за
пределы допустимого диапазона в области, отмеченные как «X» и «Y».

6-2. Архитектуры, используемые для АЦП 489
Любая нелинейность или дрейф для SADC разрядностью N1, которая выходит
за пределы 1 LSB относительно N бит, также будет приводить к возникновению
пропущенных кодов. На практике параллельнопоследовательный АЦП разряд¬
ностью 8 бит, в котором N1=4hN2 = 4, отражает те реальные ограничения,
которые необходимы для данной архитектуры, чтобы гарантировать отсутствие
пропущенных кодов в достаточно широком температурном диапазоне.
Рис. 6-54. Возникновение про¬
пущенных кодов в SADC для
старших битов по причине нели¬
нейности или неправильного вы¬
равнивания между каскадами
С
=Г
<
Ф
5
-О
В
Ф
.0
m
о
О.
-е-
Аналоговый входной сигнал
Если выравнивание между каскадами выполнено неправильно, то в общей
передаточной функции АЦП появятся пропущенные коды, как это показано
на рис. 6-54. Если остаточный сигнал попадает в положительную запретную

490 Глава 6. Преобразователи
область (область «X»), то выходной сигнал сначала «залипает», а затем переска¬
кивает через целую область значений, создавая пропущенные коды. Если сигнал
заходит в отрицательную запрещенную область, то будет возникать обратная
картина.
Чтобы при использовании параллельно-последовательной архитектуры полу¬
чить разрешение выше 8 бит, используется технология, которая получила назва¬
ние «параллельно-последовательная архитектура с цифровой коррекцией» (или
же «цифровая коррекция ошибок», «перекрывающиеся биты», «избыточные би¬
ты» и т. д.).
На рис. 6-55 показываются два метода, которые могут использоваться при
проектировании конвейера в параллельно-последовательном АЦП. Здесь показа¬
ны два конвейерных каскада, которые используют межкаскадную схему Т/Н для
обеспечения усиления между каскадами и для того, чтобы предоставить каждо¬
му каскаду максимально возможное время для обработки входного сигнала. На
рис. 6-55 (В) для обеспечения усиления между каскадами используется MDAC,
он же выполняет и функцию вычитания.
Рис. 6-55. Общая схема конвейерных каскадов в параллельно-последовательном АЦП
с коррекцией ошибок
Здесь термин «конвейерная архитектура» обозначает то, что один каскад
способен обрабатывать полученные от предыдущего каскада данные на каждом
тактовом импульсе. В конце каждой фазы данного тактового сигнала сигнал
с выхода одного каскада передается на следующий каскад с помощью функции
Т/Н, после чего в каскад поступают новые данные. Конечно, это означает, что
цифровые результаты от всех каскадов, кроме последнего каскада в конвейере,
должны храниться в соответствующем количестве сдвиговых регистров, что¬
бы все цифровые данные, которые поступают в схему коррекции, относились к
одному измерению.

6-2. Архитектуры, используемые для АЦП 491
Тактовый
Тактовый
сигнал
Входной
Т/Н усилитель
Каскад 1
Каскад 2
Каскад 3
Параллельныі
АЦП
Н
Т
н
т
н
т
н
т
н
т
Выходные
данные
Рис. 6-56. Синхронизация в конвейерных АЦП
На рис. 6-56 показана временная диаграмма для типичного конвейерного па¬
раллельно-последовательного АЦП. Заметим, что фазы тактовых сигналов для
усилителей Т/Н при переходе от одного каскада к другому изменяются. Та¬
ким образом, когда один из усилителей Т/Н в АЦП входит в режим хранения,
где удерживает значение, полученное от предыдущего усилителя Т/Н, преды¬
дущий усилитель Т/Н в это время возвращается в режим отслеживания (track).
Захваченный аналоговый сигнал передается от одного каскада к другому до
тех пор, пока он не достигнет последнего каскада конвейерного АЦП — в на¬
шем случае это будет параллельный АЦП (flash converter). При работе на таких
высоких скоростях дискретизации для оптимальной работы важно, чтобы диф¬
ференциальный тактовый сигнал дискретизации имел скважность 50%. Если
скважность будет отличаться от 50%, то это затронет все усилители Т/Н в це¬
почке многие будут работать с временем хранения, которое будет меньше
оптимального, это же относится и к времени слежения. Другие Т/Н-усилители
будут работать в противоположных условиях. Некоторые из более современ¬
ных конвейерных АЦП, такие как AD9235 (12 разрядов, 65 MSPS) и AD9430
(12 разрядов, 210 MSPS), используют встроенные в микросхему цепи конди¬
ционирования тактовых сигналов, что позволяет контролировать коэффициент
заполнения внутренних тактовых сигналов при изменении параметров внешних
тактовых сигналов.
На рис. 6-57 показано влияние задержки в конвейере (которое иногда также
называют временем запаздывания) на данные на выходе AD9253 (12 бит, 65
MSPS), откуда можно сделать вывод, что задержка на обработку в конвейере
составляет 7 тактовых сигналов.

492 Глава б. Преобразователи
Цданные'е ' X N-9
на выходе
АЦП
ч- toD = 6,0 нс (макс.)
2,0 нс (мин.)
Задержка в конвейере = 7 тактовых сигналов
Ч	►
Рис. 6-57. Типичные временные характеристики конвейерного АЦП на примере AD9235 (12
бит, 65 MSPS)
Заметим, что вызванная конвейером задержка является функцией от коли¬
чества используемых каскадов и особенностей архитектуры рассматриваемого
АЦП — точная информация по тактовым сигналам и временным параметрам для
выходных данных приводится в технической документации на данную микро¬
схему. В большинстве приложений задержка, вызванная конвейером, не создает
особых проблем, однако если АЦП входит в состав цепи обратной связи, то эта
задержка может приводить к возникновению нестабильности. Также эта задерж¬
ка может иметь важное значение в приложениях с мультиплексированием или
при использовании АЦП в режиме с однократными измерениями. Для подоб¬
ных приложений могут более подходить другие архитектуры АЦП — например,
с последовательным приближением.
Конвейерные АЦП с коррекцией ошибок получили очень широкое распро¬
странение в современных АЦП, где необходимы широкий динамический диапа¬
зон и низкий уровень искажений. Существует множество различных способов
создания конвейерного АЦП, и сейчас мы рассмотрим лишь некоторые из воз¬
никающих при этом проблем.
На рис. 6-58 (А) показан конвейерный АЦП, в котором используются иден¬
тичные каскады разрядностью к бит. В этой архитектуре в каждом каскаде
используется одна и та же аппаратная конструкция, что имеет свои преимуще¬
ства, однако не позволяет оптимизировать АЦП с целью получения наилучших
характеристик. На рис. 6-58 (В) показывается наиболее простая форма такой
архитектуры, в которой к = 1.
Чтобы оптимизировать характеристики для уровня 12 бит, наиболее часто
используется конвейер с каскадами разрешением 1 бит, при этом на входе и
на выходе устанавливаются АЦП более высокой разрядности.
Другим, менее популярным типом параллельно-последовательных АЦП с кор¬
рекцией ошибок являются рециркулирующие параллельно-последовательные АЦП
(рис. 6-60). Их концепция схожа с параллельно-последовательной архитектурой
с коррекцией ошибок, которая обсуждалась ранее, однако в данном случае сиг¬
нал повторно проходит через один каскад с АЦП и ЦАП, для организации по¬
вторного прохождения используются ключи и усилитель с программируемым

6-2. Архитектуры, используемые для АЦП 493
MSB	LSB
Рис. 6-58. Базовая схема конвейерного АЦП с одинаковыми каскадами
Используемые в конвейере
каскады с разрядностью 1 бит
Рис. 6-59. Использование в одном АЦП однобитовых каскадов и каскадов более высокой
разрядности
усилением (PGA). Основные проблемы в этом случае будут связаны с PGA. При
высоких коэффициентах усиления по причине постоянства произведения полосы
пропускания на коэффициент усиления будет ограничиваться частотная харак¬
теристика данной схемы. Кроме этого, возникают проблемы при согласовании
различных коэффициентом усиления.

494 Глава 6. Преобразователи
Источник:	D. J. Kinnimet, D. Aspinall, and D. В. G. Edwards High Speed Analogue-Digital Converter,
IEE Proceedings, Vol. 113, pp. 2.61-2.69, December 1966.
Рис. 6-60. Архитектура конвейерного АЦП с рециркуляцией, разрядность 7 бит, 9 MSPS
(Киннимент и др., 1966 год)
АЦП с преобразованием «один разряд на каскад»
с двоичным кодом и кодом Грея
Существует множество архитектур, в которых аналого-цифровое преобразова¬
ние выполняется при помощи каскадов, обеспечивающих разрешение в один бит.
Эта концепция поясняется на рис. 6-61. Одной из подобных форм является об¬
суждавшийся ранее параллельно-последовательный АЦП без коррекции ошибок
с несколькими каскадами, каждый каскад при этом соответствует 1 биту. В этом
методе входной сигнал должен оставаться постоянным на протяжении всего ци¬
кла преобразования. Существуют N каскадов, каждый из которых обеспечивает
один бит результата и также выдает остаточный сигнал. Остаточный сигнал
одного из каскадов является входным сигналом для следующего каскада. По¬
следний бит результата получают с помощью одного компаратора.
Базовая схема каскада, который обеспечивает преобразование для одного
двоичного бита, показана на рис. 6-62. Она состоит из усилителя с коэффици¬
ентом усиления, равным 2, компаратора и 1-битного ЦАП. Предположим, что
каскад является первым в АЦП. Тогда наиболее старший бит будет просто пред¬
ставлять собой полярность входного сигнала — это обнаруживается при помощи
компаратора, который также управляет 1-битным ЦАП. Сигнал с выхода такого

6-2. Архитектуры, используемые для АЦП 495
Аналоговый
▼
Источник:	В. D. Smith, “An Unusual Electronic Analog-Digital Conversion Method’7RE Transactions on
Instrumentation, June 1956, pp. 155-160.
Рис. 6-61. Обобщенная архитектура АЦП, использующая каскады с разрешением 1 бит
Рис. 6-62. Передаточная функция для одного каскада в АЦП с двоичным выходом
ЦАП суммируется с сигналом на выходе усилителя с коэффициентом усиления,
равным 2.
Полученный в результате остаточный сигнал затем подается на следующий
каскад. Чтобы лучше понять, как работает данная схема, на рисунке пока¬
зан остаточный сигнал для того случая, когда на вход АЦП подается линейно
нарастающее напряжение, которое изменяется в пределах полного диапазона до¬
пустимого сигнала на входе АЦП: от —Vr до +Vr. Заметим, что полярность
остаточного сигнала на выходе определяет значение двоичного бита, который
подается на следующий каскад.
На рис. 6-63 показывается упрощенная схема для последовательно-двоичного
(serial-binary) АЦП разрядностью 3 бита, а форма остаточных выходных сиг¬
налов показывается на рис. 6-64. Здесь также входное напряжение линейно уве¬
личивается от напряжения — Vr до напряжения +Vr. Каждый выходной оста-

496 Глава 6. Пр еобразователи
точный сигнал теряет непрерывность в той точке, где компаратор изменяет
свое состояние, что приводит к переключению ЦАП. Основной проблемой дан¬
ной архитектуры и является разрыв в форме остаточных выходных сигналов.
Необходимо обеспечить соответствующее время установления, которое позво¬
лит переходным сигналам, вызванным образованием разрыва, распространить¬
ся через все каскады и обеспечить установление сигнала на входе конечного
компаратора. Как уже указывалось ранее, достаточно тяжело обеспечить нор¬
мальную работу АЦП с такой архитектурой в высокоскоростных приложениях.
Для подобных приложений более целесообразно использовать конвейерную архи¬
тектуру с разрядностью 1,5 бита на каскад, которая обсуждалась ранее в данном
разделе.
Рис. 6-63. Последовательный АЦП разрядностью 3 бита с двоичным выходом
Рис. 6-64. Форма входного
сигнала и остаточных сиг¬
налов для двоичного АЦП
разрядностью 3 бита
В своей статье Б. Д. Смит (В. D. Smith) описывает не только двоичный ме¬
тод, также рассматривается более предпочтительная архитектура с разрядно¬
стью бит на каскад, использующая усилители абсолютного значения (усилите¬
ли амплитуды, или же МадАМР™). Подобную схему часто называют serial-
Gray (так как для выходного сигнала используется код Грея), или же folding-
преобразователи — по причине формы, которую имеет передаточная функция.
Использование в процессе преобразования передаточной функции, которая со¬

6-2. Архитектуры, используемые для АЦП 497
здает на выходе код Грея, позволяет минимизировать разрывы в форме остаточ¬
ных сигналови по сравнению с двоичными методами обеспечивает возможность
работы на намного более высоких скоростях.
На рис. 6-65 показывается базовая функциональная схема folding-каскада,
также показывается его передаточная функция. Предполагается, что входной
сигнал представляет собой напряжение, которое линейно нарастает от напря¬
жения —Vr до напряжения +Vr. Компаратор определяет полярность входного
сигнала и обеспечивает на выходе бит, использующий код Грея, для располо¬
женного за ним каскада. Также определяется значение коэффициента усиления
для каскада, которое может равняться +2 или —2. Опорное напряжение Vr сум¬
мируется с сигналом на выходе ключа, и полученный в результате остаточный
сигнал подается на следующий каскад. Полярность остаточного сигнала опреде¬
ляет бит Грея, который подается на следующий каскад. Передаточная функция
для одного каскада показана на рис. 6-65.
Рис. 6-65. Функциональная эквивалентная схема для folding-каскада
На рис. 6-66 показывается аналого-цифровой преобразователь, использую¬
щий folding-схему, — это MagAMP с разрядностью 3 бита, а на рис. 6-67 по¬
казывается форма остаточного сигнала для данного АЦП. Аналогично схеме
двоичного ripple-АЦП, полярность остаточного сигнала на выходе каскада опре¬
деляет значение бита Грея, который будет подаваться на следующий каскад.
Полярность входного сигнала, который подается на первый каскад, определяет
бит старшего разряда в коде Грея, полярность выходного сигнала R1 определя¬
ет значение бита 2 в коде Грея, а полярность выходного сигнала R2 определяет
бит 3 в коде Грея. Заметим, что в отличие от двоичного ripple-АЦП здесь не
существует резких разрывов в форме остаточных сигналов на выходе любого из
каскадов. Это позволяет подобному АЦП работать на высоких скоростях.
При проектировании современных микросхем для реализации передаточной
функции используют технологии усиления с разомкнутым контуром обратной
связи на основе управления по току, которые обеспечивают намного более вы-

498 Глава 6. Преобразователи
сокие скорости. Кроме этого, использование полностью дифференциальных кас¬
кадов (включая усилитель выборки и хранения, SHA) также обеспечивает вы¬
сокую скорость и низкий уровень искажений — все это позволяет создавать
folding-каскады с точностью 8 бит без использования тонкопленочных резисто¬
ров с лазерной подстройкой.
Рис. 6-66. Блок-схема folding-АЦП с разрядностью 3 бита
Рис. 6-67. Формы входного
и остаточных сигналов для
folding-АЦП с разрядностью 3
бита
На рис. 6-68 показывается пример полностью дифференциального каскада
MagAMP, для которого коэффициент усиления равен двум. Дифференциальный
входной сигнал подается на компаратор и на дифференциальную пару Q1-Q2.
Если напряжение на +IN превышает напряжение на —IN, то транзисторы Q3 и
Q6 с каскодной схемой включения оказываются в проводящем состоянии, тогда
как Q4 и Q6 будут отключены. Следовательно, дифференциальный токовый сиг¬
нал будет протекать через коллекторы транзисторов Q3 и Q6 в транзисторы Q7

6-2. Архитектуры, используемые для АЦП 499
ф ) 21 + Іоп=	21 l0FF ( ^
и Q8, которые осуществляют преобразование уровней. Затем сигнал подается
на подключенные к выходу нагрузочные резисторы, в результате между выво¬
дами +OUT и —OUT создается дифференциальное выходное напряжение. Для
дифференциального напряжения схема обеспечивает усиление в два раза.
Если напряжение на выводе +IN становится меньше, чем напряжение на вы¬
воде —IN, т. е. возникает отрицательное дифференциальное напряжение, то вклю¬
чаются транзисторы Q4 и Q5, а транзисторы Q3 и Q6 отключаются. Дифферен¬
циальный ток будет протекать от Q5 в Q7, а также от Q4 в Q8, в результате
на выходе мы будем иметь дифференциальный сигнал с той же относительной
полярностью, которую мы имели и для положительного дифференциального на¬
пряжения. Необходимое напряжение смещения создается за счет добавления тока
Ioff к току эмиттера для транзистора Q7 и за счет вычитания тока Ioff из тока
эмиттера для транзистора Q8.
Дифференциальное остаточное напряжение на выходе каскада подается на вход
следующего каскада, после чего на выходе компаратора мы получим код Грея
для данного каскада.
Архитектура MagAMP обеспечивает низкое потребление и позволяет рабо¬
тать при высоких частотах дискретизации, при которых ранее могли работать
только flash-преобразователи. В качестве примера на рис. 6-69 показан AD9054,
который обладает разрядностью 8 бит и способен работать с частотой 200
MSPS. Первые 5 бит результата (код Грея) получаются с помощью пяти диф¬
ференциальных каскадов MagAMP. Дифференциальное остаточное напряжение

500 Глава 6. Преобразователи
3-битовый
параллельный
АЦП
Рис. 6-69. Функциональная схема аналого-цифрового преобразователя AD9054 (8 бит, 200
MSPS)
с выхода пятого каскада Mag АМР поступает не на отдельный компаратор, а на
flash-преобразователь с разрядностью 3 бита.
Полученный на выходе от пяти MagAMP код Грея и двоичный код на выходе
3-разрядного flash-преобразователя сохраняются в регистре, затем преобразу¬
ются в двоичный формат и вновь сохраняются в регистре выходных данных.
Так как АЦП обеспечивает высокую скорость обработки данных, то имеется
возможность использования демультиплексированных выходов.
Архитектуры АЦП, использующие счетчики или
интегрирование
Хотя АЦП, использующие счетчики, не очень подходят для высокоскоростных
приложений, они идеально приспособлены для использования в приложениях, где
необходимо получить высокое разрешение для низкочастотных сигналов. Их эф¬
фективность еще более увеличивается, если одновременно использовать методы
интегрирования.
Аналого-цифровой преобразователь на основе счетчика (рис. 6-70) при по¬
даче импульса дискретизации сохраняет уровень аналогового сигнала, устана¬
вливает R/S-регистр и одновременно запускает генератор нарастающего напря¬
жения. Это растущее напряжение сравнивается с входным сигналом, и, когда
обнаруживается их равенство, генерируется импульс для сброса R/S-регистра.
Сигнал на выходе регистра представляет собой импульс, ширина которого про¬
порциональна значению аналогового сигнала, полученному в момент поступле¬
ния импульса дискретизации. Этот широтно-модулированный импульс управля¬
ет стробируемым генератором, а количество импульсов, полученных от это¬
го генератора, и представляет собой дискретизированное значение аналогового
сигнала. Такая последовательность импульсов может быть легко преобразована

6-2. Архитектуры, используемые для АЦП 501
Голосовой
Выходные
данные
Источник:	А. Н. Reeves “Electric signaling system,” US Patent 2,272,070, filed, November 22, 1939,
issued February 3, 1942.
Рис. 6-70. АЦП на основе 5-разрядного счетчика (А. Н. Reeves)
в двоичное значение при помощи счетчика. В системе, предложенной Ривзом,
использовался основной тактовый сигнал частотой 600 кГц, из него с помощью
делителя 100:1 получался сигнал с частотой 6 кГц, который использовался для
дискретизации. В системе использовался счетчик разрядностью 5 бит, и мак¬
симально возможное значение представлялось при помощи 31 импульса (между
импульсами дискретизации проходило 100 импульсов). Очевидно, что такой ме¬
тод способен обеспечить и более высокое разрешение.
Схема АЦП с истеканием заряда (Charge Run-Down)
Архитектура аналого-цифрового преобразователя с истеканием заряда (charge
run-down) показана на рис. 6-71. Здесь сначала осуществляется выборка ана¬
логового сигнала, полученное напряжение сохраняется на конденсаторе с фик¬
сированной емкостью. Затем конденсатор разряжается, при этом ток имеет
постоянную величину. Время, необходимое для полной разрядки конденсатора,
измеряется при помощи счетчика. Заметим, что в подобной схеме результиру¬
ющая точность зависит от значения емкости конденсатора, от значения тока
разряда и от той точности, которая обеспечивается при измерении времени.
Схема АЦП с нарастанием напряжения (Ramp Run-Up)
Архитектура, в которой используется нарастание напряжения (Ramp Run-Up),
показывается на рис. 6-72. Здесь в начале цикла преобразования запускается ге¬
нератор, который обеспечивает нарастание напряжения. С помощью счетчика
измеряется время, необходимое для того, чтобы уровень напряжения от гене¬
ратора сравнялся с напряжением аналогового входного сигнала. В результате
значение, которое хранится в счетчике, будет пропорционально значению ана¬
логового входного сигнала.

502 Глава 6. Преобразователи
Аналоговый
Рис. 6-71. АЦП с истеканием заряда
Рис. 6-72. АЦП с нарастанием напряжения
В альтернативной версии (которая на рис. 6-72 показана пунктирной линией)
генератор нарастающего напряжения заменяется на цифро-аналоговый преобра¬
зователь, на который подается значение счетчика. Преимуществом использова¬
ния нарастающего напряжения является то, что здесь для АЦП обеспечивается
монотонность, тогда как при использовании ЦАП монотонность будет зависеть
от его характеристик.
Точность АЦП с нарастанием напряжения зависит от точности генератора
нарастающего напряжения (или точностью ЦАП), а также от характеристик
генератора.

6-2. Архитектуры, используемые для АЦП 503
Следящий (tracking) АЦП
На рис. 6-73 показывается архитектура следящего (tracking) АЦП, в котором
входной сигнал непрерывно сравнивается с реконструированным представле¬
нием входного сигнала. Сигнал с выхода компаратора управляет счетчиком,
который могут считать как с увеличением, так и уменьшением собственного
значения. Если аналоговый входной сигнал превышает сигнал на выходе ЦАП,
то счетчик увеличивает собственное значение до того момента, пока эти напря¬
жения не сравняются. Если сигнал на выходе ЦАП превышает значение аналого¬
вого сигнала, то счетчик уменьшает собственное значение до того момента, пока
уровень напряжения на выходе ЦАП не сравняется с аналоговым напряжением.
Рис. 6-73. Следящий
(tracking) АЦП
Аналоговый
входной
сигнал
Очевидно, что если аналоговый входной сигнал изменяется достаточно мед¬
ленно, то счетчик будет успевать выполнить отсчеты, и цифровой код будет
отображать значение, близкое к реальному значению. Если же аналоговый вход¬
ной сигнал неожиданно сильно изменяется, то прежде чем на выходе вновь
появится действительное значение, может пройти сотни или тысячи отсчетов
тактового сигнала. Таким образом, следящие АЦП достаточно быстро выдают
результат для медленно меняющихся сигналов, однако для быстро меняющихся
сигналов скорость появления корректных результатов будет медленной.
Проделанный выше простейший анализ не рассматривает поведение АЦП
в тех случаях, когда аналоговый входной сигнал и сигнал на выходе ЦАП бу¬
дут приблизительно одинаковыми. Здесь все будет зависеть от характеристик
компаратора и счетчика. Если используется простой компаратор, то сигнал
на выходе ЦАП будет изменяться на 1 LSB при отклонении вверх или вниз
от значения аналогового сигнала. Цифровой сигнал на выходе АЦП будет ве¬
сти себя аналогично — т. е. будут возникать колебания с размахом в 1 LSB.
Заметим, что сигнал на выходе в данном случае будет изменяться с каждым так¬
товым сигналом независимо от точного значения аналогового входного сигнала,
т. е. коэффициент заполнения для выходного сигнала будет равен половине. Это
приводит к тому, что невозможно будет получить среднее значение цифрового
сигнала и повысить разрешение с помощью передискретизации (oversampling).
Более удовлетворительные результаты можно получить при помощи услож¬
нения схемы, в которой будет использоваться оконный компаратор с шириной
окна, равной 1-2 LSB. Когда сигнал на выходе ЦАП становится больше или
меньше уровня аналогового сигнала, то система ведет себя так же, как и ранее,
однако, если отличие находится в пределах окна компаратора, то счетчик не

504 Глава 6. Преобразователи
будет изменять свое значение. Благодаря этому устраняются колебания уровня
выходного сигнала, если только при изменении цифрового кода на 1 LSB под
влиянием дифференциальной нелинейности цифро-аналогового преобразователя
сигнал на выходе ЦАП не выходит за пределы окна компаратора.
Следящие АЦП не получили особенно широкого распространения. Медлен¬
ная реакция на ступенчатое изменение уровня аналогового сигнала делает их
непригодными для использования во многих приложениях, однако они облада¬
ют одним важным преимуществом: сигнал на их выходе доступен непрерывно.
Большинство АЦП выполняют некоторое преобразование: т. е. после получения
команды о начале преобразования («start convert»), которая может выдаваться
и самим АЦП, начинает выполняться процесс преобразования, и через неко¬
торый интервал времени на выходе появляются результаты. Если аналоговый
входной сигнал изменяется достаточно медленно, то на выходе следящего АЦП
непрерывно будут появляться результаты. Это важно в таких приложениях, как
преобразование в цифровой вид сигналов от сельсинов (SDC, synchro-to-digital
converter) или энкодеров (resolver-to-digital converter), — именно в этих областях
следящие АЦП получили наибольшее распространение. Другим важным достоин¬
ством следящих АЦП является то, что быстрое изменение сигнала на аналоговом
входе приводит к изменению цифрового кода в течение одного тактового сиг¬
нала. Это очень важно в приложениях с высоким уровнем шума. Напомним о
схожести следящих АЦП и АЦП последовательного приближения. Если заме¬
нить счетчик (с возможностью увеличения/уменьшения значения) на логику,
выполняющую последовательное приближение (SAR), то мы получим архитек¬
туру, используемую в АЦП последовательного приближения.
Преобразователи напряжения в частоту
Преобразователи напряжения в частоту (VFC, voltage-to-frequency converter) пред¬
ставляют собой генератор, частота которого линейно пропорциональна значе¬
нию управляющего напряжения (здесь используются генераторы высокой точ¬
ности, управляемые напряжением, ѴСО). Аналого-цифровые преобразователи
на основе счетчиков и преобразователи напряжения в частоту являются моно¬
тонными и не имеют пропущенных кодов, выполняют интегрирование шумов и
отличаются очень малым потреблением. Они также подходят для использова¬
ния в телеметрии, так как в связи с малыми размерами, невысокой стоимостью
и малым потреблением преобразователи напряжения в частоту могут монти¬
роваться на исследуемом объекте (это может быть пациент, животное, снаряд
и т.п.). После этого частотный сигнал с помощью канала телеметрии подается
на счетчик (см. рис. 6-74).
Существуют две наиболее распространенные архитектуры преобразователей
напряжения в частоту: мультивибратор с управлением по току (current-steering
multivibrator) и преобразователь напряжения в частоту с балансированием заря¬
да (charge-balanced VFC). Преобразователи второго типа могут являться асин¬
хронными или синхронными (с тактированием). Существуют самые разнообраз¬
ные архитектуры генераторов с переменной частотой (VFO, variable frequency
oscillator), включая и всем известный таймер 555, однако основной особенностью

6-2. Архитектуры, используемые для АЦП 505
преобразователя напряжения в частоту является линейность — а этим отлича¬
ются совсем немногие из подобных генераторов.
Аналоговый
•	Нет необходимости устанавливать непосредственное соединение.
•	Схема идеально подходит для телеметрии.
Рис. 6-74. Недорогой и универсальный АЦП с высоким разрешением можно создать
с помощью преобразователя напряжения в частоту и счетчика
Преобразователь напряжения в частоту, построенный на основе мультиви¬
братора с управлением по току, в действительности представляет собой преобра¬
зователь тока (а не напряжения) в частоту. Однако, как показано на рис. 6-75,
используемые на практике схемы обязательно содержат на входе преобразова¬
тель напряжение/ток. Принцип работы такой схемы достаточно очевиден: ток
разряжает конденсатор до достижения некоторого порогового значения, после
этого изменяется полярность подключения выводов конденсатора, и процесс по¬
вторяется. Через конденсатор протекает линейный сигнал треугольной формы,
однако относительно земли сигнал будет иметь более сложную форму.
На практике преобразователи напряжения в частоту подобного типа обес¬
печивают линейность на уровне примерно 14 бит, стабильность также сохра¬
няется примерно до этого уровня. Несмотря на это они могут использоваться
в АЦП более высокого разрешения, не приводя к возникновению пропущенных
кодов. Характеристики преобразователя ограничиваются шумом компаратора,
температурным коэффициентом для порогового значения компаратора, а также
стабильностью и диэлектрической абсорбцией (DA) конденсатора, в качестве ко¬
торого обычно используют внешние компоненты. На схеме показана структура,
состоящая из компаратора и источника опорного напряжения, однако она скорее
описывает не реальную схему, а выполняемые функции. В реальности использу¬
ется схема, интегрированная с ключом, однако она более сложна для анализа.
Данный тип преобразователя напряжения в частоту отличается простотой,
невысокой стоимостью и малым потреблением и может работать в широком диа¬
пазоне напряжений питания. Такая схема идеально подходит для недорогих АЦП
средней точности (12 бит), а также для приложений телеметрической передачи
данных.
Преобразователь напряжения в частоту с балансом заряда (charge-balance
VFC), который показан на рис. 6-76, использует более сложную схему, которая
значительно более требовательна к напряжению и току питания, однако при
этом обеспечивает и более высокую точность. Преобразователь данного типа
способен сохранять линейные характеристики при разрядности 16-18 бит.
Используемый в интеграторе конденсатор заряжается при помощи сигнала,
как это показано на рис. 6-76. Когда уровень превышает заданную для компа¬
ратора границу, с конденсатора снимается фиксированный заряд. Однако в это
время продолжает протекать входной ток, таким образом потери входного заря-

506 Глава 6. Преобразователи
да не происходит. Величина фиксированного заряда определяется прецизионным
источником тока и шириной импульса прецизионного моностабильного муль¬
тивибратора. Таким образом, частота импульсов на выходе будет в точности
пропорциональна скорости, с которой интегратор заряжается входным сигналом.
+ѵ
А
Сигнал «В» представляет
собой дифференциальный сигнал,
измеряемый непосредственно
на выводах конденсатора
Рис. 6-75. Преобразователь напряжения в частоту с токовым управлением
Аналоговый
Рис. 6-76. Преобразователь напряжения в частоту с балансом заряда
При низких частотах на характеристики преобразователя напряжения в ча¬
стоту данного типа накладываются ограничения, связанные со стабильностью
источника тока и точностью временных параметров моностабильного мульти¬
вибратора (которые определяются, кроме всего прочего, и характеристиками
конденсатора, используемого в схеме мультивибратора). Абсолютное значение
емкости и температурная стабильность конденсатора, который используется
в схеме интегратора, не оказывают влияния на точность, здесь необходимо обра¬
щать внимание на диэлектрическое поглощение (DA) и утечку для используемого

6-2. Архитектуры, используемые для АЦП 507
конденсатора. При высоких частотах на точность и линейность схемы начинают
оказывать влияние эффекты второго порядка, например, переходные процессы,
которые возникают при переключении в интеграторе, а также точность моно-
стабильного мультивибратора в тех случаях, когда он повторно срабатывает
через короткое время после окончания импульса.
Рис. 6-77. Синхронный преобразователь напряжения в частоту (SVFC)
Для борьбы с переходными процессами используется переключатель на два
положения, который используется для подключения источника тока. При ис¬
пользовании переключателя на два положения вместо обычного ключа, который
использовался в предыдущих версиях преобразователей напряжения в частоту,
обеспечиваются следующие преимущества: (а) отсутствуют переходные процес¬
сы при разрыве и замыкании цепи прецизионного источника тока, (Ь) выходной
каскад интегратора работает при постоянной нагрузке. Большую часть време¬
ни ток от источника тока будет протекать непосредственно в выходной каскад.
При достижении баланса заряда он также будет протекать в выходной каскад,
однако теперь через конденсатор, используемый в составе интегратора.
Гораздо больше проблем возникает со стабильностью и переходным поведени¬
ем прецизионного моностабильного мультивибратора, однако их можно решить,
если заменить его на тактируемый бистабильный мультивибратор. Такая схема
получила название синхронного преобразователя напряжения в частоту (SVFC,
synchronous VFC), и она показана на рис. 6-77.
Эта схема не сильно отличается от предыдущей, однако теперь продолжи¬
тельность импульса балансирования заряда определяется двумя последователь¬
ными фронтами внешнего тактового сигнала. Если этот внешний тактовый сиг¬
нал обладает достаточно малым джиттером, то величина заряда будет опре¬
деляться с высокой точностью. На выходе импульсы также будут появляться
синхронно с тактовым сигналом. Синхронные преобразователи напряжения в ча¬
стоту данного типа способны обеспечивать линейность до 18 разрядов и обла¬
дают превосходной температурной стабильностью.
Синхронное поведение удобно для многих приложений, так как с синхронной
передачей данных часто более просто работать, чем с асинхронным потоком

508 Глава 6. Преобразователи
данных. Однако на выходе синхронного преобразователя напряжения в частоту
мы получаем не чистый синусоидальный сигнал (который также содержит гар¬
моники основной частоты), как в случае обычного преобразователя напряжения
в частоту — здесь мы также сталкиваемся с компонентами, которые являют¬
ся гармониками внешнего тактового сигнала. Если изучить сигнал на выходе
синхронного преобразователя напряжения в частоту с помощью осциллографа,
то часто можно сделать из наблюдений неправильные выводы. Если изменение
уровня напряжения на входе обычного преобразователя приводит к плавному
изменению выходной частоты, то изменение напряжения на входе синхронно¬
го преобразователя напряжения в частоту приводит к изменению вероятности
появления на выходе импульсов в моменты N и N+1 (отсчитываются такто¬
вые сигналы с момента появления предыдущего импульса). Часто такое поведе¬
ние ошибочно интерпретируется как ошибочная работа или влияние джиттера
(рис. 6-78).
VFC
Т изменяется непрерывно в зависимости от входного сигнала
Рис. 6-78. Преобразова¬
тель напряжения в частоту
и синхронный преобразо¬
ватель напряжения в ча¬
стоту (SVFC)
SVFC
SVFC clock
В зависимости от входного сигнала изменяется вероятность
появления импульсов в моменты Т1 и Т2,
однако эти импульсы будут наблюдаться
Другой проблемой при использовании синхронных преобразователей напря¬
жения в частоту является нелинейное поведение в тех случаях, когда частота
на выходе преобразователя оказывается связанной с частотой тактового сигна¬
ла. Если рассматривать передаточную функцию синхронного преобразователя
напряжения в частоту, то, как показано на рис. 6-79, мы обнаруживаем не¬
линейное поведение на частотах, которые являются субгармониками тактовой
частоты Fc • Например, нелинейное поведение обнаруживается на частотах Fc/3,
Fc/4 и Fc/6. Это происходит под воздействием паразитного сопротивления
микросхемы (и паразитной емкости в самой схеме!) и под воздействием так¬
тового сигнала на используемый в преобразователе компаратор, благодаря чему
микросхема начинает вести себя как ФАПЧ, захватывая частоту. Эта пробле¬
ма присуща всем синхронным преобразователям напряжения в частоту, однако
обычно она не представляет особых сложностей. Если схема построена правиль¬
но, и амплитуда тактовых сигналов и скорость изменения напряжения имеют
достаточно низкие значения, то при частотах Fc/3 и Fq/4 нарушение непре¬
рывности для передаточной функции не будет превышать 8 младших битов (при

6-2. Архитектуры, используемые для АЦП 509
разрядности 18 бит), а при других частотах будет еще меньше. Часто этим мож¬
но просто пренебречь, так как известны частоты, на которых возникает этот
эффект. Однако если неправильно спроектирована схема развязки по питанию
и топология печатной платы, то данные ошибки могут становиться достаточ¬
но заметными — однако это уже относится к методам проектирования, а не
собственно к работе синхронного преобразователя напряжения в частоту.
FS
•	Нелинейность, вызванная захватом
частоты из-за проникновения
тактовых сигналов
•	При правильно выполненой схеме развязки
и правильной топологии печатной платы
данная ошибка не превышает 6-8 LSB
(для 18-разрядной системы)
•	Нелинейное поведение возникает на
субгармониках тактовой частоты,
здесь FS обозначает Fclock/2
Рис. 6-79. Нелинейность синхронного преобразователя напряжения в частоту (SVFC)
Очевидно, что для синхронного преобразователя напряжения в частоту ис¬
пользуется дискретизация, тогда как для базовой схемы преобразователя на¬
пряжения в частоту дискретизация не используется. Из этого не следует, что
аналого-цифровые преобразователи на основе счетчика и преобразователя на¬
пряжения в частоту будут иметь более высокое разрешение (если пренебречь
нелинейностью) по сравнению с преобразователями на основе счетчика и син¬
хронного преобразователя напряжения в частоту, так как разрешение АЦП
также ограничивается и характеристиками тактового сигнала, который исполь¬
зуется счетчиком.
Когда на входе преобразователя напряжения в частоту присутствует сигнал
с высоким уровнем, то счетчик срабатывает за достаточно короткое время и
обеспечивает хорошее разрешение, однако если частота срабатывания счетчика
недостаточно велика, то сложно обеспечить хорошее разрешение и разумное вре¬
мя преобразования. В этом случае может оказаться более приемлемым измерять
период сигнала на выходе преобразователя напряжения в частоту (этот метод
невозможно использовать для синхронных преобразователей), однако в этом слу¬
чае разрешение будет ухудшаться при увеличении уровня входного сигнала (и
связанного с этим повышения частоты на выходе устройства). Если правиль¬
но организовать работу связки счетчик/таймер, то можно аппроксимировать
частоту преобразователя и определять период не для одного, а для N циклов
(здесь значение N определяется приближенным значением частоты), благодаря
этому удается обеспечить высокое разрешение для широкого диапазона вход¬

510 Глава 6. Преобразователи
ных напряжений. Примером подобного решения является AD1170, который был
выпущен в 1986 году.
Область применения преобразователей напряжения в частоту (VFC, voltage-
to-frequenc.y converter) не ограничивается использованием в качестве компонен¬
тов для построения аналого-цифровых преобразователей. Так как на выходе
появляется поток импульсов, то его можно легко передавать по самым раз¬
личным линиям передачи (телефонным коммутируемым сетям, радиоканалам, с
помощью инфракрасных или ультразвуковых сигналов и так далее). Этот сигнал
должен приниматься не с помощью счетчика, а с помощью еще одного преобра¬
зователя напряжения в частоту, который конфигурируется для преобразова¬
ния частоты в напряжение (FVC, frequency-to-voltage converter). В результате
на выходе мы получаем аналоговый сигнал, и подобная конструкция позволя¬
ет достаточно легко организовать передачу прецизионного аналогового сигнала
с помощью изолирующего барьера.
АЦП с двойным интегрированием (dual slope)
и многократным интегрированием (multi-slope)
Архитектура АЦП с двойным интегрированием (dual-slope) представляла собой
действительно революционное решение в технологиях создания АЦП высокого
разрешения, которые используются в таких устройствах, как цифровые вольт¬
метры и т. п. Упрощенная схема такого АЦП показана на рис. 6-80, а на рис. 6-81
показана форма сигналов на выходе интегратора.
Входной сигнал подается на интегратор, в тот же момент запускается счет¬
чик, который отсчитывает тактовые сигналы. По истечении определенного про¬
межутка времени (Т) на интегратор подается опорное напряжение с обратной
полярностью.
В этот момент заряд, который хранится на конденсаторе интегратора, будет
пропорционален среднему значению входного сигнала, вычисленному за интер¬
вал времени Т. После этого начинается интегрирование опорного напряжения
с обратной полярностью, и происходит уменьшение напряжения на конденса¬
торе со скоростью Vref/RC. Начиная с этого момента счетчик вновь начинает
свой отсчет с нулевого значения. Когда сигнал на выходе интегратора достигает
нулевого значения, то счетчик останавливается и выполняется сброс аналоговой
схемы. Так как накопленный на конденсаторе заряд пропорционален произведе¬
нию Ѵщ и Т, а также этот заряд пропорционален произведению Vref на tx,
то количество отсчитанных импульсов (относительно количества импульсов,
соответствующих макисмальному значению входного сигнала) будет пропорци¬
онально значению tx/T, или же Ѵш/Vref- На выходе такого преобразователя
мы получаем двоичное значение, которое является двоичным представлением
напряжения входного сигнала.
Двойное интерирование (dual-slope) обладает многими преимуществами. Точ¬
ность преобразования здесь не зависит от значения емкости и от частоты такто¬
вого сигнала, так как эти параметры в одинаковой степени влияют на скорость
прямого и обратного накопления заряда.

6-2. Архитектуры, используемые для АЦП 5 I I
Рис. 6-80. АЦП с двойным интегрированием
Хорошее подавление сигналов на частоте 1/Т и гармониках
Рис. 6-81. Выходные сигналы интегратора АЦП с двойным интегрированием
Фиксированный период интегрирования входного сигнала приводит к тому,
что на аналоговом входе подавляются шумы с частотой, равной или кратной ча¬
стоте, соответствующей времени интегрирования Т. Как показано на рис. 6-82,
с помощью правильного выбора значения Т можно добиться отличного подавле¬
ния помех на частотах 50 Гц или 60 Гц.
Ошибки, связанные с током смещения и напряжением смещения для ком¬
паратора и усилителя, который выполняет интегрирование, а также ошибки
коэффициента усиления можно устранить при помощи дополнительных циклов
зарядки/разрядки конденсаторов, когда на вход будут подаваться сигналы, со¬
ответствующие нулевому и максимально возможному значению входного сигна¬
ла. Полученные результаты могут затем использоваться для цифровой коррек¬
тировки результатов измерений, как это делается в так называемой «quad-slope»
архитектуре.

512 Глава 6. Преобразователи
к
Относительная частота , f = —, логарифмический масштаб
1	Т _1_	_Ю
ЮТ	Т	Т
Рис. 6-82. Амплитудно-
частотная характеристика
интегрирующего АЦП
Архитектура с тройным интегрированием (triple-slope) позволяет сохранить
все преимущества архитектуры с двойным интегрированием, однако за счет
усложнения схемы позволяет увеличить скорость преобразования. Увеличение
скорости преобразования обеспечивается за счет интегрирования с двумя раз¬
личными скоростями: при высокой скорости, а также при более низкой ско¬
рости. Счетчик также разделяется на две части — один из них используется
для старших битов, второй обрабатывает младшие биты. Если преобразователь
с тройным интегрированием спроектирован правильно, то можно значительно
увеличить скорость преобразования и при этом сохранить линейность, диффе¬
ренциальную линейность и стабильность, которая свойственна АЦП с архитек¬
турой двойного интегрирования.
С ину с-ко синусные вращающиеся трансформаторы
и сельсины
Производители машиностроительного оборудования и робототехники для полу¬
чения информации об угле поворота и параметрах вращения все более часто
используют такие устройства, как СКВТ и сельсины. Эти устройства отлично
подходят для работы в промышленных условиях за счет таких достоинств, как
малые размеры, долгосрочная стабильность, возможность измерения абсолют¬
ного положения, высокая точность и низкий уровень шумов.
На рис. 6-83 показана структура сельсина и СКВТ. Как сельсин, так и СКВТ
используют роторы с одной обмоткой, которые размещаются внутри неподвиж¬
ного статора. В простейшем сельсине статор содержит три обмотки, угол между
которыми равен' 120 градусам, обмотки соединены по схеме «звезда». Использу¬
емый в СКВТ статор отличается тем, что содержит только две обмотки, угол
между которыми составляет 90°.
Вследствие того, что статор сельсина содержит три обмотки, расположен¬
ные под углом 120°, они по сравнению с СКВТ более сложны в производстве и

6-2. Архитектуры, используемые для АЦП 5 I 3
имеют более высокую стоимость. В настоящее время сельсины используются все
реже, исключением являются некоторые приложения в области военной техники
и авионике.
Ротор
Статор
Рис. 6-83. Сельсины и СКВТ
В отличие от этого современные СКВТ производятся в бесколлекторном
исполнении, а для передачи сигналов от статора к ротору используется транс¬
форматор. Первичная обмотка этого трансформатора располагается на статоре,
а вторичная — на роторе. Другие модификации СКВТ для подачи сигналов
на обмотку ротора используют традиционные конструкции на основе щеток или
коллектора.
Бесколлекторные СКВТ более надежны, так как в них не используются ме¬
ханические щетки, которые могут сломаться или смещаться в процессе эксплу¬
атации. Срок службы бесколлекторных СКВТ ограничивается только ресурсом
используемых подшипников. Большинство сельсинов предназначены для работы
с напряжениями от 2 до 40 В (RMS) и при частотах от 400 Гц до 10 кГц. Точность
измерения угла составляет от 5 угловых минут до 0,5 угловых минут. Заметим,
что в одном градусе 60 угловых минут, в одной угловой минуте — 60 угловых
секунд. Таким образом, одна угловая минута равна 0,0167°.
По принципам работы сельсины и СКВТ весьма схожи с вращающимися
трансформаторами. Обмотка ротора возбуждается при помощи переменного
опорного напряжения, частота которого составляет несколько килогерц. Вели¬
чина напряжения, индуцированного в какой-то обмотке статора, будет пропор¬
циональна синусу угла между осью обмотки ротора и осью обмотки статора.
Для сельсина напряжение, которое возникает между любыми двумя выводами
статора, будет представлять собой векторную сумму напряжений, возникающих
на двух соединенных между собой обмотках.
Например, если ротор сельсина возбуждается при помощи опорного напряже¬
ния V sin ait, которое подается на выводы Ri и R2, то на выводах статора будут
17—1277

514 Глава 6. Преобразователи
возникать следующие напряжения:
между S1 и S3 = Vsincatsin#,	(6-1)
между S3 и S2 = Vsincatsin(# + 120°),	(6-2)
между S2 и SI = Vsincatsin(# + 240°),	(6-3)
где # — угол поворота оси ротора.
Для СКВТ при подаче на роток опорного напряжения V sin cat на выводах
статора будут возникать напряжения:
между S1 и S3 = Vsincatsin#,	(6-4)
между S4 и S2 = Vsincatsin(# -I- 90°) = Vsin cat cos#.	(6-5)
Необходимо заметить, что выход сельсина, который содержит три вывода,
можно легко преобразовать в формат, эквивалентный выходу СКВТ, при по¬
мощи трансформатора Скотта. По этой причине в последующих примерах мы
будем рассматривать только СКВТ.
На рис. 6-84 показана функциональная схема типичного СКВТ. Два выход¬
ных сигнала СКВТ умножаются соответствунно на синус и косинус, умножение
осуществляется при помощи умножителей, в которых хранится таблица со значе¬
ниями синуса или косинуса и которые функционируют в качестве умножающего
ЦАП. Предположим, что в данный момент реверсивный счетчик содержит число,
которое соответствует некоторому углу ф. Преобразователь непрерывно пыта¬
ется подстроить цифровой угол ф таким образом, чтобы он был равен углу #,
измеряемому аналоговому значению угла поворота. Выходные напряжения для
статора СКВТ выражаются следующим образом:
Vi = V sin cat sin#,	(6-6)
V2 = V sin cat cos#.	(6-7)
где # — угол поворота ротора СКВТ. Цифровой код угла ф подается на коси¬
нусный умножитель, косинус угла умножается на Ѵі, в результате мы получаем
следующее значение:
V	sin cat sin # cos ф.	(6-8)
Также цифровой код угла ф подается на синусный умножитель и затем умно¬
жается на Ѵг, в результате мы получаем следующее значение:
V	sin cat cos # sin ф.	(6-9)
Два этих сигнала вычитаются один из другого с помощью усилителя ошибки,
в результате на выходе мы получаем сигнал с переменным напряжением следу¬
ющего вида:
V sincat[sin#cos0 — cos # sin <^>].	(6-10)
С помощью простых тригонометрических преобразований получаем:
V	sincat[sin(# — ф)].	(6-П)
Детектор осуществляет синхронную демодуляцию сигнала ошибки с перемен¬
ным напряжением, используя в качестве опорного напряжение ротор СКВТ.
В результате мы полчаем сигнал ошибки с постоянным напряжением, величина
которого порпорциональна sin(# — ф)].

6-2. Архитектуры, используемые для АЦП 5 I 5
Рис. 6-84.	Опорное
СКВТ	напряжение,
подаваемое
V sin cot	на ротор
Сигнал ошибки с постоянным напряжением подается на интегратор, сиг¬
нал с выхода которого подается на ГУН. Генератор, управляемый напряжением,
управляет работой реверсивного счетчика (в нужном направлении) и приводит
к тому, что
sin(<9 - ф) -» 0.	(6-12)
Если это выполняется, то
Ѳ-ф^0	(6-13)
и это означает, что в результате в пределах одного отсчета выполняется
ф = Ѳ.	(6-14)
Следовательно, цифровое значение ф на выходе счетчика будет представлять
значение угла Ѳ. С использованием регистра это значение может передавать¬
ся внешнему устройству, при этом процесс отслеживания угла прерываться не
будет.
Данная схема эквивалентна так называемому контуру управления (серво¬
схеме) второго типа, поскольку, фактически, она содержит два интегратора.
Одним интегратором является счетчик, который аккумулирует импульсы, вто¬
рым является интегратор, расположенный на выходе детектора. Если на вход
контура управления второго типа подается сигнал от вала, вращающегося с по¬
стоянной скоростью, то получаемый на выходе цифровой код будет непрерывно
отслеживать входной сигнал. При этом нет необходимости в подаче внешней
команды о преобразовании, также не будет возникать существенного фазового
сдвига между полученным цифровым значением и действительным углом по¬
ворота оси ротора. Ошибка будет возникать только в моменты ускорения или
замедления.

516 Глава 6. Преобразователи
Дополнительным преимуществом является то, что следящий ротационно-ци¬
фровой преобразователь (РЦП) обеспечивает на выходе аналоговое постоян¬
ное напряжение, которое прямо пропорционально скорости вращения вала. Это
очень полезно в тех случаях, когда скорость вращения должна измеряться или
используется для стабилизации системы управления — благодаря этому можно
отказаться от использования тахометра.
Так как работа РЦП зависит только от соотношения амплитуд входных сиг¬
налов, то ослабление в линиях, по которым передаются сигналы, не оказывает
значительного влияния на функционирование системы. Аналогично, данные пре¬
образователи не очень чувствительны к искажению формы сигналов. Фактиче¬
ски они способны работать с входными сигналами, гармонические искажения
для которых достигают 10%. На практике в некоторых приложениях в качестве
опорного сигнала используются последовательности прямоугольных импульсов,
при этом не возникает значительных дополнительных ошибок.
Для использования в составе РЦП идеально подходят следящие АЦП. Можно
использовать и АЦП другого типа, например, АЦП последовательного прибли¬
жения, однако для данной области применения наибольшую эффективность и
точность обеспечивают именно следящие аналого-цифровые преобразователи.
Поскольку в следящем преобразователе дважды выполняется интегрирование
сигнала ошибки, то такое устройство обладает высокой невосприимчивостью к
воздействию щумов (спад АЧХ составляет 12 дБ на октаву). Полная площадь под
любым сигналом помехи дает некоторую ошибку. Однако обычно для индуктив¬
ных помех мы получаем такую форму сигнала, в которой полное отрицательное
напряжение будет равно полному положительному. При интегрировании мы по¬
лучаем сигнал ошибки, который будет равен нулю. Устойчивость к помехам,
вместе с невосприимчивостью к падению напряжения, позволяет разместить
преобразователь на значительном расстоянии от датчика. Характеристики по
устойчивости к воздействию помех еще более улучшаются за счет того, что
детектор подавляет все сигналы с частотой, отличной от частоты опорного сиг¬
нала, что позволяет подавить широкополосные шумы.
Примером интегрированных РЦП, которые производит компания Analog De¬
vices, может служить микросхема AD2S90. В общем виде архитектура данной
микросхемы показана на рис. 6-83. Дополнительную информацию по данной теме
вы сможете найти с помощью приводимых ниже ссылок. Кроме этого, сельсины
и СКВТ обсуждаются в главе 3.
Ссылки: архитектуры аналого-цифровых
преобразователей
1.	W. Kester, Editor, Amplifier Applications Guide, Analog Devices, 1992,
ISBN-0-916550-10-9, Chapter 10. (An excellent discussion by James Bryant on
the use of op amps as comparators.)
2.	J. N. Giles, «High Speed Transistor Difference Amplifier», US Patent 3,843,934,
filed, January 31. 1973, issued October 22, 1974. (Describes one of the fi rst
high-speed ECL comparators, the AM685.)

6-2. Архитектуры, используемые для АЦП 5 I 7
3.	С. W. Mangelsdorf, «А 400-MHz Input Flash Converter with Error Correction»,
IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 25, No. 1, February, 1990, pp.
184-191. (A discussion of the AD770, an 8-bit 200 MSPS flash ADC. The paper
describes the comparator metastable state problem and how to optimize the ADC
design to minimize its effects.)
4.	С. E. Woodward, «А Monolithic Voltage-Comparator Array for A/D Convert¬
ers», IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. SC-10, No. 6, December,
1975, pp. 392-399. (An early paper on a 3-bit flash, converter optimized to min¬
imize metastable state errors.)
5.	P. M. Rainey, «Facsimile Telegraph System», US Patent 1,608,527, fi led, July
20, 1921, issued November 30, 1926. (Although A.H. Reeves is generally credited
with the invention of PCM, this patent discloses an electro-mechanical PCM
system complete with A/D and D/A converters. The 5-bit electro-mechanical
ADC described is probably the fi rst documented fl ash converter. The patent
was largely ignored and forgotten until many years after the various Reeves’
patents were issued in 1939-1942.)
6.	R. W. Sears, «Electron Beam Defl ection Tube for Pulse Code Modulation»,
Bell System Technical Journal, Vol. 27, January, 1948, pp. 44-57. (De¬
scribes an electron-beam defl ection tube 7-bit, 100-kSPS fl ash converter for
early experimental PCM work.)
7.	F. Gray, «Pulse Code Communication», US Patent 2,632,058, fi led, November
13, 1947, issued March 17, 1953. (Detailed patent on the Gray code and its
application to electron beam coders.)
8.	J. O. Edson and H. H. Henning, «Broadband Codecs for an Experimental 224
Mb/s PCM Terminal», Bell System Technical Journal, Vol. 44, November,
1965, pp. 1887- 1940. (Summarizes experiments on ADCs based on the electron
tube coder as well as a bit-per-stage Gray code 9-bit solid state ADC. The elec¬
tron beam coder was 9-bits at 12 MSPS, and represented the fastest of its type
at the time.)
9.	R. Staffi n and R.D. Lohman, «Signal Amplitude Quantizer», US Patent 2,869,
079, filed, December 19, 1956, issued January 13, 1959. (Describes fl ash and
subranging conversion using tubes and transistors.)
10.	E. Goto et ah, «Esaki Diode High-Speed Logical Circuits», IRE Transactions
on Electronic Computers, Vol. EC-9, March, 1960, pp. 25-29. (Describes
how to use tunnel diodes as logic elements.)
11.	T. Kiyomo, K. Ikeda, and H. Ichiki, «Analog-to-Digital Converter Using an Esaki
Diode Stack», IRE Transactions on Electronic Computers, Vol. EC-11,
December, 1962, pp. 791 792. (Description of a low resolution 3-bit fl ash ADC
using a stack of tunnel diodes.)

8
Глава 6. Преобразователи
12.	Н. R. Schindler, «Using the Latest Semiconductor Circuits in a UHF Digital
Converter», Electronics, August, 1963, pp. 37-40. (Describes a 6-bit 50-MSPS
subranging ADC using three 2-bit tunnel diode fl ash converters.)
13.	J. B. Earnshaw, «Design for a Tunnel Diode-Transistor Store with Nondestruc¬
tive Read-out of Information», IEEE Transactions on Electronic Comput¬
ers, Vol. EC-13, 1964, pp. 710-722. (Use of tunnel diodes as memory elements.)
14.	W. K. Bucklen, «А Monolithic Video A/D Converter», Digital Video, Vol.
2, Society of Motion Picture and Television Engineers, March, 1979, pp. 34-42.
(Describes the revolutionary TDC1007J 8-bit 20 MSPS video flash converter.
Originally introduced at the February 3, 1979, SMPTE Winter Conference in
San Francisco, Bucklen accepted an Emmy award for this product in 1988 and
was responsible for the initial marketing and applications support for the device)
15.	J. Peterson, «А Monolithic Video A/D Converter», IEEE Journal of Solid-
State Circuits, Vol. SC-14, No. 6, December, 1979, pp. 932-937. (Another
detailed description of the TRW TDC1007J 8-bit, 20-MSPS fl ash converter.)
16.	Y. Akazawaet. ah, A 400MSPS 8 Bit Flash A/D Converter, 1987 ISSCC Di¬
gest of Technical Papers, pp. 98-99. (Describes a monolithic fl ash converter
using Gray decoding.)
17.	Matsuzawa et al., An 8b 600 MHz Flash A/D Converter with Multi-stage Duplex-
gray Coding, Symposium VLSI Circuits, Digest of Technical Papers,
May, 1991, pp. 113-114. (Describes a monolithic flash converter using Gray
decoding.)
18.	Chuck Lane, A 10-bit 60MSPS Flash ADC, Proceedings of the 1989 Bipo¬
lar Circuits and Technology Meeting, IEEE Catalog No. 89CH2771-4,
September, 1989, pp. 44-47. ( Describes an interpolating method for reducing
the number of preamps required in a fl ash converter.)
19.	W. W. Rouse Ball and H. S. M. Coxeter, Mathematical Recreations and
Essays, 13th Edition, Dover Publications, 1987, pp. 50, 51. (Describes a math¬
ematical puzzle for measuring unknown weights using the minimum number of
weighing operations. The solution proposed in the 500’s is the same basic suc¬
cessive approximation algorithm used today.)
20.	A. H. Reeves, «Electric Signaling System», US Patent 2,272,070, filed, Novem¬
ber 22, 1939, issued February 3, 1942. Also French Patent 852,183issued
1938, and British Patent 538,860 issued 1939. (The ground-breaking patent
on PCM. Interestingly enough, the ADC and DACproposed by Reeves are count¬
ing types, and not successive approximation.)
21.	J. C. Schelleng, «Code Modulation Communication System», US Patent 2,453,
461, filed, June 19, 1946, issued November 9, 1948. {An interesting description
of a rather cumbersome successive approximation ADC based on vacuum, tube
technology. This converter was not very practical, but did illustrate the concept.
Also in the patent is a description of a corresponding binary DAC.)

6-2. Архитектуры, используемые для АЦП 51 9
22.	W. М. Goodall, «Telephony by Pulse Code Modulation». Bell System Techni¬
cal Journal, Vol. 26, July, 1947, pp. 395-409. (Describes an experimental PCM
system using a 5-bit, 8KSPS successive approximation ADC based on the sub¬
traction of binary weighted charges from a capacitor to implement the internal
subtraction/DAC function. It required 5 internal reference voltages.)
23.	H. R. Kaiser, et al., «High-Speed Electronic Analogue-to-Digital Converter Sys¬
tem», US Patent 2,784,396, filed, April 2, 1953, issued March 5, 1957. (One
of the first SAR ADCs to use an actual binary-weighted DAC internally.)
24.	B. D. Smith, «Coding by Feedback Methods», Proceedings of the IRE, Vol.
41, August, 1953, pp. 1053-1058. (Smith uses an internal DAC and also points
out that a non-linear transfer function can be achieved by using a DAC with
non-uniform bit weights, a technique which is widely used in today’s voiceband
ADCs with built-in companding.)
25.	L. A. Meacham and E. Peterson, «An Experimental Multichannel Pulse Code
Modulation System of Toll Quality», Bell System Technical Journal, Vol. 27,
No. 1, January, 1948, pp. 1-43 . (Describes non-linear diode-based compressors
and expanders for generating a non-linear ADC/DAC transfer function)
26.	B.M. Gordon and R.P. Talambiras, «Signal Conversion Apparatus», US Patent
3,108,266, filed, July 22, 1955, issued October 22, 1963. (Classic patent describ¬
ing Gordon’s 11-bit, 20kSPS vacuum tube successive approximation ADC done
at Epsco. The internal DAC represents the fi rst known use of equal currents
switched into an R/2R ladder network.)
27.	В. M. Gordon and E.T. Colton, «Signal Conversion Apparatus», US Patent
2,997,704, filed, February 24, 1958, issued August 22, 1961. (Classic patent
describes the logic to perform the successive approximation algorithm in an SAR
ADC.)
28.	J. R. Gray and S. C. Kitsopoulos, «A Precision Sample-and-Hold Circuit with
Subnanosecond Switching», IEEE Transactions on Circuit Theory, Vol.
CT11, September, 1964, pp. 389-396. (One of the first papers on the detailed
analysis of a sample-and-hold circuit.)
29.	T. C. Verster, «A Method to Increase the Accuracy of Fast Serial-Parallel
Analog-to-Digital Converters», IEEE Transactions on Electronic Comput¬
ers, Vol. EC-13, 1964, pp. 471-473. (One of the first references to the use of
error correction in a subranging ADC.)
30.	G. G. Gorbatenko, «High-Performance Parallel-Serial Analog to Digital Con¬
verter with Error Correction», IEEE National Convention Record, New
York, March, 1966. (Another early reference to the use of error correction in
a subranging ADC.)
31.	D. J. Kinniment, D. Aspinall, and D. B. G. Edwards, «High-Speed Analogue-
Digital Converter», IEE Proceedings, Vol. 113, December, 1966, pp. 2061-
2069. (A 1-bit 9MSPS three-stage pipelined error corrected converter is described

Глава 6. Преобразователи
based, on recirculating through a 3-bit stage three times. Tunnel (Esaki) diodes
are used for the individual comparators. The article also shows a proposed faster
pipelined 7-bit architecture using three individual 3-bit stages with error correc¬
tion. The article also describes a fast bootstrapped diode-bridge sample-and-hold
circuit.)
32.	0. A. Horna, «А 150Mbps A/D and D/A Conversion System», Comsat Techni¬
cal Review, Vol. 2, No. 1, 1972, pp. 52-57. (A detailed description and analysis
of a subranging ADC with error correction).
33.	J. L. Fraschilla, R.D. Caveney, and R.M. Harrison, «High Speed Analog-to-
Digital Converter», US Patent 3,597,761, fi led, November 14, 1969, issued
August 13, 1971. (Describes an 8-bit, 5-MSPS subranging ADC with switched
references to second comparator bank.)
34.	S. H. Lewis, S. Fetterman, G. F. Gross Jr., R. Ramachandran, and T. R.
Viswanathan, «А 10-b 20-Msample/s Analog-Digital Converter», IEEE Jour¬
nal of Solid-State Circuits, Vol. 27, No. 3, March, 1992, pp. 351-358 .
(A detailed description and analysis of an error corrected subranging ADC using
1.5-bit pipelined stages.)
35.	R. Gosser and F. Murden, «А 12-bit, 50MSPS Two-Stage A/D Converter», 1995
ISSCC Digest of Technical Papers, p. 278. (A description of the AD90f2
error corrected subranging ADC using MagAMP stages for the internal ADCs.)
36.	B. D. Smith, «An Unusual Electronic Analog-Digital Conversion Method», IRE
Transactions on Instrumentation, June, 1956, pp. 155-160. (Possibly the
first published description of the binary coded and Gray-coded bit-per-stage ADC
architectures. Smith mentions similar work partially covered in R. P. Sallen’s
1949 thesis at M.I.T.)
37.	N. E. Chasek, «Pulse Code Modulation Encoder», US Patent 3,035,258, filed,
November 14, 1960, issued May 15, 1962. (An early patent showing a diode-based
circuit for realizing the Gray code folding transfer function.)
38.	F. D. Waldhauer, «Analog-to-Digital Converter», US Patent 3,187,325, fi led,
July 2, 1962, issued June 1, 1965. (A classic patent using op amps with diode
switches in the feedback loops to implement the Gray code folding transfer func¬
tion.)
39.	J. O. Edson and H. H. Henning, «Broadband Codecs for an Experimental
224Mb/s PCM Terminal», Bell System Technical Journal, Vol. 44, Novem¬
ber, 1965, pp. 1887 - 1940. (A further description of a 9-bit ADC based on
Waldhauer’s folding stage.)
40.	U. Fiedler and D. Seitzer, «А High-Speed 8 Bit A/D Converter Based on a Gray-
Code Multiple Folding Circuit», IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol.
SC-14, No. 3, June, 1979, pp. 547-551. (An early monolithic folding ADC.)

6-2. Архитектуры, используемые для АЦП 521
41.	R. J. van de Plassche and R. E. J. van der Grift, «A High-Speed 7 Bit A/D Con¬
verter», IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-14, No. 6, December,
1979, pp. 938-943. (A monolithic folding ADC.)
42.	R. E. J. van de Grift and R. J. van der Plassche, «A Monolithic 8-bit Video
A/D Converter», IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. SC-19, No. 3,
June, 1984, pp. 374-378. (A monolithic folding ADC.)
43.	R. E. J. van der Grift, I. W. J. M. Rutten, and M. van der Veen, «An 8-
bit Video ADC Incorporating Folding and Interpolation Techniques», IEEE
Journal of Solid State Circuits, Vol. SC-22, No. 6, December, 1987, pp.
944-953. (Another monolithic folding ADC.)
44.	R. van de Plassche, Integrated Analog-to-Digital and Digital-to-Analog
Converters, Kluwer Academic Publishers, Norwell, Ma., 1994, pp. 148-187. (A
good textbook on ADCs and DACs with a section on folding ADCs indicated by
the referenced page numbers.)
45.	C. Moreland, «An 8-bit 150 MSPS Serial ADC», 1995 ISSCC Digest of Tech¬
nical Papers, Vol. 38, p. 272. (A description of an 8-bit ADC with 5 folding
stages followed by a 3-bit flash converter.)
46.	C. Moreland, An Analog-to-Digital Converter Using Serial-Ripple Ar¬
chitecture, Masters’ Thesis, Florida State University College of Engineering,
Department of Electrical Engineering, 1995. (Moreland’s early work on folding
ADCs.)
47.	F. Murden, «Analog to Digital Converter Using Complementary Differential
Emitter Pairs», US Patent 5,550,492, filed, December 1, 1994, issued August
27, 1996. (A description of an ADC based on the MagAMP folding stage.)
48.	C. W. Moreland, «Analog to Digital Converter Having a Magnitude Amplifier
with an Improved Differential Input Amplifier», US Patent 5,554,943, filed,
December 1, 1994, issued September 10, 1996. (A description of an 8-bit ADC
with 5 folding stages followed by a 3-bit fl ash converter.)
49.	F. Murden and C.W. Moreland, «N-bit Analog-to-Digital Converter with N-
1 Magnitude Amplifiers and N Comparators», US Patent 5,684,419, filed,
December 1, 1994, issued November 4, 1997. (Another patent on the MagAMP
folding architecture applied to an ADC.)
50.	C. Moreland, F. Murden, M. Elliott, J. Young, M. Hensley, and R. Stop, «A 14-
bit 100-Msample/s Subranging ADC», IEEE Journal of Solid State Cir¬
cuits, Vol. 35, No. 12, December, 2000, pp. 1791 1798. (Describes the architec¬
ture used in the Ц-bit AD66f5 ADC.)
51.	F. Murden and M.R. Elliott, «Linearizing Structures and Methods for Adjustable-
Gain Folding Amplifiers», US Patent 6,172,636B1, filed, July 13, 1999, issued
January 9, 2001. (Describes methods for trimming the folding amplifiers in an
ADC.)

522 Глава 6. Преобразователи
52.	В. М. Oliver and С.Е. Shannon, «Communication System Employing Pulse Code
Modulation», US Patent 2,801,281, filed, February 21, 1946, issued July 30,
1957. (Charge run-down ADC and Shannon-Rack DAC)
53.	A. H. Dickinson, «Device to Manifest an Unknown Voltage as a Numerical Quan¬
tity», US. Patent 2,872,670, filed, May 26, 1951, issued February 3, 1959.
(Ramp run-up ADC.)
54.	K. Howard Barney, «Binary Quantizer», US Patent 2,715,678, filed, May 26,
1950, issued August 16, 1955. (Tracking ADC.)
55.	В. M. Gordon and R.P. Talambiras, «Information Translating Apparatus and
Method, » US Patent 2,989,741, filed, July 22, 1955, issued June 20, 1961
.(Tracking ADC.)
56.	J. L. Lindesmith, «Voltage-to-Digital Measuring Circuit», US Patent 2,835,
868, filed, September 16, 1952, issued May 20, 1958. (Voltage-to-frequency ADC.)
57.	P. Klonowski, «Analog-to-Digital Conversion Using Voltage-to-Frequency Con¬
verters», Application Note AN-276, Analog Devices, Inc. (A good application
note on VFCs.) Norwood, Ma.
58.	J. M. Bryant, «Voltage-to-Frequency Converters», Application Note AN-361,
Analog Devices, Inc. {A good overview of VFCs.) Norwood, Ma.
59.	W. Jung, «Operation and Applications of the AD654 IC V-F Converter», Ap¬
plication Note AN-278, Analog Devices, Inc., Norwood, Ma.
60.	S. Martin, «Using the AD650 Voltage-to-Frequency Converter as a Frequency-
to-Voltage Converter», Application Note AN-279, Analog Devices, Inc.(A
description of a frequency-to-voltage converter using the popular AD650 VFC.)
Norwood, Ma.
61.	R. N. Anderson and H.A. Dorey, «Digital Voltmeters», US Patent 3,267,458,
filed, August 20, 1962, issued August 16, 1966. (Charge balance dual slope volt¬
meter ADC.)
62.	R. Olshausen, «Analog-to-Digital Converter», US Patent 3,281,827, filed,
June 27, 1963, issued October 25, 1966 .(Charge balance dual slope ADC.)
63.	R.W. Gilbert, «Analog-to-Digital Converter», US Patent 3,051,939, filed, May
8, 1957, issued August 28, 1962. (Dual-slope ADC.)
64.	S. K. Ammann, «Integrating Analog-to-Digital Converter», US Patent 3,316,
547, filed, July 15, 1964, issued April 25, 1967. (Dual-slope ADC.)
65.	I. Wold, «Integrating Analog-to-Digital Converter Having Digitally Derived Off¬
set Error Compensation and Bipolar Operation without Zero Discontinuity»,
US Patent 3,872,466, filed, July 19, 1973, issued March 18, 1975. (Quad-
slope ADC.)

6-3. Сигма-дельта АЦП 523
66.	Н. В. Aasnaes, «Triple Integrating Ramp Analog-to-Digital Converter», US
Patent 3,577,140, filed, June 27,1967, issued May 4,1971. (Triple-slope ADC.)
67.	F. Bondzeit, L.J. Neelands, «Multiple Slope Analog-to-Digital Converter», US
Patent 3,564,538, filed, January 29, 1968, issued February 16, 1971. (Triple-
slope ADC.)
68.	D. Wheable, «Triple-Slope Analog-to-Digital Converters», US Patent 3,678,
506, filed, October 2, 1968, issued July 18, 1972. (Triple-slope ADC.)
69.	D. Sheingold, Analog—Digital Conversion Handbook, Prentice-Hall, Nor¬
wood, Ma., 1986, ISBN-0-13-032848-0, pp. 441-471. (This chapter contains an
excellent tutorial on optical, synchro, and resolver-to-digital conversion.)
70.	Dennis Fu, «Circuit Applications of the AD2S90 Resolver-to-Digital Converter»,
Application Note AN-230, Analog Devices. (Applications of the AD2S90
RTD.) Norwood, Ma.
Раздел 6-3
Сигма-дельта АЦП
Исторический обзор
Архитектура АЦП, которая носит название «сигма-дельта» (Е-Д), начала свое
развитие в самом начале разработки метода ИКМ (РСМ, импульсно-кодовая
модуляция). Это было связано с развитием таких методов передачи, как дельта¬
модуляция (delta modulation) и дифференциальная импульсно-кодовая модуляция
(differential РСМ). Превосходный обзор истории развития и концепций, которые
лежат в основе сигма-дельта АЦП, можно найти в статье Макса Хаузера (Мах
Hauser) [1].
Основной причиной, которая привела к появлению методов дельта-модуляции
и дифференциальной импульсно-кодовой модуляции, было желание обеспечить
более высокую эффективность передачи данных за счет передачи только из¬
менения (дельта) значений между двумя последовательными измерениями, а не
самих результатов этих измерений.
При дельта-модуляции, как показано на рис. 6-85 (А), аналоговый сигнал
преобразуется в дискретный вид с помощью 1-разрядного аналого-цифрового
преобразователя (компаратора). Сигнал с выхода компаратора с помощью 1-
разрядного ЦАП вновь превращается в аналоговый сигнал, и этот сигнал после
прохождения через интегратор вычитается из выходного сигнала. Форма пе¬
редаваемого аналогового сигнала говорит о следующем: если передается «1»,
то с момента передачи последнего сигнала произошло увеличение сигнала, ес¬
ли «О» — то уменьшение.
Если уровень аналогового сигнала в течение некоторого времени остается
неизменным, то будет передаваться поток чередующихся между собой нулей и
единиц. Следует заметить, что дифференциальная импульсно-кодовая модуляция

524 Глава 6. Преобразователи
Аналоговый	Тактовый сигнал,
Рис. 6-85. Дельта-модуляция и дифференциальное импульсно-кодовое кодирование
(см. рис. 6-85 (В)) основана на этом же принципе, однако вместо компаратора
здесь для получения передаваемой информации используется АЦП с разрядно¬
стью более одного бита.
Так как не существует никаких ограничений на количество импульсов од¬
ного знака, которые могут передаваться последовательно, то системы с дельта¬
модуляцией способны обрабатывать сигналы с произвольной амплитудой. С точ¬
ки зрения теории не существует никаких ограничений на максимальное значе¬
ние. Однако для дельта-модуляции существует одно теоретическое ограничение:
аналоговый сигнал не должен изменяться слишком быстро. Проблема, связанная
со скоростью изменения сигнала, иллюстрируется на рис. 6-86. Здесь каждый
из передаваемых импульсов свидетельствует о возрастании уровня аналогового
сигнала, однако тот изменяется слишком быстро, и процесс дискретизации за
этим просто не успевает.
Ограничение для уровня нарастания сигнала можно уменьшить, если повы¬
сить шаг квантования при дискретизации или же увеличить частоту дискре¬
тизации. В методе дифференциальной импульсно-кодовой модуляции за счет
использования многоразрядного квантования происходит увеличение эффектив¬
ного шага квантования, это достигается за счет усложнения схемы устройства.
Тестирование показало, что для получения того же качества, которое обес¬
печивает классический метод импульсно-кодовой модуляции, в методе дельта¬
модуляции необходимо использовать очень высокие скорости дискретизации.
В дельта-модуляции частота дискретизации обычно должна быть в 20 раз выше

6-3. Сигма-дельта АЦП 525
наиболее высокой частоты аналогового сигнала, тогда как согласно критерию
Найквиста необходимо, чтобы при дискретизации частота была только как ми¬
нимум в два раза выше.
Рис. 6-86. Квантование при помощи
дельта-модуляции
По этим причинам дельта-модуляция и дифференциальная импульсно-кодо¬
вая модуляция никогда не получили достаточно широкого распространения. Од¬
нако слегка измененный вариант дельта-модуляции привел к возникновению ба¬
зовой архитектуры сигма-дельта преобразователей, которая сегодня является
наиболее популярной архитектурой для АЦП высокого разрешения.
Базовая схема сигма-дельта АЦП первого порядка для разрядности в один
бит показана на рис. 6-87 (А), а для более высокой разрядности - на рис. 6-87 (В).
Заметим, что в данном случае интегратор обрабатывает сигнал рассогласова¬
ния, тогда как в дельта-модуляторе интегратор устанавливается в контур обрат¬
ной связи. В подобной базовой схеме сигма-дельта модулятора осуществляется
передискретизация, при этом увеличивается соотношение сигнал/шум на низких
частотах. Это связано с тем, что шум квантования формируется таким образом,
что он располагается вне диапазона частот основного сигнала. Затем этот шум
удаляется, и дециматор вновь уменьшает частоту результатов на выходе до зна¬
чения, соответствующего частоте Найквиста.
Микросхемы сигма-дельта АЦП обеспечивают ряд преимуществ по сравне¬
нию с другими архитектурами аналого-цифровых преобразователей, особенно
это относится к низкочастотным сигналам, для которых необходимо обеспечить
высокое разрешение. Во-первых, и это самое главное, по своей природе однораз¬
рядный сигма-дельта является монотонным, и для него не требуется проводить
подстройку с помощью лазера. Также сигма-дельта АЦП изготавливаются при
помощи экономичных технологических процессов CMOS, так как данная архи¬
тектура в основном опирается на цифровые методы. Информацию по первым
сигма-дельта АЦП можно найти с помощью ссылок [13-21]. С момента появле¬
ния первых микросхем был достигнут значительный прогресс в технологиях
производства, а в базовую сигма-дельта архитектуру были внесены значитель¬
ные улучшения.

526 Глава 6. Преобразователи
Рис. 6-87. Сигма-дельта АЦП с разрядностью 1 бит и с более высокой разрядностью
Сигма-дельта (Yi-A) или дельта-сигма (А-"Е)?
Примечания редактора журнала Analog Dialogue,
Vol.24-2, 1990, Дэна Шейнголъда (Dan Sheingold)
Очевидно, что это не самая большая из проблем, и многие читатели удивятся,
зачем поднимать весь этот шум — если вообще обратят внимание. Однако дан¬
ный вопрос важен как для редактора, так и для читателей — с целью обеспечить
непротиворечивость. Нам хотелось бы при любых обстоятельствах использовать
одно название для одного и того же объекта. Однако какое именно название?
Если речь идет о методе модуляции, который привел к появлению нового меха¬
низма аналого-цифрового преобразования с использованием передискретизации,
то мы выбираем для этого метода название сигма-дельта. И вот почему.
В первый момент, после того как какой-то новый метод или технология по¬
лучает название в честь его изобретателей, то такое название закрепляется
надолго — его изменяют только в случае обнаружения каких-то ошибок или же
когда данное правило просто игнорируется. Основополагающая статья по дан¬
ному направлению была опубликована в 1962 году (ссылки [9], [10]), и в этой
статье авторы использовали термин «дельта-сигма модуляция», так как метод
основывался на технологии дельта-модуляции, однако также здесь осуществля¬
лось интегрирование (суммирование — отсюда и символ Е).
Термин «дельта-сигма» не вызывал ни у кого сомнения до 1970-х годов, когда
в публикациях компании AT&T стал использоваться термин сигма-дельта. По¬
чему это произошло? В статье [1] Хаузер утверждает, что тогда было принято
обозначать различные варианты дельта-модуляции с помощью добавления тер¬

6-3. Сигма-дельта АЦП 527
мина, стоящего перед словом «дельта». Так как рассматриваемый нами метод
является вариантом дельта-модуляции, то согласно принятой практике термин
«сигма», который характеризует наш метод, должен ставиться перед словом
«дельта».
Затем некоторое время два данных термина использовались совместно, ка¬
ждый выбирал тот, который ему больше нравился, часто даже не подозревая
о предыстории. Можно даже было встретить оба термина одновременно в од¬
ной статье. Однако в настоящее время термин «сигма-дельта» получил гораздо
большее распространение и используется в большинстве ссылок. Может ли это
считаться проявлением несправедливости по отношению к изобретателям дан¬
ного метода?
Нам кажется, что нет. Как и другие, мы считаем, что здесь произошло опре¬
деленное отклонение от правила прецедента. Причем это касается не только
грамматики, но и иерархии выполняемых операций. Давайте рассмотрим блок-
схему компьютера, который вычисляет аналоговое среднеквадратичное значение
(RMS), т. е. вычисляет корень квадратный от суммы средних значений для зна¬
чений сигнала, возведенных в квадрат. Сначала значение сигнала возводится
в квадрат, затем выполняется интегрирование, после чего из полученного зна¬
чения извлекается квадратный корень (см. рис. 6-88).
Рис. 6-88. Сигма-дельта
(Е-Д) и
(Д-Е)?
Среднеквадратичное значение
же дельта-сигма
Возведение
Среднее
Извлечение
в квадрат
значение
корня
Иерархия математических операций: корень [среднего (квадратов)]
(3)	(2) (Ь
Иерархия математических операций: СИГМА (дельта)
d> (Ь
Если рассматривать подобный порядок выполнения операций, определенный
причинно-следственной связью, то полученную в результате функцию следовало
бы назвать «square mean root» (возведение в квадрат, усреднение и вычисле¬
ние корня квадратного). Однако, если рассматривать иерархию математических
операций, то функция получает свое привычное название, которое ни у кого
не вызывает сомнений, — root mean square (среднее квадратичное значение).
Теперь рассмотрим блок-схему, на которой показаны операции вычисления раз¬
ности (дельта) и операция интегрирования (сигма) этих разностей.
Если рассматривать причинную связь, то получаем название дельта-сигма,
а для функциональной иерархии — сигма-дельта, так как мы вычисляем инте¬
грал от разности значений. Нам кажется, что правильным является последний
термин, он к тому же соответствует принятым в подобных случаях правилам —-

528 Глава 6. Преобразователи
и в данной книге в качестве стандартного названия будет использоваться именно
название «сигма-дельта».
Основные сведения о сигма-дельта АЦП
Сигма-дельта АЦП (Е-А АЦП) были изобретены более 30 лет тому назад, од¬
нако только совсем недавно появилась такая технология (цифровые микросхемы
с высокой плотностью), которая позволила создавать недорогие монолитные ми¬
кросхемы, использующие данный метод преобразования. Сегодня такие микро¬
схемы получили широкое распространение и используются там, где необходимы
низкая стоимость, малое потребление и требуется выполнять аналого-цифровое
преобразование с высоким разрешением в относительно узкой полосе частот.
Существует множество публикаций, в которых описывается архитектура сиг¬
ма-дельта преобразователя и соответствующая теория, однако в большинстве
из них изложение начинается с лабиринта интегралов и далее становится все
сложнее и сложнее. Именно это привело к тому, что многие инженеры не по¬
нимают теоретических основ сигма-дельта преобразования и, начав изучать
типичную статью, посвященную данному предмету, считают, что эта теория слиш¬
ком сложна и ее невозможно объяснить на понятном простому человеку уровне.
Однако здесь нет ничего сложного и можно понять принципы работы сигма-
дельта АЦП, не углубляясь в подробное математическое описание, — в этом
разделе мы и собираемся внести ясность в данную тему. Сигма-дельта АЦП со¬
держит очень простую аналоговую электронную схему (компаратор, источник
опорного напряжения, ключ, а также один или несколько резисторов и анало¬
говая суммирующая цепь), однако цифровая схема, отвечающая за проведение
вычислений, является достаточно сложной. Эта схема содержит DSP (процессор
цифровой обработки сигналов), который работает в качестве фильтра (обычно,
хотя это и не обязательно, в качестве фильтра низких частот, ФНЧ). Совсем не
обязательно знать в деталях, как работает такой фильтр, достаточно понимать
выполняемые им функции. Для того, чтобы понять принципы, лежащие в основе
сигма-дельта преобразователя, необходимо быть знакомым со следующими по¬
нятиями: передискретизация (oversampling), формирование шума квантования
(quantization noise shaping), цифровая фильтрация и децимация.
Давайте начнем с анализа метода передискретизации в частотной области.
Когда при преобразовании сигнала с постоянным уровнем возникает ошибка,
которая может достигать уровня 1/2 LSB, то говорят о шуме квантования.
Для классического идеального АЦП, осуществляющего дискретизацию ана¬
логового сигнала с разрядностью N бит, среднеквадратичное значение шума
квантования будет равно q/V12, этот шум равномерно распределяется в полосе
частот от 0 до fs/2, где q — значение, соответствующее младшему биту (LSB),
fs — частота дискретизации (см. рис. 6-89 (А)). Следовательно, если рассматри¬
вать синусоидальный сигнал с максимально возможным уровнем, то для него
соотношение сигнал/шум (SNR) будет равно (6,02N -I- 1,76) дБ. Если АЦП не
является идеальным, а шум квантования имеет уровень выше, чем минимальное
теоретическое значение, то эффективное разрешение данного АЦП будет мень¬
ше, чем N. Действительное разрешение (эффективное количество бит, ENOB)

6-3. Сигма-дельта АЦП 529
определяется следующей формулой:
ENOB =
SNR - 1,76 дБ
6,02 дБ
(6-15)
Предположим, что мы выбираем значительно более высокую частоту дис¬
кретизации, равную Kfs, тогда среднеквадратичное значение шума квантова¬
ния остается равным q/у/12, однако теперь шум квантования будет распределен
по большему диапазону частот, который занимает интервал от 0 до Kfs/2. Если
после этого пропустить выходной сигнал через фильтр низких частот, то мы
можем удалить большую часть шума квантования, однако сохраняем всю ин¬
формацию о нужном нам сигнале — что помогает улучшить значение ENOB.
Итак, мы выполнили аналого-цифровое преобразование с высоким разрешением
с помощью АЦП, который изначально обладает достаточно малым разрешени¬
ем. Коэффициент К обычно носит название коэффициента передискретизации
(oversampling ratio). Здесь необходимо заметить, что дополнительным преиму¬
ществом от использования такого метода является возможность снижения тре¬
бований к характеристикам антиалиасингового фильтра.
Так как цифровой фильтр на выходе схемы ограничивает полосу пропуска¬
ния, то скорость данных на выходе устройства может быть значительно меньше
по сравнению с используемой частотой дискретизации Kfs, и при этом все равно
будет выполняться критерий Найквиста. Для этого можно передавать на выход
устройства только каждый М-й результат, все остальные результаты будут про¬
сто отбрасываться. Такой процесс носит название децимации на коэффициент М.
Несмотря на свое название (decem по латински означает 10) коэффициент М мо¬
жет принимать любое целое значение, если только при этом будет продолжать
выполняться условие: скорость для выходных данных должна более чем в два
раза превышать полосу пропускания сигнала. Децимация не приводит к потере
какой-либо информации об интересующем нас сигнале (см. рис. 6-89 (В)).
Если мы просто используем передискретизацию для того, чтобы повысить
разрешение, то для повышения разрешения на N бит нам необходимо увеличить
частоту дискретизации в 2N раз. Сигма-дельта преобразователь не нуждается
в подобных высоких частотах передискретизации, так как он не только ограни¬
чивает полосу пропускания сигнала, но и соответствующим образом формирует
распределение шума квантования, чтобы он не попадал в полосу пропускания
сигнала (см. рис. 6-89 (С).
Рассмотрим АЦП с разрешением 1 бит (который обычно называют компа¬
ратором) и подадим на него сигнал с выхода интегратора. В свою очередь,
на вход интегратора подается входной сигнал, который суммируется с выход¬
ным сигналом 1-битного ЦАП, который в свою очередь подключен к выходу
АЦП. Такая схема представляет собой сигма-дельта модулятор первого поряд¬
ка (см. рис. 6-90). Если добавить к цифровому выходу фильтр низких частот и
дециматор, то мы получим сигма-дельта АЦП, в котором сигма-дельта моду¬
лятор выполняет формирование шума квантования с целью обеспечить, чтобы
этот шум лежал выше полосы пропускания цифрового фильтра. В результате
мы получаем более высокое значение ENOB, чем можно было ожидать только от
увеличения частоты дискретизации.
Если более наглядно рассматривать принцип работы сигма-дельта АЦП, то мож¬
но описать его следующим образом. Предположим, что на вход подается сигнал

530 Глава 6. Преобразователи
с постоянным уровнем, равный Ѵш- В точке А интегратор постоянно создает
линейно нарастающий или линейно уменьшающийся сигнал. Сигнал с выхода
компаратора проходит через 1-разрядный ЦАП и подается на вход схемы сум¬
мирования, которая располагается в точке В схемы. Сигнал с выхода компара¬
тора, проходя через 1-разрядный ЦАП и попадая на вход схемы суммирования,
образует контур с отрицательной обратной связью, который действует таким
образом, что среднее значение постоянного напряжения в точке В становит¬
ся равным входному напряжению Ѵш- Благодаря этому среднее напряжение на
выходе ЦАП также должно быть равно входному напряжению Ѵш- Среднее зна¬
чение напряжения на выходе ЦАП управляется количеством 1 в потоке данных,
которые поступают с выхода компаратора. Если входное напряжение увеличи¬
вается и его уровень приближается к •+-Vref , количество единиц в потоке битов
будет увеличиваться, а количество нулей будет уменьшаться. Аналогично, ко¬
гда уровень входного напряжения уменьшается, и оно стремится к —Vref, то
количество единиц в последовательном потоке битов будет уменьшаться, а коли¬
чество нулей — увеличиваться. Такой элементарный анализ помогает понять,
что информация о среднем значении входного напряжения содержится в по¬
следовательном потоке битов, поступающих с выхода компаратора. Цифровые
результаты в своем окончательном виде создаются с помощью дециматора и
цифрового фильтра, которые обрабатывают последовательный поток битов.
(А)
fs
Г
Работа в соответствии
ADC
с критерием Найквиста
(В)
Передискретизация
Передискретизация
+ Формирование шума
+ Цифровой фильтр
tr
Шум
квантования = q/. 12
q = 1 LSB
Рис. 6-89. Передискретизация, цифровая фильтрация, ограничение шума и децимация
Для любого заданного входного напряжения на протяжении отдельного ин¬
тервала. времени, в течение которого осуществляется дискретизация, поток дан¬

6-3. Сигма-дельта АЦП 53 I
ных, поступающий от одноразрядного АЦП, не имеет практически никакого
осмысленного значения. Результат, который представляет практический инте¬
рес, получают в результате усреднения для большого количества измерений.
Сигнал на выходе сигма-дельта модулятора достаточно тяжело анализировать
во временной области, так как поток результатов измерения с разрядностью
один бит выглядит как поток случайных данных. Очевидно, что если входной
сигнал приближается к верхней границе диапазона измерений, то в битовом
потоке будет встречаться больше единиц, чем нулей. Верно и обратное: при
уменьшении напряжения и его приближении к нижней границе полного диапазо¬
на измерений в битовом потоке нули будут встречаться чаще, чем единицы. Если
же уровень входного напряжения близок к уровню, соответствующему середине
полного диапазона измерений, то количество нулей и единиц в битовом пото¬
ке будет приблизительно равным. На рис. 6-91 показывается сигнал на выходе
интегратора для двух различных входных сигналов. В первом случае уровень на¬
пряжения равен нулю (т. е. относится к середине полного диапазона измерений).
Чтобы декодировать этот выходной сигнал, мы пропускаем его через простой
цифровой фильтр низких частот, который выполняет усреднение для каждых че¬
тырех результатов. На выходе фильтра мы получаем значение, равное 2/4. Это
значение соответствует нулю сигнала. Если осуществлять усреднение по больше¬
му количеству данных, то можно увеличить динамический диапазон. Например,
при усреднении по 4 значениям мы обеспечиваем разрешение в 2 бита, тогда как
при усреднении по 8 значениям мы получаем 4/8, т. е. разрешение будет равно
уже 3 битам. Если рассматривать на рис. 6-91 нижний график, то среднее для 4
значений будет равно 3/3, а для 8 значений — 6/8.
Тактовый
Рис. 6-90. Сигма-дельта АЦП первого порядка

532 Глава 6. Преобразователи
Далее выполнять анализ во временной области не имеет особого смысла, и
концепцию формирования шума (noise shaping) лучше рассматривать в частот¬
ной области. Мы будем рассматривать простую модель сигма-дельта модулято¬
ра, которая показана на рис. 6-92.
vIN = оѵ
= 2/4
= 4/8
А
Сигнал на
выходе
интегратора
10 10 10 1
Сигнал на
_ выходе
компаратора
Ѵім = + ^SL
2
= 3/4
= 6/8
А
Сигнал на
выходе
интегратора
_T~TJ~~L
О 111 О 111 о
Сигнал на
выходе
компаратора
Рис. 6-91. Вид сигналов для сигма-дельта модулятора
Преобразуем уравнение и
решаем относительно Y
Y =
X Of
f + 1 f + 1
/
Член, связанный
с сигналом
\
Член, отно¬
сящийся к шуму
Рис. 6-92. Упрощенная линеаризованная модель сигма-дельта модулятора для анализа
в частотной области
Интегратор в данном модуляторе представлен в виде аналогового фильтра
низких частот, который имеет следующую передаточную функцию: H(f) = 1/f.
Такая передаточная функция соответствует обратно пропорциональной зависи¬
мости амплитуды сигнала на выходе фильтра от его частоты. При выполнении
дискретизации с разрядностью 1 бит возникает шум квантования Q, который
проникает на вход схемы суммирования. Если входной сигнал обозначить как
X, а выходной сигнал — как Y, то сигнал на выходе схемы суммирования дол¬

6-3. Сигма-дельта АЦП 533
жен быть равен X - Y. После умножения на передаточную функцию фильтра,
равную 1 /f, полученный сигнал поступает на один из вводов выходной схемы
суммирования. Итак, выходное напряжение Y выражается следующей формулой:
Y = у(Х — Y) + Q.	(6-16)
После некоторых преобразований мы можем получить значение Y, выраженное
при помощи X, f и Q:
Y =
X Q х f
f+1+ f+1'
(6-17)
Заметим, что когда частота f приближается к нулевому значению, выходное
напряжение приближается к значению входного напряжения X, если только не
учитывать компоненты, связанные с шумом. При более высоких частотах сигнал
на выходе в основном будет содержать шум квантования. Получается, что анало¬
говый фильтр выступает в качестве фильтра низких частот для самого сигнала,
однако действует в качестве фильтра высоких частот для шума квантования.
Таким образом, аналоговый фильтр и выполняет функции по формированию
шума (noise shaping) в данной модели сигма-дельта модулятора.
При заданной частоте входного сиг¬
нала может быть достигнуто более вы¬
сокое подавление за счет использования
аналоговых фильтров более высокого по¬
рядка. Это же относится и к сигма-
дельта модуляторам, однако здесь необ¬
ходимо соблюдать некоторые предосто¬
рожности.
Если в схеме сигма-дельта модулято¬
ра использовать более чем один каскад
интегрирования и суммирования, то при
заданном коэффициенте дискретизации
мы можем обеспечить формирование шу¬
ма более высокого порядка и получить
более высокое эффективное разрешение
(ENOB). На рис. 6-93 этот метод иллю¬
стрируется на примере сигма-дельта модуляторов первого и второго порядков.
Блок-схема сигма-дельта модулятора второго порядка показана на рис. 6-94.
Считалось, что сигма-дельта модуляторы третьего и более высоких порядков
могут становиться нестабильными при некоторых значениях входного сигнала.
Однако более тщательный анализ, в котором учитывалось конечное, а не бес¬
конечное значение коэффициента усиления компаратора, показывает, что это
не обязательно. Даже если подобная нестабильность возникает, то это не имеет
особого значения, так как входящий в состав цифрового фильтра цифровой про¬
цессор обработки сигналов (DSP) и дециматор могут распознать возникновение
нестабильности и принять соответствующие меры по противодействию.
На рис. 6-95 показывается соотношение между порядком сигма-дельта мо¬
дулятора и коэффициентом передискретизации, который необходим для того,
чтобы обеспечить требуемое соотношение сигнал/шум. Например, если коэф-
Рис. 6-93. Формирование шума квантова¬
ния в сигма-дельта модуляторах

534 Глава 6. Преобразователи
Рис. 6-94. Сигма-дельта модулятор второго порядка
Рис. 6-95. Зависимость коэффициента сигнал/шум от передискретизации для схем первого,
второго и третьего порядка
фициент передискретизации равен 64, то идеальная система второго порядка
способна обеспечить соотношение сигнал/шум (SNR) порядка 80 дБ. Это обес¬
печивает для эффективного разрешения (ENOB) значение, примерно равное 13.
И хотя цифровой фильтр и модулятор при соответствующем проектировании
могут обеспечить любую необходимую точность, в данной системе не имеет
смысла выдавать результаты с разрядностью, превышающей 13 двоичных бит.
Дополнительные биты не будут нести никакой полезной информации и будут

6-3. Сигма-дельта АЦП 535
потеряны в шуме квантования, если только не использовать дополнительную
фильтрацию. Увеличить разрешение можно с помощью повышения частоты дис¬
кретизации или же с помощью использования модуляторов более высокого по¬
рядка.
Возникновение паразитных тонов
В нашем обсуждении сигма-дельта АЦП мы до настоящего момента предпола¬
гали, что создаваемый сигма-дельта модулятором шум квантования является
случайным и не коррелирует с входным сигналом.
К сожалению, это не совсем верно, особенно если используется модулятор
первого порядка. Рассмотрим случай, когда мы выполняем усреднение для 16 отсче¬
тов модулятора, работающего в составе сигма-дельта АЦП с разрядностью 4 бита.
Рис. 6-96. Повторяющиеся битовые по-	16 отсчетов на выходе	Двоичное
следовательности на выходе сигма-дельта	сигма-дельта модулятора представление
На рис. 6-96 показывается поток битов, соответствующий двум различным
входным сигналам: первый сигнал имеет уровень 8/16, второй входной сигнал
имеет уровень 9/16. В случае сигнала с уровнем 9/16 в битовом потоке на выходе
модулятора будет возникать дополнительная единица для каждого 16-го бита.
Благодаря этому возникает энергия на частоте fs/16, что приводит к образова¬
нию соответствующего компонента с данной частотой. Если коэффициент для
частоты передискретизации будет меньше 16, то данный частотный компонент
будет попадать в полосу пропускания сигнала. В аудиоприложениях эти частот¬
ные компоненты получили название «idle tones».
На рис. 6-97 показывается возникающий в результате корреляции сигнал для
сигма-дельта модулятора первого порядка, на рис. 6-98 показан сигнал для сигма-
дельта модулятора второго порядка, где влияние корреляции уже достаточно
слабо заметно. В связи с этим практически все сигма-дельта АЦП используют
схему модулятора по крайней мере второго порядка.
Использование схем более высокого порядка
Чтобы обеспечить широкий динамический диапазон при измерении сигнала, не¬
обходимо использовать схемы сигма-дельта модуляторов с порядком выше чем
два, однако при их проектировании приходится решать действительно сложные
проблемы. Во-первых, те простые линейные модели, которые мы рассматривали
ранее, уже не способны обеспечить полную точность. Для схем порядка вы¬
ше второго уже не гарантируется, что будет обеспечиваться стабильность для
модулятора
1010101010101010...
8/16
1000
10 10 10 10 10 10 10 11...
9/16
1001
Повторяется через
каждые 16 отсчетов

536 Глава 6. Преобразователи
Помехи при входном сигнале с напряжением ОВ
Рис. 6-97. Паразитные помехи на выходе сигма-дельта модулятора первого порядка (сигнал
на выходе модулятора)
Помехи при входном сигнале с напряжением О В
Помехи при входном сигнале с постояным напряжением
Рис. 6-98. Паразитные помехи на выходе сигма-дельта модулятора второго порядка (сигнал
на выходе модулятора)
всех возможных входных сигналов. Нестабильность вызвана тем, что компара¬
тор является нелинейным элементом, чей эффективный «коэффициент усиления»
изменяется обратно пропорционально уровню входного сигнала. Под влиянием
подобной нестабильности может возникать следующее поведение: если в процес¬
се нормальной работы схемы на нее вдруг подается входной сигнал с высоким
уровнем, то схема может оказаться в состоянии перегрузки, и средний коэф¬
фициент усиления компаратора уменьшится. В линейной модели уменьшение
коэффициента усиления компаратора приводит к возникновению нестабильно¬
сти схемы. Даже если сигнал с высоким уровнем перестает присутствовать
на входе, подобная нестабильность не исчезает. На практике в схеме сразу после
начала работы будут существовать колебательные процессы, вызванные пере¬
ходными токами при включении питания. В качестве примера можно привести
двухканальный аудиоАЦП AD1879, который был представлен компанией Analog
Devices в начале 1994 года, — в этом АЦП использовалась схема пятого порядка.
В этом и подобных проектах, использующих схемы высокого порядка, необхо¬
димо принимать специальные меры по нелинейной стабилизации схемы
Многобитные сигма-дельта преобразователи
До настоящего момента мы рассматривали только такие сигма-дельта преобра¬
зователи, в которых используется АЦП с разрешением один бит (т. е. компара¬
тор) и ЦАП также с разрешением один бит (то есть ключ). На рисунке 6-99
показывается многоразрядный сигма-дельта АЦП, в котором используется па¬

6-3. Сигма-дельта АЦП 537
раллельный (flash) АЦП с разрядностью п и ЦАП с разрядностью п. Очевидно,
что при одинаковом значении коэффициента передискретизации и том же по¬
рядке фильтра, используемого в схеме, такая многоразрядная архитектура будет
обеспечивать больший динамический диапазон. Также упрощается задача ста¬
билизации схемы, так как обычно можно использовать схемы второго порядка.
Также менее упорядоченными становятся помехи типа idling patterns, благодаря
чему их воздействие становится менее заметным.
ностью п бит
Рис. 6-99. Многоразрядный сигма-дельта АЦП
Серьезным недостатком данного метода является то, что линейность схемы
зависит от линейности ЦАП, и для того, чтобы добиться 16-разрядного разреше¬
ния, необходимо выполнять лазерную подстройку тонкопленочных резисторов.
По этой причине многоразрядная архитектура не очень удобна для реализации
на тех микросхемах для работы со смешанными сигналами, в которых использу¬
ются традиционные двоичные методы для цифро-аналогового преобразования.
Однако при использовании архитектуры ЦАП с полным декодированием (ful¬
ly decoded thermometer DAC) и благодаря специализированным методам обра¬
ботки данных, можно и для многоразрядной архитектуры добиться высоко¬
го соотношения сигнал/шум и обеспечить низкий уровень искажений. Приме¬
рами могут служить многие из выпускаемых компанией Analog Devices АЦП
и ЦАП, предназначенные для аудиоприложений, включая 24-разрядный стерео-
АЦП AD1871 (см. ссылки [27] и [28]). Упрощенная блок-схема аналого-цифрового
преобразователя AD1871 показана на рис. 6-100.
В аналого-цифровом преобразователе AD1871 секция аналогового сигма-дельта
модулятора состоит из многоразрядной схемы второго порядка, которая для
обеспечения более высоких характеристик использует специализированную тех¬
нологию компании Analog Devices. Как показано на рис. 6-101, сигнал с двух
блоков аналоговых интеграторов подается на параллельный (flash) АЦП, кото¬
рый создает результаты с разрядностью, превышающей единицу.
Сигнал на выходе конвейерного АЦП, для которого используется кодиро¬
вание по так называемому методу «thermometer encoding», при передаче да¬
лее на секции фильтра декодируется в двоичную форму и затем кодируется
(scrambled) для передачи по контуру обратной связи на две схемы интеграто-

538 Глава 6. Преобразователи
CAPL N CAPL Р	AVDD	DVD D	ODVDD
CASC
LRCLK
BCLK
DOUT
DIN
RESET
MCLK
CLATCH/(M/S)
CCLK/(256/512)
CIN/(DF1)
COUT/(DFO)
XCTRL
Рис. 6-100. Многоразрядный сигма-дельта АЦП (24-разрядный стерео-аудио АЦП AD1871,
96 kSPS)
!|
Q £
£ СО
s е
2 р
го го
ГОЮ I
— го то
Ь О. у
Д ю
О о
в
Преобразование
термометрического
кодирования в
двоичное кодирование
обратной связи
л ^
g?
Ss
со то
0 £
.0 ю
со .
о S-
Рис. 6-101. Подробное рассмотрение модулятора второго порядка и скремблера данных
AD1871
ров. Модулятор оптимизирован для работы с частотой дискретизации, равной
6,144 МГц (что соответствует коэффициенту передискретизации 128 при ча¬
стоте дискретизации, равной 48 кГц, для частоты дискретизации 96 кГц коэф¬
фициент передискретизации будет равен 64). Динамический диапазон сигнала
с А-взвешиванием в случае AD1871 обычно равен 105 дБ.
Методы реализации цифровых фильтров
Цифровой фильтр является неотъемлемой частью всех сигма-дельта АЦП — от
его использования просто нельзя отказаться. В некоторых приложениях, осо¬
бенно при использовании сигма-дельта АЦП в режиме с мультиплексированием

6-3. Сигма-дельта АЦП 539
каналов, важное значение имеет время установления для подобного фильтра. Ес¬
ли в соседних каналах на вход подаются различные уровни напряжения, то при
переключении каналов сигнал с выхода мультиплексора может изменяться мгно¬
венно, т. е. изменение напряжения на входе АЦП будет носить импульсный ха¬
рактер. В действительности при переключении каналов размах такого импульса
на входе сигма-дельта АЦП может быть равен полному диапазону изменения
сигнала. Следовательно, в таких приложениях должно обеспечиваться соответ¬
ствующее время установления для цифрового фильтра. Это не означает, что
запрещается использовать сигма-дельта АЦП в приложениях с мультиплескиро-
ванием каналов, необходимо только проектировать цифровые фильтры с учетом
времени установления. Некоторые современные сигма-дельта АЦП специально
оптимизируются для работы в подобных приложениях.
Например, у AD1871 групповая задержка при прохождении через цифровой
фильтр составляет 910 мкс при частоте дискретизации 48 кГц и 460 мкс при
частоте дискретизации 96 кГц — именно такой интервал времени необходим
для ступенчатого импульса, чтобы пройти через половину из каскадов (taps)
цифрового фильтра. Таким образом, полное время установления определяется
как удвоенное время групповой задержки. В обоих этих случаях передискре¬
тизация входного сигнала осуществляется с частотой 6,144 MSPS. Амплитудно-
частотная характеристика для фильтра, используемого в аналого-цифровом пре¬
образователе AD1871, показывается на рис. 6-102.
Рис. 6-102. АЧХ для цифрового
фильтра, используемого в составе 24-
разрядного стерео- сигма-дельта АЦП
с частотой дискретизации 96 kSPS
Частота нормализована относительно
частоты дискретизации fs
В прочих приложениях, например, при измерении низкочастотных сигналов,
где используются сигма-дельта АЦП с высоким разрешением (например, серия
AD77xx с разрядностью 24 бита), могут использоваться цифровые фильтры дру¬
гих типов. Например, часто используется фильтр SINC'*, у которого нули имеют
частоту, кратную частоте дискретизации сигнала. При частоте дискретизации
10 Гц создаются нули на частотах 50 и 60 Гц, что позволяет подавить влияние
помех со стороны сети электропитания. На рис. 6-103 показывается амплитудно-
частотная характеристика для типичного представителя сигма-дельта АЦП —
микросхемы AD7730.

540 Глава 6. Преобразователи
Рис. 6-103. Амплитудно-ча¬
стотная характеристика ци¬
фрового фильтра, используе¬
мого в микросхеме AD7730
Измерения с высоким разрешением при помощи
сигма-дельта АЦП
Чтобы лучше понять методы измерений с помощью сигма-дельта АЦП и оценить
всю мощь данного метода, давайте более подробно рассмотрим один из совре¬
менных АЦП данного семейства, а именно AD7730. Аналого-цифровой преобра¬
зователь AD7730 относится к семейству AD77xx, его схема показана на рис. 6-104.
АЦП специально разрабатывался для непосредственного подключения к выхо¬
дам мостовых датчиков, используемых в различных электронных весах. Микро¬
схема способна обрабатывать сигналы с малым уровнем, которые поступают
непосредственно от мостовых датчиков, и выдает цифровые результаты в по¬
следовательном формате. АЦП содержит два дифференциальных входа, сигналы
с которых мультиплексируются, буферизуются и поступают на вход усилителя
с программируемым коэффициентом усиления (PGA). Усилитель PGA может
программироваться для работы в одном из четырех диапазонов измерения ана¬
логового сигнала (однополярного): от О В до +10 мВ, от 0 В до +20 мВ, от
0 В до +40 мВ и от 0 В до +80 мВ. Также могут использоваться четыре диа¬
пазона измерения для дифференциальных сигналов: ±10 мВ, ±20 мВ, ±40 мВ и
±80 мВ.
Максимальное разрешение для сигнала с максимальным уровнем, свобод¬
ным от шумов, которое способен обеспечить данный преобразователь, — это
1/230000, или приблизительно 18 бит. Следует заметить, что разрешение для
свободного от шумов сигнала зависит от диапазона входного напряжения, ча¬
стоты среза фильтра и от скорости, с которой выдаются цифровые результаты.
Уровень шума будет выше при уменьшении диапазона измерения входного сиг¬
нала, что соответствует высоким значениям программируемого коэффициента

6-3. Сигма-дельта АЦП 541
усиления. Также шум будет увеличиваться при более высоких частотах среза для
цифрового фильтра и при увеличении скорости выходных данных.
STANDBY SYNC
Z О
y: *
_i _i
о о
2 s
о 	 о
ю CS DIN а
Рис. 6-104. АЦП AD7730, предназначенный для использования в мостовой схеме
с однополярным питанием
Для аналоговых входов используется буферизация, что обеспечивает доста¬
точно высокий входной импеданс. Оба аналоговых входных канала являются
дифференциальными, при этом диапазон синфазного напряжения составляет
1,2 В относительно аналоговой земли (AGND) и 0,95 В относительно аналогово¬
го напряжения питания (AVdd)- Вход для опорного напряжения также является
дифференциальным, а диапазон для синфазного опорного напряжения составля¬
ет от AGND до AVdd-

542 Глава 6. Преобразователи
ЦАП разрядностью 6 бит управляется при помощи встроенных регистров и
способен вычитать из диапазона аналогового входного сигнала значения TARE
(вес упаковки) до ±80 мВ. Разрешение функции TARE составляет 1,25 мВ при
опорном напряжении, равном ±2,5 В, и 2,5 мВ при опорном напряжении ±5 В.
Сигнал с выхода усилителя PGA подается на сигма-дельта модулятор и за¬
тем на программируемый цифровой фильтр. Последовательный цифровой интер¬
фейс может программироваться для работы с тремя линиями передачи данных и
сигналов управления, этот интерфейс совместим с многими из микроконтролле¬
ров и процессоров цифровой обработки сигналов. Микросхема AD7730 поддер¬
живает функции самостоятельной калибровки и калибровки в составе системы,
она обладает температурным дрейфом менее 5 нВ/°С, температурный дрейф
для коэффициента усиления не превышает 2 ррт/°С. Малый дрейф обеспечи¬
вается благодаря использованию режима стабилизации (chop mode), который ана¬
логичен режиму, используемому в усилителях, стабилизированных прерываниями.
Частота передискретизации для AD7730 составляет 4,9152 МГц, частота вы¬
дачи цифровых результатов может изменяться от 50 Гц до 1200 Гц. Точность
для выходного сигнала АЦП зависит от частоты выдачи результатов, как это
показано на таблицах I и II (см. рис. 6-105). Эти данные относятся к микросхеме
AD7730. Заметим, что точность выходных данных также определяется коэффи¬
циентом усиления для усилителя PGA.
Это можно достаточно просто понять. Квантование выполняется на часто¬
те, соответствующей частоте основного тактового сигнала — 4,9152 МГц. Если
увеличить скорость выдачи результатов, то останется меньше времени на вы¬
полнение фильтрации, и будет увеличиваться уровень шумов. Уровень шумов
также будет увеличиваться и при увеличении коэффициента усиления.
Хотя разрядность цифрового слова на выходе АЦП составляет 24 бита, невоз¬
можно получить на выходе постоянное значение с разрядностью 24 бита, даже
если заземлить входы. Как можно увидеть из табл. I, максимальная точность
для сигнала с максимально возможной амплитудой будет составлять примерно
18 бит. Здесь можно использовать и другой параметр для измерения точности:
это количество отсчетов, в которых отсутствует влияние шума. Для ADC7730
этот параметр равен 230000.
В качестве источника тактовых сигналов может использоваться внешний
тактовый сигнал, или же можно подключить к выводам MCLK IN и MCLK OUT
кварцевый генератор.
Микросхема AD7730 способна работать с входными сигналами, которые по¬
ступают непосредственно от мостовой схемы, возбуждаемой постоянным напря¬
жением. Также возможно обрабатывать и сигналы от мостовой схемы, которая
возбуждается переменным напряжением, в этом случае необходимо использовать
соответствующие тактовые сигналы от схемы возбуждения (АСХ и ~АСХ). Это
неперекрывающиеся между собой тактовые сигналы, которые используются для
управления внешними ключами, с помощью которых на мостовую схему подает¬
ся напряжение. Тактовые сигналы АСХ демодулируются на входе в микросхему
AD7730.
Микросхема AD7730 содержит два генератора постоянного тока (100 нА),
один из которых подает ток от шины AVdd на Аш(±), второй — пропускает

6-3. Сигма-дельта АЦП 543
Таблица I. Уровень шума в цифровых результатах в зависимости от диапазо¬
на измерения входного сигнала и от частоты выдачи результатов (СНР=1).
Приводится типичное среднеквадратичное значение шума, выраженное в нВ
Частота
выдачи
результа¬
тов
Частота
среза
(-3 дБ)
Значение
регистра
SF
Время
установ¬
ления
в нор¬
мальном
режиме
Время
установ¬
ления
в уско¬
ренном
режиме
Диапазон
входного
сигнала:
±80 мВ
Диапазон
входного
сигнала:
±40 мВ
Диапазон
входного
сигнала:
±20 мВ
Диапазон
входного
сигнала:
±10 мВ
50 Гц
1,97 Гц
2048
460 мс
60 мс
115
75
55
40
100 Гц
3,95 Гц
1024
230 мс
30 мс
155
105
75
60
150 Гц
5,92 Гц
683
153 мс
20 мс
200
135
95
70
200 Гц
7,9 Гц
512
115 мс
15 мс
225
145
100
80
400 Гц
15,8 Гц
256
57,5 мс
7,5 мс
335
225
160
110
Таблица II. Разрешение для максимального уровня входного сигнала в за¬
висимости от диапазона измерения входного сигнала и от частоты выдачи
результатов (СНР=1). Приводится значение, выраженное в отсчетах (битах)
Частота
выдачи
результа¬
тов
Частота
среза
(-3 дБ)
Значение
регистра
SF
Время
установ¬
ления
в нор¬
мальном
режиме
Время
установ¬
ления
в уско¬
ренном
режиме
Диапазон
входного
сигнала:
±80 мВ
Диапазон
входного
сигнала:
±40 мВ
Диапазон
входного
сигнала:
±20 мВ
Диапазон
входного
сигнала:
±10 мВ
50 Гц
1,97 Гц
2048
460 мс
60 мс
230000
(18)
175 000
(17,5)
120 000
(17)
80 000
(16,5)
100 Гц
3,95 Гц
1024
230 мс
30 мс
170 000
(17,5)
125 000
(17)
90000
(16,5)
55000
(16)
150 Гц
5,92 Гц
683
153 мс
20 мс
130 000
(17)
100 000
(16,5)
70 000
(16)
45 000
(15,5)
200 Гц
7,9 Гц
512
115 мс
15 мс
120 000
(17)
90000
(16,5)
65 000
(16)
40 000
(15,5)
400 Гц
15,8 Гц
256
57,5 мс
7,5 мс
80 000
(16,5)
55 000
(16)
40 000
(15,5)
30 000
(15)
Рис. 6-105. Разрешение AD7730 в зависимости от частоты выдачи результатов и
коэффициента усиления
ток от Ацу(—) на AGND. Эти токи могут переключаться на выбранную пару
аналоговых входов с помощью соответствующего бита, расположенного в реги¬
стре выбора рабочего режима. Данные токи могут использоваться для проверки
работоспособности мостового датчика перед тем, как приступать к выполнению
непосредственных измерений. Если при подаче этих токов мы получаем на вхо¬
де максимальное возможное значение для входного сигнала, то произошел обрыв
в цепи датчика. Если же при включенном токе мы получаем на входе О В, то в
цепи датчика произошло короткое замыкание. В нормальном рабочем режиме
при выполнении измерений эти токи отключаются, для этого соответствующий
бит в регистре выбора рабочего режима необходимо установить равным 0.
Аналого-цифровой преобразователь AD7730 содержит программируемый ци¬
фровой фильтр. Фильтр состоит из двух секций: фильтра первой ступени и
фильтра второй ступени. Фильтр первой ступени представляет собой низко¬

544 Глава 6. Преобразователи
частотный ятс3-фильтр, для которого можно программировать частоту среза
и частоту выдачи результатов. Фильтр второй ступени может работать в од¬
ном из трех режимов: в нормальном режиме этот фильтр работает как 22 —
каскадный фильтр с конечной импульсной характеристикой (КИХ), который
обрабатывает результаты, полученные от фильтра первой ступени. При обнару¬
жении импульсного изменения на аналоговом входе фильтр переходит во второй
рабочий режим (FASTStepIM), где на протяжении некоторого интервала вре¬
мени после появления импульса на аналоговом входе выполняется переменное
количество усреднений. После этого фильтр второй ступени вновь возвращает¬
ся в режим КИХ-фильтра. Третьим возможным режимом для фильтра второй
ступени является его отключение (SKIP mode), после чего этот фильтр не участ¬
вует в обработке сигнала, и вся фильтрация в микросхеме AD7730 производится
исключительно фильтром первой ступени. Режимы FASTStep и SKIP включают¬
ся и отключаются при помощи соответствующих битов в регистре управления.
Вновь необходимо указать, что использование этих режимов оказывает влияние
на точность аналого-цифрового преобразования.
Рис. 6-106. Амплитудно-частотная характеристика для цифрового фильтра, используемого
в AD7730
На рис. 6-106 показывается полная амплитудно-частотная характеристика
для AD7730, когда фильтр второй ступени работает в нормальном режиме КИХ-
фильтра. Также активирован режим стабилизации (chop mode), частота выдачи
цифровых результатов составляет 200 Гц, а тактовая частота равна 4,9152 МГц.
Амплитудно-частотная характеристика показана для диапазона частот от 0 Гц
до 100 Гц. На частотах 50 ± 1 Гц и 60 ± 1 Гц подавление превышает 88 дБ.
На рис. 6-107 показывается отклик на ступенчатое изменение для AD7730
при включенном и отключенном режиме FASTStep. По вертикальной оси пока¬

6-3. Сигма-дельта АЦП 545
зывается соответствующий цифровой код, он помогает понять реакцию АЦП
на ступенчатое изменение уровня на аналоговом входе. По горизонтальной оси
показывается количество результатов на выходе, в течение которых происходит
установление. Время подачи ступенчатого импульса соответствует 5-му отсчету
по горизонтальной оси.
Рис. 6-107. Время установления цифрового фильтра в АЦП AD7730 для включенного и
отключенного режима FASTStep
При работе в нормальном режиме (функция FASTStep отключена) выходной
сигнал не стабилизируется до появления 23-го отсчета. Если же включены режим
FASTStep и режим стабилизации (chopping), то сигнал на выходе АЦП успевает
стабилизироваться уже к 7-му отсчету. При использовании FASTStep отсчеты
между 7 и 23 соответствуют действительным результатам, однако по сравнению
с результатами, полученными при работе в нормальном режиме, они обладают
повышенным уровнем шумов.
Сначала уровень шума сравним с тем уровнем, который характерен для ре¬
жима SKIP, однако вместе с усреднением уровень шума падает, и в результате
мы получаем уровень шума, который специфицирован для данного АЦП. Полное
время установления, которое необходимо для возврата к нормальному уровню
шумов, оказывается одинаковым для режима FASTStep и для нормального ре¬
жима. Однако режим FASTStep намного ранее сообщает информацию о том,
в каком направлении изменяется сигнал и каково будет его новое значение. Эта
функция очень полезна в различных электронных весах, так как результаты
можно получить значительно раньше. Также режим FASTStep может приме¬
няться в тех устройствах, где сканируется несколько входных каналов, — тогда
нет необходимости ждать на протяжении всего интервала установления, чтобы
заметить, что изменился входной сигнал для одного из каналов.
18—1277

546 Глава 6. Преобразователи
Однако следует заметить, что режим FASTStep не походит для устройств
с мультиплексированием каналов, это связано с появлением дополнительных шу¬
мов во время установления сигнала.
\ +5V I +5V/+3V
АѴ
DD DVdd
+VREF
+А|м
AD7730
ADC
A|N
24 bits
VREF
AGND DGND
Рис. 6-108. Использование АЦП AD7730 для измерения сигналов с мостовых схем
(упрощенная схема)
В устройствах с мультиплексированием каналов измерения при переключе¬
нии на новый канал необходимо обеспечить полный интервал времени устано¬
вления для выходного сигнала (23 отсчета). Это фундаментальный принцип при
использовании сигма-дельта АЦП в приложениях с мультиплексированием вход¬
ных каналов. Не существует никаких причин отказываться от использования
АЦП данного типа, необходимо только обеспечить достаточное время для уста¬
новления цифрового фильтра после переключения входных сигналов.
Микросхема AD7730 обеспечивает возможность доступа к внутренним ре¬
гистрам, в которых хранятся калибровочные данные. Это позволяет внешнему
микропроцессору считать данные о калибровке и записать собственные калибро¬
вочные коэффициенты, которые могут храниться во внешней памяти E2PROM.
Все это обеспечивает гораздо большие возможности для микропроцессора при
проведении процедуры калибровки AD7730. Также это позволяет выполнить
проверку правильности выполнения калибровки, для этого следует сравнить ко¬
эффициенты, хранящиеся в АЦП, с теми значениями, которые записаны в память
E2PROM. Так как калибровочные коэффициенты определяются на основании
измерений, когда на вход подается напряжение с известным уровнем, точность
калибровки не может превышать уровень шумов, которые имеются в нормальном
рабочем режиме. Чтобы повысить точность калибровки, рекомендуется прово¬
дить ее при минимальной частоте выдачи цифровых результатов, так как при
этом обеспечивается наименьший уровень шума. Коэффициенты, полученные
при заданной частоте выдачи результатов, будут действительны для всех ча¬
стот выдачи результатов. Подобная схема калибровки при наименьшей частоте
результатов приводит к тому, что увеличивается время проведения калибровки.

6-3. Сигма-дельта АЦП 547
Для AD7730 необходимо использовать внешний источник опорного напряже¬
ния, однако в мостовых схемах с масштабируемым уровнем сигнала в качестве
опорного напряжения можно использовать напряжение питания (см. рис. 6-108).
В подобной конфигурации напряжение на выходе моста будет прямо пропорци¬
онально напряжению, которое используется для возбуждения мостовой схемы.
Это же напряжение будет использоваться в качестве опорного напряжения для
AD7730. При этом колебания напряжения не будут влиять на точность резуль¬
татов. В качестве опорных напряжений используются выходы SENSE мостовой
схемы, это делается с целью избавиться от ошибок, вызванных падением напря¬
жения на соединительных проводах.
Полосовые сигма-дельта преобразователи
Все сигма-дельта АЦП, которые мы рассматривали до настоящего момента, ис¬
пользовали интеграторы, в виде которых выступали фильтры низких частот
с полосой пропускания от 0 Гц. Для них шум квантования выходил за пределы по¬
лосы пропускания. В настоящее время большинство коммерческих сигма-дельта
АЦП используют именно такую архитектуру, однако некоторые из них, предна¬
значенные для использования в телекоммуникационных или аудиоприложениях,
вместо фильтра низких частот используют полосовой фильтр. Это делается
с целью устранить в системе смещение с постоянным уровнем. Однако не суще¬
ствует никаких обязательных условий, согласно которым в качестве фильтров
для сигма-дельта модуляторов обязательно должны использоваться фильтры
низких частот. Причиной широкого распространения ФНЧ является то, что
изначально АЦП предназначались для работы в основной полосе пропускания
сигнала, а также то, что интеграторы проще сконструировать по сравнению
с полосовыми фильтрами. Если, как показано на рис. 6-109, заменить в сигма-
дельта АЦП интеграторы на полосовые фильтры, то шум квантования сместится
в области с меньшей и более высокой частотой, благодаря чему полоса пропуска¬
ния останется практически свободна от воздействия шумов (см. ссылки [31-33]).
Если затем запрограммировать цифровой фильтр таким образом, чтобы его по¬
лоса пропускания лежала в этой области частот, то мы получаем сигма-дельта
АЦП с характеристиками, близкими не к фильтру низких частот, а к полосово¬
му фильтру. Подобные компоненты могут найти применение в непосредственном
преобразовании промежуточных частот в цифровую форму, в цифровых радио¬
приемниках, в ультразвуковом оборудовании и в других приложениях, где ис¬
пользуется субдискретизация. Однако модулятор и цифровой полосовой фильтр
должны проектироваться для определенного набора частот, необходимого в дан¬
ном приложении, что несколько ограничивает универсальность данного подхода.
В приложениях с су б дискретизацией, в которых используются полосовые сиг¬
ма-дельта АЦП, минимальная частота дискретизации должна по крайней мере
вдвое превышать полосу пропускания сигнала (BW). Сигнал располагается сим¬
метрично относительно частоты несущей fo В статье [102] можно найти описа¬
ние типичного цифрового радиоприемного устройства, в котором используется
центральная частота 455 кГц, а полоса пропускания сигнала равна 10 кГц. При
использовании передискретизации с частотой Kfs = 2 MSPS удается обеспечить
динамический диапазон 80 дБ в полосе пропускания сигнала, при этом частота
выдачи результатов составляет f$ = 20 KSPS.

548 Глава 6. Преобразователи
Другим примером микросхемы, в которой используется полосовой фильтр,
может служить микросхема AD9870 IF Digitizing Subsystem (Подсистема дискре¬
тизации сигналов с промежуточной частотой), в которой номинальная частота
передискретизации составляет 18 MSPS, центральная частота равна 2,25 МГц,
а полоса пропускания сигнала составляет 10-150 кГц (подробно см. [32]).
АЦП
Сигма-дельта ЦАП
Сигма-дельта ЦАП по принципу своей работы очень схожи с сигма-дельта АЦП,
однако в цифро-аналоговых преобразователях функция формирования шума (noise
shaping) выполняется цифровым, а не аналоговым модулятором.
Сигма-дельта ЦАП, в отличие от АЦП, является в основном цифровой ми¬
кросхемой (см. рис. 6-100 (А)). Такой ЦАП содержит интерполирующий фильтр
(цифровая схема, которая принимает данные на достаточно низкой скорости,
добавляет нули, тем самым увеличивая скорость, затем применяет алгоритм
цифровой фильтрации и выдает данные уже на более высокой скорости), сигма-
дельта модулятор (который действует как низкочастотный фильтр по отно¬
шению к сигналу, однако по отношению к шумам квантования он выступает
в качестве фильтра высоких частот, а также отвечает за преобразование по¬
лученных результатов в последовательный поток битов, которые передаются
с высокой скоростью), а также 1-разрядный ЦАП, выходные ключи которого
переключаются между положительным и отрицательным опорными напряжениями.
Для выходного сигнала выполняется фильтрация при помощи внешнего ана¬
логового ФНЧ. Так как частота передискретизации достаточно высока, то слож¬
ность конструирования подобного ФНЧ значительно ниже, чем при традицион¬
ном использовании для обработки сигнала в полосе Найквиста.

6-3. Сигма-дельта АЦП 549
Одиночный разряд
^ ^ Передача	Передача	Передача	Аналоговый сигнал
Рис. 6-110. Сигма-дельта ЦАП
Сигма-дельта ЦАП могут использовать и более высокую разрядность, в этом
случае говорят о многоразрядной архитектуре, которая показана на рис. 6-110 (В).
Данная схема схожа с интерполирующим ЦАП, который мы обсуждали ранее
в данной главе, однако здесь добавляется сигма-дельта модулятор. Ранее по¬
добные ЦАП было достаточно сложно изготавливать по причине требований
к точности, которые предъявлялись к встроенному п-разрядному ЦАП (такой
ЦАП, хотя и обладает небольшой разрядностью п, должен обеспечивать линей¬
ность, соответствующую полной разрядности N).
Исключением является семейство аудиоЦАП AD185x, в которых использует¬
ся специализированный метод кодирования данных — скремблирование. Данный
метод позволяет решить указанную выше проблему и обеспечивает превосход¬
ные характеристики по отношению ко всем параметрам, представляющим ин¬
терес в аудиоприложениях (ссылки [27] и [28]). Например, микросхема AD1853
(двухканальный ЦАП с разрядностью 24 бита и частотой 92 kSPS) обеспечивает
полный коэффициент нелинейных искажений (с учетом шума — THD+N) более
104 дБ при частоте дискретизации, равной 48 KSPS.
Одним из последних пополнений в составе данного семейства является AD1955 —
это многоразрядный сигма-дельта АЦП, предназначенный для использования
в аудиоприложениях (см. рис. 6-111). В AD1955 также используется метод непо¬
средственного кодирования данных, микросхема поддерживает многочисленные
форматы аудио, используемые в DVD, и обеспечивает самые многообразные
настройки для последовательного порта передачи данных. Типичное значение
коэффициента нелинейных искажений с учетом шума (THD+N) ПО дБ.

550 Глава 6. Преобразователи
Вход основного
тактового сигнала
Вход для
управляющих данных
Вход битового
потока DSD
	с
г
г
	с
?
3
Г
Автоматический
делитель частоты
тактового сигнала
Интерфейс SPI
Последовательный
интерфейс
для передачи
		данных
аны!
Схема
цифрового
фильтра
Кодирование
после фор¬
мирования шума
г
Интер(
для ра
с внеи
Филы
£ейс
боты
JHHM
ром
i
г
Схема
выборки/
хранения
я
г
Многоразрядный
сигма-дельта
модулятор
ЦАП
ЦАП
Источник
опорного
напряжения
L-CH
R-CH
Дифференциальный
токовый выход
о s
Я 1
а?
-ѳ-і
s
=г го
5 ^
II
со s
О Сброс
Q Отключение
звука
-О Вход для
аналогового
источника
питания
-xj) Флаги
нулевого
сигнала
±
5
Рис. 6-111. AD1955: многоразрядный сигма-дельта ЦАП, предназначенный для
аудиоприложений
Заключение
Сигма-дельта АЦП и ЦАП получили широкое распространении во многих совре¬
менных приложениях, таких как измерительные системы, обработка голосовых
сигналов и аудио и т. д. Данный метод в полной мере использует все преимуще¬
ства недорогих технологических процессов CMOS, что также упрощает интегра¬
цию цифровых функций, таких как цифровая обработка сигналов. На настоящий
момент достигнуто разрешение в 24 бита, благодаря использованию передискре¬
тизации значительно смягчаются требования к фильтрам, используемым для
борьбы с алиасингом и для подавления зеркальных компонентов. Современные
методы, такие как многоразрядные архитектуры с кодированием данных, позво¬

6-3. Сигма-дельта АЦП 55 I
ляют избавиться от таких проблем, как присутствие паразитных составляющих
(idle tones), которые доставляли массу проблем на начальном этапе развития
сигма-дельта преобразователей.
Большинство сигма-дельта преобразователей предоставляют самые широ¬
кие возможности по программированию собственных параметров, включая про¬
граммирование скорости выдачи результатов, параметров цифрового фильтра,
также поддерживается режим самостоятельной калибровки. Для использования
в составе систем сбора данных сегодня выпускаются многоканальные сигма-
дельта АЦП, и большинство пользователей уже обладает достаточными зна¬
ниями в отношении требований к времени установления цифровых фильтров,
используемых в подобных приложениях.
Ссылки по теме: сигма-дельта преобразователи
1.	М. W. Hauser, «Principles of Oversampling A/D Conversion», Journal Audio
Engineering Society, Vol. 39, No. 1/2, January/December, 1991, pp. 3-26.
(One of the best tutorials and practical discussionsof the sigma-delta ADC ar¬
chitecture and its history.)
2.	E. M. Deloraine, S. Van Mierlo, and B. Derjavitch, «Methode et systeme de
transmission par impulsions», French Patent 932,140, issued August, 1946.
Also British Patent 627,262, issued 1949.
3.	E. M. Deloraine, S. Van Mierlo, and B. Derjavitch, «Communication System Uti¬
lizing Constant Amplitude Pulses of Opposite Polarities», US Patent 2,629,857,
fi led, October 8, 1947, issued February 24, 1953.
4.	F. de Jager, «Delta Modulation: A Method of PCM Transmission Using the One
Unit Code», Phillips Research Reports, Vol. 7, 1952, pp. 542-546. (Addi¬
tional work done on delta modulation during the same time period.)
5.	H. Van de Weg, «Quantizing Noise of a Single Integration Delta Modulation
System with an N-Digit Code», Phillips Research Reports, Vol. 8, 1953,
pp. 367-385. (Additional work done on delta modulation during the same time
period.)
6.	С. C. Cutler, «Differential Quantization of Communication Signals», US Patent
2,605,361, filed, June 29, 1950, issued July 29, 1952. (Recognized as the fi rst
patent on differential PCM or delta modulation, although actually fi rst invented
in the Paris labs of the International Telephone and Telegraph Corporation by
E. M. Deloraine, S. Mierlo and B. Derjavitch a few years earlier.)
7.	С. C. Cutler, «Transmission Systems Employing Quantization», US Patent
2,927,962, filed, April 26,1954, issued March 8,1960. (A ground-breaking patent
describing oversampling and noise shaping using fi rst and second-order loops
to increase effective resolution. The goal was transmission of oversampled noise
shaped PCM data without decimation, not a Nyquist-type ADC.)

Глава 6. Преобразователи
8.	С. В. Brahm, «Feedback Integrating System», US Patent 3,192,371, fi led,
September 14, 1961, issued June 29, 1965. (Describes a second-order multibit
oversampling noise shaping ADC.)
9.	H. Inose, Y. Yasuda, and J. Murakami, «A Telemetering System by Code Modu¬
lation: A — £ Modulation», IRE Transactions on Space Electronics Teleme¬
try, Vol. SET-8, September, 1962, pp. 204-209, Reprinted in N. S. Jayant,
Waveform Quantization and Coding, IEEE Press and John Wiley, 1976, IS¬
BN 0-471-01970-4. (An elaboration on the 1-bit form of Cutler’s noise-shaping
oversampling concept. This work coined the description of the architecture as
«delta-sigma modulation».)
10.	H. Inose and Y. Yasuda, «A Unity Bit Coding Method by Negative Feedback»,
IEEE Proceedings, Vol. 51, November, 1963, pp. 1524-1535. (Further discus¬
sions on their 1-bit «delta-sigma» concept.)
11.	D. J. Goodman, «The Application of Delta Modulation of Analog-to-PCM En¬
coding», Bell System Technical Journal, Vol. 48, February, 1969, pp. 321-
343, Reprinted in N. S. Jayant, Waveform Quantization and Coding, IEEE
Press and John Wiley, 1976, ISBN 0-471-01970-4. (The first description of us¬
ing oversampling and noise shaping techniques followed by digital filtering and
decimation to produce a true Nyquist-rate ADC.)
12.	J. C. Candy, «A Use of Limit Cycle Oscillations to Obtain Robust Analog-to-
Digital Converters», IEEE Transactions on Communications, Vol. COM-
22, December, 1974, pp. 298-305. (Describes a multibit oversampling noise
shaping ADC with output digital filtering and decimation to interpolate between
the quantization levels.)
13.	R. J. van de Plassche, «A Sigma-Delta Modulator as an A/D Converter», IEEE
Transactions on Circuits and Systems, Vol. CAS-25, July, 1978, pp. 510-
514.
14.	B. A. Wooley and J. L. Henry, «An Integrated Per-Channel PCM Encoder Based
on Interpolation», IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. SC-14, Febru¬
ary, 1979, pp. 14-20. (One of the fi rst allintegrated CMOS sigma-delta ADCs.)
15.	B. A. Wooley et al., «An Integrated Interpolative PCM Decoder», IEEE Jour¬
nal of Solid State Circuits, Vol. SC-14, February, 1979, pp. 20-25.
16.	J. C. Candy, B. A. Wooley, and O. J. Benjamin, «A Voiceband Codec with
Digital Filtering», IEEE Transactions on Communications, Vol. COM-29,
June, 1981, pp. 815-830.
17.	J. C. Candy and G. C. Temes, Oversampling Delta—Sigma Data Convert¬
ers, IEEE Press, Piscataway, NJ, 1992, ISBN 0-87942-258-8.
18.	R. Koch, B. Heise, F. Eckbauer, E. Engelhardt, J. Fisher, and F. Parzefall,
«A 12-bit Sigma-Delta Analog-to-Digital Converter with a 15 MHz Clock Rate»,
IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-21, No. 6, December, 1986.

6-3. Сигма-дельта АЦП 553
19.	D. R. Welland, В. Р. Del Signore, and E. J. Swanson, «A Stereo 16-Bit Delta-
Sigma A/D Converter for Digital Audio», Journal of Audio Engineering
Society, Vol. 37, No. 6, June, 1989, pp. 476-485.
20.	B. Boser and B. Wooley, «The Design of Sigma-Delta Modulation Analog-to-
Digital Converters», IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 23, No. 6,
December, 1988, pp. 1298-1308.
21.	J. Dattorro, A. Charpentier, D. Andreas, The Implementation of a One-Stage
Multirate 64:1 FIR Decimator for use in One-Bit Sigma -Delta A/D Applica¬
tions, AES 7th International Conference, May, 1989.
22.	W. L. Lee and C. G. Sodini, «A Topology for Higher-Order Interpolative Coders»,
ISCAS PROC., 1987.
23.	P. F. Ferguson Jr., A. Ganesan, and R. W. Adams, «OneBit Higher Order
Sigma Delta A/D Converters», ISCAS PROC, Vol. 2, 1990, pp. 890-893.
24.	W. L. Lee, A Novel Higher Order Interpolative Modulator Topology for
High Resolution Oversampling A/D Converters, MIT Masters Thesis,
June, 1987.
25.	R. W. Adams, «Design and Implementation of an Audio 18-Bit Analog-to-
Digital Converter Using Oversampling Techniques», Journal of Audio En¬
gineering Society, Vol. 34, March, 1986, pp. 153-166.
26.	P. Ferguson, Jr., A. Ganesan, R. Adams, et. ah, «An 18-Bit 20-kHz Dual Sigma-
Delta A/D Converter», ISSCC Digest of Technical Papers, February, 1991.
27.	R. Adams, K. Nguyen, and K. Sweetland, «A 113 dB SNR Oversampling DAC
with Segmented Noise-Shaped Scrambling,«ISSCC Digest of Technical Pa¬
pers, Vol. 41, 1998, pp. 62, 63, 413. (Describes a segmented audio DAC with
data scrambling.)
28.	R.W. Adams and T.W. Kwan, «Data-directed Scrambler for Multi-bit Noise¬
shaping D/A Converters», US Patent 5,404,142, fi led, August 5,1993, issued
April 4, 1995. (Describes a segmented audio DAC with data scrambling.)
29.	Y. Matsuya et ah, «A 16-Bit Oversampling A/D Conversion Technology Using
Triple-Integration Noise Shaping», IEEE Journal of Solid-State Circuits,
Vol. SC-22, No. 6, December, 1987, pp. 921-929.
30.	Y. Matsuya et al., «A 17-Bit Oversampling D/A Conversion Technology Using
Multistage Noise Shaping», IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 24,
No. 4, August, 1989, pp. 969-975.
31.	P. H. Gailus, W. J. Turney, and F.R. Yester, Jr., «Method and Arrangement for
a Sigma-Delta Converter for Bandpass Signals», US Patent 4,857,928, fi led,
January 28, 1988, issued August 15, 1989.

554 Глава 6. Преобразователи
32.	S. А. Jantzi, М. Snelgrove, and Р. F. Ferguson Jr., «А 4th-Order Bandpass
Sigma Delta Modulator», IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. 38,
No. 3, March, 1993, pp. 282-291.
33.	P. Hendriks, R. Sclireier, and J. DiPilato, «High Performance Narrowband Re¬
ceiver Design Simplified by IF Digitizing Subsystem in LQFP», Analog Di¬
alogue, Vol. 35, No. 3, June-July, 2001, available at http://www.analog.com
(describes an IF subsystem with a bandpass sigma-delta ADC having a nomi¬
nal oversampling frequency of 18MSPS, a center frequency of 2.25 MHz, and a
bandwidth of 10 kHz-150 kHz).
Раздел 6-4
Определяем характеристики
Чтобы охарактеризовать параметры преобразователя данных, обычно использу¬
ют два набора значений. Наиболее просто их можно разделить на характеристи¬
ки по постоянному напряжению и характеристики по переменному напряжению.
Какие именно характеристики будут вам наиболее интересны, это определяется
особенностями вашего приложения. Характеристики по постоянному напряже¬
нию обычно наиболее важны для низкочастотных приложений. Здесь все из¬
мерения выполняются относительно опорного напряжения. В приложениях, где
измерения осуществляются для сигналов переменного напряжения, нас более ин¬
тересует не абсолютная, а относительная точность. Например, уровень искаже¬
ний всегда измеряется относительно некоего фундаментального сигнала. Хотя
между двумя этими группами параметров не существует прямой связи, мож¬
но понять, что для обеспечения малой нелинейности необходимо иметь хорошие
характеристики по отношению к искажениям. Достаточно редко для преобразо¬
вателя указываются все имеющиеся параметры.
Еще одно, о чем необходимо здесь упомянуть, это разница между разреше¬
нием и точностью. Хотя иногда два этих термина подменяют друг друга, они
обозначают совершенно различные понятия.
Разрешение определяется как количество бит, из которых состоит цифровое
значение, используемое в преобразователе данных. Точность определяет количе¬
ство тех бит из общего количества, которые соответствуют требуемым харак¬
теристикам. Например, у аудиопреобразователя ширина шины данных может
составлять 24 бита, однако соотношение сигнал/шум для этого преобразовате¬
ля может составлять 120 дБ. Это примерно соответствует точности в 20 бит.
И хотя 120 дБ — это совсем неплохо, но все-таки это не точность в 24 разряда.
Необходимо помнить величину допустимого напряжения в вольтах, а так¬
же в битах, для рассматриваемого вами преобразователя данных. Взгляните
на рис. 6-112, где полная амплитуда сигнала предполагается равной 2 В (заме¬
тим, что в таблице приводятся округленные значения).
Сигналы с такой амплитудой достаточно часто встречаются в современных
электронных устройствах, и это стандартное значение уровня линейного аудио¬
сигнала. Вспомним, что нижняя граница точности измерений может определять-

6-5. Статическая передаточная функция для АЦП/ЦАП 555
ся гауссовым шумом в данной системе. Например, для резистора сопротивлением
2,2 кОм при температуре 25 °С тепловой шум (шум Джонсона) будет составлять
600 нВ для полосы пропускания в 10 кГц.
В некоторых системах используется еще меньший диапазон изменения сиг¬
налов. Вспомним, что сигма-дельта АЦП AD7730 способен работать с входными
сигналами, чей полный диапазон может не превышать 10 мВ. Это означает, что
при разрешении в 24 бита младшему значащему биту будет соответствовать на¬
пряжение 596 пВ (0,596 нВ).
Разрешение N
2 N
Напряжение (2В FS)
ppm FS
%FS
дБ FS
2 бита
4
500 мВ
250 000
25
-12
4 бита
16
125 мВ
62 500
6,25
-24
б бит
64
31,2 мВ
15 625
1,56
-36
8 бит
256
7,81 мВ
3 906
0,39
-48
10 бит
1024
1,95 мВ
977
0,098
-60
12 бит
4096
488 мкВ
244
0,024
-72
14 бит
16384
122 мкВ
61
0,0061
-84
16 бит
65536
30,5 мкВ
15
0,0015
-96
18 бит
262144
7,62 мкВ
4
0,0004
-108
20 бит
1048576
1,9 мкВ
1
0,0001
-120
22 бита
4194304
476 нВ
0,24
0,000024
-132
24 бита
16777216
119 нВ
0,06
0,000006
-144
Рис. 6-112. Значение величины младшего разряда (LSB)
при напряжении полной шкалы 2 В
Раздел 6~5
Статическая передаточная функция для АЦП/ЦАП и ошибки
по постоянному напряжению
В преобразователях данных существует четыре основных вида ошибок по посто¬
янному напряжению (DC errors): ошибка смещения (offset error), ошибка коэф¬
фициента усиления (gain error), а также две ошибки, связанные с линейностью
преобразователя (дифференциальная и интегральная). Ошибки смещения и ко¬
эффициента усиления аналогичны тем же ошибкам для усилителей, на рис. 6-113
они показываются для биполярного входного сигнала. В однополярных усилите¬
лях и преобразователях данных ошибка смещения идентична ошибке при нулевом
уровне сигнала, однако в биполярных устройствах эти ошибки имеют различный
смысл.
Как для АЦП, так и для ЦАП передаточная характеристика может быть
выражена в следующем виде: D = К + GA, где D — цифровой код, А — аналого¬
вый сигнал, а К и G являются константами. В однополярном преобразователе К
будет равно нулю, а в биполярном преобразователе, где используется двоичное
кодирование со смещением, К будет равно —1 MSB. Ошибка смещения это
значение, на которое значение К отличается от своего идеального значения.

556 Глава 6. Преобразователи
+ FS
+ FS
Идеальная
характеристика
Ошибка J
смещения "1
В отсутствие ошибки
коэффициента усиления:
ошибка при нулевом
уровне равна ошибке смещения
-FS
Идеальная
характеристика
— FS
Ошибка
нулевого
уровня
При наличии ошибки
коэффициента усиления:
ошибка смещения равна О
Ошибка при нулевом уровне
возникает под влиянием
ошибки коэффициента усиления
Рис. 6-113. Ошибка смещения и коэффициента усиления для преобразователя данных
Ошибка коэффициента усиления — это значение, на которое коэффициент
усиления G отличается от своего идеального значения, оно обычно выражается
в виде разности (выраженной в процентах) между двумя этими величинами. Од¬
нако также она может выражаться и как вклад ошибки коэффициента усиления
(выраженной в милливольтах или LSB) в общую ошибку для полного диапазона
изменения сигнала. Обычно эти ошибки можно устранить с помощью калибров¬
ки преобразователя. Заметим, что подстройка для устранения ошибки смещения
производится при нулевом уровне сигнала, тогда как подстройка коэффициента
производится при значении входного сигнала, близкого к максимально возмож¬
ному уровню. В случае биполярных преобразователей для калибровки использу¬
ется значительно более сложный алгоритм.
Интегральная ошибка нелинейности для преобразователя также ничем не
отличается от ошибки нелинейности для усилителей, она определяется как мак¬
симальное отклонение действительной передаточной характеристики преобразо¬
вателя от прямой линии. Обычно такая ошибка выражается как процент от пол¬
ного диапазона изменения сигнала (однако также может выражаться и в LSB).
Для АЦП обычно принято проводить прямую линию через центральные точ¬
ки цифровых кодов (code-centers). Существуют два общепринятых метода, с по¬
мощью которых строится подобная прямая линия: метод, в котором используют¬
ся конечные точки, и метод, обеспечивающий наилучшую аппроксимацию (см.
рис. 6-114).
При построении прямой с использованием конечных точек отклонение из¬
меряется для прямой, проложенной через начало координат, и точку, которая
соответствует максимальному возможному уровню сигнала (предварительно вы¬
полняется подстройка коэффициента усиления). Эта наиболее важная характери¬
стика интегральной нелинейности преобразователей данных, которая использу¬
ется в приложениях управления и измерительных устройствах (так как в данном

6-5. Статическая передаточная функция для АЦП/ЦАП 557
Метод, в котором прямая линия	Метод, в котором подбирается прямая,
строится по конечным	которая обеспечивает наилучшую
точкам диапазона	аппроксимацию данных
Рис. 6-114. Методы измерения ошибок, связанных с интегральной нелинейностью (оба
графика относятся к одному преобразователю)
случае уровень ошибок определяется отклонением от идеальной передаточной
функции, а не от некоей произвольной «наилучшей аппроксимации»). Именно
такой метод используется в компании Analog Devices, Inc.
Однако метод, основанный на использовании прямой, обеспечивающей наи¬
лучшую аппроксимацию, позволяет получить более точное предсказание уровня
искажений в приложениях для работы с сигналами с переменным напряжени¬
ем. Также он позволяет производителю указать в технической документации
более низкое значение для ошибки, связанной с нелинейностью. Для построе¬
ния подобной прямой линии, которая отображается на графике с переходной
характеристикой преобразователя данных, используются стандартные методы
подбора аппроксимирующей функции, и относительно этой прямой затем про¬
изводится измерение отклонения. Обычно при измерении отклонения с помощью
данного метода мы будем получать значение, которое составляет всего 50% от
значения отклонения, полученного при помощи метода построения прямой по ко¬
нечным точкам.
Благодаря этому данный метод часто используется для получения значений,
которые должны производить впечатление в технических описаниях, однако он
мало пригоден для действительного анализа имеющихся ошибок. При исполь¬
зовании сигналов с переменным уровнем целесообразнее указывать искажения,
а не линейность для сигналов с постоянным уровнем. Таким образом, достаточно
редко возникает необходимость использовать метод аппроксимирующей прямой
для определения линейности преобразователя.
Другой характеристикой нелинейного поведения преобразователя является
дифференциальная нелинейность (DNL), она описывает линейность поведения
при переходе от одного цифрового кода к другому. В идеальном случае измене¬
ние цифрового кода на один младший бит (1 LSB) должно в точности соответ¬
ствовать изменению на один младший бит значения аналогового сигнала. В ЦАП
изменение на один младший бит цифрового кода на входе должно приводить к
изменению уровня аналогового сигнала на выходе в точности на один младший

558 Глава 6. Преобразователи
бит, в АЦП для изменения цифрового кода на выходе на ближайшее к нему значе¬
ние аналоговый входной сигнал должен изменяться в точности на один младший
бит. Ошибка для дифференциальной нелинейности определяется как максималь¬
ное отклонение любого изменения уровня (или изменения младшего бита) от
идеального шага в 1 LSB для всей передаточной функции преобразователя.
Если изменение аналогового сигнала, которое связано с изменением цифрово¬
го кода на 1 LSB, будет больше или меньше 1 LSB, то считается, что возникает
ошибка, связанная с дифференциальной нелинейностью (DNL). Ошибка DNL для
преобразователя обычно определяется как максимальное значение дифференци¬
альной нелинейности, которое можно обнаружить в полном диапазоне изменения
сигнала для данного преобразователя. На рис. 6-115 показывается неидеальная
передаточная функция для ЦАП и АЦП, а также иллюстрируется влияние оши¬
бок, связанных с дифференциальной нелинейностью.
ЦАП
111
§ 110
X
I 101
0
1	100
><
-О
со
>“ 011
о
CD
о. 010
тг
X
001
000
000 001 010 011 100 101 110 111	Аналоговый входной сигнал FS
Цифровой входной сигнал
Рис. 6-115. Передаточная функция для неидеальных ЦАП и АЦП (с разрядностью 3 бита)
На рис. 6-116 более подробно рассматривается дифференциальная нелиней¬
ность для цифро-аналогового преобразователя. Если дифференциальная нели¬
нейность ЦАП будет меньше — 1LSB для какого-то изменения кода, то ЦАП
не является монотонным — т. е. передаточная функция имеет один или более
локальных максимумов или минимумов. Если дифференциальная нелинейность
превышает +1 LSB, то это не приводит к нарушению монотонности, но также
является нежелательным эффектом. Во многих приложениях, где используют¬
ся ЦАП (особенно в системах с замкнутой обратной связью, где нарушение
монотонности может приводить к тому, что отрицательная обратная связь из¬
менится на положительную), абсолютно необходимо обеспечить монотонность
цифро-аналогового преобразователя. Часто в технической документации непо¬
средственно указывается, является ли ЦАП монотонным. Однако если гаран¬
тируется, что дифференциальная нелинейность не превышает 1 LSB (|DNL| <
^ 1 LSB), то компонент будет монотонным, даже если об этом не говорится явно.
АЦП
Н	1	1	1	1	h

6-5. Статическая передаточная функция для АЦП/ЦАП 559
На рис. 6-117 нелинейность АЦП рассматривается более подробно, в увели¬
ченном масштабе. АЦП также может не являться монотонным, однако для него
более распространенным проявлением избыточной дифференциальной нелиней¬
ности является возникновение пропущенных кодов (missing codes). Пропущенные
коды в случае АЦП являются столь же нежелательным явлением, как и наруше¬
ние монотонности в случае ЦАП. И вновь, этот эффект возникает тогда, когда
DNL будет меньше —1 LSB.
У АЦП не только могут возникать пропущенные коды, он также может
являться немонотонным (см. рис. 6-118). Как и для ЦАП, это может приводить
к серьезным проблемам, особенно в таких приложениях, как управление серво¬
приводами.
В ЦАП пропущенные коды возникать не могут — каждый цифровой код, по¬
даваемый на вход цифро-аналогового преобразователя, приводит к появлению
на выходе соответствующего аналогового сигнала. Однако, как уже говорилось
ранее, для ЦАП может нарушаться монотонность. Если ЦАП использует непо¬
средственные двоичные коды, то наиболее вероятным местом для возникновения
подобной ошибки является центральная область, которая существует между дву¬
мя кодами 011... 11 и 100... 00. Если монотонность нарушается именно в этой
области, то обычно это связано с неправильной калибровкой или настройкой
цифро-аналогового преобразователя. Аналого-цифровой преобразователь с по¬
следовательным приближением, который имеет встроенный немонотонный ЦАП,
обычно может создавать пропущенные коды, но при этом остается монотонным.
Однако в принципе АЦП тоже может утрачивать монотонность - это опре¬
деляется конкретной архитектурой, которая используется для преобразования.
На рис. 6-118 показывается передаточная функция для АЦП, у которого имеются
пропущенные коды и который не является монотонным.
FS --
•	Рис. 6-116. Подробное рас-
11 LSB	смотрение дифференциаль-
! DNL = 0 н°й нелинейности для ЦАП
Бит 2 имеет значение на 1 LSB больше
Бит 1 имеет значение на 1 LSB меньше
1 LSB, ]
DNL = 0 !
2 LSB,
DNL= +1LSB
г	•	>
I	LSB.	! 1 LSB,
' DNL = -2 LSB I DNL = о
2 LSB,
DNL = +1 LSB
1 LSB,
DNL = 0
Монотонность нарушается,
если дифференциальная
нелинейность < -1 LSB
000 001 010 011 100 101 110 111
Цифровой входной код

560 Глава 6. Преобразователи
3
5
>s
о
CD
О
О.
■&
S
ZГ
Пропущенный код
(возникает, если DNL < -1 LSB)
I 1 LSB, і
i DNL = 0 I
I	1
1 LSB, '
DNL = 0	.
	 1,5 LSB
DNL = +0,5 LSB
0,25 LSB,
DNL = -0,75 LSB
'	0,5 LSB,
! DNL = -0,5 LSB
	►
Аналоговый входной сигнал
Рис. 6-117. Подробное рассмотрение дифференциальной нелинейности для АЦП
3
>s
0
1
5
>s
о
CD
О
О.
■&
=Т
Пропущенный код
Рис. 6-118. Немонотонный АЦП,
у которого также имеются пропу¬
щенные коды
- Нарушение
монотонности
Аналоговый входной сигнал
В АЦП, использующих конвейерную архитектуру (subranging), входной диа¬
пазон разделяется на несколько достаточно больших диапазонов, затем каждый
из этих диапазонов делится на меньшие диапазоны — после чего в результа¬
те выполнения всех преобразований получается окончательный цифровой код.
Более подробно подобный процесс рассмотрен в главе 4 данной книги. Если
неправильно выполнить настройку для подобного аналого-цифрового преобразо¬
вателя, то может нарушаться монотонность, будут возникать коды для слишком
широкого диапазона сигналов, или же могут возникать пропущенные коды в точ¬
ках разбиения на диапазоны (см. рис. 6-119). Для АЦП данного типа необходимо
выполнять настройку таким образом, чтобы дрейф под влиянием старения или
изменения температуры не приводил к нарушению монотонности или возникно-

6-5. Статическая передаточная функция для АЦП/ЦАП 561
вению пропущенных кодов в чувствительных точках, а приводил к возникнове¬
нию кодов с широким диапазоном входного сигнала.
(А) Нарушение
монотонности
Нарушение
монотонности
Нарушение
монотонности
\
(В) Код, которому
соответствует
широкий диапазон
входного сигнала
Код, кбторому
J соответствует
широкий диапазон
входного сигнала
(С) Пропущенный
код
Пропущенный
код
Пропущенный
код
Аналоговый входной сигнал
Рис. 6-119. Ошибки, возникающие при неправильной настройке конвейерного (subranging)
АЦП
Определить, возникают ли пропущенные коды, сложнее, чем определить не¬
монотонность преобразователя. Все АЦП обладают определенным переходным
шумом, как это показано на рис. 6-120 (его можно представить себе как дрожа¬
ние младшего разряда у цифрового вольтметра). При увеличении полосы про¬
пускания и разрешения диапазон входного сигнала, который соответствует пе¬
реходным шумам, может приближаться или даже превышать значение, соответ¬
ствующее младшему биту (LSB). Широкополосные АЦП с высоким разрешением
обычно имеют внутренние источники шумов, которые могут накладываться
на входной сигнал и проявляться как шум входного сигнала. Влияние такого
шума, особенно если присутствует отрицательная ошибка DNL, может приво¬
дить к тому, что для некоторых (или даже для всех) кодов переходный шум
будет присутствовать во всем диапазоне входного сигнала, соответствующего
данному коду. Следовательно, будут существовать такие коды, для которых не
будет существовать входной сигнал, при котором гарантируется появление дан¬
ного кода на выходе АЦП. Будет существовать диапазон входных значений, при
котором возможно иногда появление данного кода.
Для АЦП с малым разрешением может оказаться разумным определить для
всех возможных кодов нормальные, не пропущенные коды (no missing codes) как
комбинацию DNL и переходного шума, при которых гарантируется определен¬
ный уровень (предположим, 0,2 LSB) кода, свободного от воздействия шумов.
Однако такая характеристика невозможна для современных сигма-дельта АЦП,
которые обладают очень высоким разрешением, или даже для АЦП с мень¬
шим разрешением, но имеющим высокую полосу пропускания. В этих случаях

562 Глава 6. Преобразователи
производитель должен определить уровень шума и разрешение каким-то дру¬
гим способом. Какой именно метод для этого будет использоваться, не имеет
особого значения. Однако в технической документации должен быть указан ис¬
пользуемый метод, а также должны приводиться полученные с его помощью
характеристики. Более подробно эффективный входной шум будет обсуждаться
далее в данной главе.
Шум, связанный	Дифференциальная
с изменением цифрового кода	нелинейность
Переходный шум и
дифференциальная
нелинейность
Вход АЦП
Вход АЦП
Вход АЦП
Рис. 6-120. Совместное воздействие шума при изменении кода и DNL
В данной главе мы пока не рассматривали параметры по постоянному напря¬
жению (DC), которые важны для преобразователей данных. Для других, менее
важных характеристик мы просто дадим определение.
Абсолютная точность: ошибка для абсолютной точности в случае ЦАП
определяется как разность между действительным анашговым сигналом на вы¬
ходе цифро-аналогового преобразователя и тем сигналом, который мы должны
были получить для цифрового кода, который подается на вход ЦАП. Обычно
эта ошибка изменяется пропорционально разрешению, т.е., например, соответ¬
ствует половине LSB для полного диапазона изменения сигнала (FS). Однако
в некоторых приложениях точность может значительно превышать разрешение.
Например, 4-разрядный источник опорного напряжения позволяет установить
только 16 дискретных уровней напряжения, т.е. его разрешение равно 1/16. Од¬
нако его точность для каждого из установленных уровней опорного напряжения
может составлять 0,01% от идеального значения.
Ошибка для абсолютной точности в случае АЦП при заданном цифровом зна¬
чении на выходе представляет собой разность между действительным сигналом
и теоретическим значением аналогового входного напряжения, при котором воз¬
никает данное цифровое значение. Так как цифровое значение может возникать
при любом уровне сигнала, соответствующего определенному конечному диа¬
пазону аналогового напряжения (см. неопределенность при квантовании), то в
качестве «входного сигнала, при котором возникает данное значение», обычно
принимают центральную точку этого диапазона. Например, если для входно¬
го диапазона 5 В ± 1,2 мВ на выходе АЦП должен теоретически возникать
12-разрядный код со значением 100000000 000, то АЦП, у которого данный код
соответствует диапазону от 4,997 В до 4,998 В, будет обладать следующей ошиб¬
кой для абсолютной точности: (4,997 + 4,998)/2 — 5 В = +2 мВ.

6-5. Статическая передаточная функция для АЦП/ЦАП 563
Свой вклад в данную ошибку вносят ошибка (калибровки) коэффициента
усиления, ошибка при нулевом уровне, ошибки нелинейности и шум. Измерение
абсолютной точности должно производиться в стандартных условиях при помо¬
щи источников сигналов и измерительных устройств, которые прошли поверку
на соответствие международным стандартам.
Точность, логарифмический ЦАП: разность (выраженная в дБ) между дей¬
ствительной передаточной функцией и идеальной передаточной функцией, ко¬
торая измеряется после того, как проведена калибровка ошибки коэффициента
усиления при 0 дБ.
Относительная точность: ошибка для относительной точности (выражает¬
ся в %, ppm, или долях 1 LSB) представляет собой отклонение аналогового зна¬
чения при произвольном цифровом значении (относительно полного диапазона
изменения аналогового сигнала для передаточной характеристики устройства)
от соответствующего теоретического значения (относительно того же диапазо¬
на) . Предварительно должна быть выполнена калибровка для полного диапазона
изменения сигнала (FSR).
Так как дискретные аналоговые значения, соответствующие цифровым ко¬
дам, в идеальном случае располагаются на прямой линии, то указываемая макси¬
мальная ошибка для относительной точности в случае АЦП или ЦАП с линейной
шкалой может также служить и в качестве меры нелинейности, которая измеря¬
ется относительно прямой, проложенной через конечные точки (см. линейность).
Для ЦАП «дискретные аналоговые значения» на передаточной характери¬
стике измеряются для получаемых на выходе аналоговых сигналов. Для АЦП
«дискретные аналоговые значения» на передаточной характеристике представля¬
ют собой центральные точки на полосе квантования, соответствующей каждому
имеющемуся цифровому коду (см. абсолютная точность).
Температурный коэффициент: в общем случае зависимость параметров от
температуры выражается при помощи следующих величин: %/°С, ррт/°С, до¬
ли 1 LSB/°C. Также может непосредственно указываться изменение какого-то
параметра при изменении температуры в пределах указываемого диапазона.
Измерения обычно производятся при комнатной температуре и на границах
указанного температурного диапазона, по результатам измерений температур¬
ный коэффициент (tempco, ТС) определяется как изменение параметра, делен¬
ное на соответствующее изменение температуры. Температурный коэффициент
обычно представляет интерес для таких величин, как коэффициент усиления,
линейность, смещение (для биполярных компонентов) и значение при нулевом
уровне.
Температурный коэффициент для коэффициента усиления: стабильность ко¬
эффициента усиления при изменении температуры в основном определяется дву¬
мя факторами. Если преобразователь использует фиксированное опорное напря¬
жение, то опорное напряжение будет изменяться в зависимости от температуры.
Кроме этого, также свой вклад в температурный коэффициент для коэффициен¬
та усиления вносят схема опорного напряжения и ключи (а также компаратор,
относящийся к вспомогательным преобразователям).
Температурный коэффициент для линейности: чувствительность параме¬
тров, характеризующих линейность (интегральная или дифференциальная не¬

564 Глава 6. Преобразователи
линейность), выражается в %FSR/°C или в ppm FSR/°C для заданного диапа¬
зона изменения сигнала. Для ЦАП монотонное поведение будет обеспечиваться
в том случае, если DNL не будет превышать 1 LSB для любой температуры из
заданного температурного диапазона. Температурный коэффициент для диффе¬
ренциальной нелинейности может быть выражен в виде соотношения или в ви¬
де максимального изменения для данного температурного диапазона, при этом
подразумевается, что преобразователь сохраняет монотонность в пределах рас¬
сматриваемого температурного диапазона. Если не рассматривать влияние шу¬
ма, то для того, чтобы обеспечить для АЦП монотонность, необходимо, чтобы
величина ошибки DNL была более чем —1 LSB при любой температуре в рас¬
сматриваемом температурном диапазоне. Часто о температурном коэффициенте
DNL не упоминают, вместо этого следует утверждение, что в рассматриваемом
температурном диапазоне отсутствуют пропущенные коды. Для ЦАП характе¬
ристики температурного коэффициента DNL часто могут не рассматриваться
явно, просто декларируется монотонность преобразователя для рассматривае¬
мого температурного диапазона.
Температурный коэффициент для смещения при нулевом уровне (zero ТС),
только для однополярных преобразователей:температурная стабильность одно¬
полярных ЦАП с фиксированным опорным напряжением измеряется в % FSR/°C
или в ppm FSR/°C. Данная характеристика в основном зависит от тока утечки
(для ЦАП с токовым выходом) или от напряжения смещения и тока смещения,
установленного на выходе операционного усилителя (ЦАП с потенциальным вы¬
ходом). Стабильность смещения при нулевом уровне (zero stability) для АЦП
зависит от аналогичного параметра для встроенного ЦАП или интегратора или
же от характеристик встроенного буфера и компаратора. Обычно этот параметр
выражается в мкВ/°С, в % FSR/°C или в ppm FSR/°C.
Температурный коэффициент для смещения: температурный коэффициент
для отрицательной границы полного диапазона изменения сигнала (все выход¬
ные ключи ЦАП разомкнуты, биполярный преобразователь) выражается в %
FSR/°C или в ppm FSR/°C. Значение этого параметра определяется тремя основ¬
ными факторами — температурным коэффициентом источника опорного напря¬
жения, стабильностью смещения при нулевом уровне для установленного на вы¬
ходе усилителя, а также температурным согласованием резисторов, которые
используются для установления смещения и коэффициента усиления. В случае
АЦП температурный коэффициент для отрицательной границы полного диа¬
пазона изменения сигнала зависит от схожих факторов — от температурного
коэффициента источника опорного напряжения, стабильности напряжения для
входного буфера и усилителя выборки/хранения, а также от температурного
согласования резисторов, используемых для установления смещения и коэффи¬
циента усиления.
Диапазон синфазного напряжения (CMR, Common-Mode Range): обычно диа¬
пазон синфазного напряжения зависит от диапазона, в котором может изме¬
няться входной сигнал. Допустимое значение синфазного напряжения определя¬
ется суммой самого синфазного напряжения и дифференциального напряжения.
Диапазон синфазного напряжения — это такой диапазон полного входного на¬
пряжения, который удовлетворяет указанной величине CMR. Например, если

6-5. Статическая передаточная функция для АЦП/ЦАП 565
синфазное напряжение равно ±5 В, а дифференциальное напряжение равно ±5 В,
то диапазон синфазного напряжения будет составлять ±10 В.
Ослабление синфазного сигнала (CMR, common mode rejection): эта величина
характеризует возникающее изменение напряжения на выходе преобразователя,
когда на оба входа подается одинаковое переменное или постоянное напряжение
(или оба напряжения подаются одновременно). Ослабление синфазного сигнала
обычно выражается в виде соотношения (например, CMRR = 1000000 : 1) или
в децибелах: CMR = 20 log10 CMRR, т. е. при CMRR = 10е для CMR получаем
120 дБ. Если CMRR равно ІО6, то это означает, что появление на входе пре¬
образователя синфазного напряжения величиной 1 В приводит к тому, что при
преобразовании возникнет ошибка в виде дифференциального сигнала величи¬
ной 1 мкВ.
Ослабление синфазного напряжения (CMR) приводится для определенного
диапазона синфазного напряжения, для заданной частоты и для заданного рассо¬
гласования импеданса источника (например, рассогласование составляет 1 кОм
при частоте 60 Гц). Для усилителей коэффициент ослабления синфазного на¬
пряжения (CMRR) определяется как соотношение коэффициента усиления для
сигнала (G) к коэффициенту усиления для синфазного напряжения (соотноше¬
ние к сигналу на выходе к синфазному напряжению, которое подается на вход
усилителя).
Синфазное напряжение (СМѴ, common mode voltage): напряжение, которое
имеет одинаковый уровень на обоих входах устройства, измеряется относитель¬
но выходного опорного напряжения (в качестве которого обычно используется
«земля»). Если на входах присутствуют напряжения Ѵі и Ѵг, то синфазное на¬
пряжение определяется следующим образом: 1/2(Ѵі + Ѵг). В идеальном случае
устройство с дифференциальными входами не должно замечать присутствие
синфазного напряжения. Ошибка синфазного напряжения (СМЕ, common mode
error) — это ошибка, которая возникает на выходе устройства под влиянием
синфазного напряжения. Отдельно рассматриваются ошибки, связанные с изме¬
нением напряжения питания и с воздействием внутреннего синфазного напря¬
жения.
Диапазон совместимого напряжения (compliance voltage range): в случае ис¬
точника тока (например, ЦАП с токовым выходом) данная величина определяет
диапазон (выходного) напряжения, для которого устройство способно поддер¬
живать указанные характеристики для токового выхода.
Дифференциальное сопротивление для аналогового входа, дифференциальная
емкость для аналогового входа и дифференциальный импеданс для аналогового
входа: действительный и комплексный импеданс, измеренные для каждого ана¬
логового порта АЦП. Сопротивление измеряется в статических условиях, для
измерения емкости и дифференциального импеданса для входов используют се¬
тевой анализатор.
Диапазон дифференциального аналогового входного напряжения: полный раз¬
мах дифференциального напряжения, которое должно подаваться на преобразо¬
ватель, чтобы получить на выходе цифровой сигнал с максимальным возможным
диапазоном изменения. Пиковое дифференциальное напряжение определяется
с помощью измерения напряжения, которое присутствует на одном из входов,

566 Глава 6. Преобразователи
затем из него вычитается напряжение, которое присутствует на другом вхо¬
де — для этих сигналов разность фаз составляет 180°. Вычисление пикового
дифференциального напряжения производится с помощью изменения фазы вход¬
ных сигналов в диапазоне 180°, после чего измерения выполняются вновь. После
этого вычисляется разница между результатами двух измерений пикового на¬
пряжения.
Полный диапазон изменения сигнала (FSR): величина напряжения, тока или '
коэффициента усиления (в случае MDAC), которая соответствует полному ди¬
намическому диапазону входного сигнала для АЦП или полному динамическому
диапазону выходного сигнала в случае ЦАП. Все значения напряжения, соответ¬
ствующие одному биту разрешения преобразователя, вычисляются относительно
данного значения. Величина FSR не зависит от разрешения преобразователя,
значение младшего бита преобразователя (LSB) определяется как FSR, делен¬
ное на 2n (N — разрешение преобразователя). С понятием FSR также связано
несколько других величин, которые часто используются при обсуждении харак¬
теристик полного диапазона изменения сигнала.
Полный диапазон (FS'): данный параметр аналогичен FSR, однако относится
к однополярным преобразователям. Полный диапазон в случае однополярного
преобразователя получается удвоением значения напряжения, соответствующе¬
го наиболее значащему биту (MSB), и имеет ту же полярность. Для биполярных
устройств отрицательный или положительный полный диапазон определяется
как положительное или отрицательное значение, в котором первый значащий
бит (следующий за битом, который определяет полярность) проверяется на ра¬
венство одной второй.
Диапазон (Span): скалярный диапазон для напряжения или тока, соответ¬
ствующий FSR.
Все биты равны 1 (All-l’s, All bits on): данное условие, совместно с усло¬
вием «все биты равны 0», в соответствии с инструкциями от производителя
микросхемы используется для установки коэффициента усиления АЦП или ЦАП.
При выполнении данного условия для устройства с двоичным кодированием мы
должны получить значение, равное (1 — 2_N)FSR. Данное условие зависит от
способа представления величины сигнала, например, в случае дополнительного
кодирования коду, в котором все биты равны 1, будет соответствовать значение,
в котором все биты равны 0. Чтобы избежать ошибок, не следует применять к
данному условию определение «полный диапазон»: в отличие от данного параме¬
тра FSR и FS не зависят от разрешения преобразователя.
Все биты равны 0 (All-O’s, All bits off):данное условие в соответствии с ин¬
струкциями от производителя микросхемы используется для установки смеще¬
ния (и коэффициента усиления) АЦП или ЦАП. В однополярных ЦАП это зна¬
чение соответствует нулевому уровню сигнала на выходе, в биполярных ЦАП
с двоичным кодированием со смещением, использующих положительное опор¬
ное напряжение, данное значение соответствует отрицательной границе полного
диапазона изменения сигнала. В преобразователях, использующих кодирование
знак/величина, условие «все биты равны 0» относится к битам, расположенным
за битом, служащим для обозначения знака. Аналогично условию «все биты
равны 1», данное условие использует положительную логику для условия «все

6-5. Статическая передаточная функция для АЦП/ЦАП 567
биты отключены», в устройствах с дополнительным двоичным кодированием
данное условие будет означать, что все биты устанавливаются равными 1. Что¬
бы избежать ошибок, не следует идентифицировать условие «все биты равны О»
с нулевым уровнем, если только в случае ЦАП это условие действительно не
приводит к нулевому уровню аналогового выходного сигнала.
Наилучшим способом определить критически важные точки для данного уст¬
ройства является создать краткую таблицу, в которой содержатся наиболее
важные цифровые коды и соответствующие им идеальные значения напряже¬
ния, тока или коэффициента усиления. При этом следует указать условия, при
которых должны производиться измерения.
Коэффициент усиления: «коэффициент усиления» для преобразователя пред¬
ставляет собой коэффициент преобразования аналогового сигнала, который по¬
зволяет устанавливать соотношение при преобразовании, например, для сигнала
с полным диапазоном изменения, равным 10 В. В MDAC или АЦП с пропорци¬
ональным уровнем сигнала этот параметр действительно представляет собой
коэффициент усиления. В преобразователях со встроенным источником фикси¬
рованного опорного напряжения данная величина выражается как максимальное
значение для выходного параметра (например, 10 В или 2 мА). В преобразовате¬
лях с фиксированным опорным напряжением, где встроенный источник опорного
напряжения использовать не обязательно, коэффициент усиления и опорное на¬
пряжение могут указываться отдельно. В пункте «ноль (zero)» будут рассматри¬
ваться вопросы, связанные с подстройкой коэффициента усиления и смещения
при нулевом уровне.
Входной импеданс: динамическая нагрузка, которую АЦП создает для ис¬
точника входного сигнала. В CMOS АЦП на переключаемых конденсаторах,
в которых не используется буферизация для входов, возникновение переходных
токов на тактовой частоте преобразователя требует использования источни¬
ка сигнала с малым импедансом (на частотах, соответствующих переходным
токам), только тогда будет гарантирована точность преобразования. В АЦП
с буферизацией входов входной импеданс обычно представляется в виде рези¬
стивного и емкостного компонента.
Шум, отнесенный к входу (эффективный входной шум): шум, отнесенный к
входу, можно представить себе как совокупное влияние всех внутренних источ¬
ников шума в АЦП, которые представляются в виде шума входного сигнала.
Обычно этот параметр характеризуется как среднеквадратичное значение, вы¬
раженное в LSB (RMS LSB), однако также может быть представлено и как
напряжение. Такое значение легко можно преобразовать в максимальный раз¬
мах шумов (peak-to-peak), для этого необходимо умножить среднеквадратичное
значение на 6,6. Полученный полный размах для шума, отнесенного к входу, за¬
тем может использоваться для определения количества разрядов, свободных от
воздействия шума (noise-free code resolution).
Ток утечки, для выхода: ток, который возникает на выходе ЦАП при по¬
даче цифрового кода, в котором все биты «отключены». Если преобразователь
использует два выхода (обычный и инвертированный, что часто используется
в CMOS ЦАП), то ток утечки должен измеряться для выхода OUT1 при всех би¬
тах на входе, установленных в 0, и для выхода OUT2 — для всех битов на входе,
установленных равными единице.

568 Глава 6. Преобразователи
Задержка распространения для выходного сигнала: если АЦП использует од¬
нополярный вход для тактового сигнала дискретизации (или вход ENCODE),
то этот параметр определяется как интервал времени между моментом, когда
тактовый сигнал принимает уровень в 50% от своего уровня «1», и моментом, ко¬
гда для битов на выходе устанавливаются соответствующие логические уровни.
Если АЦП использует дифференциальный вход для тактового сигнала, то за¬
держка измеряется от того момента, когда дифференциальный тактовый сигнал
пересекает уровень нулевого напряжения.
Допустимое отклонение напряжения: для опорного напряжения данный па¬
раметр означает максимальное отклонение от нормального значения выходного
напряжения при температуре 25°С при заданном уровне входного напряжения.
Измерение напряжения должно производиться с помощью приборов, прошедших по¬
верку на соответствие общепринятым стандартам в области измерения напряжения.
Перегрузка (overload): состояние перегрузки возникает при подаче на вход
напряжения, которое выходит за пределы полного диапазона изменения входно¬
го сигнала.
Время восстановления после подачи повышенного напряжения (overvoltage
recovery time): время восстановления после подачи повышенного напряжения
определяется как интервал времени, который необходим АЦП для того, чтобы
вновь обеспечить требуемую точность после подачи повышенного напряжения
на вход преобразователя. Обычно уровень повышенного напряжения на 50%
превышает полный диапазон изменения сигнала (FSR), а интервал времени начи¬
нает измеряться от того момента, когда входное напряжение вновь возвращается
в пределы допустимого диапазона. При подаче сигналов с повышенным напря¬
жением АЦП должен действовать как идеальный ограничитель, во время подачи
повышенного напряжения на выходе АЦП должен появляться цифровой код,
соответствующий верхней или нижней границе полного диапазона изменения
сигнала. Некоторые АЦП могут устанавливать соответствующие флаги при вы¬
ходе напряжения за пределы допустимого отрицательного или положительного
напряжения, это может служить сигналом для корректировки коэффициента
усиления.
Выход за пределы допустимого диапазона (напряжения): входной сигнал,
который выходит за допустимый диапазон входного напряжения АЦП, но не
приводит к возникновению перегрузки (имеет меньший уровень).
Коэффициент подавления влияния источника питания (PSRR, power sup¬
ply rejection ratio): отношение изменения постоянного напряжения питания к
ошибке, которая возникает под влиянием такого изменения. Может выражаться
в процентах, в ppm или в долях LSB. Также часто используют логарифмическое
представление, которое выражается в децибелах: PSR = 201og10(PSRR).
Чувствительность к напряжению питания: чувствительность преобразо¬
вателя к изменению напряжения питания обычно выражается как изменение
в процентах по отношению к полному диапазону изменения сигнала или в долях
LSB (сигнал на выходе ЦАП, центральные точки цифровых кодов в случае АЦП)
при изменении уровня напряжения питания на 1% (пример: 0,05%/% AV’s)- Так¬
же чувствительность к напряжению питания может измеряться по отношению
к изменению напряжения питания на указанную максимально допустимую вели¬

6-6. Ошибки по переменному напряжению для преобразователей данных 569
чину. Для преобразователя данная характеристика считается хорошей, если при
изменении напряжения питания на 3% изменение уровня сигнала, соответству¬
ющего полному диапазону изменения, не превышает ±1/2 LSB. Если питание
на преобразователь подается непосредственно с портативных батареек или ак¬
кумуляторов, то данная характеристика должна быть еще лучше.
Пропорциональность: сигнал на выходе АЦП является цифровым значением,
которое пропорционально отношению входного напряжения к опорному напря¬
жению. Однако в большинстве случаев требуется измерение абсолютных ве¬
личин, т. е. необходимо использовать фиксированное опорное напряжение. Для
этого необходимо, чтобы входной сигнал не был привязан к опорному напряже¬
нию, используемому для преобразователя, или же для получения такого сигнала
использовался бы другой источник с фиксированным опорным напряжением.
Однако на практике источники опорного напряжения не обеспечивают стро¬
го фиксированный уровень напряжения, уровень опорного напряжения как для
преобразователя, так и для сигнала может изменяться с течением времени и при
изменении температуры, нагрузки и т. п. Таким образом, если преобразователь
и источник сигнала используют одно опорное напряжение (примером могут слу¬
жить мостовые тензометрические датчики, резистивные датчики температуры,
термисторы), то целесообразно заменить несколько источников опорного напря¬
жения на один. Благодаря использованию в системе единственного источника
опорного напряжения можно избавиться от различных ошибок, связанных с из¬
менением опорного напряжения. В качестве подобного системного источника
опорного напряжения может использоваться внутренний источник, встроенный
в преобразователь (если только он существует). Также можно использовать от¬
дельный внешний источник опорного напряжения, который используется в схеме
пропорционального (ratiometric) преобразователя.
В пределах ограниченного диапазона пропорциональное преобразование мо¬
жет также использоваться в качестве операции деления для аналогового или
цифрового сигнала (необходимо, чтобы знаменатель в процессе преобразования
изменял свое значение не более чем на 1/2 LSB). При этом в качестве делителя
выступает входной сигнал, опорное напряжение используется в качестве знаме¬
нателя.
Полная нескорректированная ошибка (total unadjusted error): комплексная
характеристика для некоторых устройств, которая учитывает ошибку для пол¬
ного диапазона изменения сигнала, относительную ошибку, а также ошибку для
нулевого кода. При этом определяется набор условий, которым соответствует
указанное значение ошибки.
Раздел 6-6
Ошибки по переменному напряжению для
преобразователей данных
В данном разделе рассматриваются ошибки по переменному напряжению (АС)
для преобразователей данных. Многие из этих ошибок и характеристик, которые

570 Глава 6. Преобразователи
Рис. 6-121. Анализ динамических характеристик для идеального АЦП с разрядностью N бит
используются для их описания, в равной степени относятся как к АЦП, так и
к ЦАП, однако существуют и особые случаи. Мы не будем здесь обсуждать все
имеющиеся характеристики, а рассмотрим только наиболее важные.
В большинстве приложений входной сигнал для аналого-цифрового преобра¬
зователя занимает определенную полосу частот (обычно на сигнал также накла¬
дывается шум), благодаря этому шум квантования носит случайный характер.
В приложениях, где используется спектральный анализ (или если выполнять
БПФ для АЦП, подавая на него синусоидальные сигналы строго определенной
частоты, — см. рис. 6-121), корреляция между шумом квантования и сигналом
будет определяться соотношением частоты дискретизации и частоты входно¬
го сигнала. Это иллюстрируется на рис. 6-122, где показаны результаты вы¬
полнения быстрого преобразования Фурье (БПФ, 4096 точек) для идеального
12-разрядного АЦП. На графике для БПФ, который показан в левой части,
отношение между частотой дискретизации и частотой входного сигнала в точ¬
ности равно 32, в этом случае наибольшая гармоника имеет уровень 76 дБ ниже
основного сигнала. В правой части соотношение слегка изменено, теперь оно
составляет 4096/127 = 32,25196850394, и теперь мы получаем достаточно рав¬
номерно распределенный случайный шум, для которого диапазон, свободный от
паразитных помех (SFDR), составляет примерно 92 дБ (по отношению к не¬
сущей). В обоих случаях среднеквадратичное значение для всех компонентов
шума составляет примерно q/121/2, однако в первом случае шум концентриру¬
ется на частотах, которые являются гармониками основной частоты.
Заметим, что подобное изменение уровня нелинейных искажения для АЦП
связано с особенностями процесса дискретизации и объясняется корреляцией
между ошибкой квантования и частотой входного сигнала. При практическом
использовании АЦП ошибка квантования обычно проявляется как случайный
шум — это связано с тем, что широкополосные входные сигналы имеют слу¬
чайный характер. Кроме этого, в системе всегда присутствует небольшой шум,
который вносит случайную погрешность (dithering) во входной сигнал и делает
еще более случайным спектр ошибки квантования.
Очень важно ясно понимать все сказанное выше, так как метод тестирова¬
ния АЦП при помощи выполнения БПФ для входного синусоидального сигнала
с определенной частотой является очень распространенным. Чтобы точно опре¬
делить уровень гармонических искажений для АЦП, необходимо организовать
измерения таким образом, чтобы получить действительные значения гармониче¬
ских искажений, а не паразитные составляющие, связанные с корреляцией шума

6-6. Ошибки по переменному напряжению для преобразователей данных 571
О
-10
-20
-30
-40
-50
-60
-70
-80
-90
-100
-110
-120
О	500	1000	1500	2000 0	500	1000	1500	2000
SFDR = 76 dBc	SFDR = 92 dBc
Рис. 6-122. Влияние соотношения между частотой дискретизации и частотой входного
сигнала на диапазон SFDR для идеального 12-разрядного АЦП
f</fa =32	М = 4096	U /fa = 4096/127
0 --
20
40 --
m
2. 60 --
80 --
120
Полный диапазон изменения сигнала для АЦП
N = 12 бит
М = 4 096
74 дБ = 6,02 N + 1,76 дБ
Среднеквадратичное значение шума квантования
/ м \
33 дБ = Ю1од10(у)
4
Уровень шума для БПФ
1
i 1
1
1 1 1 1 1 1
—
74 дБ
107 дБ
%
Расстояние между точками =
4 096
Рис. 6-123. Уровень шума при быстром преобразовании Фурье (4096 точек) для идеального
12-разрядного АЦП
квантования. Для этого необходимо правильно выбрать соотношение между ча¬
стотами и добавить к входному сигналу небольшое количество шума (dithering).
Таким же образом следует действовать и при измерении искажений для ЦАП
с использованием аналогового спектрального анализатора.
На рис. 6-123 показывается полученный с помощью БПФ спектр для иде¬
ального 12-разрядного АЦП. Заметим, что среднее значение уровня шумов для
спектра сигнала составляет примерно 100 дБ ниже максимального возможно¬
го уровня сигнала. Однако для 12-разрядного АЦП теоретическое значение для

572 Глава 6. Преобразователи
АЦП
г
И_
Схема
выборки/
хранения
Кодировщик
. Запись в память
N бит
/
К
S
i X
со
і к й
§&
5
о
ш
Шум
Искажения
Ограничение
полосы пропускания
Шум
Искажения
Ограничение
полосы пропускания
Джиттер апертуры
Шум квантования
Дифференциальная
нелинейность
Интегральная нелинейность
Коэффициент обработки = Ю1од10(М/2)
Пренебрегаем ошибками округления
Рис. 6-124. Модель АЦП, в которой учитываются источники шумов и искажений
соотношения сигнал/шум равно 74 дБ. Уровень шума при БПФ не соответ¬
ствует соотношению сигнал/шум для данного АЦП, так как БПФ действует
подобно спектральному анализатору с полосой пропускания fs/M, где М — ко¬
личество точек, для которых выполняется быстрое преобразование Фурье. Сле¬
довательно, теоретический уровень шума для БПФ будет располагаться ниже
уровня шума квантования на 10log 10(Fs/M), эта величина обозначается как ко¬
эффициент обработки (processing gain) БПФ. В случае идеального 12-разрядного
АЦП соотношение сигнал/шум (SNR) будет равно 74 дБ, при выполнении БПФ
для 4096 точек мы получим коэффициент обработки, который вычисляется как
10 log10(4096/2) = 33 дБ. Следовательно, результирующий уровень шума для
БПФ составит 74 + 33 = 107 дБ относительно несущей (dBc). В действительно¬
сти уровень шума для БПФ можно понижать и далее, для этого надо выполнять
быстрое преобразование Фурье для большего количества точек. Это аналогично
уменьшению уровня шумов для спектрального анализатора при уменьшении по¬
лосы пропускания. При тестировании аналого-цифровых преобразователей при
помощи БПФ необходимо, чтобы размер БПФ был достаточно велик, и можно
было бы отличить паразитные искажения от уровня шума при БПФ.
Шум при практическом использовании АЦП
Используемые на практике АЦП, выполняющие функции дискретизации (т.е.
обладающие внутренним усилителем выборки/хранения) независимо от своей
архитектуры, имеют определенное количество источников шума и искажений
(см. рис. 6-124).
Устанавливаемый на входе преобразователя широкополосный аналоговый бу¬
фер обладает шумом в широкой полосе частот, нелинейностью и также имеет
конечную полосу пропускания. Схема выборки/хранения вносит дополнитель-

6-6. Ошибки по переменному напряжению для преобразователей данных 573
ную нелинейность, ограничивает полосу пропускания и обладает апертурным
джиттером (дрожанием момента квантования). Та часть АЦП, которая непо¬
средственно занимается дискретизацией сигнала, создает шум квантования и
ответственна за возникновение ошибок, связанных с дифференциальной и ин¬
тегральной нелинейностью. В рамках данного обсуждения мы предполагаем,
что последовательный интерфейс на выходе АЦП подключен к буферной памяти
размером в М слов, над которыми с помощью соответствующего процессора вы¬
полняется БПФ и рассчитывается спектр сигнала. Также предполагается, что
при выполнении арифметических операций при расчете БПФ не возникает зна¬
чительных ошибок (по сравнению с ошибками, которые создаются АЦП). При
этом необходимо помнить, что при рассмотрении уровня шума следует учиты¬
вать тот коэффициент ослабления (который зависит от значения М), который
возникает при выполнении БПФ.
Эквивалентный шум, отнесенный к входу
Внутренние широкополосные схемы АЦП создают определенный шум, связан¬
ный с резисторами и с шумом кТ/С. Этот шум будет присутствовать даже
для сигналов с постоянным напряжением, и именно он приводит к тому, что
для большинства широкополосных АЦП (или АЦП, имеющих высокое разреше¬
ние) мы получаем на выходе набор цифровых кодов, которые группируются
вокруг номинального значения, соответствующего данному уровню входного
постоянного напряжения (см. рис. 6-125). Чтобы измерить величину этого шу¬
ма, вход АЦП либо заземляется, либо подключается к достаточно независимому
источнику напряжения. После этого выполняется большое количество измере¬
ний, и для них строится гистограмма (которую иногда называют гистограммой
для заземленного входа). Так как шум обладает примерно гауссовым распре¬
делением, то можно легко вычислить стандартное отклонение для полученной
гистограммы (статья [6]), это значение и будет соответствовать среднеквадра¬
тичному значению эффективного входного шума. Обычно принято выражать
среднеквадратичное значение шума в LSB (RMS), однако может указывать¬
ся среднеквадратичное напряжение относительно полного диапазона изменения
сигнала на входе АЦП.
Разрешение, свободное от влияния шумов (Flicker-free)
Разрешение, свободное от влияния шумов, для АЦП определяется как количество
бит, при разрешении выше которого уже невозможно получить цифровые коды
для последующих разрядов. Причиной этого является эффективный входной шум
(или шум, отнесенный к входу), который рассматривался чуть выше и который
встречается для всех типов АЦП. Среднеквадратичное значение можно преобра¬
зовать в максимальный размах шума (который выражается в LSB peak-to-peak)
с помощью умножения на коэффициент, равный 6,6.
Полный диапазон для АЦП с разрядностью N бит состоит из 2N LSB. Раз¬
решение, свободное от воздействия шума (или от воздействия фликкер-шума),
можно определить при помощи следующего выражения:
Разрешение, свободное от шумов = log2(2N/размах шума).
(6-18)

574 Глава 6. Преобразователи
Данная характеристика обычно используется для сигма-дельта АЦП с высоким
разрешением, однако ее можно применять ко всем типам АЦП.
Количество
Код на выходе АЦП
Рис. 6-125. Влияние приведенного к входу шума на гистограмму для заземленного входа
Иногда для вычисления разрешения используют отношение полного диапа¬
зона изменения сигнала (FS) к среднеквадратичному значению входного шума.
В этом случае обычно используют термин эффективное разрешение (effective
resolution). Заметим, что при одинаковых условиях эффективное разрешение
оказывается больше разрешения, свободного от воздействия шумов, в log2(6,6)
раз, т. е. примерно на 2,7 бит.
Эффективное разрешение = log3(2N/среднеквадратичное значение шума),
(6-19)
Эффективное разрешение = разрешение, свободное от шумов + 2,7бита.
(6-20)
Процесс вычислений наглядно представлен на рис. 6-126.
Динамические характеристики преобразователей
данных
Существуют самые различные характеристики АЦП, относящиеся к сигналам
с переменным напряжением (АС). На раннем этапе развития технологий аналого-
цифрового преобразования (более 30 лет назад) существовало очень мало стан¬
дартов для характеристик по переменному напряжению, а технологии и инстру¬
менты для проведения соответствующих измерений не были достаточно развиты
или даже отсутствовали. На протяжении 30-летнего периода производители и
пользователи накопили достаточный объем информации по измерению дина¬
мических характеристик преобразователей, и на рис. 6-127 показаны наиболее
распространенные из этих характеристик. Практически все из этих характе¬
ристик используют частотную, а не временную область, и в их основе лежит

6-6. Ошибки по переменному напряжению для преобразователей данных 575
использование БПФ (более подробно все эти вопросы будут изучаться в после¬
дующих разделах).
Эффективное значение шума
Значение peak-to-peak для шума
Разрешение, свободное от воздействия шума = Іод2
= en RMS
= 6.6 en RMS
полный диапазон
входного напряжения
размах шума
• «Эффективное разрешение»
= і°д2
Іод2
2N
размах шума (LSB)
полный диапазон
входного напряжения
среднеквадратичное
значение шума
2N
среднеквадратичное
значение шума (LSB)
= Разрешение, свободное от воздействия
шума + 2,7 бита
Рис. 6-126. Вычисление разрешения, свободного от воздействия шума (flicker-free) для
шума, приведенного к входу
Рис. 6-127. Количественные ха¬
рактеристики динамического по¬
ведения преобразователей
•	Нелинейные искажения
•	Наибольшее гармоническое искажение
•	Коэффициент нелинейных искажений (КНИ)
•	Нелинейные искажения с учетом шумов
•	Отношение сигнал/шум плюс искажения (SINAD, S/N+D)
•	Эфективное разрешение (ENOB)
•	Соотношение сигнал/шум (SNR)
•	Полоса пропускания для аналоговых сигналов
(сигналы с полной мощностью, сигналы с низким уровнем)
•	Диапазон, свободный от паразитных помех (SFDR)
•	Интермодуляционные искажения для двух частот
•	Интермодуляционные искажения для несколькких частот
•	Коэффициент мощности шума (NPR)
•	Коэффициент утечки для соседних каналов (ACLR)
•	Коэффициент шума
•	Время установления
•	Время восстановления из состояния перегрузки
Искажения, связанные с дифференциальной и
интегральной нелинейностью
Одним из важнейших понятий при изучении нелинейного поведения преобразо¬
вателей данных является то, что передаточная функция для преобразователей
данных имеет артефакты, которые отсутствуют в обычных линейных устрой¬
ствах, таких как операционные усилители или блоки усиления сигналов. Общая
интегральная нелинейность для АЦП связана с интегральной нелинейностью
входных схем и усилителя выборки/хранения, а также с общей интегральной

576 Глава 6. Преобразователи
нелинейностью передаточной функции АЦП. В отличие от этого дифференци¬
альная нелинейность (DNL) связана исключительно с процессом кодирования,
и она может в большой степени изменяться в зависимости от используемой ар¬
хитектуры кодирования. Общая ошибка интегральной нелинейности приводит
к возникновению искажений, амплитуда которых изменяется вместе с амплиту¬
дой входного сигнала. Например, интермодуляционные составляющие второго
порядка будут увеличиваться на 2 дБ при увеличении уровня сигнала на 1 дБ,
а интермодуляционные составляющие третьего порядка — на 3 дБ.
Дифференциальная нелинейность передаточной функции АЦП приводит к
возникновению искажений, которые зависят не только от амплитуды сигнала,
но и от того положения на передаточной функции АЦП, где возникает ошибка
DNL. На рис. 6-128 показаны две передаточные функции АЦП, которые разли¬
чаются местом возникновения ошибки DNL. На рис. 6-128 (А) ошибка возникает
в середине полного диапазона изменения сигнала. Такая ошибка будет возникать
как для сигналов с большой, так и для сигналов с малой амплитудой, при прохо¬
ждении через эту точку будут возникать искажения, которые достаточно слабо
зависят от амплитуды сигнала. На рис. 6-128 (В) ошибки DNL возникают для
кодов, соответствующих 1/4 и 3/3 от полного диапазона изменения сигнала. Эти
ошибки будут возникать только для сигналов, чья амплитуда превышает 1/2 от
максимального возможного размаха сигнала, для сигналов с меньшей амплиту¬
дой эта ошибка не возникает.
Большинство высокоскоростных АЦП проектируются таким образом, что
дифференциальная нелинейность распределяется по всему диапазону АЦП. Сле¬
довательно, если уровень сигнала будет всего на несколько дБ ниже максималь¬
ного возможного уровня, то искажения будут определяться общей нелинейно¬
стью передаточной функции. При более низких уровнях сигнала содержание
нелинейных составляющих будет определяться DNL, и не обязательно, что ам¬
плитуда этих искажений будет уменьшаться вместе с уменьшением уровня сиг¬
нала.
Дифференциальная
(А) нелинейность возникает
в середине полного
диапазона изменения
точках1/4 и 3/4 полного
диапазона изменения
Рис. 6-128. Типичные ошиб¬
ки для АЦП/ЦАП, связанные
с дифференциальной нелиней¬
ностью (увеличенное изобра¬
жение)

6-6. Ошибки по переменному напряжению для преобразователей данных 577
Частота (МГц)
Рис. 6-129. Расположение компонентов, связанных с искажениями: входной сигнал имеет
частоту 7 МГц, частота дискретизации равна 20 MSPS
Гармонические искажения, наибольшее гармоническое
искажение, коэффициент нелинейных искажений (КНИ)
и КНИ + шум
Существует множество способов для количественного определения уровня ис¬
кажения аналого-цифрового преобразователя. Для измерения амплитуды раз¬
личных гармонических составляющих сигнала может использоваться быстрое
преобразование Фурье (БПФ). Гармоники входного сигнала можно отличить от
прочих искажений по их положению в частотном спектре. На рис. 6-129 показан
входной сигнал с частотой 7 МГц, при дискретизации которого используется
частота 20 MSPS. Также на рисунке показано расположение первых 9 гармоник
входного сигнала. Возникающие под влиянием алиасинга гармоники fa распола¬
гаются на частотах | ± Kf5 ± nfa|, где п — порядок гармоники, а К = 0,1,2,3,...
В технической документации обычно рассматриваются только вторая и третья
гармоники, так как они имеют наибольшую амплитуду, хотя в некоторых техни¬
ческих описаниях может непосредственно указываться, какая из гармоник имеет
наибольший уровень (так называемая worst harmonic).
Гармонические искажения (harmonic distortion) обычно выражаются в де¬
цибелах по отношению к несущей (dBc, decibels below carrier), однако в аудио¬
приложениях они могут выражаться в процентах. Гармонические искажения
обычно указываются для сигнала, уровень которого близок к максимально воз¬
можному уровню (обычно уровень устанавливается на 0,5-1 дБ ниже уровня
полного диапазона изменения с целью избежать ограничения уровня сигнала),
однако данная характеристика может указываться для любого уровня сигнала.
Если уровень сигнала будет значительно ниже максимально возможного, то на
характеристики преобразователя могут оказывать воздействие другие искаже¬
ния, связанные с дифференциальной нелинейностью (а не прямые гармоники).
Коэффициент нелинейных искажения, КНИ (THD), представляет собой от¬
ношение среднеквадратичного значения основного сигнала к среднему значению
корня квадратного из суммы квадратов для сигналов, соответствующих имею-
19—1277

578 Глава 6. Преобразователи
щимся гармоникам (обычно рассматривают только пять гармоник). Коэффици¬
ент нелинейных искажений для АЦП также определяется при уровне входного
сигнала, близком к максимальному, хотя КНИ может указываться и для сигнала
с произвольным уровнем.
Значение коэффициента нелинейных искажений плюс шум (THD+N) пред¬
ставляет собой среднеквадратичное значение (RMS) для основного сигнала, де¬
ленное на среднее значение корня квадратного из суммы квадратов гармоник
сигнала и всех компонентов шума (за исключением постоянного уровня). Не¬
обходимо указывать полосу пропускания, для которой производится определе¬
ние уровня шумов. Если используется БПФ, то полоса пропускания составляет
от 0 Гц до fs/2. Если производить измерения в этой полосе частот, то значе¬
ние THD+N будет эквивалентно значению SINAD (отношение сигнала к шуму
плюс искажения).
Отношение сигнал/шум плюс искажения, отношение
сигнал/шум и эффективное количество разрядов
Параметры SINAD (отношение сигнал/шум плюс искажения) и отношение сиг¬
нал/шум необходимо рассмотреть более подробно, так как до сих пор между
производителями АЦП существуют различия при определении этих понятий.
Отношение сигнала к сумме шума и искажений (SINAD, или же S/(N + D)),
представляет собой отношение среднеквадратичного значения амплитуды сиг¬
нала к корню квадратному из суммы квадратов всех остальных спектральных
компонентов, включая гармоники, при этом сигнал с постоянным уровнем не
учитывается (см. рис. 6-130). Параметр SINAD достаточно хорошо описывает
общую динамическую характеристику АЦП в зависимости от частоты входного
сигнала, так как он учитывает все компоненты, связанные с шумом (включая
тепловой шум) и искажениями. Часто этот параметр отображается на графи¬
ках для различных амплитуд входного сигнала. Если полоса измерения шума
для параметров SINAD и THD+N одинакова, то эти параметры будут идентич¬
ны. На рис. 6-131 показан типичный график для AD9226 (12-разрядный АЦП, 65
MSPS).
SINAD — отношение среднеквадратичного значения амплитуды сигнала к
среднему значению корня квадратного из суммы квадратов всех остальных
спектральных компонентов, включая гармоники (без учета постоянной соста¬
вляющей).
ENOB (Effective Number of Bits):
ENOB =
SINAD - 1,76 дБ
М2	'
SNR — отношение среднеквадратичного значения амплитуды сигнала к
среднему значению корня квадратного из суммы квадратов всех остальных
спектральных компонентов, при этом не учитываются пять первых гармоник
и постоянная составляющая.
Рис. 6-130. Параметры SINAD, ENOB и SNR

6-6. Ошибки по переменному напряжению для преобразователей данных 579
1 10 100 1 000
Частота аналогового входного сигнала (МГц)
Рис. 6-131. Графики зависимости SINAD и ENOB для AD9226 (12-разрядный АЦП, 65
MSPS)
График для SINAD показывает, где характеристики АЦП по переменному
напряжению ухудшаются под влиянием высокочастотных искажений. Обычно
такой график строится для частот, которые значительно превышают частоту
Найквиста, благодаря этому можно оценить характеристики АЦП для его ис¬
пользования при субдискретизации (undersampling). Часто SINAD преобразуют
в параметр ENOB, используя для этого теоретическое значение для соотношения
сигнал/шум: SNR = 6,02N +1,76 дБ. Если решить это уравнение относительно N
и подставить вместо SNR значение SINAD, то получаем следующее выражение:
SINAD - 1,76 дБ
ENOB =
6,02
(6-21)
Отношение сигнал/шум (SNR, или SNR-without-harmonics) вычисляется анало¬
гично SINAD с единственным исключением, что из рассмотрения исключаются
гармоники и остаются только компоненты, связанные с шумом. На практике до¬
статочно исключить первые пять гармоник, так как именно они вносят основной
вклад. Параметр SNR ухудшается при высоких частотах,*однако не с такой вы¬
сокой скоростью, как SINAD, так как в этом случае мы не учитываем гармоники.
Для многих АЦП в технической документации достаточно свободно опре¬
деляются значения для SINAD и SNR,, и необходимо внимательно относиться
к приводимым характеристикам.
Полоса пропускания аналогового сигнала
Полосой пропускания аналогового сигнала для АЦП считается такая частота,
при которой уровень основной частотной составляющей (которая определяется
при помощи БПФ) в спектре сигнала падает на 3 дБ. Этот параметр может

580 Глава 6. Преобразователи
указываться как для малых сигналов (SSBW — small signal bandwidth, полоса
пропускания для малых сигналов), так и для сигналов с максимально возмож¬
ным уровнем (FPBW — full power bandwidth, полоса пропускания для сигналов
с максимальной мощностью). Различные производители могут использовать са¬
мые разнообразные спецификации.
Полоса пропускания для малых сигналов будет больше, чем полоса пропус¬
кания для сигналов с максимально возможным уровнем (FPBW). Это связано
с ограниченной скоростью нарастания для аналоговой схемы преобразователя.
Аналогичные характеристики для полосы пропускания существуют и для опера¬
ционных усилителей.
Подобно усилителю, указанная полоса пропускания аналогового сигнала для
преобразователя не означает, что АЦП способен обеспечить приемлемый уро¬
вень искажения для сигналов с частотой, достигающей границы данной полосы
пропускания. В действительности, параметр SINAD (или ENOB) для большин¬
ства АЦП начинает значительно ухудшаться еще до приближения частоты к дей¬
ствительной полосе пропускания, соответствующей ослаблению уровня сигнала
на 3 дБ. На рис. 6-132 показываются ENOB и амплитудно-частотная характе¬
ристика для сигнала с максимально возможным уровнем для АЦП, у которого
значение FPBW равно 1 МГц. Видно, что ENOB начинает достаточно быстро
ухудшаться уже при частотах более 100 кГц.
В некоторых системах, особенно в видеоприложениях, полоса пропускания
указывается для такой частоты, когда уровень сигнала падает на 0,1 дБ.
m
О
2
Ш
Коэффициент усиления
(для сигнала с максимально
возможным уровнем)
FPBW = 1 МГц
Эффективное разрешение
(для сигнала с максимально
возможным уровнем)
Эффективное разрешение
(для сигнала с уровнем
на 20 дБ ниже максимально
возможного уровня)
10	100	1 к	10 к	ЮОк 1М
Частота входного сигнала АЦП (Гц)
-&
-&
о
о
12
ЮМ
Рис. 6-132. Коэффициент
усиления (полоса пропуска¬
ния) и ENOB в зависимо¬
сти от частоты: видно, ка¬
кое важное значение имеет
ENOB
Диапазон, свободный от паразитных помех
Для АЦП, предназначенных для использования в телекоммуникационном обору¬
довании, вероятно, одной из наиболее важных характеристик является диапазон,

6-6. Ошибки по переменному напряжению для преобразователей данных 581
свободный от паразитных помех (SFDR). Параметр SFDR для АЦП означает
примерно то же, что и для смесителей или малошумящих усилителей (LNA) озна¬
чает пересечение третьего порядка (third-order intercept). Диапазон, свободный
от паразитных помех, для АЦП определяется как соотношение среднеквадратич¬
ного значения амплитуды сигнала к среднеквадратичному значению наибольших
паразитных частотных составляющих, которое измеряется по всему диапазону
интересующей нас полосы пропускания. Если не оговорено иное, то в качестве
полосы пропускания рассматривается диапазон от 0 Гц до fs/2 (полоса пропус¬
кания Найквиста).
Иногда частотный диапазон разделяют на область, соответствующую инте¬
ресующим нас сигналам (in-band region), и область, которая не представляет для
нас интереса и для которой выполняется фильтрация (out-of-band region). В этом
случае значение SFDR может приводиться для каждой из этих областей (in-band
SFDR и out-of-band SFDR соответственно).
На графиках SFDR обычно отображается в зависимости от амплитуды сиг¬
нала, значение этой характеристики выражается с помощью dBc (децибелы от¬
носительно амплитуды сигнала) или с помощью dBFS (децибелы относительно
полного диапазона изменения сигнала), см. рис. 6-133.
Если уровень сигнала близок к максимально возможному уровню, то обычно
максимальная паразитная составляющая возникает на частоте, соответствую¬
щей одной из первых гармоник основного сигнала. Однако, если уровень сигнала
падает на несколько децибел относительно полного диапазона изменения сигна¬
ла (FS), то обычно возникают и другие паразитные помехи, частота которых не
является непосредственной гармоникой входного сигнала. Они связаны, как уже
говорилось ранее, с дифференциальной нелинейностью передаточной функции
АЦП. Итак, SFDR позволяет учесть все источники искажений, независимо от
их происхождения.
Рис. 6-133. Диапа¬
зон, свободный от
паразитных помех
(SFDR)
ДБ
Полный диапазон изменения сигнала
Уровень входного
сигнала (уровень несущей)
SFDR (dBFS)
SFDR (dBc)
Уровень наибольшей
паразитной
составляющей
Частота
JL
2

582 Глава 6. Преобразователи
Микросхема AD6645 представляет собой 14-разрядный АЦП с частотой дис¬
кретизации 80 MSPS, который предназначен для использования в телекомму¬
никациях, где важно обеспечить высокое значение SFDR. Значение SFDR для
сигнала с частотой 69,1 МГц и при частоте дискретизации 80 MSPS показано
на рис. 6-134. Заметим, что минимальное значение для SFDR, равное 89 сіВс,
обеспечивается во всем диапазоне, соответствующем первой зоне Найквиста (от
0 Гц до 40 МГц).
со
LL
СО
■О
0
-10
-20
-30
-40
-50
-60
-70
-80
-90
-100
-110
-120
-130
ENCODE = 801
/ISPS
@ -1dBFS
c
AIN = 69.1 MHz
SNR = 73.5 dB
SFDR = 89.0dB
О 3
4
Lu		 .1. 1 .-.«ЫІ		.ul
■I,.L,. U ... ii ,„5, 1| ,
Jrf . I ІІ .
ШЯШШШШШ
0	5	10	15	20	25	30	35	40
Частота (МГц)
Рис. 6-134. SFDR для
AD6645 (14-разрядный
АЦП, 80 MSPS) для
входного сигнала с ча¬
стотой 69,1 МГц
На рис. 6-135 показывается значение SFDR в зависимости от амплитуды сиг¬
нала. Заметим, что для всего диапазона возможных амплитуд сигнала SFDR
превышает 90 dBc.
Заметное на графике резкое изменение SFDR связано с дифференциальной
нелинейностью передаточной функции АЦП. Характеристики нелинейности со¬
ответствуют тем, что показаны на рис. 6-128 (В), они смещены относительно
середины полной шкалы изменения сигнала. Если уровень сигнала не превышает
65 дБ, то влияние ошибки DNL не будет проявляться. Следует заметить, что зна¬
чение SFDR можно улучшить с помощью добавления псевдослучайного (dither)
сигнала с малой амплитудой и частотой, лежащей вне интересующего нас ча¬
стотного диапазона — однако при этом будет немного ухудшаться соотношение
сигнал/шум.
Значение SFDR обычно намного превышает теоретическое значение соотно¬
шения сигнал/шум (для АЦП с разрядностью N), которое равно (6,021Ѵ+1,76 дБ).
Например, для AD6645 (14-разрядный АЦП) SFDR составляет 90 dBc, тогда как
типичное значение SNR равно 73,5 дБ (теоретическое значение для 14-разрядно-
го АЦП —86 дБ). Это связано с тем, что существует фундаментальное различие
между измерением шума и измерением искажений. Коэффициент обработки,
относящийся к БПФ (БПФ для 4096 точек обеспечивает 33 дБ), позволяет на-

6-6. Ошибки по переменному напряжению для преобразователей данных 583
блюдать паразитные частотные составляющие с уровнем намного меньше, чем
уровень шума. Увеличение разрешения АЦП может использоваться для улучше¬
ния SNR, однако это может не улучшить значение SFDR.
Рис. 6-135. SFDR для
AD6645 (14-разрядный АЦП,
80 MSPS) в зависимости
от уровня мощности вход¬
ного сигнала, который име¬
ет частоту 69,1 МГц
Уровень мощности входного сигнала (dBFS)
Интермодуляционные искажения для двух частот
Интермодуляционные искажения (IMD) для двух различных частот измеряются
с помощью подачи на АЦП двух синусоидальных сигналов с различными часто¬
тами Ц и f2. Обычно эти частоты достаточно близки. Амплитуда для каждого
синусоидального сигнала устанавливается примерно на 6 дБ меньше полного
диапазона изменения сигнала, благодаря этому АЦП не будет ограничивать
уровень результирующего сигнала, если два входных сигнала будут совпадать
по фазе. На рис. 6-135 показаны возникающие при таких испытаниях компо¬
ненты второго и третьего порядка. Заметим, что компоненты второго порядка
попадают в такой диапазон частот, где их можно удалить с помощью цифровой
фильтрации. Для компонентов третьего порядка фильтрация затруднена, так
как их частоты 2f2 — Ц и 2і-> — Ц достаточно близки к частотам входных сиг¬
налов. Если явно не оговаривается иное, то интермодуляционные искажения для
двух частот (IMD) относятся именно к компонентам третьего порядка. Значение
IMD выражается в децибелах (дБ относительно уровня несущей) относительно
уровня одного из входных сигналов, а не уровня их суммы.
Однако необходимо заметить, что если обе частоты близки к частоте fs/4,
то определить интермодуляционные компоненты с частотами 2f2 — Ц и 2fi — f2
будет достаточно сложно, так как на них будут накладываться гармоники, воз¬
никшие под влиянием алиасинга. Действительно, третья гармоника для сигнала
с частотой fs/4 будет иметь частоту 3fs/4, и под влиянием алиасинга будет
возникать гармоника на частоте fs — 3fs/4 = fs/4. Аналогично, если частоты

584 Глава 6. Преобразователи
(?) = Интермодуляционные компоненты 2-го порядка
f| h	(?) = Интермодуляционные компоненты 3-го порядка
Примечание: f., = 5МГц, f2 = 6МГц
(?)
f2H @
2fi - f2
®
©	2fi2;f1
2f2 - f,
▲
2fo
Ѳ
3;©2Vf1
2fi + f2
3f,
1	4 5 6 7	10 11 12	15 16 17 18
Частота (МГц)
Рис. 6-136. Интермодуляционные компоненты второго и третьего порядка для сигналов
с частотой fi = 5 МГц и І2 = 6 МГц
выходных сигналов близки к частоте fs /3, то на результаты измерений может
оказывать влияние вторая гармоника, возникающая под влиянием алиасинга.
Вычисления проводятся аналогичным образом: частота второй гармоники для
сигнала с частотой fs/3 будет составлять 2fs/3, под влиянием алиасинга пара¬
зитная гармоника будет возникать на частоте fs — 2fs/3 = fs/3.
Параметр SFDR для многих частот
В телекоммуникационных приложениях часто измеряют параметр SFDR для
двух и более частот. Использование большего количества частот позволяет более
точно моделировать работу систем мобильной связи, использующих широкопо¬
лосный спектр, таких как AMPS или GSM. На рис. 6-137 показаны интермо¬
дуляционные компоненты при подаче двух частот для 14-разрядного аналого-
цифрового преобразователя AD6645, использующего частоту дискретизации 80
MSPS. На его вход подаются сигналы с частотой 55,25 МГц и 56,25 МГц, кото¬
рые находятся во второй зоне Найквиста. Возникающие под влиянием алиасинга
компоненты с частотой 23,75 МГц и 24,75 МГц будут находиться в первой зоне
Найквиста. Благодаря высокому значению SFDR преобразователь способен об¬
рабатывать слабые сигналы в присутствии сигналов с высоким уровнем. Также
благодаря высокому значению SFDR интермодуляционные компоненты мощных
сигналов не могут подавлять слабые сигналы. На рис. 6-138 для AD6645 показы¬
вается зависимость параметра SFDR (для двух частот) от амплитуды входного
сигнала (частоты при этом не изменяются).
Точки пересечения второго и третьего порядка,
точка сжатия на 1 дБ
Интермодуляционные искажения третьего порядка особенно нежелательны в мно¬
гоканальных телекоммуникационных системах, где между каналами в частот-

6-6. Ошибки по переменному напряжению для преобразователей данных 585
ной области существует фиксированное разделение. Интермодуляционные ком¬
поненты третьего порядка, возникающие от сигналов с высоким уровнем, могут
подавлять более слабые сигналы.
Рис. 6-137. Параметр SFDR
для двух частот (55,25 МГц
и 56,25 МГц), 14-разрядный
АЦП AD6645 с частотой 80
MSPS
0
-10
-20
-30
-40
-50
-60
-70
-80
-90
-100
-110
-120
130
ENCODE = 80MSPS
AIN = 55.25 MHz,
56.25MHz (-7dBFS).
No dither
2 2
0	5	10	15	20	25	30	35	40
Частота (МГц)
Рис. 6-138. Зависимость па¬
раметра SFDR для двух ча¬
стот от амплитуды входного
сигнала, 14-разрядный АЦП
AD6645 с частотой 80 MSPS
Для усилителей обычно принято использовать для характеристики интермо¬
дуляционных компонентов третьего порядка так называемую точку пересечения
третьего порядка (third-order intercept point), см. рис. 6-139. На вход системы
подаются два сигнала с определенными частотами. Далее строится зависимость
мощности основного сигнала на выходе, соответствующему одному из входных
сигналов (в dBm), а также уровней компонентов третьего порядка (относитель¬
но уровня основного сигнала), в зависимости от мощности входного сигнала.

586 Глава 6. Преобразователи
Основной сигнал показан на графике в виде прямой с наклоном, равным единице.
Если нелинейную характеристику системы разложить в ряд, то можно показать,
что амплитуда интермодуляционных компонентов второго порядка увеличива¬
ется на 2 дБ при увеличении сигнала на 1 дБ, т. е. соответствующая прямая
будет иметь наклон, равный 2.
Аналогично амплитуда интермодуляционных искажений третьего порядка
будет увеличиваться на 3 дБ при увеличении уровня сигнала на 1 дБ, на графи¬
ке соответствующая прямая имеет наклон, равный 3. Используя входные сигналы
с достаточно малым уровнем, можно построить прямые для интермодуляцион¬
ных компонентов второго и третьего порядка (прямую можно построить, если
известен ее наклон и одна точка, через которую она проходит), см. рис. 6-139.
Когда входной сигнал достигает определенного уровня, начинается мягкое
ограничение уровня выходного сигнала — или его сжатие. Здесь для нас ва¬
жен параметр, известный как точка сжатия на 1 дБ (1 dB compression point).
Это такая точка, где уровень выходного сигнала уменьшается на 1 дБ отно¬
сительно идеальной передаточной функции для входных/выходных сигналов.
На рис. 6-139 это иллюстрируется тем, что идеальная передаточная функция
в данной области отображается с помощью пунктирной линии, а действитель¬
ная характеристика отображается сплошной линией и показывает замедление
нарастания выходного сигнала.
Рис. 6-139. Определение для усилителей точки пересечения и точки
сжатия на 1 дБ
Можно продолжить линии, соответствующие интермодуляционным компо¬
нентам второго и третьего порядка, до пересечения с идеальной передаточной

6-6. Ошибки по переменному напряжению для преобразователей данных 587
характеристикой (пунктирная линия). Эти точки пересечения называются точ¬
ка пересечения второго порядка (IP2) и точка пересечения третьего порядка
(ІРЗ). Соответствующие этим точкам уровни мощности обычно измеряются от¬
носительно выходной мощности устройства (в dBm) при работе на согласован¬
ную нагрузку (обычно используют 50 Ом, но это не обязательно).
В данной области АЦП
выполняет жесткое
Рис. 6-140. Для преобразователей данных точки пересечения не имеют практического
применения
Необходимо заметить, что точки пересечения второго и третьего порядка,
а также точка сжатия на 1 дБ зависят от частоты, так как при более высоких
частотах искажения возрастают.
Для заданной частоты информация о точке пересечения третьего поряд¬
ка позволяет вычислить примерный уровень интермодуляционных компонентов
третьего порядка в зависимости от уровня выходного сигнала.
Для АЦП понятия точки пересечения второго и третьего порядка не мо¬
гут применяться, так как компоненты, связанные с искажениями, изменяются
достаточно сложно предсказуемым образом. АЦП не начинает постепенно осу¬
ществлять сжатие сигналов при их приближении к максимально возможному
уровню (т.е. точки сжатия на 1 дБ просто не существует), в случае выхода
сигнала за пределы допустимого диапазона он действует как жесткий ограни¬
читель, и по причине такого ограничения возникают значительные искажения.
С другой стороны, если уровень сигнала значительно ниже максимально возмож¬
ного, то уровень искажений остается приблизительно постоянным и не зависит
от уровня сигнала. Графически это иллюстрируется на рис. 6-140.
Показанная на рис. 6-140 кривая для интермодуляционных компонентов мо¬
жет быть разделена на три области. Для входных сигналов с низким уровнем

588 Глава 6. Преобразователи
интермодулядионные компоненты будут иметь относительно постоянный уро¬
вень, который не зависит от уровня сигнала. Это означает, что если уровень
входного сигнала увеличивается на 1 дБ, то отношение уровня сигнала к уров¬
ню интермодуляционных компонентов также увеличится на 1 дБ. Когда уровень
входного сигнала лишь на несколько дБ отличается от полного диапазона из¬
менения сигнала, то уровень интермодуляционных компонентов может начать
увеличиваться (однако этого может не происходить в АЦП, имеющих очень
тщательно проработанную архитектуру). Точные границы начала возрастания
зависят от характеристик рассматриваемого АЦП — некоторые АЦП сохраня¬
ют примерно одинаковый уровень интермодуляционных компонентов для всего
диапазона изменения сигнала, однако для большинства АЦП уровень все-таки
возрастает. По мере дальнейшего увеличения уровня сигнала, когда он выходит
за пределы полного диапазона изменения, аналого-цифровой преобразователь
начинает действовать в качестве идеального ограничителя, и интермодуляцион¬
ные компоненты принимают очень высокий уровень.
В связи с этим для АЦП не указываются значения для точек пересечения
второго и третьего порядка, которые обычно используются как характеристи¬
ки для интермодуляционных искажений. Приблизительно то же можно сказать
и о ЦАП. В любом случае, обычно в качестве характеристики уровня искаже¬
ний для преобразователей используется такой параметр, как SFDR (диапазон,
свободный от паразитных помех).
Соотношение мощностей соседних каналов и
коэффициент проникновения для соседних каналов
в случае широкополосных систем CDMA
Каналы WCDMA (wideband code division multiple access) обладают полосой про¬
пускания, приблизительно равной 3,84 МГц, при этом расстояние между кана¬
лами равно 5 МГц. Соотношение (выраженное в dBc) между измеренной мощно¬
стью для одного канала и мощностью соседнего канала носит название «соотно¬
шение мощностей соседних каналов» (ACPR, adjacent channel power ratio).
Соотношение, выраженное в dBc, между мощностью, измеренной в пределах
полосы пропускания канала, и уровнем шума в соседнем канале, в котором от¬
сутствует сигнал несущей, носит название «коэффициента проникновения для
соседних каналов» (ACLR, adjacent channel leakage ratio).
На рис. 6-141 показан канал WCDMA, центральная частота для которого
равна 140 МГц. Этот сигнал измеряется при помощи аналого-цифрового пре¬
образователя AD6645, который работает с частотой 76,8 МГц, и может служить
в качестве хорошего примера приложения с субдискретизацией (непосредствен¬
ное преобразование сигнала с промежуточной частотой в цифровой формат).
Сигнал находится в третьей зоне Найквиста: 3fs/2 — 2fs (115,2 — 153,6 МГц).
Следовательно, возникающий под влиянием алиасинга в первой зоне Найкви¬
ста сигнал будет занимать диапазон с центральной частотой, равной 2fs — fa =
= 153,6 — 140 = 13,6 МГц. На рисунке также показаны гармоники, возникающие
под влиянием алиасинга. Например, вторая гармоника входного сигнала будет
иметь частоту 2 х 140 — 280 МГц, а возникающий под влиянием алиасинга ком¬
понент будет иметь частоту 4fs — 2fa = 4 х 76,8 — 280 = 307,2 — 280 = 27,2 МГц.

6-6. Ошибки по переменному напряжению для преобразователей данных 589
Частота (МГц)
Рис. 6-141. Канал WCDMA, коэффициент проникновения для соседних
каналов (ACLR)
Коэффициент мощности шума
Коэффициент мощности шума (NPR, noise power ratio) широко используется
для измерения характеристик при передаче сигналов по телекоммуникацион¬
ным каналам с разделением по частоте (FDMA) (см. ссылку [7]). В типичных
системах FDMA каналы для передачи голоса с полосой пропускания 4 кГц «упа¬
ковываются» в частотные элементы для последующей передачи по коаксиальным
линиям или с помощью микроволнового или спутникового оборудования. При
приеме данные с разделением по частоте демультиплексируются и вновь пе¬
редаются в качестве отдельных каналов с полосой пропускания 4 кГц. Если
в FDMA-системе количество используемых каналов превышает 100, то сигнал
FDMA можно аппроксимировать гауссовым шумом с соответствующей полосой
пропускания. Для отдельных каналов с полосой пропускания 4 кГц можно вы¬
полнить измерение уровня шума («quietness») с помощью узкополосного режек-
торного фильтра (bandstop) и специальным образом настроенного приемника,
который измеряет мощность шума в пределах полосы частот шириной 4 кГц (см.
рис. 6-142).
Процедура измерения коэффициента мощности шума (NPR) не отличается
особой сложностью. При отключенном режекторном фильтре с помощью узкопо¬
лосного приемника выполняется измерение среднеквадратичной мощности шума
для сигнала в пределах интересующей нас полосы частот. Затем включают ре-
жекторный фильтр и выполняют измерения остаточных шумов в пределах этой
же полосы частот. Соотношение между двумя полученными результатами, выра¬
женное в децибелах, и является коэффициентом мощности шума (NPR). Чтобы

590 Глава 6. Преобразователи
определить работоспособность системы, выполняются измерения для несколь¬
ких каналов в полосе шумов (для низкой, средней и высокой частоты). Измерения
коэффициента мощности шума с помощью АЦП осуществляются аналогичным
образом, только вместо аналогового приемника используются промежуточная
память и процессор, который выполняет БПФ.
Рис. 6-142. Измерение мощности шума (NPR)
Коэффициент мощности шума отображается в виде функции от среднеква¬
дратичного уровня шума, измеренного относительно максимального возможного
диапазона для данной системы. При малых уровнях шумовой загрузки кана¬
ла в основном нежелательный шум (для не цифровых устройств) состоит из
теплового шума, и его значение не зависит от уровня входного шума. Если рас¬
сматривать данную область зависимости, то увеличение на 1 дБ уровня шумовой
загрузки канала приводит к увеличению коэффициента мощности шума на 1 дБ.
По мере увеличения шумовой загрузки используемые в системе усилители на¬
чинают работать в режиме перегрузки, что приводит к возникновению интер¬
модуляционных компонентов, которые увеличивают уровень шума в системе.
При дальнейшем увеличении входного шума доминирующее влияние начинает
оказывать шум, вызванный перегрузкой, и коэффициент мощности шума силь¬
но снижается. Системы FDMA обычно работают при таком уровне шумовой
загрузки канала, который на несколько децибел ниже максимального значения
коэффициента мощности шума (NPR).
В цифровых системах, в которых используется АЦП, при низком уровне шума
на входе в пределах канала будет в основном присутствовать шум квантования.
В пределах этой области зависимость NPR является линейной. При увеличе¬
нии уровня шума будет существовать взаимно однозначное соответствие между
уровнем шума и NPR.
Однако при некотором уровне начинает доминировать шум «ограничения»,
вызванный тем, что АЦП начинает работать в режиме жесткого ограничителя.

6-6. Ошибки по переменному напряжению для преобразователей данных 591
На рис. 6-143 показываются теоретические зависимости для АЦП с разрядно¬
стью 10, 11 и 12 бит (см. ссылку [8]).
Рис. 6-143. Теоретическое зна¬
чение NPR для АЦП с разрядно¬
стью 10, 11 и 12 бит
Разрядность
Оптимальное значение к
к (дБ)
Максимальное значение NPR (дБ)
8
3,92
11,87
40,60
9
4,22
12,50
46,05
10
4,50
13,06
51,56
11
4,76
13,55
57,12
12
5,01
14,00
62,71
13
5,26
14,41
68,35
14
5,49
14,79
74,01
15
5,72
15,15
79,70
16
5,94
15,47
85,40
Диапазон измерения АЦП = ±Ѵо,
k = Ѵо/а,
<т = среднеквадратичный уровень шума
Рис. 6-144. Теоретическое значение NPR для АЦП с разрядностью 10, 11 и 12 бит
На рис. 6-144 показано максимальное теоретическое значение NPR и уровень
шумовой загрузки, при котором достигается максимальное значение для АЦП
с разрядностью от 8 до 16 бит. Полный диапазон входного сигнала для АЦП
составляет 2Ѵо- Среднеквадратичный уровень шума равен сг, а коэффициент
шумовой загрузки к (форм-фактор) определяется как соотношение максималь¬
ного и среднеквадратичного значений: Ѵо/<т (к выражается в децибелах или как
численное соотношение).
В многоканальных высокочастотных телекоммуникационных системах, где
фазовая корреляция между каналами отсутствует или является незначительной,
коэффициент мощности шума (NPR) может использоваться для моделирова¬
ния искажений, вызванных большим количеством индивидуальных каналов (как

592 Глава 6. Преобразователи
и для систем FDMA). Между источником шума и АЦП устанавливается ре-
жекторный фильтр, а вместо аналогового приемника используется устройство,
выполняющее БПФ. Как показано на рис. 6-145, ширина полосы подавления для
режекторного фильтра устанавливается равной нескольким мегагегрцах, в ка¬
честве АЦП используется AD9430 (12 разрядов, 170 VSPS).
Центр полосы подавления режекторного фильтра соответствует частоте 19 МГц,
и коэффициент мощности шума (NPR) описывает «глубину», с которой фильтр
выполняет подавление сигнала. В пределах диапазона подавления фильтра иде¬
альный АЦП может создавать только шум квантования, однако на практике при
работе АЦП возникают и другие компоненты шума, связанные с дополнительны¬
ми помехами и интермодуляционными составляющими. Заметим, что реальное
значение коэффициента мощности шума равно 57 дБ, тогда как теоретическое
значение составляет 62,7 дБ.
Коэффициент шума (F) и шумфактор (NF)
Такой показатель, как шумфактор (NF, Noise Factor), достаточно широко рас¬
пространен в среде разработчиков радиочастотных систем. Он используется
в качестве характеристики для радиочастотных усилителей, смесителей и дру¬
гих устройств и используется в качестве инструмента при разработке радиопри¬
емных устройств. Понятие NF достаточно подробно рассматривается во многих
превосходных учебных пособиях по телекоммуникациям и проектированию ра¬
диоприемных устройств (например, см. ссылку [9]). Мы не будем рассматривать
данную тему во всех деталях, нас интересует только ее применение в преобра¬
зователях данных.
Рис. 6-145. Измеренное
значение NPR 12-разряд-
ного АЦП AD9430 с бы¬
стродействием 170 MSPS
составляет 57 дБ (теоре¬
тическое — 62,7 дБ)
Частота входного сигнала
Так как сегодня широкополосные операционные усилители и АЦП широко
используются и в радиочастотных устройствах, то неизбежно наступил тот

6-6. Ошибки по переменному напряжению для преобразователей данных 593
день, когда возникла необходимость изучить для таких устройств особенности
поведения шумфактора (NF). Как указывается в [10], чтобы получить для опе¬
рационного усилителя корректное значение шумфактора, необходимо не только
знать уровень шума по току и напряжению. Необходимо также иметь точную
информацию об условиях работы усилителя — коэффициент усиления для схемы
с замкнутой обратной связью, сопротивление резисторов, которые использу¬
ются для настройки коэффициента усиления, сопротивление источника, полосу
пропускания и т. д. Как мы увидим далее, определение шумфактора для АЦП
является несколько более сложной задачей.
Источник
\
R
В = полоса пропускания
шума для фильтра
5 Фильтр (
1 А
£ с
г <
) в с
PFS(flBM)
:
f
f I
Adc
N
*Может использоваться
внешнее сопротивление
Коэффициент шума (F)
(Полное эффективное значение входного шума)
2
(Полное эффективное значение шума, связанное с R)
Шумфактор (NF) = 10 Іод10
(Полное эффективное значение входного шума)
(Полное эффективное значение шума, связанное с R)
Примечание: Измерение шума должно производиться в полосе пропускания шума фильтра
Рис. 6-146. Шумфактор для АЦП: относиться с осторожностью!
На рис. 6-146 показана базовая модель, которая используется для определения
шумфактора аналого-цифрового преобразователя. Коэффициент шума (F) опре¬
деляется достаточно просто — как соотношение между полной эффективной
мощностью входного шума для АЦП к мощности шума, связанной с сопротивле¬
нием источника. Так как импеданс согласован, то вместо мощности шума можно
использовать квадрат шума напряжения. Шумфактор (NF) представляет собой
коэффициент шума, выраженный в децибелах: NF = 10 log10 F.
В данной модели предполагается, что сигнал на вход АЦП поступает от
источника с сопротивлением R, и частота входного сигнала ограничена зна¬
чением fs/2. Также используется фильтр, у которого полоса пропускания для
шума также ограничена частотой fs/2. Можно еще более ограничить полосу
пропускания входного сигнала и использовать передискретизацию, однако эту
возможность мы обсудим несколько позднее.
Также предполагается, что входной импеданс АЦП равен сопротивлению ис¬
точника сигнала. Большинство АЦП обладают высоким входным импедансом,
так что может использоваться внешнее терминирующее сопротивление, которое
может использоваться вместе с АЦП, или же может включаться параллельно
внутреннему сопротивлению с целью получить эквивалентное сопротивление,
которое будет равно R. Максимальная (FS) мощность для входного сигнала
определяется как мощность синусоидального сигнала, чья полная амплитуда
(peak-to-peak) соответствует полному диапазону входного сигнала АЦП.

Глава 6. Преобразователи
PFS(dBm) — 10 log
10
(6-24)
Синусоидальный входной сигнал с максимально возможной амплитудой обла¬
дает полным размахом в 2Ѵо, который соответствует полному диапазону изме¬
нения входного сигнала АЦП:
v(t) = Vo sin(27rft).	(6-22)
Мощность для такого синусоидального сигнала вычисляется по следующей формуле:
PFS = (Vo/R^ =	(6-23)
Принято выражать данную мощность в dBm (относительно уровня в 1 мВт):
Pfs
1 мВт
Полоса пропускания для шума в случае неидеального фильтра с прямоуголь¬
ной характеристикой определяется как полоса пропускания идеального фильтра
с прямоугольной характеристикой, который будет пропускать ту же мощность
шума, что и неидеальный фильтр. Таким образом, полоса пропускания шума для
фильтра будет всегда выше полосы пропускания фильтра с ослаблением на 3 дБ
на некоторый коэффициент, который зависит от резкости переходной области
фильтра. На рис. 6-147 показывается соотношение между полосой пропускания
шума и полосой пропускания с ослаблением на 3 дБ для фильтров Баттерворта
с количеством полюсов от одного до пяти. Заметим, что в случае двух полю¬
сов полоса пропускания шума и полоса с ослаблением на 3 дБ отличаются на
11%, при увеличении числа полюсов эти две полосы будут иметь практически
одинаковое значение.
Первым шагом в вычислении шум-
фактора является вычисление для АЦП
значения эффективного входного шума
на основании известного соотношения
сигнал/шум (SNR). Соотношение сиг-
нал/шум (SNR) для АЦП приводится
для различных входных частот, так что
обязательно используйте ту частоту,
которая соответствует интересующему
вас диапазону. Также следует убедить¬
ся, что приводимое значение SNR не
учитывает гармоники — в некоторых
технических описаниях для АЦП вме¬
сто SNR может указываться значение
SINAD. После того как было определено
значение SNR, эквивалентное средне¬
квадратичное напряжение входного шума можно рассчитать по следующей
формуле:
Vfsrms
Количество
Соотношение между
полосой пропускания
шума и полосой
ПОЛЮСОВ
с ослаблением на 3 дБ
1
1,57
2
1,11
3
1,05
4
1,03
5
1,02
Рис. 6-147. Соотношение между полосой
пропускания шума и полосой с ослаблением
на 3 дБ для фильтра Баттерворта
SNR = 20 log
ю
_LVnOISERMS.
Решаем это уравнение относительно Vnoise(rms):
Vnoise(rms) = Vfs(rms) х 10-SNR/20.
(6-25)
(6-26)

6-6. Ошибки по переменному напряжению для преобразователей данных 595
Это полное эффективное среднеквадратичное напряжение входного шума на ча¬
стоте несущей, измеренное для всей полосы Найквиста (от 0 Гц до fs/2).
Полученные результаты суммируются на рис. 6-148.
•	Начинаем с определения значения SNR данного АЦП для измеренной частоты
несущей. Заметим, что значение SNR не должно включать гармоники основ¬
ного сигнала и должно измеряться в полосе пропускания Найквиста (от 0 Гц
ДО fs/2)
SNR = 201og10(VPS(RMS)/VNOISE(RMS)).
VNOISE(RMS) = VFS(RMS)10_SNR/2°-
•	Мы получили полный эффективный входной шум АЦП для частоты несущей,
измеренный для всей полосы Найквиста (от 0 Гц до fs/2).
Рис. 6-148. Вычисление для АЦП полного эффективного входного шума
на основании значения SNR
= полоса пропускания
шума для фильтра
1Q-SNR/20
VNoise-RMS = VfS-RMS
F =
‘'Noise-RMS
kTRB
VFS-RMS2
R
—
_ —I
1
.jq—SNR/10
1
_кТ_
_в_
NF = 10log10F = PFs(dBm) + 174dBm - SNR - 10 log10B,
SNR выражается в дБ> В в Гц, Т = 300 К, к = 1,38 х 10~23 J/K
Рис. 6-149. Шумфактор АЦП, выраженный при помощи SNR, частоты дискретизации и
мощности входного сигнала
Следующим шагом является вычисление собственно значения шумфактора
(NF). Из рис. 6-149 можно заметить, что входной шум напряжения, связанный
с сопротивлением источника, выражается как шум напряжения сопротивления
источника (4kTBR), деленный на два. Так как терминирующий резистор на вхо¬
де АЦП образует аттенюатор 2:1, то в результате получаем (kTBR)1/2.
Для коэффициента шума F получаем следующее выражение:
V2
р _ v NOISE RMS _
k TRB
Шумфактор NF получаем с помощью преобразования значения F в децибелы и
V2
VFSRMS
1
R
кТ
[lO-SNR/iO]
"Г
в
(6-27)

596 Глава 6. Преобразователи
упрощения выражения:
NF = ІОю log F = PFS(dBm) + 174 dBm - SNR - 10m log В,	(6-28)
где SNR выражается в децибелах, В в герцах, Т = 300 К, к = 1,38х10-23 Дж/К.
Для снижения шумфактора NF можно использовать обработку (processing
gain), для чего применяются повышение частоты дискретизации (передискрети¬
зация) и фильтрация. В этом случае полоса пропускания сигнала В будет меньше,
чем fs/2. На рис. 6-150 показывается корректирующий коэффициент, который
позволяет получить следующее уравнение:
NF = ІОю logF = PFS(dBm) + 174dBm - SNR - 101og10[fs/2B] - 101og10 В. (6-29)
fs I
В = полоса пропускания
шума для фильтра
NF =
PFS(dBm) + 174 dBm - SNR - 10 log10
f,/2
В
—10 Іод10В,
Ч
Измеряется для
полосы частот
от 0 Гц до fs /2
	/
Коэффициент
обработки
SNR выражается в дБ, В в Гц, Т = 300 К, к = 1,38 X 10 23 J/K
Рис. 6-150. Шумфактор АЦП, выраженный при помощи SNR, частоты дискретизации и
мощности входного сигнала
На рис. 6-151 показан пример расчета шумфатора NF на примере 14-раз-
рядного аналого-цифрового преобразователя AD6645 с частотой дискретизации,
равной 80 MSPS. Параллельно к входу AD6645, который обладает входным им¬
педансом в 1 кОм, включается резистор сопротивлением 52,3 Ом, что позволяет
сделать чистый импеданс схемы равным 50 Ом. АЦП работает в полосе про¬
пускания Найквиста, и для вычислений по формуле (6-26) следует использовать
значение SNR, равное 74 дБ. В результате для шумфактора NF получаем значе¬
ние 34,8 дБ.
На рис. 6-152 показывается, как с помощью радиочастотного трансформато¬
ра, который выполняет усиление напряжения, можно улучшить значение шум¬
фактора NF. На рис. 6-152 (А) показывается результат, полученный при соот¬
ношении витков трансформатора 1:1, здесь для шумфактора получаем значение
34,8 (процесс расчетов показывается на рис. 6-151). На рис. 6-152 (В) показы¬
вается трансформатор с соотношением витков 1:2. Резистор с сопротивлением
249 Ом, включенный параллельно входному сопротивлению аналогово-цифрового
преобразователя AD6645, обеспечивает для чистого входного импеданса значе¬
ние 200 Ом. Благодаря усилению напряжения трансформатором (шум не усили¬
вается) шумфактор улучшается на 6 дБ. На рис. 6-152 (С) показывается транс-

6-6. Ошибки по переменному напряжению для преобразователей данных 597
Vps р-р-2,2В
fs = 80MSPS
SNR = 74dB
Input 3 дБ BW = 250 МГц
(0,778)2
PFS= gn =12,1 мВт
pFS(dBm)~ + 10,8dBm
NF = Pps(dBm) + 174dBm - SNR - 10 log10B
= +10,8dBm + 174dBm - 74dB - 10 log10(40 x 106)
= 34,8 dB
Рис. 6-151. Пример вычисления коэффициента шума в полосе пропускания Найквиста для
AD6645
VFSP.p = 2,2B
fs = 80 MSPS
SNR = 74 дБ
Input 3dB BW = 250Mru
NF = 34.8dB
NF = 28,8 дБ
NF = 22,8 дБ
Рис. 6-152. Применение радиочастоного трансформатора для улучшения шумфактора АЦП
форматор с соотношением витков 1:4. Параллельно входу AD6645 включает¬
ся резистор сопротивлением 4,02 кОм, что обеспечивает для чистого входно¬
го импеданса значение 800 Ом. Шумфактор улучшается еще на 6 дБ. Обычно

598 Глава 6. Преобразователи
на практике не используется большее соотношение витков, так как возникают
ограничения на полосу пропускания и возрастает уровень искажений.
+	А
Высокий коэффициент усиления первого каскада
позволяет уменьшить вклад шумфактора второго каскада
Шумфактор первого каскада вносит основной
вклад в общее значение шумфактора
NFT= 10 log10FT
Рис. 6-153. Определение шумфактора при использовании каскадов усиления на основании
уравнения Фрииза
Даже при использовании трансформатора с соотношением витков 1:4 мы
все-таки получаем для AD6645 значение шумфактора, равное 22,8 дБ, — а это
достаточно много в соответствии со стандартами, используемыми в радиоча¬
стотных приложениях. Решением является использовать перед АЦП малошумя-
щие каскады с высоким коэффициентом усиления. На рис. 6-153 показывается,
как использовать уравнение Фриза (Friis) для определения шумфактора при
использовании подобных каскадов усиления. Заметим, что высокий коэффици¬
ент усиления для первого каскада позволяет уменьшить вклад шумфактора от
второго каскада, т. е. в общем значении шумфактора основную роль играет шум-
фактор первого каскада.
На рис. 6-154 показывается влияние каскада с высоким усилением (25 дБ) и
малым уровнем шумов (NF = 4 дБ), который устанавливается перед схемой с до¬
статочно высоким шумфактором (30 дБ), — это значение шумфактора обычно
характерно для высокопроизводительных АЦП. Общее значение шумфатора бу¬
дет составлять 7,53 дБ, что всего лишь на 3,53 дБ выше, чем шумфактор первого
каскада (который равен 4 дБ).
Обобщая все сказанное выше, можно сделать следующий вывод: необходимо
быть очень осторожным при использовании понятия шумфактора для описа¬
ния широкополосных АЦП, в противном случае можно получить достаточно
противоречивые результаты. Если пытаться минимизировать шумфактор в со¬
ответствии с приводимыми выше уравнениями, то в результате можно увеличить
уровень шумов во всей схеме.
Например, в соответствии с вычислениями значение шумфактора (NF) бу¬
дет уменьшаться при увеличении сопротивления источника, однако увеличение
сопротивления источника также приводит к увеличению уровня шума в схеме.
Кроме этого, если в схеме не используется фильтрация для входного сигнала,
то шумфактор будет уменьшаться при увеличении полосы пропускания входно-

6-6. Ошибки по переменному напряжению для преобразователей данных 599
кГ
Ъ—£
G1dB = 25flB
NF1 =4дБ
~9
G1 = Ю25/10= 102,5 = 3 1 6,
G2 = 1,
г-
G2dB = 0flB
NF2 = 30flB
F1 = 1 о4/10 = 100,4 = 2,51
F2 = 1030/10 = 103 = 10ОО
FT = F1
F2-1
G1
2,51
1000 -1
316
= 2,51 + 3,16 = 5,67
NFT= 10 log,о 5,67 = 7,53 дБ
•	Первый каскад вносит основной вклад в общее значение шумфактора,
•	Первый каскад должен иметь максимально возможное значение
коэффициента усиления при минимально возможном значении шумфактора.
Рис. 6-154. Пример схемы, использующей два каскада усиления
го сигнала для АЦП. Здесь также возникает противоречие, так как увеличение
полосы пропускания приводит к увеличению уровня шума. В обоих этих случаях
увеличивается уровень шума в системе, что приводит к увеличению шумфакто¬
ра. Причина, по которой NF все-таки уменьшается, это то, что шум источника
сигнала вносит основной вклад в общий уровень шумов (который остается при
этом приблизительно постоянным, так как шум АЦП намного превосходит шум
источника). Следовательно, в соответствии с вычислениями шумфактор будет
уменьшаться, но при этом будет увеличиваться реальный уровень шумов, кото¬
рый имеется в схеме.
Итак, если АЦП используется автономно, то он будет иметь относительно
высокий шумфактор NF в сравнении с другими радиочастотными компонента¬
ми, такими как малошумящие усилители (LNA) или смесители. Как показано
на рис. 6-154, в реальных устройствах перед АЦП необходимо устанавливать
блоки усиления, которые отличаются малым уровнем шумов.
Время апертуры, время задержки апертуры и джиттер
апертуры
Пожалуй, одними из характеристик АЦП и усилителей выборки/хранения, кото¬
рые наиболее часто неправильно понимают и используют, являются те характе¬
ристики, в которых встречается слово апертура (aperture). Одной из наиболее
важных характеристик усилителя выборки/хранения является его способность
быстро отключать конденсатор, на котором хранится напряжение, от усилителя,
который служит в качестве буфера для входного сигнала (см. рис. 6-155). Тот
короткий (но не равный нулю) интервал времени, необходимый для выполнения
данной операции, и носит название времени апертуры ta (aperture time), так¬
же может использоваться название апертура дискретизации (sampling aperture).
Действительное значение напряжения, которое будет сохранено на конденсаторе

600 Глава 6. Преобразователи
по истечении данного интервала, зависит от скорости нарастания входного сиг¬
нала и от ошибок, которые возникают при выполнении операции переключения.
На рис. 6-155 показывается, что происходит при выполнении данной операции
для входных сигналов 1 и 2, которые обладают различной скоростью нарастания.
Для ясности мы игнорируем смещение при выборке/хранении (sample-to-hold
pedestal) и переходные напряжения, возникающие при переключении. Оконча¬
тельное значение, которое будет сохранено на конденсаторе, будет представлять
собой входной сигнал с учетом некоторого времени задержки, для которого
выполняется усреднение по интервалу, соответствующему времени закрытия
(апертуры) для данного ключа (см. рис. 6-155). В данной модели первого порядка
предполагается, что окончательное напряжение, которое будет присутствовать
на конденсаторе хранения, приблизительно равно среднему значению подаваемо¬
го на ключ сигнала — усреднение осуществляется для интервала времени (ta),
в течение которого ключ переходит из состояния с низким импедансом в состо¬
яние с высоким импедансом.
Аналоговая
задержка tda Время
апертуры ta
Входной
сигнал
Сигнал на выходе
драйвера ключа Выборка
ta = время апертуры
tda = аналоговая задержка
t,jd = цифровая задержка
te = tg/2 = задержка апертуры
Время для tda = tdd
т
/
—<D—
Напряжение на
конденсаторе
хранения
—<і>—
te' = задержка апертуры
относительно входа
‘e' =tdd-tda+A
Хранение
Рис. 6-155. Форма сигналов для схемы выборки/хранения и используемые определения
В данной модели учитывается конечный интервал времени (ta), который
необходим для перехода ключа в открытое состояние, это эквивалентно добавле¬
нию малой задержки te к тактовому сигналу, который управляет работой схемы
выборки/хранения. Эта задержка является постоянной и может иметь как по¬
ложительное, так и отрицательное значение. На рисунке показано воздействие
te на два сигнала, имеющих различную скорость нарастания. Данная задерж¬
ка носит название эффективного времени задержки апертуры (effective aperture
delay time), времени задержки апертуры (aperture delay time) или же может на¬
зываться просто задержкой апертуры (aperture delay) и обозначается как te.
Для АЦП время задержки апертуры измеряется относительно входа преобразо¬
вателя и учитывает аналоговую задержку распространения через входной буфер
(tda)j а также цифровую задержку распространения через драйвер ключа (tdd)-

6-6. Ошибки по переменному напряжению для преобразователей данных 601
Время апертуры te измеряется относительно входа АЦП и определяется как
разница между моментами времени, соответствующими аналоговой задержке
распространения через входной буфер (t<ja) и цифровой задержке для драйвера
ключа (tfjb), плюс половина времени апертуры (ta/2).
Обычно эффективное время задержки апертуры является положительным,
однако может принимать и отрицательные значения. Для этого необходимо, что¬
бы сумма половины времени апертуры (ta/2) и цифровой задержки для драйвера
ключа было меньше, чем задержка распространения через входной буфер. Подоб¬
ная характеристика задержки апертуры сообщает о том, когда в действитель¬
ности осуществляется дискретизация сигнала относительно фронта тактового
сигнала, управляющего процессом дискретизации.
Время задержки апертуры может быть измерено с помощью биполярного си¬
нусоидального сигнала, подаваемого на вход АЦП. После этого производится
подстройка синхронного тактового сигнала дискретизации с целью получить
на выходе АЦП значение, соответствующее середине диапазона изменения вход¬
ного сигнала (для синусоидального сигнала это будет точка пересечения с ну¬
лем). Задержка между фронтом входного сигнала и моментом, когда входная
синусоида принимает нулевое значение, и будет являться временем задержки
апертуры (см. рис. 6-156).
Рис. 6-156. Эффективное вре¬
мя задержки апертуры, из¬
меренное относительно входа
АЦП
Задержка апертуры не приводит к возникновению ошибок (предполагается,
что это время достаточно мало по сравнению с интервалом времени, соответ¬
ствующим режиму хранения), однако действует в виде фиксированной задержки
для входного тактового сигнала или же для аналогового входного сигнала (в за¬
висимости от знака). Однако в приложениях, где осуществляется одновременная
дискретизация или непосредственная I/Q демодуляция двумя или несколькими
АЦП, эти аналого-цифровые преобразователи должны быть хорошо согласова¬
ны, так как различия в задержке апертуры могут приводить к возникновению
ошибок для сигналов с малым временем нарастания. В подобных системах необ¬
ходимо устранить различия в задержке апертуры при помощи подстройки фазы
тактовых сигналов, подаваемых на каждый АЦП.
Однако, если существуют различия во времени апертуры между выполнением
отдельных циклов дискретизации (джиттер апертуры, aperture jitter), то возни-

602 Глава 6. Преобразователи
кает соответствующая ошибка напряжения (см. рис. 6-157). Подобное изменение
времени открытия ключа для каждого последующего измерения носит название
неопределенности апертуры (aperture uncertainty), или джиттера апертуры,
обычно это значение выражается в пикосекундах (используется среднеквадра¬
тичное значение). Появляющаяся в результате этого эффекта ошибка на выходе
АЦП связана со скоростью изменения аналогового входного сигнала. Для задан¬
ного значения джиттера апертуры ошибка, связанная с джиттером апертуры,
будет возрастать вместе с увеличением значения dv/dt для входного сигнала.
Ошибки такого же типа возникают и под влиянием джиттера фазы для внешне¬
го тактового сигнала, управляющего процессом дискретизации (то же верно и
для аналогового входного сигнала).
Влияние апертуры и джиттера тактового сигнала на соотношение сигнал/
шум для идеального АЦП лучше всего можно представить себе с помощью сле¬
дующего элементарного анализа. Предположим, что входной сигнал описывается
следующим выражением:
v(t) = Vosin(27rft).	(6-30)
Вычисляем скорость изменения для такого сигнала:
dv/dt = 27rfVo cos(27rft).	(6-31)
Далее получаем среднеквадратичное значение для скорости изменения сигнала
(dv/dt), для этого делим соответствующую амплитуду 27rfVo на 2:
dv/dt |rms = 27rfVo/v/2.	(6-32)
Теперь предполагаем, что Avrms равно среднеквадратичной ошибке напря¬
жения, a At равно среднеквадратичному значению джиттера апертуры tj, и
подставляем эти значения в предыдущую формулу:
AvRMs/tj = 27rfVo/\/2.	(6-33)
Решаем данное уравнение относительно Avrms:
Avrms = 2TTfVotj/V2.	(6-34)
Для синусоидального сигнала, который занимает полный диапазон изменения
входного сигнала, среднеквадратичное значение будет равно Ѵо/(2)1/2, следова¬
тельно, отношение среднеквадратичного значения сигнала к среднеквадратич¬
ному значению шума будет выражаться следующим образом:
SNR = 20 log
іо
Уо/Ѵ2
Avrms
= 20 log10
V0/V2
27rfVotj/\/2
= 20 log
10
27rftj
(6-35)
В данном уравнении предполагается, что АЦП имеет бесконечное разрешение, и
джиттер апертуры является единственным фактором, который определяет зна¬
чение соотношения сигнал/шум (SNR). График для данного уравнения показан
на рис. 6-158, откуда видно, что джиттер апертуры и джиттер тактового сиг¬
нала оказывают достаточно серьезное влияние на SNR, особенно когда входной
или выходной сигнал имеют высокую частоту.
Следовательно, необходимо уделять особое внимание минимизации фазового
шума для тактовых сигналов, управляющих процессом дискретизации/рекон-
струкции сигналов в устройствах, использующих схемы выборки/хранения.

6-6. Ошибки по переменному напряжению для преобразователей данных 603
Рис. 6-157. Влияние джиттера апертуры и джиттера тактового сигнала
Рис. 6-158. Влияние джитте¬
ра апертуры и джиттера так¬
тового сигнала на значение
SNR
Частота входного синусоидального сигнала с амплитудой,
соответствующей полному диапазону изменения сигнала (МГц)
Это же относится и к другим параметрам тактового сигнала, к которым
относятся собственные характеристики генератора (например, совершенно не¬
удовлетворительные результаты вы получите при использовании таймера 555-
серии, однако проблемы могут возникать и при использовании кварцевых гене¬
раторов, в которых имеется активная схема, использующая одну шину питания
вместе с сильно шумящими микросхемами логики), характеристики цепей рас¬
пространения тактовых сигналов (тактовые сигналы чрезвычайно чувствитель¬
ны к любым помехам), а также фазовый шум, создаваемый АЦП или ЦАП. Как
уже говорилось, очень распространенным источником фазового шума в схемах
на основе преобразователей данных является джиттер апертуры, относящий¬
ся к встроенному усилителю в схеме выборки/хранения (SHA), однако общее
среднеквадратичное значение джиттера учитывает несколько компонентов —
и в действительности джиттер апертуры усилителя выборки/хранения часто
вносит наименьший вклад.

604 Глава 6. Преобразователи
Простое уравнение для полного значения SNR
аналого-цифрового преобразователя
Сравнительно простое уравнение для значения SNR аналого-цифрового преобра¬
зователя можно получить с помощью джиттера тактового сигнала и джиттера
апертуры, ошибки дифференциальной нелинейности (DNL), эффективного вход¬
ного шума и разрешения (см. рис. 6-159). Данное уравнение учитывает различ¬
ные источники ошибок, вычисляя для них корень квадратный из суммы квадра¬
тов для каждого из отдельных источников. Ошибка дифференциальной нели¬
нейности (DNL) вычисляется с помощью построения гистограммы для сигнала.
Данная формула далее на рис. 6-160 используются для определения SNR в за¬
висимости от джиттера тактового сигнала и джиттера апертуры на примере
аналого-цифрового преобразователя AD6645 (14 разрядов, 80 MSPS).
Джиттер Шум квантования и Эффективное
тактового дифференциальная значение
сигнала нелинейность входного шума
SNR = -20 Іод10
1
2
1 + е
2
+
2 х Ѵ2 х VNoise RMS
2
\*-11 Л 'а Л lj RMS/ 1 ^
2м
2N
fa = частота аналогового входного сигнала, который представляет
собой синусоидальный сигнал с максимальной возможной амплитудой
tj RMS = совокупное значение джиттера для внутренней схемы АЦП и
внешнего тактового сигнала
е = средняя дифференциальная нелинейность АЦП (для AD6645
типичное значение равно 0,41 LSB)
N = разрядность АЦП
Vnoise rms = эффективный входной шум для АЦП (для AD6645 типичное
значение 0,9 LSB RMS)
Если джиттер, дифференциальная нелинейность и эффективный входной шум
равны нулю, то получаем знакомое уравнение: SNR = 6,02 N + 1,76 дБ
Рис. 6-159. Соотношение между SNR, джиттером тактового сигнала, шумом квантования,
ошибкой DNL и входным шумом
Примерно два десятилетия назад схемы для выполнения дискретизации сиг¬
нала строились с помощью АЦП и отдельного усилителя выборки/хранения.
Было достаточно сложно обеспечить интерфейс между компонентами в такой
схеме, и основная трудность заключалась в обеспечении требуемого джитте¬
ра апертуры для усилителя выборки/хранения (SHA). Сегодня в большинстве
систем, осуществляющих дискретизацию сигналов, используется АЦП, которые
содержат встроенный усилитель выборки/хранения. Для компонента может не
указываться такой параметр, как джиттер апертуры в схеме выборки/хранения,
однако это не представляет особых проблем, если явно указаны значения для
SNR и ENOB, так как указанный уровень SNR является неявной гарантией то¬
го, что джиттер апертуры имеет удовлетворительные характеристики. Однако

6-6. Ошибки по переменному напряжению для преобразователей данных 605
использование дополнительного усилителя выборки/хранения, который облада¬
ет высокими характеристиками, может иногда приводить к улучшению ENOB
при высоких частотах для самых высококачественных АЦП, так как такой уси¬
литель создает для АЦП сигнал с «постоянным» уровнем. Такое решение может
оказаться более эффективным, чем переход на использование более дорогостоя¬
щих АЦП.
Рис. 6-160. Зависи¬
мость SNR от джитте¬
ра апертуры на приме¬
ре AD6645
Джиттер (пс)
Переходные характеристики АЦП и возвращение
в нормальный режим после подачи повышенного
напряжения
Для большинства высокоскоростных АЦП, которые проектируются для исполь¬
зования в телекоммуникационных системах, в основном приводятся характери¬
стики для частотной области. Однако при использовании в обычных приложени¬
ях сбора данных важно также знать переходные характеристики АЦП. Переход¬
ная характеристика (transient response) АЦП представляет собой время, которое
аналого-цифровому преобразователю необходимо для возврата к номинальной
точности (обычно 1 LSB) после подачи ступенчатого импульса с амплитудой,
равной максимально возможной амплитуде входного сигнала. На рис. 6-161 по¬
казывается типичная переходная характеристика для обычного 12-разрядного
АЦП с частотой 10 MSPS. Видно, что для восстановления точности до уровня
1 LSB требуется 40 нс. Время возвращения в нормальный режим имеет важное
значение при использовании в таких системах сбора данных, где сигнал на АЦП
подается с внешнего мультиплексора (см. рис. 6-162). При переключении каналов
на входе АЦП может возникать ступенчатое изменение уровня сигнала с ампли¬
тудой, соответствующей полному диапазону входного сигнала для данного АЦП.

606 Глава 6. Преобразователи
Если как мультиплексор, так и АЦП не начинают после этого работать с тре¬
буемой точностью, то могут возникать перекрестные помехи между каналами,
даже если на вход мультиплексора подаются сигналы с постоянным напряжени¬
ем или сигналы с достаточно низкой частотой.
Для большинства АЦП время установления будет меньше, чем l/fs — даже
если это явно не указывается в технической документации. Однако сигма-дельта
АЦП содержат встроенный цифровой фильтр, для установления которого может
потребоваться несколько циклов преобразования. Это необходимо помнить при
использовании сигма-дельта АЦП в приложениях, где используется мультиплек¬
сирование каналов.
Важность времени установления для устройств с мультиплексированием ил¬
люстрирует рис. 6-163, где вход АЦП моделируется с помощью фильтра с одним
полюсом, который обладает соответствующей временной постоянной (г = RC).
В таблице показывается количество временных постоянных, которые необходи¬
мы для установления результатов до номинальной точности (1 LSB). Давайте
проиллюстрируем это на простом примере.
Рис. 6-161. Переходная характе¬
ристика АЦП (время установле¬
ния)
Предположим, что в 16-разрядной мультиплексированной системе сбора дан¬
ных используется АЦП с частотой дискретизации 100 kSPS. АЦП должен воз¬
вратиться в режим нормальной работы с 16-битной точностью после подачи
ступенчатого импульса с максимально возможной для данного АЦП амплитудой
за время, не превышающее l/fs = 10 мкс. Следовательно, постоянная времени
для входного фильтра не должна превышать г = 10 мкс/1109 = 900 нс. Соответ¬
ствующее время нарастания будет равно tr = 2,2т = 1,98 мкс. Отсюда можно
определить для АЦП требуемую полосу пропускания для сигнала с максимально
возможным уровнем: BW = 0,35/tr = 177 кГц. Здесь мы пренебрегаем временем
установления для мультиплексора и эффектами второго порядка, связанными
с временем установления АЦП.
Бремя возвращения в нормальный режим после подачи повышенного напря¬
жения (overvoltage recovery time) определяется как интервал времени, который

6-6. Ошибки по переменному напряжению для преобразователей данных 607
Аналоговые
входные
Примечание: Временная диаграмма коммутации
показана для случая, когда на вход каждого канала подается
постоянное напряжение
Рис. 6-162. Время установления очень важно в приложениях с мультиплексированием
каналов
Разрешение
LSB (%FS)
Количество временных постоянных
6
1,563
4,16
8
0,391
5,55
10
0,0977
6,93
12
0,0244
8,32
14
0,0061
9,70
16
0,00153
11,09
18
0,00038
12,48
20
0,000095
13,86
22
0,000024
15,25
Рис. 6-163. Время установления как функция временной постоянной при различных
разрешениях
необходим АЦП для возврата в нормальный рабочий режим с номинальной точ¬
ностью. Время измеряется с момента, когда повышенное напряжение возвра¬
щается в допустимый диапазон аналогового сигнала на входе АЦП, как это
показано на рис. 6-164. Обычно данная характеристика определяется для сиг¬
нала, который на 50% превышает допустимый уровень для данного АЦП. Нет
необходимости напоминать о том, что АЦП при подаче сигналов, которые вы¬
ходят за допустимый диапазон, начинает действовать как идеальный ограничи¬
тель и создает для таких сигналов на выходе цифровой код, соответствующий
максимально возможному отрицательному или положительному значению. Неко¬
торые преобразователи также устанавливают соответствующий флаг, который
сообщает, что сигнал вышел за верхнюю или нижнюю границу допустимого диа¬
пазона, и сигнализируют о необходимости изменить настройки коэффициента
усиления. Следует быть осторожными и избегать попадания на вход АЦП сигна¬
лов с таким напряженим, которое может привести к повреждению микросхемы.

608 Глава 6. Преобразователи
Сигнал
Рис. 6-164. Время возвраще¬
ния в нормальный режим после
подачи повышенного напряже¬
ния
Sparkle-коды, метастабилъные состояния и
коэффициент ошибочных битов для аналого-цифровых
преобразователей
Основным параметром при проектировании многих цифровых телекоммуника¬
ционных систем, использующих АЦП, является коэффициент ошибочных битов
(BER, bit error rate). К сожалению, вклад АЦП в значение BER нельзя определить
при помощи простого анализа. В данном разделе описываются механизмы вну¬
три аналого-цифрового преобразователя, которые вносят вклад в коэффициент
ошибочных битов, рассматриваются способы решения возникающих проблем и
методы, которые могут использоваться для измерения BER.
Случайный шум, независимо от его источника, создает конечную вероят¬
ность возникновения ошибок (которые проявляются в отклонении значения на вы¬
ходе АЦП от ожидаемого значения). Перед тем как приступать к описанию
источников ошибок, важно определить, что именно представляют собой ошибки
для кодов АЦП. Шум, который создается в схеме до входа АЦП, или же шум,
создаваемый самим АЦП, нельзя проанализировать с помощью традиционных
методов. Следовательно, ошибочный код для АЦП представляет собой любое от¬
клонение от ожидаемого значения, которое не удается связать с эквивалентным
входным шумом АЦП. На рис. 6-165 в увеличенном виде показывается выходной
сигнал для синусоиды с малой амплитудой, которая подается на вход АЦП и для
которой возникают ошибочные коды. Заметим, что шум АЦП создает некото¬
рую неопределенность для выходного сигнала. Эти ошибки не рассматриваются
в качестве ошибочных кодов, они возникают в результате обычного шума и
в процессе квантования. Более важны достаточно крупные ошибки, которые мы
не ожидали получить. Подобные ошибки носят случайный характер и встреча¬
ются настолько редко, что их практически не удается обнаружить при помощи

6-6. Ошибки по переменному напряжению для преобразователей данных 609
тестирования соотношения сигнал/шум (SNR) для аналого-цифрового преобра¬
зователя. Ошибки данного типа сильно проявлялись в некоторых из ранних АЦП,
предназначенных для видеоприложений. Именно тогда они получили название
«sparkleD-кодов, так как на экране телевизора они при определенных услови¬
ях проведения тестирования проявлялись как светлые точки или «sparkles» —
«искорки». Также подобные ошибки называются rabbits (кролики) или flyers (пти¬
цы). В цифровых телекоммуникационных системах ошибки данного типа приво¬
дят к увеличению коэффициента ошибочных битов (BER) в системе.
Рис. 6-165. Выходной сигнал АЦП показан в увеличенном масштабе, заметны ошибки кодов
Чтобы лучше понять причины возникновения ошибочных кодов, давайте сна¬
чала рассмотрим достаточно простой параллельный (flash) преобразователь. В па¬
раллельном преобразователе используются компараторы со стробированием (lat¬
ched comparators), для которых в основном используется конфигурация master-
slave. Если входной сигнал попадает в центр граничной области (threshold) дан¬
ного компаратора, то данный компаратор будет балансировать, и понадобит¬
ся больший интервал времени, чтобы сигнал на выходе компаратора принял
соответствующий логический уровень после подачи стробирующего импульса
по сравнению с соседними компараторами, на которые подается детерминиро¬
ванный сигнал. Данное явление получило название метастабилъностъ (metasta¬
bility), и оно возникает, когда сбалансиованный компаратор оказывается неспо¬
собным установить соответствующий логический уровень в течение времени,
отведенного на декодирование. Если для декодирования термометрического кода
используется простая двоичная логика декодирования, то метастабильный ком¬
паратор может создавать очень большие ошибочные коды. Давайте рассмотрим
простой 3-разрядный параллельный (flash) преобразователь, который показан
на рис. 6-166. Предположим, что входной сигнал попадает в граничную область
компаратора 4 и случайный шум приводит к тому, что выход компаратора будет
переключаться между состояниями «0» и «1» при каждой подаче стробирующе¬
го импульса. В результате мы будем получать двоичный код, который будет
принимать значения 011 или 100. Однако если выход компаратора оказывается
в метастабильном состоянии, то простая логика двоичного декодирования мо¬
жет создавать следующие двоичные коды: 000, 011, 100 или 111. При этом коды
000 и 111 соответствуют отклонению от ожидаемого значения на половину пол¬
ного диапазона изменения сигнала.
20—1277

610 Глава 6. Преобразователи
Вероятность возникновения ошибок по причине метастабильности возраста¬
ет при увеличении частоты дискретизации, так как для метастабильного ком¬
паратора остается меньше времени для установления значения.
При проектировании параллельных (flash) преобразователей принимались са¬
мые разнообразные меры с целью минимизации проблем, связанных с мета¬
стабильностью. Схемы декодирования, которые описываются в статьях [12 15],
позволяют уменьшить величину подобных ошибок. Улучшение конструкции ком¬
параторов и использование регенеративных коэффициентов усиления и малых
временных постоянных является другим способом решения данной проблемы.
Ошибки, связанные с метастабильным состоянием, могут также возникать и
в АЦП последовательного приближения (SAR) или в конвейерных АЦП, которые
используют в своей конструкции компараторы. Здесь возникает уже рассмо¬
тренная ситуация, могут отличаться только величина и положение возникающих
ошибок.
Рис. 6-166. Метастабильные состояния для выхода компаратора могут приводить к
возникновению ошибочных кодов в преобразователях данных
Определение значения BER для корректно работающего АЦП оказывается
сложной задачей, требующей значительного времени, в процессе тестирования
в течение нескольких дней может не обнаруживаться никаких ошибок. Напри¬

6-6. Ошибки по переменному напряжению для преобразователей данных 6 I I
мер, при тестировании обычного 8-разрядного параллельного (flash) преобра¬
зователя при частоте дискретизации 75 MSPS можно получить значение BER,
равное 3,7 х ІО-12 (1 ошибка в час), с предельным значением для ошибки, равным
4 LSB. Чтобы правильно провести тестирование в течение долгого промежутка
времени, необходимо уделить особое внимание эффектам, связанным с электро-
магнитным/радиочастотным излучением (возможно, понадобится специальное
экранированное помещение), а также потребуется использовать изолированные
источники питания и подобные меры. На рис. 6-167 показывается средний ин¬
тервал времени между ошибками в виде функции от значения BER для частоты
дискретизации 75 MSPS. Этот рисунке помогает понять все трудности, связан¬
ные с измерением малых значений BER, так как при таких продолжительных
интервалах возрастает вероятность воздействия шума, переходных напряжений
со стороны источников питания и других подобных явлений.
Значение BER
(коэффициент ошибочных
битов)
Среднее время между
возникновением ошибок
ІхІО-8
1,3 секунды
ІхІО-9
13,3 секунды
ІхІО-10
2,2 минуты
ІхІО-11
22 минуты
ІхІО-12
3,7 часа
ІхІО”13
1,5 дня
тГ
1
О
X
гН
15 дней
Рис. 6-167. Среднее время между возникновением ошибок в зависимости от значения BER
(частота дискретизации: 75 MSPS)
Динамические характеристики ЦАП
Для ЦАП наиболее важны такие характеристики по переменному напряжению,
как время установления (settling time), площадь импульсных выбросов (glitch
impulse area), уровень искажений (distortion) и SFDR.
Время установления ЦАП
Время установления для ЦАП — это интервал времени от подачи цифрового
кода до момента, когда сигнал на выходе устанавливается и остается в пределах
некоторого диапазона ошибки (см. рис. 6-168). Для усилителей достаточно тя¬
жело выполнить сравнение такого параметра, как время установления, так как
у каждого усилителя диапазон ошибки может быть различным. Однако в случае
ЦАП диапазон ошибки обычно принимается равным ±1 LSB или ±1/2 LSB.
Время установления для ЦАП включает в себя четыре различных интервала
времени. Первым является время переключения (switching time), которое также
может называться dead time — в течение этого времени происходит операция
цифрового переключения, сигнал на выходе не изменяется. Вторым интервалом
является время нарастания (slewing time), здесь время изменения сигнала на вы¬
ходе ограничивается скоростью нарастания выходного сигнала ЦАП. В течение

612 Глава 6. Преобразователи
третьего интервала, времени восстановления (recovery time), сигнал на выходе
ЦАП выходит из режима быстрого нарастания, и могут возникать выбросы и
колебания. Последним интервалом является время линейного установления (lin¬
ear settling time), когда сигнал на выходе ЦАП приближается к окончательному
значению с помощью экспоненциального изменения (или близкого к экспоненци¬
альному). Если время нарастания обычно имеет меньшую продолжительность
по сравнению с остальными тремя режимами (это обычно верно для ЦАП с то¬
ковыми выходами), то время установления в основном не будет зависеть от
дискретности (шага) изменения выходного сигнала. С другой стороны, если вре¬
мя нарастания достаточно велико, то время установления будет увеличиваться
вместе с увеличением шага изменения выходного сигнала.
Рис. 6-168. Время
установления для ЦАП
Время установления особенно важно в таких устройствах, как видеодисплеи.
Например, стандартный дисплей с разрешением 1024 х 768 и частотой обновле¬
ния 60 Гц должен обеспечивать скорость обновления пикселей, равную 1024 х
х768 х 60 Гц = 47,2 МГц (без учета служебных функций). Если добавить 35%
увеличения на выполнение служебных функций, то частота обновления пиксе¬
лей увеличивается до 64 МГц, что соответствует времени на обработку одного
пикселя, равному 1/(64 х ІО6) = 15,6 нс. Чтобы аккуратно воспроизвести бе¬
лую точку, расположенную между двумя черными точками, время установления
ЦАП должно быть меньше, чем этот интервал (15,6 нс).
При более высоких разрешениях также будет увеличиваться и скорость об¬
работки пикселей. Например, дисплей с разрешением 2048 х 2048 при частоте
обновления экрана, равной 60 Гц, потребует скорости обновления пикселей, при¬
мерно равной 330 МГц.
Площадь импульсных выбросов
В идеальном случае при изменении сигнала на входе ЦАП изменение уровня
выходного сигнала должно происходить монотонно. На практике могут воз¬
никать выбросы уровня сигнала с увеличением или уменьшением напряжения

6-6. Ошибки по переменному напряжению для преобразователей данных 613
Изменение
с сдвоенным
Идеальное изменение	выбросом
Изменение
с однополярным
выбросом
г\
t
♦
Рис. 6-169. Изменение сигнала на выходе ЦАП (показаны выбросы)
(см. рис. 6-169). Неконтролируемое поведение сигнала на выходе ЦАП при пе¬
реключении цифровых кодов получило название выбросов (glitch). Причиной
возникновения таких выбросов являются два механизма: емкостная связь меж¬
ду изменением цифрового значения и аналоговым выходом, а также эффекты,
связанные с тем, что некоторые ключи на выходе ЦАП переключаются быстрее,
чем другие, что приводит к возникновению переходных помех на выходе.
Емкостная связь часто создает приблизительно одинаковые по величине поло¬
жительные и отрицательные выбросы (иногда их называют сдвоенными выбро¬
сами), которые через некоторый промежуток времени нейтрализуют влияние
друг друга. Более важное значение имеют выбросы под влиянием различного
времени переключения ключей, по причине которого в основном возникают од¬
нополярные выбросы, которые имеют значительно большую величину.
Для определения характеристик выбросов используют такой параметр, как
площадь импульсного выброса (glitch impulse area), который также иногда назы¬
вают энергией выброса. Однако термин «энергия выброса» является не совсем
корректным, так как площадь импульсного выброса измеряется в вольтах, умно¬
женных на секунды (на практике используются мкВ-e или пВ-с). Максимальная
площадь выброса (peak glitch area) определяется как максимальная площадь для
выброса с положительной или отрицательной полярностью. Площадь импульс¬
ного выброса определяется как чистое значение площади, которая охватывается
кривой зависимости напряжения выброса от времени. Это значение можно опре¬
делить, если аппроксимировать импульсы с помощью треугольников, вычислить
площадь этих треугольников и вычесть площадь треугольников с отрицательной
полярностью из общей площади треугольников с положительной полярностью
(см. рис. 6-170).
Выброс на середине полного диапазона изменения сигнала при переходе меж¬
ду цифровыми кодами 0111... 111 и 1000... 000 обычно является наиболее непри¬
ятным выбросом. Выбросы в других точках изменения кода (например, на 1/4
или 3/3 от полного диапазона изменения сигнала) обычно будут иметь меньшую
величину. На рис. 6-171 показан выброс в середине шкалы для быстрого ЦАП,
отличающегося низким уровнем выбросов. Как описано ранее, для определения
максимальной и чистой площади выброса использовалась аппроксимация при
помощи треугольников. Время установления измеряется от того момента, когда
сигнал выходит за пределы начального диапазона ошибки величиной в 1 LSB, и

614 Глава 6. Преобразователи
до момента, когда сигнал возвращается в этот диапазон и остается в его преде¬
лах (т. е. не отклоняется более чем на 1 LSB от окончательного значения). Шаг
изменения между переходными областями также составляет 1 LSB.
Рис. 6-170. Вычисле¬
ние чистой площади вы¬
броса
ѴіХЬ
•	Максимальная площадь импульсного выброса =	= —-—
V, X t! V2xt2
•	Чистая площадь импульсного выброса = Аі - А2
Время
Чистая
Максим
Г"
остановлен
площадь в
альная пл<
i
ИЯ
ыброса
эщадьвыбр
—
= 4,5 Н(
= 1,34 [
оса= 1,36[
—
эѴ-s
эѴ-s
I
I
—
--
▼ _
t
1 LSB
т
1 LSB
	■*
'
I
1 LSB
t
= 4,5 нс
— 5 нс/деление
Рис. 6-171. Выброс в се¬
редине шкалы ЦАП: чистая
площадь импульса равна
1,34 пВс, время установле¬
ния равно 4,5 нс
Параметры SNR и SFDR для цифро-аналогового
преобразователя
Время установления для ЦАП очень важно в таких приложениях, как RGB-
драйверы для видеодисплеев, однако в телекоммуникационных устройствах го¬
раздо более важны параметры для частотной области, такие как SFDR.
Если мы рассмотрим сигнал, который с помощью ЦАП реконструируется из
цифровых данных, мы обнаружим, что в дополнение к спектру, который мы
ожидали получить (в зависимости от характера реконструируемого сигнала мо¬
жет состоять из одной или более частот), также будут присутствовать шумы и
компоненты, связанные с искажениями. Уровень искажений может характеризо¬
ваться при помощи гармонических (нелинейных) искажений, при помощи таких
параметров, как SFDR или IMD, или же могут указываться одновременно все

6-6. Ошибки по переменному напряжению для преобразователей данных 615
эти параметры. Гармонические (нелинейные) искажения определяются как соот¬
ношение гармонических составляющих к синусоидальному сигналу с основной и
единственной (теоретически) частотой, эта характеристика является наиболее
распространенной. Параметр SFDR представляет собой соотношение гармони¬
ки с наибольшим уровнем (обычно это гармоника основного сигнала но не
обязательно) и основного сигнала.
При использовании ЦАП для рекоснтрукции сигнала в системах непосред¬
ственного цифрового сигнтеза (DDS) выбросы, которые зависят от цифрового
кода, могут создавать гармоники как в основной полосе сигнала, так и вне ее.
Выброс в середине шкалы происходит дважды в течение одного периода ре¬
конструированного синусоидального сигнала (при каждом пересечении уровня,
соответствующего середине полного диапазона изменения для ЦАП). При этом
возникает вторая гармоника синусоидального сигнала, которая отображается
в первую зону Найквиста (от 0 Гц и до fs/2) и которую нельзя удалить при
помощи фильтрации.
Достаточно сложно определить уровень гармонических искажений или зна¬
чение SFDR только на основании площади импульсного выброса. На уровень
искажений оказывают влияние и другие факторы, такие как общая линейность
ЦАП. В дополнение к этому при определенных соотношениях между выходной
частотой ЦАП и частотой дискретизации может возникать такая ситуация, что
шум квантования концентрируется на частотах, соответствующих гармоникам
основного сигнала, что увеличивает уровень искажений на этих частотах.
f0 = ЗМГц
fs = 10MSPS
Амплитуда
+ Верхняя граница
полного диапазона
с помощью фильтрации
fs ~ fo
t /
fs - 2f0	2fc
T I t
10
Частота (МГц)
2
Рис. 6-172. Влияние выбросов, зависящих от цифрового кода, на спектр выходного сигнала
По этим причинам необходимо выполнять для ЦАП, осуществляющего рекон¬
струкцию сигнала, проверку в частотной области (при помощи спектрального
анализатора). Как показано на рис. 6-173, такая проверка должна выполняться
при различных частотах тактовых сигналов и при различных выходных ча¬
стотах. На рис. 6-174 показана типичная зависимость SFDR для 16-разрядного

616 Глава б. Преобразователи
ЦАП AD9777, относящегося к семейству Transmit TxDAC™. Частота тактово¬
го сигнала здесь равна 160 MSPS, а частота появления результатов на выходе
микросхемы изменяется до 50 МГц. Подобно АЦП, когда соотношение между
тактовой частотой и частотой на выходе ЦАП равно целому числу, шум кванто¬
вания проявляется как увеличение гармонических искажений. Следует избегать
возникновения подобных условий при выполнении измерений SFDR.
Для ЦАП с малым уровнем искажений существует бесконечное количество
возможных комбинаций тактовой частоты и частоты выходного сигнала, и пара¬
метр SFDR обычно указывается для ограниченного набора соотношений между
этими частотами. В связи с этим компания Analog Devices позволяет оперативно
проводить тестирование для семейства Transmit TxDAC™ с помощью тесто¬
вых векторов, которые предоставляются самими заказчиками. Тестовые векто¬
ра представляют собой комбинацию амплитуд, выходных частот и скоростей
обновления, которые предоставляются заказчиком и для которых проводится
измерение SFDR для интересующего заказчика цифро-аналогового преобразо¬
вателя.
Устройство
непосредственного
Рис. 6-173. Схема измерения
SFDR для цифро-аналогового
преобразователя
Частота на выходе ЦАП (МГц)
Рис. 6-174. SFDR для AD9777 (16-разрядный
ЦАП семейства TxDAC™), частота обновле¬
ния данных 160 MSPS
50

6-6. Ошибки по переменному напряжению для преобразователей данных 6 I 7
ДБ
Пороговый уровень шумов
BW
(полоса пропускания для шума)
щ
Изменение
частоты
fs
2
BW = полоса пропускания шума для анализатора
1J2
SNR = пороговый уровень шумов -10 log10
BW
Рис. 6-175. Измерение значения SNR для ЦАП с помощью спектрального анализатора
Измерение соотношения сигнал/шум для ЦАП при
помощи аналогового спектрального анализатора
Измерение уровня искажений и значения SFDR для высокопроизводительных
ЦАП производится при помощи аналоговых спектральных анализаторов. При
этом необходимо следить за тем, чтобы на вход спектрального анализатора не
был подан слишком большой сигнал с выхода цифро-аналогового преобразова¬
теля. Если возникает подобная проблема, то можно подавить основной сигнал
на выходе ЦАП с помощью режекторного фильтра и осуществлять наблюдение
за оставшимися паразитными сигналами.
Спектральные анализаторы также могут использоваться и для измерения
значения SNR для цифро-аналогового преобразователя, если только уделять вни¬
мание полосе пропускания. Обычно для АЦП соотношение сигнал/шум определя¬
ется как значение SNR, измеренное в пределах полосы пропускания Найквиста:
от 0 Гц до частоты fs/2. Однако спектральный анализатор имеет полосу раз¬
решения, которая меньше fs/2, благодаря этому уровень шума для анализатора
уменьшается на коэффициент обработки (processing gain), который вычисляется
как 10log10(fs/2 BW). Здесь BW — это полоса пропускания шума для анализа¬
тора (см. рис. 6-175).
Важно, чтобы при вычислениях использовалась полоса пропускания шума
(отметим — не полоса с ослаблением на 3 дБ). Однако, как видно из рис. 6-147,
предполагается, что ошибка мала, так как предполагается, что используемый
для анализатора узкополосный фильтр имеет по крайней мере два полюса. От¬
ношение полосы пропускания шума к полосе пропускания с ослаблением на 3 дБ
для фильтра Баттерворта с одним полюсом составляет 1,57, что приводит к
ошибке в 1,96 дБ при вычислении коэффициента обработки. Для фильтра Бат¬
терворта с двумя полюсами отношение будет равно 1,11, что приводит к ошибке
в 0,45 дБ при вычислении коэффициента обработки.

618 Глава 6. Преобразователи
Другие характеристики по переменному напряжению
Существуют и другие характеристики для переменного напряжения, однако они
менее распространены по сравнению с теми, которые обсуждались ранее.
Время захвата сигнала (acquisition time): время захвата сигнала для схемы
выборки/хранения представляет собой время, которое необходимо, чтобы сиг¬
нал на выходе достиг своего окончательного значения (с учетом допустимого
диапазона ошибки) после подачи команды о слежении. Данная величина учиты¬
вает время задержки для ключа, время нарастания и время установления при за¬
данном уровне изменения выходного напряжения. Сегодня данный параметр не
имеет большого распостранения, так как функции усилителя выборки/хранения
обычно интегрируются в микросхеме аналого-цифрового преобразователя.
Автоматическая подстройка нуля (automatic zero): чтобы обеспечить ста¬
бильность нулевого уровня, во многих интегрированных преобразователях не¬
который интервал времени в течение каждого цикла преобразования отводится
для того, чтобы электронная схема смогла компенсировать ошибки, связанные
с дрейфом. Такие ошибки в усилителях данного типа будут всегда равны нулю.
Изоляция между каналами (Channel-to-channel isolation): во многих цифро-
аналоговых преобразователях эта величина представляет собой соотношение
между аналоговым входным сигналом, который подается на вход для опорно¬
го напряжения одного цифро-аналогового преобразователя, к сигналу, который
возникает на выходе другого ЦАП. Значение выражается в децибелах с помощью
логарифмической шкалы. Также см. перекрестные помехи (crosstalk).
Передача заряда (Charge transfer) или шаг смещения (offset step): основная ха¬
рактеристика смещения при выборке/хранении (sample-to-hold offset или pedestal)
представляет собой малое количество заряда, которое передается на конденса¬
тор хранения при переключении в режим хранения с помощью межэлектродной
емкости ключа и с помощью паразитной емкости. Шаг смещения прямо пропор¬
ционален величине данного заряда:
ошибка смещения = изменение заряда/емкость = AQ/C.
Передачу заряда можно уменьшить в первом порядке с помощью передачи на кон¬
денсатор небольшого количества сигнала hold (с соответствующим образом вы¬
бранной полярностью). Также этот эффект можно уменьшить за счет увеличения
времени конденсатора, однако это приводит к увеличению времени захвата.
И вновь данная характеристика уже не имеет прежнего значения, так как уси¬
литель выборки/хранения сегодня в основном встраивается в аналого-цифровой
преобразователь.
Перекрестные помехи (crosstalk): утечка сигналов (обычно с помощью емко¬
сти) между различными схемами или каналами в многоканальных системах и
компонентах, таких как мультиплексоры, многоканальные операционные усили¬
тели или многоканальные ЦАП. Величина перекрестных помех обычно опреде¬
ляется величиной импеданса физической схемы, и эти помехи изменяются в за¬
висимости от частоты. См. также изоляция между каналами.
Для многих ЦАП приводится такой параметр, как цифровые перекрестные
помехи: это импульсный выброс напряжения на выходе одного преобразователя,
который возникает при изменении цифрового кода для другого преобразовате-

6-6. Ошибки по переменному напряжению для преобразователей данных 6 19
ля. Этот параметр измеряется в нановольт-секундах или в пиковольт-секундах
и измеряется при опорном напряжении, равном О В.
Дифференциальный коэффициент усиления (AG): данный параметр исполь¬
зуется в видеоприложениях и показывает изменение амплитуды (в процентах)
сигнала цветности (с малой амплитудой) при изменении в пределах диапазона
видеосигнала от черного до белого.
Дифференциальная фаза (Аф): данный параметр используется в видеоприло¬
жениях и показывает изменение фазы (в процентах) сигнала цветности (с малой
амплитудой) при изменении в пределах диапазона видеосигнала от черного до
белого.
Проникновение сигнала в прямом направлении (Feedthrough): нежелательный
эффект, связанный с проникновением сигналов через ключи или другие устрой¬
ства, которые в отключенном состоянии обязаны обеспечивать изоляцию, по¬
лучил название ошибки проникновения в прямом направлении (feedthrough er¬
ror). Подобная ошибка встречается в таких устройствах, как усилители выбор-
ки/хранения, мультиплексоры и умножающие ЦАП. Данный параметр может
выражаться в процентах, децибелах, ppm, долях LSB или долях вольта, он ука¬
зывается для определенного набора входов при заданной частоте сигнала.
Для умножающих ЦАП ошибка проникновения вызывается емкостной свя¬
зью между переменными сигналами на входе опорного напряжения и выходом
устройства, при этом все ключи находятся в разомкнутом состоянии. Для усили¬
телей выборки/хранения этот эффект проявляется как часть изменения входно¬
го сигнала или часть входного сигнала с переменным напряжением, которая по¬
является на выходе при работе усилителя в режиме хранения (hold). Эта ошибка
связана с существованием паразитной емкости между входом и конденсатором
хранения, которая существует при разомкнутом ключе.
Время установления (Settling time): для АЦП означает время, которое необ¬
ходимо для того, чтобы после подачи на аналоговый вход ступенчатого импульса
(обычно с максимально возможной амплитудой) цифровое значение на выхо¬
де достигло окончательного значения и оставалось в пределах заданной полосы
(обычно ±1/2 LSB).
Ссылки: ошибки по переменному напряжению для
преобразователей данных
1.	W. R. Bennett, «Spectra of Quantized Signals», Bell System Technical Jour¬
nal, Vol. 27, July, 1948, pp. 446-471.
2.	В. M. Oliver, J. R. Pierce, and С. E. Shannon, «The Philosophy of PCM»,
Proceedings of the IRE, Vol. 36, November, 1948, pp. 1324-1331.
3.	W. R. Bennett, «Noise in PCM Systems», Bell Labs Record, Vol. 26, Decem¬
ber, 1948, pp. 495-499.
4.	H. S. Black and J. O. Edson, «Pulse Code Modulation», AIEE Transactions,
Vol. 66, 1947, pp. 895-899.

Глава 6. Преобразователи
5.	Н. S. Black, «Pulse Code Modulation», Bell Labs Record, Vol. 25, July, 1947,
pp. 265-269.
6.	S. Ruscak and L. Singer, «Using Histogram Techniques to Measure A/D Con¬
verter Noise», Analog Dialogue, Vol. 29, No. 2, 1995.
7.	M. J. Tant, «The White Noise Book», Marconi Instruments, St. Albans/Hert-
fordshire, England, July, 1974.
8.	G. A. Gray and G. W. Zeoli, «Quantization and Saturation Noise Due to A/D
Conversion», IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems,
Vol. 23, January, 1971, pp. 222-223.
9.	K. McClaning and T. Vito, Radio Receiver Design, Noble Publishing, 2000,
ISBN 1-88-4932-07-X.
10.	W.G. Jung, Editor, Op Amp Applications, Analog Devices, Inc., Norwood,
Ma, 2002, ISBN 0-916550-26-5, pp. 6.144-6.152.
11.	B. Brannon, Aperture Uncertainty and ADC System Performance, Ap¬
plication Note AN-501, Analog Devices, Inc., January 1998. (Available for
download at http://www.analog.com.)
12.	C. W. Mangelsdorf, «A 400-MHz Input Flash Converter with Error Correction»,
IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 25, No. 1, 1990, pp. 184 191.
13.	С. E. Woodward, «A Monolithic Voltage-Comparator Array for A/D Convert¬
ers», IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. SC-10, No. 6, December,
1975, pp. 392 - 399.
14.	Y. Akazawa et ah, A 400MSPS 8 Bit Flash A/D Converter, 1987 ISSCC
Digest of Technical Papers, pp. 98 99.
15.	Matsuzawa et al., An 8b 600 MHz Flash A/D Converter with Multi-stage
Duplex-gray Coding, Symposium VLSI Circuits, Digest of Technical Papers,
May, 1991, pp. 113-114.
16.	R. Waltman and D. Duff, «Reducing Error Rates in Systems Using ADCs»,
Electronics Engineer, April, 1993, pp. 98-104.
17.	K. W. Cattermole, «Principles of Pulse Code Modulation», American Elsevier
Publishing Company, Inc., New York, 1969, ISBN 444-19747-8. (An excellent
tutorial and historical discussion of data conversion theory and practice, ori¬
ented towards PCM, but covers practically all aspects. This one is a must for
anyone serious about data conversion! Try internet secondhand bookshops such
as http:/www.abebooks.com for starters.)
18.	R. A. Witte, «Distortion Measurements Using a Spectrum Analyzer», RF De¬
sign, September, 1992, pp. 75-84.
19.	W. Kester, «Confused About Amplifier Distortion Specs?», Analog Dialogue,
Vol. 27, No. 1, 1993, pp. 27-29.

6-7. Временные характеристики 621
20. D. Sheingold, Editor, Analog-to-Digital Conversion Handbook, 3rd Edi¬
tion, Prentice-Hall, Norwood, Ma., 1986.
Раздел 6-7
Временные характеристики
В большинстве случаев цифровые сигналы для преобразователей данных про¬
ектируются для работы со стандартными логическими уровнями и другими ха¬
рактеристиками, соответствующими стандартным интерфейсам цифровых ком¬
понентов. Распространенные интерфейсы могут являться параллельными или
последовательными (обычно совместимыми с такими стандартами, как SPI®
или І2С®, однако при более высоких скоростях может использоваться LVDS).
Соответствие определенному стандарту означает, что соблюдаются требования
к временным характеристиками и уровням напряжений, которые определяются
в данном стандарте.
Цифровые сигналы, которые используются в преобразователях данных, мож¬
но разделить на три группы: адрес, данные или управление.
Используются следующие характеристики:
•	низкий логический уровень (Logic Low Level): уровень напряжения, при ко¬
тором на выходе мы гарантированно получим цифровое значение, равное
0.	Этот уровень определяется для каждого напряжения питания, при ко¬
тором может работать преобразователь. Это означает, что обычно будут
приводиться различные таблицы с характеристиками для напряжения пи¬
тания 3 В и для напряжения питания 5 В;
•	высокий логический уровень (Logic high level): уровень напряжения, при
котором на выходе мы гарантированно получим цифровое значение, равное
1.	Вновь, этот уровень определяется для каждого напряжения питания, при
котором может работать преобразователь;
•	время нарастания (Rise Time): при ступенчатом изменении обозначает
время, которое необходимо сигналу для того, чтобы измениться от за¬
данного низкого логического уровня до заданного высокого логического
уровня. Обычно эти уровни составляют соответственно 10% и 90% от уров¬
ня ступенчатого изменения (см. рис. 6-176);
•	время спада (Fall Time): при ступенчатом изменении обозначает время,
которое необходимо сигналу для того, чтобы измениться от заданного
высокого логического уровня до заданного низкого логического уровня.
Обычно эти уровни составляют соответственно 90% и 10% от уровня сту¬
пенчатого изменения (см. рис. 6-176);
•	время установления (Setup Time): время, когда должны быть установлены
действительные данные до того момента, когда данные будут записаны
в регистр;
•	время удержания (Hold Time): время, в течение которого должны удержи¬
ваться данные после того момента, когда данные будут записаны в регистр;

622 Глава 6. Преобразователи
•	задержка распространения (Propagation Delay): время, в течение которого
полученные на входе данные преобразуются в сигнал на выходе;
•	ширина импульса для высокого уровня (Pulsewidth High): минимальное вре¬
мя, в течение которого для импульса должен удерживаться высокий логи¬
ческий уровень;
•	ширина импульса для низкого уровня (Pulsewidth Low): минимальное время,
в течение которого для импульса должен удерживаться низкий логический
уровень.
Рис. 6-176. Время нарастания и спада
Прочие временные характеристики в основном относятся к параметрам для
сигналов, следующих друг за другом во времени. Эти сигналы определяются
в спецификациях, пример показан на рис. 6-177.
Часто также указывают значение тока, который появляется на выходе ком¬
понента. Это значение позволяет определить, какое количество стандартных
нагрузок можно подключить к такому выходу (fan out, нагрузочная способность
для выхода). Далее, в разделе, посвященном созданию печатных плат для та¬
ких схем, мы рассмотрим, по каким причинам не стоит сильно увеличивать ток
на выходе преобразователя данных.
Иногда для высокоскоростных преобразователей используется такой вход
тактового сигнала, который не поддерживает стандартные логические уровни.
Это делается с той целью, чтобы облегчить генерацию тактового сигнала и
его распространения по печатной плате. Например, чтобы получить от AD6645
оптимальные рабочие характеристики, на его вход необходимо подавать диф¬
ференциальный тактовый сигнал. Для передачи сигнала кодирования на вывод
ENC обычно используют трансформатор или конденсатор, т.е. связь по посто¬
янному току отсутствует. Эти выводы используют внутреннюю схему смещения,
и использовать внешнее смещение нет необходимости. В документации в таких
случаях приводятся данные по входному импедансу (для входов) и информация
по уровням сигналов (см. рис. 6-178).

6-8. Как читать техническую документацию 623
AD6645
е	...	,	(A\fcc = 5 V, D\£c= 3.3V; ENCODE, ENCODE Хммап<)ТмАх at rated speed grade
Switching specifications (continued) CL0AD= 10pF, unlessotherv/ise noted.)
Parameter (Conditions)
Name
Terrp
Test
Level
Min
AD6645ASQ-80
Typ Max
Min
AD6645ASQ-105
Typ Max
Unit
ENCODE input parameters1
Encode period1
lENC
Full
V
12.5
9.5
ns
Encode pulsewidth high 2
lENCH
Full
V
6.25
4.75
ns
Encode pulsewidth low
tENCL
Full
V
6.25
4.75
ns
ENCODE/DataReady
Encode rising to dataready falling
<DR
Full
V
1.0
2.0
3.1
1.0
2.0
3.1
ns
Encode rising to dataready rising
*E DR
Full
V
tENCH + tDR
tENCH + toR
ns
(50% duty cycle)
Full
V
7.3
8.3
9.4
5.7
6.75
7.9
ns
ENCODE/D ATA (D13:0), OVR
ENC to DATA falling low
»E FL
Full
V
2.4
4.7
7.0
2.4
4.7
7.0
ns
ENC to D ATA rising low
Full
V
1.4
3.0
4.7
1.4
3.0
4.7
ns
ENCODE to D ATA Delay (Hold time )
и 4
Full
V
1.4
3.0
4.7
1.4
3.0
4.7
ns
ENCODE to DATA Delay (Setup time )
^ E
Full
V
tENC"
”^E FL(max)
tENC-tE FL(max)
ns
tENC-tE
FL(typ)
tENC-t£_FL(typ)
ns
tENC_tE FL(min)
tENC-tE FL(mm)
ns
(50% Duty Cycle)
Full
V
5.3
7.6
10.0
2.3
4.8
7.0
ns
DataReady (D RV)/D ATA, OVR
DataReady to D ATA Delay (Hold time)
HfeR
Full
V
Note 4
Note 4
(50% duty cycle)
6.6
7.2
7.9
5.1
5.7
6.4
ns
DataReacy to D ATA Delay (Setup time
stDR
Full
V
Note 4
Note 4
(50% duty cycle)
2.1
3.6
5.1
0.6
2.1
3.5
ns
APERTURE DEL AY
tA
25° C
V
-500
-500
ps
APERTURE UNCE RTAINTY (Jitter)
tj
25° C
V
0.1
0.1
psrms
NOTES
’Several timing parameters are a function of tg*c AND tgNCH-
2	ENCODE TO DATA Delay (Hold time) la the absolute minimum propagation delay through the analog-to-digital converter, tern ■ Ihe-
3	DRY is an inverted and delayed version of the encode dock. Any change in tlw duty cycle of the dock will correspondingly change the duty cycle of DRY.
4DataReady to DATA Delay (t, L on and 1S DR)ia calculated relative to rated speed grade and ts dependent on fCNC and duty cyde.
Specifications subject to change without notice.
Рис. 6-177. Пример временных характеристик для AD6645
Раздел 6-8
Как читать техническую документацию
Хотя и не существует стандарта на техническую документацию по электронным
компонентам, в котором определялись бы содержание и структура приводимой

624 Глава 6. Преобразователи
информации, однако большей частью техническая документация от самых раз¬
личных производителей построена по одинаковой схеме. В данном разделе мы
рассмотрим несколько технических описаний и попробуем показать, как можно
найти необходимую вам информацию и как затем интерпретировать эти данные.
Параметр (условие)
Темпе¬
ратура
Уровень
тести¬
рования
AD6645ASQ-80
AD6645ASQ-80
Ед-
мин. тип. макс.
мин. тип. макс.
Входы кодирования (ENC,
/ENC)
Дифф. входн. напряжение
ПОЛИ.
IV
0,4
0,4
Ѵр_р
Дифф. входн.
сопротивление
25°С
V
10
10
кОм
Дифф. входн. емкость
25°С
V
2,5
2,5
пФ
Рис. 6-178. Характеристики сигнала кодирования (encode) для AD6645
В качестве примера мы рассмотрим техническую документацию для следую¬
щих пяти микросхем:
АВ6645:высокоскоростной АЦП
АВ9777:высокоскоростной ЦАП (ТхВАС, интерполирующий ЦАП)
АВ7678:АЦП общего назначения
АВ5570:ЦАП общего назначения
АВ7730:сигма-дельта АЦП
Выбор компонентов осуществлялся достаточно произвольно, с целью дать
представление об имеющихся возможностях.
Первая страница
Эта страница должна дать основную информацию, которая поможет сделать
пользователю правильный выбор (см. рис. 6-179). Обычно эта страница состоит
из трех разделов.
В разделе 1 описываются основные технические характеристики. Те характе¬
ристики, которые приводятся в данном разделе, рассматриваются производите¬
лем как наиболее важные для использования в определенных приложениях. Как
правило, также приводится список приложений, в которых может использовать¬
ся данная микросхема.
Раздел 2 представляет собой описание компонента. Здесь обычно описывают¬
ся те характеристики, которые производители считают наиболее важными для
преобразователя.
В разделе 3 приводится функциональная схема преобразователя. Эта блок-
схема может послужить источником очень важной и полезной информации. Из
данного примера можно увидеть, что для данного АЦП используется конвейер¬
ная архитектура, включающая в себя три каскада.

6-8. Как читать техническую документацию 625
Таблица с техническими характеристиками
Для измерения любой характеристики любого электронного компонента может
использоваться бесконечный набор условий. Однако невозможно осуществить
тестирование для такого набора условий, и производитель выбирает для тести¬
рования условия, которые соответствуют реальным условиям. Описание условий
тестирования приводится в секции 1 рис. 6-179. Если необходима более подроб¬
ная или детальная информация, или же необходимо изменить условия тестиро¬
вания, то она приводится в приложениях (секция 2 на рис. 6-179).
Для многих преобразователей технические описания могут иметь несколь¬
ко разделов, которые соответствуют различным условиям работы микросхемы.
Это могут быть различные температурные диапазоны — обычно указывают¬
ся характеристики для коммерческих, промышленных и военных приложений.
В данном примере также приводятся характеристики для различных скоростей
нарастания сигналов. Все эти данные показаны на рис. 6-180.
Заметим, что обычно в технических описаниях приводятся три характери¬
стики: минимальное, типичное и максимальное значение (см. рис. 6-180, часть 3).
В компании Analog Devices все характеристики, которые приводятся в столбцах
с минимальным и максимальным значением, проверяются в процессе тестиро¬
вания. Это может быть либо непосредственное тестирование, либо в некоторых
случаях тестирование одного параметра может гарантировать характеристики
другого.
В зависимости от конкретного приложения отклонение от типичных значе¬
ний может быть значительным. При этом нет никакой возможности понять,
каков диапазон отклонений от указанного типичного значения. Иногда в техни¬
ческом описании приводится не только типичное, но и максимальное и минималь¬
ное значение. Это свидетельствует о том, что хотя при тестировании были обна¬
ружены определенные граничные значения для параметров (минимальное и мак¬
симальное), типичные значения параметров редко достигают этих граничных
значений. Например, в техническом описании, которое показано на рис. 6-180,
гарантируется, что ошибка коэффициента усиления не выходит за пределы ±10%
(от максимального значения). Однако приводится и типичное значение для ошиб¬
ки коэффициента усиления, которое равно 0%. При разработке электронной
схемы достаточно рискованно полагаться на типичные значения, и для анализа
бюджета ошибок следует использовать приведенные минимальные и максималь¬
ные значения.
Тестирование — это один из наиболее дорогостоящих этапов при производ¬
стве интегральных микросхем. Из этого можно сделать вывод: чем более подроб¬
ные технические характеристики содержит техническое описание для данного
компонента, тем большие средства были вложены в его производство. Однако
это не только гарантия более высокого качества, более подробное техническое
описание помогает гарантировать характеристики разрабатываемого электрон¬
ного устройства.
Как можно понять из примеров, показанных на рис. 6-179 и 6-180, а так¬
же из рис. 6-181-6-184, для рассматриваемого здесь компонента (это AD6645)
приводятся характеристики как для постоянного, так и для переменного напря¬
жения. Мы уже обсуждали важность этого ранее. Заметим, что для постоянного

626 Глава 6. Преобразователи
14-Bit, 80/105 MSPS
A/D Converter
AD6645
Features
SNR = 75 dB, fIN 15 MHz up to 105 MSPS
SNR = 72 dB, $N 200 MHz up to 105 MSPS
SFDR = 89dBc, ftN 70 MHz up to 105 MSPS
100 dB Multitone SFDR
IF Sampling to 200 MHz
Sampling jitter 0.1 ps
1.5 W power dissipation
Differential analog inputs
Pin compatible to AD6644
Twos complement digital output format
3.3 V CMOS compatible
DataReady for output latching
Applications
Multichannel, Multimode Receivers
Base station infrastructure
AMPS, IS-136, CDMA, GSM, WCDMA
Single channel digital receivers
Antenna array processing
Communications instrumentation	+
Radar, infrared imaging	A
Instrumentation
Product Description
The AD6645 is a high speed, high performance,
monolithic 14-bit analog-to-digital converter. All
necessary functions, including track-and-hold (T/H)
and reference, are included on the chip to provide a
complete conversion solution. The AD6645 provides
CMOS compatible digital outputs. It is the fourth
generation in a wideband ADC family, preceded by the
AD9042 (12-bit, 41 MSPS), the AD6640 (12-bit,
65 MSPS, IF sampling), and the AD6644 (14-bit,
40 MSPS/65 MSPS).
Designed for multichannel, multimode receivers, the
AD6645 is part of Analog Devices’ SoftCelP transceiver
chipset. The AD6645 maintains 100 dB multitone,
spurious-free dynamic range (SFDR) through the
second Nyquist band. This break-through performance
eases the burden placed on multimode digital receivers
(software radios) that are typically limited by the ADC.
Noise performance is exceptional; typical signal-to-
noise ratio is 74.5 dB through the first Nyquist band.
The AD6645 is built on Analog Devices’ high speed
complementary bipolar process (XFCB) and uses an
innovative, multipass circuit architecture. Units are
available in a thermally enhanced 52-lead PowerQuad
4® (LQFP PQ4) specified from-40 °C to+85°C at
80 MSPS and -10 °C to+85 °C at 105 MSPS. £
Product highlights
1.	IF sampling
The AD6645 maintains outstanding AC perform¬
ance up to input frequencies of 200 MHz, suitable
for multicarrier 3G wideband cellular IF sampling
receivers.
2.	Pin compatibility
The ADC has the same footprint and pin layout as
the AD6644, 14-Bit 40 MSPS/65 MSPS ADC.
3.	SFDR Performance and Oversampling
Multitone SFDR performance of- 100 dBc can
reduce the requirements of high end RF compo¬
nents and allows the use of receive signal proces¬
sors such as the AD6620 or AD6624/AD6624A.
FUNCTIONAL BLOCK DIAGRAM
REV. В
Information furnished by Analog Devices is believed to be accurate
and reliable. However, no responsibility is assumed by Analog
Devices for its use, nor for any infringements of patents or other
rights of third parties that may result from its use. No license is
granted by implication or otherwise under any patent or patent
rights of Analog Devices. Trademarks and registered trademarks
are the property of their respective companies.
One Technology Way, P.O. Box 9106, Norwood,
MA 02062-9106, U.S.A.
Tel: 781/329-4700	www.analog.com
Fax:781/326-8703	© 2003 Analog Devices, Inc. All rights
reserved.
Рис. 6-179. Пример первой страницы технического описания

6-8. Как читать техническую документацию 627
AD6645-Specifications
DC Specifications <,«* - s v. dyc
3.3V; Tl\
IIN and TMAX at rated speed grade.
nless otherwise noted.)
1
/
3
Parameter
Temp
Test
AD6645ASQ-80
AD6645ASQ-105
Unit
Level
Min
ТУР
Max
Min
ТУР
Max
RESOLUTION
14
Bits
ACCURACY
No missing codes
Full
II
Guaranteed
Guaranteed
Offset ептог
Full
II
10
+ 1.2
+ 10
10
+ 1.2
+ 10
mV
Gain error
Full
II
10
0
+ 10
10
0
+ 10
% FS
Differential nonlinearity (DNL)
Full
II
-1.0
±0.25
+ 1.5
-1.0
±0.5
+ 1.5
LSB
Integral nonlinearity (INL)
Full
V
±0.5
±1.5
LSB
TEMPERATURE DRIFT
Other error
Full
V
1.5
1.5
ppm/C
Gain error
Full
V
48
48
ppm/°C
POWER SUPPLY REJECTION (PSR
1) 25°
: v
±1.0
±1.0
mV/V
REFERENCE OUT (VRtF)
Full
V
2.4
2.4
V
ANALOG INPUTS (AIN AIN)
Differential input voltage range
Full
V
2.2
2.2
V p-p
Differential input resistance
Full
V
1
1
Differential input capacitance
25°C
V
1.5
1.5
pF
POWER SUPPLY
Supply voltages
AVcc
Full
11
4.75
5.0
5.25
4.75
5.0
5.25
V
DVcc
Full
II
3.0
3.3
3.6
3.0
3.3
3.6
V
Supply Current
1 AVcc (AVcc = 5.0 V)
Full
II
275
320
275
320
mA
I DVcc (DVcc = 3.3 V)
Full
II
32
45
32
45
mA
Rise Time2
AVcc
Full
IV
250
250
ms
POWER CONSUMPTION
Full
II
1.5
1.75
1.5
1.75
W
NOTES
9
1VREF is provided for setting the common-mode offset of a differential amplifier such as the AD8138 when a DC-coupled analog input is required. VREF should be buffered
if used to drive additional circuit function.
2 Specified for DC supplies with linear rise time characteristics.
Specifications subject to change without notice.
Digital specifications (AVcc - 5 V, DVcc- З.З V; ТмлхШ rated speed grade, unless otherwise noted.)
1
Parameter (conditions)
Temp
Test
AD6645ASQ-80
AD6645ASQ-105
Unit
Level
Min
ТУР
Max
Min
TYp
Max
ENCODE INPUTS (ENC, ENC)
Differential input voltage1
Full
IV
0.4
0.4
V p-p
Differential input resistance
25C
V
10
10
kQ
Differential input capacitance
25°C
V
2.5
2.5
pF
LOGIC OUTPUTS (D 13-DO, DRY,
OVR)
Logic compatibility
CMOS
CIYDS
Logic 1 voltage (DVcc = 3.3 Y)
Full
II
2.85
DVcc2
2.85
DVcc !
V
Logic 0 voltage (DVcc = 3.3 V)
Full
II
0.2
0.5
0.2
0.5
V
Output coding
Twos Complement
Twos Complement
DMID
Full
V
DVcc/2
DVcc/2
V
NOTES
'All AC specifications tested by driving ENCODE and ENCODEdifferentially.
2The functionality of the Overrange bit is specified for a temperature range of 25*C to 85*C only.
'Digital output logic levels DVcc= 3.3 V. Qoad
10 pF. Capacitive loads >10 pF will degrade performance.
Specifications subject to change without notice.
Рис. 6-180. Пример страницы технического описания
напряжения характеристики приводятся в абсолютных величинах (вольты, ам¬
перы и т. д.), тогда как характеристики по переменному напряжению обычно
выражаются в децибелах (дБ).
Также из рис. 6-181 можно заметить, что уровни для цифровых сигналов
выражаются как уровни напряжений. Также для цифровых сигналов приводят¬
ся временные характеристики. На рис. 6-182 приводятся характеристики пере¬
ключения сигналов («switching characteristics») — эти параметры относятся как

Глава 6. Преобразователи
Ad6645
АС Specifications1
(А\£с = 5 V, Dyc = 3.3 V; ENCODEENCO DEJmin and TMAX at rated speed grade unless
otherwise noted.)
Parameter (Conditions)
Terrp
Test
AD6645ASQ-80
AD6645ASQ-10 5
Unit
Levd
Min Typ Max
Mi n Typ Max
SNR
Analog input 15.5 MHz
25° C
V
75.0
75.0
dB
@-1 dBFS 30.5 MHz
Full
II
72.5 74.5
dB
37.7 MHz
25° C
I
72.5 74.5
dB
70.0 MHz
Full
II
72.0 73.5
72.0 73.5
dB
150.0 MHz
25° C
V
73.0
73.0
dB
200.0 MHz
25° C
V
72.0
72.0
dB
SINAD
Analog input 15.5 MHz
25° C
V
75.0
75.0
dB
@-1 dBFS 30.5 MHz
Full
II
72.5 74.5
dB
37.7 MHz
25° C
I
72.5 74.5
dB
70.0 MHz
Full
V
73.0
73.0
dB
150.0 MHz
25° C
V
68.5
67.5
dB
200.0 MHz
25° C
V
62.5
62.5
dB
Worst Harmonic (Second or thi rd)
Analog input 15.5 MHz
25° C
V
93.0
93.1
dBc
@-1 dBFS 30.5MHz
Full
II
85.0 93.0
dBc
37.7 MHz
25° C
I
85.0 93.0
dBc
70.0 MHz
Full
V
89.0
87.0
dBc
150.0 MHz
25° C
V
70.0
70.0
dBc
200.0 MHz
25° C
V
63.5
63.5
dBc
Worst Harmonic (Fourth or higher)
Analog input 15.5MHz
25° C
V
96.0
96.0
dBc
@—1 dBFS 30.5 MHz
Full
II
85.0 95.0
dBc
37.7 MHz
25° C
I
86.0 95.0
dBc
70.0 MHz
Full
V
90.0
90.0
dBc
150.0 MHz
25° C
V
90.0
90.0
dBc
200.0 MHz
25” C
V
88.0
88.0
dBc
Two Tone SFDR @305 MH2'3
25° C
V
100
98.0
dBFS
55.0 MHz2'4
25° C
V
100
98.0
dBFS
70.0 MHz2'5
25° C
V
98.0
dBFS
Two Tone IMD Rejection3 4
F1, F2 @—7 dBFS
25° C
V
90
90
dBc
Analog input bandwidth
25° C
V
270
270
MHz
NOTES
1	All AC specifications tested by driving ENCODE andENCO DE differentially.
2	Analog input signal power swept tfom -10dBFSto -100dBFS.
3	F1 = 30.5 MHz, F2 = 31.5 MHz.
4	F1 = 55.25 MHz, F2 = 56.25 MHz.
6 F1 = 69.1 MHz, F2 = 71.1 MHz.
Specifications subject to change without notice.
Рис. 6-181. Пример спецификации для сигналов с переменным напряжением
к отдельным сигналам (время нарастания и спада сигнала, время нахождения
в состоянии с высоким уровнем напряжения), так могут относиться и к времен-

6-8. Как читать техническую документацию 629
AD6645
Switching Specifications
(А\;с = 5 V, DYc = 3.3V; ENCODE*:ncode ,(tfNand Тмлхаі rated
(continued) speed grade, C load= Ю pF, unless otherwise noted.)
Parameter (Conditions)
Name
Temp
Test
AD6645ASQ-80
AD6645ASQ-105
Unit
Level
Min
тур
Max
Min
Typ
Max
ENCODE input parameter^
Encode period 1
Full
V
12.5
9.5
ns
Encode pulsewidth high 2
Iench
Full
V
6.25
4.75
ns
Encode pulsewidth low
*encl
Full
V
6.25
4.75
ns
ENCODE/datareadv
Encode rising to Data Ready falling
*DR
Full
V
1.0
2.0
3.1
1.0
2.0
3.1
ns
Encode rising to DataReadv rising
Full
V
tENCH + *DR
tENCH^tDR
ns
(50% duty cycle)
Full
V
7.3
8.3
9.4
5.7
6.75
7.9
ns
ENCODE/DA3A (D13:0), OVR
ENC to DATA falling Low
Full
V
2.4
4.7
7.0
2.4
4.7
7.0
ns
ENC to DATA rising Low
Full
V
1.4
3.0
4.7
1.4
3.0
4.7
ns
ENCODE to DATA Delav (Hold time)
Full
V
1.4
3.0
4.7
1.4
3.0
4.7
ns
ENCODE to DATA Delay (Setup time)
ts E
Full
V
4кС“*Е
FLOnax)
tENC-tE FL<max)
ns
tENC- tH FL<typ)
tENC-tE FL(typ)
ns
tENC“tH Fl,(min)
tENC-tE FMmin)
ns
(50% duty cycle)
Full
V
5.3
7.6
10.0
2.3
4.8
7.0
ns
DataReady <ПКѴ)/[)ЛТЛ. OVR
DataReadv to DATA Delav (Hold time)
t H DR
Full
V
Note 4
Note 4
(50% dutv cycle)
~
6.6
7.2
7.9
5.1
5.7
6.4
ns
DataReadv to DATA Delav (Setup time)
t s DR
Full
V
Note 4
Note 4
(50% duty cycle)
2.1
3.6
5.1
0.6
2.1
3.5
ns
Aperture delay
tA
25’C
V
-500
-500
ps
Aperture uncertainty (Jitter)
tj
25'C
V
0.1
0.1
ps rms
NOTES
’Several timing parameters are a function of tENC and tENCH.
2ENCODE TO DATA Delay (Hold Time) is the absolute minimum propagation delay through the analog-to-digital converter, te_RL = tHE.
3DRY is an inverted and delayed version of the encode clock. Any change in the duty cycle of the clock will correspondingly change the duty cycle of DRY.
4DataReady to DATA Delay (tH DR and ts dr) is calculated relative to rated speed grade and is dependent on tENC and duty cycle.
Specifications subject to change without notice.
Рис. 6-182. Типичная спецификация временных параметров, которая приводится
в технической спецификации
ным соотношениям между сигналами (время установления и удержания setup
and hold time).
Абсолютные максимальные допустимые значения
В технической документации всегда имеется раздел (обычно он располагается
непосредственно за таблицами с техническими спецификациями), в котором при-

630 Глава 6. Преобразователи
Digital Specifications
Omin to TMAX, AVDD= 3.3V, CLKVDD = 3.3 V, PL LVDD= 0V, DVDD= 3.3V,
•outfs = 20 mA, unless otherwise noted.)
Ad9777
Parameter
Min
Typ
Ma x
Unit
Digital inputs
Logic “1" voltage
2.1
3
V
Logic "0" voltage
0
0.9
V
Logic “1" cur rent
-10
+ 10
pA
Logic “0" cur rent
-10
+ 10
pA
Input capacitance
5
PF
Clock Inputs
Input voltage range
0
3
V
Common-mode voltage
0.75
1.5
2.25
V
Differential voltage
0.5
1.5
V
Specifications subject to change without notice
Parameter
Min
Typ
Ma x
Unit
Serial control bus
Maximum SCLK frequency (Ilck)
15
MHz
Minimum clock pulsewidth high (tPWH)
30
ns
Minimum clock pulsewidth low (tPWL)
30
ns
Maximum clock rise/fall time
1
ms
Minimum data/chip select setup time (t Ds)
25
ns
Minimum data hold time (tDH)
0
ns
Maximum data valid time (tDV)
30
ns
RESET pulsewidth
1.5
ns
Inputs (SDI, SDIO, SCIK, CSB)
Logic “1” voltage
2.1
3
V
Logic “0" voltage
0
0.9
V
Logic “1" cur rent
-10
+ 10
jjlA
Logic "0” cur rent
-10
+ 10
pA
Input capacitance
5
PF
SDIO output
Logic “1” voltage
DRVDD-0.6
V
Logic “0" voltage
0.4
V
Logic “1" cur rent
30
50
mA
Logic “0" cur rent
30
50
mA
Рис. 6-183. Типичная спецификация временных параметров, которая приводится
в технической спецификации (страница 2)
водятся абсолютные максимальные допустимые значения для данного компонен¬
та (рис. 6-185). Обычно эти значения относятся к напряжению и температуре.
Максимальное допустимое напряжение питания определяется технологиче¬
ским процессом, который используется при производстве данного компонента.
Максимальное входное напряжение обычно ограничивается напряжением шин
питания. Здесь необходимо заметить, что следует рассматривать мгновенное
значение напряжения питания, а не среднее или предельное значение. Например,
если на вход усилителя подается напряжение при отсутствующем напряжении
питания (это может происходить тогда, когда в устройстве подается питание

6-8. Как читать техническую документацию 63 I
AD 9777
Instruction cycle -
CS '
SCLK
SDIO I R/W I I6(N) I I5(N) I 14 I 13 I 12 I 11 I 10 I D7N | D6,
SDO
- Data transfer cycle -
N
D7,
D6,
I
D20 1 D1 о I D00 I
I D20
О
о
о
О
Q
Serial register interface timing MSB first
Instruction cycle -
- Data transfer cycle -
CS
SCLK 	^
SDIO I 10 f 11 1 12 I 13 I 14 I I5(N) I I6(N) I R/W I DOp I D^o | P2p
SDO
D0„
D1„
D2n
I
I D6n I D7N I
!
D6N
D7n
Serial register interface timing LSB first
cs-
SCLK
У V
SDIO
SDO
Data bit N
X
Data bit N - 1
X
Timing diagram for register read from AD9777
Рис. 6-184. Типичная спецификация временных параметров, которая приводится
в технической спецификации (страница 3)
только на одну секцию, тогда как на прочие секции питание не подается), то на
преобразователь подается повышенное напряжение — даже если при включен¬
ном напряжении питания входной сигнал имел бы вполне допустимый уровень.
Одним из основных требований для обеспечения надежного функционирова¬
ния электронных компонентов является то, что температура рабочего перехода

632 Глава 6. Преобразователи
не должна превышать 150 °С. Для различных типов корпусов, которые использу¬
ются для данного компонента, указываются значения #ja — это тепловое сопро¬
тивление между рабочим переходом и окружающей средой, которое выражается
в °С/Вт. Данная информация используется для определения энергии, которая
рассеивается на данном корпусе. Для этого сначала умножается напряжение
питания на статический ток потребления. Затем определяется максимальное
количество энергии, которая рассеивается выходными каскадами — для этого
выходной ток необходимо умножить на разницу между напряжением выходного
сигнала и напряжением питания. Складываем это значение с ранее определенной
мощностью в статическом режиме и получаем полную рассеиваемую мощность,
выраженную в ваттах. Полная мощность умножается на тепловое сопротивление,
и в результате мы получаем повышение температуры при работе микросхемы.
Предполагая, что микросхема работает при температуре окружающей среды
(которая обычно предполагается равной 25 °С), мы прибавляем повышение тем¬
пературы и определяем температуру, при которой будет находиться рабочий
переход. Мы предполагаем, что вблизи микросхемы температура равна темпе¬
ратуре окружающей среды. Если схема находится в корпусе, который в свою
очередь устанавливается в стойку для оборудования вместе с другими электрон¬
ными устройствами, то вблизи микросхемы температура может значительно
превышать температуру воздуха в помещении. Все это обязательно следует учи¬
тывать.
Absolute maximum ratings
ТА = 25 °С, unless otherwise noted.
Table 4.
Parameter
Rating
VDD to AGND, AGNDS, DGND
-0.3V,+17V
Vss to AGND, AGNDS, DGND
+0.3V,-17 V
AGND, AGNDS to DGND
-0.3 V to +0.3 V
REFGND to AGND, ADNDS
Vss-0.3 V to VDD +0.3 V
REFIN to AGND, AGNDS
Vss-0.3 V to VDD +0.3 V
REFIN to REFGND
-0.3 V to +17 V
Digital inputs to DGND
—0.3 V to VDD +0.3V
VOUTto AGND, AGNDS
—0.3 V to Vqd +0.3 V
SDO to DGND
-0.3 V to +6.5 V
Operating temperature range:
-40 °C to + 125 °C
W, Y grades
-40 ”C to + 125 °C
A, В grades
-40 °C to+ 85 °C
Storage temperature range
-65 °C to+50 °C
Maximum junction temperatu re (1] Max )
150 °C
16-Lead SSOP package
Power dissipation
(Tj max - TA)/0jA
0JA thermal impedance
139 °C/W
Lead temperature (Soldering 10 s)
300 °C
IR reflow, peak temperature
230 “C
Stresses above those listed under Absolute
Maximum Ratings may cause permanent
damage to the device. This is a stress
rating only and functional operation of the
device at these or any other conditions
above those listed in the operational
sections of this specification is not implied.
Exposure to absolute maximum rating
conditions for extended periods may affect
device reliability.
Рис. 6-185. Типичная спецификация временных параметров, которая приводится
в технической спецификации (страница 2)
Для теплового сопротивления существует два компонента	Ѳса и 6jc- Пара¬
метр 0jc представляет собой тепловое сопротивление между рабочим переходом

6-8. Как читать техническую документацию 633
Ordering guide
Model
Maximum
INL
No missing
code
Temperature
range
Package
description
Package
option
Brand
AD7684ARM
+6LSB
15 bits
-40 °C to+85 °C
nSOIC- 8
RM- 8
C1M
AD7684ARMRL7
±6 LS В
15 bits
-40 °C to+85 °C
gSOIC- 8
RM-8 ( reel]
C1M
AD7684BRM
+ 3LSB
16 bits
-40 °C to+85 °C
gSOIC- 8
RM- 8
C1D
AD7684BRMRL7
±3 LS В
16 bits
-40 °C to + 85 ”C
nSOIC- 8
RM-8 ( reel)
C1D
EVAL-AD7684CB1
EVAL-CONTRO L BRD22
EVAL-CONTRO L BRD32
Evaluation Board
Controller Boa rd
Controller Boa rd
NOTES
1 This board can be used as a standalone evaluation board or in conjunction with the EVAL-CONTROL BRDx for evaluation/
demonstration purposes.
2These boards allow a PC to control and communicate with all Analog Devices evaluation boards ending in the CB designators.
Рис. 6-186. Пример информации для заказа (для AD7684)
и корпусом микросхемы. Этот компонент теплового сопротивления значитель¬
но изменить невозможно. Параметр Ѳса представляет собой тепловое сопроти¬
вление между корпусом и окружающей средой. Его можно достаточно легко
уменьшить, если к микросхеме добавить теплоотвод. Компоненты теплового
сопротивления складываются линейно. Также заметим, что тепловое сопроти¬
вление указывается для неподвижного воздуха, и если организовать вентиляцию,
то температура будет уменьшаться, особенно если для микросхемы используется
теплоотвод.
Информация для заказа
Большинство преобразователей выпускаются в различных модификациях, кото¬
рые различаются по типу корпуса или по температурному диапазону, в котором
они могут работать. Для обозначения каждого уникального сочетания корпуса
микросхемы и температурного диапазона используется собственное обозначе¬
ние. Эти обозначения приводятся в разделе, который носит название «Информа¬
ция для заказа» (The Ordering Guide) (см. рис. 6-186 и 6-187).
В последнее время для наиболее распространенных АЦП и ЦАП практически
не используется коммерческий температурный диапазон (0-70 °С). Это связано
с тем, что большинство электронных устройств предназначаются для исполь¬
зования в промышленном температурном диапазоне. Из соображений экономии
выгодно поддерживать для компонента меньшее количество модификаций —
для каждой модификации необходимо создать отдельную программу тестиро¬
вания, необходимо поддерживать складские запасы и разработать техническую
документацию. Исключением является тот случай, когда микросхема предна¬
значена для какого-то определенного приложения, для которого по определению
необходим коммерческий температурный диапазон. Примером может служить
потребительская электроника, в частности аудиотехника. Здесь просто нет не¬
обходимости использовать для микросхемы расширенный температурный диа¬
пазон.
Понятие «промышленный температурный диапазон» также может обозна¬
чать совершенно различные вещи. Стандартный промышленный температурный

634 Глава 6. Преобразователи
Ordering guide
Model
Temperature range
Package description
Package option
AD5570ARS
-40 °C to+ 85 °C
16-Lead SSOP
RS-16
AD5570ARS-REEL
-40 °C to+ 85 °C
16-Lead SSOP
RS-16
AD5570ARS-REEL7
-40 °C to+ 85 °C
16-Lead SSOP
RS-16
AD5570BRS
-40 °C to+85 °C
16-Lead SSOP
RS-16
AD5570BRS-REEL
-40 °C to+85 °C
16-Lead SSOP
RS-16
AD5570BRS-REEL7
-40 °C to+85 °C
16-Lead SSOP
RS-16
AD5570WRS
-40 °C to + 125 ”C
16-Lead SSOP
RS-16
AD5570WRS-REEL
-40 "C to + 125 °C
16-Lead SSOP
RS-16
AD5570WRS-REEL7
-40 “C to + 125 °C
16-Lead SSOP
RS-16
AD5570YRS
-40 “C to + 125 °C
16-Lead SSOP
RS-16
AD5570YRS-REEL
-40 ”C to + 125 °C
16-Lead SSOP
RS-16
AD5570YRS-REEL7
Eval-AD5570EB
-40 °C to + 125 °C
16-Lead SSOP
Evaluation Board
RS-16
Рис. 6-187. Пример информации для заказа (для AD5570)
диапазон — это диапазон от —40 °С до 85 °С. Другим распространенным вариан¬
том является автомобильный температурный диапазон, которому соответствует
диапазон температур от —55 °С до 85 °С. Также может использоваться и диа¬
пазон от 0 °С до 100 °С.
Военному температурному диапазону соответствует диапазон от —55 °С до
125 °С.
В таблицах, которые содержатся в разделе с информацией для заказа, может
присутствовать столбец с заголовком «brand» — здесь приводятся обозначения,
используемые для корпусов малого размера. Обозначения, которые используются
для корпусов типа DIP, просто физически не могут поместиться на поверхности
компактного корпуса, предназначенного для поверхностного монтажа. Напри¬
мер, для корпуса DIP обозначение включает номер компонента, код для даты
(когда была изготовлена микросхема, обычно это дата заключительного тести¬
рования), а иногда и дополнительная информация. Очевидно, невозможно разме¬
стить всю эту информацию на компоненте, предназначенном для поверхностного
монтажа. По этой причине для таких компонентов используется кодировка из
трех символов.
Описание выводов
В разделе с описанием выводов приводится информация о назначении вывода,
при этом описываются все функции для выводов, для которых существует воз¬
можность выбора типа. Часто этот раздел располагается в основном тексте
технического описания (см. рис. 6-180-6-182, также рис. 6-188).
Основные характеристики
В данном разделе содержится краткое описание основных характеристик. В
действительности данный раздел представляет собой сокращенную версию пре¬
дыдущего раздела, где приводятся характеристики преобразователя. Однако
здесь информация приводится в более компактном виде, и рассматриваются
только те параметры, которые относятся к данному преобразователю.

6-8. Как читать техническую документацию 635
Также здесь рассматриваются специализированные характеристики. Приме¬
ром могут служить дифференциальный коэффициент усиления и дифференци¬
альная фаза — эти характеристики используются только в видеоприложениях.
Эквивалентные схемы
Корректная подача сигналов на вход преобразователя, особенно если эти сиг¬
налы имеют высокую частоту, является достаточно сложной задачей. Также
достаточно сложной задачей является подключение нагрузки к выходу преобра¬
зователя. Здесь полезной может оказаться информация о том, какая архитектура
используется для каждого конкретного вывода преобразователя (см. рис. 6-189).
Для входа микросхемы важна такая информация, как входной импеданс (это
необходимо для согласования с импедансом источника сигнала) и напряжение
смещения для данного входа. Обычно напряжение смещения составляет поло¬
вину от напряжения питания (предполагается, что используется однополярный
источник питания), однако это условие не является обязательным.
Графики
Многие параметры изменяются в зависимости от рабочих характеристик пре¬
образователя. Примером может служить изменение в зависимости от частоты
такого параметра, как динамический диапазон, свободный от паразитных помех
(SFDR), см. рис. 6-190-6-193.
Итак, чтобы привести полную информацию относительно такого параметра,
как SFDR, необходимо указать не только характеристики данного параметра
при определенной частоте входного сигнала, которые обычно указываются в та¬
блице, а также привести графики, которые показывают изменение SFDR в за¬
висимости от частоты и уровня входного сигнала, а также в зависимости от
частоты дискретизации. Вид графиков может различаться у различных произ¬
водителей, он может иметь различный вид и для различных микросхем от одного
производителя. Для микросхем с более высокими характеристиками обычно при¬
водится более подробная информация. Как правило, при построении графиков
используются типичные значения для данного компонента.
Основная часть
В основной части технического описания приводится подробная информация
по рабочим характеристикам и применению преобразователя. В компании Ana¬
log Devices уже давно поняли, что не самым лучшим является подход, когда
потребителю предлагается микросхема и после этого он полностью свободен
в ее применении. Компания Analog Devices обязательно приводит в технических
описаниях на свои компоненты информацию о применении данного компонента.
Описание схемы
Обычно в самом начале основной части технического описания приводится опи¬
сание схемы на основе данного компонента. Так как возможность применения

Глава 6. Преобразователи
PIN CONFIGURATION
CLKVDDE-*pin,
LPF [2_ identifier
CLKVDD [7
CLKGND \J
CLK+ [5
CLK- [6
CLKGND [7
DATACLK/PLLJ.OCK [7
DGND [7
DVDD [TO
P1B15(MSB)[TT
P1B14 [12
Р1В13[ТЗ
P1B12 [l4
P1B11 [15
P1B10 01
DGND 07
DVDD 01
P1B9 01
P1B8 [20
!i!i!S!jj!!jj!lHSl!
[64l[63l[62l|6T1
AD9777
TxDAC+
Top view
(not to scale)
60] FSADJ1
)] FSADJ2
ij REFIO
RESET
З] SPI_CSB
5| SPI_CLK
t] SPLSDIO
3] SPI_SDO
I DGND
5l] DVDD
Ц P2B0 (LSB)
)] P2B1
48]P2B2
47] P2B3
j] P2B4
5] P2B5
44] DGND
у DVDD
j] P2B6
4l] P2B7
ІІ1ІЦІ11ІІ1ІІ1ІІІІІ
§ г
PIN FUNCTION DESCRIPTIONS
Pin Number
Mnemonic
Description
1,3
CLKVDD
Clock Supply Voltage
LPF
PLL Loop Filter
CLKGND
Clock Supply Common
CLK+
Differential Clock Input
CLK-
Differential Clock Input
8
DATACLK/PLLJ.OCK
With the PLL enabled, this pin indicates the state of the PLL. A read of a
Logic "Г indicates the PLL is in the Locked state. Logic “0" indicates the
PLL has not achieved lock. This pin may also be programmed to act as
either an input or output (Address 02h, Bit 3) DATACLK signal running at
the input data rate.
9 17, 25, 35, 44, 52
DGND
Digital Common
11) 18,26,36,43,51
DVDD
Digital Supply Voltage
И_16, 19-24, 27-30
P1B15 (MSB) to P1B0 (LSB)
Port 1 Data Inputs
31
IQSEL/P2B15 (MSB)
In one port mode, IQSEL = 1 followed by a rising edge of the differential
input clock will latch the data into the I channel input register. IQSEL = 0
will latch the data into the Q channel input register. In two port mode, this
pin becomes the Port 2 MSB.
32
ONEPORTCLK/P2B14
With the PLL disabled and the AD9777 in one port mode, this pin becomes
a clock output that runs at twice the input data rate of the I and Q channels.
This allows the AD9777 to accept and demux interleaved I and Q data to
the I and Q input registers.
Зч М 37-42,45-50
P2B13 to P2B0 (LSB)
Port 2 Data Inputs.
53
SPI_SDO
In the case where SDIO is an input, SDO acts as an output. When SDIO
becomes an output, SDO enters a High-Z state. This pin can also be used as
an output for the data rate clock. For more information, see the Two Port
Data Input Mode section.
54
SPI_SDIO
Bidirectional Data Pin. Data direction is controlled by Bit 7 of register
Address OOh. The default setting for this bit is “0", which sets SDIO as an inpu
55
SPI_CLK
Data input to the SPI port is registered on the rising edge of SPI_CLK.
Data output on the SPI port is registered on the falling edge,
56
SPI_CSB
Chip select/SPI Data Synchronization. On momentary logic high, resets
SPI port logic and initializes instruction cycle.
57
RESET
Logic “1" resets all of the SPI port regiisters, including Address OOh, to their
default values. A software reset can also be done by writing a Logic *1" to
SPI Register OOh, Bit 5. However, the software reset has no effect on the bits
in Address OOh.
58
59
REFIO
Reference Output, 1.2 V Nominal
FSADJ2
Full-Scale Current Adjust, Q Channel
FSADJ1
Full-Scale Current Adjust, I Channel
Й1 63, 65. 76, 78, 80
AVDD
Analog Supply Voltage
02 64, 66, 67, 70, 71,
74І /б! 77. 79
AGND
Anolog Common
69, 68
73, 72
•outa2. Іоитвг
Differential DAC Current Outputs, Q Channel
'oUTAI' '0UT8I
Differential DAC Current Outputs, I Channel
рис. 6-188. Типичный раздел с описанием выводов микросхемы

6-8. Как читать техническую документацию 637
Эквивалентные схемы
для выводов
микросхемы AD 6645
DVr,
D0-D13,
' OVR, DRY
цифрового
выхода
Источник опорного
напряжения DMID
Рис. 6-189. Эквивалентные схемы для выводов микросхемы
данного преобразователя в каком-то приложении зависит от топологии преобра¬
зователя, то очень важной и полезной может оказаться информация о принципах,
которые определяют работу преобразователя. Например, информация о струк¬
туре входов преобразователя необходима для проектирования схемы, с помощью
которой на преобразователь будет подаваться входной сигнал (см. рис. 6-194).
Многие преобразователи, такие как AD9777 или AD7730, которые рассматри¬
вались в качестве примеров ранее в данном разделе, в действительности пред-

dBFS	dBFS	dBFS
Глава 6. Преобразователи
Typical performance characteristics - AD6645
Frequency (MHz)
Single tone @ 2.2 MHz -
Информация о типичных параметрах AD6645
О
-10
-20
-30
-40
-50
-60
-70
-80
-90
-100
-110
-120
-130
Encode = 80MSPS
AIN = 2.2 MHz @-1 dBFS -
SNR = 75.0dB
SFDR = 93.0 dBc
„ 3
Г 5 ,
,1 . 4 Ii?,, i І.і 1 . Ii и,
10	15	20	25	30
Частота (МГц)
Сигнал с частотой 2,2 МГц
0
-10
-20
-30
-40
-50
-60
-70
-80
-90
-100
-110
-120
-130
Encode - 80 MSPS
AIN - 69.1 MHz @-1 dBFS
SNR = 73.5dB
SFDR = 89.0 dBc
I I I I
	i ... iL 5
5	10	15	20	25	30
Частота (МГц)
Сигнал с частотой 69,1 МГц
35
0
-10
-20
-30
-40
-50
-60
-70
-80
-90
-100
-110
-120
-130
Encode — 80 MSPS
SNR = 75.0dB ~
SFDR = 93.0 dBc
5
... Ii.i iii 111
10	15	20	25	30	3(
Частота (МГц)
Сигнал с частотой 15,5 МГц
0
-10
-20
-30
-40
-50
(Л
u.
-60
CO
■o
-70
-80
-90
-100
-110
-120
-130
Encode = 80 MSPS
AIN = 150MHz @-1 dBFS
SNR = 73.0dB
SFDR = 70.0dBc
CO
CM
4 5
1.11 LUjk.J
LliL- ,ll j j li
5	10	15	20	25	30	35	40
Частота (МГц)
Сигнал с частотой 150 МГц
0
-10
-20
-30
-40
-50
-60
-70
-80
-90
-100
-110
-120
-130
Encode - 80 MSPS
AIN - 29.5 MHz @-1 dBFS
SNR = 74.5 dB
SFDR = 93.0 dBc
-	c
СЛ
-	r-
I I 6 !
l.L Li i l.f
10	15	20	25	30	35
Частота (МГц)
Сигнал с частотой 29,5 МГц
0
-10
-20
-30
-40
-50
-60
-70
-80
-90
-100
-110
-120
-130
Encode - 80 MSPS
AIN = 200MHz @-1 dBFS
SNR = 72.0 dB
SFDR = 64.0 dBc
f c
I I I I I I
ibJuLi
I..UJ J. 1 1 ijkiL. i. i.A.i J ,L Jb I L -.1 L. J -L L. 1. ..
dJiki
U
10	15	20	25	30	35
Частота (МГц)
Сигнал с частотой 200 МГц
Рис. 6-190. Типичные графики, которые приводятся в технических описаниях

6-8. Как читать техническую документацию
Информация о типичных параметрах Ad9777
3 3 V I = 20mA, Interpolation * 2x, Differential Transformer-Coupled Output, 5011
(T = 25°C, AVDD = 3.3 V. CLKVDD = 3.3 V DVDD =
Doubly Terminated, unless otherwise noted.)
10
0
-10
-20
-30
-40
-50
-60
-70
-80
-90
0	65
Частота (МГц)
Single-tone spectrum
@Wa = 65 MSPS with
"^ПАТА^З
10
0
-10
-20
-30
-40
-50
	60
-70
80
-90
130
In-Band SFDR versus f0uT
@Wa = 65 MSPS
0	50	100	150
Частота (МГц)
Single-tone spectrum
@f0ATA =78 MSPS with
*out ~ Ьата^З
In-Band SFDR versus fOUT
@Was 78 MSPS
Out-of-Band SFDR versus
foi
90
85
80
'O' te-
CD 75
■o
Sf 70
165
60
55
50
OdBFS
]
Т
4J
-^5
<
к
-6dBFs"l2dBFS
„ w 10	15 20 25
Частота (МГц)
Out-of-Band SFDR versus
^OUT @ *DATA ” 78 MSPS
30
0	100	200	300
Частота (МГц)
Частота (МГц)
Частота (МГц)
Single-tone spectrum
@f0ATA = 160 MSPS with
fotJT = ЧЭАТА^
In-Band SFDR versus fOUT
@fDATA-160 MSPS
Out-of-Band SFDR versus
fm
Рис. 6-191. Типичные графики, которые приводятся в технических описаниях
(продолжение)
ставляют собой не просто преобразователи данных. Они содержат несколько
подсистем — не только преобразователи данных, но и вспомогательные схемы.
В технической документации описывается работа каждой такой подсистемы.
Как уже говорилось, достаточно сложно организовать подачу на АЦП высо¬
кочастотного входного сигнала. Здесь важно понимать, как устроены входы

640 Глава 6. Преобразователи
Информация о типичных параметрах AD7678
2.5
2.0
1.5
~	1.0
S
no	0.5
-1.0
-1.5
-2.0
-2.5
0	65536	131072	196608	262144
Code
Integral nonlinearity versus code
2.0
1.5
1.0
0.5
0
-0.5
-1.0 '
			JL
70.000
60.000
50.000
40.000
30.000
20.000
10,000
0
п
6(
), 158 56.966
ѵ
I	I
*EF T
= 5V i
1
1
і
III
И
¥
1
0
0
32
пгп
1
і .931
і
42
0
0
20015 20018 20017 20018 20019 2001A 2001В 2001C 2001D 2001E
Code in HEX
Histogram of 131,073 conversions of a
DC input at the code transition
о
-20
-40
-60
-80
-100
-120
-140
-160
-180
	;
fg - l60kSPS
f|N = 11 KHz
VReF = 4.096 V
SNR = 99.6 dB -
ГНО =- 116dB
чРПЙ = —1
"
S/(N +
D) = 9
9.5dB
С
t
□
Г
. ді. ( Jii , i «uMu Ѣ* іШіійі
ШІШІДІЙНІІІІІУІІІІ
[
65536	131072	196608	262144
Code
Differential nonlinearity versus code
90.000
80.000
70.000
60.000
50.000
40.000
30.000
20.000
10,000
0
1
13,61 (
g
^REF = 5V|
1
■
11
■
■
■
1,86;
3.00C
jm
t
1
0
0
522
1
t
1,053
1
0
2001В 2001C 2001D 2001E 2001F 20020 20021 20022 20023
Code in HEX
Histogram of 131,072 conversions of a
DC input at the code center
10	15	20 25 30 35 40 45	50
Frequency (kHz)
FFT (11 kHz tone)
16.2
16.0
Frequency (kHz)
SNR,S/(N+D), and ENOB versus frequency
Рис. 6-192. Типичные графики, которые приводятся в технических описаниях
(продолжение)
аналого-цифрового преобразователя. Это же относится и к выходам, с помощью
которых передаются цифровые результаты аналого-цифрового преобразования.
В случае ЦАП аналоговый и цифровой интерфейс меняются местами, но столь
же важно понимать принципы их работы.
ENOB (bits)

INL (LSB)	DNL (LSB)	INL {LSB)
6-8. Как читать техническую документацию 641
Информация о типичных параметрах AD5570
1.0
0.8
0.6
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
-0.6
-0.8
-1.0
Integral nonlinearity versus code, VD0/VSS= ±15 V
ТА = 2 5Г-С
Vcx/^ss ~ ±1{
RFFIN = fi V

Л	л .... .
.J
ff ”1 ’
.ІтМ
Т'іАѣkik
■*
0	10k	20k	30k	40k	50k	60k
Code
1.0
0.8
0.6
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
0.6
-0.8
-1.0
Тд - 25 0
VddWss =
V
i
0	10k	20k	30k 40k	50k 60k
Code
Differential nonlinearity versus code, Vdo^ss ~ -15V
1.0
0.8
0.6
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
0.6
-08
-1.0
Тд - 25СС
^DD^SS ~ — ^
RFFIN - fiV
V
*. d
,s
LL
ЩжШг.
ЩРщ
и
Щі/т
пи
0	10k	20k	30k	40k	50k	60k
Code
0	10k	20k	30k	40k	5.0k	60k
Code
Differential nonlinearity versus code, V^/V^. = ±12 V
m
CO
1.0
0.8
0.6
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
-0.6
-0.8
-20	0	20	40	60	80 100 120
Temperature (rC)
Integral nonlinearity versus Temperature, ±15V supplies
z
Q
1.0
0.8
0.6
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
-0.6
-0.8
-1.0
-40 -20	0	20	40	60	80 100 120
Temperature (°C)
Integral nonlinearity versus code, VDD/V8S-±12V
Differential nonlinearity versus
temperature, ±15 V supplies
Рис. 6-193. Типичные графики, которые приводятся в технических описаниях
(продолжение, часть 4)

642 Глава 6. Преобразователи
Рис. 6-194. Типичная схема применения
Интерфейс
Для работы преобразователя данных необходимо получать или подавать на не¬
го цифровые данные. Обычно для передачи данных используется один из двух
способов — последовательный или параллельный.
cs
Рис. 6-195. Типичная
временная диаграмма для
параллельного интерфей¬
са
RD
BUSY
Шина
данных
/ Текуще
іе \
.преобразование/
*13
Принцип работы параллельного интерфейса достаточно прост (рис. 6-195).
Единственное, на что необходимо обратить внимание, — это время установле¬
ния и удержания (setup and hold times). Кроме этого, в связи со все большим
распространением низковольтных компонентов также следует обращать внима¬
ние на уровни напряжения для цифровых сигналов.
Например, для AD7678, который представляет собой 18-разрядный преобра¬
зователь, могут возникать вопросы при организации интерфейса с микропроцес¬
сорами, у которых шина данных имеет разрядность 16 бит (или 8 бит). Однако
схема управления для регистра, в котором хранятся цифровые данные, достаточ¬
но гибкая и позволяет организовать интерфейс 18-разрядного цифрового слова
с шинами данных, которые имеют меньшую разрядность (см. рис. 6-196).

6-8. Как читать техническую документацию 643
Table 7. Data bus interface definitions
Mode
Model
ModeO
DO/OB / 2C
D1/A0
D2/A1
D[3]
D[4:9]
D[10:11 ]
D[12:15]
D[16:17]
Description
0
0
0
R[0]
R[1]
R[2]
R[3]
R[4:9;
R[10:11 ]
R[12:15]
R[16:17]
18-Bit Parallel
1
0
1
OB/2C
A0:0
R[2]
R[3]
R[4:9]
R[10:11 ]
R[12:15 ]
R[16:17]
16-Bit High Word
1
0
1
OB/2C
A0:1
R[0]
R[1]
All Ze ros
16-Bit Low Word
2
1
0
OB/2C
A0:0
A1:0
All Hi- Z
R[10:11 ]
R[12:15 ]
R[16:17]
8-Bit HIG H Byte
2
1
0
OB/2C
A0:0
A1:1
All Hi- Z
R[2:3]
R[4:7 ]
R[8:9]
8-Bit MID Byte
2
1
0
OB/2C
A0:1
A1:0
All Hi- Z
R[0:1]
All Ze ros
8-Bit LOW Byte
2
1
0
OB/2C
A0:1
A1:1
All Hi-Z
All Ze ros
R[0:1]
8-Bit LOW Byte
3
1
1
OB/2C
All Hi-Z
Serial Interface
Serial Interface
R[0:17] is the 18-bit ADC value stored in its output register.
Рис. 6-196. Пример организации интерфейса для шины данных
Последовательный интерфейс обычно является более сложным в использова¬
нии (см. рис. 6-197). Для последовательного интерфейса существует множество
принятых стандартов. Достаточно часто в микросхемах используются такие
стандартные последовательные интерфейсы, как SPI®, QSPI®, Microwire или
І2С®.
При использовании последовательного интерфейса преобразователь может
использоваться или в качестве мастера (master), или в качестве подчиненного
устройства (slave). Разница между мастером и подчиненным устройством за¬
ключается в том, какое из устройств служит источником тактовых сигналов
для работы последовательного интерфейса. Обычно тактовый сигнал генериру¬
ется мастером.
Может изменяться ширина тактовых сигналов. Данные могут передаваться
двумя способами: либо сначала передается самый младший бит цифрового кода
(LSB first), или первым передается старший бит (MSB first). Необходимо так¬
же определить положение битов данных относительно тактовых сигналов. Все
эти варианты необходимо учитывать при конфигурировании последовательного
интерфейса.
Описание регистров
Многие преобразователи поддерживают несколько рабочих режимов. Некоторые
преобразователи данных содержат вспомогательные схемы, например, мульти¬
плексоры или усилители с переменным коэффициентом усиления (PGA). Для
конфигурирования преобразователя необходимо записать соответствующие дан¬
ные в регистры управления (см. рис. 6-198). Как правило, необходимо определить
каждый бит для каждого регистра.
Схемы применения
Часто в технической документации приводятся схемы, которые иллюстрируют
способы применения данного компонента (см. рис. 6-199 и 6-200).
При изучении приведенной схемы применения необходимо обратить внима¬
ние на указанные на схеме компоненты — хотя они и могут использоваться,

644 Глава б. Преобразователи
CS
SCLK
SDIO
SDO
CS
SCLK
SDIO
SDO
Цикл передачи
команды
Цикл передачи
данных
FWV 116(N>| 15(N)[ 14 I 13 I 12 I 11 I 10 [D7n|D6n|		 D20 | D10 | DOp |
	|D7n|D6n| ~T~ — V~~ i D20 I Dip I D0q~|~
Последовательная передача данных, начиная со старшего бита (MSB)
Цикл передачи
команды *
Цикл передачи
данных
10 I 11 I 12 I 13 I 14 [ 15(n)| 16(N) I R/W I DOp I Dip |D20~ " ~ _ _ ' _	| P6N | D7N |
	\ DOp | Dip I D2nT ! I | P6N | D7T1-
Последовательная передача данных, начиная с младшего бита (LSB)
Рис. 6-197. Типичная временная диаграмма для последовательного интерфейса с ЦАП
однако уже не будут являться наилучшими из доступных для выбора. Это связа¬
но с тем, что с момента составления технической документации могли появиться
более совершенные компоненты. Всегда следует проверить, есть ли возможность
использования более современных микросхем и компонентов.
Оценочные платы
Единственным достоверным способом убедиться в том, что спроектированное
вами устройство действительно работает, — это создать такое устройство. Од¬
нако, как уже неоднократно говорилось ранее, при проектировании электронно¬
го устройства очень важное значение имеет топология печатной платы. По этой
причине многие производители предлагают для своих компонентов оценочные
платы. Это очень помогает разработчикам, так как избавляет их от необхо¬
димости самостоятельно проектировать и заказывать изготовление печатных
плат. Также это позволяет тестировать какие-то схемы и затем реализовать
проверенные решения в прототипах устройства.
Однако оценочные платы также служат и в интересах производителей ми¬
кросхем. Так как производство печатной платы контролирует производитель
микросхемы, то он заинтересован в том, чтобы в наилучшей степени показать
возможности своей продукции. Это предоставляет разработчику оптимальные
возможности для того, чтобы оценить возможности компонента, и позволяет
выбрать оптимальную схему для устройства на основе оценочной платы.
В технической документации обычно приводятся схема и топология печат¬
ной платы для имеющихся оценочных комплектов. Кроме этого, производитель
может предоставлять Gerber-файлы, с помощью которых можно самостоятельно
заказать изготовление печатной платы. Однако здесь необходимо сделать одно
предупреждение. Невозможно просто скопировать в собственный проект пред¬
лагаемый Gerber-файл, это не гарантирует оптимальные характеристики для

6-8. Как читать техническую документацию 645
AD7730/AD7730L
Communications Register (RS2-RS0 = 0, 0, 0)
The Communications Register is an 8-bit write-only register. All communications to the part must start with a write operation to the
Communications Registe*. The data written to the Communications Register determines whether the next operation is a read or write
operation, the type of read operation, and to which register this operation takes place. For single-shot read or write operations, once the
subsequentread or write operation to the selected register is complete, the interface returns to where it expects a write oper ation to the
Communications Register. This is the default state of the interface, and on pow er-up or after a RESET, the AD7730 is in this defaul t state
waiting for a write operation to the Communications Registe r. In situations whe re the interface sequence is lost, a write operation of at
least 32 serial clock cycles with DIN high, returns the AD7730 to this default state by resetting the part. Table VI outlinebd bit
designations for the Communications Register. CRO th rough CR7 indicate the bit location, CR denoting the bits a re in the
Communications Register. CR7 denotes the first bit of the data st ream.
Table VI. Communications Register
CR7
CR6
CR5
CR4
CR3
CR2
CR1
CR0
WEN
ZER О
RW1
RW0
ZER О
RS2
RS1
RS0
Bit location
Bit mnemonic
Description
CR7
WEN
CR6	ZERO
CR5, CR4	RW1, RWO
Write Enable Bit. A 0 must be written to this bit so the write operation to the Communications
Register actually takes place. If a 1 is written to this bit, the part will not clock on to subsequent bits
in the register. It will stay at this bit location until a 0 is written to this bit. Once a 0 is written to t he
WEN bit, the next seven bits will be loaded to the Communications Registe r.
A zero must be written to this bit to ensu re correct operation of the AD7730.
Read/Write Mode Bits. These two bits determine the natu re of the subsequentread/write operation.
Table VII outlines the four options.
Table VII. Read/ write mode
RWI
RW0
Read write mode
0
0
Single Write to Specified Register
0
1
Single Read of Specified Register
1
0
Start Continuous Read of Specified Register
1
1
Stop Continuous Read Mode
With 0,0 written to these two bits, the next operation i s a write operation to t he register specified by
bits RS2, RS1, RSO. Once the subsequentwrite operatio n to the specified register has been completed
the part returns to where it is expecting a write operation to the Communications Register. With 0, 1
written to t hesetwo bits, the next operation is a read operation of the register specified ty bits RS2,
RS1, RSO. Once the subseqjent read operation to the specified register has been completed, the part
returns to where it i s expecting a write operatio n to the Communications Register.
Writing 1,0 to these bits, sets the part into a mode of continuous reads from the register specified
by bits RS2, RS1, RSO. The most likely registers with which the user will want to u se this function
are the D ata Register and the Status Register. Subsequent operations to the part will consist of read
operations to the specified register without any intermediate writes to the Com munications Register.
This means that once the next read operation to the specified registe* has taken place, the part will be
in a mode where it is expecting another read from that specified register. The part will remain in thi s
continuous read mode until 30 Hex has been written to the Comm unications Register.
When 1.1 is written to these bits (and 0 written to bits CR3 through CRO), the contin uous read mode is
stopped aid the part returns to where it is expecting a write operation to the Commirications Register.
Note, the part continues to look at the DIN line on each SCLK edge during continuous read modeto
determine when to stop t he continuous read mode Therefore, the user must be careful not to
inadva*tently exit the continuous read mode or reset the AD7730 by writing a series of 1s to the part.
The easiestway to avoid this i s to place a logic 0 on the DIN line while t he part is in continuous read
mode. Once the part is in continuous read mode the user should ensure that an integer multiple of 8
serial clocks should have taken place befcre attempting to take the part out of со nti nuous read mode
Рис. 6-198. Описание типичного регистра
вашего устройства. Очень важное значение имеет интеграция между схемой,
которая создается на основе оценочной платы, и оставшейся частью устройства.
Например, как быть, если вы должны использовать в составе вашего устройства

646 Глава 6. Преобразователи
CF
Рис. 6-199. Типичная схема применения AD6645
Р а і
E S
со со
t- CL
Рис. 6-200. Типичная схема применения AD7730
несколько преобразователей? Та схема заземления, которая использовалась для
оценочной платы, может оказаться непригодной для более сложных устройств.
Для оценочных плат предусмотрена возможность интеграции с другими устрой¬
ствами для более полного понимания возможностей преобразователя. Также
предлагается программное обеспечение, которое позволяет обеспечить интер¬
фейс с преобразователем. Обычно такое программное обеспечение выполняется
на персональном компьютере и представляет получаемые от преобразователя
данные в наглядном виде. Более подробно оценочные платы рассматриваются

6-9. Выбор преобразователя данных 647
в главе, в которой рассматриваются инструменты и вспомогательные средства
для разработки электронных устройств.
Заключение
Не все из технических описаний для преобразователей (или для других электрон¬
ных компонентов) выглядят одинаково — это относится не только к различным
производителям, но и к различным компонентам от одного производителя. Од¬
нако существуют некоторые правила, которые в той или иной степени можно
назвать стандартными. Если вы представляете себе, какая именно информация
вам необходима и где ее следует искать, то вы значительно облегчаете себе за¬
дачу выбора нужного компонента.
Раздел 6-9
Выбор преобразователя данных
Часто от выбора преобразователя данных зависит успех всего проекта. Как мы
поняли из предыдущего раздела, для преобразователя имеется множество раз¬
нообразных характеристик. Теперь мы уже достаточно представляем себе, что
означают все эти спецификации и как можно получить необходимую информа¬
цию из технических описаний. Можно переходить к следующему этапу, а именно:
выбрать преобразователь, который наиболее подходит для ваших нужд.
Определяем характеристики
Наиболее очевидные параметры преобразователя, которые следует рассмотреть
в первую очередь, это разрешение и частота дискретизации. Отметим, что раз¬
решение преобразователя не обязательно совпадает с той точностью измерений,
которую он обеспечивает. И в действительности нам часто необходимо получить
информацию о точности.
Если рассматривать частоту дискретизации для аналого-цифровых преобра¬
зователей, то обычно имеется в виду максимальная возможная частота. Однако
при уменьшении частоты дискретизации пропорционально возрастают требо¬
вания к возможностям по сохранению заряда для конденсаторов, которые ис¬
пользуются в усилителе выборки/хранения данного АЦП. Это может приво¬
дить к ошибкам, когда частота дискретизации уменьшается до того уровня,
когда скорость падения напряжения в усилителе выборки/хранения во время
хранения напряжения сигнала выходит за пределы допустимой полосы ошиб¬
ки до наступления следующего рабочего цикла. Если для усилителей со схемой
выборки/хранения не указывается скорость спада в период хранения напряже¬
ния, то должна быть указана минимальная возможная частота дискретизации.
Важность этого эффекта зависит от архитектуры АЦП: аналого-цифровые пре¬
образователи последовательного приближения редко сталкиваются с подобными
проблемами, тогда как конвейерные АЦП ему достаточно подвержены.
Также при выборе компонента необходимо учитывать особенности приме¬
нения АЦП в данном приложении. Конвейерные ЦАП и сигма-дельта преобра¬

648 Глава 6. Преобразователи
зователи обычно не имеют управляющего сигнала, который позволял бы запу¬
стить процесс преобразования. В таких АЦП преобразование осуществляется
непрерывно. Это затрудняет их использование в тех приложениях, где аналого-
цифровое преобразование должно выполняться синхронно, — к подобным при¬
ложениям относятся приложения с мультиплексированием и такие приложения,
в которых аналого-цифровое преобразование запускается при помощи внешнего
события. Для подобных приложений лучше использовать параллельные (Flash)
преобразователи или преобразователи последовательного приближения.
Как уже говорилось ранее, для АЦП существует две основные группы ха¬
рактеристик: по переменному напряжению (АС) и по постоянному напряжению
(DC). В основном характеристики по переменному напряжению важны для более
скоростных приложений с непрерывным аналого-цифровым преобразованием.
Характеристики по постоянному напряжению более важны для однократного
преобразования или для приложений с мультиплексированием каналов, которые
обычно работают с меньшей скоростью.
Далее: каков частотный диапазон входного сигнала? Для сигналов высокой
частоты необходимо понять, будет ли частота входного сигнала относиться к
первой зоне Найквиста или же будет использоваться субдискретизация (under-
sampling)?
Другая важная особенность: критерий Найквиста определяет, что частота
входного сигнала не должна превышать половину частоты дискретизации (для
дискретизации в основной полосе сигнала), однако сложность реализации анти-
алиасингового фильтра быстро возрастает, если верхняя частота входного сиг¬
нала приближается к частоте Найквиста (Fs/2). С помощью передискретизации,
при которой увеличивается частота дискретизации, производится относитель¬
ное уменьшение частотного диапазона входного сигнала, что позволяет умень¬
шить стоимость и сложность устройства.
При проектировании аналогового интерфейса для ЦАП обычно возникает
меньше сложностей. Обычно вопросы возникают относительно того, будет ис¬
пользоваться выход по току или выход по напряжению. Для выхода по току
для ЦАП обычно приходится использовать преобразователь тока в напряжение
(І/Ѵ). Единственным исключением являются ЦАП с умножением, в этом случае
необходимо учитывать характеристики входного сигнала.
При проектировании цифровой части системы основные вопросы связаны
с тем, использовать параллельный или последовательный интерфейс для переда¬
чи данных. Так как сегодня все большее распространение получают низковольт¬
ные компоненты, то необходимо определить требования к уровням напряжения
для цифровых сигналов. В большинстве случаев напряжение выходного сигна¬
ла соответствует используемому напряжению питания, однако некоторые пре¬
образователи имеют специальный вывод, который позволяет задавать уровень
напряжения для цифрового интерфейса. Параллельный интерфейс отличается
простотой, для последовательных интерфейсов могут возникать дополнитель¬
ные вопросы — например, поддерживает он какие-либо распространенные стан¬
дарты, такие как SPI®, Г2С® или LVDS.
Если разрядность преобразователя не совпадает с разрядностью шины, ис¬
пользуемой для передачи цифровых данных (например, необходимо подключить

6-9. Выбор преобразователя данных 649
12-разрядный преобразователь к шине данных разрядностью 8 бит), может по¬
требоваться несколько операций чтения/записи. Аналогично, для последователь¬
ного интерфейса может понадобиться указать, в какую сторону выравниваются
данные — в сторону младшего или старшего разряда.
High Speed Convertors
April 2004
IN THIS ISSUE
High Speed ADCs: More
Performance in Less Space	2
ADCs for Instrumentation
Applicants	3
Meeting the Demands of High
Bandwidth Data Services	4
Power Amplifier Linearization	5
Selection Table	6-7
Mixed-Signal Innovations:
The Transmit DAC	8
A Common Codec: JPEG2000	9
Ruggedized ADCs	10
Meeting the 3G Standard	11
Building the Best of Both
Synthesizer Worlds	12
All prices in this bulletin are in USD in
quantities greater than 1.000 (unless
otherwise noted), recommended lowest
grade resale. FOB U.SA.
THE ANALOG DEVICES SOLUTIONS BULLETIN
Next-Generation, Dual, High Speed ADCs
w
and cost.
hether you're designing a next-generation wireless communications receiver or a
low power data acquisition subsystem, your choice of an A/D convertor solution can
be a key element in meeting end system requirements for performance, power, size.
Analog Devices has developed the next-generation family of dual, high speed ADCs, meeting
the most stringent design requirements Ranging from 10 bits to 14 bits, and from 20 MSPS
to 65 MSPS (up ro 120 MSPS for 10 bits), this pin compatible family allows for flexibility in
design depending on the ADC signal chain requirements, while assuring that performance
and power have been optimized.
This dual family builds off the feature-rich AD9238, 12-bit, 20, 40, and 5 MSPS ADCs that
includes optimized power consumption, IF sampling capability, and flexible output interface
configurations—all in a very space-efficient 9x9 LFCSP. The AD9216 is the 10-bit companion
device that supports speeds from 65 MSPS to 120 MSPS. It is suitable for direct conversion
applications, such as in broadband wireless and satellite communications. Extending the family
to 14 bits is the AD9248, offered in three speed grades of 20, 40, and 65 MSPS, respectively.
The AD9248 gives system designers a low cost convertor alternative to today's wide-ranging
choice of receivers.
PIN COMPATIBLE 10-BIT TO 14-BIT
HIGH SPEED DUAL ADC FAMILY
.• яол/т wens i.■« mtrmsps	—
•	'MU3B U BITS TOMSK k, ttSVSPS	»5 i
>.♦ Am** U ons. miSPS № SSMSPS
•	OPtimtV POP POMR CONSUMPTION ЛИО ШШМЖР
:	v:	:
Part
number
Resolution
(Bits)
Sample rate
(MSPS)
SNR (dS (§
39 MHz)
SFDR(dBc@
39 MHz)
Power per
channel (mW)
Price per
channel (SU.S.)
AD9216
10 x 2
65/80/105/120
58.0
75.0
90
5.49
AD92381
12 x 2
20/40/65
70.0
85.0
90
6.57
AD92482
14 x 2
20/40/65
73.5
85.0
90
14.69
'Low speed grade.
2Also available in LQFP-64.
Visit our website for samples, data sheets, and additional product information.
www.analog.com/bulletins/convBrtor
Рис. 6-201. Типичная первая страница в журнале с информацией по применению
Для некоторых преобразователей может существовать возможность записы¬
вать в преобразователь команды управления.

650 Глава 6. Преобразователи
Как всегда, необходимо учитывать, в каких физических условиях должен
работать преобразователь данных. В каком температурном диапазоне будет ра¬
ботать преобразователь? Существуют ли какие-то ограничения на физические
размеры компонента? Какой источник питания будет использоваться? Кроме
этого, высокоскоростные преобразователи данных в процессе работы рассеива¬
ют достаточно значительную энергию. Таким образом, для них также необхо¬
димо учитывать тепловые характеристики.
Необходимо определить значения для некоторых параметров. При этом сле¬
дует определить не только оптимальное значение, но и допустимый диапазон.
Например, вам необходимо обеспечить точность для 16 разрядов, однако допус¬
кается дифференциальная нелинейность на уровне 2 LSB и благодаря этому
можно обеспечить лучшие результаты. На характеристики схемы также будет
влиять изменение температуры в пределах допустимого диапазона. Конечно,
следует учитывать физические размеры и стоимость компонента. Всегда для
параметров следует учитывать некоторый допуск, благодаря чему на работу
схемы не будут влиять процессы, связанные со старением и прочими эффектами.
Приоритет параметров
Как можно понять из данного обсуждения, при выборе компонента следует учи¬
тывать множество факторов. Однако обычно наиболее важное значение имеют
один или два параметра. Не следует рассматривать для компонента слишком
большое количество характеристик. Чем больше параметров вы рассматривае¬
те, тем сложнее будет выполнить все эти требования.
Выбор компонента
Последним этапом является собственно выбор компонента. Метод «грубой си¬
лы» — это собрать многочисленные технические описания и приступить к про¬
смотру характеристик для каждого компонента. Однако здесь просто может не
хватить сил. Здесь могут помочь несколько полезных инструментов.
Одним из таких помощников являются руководства по выбору — selection
guide. Часто такие руководства распространяются как приложения к журна¬
лам или же как рекламные материалы, распространяемые по почте. Основной
недостаток таких материалов связан с тем, что в большинстве случаев в них
включаются далеко не все компоненты, а рассматриваются только отдельные
группы - это могут быть новые компоненты, компоненты с однополярным пи¬
танием, компоненты с малым потреблением и т. д. Это может привести к тому,
что вы упустите компоненты, которые удовлетворяют всем вашим требованиям.
Пример такого руководства, который в данном случае носит название solution
bulletin, показан на рис. 6-201.
Другим возможным решением является параметрический выбор компонен¬
тов. Здесь вы вводите какие-то параметры, которые необходимы для вашего
проекта. Затем выполняется поиск по базе данных, и вы получаете список ком¬
понентов, которые удовлетворяют вашим требованиям.

ГЛАВА 7
ВСПОМОГАТЕЛЬНЫЕ СХЕМЫ
ДЛЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
Раздел 7-1
Источники опорного напряжения
Источники опорного напряжения и линейные стабилизаторы обладают целым ря¬
дом схожих черт. На самом деле, линейный стабилизатор может рассматриваться
как схема формирования опорного напряжения, однако на его выходе присут¬
ствует ток большей величины (или мощность). Для этих компонентов почти все
характеристики имеют схожий вид (хотя для источника опорного напряжения и
предъявляются более высокие требования к дрейфу, точности и прочим параме¬
трам). В наше время в одном корпусе с преобразователем часто располагаются
вспомогательные схемы, так как это упрощает проектирование и гарантирует
определенные характеристики для системы.
Прецизионные источники опорного напряжения
Опорное напряжение оказывает основное влияние на производительность и точ¬
ность аналоговых систем. Допуск в ±5 мВ для опорного напряжения 5 В со¬
ответствует абсолютной точности в ±0,1%, что позволяет обеспечить только
10 бит точности. Для 12-раз рядной системы выбор источника опорного напря¬
жения с допуском ±1 мВ может оказаться намного более выгодным с точки
зрения стоимости, чем выполнение ручной калибровки. Однако для 16 разряд¬
ных измерительных систем необходима как высокая начальная точность, так и
выполнение калибровки. Заметим, что во многих системах выполняются не абсо¬
лютные, а относительные измерения, и в этих случаях особенно важное значение
будет играть не абсолютная точность источника опорного напряжения, а шумы
и краткосрочная стабильность.
Температурный дрейф или же дрейф, вызванный старением, может предста¬
влять собой даже большую проблему по сравнению с абсолютной точностью.
Начальное значение погрешности всегда можно подстроить, однако компенси¬
ровать влияние дрейфа достаточно сложно. Там, где это возможно, источники
опорного напряжения должны выбираться с учетом температурного коэффици¬
ента и с учетом изменения характеристик с течением времени, чтобы на протя¬
жении всего срока службы системы обеспечивалась необходимая точность при
работе в заданном температурном диапазоне.
Часто не уделяют достаточного внимания шумам, которые присутствуют
в источнике опорного напряжения, однако эта характеристика может оказаться

652 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
очень важной при проектировании системы. Шум представляет собой мгновен¬
ное изменение опорного напряжения. Он обычно указывается в технических
описаниях, однако разработчики часто пренебрегают данной характеристикой
и считают, что она не оказывает влияния на уровень шумов в системе.
Существуют два динамических процесса, которые важны для источников
опорного напряжения: их поведение при запуске и их поведение при переходных
нагрузках. По отношению к первому вопросу укажем, что всегда необходимо
помнить о том, что источники опорного напряжения не получают питание
мгновенно (это относится как к дискретным источникам опорного напряже¬
ния, так и к встроенным в АЦП или ЦАП). Таким образом, не следует пытаться
включить АЦП и источник опорного напряжения (внутренний или внешний),
выполнить измерения и через несколько микросекунд отключить эти микросхе¬
мы -- это вряд ли возможно, как бы ни была такая схема привлекательна с точки
зрения обеспечения малого потребления.
Если рассматривать поведение при переходных нагрузках, то микросхема
источника опорного напряжения может быть или не быть приспособлена к мгно¬
венному изменению условий нагрузки, здесь все определяется архитектурой.
Многие источники опорного напряжения используют выходные буферные уси¬
лители с малой мощностью, которые, как следствие, обладают малой полосой
пропускания. Это приводит к недостаточно хорошему поведению при быстрых
переходных нагрузках, что может ухудшать характеристики АЦП (особенно
это касается АЦП с последовательным приближением и параллельных АЦП).
Правильно выполненная схема развязки по питанию способна в какой-то мере
уменьшить эту проблему (однако для некоторых источников питания могут воз¬
никать осцилляции при использовании емкостных нагрузок). Другим решением
является использование дополнительного широкополосного буферного усилите¬
ля, который может подключаться к выводу источника опорного напряжения
и способствовать устранению влияния переходных нагрузок.
Типы источников опорного напряжения
Если рассматривать способ подключения, то стандартные микросхемы источни¬
ков опорного напряжения обычно выпускаются только для последовательного
подключения или в трехвыводном исполнении (Ѵщ> общий вывод, Ѵоит) и спо¬
собны формировать только положительное опорное напряжение.
Последовательный тип корпуса обладает тем потенциальным преимуществом,
что он имеет меньший и более стабильный статический ток потребления, под¬
держивает стандартные выходные напряжения с предварительной подстройкой
и обеспечивает на выходе достаточно большой ток без потери точности. Шунти¬
рующие или двухвыводные (т. е. по своему виду аналогичные диодам) источни¬
ки опорного напряжения обладают большей гибкостью при выборе полярности
напряжения, однако они более чувствительны к свойствам нагрузки. Такие ком¬
поненты могут потреблять избыточную мощность, если напряжение на входах,
для которых используются резисторы, будет изменяться в широком диапазоне.
Кроме этого, для этих компонентов иногда используются нестандартные на¬
пряжения. Все эти факторы могут влиять на выбор типа источника опорного

7-1. Источники опорного напряжения 653
напряжения, и в некоторых случаях один из них оказывается предпочтительнее
другого.
На рис. 7-1 показаны простые
источники опорного напряжения
на основе диодов. В первой из
этих схем ток протекает через
диод с прямым смещением (или
транзистор, включенный по схе¬
ме диода) и создает напряже¬
ние Vf = Vref- Хотя падение
на рабочем переходе не слиш¬
ком зависит от напряжения пи¬
тания, такая схема имеет массу
недостатков при использовании
в качестве источника опорного
напряжения. К их числу отно¬
сятся большое значение темпера¬
турного коэффициента (пример¬
но —0,3%/°С), чувствительность
к изменению нагрузки и недоста¬
точно гибкая настройка значения выходного напряжения — его можно изменять
только с шагом 600 мВ.
Однако подобные простейшие схемы источника опорного напряжения (как и
другие стабилизаторы шунтирующего типа) обладают тем преимуществом, что
можно легко изменить полярность - для этого следует только поменять места¬
ми контакты и изменить на обратное направление протекания тока. Основное
ограничение, которое накладывается на стабилизаторы подобного типа, - ток
нагрузки всегда должен быть меньше (обычно значительно меньше), чем значе¬
ние протекающего тока Id-
Во второй схеме, показанной на рис. 7-1, используется стабилитрон зене¬
ровский или лавинный диод, благодаря чему удается получить значительно более
высокий уровень выходного напряжения. Хотя пробой настоящего зенеровского
диода происходит при напряжении менее 5 В, пробой лавинного диода проис¬
ходит при более высоких напряжениях и такой диод обладает положительным
температурным коэффициентом. Заметим, что диод с обратным пробоем сего¬
дня почти всегда называют зенеровским, хотя обычно пробой является лавин¬
ным (в русскоязычной литературе и то и другое называется стабилитрон). Если
напряжение пробоя для диода D1 находится в диапазоне от 5 В до 8 В, то его
положительный температурный коэффициент напряжения будет по величине со¬
впадать с отрицательным температурным коэффициентом прямосмещенного ди¬
ода D2. В итоге результирующий температурный коэффициент имеет величину
100 ррш/°С или даже ниже при соответствующем токе смещения. Подобное
сочетание тщательно подобранных диодов использовалось в ранних версиях мо¬
нолитных источников опорного напряжения «с температурно-компенсированным
зенеровским диодом», к ним относится серия 1N821-1N829.
Диод с прямым
смещением
Стабилитрон
(лавинный диод)
Рис. 7-1. Простая схема источника опорного напря¬
жения на основе диода

654 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
Источник опорного напряжения на диоде Зенера с температурной компенса¬
цией имеет весьма ограниченные характеристики по начальной точности, и наи¬
лучшая комбинация температурных коэффициентов получается только при опре¬
деленных напряжениях, например, при напряжении 6,2 В для 1N829. Также схема
имеет весьма ограниченный диапазон тока нагрузки, так как для наилучше¬
го согласования температурных коэффициентов требуется тщательно контро¬
лировать ток, протекающий через диод. В отличие от источников опорного
напряжения, рассчитанных на значительно меньшие напряжения (< 2 В), источ¬
ники опорного напряжения на зенеровских диодах требуют подачи напряжения
значительно выше уровня 6 В, что исключает их использование в системах с на¬
пряжением питания 5 В. Также подобные зенеровские (лавинные) источники
опорного напряжения с низким температурным коэффициентом имеют доста¬
точно высокий уровень шумов, что связано с особенностями механизма пробоя.
Эти недостатки были исправлены при помощи монолитных источников зенеров¬
ского типа, которые будут описываться ниже.
Источники опорного напряжения на запрещенной зоне
(Bandgap)
Разработка низковольтных (< 5 В) источников опорного напряжения, которые
основываются на напряжении запрещенной зоны в кремнии, привела к появлению
различных микросхем, которые способны были работать при низком напряже¬
нии питания и обладали хорошими температурными коэффициентами. Первой из
подобных микросхем являлась LM109 (ссылка [1]), а на рис. 7-2 показана базовая
схема опорного напряжения на запрещенной зоне.
Такая схема источника опорного напряжения также носит название «ДѴве»,
так как различие в плотностях тока для согласованных транзисторов Q1 Q2
приводит к возникновению падения напряжения на резисторе R3. Схема ис¬
пользует суммирование Ѵве транзистора Q3 с усиленным значением ДѴве для
транзисторов Q1-Q2, это падение напряжения возникает на резисторе R2. Ком¬
поненты Ѵве и ДѴве имеют температурные коэффициенты с различной поляр¬
ностью, ДVbe пропорционально абсолютной температуре (РТАТ), тогда как
Ѵве является дополнительным (отрицательный коэффициент зависимости) к аб¬
солютной температуре (СТАТ). В результате суммирования мы получаем зна¬
чение Ѵд, и когда это значение равно 1,205 В (напряжение запрещенной полосы
для кремния), то температурный коэффициент принимает минимальное значение.
Метод создания источников опорного напряжения на запрещенной зоне очень
привлекателен для использования в микросхемах, для этого существует несколь¬
ко причин: относительная простота, а также возможность отказаться от исполь¬
зования зенеровских диодов и создаваемого ими шума. Однако в наше время,
когда используются системы с все более низкими напряжениями питания, очень
важным преимуществом является то, что источники опорного напряжения на за¬
прещенной полосе работают при низких напряжениях — менее 5 В. Подобные
источники находят себе применение не только как дискретные компоненты, но
также и в составе других линейных микросхем, таких как аналого-цифровые
(АЦП) или цифро-аналоговые (ЦАП) преобразователи.
Тем не менее, недостатком базовой схемы, показанной на рис. 7-2, является
чувствительность к току нагрузки и подаваемому току, а также то, что требует-

7-1. Источники опорного напряжения 655
ся точная подстройка выходного напряжения до уровней, которые представляют
прикладной интерес: 2,5 В, 5 В и т. д. Проблемы, связанные с подаваемым на на¬
грузку током, лучше всего решить с помощью буферного усилителя, который
также способен обеспечить удобное преобразование напряжения к стандартным
уровням.
Рис. 7-2. Базовая схема ис¬
точника опорного напряже¬
ния на запрещенной зоне
(bandgap reference)
Рис. 7-3. Микросхема AD580:
прецизионный источник опор¬
ного напряжения на основе
Brokaw Cell (1974)
Улучшенная версия источника опорного напряжения на запрещенной зоне на¬
чала выпускаться в корпусе с тремя выводами — это был AD580 (появился в 1974
году), который показан на рис. 7-3. Распространенным названием для него явля¬
лось «Brokaw Cell» (ссылки [2] и [3]), и данная схема использовала буферизацию

656 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
выходного напряжения. Это обеспечивало хорошие характеристики по нагрузке
и возможность преобразования выходного напряжения к стандартным уровням.
Микросхема AD580 представляла собой первую микросхему источника опорного
напряжения на запрещенной зоне.
Разработанные для данной микросхемы варианты топологии оказали влияние
на последующие поколения источников опорного напряжения, ставших стандар¬
тами для всей отрасли (такие как серии REF01, REF02 и REF03). Также эти
решения использовались и в более поздних компонентах, выпускаемых компа¬
нией ADI, — к ним можно отнести семейства REF19x, серии AD680, AD780 и
AD1582-AD1585, семейство ADR38x, семейство ADR39x, а также появившиеся
совсем недавно улучшенные версии REF01, REF02 и REF03 в корпусах SC-70 и
SOT23 (которые получили обозначения ADR01, ADR02 и ADR03).
Микросхема AD580 использует два транзистора Ql- Q2 с соотношением пло¬
щадей эмиттеров 8:1, которые работают при одинаковых токах коллектора
(и, таким образом, соотношение плотностей тока составляет 1:8), использу¬
ют практически одинаковые резисторы в качестве нагрузки и замкнутую цепь
обратной связи в обход буферного операционного усилителя. По причине мень¬
шего значения Ѵве для имеющего в 8 раз большую площадь Q2 на включенном
последовательно Q2 резисторе R2 падает напряжение ДѴве, тогда как на R1
(по причине связи между токами) будет падать напряжение VI, которое про¬
порционально абсолютной температуре:
Vl = 2*gix ДѴВЕ.	(7-1)
it z
Создаваемое ячейкой на запрещенной зоне опорное напряжение Vz подается
на базу Q1, его значение вычисляется как сумма Ѵве (Q1) и VI, и оно равно
1,205 В (напряжение запретной зоны):
Vz — V BE(Q1) + VI —
(7-2)
л г г. R1 лтг
= Vbe(qi) + 2 х — х ДѴве =
(7-3)
R1 kT , J1
— VBE(qi) + 2 х — х — х In — =
(7-4)
R1 kT
= VBE(qi) + 2х — х — х In 8 =
(7-5)
= 1,205 В.
Заметим, что в приведенных выше формулах Л обозначает плотность тока
в транзисторе Ql, J2 — в транзисторе Q2, а соотношение J1/J2 равно 8.
Так как в микросхеме используются тонкопленочный делитель R4/R5 (с ла¬
зерной подстройкой) и операционный усилитель, то существует возможность
увеличить уровень Ѵоит — в случае AD580 уровень напряжения на выходе уве¬
личен до уровня 2,5 В. Следуя данному принципу, уровень Ѵоит может быть по¬
вышен до другого принятого на практике уровня, например в AD584 существуют
выводы с прецизионными уровнями 2,5 В, 5 В, 7,5 В и 10 В. Используя напря¬
жение питания в диапазоне от 4,5 В до 30 В, микросхема обеспечивает на своем
выходе ток 10 мА. Точность установки напряжения может составлять 0,4%, тем¬

7-1. Источники опорного напряжения 657
пературный коэффициент также имеет низкие значения — до 10 ррт/°С.
В последнее время основные достижения в развитии источников опорного
напряжения на запрещенной зоне связаны с уменьшением размера корпуса и сто¬
имости микросхем, что отвечает спросу на все более компактные, менее дорогие
источники опорного напряжения с малым потреблением. Этим требованиям удо¬
влетворяют и несколько микросхем, которые появились в последнее время.
Микросхема AD1580 появилась в 1996 году. Она представляет собой микро¬
схему источника опорного напряжения, которая включается по схеме шунта и
которая по своим функциям схожа с AD589 (1980 год), классическим источником
опорного напряжения, который уже упоминался выше. Основное отличие за¬
ключается в том, что при создании AD1580 используется новый технологический
процесс с меньшими геометрическими нормами, что позволяет использовать для
данной микросхемы компактный корпус SOT-23. Чрезвычайно малые размеры
данного корпуса позволяют применять его во многих устройствах с ограни¬
ченным пространством, а малый ток потребления позволяет использовать его
в портативных устройствах с батарейным питанием. Упрощенная схема AD1580
показана на рис. 7-4.
Рис. 7-4. Микросхе¬
ма AD1580: источник
опорного напряжения
1,2 В на запрещен¬
ной зоне включается
по схеме шунта и от¬
личается компактны¬
ми размерами (кор¬
пус SOT-23)
В данной схеме транзисторы Q1 и Q2 образуют ядро системы на запрещенной
зоне, они используют соотношение между токами, равное 5, — это определяет¬
ся соотношением сопротивлений резисторов R7 и 11;. Операционный усилитель
образован при помощи дифференциальной пары Q3-Q4, токового зеркала Q5
и каскада Q8-Q9, который объединяет драйвер и выходной каскад. В стабильном
состоянии при замкнутой цепи обратной связи данный усилитель поддерживает
одинаковый потенциал для нижних контактов резисторов R-2 и R7.
В результате описанного выше воздействия схемы обратной связи на рези¬
сторе R3 происходит основное падение напряжения АѴве> а масштабированное
значение напряжения, пропорциональное абсолютной температуре, также по¬
является в виде напряжения VI, которое эффективно действует последовательно

658 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
с Ѵве- Номинальное напряжение запрещенной зоны, которое равно 1,225 В, то¬
гда будет представлять собой сумму напряжений Ѵве для транзистора Q1 и
напряжения VI. Микросхема AD1580 спроектирована таким образом, что она
способна работать при токах до 50 мкА, при этом может выдавать макси¬
мальные выходные токи до 10 мА. Микросхема выпускается с номинальными
допусками ±1 мВ или ±10 мВ, а соответствующее значение температурного ко¬
эффициента равно 50 или 100 ррш/ °С.
Если рассматривать блок-схему микросхем данной серии (рис. 7-5), то мож¬
но понять, что здесь используется вариант базовой схемы на ячейке Брокау
с запрещенной зоной, как это описывалось чуть ниже рис. 7-3. В данном случае
ядро образуется транзисторами Q1 Q2, а схема работает таким образом, чтобы
создавать стабильное опорное напряжение Vbg на базе Q1. Важным отличи¬
ем является то, что выходной каскад операционного усилителя спроектирован
как двухтактный каскад с общим эмиттером. В связи с этим для обеспечения
стабильной работы необходимо использовать на выходе конденсатор, который
также обеспечивает для микросхем режим работы с относительно малым паде¬
нием напряжения.
Рис. 7-5. Микросхемы серии
AD1582-AD1585: источники опор¬
ного напряжения 2,5-5 В на запре¬
щенной зоне
Режим с пониженным падением напряжения в основном означает то, что
напряжение Ѵш может быть уменьшено до уровня, всего на несколько сотен
милливольт превосходящего уровень Ѵоит, при этом на работу микросхемы не
оказывается никакого отрицательного воздействия. Благодаря использованию
двухтактного каскада микросхемы данной серии способны как потреблять, так
и отдавать ток на выходе — в отличие от классического источника опорного
напряжения, который способен только служить источником тока. Необходимое
номинальное значение выходного напряжения устанавливается при помощи де¬
лителя R5-R6.

1-1. Источники опорного напряжения 659
AD 1582-1585: для обеспечения стабильной работы необходимо использовать Соит
ADR380, ADR381: конденсатор Соит рекомендуется использовать для уменьшения
переходных напряжений
Рис. 7-6. Схема подключения микросхем серии AD1582-AD1585
Серия AD1582 проектировалась с целью обеспечить малый ток потребле¬
ния в статическом режиме (максимальное значение — всего лишь 65 мкА),
что обеспечивает экономичную работу при использовании в системах с малым
потреблением, у которых входное напряжение может изменяться. Номиналь¬
ное значение выходного тока для микросхем данной серии равно 5 мА, они
выпускаются с допуском в +0,1% или 1% по выходному напряжению Ѵоит, со¬
ответствующие температурные коэффициенты равны 50 и 100 ррт/ °С.
В связи с требованиями к стабильности компоненты в серии AD1582 должны
использоваться с установленными на входе и выходе развязывающими конден¬
саторами. Рекомендованные минимальные характеристики конденсаторов пока¬
заны на рис. 7-6. Вероятнее всего, что для приведенных электрических характе¬
ристик наиболее компактными размерами будут обладать танталовые конденса¬
торы.
Источник опорного напряжения на стабилитроне со
скрытым переходом
Если рассматривать наиболее популярные архитектуры для ядра источника опор¬
ного напряжения, то двумя наиболее популярными являются архитектура на за¬
прещенной зоне (bandgap) и архитектура на основе стабилитрона со скрытым
(захороненным) переходом. Схемы на запрещенной зоне мы уже обсудили, теперь
приступаем к обсуждению схем на стабилитронах со скрытыми переходами.
Если диод с рабочим переходом изготавливается на поверхности кристалла
при производстве микросхемы, то он более подвержен влиянию дефектов и за¬
грязнений. Таким образом, зенеровские диоды, которые изготавливаются на по¬
верхности, отличаются повышенным уровнем шумов и менее стабильны, чем
скрытые диоды (расположенные под поверхностью). Микросхемы источников
опорного напряжения, которые выпускает компания ADI, используют именно
более качественные скрытые диоды. Это позволяет улучшить характеристики
по шуму и снизить дрейф в сравнении с зенеровкими диодами, работающими

660 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
Диффузия на
поверхности
микросхемы
Область
пробоя
Диффузия
7 (
для
Диффузия
создания
для создания
диода
диода Зенера
( Зенера J
Скрытая
Простой диод Зенера
пробоя
(под поверхностью)
диод Зенера
J
Рис. 7-7. Зенеровский диод, расположенный на поверхности, и скрытый зенеровский диод
на поверхности кристалла (см. [4]). Источники опорного напряжения со скрыты¬
ми зенеровскими диодами отличаются очень малым температурным дрейфом,
который может составлять 1-2 ррщ/°С (AD588 и AD586) (рис. 7-8). Также шум
(в процентном отношении к полному размаху сигнала) имеет минимальный уро¬
вень — порядка 100 нВ/\/Гц или меньше. С другой стороны, рабочий ток для
источников опорного напряжения на диодах Зенера имеет достаточно высокое
значение, обычно порядка нескольких миллиампер. Также достаточно высоко
и напряжение на зенеровском диоде — обычно порядка 5 В. Это не позволяет
использовать подобные компоненты в низковольтных схемах.
V|N	Снижение шума
Рис. 7-8. Типичная схема источника
опорного напряжения со скрытым зе¬
неровским диодом
Важным вопросом является сравнение характеристик по шуму для различных
источников опорного напряжения. Наилучшим способом является сравнивать
отношение шумов (в пределах заданной полосы пропускания) к постоянному
выходному напряжению. Например, источник опорного напряжения 10 В с плот¬
ностью шумов 100 нВ/Гц1/2 будет на 6 дБ менее шумным (в относительных
единицах), чем источник с напряжением 5 В и тем же уровнем шумов.

7-1. Источники опорного напряжения 661
Источники опорного напряжения XFET
Третья, относительно новая категория базовых архитектур для источников опор¬
ного напряжения основывается на свойствах полевых транзисторов с управля¬
ющим переходом (JFET). Они схожи с источниками на запрещенной зоне для
биполярных транзисторов и используют пару JFET-транзисторов с различны¬
ми напряжениями отсечки, после чего дифференциальное выходное напряже¬
ние усиливается и получается стабильное опорное напряжение. Для одного из
JFET-транзисторов используется дополнительное легирование, что и привело к
о	®
появлению для этой базовой архитектуры названия XFET (eXtra implantation
junction Field Effect Transistor).
Базовая топология схемы опорного напряжения, выполненной по технологии
XFET, показана на рис. 7-9. Обозначения Л и J2 соответствуют двум JFET-тран-
зисторам, которые являются центральными компонентами данной архитектуры.
На Л и J2 подаются одинаковые токи при помощи согласованных источников
тока II и 12. С правой стороны расположен Jl-JFET-транзистор с дополнитель¬
ным легированием, благодаря которому напряжения отсечки для транзисторов
Л и J2 будут различаться на 500 мВ. При одинаковых токах и при равных
напряжениях источников на затворах транзисторов будет образовываться диф¬
ференциальное напряжение. Значение этого напряжения А\ТР равно:
АѴР = Ѵрі - ѴР2,	(7-6)
где Ѵрі и ѴР2 представляют собой напряжения отсечки соответственно для FET-
транзисторов Ли J2.
Заметим, что в данной схеме напряжение ДѴР возникает между затворами
двух полевых транзисторов. Мы также знаем, что при замкнутой общей цепи
обратной связи из основного правила о нулевом дифференциальном входном на¬
пряжении для операционного усилителя можно сделать вывод, что источники
токов для двух JFET-транзисторов будут удерживаться при одинаковом потен¬
циале. Напряжения с этих источников подаются на вход операционного усили¬

662 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
теля, выход которого подключен к делителю Ri — R3, установленному в контуре
обратной связи.
После того как цепь обратной связи сконфигурирована, она будет стабили¬
зировать напряжение на выходе ответвления между резисторами Ri и R2, что
приводит к тому, что между затворами Л и J2 создается требуемое напряжение
ДѴР. В сущности, операционный усилитель усиливает напряжение ДѴР и созда¬
ет на выходе напряжение Ѵоит, которое выражается следующей формулой:
Ѵоит = ДѴР(1 + R2 + R:i) + (IptatXRs).	(7-7)
Ri
Как можно заметить, данное выражение выполняет основное преобразова¬
ние выходного напряжения (левая часть правой части уравнения), а также здесь
имеется член для учета температурной зависимости, который содержит Іртдт-
Часть выражения, которая содержит Іртдт, компенсирует отрицательный тем¬
пературный коэффициент ядра XFET, благодаря этому общее чистое значение
температурного дрейфа для такого источника опорного напряжения обычно ле¬
жит в диапазоне 3-8 ррт/°С.
Архитектура XFET обладает лучшими характеристиками по сравнению с ис¬
точниками опорного напряжения на запрещенной зоне или на захороненном ста¬
билитроне. Подобные источники опорного напряжения особенно подходят для
использования в системах с жесткими требованиями к величине тока потре¬
бления, где также должны обеспечиваться очень хорошие характеристики по
отношению к дрейфу и уровню шумов. Уровень шумов в XFET ниже по сравне¬
нию с источниками опорного напряжения на запрещенной зоне, использующими
тот же рабочий ток. Температурный дрейф имеет малые значения и остает¬
ся линейным при значениях 3-8 ррпі/ °С (что при необходимости позволяет
достаточно просто его компенсировать), также микросхемы имеют меньший
гистерезис по сравнению с источниками на запрещенной зоне. Температурный
гистерезис в пределах диапазона от —40 °С до +125 °С имеет низкое значе¬
ние (50 ppm), что в два раза меньше по сравнению с типичными значениями
для устройств на запрещенной зоне. Кроме этого, обеспечивается превосходная
долгосрочная стабильность, обычно она составляет 50 ppm на 1000 ч.
В таблице, показанной на рис. 7-10, суммируются достоинства и недостат¬
ки всех трех архитектур, используемых для источников опорного напряжения:
на запрещенной полосе, со скрытым зенеровским диодом и XFET.
На опорной зоне (Bandgap)
Скрытый зенеровский диод
XFET®
Напряжение питания < 5 В
Напряжение питания > 5 В
Напряжение питания < .5 В
Высокий уровень шумов,
высокая мощность
Низкий уровень шумов,
высокая мощность
Низкий уровень шумов, малая
мощность
Удовлетворительный дрейф и
долговременная стабильность
Хороший дрейф, хорошая
долговременная стабильность
Превосходный дрейф,
превосходная долговременная
стабильность
Значительный гистерезис
Значительный гистерезис
Малый гистерезис
Рис. 7-10. Характеристики основных архитектур, используемых в источниках опорного
напряжения

7-1. Источник опорного напряжения 663
Хотя микросхемы источников опорного напряжения сегодня выпускаются
в самых различных конфигурациях, основной является схема с фиксированным
положительным выходом и последовательным включением. Выпускаются самые
различные модификации подобных микросхем: с малой или высокой мощностью,
с различным уровнем шумов, с поддержкой малого падения напряжения, могут
использоваться определенные типы корпусов. Конечно, для какого-то конкрет¬
ного приложения каждый из этих факторов способен сыграть свою роль при
выборе компонента, однако при этом разработчик должен иметь полное пред¬
ставление обо всех имеющихся вариантах.
Используемая для выходного
сигнала дорожка на
Рис. 7-11. Стандартная схема включения источника положительного опорного напряжения
(корпус с тремя основными выводами, DIP-8)
На рис. 7-11 показана типичная схема для микросхемы с положительным
опорным напряжением, с последовательным включением, для которой исполь¬
зуется корпус с 8 выводами (заметим, что числа, стоящие рядом с выводами,
в данном случае обозначают стандартные номера выводов). Здесь необходимо
сразу указать на. несколько важных деталей. Многие источники опорного напря¬
жения позволяют осуществлять подстройку при помощи внешней калибровочной
схемы, которая подключается к входу trim микросхемы (вывод 5). Некоторые из
источников опорного напряжения на запрещенной зоне также имеют высокоим¬
педансный вывод Ѵтемр с сигналом, пропорциональным значению абсолютной
температуры. Здесь необходимо понимать, что данный вывод не может служить
источником какого-то значительного тока, однако он полезен для подключения
устройств, которые не создают нагрузку, например входа компаратора, при этом
можно контролировать какие-то установленные пороговые температурные зна¬
чения.
Некоторые из источников опорного напряжения имеют вывод, который обо¬
значен как «уменьшение шумов» (noise reduction). Могут возникать сомнения

664 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
относительно его использования, однако его функции достаточно просты. Под¬
ключенный к этому выводу конденсатор позволяет уменьшить шум самой ячейки
опорного напряжения. Обычно подобные ячейки подключаются к встроенному
буферу, при этом внешний конденсатор никак не сказывается на шумах этого
буфера.
Все источники опорного напряжения должны иметь развязывающие конден¬
саторы на входе (вывод 2). Необходимость использования развязывающих кон¬
денсаторов (или необходимость их использования) для выхода (вывод 6) опреде¬
ляется стабильностью работы на емкостной нагрузке выходного операционного
усилителя, встроенного в микросхему источника опорного напряжения. Если
говорить упрощенно, то не существует твердого и четкого правила для опреде¬
ления возможности работы с емкостной нагрузкой. Например, некоторые типы
источников опорного напряжения с тремя основными выводами требуют для
стабильной работы конденсатор, подключенный к выходу (например, REF19x и
семейство А D1582-AD1585), тогда как для других такой конденсатор является
необязательным и используется для улучшения рабочих характеристик (AD780,
REF43, ADR29x, ADR43x, AD38x, AD39x, ADR01, ADR02, ADR03). Даже ес¬
ли использование конденсатора на выходе является необязательным, он может
оказаться необходимым для обеспечения питания при переходных токах на на¬
грузке. Например, такие требования предъявляются для входов опорного напря¬
жения некоторых АЦП. Таким образом, самым надежным правилом является
использование технической документации с целью проверить, какие основные
требования предъявляются к работе с определенной емкостной нагрузкой со сто¬
роны источника, который вы намереваетесь использовать, и сравнить их с теми
условиями, которые присутствуют в вашей схеме.
Характеристики источника опорного напряжения
Погрешность
Если это возможно, то обычно лучше с самого начала выбирать источник опор¬
ного напряжения с требуемым значением и точностью, чтобы избежать выпол¬
нения дальнейшей подстройки опорного напряжения с помощью внешних ком¬
понентов. Это позволяет также получить наилучшее значение температурного
коэффициента, так как обычно низкая погрешность связана с малым значением
температурного коэффициента. Такие семейства источников опорного напряже¬
ния, как AD586, AD780, REF195 и ADR43x, способны обеспечивать погрешность
до уровня примерно 0,4%, тогда как AD588 позволяет получить погрешность
в 0,01%. В тех случаях, когда необходимо использовать подстройку, следует
использовать рекомендованную подстроечную сеть, диапазон которой не пре¬
вышает границ абсолютно необходимого диапазона. Если необходимо прово¬
дить внешнюю калибровку, то следует использовать прецизионный операци¬
онный усилитель, а также согласованные тонкопленочные резисторы с малым
температурным коэффициентом и точным соотношением сопротивлений.

7-1. Источники опорного напряжения 665
Дрейф
Семейства источников опорного напряжения, основанные на архитектуре XFET
или на скрытом зенеровском диоде, обладают наилучшими характеристиками
относительно долгосрочного дрейфа и температурного коэффициента. Семей¬
ство XFET-микросхем ADR43x обладает чрезвычайно низким температурным
коэффициентом — всего 3 ррт/ °С. Микросхемы AD586 и AD588, которые ис¬
пользуют архитектуру со скрытым зенеровским диодом, обладают температур¬
ным коэффициентом примерно 1-2 ррт/°С, однако AD780, который использует
схему с запрещенной зоной, также обладает сравнимым температурным коэф¬
фициентом — всего 3 ррт/°С.
Источники с архитектурой XFET обеспечивают долговременный дрейф на уров¬
не 50 ррт/1000 ч, тогда как источники со скрытым зенеровским диодом дости¬
гают уровня 25 ррт/1000 ч. Заметим, что хотя мы говорим о долговременном
дрейфе, приведенные значения относятся именно к 1000 ч. В году насчиты¬
вается 8766 часов, и многие инженеры просто умножают значение для 1000 ч
на 8,77 и считают, что получили значение долговременного дрейфа за один
год — однако это неправильный подход, который дает весьма пессимистич¬
ную оценку. Долговременный дрейф в прецизионных аналоговых схемах носит
характер «случайного блуждания», и его значение увеличивается пропорцио¬
нально квадратному корню из интервала времени (при этом предполагается,
что дрейф связан со случайными микроэффектами в микросхеме, а не вызван
какой-то определенной причиной, например, загрязнением). Таким образом, что¬
бы получить значение дрейфа для одного года, необходимо умножить значение,
относящееся к 1000 ч, на корень квадратный из 8,766, что приблизительно рав¬
но 3. Аналогично, значение дрейфа для 10 лет будет приблизительно в 9 раз
превышать значение, относящееся к 1000 ч. На практике эти значения будут
еще ниже, так как характеристики микросхем стабилизируются с течением времени.
Точность аналого-цифровых или цифро-аналоговых преобразователей не мо¬
жет превышать точность источника опорного напряжения. Как показано на
рис. 7-12, температурный дрейф опорного напряжения влияет на точность (рас¬
сматривается сигнал с полным размахом). В данной таблице показываются раз¬
решение системы и температурный коэффициент, который необходим для под¬
держания погрешности не более 1/2 LSB (младшего бита) во всем температур¬
ном диапазоне, который составляет 100 °С. Например, при разрядности в 12 бит
для поддержания погрешности на уровне половины младшего бита необходим
температурный коэффициент, равный примерно 1 ppm/0С. Если используется
более узкий рабочий температурный диапазон, то требования к дрейфу могут
быть ослаблены. В последних трех столбцах таблицы показываются значения
напряжения, соответствующие половине младшего бита, для наиболее распро¬
страненных диапазонов изменения сигналов.
Диапазон напряжений питания
Для источников опорного напряжения обычно используется напряжение питания
от примерно 3 В (или ниже) выше номинального уровня выходного напряжения
до напряжения в 30 В (или даже более) выше номинального уровня выходного

666 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
напряжения. К числу исключений относятся те микросхемы, которые разраба¬
тывались для работы с малым падением напряжения, — такие как REF19X,
AD1582-AD1585, ADR38X, ADR39X. Микросхема REF195 при малых токах спо¬
собна создавать опорное напряжение 5 В, при этом напряжение на входе может
составлять лишь 5,1 В (падение напряжения — 100 мВ). Заметим, что в свя¬
зи с ограничениями, связанными с технологическими процессами, некоторые
источники опорного напряжения могут ограничивать значение максимально¬
го входного напряжения, к ним относятся микросхемы серий AD1582-AD1585
(12 В), семейство AD29x (15 В) и семейства ADR43x (18 В).
Разрешение
Требуемое
значение дрейфа
(ррш/ °С)
Напряжение, соответствующее 1/2 LSB (мкВ)
для диапазонов измерения 10В, 5 В и 2,5 В
10В
5 В
2,5 В
8
19,53
19,53
9,77
4,88
9
9,77
9,77
4,88
2,44
10
4,88
4,88
2,44
1,22
11
2,44
2,44
1,22
0,61
12
1,22
1,22
0,61
0,31
13
0,61
0,61
0,31
0,15
14
0,31
0,31
0,15
0,08
15
0,15
0,15
0,08
0,04
16
0,08
0,08
0,04
0,02
Рис. 7-12. Требования к температурному дрейфу опорного напряжения при различных
требованиях к точности системы (критерий — половина младшего бита, температурный
диапазон —100 °С)
Восприимчивость к нагрузке
Восприимчивость к нагрузке (или выходной импеданс) обычно характеризует¬
ся как мкВ/мА относительно изменения тока на нагрузке, или же также могут
использоваться мОм или ppm/мА. Значения, равные 70 ppm/мА или ниже, счи¬
таются достаточно хорошими (AD780, REF43, REF195, ADR29X, ADR43X).
При этом следует заметить, что при высоких токах на выходе на внеш¬
них соединениях могут возникать соизмеримые погрешности, если этот эффект
специально не учитывается при проектировании топологии печатной платы. По¬
грешности, связанные с током на нагрузке, проще всего минимизировать за счет
использования коротких проводников с большим сечением для выхода (+) и це¬
пи возврата по земле. Если необходимо обеспечить очень высокую точность при
установке напряжения на нагрузке, то используются буферные усилители и из¬
мерительные схемы Кельвина (AD588, AD688, ADR39x).
Выход буферизованного источника опорного напряжения представляет собой
выход операционного усилителя, и, следовательно, импеданс источника зависит
от частоты. Обычно выходной импеданс увеличивается на 6 дБ на октаву отно¬
сительно уровня для сигнала с постоянным напряжением, и при частотах в не¬
сколько сот килогерц он будет равен примерно 10 Ом. Значение этого импеданса

7-1. Источники опорного напряжения 667
можно уменьшить с помощью внешнего конденсатора, если только операционный
усилитель, входящий в состав источника, будет работать стабильно с подобной
нагрузкой.
Чувствительность к входному напряжению
Чувствительность к напряжению на входе (или стабилизация) обычно опреде¬
ляется при помощи мкВ/В (или ррт/В) по отношению к изменению входного
напряжения, и обычно это значение составляет 25 ррт/В (—92 дБ) для REF43,
REF195, AD680, ADR29X, ADR39X и ADR43X. Для постоянного напряжения и
сигналов с очень низкой частотой подобные погрешности маскируются на уров¬
не шумов.
Подобно операционным усилителям, чувствительность к входному напряже¬
нию (или подавление помех от источника питания) для источника опорного
напряжения снижается вместе с увеличением частоты и обычно составляет 30-
50 дБ для нескольких сот килогерц. По этой причине на входе микросхемы
источника опорного напряжения необходимо реализовать схему подавления шу¬
мов (ВЧ и НЧ). Также эта характеристика может быть улучшена при помощи
установки предварительного регулятора с малым падением напряжения, напри¬
мер, можно использовать микросхемы из серии ADP3300.
Шумы
Для источника опорного напряжения шумы указываются не всегда, а если ука¬
зываются, то не существует полного согласия в том, как именно они должны
указываться. Например, для некоторых устройств указывается полный размах
шумов (р-р) для полосы пропускания 0,1-10 Гц, тогда как для других указы¬
вается среднеквадратичное значение для широкой полосы пропускания или же
полный размах шумов для указываемой полосы пропускания. Наилучшее пред¬
ставление о характере шумов (как и в случае операционных усилителей) дает
график, на котором указывается спектральная плотность напряжения (нВ/у/ Гц
в зависимости от частоты.
Источники опорного напряжения с низким уровнем шума находят примене¬
ние в системах с высоким разрешением, где их использование необходимо для
обеспечения точности. Белый шум определяется статистическими законами, и
часто необходимо перевести имеющуюся плотность шумов в эквивалентное зна¬
чение для полного размаха шума в заданной полосе частот. Строго говоря, в
гауссовой системе полный размах шума будет бесконечным (однако вероятность
получить такое значение, в свою очередь, бесконечно мала). Обычно для опре¬
деления пригодного для использования на практике значения полного размаха
шумов используется значение 6xRMS — с точки зрения статистики, это правило
не выполняется только в менее чем 0,1% случаев. Чтобы обеспечить требуемую
точность, полный размах шумов не должен превышать значения, соответству¬
ющего половине младшего бита (1/2 LSB). Если принять полный размах шу¬
мов равным среднеквадратичному значению шумов, умноженному на 6, тогда
для N-битной системы, предполагая известными значения опорного напряжения
Vref и полосу пропускания BW, мы получаем для спектральной плотности шума

668 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
напряжения Еп (В/^/ Гц следующее значение:
Еп ^
Vref
12 х 2n х a/BW
(7-8)
Для 12-разрядной системы с частотой 100 кГц, в которой используется опор¬
ное напряжение 10В, требования к шуму весьма скромные: 643 нВ/-у/ Гц. На
рис. 7-13 показано, что при увеличении разрешения и/или при уменьшении ам¬
плитуды сигнала требования к уровню шумов становятся более строгими. Поло¬
са пропускания в 100 кГц взята нами для примера, и пользователь может снизить
уровень шумов, уменьшая частоту сигнала при помощи внешних фильтров. Боль¬
шинство микросхем высокого качества имеют спектральную плотность шумов
порядка 100 нВ/а/ Гц, таким образом, в большинстве систем с высоким разре¬
шением может понадобиться дополнительная фильтрация, особенно в тех, где
используется низкое значение опорного напряжения Vref-
Некоторые источники опорного напряжения, например AD857 (схема со скры¬
тым зенеровским диодом), имеют отдельный вывод, который обозначается как
вывод для снижения уровня шумов (noise reduction pin, см. техническое описа¬
ние). Данный вывод внутри микросхемы соединяется с точкой (которая обладает
высоким импедансом), которая находится непосредственно перед встроенным
буферным усилителем. Таким образом, если подключить к этому выводу внеш¬
ний конденсатор Cn, то он вместе с встроенным резистором образует фильтр
низких частот, который ограничивает эффективную полосу пропускания для
шумов, появляющихся на выходе микросхемы. При помощи конденсатора с ем¬
костью 1 мкФ мы получаем полосу пропускания в 40 Гц по уровню —3 дБ.
Разрешение
Плотность шума (нВ/ѵ^Гц) для диапазонов измерения 10
В, 5 В и 2,5 В
10 В
5 В
2,5 В
12
643
322
161
13
322
161
80
14
161
80
40
15
80
40
20
16
40
20
10
Рис. 7-13. Требования к уровню шумов опорного напряжения при различных требованиях к
точности системы (критерии: 1/2 LSB, 100 кГц)
Заметим, что такой способ снижения уровня шумов не является универсаль¬
ным, и другие устройства могут использовать для уменьшения шумов другие
методы (или же не использовать никаких). Также заметим, что данный способ
никак не влияет на уровень шумов буферного усилителя.
Существуют и общие методы уменьшения шумов, которые могут использо¬
ваться и для микросхем источников опорного напряжения с любым стандартным
уровнем напряжения. Заметим, что характеристики фильтров по постоянному
напряжению будут влиять на точность опорного напряжения.

7-1. Источники опорного напряжения 669
+3 В
или более
Рис. 7-14. Операционный усилитель с выходом rail-to-rail обеспечивает наибольшую
гибкость при выборе источников опорного напряжения с малым падением напряжения
Шумы
Для получения нестандартных значений опорного напряжения полезным может
оказаться такой метод: вы просто буферизуете и масштабируете напряжение
на обычном низковольтном опорном диоде. При таком подходе, возможно, при¬
дется поискать усилитель, надежно работающий при малых напряжениях, по¬
рядка 3 В. Рабочим решением является использование маломощного опорного
сигнала и масштабирующего буфера (см. рис. 7-14). Здесь в качестве D1 ис¬
пользуется двухвыводной опорный диод с напряжением 1,2 В и малым током.
В качестве такого диода можно использовать ADR512 с напряжением 1,2 В,
AD589 (1,235 В) или AD1580 (1,225 В).
Резистор Ri используется для установки тока, который протекает через
диод, и его сопротивление определяется исходя из того, чтобы обеспечить тре¬
буемое для диода минимальное значение тока при минимальном напряжении
питания в 2,7 В. Также очевидно, что следует минимизировать нагрузку на не¬
буферизованный диод в точке Vref-
Усилитель U1 служит для буферизации и, возможно, масштабирования опор¬
ных напряжений с номинальными значениями 1,0 В или 1,2 В, благодаря его
использованию можно получить намного большие значения для выходного тока
(который может течь как из данного вывода, так и в него). Конечно, исполь¬
зование операционного усилителя приводит к увеличению статического тока
потребления, однако это уже связано с деталями проектирования системы.
Если на рис. 7-14 не используются резисторы R2 — R3, то Ѵоит будет просто
равно Vref- Если же эти масштабирующие резисторы используются, то значение

670 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
Ѵоит можно выбирать из диапазона, который снизу ограничен значением Vref,
а сверху — напряжением питания, так как выходной сигнал операционного
усилителя rail-to-rail может приближаться к напряжению положительной шины
питания. Заметим также, что этот источник опорного напряжения с буфериза¬
цией по определению отличается малым падением напряжения, что позволяет,
например, получать при напряжении питания +5 В опорное напряжение, равное
+4,5 В (или более). Общее выражение для Ѵоит показано на рисунке, при этом
Vref обозначает опорное напряжение.
Отклик источника опорного напряжения на импульсное
изменение тока
Отклик источника опорного напряжения на динамическое изменение нагруз¬
ки часто необходимо учитывать, особенно в приложениях, связанных с АЦП
и ЦАП. Быстрые изменения тока нагрузки неизбежно влияют на выходной сиг¬
нал, при этом часто погрешность может выходить за пределы номинального
диапазона. Например, в сигма-дельта АЦП на входе опорного напряжения может
использоваться схема на переключаемых конденсаторах, показанная на рис. 7-15.
В процессе зарядки и разрядки конденсатора Сщ возникает динамическое из¬
менение нагрузки, которое приводит к образованию выбросов тока в источнике
опорного напряжения. В результате на схему опорного напряжения АЦП могут
проникать шумы.
Рис. 7-15. Вход на переключаемых конденсаторах сигма-дельта АЦП создает
динамическую нагрузку для источника опорного напряжения
Хотя сигма-дельта АЦП и используют встроенный цифровой фильтр, пере¬
ходные помехи на входе опорного напряжения могут приводить к значитель¬
ным погрешностям при выполнении аналого-цифрового преобразования. Таким
образом, очень важно поддерживать на входе опорного напряжения потенциал,
свободный от переходных помех и шумов. Также необходимо помнить о том,
что если выходной импеданс источника опорного напряжения будет слишком
высоким, то динамическое изменение нагрузки может приводить к тому, что
напряжение на входе опорного напряжения будет изменяться более чем на 5 мВ.
Подключенный к выходу источника опорного напряжения конденсатор раз¬
вязки может помочь защитить от переходных помех на нагрузке, однако многие

7-1. Источники опорного напряжения 671
V,N
Верхний сигнал: емкостная
нагрузка отсутствует
(CL=0), 50 мВ/деление
Нижний сигнал: емкостная
нагрузка С l= 0,01 мкФ,
200 мВ/деление
Оба сигнала: 5 мкс/деление
Рис. 7-16. Следует убедиться, что источник опорного напряжения стабильно работает
с большой емкостной нагрузкой
источники опорного напряжения не могут стабильно работать с емкостной на¬
грузкой. Таким образом, чрезвычайно важно проверять, способна ли выбранная
микросхема работать с тем конденсатором, который устанавливается на ее вы¬
ходе. В любом случае, на входе опорного напряжения преобразователя всегда
необходимо устанавливать конденсаторы с емкостью по крайней мере 0,1 мкФ —
и дополнительные конденсаторы емкостью 5-50 мкФ, если на шинах напряжения
присутствуют пульсации низкой частоты.
Так как многие источники опорного напряжения чувствительны к динамиче¬
скому изменению нагрузки и опорное напряжение в течение сравнительно дол¬
гого времени может испытывать колебания или может утрачиваться точность,
то следует проверять отклик источника опорного напряжения на импульсное
воздействие (если в данных условиях предполагается возможность их воздей¬
ствия). Соответствующая схема показана на рис. 7-16. Здесь показан отклик
типичного источника опорного напряжения на импульсный ток величиной 1 мА.
Видно, что при подключении к выходу источника опорного напряжения кон¬
денсатора емкостью 0,01 мкФ увеличиваются как продолжительность, так и
амплитуда переходных процессов.
Как уже было указано выше, использование помехоподавляющих конденса¬
торов для источника опорного напряжения целесообразно тогда, когда они под¬
ключаются к входу опорного напряжения аналого-цифровых преобразователей
последовательного приближения (SAR). На рис. 7-17 показан процесс устано¬
вления опорного напряжения непосредственно после отправки команды «Запуск
преобразования» (Start Convert). Используемый конденсатор с малой емкостью
(0,1 мкФ) не способен обеспечить аккумулирование достаточного заряда, что¬
бы обеспечить стабильную работу АЦП в процессе преобразования данных, что
может приводить к погрешностям Как видно из осциллограммы, показанной ни-

672 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
—^сГ) Осциллограф
Старт
преобразования
KEr
AD780
SAR
ADC
Старт
преобразования
Св = 0,01 мкФ
Св = 0,22мкФ
Св = 1 мкФ
-О ) Осцил¬
лограф
Вертикальная шкала для верхнего сигнала: 5 В/деление
Вертикальная шкала для остальных сигналов: 5 мВ/деление
Горизонтальная шкала: 1 мкВ/деление
Рис. 7-17. АЦП последовательного преобразования могут выступать в качестве
динамической нагрузки для источника опорного напряжения
же, использование конденсатора с емкостью более 1 мкФ позволяет обеспечить
стабильную работу АЦП во время процесса преобразования.
Там, где источники опорного напряжения должны работать с большими ем¬
костными нагрузками, также очень важно понимать, что увеличивается время,
необходимое для включения источника. Может понадобиться провести какие-
то эксперименты с целью определить, когда напряжение на выходе источника
опорного напряжения достигнет требуемой точности, однако это время в любом
случае будет намного превышать то, что указано в технической документации,
так как в этом случае предполагается, что используется нагрузка с малой емко¬
стью.
Малошумящие источники опорного напряжения для
преобразователей с высоким разрешением
Преобразователи с высоким разрешением (как сигма-дельта, так и высокоско¬
ростные преобразователи) могут использовать те технологические усовершен¬
ствования, которые недавно были внесены в микросхемы источников опорного
напряжения. В результате был получен низкий уровень шумов и обеспечена
возможность работы с емкостными нагрузками. Хотя многие преобразовате¬
ли имеют встроенный источник опорного напряжения, такие источники часто
обладают достаточно скромными параметрами, что связано с возможностями
технологического процесса. В подобных случаях вместо встроенного источника
опорного напряжения можно использовать внешнюю микросхему, что часто по¬
зволяет улучшить характеристики системы. Например, в 22-разрядных аналого-
цифровых преобразователях AD7710 имеется встроенный источник опорного
напряжения на 2,5 В, который в полосе 0,1-10 Гц имеет среднеквадратичное зна¬
чение шумов, равное 8,3 мкВ (2600 нВ/уТц), тогда как микросхема AD780 имеет
среднеквадратичное значение шумов 0,67 мкВ (200 нВ/уТц). Для микросхем се¬
рии AD7710 внутренний шум в данной полосе пропускания равен 1,7 мкВ (RMS).

7-2. Аналоговые ключи и мультиплексоры 673
Благодаря использованию AD780 удается повысить разрешение AD7710 с при¬
мерно 20,5 бит до 21,5 бит.
Однако при замене внутреннего источника опорного напряжения на внешний,
с более высокой точностью, может возникать одна достаточно серьезная пробле¬
ма. Для рассматриваемого преобразователя в процессе его производства может
выполняться подстройка, которая гарантирует определенные характеристики
при использовании (сравнительно неточного) внутреннего источника опорного
напряжения. В этом случае использование для данного преобразователя внеш¬
него источника опорного напряжения, который имеет более высокую точность,
может приводить к возникновению дополнительных ошибок для коэффициента
усиления! Например, ранние версии AD574 при использовании встроенного ис¬
точника опорного напряжения 10В гарантировали точность для коэффициента
усиления (без калибровки), равную 0,125% (при этом сам источник опорного на¬
пряжения обладал точностью, равной всего лишь 1%). Очевидно, что если для
подобного устройства внутренний источник был настроен на одно из граничных
значений номинального диапазона и при этом используется источник опорного
напряжения, который выдает в точности 10 В, то возникает погрешность коэф¬
фициента усиления, равная 1%.
Ссылки по источникам опорного напряжения:
1.	В. Widlar, «New Developments in IC Voltage Regulators», IEEE Journal of
Solid State Circuits, Vol. SC-б, February, 1971.
2.	P. Brokaw, «A Simple Three-Terminal IC Bandgap Voltage Reference», IEEE
Journal of Solid State Circuits, Vol. SC-9, December, 1974.
3.	P. Brokaw, «More About the AD580 Monolithic IC Voltage Regulator», Analog
Dialogue, Vol. 9, No. 1, 1975.
4.	D. Sheingold, Analog-Digital Conversion Handbook (Section 20.2), 3rd
Edition, Prentice-Hall, Norwood, MA 1986.
5.	W. Jung, «Build an Ultra-Low-Noise Voltage Reference», Electronic Design
Analog Applications Issue, Vol. XX, 1993.
6.	W. Jung, «Getting the Most from IC Voltage References», Analog Dialogue,
Vol. 28-1, 1994, pp. 13-21.
Введение
Раздел 7-2
Аналоговые ключи и мультиплексоры
Твердотельные аналоговые ключи и мультиплексоры стали одним из основных
компонентов при проектировании тех электронных систем, где требуется воз¬
можность выбирать путь распространения для аналогового сигнала. Подобные

674 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
устройства находят применение в самых различных областях, таких как мно¬
гоканальные системы сбора данных, управление технологическими процессами,
измерительные устройства и оборудование, видеосистемы и т. д.
Ранние версии ключей и мультиплексоров, основанные на технологии CMOS,
обычно были рассчитаны на работу с сигналами с уровнем до ±10 В, при этом
использовали напряжения питания ±15 В. В 1979 году компания Analog De¬
vices представила ставшее популярным семейство ключей и мультиплексоров
ADG200. В 1988 году была представлена серия микросхем ADG201, которые из¬
готавливались по специализированному линейно-совместимому процессу CMOS
(L2CMOS). Эти устройства при работе от напряжения питания ±15 В позволяли
работать с сигналами с уровнем ±15 В.
В 1980-х и 1990-х годах появилось большое количество ключей и мульти¬
плексоров, и тогда отчетливо проявилась тенденция к снижению сопротивления
во включенном состоянии, уменьшению времени переключения, используемого
напряжения питания, снижению стоимости и потребления, а также к переходу
на компактные корпуса для поверхностного монтажа.
Сегодня аналоговые ключи и мультиплексоры выпускаются в самых разно¬
образных конфигурациях и с самыми различными опциями, удовлетворяя по¬
требности практически всех возможных приложений. Сопротивление во включен¬
ном состоянии бывает ниже 0,5 Ом, токи утечки имеют порядок пикоампер,
обеспечивается полоса пропускания более 1 ГГц, стала возможной работа от
единственного источника питания напряжением 1,8 В — этот прогресс стал
возможен благодаря современным CMOS-технологиям.
Хотя сегодня CMOS является явным лидером среди других технологиче¬
ских процессов при производстве ключей и мультиплексоров, также часто ис¬
пользуются и биполярные процессы (вместе с полевыми транзисторами с р-п
переходами — JFET) и комплементарные биполярные процессы (также с под¬
держкой JFET). Эти процессы находят применение в специальных приложениях,
таких как переключение или мультиплексирование видеосигналов, где с помо¬
щью CMOS-процесса не удается обеспечить требуемые высокие характеристики.
В обычных CMOS-ключах и мультиплексорах при частотах, необходимых для
видеоприложений, проявляются сразу несколько недостатков. Такие компонен¬
ты не обладают достаточно быстрым временем переключения, а также требуют
использования внешнего буфера при подключении к нагрузкам, используемым
в видеоприложениях. В дополнение к этому, небольшие изменения сопротивления
во включенном состоянии в зависимости от уровня сигнала для CMOS-компонен¬
тов (модуляция сопротивления Ron) могут создавать нежелательные искажения
фазы и коэффициента усиления. На видеочастотах лучшими характеристиками
обладают мультиплексоры, использующие комплементарную биполярную техно¬
логию, однако они обладают более высоким потреблением и стоимостью по срав¬
нению с CMOS-компонентами.
Основы CMOS-ключей
Идеальный аналоговый ключ обладает нулевым сопротивлением во включенном
состоянии, в отключенном состоянии имеет бесконечный импеданс, обеспечи¬
вает нулевую задержку и способен работать с сигналами большой величины и

7-2. Аналоговые ключи и мультиплексоры 675
синфазными напряжениями. Однако реальные CMOS-ключи не удовлетворяют
ни одному из приведенных требований. Их проще всего представить себе как
переменный резистор, который может переключаться между двумя состояния¬
ми — в одном он имеет очень высокое сопротивление, в другом — очень низкое.
Однако если понять те ограничения, которые имеют аналоговые ключи, то боль¬
шинство из этих ограничений можно будет обойти.
Рис. 7-18. Зависимость со¬
противления во включенном
состоянии от напряжения сиг¬
нала для MOSFET-ключа
Ключи, изготовленные с помощью технологии CMOS, обладают превосход¬
ным набором характеристик. В базовом виде MOSFET представляет собой ре¬
зистор, который управляется напряжением. Во включенном («оп» ) состоянии
этот резистор может иметь сопротивление менее 1 Ом, тогда как в выключен¬
ном («off») состоянии сопротивление увеличивается до нескольких сотен мегаом,
и токи утечки составляют порядка пикоампер. Технология CMOS совместима
с логическими схемами и позволяет получить высокую плотность компоновки.
На переключение требуется мало времени и им можно легко управлять, при этом
схема обладает минимальными паразитными параметрами.
Транзисторы MOSFET являются двунаправленными. Это означает, что они
могут использоваться в качестве ключей как для положительного, так и для
отрицательного напряжения и способны одинаково хорошо проводить как поло¬
жительные, так и отрицательные токи. В транзисторе MOSFET сопротивление
управляется при помощи напряжения, и это сопротивление нелинейно изменяет¬
ся в зависимости от напряжения сигнала, как показано на рис. 7-18.
Технология CMOS обеспечивает хорошее качество Р-канальных и N-каналь-
ных MOSFET-транзисторов. Если соединить параллельно PMOS и NMOS тран¬
зисторы, то мы получим базовую структуру для двунаправленного CMOS-ключа
(рис. 7-19). Подобная комбинация позволяет снизить сопротивление во включен¬
ном состоянии, а также позволяет создать такое сопротивление, которое в мень¬
шей степени изменяется в зависимости от напряжения сигнала.
На рис. 7-20 показано изменение сопротивления во включенном состоянии для
устройств N-типа и P-типа. Подобная нелинейная зависимость сопротивления

676 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
может вносить погрешности в точность для сигналов с постоянным уровнем на¬
пряжения, а также создавать искажения для переменных сигналов. Эти пробле¬
мы можно решать при помощи использования двунаправленных CMOS-ключей,
которые позволяют уменьшить сопротивление во включенном состоянии и так¬
же улучшает линейность схемы. Нижняя кривая на рис. 7-20 показывает, как
улучшилось сопротивление во включенном состоянии.
Рис. 7-19. Базовая структура CMOS-ключа использует комплементарную пару
транзисторов для снижения зависимости Ron от изменения сигнала
Рис. 7-20. Сопротивление во включенном состоянии для CMOS-ключа в зависимости от
напряжения сигнала
Семейство CMOS-ключей ADG8xx специально разрабатывалось с целью по¬
лучить сопротивление во включенном состоянии менее 0,5 Ом, эти микросхемы
изготавливаются по субмикронному технологическому процессу. Они способны
пропускать ток до 400 мА, используют однополярное напряжение питания с диа¬
пазоном 1,8-5,5 В и предназначены для работы в расширенном температурном
диапазоне (от —40 °С до +125 °С). Зависимость сопротивления во включенном
состоянии от температуры и уровня входного сигнала показана на рис. 7-21.

7-2. Аналоговые ключи и мультиплексоры 677
Источники ошибок для CMOS-ключа
Важно понимать источники погрешностей для аналогового ключа. Многие из
них могут оказывать влияние на характеристики по постоянному и перемен¬
ному напряжению, тогда как другие влияют только на характеристики по пе¬
ременному напряжению. На рис. 7-22 показана эквивалентная схема для двух
расположенных рядом CMOS-ключей. Эта модель учитывает токи утечки и со¬
противление перехода.
Погрешности по постоянному напряжению, которые для отдельного CMOS-клю¬
ча возникают при работе во включенном состоянии, показаны на рис. 7-23. Когда
ключ находится во включенном состоянии, на его характеристики по постоян¬
ному напряжению оказывает влияние в основном сопротивление во включенном
состоянии (Ron) и ток утечки (Ilkg)- Комбинация Rq — Ron — Rload образу¬
ет резистивный аттенюатор, который приводит к возникновению погрешности
для коэффициента усиления. Ток утечки протекает через сопротивление Rload
и также параллельно через суммарное сопротивление Rg и Ron- Погрешно¬
сти коэффициента усиления возникают не только по причине сопротивления
Ron — эти погрешности можно устранить при помощи калибровки коэффи¬
циента усиления системы — также играет свою роль изменение сопротивления
под влиянием напряжения приложенного сигнала (модуляция Ron)) вызывающая
искажения, от которых нет возможности избавиться при помощи калибровки.
На рис. 7-23 также приводятся уравнения, которые описывают влияние этих па¬
раметров на характеристики по постоянному напряжению.
Когда ключ находится в выключенном состоянии (OFF), то погрешности
могут возникать по причине тока утечки (см. рис. 7-24). Ток утечки, протекая
через сопротивление нагрузки, создает соответствующую погрешность по на¬
пряжению на выходе.

678 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
Диод для
Рис. 7-22. Эквивалентная схема для двух расположенных рядом CMOS-ключей
Ключ
R|_oad
+ 'lkg
rload (Ron + rg)
RG + Ron + R|_oad
RG Ron RLoad
RLoad
RLoadRoN
Ron Rboad
^ 'LKG
Ron Rload
Рис. 7-23. Факторы, которые оказывают влияние на характеристики по постоянному
напряжению для CMOS-ключа, находящегося во включенном состоянии: Rqn, Rload и Ilkg
На рис. 7-25 показаны паразитные компоненты, которые влияют на характе¬
ристики CMOS-ключа по переменному напряжению. Дополнительные внешние
паразитные емкости способны еще более ухудшить работу ключа, они оказыва¬
ют влияние на пропускаемый ключом сигнал, на уровень перекрестных помех и

7-2. Аналоговые ключи и мультиплексоры 679
Ключ
Ток утечки создает погрешность напряжения \£>ит, равную
VoUT = 'lKG х RLoad
Рис. 7-24. Факторы, которые оказывают влияние на характеристики по постоянному
напряжению для CMOS-ключа, находящегося в выключенном состоянии (OFF): Ilkg и
R-load
A(s) =
'Load
sRnw Cnc: + 1
'ON_
'Load •'ON
(CLoad + CD + CDS) +1
A(dB) = 20 log
^Load
^Load ^ON
10log[m2(RONCDs)2+l]-
-10logco2
RLoadRON
^ RLoad Ron
2
(CLoad + CD + CDs)2 +1
Рис. 7-25. Динамические характеристики: точность передачи сигнала в зависимости от
частоты
на общую полосу пропускания системы. Емкости Cds (емкость между стоком и
входом), Со (емкость между стоком и землей) и Cload совместно с сопротивле¬
ниями Ron и Rload влияют на формирование полной передаточной функции.
Согласно эквивалентной схеме Cds формирует ноль передаточной функции
A(s). Этот ноль обычно на высокой частоте, так как сопротивление ключа во
включенном состоянии очень мало. Полоса пропускания также определяется вы¬
ходной емкостью ключа вместе с Cds и емкостью нагрузки. В знаменателе
функции имеется полюс по частоте.
Полная передаточная функция для частотного диапазона может быть пе¬
реписана с помощью способа, который показан на рис. 7-26. Здесь показана
полная диаграмма Боде для ключа, находящегося во включенном состоянии.

680 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
В большинстве случаев наиболее низкое значение будет иметь частота, соот¬
ветствующая полюсу, так как выходная емкость Cd оказывает доминирующее
влияние. Итак, чтобы максимально расширить полосу пропускания, ключ должен
обладать низкой входной и выходной емкостью, а также иметь малое сопроти¬
вление во включенном состоянии.
Коэффициент усиления
для постоянного напряжения
A(s) ■
^Load
[sRqnCds + В
1
_ ^Load~*~ ^ON _
S
^Load^ON
(C|_oad + + CDS) +1J
s_ ^Load ^ON
. Ri nadRON f	0.159
DC Gain = Load gN , fZero = •
0.159
'Load + RON
RqnCds
RLoadRON
'Load ^ •'ON
(CLoad + CD + CDS)
Рис. 7-26. Диаграмма Боде для передаточной функции CMOS-ключа, находящегося во
включенном состоянии (ON)
Включенная последовательно проходная емкость Cos не только создает ноль
для включенного (ON) состояния, она также ухудшает характеристики ключа
при его нахождении в выключенном состоянии (OFF). Когда ключ выключен,
емкость Cds создает связь между входом и подключенной к выходу нагрузкой
(рис. 7-27).
Изоляция в выключенном состоянии зависит
s(RLoad) (Cos)
A(s) =
s(RLoadXCLoad + CD + CDs) +1
Рис. 7-27. Динамические характеристики: изоляция в выключенном состоянии

7-2. Аналоговые ключи и мультиплексоры 681
Большие значения емкости Cos создают условия для прохождения сигнала
через ключ, и степень такого прохождения будет пропорциональна частоте вход¬
ного сигнала. На рис. 7-28 показывается ухудшение изолирующих свойств ключа
(в выключенном состоянии) по мере увеличения частоты. Наиболее простым
способом обеспечить надежную изоляцию является выбор ключа с наименьшим
возможным значением Cos-
Рис. 7-28. Зависимость изоляции в выключенном состоянии от частоты
На рис. 7-29 показана зависимость изолирующих свойств обычного CMOS
аналогового ключа (в выключенном состоянии) на примере ADG708, который
представляет собой 8-канальный мультиплексор. Начиная от нулевой частоты и
до частоты в несколько килогерц мультиплексор обеспечивает изоляцию на уров¬
не 90 дБ. При увеличении частоты к выходу проникает все большая часть вход¬
ного сигнала. Однако на частоте 10 МГц ключ все еще способен обеспечить
изоляцию на уровне 60 дБ.
Другим параметром для сигналов с переменным напряжением, который ока¬
зывает влияние на характеристики системы, является инжекция заряда, которая
происходит при переключении. На рис. 7-30 показана эквивалентная схема, ко¬
торая иллюстрирует механизм инжекции заряда.
При установке управляющего сигнала на входе ключа схема управления долж¬
на осуществить достаточно большое изменение напряжения (от уровня Vdd до
Vss или наоборот) на затворе CMOS-ключа. Подобное быстрое изменение напря¬
жения приводит к инжекции заряда на выход ключа, которое осуществляется
через емкость между стоком и затвором Cq. Количество переданного заряда
зависит от емкости между затвором и стоком.
Инжекция заряда приводит к ступенчатому изменению выходного напряже¬
ния при переключении (рис. 7-31). Изменение выходного напряжения ДѴоит
определяется количеством инжектированного заряда Qinj (который, в свою оче¬
редь, зависит от емкости Cq между затвором и стоком), а также емкостью
нагрузки Сц.
Другая проблема, связанная с емкостью ключа, проявляется в виде удержа¬
ния заряда при переключении каналов. Такой заряд может приводить к пере-

682 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
ходным процессам для сигнала на выходе ключа, это явление иллюстрируется
на рис. 7-32.
30к 100к	1М	ЮМ	100 М
Частота (Гц)
Рис. 7-29. Зависимость изоляции от частоты для восьмиканального мультиплексора
ADG708
Предположим, что первоначально ключ S2 находится в закрытом состоянии,
а ключ S1 в открытом. Конденсаторы Csi и Cs2 при этом заряжены до на¬
пряжения —5 В. При открытии S2 на Csi и Cs2 остается напряжение в —5 В, так
как ключ S1 закрывается. Итак, на выходе А появляется переходное напряжение
—5 В. Сигнал на выходе не стабилизируется до тех пор, пока выход усилителя А
не разрядит полностью конденсаторы Csi и Cs2 и на них установится уровень
в 0 В. Данный переходный процесс иллюстрируется при помощи снимка экрана
осциллографа, который показан на рис. 7-33. Таким образом, при поиске подхо-

7-2. Аналоговые ключи и мультиплексоры 683
дящего входного буфера необходимо учитывать для усилителя характеристики
по переходному поведению на нагрузке.
Рис. 7-31. Проявление эффекта ин¬
жекции заряда на выходе устройства
VDd
Ѵоит
О
-L CL
10 нФ
i
ЛѴоит
Рис. 7-32. Связь по току приводит к переходным процессам для времени установления при
мультиплексировании сигналов
Перекрестные помехи связаны с емкостью, которая существует между двумя
ключами. Это явление моделируется при помощи емкости Css (см. рис. 7-34).
На рис. 7-35 показано типичное поведение под влиянием перекрестных помех
для восьмиканального CMOS-мультиплексора ADG708.
Наконец, ключ сам обладает собственным временем установления, которое
также необходимо учитывать. На рис. 7-36 показан график динамической пере¬
даточной функции. Здесь существует возможность вычислить время установле¬
ния, так как отклик является функцией сопротивлений и емкости для самого
ключа и используемой схемы.

684 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
Можно предположить, что данная система имеет один полюс и вычислить,
какое количество временных постоянных необходимо, чтобы система достигла
требуемой точности (см. рис. 7-37).
Сигнал управления
ключом, 5 В/деление
Сигнал на выходе усилителя,
500 мВ/деления
Горизонтальная шкала: 200 нс/деление
Рис. 7-33. Сигнал на выходе усилителя показывает временную развертку для
динамического переходного процесса, вызванного связью по току
Рис. 7-34. Эквивалентная схема
для расположенных рядом ключей
показывает процесс образования
перекрестных помех
Использование аналоговых ключей
При использовании аналоговых ключей одной из самых важных характеристик
является время переключения, однако при этом не следует смешивать время
переключения и время установления сигнала. Времена включения (ON) и вы¬
ключения (OFF) являются просто временами, которые связаны с задержкой
распространения от появления сигнала на управляющем входе и до выполнения
переключения ключа, и, в основном, эта характеристика связана с временами за¬
держки для драйвера и схемы преобразования уровней (см. рис. 7-38). Времена
toN и toFF обычно измеряются начиная от момента, когда достигается уровень
в 50% на переднем фронте сигнала, поступающего на управляющий вход, и до
момента, когда достигается уровень 90% от окончательного уровня выходного
сигнала.
Далее мы рассмотрим вопросы, связанные с буферизацией выхода CMOS-клю¬
ча или мультиплексора, когда для этого используется операционный усилитель.

7-2. Аналоговые ключи и мультиплексоры 685
30 к	100 к	1М	ЮМ	100М
Частота (Гц)
Рис. 7-35. Зависимость перекрестных помех от частоты для восьмиканального
мультиплексора ADG708
Переход из включенного	/
в выключенное состояние tSETT = t0FF + (RLoad)(CLoad + CD) -In
Время установления это время, необходимое для установления выходного сигнала,
так чтобы он не выходил за пределы заданного диапазона погрешности
Рис. 7-36. Время установления для мультиплексора
Когда CMOS-мультиплексор переключает входа на инвертирующий суммиру¬
ющий усилитель, то необходимо указать, что сопротивление во включенном
состоянии, а также нелинейная зависимость этого сопротивления от напряже¬
ния входного сигнала приводят к возникновению ошибок коэффициента усиле¬
ния и ошибок, связанных с искажениями (рис. 7-39). Если резисторы обладают
большим сопротивлением, то ток утечки через ключ также может приводить
к возникновению погрешностей. Резисторы с малым сопротивлением позволяют
уменьшить погрешности, связанные с током утечки, однако при этом возрастает
погрешность, связанная с конечным значением Ron-

686 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
Разрешение
LSB (%FS)
Количество временных
постоянных
6
1,563
4,16
8
0,391
5,55
10
0,0977
6,93
12
0,0244
8,32
14
0,0061
9,70
16
0,00153
11,09
18
0,00038
12,48
20
0,000095
13,86
22
0,000024
15,25
Рис. 7-37. Количество временных постоянных, которые требуются для установления до
точности в 1 LSB для систем с одним полюсом
•	Времена t0N и toFF нельзя смешивать со временем установления
•	Времена t0N и t0FF представляют собой время задержки распространения
между подачей управляющего сигнала и срабатыванием аналогового ключа.
Эти времена определяются задержками в логических схемах драйвера и
преобразователя уровня ••	Времена t0N и t0F-измеряются от момента, когда достигается
уровень сигнала в 50% на управляющем входе и до достижения
уровня в 90% для выходного сигнала
Рис. 7-38. Применение аналогового ключа: рассмотрение динамических характеристик
Чтобы минимизировать изменение Ron в зависимости от изменения входного
сигнала, мы советуем установить мультиплексирующие ключи в суммирующем
переходе операционного усилителя (см. рис. 7-40). Это гарантирует, что ключи
будут модулироваться достаточно малым напряжением (не более ±100 мВ), а не
полным напряжением ±10 В, однако в этом случае для каждой ветви понадобится
использовать отдельный резистор.
Очень важно знать, какова величина паразитной емкости, добавленной к
суммирующему переходу в результате подключения мультиплексора, так как лю¬
бая дополнительная емкость, добавленная к этой точке, вносит дополнительный
сдвиг фаз при работе усилителя с замкнутым контуром обратной связи. Если
такая емкость достаточно велика, то усилитель может становиться нестабиль¬
ным и могут возникнуть колебания. Чтобы стабилизировать схему, возможно,
понадобится добавить небольшую емкость Сі параллельно резистору, устано¬
вленному в цепи обратной связи.
Конечное значение сопротивления Ron может являться источником значи¬
тельных погрешностей в схеме, которая показана на рис. 7-41. Сопротивление

7-2. Аналоговые ключи и мультиплексоры 687
Четырехка¬
нальный ключ
•	ARon вызывается ДѴ,М , ухудшает линейность Ѵоит относительно Mn
•	ARon приводит к возникновению общей погрешности усиления для Ѵ0ит относительно V|N
Рис. 7-39. Применение аналогового ключа: инвертор с единичным коэффициентом усиления,
выход ключа подключен к входу усилителя
10 кОм
±10В О	VY
10 кОм
±юв о—w
10 кОм
±юв о——•'ѴѴ
10 кОм
±юв о—ѴѴ
Четырехка¬
нальный ключ
Может использоваться,
чтобы обеспечить
стабильность и
компенсировать
влияние Cs
дѵ.
Switch
= ±100 мВ
•	Выход ключа соединен с виртуальной землей
•	На ключе возникает напряжение ±100 мВ, а не ±10 В, что позволяет уменьшить AR0N
Рис. 7-40. Применение аналогового ключа: минимизируем влияние Ron
резисторов, которые используются для установки коэффициента усиления, долж¬
но по крайней мере в 1000 раз превышать сопротивлении ключа во включенном
состоянии, только тогда можно гарантировать точность коэффициента усиления
в 0,1%. Увеличение сопротивления резисторов позволяет повысить точность, од¬
нако при этом уменьшается полоса пропускания и возрастает чувствительность
к току утечки и току смещения.
Более лучшим методом для компенсации влияния Ron является размещение
одного из ключей последовательно с резистором в цепи обратной связи усилите¬
ля, включенного в инвертирующем режиме (см. рис. 7-42). Можно с большой уве-

688 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
ренностью предположить, что несколько ключей, которые размещаются на одной
микросхеме, будут иметь достаточно хорошо согласованные абсолютные харак¬
теристики, а также будут обладать одинаковой зависимостью от температуры.
Рис. 7-41. Использование ана¬
логового ключа: минимизация
влияния Ron пРи помощи ре¬
зисторов с большими сопроти¬
влениями
ARon мало по сравнению с сопротивлением
1МОм, которое подключено к выходу ключа.
Снижается влияние на точность передачи.
Теперь очень важно учитывать эффекты,
связанные с током смещения и током утечки.
Ухудшается полоса пропускания схемы.
rf
10 кОм
Рис. 7-42. Использование аналогового ключа: подключаем «неиспользуемый» ключ в цепь
обратной связи с целью минимизировать погрешности коэффициента усиления, вызванные
ARon
Таким образом, усилитель с замкнутой цепью обратной связи остается ста¬
бильным при единичном коэффициенте усиления, так как полностью согласова¬
ны резисторы в схеме прямой и в схеме обратной связи.
Наилучшей архитектурой для мультиплексора является та, что использует
подключение к неинвертирующему входу усилителя, как показано на рис. 7-43.

7-2. Аналоговые ключи и мультиплексоры 689
Высокий входной импеданс неинвертирующего входа позволяет устранить по¬
грешности, связанные с Ron-
•	Точность установленного коэффициента усиления ограничивается Ron.
сопротивлением ключа во включенном состоянии
•	Для CMOS или JFET ключей значение RONo6bi4HO лежит в диапазоне 1-500 Ом
•	При F^->n = 25 Ом будет существовать погрешность коэффициента усиления
(предполагается, что G = 16), равная 2,4%
•	Температурный дрейф F^,N также ограничивает точность
•	Необходимо использовать ключи с очень малым Ron
Рис. 7-44. Неправильная конструкция PGA-усилителя, основанная на использовании
CMOS-ключей
Ключи и мультиплексоры, изготовленные по технологии CMOS, часто ис¬
пользуются вместе с операционными усилителями для создания усилителей с
программируемым коэффициентом усиления (PGА). Чтобы понять, какую роль
играет Ron в подобной конструкции, рассмотрим пример не самой лучшей ар¬
хитектуры для PGA, которая показана на рис. 7-44. Неинвертирующий опера¬
ционный усилитель использует для установки коэффициента усиления четыре
различных резистора, каждый из которых соединяется с землей при помощи
ключа, который во включенном состоянии имеет сопротивление Ron порядка
100-500 Ом. Даже если принять, что Ron будет равно 25 Ом, то при коэффициен¬
те усиления, равном 16, мы получаем погрншность для коэффициента усиления,
равную 2,4%, — это превышает точность, соответствующую 8 разрядам! Кро¬

690 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
ме того, значение Ron изменяется в зависимости от температуры, а различные
ключи могут иметь различное сопротивление Ron-
В попытке исправить недостатки данной архитектуры можно увеличить со¬
противление резисторов, но тогда могут возникать проблемы, связанные с уров¬
нем шумов и смещением. Единственным способом обеспечить точность в по¬
добной схеме является использование реле, у которых практически отсутствует
сопротивление во включенном состоянии Ron- Только в этом случае те несколь¬
ко миллиом, которые представляют собой сопротивление Ron для реле, будут
создавать малую погрешность на фоне сопротивления 625 Ом.
Гораздо лучше использовать такую схему, которая не является чувствитель¬
ной к сопротивлению Ron! На рис. 7-45 ключ подключается последовательно
к инвертирующему входу операционного усилителя. Так как входной импеданс опе¬
рационного усилителя имеет очень большое значение, то сопротивление ключа
Ron теперь не оказывает никакого влияния, а значение коэффициента усиле¬
ния определяется исключительно внешними резисторами. Заметим, что если ток
смещения (bias current) операционного усилителя достаточно велик, то сопроти¬
вление Ron может приводить к небольшой погрешности смещения. Если это
имеет место, то эту погрешность можно легко компенсировать с помощью экви¬
валентного сопротивления, подключаемого кѴщ.
•	Теперь RjN включен не последовательно с резисторами,
используемыми для установки коэффициента усиления
•	Сопротивление Ron мало по сравнению с входным импедансом
Рис. 7-45. Альтернатив¬
ная конфигурация PGA по¬
зволяет уменьшить влия¬
ние Ron
• Возникают только небольшие погрешности смещения, вызванные
током смещения, протекающим через ключ
CMOS-ключи с полосой пропускания 1 ГГц
Микросхемы ADG918/ADG919 представляют собой первые ключи, изготовлен¬
ные по CMOS-технологии, которые обеспечивают высокую степень изоляции и
низкие потери на ключе (insertion loss) для частот, достигающих или превыша¬
ющих частоту 1 ГГц. Эти ключи обеспечивают малые потери на ключе (0,8 дБ)
и высокую степень изоляции (37 дБ) при передаче сигналов с частотой 1 ГГц.

7-2. Аналоговые ключи и мультиплексоры 691
В высокочастотных приложениях, где при 25 ° С мощность проходящего сигна¬
ла не превышает +18 дБм, эти микросхемы могут использоваться в качестве
достаточно недорогой альтернативы ключам на основе арсенида галлия (GaAs).
Абсорбирующий ключ	Отражательный ключ
Рис. 7-46. Выполненные по технологии CMOS мультиплексор 2:1 и SPDT-ключ (1 ГГц,
питание 1,65 В — 2,75 В)
0,1 1 10 100 1000 0,1 1 10 100 1000
Частота (МГц)	Частота (МГц)
Рис. 7-47. Степень изоляции и амплитудно-частотная характеристика для ключей
ADG918/ADG919, рассчитанных на частоту 1 ГГц
Блок-схема таких устройств показана на рис. 7-46, а на рис. 7-47 показаны
графики для изоляции и потерь в зависимости от частоты.
Микросхема ADG918 представляет собой поглощающий ключ (absorptive
switch) с выводами, которые нагружены на сопротивления 50 Ом, что обес¬
печивает согласование импеданса со схемой приложения. Микросхема ADG919
представляет собой отражательный ключ (reflective switch), который должен
использоваться с внешними согласующими резисторами. Обе микросхемы от¬
личаются малым потреблением (менее 1 мкА), используют компактные корпуса
(MSOP с 8 выводами и chip scale размерами 3x3 мм), единственный вывод упра¬
вления, уровни напряжения для которого совместимы с CMOS/TTL-выводами.
Все это делает микросхемы ADG918/919 идеальным выбором для использования
в беспроводных приложениях и для использования в качестве ключей в радио¬
частотных устройствах общего назначения.

692 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
Видеоключи и видеомулътиплексоры
Чтобы соответствовать тем строгим требованиям, которые предъявляются к
видеоключам и видеомультиплексорам, а именно требованиям к постоянному
уровню в полосе пропускания, к дифференциальной фазе и дифференциальному
коэффициенту усиления, а также чтобы обеспечить возможность работы с на¬
грузками в 75 Ом, более подходят не технологические процессы CMOS, а высо¬
коскоростные биполярные технологические процессы. У ключей, изготовленных
по традиционной CMOS-технологии, на видеочастотах проявляются сразу не¬
сколько недостатков. Время переключения таких ключей (порядка 50 нс) уже
не соответствует требованиям современных приложений, а для того чтобы под¬
ключать такие ключи к типичным для видеоприложений нагрузкам, приходит¬
ся использовать внешний буфер. Кроме этого, для CMOS-ключей свойственно
незначительное изменение сопротивления во включенном состоянии в зависимо¬
сти от уровня сигнала (модуляция Ron), что вносит нежелательные искажения
в дифференциальный коэффициент усиления и фазу сигнала. Для видеочастот
лучшим решением является использование мультиплексоров, основанных на ком-
лементарной биполярной технологии. Однако их использование связано с более
высоким потреблением и более высокой стоимостью.
Т] SELECT
Dual
2:1 +VS ГТ
MUX
У--IT] SELECT В
Рис. 7-48. Биполярные видеомультиплексоры AD8170/8174/8180/8182
На рис. 7-48 показана функциональная блок-схема биполярных видеомульти¬
плексоров AD8170/8174/8180/8182. Видеомультиплексор AD8183/AD8185 пока¬
зан на рис. 7-49. Эти устройства обладают высокой степенью универсальности
и идеально подходят для видеоприложений, обеспечивая великолепные харак¬
теристики для дифференциального коэффициента усиления и фазы. Время пе-

7-2. Аналоговые ключи и мультиплексоры 693
реключения для всех этих устройств составляет 10 нс с точностью до 0,1%.
Микросхемы AD8186/8187 являются функциональными аналогами AD8183/8185,
но используют однополярное питание.
ѵсс
ОЁ
SEL A/В AD8183: G = +1
(AD8186)
^сс
OUTO AD8185: G = +2
(AD8187)
Ѵее
OUT1
AD8186/AD8187:
Ѵсс версии, использующие
однополярное питания +5 В
OUT2
ѴЕЕ
DVCC
Ѵсс
Рис. 7-49. Видеомультиплексоры AD8183/8185
Серия мультиплексоров AD8170/8174 содержит встроенный выходной буфер
на основе операционного усилителя с обратной связью по току, чей коэффициент
усиления может устанавливаться при помощи внешних компонентов. Степень
изоляции между каналами и перекрестные помехи для всех микросхем этой серии
обычно не хуже —80 дБ.
На рис. 7-50 показывается схема, в которой используются три мультиплексо¬
ра AD8170 (коэффициент мультиплексирования 2:1), с их помощью RGB-мони¬
тор может переключаться между источниками RGB-сигналов от двух компью¬
теров.
В данной конфигурации мы получаем трехканальный ключ на два напра¬
вления. Три канала соответствуют трем компонентам видеосигнала, тогда как
верхний или нижний источник видеосигнала соответствуют двум возможным
состояниям ключа. Заметим, что данную схему можно упростить, если исполь¬
зовать трехканальные мультиплексоры AD8183, AD8185, AD8186 или AD8187 —
все они обеспечивают возможность выбора одного из двух входных сигналов.
На рис. 7-51 показаны мультиплексоры AD8174 и AD8184, которые позволя¬
ют выбирать один из четырех входных сигналов (4:1). В этой схеме при помощи
мультиплексора высокоскоростной АЦП получает возможность преобразовы¬
вать выходной RGB-сигнал от сканера в цифровой вид.

694 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
Поступающие от сканера RGB-сигналы поочередно подаются на АЦП и по¬
следовательно преобразуются в цифровой вид, что позволяет эффективно орга¬
низовать обработку данных от сканера при помощи одного АЦП.
трехканальный мультиплексор (2:1)
AD8183/AD8185/AD8186/AD8187
Рис. 7-50. Мультиплексирова¬
ние двух RGB-сигналов при по¬
мощи трех мультиплексоров 2:1
Рис. 7-51. Преобразование RGB-
сигнала в цифровой вид при по¬
мощи мультиплексора 4:1 и одного
АЦП
Матричный коммутатор для видеосигналов
Микросхема AD8116 расширяет концепцию мультиплексора на полностью инте¬
грированный буферизованный матричный коммутатор видеосигналов размером
16x16 (рис. 7-52). Подобный матричный коммутатор обеспечивает возможность
соединить любой из входных сигналов с любым из выводов или же с комби¬
нацией выводов. Единственным ограничением является то, что не допускается
подключать к любому из выходов более одного входа.
Полоса пропускания с ослаблением на 3 дБ для AD8116 превышает 200 МГц,
а полоса пропускания с ослаблением коэффициента усиления на 0,1 дБ соответ¬
ствует диапазону в 60 МГц. Время переключения канала составляет 30 нс с точ¬
ностью 0,1%. Уровень перекрестных помех между каналами составляет —70 дБ
для частоты 5 МГц. На нагрузке 150 Ом дифференциальная фаза равна 0,01°,

1-2. Аналоговые ключи и мультиплексоры 695
дифференциальный коэффициент усиления — 0,01%. Полная рассеиваемая мощ¬
ность равна 900 мВт при напряжении ±5 В.
о CLK
О DATA OUT
UPDATE
СЁ
RESET
Можно индивидуально
включать/выключать
отдельные каналы или же
можно сбросить все каналы
в отключенное состояние
16 выходов
Рис. 7-52. Буферизованный матричный коммутатор видеосигналов AD8116 (16x16,
200 МГц)
Микросхема AD8116 содержит выходные буферы, которые можно перевести
в состояние с высоким импедансом для запараллеливания каскадов матрицы,
чтобы отключенные каналы не создавали нагрузку на выходную шину. Пере¬
ключение каналов осуществляется по последовательному цифровому каналу, что
позволяет соединить цепочкой («daisy chaining» ) несколько подобных устройств.
Микросхема выпускается в корпусе LQFP с 128 выводами (размер 14x14 мм).
К семейству матричных коммутаторов также относятся микросхемы AD8108/
AD9109 (8x8), AD8110/AD8111 (260 МГц, 16x8, буферизованный матричный
коммутатор), AD8113 (матричный переключатель аудио/видеосигнала с часто¬
той 60 МГц и размерами матрицы 16x16), а также недорогой матричный пере¬
ключатель AD8114/AD8115 с частотой 225 МГц и размерами матрицы 16x16.

696 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
Цифровые матричные переключатели
Микросхема AD8152 представляет собой асинхронный цифровой матричный пе¬
реключатель с размерами матрицы 34x34, который обеспечивает скорость
3,2 Гбит/с и предназначен для высокоскоростных сетевых приложений(рис. 7-53).
Микросхема обеспечивает скорость передачи данных до 3,2 Гбит/с на один порт,
что позволяет использовать ее в приложениях Sonet/SDH ОС-48 с прямой коррек¬
цией ошибок (FEC). Микросхема AD8152 имеет токовые выхода с возможностью
цифрового программирования, которые способны работать с различными схема¬
ми терминирования и с различными импедансами, обеспечивая нужные уровни
напряжения и отличаясь малым потреблением.
ѴСС
Рис. 7-53. AD8152: асинхронный цифровой матричный переключатель на 3,2 Гбит/с
Микросхема может работать при низком напряжении питания (до +2,5 В)
и обеспечивает превосходную чувствительность для входных сигналов. Упра¬
вляющий интерфейс совместим с LVTTL и CMOS/TTL.
Эта микросхема является решением, которое обеспечивает наименьший уро¬
вень потребления среди всех матричных переключателей — при напряжении
питания 2,5 В AD8152 рассеивает 2 Вт при всех активных выводах I/O, для этой
микросхемы не требуется внешнего радиатора охлаждения. Низкое значение
джиттера (менее 45 пс) делает AD8152 идеальным выбором для использова¬
ния в высокоскоростных сетевых системах. В AD8152 используется полностью
дифференциальная схема прохождения сигнала, что уменьшает джиттер и пе-

7-2. Аналоговые ключи и мультиплексоры 697
рекрестные помехи, при этом позволяя использовать меньшие напряжения для
однополярных сигналов. Микросхема выпускается в BGA-корпусе с 256 вывода¬
ми, она способна работать в промышленном температурном диапазоне (от О °С
до +85 °С).
Паразитное тиристорное защелкивание
в CMOS-ключах и мультиплексорах
Так как мультиплексоры часто используются в первых каскадах систем сбора
данных, то выходные сигналы могут подаваться из достаточно удаленного ме¬
ста - и, следовательно, для них могут возникать условия, когда на микросхему
воздействует повышенное напряжение. Хотя данная тема будет детально рассма¬
триваться в главе 11, понимание этой проблемы по отношению к CMOS-устрой¬
ствам имеет особенно большое значение для их практического применения. Хотя
дальнейшее обсуждение относится к мультиплексорам, оно может распростра¬
няться на все типы CMOS-устройств.
D N-канал	S	Р-канал
Большая часть аналоговых CMOS-ключей изготавливается с помощью CMOS-
процессов с изоляцией переходами. Изображение в поперечном разрезе для одно¬
го такого ключа показано на рис. 7-54. Если на аналоговом входе ключа появля¬
ется напряжение, превышающее VDD или опускающееся ниже VSS, то может
возникнуть паразитное «тиристорное защелкивание». Такое явление может воз¬
никать даже при переходном процессе, например, при включении питания при
имеющемся напряжении на входе. Если протекающий ток имеет очень большое
значение (несколько сот миллиампер или больше), то это может привести к по¬
вреждению ключа.
Механизм возникновения паразитного тиристора (SCR) показан на рис. 7-55.
Действие SCR возникает тогда, когда любой вывод ключа (сток или исток) либо
имеет напряжение, которое превосходит напряжение Vdd на напряжение паде¬
ния на диоде, либо когда это напряжение будет меньше Vss также на напряжение
падения на диоде.
В первом случае вывод Vdd становится входом для затвора SCR и обеспечи¬
вает ток, необходимый для срабатывания SCR. Если напряжение падает ниже
уровня Vss, то вывод Vss становится входом для затвора SCR и обеспечивает
необходимый ток затвора. В любом случае, между контактами, предназначен-

698 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
+Ѵі
DD
D
ными для подачи питания, будет протекать большой ток. Величина этого тока
определяется сопротивлениями коллекторов этих двух тиристорного защелкива¬
ния транзисторов, которое может быть достаточно мало.
В общем случае, чтобы предотвратить
возникновение тиристорного защелкивания,
напряжение на входах CMOS-устройств ни¬
когда не должно подниматься более чем
на 0,3 В над уровнем положительной шины
питания и опускаться менее чем на 0,3В от¬
носительно отрицательной шины питания.
Заметим, что это ограничение относится и
к случаю, когда напряжение питания от¬
сутствует (Vqd = Vss = 0 В), и, сле¬
довательно, защелкивание может возникать
тогда, когда на микросхему начинает пода¬
ваться питание, а на входах уже присутству¬
ют определенные сигналы. Производители
CMOS-компонентов всегда указывают в тех¬
нической документации абсолютные макси¬
мальные значения напряжения. В дополне¬
ние к этому, в зависимости от конкретного
устройства, следует ограничивать входной
ток значениями 5-20 мА, если микросхема
Рис. 7-55. Эквивалентная схема на би¬
полярных транзисторах для CMOS-клю¬
ча иллюстрирует возникновение парази¬
тного SCR-защелкивания
находится под воздействием повышенного напряжения.
Рис. 7-56. Схема защиты
на основе диодов для CMOS-
ключа
Диоды CR1 и CR2 блокируют драйвер тока для баз транзисторов
Q1 и Q2 при возникновении повышенного напряжения на S и D
Чтобы предотвратить возникновение защелкивания SCR, можно установить
диоды последовательно с выводами Vdd и Vss, как это показано на рис. 7-56.
Эти диоды блокируют токи затвора SCR. Как правило, паразитные транзисторы

7-2. Аналоговые ключи и мультиплексоры 699
Q1 и Q2 имеют малые значения /? (обычно менее 10) и для срабатывания SCR
требуется сравнительно большой ток затвора. Диоды ограничивают обратный
ток затвора, и SCR не будет срабатывать.
Если используется подобная диодная защита, то диапазон аналогового на¬
пряжения для ключа будет уменьшен на падение напряжения Ѵве Для каждой
шины питания, что может оказаться не очень удобным при использовании низ¬
ковольтного источника питания.
Как уже говорилось, ключи и мультиплексоры, изготовленные по технологии
CMOS, также надо защищать от возможного тока слишком большой величины,
для этого последовательно с входом устанавливается резистор, который позволя¬
ет ограничить ток до безопасного уровня — до менее чем 5-30 мА (см. рис. 7-57).
Рассматривая аттенюатор, образованный резисторами Rload и Rlimit! можно
сделать вывод, что данный метод будет работать только тогда, когда ключ со¬
единяется с нагрузкой, которая имеет достаточно большой импеданс.
Распространенный метод защиты входа показан на рис. 7-58, где диоды Шот¬
тки соединяются между входом микросхемы и каждой шиной питания. Эти
диоды не позволяют напряжению на входе более чем на 0,3-0,4 В отклониться
от напряжения какой-то из шин питания, таким образом препятствуя созда¬
нию условий для защелкивания. В дополнение к этому, если входное напряжение
вдруг превысит напряжение питания, то входной ток будет через внешние диоды
протекать не на само устройство, а на шины питания. Диоды Шоттки способны
легко проводить 50-100 мА тока в переходных режимах, что позволяет сделать
сопротивление Rlimit достаточно малым. Необходимо лишь помнить о том, что
диоды Шоттки обладают некоторой емкостью и током утечки.
Большинство CMOS-микросхем имеют встроенные диоды для защиты от
электростатического разряда (ESD), которые включаются между входом и ши¬
нами питания, что делает микросхему менее чувствительной к защелкиванию.

700 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
Рис. 7-59. Структура L2CMOS с изоляцией канавки
Однако такие встроенные диоды переходят в проводящее состояние только при
напряжении 0,6 В и способны проводить только весьма ограниченный ток. Итак,
добавление внешних диодов Шоттки добавляет системе еще одну степень защиты.
Заметим, что защита от защелкивания не обеспечивает защиты от повы¬
шенного тока и наоборот. Если в системе возможно возникновение двух этих
условий, то следует использовать как защитные диоды, так и токоограничива¬
ющие резисторы.
Компания Analog Devices использует технологию изоляции глубокими канав¬
ками (trench) для создания аналоговых ключей L2CMOS. Этот процесс позволяет
снизить склонность микросхемы к защелкиванию, снижает емкости переходов,
улучшает время переключения и ток утечки и расширяет диапазон аналогового
напряжения до напряжения шин питания.
На рис. 7-59 показан поперечный разрез для CMOS-структуры с изоляцией
глубокой канавкой. Захороненный оксидный слой полностью изолирует подлож¬
ку микросхемы от перехода каждого из транзисторов. Вследствие этого не обра¬
зуется PN-перехода, смещенного в обратном направлении, что снижает емкости,
ограничивающие полосу пропускания, а также значительно уменьшает вероят¬
ность возникновения защелкивания.
Микросхемы ADG508F, ADG509F, ADG528F, ADG438F и ADG439F пред¬
ставляют собой L2 С М О S-мультиплексоры с изоляцией канавки, использующие
напряжение питания ±15 В, которые обеспечивают для собственных входов
и выходов защиту от повышенного напряжения с уровнем от —40 до +55 В.
Эти микросхемы используют в цепи распространения сигнала устанавливаемую
последовательно структуру из трех MOSFET-транзисторов, сначала стоит N-ка-
нальный транзистор, за ним — Р-канальный и после него вновь N-канальный.
В дополнение к этому, схема распространения сигнала переходит в состояние
с высоким импедансом при отключении питания. Подобная структура обеспечи¬
вает высокую степень защиты от защелкивания и повышенного напряжения. За
это приходится платить увеличением сопротивления Ron (до примерно 300 Ом),
а также увеличением зависимости Ron от уровня сигнала. Дополнительная ин¬
формация по данному методу защиты приводится в технической документации.

7-3. Схемы выборки-хранения 701
Раздел 7-3
Схемы выборки-хранения
Введение и исторический обзор
Усилитель выборки и хранения (SHA, sample-and-hold amplifier) является одним
из наиболее важных компонентов в современных системах сбора данных. Этот
усилитель захватывает значение аналогового сигнала и сохраняет его, пока с ним
совершаются определенные операции (чаще всего это аналого-цифровое преобра¬
зование). Схема является достаточно сложной, и отклонения от характеристик
для широко используемых компонентов, таких как конденсаторы и печатные
платы, могут ухудшить характеристики SHA.
Сегодня схема выборки и хранения, как правило, является частью АЦП. Тем
не менее, для понимания характеристик АЦП очень важно понимать основные
принципы работы подобных схем.
Когда схема выборки и хранения работает в режиме выборки (отслежива¬
ния), то сигнал на ее выходе будет почти равен сигналу на входе, разницу
составляет лишь небольшое напряжение смещения. Существуют и такие схе¬
мы SHA, в которых выходной сигнал в режиме выборки не точно следует за
входным сигналом и выходной сигнал будет точно соответствовать входному
только во время работы в режиме хранения (hold) — к таким микросхемам от¬
носятся AD684, AD781 и AD783. Здесь такие микросхемы рассматриваться не
будут. Строго говоря, схема выборки и хранения, которая обеспечивает хорошее
отслеживание (tracking), должна обозначаться как схема отслеживания и хране¬
ния (tracking-and-hold circuit), однако на практике между этими терминами нет
строгой границы.
Наиболее распространенным применением SHA является поддержание на вхо¬
де АЦП постоянного значения на протяжении того интервала, пока осуществля¬
ется аналого-цифровое преобразование. Для многих (но все-таки не для всех)
типов АЦП входной сигнал не может изменяться более чем на 1 LSB (младший
бит) в течение процесса преобразования — иначе этот процесс приводит к непра¬
вильным результатам. Это требует либо сильно ограничивать частоту сигнала
на входе АЦП, либо использовать схему выборки/хранения, которая удерживает
постоянный уровень сигнала во время проведения преобразования. Обратитесь
к разделу по АЦП последовательного приближения в главе 6.
Интеграция в микросхемы функции выборки и хранения стала возможна бла¬
годаря развитию новых технологических процессов, включая высокоскоростные
комплементарные биполярные процессы и усовершенствованные CMOS-процес¬
сы. В действительности, развитие и популярность сэмплирующих АЦП сегодня
получила такие масштабы, что редко возникает необходимость в использовании
отдельной схемы выборки/хранения.
К преимуществам сэмплирующих АЦП, кроме таких очевидных, как меньшие
размеры, более низкая стоимость и меньшее количество необходимых внешних
компонентов, также относится возможность указывать полные характеристики
для сигналов с переменным и постоянным уровнем. Разработчику нет необхо¬
димости тратить время на проверку того, что АЦП и дискретная схема вы-

702 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
борки/хранения согласуются по характеристикам, по временным параметрам и
по интерфейсу. Это имеет особенно большое значение для таких динамических
характеристик, как SFDR (динамический диапазон, свободный от паразитных
помех) и SNR (соотношение сигнал/шум).
Хотя, в основном, усилители выборки/хранения применяются в аналого-ци¬
фровых преобразователях, также они используются и в подавителях выбросов
для ЦАП, пиковых детекторах, аналоговых схемах задержки, системах одновре¬
менного измерения, а также в системах распределения данных.
Основные принципы работы усилителей
выборки/хранения
Независимо от деталей схемы, в составе которой используется усилитель вы¬
борки/хранения, в ней всегда имеются четыре основных компонента. Для всех
усилителей выборки/хранения используются входной усилитель, компонент для
хранения энергии (конденсатор), выходной буфер и коммутирующая схема (ти¬
пичная конфигурация показана на рис. 7-60).
Рис. 7-60.
Базовая схема
выборки/
хранения
В качестве устройства для хранения энергии, которое является основным
компонентом, сердцем усилителя выборки-хранения, почти всегда используется
конденсатор. Входной усилитель служит для буферизации входного сигнала, он
создает высокий импеданс для источника сигнала и обеспечивает усиление то¬
ка, достаточное для зарядки конденсатора хранения (hold capacitor). В режиме
отслеживания (track) напряжение на конденсаторе следует за входным сигна¬
лом (с некоторой задержкой и с учетом ограничений на полосу пропускания).
В режиме хранения (hold) ключ размыкается и на конденсаторе сохраняется на¬
пряжение, которое было до момента отключения от входного буфера. Выходной
буфер имеет высокий входной импеданс для конденсатора хранения, что пре¬
дотвращает преждевременную разрядку конденсатора. Коммутирующая схема
и ее драйвер являются тем механизмом, который попеременно переключает уси¬
литель выборки-хранения между режимами отслеживания и хранения.
Существует четыре группы характеристик, которые описывают базовые опе¬
рации усилителя выборки/хранения: режим отслеживания (track mode), переход
от режима отслеживания к режиму хранения (track-to-hold transition), режим
хранения (hold mode) и переход от режима хранения к режиму отслеживания

7-5. Схемы выборки-хранения 703
(hold-to-track transition). Эти характеристики суммируются в таблице, показан¬
ной на рис. 6-71, а некоторые из источников погрешности для усилителя выбор-
ки/хранения в графическом виде показаны на рис. 7-62. Так как для каждого из
четырех режимов важны параметры как по постоянному, так и по переменно¬
му напряжению, то обеспечить для усилителя точные характеристики и понять,
как он работает в составе системы, является достаточно сложной задачей.
Режим выборки
Переход из режима
выборки в режим
хранения
Режим хранения
Переход из режима
хранения в режим
выборки
Статические
характеристики:
-	смещение
-	погрешность усиле¬
ния
-	нелинейность
Статические:
-	смещение (pedestal)
—	нелинейность сме¬
щения (pedestal)
Статические:
-	отклонение
-	диэлектрическое
поглощение
Динамические:
-	время установления
-	полоса пропускания
-	скорость нараста¬
ния
-	искажения
-	шум
Динамические:
-	время задержки
апертуры
-	джиттер апертуры
-	переходные на¬
пряжения при
переключении
-	время установления
Динамические:
-	проникновение сиг¬
нала
-	искажения
-	шум
Динамические:
-	время захвата
-	переходные на¬
пряжения при
переключении
Рис. 7-61. Характеристики схемы выборки/хранения
Характеристики
Для преобразователя не указываются отдельно характеристики встроенной схе¬
мы выборки/хранения, их влияние учитывается при указании характеристик,
относящихся к преобразователю в целом.
Характеристики для режима отслеживания
Так как в режиме выборки (или отслеживания, track) усилитель выборки/хра¬
нения работает как обычный усилитель, то его статические и динамические ха¬
рактеристики будут иметь такой же вид, как и характеристики для усилителей.
(Для усилителей выборки/хранения, у которых в режиме отслеживания наблю¬
дается ухудшение характеристик, обычно приводятся характеристики только
для режима хранения).
Основными характеристиками для режима отслеживания являются смещение
(offset), коэффициент усиления (gain), нелинейность, полоса пропускания, время
установления (settling time), искажения и шум. Две последних характеристики
(шум и искажения) более важны для режима хранения, а не для режима отсле¬
живания.

704 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
Неопределенность
Рис. 7-62. Некоторые из источников ошибок в схеме выборки/хранения
Характеристики для перехода от режима слежения к режиму
хранения
Когда усилитель выборки/хранения переключается из режима отслеживания
в режим хранения, то всегда имеется небольшое количество заряда, которое
сбрасывается на конденсатор хранения, — это связано с неидеальностью пере¬
ключателей. В результате в режиме хранения возникает постоянное напряже¬
ние смещения, которое носит название «погрешность пьедестала» (pedestal) (см.
рис. 7-63). Если усилитель выборки/хранения подключен к АЦП, то погрешность
пьедестала проявляется как смещение по постоянному напряжению, которое
может быть устранено при помощи калибровки системы. Если погрешность пье¬
дестала зависит от уровня входного сигнала, то возникающая нелинейность
вносит вклад в нелинейность для режима хранения.
Погрешность пьедестала можно уменьшить с помощью увеличения емкости
конденсатора хранения, однако это приводит к увеличению времени измерения
и уменьшению полосы пропускания и скорости нарастания сигнала.
Переключение из режима отслеживания в режим хранения связано с пере¬
ходным процессом, и время, которое необходимо сигналу на выходе усилителя
выборки/хранения, чтобы принять значение в пределах указанного диапазона
отклонения, носит название время установления режима хранения (hold, mode

7-3. Схемы выборки-хранения 705
settling time). Иногда также может указываться пиковая амплитуда для подоб¬
ного переходного процесса.
Рис. 7-63. Погрешно¬
сти при переходе от ре¬
жима отслеживания к
режиму выборки: пье¬
дестал, переходная по¬
грешность и погреш¬
ность времени устано¬
вления
Команда перехода
в режим удержания
Удержание
Полоса
погрешности
Пожалуй, к наиболее непонятным и редко используемым параметрам, отно¬
сящимся к усилителю выборки/хранения, относится параметр, известный как
апертура (aperture). Наиболее важным из динамических качеств усилителя вы¬
борки/хранения является возможность быстро отключать конденсатор хранения
от входного буферного усилителя. Интервал времени, необходимый для осуще¬
ствления этой операции, имеет малую (но не равную нулю) продолжительность, и
он получил название времени апертуры (aperture time). Различные значения, свя¬
занные с внутренними временными параметрами усилителя выборки/хранения,
показаны на рис. 7-64.
Аналоговая
задержка tda
Время
апертуры tg
Ключ,
"э
используемым
Задержка для
выходного
буфера td0
Входной
сигнал
О-
Тактовый сигнал,
управляющий
процессом
дискретизации
О-
для дискретизации
л Вход с
высоким
импедансом Z
О
Входной
буфер
Цифровая
задержка tdd
Выходной
буфер
Конденсатор
хранения Сн
Драйвер
ключа
Рис. 7-64. Схема усилителя выборки/хранения с указанием временных параметров
Действительное значение напряжения, которое образуется в конце данного
интервала, зависит как от входного сигнала, так и от ошибок, которые связаны
непосредственно с операцией переключения.
На рис. 7-65 показывается, что происходит, когда команда перехода в режим
удержания (hold) применяется к входному сигналу с произвольным нарастанием
(для ясности мы не показываем погрешность пьедестала при переходе из режи¬
ма отслеживания в режим хранения, а также игнорируем переходные процессы).
Значение, которое будет использоваться в режиме хранения, представляет собой

706 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
входной сигнал с некоторым временем задержки, при этом сигнал усредняется
по времени открытия ключа (см. рис. 7-65). В этой модели первого порядка пред¬
полагается, что окончательное значение напряжения на конденсаторе хранения
приблизительно равно среднему значения сигнала, который подается на ключ —
при этом усреднение осуществляется по промежутку времени, в течение кото¬
рого ключ переходит из состояния с низким импедансом в состояние с высоким
импедансом (ta).
Рис. 7-65. Форма
сигнала для усили¬
теля выборки/хра-
нения
Данная модель показывает, что конечный промежуток времени (ta), который
требуется для размыкания ключа, эквивалентен введению малой задержки в так¬
товый сигнал, который подается на усилитель выборки/хранения. Эта задержка
является постоянной и может быть как положительной, так и отрицательной.
Она может носить следующие названия: эффективное время задержки апер¬
туры (effective aperture delay time), время задержки апертуры (aperture delay
time) или же просто задержка апертуры (te, aperture delay). Значение данного
параметра определяется как разница во времени между аналоговой задержкой
распространения входного буфера (tja) и суммой цифровой задержки ключа
(tfici), к которой прибавляется половина времени апертуры (ta). Обычно эффек¬
тивное время задержки является положительным, однако оно может принимать
и отрицательные значения, если сумма половины времени апертуры (ta/2) и ци¬
фровой задержки ключа (tdd) будет меньше, чем время распространения через
входной буфер (tda). Таким образом, время задержки открытия указывает на то,
в какой момент времени относительно фронта тактового сигнала действительно
происходит выборка входного сигнала.
Время задержки открытия может быть измерено, если подавать на усилитель
выборки/хранения биполярный синусоидальный сигнал и подстраивать задерж¬
ку времени синхронного тактового сигнала таким образом, чтобы в момент
нахождения в режиме хранения на выходе усилителя устанавливался сигнал с ну-

7-3. Схемы выборки-хранения 707
левым уровнем. Относительная задержка между фронтом тактового импульса
для входного сигнала и действительным временем прохождения через ноль вход¬
ного синусоидального сигнала и представляет собой время задержки открытия,
как это показано на рис. 7-66.
Рис. 7-67. Влияние джиттера апертуры или джиттера тактового сигнала на сигнал
на выходе усилителя выборки/хранения
Время задержки апертуры не приводит к возникновению ошибок, однако
действует как фиксированная задержка по времени либо для входа тактово¬
го сигнала, либо для аналогового входного сигнала (в зависимости от знака
задержки). Если существует изменение значения времени задержки апертуры
между отдельными циклами выборки/хранения, то это приводит к возникно¬
вению погрешности напряжения, как это показывается на рис. 7-67. Подобное
изменение момента открытия ключа от одного цикла выборки/хранения к друго¬
му получило название неопределенность времени апертуры (aperture uncertain¬
ty), дрожание апертуры или джиттер (aperture jitter), и это значение обычно
измеряется как среднеквадратичное значение, выражаемое в пикосекундах. Ам¬
плитуда связанной с этим погрешности зависит от скорости изменения входного
аналогового сигнала. Для заданного значения джиттера апертуры связанная

708 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
Частота входного синусоидального сигнала с амплитудой,
равной полному диапазону изменения сигнала (МГц)
Рис. 7-68. Влияние джиттера тактового сигнала на соотношение сигнал/шум (SNR)
с ним погрешность будет увеличиваться вместе с увеличением значения dv/dt
входного сигнала.
На рис. 7-68 показывается влияние полного джиттера тактового сигнала вы¬
борки на соотношение сигнал/шум (SNR) для измерительной системы. Полный
среднеквадратичный джиттер включает несколько компонентов, и действитель¬
ное значение джиттера апертуры усилителя выборки/хранения часто вносит
наименьший вклад.
Характеристики для режима хранения
При работе в режиме хранения (hold) возникают погрешности, связанные с ха¬
рактеристиками конденсатора хранения, ключа и выходного усилителя. Если
конденсатор хранения обладает током утечки, то он будет медленно заряжаться
или разряжаться, и это будет приводить к изменению напряжения.
Данный эффект известен как отклонение (droop) выходного сигнала усили¬
теля выборки/хранения, и он выражается в В/мкс (рис. 7-69). Такое падение
может вызваться утечкой на грязной печатной плате (при использовании внеш¬
него конденсатора) или же утечкой в самом конденсаторе, однако наиболее часто
это происходит по причине тока утечки полупроводниковых ключей или тока
смещения в выходном буферном усилителе. Приемлемой величиной падения счи¬
тается такое, когда сигнал на выходе усилителя выборки/хранения изменяется
не более чем на половину младшего бита (1/2LSB) за тот промежуток времени,
в течение которого осуществляет преобразование подключенный к нему АЦП,
хотя это значение также может зависеть и от архитектуры самого АЦП. Если
падение связано с током утечки для перехода, смещенного в обратном напра¬
влении (CMOS-ключи или FET-затворы усилителя), то оно будет увеличиваться

7-3. Схемы выборки-хранения 709
в два раза при повышении температуры микросхемы на 10 °С — это означает,
что при увеличении температуры с +25 ° С до +125 ° С величина отклонения воз¬
растет в 1000 раз. Этот эффект можно уменьшить, если увеличивать емкость
конденсатора хранения, однако при этом увеличивается время измерения и сни¬
жается пропускная способность в режиме отслеживания. В современных схемах
выборки хранения, которые входят в состав АЦП, для уменьшения такого паде¬
ния часто используют дифференциальные методы.
Рис. 7-69. Падение напряже¬
ния в режиме хранения
Команда
для перехода
в режим
удержания
Хранение
Отслеживание
Сигнал на
выходе SHA
Переходные
напряжения
и погрешность
пьедестала
V
Отклонение может принимать
любую полярность
в зависимости от конструкции
схемы выборки/хранения
lLKG = ток утечки на конденсаторе
хранения GH
Конденсаторы хранения для усилителей выборки/хранения должны обладать
малой утечкой, однако существует и другая, столь же важная характеристи¬
ка: малое значение диэлектрического поглощения. Если конденсатор зарядить,
затем разрядить и затем разомкнуть электрическую цепь, то, как показано
на рис. 7-70, он восстановит часть имевшегося заряда. Это явление известно
как диэлектрическая абсорбция, и оно способно значительно ухудшить харак¬
теристики усилителя выборки/хранения, так как при этом предыдущий цикл
измерения будет влиять на результаты текущего цикла, что может создавать
случайные погрешности величиной в десятки или даже сотни милливольт.
Рис. 7-70. Диэлектри¬
ческая абсорбция

710 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
Характеристики для перехода из режима хранения в режим выборки
Когда усилитель выборки/хранения переключается из режима хранения в ре¬
жим выборки, то необходимо вновь приступить к определению уровня входного
сигнала (который за время нахождения в режиме хранения мог изменить зна¬
чение в пределах всего разрешенного диапазона). Время захвата (acquisition
time) представляет собой интервал времени, которое необходимо усилителю вы¬
борки/хранения для повторного определения уровня сигнала с той точностью,
которую необходимо обеспечить при переходе из режима хранения в режим вы¬
борки. Данный интервал отсчитывается от времени достижения уровня в 50%
на фронте тактового сигнала и завершается тогда, когда напряжение на выходе
усилителя выборки/хранения достигает уровня, соответствующего допустимо¬
му диапазону погрешности (обычно указываются времена для уровня 0,1% и
для уровня 0,01%). Для некоторых усилителей выборки/хранения также указы¬
вается время захвата (acquisition time) по отношению к напряжению, которое
присутствует на конденсаторе хранения, при этом пренебрегают задержкой и
временем установления для выходного буфера. Время захвата (acquisition time)
для конденсатора хранения в основном используется в высокоскоростных си¬
стемах, где необходимо выделить максимально возможное время для режима
хранения. Время захвата (acquisition time) можно измерить непосредственно
при помощи современных цифровых измерительных осциллографов (DSO) или
цифровых фосфорных осциллографов (DPO), которые не чувствительны к боль¬
шим перегрузкам.
Внутренние схемы выборки/хранения, используемые
в микросхемах АЦП
АЦП, изготавливаемые по технологии CMOS, получили широкое распростране¬
ние по причине малого потребления и низкой стоимости. На рис. 7-71 показана
эквивалентная схема для входного сигнала, которая используется в обычных
CMOS-АЦП и которая основана на дифференциальной схеме выборки/хранения.
Хотя показано, что ключи находятся в положении, соответствующем режиму
отслеживания {track), заметим, что они открываются/закрываются с частотой
выборки сигнала. Конденсаторы емкостью 16 пФ представляют собой эффектив¬
ную емкость ключей S1 и S2, плюс паразитную емкость входов. Конденсаторы
Cs емкостью 4 пФ являются конденсаторами выборки (sampling capacitors), кон¬
денсаторы Сн представляют собой конденсаторы хранения. Хотя схема входов
является полностью дифференциальной, на АЦП с подобной структурой может
подаваться как дифференциальный, так и однополярный сигнал. Однако опти¬
мальные характеристики можно обычно получить при использовании диффе¬
ренциального трансформатора или же дифференциального драйвера на основе
операционного усилителя.
В режиме отслеживания дифференциальное входное напряжение подается
на конденсаторы Cs- Когда схема переходит в режим хранения, то напряжение,
которое имеется на конденсаторах выборки, передается на конденсаторы хране¬
ния Сн, где оно буферизуется с помощью усилителя А (ключи управляются соот¬
ветствующими фазами тактового сигнала). Когда усилитель выборки/хранения

7-3. Схемы выборки-хранения 71 I
возвращается в режим выборки, то подключенный к входу источник сигнала
должен вновь зарядить или разрядить имеющееся на Cs напряжение до того
уровня, который соответствует уровню входного сигнала. Подобная операция
по зарядке и разрядке Cs при усреднении за период времени для данной частоты
дискретизации fs приводит к тому, что входной импеданс ведет себя как рези¬
стивный компонент. Однако если анализировать этот процесс в течение одного
периода дискретизации (1 /fs), то входной импеданс динамически изменяется, и
в связи с этим необходимо предпринять некоторые меры предосторожности для
драйвера источника входного сигнала.
режиму отслеживания
Рис. 7-71. Упрощенная схема входов для CMOS-схемы выборки/хранения, использующей
переключаемые конденсаторы
Резистивная составляющая для входного импеданса может быть определена
при помощи расчета среднего заряда, который Сн получает от драйвера ис¬
точника входного сигнала. Можно показать, что если Cs успевает полностью
зарядиться до уровня входного напряжения до того момента, когда откроются
ключи S1 и S2, то средний ток, который протекает на вход, будет аналогичен
току, который протекал бы при том условии, что между входами включен рези¬
стор с сопротивлением l/(Csfs)- Так как емкость Cs составляет лишь несколько
пикофарад, то для частоты fs = 10 МГц сопротивление этого резистивного ком¬
понента будет обычно превышать несколько кОм.
На рис. 7-72 показана упрощенная схема входного усилителя выборки/хране¬
ния, который используется в 12-разрядном АЦП AD9042 с частотой 41 MSPS,
который появился в 1995 году (ссылка [7]). Микросхема AD9042 изготавлива¬
ется с помощью высокоскоростного комплементарного биполярного процесса
XFCB. Чтобы обеспечить полностью дифференциальный режим работы, схема
содержит два независимых усилителя выборки/хранения, которые включаются
параллельно (на рисунке показана только половина схемы). Полностью диф¬
ференциальный режим работы снижает погрешность, связанную со скоростью
отклонения (droop rate). Также уменьшается уровень искажений второго поряд¬
ка. В режиме отслеживания транзисторы Q1 и Q2 работают в качестве буфера

712 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
Рис. 7-72. Усилитель выборки/хранения, который используется в AD9042 (12 бит, 41 MSPS,
появился в 1995 году)
с единичным усилением. Когда схема переходит в режим хранения, то напря¬
жение на базе транзистора Q2 становится отрицательным, пока оно не будет
ограничено диодом D1. Встроенный в микросхему конденсатор хранения Сц
имеет номинальную емкость 6 пФ. Транзистор Q3 вместе с конденсатором С г
образуют bootstrapping-схему для выходного тока и уменьшают изменения вели¬
чины Ѵвк для транзистора Q2. Также благодаря этому уменьшаются искажения
сигнала третьего порядка. Коэффициент нелинейных искажений в режиме от¬
слеживания обычно равен —93 дБ (при 20 МГц). Во временной области время
захвата сигнала с максимально возможной амплитудой и точностью 12 бит со¬
ставляет 8 нс.
В режиме хранения изменение погрешности пьедестала, которое связано с
уровнем сигнала, минимизируется за счет bootsrapping-схемы на основе Q3 и бу¬
фера А = 1, а также благодаря малому пропусканию паразитных составляющих
транзистором Q2. Для точности 12 бит время установления в режиме хранения
равно 5 нс. В режиме хранения при тактовом сигнале с частотой 50 MSPS и
входном сигнале с частотой 20 МГц коэффициент нелинейных искажений будет
равен —90 дБ.
На рис. 7-73 показывается упрощенная схема для половины дифференциаль¬
ного усилителя выборки/хранения, который используется в недавно появившем¬
ся АЦП AD6645 (14 бит, 105 MSPS). Полное описание данного АЦП можно найти
по ссылке [9], там также приводится описание SHA.
В режиме отслеживания Ql, Q2, Q3 и Q4 образуют комплементарный буфер
на основе эмиттерного повторителя, сигнал с которого поступает на конден¬
сатор хранения Сц- В режиме хранения полярность баз (затворов) Q3 и Q4
инвертируется и ограничивается низким значением импеданса. Благодаря это-

7-3. Схемы выборки-хранения 71 3
Рис. 7-73. Усилитель выборки/хранения, который используется в AD6645 (14 бит, 105 MSPS)
му отключаются транзисторы Ql, Q2, Q3 и Q4, что создает двойную изоляцию
между входным сигналом и конденсатором хранения. Как уже говорилось выше,
напряжения ограничения поддерживаются с помощью удерживаемого выходно¬
го напряжения, что уменьшает нелинейные эффекты.
Линейность в режиме хранения в значительной степени определяется мо¬
дуляцией Ѵве для транзисторов Q3 и Q4 в процессе зарядки Сц- Линейность
в режиме хранения зависит от линейности в режиме отслеживания и от нелиней¬
ных ошибок, которые возникают при переходе из режима отслеживания в режим
хранения. Подобные нелинейные погрешности возникают по причине разбалан¬
са при переключении между напряжениями на базах транзисторов Q3 и Q4, что
в свою очередь приводит к несбалансированности при инжекции заряда через
переходы база-эмиттер в тот момент, когда производится их отключение.
Ссылки по теме «Схемы выборки/хранения»
1.	А. Н. Reeves, «Electric Signaling System», US Patent 2,272,070, зарегистриро¬
ван 22 ноября 1939 г., выдан 3-го февраля 1942 г. Также патент Франции
852,183 выдан в 1938 г., и патент Великобритании 538,860 выдан в 1939 г.
(классические патенты по ИКМ, содержат описание АЦП и ЦАП с раз¬
решением 5 бит и частотой 6 kSPS, выполненных на основе вакуумных
ламп).
2.	L. A. Meacham and Е. Peterson, «An Experimental Multichannel Pulse Code
Modulation System of Toll Quality», Bell System Technical Journal, Vol. 27,

Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
No. 1, January, 1948, рр. 1-43 (описываются результаты работы, привед¬
шей к созданию 24-канальной экспериментальной системы ИКМ. Также
в данной статье описывается схема выборки/хранения с частотой 50
kSPS, выполненная на вакуумной лампе и использующая в качестве драй¬
вера импульсный трансформатор).
3.	J. R. Gray and S. C. Kitsopoulos, «А Precision Sample-and-Hold Circuit with
Subnanosecond Switching», IEEE Transactions on Circuit Theory, Vol.
CT11, September, 1964, pp. 389-396 (превосходное описание полупровод¬
никового усилителя SHA на основе диодного моста, управляемого при
помощи трансформатора. Также приводится детальный математиче¬
ский анализ схемы и связанных с ней ошибок).
4.	J. О. Edson and Н. Н. Henning, «Broadband Codecs for an Experimental
224Mb/s PCM Terminal», Bell System Technical Journal, Vol. 44, Novem¬
ber, 1965, pp. 1887-1940 (обзор экспериментов no созданию 9-разрядного
АЦП на основе кодировщиков на вакуумных лампах, использующих ко¬
ды Грея. Созданный кодер обеспечивал разрешение 9 бит на частоте 12
MSPS и являлся самым быстрым АЦП данного типа).
5.	D. J. Kinniment, D. Aspinall, and D. В. G. Ewards, «High-Speed Analogue-
Digital Converter», IEE Proceedings, Vol. 113, December 1966, pp. 2061-
2069 (описывается трехкаскадный конвейерный преобразователь данных
с коррекцией ошибок, имеющий разрядность 7 бит и частоту 9 MSPS.
Результат получается после трехкратного прохождения через каскад
разрядностью 3 бита. Для создания компараторов используются тун¬
нельные (Esaki) диоды. Также в статье обсуждается возможность со¬
здания более быстрого конвейерного 7-разрядного преобразователя с кор¬
рекцией ошибок. Кроме этого, рассматривается быстрая схема выбор-
ки/хранения на основе диодного моста, сигнал на которую подается при
помощи трансформатора).
6.	О. А. Horna, «А 150 Mbps А/ D and D/A Conversion System», Comsat
Technical Review, Vol. 2, No. 1, 1972, pp. 39-72 (описание субинтервалъ-
ного АЦП, которое также содержит детальный анализ схемы выбор¬
ки/хранения)
7.	R. Gosser and F. Murden, «А 12-bit 50MSPS Two-Stage A/D Converter»,
1995 ISSCC Digest of Technical Papers, p. 278 (описание AD9042 — субин-
тервалъного АЦП с коррекцией ошибок, в котором для внутренних АЦП
используются каскады МадАМР).
8.	С. Moreland, «Ап 8-bit 150-MSPS Serial ADC», 1995 ISSCC Digest of Technical
Papers, Vol. 38, p. 272 (описание 8-разрядного АЦП с пятью каскадами,
за которым устанавливается 3-разрядный flash-преобразователъ, также
обсуждается схема выборки/хранения).
9.	С. Moreland, F. Murden, М. Elliott, J. Young, M. Hensley, and R. Stop, «А 14-
bit 100-Msample/s Subranging ADC», IEEE Journal of Solid State Cir-

д-\. Схемы генерации и распределения тактовых сигналов 715
cuits, Vol. 35, No. 12, December, 2000, pp. 1791-1798 (описывается архитек¬
тура, которая использовалась для создания AD6645, аналого-цифрового
преобразователя с разрядностью Ц бит и частотой 105 MSPS, также
рассматривается схема выборки/хранения).
Разработка высокочастотных систем с высоким разрешением является весьма
нетривиальной задачей. Любой высокоскоростной АЦП чрезвычайно чувствите¬
лен к качеству тактового сигнала, который подается на него пользователем. Так
как АЦП можно представить себе в виде смесителя со схемой выборки/хранения,
то любой шум, искажения или временной джиттер будут оказывать влияние
на тот сигнал, который мы хотим получить на выходе АЦП. Требования к
целостности тактового сигнала изменяются вместе с частотой входного ана¬
логового сигнала и в зависимости от разрешения. Наиболее строгие требования
относятся к приложениям с 14-разрядной точностью, где обрабатывается высо¬
кочастотный входной аналоговый сигнал. С точки зрения теории соотношение
сигнал/шум для АЦП ограничивается разрешением АЦП и джиттером тактово¬
го сигнала, который управляет процессом дискретизации. Если рассматривать
идеальный АЦП с бесконечным разрешением, то можно игнорировать шаг кван¬
тования и погрешность квантования, и тогда соотношение сигнал/шум может
быть записано следующим образом:
где f — наибольшая частота аналогового сигнала, для которого осуществляется
преобразование, a tj — среднеквадратичное значение джиттера тактового сигна¬
ла. На рис. 7-74 показывается требуемое значение джиттера тактового сигнала
в зависимости от частоты аналогового сигнала, а также показывается аналогич¬
ная зависимость для эффективного разрешения (ENOB).
Вклад в общие характеристики системы
В преобразователях, предназначенных для работы с сигналами промежуточной
частоты, чистота тактового сигнала имеет огромное значение. Как и в процес¬
се смешения сигналов, здесь входной сигнал умножается на сигнал гетеродина —
в нашем случае это будет тактовый сигнал дискретизации.
Так как умножению во временной области соответствует свертка в частотной
области, то осуществляется свертка спектра тактового сигнала дискретизации
и спектра входного сигнала. Так как неопределенность апертуры (aperture un¬
certainty) эквивалентна влиянию на тактовый сигнал широкополосного шума,
то в спектре дискретного сигнала она также появляется в виде широкополосного
шума. Аналого-цифровой преобразователь представляет собой систему с дис¬
кретизацией (sampling system), и его спектр имеет периодический характер и
повторяется с шагом, равным частоте дискретизации.
Раздел 7-4
Схемы генерации и распределения тактовых сигналов
(7-9)

716 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
Частота подаваемого на вход синусоидального сигнала с
амплитудой, равной полному диапазону изменения сигнала (МГц)
Рис. 7-74. Значения ENOB и SNR в зависимости от частоты аналогового сигнала
Этот широкополосный шум повышает уровень шумов АЦП. Теоретическое
значение для соотношения сигнал/шум (SNR) для АЦП, которое определяется
неопределенностью апертуры, выражается при помощи следующего выражения:
SNR = -20 X log10[(27T X fANALOG X tjiTTERRMS)].	(7-10)
Если в уравнении (7-10) принять, что аналоговый входной сигнал имеет ча¬
стоту 201 МГц, а среднеквадратичное значение джиттера равно 0,7 пс, то те¬
оретическое значение для соотношения сигнал/шум будет ограничено 61 дБ.
Таким образом, если система должна обеспечивать очень большой динамиче¬
ский диапазон и работать с аналоговыми входными сигналами очень высокой
частоты, то необходимо использовать источник кодирования с чрезвычайно ма¬
лым джиттером. При соблюдении некоторых предварительных условий схема
ФАПЧ (PLL) на основе ѴСХО способна обеспечить джиттер менее 1 пс (RMS).
Если необходимо получить среднеквадратичное значение джиттера менее 0,1 пс,
то следует использовать специальный кварцевый осциллятор с малым уровнем
шумов, как это уже обсуждалось в предыдущей главе. Заметим, что джиттер
для типичного вентиля TTL/CMOS составляет примерно 1-4 пс. Низковольтные
SiGe-компоненты с вентилями ECL, использующие пониженный размах сигнала,
могут иметь среднеквадратичное значение джиттера порядка 0,2 пс.
Если рассматривать общие характеристики системы, то можно использовать
уравнение более общего вида. Данное уравнение основывается на предыдущем,
однако также учитывает влияние теплового шума и дифференциальной нелиней-

7-4- Схемы генерации и распределения тактовых сигналов 717
SNR = —20 log10
Джиттер
тактового
сигнала
/	^	-S
(2т: X fa X tjRMS)2
Шум
квантования, dnl
+
х—
2
3
+
Эффективный шум
на входе АЦП
А
2 х \/2 х Vnoiserms
2n
где Fa представляет собой частоту аналогового входного сигнала, Tjrms — эт0
джиттер апертуры АЦП и внешнего тактового сигнала, е — среднее значение
дифференциальной нелинейности (DNL) преобразователя (приблизительно 0,4
LSB), Vnoiserms — эффективный шум на входе АЦП, выраженный через LSB,
а N — количество бит.
Хотя данное уравнение имеет достаточно простой вид, оно может сообщить
много полезной информации о характеристиках шумов для преобразователя данных.
Схемы генерации тактовых сигналов
Компания Analog Devices разработала специализированные компоненты для так¬
товых сигналов, которые предназначены для поддержки теперь чрезвычайно
строгих требований, которые предъявляют к тактовым сигналам АЦП, име¬
ющие самый высокий уровень производительности. Первым из таких компо¬
нентов была микросхема AD9540. Это устройство использует высокопроизво¬
дительную схему фазовой автоподстройки частоты (PLL), которая содержит
универсальный фазово-частотный детектор (PFD, phase-frequency detector) с ча¬
стотой 200 МГц и зарядовый насос (CP, charge pump) с цифровым управлением.
Также микросхема содержит выходной драйвер с программируемой скоростью
нарастания, который имеет малый джиттер и обеспечивает сигнал с частотой
655 МГц в формате CML (логика с токовым выходом), совместимый с интерфей¬
сом PECL (positive emitter coupled logic). Поддерживаются скорости до 2,7 ГГц
при использовании внешнего осциллятора, управляемого напряжением (ѴСО).
Другой особенностью данной микросхемы является чрезвычайно высокое разре¬
шение при настройке (шаг менее чем 2,33 мкГц). Данные передаются в AD9540
при помощи последовательного порта ввода/вывода, который обеспечивает ско¬
рость записи 25 Мбит/с. Делитель частоты в микросхеме AD9540 может так¬
же программироваться для поддержки режима работы с размытым спектром
(spread spectrum).
Блок-схема AD9540 показана на рис. 7-75. Можно заметить, что имеются
все необходимые составные компоненты, которые позволяют генерировать оба
требуемых тактовых сигнала. При генерации тактовых сигналов с малым джит¬
тером практически всегда приходится использовать какую-то схему PLL. В до¬
полнение к тому, что схемы PLL обеспечивают стабильность частоты, они также
обеспечивают возможности для снижения уровня шумов, так как фильтр схемы
действует в качестве следящего полосового фильтра (tracking bandpass filter).

718 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
AVDD AGND DVDD DGND VCML ѴСР
CP RSET
СР
CLK2
CLK2
DRV_RSET
OUTO
OUTO
VCML
IOUT
IOUT
Непосредственный Df\C RSET
цифровой синтез
Рис. 7-75. Блок-схема AD9540
Так как в большинстве приложений для генерации тактовых импульсов требу¬
ется только одна частота, такие параметры, как время захвата (acquisition time)
и диапазон настройки (tuning range), не имеют большого значения. Таким обра¬
зом, этими характеристиками можно пожертвовать в пользу улучшения схемы
в отношении уровня шумов, а именно: можно использовать ѴСО с очень узким
диапазоном, центральная частота которого будет близка к той частоте такто¬
вых сигналов, которая нам необходима. Если диапазон настройки уменьшается,
то также уменьшается коэффициент преобразования ѴСО (Кѵ), при этом также
будет уменьшаться и фазовый шум самого ѴСО. Кроме этого, часто предметом
рассмотрения со стороны разработчиков становится полоса пропускания филь¬
тра схемы, так как приходится выбирать между этим параметром и временем
захвата (acquisition time). В общем случае, чем шире полоса пропускания схе¬
мы, тем меньше время захвата и время настройки для схемы, однако при этом
через схему будет проходить больше шумов от источника опорного напряжения
и от фазово-частотного детектора (PFD). В случае приложений, предназначен¬
ных для генерации тактовых сигналов, можно сузить полосу пропускания схемы,

7-ф Схемы генерации и распределения тактовых сигналов 719
жертвуя временем установления, но зато обеспечить подавление шумов в петле
PLL.
Для цифрового тактового сигнала требуется точная настройка частоты и
возможности подстройки фазы. Такие сигналы может генерировать часть ми¬
кросхемы, которая выполняет функции цифрового синтезатора (DDS, direct dig¬
ital synthesizer). В AD9540 используется DDS, который обеспечивает 48 бит
разрешения при настройке частоты (1,42 Гц при максимально допустимой ча¬
стоте тактовых сигналов, которая равна 400 МГц) и 14 бит разрешения при
подстройке фазы (0,022°). На выходе DDS сигнал представляет собой рекон¬
струированную синусоиду, так что требуется еще два дополнительных внешних
компонента. Во-первых, необходим полосовой фильтр, рассчитанный на частоту
тактового сигнала, который будет осуществлять фильтрацию реконструирован¬
ного синусоидального сигнала. Это позволяет устранить из спектра выходно¬
го сигнала большую часть артефактов, связанных с дискретизацией, а также
удалить большую часть широкополосного шума, который присутствует в вы¬
ходном сигнале ЦАП. Во-вторых, чтобы добиться скорости нарастания, необ¬
ходимой для большинства схем формирования тактовых сигналов, требуется
внешний компаратор, который устанавливается в цепь распространения сигна¬
ла. Прекрасным выбором, который используется и в нашем примере, является
ADCMP563. Упрощенная блок-схема для получившегося в результате устрой¬
ства показана на рис. 7-76. Входа CLK1/~CLK1 соединяются непосредственно
с входами CLK2/~CLK2. Устройство запрограммировано таким образом, что
CML-драйвер получает входной сигнал от входного сигнала с вывода CLK1, для
которого не выполняется деление. При этом источником тактовых сигналов для
DDS является выходной сигнал, для которого выполняется деление (622 МГц
разделить на 2 = 311 МГц). На рисунке показано, что существует возмож¬
ность подключать кварцевый осциллятор к входу REF, который относится к
схеме PLL — в нашем примере используется осциллятор на 38 МГц. Микро¬
схема создает два выходных тактовых сигнала, которые обозначены как OUTO
(тактовый сигнал частотой 622 МГц с малым джиттером) и OUT1 (вспомога¬
тельный тактовый сигнал с программируемой фазой). Задержка для фронта
(временная задержка) вспомогательного тактового сигнала осуществляется при
помощи программирования для DDS значения сдвига фазы, который изменяет
относительное время для пересечения дополнительного входа в компараторе.
Схема PLL
Микросхема AD9540 включает в себя радиочастотный делитель (деление на R),
48-разрядное ядро DDS, схему для программируемой подстройки времени за¬
держки с разрешением 14 бит, 10-разрядный ЦАП, фазово-частотный детектор
(PFD) и программируемый токовый выход СР. Используя все эти блоки, объ¬
единенные на одной микросхеме, вы сможете создавать самые различные схемы
формирования тактовых сигналов.
Радиочастотный сигнал с частотой до 2,7 ГГц в дифференциальном или одно¬
полярном виде подается на вход CLK1 микросхемы. Кроме этого, радиочастот¬
ный делитель также подает сигнал SYSCLK на DDS. Так как DDS способен ра¬
ботать при частотах только до 400 МГц, то для всех тактовых сигналов на входе

720 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
CLK1, чья частота превышает 400 МГц, следует использовать радиочастотный
делитель. Коэффициент деления для радиочастотного делителя программирует¬
ся и может принимать следующие значения: 1, 2, 4 или 8. Программирование
коэффициента для делителя осуществляется при помощи регистра управления.
Сигнал с выхода делителя может подаваться на вход встроенного в микросхему
CML-драйвера. Для входных сигналов с более низкой частотой можно исполь¬
зовать делитель для деления сигнала, который подается на вход CML-драйвера,
а входной сигнал делителя можно (без всякого деления) использовать для подачи
на вход SYSCLK синтезатора DDS (или наоборот). В любом случае, тактовый
сигнал на входе DDS не должен превышать 400 MSPS.
Генератор
Рис. 7-76. AD9540 используется для генерации двух тактовых сигналов
Расположенный на микросхеме фазово-частотный детектор (PFD) облада¬
ет двумя дифференциальными входами: REFIN (вход опорного напряжения) и
CLK2 (вход обратной связи или вход для подключения осциллятора). На эти
дифференциальные входа могут подаваться и обычные однополярные сигналы,
в этом случае необходимо соединить неиспользуемые входа с аналоговой шиной
питания (AVDD) при помощи конденсаторов емкостью 100 пФ. Максимальная
частота сигнала на входе фазово-частотного детектора (PFD) может достигать
200 МГц. Каждый из входов обладает буфером и делителем (делитель на М для
REFIN, делитель на N для CLK2), которые способны работать на частоте до
655 МГц. Если частота сигнала превышает 200 МГц, то необходимо использо¬
вать делитель. Делитель программируется при помощи регистров управления,
в качестве коэффициента деления может использоваться любое целое число от 1
до 16.
Кроме этого, вход REFIN также обладает способностью использовать для
создания схемы осциллятора. Если используется данная схема, то к входу REFIN

7-ф Схемы генерации и распределения тактовых сигналов 721
должен подключаться кварцевый осциллятор с частотой 20 МГц ^ REFIN ^
30 МГц.
Ток на выходе СР появляется тогда, когда поступает сигнал о погрешности,
который выдает PFD. Величина тока на выходе программируется при помощи
резистора (CP-RSET), включенного между выводом CP-RSET и землей.
Таким образом, устанавливается опорный выходной ток для СР. Кроме это¬
го, с помощью программируемого умножителя можно умножить данное базовое
значение на любое целое число в диапазоне от 1 до 8, конкретное значение про¬
граммируется при помощи битов масштабирования тока (current scale bits) СР
в регистре функций управления 2 (Control Function Register 2).
Драйвер CML
Микросхема содержит интегрированный драйвер CML. Этот драйвер позволя¬
ет создавать для тактового сигнала фронты с чрезвычайно малым джиттером.
Выхода драйвера CML являются токовыми выходами, которые при терминиро¬
вании на нагрузку 100 Ом являются совместимыми с уровнями PECL. Величину
непрерывного тока на выходе драйвера можно запрограммировать с помощью
подключения резистора (номиналом 4,02 кОм для величины непрерывного то¬
ка 7,2 мА) между выводом DRV.RSET и землей. Также при помощи установки
соответствующего бита в регистре управления можно подключить резистор про¬
граммирования величины тока, который интегрирован в микросхему. Скорости
нарастания для переднего и заднего фронта программируются независимо, что
полезно при борьбе с такими эффектами, как выбросы и колебания напряжения.
Для этого в момент, соответствующий переднему или заднему фронту сигнала,
подается некоторый ток (см. рис. 7-77).
Рис. 7-77. Ток на выходе
CML-драйвера тактового сиг¬
нала для переднего и задне¬
го фронта отличается от тока
для стабильного состояния
Импульс для
переднего фронта
		±_
І(»)
Непрерывный
Непрерывный
Импульс для
заднего фронта
—I	1	1	1	-	►
-250 ps	-250 ps	1
По умолчанию величина тока (surge current) составляет 7,6 мА для переднего
фронта и 4,05 мА для заднего фронта. С помощью битов в регистре управления
можно задать дополнительный ток для переднего и заднего фронта, а также от¬
менить значения тока, задаваемые по умолчанию. На вход CML-драйвера могут
подаваться сигналы от:
• входа радиочастотного делителя (на CML-драйвер подается сигнал непо¬
средственно с вывода CLK1),

722 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
•	выхода радиочастотного делителя,
•	с входа CLK2.
DDS и ЦАП
Прецизионное деление частоты в данной микросхеме выполняется при помощи
технологии прямого цифрового синтеза (DDS). Синтезатор DDS способен кон¬
тролировать соотношение цифровых фаз при помощи подачи тактовых сигналов
на 48-разрядный аккумулятор. Значение инкремента, которое загружается в ак¬
кумулятор, получило название «величина подстройки частоты» (frequency tuning
word), оно определяет скорость переполнения аккумулятора. Подобно синусои¬
де, период которой равен 2я радиан, переполнение аккумулятора также будет
происходить периодически, при этом будет генерироваться фундаментальная
частота, значение которой определяется с помощью следующего выражения:
fo =
FTW х (fs)
248
О ^ FTW ^ 247.
(7-12)
Таким образом, мгновенная фаза синусоидального сигнала определяется сигна¬
лом на выходе модуля аккумулятора фазы. Этот сигнал может представлять
собой смещение фазы, для этого следует запрограммировать аддитивную цифро¬
вую фазу, которая добавляется к каждому значению фазы, которое мы получаем
на выходе аккумулятора. Затем эти мгновенные значения фазы поступают в мо¬
дуль преобразования фазы в амплитуду (иногда также используется название
«преобразование угла в амплитуду» — ААС, angle-to-amplitude conversion).
Данный алгоритм использует соотношение cos(x), где х представляет со¬
бой фазу, которую мы получаем на выходе модуля смещения фазы (значение
нормализовано относительно 27г). Затем значение амплитуды используется для
управления 10-разрядным ЦАП. Так как ЦАП относится к дискретным систе¬
мам, то на его выходе мы получаем реконструированную синусоиду, для кото¬
рой необходимо выполнить фильтрацию с целью удаления из ее спектра высо¬
кочастотных зеркальных (image) составляющих. Цифро-аналоговый преобразо¬
ватель представляет собой ЦАП с токовым управлением, который использует
землю AVDD. Чтобы получить на выходе сигнал по напряжению, необходимо
терминировать выход ЦАП при помощи нагрузочного резистора, который со¬
единяется с AVDD (обычно используется резистор сопротивлением 50 Ом). При
максимальном положительном значении вывод Іоит не пропускает ток, и паде¬
ние напряжения на нагрузочном резисторе будет равно 0.
Однако вывод/ЮиТ пропускает запрограммированное для ЦАП значение
максимального выходного тока, что создает на нагрузочном резисторе макси¬
мальное падение выходного напряжения. Ситуация изменяется на противопо¬
ложную для отрицательного максимального значения, в этом случае через IOUT
будет протекать максимально возможный ток, создавая максимальное падение
напряжения на нагрузочном резисторе, тогда как через /IOUT ток протекать
не будет (и не будет возникать падение напряжения). Если сигнал соответству¬
ет середине полного диапазона изменения, то через оба вывода будет протекать
одинаковый ток, при этом будут создаваться одинаковые падения напряжения.

7-4- Схемы генерации и распределения тактовых сигналов 723
Возможность выбора частоты тактового сигнала и времени
задержки для фронта
Так как прецизионный драйвер создан на основе DDS, то существует возмож¬
ность сохранить несколько значений, которые определяют частоту тактового
сигнала, что позволяет реализовать схему переключения частот с внешним упра¬
влением. Фазовый аккумулятор работает с фиксированной частотой, которая
задается тем значением частоты тактового сигнала, которое относится к ак¬
тивному в данный момент профилю. Аналогично, задержка для переднего и
заднего фронтов тактового сигнала является постоянным значением, которое
определяется значением задержки сдвига для активного профиля. Микросхе¬
ма поддерживает восемь различных профилей для фазы/частоты, в каждом из
них сохраняется 48-разрядное значение для частоты тактового сигнала и 14-
разрядное значение для смещения задержки. Выбор профиля производится при
помощи установки соответствующего цифрового значения на выводах выбора
тактового сигнала (SO, S1 и S2). Невозможно использовать смещение фазы, ко¬
торое относится к одному профилю, и значение для настройки частоты, которое
относится к другому профилю.
Режимы синхронизации при использовании нескольких устройств
В системе DDS сигнал SYNC-CLK генерируется внутри микросхемы из основ¬
ного тактового сигнала SYSCLK с помощью делителя на 4. После включения
питания состояние этого делителя неизвестно, и если в системе использует¬
ся несколько устройств, то может возникнуть неопределенность при выборе
тактового сигнала, так как каждое устройство может генерировать передний
фронт сигнала SYNC-CLK на основании любого из четырех передних фрон¬
тов сигнала SYSCLK. Эту погрешность можно устранить, если использовать
для синхронизации микросхемы цифровой логики, которые будут контролиро¬
вать отношения фаз полученных тактовых сигналов для различных устройств,
имеющихся в системе. Заметим, что функция синхронизации, которая имеется
в AD9540, способна контролировать только временные отношения между раз¬
личными цифровыми тактовыми сигналами. Она не способна компенсировать
аналоговую задержку для системного сигнала, которая возникает из-за несоот¬
ветствия соотношения фаз с входным тактовым сигналом CLK1 (см. рис. 7-78).
Автоматическая синхронизация
В режиме автоматической синхронизации устройство переводится в режим под¬
чиненного (slave) и автоматически выравнивает внутренний тактовый сигнал
SYNC-CLK относительно основного сигнала SYNC-CLK, который поступает
на вход SYNC-IN. Если установлен соответствующий бит, то на вывод не подает¬
ся сигнал STATUS. Состояние, когда устройство не синхронизовано с тактовым
сигналом, можно определить при помощи чтения регистра 1 функций управления
(Control Function Register 1) и проверки состояния бита STATUS-Error. Функция
автоматической синхронизации активируется путем установки бита автомати¬
ческой синхронизации в регистре 1 функций управления. Если эта функция ис¬
пользуется при более высоких частотах тактовых сигналов (SYNC_CLK>62,5 МГц,

724 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
SYSCLK>250 МГц), то необходимо также установить бит включения высокоско¬
ростной синхронизации (high speed enable bit).
Функция синхронизации может выравнивать
тактовые сигналы, она не может
использоваться для устранения разности фаз
между отдельными тактовыми сигналами
Рис. 7-78. Функции син¬
хронизации: возможности и
ограничения
SYSCLK DUT1
SYNC CLK
DUT1
SYSCLK DUT2
SYNC CLK DUT2
без выравнивания
относительно SYNC CLK
SYNC CLK DUT2
с выравниванием
относительно SYNC CLK
Самостоятельная синхронизация с аппаратным управлением
В этом режиме пользователь самостоятельно контролирует временные соотно¬
шения между сигналом SYNC-CLK и тактовым сигналом SYSCLK. При работе
в данном режиме вывод SYNC JN/STATUS становится входом для цифровых
сигналов. При обнаружении переднего фронта на входе SYNCJN устройство
автоматически смещает передний фронт SYNCJN на один период SYSCLK. По¬
сле завершения данной операции бит очищается. Чтобы переместить передней
фронт сигнала SYNC-CLK несколько раз, пользователь должен несколько раз
устанавливать данный бит. Так как в этом режиме вывод SYNCJN/STATUS
не используется в качестве входа SYNCJN, то на выводе STATUS в процессе
работы будет выводиться сигнал состояния STATUS.
Схемы распределения тактовых сигналов
В дополнение к схемам генерации тактовых сигналов компания Analog Devices
также выпускает схемы распределения тактовых сигналов, такие как AD9514,
а также комбинированные микросхемы, примером которых может служить AD9510.
Микросхема AD9510 содержит встроенное ядро PLL и реализует функцию
распределения тактовых сигналов, которые выдаются на несколько выводов. Ар¬
хитектура разрабатывалась с целью обеспечения малого джиттера и фазового
шума, что позволяет максимально повысить рабочие характеристики преобразо¬
вателей данных. Тем не менее, данная микросхема может также использоваться
и в других приложениях, требовательных к фазовому шуму и величине джиттера.

7Д. Схемы генерации и распределения тактовых сигналов 725
Схема PLL состоит из программируемого опорного делителя (R), малошумя-
щего фазово-частотного детектора (PD), прецизионного насоса заряда (СР) и
программируемого делителя в цепи обратной связи (N).
Подключая к выводам CLK2/CLK2B внешний осциллятор (ѴСХО или ѴСО),
можно синхронизовать с входным опорным сигналом частоты до 1,6 ГГц.
Микросхема имеет восемь независимых выходов тактовых сигналов. Четыре
из них являются выходами с интерфейсом LVPECL (низковольтная логика с по¬
зитивной эмиттерной связью) с максимальной частотой 1,2 ГГц, а четыре остав¬
шихся выхода позволяют выбирать между интерфейсом LVDS (низковольтный
дифференциальный интерфейс) с максимальной частотой 800 МГц или интер¬
фейсом CMOS (в этом случае максимальная частота будет равна 250 МГц).
Каждый выход имеет программируемый делитель, который можно либо обой¬
ти, либо задать для него коэффициент деления в виде целого числа в диапазоне
до 32. Существует возможность изменять фазу одного тактового сигнала от¬
носительно другого, для этого используется функция выбора фазы делителя,
которая обеспечивает достаточно грубую подстройку временных параметров.
Два из выводов, которые поддерживают интерфейсы LVDS/CMOS, содержат
программируемые элементы задержки, максимальное значение которой может
достигать 10 нс. Этот блок точной подстройки времени задержки обладает раз¬
решением 5 бит, что позволяет установить одно из 32 возможных значений для
времени задержки относительно заданного максимального значения.
Функциональное описание
На рис. 7-79 показана блок-схема AD9510. Микросхема содержит программируе¬
мое ядро PLL и конфигурируемую схему распределения тактовых сигналов. Для
построения полной схемы PLL необходимо добавить соответствующий внешний
ѴСО (или ѴСХО) и петлевой фильтр (loop filter). Данная схема PLL способна на¬
страиваться на опорный входной сигнал и создавать на выходе сигнал, который
связан с частотой входного сигнала с помощью соотношения, которое опре¬
деляется программируемыми значениями для делителей R и N. Использование
PLL позволяет уменьшить значение джиттера для входного опорного сигнала,
конкретные характеристики определяются полосой пропускания схемы и харак¬
теристиками фазового шума для ѴСО (ѴСХО).
Сигнал с выхода ѴСО (ѴСХО) может подаваться на ту часть микросхемы,
которая отвечает за распределение тактовых сигналов, здесь также может вы¬
полняться деление частоты на коэффициент, который принимает целые значения
в диапазоне от 1 до 32. Значения скважности и относительной фазы для выход¬
ных сигналов могут выбираться пользователем. Существуют четыре выхода с
интерфейсом LVPECL (OUTO, OUT1, OUT2 и OUT3) и четыре выхода, для ко¬
торых можно выбирать один из двух интерфейсов (LVDS или CMOS): OUT4,
OUT5, OUT6 и OUT7. Два из этих выводов (OUT5 и OUT6) также имеют мо¬
дуль для формирования переменного времени задержки.
С другой стороны, на схему распределения тактовых сигналов можно непо¬
средственно подавать внешний тактовый сигнал, в этом случае питание схемы
PLL можно отключить. Когда схема распределения тактовых сигналов исполь¬
зуется отдельно от других схем, то не будет выполняться улучшение характе-

726 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
ристик тактовых сигналов. Джиттер входного тактового сигнала передается
далее без изменений схеме распределения тактовых сигналов и может оказывать
основное влияние на характеристики выходных тактовых сигналов.
Источник опорного
напряжения для
распределения
тактовых сигналов
Схема PLL
Микросхема AD9510 состоит из схемы PLL и схемы распределения тактовых
сигналов. При желании схема PLL может использоваться отдельно от схемы

7-\. Схемы генерации и распределения тактовых сигналов 727
распределения тактовых сигналов. Микросхема AD9510 содержит встроенное
ядро PLL, для функционирования которого необходимо только добавить внеш¬
ний контурный фильтр (loop filter) и внешний ѴСХО/ѴСО. Архитектура PLL
основана на микросхеме ADF4106, которая представляет собой схему PLL с за¬
мечательно низким уровнем фазового шума. Работа схемы PLL в AD9510 прак¬
тически ничем не отличается от работы ADF4106, что упрощает ее применение
тем, кто уже использовал микросхемы PLL серии ADF.
Различия заключаются в том, что добавлены дифференциальные входа RE¬
FIN и CLK2, а также используется другая архитектура для регистра управления.
Кроме этого, были внесены изменения в предварительный делитель (prescaler)
с целью позволить N принимать значение, равное 1. Схема PLL в AD9510 ре¬
ализует функцию определения цифровой синхронизации несколько иначе, чем
ADF4106, что обеспечивает улучшенные характеристики при высоких скоро¬
стях работы фазово-частотного детектора (PFD).
Опорный вход схемы PLL
На входа REFIN/REFINB может подаваться как дифференциальный, так и од¬
нополярный сигнал. Смещение на эти вывода подается встроенной схемой, так
что для них с помощью конденсаторов может создаваться связь по переменному
напряжению. Однако эти вывода способны работать и с непосредственным со¬
единением по постоянному напряжению. Если на REFIN подается однополярный
сигнал, то неиспользуемый вывод (REFINB) должен быть соединен на землю при
помощи соответствующего конденсатора. На рис. 7-80 показана эквивалентная
схема для вывода REFIN.
Рис. 7-80. Эквивалентная
схема для вывода REFIN
Вход CLK2 для тактового сигнала от ѴСО/ѴСХО
Дифференциальный вход CLK2 используется для подключения к схеме PLL внеш¬
них ѴСО или ѴСХО. Только входной порт CLK2 имеет соединение с делителем N,
который относится к схеме PLL. На этот вход могут подаваться сигналы с ча¬
стотой до 1,6 ГГц, вывода имеют внутреннюю схему смещения, и подключение к
ним выполняется по переменному напряжению с использованием конденсаторов.
Вход CLK2 также может использоваться как вход схемы распределения так¬
товых сигналов.

728 Глава 1. Вспомогательные схемы для преобразователей
В конфигурации по умолчанию CLK1 используется для подачи сигнала на схе¬
му распределения тактовых импульсов (см. рис. 7-81).
Каскад для подачи Рис. 7-81. Эквивалентная схема для
входного тактового сигнала входов CLK1 и CLK2
Делитель R опорного сигнала в схеме PLL
Входа REFIN/REFINB соединяются с делителем R опорного сигнала, который
представляет собой 14-разрядный счетчик. Значение R с помощью регистра
управления может программироваться как любое значение в диапазоне от 1 до
16383 (значение 0 соответствует делению на 1). Сигнал с выхода делителя на R
поступает на один из входов PFD, при этом его частота не должна превышать
максимально допустимое значение частоты для схемы PFD. Это означает, что
частота сигнала на входе REFIN, деленная на R, должна быть меньше, чем мак¬
симально допустимая частота для схемы PFD (см. рис. 7-80).
Делитель на N (Р, А, В) в цепи обратной связи ѴСО/ѴСХО
Делитель на N включает в себя предварительный делитель Р (3 бита) и два
счетчика А (6 бит) и В (13 бит). Хотя схема PLL в микросхеме AD9510 схожа
с ADF4106, микросхема AD9510 использует несколько измененный предвари¬
тельный делитель, который позволяет использовать меньшие значения N. Пред¬
варительный делитель поддерживает как режим двойного деления по модулю
(DM, dual modulus), так и режим фиксированного деления (FD, fixed divide).
При использовании предварительного делителя в режиме фиксированного
деления (FD) счетчик А не используется, а счетчик В можно обойти. Режим
двойного деления по модулю DM для предварительного делителя позволяет уста¬
новить верхние границы для частоты сигнала, который подается на вход CLK2.
Счетчики А и В
Для счетчика В в микросхеме AD9510 предусмотрен режим обхода (bypass),
который устанавливается при В = 1 (в микросхеме ADF4106 такой режим отсут¬
ствует). Данный режим доступен только тогда, когда предварительный делитель

7-4- Схемы генерации и распределения тактовых сигналов 729
работает в режиме фиксированного деления (FD). Чтобы обойти счетчик В. не¬
обходимо записать 1 в бит обхода счетчика В (В counter bypass bit). Диапазон
значений для счетчика В составляет от 3 до 8191. По умолчанию после сигнала
reset устанавливается значение 0, однако это значение не является действитель¬
ным.
Заметим, что когда предварительный делитель работает в режиме фиксиро¬
ванного деления FD, то счетчик А не используется.
Также заметим, что счетчики A/В имеют собственный бит сброса (reset bit),
который в основном используется для тестирования. Кроме этого, сброс счет¬
чиков А и В можно выполнить при помощи бита сброса, общего для R, А и В.
Определение значений для Р, А, В и R
Когда микросхема AD9510 используется в режиме двойного деления по модулю
(DM), то частота входного опорного сигнала FREF будет связана с частотой
на выходе ѴСО (FVCO) следующим соотношением:
FVCO = (FPRF/R) х (РВ + А) = FREF х (N/R).	(7-13)
Когда предварительный делитель работает в режиме фиксированного деле¬
ния (FD), то счетчик А не используется, и мы получаем более простое выражение:
FVCO = (FPRF/R) х (РВ) = FREF х (N/R).	(7-14)
Используя различные комбинации режимов DM и FD, микросхема AD9510 по¬
зволяет получить для N любые значения, вплоть до N = 1.
Фазово-частотный детектор и насос заряда
Фазово-частотный детектор (PFD) получает сигнал от счетчика R и счетчика
N (N=BP+A) и создает на выходе сигнал, пропорциональный разности фаз и
частот для двух входных сигналов. На рис. 7-82 показана упрощенная схема.
Фазово-частотный детектор (PFD) содержит программируемый элемент за¬
держки, который контролирует минимальную ширину остаточного импульса.
Этот импульс служит для того, чтобы исключить мертвую зону в передаточной
функции PFD, а также для уменьшения фазового шума и паразитных гармоник,
связанных с опорным сигналом. Ширина этого импульса устанавливается при
помощи двух битов в регистре 0 Dh.
Остаточный импульс
Схема PLL позволяет программировать ширину остаточного импульса. По умол¬
чанию ширина остаточного импульса составляет 1,3 нс, и в обычных услови¬
ях нет необходимости изменять это значение. Импульс служит для устранения
мертвой зоны при настройке на тактовый сигнал и тем самым исключает воз¬
можность возникновения определенных паразитных помех, которые могут по¬
являться в сигнале ѴСО.

730 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
GND
Рис. 7-82. Упрощенная схема и временные параметры для PFD (в состоянии синхронизации)
Вывод STATUS (Состояние)
Мультиплексор выходных сигналов в микросхеме AD9510 позволяет использо¬
вать вывод STATUS для отображения различных сигналов и состояния вну¬
тренних узлов микросхемы. Функция вывода STATUS определяется при помощи
регистра.
Цифровая схема определения синхронизации PLL
Вывод STATUS может сигнализировать о двух типах обнаружения синхрониза¬
ции для схемы PLL: цифровой (DLD) и аналоговой (ALD). Там, где необходима
цифровая сигнализация, вывод STATUS выдает сигнал с CMOS-уровнями, кото¬
рый может находиться в высоком или низком состоянии.
Цифровое обнаружение синхронизации использует одно из временных окон,
которое выбирается при помощи регистра. По умолчанию требуется, чтобы
фронты сигналов на входе PFD совпадали с точностью до 9,5 нс, тогда сиг¬
нал DLD принимает высокий уровень. Чтобы снять этот высокий уровень (true)
интервал времени между фронтами должен превысить 15 нс.
При альтернативных настройках сигнал DLD устанавливается как true, если
интервал времени между фронтами становится меньше 3,5 нс, и снимается, если
интервал начинает превышать 7 нс. Если при DLD = true сигнал на входе REFIN
исчезает, то DLD не обязательно сигнализирует о потере синхронизации.
Делители
В микросхеме AD9510 каждый из восьми выходов для тактовых сигналов имеет
свой собственный делитель. Этот делитель можно обойти, тогда частота выход¬
ного тактового сигнала будет равна частоте входного тактового сигнала (1х).

7-4- Схемы генерации и распределения тактовых сигналов 731
Если используется такой режим обхода делителя, то делитель переводится в со¬
стояние с пониженным потреблением с целью уменьшения потребляемой микро¬
схемой мощности.
В качестве коэффициентов деления можно выбирать любые целые числа из
диапазона от 1 до 32. Коэффициент деления 1 соответствует режиму обхода
делителя. Для каждого делителя можно задать коэффициент деления, фазу и
скважность тактового сигнала (duty cycle). Возможные варианты выбора значе¬
ний для фазы и скважности зависят от установленного коэффициента деления.
Смещение фазы для делителя
Для каждого выхода в зависимости от выбранного коэффициента деления можно
установить различные значения фазы. Эти значения устанавливаются при помо¬
щи записи в регистры, которые устанавливают фазу, а также бит начального
состояния при запуске для каждого выходного сигнала. Для каждого делителя
имеется значение смещения фазы (4 бита) и бит, который определяет, будет ли
сигнал при запуске иметь высокий или низкий уровень.
После получения импульса синхронизации значение смещения фазы опреде¬
ляет, сколько циклов быстрого входного тактового сигнала (CLK1 или CLK2)
необходимо пропустить перед тем, как инициировать фронт выходного такто¬
вого сигнала. Бит Start H/L определяет, будет ли тактовый сигнал на выходе
делителя в начальный момент времени иметь высокий или низкий уровень. За¬
давая для каждого выхода тактового сигнала различные смещения фазы, можно
устанавливать задержку между выходами, которая измеряется в периодах бы¬
строго тактового сигнала (CLK).
На рис. 7-83 показаны четыре делителя, для каждого из которых коэффици¬
ент деления DIV = 4, а скважность импульсов установлена как 50%. Увеличивая
значение смещения фазы от 0 до 3, мы смещаем фронт для каждого выходного
тактового сигнала на несколько периодов tcLK относительно первоначального
фронта.
Модулъ формирования задержки
Вывода OUT5 и OUT6 (которые поддерживают интерфейсы LVDS/CMOS) включа¬
ют аналоговый элемент формирования задержки, который может программиро¬
ваться для задания переменного времени задержки (At) для тактового сигнала
на данном выходе.
Значение времени задержки, которое может задаваться для тактового сиг¬
нала, определяется частотой этого сигнала. Задержка может приближаться к
половине периода тактового сигнала. Например, если используется тактовый
сигнал с частотой 10 МГц, то задержка может достигать 10 нс — это полное
максимальное значение, которое способен создавать элемент задержки. Однако
для тактового сигнала с частотой 100 МГц (и скважностью 50%) максимальное
время задержки не будет превышать 5 нс (половина периода).
Полная задержка для выводов OUT5 и OUT6 может лежать в диапазоне от 1
до 10 нс, она выбирается при помощи выбора сочетания тока нарастания и числа
конденсаторов. Для каждой полной шкалы существуют 32 точные подстройки
для времени задержки (рис. 7-84).

732 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
О 1	2	3	4	5	6	7	8	9 10 11 12 13 14 15
Сигналы на выходе делителей^ I*- *CLK
Коэффициент деления = 4, скважность = 50%
Рис. 7-83. Смещение фазы: все делители используют коэффициент деления DIV, равный 4,
фаза изменяется от 0 до 3
Входной
тактовый сигнал
Точная подстройка задержки
(32 возможных значения)
Полный диапазон:
от 1 нс до 10 нс
Рис. 7-84. Аналоговая задержка (вывода OUT5 и OUT6)
Если используется элемент задержки, то джиттер будет иметь большие значе¬
ния, чем указано для тех выходов, которые не обладают подобной функцией. Это
означает, что функция задержки должна использоваться в основном для такто¬
вых сигналов, которые предназначаются для цифровых компонентов, таких как
FPGA, ASIC, DUC и DDC, но не для преобразователей данных. Джиттер будет
иметь большие значения для времен задержек, приближающихся к максимально
допустимым (приблизительно 10 нс).
Это связано с тем, что модуль формирования задержки для создания пере¬
менного времени задержки использует нарастание и точки перехода (ramp and
trip points). Более долгое время нарастания приводит к тому, что возрастает
влияние шума.

7-4■ Схемы генерации и распределения тактовых сигналов 733
Схемы распределения тактовых сигналов поддерживают для выходов как ин¬
терфейс LVPECL, так и интерфейс LVDS, которые создают дифференциальные
тактовые сигналы и тем самым позволяют создавать решения, которые улучша¬
ют отношение сигнал/шум для преобразователя. При поиске оптимального ре¬
шения для схемы тактовых сигналов и при выборе преобразователя необходимо
учитывать те требования к входным сигналам, которые действуют со сторо¬
ны АПП (дифференциальные или однопроводные сигналы, логические уровни,
терминирование).
Если для тактовых сигналов используется однопроводной CMOS-интерфейс,
то необходимо соблюдать следующие общие правила. Сети с топологией точка-
точка должны проектироваться таким образом, чтобы в одной сети присут¬
ствовал только один приемник (если это возможно). Это позволяет использовать
более простые схемы терминирования и снижает колебания, которые могут воз¬
никать при возможном рассогласовании импедансов в одной цепи. Обычно тре¬
буется устанавливать последовательный терминатор вблизи источника сигнала,
это позволяет обеспечить согласование для линии передачи и позволяет снизить
переходные токи в драйвере. Сопротивление такого терминирующего резистора
определяется характеристиками печатной платы и требованиями к временным
параметрам (обычно используются сопротивления от 10 до 100 Ом). Выхода
с CMOS-интерфейсом имеют ограничения на работу с емкостной нагрузкой или
на длину дорожек, которые с ними соединяются и на которые они работают.
Обычно рекомендуется, чтобы длина дорожек не превышала 3 дюйма, это по¬
зволяет сохранить время нарастания/спада сигнала и обеспечивает целостность
сигналов (рис. 7-85).
Вторым вариантом является терминиро¬
вание дорожки на дальнем конце. Выхода
CMOS обычно не способны обеспечить ток,
достаточный для создания сигнала с полным
размахом напряжения при работе с распо¬
ложенным на дальнем конце резистивным
терминатором, который имеет малый импе¬
данс (см. рис. 7-86). Сеть терминирования,
расположенная на дальнем от источника
сигнала конце дорожки, должна быть согла¬
сованной с импедансом дорожки на печат¬
ной плате и обеспечивать параметры, достаточные для переключения уровней.
В некоторых приложениях даже сигнал с пониженным размахом способен со¬
ответствовать тем требованиям к входному сигналу, которые существуют у
приемника. Это может оказаться полезным, когда необходимо работать с до¬
рожками большой длины для сигналов, которые не имеют принципиального
значения.
В связи с ограничениями, которые налагаются на однопроводные тактовые
сигналы с интерфейсом CMOS, в тех случаях, когда необходимо работать с высо¬
коскоростными сигналами на дорожках с большой длиной, следует рассмотреть
возможность использования дифференциальных выходов. Выхода LVPECL или
LVDS более приспособлены для работы с дорожками большой длины, так как
Рис. 7-85. Последовательная схема тер¬
минирования для CMOS-выходов

734 Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
Рис. 7-86. CMOS-выход с терминированием на дальнем конце дорожки
З.ЗѴ
Рис. 7-87. Терминирование на дальнем конце линии для интерфейса LVPECL
свойственная дифференциальным сигналам устойчивость к шумам обеспечивает
отличные характеристики, которые требуются от тактовых сигналов со сторо¬
ны преобразователей данных.
Использование интерфейса LVPECL для распределения тактовых
сигналов
Обычно выхода с интерфейсом LVPECL обеспечивают тактовые сигналы с наи¬
меньшими значениями джиттера, которые можно получить от микросхем рас¬
пределения тактовых сигналов. Выхода LVPECL (так как они являются выхода¬
ми с открытым эмиттером) требуют терминирования по постоянному напряже¬
нию для смещения выходных транзисторов.
В большинстве приложений рекомендуется использовать стандартное для
LVPECL согласование на дальнем конце дорожки, как показано на рис. 7-87.
Резисторная сеть спроектирована таким образом, чтобы обеспечить согласова¬
ние импеданса линии передачи (50 Ом) и удовлетворить требованиям к уровню
переключения (1,3 В).

7-4- Схемы генерации и распределения тактовых сигналов 735
3,3 В	3,3 В
Рис. 7-88. Использование LVPECL для параллельной линии передачи
3,3 В	3,3 В
Рис. 7-89. Терминирование для выходов LVDS
Использование интерфейса LVDS для распределения тактовых
сигналов
Вторым вариантом для создания дифференциального выхода является использо¬
вание интерфейса LVDS. Этот интерфейс использует выходной каскад, который
работает в токовом режиме, при этом пользователь может выбирать необхо¬
димый ему уровень тока. Обычно (по умолчанию) используется ток 3,5 мА,
который обеспечивает размах напряжения 350 мВ на резисторе сопротивлением
100 Ом. Выхода LVDS, которые используются в микросхемах тактовых сигна¬
лов, обычно соответствуют или превосходят те требования, которые определены
в стандарте ANSI/TIS/EIA-644. На рис. 7-89 показана рекомендуемая схема тер¬
минирования для выхода LVDS.
Управление питанием
Для микросхемы AD9510 поддерживаются функции управления питанием, ко¬
торые позволяют использовать только ту мощность, которая необходима для
поддержки используемых в данный момент операций. Те функции и схемы, ко¬
торые не используются в данный момент, могут быть переведены в состояние
с пониженным потреблением. Можно перевести в состояние с пониженным по¬
треблением следующие схемы, или же они переводятся в это состояние в тех
случаях, когда они не были выбраны (см. раздел, где приводятся адреса реги¬
стров и их описания).

736
Глава 7. Вспомогательные схемы для преобразователей
•	Схема PLL может быть переведена в состояние с пониженным потреблени¬
ем, если она не используется.
•	Любой из делителей переводится в состояние с пониженным потреблением,
если для него используется режим обхода (bypass), — что эквивалентно
делению на 1.
•	Модули с настраиваемым временем задержки для выходов OUT5 и OUT6
переводятся в состояние с пониженным потреблением в тех случаях, если
они не были выбраны.
•	Любой из выходов может быть переведен в состояние с пониженным по¬
треблением. Необходимо указать, что для выходов LVPECL может исполь¬
зоваться как безопасное состояние, так и состояние отключения. Если для
какого-то выхода LVPECL используется терминирование, то для обеспе¬
чения защиты выходных каскадов LVPECL следует использовать только
безопасное состояние с пониженным потреблением. Однако в этом состоя¬
нии выход все еще будет потреблять некоторую мощность.
•	Если нет необходимости в ее использовании, то можно отключить питание
для всей схемы распределения сигналов.
При переводе какого-то модуля в режим пониженного потребления не про¬
исходит утери данных, запрограммированных для данного модуля (эти данные
хранятся в регистрах). Это означает, что модули могут свободно переводить¬
ся в режим пониженного потребления и выводиться из него без необходимости
повторного программирования. Единственное, что происходит, — это утрачи¬
вается синхронизация сигналов. Для повторной синхронизации необходимо ис¬
пользовать SYNC.
Использование при отладке системы
Кроме очевидных применений, связанных с созданием систем с минимальным
ухудшением качества сигналов, существуют и другие вопросы, которые заслу¬
живают упоминания. Они связаны с поиском причин загадочных паразитных
помех и шумов.
Например, если на выходе ЦАП увеличивается уровень шумов, то весьма ве¬
роятно, что это вызвано не фазовым шумом тактового сигнала. Это может быть
связано с воздействием на выходной сигнал каких-то цифровых сигналов.
Если в сигнале после дискретизации возникают паразитные помехи, то хоро¬
шей проверкой того, является ли их источником тактовый сигнал, становится
просто изменение амплитуды сигнала. Если источником является тактовый сиг¬
нал, то паразитные помехи должны уменьшиться в той же пропорции.
Компоненты, связанные с аналоговыми искажениями, будут уменьшаться в два
(для компонентов второго порядка) или в три раза (третьего порядка) силь¬
нее, чем изменение амплитуды основного сигнала. Помехи, вызванные нели¬
нейностью схемы квантования, могут при этом не изменяться совсем, или же
их изменение в зависимости от амплитуды сигнала может носить совершенно
непредсказуемый характер. С другой стороны, паразитные помехи, связанные
непосредственно с тактовым сигналом, будут изменяться в точности пропорци¬
онально его изменению.

7-{. Схемы генерации и распределения тактовых сигналов 737
Когда необходимо определить источник помех в полученных на выходе устрой¬
ства сигналах, то следует рассматривать не только помехи на определенных ча¬
стотах, которые могут возникать под влиянием непосредственного воздействия
на выходной сигнал, следует также рассмотреть возможный вариант смещения
частоты. Например, если помеха возникает на частоте 10 МГц относительно
частоты несущей, то следует выяснить, не используется ли в устройстве осцил¬
лятор с частотой 10 МГц. Если это так, то его частота может создавать помеху
с помощью тактового сигнала.
Ссылки по схемам генерации и распределения тактовых
сигналов:
1.	В. Brannon, Sampled Systems and the Effects of Clock Phase Noise and Jitter,
AN-756 Analog Devices, Inc., Norwood, MA.
2.	B. Brannon, «Understand the effects of clock jitter and phase noise on sampled
systems», EDN, December 7, 2004, pp. 87 — 96.
3.	B. Brannon, «Aperture Uncertainty and ADC System Performance», AN-501,
Analog Devices Inc.
4.	T. Harris, «Generating Multiple Clock Outputs from the AD9540», AN-769,
Analog Devices Inc.
5.	P. Smith, «Little Known Characteristics of Phase Noise», AN-741, Analog De¬
vices Inc.
6.	D. Tuite, «Frequently Asked Questions: CLOCK REQUIREMENTS FOR DA¬
TA CONVERTERS», ED Online 9660.
7.	J. Keip, «Speedy A/Ds Demand Stable Clocks», EE Times 03/22/2004.
24—1277

ГЛАВА 8
АНАЛОГОВЫЕ
ФИЛЬТРЫ
Раздел 8-1
Введение
Фильтры — это схемы, которые обрабатывают сигналы в зависимости от их
частотных характеристик. Основные принципы работы фильтра можно объяс¬
нить исходя из свойств конденсаторов и индуктивностей, так как импеданс этих
компонентов зависит от частоты. Представьте делитель напряжения, в котором
один из шунтов обладает реактивным импедансом. При изменении частоты сиг¬
нала будет изменяться значение реактивного импеданса, и, следовательно, будет
изменяться напряжение на выходе делителя. Этот механизм приводит к зави¬
симости от частоты передаточной функции для входного/выходного сигнала и
определяется как амплитудно-частотная характеристика.
Фильтры имеют много практических применений. Простой фильтр низкой
частоты с одним полюсом (интегратор) часто используется для стабилизации
усилителей, так как такой фильтр уменьшает коэффициент усиления для сиг¬
налов с высокой частотой. На высоких частотах возникает большой фазовый
сдвиг, который может приводить к возникновению колебаний.
Простой фильтр высокой частоты с одним полюсом может использоваться
для блокирования смещения по постоянному напряжению в усилителях с высоким
коэффициентом усиления или в схемах, в которых используется однополярный
источник питания. Фильтры могут использоваться для разделения сигналов,
пропуская те, которые представляют интерес, и подавляя сигналы на тех ча¬
стотах, которые не используются в данном приложении.
Примером может служить радиоприемник, в котором сигнал, который бу¬
дет далее обрабатываться устройством, пропускается через фильтр. При этом
обычно этот полезный сигнал еще и усиливается, тогда как остальные сигналы
подавляются. В устройствах преобразования данных фильтры используются для
подавления эффектов, связанных с зеркальным отображением сигналов (aliasing)
при аналого-цифровом преобразовании. Они также используются тогда, когда
реконструированный сигнал подается на выход ЦАП, где фильтры служат для
подавления высокочастотных компонентов (на частоте дискретизации и ее гар¬
мониках), сглаживая форму получаемого сигнала.
Теории фильтров посвящено большое количество публикаций. Однако мы не
будем предпринимать попыток глубоко изучать связанный с этой темой матема¬
тический аппарат — преобразование Лапласа, комплексные сопряженные полюса
и тому подобное — хотя основные понятия мы все-таки затронем.

8-1. Введение 739
Хотя все эти методы подходят для описания эффектов, связанных с фильтра¬
цией, а также для изучения стабильности фильтров, в большинстве случаев более
информативные результаты можно получить при изучении поведения функции
в частотной области.
Идеальный фильтр обладает амплитудной характеристикой, которая равна 1
(при фиксированном коэффициенте усиления) для всех частот, которые предста¬
вляют интерес в данном случае (относящихся к полосе пропускания, passband), и
амплитудной характеристикой, равной 0 для всех остальных частот (stopband,
полоса подавления). Частота, которая соответствует переходу от полосы про¬
пускания к полосе подавления, носит название граничной частоты, или частоты
среза фильтра (cutoff frequency).
На рис. 8-1 (А) показан идеализированный фильтр низких частот. В этом
фильтре полоса пропускания относится к низким частотам, а полоса подавле¬
ния ко всем более высоким частотам.
Функциональной противоположностью для фильтра низких частот является
фильтр высоких частот. В этом фильтре низкие частоты относятся к полосе
подавления, а высокие частоты находятся в полосе пропускания. Идеальный
фильтр высоких частот показан на рис. 8-1 (В).
Если соединить последовательно фильтр высоких частот и фильтр низких
частот, то мы получим полосовой фильтр (bandpass). Полосовой фильтр пропус¬
кает только те частоты, которые располагаются между его нижней граничной
частотой fi и верхней граничной частотой fi,. Частоты, которые будут ниже fi
или выше fh, попадают в полосу подавления. Идеальный полосовой фильтр пока¬
зан на рис. 8-1 (С).
Обратным полосовому фильтру является полосовой заграждающий фильтр
(bandreject), или режекторный фильтр (notch filter). Здесь к полосе пропускания
относятся частоты ниже fi или выше fh, а частоты выше fi или ниже fh попадают
в полосу подавления.
К сожалению, ни один из описываемых выше идеальных фильтров не может
быть реализован на практике. Переход от полосы пропускания к полосе пода-
вления не может осуществляться мгновенно, всегда имеется некая переходная
область. Кроме этого, ослабление сигнала в полосе подавление также не являет¬
ся абсолютным.
Пять основных параметров, которые применяются к используемым на прак¬
тике фильтрам, показаны на рис. 8-2.
Граничная частота (или частота среза, Fc) представляет собой частоту, при
которой амплитудно-частотная характеристика фильтра выходит за пределы
полосы ошибки (для фильтра Баттерворта используется значение —3 дБ). Ча¬
стотой подавления (stopband frequency, Fs) считается частота, при которой до¬
стигается минимальное ослабление в полосе подавления. Неравномерность в по¬
лосе пропускания (passband ripple, Amax) представляет собой изменение уровня
сигнала (полоса ошибки, error band) в той части амплитудно-частотной харак¬
теристики, которая относится к полосе подавления.
Крутизна амплитудно-частотной характеристики фильтра определяется по¬
рядком (М) фильтра. М соответствует количеству полюсов для передаточной
функции фильтра. Полюс — это корень знаменателя в передаточной функции

740 Глава 8. Аналоговые фильтры
(А) Фильтр низких частот
(С) Полосовой фильтр
(D) Режекторный (полосовой заграждающий) фильтр
Рис. 8-1. Частотные характеристики для идеальных фильтров
Рис. 8-2. Ключевые параметры, используемые при описании фильтра
фильтра. Существует также такое понятие, как ноль (zero) — это корень чи¬
слителя передаточной функции фильтра. Каждый полюс обеспечивает отклик
в —6 дБ на октаву или же —20 дБ на декаду, тогда как каждый ноль дает +6дБ
на октаву или же +20 дБ на декаду.
Заметим, что не все фильтры обладают каждой из этих характеристик. На¬
пример, в конфигурации только с полюсами (передаточная функция не имеет

8-2. Передаточная функция 741
нулей) будет отсутствовать неравномерность в полосе подавления. Примерами
подобных фильтров, которые обладают только полюсами и у которых отсут¬
ствует неравномерность в полосе подавления, являются фильтры Баттерворта и
Бесселя.
Обычно один или более из описанных выше параметров будут изменяться. На¬
пример, если вам необходимо создать antialiasing-фильтр для аналого-цифрового
преобразователя (АЦП), то вам должны быть известны следующие параметры:
граничная частота (т. е. максимальная частота сигнала, которая будет пропус¬
каться через фильтр), частота полосы подавления (она обычно будет соответ¬
ствовать частоте Найквиста, которая в, свою очередь, равна половине частоты
дискретизации), а также минимальный необходимый уровень подавления (кото¬
рый определяется разрешением или динамическим диапазоном системы). После
этого вы можете построить график или использовать компьютерную програм¬
му, на основании которых вы определяете прочие параметры фильтра, такие
как порядок, параметры Fo и Q, которые определяют параметры для различных
секций или значений используемых компонентов.
Также необходимо упомянуть о том, что фильтр оказывает влияние не только
на амплитуду, но и на фазу сигнала. Например, секция с одним полюсом обеспе¬
чивает сдвиг фазы на 90° на частоте среза (crossover frequency). Пара полюсов
уже обеспечивает сдвиг фазы на 180° на частоте среза. Скорость изменения
фазы определяется параметром Q. Все эти вопросы мы подробнее рассмотрим
в следующей главе.
Раздел 8-2
Передаточная функция
s-плоскость
Амплитудно-частотная характеристика для фильтров зависит от частоты по той
причине, что импеданс конденсатора или индуктивности также изменяется в за¬
висимости от частоты. Таким образом, для описания импеданса конденсатора и
индуктивности соответственно используется комплексный импеданс:
ZL = sL	(8-1)
и
Zc = l/(sC).	(8-2)
Здесь s описывается следующей формулой:
s = cr+jw,	(8-3)
где а представляет собой частоту Непера, которая выражается в неперах в се¬
кунду (NP/s), а и> — это угловая частота, которая выражается в радианах
в секунду (rad/s).
Используя стандартные методы анализа цепей, можно вывести выражение
для передаточной функции фильтра. Эти методы используют закон Ома, зако¬
ны Кирхгофа для тока и напряжения, а также правила суперпозиции, которые
должны учитывать то, что импеданс имеет комплексное значение. Тогда можно

742 Глава 8. Аналоговые фильтры
получить уравнение для передаточной функции:
H(s) =
a„,s
+ am-isra 1 +
+ axs + ао
(8-4)
bnsn + bn_isn 1 + • • • 4- bis 4- bo
Мы видим, что H(s) представляет собой рациональную функцию от s, ис¬
пользующую действительные коэффициенты, порядок ее числителя равен т,
порядок знаменателя — п. Порядок знаменателя также является порядком филь¬
тра. Поиск корней уравнения позволяет определить полюса (корни знаменате¬
ля) и нули (корни числителя) для данной схемы. Каждый полюс обеспечивает вклад
—6 дБ/октаву (—20 дБ/ декаду), каждый ноль обеспечивает вклад в +6 дБ/окта-
ву (+20 дБ/декаду). Корни могут быть как действительными, так и комплекс¬
ными числами. Если корни являются комплексными, то они образуют пару ком¬
плексно сопряженных чисел. Корни могут отображаться на s-плоскости (ком¬
плексной плоскости), где горизонтальная ось соответствует а (действительные
значения), а вертикальная ось — ш (мнимые значения). То, как располагаются
на комплексной плоскости полученные корни, может сообщить очень полезную
информацию о данной схеме. Чтобы схема была стабильной, все полюса должны
располагаться в левой части плоскости. Если имеется ноль в центре координат,
т. е. ноль в числителе, то фильтр не обладает откликом по сигналу с постоянным
уровнем напряжения (т. е. это фильтр высоких частот или полосовой фильтр).
Рассмотрим RLC-схему, которая пока¬
зана на рис. 8-3. Рассматривая ее как де¬
литель напряжения можно показать, что
падение напряжения, на резисторе выра¬
жается следующей формулой:
RCS
нп= Ѵо
W Vin LCg + RCS + 1'
(8-5)
Рис. 8-3. RLC-схема
H(s) = ІО3 х
Подставляя в это уравнение выражения
для импеданса, получаем:
s
(8-6)
s2 + 103s + 107'
Преобразуя это уравнение и выполняя нормализацию, получаем следующее
выражение:
зз	s
H(s) = 103 х
(8-7)
[s - (-0,5 + j3,122) x 103] x [s - (-0,5 - j3,122) x 103]'
Мы видим, что имеем ноль в центре координат и пару полюсов с координатами:
s = (—0,5 ± j3,122) x ІО3.	(8-8)
Далее, отобразим эти полюса на s-плоскости, как это показано на рис. 8-4:
Все приведенное выше обсуждение основывалось на строгих математических
методах. Однако в большинстве случаев нас будет интересовать поведение схе¬
мы в реальных условиях. Хотя представление на s-плоскости дает полностью
адекватные результаты, я уверен, что большая часть из нас мыслит не в терми¬
нах неперов и мнимых частот.

8-2. Передаточная функция 743
Параметры F0 и Q
Итак, если работать в s-плоскости не совсем
удобно, то зачем нужна вся предыдущая дискус¬
сия? Ответ заключается в том, что мы создали
фундамент для введения двух концепций, кото¬
рые имеют несравненно более высокое практи¬
ческое значение: Fo и Q.
Параметр Fo представляет собой граничную
частоту фильтра. В общем случае он опреде¬
ляется как частота, при которой амплитудно-
частотная характеристика опускается на 3 дБ
относительно того уровня, который обеспечива¬
ется для сигнала в полосе пропускания. Иногда
эта частота определяется как частота, при которой сигнал выходит из полосы
пропускания. Например, фильтр Чебышева на 0,1 дБ использует в качестве Fo
частоту, при которой амплитудно-частотная характеристика опускается более
чем на 0,1 дБ.
Форма кривой, которая показывает ослабление сигнала (а также кривых, ко¬
торые отображают фазу и время задержки и определяют поведение фильтра во
временной области), не будет изменяться, если использовать отношение часто¬
ты сигнала к граничной частоте, а не действительное значение частоты. Если
нормализовать фильтр к 1 rad/s, то можно создать простую систему для проек¬
тирования фильтров и сравнения их характеристик. После этого осуществляется
масштабирование с использованием реальной граничной частоты к действитель¬
ным значениям частоты, и для фильтра определяются значения компонентов.
Параметр Q называется добротностью фильтра. Добротность иногда выра¬
жается через параметр а, между ними существует следующая связь:
а = і.	(8-9)
Этот параметр широко известен как коэффициент затухания (damping ratio).
Иногда используется и параметр £, который определяется следующим образом:
£ = 2а.	(8-10)
Im (krad/s)
ѵ
i
+ 3,122
. Re (kNP/s)
/Ч
-0,5 !
г
X
К
) *
-3,122
Рис. 8-4. Полюса и ноль, показан¬
ные на s-плоскости
Если Q > 0,707, то в амплитудно-частотной характеристике фильтра будет
отчетливо заметен максимум (пик, peaking). Если Q < 0,707, то спад после ча¬
стоты Fo будет более растянутым — он будет иметь меньший наклон и будет
начинаться раньше. На рис. 8-5 показано образование максимума при изменении
значения Q для фильтра низких частот с двумя полюсами.
Если переписать выражение для передаточной функции H(s) с использовани¬
ем параметров wq и Q, то получим следующую формулу:
где Н0 —
= 27tF0.
H(s) =
Но
s2 +	+ Wq ’
(8-11)
это коэффициент усиления для полосы пропускания фильтра, а ц =

744 Глава 8. Аналоговые фильтры
Рис. 8-5. Образование максимума для фильтра низких частот при изменении Q
Итак, теперь у нас имеется соответствующий прототип низкочастотного
фильтра, который мы будем использовать при проектировании реальных фильтров.
Фильтр высоких частот
Если изменить числитель в уравнении для передаточной функции H(s), кото¬
рое мы получили для прототипа низкочастотного фильтра, на Hos2, то вместо
фильтра низкой частоты мы получим выражение для фильтра высокой часто¬
ты. Отклик фильтра высокой частоты по форме схож с откликом для фильтра
низкой частоты, однако здесь изменено направление возрастания частоты.
Итак, передаточная функция для фильтра высокой частоты выглядит следу¬
ющим образом:
H(s)
H0s2
s2 + ^S + ujI '
(8-12)
Амплитудно-частотная характеристика для фильтра высокой частоты с дву¬
мя полюсами показана на рис. 8-6.
Полосовой фильтр
Если изменить числитель в уравнении для передаточной функции H(s), кото¬
рое мы получили для прототипа низкочастотного фильтра, на HoWq, то вместо
фильтра низкой частоты мы получим выражение для полосового фильтра. Итак,
передаточная функция для полосового фильтра выглядит следующим образом:
H(s)
HqWq
e2 + ^-s + ujI
2 ’
(8-13)
где ujo(Fо = 27го;о) — такая частота, при которой коэффициент усиления фильтра
достигает максимального значения.

8-2. Передаточная функция 745
Рис. 8-6. Образование максимума для фильтра высоких частот при изменении Q
Значение Но представляет собой коэффициент усиления схемы, и оно опреде¬
ляется следующим образом:
Но = H/Q.
(8-14)
Параметр Q имеет особое значение для амплитудно-частотной характеристи¬
ки полосового фильтра. Он описывает избирательность фильтра и определяется
следующим образом:
Q =
Fq
Fh - Fl ’
(8-15)
где Fh и Fl соответствуют частотам, при которых уровень сигнала опускается
на минус ЗдБ относительно максимального значения.
Полоса пропускания (BW) фильтра определяется с помощью выражения:
BW = FH -Fl.
(8-16)
Можно показать, что резонансная частота (F0) является геометрическим сред¬
ним от Fh и Fl, что означает, что при использовании логарифмической шкалы
Fo будет располагаться на половине расстояния между Fh и Fl
Fq = VFhFl-	(8-17)
Также заметим, что боковые части амплитудно-частотной характеристики
для полосового фильтра при использовании логарифмической шкалы будут все¬
гда симметричны относительно Fo-
Амплитудно-частотная характеристика полосового фильтра при различных
значениях Q показана на рис. 8-7.
Здесь необходимо сделать одно предупреждение. Существует два способа для
определения понятия полосового фильтра. Классическим определением является
вариант с узкой полосой пропускания, который мы рассмотрели чуть выше.
Однако в некоторых случаях, когда нижняя и верхняя граничная частота раз¬
несены достаточно широко, полосовой фильтр конструируется из двух секций:
для низких и для высоких частот. Критерием такого широкого разнесения слу¬

746 Глава 8. Аналоговые фильтры
Рис. 8-7. Образование максимума для полосового фильтра при изменении Q
жит то, что эти частоты должны быть разделены по крайней мере на две октавы
(4 раза по частоте). Этот случай соответствует широкополосному фильтру.
Заграждающий (режекторпый) фильтр
Если изменить числитель на s2 +w2, то мы преобразуем фильтр в заграждающий
или режекторный фильтр. Как и для полосового фильтра, если граничные ча¬
стоты разделены более чем на октаву (широкополосный фильтр), такой фильтр
можно создать на основе секции фильтра низкой частоты и секции фильтра вы¬
сокой частоты. Мы примем следующее соглашение: узкополосный заграждающий
фильтр мы будем называть режекторным (notch) фильтром, тогда как широко¬
полосный заграждающий фильтр мы будем называть заграждающим (bandreject)
фильтром.
Передаточная функция для режекторного (заграждающего) фильтра выгля¬
дит следующим образом:
Н(8)
Н0 (s2 + w2)
(8-18)
S2 +	'
Существует три варианта характеристик заграждающего фильтра, они по¬
казаны на рис. 8-8. Соотношение между частотой полюса и>о и частотой нуля uiz
определяет, является ли фильтр стандартным заграждающим фильтром, низко¬
частотным заграждающим фильтром или же высокочастотным заграждающим
фильтром.
Если частота нуля равняется частоте полюса, то мы имеем дело со стан¬
дартным режекторным фильтром. В этом случае ноль будет лежать в той точке
на jw-плоскости, где кривая, которая определяет частоту полюса, пересекается
с осью координат.
Низкочастотный заграждающий фильтр возникает тогда, когда частота нуля
превосходит частоту полюса. На практике это означает, что амплитудно-частот-

8-2. Передаточная функция 747
нал характеристика при частотах, меньших шх, будет иметь больший уровень,
чем при частотах, превышающих шх. В результате мы получаем эллиптический
фильтр низких частот.
Высокочастотный режекторный фильтр возникает тогда, когда частота ну¬
ля меньше, чем частота полюса. В этом случае изг будет лежать внутри кривой,
которая описывает частоты полюса. На практике это означает, что амплитуд¬
но-частотная характеристика при частотах, меньших шх, будет иметь меньший
уровень, чем при частотах, превышающих шх. В результате мы получаем элли¬
птический фильтр высоких частот.
На рис. 8-9 показывается, как полоса заграждающего фильтра изменяется
в зависимости от Q.
Всепропускающий (all-pass) фильтр
Существует и другой тип фильтра, который оставляет амплитуду сигнала без
изменений, однако изменяет фазу сигнала. Такой тип фильтра известен как все¬
пропускающий или фазовый фильтр. Задачей такого фильтра является ввести
фазовый сдвиг (задержку) для данной схемы. Амплитуда для такого фильтра
равна 1 для всех частот, однако фазовый отклик изменяется от О °С до 360 °С
при изменении частоты от 0 до бесконечности.
Задачей всепропускающего фильтра является выравнивание по фазе, обычно
для импульсных сигналов. Также он используется в схемах модуляции с ис¬
пользованием SSB-SC сигналов (single side band, suppressed carrier) — системах
передачи на одной боковой полосе с подавлением несущей.

748 Глава 8. Аналоговые фильтры
Рис. 8-9. Ширина отклика режекторного фильтра для различных значений Q
Передаточная функция для этого фильтра выражается следующим образом:
°2 -	+ wo
H(s) =
s2 + lfs +
(8-19)
Заметим, что передаточная функция для частотно-независимого фильтра может
быть синтезирована следующим образом:
НАр = Hlp — Нвр + Нцр = 1 - 2Нвр-	(8-20)
На рис. 8-10 сравниваются фильтры различных типов.
Фазовый отклик
Как уже упоминалось выше, фильтр изменяет как фазу, так и амплитуду сиг¬
нала. Вопрос заключается в следующем: есть ли между этим какая-то разница?
Фурье-анализ утверждает, что последовательность прямоугольных импульсов
состоит из сигнала с фундаментальной частотой и нечетных гармоник. Для
различных гармоник точно определен вид как амплитудного, так и фазового
отклика.
Если соотношения для амплитуд или фаз будут изменяться, то при обратном
суммировании всех гармоник мы не получим исходного прямоугольного сигнала.
Вместо этого мы будем наблюдать искажения, обычно они проявляются в виде
выбросов и колебаний или же в виде более медленного нарастания сигнала.
Каждый полюс фильтра добавляет сдвиг фазы на 45° при частоте излома
(corner frequency). Фаза будет изменяться от 0° (при частоте значительно ниже
частоты излома) до 90° (при частоте, значительно превышающей частоту изло¬
ма) . Начало изменения фазы может соответствовать более чем декаде изменения
частоты. В фильтрах с несколькими полюсами каждый из полюсов добавляет
смещение фазы, таким образом, полное смещение определяется умножением на
количество полюсов (полное смещение фазы будет составлять 180° для фильтра
с двумя полюсами и 270° для фильтра с тремя полюсами).

8-2. Передаточная функция 749
Тип
фильтра Амплитуда
Расположение Передаточная
полюсов	функция
Фильтр
низких
частот
(О0
2
S2 + i5oS + (002
Q
Полосовой
фильтр
Режекторный
фильтр
S2 + ш22
Фильтр
высоких
частот
s2
S2 + -^S + coo2
Q
Всепропускающий
фильтр
S2-^S + a>o2
S2 + -Js + co02
Рис. 8-10. Стандартные отклики для фильтров второго порядка
Фазовый отклик для фильтра низкой частоты с одним полюсом выражается
следующим уравнением:
ф(ш) = — arctan —.	(8-21)
wo
Фазовый отклик для фильтра низкой частоты, у которого имеется пара полюсов,
выражается следующим уравнением:
ф( w) = — arctan
1 /„w
— I 2	t-
a \ w0
y[\^
a
— arctan
w о
у/4 — a'
(8-22)
Для фильтра высокой частоты с одним полюсом фазовый отклик выражается
следующей формулой:
'ТГ	Г.)
(8-23)
7Г	0J
ф(и) = — — arctan —.
2	wo
Фазовый отклик для высокочастотного фильтра, который имеет пару полюсов,
выражается следующей формулой:
(2— + уТ"
Wo
ф(w) = л — arctan
а
а"
— arctan
- (2 —
а \ w0
у/4 - оі‘
. (8-24)
Фазовый отклик полосового фильтра выражается следующей формулой:

750 Глава 8. Аналоговые фильтры
і
Рис. 8-11. Фазовый отклик в зависимости от частоты
ф(ш) = — — arctan
/2Qu>
V w0
+ y^Q2 — 1 ] — arctan
/ 2Q cj
V w0
л/4Q2 - 1
(8-25)
Изменение смещения фазы в зависимости от частоты при различных значе¬
ниях Q показано на рис. 8-11 (для фильтров низкой частоты, высокой частоты,
полосовых фильтров и частотно-независимых фильтров), а также на рис. 8-12
(для режекторного фильтра).
Кроме этого, полезно рассмотреть зависимость смещения фазы от частоты,
которое выражает групповую задержку для фильтра. Оптимальному фазовому
отклику соответствует постоянная групповая задержка, однако, к сожалению,
в этом случае обеспечивается наименьшая амплитудная дискриминация. Груп¬
повая задержка для фильтра низкой частоты с одним полюсом выражается сле¬
дующим соотношением:
Ф) =
COS2 ф
Wo
(8-26)
Для фильтра низкой частоты, который обладает парой полюсов, эта величина
будет выражаться следующей формулой:
2 sin2 ф	sin 2 ф
т(щ) =
(8-27)
ашо	2 иі
Для фильтра высокой частоты с одним полюсом групповая задержка будет равна:

8-2. Передаточная функция 75 I
Рис. 8-12. Фазовый отклик режекторного фильтра
гМ = -
Аф(и)) _ sin2 ф
(8-28)
doj	шо
Для фильтра высокой частоты, который обладает парой полюсов, эта величина
будет выражаться следующей формулой:
2 sin2 ф	sin 2 ф
т{и) =
(8-29)
аи>о 2uj
Для полосового фильтра, который обладает парой полюсов, групповая задержка
будет равна:
. .	202 cos2 ф sin 2ф
т(и) =	+
аио
2 и
(8-30)
Влияние нелинейности фазы
Сигнал произвольной формы может быть представлен в виде ряда с компонен¬
тами, которые различаются по своей амплитуде, частоте и фазе. Например,
последовательность прямоугольных импульсов можно представить в следующем
виде:
/1	2	2	2	2	\
F(t) = А ( - + — sin wt + — sin3wt -I- — sin5wt + — sin 7wt + •••).	(8-31)
\2	7Г	37Г	07Г	І7Г	/
Если сигнал пропускается через фильтр, то фильтр может иметь различный
амплитудный и фазовый отклик для компонентов сигнала, которые обладают
различной частотой. Если бы фазовые задержки были одинаковы, то сигнал про¬
ходил бы через фильтр без искажений. Если же различные компоненты сигнала
изменялись бы под влиянием того, что фильтр имеет различный амплитудный и
фазовый отклик на различных частотах, то при суммировании этих компонен¬
тов после прохождения через фильтр мы уже не получим сигнал первоначальной

1
752 Глава 8. Аналоговые фильтры
формы. Возникнут искажения, которые будут проявляться в виде того, что при¬
нято называть выбросами и колебаниями выходного сигнала.
Не все сигналы состоят из гармонически связанных компонентов. Например,
сигнал с амплитудной модуляцией (AM) состоит из несущей и двух боковых
полос, которые отстоят от частоты несущей вверх и вниз на частоту модуляции.
Если фильтр не обеспечивает одинаковую задержку для различных компонентов
сигнала, то возникает «задержка огибающей» (envelope delay) и выходной сигнал
будет иметь искажения.
Линейный сдвиг фазы приводит к постоянной групповой задержке, так как
производная линейной функции является постоянной величиной.
Раздел 8-3
Отклик во временной области
До данного момента мы в основном рассматривали характеристики фильтров
в частотной области. Однако иногда интерес представляют и характеристики во
временной области, особенно при переходных процессах. Переход от представле¬
ния во временной области к представлению в частотной области осуществляется
при помощи преобразований Фурье и Лапласа. Все это обеспечивает инструмен¬
ты для анализа поведения фильтра при несинусоидальных входных сигналах.
Передаточная функция фильтра представляет собой отношение функции из¬
менения от времени выходного сигнала к функции изменения от времени вход¬
ного сигнала. Можно показать, что импульсный отклик фильтра определяет его
полосу пропускания. Отклик во временной области представляет практический
интерес во многих системах, особенно телекоммуникационных, где большинство
схем модуляции используют как информацию об амплитуде, так и информацию
о фазе.
Импульсный отклик
Импульсная функция представляет собой бесконечно узкий импульс с бесконечно
большим значением, чья площадь равна единице. В физическом смысле, такую
функцию невозможно реализовать на практике. Однако если ширина импульса
намного меньше, чем время нарастания для фильтра, то получаемый отклик
фильтра может считаться приемлемой аппроксимацией для импульсного отклика
фильтра.
Импульсный отклик фильтра во временной области пропорционален полосе
пропускания фильтра, а эта характеристика относится к частотной области.
Чем уже импульс, тем шире полоса пропускания фильтра. Амплитуда импульса
равна uj'q/tt, что также пропорционально полосе пропускания фильтра, и вы¬
сота импульса будет больше для более широкой полосы пропускания. Ширина
импульса равняется 2тт/ojq, то есть обратно пропорциональна полосе пропуска¬
ния. Оказывается, что произведение амплитуды на ширину полосы пропускания
будет являться постоянной величиной.
Вычисление отклика фильтра без использования преобразований Лаплас или
Фурье представляет собой достаточно нетривиальную задачу. Преобразование

8-3. Отклик во временной области 753
Лапласа ставит в соответствие операциям умножения и деления соответственно
операции сложения и вычитания. Это позволяет преобразовать уравнения, обыч¬
но использующие операции дифференцирования и интегрирования, в уравнения,
использующие алгебраические операции, с которыми намного проще работать.
Преобразование Фурье действует в обратном направлении.
Данные преобразования не будут рассматриваться здесь подробно. Однако
мы рассмотрим те общие принципы, которые относятся к связи между импульс¬
ным откликом и свойствами фильтра.
Как уже говорилось выше, можно показать, что импульсный отклик связан
с полосой пропускания фильтра. Следовательно, амплитудная дискриминация
(amplitude discrimination) (способность выделять нужный сигнал на фоне шума
или других сигналов, не относящихся к интересующей полосе частот) и времен¬
ной отклик будут обратно пропорциональны друг другу. Иначе говоря, фильтры
с наилучшим амплитудным откликом также будут иметь наихудшие характери¬
стики по временному отклику. Для фильтров, у которых имеются только полюса
(all-pole), наилучшим амплитудной дискриминацией обладает фильтр Чебышева,
за ним идет фильтр Баттерворта и, наконец, фильтр Бесселя.
Если рассматривать временной отклик, то лучшим оказывается фильтр Бес¬
селя, за ним идет фильтр Баттерворта, и последним будет фильтр Чебышева.
Подробнее отклик для различных фильтров будет рассматриваться в следую¬
щем разделе.
Кроме этого, импульсный отклик также увеличивается вместе с увеличением
порядка фильтра. Более высокий порядок фильтра подразумевает большее огра¬
ничение полосы пропускания, что ухудшает временной отклик. Каждая секция
фильтра, состоящего из нескольких каскадов, обладает собственным временным
откликом, и полный импульсный отклик будет получен в результате аккуму¬
лирования отдельных откликов. Ухудшение временного отклика можно также
связать с тем, что при увеличении частотной дискриминации также будут уве¬
личиваться значения Q для отдельных секций фильтра.
Увеличение значения Q приводит к возрастанию выбросов и колебаний сиг¬
нала на выходе отдельных секций, что подразумевает более продолжительный
временной отклик.
Отклик на ступенчатое воздействие
Отклик на ступенчатое воздействие фильтра определяется как интеграл от им¬
пульсного отклика. Многие из общих принципов, которые относятся к импульс¬
ному отклику, также применимы и к ступенчатому отклику. Наклон кривой
нарастания сигнала для ступенчатого отклика равняется пиковому отклику для
импульсного воздействия. Произведение полосы пропускания фильтра и време¬
ни нарастания будет являться постоянным значением. Подобно тому, что им¬
пульс имеет функцию, равную единице, ступенчатый отклик будет иметь функ¬
цию, равную 1/s. Оба эти выражения можно нормализовать, так как они явля¬
ются безразмерными.
Ступенчатый отклик фильтра полезен при определении искажений огибаю¬
щей для модулированного сигнала. Два наиболее важных параметра, связанных

754 Глава 8. Аналоговые фильтры
со ступенчатым откликом, — это выброс и колебания. Для обеспечения хороше¬
го импульсного отклика выброс должен быть минимальным. Колебания должны
затухать как можно быстрее, чтобы они не вносили помехи в последующие им¬
пульсы.
В реальных условиях сигналы не состоят из импульсов или ступенчатых
изменений, и графики, которые соответствуют переходным процессам, не спо¬
собны дать точное представление о сигнале на выходе фильтра. Однако они
действительно предоставляют удобный инструмент, который позволяет срав¬
нить переходные отклики для различных типов фильтров.
Так как вычисления, связанные с определением ступенчатого и импульсного
отклика, достаточно сложны с математической точки зрения, то обычно наибо¬
лее легко их можно выполнить при помощи компьютера. Многие программные
системы CAD (computer aided design — компьютерного проектирования) позво¬
ляют проводить подобные вычисления. В следующем разделе мы рассмотрим
некоторые из подобных откликов.
Раздел 8-4
Стандартные виды отклика
Существует множество передаточных функций, которые удовлетворяют требо¬
ваниям по ослаблению сигнала или требованиям к фазе сигнала для данного
фильтра. Выбор конкретной функции определяется требованиями со стороны
системы. Необходимо определить, что более важно — отклик в частотной обла¬
сти или же отклик во временной области. Кроме этого, приходится учитывать
такие параметры, как сложность фильтра и, следовательно, его стоимость.
Фильтр Баттерворта
Фильтр Баттерворта обеспечивает наилучший компромисс между ослаблением
и фазовым откликом сигнала. Здесь отсутствуют колебания в полосе пропус¬
кания или в полосе подавления, по этой причине данный фильтр также иногда
называют максимально плоским фильтром (maximally flat filter). Эта характери¬
стика для фильтра Баттерворта обеспечивается за счет достаточно широкого
интервала перехода от полосы пропускания к полосе ослабления, а также за счет
достаточно скромных переходных характеристик.
Нормализованные полюса фильтра Баттерворта находятся на окружности
с единичным радиусом (на s-плоскости). Положение полюсов определяется с по¬
мощью следующей формулы:
(2К - 1)тг .	(2К - 1)тг т, , „
— sm -—т	(- j cos -— 	, К = 1,2.. ,п,
(8-32)
2п	2п
где К — это номер пары полюсов, ап — общее количество полюсов.
Полюса располагаются на равном расстоянии друг от друга на окружности
с единичным радиусом, что означает, что углы между полюсами одинаковы.
Если известно расположение полюсов, то можно определить значения для и>о и
а (или Q). Эти значения затем могут использоваться при определении того, ка¬

8-4- Стандартные виды отклика 755
кие компоненты будут использоваться при реализации фильтра. В таблицах для
проектирования пассивных фильтров используются нормализованные значения
для частоты и импеданса фильтра. Они нормализованы для частоты 1 рад/с и
импеданса, равного 1 Ом. Для определения действительных значений компонен¬
тов необходимо перейти от нормализованных величин к обычным значениям.
Такой подход обеспечивает единые правила при сравнении характеристик в ча¬
стотной и/или временной области для различных типов фильтров. Для фильтра
Баттерворта нормализация выполняется для отклика —3 дБ при частоте иіо = 1.
Элементы, которые используются в фильтре Баттерворта, обладают такими
параметрами, которые являются более практичными и менее требовательными
по сравнению с фильтрами других типов. На рис. 8-15 показаны частотная ха¬
рактеристика, групповая задержка, импульсный отклик и ступенчатый отклик
для фильтров данного типа. Расположение полюсов и соответствующие значения
для Ыо и а в виде таблицы показываются на рис. 8-26.
Фильтр Чебышева
Фильтр Чебышева обладает меньшим интервалом перехода по сравнению с филь¬
тром Баттерворта того же порядка, однако при этом появляется неравномер¬
ность в полосе пропускания. Фильтр получил свое название по той причине, что
он минимизирует высоту максимального значения неравномерностей, что явля¬
ется критерием Чебышева.
Фильтры Чебышева обладают относительным ослаблением в 0 дБ для сиг¬
налов постоянного тока. Фильтры нечетного порядка имеют полосу затухания,
которая занимает интервал от 0 дБ до значения неравномерности. Фильтры
четного порядка обладают коэффициентом усиления, который равен величине
неравномерности в полосе пропускания. Количество циклов неравномерности
в полосе пропускания равно порядку фильтра.
Полюса фильтра Чебышева можно определить при помощи перемещения вправо
полюсов фильтра Баттерворта, при этом образуется эллипс. Для этого необхо¬
димо умножить действительную часть полюса на kr, а мнимую часть на к/.
Значения кг и к/ можно определить следующим образом:
Kr = sinh А,	(8-33)
Кі = cosh А,	(8-34)
где
А = - sinh-1 -.	(8-35)
п	е
Здесь п — это порядок фильтра, а
e = ѴЮ11 - 1,	(8-36)
где
где
R =
RdB
10 ’
RdB = неравномерность в полосе пропускания, выраженная в дБ.
(8-37)
(8-38)

Глава 8. Аналоговые фильтры
Обычно фильтры Чебышева нормализуют таким образом, чтобы фронт по¬
лосы неравномерности находился при и>о = 1. Полоса с ослаблением на 3 дБ
определяется следующим выражением:
Азсів = - cosh '
n
Соответствующие значения показаны в табл. 8-1.
(8-39)
Таблица 8-1. Отношение полосы пропускания для ослабления на 3 дБ к полосе пропус¬
кания для неравномерностей для фильтров Чебышева
Порядок
0,01 дБ
0,1 дБ
0,25 дБ
0,5 дБ
1 дБ
2
3,30362
1,93432
1,59814
1,38974
1,21763
3
1,87718
1,38899
1,25289
1,16749
1,09487
4
1,46690
1,21310
1,13977
1,09310
1,05300
5
1,29122
1,13472
1,08872
1,05926
1,03381
6
1,19941
1,09293
1,06134
1,04103
1,02344
7
1,14527
1,06800
1,04495
1,03009
1,01721
8
1,11061
1,05193
1,03435
1,02301
1,01316
9
1,08706
1,04095
1,02711
1,01817
1,01040
10
1,07033
1,03313
1,02194
1,01471
1,00842
Частотная характеристика, групповая задержка, импульсный отклик и от¬
клик на ступенчатое воздействие показаны на рис. 8-16-8-20 для различных зна¬
чений неравномерности в полосе пропускания (0,01, 0,1, 0,25, 0,5 и 1 дБ). Рас¬
положение полюсов фильтра, а также значения ци а для указанных значений
неравномерности показаны на рис. 8-27-8-31.
Фильтр Бесселя
Фильтры Баттерворта обладают достаточно хорошим амплитудным откликом
и поведением при переходных процессах. Фильтр Чебышева улучшает ампли¬
тудную характеристику за счет ухудшения переходных характеристик. Фильтр
Бесселя оптимизируется с целью получить лучшие переходные характеристики
за счет линейности фазы (то есть постоянного времени задержки) в полосе про¬
пускания. Это означает, что фильтр будет иметь сравнительно плохую частот¬
ную характеристику (за счет амплитудной дискриминации). Полюса фильтра
Бесселя можно определить с помощью размещения всех полюсов на окружности,
при этом их мнимые части будут различаться на следующую величину:
(8-40)
п
где п — количество полюсов. Заметим, что верхний и нижний полюс разделяет
расстояние
;• <8-41»
Это расстояние между точками пересечения окружности с единичным радиусом
и оси jco, и оно равно половине расстояния между остальными полюсами.
Частотная характеристика, групповая задержка, импульсный отклик и от¬
клик на ступенчатое воздействие для фильтров Бесселя показаны на рис. 8-21.

8-4- Стандартные виды отклика 757
Расположение полюсов фильтра, а также значения шоиа для указанных значе¬
ний неравномерности показаны в таблице на рис. 8-32.
Линейно-фазовый фильтр с равномерными
пульсациями фазы
Фильтр с линейной фазовой характеристикой обеспечивает линейный фазовый
отклик в полосе пропускания для более широкого диапазона частот в сравнении
с фильтром Бесселя, а также обеспечивает лучшее подавление вдали от частоты
среза фильтра. Это обеспечивается за счет того, что допускается неравномер¬
ность (пульсации) для фазового отклика — аналогично тому, как в фильтре
Чебышева допускаются пульсации амплитуды сигнала. При увеличении уровня
ошибки (неравномерности) границы области с постоянным временем задержки
будут проникать все дальше в полосу подавления фильтра. Так как групповая
задержка является производной от фазового отклика, то будет также возникать
и неравномерность для групповой задержки. По сравнению с фильтром Бесселя
для ступенчатого отклика будет возникать более значительный выброс, а для
импульсного отклика становятся более заметными колебания (ringing).
Для фильтра с линейным фазовым откликом вычисление положения полюсов
является достаточно сложной задачей. Информация по положению полюсов взята
из книги Вильямса (см. ссылка [2]), который в свою очередь обращался к книге
Зверева (см. ссылку [1]).
Частотная характеристика, групповая задержка, импульсный отклик и от¬
клик на ступенчатое воздействие для фильтров с линейным фазовым откликом и
уровнем неравномерности фазы в 0,05° и 0,5° показаны на рис. 8-22 и 8-23. Распо¬
ложение полюсов фильтра, а также соответствующие значения соо и а показаны
в таблице на рис. 8-33 и 8-34.
Переходные фильтры
Переходный фильтр (transitional filter) представляет собой компромисс между
фильтром Гаусса, который схож с фильтром Бесселя, и фильтром Чебышева.
Переходный фильтр обладает практически линейным фазовым сдвигом и обес¬
печивает гладкий, монотонный спад в полосе пропускания. По сравнению с филь¬
тром Бесселя, после полосы пропускания существует определенная точка, выше
которой обеспечивается резкое увеличение уровня подавления сигнала (особенно
при высоких значениях п).
В таблицах представлены данные по двум переходным фильтрам — фильтр
Гаусса с ослаблением на 6 дБ и фильтр Гаусса с ослаблением на 12 дБ.
Фильтр Гаусса с ослаблением на 6 дБ обеспечивает по сравнению с фильтром
Баттерворта улучшение переходных характеристик в полосе пропускания. При
превышении критической точки, которой соответствует значение и> = 1,5, спад
аналогичен фильтру Баттерворта.
Фильтр Гаусса с ослаблением на 12 дБ обеспечивает по сравнению с фильтром
Баттерворта значительно лучшие переходные характеристики в полосе пропус¬
кания. По сравнению с фильтром Баттерворта, при превышении критической

758 Глава 8. Аналоговые фильтры
Частота (Гц)
0.1	0.3	1.0	3.0	10
Частота (Гц)
Рис. 8-13. Сравнение амплитудно-частотных характеристик для фильтров Бесселя,
Баттерворта и Чебышева
точки с ослаблением на 12 дБ, которой соответствует значение ы = 2, ослабле¬
ние будет ниже.
Как и для фильтров с линейным фазовым откликом, для переходных филь¬
тров не существует явного метода вычисления положения полюсов. Информация
вновь взята из книги Вильямса (см. ссылка [2]), где для определения положения
полюсов использовались итеграционные методы.
Частотная характеристика, групповая задержка, импульсный отклик и от¬
клик на ступенчатое воздействие для фильтров Гаусса с ослаблением на 12 дБ и
на 6 дБ показаны на рис. 8-24 и 8-25. Расположение полюсов фильтра, а также
соответствующие значения и а показаны в таблицах на рис. 8-35 и 8-36.
Сравнение характеристик All-Pole фильтров
Давайте сравним характеристики некоторых All-Pole (то есть обладающих одни¬
ми полюсами) фильтров, а именно фильтров Бесселя, Баттерворта и Чебышева
(с неравномерностью 0,5 дБ). В качестве основы будет рассматриваться фильтр
с 8 полюсами. Все характеристики рассматриваются для нормализованной ча¬
стоты среза, равной 1 Гц. Сравнивая рис. 8-13 и 8-14, можно легко понять осо¬
бенности характеристик для фильтров различных типов. Рассматривая фильтр
Бесселя, затем фильтры Баттерворта и Чебышева, можно заметить, что улуч¬
шается амплитудная дискриминация при одновременном ухудшении переходного
поведения.
Эллиптические фильтры
Рассматриваемые ранее фильтры обладали исключительно полюсами (all-pole),
то есть нули передаточной функции (корни числителя) располагались в одном
из предельных положений частотного диапазона (0 или оо). В случае фильтра
низких частот нули располагаются в бесконечности.
Если к подобной передаточной функции добавить определенное количество
нулей, имеющих конечную частоту, то мы получим эллиптический фильтр (ко¬
торый также иногда называют фильтром Кауэра). По сравнению с фильтром
Чебышева эллиптический фильтр обладает более узкой переходной областью —

8-4- Стандартные виды отклика 759
Рис. 8-14. Сравнение импульсного отклика и ступенчатого отклика для фильтров Бесселя,
Баттерворта и Чебышева
это достигается за счет того, что допускается неравномерность как в полосе
подавления, так и в полосе пропускания. Благодаря добавлению нулей в полосе
подавления возникают пульсации, однако также обеспечивается и намного более
высокий уровень подавления, максимальный для заданного количества полюсов.
Между нулями уровень подавления сигнала будет немного ухудшаться — так
проявляются пульсации в полосе подавления. Кроме этого, для эллиптического
фильтра ухудшаются характеристики во временной области.
Так как полюса эллиптического фильтра располагаются на эллипсе, то по
своим временным характеристикам этот фильтр схож с фильтром Чебышева.
Эллиптический фильтр определяется следующими параметрами, которые по¬
казаны на рис. 8-2: Атах, максимальный размах пульсаций в полосе пропуска¬
ния; Атіп, минимальный уровень подавления в полосе заграждения; Fe, частота
среза (граничная частота), при которой амплитудно-частотная характеристи¬
ка выходит за пределы пульсаций в полосе пропускания, и Fs, частота полосы
подавления (заграждения), при которой достигается уровень подавления Amin.
Существует и альтернативный подход к определению характеристик филь¬
тра, при котором определяются порядок фильтра п, угол модуляции Ѳ (опреде¬
ляет скорость изменения подавления в переходной полосе), он равен
Ѳ = sin"1 І-,	(8-42)
г S
а также параметр р, который определяет уровень пульсаций в полосе пропуска¬
ния и вычисляется по следующей формуле:
(8-43)
здесь е — коэффициент пульсаций, связанный с амплитудно-частотной характе¬
ристикой фильтра Чебышева, а уровень пульсаций в полосе пропускания опре¬
деляется по следующей формуле:
RdB = —10 log(l —/з2).	(8-44)
Из этих формул сразу можно сделать несколько полезных выводов. Если за¬
даны порядок фильтра п и параметр Ѳ, то значение А,,,;,, будет увеличиваться

760 Глава 8. Аналоговые фильтры
при увеличении уровня пульсаций. Также, если значение Ѳ приближается к 90°,
то значение частоты Fs будет приближаться к значению частоты Fq. Благода¬
ря этому обеспечивается очень узкая переходная область, что означает высокую
крутизну спада в переходной области. Однако достигается это за счет уменьше¬
ния значения Am;n.
Также заметим, что параметр р определяет входное сопротивление пассивно¬
го эллиптического фильтра, что может быть связано с таким параметром, как
коэффициент стоячей волны по напряжению (VSWR, voltage standing wave ratio).
Так как при проектировании эллиптического фильтра используется доста¬
точно много параметров, то сложно создать таблицу, аналогичную тем, которые
используются при проектировании фильтров других типов. Получить необхо¬
димые значения можно с помощью соответствующих CAD-программ. Также
в некоторых источниках, в том числе в книге Вильямса (ссылка [2]), приво¬
дятся данные в виде таблиц. В этих таблицах фильтр описывается с помощью
обозначений
С, п, р, Ѳ,
где С обозначает Cauer (Кауэр), так как эллиптические фильтры иногда так¬
же называют фильтрами Кауэра в честь Вильгельма Кауэра (Wilhelm Cauer),
теоретика, который занимался разработкой теории эллиптических фильтров.
Обеспечение максимально равномерной задержки
с помощью фильтра Чебышева в полосе подавления
Фильтры типа Бесселя (к ним относятся фильтры Бесселя, фильтры с линейной
фазой и равным уровнем пульсаций, а также переходные фильтры) обеспечи¬
вают отличные переходные характеристики, однако не способны обеспечить
идеальную избирательность по частоте. Эллиптические фильтры обеспечивают
лучшую частотную дискриминацию, однако при этом приходится жертвовать
переходными характеристиками. Для обеспечения максимально равномерной за¬
держки с использованием фильтра Чебышева в полосе подавления используется
функция типа Бесселя, к которой добавляются нули. При этом сохраняется по¬
стоянное время задержки, которым отличаются фильтры типа Бесселя, однако
значительно улучшается ослабление в полосе подавления. В отклике на ступен¬
чатое воздействие отсутствуют выбросы или колебания, а импульсный отклик
отличается гладкостью и не проявляет колебательного поведения. При увели¬
чении порядка п постоянное время задержки также распространяется и вглубь
полосы подавления.
Как и в случае эллиптического фильтра, вычисление характеристик фильтра
представляет собой достаточно сложную задачу. В книге Вильямса (ссылка [2])
в табличном виде приводятся нормализованные значения компонентов для про¬
тотипов пассивного фильтра.
Инверсный фильтр Чебышева
Фильтр Чебышева отличается пульсациями в полосе пропускания и монотонной
амплитудно-частотной характеристикой в полосе подавления. Можно опреде¬
лить инверсный фильтр Чебышева, который будет обладать монотонной ампли-

8~4- Стандартные виды отклика 761
тудно-частотной характеристикой в полосе пропускания и будет иметь пуль¬
сации в полосе подавления. Инверсный фильтр Чебышева обладает отличными
характеристиками в полосе пропускания и в этом отношении превосходит да¬
же фильтр Баттерворта. Также по этим характеристикам инверсный фильтр
Чебышева превосходит обычный фильтр Чебышева, уступая только в диапазо¬
не вблизи граничной частоты фильтра. Если рассматривать полосу подавления,
то инверсный фильтр Чебышева будет обладать наибольшей крутизной спада
в переходной области. Итак, из всех рассматриваемых трех типов фильтров ин¬
версный фильтр Чебышева будет достигать уровня Amjn при самой минимальной
частоте. Однако в полосе подавления будут присутствовать пульсации, величина
которых определяется следующей формулой:
ГГ7-	<8-45>
где e — коэффициент пульсаций, который был ранее определен при рассмо¬
трении фильтра Чебышева. Это означает, что в полосе подавления при значи¬
тельном удалении от граничной частоты как фильтр Чебышева, так и фильтр
Баттерворта, по причине своей монотонности, будут обеспечивать более высо¬
кий уровень подавления. Если рассматривать переходные характеристики, то в
этом отношении инверсный фильтр Чебышева будет располагаться между филь¬
трами Баттерворта и Чебышева.
Характеристики инверсного фильтра Чебышева можно определить в три эта¬
па. Сначала рассматривается низкочастотный фильтр Чебышева. Затем его ча¬
стотная характеристика вычитается из 1. В заключение инвертируется частота
с помощью замены ш на 1/со.
Здесь мы рассмотрели далеко не все типы возможных переходных функций,
однако рассмотренные случаи являются наиболее широко распространенными и
используемыми на практике.
Использование графиков прототипов фильтров
Далее мы рассмотрим графики характеристик и таблицы параметров для не¬
скольких прототипов фильтров низких частот, которые относятся к типу функ¬
ций, обладающих одними полюсами. Для всех графиков используется нормиро¬
ванная частота с ослаблением на 3 дБ, равная 1 Гц. Это позволяет сравнить
характеристики различных фильтров. Для всех типов фильтров число полюсов
будет изменяться от 2 до 10, при этом рассматривается диапазон частот от 0,1
до 10 Гц. Также показывается более детальный график амплитудно-частотных
характеристик в полосе пропускания для частот от 0,1 до 2 Гц. Кроме этого, при¬
водятся графики для групповой задержки в диапазоне частот от 0,1 до 10 Гц,
а также графики для импульсного отклика и отклика на ступенчатое воздей¬
ствие для интервала времени от 0 до 5 с.
Чтобы использовать приведенные графики для определения характеристик
реальных фильтров, необходимо выполнить денормализацию. Если рассматри¬
вается амплитудно-частотная характеристика, то для этого просто необходимо
умножить значения частоты на горизонтальной оси на необходимое нам значе¬
ние граничной частоты Fq. Для графика, на котором отображается групповая

762 Глава 8. Аналоговые фильтры
задержка, необходимо разделить значения на вертикальной оси на 2-7tFc, а за¬
тем, как и в случае амплитудно-частотной характеристики, умножить значе¬
ния частоты на горизонтальной оси на коэффициент Fc- Для графика отклика
на ступенчатое воздействие денормализация осуществляется с помощью деления
значений на оси времени на коэффициент 27tFc- Для импульсного отклика вы¬
полняется деление значений на оси времени на коэффициент 27rFc, затем на этот
же коэффициент делятся и значения амплитуды, лежащие на вертикальной оси.
При получении фильтра высоких частот для определения амплитудно-частот¬
ной характеристики необходимо лишь изменить на обратные значения частоты,
расположенные на горизонтальной оси. Если необходимо получить из фильтра
низких частот фильтр высоких частот (или заграждающий полосовой фильтр),
то при этом будут изменяться переходные характеристики. В книге Зверева
(ссылка [1]) описываются вычислительные методы, с помощью которых можно
рассчитать эти характеристики.
При преобразовании фильтра низких частот в узкополосный полосовой фильтр
вертикальная ось переместится из положения с частотой 0 Гц в положение,
которое соответствует центральной частоте Fo- Для полосового фильтра ампли¬
тудно-частотная характеристика будет симметрична относительно частоты Fo и
будет соответствовать амплитудно-частотной характеристике для фильтра низ¬
ких частот относительно частоты 0 Гц. Для фильтра низких частот амплитудно-
частотная характеристика действительно является симметричной относительно
частоты 0 Гц, хотя обычно мы и не рассматриваем отрицательные значения для
частоты.
Чтобы выполнить денормализацию групповой задержки для полосового филь¬
тра, необходимо разделить значения времени задержки на 7rBW, где BW -
ширина полосы пропускания с ослаблением на 3 дБ, выраженная в герцах. После
этого значения частоты умножаются на BW/2.
В общем случае, задержка для полосового фильтра при частоте Fo будет
в два раза превосходить значение времени задержки на частоте 0 Гц для про¬
тотипа фильтра низких частот. Это связано с тем, что при преобразовании
фильтра низких частот в полосовой фильтр мы получаем фильтр порядка 2п,
хотя обычно и считается, что его порядок равен порядку исходного фильтра
низких частот. Это приближение действительно для узкополосных фильтров.
По мере увеличения полосы пропускания фильтра форма кривой будет иска¬
жаться, она становится менее симметричной и возникает максимум при частоте
меньшей, чем частота Fo-
Огибающая отклика полосового фильтра схожа с откликом на ступенчатое
воздействие для используемого в качестве прототипа фильтра низких частот.
Если быть более точными, то она практически полностью идентична отклику
на ступенчатое воздействие для фильтра низких частот, полоса пропускания
которого равняется половине исходной полосы пропускания. Чтобы определить
огибающую для отклика полосового фильтра, необходимо разделить на 7rBW
значения времени на графике отклика на ступенчатое воздействие для использу¬
емого в качестве прототипа фильтра низких частот (BW — полоса пропускания
с ослаблением на 3 дБ). Теперь все, что говорилось ранее о выбросах, колебаниях
и т.п., можно применять и к огибающей для несущей.

Амплитуда (дБ)
8-4- Стандартные виды отклика 763
Амплитуда
О
50
Частота (Гц)
Амплитуда
со
І
Время (с)
Время (с)
Рис. 8-15. Характеристики фильтра Баттерворта

Амплитуда (В)	I Амплитуда	Амплитуда (дБ)
764 Глава 8. Аналоговые фильтры
Амплитуда
-50
—ьи
0,8 1,1
Частота (Гц)
Амплитуда
-4,0
0
Рис. 8-16. Характеристики фильтра Чебышева (0,01 дБ)
Групповая задержка
Импульсный отклик
1	2	3	4	5
Время (с)
0,4	1.1	4,0
Частота (Гц)
Ступенчатый отклик
0
0	12	3
Время (с)
0,4	0,8 1,1
Частота (Гц)

Амплитуда (дБ)
8-4■ Стандартные виды отклика 765
Амплитуда
Амплитуда
Частота (Гц)
с
с
2
<
Время (с)
Время (с)
Рис. 8-17. Характеристики фильтра Чебышева (0,1 дБ)

Амплитуда (дБ)
766 Глава 8. Аналоговые фильтры
0,8 1,1 2,0
Частота (Гц)
Амплитуда
Частота (Гц)
7,0
5,0
О)
Э
СО
со
Групповая задержка
0,4	1,1	4,0	10
Частота (Гц)
’О 1	2	3	4	5
Время (с)
Импульсный отклик
со
5
н
S
с.
2
<
Ступенчатый отклик
12	3	4
Время (с)
Рис. 8-18. Характеристики фильтра Чебышева (0,25 дБ)

Амплитуда (дБ)
8-4■ Стандартные виды отклика
Амплитуда
I
s
<
0,1	0,2	0,4	0,8 1,1	2,0
Частота (Гц)
Частота (Гц)
Импульсный отклик
-2,0'
0
Время (с)
а
0	1	2	3	4	5
Время (с)
Ступенчатый отклик
Рис. 8-19. Характеристики фильтра Чебышева (0,5 дБ)

Амплитуда (дБ)
768 Глава 8. Аналоговые фильтры
Амплитуда
Амплитуда
Частота (Гц)
Групповая задержка
Частота (Гц)
Время (с)
Рис. 8-20. Характеристики фильтра Чебышева (1 дБ)

Амплитуда (В)
8-4■ Стандартные виды отклика 769
Амплитуда
0,1	0,2	0,4	0,8	1,1	2,0	4,0	8,0 10
Частота (Гц)
Рис. 8-21. Характеристики фильтра Бесселя
Амплитуда
Групповая задержка
0,6
0,4	1,1	4,0	10
Частота (Гц)
—
0	1	2	3	4	5
Время (с)
2	3
Время (с)
Импульсный отклик
-4,0 L
0
—4,0і
?	:
......
\

lL
0,1	0,2	0,4	0,8 1,1	2,0
Частота (Гц)
25—1277

Амплитуда
770 Глава 8. Аналоговые фильтры
Амплитуда
Амплитуда
Частота (Гц)
0,6
0
Групповая задержка
0,1	0,4	1,1	4,0 Ю
Частота (Гц)
Время (с)
Время (с)
Рис. 8-22. Фильтр с линейным фазовым откликом и ошибкой неравномерности фазы в 0,05'

8-4■ Стандартные виды отклика 771
-50
Амплитуда
-90
0,1
0,2	0,4	0,8	1,1	2,0	4,0	8,0 10
Частота (Гц)
Амплитуда
Групповая задержка
0,2	0,4	0,8 1,1	2,0
Частота (Гц)
Импульсный отклик
0,1	0,4	1,1	4,0	10
Частота (Гц)
1	2	3	4	5
Время (с)
Ступенчатый отклик
1	2	3
Время (с)
Рис. 8-23. Фильтр с линейным фазовым откликом и ошибкой неравномерности фазы в 0,5'

Амплитуда (дБ)
772 Глава 8. Аналоговые фильтры
Амплитуда
Амплитуда
0,4	0,8 1
Частота (Гц)
-4,0
Групповая задержка
s
с
с
5
<
Ступенчатый отклик
&
4444	л
ж
ж
Ш/...
-‘Г
........... !
1
Время (с)
Рис. 8-24. Фильтр Гаусса с ослаблением на 12 дБ

Амплитуда
8-4■ Стандартные виды отклика 773
Амплитуда
Амплитуда
Частота (Гц)
Время (с)
Групповая задержка
0,1	0,4	1,1	4,0	10
Частота (Гц)
Время (с)
Рис. 8-25. Фильтр Гаусса с ослаблением на 6 дБ

774 Глава 8. Аналоговые фильтры
Порядок
Секция
Действи¬
тельная
часть
Мнимая
часть
Fo
а
Q
Частота
-3 дБ
Частота
макс.
уровня
Макс.
уровень
2
i
0,7071
0,7071
1,0000
1,4142
0,7071
1,0000
0,7071
1,2493
3
i
0,50000
0,8660
1,0000
1,0000
1,0000
1,0000
2
1,0000
1,0000
4
1
0,9239
0,3827
1,0000
1,8478
0,5412
0,7195
0,8409
3,0102
2
0,3827
0,9239
1,0000
0,7654
1,3065
5
1
0,8090
0,5878
1,0000
1,6180
0,6180
0,8588
2
0,3090
0,9511
1,0000
0,6180
1,6182
0,8995
4,6163
3
1,0000
1,0000
1,0000
б
1
0,9659
0,2588
1,0000
1,9319
0,5716
0,6758
2
0,7071
0,7071
1,0000
1,4142
0,7071
1,0000
3
0,2588
0,9659
1,0000
0,5716
1,9319
0,9306
6,0210
7
1
0,9010
0,4339
1,0000
1,8019
0,5550
0,7449
2
0,6235
0,7818
1,0000
1,2470
0,8019
0,4717
0,2204
3
0,2225
0,9749
1,0000
0,4450
2,2471
0,9492
7,2530
4
1,0000
1,0000
1,0000
8
1
0,9808
0,1951
1,0000
1,9616
0,5098
0,6615
2
0,8316
0,5556
1,0000
1,6629
0,6013
0,8295
3
0,5556
0,8315
1,0000
1,1112
0,9000
0,6186
0,6876
4
0,1951
0,9808
1,0000
0,3902
2,5628
0,9612
8,3429
9
1
0,9397
0,3420
1,0000
1,8794
0,5321
0,7026
2
0,7660
0,6428
1,0000
1,5320
0,6527
0,9172
3
0,5000
0,8660
1,0000
1,0000
1,0000
0,7071
1,2493
4
0,1737
0,9848
1,0000
1,3474
2,8785
0,9694
9,3165
5
1,0000
1,0000
1,000
10
1
0,9877
0,1564
1,0000
1,9754
0,5062
0,6549
2
0,8910
0,4540
1,0000
1,7820
0,5612
0,7564
3
0,7071
0,7071
1,0000
1,4142
0,7071
1,0000
4
0,4540
0,8910
1,0000
0,9080
1,1013
0,7667
1,8407
5
0,1564
0,9877
1,0000
0,3128
3,1970
0,9752
10,2023
Рис. 8-26. Таблица для расчета фильтра Баттерворта
Огибающую отклика узкополосного полосового фильтра на короткий им¬
пульс несущей (т. е. ширина импульса намного меньше времени нарастания для
денормализованного отклика на ступенчатое воздействие для данного фильтра)
можно определить с помощью денормализации импульсного отклика для исполь¬
зуемого в качестве прототипа фильтра низких частот. Для этого необходимо
умножить значения по оси для амплитуды на 7rBW и разделить значения по оси
времени на это же значение (BW — полоса пропускания с ослаблением на 3 дБ).
Предполагается, что частота несущей достаточно велика, то есть ширина им¬
пульса намного превосходит период колебаний несущей.
Хотя графики для групповой задержки, импульсного отклика и отклика на сту¬
пенчатое воздействие не способны помочь в определении того, какие искажения
в форму сигнала вносятся фильтром, они способны предоставить полезную ин¬
формацию, которая может использоваться для определения достоинств и недо¬
статков различных фильтров.

8-5. Частотные преобразования 775
Порядок
Секция
Действи¬
тельная
часть
Мнимая
часть
Fo
а
Q
Частота
-3 дБ
Частота
макс.
уровня
Макс.
уровень
2
1
0,6743
0,7075
0,9774
1,3798
0,7247
0,8467
0,2142
0,0100
3
1
0,4233
0,8663
0,9642
0,8780
1,1389
0,7558
2,0595
2
0,8467
0,8467
4
1
0,6762
0,3828
0,7770
1,7405
0,5746
0,6069
0,8806
5,1110
2
0,2801
0,9241
0,9656
0,5801
1,7237
5
1
0,5120
0,5879
0,7796
1,3135
0,7613
0,2889
0,0827
2
0,1956
0,9512
0,9711
0,4028
2,4824
0,9309
8,0772
3
0,6238
0,6328
6
1
0,5335
0,2588
0,5930
1,7995
0,5557
0,4425
2
0,3906
0,7072
0,8079
0,9670
1,0342
0,5895
1,4482
3
0,1430
0,9660
0,9765
0,2929
3,4144
0,9554
10,7605
7
1
0,4393
0,4339
0,6715
1,4229
0,7028
0,6136
2
0,3040
0,7819
0,8389
0,7247
1,3798
0,7204
3,4077
3
0,1085
0,9750
0,9810
0,2212
4,5208
0,9689
13,1578
4
0,4876
0,4876
0,4876
8
1
0,4268
0,1951
0,4693
1,8190
0,5498
0,3451
2
0,3168
0,5556
0,6396
0,9907
1,0094
0,4564
1,3041
3
0,2418
0,8315
0,8659
0,5585
1,7906
0,7956
5,4126
4
0,0849
0,9808
0,9845
0,1725
5,7978
0,9771
15,2977
9
1
0.3686
0,3420
0,5028
1,4661
0,6821
0,4844
2
0,3005
0,6428
0,7096
0,8470
1,1807
0,5682
2,3008
3
0,1961
0,8661
0,8880
0,4417
2,2642
0,8436
7,3155
4
0,0681
0,9848
0,9872
0,1380
7,2478
0,9824
17,2249
5
0,3923
0,3923
0,3923
10
1
0,3522
0,1564
0,3854
1,8279
0,5471
0,2814
2
0,3178
0,454
0,5542
1,1469
0,8719
0,3242
0,5412
3
0,2522
0,7071
0,7507
0,6719
1,4884
0,6606
3,9742
4
0,1619
0,891
0,9056
0,3576
2,7968
0,8762
9,0742
5
0,0558
0,9877
0,9893
0,1128
8,8645
0,9861
18,9669
Рис. 8-27. Таблица для расчета фильтра Чебышева с неравномерностью 0,01 дБ
Раздел 8-5
Частотные преобразования
До данного момента мы рассматривали только фильтры, которые в качестве
основы использовали конфигурацию фильтра низких частот. В данном разде¬
ле мы рассмотрим способы преобразования прототипа фильтра низких частот
в другие конфигурации — высокочастотную, полосовую, заграждающую (ре-
жекторную) и частотно-независимую.

776 Глава 8. Аналоговые фильтры
Порядок
Секция
Действи¬
тельная
часть
Мнимая
часть
Fo
а
Q
Частота
-3 дБ
Частота
макс.
уровня
Макс.
уровень
2
1
0,6104
0,7106
0,9368
1,3032
0,7673
0,6970
0,3638
0,0999
3
1
0,3490
0,8684
0,9359
0,7458
1,3408
0,7952
3,1978
2
0,6970
0,6970
4
1
0,2177
0,9254
0,9507
0,4580
2,1834
0,5596
0,8994
7,0167
2
0,5257
0,3833
0,6506
1,6160
0,6188
5
1
0,3842
0,5884
0,7027
1,0935
0,9145
0,4457
0,7662
2
0,1468
0,9521
0,9634
0,3048
3,2812
0,9407
10,4226
3
0,4749
0,4749
0,4749
б
1
0,3916
0,2590
0,4695
1,6682
0,5995
0,3879
2
0,2867
0,7070
0,7636
0,7509
1,3316
0,6470
3,1478
3
0,1049
0,9667
0,9724
0,2158
4,6348
0,9610
12,3714
7
1
0,3178
0,4341
0,5380
1,1814
0,8464
0,6136
0,2957
0,4157
2
0,2200
0,7823
0,8126
0,5414
1,8469
0,7507
5,6596
3
0,0785
0,9755
0,9787
0,1604
6,2335
0,9723
15,9226
4
0,3528
0,03528
0,3528
8
1
0,3058
0,1952
0,3628
1,6858
0,5932
0,2956
2
0,2529
0,5558
0,6106
0,8283
1,2073
0,4949
2,4532
3
0,1732
0,8319
0,8497
0,4077
2,4531
0,8137
7,9784
4
0,06008
0,9812
0,9831
0,1237
8,0819
0,9793
18,1669
9
1
0.2622
0,3421
0,4310
1,2166
0,8219
0,2197
0,3037
2
0,2137
0,6430
0,6776
0,6308
1,5854
0,6064
4,4576
3
0,1395
0,8663
0,8775
0,3180
3,1450
0,8550
10,0636
4
0,0485
0,9852
0,9864
0,0982
10,1795
0,9840
20,1650
5
0,2790
0,2790
0,2790
10
1
0,2493
0,1564
0,2943
1,6942
0,5902
0,2382
2
0,2249
0,4541
0,5067
0,8876
1,1266
0,3945
1,9880
3
0,1785
0,7073
0,7295
0,4894
2,0434
0,6844
6,4750
4
0,1146
0,8913
0,8986
0,2551
3,9208
0,8839
11,9386
5
0,0395
0,9880
0,9888
0,0799
12,5163
0,9872
21,9565
Рис. 8-28. Таблица для расчета фильтра Чебышева с неравномерностью 0,1 дБ
Преобразование фильтра низких частот в фильтр
высоких частот
Прототип фильтра низких частот преобразуется в высокочастотный фильтр при
помощи преобразования 1/s для передаточной функции. На практике это выра¬
жается в том, что для пассивных фильтров конденсаторы становятся индуктив¬
ностями со значением 1/С, тогда как индуктивности становятся конденсаторами
с емкостью 1/L. Для активных фильтров резисторы превращаются в конденса¬
торы с емкостью 1/R, тогда как конденсаторы превращаются в резисторы с
сопротивлением 1/С. Это относится только к резистору, который определяет
частотные характеристики, а не к резистору, который используется для уста¬
новки коэффициента усиления.

8-5. Частотные преобразования 777
Порядок
Секция
Действи¬
тельная
часть
Мнимая
часть
Fo
а
Q
Частота
-3 дБ
Частота
макс.
уровня
Макс.
уровень
2
1
0,5621
0,7154
0,9098
1,2356
0,8093
0,6124
0,4425
0,2502
3
1
0,3062
0,7123
0,9234
0,6632
1,5079
0,8156
4,0734
2
0,6124
0,6124
4
1
0,4501
0,3840
0,5916
1,5215
0,6572
0,5470
0,9082
8,2538
2
0,1865
0,9272
0,9458
0,3944
2,5356
5
1
0,3247
0,5892
0,6727
0,9653
1,0359
0,4917
1,4586
2
0,1240
0,9533
0,9613
0,2580
3,8763
0,9452
11,8413
3
0,4013
0,4013
0,4013
б
1
0,3284
0,2593
0,4184
1,5697
0,6371
0,3730
2
0,2404
0,7083
0,7480
0,6428
1,5557
0,6663
4,3121
3
0,0880
0,9675
0,9715
0,1811
5,5205
0,9635
14,8753
7
1
0,2652
0,4344
0,5090
1,0421
0,9596
0,3441
1,0173
2
0,1835
0,7828
0,8040
0,4565
2,1908
0,7610
7,0443
3
0,0655
0,9716
0,9783
0,1339
7,4679
0,9739
17,4835
4
0,2944
0,2944
0,2944
8
1
0,2543
0,1953
0,3206
1,5862
0,6304
0,2822
2
0,2156
0,5561
0,5964
0,7230
1,3832
0,5126
3,4258
3
0,1441
0,8323
0,8447
0,3412
2,9309
0,8197
9,4683
4
0,0506
0,9817
0,9830
0,1029
9,7173
0,9804
19,7624
9
1
0,2176
0,3423
0,4056
1,0730
0,9320
0,2642
0,8624
2
0,1774
0,6433
0,6673
0,5317
1,8808
0,6184
5,8052
3
0,1158
0,8667
0,8744
0,2649
3,7755
0,8589
11,6163
4
0,0402
0,9856
0,9864
0,0815
12,2659
0,9848
21,7812
5
0,2315
0,2315
0,2315
10
1
0,2065
0,1565
0,2591
1,5940
0,6247
0,2267
2
0,1863
0,4543
0,4910
0,7588
1,3178
0,4143
3,0721
3
0,1478
0,7075
0,7228
0,4090
2,4451
0,6919
7,9515
4
0,0949
0,8915
0,8965
0,2117
4,7236
0,8864
13,5344
5
0,0327
0,9883
0,9888
0,0661
15,1199
0,9878
32,5957
Рис. 8-29. Таблица для расчета фильтра Чебышева с неравномерностью 0,25 дБ
Другим способом осуществления подобного преобразования является иссле¬
дование преобразования на s-плоскости. Пара комплексных полюсов низкоча¬
стотного прототипа включает в себя действительную часть а и мнимую часть
/3. Нормализованные полюса для высокочастотного фильтра выражаются при
помощи следующих формул:
«нр
а
а2 + /З2
(8-46)
и
РИР =	9	, по *
а2 + р2
Простой полюс ао преобразуется следующим образом:
1
Оіиі, HP =  ••
Oq
(8-47)
(8-48)

778 Глава 8. Аналоговые фильтры
Порядок
Секция
Действи¬
тельная
часть
Мнимая
часть
Fo
а
Q
Частота
-3 дБ
Частота
макс.
уровня
Макс.
уровень
2
i
0,5129
0,7225
1,2314
1,1577
0,8638
0,7072
0,5002
3
i
0,2683
0,8753
1,0688
0,5861
1,7061
0,9727
5,0301
2
0,5366
0,6265
0,6256
4
1
0,3872
0,3850
0,5969
1,4182
0,7051
0,5951
1,0010
9,4918
2
0,1605
0,9297
1,0313
0,3402
2,9391
5
1
0,2767
0,5902
0,6905
0,8490
1,1779
0,5522
2,2849
2
0,1057
0,9550
1,0178
0,2200
4,5451
1,0054
13,2037
3
0,3420
0,3623
0,3623
б
1
0,2784
0,2596
0,3963
1,4627
0,6836
0,3827
2
0,2037
0,7091
0,7680
0,5522
1,8109
0,7071
5,5025
3
0,0746
0,9687
1,0114
0,1536
6,5119
1,0055
16,2998
7
1
0,2241
0,4349
0,5040
0,9161
1,0916
0,3839
1,7838
2
0,1550
0,7836
0,8228
0,3881
2,5767
0,7912
8,3880
3
0,0553
0,9771
1,0081
0,1130
8,8487
1,0049
18,9515
4
0,2487
0,2562
0,2562
8
1
0,2144
0,1955
0,2968
1,4779
0,6767
0,2835
2
0,1817
0,5565
0,5989
0,6208
1,6109
0,5361
4,5815
3
0,1214
0,8328
0,8610
0,2885
3,4662
0,8429
10,8885
4
0,0426
0,9824
1,0060
0,0867
11,5305
1,0041
21,2452
9
1
0,1831
0,3425
0,3954
0,9429
1,0605
0,2947
1,6023
2
0,1493
0,6436
0,6727
0,4520
2,2126
0,6374
7,1258
3
0,0974
0,8671
0,8884
0,2233
4,4779
0,8773
13,0759
4
0,0338
0,9861
1,0046
0,0686
14,5829
1,0034
23,2820
5
0,1949
0,1984
0,1984
10
1
0,1736
0,1566
0,2338
1,4851
0,6734
0,2221
2
0,1566
0,4545
0,4807
0,6515
1,5349
0,4257
4,2087
3
0,1243
0,7078
0,7186
0,3459
2,8907
0,6968
9,3520
4
0,0798
0,8919
0,8955
0,1782
5,6107
0,8883
15,0149
5
0,0275
0,9887
0,9891
0,0556
17,9833
0,9883
25,1008
Рис. 8-30. Таблица для расчета фильтра Чебышева с неравномерностью 0,5 дБ
Нули фильтра низкой частоты преобразуются следующим образом:
k>z,HP =	 (8-49)
wz.lp
В дополнение к этому, в центре координат добавляются нули в количестве, ко¬
торое равняется количеству полюсов.
После того как полюса и нули нормализованного прототипа фильтра низ¬
кой частоты преобразованы к варианту фильтра высокой частоты, необходимо
выполнить денормализацию. Данная операция выполняется аналогично случаю
фильтра низкой частоты — то есть по частоте и по импедансу.
В качестве примера преобразуем 1-дБ низкочастотный фильтр Чебышева
с тремя полюсами в фильтр высокой частоты.

8-5. Частотные преобразования 779
Порядок
Секция
Действи¬
тельная
часть
Мнимая
часть
Fo
а
Q
Частота
-3 дБ
Частота
макс.
уровня
Макс.
уровень
2
1
0,4508
0,7351
0,8623
1,0456
0,9564
0,5806
0,9995
3
1
0,2257
0,8822
0,9106
0,4957
2,0173
0,8528
6,3708
2
0,4513
0,4513
0,4513
4
1
0,3199
0,3868
0,5019
1,2746
0,7845
0,2174
0,1557
2
0,1325
0,9339
0,9433
0,2809
3,5594
0,9245
11,1142
5
1
0,2265
0,5918
0,6337
0,7149
1,3988
0,5467
3,5089
2
0,0865
0,9575
0,9614
0,1800
5,5559
0,9536
14,9305
3
0,2800
0,2800
0,2800
б
1
0,2268
0,2601
0,3461
1,3144
0,7608
0,1273
0,0813
2
0,1550
0,7106
0,7273
0,4262
2,3462
0,6935
7,6090
3
0,0608
0,9707
0,9726
0,1249
8,0036
0,9688
18,0827
7
1
0,1819
0,4354
0,4719
0,7710
1,2971
0,3956
2,9579
2
0,1259
0,7846
0,7946
0,3169
3,1558
0,7744
10,0927
3
0,0449
0,9785
0,9795
0,0918
10,8982
0,9775
20,7563
4
0,2019
0,2019
0,2019
8
1
0,1737
0,1956
0,2616
1,3280
0,7530
0,0899
0,0611
2
0,1473
0,5571
0,5762
0,5112
1,9560
0,5373
6,1210
3
0,0984
0,8337
0,8395
0,2344
4,2657
0,8279
12,6599
4
0,0346
0,9836
0,9842
0,0702
14,2391
0,9830
23,0750
9
1
0,1482
0,3427
0,3734
0,7938
1,2597
0,3090
2,7498
2
0,1208
0,6442
0,6554
0,3686
2,7129
0,6328
8,8187
3
0,0788
0,8679
0,8715
0,1809
5,5268
0,8643
12,8852
4
0,0274
0,9869
0,9873
0,0555
18,0226
0,9865
25,1197
5
0,1577
0,1577
0,1577
10
1
0,1403
0,1567
0,2103
1,3341
0,7496
0,0698
0,0530
2
0,1266
0,4546
0,4721
0,5363
1,8645
0,4366
5,7354
3
0,1005
0,7084
0,7155
0,2809
3,5597
0,7012
11,1147
4
0,0645
0,8926
0,8949
0,1441
6,9374
0,8903
16,8466
5
0,0222
0,9895
0,9897
0,0449
22,2916
0,9893
26,9650
Рис. 8-31. Таблица для расчета фильтра Чебышева с неравномерностью 1 дБ
Из таблицы, которая приводилась в предыдущем разделе, получаем следующие
значения:
oiLPi = 0,2257,
Plpi = 0,8822,
ollp'2 — 0,4513.
После преобразования мы будем иметь следующие значения:
«нрі = 0,2722,
0нрі = 1,0639,
«НР2 = 2,2158.

780 Глава 8. Аналоговые фильтры
Порядок
Секция
Действи¬
тельная
часть
Мнимая
часть
Fo
а
Q
Частота
-3 дБ
Частота
макс.
уровня
Макс.
уровень
2
1
1,1050
0,6386
1,2754
1,7328
0,5771
1,0020
з
1
1,0509
1,0025
1,4524
1,4471
0,6910
1,4185
2
1,3270
1,3270
1,3270
4
1
1,3596
0,4071
1,4192
1,9160
0,5219
0,9705
0,7622
0,2349
2
0,9877
1,2476
1,5912
1,2414
0,8055
1
1,3851
0,7201
1,5611
1,7745
0,5635
1,1876
5
2
0,9606
1,4756
1,7607
1,0911
0,9156
1,1201
0,7768
3
1,5069
1,5069
1,5069
1
1,5735
0,3213
1,6060
1,9596
0,5103
1,0638
б
2
1,3836
0,9727
1,6913
1,6361
0,6112
1,4323
3
0,9318
1,6640
1,9071
0,9772
1,0234
1,3786
1,3851
1
1,6130
0,5896
1,7174
1,8784
0,5324
1,2074
7
2
1,3797
1,1923
1,8235
1,5132
0,6607
1,6964
3
0,9104
1,8375
2,0507
0,8879
1,1262
1,5961
1,9850
4
1,6853
1,6853
1,6853
1
1,7627
0,2737
1,7838
1,9763
0,5060
1,1675
8
2
0,8955
2,0044
2,1953
0,8158
1,2258
1,7932
2,5585
3
1,3780
1,3926
1,9591
1,4067
0,7109
0,2011
0,0005
4
1,6419
0,8256
1,8378
1,7868
0,5597
1,3849
9
1
1,8081
0,5126
1,8794
1,9242
0,5197
1,2774
2
1,6532
1,0319
1,9488
1,6966
0,5894
1,5747
3
1,3683
1,5685
2,0815
1,3148
0,7606
0,7668
0,0807
4
0,8788
2,1509
2,3235
0,7564
1,3220
1,9632
3,0949
5
1,8575
1,8575
1,8575
10
1
1,9335
0,2451
1,9490
1,9841
0,5040
1,2685
2
1,8467
0,7335
1,9870
1,8587
0,5380
1,4177
3
1,6661
1,2246
2,0678
1,6115
0,6205
1,7848
4
1,3648
1,7395
2,2110
1,2346
0,8100
1,0785
0,2531
5
0,8686
2,2991
2,4580
0,7067
1,4150
2,1291
3,5944
Рис. 8-32. Таблица для расчета фильтра Бесселя
В результате получаем:
F01 = 1,0982,
а = 0,4958,
Q = 2,0173,
Fo2 = 2,2158.
Пример реализации этого преобразования будет показан в следующем разделе.
Фильтр высокой частоты можно рассматривать как фильтр низкой часто¬
ты, который повернули относительно вертикальной оси. Вместо постоянного
отклика для сигналов с постоянным уровнем здесь отклик увеличивается на п х
(20 дб/декаду), что связано с присутствием нулей в начале координат (здесь п - -
количество полюсов). При частоте излома (corner frequency) отклик изменяется

8-5. Частотные преобразования 781
на п х (—20 дб/декаду), что связано с тем, что к прежнему возрастающему откли¬
ку были добавлены полюса. В результате мы получаем равномерную амплитудно-
частотную характеристику для частоты, превышающей частоту излома фильтра
(corner frequency).
Порядок
Секция
Действи¬
тельная
часть
Мнимая
часть
Fo
а
Q
Частота
-3 дБ
Частота
макс.
уровня
Макс.
уровень
2
1
1,0087
0,6680
1,2098
1,6675
0,5997
0,9999
3
1
0,8541
1,0725
1,3710
1,2459
0,8026
0,6487
0,2232
2
1,0459
1,0459
1,0459
4
1
0,9648
0,4748
1,0753
1,7945
0,5573
0,8056
1,1864
1,6286
2
0,7448
1,4008
1,5865
0,9389
1,0650
5
1
0,8915
0,8733
1,2480
1,4287
0,6999
1,2351
2
0,6731
1,7085
1,8363
0,7331
1,3641
1,5703
3,3234
3
0,9430
0,9430
0,9430
6
1
0,8904
0,4111
0,9807
1,8158
0,5507
0,7229
2
0,8233
1,2179
1,4701
1,1201
0,8928
0,8975
0,6495
3
0,6152
1,9810
2,0743
0,5932
1,6859
1,8831
4,9356
7
1
0,8425
0,7791
1,1475
1,4684
0,6810
1,1036
2
0,7708
1,5351
1,7177
0,8975
1,1143
1,3276
1,9162
3
0,5727
2,2456
2,3175
0,4942
2,0233
2,1713
6,3948
4
0,8615
0,8615
0,8615
8
1
0,8195
0,3711
0,8996
1,8219
0,5489
0,6600
2
0,7930
1,1054
1,3604
1,1658
0,8578
0,7701
0,4705
3
0,7213
1,8134
1,9516
0,7392
1,3528
1,6638
3,2627
4
0,5341
2,4761
2,5330
0,4217
2,3713
2,4178
7,6973
9
1
0,7853
0,7125
1,0604
1,4812
0,6751
1,0102
2
0,7555
1,4127
1,6020
0,9432
1,0602
1,1937
1,6005
3
0,6849
2,0854
2,1950
0,6241
1,6024
1,9697
4,5404
4
0,5060
2,7133
2,7601
0,3667
2,7274
2,6657
8,8633
5
0,7983
0,7983
0,7983
10
1
0,7592
0,3413
0,8324
1,8241
0,5482
0,6096
2
0,7467
1,0195
1,2637
1,1818
0,8462
0,6941
0,4145
3
0,7159
1,6836
1,8295
0,7826
1,2778
1,5238
2,8507
4
0,6475
2,3198
2,4085
0,5377
1,8598
2,2276
5,7152
5
0,4777
2,9128
2,9517
0,3237
3,0895
2,8734
9,9130
Рис. 8-33. Таблица для расчета фильтра с линейной фазовой характеристикой и постоянной
ошибкой фазы, равной 0,05°
Преобразование фильтра низких частот
в полосовой фильтр
Преобразование к полосовому отклику является немного более сложным. В за¬
висимости от расстояния между полюсами полосовые фильтры могут классифи¬
цироваться либо как широкополосные, либо как узкополосные. Если граничные

782 Глава 8. Аналоговые фильтры
частоты полосового фильтра разделяет большой интервал (более чем две окта¬
вы), то такой фильтр является широкополосным. Он состоит из секции низких
частот и секции высоких частот, которые объединяются последовательно в виде
отдельных каскадов. Предполагается, что когда расстояние между полюсами ве¬
лико, то взаимодействие между ними будет минимальным. Это условие не выпол¬
няется для узкополосного полосового фильтра, где интервал между граничными
частотами будет меньше 2 октав. В нашем обсуждении мы будем рассматривать
именно узкополосный фильтр.
Порядок
Секция
Действи¬
тельная
часть
Мнимая
часть
Fo
а
Q
Частота
-3 дБ
Частота
макс.
уровня
Макс.
уровень
2
i
0,8590
0,6981
1,1069
1,5521
0,6443
1,0000
3
i
0,6969
1,1318
1,3292
1,0486
0,9536
0,8918
0,9836
2
0,8257
0,8257
0,8257
4
1
0,7448
0,5133
0,9045
1,6468
0,6072
0,7597
1,3713
3,1817
2
0,6037
1,4983
1,6154
0,7475
1,3379
5
1
0,6775
0,9401
1,1588
1,1693
0,8552
0,6518
0,4579
2
0,5412
1,8256
1,9041
0,5684
1,7592
1,7435
5,2720
3
0,7056
0,7056
0,7056
б
1
0,6519
0,4374
0,7850
1,6608
0,6021
0,6522
2
0,6167
1,2963
1,4355
0,8592
1,1639
1,1402
2,2042
3
0,4893
2,0982
2,1545
0,4542
2,2016
2,0404
7,0848
7
1
0,6190
0,8338
1,0385
1,1922
0,8388
0,5586
0,3798
2
0,5816
1,6455
1,7453
0,6665
1,5004
1,5393
4,0353
3
0,4598
2,3994
2,4431
0,3764
2,6567
2,3549
8,6433
4
0,6283
0,6283
0,6283
8
1
0,5791
0,3857
0,6958
1,6646
0,6007
0,5764
2
0,5665
1,1505
1,2824
0,8835
1,1319
1,0014
2,0187
3
0,5303
1,8914
1,9643
0,5399
1,8521
1,8155
5,6819
4
0,4148
2,5780
2,6112
0,3177
3,1475
2,5444
10,0703
9
1
0,5688
0,7595
0,9489
1,1989
0,8341
0,5033
0,3581
2
0,5545
1,5089
1,6076
0,6899
1,4496
1,4033
3,7748
3
0,5179
2,2329
2,2922
0,4519
2,2130
2,1720
7,1270
4
0,4080
2,9028
2,9313
0,2784
3,5923
2,8470
11,1925
5
0,5728
0,5728
0,5728
10
1
0,5249
0,3487
0,6302
1,6659
0,6003
0,5215
2
0,5193
1,0429
1,1650
0,8915
1,1217
0,9044
1,9598
3
0,5051
1,7264
1,7988
0,5616
1,7806
1,6509
5,3681
4
0,4711
2,3850
2,4311
0,3876
2,5802
2,3380
8,3994
5
0,3708
2,9940
3,0169
0,2458
4,0681
2,9709
12,2539
Рис. 8-34. Таблица для расчета фильтра с линейной фазовой характеристикой и постоянной
ошибкой фазы, равной 0,5°
Как и при преобразовании фильтра низких частот в фильтр высоких частот,
мы начинаем с рассмотрения пары комплексных полюсов низкочастотного про¬
тотипа: а и /3. Известно, что пару полюсов образуют комплексно сопряженные

8-5. Частотные преобразования 783
величины, что подразумевает симметрию относительно постоянного напряже¬
ния (0 Гц). Процесс трансформации в случае полосового фильтра заключается
в зеркальном отображении отклика относительно постоянного напряжения низ¬
кочастотного прототипа в тот же отклик, который теперь будет располагаться
относительно новой центральной частоты Fo.
Очевидно, это подразумевает, что после завершения преобразования в поло¬
совой фильтр количество полюсов и нулей увеличится вдвое. Как и для фильтра
низкой частоты, игнорируются те полюса и нули, которые лежат ниже оси с
действительными значениями. Таким образом, прототип фильтра низких ча¬
стот п-го порядка преобразуется в полосовой фильтр n-го порядка, даже если
порядок фильтра будет равен 2п. Полосовой фильтр будет состоять из п секций,
тогда как низкочастотный прототип включал в себя п/2 секций. Для удобства
можно представлять себе, что отклик определяется п полюсами в верхней части
и п полюсами в нижней части.
Порядок
Секция
Действи¬
тельная
часть
Мнимая
часть
Fo
а
Q
Частота
-3 дБ
Частота
макс.
уровня
Макс.
уровень
3
1
0,9360
1,2168
1,5352
1,2194
0,8201
0,7775
0,2956
2
0,9360
0,9360
0,9360
4
1
0,9278
1,6995
1,9363
0,9583
1,0435
0,8582
1,4239
1,5025
2
0,9192
1,5560
1,0743
1,7113
0,5844
5
1
0,8075
0,9973
1,2832
1,2585
0,7946
0,5853
0,1921
2
0,7153
0,2053
0,7442
1,9224
0,5202
0,5065
3
0,8131
0,8131
0,8131
б
1
0,7019
0,4322
0,8243
1,7030
0,5872
0,6627
2
0,6667
1,2931
1,4549
0,9165
1,0911
1,1080
1,7809
3
0,4479
2,1363
2,1827
0,4104
2,4366
2,0888
7,9227
7
1
0,6155
0,7703
0,9860
1,2485
0,8010
0,4632
0,2168
2
0,5486
1,5154
1,6116
0,6808
1,4689
1,4126
3,8745
3
0,2905
2,1486
2,1681
0,2680
3,7318
2,1289
11,5169
4
0,6291
0,6291
0,6291
8
1
0,5441
0,3358
0,6394
1,7020
0,5876
0,5145
2
0,5175
0,9962
1,1226
0,9220
1,0846
0,8512
1,7432
3
0,4328
1,6100
1,6672
0,5192
1,9260
1,5507
5,9962
4
0,1978
2,0703
2,0797
0,1902
5,2571
2,0608
14,4545
9
1
0,4961
0,6192
0,7934
1,2505
0,7997
0,3705
0,2116
2
0,4568
1,2145
1,2976
0,7041
1,4203
1,1253
3,6221
3
0,3592
1,7429
1,7795
0,4037
2,4771
1,7055
8,0594
4
0,1489
2,1003
2,1056
0,1414
7,0704
2,0950
17,0107
5
0,5065
0,5056
0,5065
10
1
0,4535
0,2794
0,5327
1,7028
0,5873
0,4283
2
0,4352
0,8289
0,9362
0,9297
1,0756
0,7055
0,6904
3
0,3886
1,3448
1,3998
0,5552
1,8011
1,2874
5,4591
4
0,2908
1,7837
1,8072
0,3218
3,1074
1,7598
9,9618
5
0,1136
2,0599
2,0630
0,1101
9,0802
2,0568
19,1751
Рис. 8-35. Таблица для расчета фильтра Гаусса (12 дБ)

784 Глава 8. Аналоговые фильтры
Порядок
Секция
Действи¬
тельная
часть
Мнимая
часть
Fo
а
Q
Частота
—3 дБ
Частота
макс.
уровня
Макс.
уровень
3
1
0,9622
1,2214
1,5549
1,2377
0,8080
0,7523
0,2448
2
0,9776
0,5029
1,0994
1,7785
0,5623
0,8338
4
1
0,7940
0,5029
0,9399
1,6896
0,5919
0,7636
1,4058
3,0859
2
0,6304
1,5407
1,6647
0,7574
1,3203
5
1
0,6190
0,8254
1,0317
1,1999
0,8334
0,5460
0,3548
2
0,3559
1,5688
1,6087
0,4425
2,2600
1,5279
7,3001
3
0,6650
0,6650
0,6650
6
1
0,5433
0,3431
0,6426
1,6910
0,5914
0,5215
2
0,4672
0,9991
1,1029
0,8472
1,1804
0,8831
2,2992
3
0,2204
1,5067
1,5227
0,2895
3,4545
1,4905
10,8596
7
1
0,4580
0,5932
0,7494
1,2223
0,8182
0,3770
0,2874
2
0,3649
1,1286
1,1861
0,6153
1,6253
1,0680
4,6503
3
0,1522
1,4938
1,5015
0,2027
4,9328
1,4860
13,9067
4
0,4828
0,4828
0,4828
8
1
0,4222
0,2640
0,4979
1,6958
0,5897
0,4026
2
0,3833
0,7716
0,8616
0,8898
1,1239
0,6697
1,9722
3
0,2678
1,2066
1,2360
0,4333
2,3076
1,1765
7,4721
4
0,1122
1,4798
1,4840
0,1512
6,6134
1,4755
16,4334
9
1
0,3700
0,4704
0,5985
1,2356
0,8088
0,2905
0,2480
2
0,3230
0,9068
0,9626
0,6711
1,4901
0,8473
3,9831
3
0,2309
1,2634
1,2843
0,3596
2,7811
1,2421
9,0271
4
0,0860
1,4740
1,4765
0,1165
8,5804
1,4715
18,6849
5
0,3842
0,3812
0,3812
10
1
0,3384
0,2101
0,3983
1,6991
0,5885
0,3212
2
0,3164
0,6180
0,6943
0,9114
1,0972
0,5309
1,8164
3
0,2677
0,9852
1,0209
0,5244
1,9068
0,9481
5,9157
4
0,1849
1,2745
1,2878
0,2871
3,4825
1,2610
10,9284
5
0,0671
1,4389
1,4405
0,0931
10,7401
1,4373
20,6296
Рис. 8-36. Таблица для расчета фильтра Гаусса (6 дБ)
Значение Qbp определяется по следующей формуле:
Qbp =	(8-50)
где BW — полоса пропускания для некоторого уровня ослабления, обычно этот
уровень ослабления принимают равным —3 дБ.
Данный алгоритм преобразования был разработан Геффе (Geffe, ссылка [16])
с целью преобразования полюсов фильтра низкой частоты в эквивалентные по¬
люса полосового фильтра.
Если известно положение полюсов низкочастотного прототипа:
-а±І/3,	(8-51)
а также значения F0 и Qbp, то приводимые ниже вычисления позволяют полу¬
чить два набора значений для Q, а также позволяют найти частоты Бн и Fl,

8-5. Частотные преобразования 785
которые определяют пару секций для полосового фильтра.
С =а2+/32,
2 а
В =
Е =
Qbp ’
С + 4,
Q2
ВР
G =
Q =
VE2 -4D2,
E + G
2D2 '
(8-52)
(8-53)
(8-54)
(8-55)
(8-56)
Заметим, что Q для всех секций будет иметь одинаковое значение.
Частоты, которые соответствуют полюсам, определяются следующим образом:
«Q
М~ Qbp’
W = М + \/М2 - 1,
F - F°
Fbpi - W’
F вР2 = WFq.
(8-57)
(8-58)
(8-59)
(8-60)
Преобразование для каждого полюса также будет приводить к образованию
двух полюсов, которые будут располагаться в центре системы координат.
Нормализованный действительный полюс низкочастотного фильтра со зна¬
чением ао преобразуется в секцию полосового фильтра, для которой:
Q = —,	(8-61)
OL о
а частота равняется Fo-
Преобразование для каждого отдельного полюса также приводит к образо¬
ванию нуля в центре системы координат.
Низкочастотные прототипы для эллиптической функции содержат как нули,
так и полюса. При преобразовании такого фильтра также необходимо выполнить
преобразование и для нулей. Если нули низкочастотного фильтра располагаются
в ±jwz, то нули для полосового фильтра можно получить при помощи следующих
формул:
М= qQ
Qbp’
(8-62)
W = М + \/М2 - 1,
(8-63)
F Fo
Fbpi - w’
(8-64)
F BP2 = WFq.
(8-65)
Так как коэффициент усиления полосового фильтра достигает максимума
при Fbp, а не при Fo, то, чтобы нормализовать отклик полученного в результате
фильтра, необходимо выполнить подстройку амплитудной функции.
;

786 Глава 8. Аналоговые фильтры
Коэффициент усиления для отдельных секций фильтра определяется с помо¬
щью следующей формулы:
Аи=' <8-бб)
где Ао — коэффициент усиления при центральной частоте фильтра, Ад — коэф¬
фициент усиления секции фильтра при резонансной частоте, F0 — центральная
частота фильтра, Fbp — резонансная частота для секции фильтра.
Вновь в качестве примера используем фильтр Чебышева с тремя полюсами и
уровнем пульсаций 1 дБ:
<*lpi = 0,2257,
/?lpi = 0,8822,
aLP2 = 0,4513.
Мы выбираем (произвольно) полосу пропускания в 0,5 Гц (для ослабления на
3 дБ) с центральной частотой 1 Гц, в этом случае:
Qbp = 2.
Выполняя вычисления для пары полюсов, мы получаем следующие промежуточ¬
ные результаты:
С = 0,829217,	D = 0,2257,
Е = 4,2073,	G = 4,18302,
М = 1,0247,	W = 1,245
и
FBP3 = 0,80322, FBP2 = 1,24499,
Qbpi = Qbp2 = 9,0749,
коэффициент усиления = 4,1318.
Для единственного полюса:
Fbp3 = 1) Qbp3 = 4,431642,
коэффициент усиления = 1.
Вновь полностью данный пример будет рассмотрен в следующих разделах.
Преобразование низкочастотного фильтра
в заграждающий (режекторный)
Как и для полосового фильтра, заграждающий фильтр может являться широ¬
кополосным или узкополосным, это определяется тем, превышает расстояние
между полюсами две октавы или нет. Чтобы избежать разногласий, мы далее
будем придерживаться следующих соглашений. Если фильтр является широко¬
полосным, то мы будем называть такой фильтр заграждающим. Если фильтр
является узкополосным, то такой фильтр будет являться режекторным.
Одним из способов конструирования заграждающего фильтра является со¬
здание полосового фильтра, выходной сигнал которого вычитается из входного

8-5. Частотные преобразования 787
сигнала (1-ВР). Другой способ использует соединенные между собой секции
фильтров низкой частоты и высокой частоты, этот метод особенно эффективен
для заграждающих (широкополосных) фильтров. В этом случае секции включа¬
ются параллельно, а выходной сигнал будет представлять разницу их сигналов.
Аналогично тому, что полосовой фильтр получают в результате непосред¬
ственного преобразования низкочастотного прототипа, при котором уровень
постоянного напряжения преобразуется в частоту Fo, подобное преобразова¬
ние может выполняться и при получении заграждающего фильтра из фильтра
высоких частот — в этом случае постоянное напряжение, которое равно 0, пре¬
образуется в F0.
Более общим является подход, использующий непосредственное преобразова¬
ние полюсов. Преобразование для заграждающего фильтра приводит к образо¬
ванию из каждой пары полюсов фильтра низких частот двух пар комплексных
полюсов и пары мнимых нулей второго порядка.
Во-первых, значение Qbr определяется следующим выражением:
Qbr
Fq
BW’
где BW обозначает полосу пропускания для ослабления на —3 дБ.
Используя положение полюсов для низкочастотного прототипа:
(8-67)
-а±)/3
(8-68)
и используя также значения Fo и Qbr, с помощью нижеследующих вычислений
мы получаем два набора значений для Q и для частот Fh и Fl, которые опреде¬
ляют две секции, входящие в состав заграждающего фильтра.
С = а2 + /З2,
ТЛ _ а
" О^С’
г	 I
QbrC’
F = E2 - D2 + 4,
(8-69)
(8-70)
(8-71)
(8-72)
G =
Н =
К =
Q =
V2
РЕ
~G~’
+
+ D2E2,
iy^D+H^ + tE + G)2,
К
D + H'
(8-73)
(8-74)
(8-75)
(8-76)
Частоты для полюсов выражаются следующим образом:
Fbri = -|г,
E BR2 = KF0,
(8-77)
(8-78)

788 Глава 8. Аналоговые фильтры
Fz = Fo,	(8-79)
F0 = Vf BRi x Fbr2,	(8-80)
где Fo — это частота заграждающего фильтра, которая является геометриче¬
ским средним Fbri и Fbr2-
Простой действительный полюс «о преобразуется в одну секцию, для которой
значение Q определяется следующим образом:
Q = QbrQO)	(8-81)
где частота Fbr = Fo. Также будет существовать ноль (transmission zero) на
частоте F0.
В некоторых приложениях, таких как подавление влияния частоты электри¬
ческой сети на сигналы, полученные от датчиков, могут проектироваться загра¬
ждающие фильтры, рассчитанные на определенную частоту.
Если предположить, что требуется обеспечить ослабление на А дБ для полосы
пропускания В, то необходимое значение Q для подавления на отдельной частоте
будет выражаться следующей формулой:
Q =
(8-82)
В\/100’1А - 1
При рассмотрении преобразования прототипа фильтра низкой частоты мы вновь
будем использовать в качестве примера фильтр Чебышева третьего порядка
с уровнем пульсаций 1 дБ:
Q!lpi = 0,2257,
/3LP1 = 0,8822,
o:lp2 = 0,4513.
Мы выбираем (произвольно) полосу пропускания в 0,5 Гц (для ослабления на 3 дБ)
с центральной частотой 1 Гц, в этом случае:
Qbr = Ю.
Производя вычисления для пар полюсов, мы получаем следующие промежуточ¬
ные результаты:
С = 0,829217,
Е = 0,106389,
G = 2,002643,
К = 1,054614,
D = 0,027218,
G = 4,01058,
Н = 0,001446
и
Fbri = 0,94821 Frr2 = 1,0546,
Qbri = Qbr2 = 36'7918
и для единственного полюса:
Frp3 = 1, Qbp3 = 4,4513.
Вновь полностью данный пример будет рассмотрен в следующих разделах.

8-6. Реализация фильтра
Преобразование фильтра низких частот
в частотно-независимый фильтр
Преобразование фильтра низких частот в частотно-независимый фильтр за¬
ключается в добавлении нуля в правой части s-плоскости, который ставится
в соответствие каждому полюсу, расположенному в левой части плоскости.
Однако обычно частотно-независимые фильтры не проектируются подобным
образом. Основной задачей частотно-независимого фильтра является выравни¬
вание задержек, возникающих при работе другого фильтра. Многие схемы моду¬
ляции используют какой-то из типов квадратурной модуляции, которая изменяет
как амплитуду, так и фазу сигнала.
Частотно-независимый эквалайзер не может быть реализован в виде закон¬
ченного модуля. Вместо этого сначала проектируется амплитудный фильтр, и
для него измеряется или вычисляется вносимая задержка. Затем графическими
методами или при помощи компьютерных программ определяются те секции,
которые должны выполнять эквализацию.
Каждая секция, которая выполняет функцию эквализации, вносит в два раза
большую задержку по сравнению с прототипом фильтра низкой частоты — это
связано с взаимодействием полюсов. Грубая оценка для необходимого количества
секций может быть получена при помощи следующего выражения:
где Abw — это интересующая нас полоса частот, выраженная в герцах, а Дт —
это искажение задержки для Abw> выраженное в секундах.
Теперь, когда стало понятно, что мы хотим создать, встает вопрос, как это
реализовать на практике. Это означает, что нам необходимо решить, какие
топологии для фильтров мы будем использовать. Проектирование фильтра пред¬
ставляет собой процесс, который состоит из двух этапов. На первом этапе мы
решаем, какой фильтр мы хотим создать (т. е. определяем передаточную функ¬
цию для фильтра), а затем уже определяем, как именно мы будем реализовывать
данный фильтр (т. е. определяем топологию схемы, с помощью которой будет ре¬
ализован фильтр).
В общем случае фильтры строятся исходя из того, что для действительного
полюса используется секция, соответствующая одному полюсу, а секции с дву¬
мя полюсами используются для пар полюсов. Хотя для построения фильтра вы
можете использовать и секции с тремя полюсами или даже секции более высо¬
кого порядка, в этом случае будет возрастать взаимное влияние между такими
секциями, что влечет за собой чувствительность к параметрам компонентов.
Для изолирования секций друг от друга следует использовать буфер. В до¬
полнение к этому, предполагается, что все секции получают сигнал от источника
с малым импедансом. Любой импеданс источника можно моделировать с помо¬
щью того, что этот источник последовательно подключается к входу фильтра.
п = 2AbwAt + 1,
(8-83)
Раздел 8-6
Реализация фильтра

790 Глава 8. Аналоговые фильтры
Во всех приводимых ниже выражениях, которые будут применяться для про¬
ектирования фильтра, используются следующие соглашения:
Н = коэффициент усиления схемы для полосы пропускания или резонансной
частоты,
Fo = граничная частота или резонансная частота, выраженная в Гц,
loo — граничная частота или резонансная частота, выраженная в рад/с,
Q = добротность схемы, используется в выражении для максимального
уровня и
а =1/Q — коэффициента затухания схемы.
К сожалению, для коэффициента затухания используется то же обозначение (а),
что и в формуле для обозначения координат полюсов (а± j/З). Это же относится
и к обозначению Q, которое используется как для коэффициента добротности
схемы, так и для коэффициента добротности компонента, что не совсем одно
и то же.
Коэффициент добротности Q для схемы используется для характеристики
резких максимумов в амплитудно-частотной характеристике. Это значение опре¬
деляется углом полюса относительно центра системы координат (на s-плоскости).
Коэффициент добротности Q для компонента используется для определения то¬
го, какие потери существуют в компонентах с реактивным сопротивлением (для
которых в теории не должно существовать потерь). Эти потери вызваны па¬
разитными параметрами компонента: для конденсатора это коэффициент дис¬
сипации, сопротивление утечки, эквивалентное последовательное сопротивление
(ESR), в случае индуктивностей :— это последовательное сопротивление.
RC-фильтр с одним полюсом
Простейшим блоком, который может использоваться для построения фильтра,
является RC-секция. У нее имеется один полюс, который может быть как низко¬
частотным, так и высокочастотным. Фильтры нечетного порядка используют
секции с одним полюсом.
Базовая структура RC-секции низкой
частоты показана на рис. 8-37 (А). Пред¬
полагается, что импеданс нагрузки доста¬
точно высок (> х10) и, таким образом,
не создает нагрузку на схему. Нагрузка
включается параллельно с шунтирующим
плечом фильтра. Если это не так, то для
секции должен использоваться буфер в виде
операционного усилителя. Фильтр низкой
частоты можно преобразовать в фильтр
высокой частоты, если поменять местами
резисторы и конденсаторы. Основная структура фильтра высокой частоты пока¬
зана на рис. 8-37 (В). Вновь мы предполагаем, что импеданс нагрузки достаточно
высок.
Полюс также может применяться и в схемах, использующих усилители. На
рис. 8-38 (А) показывается схема усилителя, у которого в цепи обратной свя-
О—ЛЛ	2“
т
—о о—II—
V
(А)
(В)
Фильтр
Фильтр
НИЗКИХ
ВЫСОКИХ
частот
частот
Рис. 8-37. Секции фильтра с одним по¬
люсом

зи установлен конденсатор. Благодаря этому образуется фильтр низкой часто¬
ты, так как при увеличении частоты уменьшается эффективный импеданс цепи
обратной связи, что вызывает уменьшение коэффициента усиления.
Рис. 8-38. Модули активного
фильтра с одним полюсом
низких
частот
высоких
частот
На рис. 8-38 (В) показан конденсатор, который включен последовательно
с резистором, что приводит к блокированию сигнала с постоянным уровнем на¬
пряжения. По мере увеличения частоты (начиная от 0) импеданс конденсатора
уменьшается, и, соответственно, возрастает коэффициент усиления схемы. Это
означает, что мы получили фильтр высокой частоты.
На рис. 8-66 показаны уравнения, которые могут использоваться при проек¬
тировании фильтра с одним полюсом.
Пассивная LC-секция
Хотя подобная структура и не использует, строго говоря, операционные усили¬
тели, пассивные фильтры лежат в основе некоторых топологий для активных
фильтров и, для полноты изложения, будут рассматриваться ниже.
Подобно активным фильтрам, пассивные фильтры строятся из отдельных
подсекций. На рис. 8-39 показаны подобные подсекции для фильтра низкой ча¬
стоты. Полностью такая секция представляет собой базовую секцию с двумя
полюсами. Фильтры четного порядка используют половину подобной секции,
которая является секцией с одним полюсом. Секция фильтра типа m (m-derived
filter), которая показана на рис. 8-40, используется тогда, когда необходимы как
нули, так и полюса в передаточной функции.
Рис. 8-39. Пассивные секции фильтра (низ¬
кочастотные)
(А)	(В)
Половина	Полная
секции	секция

792 Глава 8. Аналоговые фильтры
(А)	(В)	(А)	(В)
Половина	Полная	Половина	Полная
секции	секция	секции	секция
Рис. 8-40. Пассивные модули фильтра (низ- Рис. 8-41. Пассивные модули фильтра
кой частоты, m-derived)	(высокой частоты)
Фильтр низкой частоты можно преобразовать в фильтр высокой частоты
(см. рис. 8-41 и 8-42) при помощи замены конденсаторов на индуктивности. При
этом индуктивности будут иметь значение, обратное емкости конденсатора (и,
соответственно, индуктивности должны быть заменены на конденсаторы, ем¬
кость которых вычисляется как обратное значение индуктивности):
LHp = ~—	(8-84)
Ььр
и
Снр = j—•	(8-85)
Гьр
Нули передачи также принимают обратные значения в процессе преобразования,
таким образом:
wz,HP =	•	(8-86)
wz,lp
£
(А)
(В)
Половина
Полная
секции
секция
Рис. 8-42. Пассивные модули фильтра (высо¬
кой частоты, m-derived)
Прототип фильтра низкой частоты преобразуется в полосовой фильтр или
заграждающий фильтр с помощью таблицы, показанной на рис. 8-43.
Для работы пассивного фильтра необходимо, чтобы были указаны импе¬
данс источника и нагрузки. Один из вопросов, который возникает при проек¬
тировании пассивных фильтров, связан с тем, что в фильтрах с несколькими
полюсами каждая секция создает нагрузку для предыдущей секции и также при
этом создает импеданс источника для последующих секций, так что одной из
основных проблем становится взаимодействие компонентов. По этой причине
разработчики в основном используют таблицы, например те, которые содержат¬
ся в книге Вильямса ([2]).

8-6. Реализация фильтра 793
Секция фильтра
низких частот
Секция фильтра	Значения для
высоких частот	компонентов схемы
L
С
О	II	о
1
с =
ш02 L
L =
Са
Lb =
С1 =
1
<в02 С
1
оз02 La
1
ш02 СЬ
1
C0q2 L1
Секция фильтра
высоких частот
L2 =
1
щ02 С2
Конфигурация для
заграждающего фильтра
Значения для
компонентов схемы
Рис. 8-43. Преобразование фильтра низких частот в полосовой фильтр и преобразование
фильтра высоких частот в заграждающий фильтр
Интегратор
Всегда, когда в цепь обратной связи устанавливается
импеданс, который зависит от частоты, мы получаем
для отклика зависимость, обратную частоте. Напри¬
мер, если конденсатор, импеданс которого уменьша¬
ется при увеличении частоты, устанавливается в цепь
обратной связи операционного усилителя, то образует¬
ся интегратор (см. рис. 8-44).
Интегратор обладает высоким коэффициентом уси¬
ления для сигналов с постоянным напряжением (значение коэффициента усиле¬
ния для операционного усилителя с разомкнутой цепью обратной связи). Также
интегратор можно представить себе как фильтр низких частот, у которого ча¬
стота среза равняется 0 Гц.
Преобразователь импеданса
На рис. 8-45 показана блок-схема преобразователя импеданса (GIC, General Im¬
pedance Converter). Импеданс данной схемы описывается следующей формулой:
Z1Z3Z5
Z =
Z2Z4
(8-87)

794 Глава 8. Аналоговые фильтры
Если установить в соответствующие части схемы один или два конденсатора
(тогда как в других местах устанавливаются резисторы), можно синтезировать
несколько типов зависимостей для импеданса (см. ссылку [25]).
Ограничением данной схемы является то, что нижний конец ее должен быть
заземлен.
Активная индуктивность
Подставляя в схеме преобразователя импеданса
вместо Z4 конденсатор и используя резисторы для
Zl, Z2, Z3 и Z5, мы получаем следующее выраже¬
ние:
Zu = SCR^3-^.	(8-88)
Если внимательно изучить это выражение,
то можно увидеть, что мы имеем дело с индуктив¬
ностью, значение которой выражается следующей
формулой:
CR1R3R5
L =
R2
(8-89)
На рис. 8-46 показано, как эта схема может
использоваться для моделирования поведения ин¬
дуктивности.
Рис. 8-45. Преобразователь им¬
педанса общего вида (GIC)
Частотно-зависимое
отрицательное сопротивление
Если заменить на конденсаторы два из элементов
Zl, Z3 или Z5B, мы получаем структуру, которая носит название «частотно¬
зависимое отрицательное сопротивление» (FDNR, Frequency-Dependent Negative
Resistor). Импеданс подобной структуры выражается следующей формулой:
Рис. 8-46. Активная индуктивность
_ sC2R2R4
R5
(8-90)

8-6. Реализация фильтра 795
Подобный импеданс, который носит название D-элемента, имеет следующее зна¬
чение:
D = C2R4.	(8-91)
При этом предполагается, что:
Сі = С2 и R-2 = R5.	(8-92)
Три различные версии схем FDNR показаны на рис. 8-47.
Теоретически между этими тремя блоками не существует различий, и они
могут заменять друг друга. На практике, однако, могут существовать некото¬
рые различия: иногда предпочтительнее использовать схему (А), так как этот
модуль является единственным, который обеспечивает путь возврата для тока
смещения усилителя.
Для фильтра FDNR (ссылка [24]) в качестве основы при проектировании ис¬
пользуется пассивная реализация фильтра. Если используется конфигурация пас¬
сивного фильтра, то фильтр FDNR затем должен быть преобразован из норма¬
лизованного вида с учетом реальной частоты и импеданса. Обычно это делается
перед выполнением преобразования на 1/s. Сначала берется денормализован¬
ный пассивный прототип фильтра и его элементы преобразуются с помощью
преобразования 1/s. Это означает, что индуктивности, чей импеданс равен sL,
преобразуются в резисторы с импедансом, равным L. Резистор с сопротивлением
R превращается в конденсатор с импедансом R/s, а конденсатор с импедан¬
сом 1/sC преобразуется в резистор D с сопротивлением, которое зависит от
частоты и обладает импедансом l/s2C. Преобразования, которые связаны с кон¬
фигурацией FDNR, а также с реализацией преобразователя импеданса (GIC) для
D-элемента, показаны на рис. 8-48. Мы можем применять данное преобразова¬
ние к фильтрам низкой частоты, фильтрам высокой частоты, к полосовым или
к заграждающим фильтрам, при этом необходимо помнить, что модуль FDNR
должен использоваться только в шунтирующих (поперечных) плечах фильтра.
Пример практической реализации фильтра FDNR приводится в следующем
разделе.

При использовании в некоторых областях фильтры FDNR обеспечивают пре¬
имущество, связанное с отсутствием операционных усилителей в прямом напра¬
влении распространения сигнала, так как операционные усилители способны
вносить в сигнал шум и искажения (хотя и достаточно малые). Кроме этого,
характеристики данной схемы достаточно слабо зависят от изменения свойств
компонентов. Все эти преимущества обеспечиваются за счет увеличения коли¬
чества используемых компонентов.
Саллен-Ки (Sallen-Key)
Конфигурация Саллен- Ки, которая также известна как источник напряжения,
управляемый напряжением (VCVS, voltage control voltage source), была изобрете¬
на в 1955 году Р. П. Салленом (R. Р. Sallen) и Э. Л. Ки (E. L. Key), сотрудника¬
ми Линкольновских лабораторий Массачусетского технологического института
(ссылка [14]).
Сегодня эта топология является одной из наиболее популярных (рис. 8-49).
Одной из причин подобной популярности является то, что в данной конфигу¬
рации характеристики фильтра в наименьшей степени зависят от характери¬
стик используемого операционного усилителя. Это связано с тем, что операци¬
онный усилитель здесь сконфигурирован как усилитель, а не как интегратор,
что уменьшает требования к такому параметру операционного усилителя, как
произведение полосы пропускания на коэффициент усиления. Из этого следует,
что по сравнению с другими топологиями для данного операционного усили¬
теля вы сможете спроектировать фильтр с более высокой частотой, так как
произведение полосы пропускания на коэффициент усиления операционного уси¬
лителя никак не ограничивает характеристики фильтра. Если бы операционный
усилитель был сконфигурирован как интегратор, то данная характеристика опе¬
рационного усилителя оказывала бы влияние на характеристики фильтра. Также
здесь сохраняется фаза сигнала (неинвертирующая конфигурация).

8-6. Реализация фильтра 797
Рис. 8-49. Фильтр низких частот
Сален-Ки
Ri	С,
Другим преимуществом данной конфигурации является то, что достаточ¬
но малы отношение максимально используемого сопротивления к минимально
используемому сопротивлению, а также отношение максимально используемой
емкости к минимально используемой емкости (разброс номиналов компонентов),
что обеспечивает технологичность при производстве подобных схем. Члены,
связанные с частотой и Q, достаточно независимы друг от друга, однако они
очень чувствительны к коэффициенту усиления. Фильтр Саллен- Ки чрезвычай¬
но чувствителен к значениям Q для используемых элементов, особенно для тех
секций, которые обладают высокими значениями Q. Уравнения, которые исполь¬
зуются при проектировании фильтров Саллен Ки низкой частоты, показаны
на рис. 8-67.
Существует и специальный случай такого фильтра: если коэффициент уси¬
ления установлен равным 2, то все значения конденсаторов, как и значения
резисторов, будут равны.
Хотя фильтр Саллен-Ки и получил широкое распространение, его недостат¬
ком является то, что его достаточно тяжело настраивать — это связано с влия¬
нием значений компонентов на параметры Fo и Q.
Чтобы преобразовать фильтр низких частот в фильтр высокой частоты, мы
просто меняем местами конденсаторы и резисторы в той части схемы, которая
определяет ее частотные параметры (т. е. не учитываем резисторы, которые за¬
дают коэффициент усиления для усилителя). Подробно этот процесс показан
на рис. 8-50. Все, что говорилось относительно чувствительности для фильтра
низких частот, также применимо и к фильтру высоких частот. Уравнения, ко¬
торые используются при проектировании фильтра Саллен Ки высоких частот,
показаны на рис. 8-68.
Полосовой вариант фильтра Саллен-Ки обладает определенными ограниче¬
ниями (см. рис. 8-51). Здесь, в отличие от фильтра низких и фильтра высоких
частот, значение Q определяет коэффициент усиления фильтра, и, следователь¬
но, оно не может устанавливаться независимо. Уравнения, которые используются
при проектировании полосового фильтра Саллен-Ки, показаны на рис. 8-69.
Также можно построить заграждающий фильтр по схеме Саллен-Ки, одна¬
ко такой фильтр обладает целым набором нежелательных характеристик. По
причине взаимного влияния компонентов не удается достаточно легко настро¬
ить резонансную частоту (частоту заграждения). Подобно полосовому фильтру

798 Глава 8. Аналоговые фильтры
этого же типа, коэффициент усиления секции фиксируется при помощи других
параметров, и используются компоненты с большим диапазоном значений, осо¬
бенно это относится к конденсаторам. По этим причинам, а также благодаря
тому, что имеются более простые в применении схемы, данный вариант здесь
рассматриваться не будет.
С,	Ri
Рис. 8-50. Фильтр высоких час¬
тот Саллен-Ки
Многоконтурная обратная связь
Фильтр с многоконтурной обратной связью использует операционный усилитель
в качестве интегратора (рис. 8-52). Следовательно, в данном случае передаточ¬
ная функция будет в большей степени зависеть от параметров операционного
усилителя, чем в случае фильтра Саллен-Ки. Достаточно тяжело создать секции
фильтров высоких частот с высокими значениями Q — это связано с ограниче¬
ниями коэффициента усиления операционного усилителя с разомкнутой цепью
обратной связи. На практике используется следующее правило: коэффициент уси¬
ления операционного усилителя с разомкнутой цепью обратной связи должен
по крайней мере на 20 дБ (хІО) превышать амплитудный отклик при резо¬
нансной (или граничной) частоте, включая появление максимума, вызванное
значением Q фильтра. Подобное появление максимума под влиянием Q приводит
к следующему значению амплитуды Ао:
Ао = HQ,
где Н обозначает коэффициент усиления схемы.
(8-93)

8-6. Реализация, фильтра 799
I
i
Фильтр с многоконтурной обратной связью инвертирует фазу сигнала. Это
эквивалентно добавлению результирующего сдвига фазы на 180° к тому фазо¬
вому сдвигу, которое вызывает сам фильтр.
Рис. 8-52. Фильтр низкой ча¬
стоты с многократной обрат¬
ной связью
IN О
Отношение максимальной величины и минимальной величины используемых
компонентов в случае фильтра с многоконтурной обратной связью будет вы¬
ше, чем в случае фильтра Саллен-Ки. Уравнения, которые используются при
проектировании фильтра низких частот с многоконтурной обратной связью,
приводятся на рис. 8-70.
Комментарии, которые относились к фильтру низких частот с многоконтур¬
ной обратной связью, верны также и для фильтра высоких частот (см. рис. 8-53).
Заметим, что вновь для преобразования фильтра низких частот в фильтр вы¬
соких частот необходимо поменять местами конденсаторы и резисторы. Урав¬
нения, которые используются при проектировании фильтра высоких частот с
многоконтурной обратной связью, приводятся на рис. 8-71.
Рис. 8-53. Фильтр высоких частот с многоконтурной обратной связью
Рис. 8-54. Полосовой фильтр с многоконтурной обратной связью
Уравнения, используемые при проектировании полосового фильтра с много¬
контурной обратной связью (см. рис. 8-54), показаны на рис. 8-72.
Эта схема широко используется в тех приложениях, где параметр Q име¬
ет малые значения (< 20). Схема позволяет производить некоторую настрой¬

800 Глава 8. Аналоговые фильтры
ку резонансной частоты Fo за счет изменения сопротивления R.2. Также (при
помощи R5) можно настраивать и значение Q, однако при этом также будет
изменяться и значение Fo.
Настройка Fo может производиться при помощи подключения сигнала с вы¬
хода фильтра к горизонтальному каналу осциллографа, тогда как входной сиг¬
нал для фильтра будет также подаваться и на вертикальный канал осциллогра¬
фа. На экране мы увидим то, что называется фигурой Лиссажу. Эта фигура
обычно представляет собой эллипс, однако на резонансной частоте этот эллипс
превращается в прямую линию, так как сдвиг фазы будет равен 180°. Можно
настроить максимальный уровень для выходного сигнала, который также будет
достигаться при резонансной частоте, однако такая настройка не будет очень
точной — особенно при малых значениях Q, так как максимум не будет сильно
выражен.
Фильтр, построенный по методу переменных состояния
Практическая реализация фильтра по методу переменных состояния (state vari¬
able) (см. [11]) показана на рис. 8-55, а на рис. 8-73 показаны уравнения, которые
используются при проектировании данного фильтра. Эта конфигурация обеспе¬
чивает наиболее точную практическую реализацию фильтра, однако это дости¬
гается за счет значительного увеличения количества используемых компонентов.
Все три основных параметра (коэффициент усиления, Q и и>о) можно настра¬
ивать независимо друг от друга, и одновременно можно получать выходные
сигналы для фильтра низкой частоты, фильтра высокой частоты и полосового
фильтра. Заметим, что сигнал на выходе фильтров низкой и высокой частоты
будет инвертирован по фазе, тогда как сигнал на выходе полосового фильтра
будет иметь обычную фазу. Также может независимо настраиваться коэффици¬
ент усиления для каждого выхода фильтра. Если добавить секцию с усилителем,
которая суммирует сигналы от фильтров высоких и низких частот, то можно
получить заграждающий (режекторный) фильтр. Изменяя коэффициенты при
суммировании сигналов от различных секций, можно получить различные ва¬
рианты для заграждающего фильтра: заграждающий фильтр низкой частоты,
стандартный заграждающий фильтр и заграждающий фильтр высокой часто¬
ты. Стандартный заграждающий фильтр также можно создать, если вычитать
выходной сигнал полосового фильтра из входного сигнала — для этого понадо¬
бится добавить секцию с операционным усилителем. Всепропускающий (allpass)
фильтр также можно построить на основе конфигурации с четырьмя усилителя¬
ми, при этом сигнал с выхода полосового фильтра будет вычитаться из входного
сигнала. В этом случае коэффициент усиления полосового фильтра должен быть
равен 2.
Так как все параметры фильтра типа state variable могут настраиваться неза¬
висимо друг от друга, то можно уменьшить разброс в значениях используемых
компонентов. Кроме этого, уменьшаются отклонения, связанные с температу¬
рой и номиналами используемых компонентов. Для операционного усилителя,
используемого в секции интегратора, будут действовать те же ограничения на
произведение полосы пропускания на коэффициент усиления, что и для усилите¬
ля, используемого в фильтрах с многоконтурной обратной связью.

8-6. Реализация фильтра 801
Настройка резонансной частоты фильтра с переменным состоянием осуще¬
ствляется при помощи изменения сопротивлений R4 и R5. Нет необходимости
изменять оба эти сопротивления, обычно предпочтительнее изменять одно со¬
противление в достаточно широком диапазоне. Если удерживать сопротивление
R, постоянным и изменять R2, то можно настроить коэффициент усиления для
фильтра низкой частоты, а если изменять R3, то можно настроить коэффициент
усиления для фильтра высокой частоты. Коэффициент усиления и значение Q
для полосового фильтра определяются соотношением сопротивлений R6 и R?.
Так как параметры фильтра с переменным состоянием являются независимы¬
ми и могут изменяться, то легко можно добавить электронную схему для изме¬
нения частоты, а также параметров Q и ujq. Такая настройка может быть реали¬
зована при помощи аналогового умножителя, умножающего цифро-аналогового
преобразователя (MDAC) или при помощи цифрового потенциометра, как будет
показано в одном из примеров в последующих разделах. Для секции интегратора
добавление аналогового умножителя или MDAC приводит к увеличению времен¬
ной постоянной, так как разделяется напряжение, которое поступает на рези¬
стор, что, в свою очередь, обеспечивает ток зарядки для конденсатора интегра¬
тора. Данный эффект действует как увеличение сопротивления, что приводит к
увеличению временной постоянной. Значения Q и коэффициента усиления мож¬
но изменять при помощи изменения соотношения сигналов, поступающих от
различных контуров обратной связи. Цифровой потенциометр позволяет реали¬
зовать эту же функцию, но более прямым способом — непосредственно изменяя
сопротивление. Полученный в результате настраиваемый фильтр оказывается
чрезвычайно полезным и применяется в измерительных и управляющих схемах.
Пример такого устройства будет более подробно рассматриваться в разделе 8-8
данной главы.
Биквадратичный фильтр (Biquad)
Близким родственником фильтра на основе переменных состояния является би¬
квадратичный фильтр, который показан на рис. 8-56. Такое название для этой
26—1277

1
Глава 8. Аналоговые фильтры
схемы было впервые использовано Дж. Toy (J. Tow) в 1968 году (ссылка [11]), а за¬
тем — в 1971 году Л. К. Томасом (L. С. Thomas, [12]). Данное название связано
с тем, что передаточная функция содержит как в числителе, так и в знамена¬
теле квадратичную функцию. Следовательно, передаточная функция является
биквадратичной функцией. Данная схема представляет собой схему фильтра
с переменным состоянием, в которую внесены некоторые изменения. Одно из
наиболее значительных отличий заключается в том, что отсутствует отдельный
выход для фильтра высокой частоты. Сигнал на выходе полосового фильтра
будет иметь инвертированную фазу. Имеются два выхода для фильтра низкой
частоты: один с нормальной фазой, другой имеет инвертированную фазу. При
помощи добавления четвертой секции с усилителем можно реализовать фильтр
высокой частоты, заграждающий фильтр (а также его версии низкой часто¬
ты, высокой частоты и стандартный вариант), а также частотно-независимый
фильтр. Уравнения, которые используются при проектировании биквадратично-
го фильтра, приводятся на рис. 8-74.
Обращаясь к рис. 8-74, можно заметить, что для частотно-независимого би-
квадратичного фильтра должны выполняться соотношения Rg = Rg/2 и R7 = Re ■
Это необходимо для согласования членов, входящих в состав передаточной функ¬
ции. Чтобы получить фильтр высоких частот, выполняется суммирование вход¬
ного сигнала и сигналов на выходе полосового фильтра и второго фильтра низ¬
кой частоты. В этом случае должно выполняться следующее ограничение: Ri =
= R2 - R3 и і?7 = Rg = Rg.
Подобно фильтру с переменным состоянием, биквадратичный фильтр являет¬
ся настраиваемым. Настройка значения Q производится при помощи изменения
сопротивления R3. Изменяя R4, мы настраиваем резонансную частоту, изменяя
Ri — настраиваем коэффициент усиления. Обычно сначала выполняется на¬
стройка частоты, за ней настраиваются значение Q, а затем — коэффициент
усиления. Подобный порядок настройки позволяет уменьшить эффект взаимно¬
го влияния значений компонентов.

8-6. Реализация фильтра 803
Полосовой фильтр на двух усилителях (DABP)
Фильтр со структурой DABP полезен в тех проектах, где требуется работать
на высоких частотах и обеспечивать высокие значения Q. Чувствительность к
характеристикам компонентов у этого фильтра мала, как мал и диапазон значе¬
ний используемых компонентов. Полезной функцией данного фильтра является
то, что настройка значения Q и резонансной частоты в той или иной степени
выполняется независимо.
I
[
Рис. 8-57. Фильтр DABP
Обращаясь к рис. 8-57, мы видим, что резонансная частота настраивается
с помощью изменения сопротивления R.2. Для настройки Q изменяется сопроти¬
вление Ri- В этой топологии полезно использовать двухканальные операцион¬
ные усилители. Хорошее согласование двух операционных усилителей позволяет
уменьшить зависимость Q от характеристик отдельного усилителя.
Следует заметить, что на резонансной частоте коэффициент усиления для
DABP будет равен 2. Если необходимо меньшее значение коэффициента усиле¬
ния, то вместо резистора Ri можно использовать несколько резисторов и создать
на их основе делитель напряжения. Такое решение показано в дополнение к урав¬
нениям, используемым при проектировании DABP (рис. 8-75).
Двойной Т-образный режекторный фильтр
Схема двойного Т-образного режекторного фильтра (Twin-T Notch, см. рис. 8-58)
широко используется для заграждающих фильтров общего назначения. Пассив¬
ная двойная Т-образная схема (то есть схема без использования обратной связи)
обладает тем основным недостатком, что значение Q является фиксированным и
равно 0,25. Это можно исправить, если создать положительную связь в опорной
точке. Параметры обратной связи для сигнала, которые определяются соотноше¬
нием R4/R5, будут определять значение Q схемы, что в свою очередь определяет
глубину заграждения. Чтобы обеспечить максимальную глубину заграждения,
можно удалить резисторы R4 и R5, а также связанный с ними операционный
усилитель. В этом случае место, где соединяются Сз и R3, будет напрямую со¬
единяться с выходом.

804 Глава 8. Аналоговые фильтры
Рис. 8-58. Заграждаю¬
щий фильтр Twin-T
Настройка фильтра производится достаточно сложно. Если использовать ком¬
поненты с допуском 1%, то можно добиться ослабления на 60 дБ, при использо¬
вании обычных компонентов обычно получают значения в диапазоне 40-50 дБ.
Уравнения, которые используются при проектировании заграждающего филь¬
тра, показаны на рис. 8-76.
Заграждающий фильтр Бейнтера
Простым примером заграждающего фильтра может служить схема Бейнтера
(Bainter, см. ссылку [21]). Эта схема состоит из достаточно простых модулей, и
в ней используются две цепи обратной связи (как показано на рис. 8-59). Кроме
этого, эта схема обладает низкой чувствительностью к значениям компонентов.
Схема обладает несколькими интересными особенностями. Значение Q для
заграждения не зависит от согласования компонентов, как это бывает во всех
других реализациях, это значение определяется исключительно коэффициентами
усиления усилителей. Следовательно, глубина заграждения не будет изменять¬
ся вместе с температурой и сроком службы устройства, а также под влиянием
других внешних факторов. Может смещаться частота заграждающего фильтра,
однако глубина изменяться не будет.
Если принять коэффициент усиления для разомкнутой цепи обратной свя¬
зи равным 104, то мы получаем для Q значение, которое будет превышать 200.
Схема позволяет проводить настройку независимо, обеспечивая минимальную
степень взаимодействия между отдельными параметрами. При этом сопроти¬
вление Re позволяет настраивать Q, а сопротивление Ri — настраивать wz- При
помощи изменения R3 можно настраивать соотношение wo /u>z, в результате мож¬
но создавать заграждающий фильтр низкой частоты (R4 > R3), заграждающий
фильтр (R4 = R3) или заграждающий фильтр высокой частоты (R4 < R3).
Уравнения, которые используются при проектировании схемы Бейнтера, по¬
казаны на рис. 8-77.
Заграждающий фильтр Боктора
Схема Боктора (Boctor, см. ссылки [22], [23]), хотя и является достаточно слож¬
ной, использует всего один операционный усилитель. Так как количество ис¬
пользуемых компонентов достаточно велико, это осложняет процесс их выбора.

8-6. Реализация фильтра 805
R4
NOTCH
OUT
Кроме этого, данная схема обладает низкой чувствительностью к номиналам
компонентов и предоставляет возможность с той или иной степенью независи¬
мости выполнять настройку различных параметров.
Существует два варианта данной схемы: для заграждающего фильтра низких
частот (рис. 8-60) и для заграждающего фильтра высоких частот (рис. 8-61).
В случае фильтра низких частот рекомендуется следующий порядок настройки:
сначала с помощью R4 настраивается шо, затем выполняется настройка Qo при
помощи R3, а затем при помощи R4 выполняется настройка ojz-
Рис. 8-60. Схема Боктора для
заграждающего фильтра низких
частот
Чтобы обеспечить доступные значения для компонентов, необходимо опре¬
делить переменную kl следующим образом:
ы2
-4 < кі < 1.	(8-94)
На рис. 8-78 показаны уравнения, которые используются при проектировании
заграждающего фильтра низких частот, на рис. 8-79 показаны уравнения для
заграждающего фильтра высоких частот.

806 Глава 8. Аналоговые фильтры
Рис. 8-61. Заграждающий
фильтр Боктора для высокой
частоты
Для заграждающего фильтра высоких частот необходимо обеспечить коэф¬
фициент усиления, и это возможно только при выполнении следующего условия:
Заграждающий фильтр высоких частот может быть реализован с помощью
всего одного усилителя и двух конденсаторов, которые могут иметь одинако¬
вую емкость. Частота полюса и нуля полностью независимы от коэффициента
усиления усилителя. Резисторы можно настраивать таким образом, что в схеме
могут использоваться даже конденсаторы с допуском 5%.
Заграждающий фильтр,
получаемый из полосового фильтра
Как мы уже говорили ранее в разделах, посвященных фильтру с переменным со¬
стоянием и биквадратному фильтру, заграждающий фильтр можно получить из
полосового фильтра (1-ВР). Для реализации полосовой секции можно исполь¬
зовать любой из вариантов, которые мы ранее обсуждали. Это может быть
конфигурация, состоящая только из полюсов (all-pole), или же какая-то дру¬
гая конфигурация. Необходимо быть внимательным и убедиться, что вы не ис¬
пользуете инвертирующую секцию, такую как на рис. 8-63 (например, схему
с многоконтурной обратной связью), или же неивертирующую схему, показан¬
ную на рис. 8-63 (например, фильтр Саллена-Ки). Причина в том, что мы собира¬
емся выполнять не сложение сигналов, мы собираемся вычитать сигнал на выходе
полосового фильтра из входного сигнала.
Необходимо заметить, что при определении сопротивлений резисторов необ¬
ходимо учитывать коэффициент усиления полосового усилителя. Если полосо¬
вой усилитель должен иметь единичный коэффициент усиления, то они должны
иметь одинаковое сопротивление.
Всепропускающий (фазовый) фильтр первого порядка
Общая схема всепропускающего фильтра первого порядка показана на рис. 8-64.
Если функцией такого фильтра является простой RC-фильтр высоких частот
(рис. 8-64 (А)), то такая схема будет вносить фазовый сдвиг, который будет

8-6. Реализация фильтра 807
Рис. 8-62. Фильтр (1-ВР) для инвертирующей конфигурации полосового фильтра
R	R
Рис. 8-63. Фильтр (1-ВР) для неинвертирующей конфигурации полосового фильтра
Rl	R-i	R-j	R-j
изменяться от 180° до 0 (при высокой частоте). При частоте, равной и) = 1/RC,
фазовый сдвиг будет равен 0°. Можно использовать переменный резистор, это
позволит настраивать задержку при заданной частоте.
Если же необходимо создать фильтр низкой частоты (рис. 8-64 (В)), то можно
по-прежнему использовать всепропускающий (фазовый) фильтр первого поряд¬
ка, также будут верны и уравнения для времени задержки, однако сигнал будет
инвертирован, и его фаза будет изменяться от 0 ° при нулевой частоте до —180 0
при высокой частоте.
Всепропускающий (фазовый) фильтр второго порядка
Всепропускающий (фазовый) фильтр второго порядка, который показан на рис. 8-65,
был впервые описан Делианнисом (см. ссылку [17]). Главным достоинством дан¬
ной схемы является то, что она использует всего один операционный усилитель.
Напомним также, что всепропускающий фильтр может быть реализован как
фильтр (1-2ВР).

808 Глава 8. Аналоговые фильтры
С
Рис. 8-65. Частотно-не¬
зависимый фильтр вто¬
рого порядка
Для создания фильтра могут использоваться все описанные выше вариан¬
ты построения частотно-независимого фильтра, однако необходимо учитывать,
будет ли полосовой фильтр инвертировать фазу или нет. Также необходимо по¬
мнить о том, что коэффициент усиления секции полосового фильтра должен
равняться 2. Исходя из этого, можно использовать структуру DABP, чей ко¬
эффициент усиления фиксирован и равен 2.
На рис. 8-66-8-81 приводятся уравнения, которые могут использоваться для
создания активных фильтров различного типа. Во всех этих случаях те значения,
которые указаны для Н, и/о, Q и а, были взяты из таблиц, предназначенных для
проектирования фильтров.
Фильтр
низких
частот
Фильтр
Единственный	высоких
полюс	частот
IN О-ЛЛ	1—О OUT
Ѵ0 1
V|N sCR + 1
F =_!_
0 2nRC
V|N Rin sCR2 + 1
Ho
F0
Rf
Rin
1
2nRfC
C
IN О—|l	Г-0 0UT
Vq = sCR
VIN ~ sCR + 1
F -	1
0 2tiRC
2rcRinC
Рис. 8-66. Уравнения для проектирования фильтра с одним полюсом

8-6. Реализация фильтра 809
Рис. 8-67. Уравнения для проектирования
фильтра Саллен-Ки низких частот
R,	С,
Предположим
Тогда
Ci	R3
k — 2rcF0Ci
оfi
m =— (H — 1)
4
O2 — mC1
R _J_
R,_ ak
R2= —
i 2mk
R4 =
_5i_
(H-1)
Рис. 8-68. Уравнения для проектирования
фильтра Саллен-Ки высоких частот
Предположим:
Тогда:
С2
R1
2
C,
R3
k = 2nF qC']
R3
r4= ——
= c,
4 H-1
a +Va2 + (H —1)
4k
a +Va2 + (H-1) k
R:

810 Глава 8. Аналоговые фильтры
Hs-
R1C2
s2 + s
Cj + (Ci+C2) + C2
_5з	Ri	R2
C1C5
r(1-H)
1	|'Rr|
R3C1C2 V R1
Ri+R2
■)
Предположим
С,
r4
Тогда
к = 2kF qC-j
R5 =
С2 = -у с,
*“Т
ъ-і-
Кз= ТГ
Рис. 8-69. Уравнения для про¬
ектирования полосового фильтра
Саллен-Ки
Н =
І)
Рис. 8-70. Уравнения для про¬
ектирования фильтра низких ча¬
стот с многоконтурной обратной
связью
Предположим С5
Тогда к = 2jtF0Cs
С2 = -і- (Н + 1) С5
Ri =
2Н к
2(Н + 1)к
2к

8-6. Реализация фильтра 81 I
Рис. 8-71. Уравнения для проек¬
тирования фильтра высоких ча¬
стот с многоконтурной обратной
связью
Предположим С,
Тогда k = гт^оС,
Сз = С-,
н(2 + тг)
oik
Рис. 8-72. Уравнения для про¬
ектирования полосового фильтра
с многоконтурной обратной свя¬
зью
ѵО
V,N
sz +
	 RiC4
(C3 + C4) ^	1
C3C4R5	R5C3C4
V R, R2 /
Предположим C3
Тогда k = 2nF0C3
H)k

812 Глава 8. Аналоговые фильтры
IN
% ;
R2R4R5C1C2
Пусть R4 ~ R5 ~ R, С, = О2 ~ С
R6 + R7
^BP(S - Ю;,) =
R7
R =
1
1 \ R, R2 R3 /
2TiFbC
Выберем R7:
Rg ~ R7 v R2 R3 Q
(A)
Ahp
Alp
(R1 + R2 + R3)
Рис. 8-73. Уравнения для проектирования фильтра с переменным состоянием
■

8-6. Реализация фильтра
Для режекторного фильтра
(oz:
для raz > <в0; Re _ R1(
2 ''іо
-О NOTCH OUT
roz „
Rg = —2
“О
Выберем Anotch - 1:
Выберем R,0:
R8 = R9 = R11 = Rio
Всепропускающий State Variable
фильтр
R8	R10
-О AP OUT
Рис. 8-73. (продолжение).

814 Глава 8. Аналоговые фильтры
Выберем с, R2, R6
К =2nf0C
С1 = С2 = с
R1 =
R3 =
r4 =
н
1
ко
1
k2R2
R5 = R6
Фильтр высоких частот
-О HP OUT
R7 = Re = Rg = R
R
f'm — . i
NOTCH
bp out o	VV-
Rfi
INPUT O-
H = 1
R7 = Ro = Rq
ЛѴ
R9
ЛѴ
-O NOTCH OUT
Всѳпропускающий фильтр
Рис. 8-74. Уравнения для проектирования биквадратичного фильтра

8-6. Реализация фильтра 81 5
Рис. 8-75. Уравнения для проектирова¬
ния DABP-фильтра
R 2rcF0C
R, = QR
R2 - R3 — R
Для коэффициентов усиления менее 2
(коэффициент усиления = Аѵ):
R-,A =
2Ri
Av
RtB
R-i A Ay
2-AV
Рис. 8-76. Уравнения для про¬
ектирования двойного Т-образ¬
ного фильтра
k = 2TtF0C
R k
R — R-i — Ro — 2 R3
C — C* — Со
R4 = (1-K)R'
R5 = KR'
Для случая К = 1 исключить R4 и R5
(т.е. Rg-> О, Q —> °°)
Для случая R»R4 исключить буфер
2kRC

816 Глава 8. Аналоговые фильтры
Рис. 8-78. Уравнения для
проектирования загражда¬
ющего фильтра низких ча¬
стот по схеме Боктора
Выберем R6 R5 С,
1
R, — i R|3 + 2 Cl
COqC-j 2Qq
\ R1 C2 ) 5
r2 R4 Re
C2 = 4Q02 —C.
R4 = R6
K6
1 ( Re®z2
-1

8-6. Реализация фильтра 817
Н (s2 + Юг2)
s2 + 'Q1 s +
Q < -
Л
с2 R,
r4
. ?5
Г\
' II ^
И
R3
' II
)OUT
(1+-ljr) (s
1
R-i R2 C-j C2
V|N s2 + r 1 h
REQ1 REQ2
\1. , 1
[ReQ1 C1 l
R1 R2
REQ1 REQ2 Cl c2
: Fz F0 H
«I или
Где:
REQ1 = R1 II R3 II R6
REQ2 = R2 + (R4 II Re)
FZQH
Fo = Fz I
1 1
V
^го2
Y =
Q 1-
(A)
Дано C, R2, R3
C-j = 02 = о
Req1 ~~ CY2rcF0
REQ2 = Y2 Req1
R4 = REQ2 “ R2 ( Н^І
R5 = (H-1)R4
1
1 ~ (2л F0)2 R2 C2
R6 = REQ1
(B)
Рис. 8-79. Уравнения для проектирования заграждающего фильтра высоких частот
по схеме Боктора
Задержка для сигналов
с постоянным напряжением = 2RC
Если известен сдвиг фазы ср для частоты F
RC = 2л F tan
Уравнения остаются теми же,
изменяется только знак фазы
\7
Рис. 8-80. Уравнения для проектирования частотно-независимого фильтра первого порядка

818 Глава 8. Аналоговые фильтры
к = 2nF0C
2Q
R,=
R1 =
1
2kQ
R3 = R1
R4 = -?-
Рис. 8-81. Уравнения для проектирования частотно-независимого фильтра второго порядка
Раздел 8-7
Практические проблемы, связанные с реализацией фильтров
В предыдущих разделах фильтры рассматривались как математические функ¬
ции. Предполагалось, что при реализации фильтра мы имеем дело с «идеаль¬
ными» компонентами. Однако когда доходит дело до использования реальных
компонентов, неизбежно приходится идти на какие-то компромиссы при реали¬
зации проекта.
Если мы создаем фильтр, чей порядок превышает 2, то используется несколь¬
ко секций второго и/или первого порядка. Частоты и значения Qs для этих
секций должны в точности совпадать, иначе это неизбежно скажется на резуль¬
тирующем отклике фильтра. Например, для проектирования антиалиасингового
фильтра, которым мы будем заниматься в следующем разделе, используется
фильтр Баттерворта пятого порядка. Этот фильтр составлен из секции вто¬
рого порядка, для которой частота (Fo) = 1 и Q = 1,618, еще одной секции
второго порядка с параметрами (Fo) = 1 и Q = 0,618 и секции первого порядка,

8-7. Практические проблемы, связанные с реализацией фильтров 819
для которой (Fo) = 1 (мы используем нормализацию в рад/с). Если значение Q
или частотный отклик какой-то из секций слегка изменятся, то действительная
характеристика фильтра будет отличаться от той, которую мы планировали по¬
лучить. Они могут отличаться незначительно, однако в любом случае не будут
в точности совпадать. Как и обычно происходит в технике, необходимо при¬
нять решение о том, какие компромиссы возможны в данном случае. Например,
действительно ли нам необходимо, чтобы реальная характеристика фильтра не
отличалась от той, которую мы хотели получить при проектировании? Будут
ли у нас возникать проблемы, если немного увеличатся пульсации в полосе про¬
пускания? Или если изменится граничная частота? Все это те вопросы, которые
приходится решать разработчику, и они изменяются с каждым новым проектом.
Пассивные компоненты (резисторы, конденсаторы и
индуктивности)
Первая проблема связана с пассивными компонентами. При проектировании филь¬
тра те значения компонентов, которые были получены в ходе расчетов, вряд
ли удастся приобрести у компаний, занимающихся продажей электронных ком¬
понентов. Резисторы, конденсаторы и индуктивности — все они выпускаются
с некоторыми стандартными значениями. Хотя можно заказать компоненты со
специально подобранными значениями, на практике отклонение от номинала все
равно будет достигать в лучшем случае ±1%. Существует другой вариант —
получить нужное значение при помощи комбинации из соединенных параллель¬
но и/или последовательно компонентов со стандартными значениями. Однако
это увеличивает стоимость и размеры фильтра. Стоимость увеличивается не
только благодаря увеличению количества используемых компонентов, возраста¬
ют и затраты на производство, связанные с монтажом и настройкой фильтра.
Далее, такой подход обладает весьма ограниченной эффективностью, так как ре¬
зультат будет зависеть от количества используемых компонентов, их точности,
а также изменения значений с течением времени и в зависимости от температуры.
Более пригодным на практике является подход с использованием программ
для анализа электрических схем, которые позволяют определить характеристики
фильтра при использовании стандартных компонентов. Также подобные про¬
граммы позволяют учитывать влияние температурного дрейфа. При необходи¬
мости значения для наиболее важных компонентов могут подстраиваться с по¬
мощью параллельного соединения, позволяя обеспечить для фильтра характери¬
стики в пределах необходимого диапазона. Многие из наиболее функциональных
CAD-программ поддерживают подобные функции.
Резонансная частота и значение Q для фильтра определяются значениями
используемых компонентов. Очевидно, что если значение компонента будет из¬
меняться, то также будут изменяться частота и значение Q, что в свою очередь
будет приводить к изменению амплитудно-частотной характеристики фильтра.
Особенно это относится к фильтрам высокого порядка.
Более высокий порядок фильтра подразумевает использование секций с более
высокими значениями Q. Для секций с более высокими значениями Q требуется
большая точность для значений компонентов, так как в основном значение Q

820 Глава 8. Аналоговые фильтры
Рис. 8-82. Температурный коэффициент для низкокачественного пленочного конденсатора
определяется соотношением значений двух или более компонентов (в основном
конденсаторов).
В дополнение к начальному допуску для компонентов также необходимо оце¬
нить влияние дрейфа параметров в зависимости от температуры или продолжи¬
тельности использования. Температурные коэффициенты для различных компо¬
нентов могут различаться как по своей величине, так и по знаку. В этом отно¬
шении особенно сложным поведением отличаются конденсаторы, так как они не
только подвержены дрейфу, но для них температурный коэффициент также за¬
висит от температуры (см. рис. 8-82). На этом рисунке показан температурный
коэффициент для (относительно) низкокачественного пленочного конденсатора,
при изготовлении которого используются полиэфирные или поликарбонатные
материалы. Линейной зависимостью температурного коэффициента обладают
такие диэлектрики, как полистирол, полипропилен и тефлон. Для этих типов ма¬
териалов температурный коэффициент имеет значения порядка 100-200 ррт/°С,
и при необходимости его влияние можно компенсировать за счет использования
где-то в схеме компонента с противоположным значением температурного ко¬
эффициента.
К диэлектрикам с наименьшими значениями температурного коэффициента
относятся керамика NPO (или COG) — для нее температурный коэффициент ра¬
вен ±30 ррт/°С, а также полистирол (—120ррт/°С). Некоторые конденсаторы,
обычно использующие пластиковые пленки из полистирола или полипропилена,
также обладают ограниченным температурным диапазоном.
Хотя существует практически неограниченный выбор значений пассивных
компонентов для использования при реализации фильтров, на практике всегда
существуют некие физические ограничения. Не очень пригодными для практи¬
ческого применения оказываются конденсаторы с емкостью менее 10 пФ или
более 10 мкФ. Следует избегать использования электролитических конденсато¬
ров, которые обычно обладают очень большой утечкой. Другая потенциальная
проблема возникает тогда, когда электролитические конденсаторы работают без
приложенного поляризующего напряжения — в этом случае они проявляют не¬
линейное поведение, когда сигнал с переменным напряжением создает смещение

8-7. Практические проблемы, связанные с реализацией фильтров 821
в обратном направлении. Даже при наличии постоянного поляризующего на¬
пряжения, сигнал с переменным напряжением способен уменьшить мгновенное
значение напряжения до О В или ниже. Пленочные конденсаторы большой емко¬
сти обычно обладают очень большими размерами.
Также следует избегать использования резисторов с сопротивлением менее
100 Ом, а также с сопротивлением более 1 МОм. Резисторы с очень малыми со¬
противлениями (менее 100 Ом) могут приводить к возникновению достаточно
большого тока и будут рассеивать много тепла. Этого следует избегать. Кро¬
ме того, может оказаться, что резистор с очень малым или же очень большим
сопротивлением достаточно тяжело приобрести. Резисторы с очень большим
сопротивлением более чувствительны к паразитным помехам, так как малые па¬
разитные сопротивления более легко взаимодействуют с компонентами, которые
имеют очень высокий импеданс. Кроме этого, шум увеличивается пропорцио¬
нально корню квадратному из сопротивления резистора. Наконец, резисторы
с большим сопротивлением приводят к большему напряжению смещения, свя¬
занному с токами смещения усилителя.
Рис. 8-83. Эквивалентная схема .
для конденсатора
Идеальный конденсатор
О	И	О
Наиболее общая модель реального конденсатора
Модель для поведения
Модель для тока утечки	при высоких частотах
а
ЧЧ
Л/Ѵ
о
-о
Модель для протекания
токов большой величины
О—Ѵѵ	II—О
Модель диэлектрического
поглощения
а
	II
^ѴѴ
-о
Паразитные емкости, связанные с топологией схемы и другими источниками,
могут оказывать значительное влияние на характеристики устройства. Подоб¬
ные емкости могут образовываться между двумя дорожками на печатной плате
(дорожки могут располагаться как на одной стороне, так и на противоположных
сторонах печатной платы), между контактами расположенных рядом компонен¬
тов, а также в любом месте, где только можно себе представить (и даже там,
где нельзя). Обычно подобные емкости достаточно малы, таким образом, их
влияние будет особенно заметно для узлов платы с достаточно высоким импе¬
дансом. Таким образом, влияние этих емкостей в большинстве случаев можно
контролировать, если ограничивать значения импеданса для узлов платы. Также
следует помнить о том, что влияние паразитных емкостей зависит от частоты,

822 Глава 8. Аналоговые фильтры
оно усиливается при высоких частотах, так как импеданс падает при увеличении
частоты.
Тип
Преимущества
Недостатки
Дис¬
крет¬
ные
Углеродистые
композицион¬
ные
Наименьшая стоимость. Высокая
мощность/малый размер корпуса.
Широкий диапазон доступных
сопротивлений
Недостаточная точность
(5%). Высокий
температурный коэффициент
(1500 ррт/°С)
проволочные
Высокая точность (0,01%).
Чрезвычайно низкий температурный
коэффициент (1 ррт/°С). Высокая
мощность
Проблемы с реактивным
сопротивлением. Большие
размеры корпуса. Самая
высокая стоимость
металлопле¬
ночные
Хорошая точность (0,1%). Низкий
температурный коэффициент
(1 ррт/°С). Умеренная стоимость.
Широкий диапазон доступных
сопротивлений. Низкий коэффициент
зависимости от напряжения
Для стабилизации
сопротивления необходим
период пробной
эксплуатации. Малая
мощность
Металличе¬
ские или
изготовленные
из
металлической
фольги
Высокая точность (до 0,005%).
Чрезвычайно низкий температурный
коэффициент (до менее 1 ррт/°С).
Малое реактивное сопротивление.
Низкий коэффициент зависимости от
напряжения
Малая мощность. Очень
высокая стоимость
Высокоомные
Чрезвычайно высокие сопротивления
(от 108 до ІО14 Ом). Для некоторых
приложений являются единственным
возможным вариантом
Высокий коэффициент
зависимости от напряжения
(200 ррт/В). Хрупкий
стеклянный
корпус (с которым следует
обращаться с особой
осторожностью). Высокая
стоимость
Рези¬
стор¬
ные
сборки
Толстопленоч¬
ные
Низкая стоимость. Высокая
мощность. Подстройка
сопротивлений при помощи лазера.
Доступность
Среднее согласование
сопротивлений (0,1%).
Высокий температурный
коэффициент
(> 100 ррт/°С). Плохое
согласование температурных
коэффициентов (10 ррт/°С)
Тонкопленоч¬
ные
Хорошее согласование (< 0,01%).
Низкий температурный коэффициент
(< 100 ррт/°С). Хорошее
согласование температурных
коэффициентов (2 ррт/°С) .
Умеренная стоимость. Подстройка
сопротивлений при помощи лазера.
Низкая емкость . Возможность
использовать в составе гибридных
микросхем
Достаточно часто имеют
большие размеры.
Ограниченный выбор
сопротивлений и
конфигураций
Рис. 8-84. Таблица для сравнения характеристик резисторов различных типов
Паразитные помехи могут вызваться не только внешними причинами, иногда
их источником могут являться и сами компоненты.
Кроме этого, в большинстве случаев конденсатор ведет себя не просто как ем¬
кость. Используемые на практике конденсаторы обладают индуктивностью (ее

8-7. Практические проблемы, связанные с реализацией фильтров 823
создают вывода и другие источники) и сопротивлением (как показано на рис. 8-83).
Влияние подобного сопротивления отражается на характеристиках конденсато¬
ра в виде утечки и плохого значения коэффициента мощности. Очевидно, что
нам необходимы конденсаторы с малой утечкой и высоким значением коэффи¬
циента мощности (см. рис. 8-84).
Тип
Типичное
значение
диэлектри¬
ческого
поглоще¬
ния
(DA)
Преимущества
Недостатки
Полисти¬
рол
0,001%-
0,02%
Недорогие. Низкое значение
диэлектрического поглощения.
Хорошая стабильность
(« 120 ррт/°С)
Повреждаются при
температуре более +85 °С.
Большие размеры. Высокая
индуктивность. Малое
количество производителей
Полипро¬
пилен
0,001%-
0,02%
Недорогие. Низкое значение
диэлектрического поглощения.
Хорошая стабильность
(и 220 ррт/°С). Широкий диапазон
значений
Повреждаются при
температуре более +105 °С.
Большие размеры. Высокая
индуктивность.
Тефлон
0,003%-
0,02%
Имеются компоненты с низким
значением диэлектрического
поглощения. Хорошая стабильность.
Возможность работать при
температурах более +125 °С.
Широкий диапазон значений
Высокая стоимость. Большие
размеры. Высокая
индуктивность
Поликар¬
бонат
0,1%
Хорошая стабильность. Низкая
стоимость. Широкий температурный
диапазон. Широкий диапазон
значений
Большие размеры.
Диэлектрическое поглощение
ограничивает область
применений 8-разрядными
приложениями. Высокая
индуктивность.
Полиэфир
0,3%—0,5%
Умеренная стабильность. Низкая
стоимость. Широкий температурный
диапазон. Малая индуктивность
(многослойная пленка)
Большие размеры.
Диэлектрическое поглощение
ограничивает область
применений 8-разрядными
приложениями. Высокая
индуктивность (для обычных
компонентов).
Керамика
NP0
< 0,1%
Малый размер корпуса. Недорогие,
большое количество производителей.
Хорошая стабильность (30 ррт/°С).
Доступны компоненты с точностью
1%. Низкая индуктивность
(чип-конденсаторы)
Диэлектрическое поглощение
обычно имеет малое значение
(в документации может не
указываться). Низкие
максимальные значения
емкости (менее 10 нФ)
Монолит¬
ные
керамиче¬
ские (High
К)
> 0,2%
Малая индуктивность
(чип-конденсаторы). Широкий
диапазон значений
Плохая стабильность.
Высокие значения
диэлектрического
поглощения. Высокий
коэффициент по напряжению
Рис. 8-85. Таблица для сравнения характеристик конденсаторов различных типов

824 Глава 8. Аналоговые фильтры
Тип
Типичное
значение
диэлектри¬
ческого
поглоще¬
ния
(DA)
Преимущества
Недостатки
Слюдяные
> 0,009%
Малые потери при высоких
частотах. Малая индуктивность.
Хорошая стабильность. Доступны
компоненты с точностью 1%
Большие размеры. Низкие
максимальные значения
емкости (менее 10 нФ).
Высокая стоимость.
Алюминие¬
вые
электроли¬
тические
Очень
высокая
Большие емкости. Высокие токи.
Высокие напряжения. Малые
размеры
Высокая утечка. Обычно
полярные. Плохая
стабильность и точность.
Индуктивные
Тантало-
вые
электроли¬
тические
Очень
высокая
Малые размеры. Большие емкости.
Средние значения индуктивности
Высокая утечка. Обычно
полярные. Высокая
стоимость. Плохая
стабильность и точность
Рис. 8-85. (продолжение).
В общем случае, лучше использовать слюдяные конденсаторы или конден¬
саторы на основе пластмассовых пленок (предпочтительнее на основе тефлона
или полистирола) и металлопленочные резисторы, которые имеют средние или
низкие значения емкости и сопротивления.
Одним из способов для уменьшения паразитных помех, связанных с ком¬
понентами, является использование компонентов для поверхностного монтажа.
Они не имеют выводов, что означает уменьшение индуктивности. Также они
обладают меньшими физическими размерами, что позволяет более оптимально
скомпоновать используемые компоненты на печатной плате. Однако не все типы
конденсаторов выпускаются в корпусах, предназначенных для поверхностного
монтажа. В корпусах, предназначенных для поверхностного монтажа, выпуска¬
ются керамические конденсаторы, из них наиболее подходит для использования
в фильтрах семейство конденсаторов NPO. Однако часто керамические филь¬
тры также способны воспринимать помехи подобно микрофонам. В этом случае
конденсатор действует подобно детектору движения и преобразует вибрации
в электрический сигнал, который далее действует в виде помехи.
Резисторы также обладают паразитной индуктивностью, которая связана
с выводами, и паразитной емкостью. На рис. 8-85 показываются различные ха¬
рактеристики резисторов.
Ограничения при создании фильтров, связанные
с активными компонентами (операционные усилители)
Активные элементы, используемые в составе фильтров, также оказывают зна¬
чительное влияние на характеристики фильтров.
При разработке фильтров с различными топологиями (с многоконтурной
обратной связью, Саллен-Ки, с переменным состоянием) активный элемент все¬
гда рассматривается как «идеальный» операционный усилитель. Это означает,
что он обладает следующими свойствами:

8-1. Практические проблемы, связанные с реализацией фильтров 825
•	бесконечный коэффициент усиления,
•	бесконечно большой входной импеданс,
•	нулевой выходной импеданс.
Предполагается, что ни один из этих параметров не зависит от частоты.
Однако, хотя усилители непрерывно совершенствуются уже в течение многих
лет, реализовать подобную идеальную модель до сих пор не удается.
Наиболее важным ограничением, которое необходимо учитывать при исполь¬
зовании усилителей, является зависимость коэффициента усиления от частоты.
Все усилители предназначаются для работы в определенном диапазоне частот.
В основном это связано с физическими ограничениями на те элементы, из кото¬
рых строится усилитель. Из теории обратной связи нам известно, что для того,
чтобы усилитель продолжал работать стабильно, необходимо, чтобы частотная
характеристика усилителя имела зависимость первого порядка (—6 дБ на окта¬
ву) в той области, где значение коэффициента усиления приближается к единице.
Для этого обычно создается действительный полюс, благодаря этому при умень¬
шении коэффициента усиления до уровня, меньшего 1, фазовый сдвиг достигает
180° (также, следует надеяться, имеется некоторый запас по фазе). Такой спад
аналогичен тому, который имеется у фильтра с одним полюсом. Если рассматри¬
вать упрощенную ситуацию, то полная передаточная функция описывается как
передаточная функция усилителя плюс передаточная функция фильтра. В ка¬
кой степени зависимость характеристик операционного усилителя будет влиять
на характеристики фильтра — зависит от используемой топологии, а также от
соотношения между частотой фильтра и полосой пропускания операционного
усилителя.
Например, если используется конфигурация Саллен Ки, то в данном случае
зависимость от частотного отклика усилителя будет являться минимальной. Все,
что необходимо при использовании конфигурации Саллен-Ки, — чтобы ампли¬
тудно-частотная характеристика усилителя оставалась плоской до той частоты,
при которой ослабление, вносимое фильтром, становится меньше минимально
необходимого ослабления. Это связано с тем, что усилитель используется как
модуль усиления сигнала. За частотой среза ослабление фильтра уменьшается за
счет спада коэффициента усиления операционного усилителя. Это связано с тем,
что сигнал на выходе усилителя имеет фазовый сдвиг, что приводит к его не¬
полному обнулению при подаче обратно на вход усилителя. Также необходимо
учитывать, что выходной импеданс усилителя будет увеличиваться с частотой,
что связано с падением коэффициента усиления для схемы с разомкнутой обрат¬
ной связью. По этим причинам ослабление сигнала фильтром уменьшается.
В конфигурации с переменным состоянием операционные усилители исполь¬
зуются для двух целей — как усилители и как интеграторы. При использовании
в качестве усилителей на частотную характеристику, в основном, накладывают¬
ся такие же ограничения, что и в конфигурации Саллен-Ки, то есть она должна
оставаться плоской до минимальной частоты ослабления.
Однако при использовании операционных усилителей в качестве интегра¬
торов требования ужесточаются. Здесь существует опробованное на практике
правило: для усилителя коэффициент усиления с разомкнутой обратной связью
должен по крайней мере в 10 раз превышать коэффициент усиления с замкнутой

826 Глава 8. Аналоговые фильтры
обратной связью (включая образование максимумов, вызванных коэффициентом
добротности Q схемы). Это необходимо принять как минимальное начальное
требование. Это означает, что минимальный коэффициент усиления схемы дол¬
жен составлять 20 дБ. Таким образом, если необходимо создать интегратор для
работы на частоте 1 МГц, то следует использовать операционный усилитель,
у которого полоса пропускания при единичном коэффициенте усиления будет
превышать 10 МГц. При этом происходит следующее: эффективное значение до¬
бротности Q схемы будет увеличиваться вместе с уменьшением коэффициента
усиления этой схемы. Этот эффект получил название «Q enhancement» (улуч¬
шение Q). Механизм улучшения Q схож с тем, что приводит к ограничению
скорости нарастания. Если коэффициент усиления схемы недостаточно высок,
то виртуальная земля операционного усилителя уже не может использоваться
в качестве земли. Другими словами, операционный усилитель перестает вести
себя как операционный усилитель. И, соответственно, схема интегратора уже не
может работать в этом качестве.
Конфигурация с многоконтурной обратной связью также предъявляет жест¬
кие требования к характеристикам активного элемента. При использовании дан¬
ной топологии вновь будут возникать проблемы, связанные с улучшением Q.
Вместе с уменьшением коэффициента усиления схемы увеличивается значение Q,
что приводит к изменению параметров фильтра. То же правило, которое ранее
было сформулировано для интегратора, также относится и к топологии с мно¬
гоконтурной обратной связью (то есть коэффициент усиления схемы не должен
быть менее 20 дБ). При этом также необходимо будет учесть и коэффициент
усиления фильтра.
При использовании схемы FDNR (частотно-зависимое отрицательное сопро¬
тивление) требования к операционным усилителям нельзя сформулировать так
просто. Чтобы схема смогла работать, мы должны предположить, что операци¬
онный усилитель способен создавать на входных контактах одинаковое напря¬
жение. Это означает, что при резонансной частоте коэффициент усиления схемы
должен составлять минимум 20 дБ.
Кроме этого, считается, что два операционных усилителя, относящихся к раз¬
личным частям схемы, должны быть согласованы. Этого легко можно добиться,
если использовать двухканальные операционные усилители. Также полезно ис¬
пользовать микросхемы с низким током смещения, то есть при прочих равных
условиях имеет смысл использовать операционные усилители с FET-входами.
Кроме ограничений на использование операционных усилителей, связанных
с зависимостью их параметров от частоты, при проектировании фильтра также
может оказаться необходимым принять во внимание и другие характеристики
операционного усилителя.
Одной из таких характеристик является входной импеданс. В нашей «идеаль¬
ной» модели мы предполагаем, что входной импеданс имеет бесконечно большое
значение. Это необходимо для того, чтобы операционный усилитель не нагру¬
жал схему, которая подключается к его входам. Если необходимо создать схему
с высоким импедансом, то, вероятно, следует использовать FET-усилители.
Для входного импеданса также существует достаточно малый компонент,
который зависит от частоты, так как эффективный импеданс представляет со¬

8-7. Практические проблемы, связанные с реализацией фильтров 827
бой истинный входной импеданс, умноженный на коэффициент усиления схемы.
Обычно это не является основной причиной возникновения ошибок, так как вы¬
сокочастотный фильтр должен обладать малым сетевым импедансом.
Искажения, связанные с модуляцией входной емкости
Другой достаточно тонкий эффект может возникать при использовании уси¬
лителей с FET-входами. Входная емкость FET изменяется в зависимости от
приложенного напряжения. Если усилитель используется в инвертирующей кон¬
фигурации, например, в топологии с многоконтурной обратной связью, прило¬
женное напряжение будет иметь уровень около О В. Следовательно, модуляции
емкости не происходит. Однако в неинвертирующей конфигурации, которая при¬
меняется в фильтрах Саллен-Ки, подобные искажения могут существовать.
Существуют два способа, которые позволяют решить данную проблему. Пер¬
вый — это удерживать эквивалентный импеданс на низком уровне. Второй метод
заключается в балансировке импеданса, который существует для входов усили¬
теля. Для этого в цепь обратной связи усилителя добавляется схема, которая
идентична эквивалентному входному импедансу. Заметим, что такой подход мо¬
жет использоваться только для схем с единичным коэффициентом усиления.
В качестве примера рассмотрим фильтр высоких частот с частотой 1 кГц,
который использует схему Саллен-Ки (см. рис. 8-86), — данный пример взят из
технического описания для операционного усилителя ОР176. На рис. 8-87 пока¬
заны искажения для схемы без компенсации (кривая А1) и для схемы, в которой
используется компенсация (кривая А2). Кроме этого показаны характеристики
для той же схемы, в которой импеданс изменен в 10 раз (В1 — без компенса¬
ции, В2 — с компенсацией). Заметим, что использование компенсации снижает

828 Глава 8. Аналоговые фильтры
Частота (Гц)
Рис. 8-87. Искажения, вызванные модуляцией входной емкости
уровень искажений, но не настолько, как если бы схема обладала низким импе¬
дансом.
Аналогичным образом, выходной импеданс операционного усилителя также
оказывает влияние на отклик фильтра. Выходной импеданс усилителя делится
на коэффициент усиления контура, и, следовательно, выходной импеданс будет
увеличиваться вместе с увеличением частоты.
Этот эффект может проявляться у фильтров высоких частот в том случае,
если выходной импеданс каскада, с которого подается сигнал на фильтр, стано¬
вится значительным по сравнению с сетевым импедансом.
Уменьшение коэффициента усиления контура с ростом частоты также мо¬
жет оказывать влияние на уровень искажений операционного усилителя, так
как коэффициент усиления становится недостаточным для осуществления ком¬
пенсации. В конфигурации с многоконтурной обратной связью свойства контура
обратной связи также зависят от частоты, что может приводить к ухудшению
коррекции при помощи обратной связи, в связи с этим будут увеличиваться ис¬
кажения. Данный эффект может смягчаться благодаря уменьшению искажений
в самом фильтре (для низкочастотных или полосовых фильтров).
Итак, ранее мы рассматривали классические операционные усилители, кото¬
рые используют обратную связь по напряжению. Усилители с обратной связью
по току, или трансимпедансные усилители, обеспечивают улучшенные характе¬
ристики при высоких частотах, однако их нельзя использовать в большинстве
топологий — исключением является только конфигурация Саллен-Ки. Пробле¬
мой является то, что емкость, которая присутствует в цепи обратной связи
такого усилителя, обычно приводит к его нестабильной работе. Кроме этого,

8-7. Практические проблемы, связанные с реализацией фильтров 829
большинство усилителей с обратной связью по току способны работать только
на малую емкостную нагрузку. Итак, создать классический интегратор на осно¬
ве усилителя с обратной связью по току является достаточно сложной задачей.
Некоторые операционные усилители с обратной связью по току даже обладают
специальным внешним выводом, который может использоваться для того, что¬
бы сконфигурировать усилитель в качестве интегратора с достаточно хорошими
характеристиками, однако подобное решение не очень подходит для построения
классического активного фильтра.
Интеграторы с обратной связью по току в основном являются неинвертиру¬
ющими, что неприемлемо для конфигурации фильтра на переменных состояния.
Кроме этого, полоса пропускания усилителя с обратной связью по току уста¬
навливается при помощи резистора в цепи обратной связи, а это затрудняет
создание конфигурации с многоконтурной обратной связью. Другим препятстви¬
ем для использования усилителей с обратной связью по току в конфигурации
с многоконтурной обратной связью является низкий входной импеданс инверти¬
рующего входа усилителя. Благодаря этому создается нагрузка в схеме филь¬
тра. Усилители с обратной связью по току могут использоваться в топологии
Саллен-Ки, так как в данном случае усилитель используется в качестве неин¬
вертирующего модуля усиления. Следует ожидать, что будут разработаны новые
топологии, которые будут способны в полной мере использовать все превос¬
ходные характеристики по высоким частотам, которыми обладают усилители
с обратной связью по току, и в то же время смогут избавиться от существую¬
щих ограничений на их применение.
Резонансное увеличение Q и улучшение Q
Последнее, о чем необходимо упомянуть, — нельзя превышать динамический
диапазон усилителя. Если значение Q превышает 0,707, то в частотной харак¬
теристике фильтра будут возникать резонансные пики (см. рис. 8-5 и 8-7). При
высоких значениях Q это может приводить к перегрузке входных или выход¬
ных каскадов усилителя, когда на вход усилителя подается сигнал с высоким
уровнем. Заметим, что значительные резонансные пики могут возникать и при
относительно малых значениях Q. Произведение Q на коэффициент усиления
схемы не должно превышать коэффициент усиления контура обратной связи
(также необходимо добавить некоторый запас, и здесь вновь, для начала, можно
использовать 20 дБ). Это относится ко многим топологиям усилителей. Необхо¬
димо внимательно рассматривать уровни сигнала для внутренних узлов схемы,
а также внимательно относиться к уровням сигнала на входе и выходе. Когда
усилитель входит в состояние перегрузки, то эффективное значение Q уменьша¬
ется, и передаточная функция может изменяться, даже если при этом кажется,
что выходной сигнал не имеет искажений. Данный эффект проявляется как из¬
менение передаточной функции вместе с увеличением уровня входного сигнала.
Как правило, мы в основном рассматривали фильтры низкой частоты, одна¬
ко все сказанное также относится и к фильтрам высокой частоты, полосовым и
заграждающим фильтрам. В общем случае, такие эффекты, как улучшение Q и
ограничение коэффициента усиления/полосы пропускания, не относятся к филь¬
трам высокой частоты, так как резонансная частота будет мала по сравнению

830 Глава 8. Аналоговые фильтры
с частотой среза операционного усилителя. Однако необходимо помнить о том,
что в составе фильтра высоких частот может иметься секция с фильтром низких
частот — и, обычно, ее частота будет соответствовать частоте среза операцион¬
ного усилителя. Эти эффекты могут сказываться на полосовых и заграждающих
фильтрах, особенно в связи с тем, что эти фильтры обычно обладают высокими
значениями Q.
На рис. 8-88 показывается то обычное влияние, которое оказывает частотная
характеристика операционного усилителя на значение Q данного фильтра.
Рис. 8-88. Улучшение Q
Действительное
. значение Q
Теоретическое
значение Q
>
f
Рис. 8-89. Конфигурация с многоконтурной обратной связью — полосовой фильтр на 1 кГц
В качестве примера влияния эффекта «Q enhancement» (улучшение Q) рассмо¬
трим моделирование при помощи Spice полосового фильтра с частотой 10 кГц,
который использует конфигурацию с многоконтурной обратной связью. Предпо¬
лагается, что значение Q равно 10, а коэффициент усиления равняется единице.
В данном фильтре в качестве активного элемента используется достаточно каче¬
ственный высокочастотный усилитель, такой как AD847. Схема фильтра показа¬
на на рис. 8-89. Как показано на рис. 8-91 (А), при частоте 10 кГц коэффициент
усиления при разомкнутом контуре обратной связи для AD847 превышает 70 дБ.
Это значительно превосходит минимальное значение в 20 дБ, которое мы рас¬
сматривали ранее, и фильтр работает согласно нашим расчетам — что видно из
рис. 8-90.
Теперь заменим AD847 на ОР90. Усилитель ОР90 представляет собой преци¬
зионный усилитель, предназначенный для работы с сигналами постоянного на-

8-8. Практические примеры фильтров 83 I
Рис. 8-90. Влияние «улучшения Q»
пряжения, и его полоса пропускания достаточно ограничена. На частоте 10 кГц
его коэффициент усиления при разомкнутой цепи обратной связи будет меньше
10 дБ (см. рис. 8-91 (В)). Это не означает, что абсолютно во всех приложени¬
ях AD847 превосходит по своим характеристикам ОР90. В данном случае ОР90
применяется в той схеме, для которой он не предназначен.
На рис. 8-90 показан сигнал на выходе фильтра, полученный при использова¬
нии ОР90, и можно заметить, что амплитуда выходного сигнала уменьшилась,
а центральная частота сместилась в сторону низких частот.
Раздел 8-8
Практические примеры фильтров
Далее мы разработаем несколько фильтров, которые помогут проиллюстриро¬
вать изложенные ранее принципы.
Антиалиасинговый фильтр
В качестве примера мы сейчас спроектируем пассивный и активный антиа¬
лиасинговый фильтр на основании набора заданных параметров. Для актив¬
ного фильтра мы будем использовать 4 различные конфигурации: Саллен-Ки,
с многоконтурной обратной связью, с переменным состоянием и схему частотно-
независимого отрицательного сопротивления (FDNR).

832 Глава 8. Аналоговые фильтры
.0
Рис. 8-91. Диаграммы Боде для AD847 и ОР90
Проектируемый фильтр должен обладать следующими характеристиками:
•	частота среза: 8 кГц,
•	ослабление в полосе подавления должно составлять 72 дБ — это соответ¬
ствует системе с разрешением 12 бит,
•	частота Найквиста составляет 50 KSPS,
•	для обеспечения оптимального компромисса между ослаблением сигнала и
фазовым откликом выбор был остановлен на фильтре Баттерворта.
Рассматривая графики для частотных характеристик фильтра Баттерворта
(первоначально приводились на рис. 8-14, здесь повторяются на рис. 8-92) мы
видим, что для соотношения частот, равного 6,25 (50 kSPS/8 kSPS), нам пона¬
добится фильтр 5-го порядка.
Теперь обратимся к таблице проектирования фильтров Баттерворта (рис.
8-25), откуда определяем нормализованные полюса фильтра Баттерворта 5-го
порядка:
Каскад
Fo
а
1
1,000
1,618
2
1,000
0.618
3
1,000
-
Последний каскад обладает действительным (одиночным) полюсом, по этой
причине значение а для него не указывается. Заметим, не обязательно аппарат¬
ная реализация фильтра будет иметь тот же порядок. Обычно действительный
полюс будет располагаться последним, а секции второго порядка будут разме¬
щаться в соответствии с уменьшением а (и увеличением Q) — именно так мы
и поступали ранее. Это позволит избежать появления резонансных пиков для
секций с высокими значениями Q, так как при этом для внутренних узлов филь¬
тра может возникать состояние перегрузки. Другое преимущество от того, что
единичный полюс помещается в конце фильтра, это ограничение полосы шумов
операционного усилителя. Особенно это преимущество важно в том случае, если
единичный полюс реализован в виде пассивного фильтра.

8-8. Практические примеры фильтров 833
Рис. 8-92. Определяем порядок фильтра
Для пассивных секций фильтра мы используем конфигурацию с нулевым
входным импедансом. Тогда как для «классических» пассивных фильтров обыч¬
но используется двойное терминирование, то есть терминирование используется
как на входе, так и на выходе фильтра, мы не будем использовать термини¬
рование на входе, так как нам необходимо обеспечить передачу напряжения,
а не передачу мощности. Используя таблицу проектирования (см. ссылку [2],
стр. 313), мы получаем нормализованные значения для фильтра (см. рис. 8-93).
Рис. 8-93.
Нормализованный
пассивный фильтр
|N 1,5451 Н	1,3820 Н	0,3090 Н	OUT
Эти значения нормализованы для фильтра с параметрами 1 рад/с и с со¬
противлением терминирования, равным 1 Ом. Для масштабирования фильтра
мы делим параметры, относящиеся к реактивным элементам, на необходимую
нам частоту среза фильтра, равную 8 кГц (= 50,265 рад/с или 27г8 х ІО3). Этот
коэффициент масштабирования принято обозначать как коэффициент масшта¬
бирования частоты (FSF, Frequency Scale Factor). Такое же преобразование не¬
обходимо выполнить для импеданса.
В нашем примере мы используем произвольно выбранное значение 1000 Ом.
Для того чтобы выполнить масштабирование импеданса, мы умножаем для ре¬
зисторов и индуктивностей все значения на данный коэффициент, а для конден¬
саторов — делим их емкость на этот коэффициент. Принято обозначать этот
27—1277

834 Глава 8. Аналоговые фильтры
коэффициент как коэффициент масштабирования импеданса (Z).
После масштабирования мы получаем схему, которая показана на рис. 8-94.
IN	30,7 mH	27,5 тН	6,15тН	OUT
Рис. 8-94. Пример пас¬
сивного фильтра
Для активного фильтра Саллен-Ки мы используем уравнения, показанные
на рис. 8-49. Значения емкости конденсатора Сі для каждой секции выбираются
произвольным образом, чтобы подобрать доступные сопротивления для рези¬
сторов. Полученная в результате схема показана на рис. 8-95.
IN 2,49 кОм	0,01 мкФ 6,49 кОм 0,01 мкФ	2 кОм 2 кОм OUT
Точные значения, полученные при вычислениях, были округлены до ближай¬
ших значений стандартных компонентов. Чтобы активный фильтр работал долж¬
ным образом, необходимо использовать драйвер с нулевым импедансом, а также
обеспечивать путь для возврата постоянного тока, связанного с током смеще¬
ния операционного усилителя. Эти два требования в основном можно выполнить,
если в качестве драйвера для фильтра использовать операционный усилитель.
В приведенном выше примере в качестве активной схемы использовался оди¬
ночный полюс. Кроме этого, данную схему необходимо сконфигурировать анало¬
гично пассивному RC-фильтру. Преимуществом активной секции является более
низкое значение выходного импеданса, что может оказаться очень важным для
некоторых приложений — например, при использовании в качестве драйвера для
аналого-цифровых преобразователей на переключаемых конденсаторах.
Входные каскады такого типа обычно используются в сигма-дельта АЦП,
а также во многих преобразователях, использующих комплементарную МОП-
технологию (CMOS). Кроме этого, устраняется влияние входного импеданса
следующего каскада в секции пассивного фильтра.
На рис. 8-96 показывается реализация нашего фильтра при помощи тополо¬
гии с многоконтурной обратной связью. При проектировании использовались
уравнения, показанные на рис. 8-52. В данном случае в последней секции исполь¬
зуется пассивный RC-фильтр.
К пассивной секции при необходимости можно добавить дополнительный
буфер. Благодаря этому можно использовать многие из описанных выше преиму-

8-8. Практические примеры фильтров 835
IN 1,62 кОм
О-ЛЛг
1,62 кОм i: 0,01 мкФ
806 Ом
	W
0,03 мкФ i:
X7
1,24 kOm|
-p 0,1 мкФ ^
Рис. 8-96. Использование схемы с многоконтурной обратной связью
ществ, за исключением ограничения полосы пропускания для шума операционно¬
го усилителя. Используя две приведенные выше схемы, мы можем использовать
усилитель как в инвертирующей, так и в неинвертирующей конфигурации.
Фильтр, построенный на основе метода переменных состояния, который по¬
казан на рис. 8-97, проектировался на основании уравнений, показанных на рис. 8-55.
Здесь мы вновь округлили вычисленные значения до сопротивлений стандарт¬
ных резисторов (имеющих допуск 1%).
Очевидно, что в подобной схеме используется значительно большее количе¬
ство компонентов по сравнению со схемой Саллен- Ки или схемой с многокон¬
турной обратной связью. Основными преимуществами данной схемы являются
улучшение стабильности и возможность независимой подстройки отдельных па¬
раметров.
Реализация данного фильтра с помощью схемы частотно-независимого отри¬
цательного сопротивления (FDNR) показана на рис. 8-98.
Если рассматривать переход от пассивной схемы к схеме частотно-независи¬
мого отрицательного сопротивления (FDNR), то элемент D нормализован для
емкости 1 Ф. Затем характеристики фильтра следует привести к действитель¬
ному значению емкости (в нашем случае это 0,01 мкФ).
Во всех приведенных выше примерах вместо вычисленных значений компо¬
нентов мы использовали значения для стандартных компонентов. Любое от¬
клонение от идеальных значений приводит к изменению амплитудно-частотной
характеристики фильтра, однако этим в большинстве случаев можно прене¬
бречь. Если необходимо оценить, какое влияние отклонение параметров может
оказать на характеристики схемы, то можно воспользоваться программами ма¬
тематического моделирования.
Рассмотрим, какое влияние оказывает использование стандартных компонен¬
тов на примере фильтра, использующего топологию Саллен-Ки. На рис. 8-99
показываются частотные характеристики для каждой из трех секций, которые
используются в данном фильтре. Хотя здесь мы используем фильтр на основе
топологии Саллен Ки, но для всех имеющихся топологий фильтров мы получим
примерно одинаковые результаты.
На рис. 8-100 показывается, какое влияние оказывает использование компо¬
нентов со стандартными значениями вместо точно вычисленных значений для
компонентов. Заметим, что общая форма фильтра остается прежней, она толь¬
ко немного смещается по частоте. В данном случае мы рассматривали только
отклонение рассчитанных значений от значений, принятых для стандартных

836 Глава 8. Аналоговые фильтры
10 кОм	10 кОм
IN 3,09 кОм	2,74 кОм	619 кОм	OUT
Рис. 8-98. Реализация на основе схемы частотно-независимого отрицательного
сопротивления (FDNR)
компонентов, если необходимо рассмотреть влияние отклонения действительных
значений компонентов от указанных значений, то следует выполнить аналогич¬
ные вычисления. Аналогичным образом следует моделировать влияние темпера¬
туры и старения.
В активных фильтрах, в которых используются операционные усилители,
критически важным для получения оптимальных характеристик для фильтра

8-8. Практические примеры фильтров 837
Рис. 8-99. Отклик отдельной секции
-10
6 ~2°
-30
2,0	3,0
Частота (Гц)
А = а = 0,618
Действ, значения
Е = 1 полюс
Действ, значения
В = а = 0,618
Рассчит. значения
F = 1 полюс
Рассчит. значения
С=а= 1,618
Действ, значения
G = весь фильтр
Действ, значения
D = a = 1,618
Рассчит. значения
Н = весь фильтр
Рассчит. значения
Рис. 8-100. Влияние использования стандартных компонентов
оказывается обеспечение точности по постоянному напряжению. Напряжение
смещения усилителя передается при помощи фильтра низких частот и может
затем усиливаться, создавая значительное напряжение смещения на выходе. Для
низкочастотных приложений, в которых используются резисторы с достаточно
большим сопротивлением, при протекании тока смещения через эти резисторы
на выходе может создаваться достаточно большое напряжение смещения.

838 Глава 8. Аналоговые фильтры
В дополнение к этому, при высоких частотах необходимо учитывать дина¬
мические характеристики операционного усилителя. При выборе операционного
усилителя основными характеристиками являются скорость нарастания, полоса
пропускания и коэффициент усиления при разомкнутом контуре обратной связи.
Преобразования
В следующем примере мы рассмотрим использование преобразований.
Как уже упоминалось ранее, теория фильтров основывается на прототи¬
пе низкочастотного фильтра, который затем преобразуется к другим формам.
В наших примерах в качестве прототипа будет использоваться фильтр Чебыше¬
ва с частотой 1 кГц, использующий три полюса и обеспечивающий неравномер¬
ность в пределах 0,5 дБ. Фильтр Чебышева использовался по той причине, что
он достаточно наглядно показывает, когда сигнал на выходе фильтра перестает
удовлетворять требованиям. Фильтр Баттерворта в данной ситуации не спосо¬
бен показать сравнимые результаты. Использовался фильтр с тремя полюсами,
так что необходимо выполнить преобразование для пары полюсов и единичного
полюса.
Расположение полюсов для используемого в качестве прототипа фильтра низ¬
ких частот было импортировано из рис. 8-30, мы получаем:
Каскад
а
/3
Fo
а
1
0,2683
0,8753
1,0688
0,5861
2
0,5366
-
0,6265
-
Первый каскад использует пару полюсов, последний каскад использует оди¬
ночный полюс. Заметим, что, к сожалению, здесь символ а одновременно ис¬
пользуется для обозначения двух совершенно различных параметров. Символы
аир, которые располагаются в левой части таблицы, определяют положение
полюсов на s-плоскости. Именно эти значения используются в алгоритмах пре¬
образования. Значение а, показанное в правой части, соответствует значению
1/Q, и именно это значение необходимо использовать при физической реализа¬
ции фильтра.
Для фильтра мы будем использовать топологию С аллеи - Ки. При проекти¬
ровании фильтра использовались уравнения, показанные на рис. 8-67 (для пары
полюсов) и на рис. 8-66 (для единичного полюса). Полученная схема показана
на рис. 8-101.
5,08 кОм	0,1 мкФ	2,54 кОм	Рис. 8-101. Прототип низкочастот-

8-8. Практические примеры фильтров 839
Используя уравнение, которое обсуждалось в разделе 8-8, мы преобразуем
данный фильтр в фильтр высоких частот. В результате, после выполнения пре¬
образования, мы получаем следующее:
Каскад
ос
0
Fo
а
1
0,3201
1,0443
0,9356
0,5861
2
1,8636
-
1,596
-
Здесь необходимо сделать предупреждение. Для фильтров Чебышева обычное
определение частоты среза как частоты, когда уровень падает на 3 дБ относи¬
тельно уровня в полосе пропускания, не работает — здесь необходимо указывать
границу полосы пульсаций. В связи с этим для фильтров высоких частот не¬
обходимо разделить значение Fo на соотношение полосы пульсаций к полосе с
ослаблением на 3 дБ (раздел 8-4, табл. 8-1).
Вновь для построения фильтра мы используем топологию Саллен-Ки. При
проектировании фильтра использовались уравнения, показанные на рис. 8-67
(для пары полюсов) и на рис. 8-66 (для единичного полюса). Полученная схема
показана на рис. 8-102.
Рис. 8-102. Преобразование к высо¬
кочастотному фильтру
0,01 мкФ	4,99 кОм 0,01 мкФ
На рис. 8-103 показывается отклик низкочастотного прототипа и высокоча¬
стотного фильтра, полученного в результате преобразования. Заметим, что эти
характеристики являются симметричными относительно частоты среза, кото¬
рая равна 1 кГц. Также заметим, что, как и принято для фильтров Чебышева,
частота 1 кГц соответствует границе полосы пульсаций, а не точке ослабления
на 3 дБ относительно уровня в полосе пропускания.
Теперь мы преобразуем прототип низкочастотного фильтра в полосовой фильтр.
Здесь при преобразовании мы используем уравнение, которое обсуждалось в раз¬
деле 8-5. Каждый полюс фильтра, который используется в качестве прототипа,
будет при преобразовании отображаться в пару полюсов. Таким образом, при
преобразовании прототипа, который имел 3 полюса, мы получаем шесть полю¬
сов (три пары полюсов). Кроме этого, мы получаем шесть нулей, которые будут
расположены в центре координат.
В процессе преобразования необходимо указать значение для полосы пропус¬
кания с ослаблением на 3 дБ. В данном случае мы предполагаем, что полоса
пропускания равна 500 Гц. В результате преобразования мы получаем:
Каскад
Fo
Q
Ао
1
804,5
7,63
3,49
2
1,243
7,63
3,49
3
1,000
3,73
1

840 Глава 8. Аналоговые фильтры
Рис. 8-103. Отклик для низкочастотного и высокочастотного фильтров
OUT
Рис. 8-104. Преобразование для полосового фильтра
Требования к коэффициенту усиления для двух первых каскадов связаны
с тем, что для них центральная частота будет ослабляться относительно цен¬
тральной частоты, соответствующей всему фильтру. Так как мы получаем до¬
статочно невысокие значения Q (менее 20), то будет использоваться топология
с многоконтурной обратной связью. Для проектирования фильтра используются
уравнения, показанные на рис. 8-72.
На рис. 8-104 показана схема фильтра, а на рис. 8-105 показана его частотная
характеристика.
Заметим, что вновь присутствует симметрия относительно центральной ча¬
стоты. Однако полоса в 800 Гц не соответствует сумме полос с шириной 250
для каждой стороны относительно центральной частоты (арифметическая сим¬
метрия). Здесь мы имеем дело с геометрической симметрией, это означает, что
две частоты (Fi и F2) с одинаковой амплитудой будут связаны следующим со¬
отношением:
Fo = \/Fi х F2.	(8-96)
И, наконец, необходимо преобразовать прототип к заграждающему фильтру.
Здесь при преобразовании мы используем уравнение, которое обсуждалось в раз¬
деле 8-5. Каждый полюс фильтра, который используется в качестве прототипа,

о
LO
Ч
Л
q
s
■a
-10
-15
-20
0,3
1,0
Частота (Гц)
3,0
Рис. 8-105. Амплитудно-частотная характеристика для полосового фильтра
будет при преобразовании отображаться в пару полюсов. Таким образом, при
преобразовании прототипа, который имел 3 полюса, мы получаем шесть полюсов
(три пары полюсов).
Как и в случае полосового фильтра, нам необходимо указать значение для
полосы пропускания с ослаблением на 3 дБ. И вновь мы определяем полосу про¬
пускания равной 500 Гц. В результате преобразования получаем:
Каскад
Fo
Q
Ао
1
763,7
6,54
1,000
2
1,309
6,54
1,000
3
1,000
1,07
1,000
Заметим, что для заграждающих фильтров необходимо рассмотреть три ва¬
рианта. Существует стандартный заграждающий фильтр (Fo = Fz, раздел 8-3),
низкочастотный заграждающий фильтр (Fo < Fz, раздел 8-1) и высокочастот¬
ный заграждающий фильтр (Fo > Fz, раздел 8-1). Так как задачи при проекти¬
ровании были сформулированы для фильтров всех трех указанных типов, то в
качестве основы мы будем использовать заграждающий фильтр Бейнтера. Для
проектирования фильтра мы используем формулы, показанные на рис. 8-77. Ко¬
эффициенты усиления К1 и К2 полагаются равными 1. На рис. 8-106 показана
схема данного фильтра.
Амплитудно-частотная характеристика фильтра показана на рис. 8-107 и бо¬
лее подробно — на рис. 8-108. Вновь заметим, что существует симметрия отно¬
сительно центральной частоты, а также то, что для частот действует геометри¬
ческая симметрия.
Восстанавливающий фильтр для CD
Данный проект был представлен в статье для журнала, в которой описывалось
создание высококачественного внешнего цифро-аналогового преобразователя,

842 Глава 8. Аналоговые фильтры
1,58 кОм	931 Ом
Рис. 8-106. Преобразование для получения заграждающего фильтра
Рис. 8-107. Амплитудно-частотная характеристика заграждающего фильтра
который должен был использоваться совместно с цифровыми аудиоисточниками
(см. ссылка [26]).
На выходе цифро-аналогового преобразователя необходимо использовать восста¬
навливающий фильтр, это связано с тем, что (несмотря на название) сигнал
на выходе ЦАП в действительности не является аналоговым, а представляет
собой последовательность ступенчатых изменений напряжения. На выходе пре¬
образователя устанавливается фиксированный уровень напряжения, который удер¬
живается до поступления следующего отсчета. Задачей фильтра является удале-

0,1	0,3	1,0	3,0	10
Частота (кГц)
Рис. 8-108. Амплитудно-частотная характеристика заграждающего фильтра (детальный
график)
ние высокочастотных компонентов, что приводит к сглаживанию формы выход¬
ного сигнала. Именно по этой причине восстанавливающий фильтр также иногда
называют сглаживающим фильтром. Кроме этого, фильтр удаляет алиасинго-
вые компоненты, возникающие в процессе преобразования. В аудио-устройствах
«стандартным» решением для восстанавливающего фильтра является использо¬
вание функции Бесселя третьего порядка. Причиной, по которой используется
фильтр Бесселя, является то, что он обеспечивает наилучший фазовый отклик.
Это позволяет сохранить фазовые соотношения между отдельными тональными
сигналами при воспроизведении музыки. Однако за хорошие фазовые характери¬
стики приходится жертвовать тем, что по сравнению с фильтрами других типов
не столь хороши характеристики по передаче амплитуды сигналов. Предполо¬
жим, при цифро-аналоговом преобразовании для потока данных, передаваемых
со скоростью 48 KSPS, мы используем 8-кратную передискретизацию — это
означает, что зеркальные образы появятся на частоте 364 кГц (8 х 48 к — 20 к).
Цифровой фильтр, который используется в процессе интерполяции, должен уни¬
чтожать все составляющие в диапазоне от 20 до 364 кГц. Если предположить,
что граничная частота для полосы пропускания равна 30 кГц, то соотношение
частот будет приблизительно равно 12 (364/30). Мы используем в качестве гра¬
ничной частоты не 20, а 30 кГц, чтобы уменьшить влияние спада частотной
характеристики фильтра в полосе пропускания. В тех фильтрах, которые ис¬
пользуются на практике, также предусмотрено использование дополнительного
фильтра (shelving filter), который должен компенсировать это влияние. Если
обратиться к рис. 8-20, то можно определить, что фильтр Бесселя третьего
порядка обеспечивает на частоте 12 х Fo ослабление примерно на 55 дБ. Это
соответствует системе с точностью в 9 бит.
Если проектировать фильтр седьмого порядка, который бы обеспечивал ли¬
нейность фазы и обеспечивал ошибку неоднородности на уровне 0,05 °, то осла¬
бление сигнала в полосе подавления увеличится до примерно 120 дБ (на частоте

844 Глава 8. Аналоговые фильтры
12 х Fo). Это практически соответствует точности 20-битной системы, чего мы
и собираемся добиться.
При проектировании фильтра мы будем использовать конфигурацию частот¬
но-независимого отрицательного сопротивления (FDNR). Это достаточно про¬
извольный выбор. Причины, по которым выбрана именно эта топология, — это
низкая чувствительность такого фильтра к отклонениям компонентов от номи¬
нальных значений, а также то, что операционные усилители здесь используются
для шунтирования и не участвуют в непосредственной обработке сигнала.
На первом этапе необходимо подобрать пассивный прототип. Для этого мы
используем информацию из книги Вильямса. Отсюда мы получаем схему, по¬
казанную на рис. 8-109 (А). Затем производим преобразование в s-плоскости
и получаем схему, показанную на рис. 8-109 (В). После параметры фильтра
масштабируются к частоте 1 Гц и для уровня импеданса, равного 1 Ом. По¬
лученный в результате преобразования фильтр имеет D-структуру, ее необхо¬
димо преобразовать в GIC-структуру, для которой возможна физическая реа¬
лизация. Затем для фильтра выполняется денормализация к нужным значени¬
ям частоты (30 кГц) и импеданса (произвольным образом выбирается равным
1 кОм). В результате для коэффициента масштабирования частоты (FSF) мы
получаем следующее значение: 1,884 х ІО5 = (= 27г(3 х ІО4)). Далее, выбира¬
ем для конденсатора какое-то произвольное значение —1 нФ. Отсюда получаем
коэффициент масштабирования для импеданса (Z), который будет равен 5305
(= (Cold/Cnew)/FSF).
Затем мы умножаем сопротивления резисторов на Z. В результате этого по¬
лучаем, что резисторы с нормализованным сопротивлением 1 Ом теперь будут
обладать сопротивлением 5,305 кОм. Для простоты будем использовать ближай¬
шее стандартное сопротивление, равное 5,36 кОм. Это приводит к тому, что
изменяется частота среза фильтра — теперь она будет равна 29,693 кГц. Одна¬
ко в нашем случае это не имеет большого значения.
Затем вновь выполняется вычисление коэффициента масштабирования ча¬
стоты (FSF) с учетом новой центральной частоты, и полученное значение ис¬
пользуется для денормализации оставшихся резисторов. Полученный в резуль¬
тате преобразования фильтр имеет D-структуру, ее необходимо преобразовать
в GIC-структуру, для которой возможна физическая реализация (рис. 8-109 (С)).
Окончательная схема фильтра показана на рис. 8-109 (D).
Характеристики фильтра показаны на рис. 8-110.
Фильтр па основе переменных состояния
с возможностью цифрового программирования
Одной из привлекательных особенностей фильтра на переменных состояния явля¬
ется возможность программирования его отдельных параметров (к которым от¬
носятся коэффициент усиления, частота среза и добротность «Q»). Это свойство
мы будем использовать для управления параметрами фильтра.
Для начала немного изменим конфигурацию фильтра. Резистивный делитель,
состоящий из резисторов R.6 и R7 (см. рис. 8-84), который определяет значение
Q, необходимо модернизировать для инвертирующей конфигурации. Новая схема
фильтра показана на рис. 8-111. После этого резисторы Ri — R4 (см. рис. 8-111)

8-8. Практические примеры фильтров 845
(А) IN 1,4988
0,8422
0,6441
т
т
т
0,1911
^1,0071	^0,7421	0,4791
(В) IN 1,4988	0,8422	0,6441
О—W—■£—ѴѴ—J
т
0,1911
-АѴ-
= 1,0071	= 0,7421	= 0,4791
\7	\7	\7
I'
OUT
—о
Рис. 8-109. Восстанавливающий фильтр для CD: (А) Воссоздающий фильтр CD
проигрывателя — Пассивный прототип, (В) Воссоздающий фильтр CD проигрывателя —
Преобразование в S-плоскости, (С) Воссоздающий фильтр CD проигрывателя —
Конфигурация FNDR с нормированными параметрами, (D) Воссоздающий фильтр CD
проигрывателя — Окончательная схема фильтра
заменяются на умножающий цифро-аналоговый преобразователь, изготовлен¬
ный по технологии CMOS. Заметим, что резистор Rr, в цепи обратной связи
также реализован с помощью ЦАП. Полученная в результате схема показана на
рис. 8-112.

846 Глава 8. Аналоговые фильтры
AUDIO PRECISION BANDPASS(dBr) &
AUDIO PRECISION hz3 2-CHAN(dBr) &	BANDPASS(dBr) vs GENFRQ(dBFS)
AUI^O^V^E^dBrl Vg^-GENFROfHZ^^IS ARH'ST'-13:25:1 9	AUDIO PRECISION BANllPASS((l8l)Л BANDPADSfilBr) v* GENFRQ((I8AS|
(А) Амплитудно-частотная характеристика
AUDIO PRECISION D-A-CCIF AMP1 (dBr) &
-60.
-80.00
-100.0
Ар
4*1
(м.
\гЧ>
Ѵѵ
1 h
0.0 2k 4k 6k 8k 10k 12k 14k 16k 18k20k22k24k
(С) Отношение сигнап/шум
(В) Линейность
AUDIO PRECISION D-A-THD
(D) Коэффициент нелинейных искажений + шум
Рис. 8-110. Характеристики восстанавливающего фильтра для CD
Микросхема AD7528 представляет собой 8-разрядный двухканальный умно¬
жающий цифро-аналоговый преобразователь, микросхема AD825 — это высоко¬
скоростной операционный усилитель с FET-входами. С помощью этих компонен¬
тов можно изменять частотный диапазон от 550 Гц до приблизительно 150 кГц
(см. рис. 8-113). Значение добротности Q можно изменять от приблизительно 0,5
до более чем 12,5 (см. рис. 8-114). Коэффициент усиления данной схемы можно
изменять от 0 дБ до —48 дБ (см. рис. 8-115).
Наиболее наглядно представить себе процесс управления параметрами филь¬
тра при помощи ЦАП можно, если принять, что ЦАП изменяет эффективное
сопротивление резисторов. Это выражается следующей формулой:
тт л гг	х Rdac	ас
эквивалентное сопротивление ЦАП =		.	(8-9/)
CODEdac
Благодаря этому для AD7528 эффективное сопротивление изменяется от 11 кОм
до 2,8 МОм.
Одним из недостатков данной схемы является то, что частота зависит от
сопротивления лестничной схемы, которая используется в составе цифро-ана-

8-8. Практические примеры фильтров 847
Рис. 8-111. Измененная схема фильтра с переменным состоянием
Рис. 8-112. Фильтр, построенный на основе метода переменных состояния с возможностью
цифрового управления
логового преобразователя. Этот параметр нельзя контролировать. ЦАП под¬
страивается таким образом, что устанавливается требуемое соотношение между
сопротивлениями резисторов, а не абсолютные значения сопротивления. В слу¬
чае AD7528 обычно используется сопротивление, равное 11 кОм.
Минимальное значение данного сопротивления составляет 8 кОм, максималь¬
ное — 15 кОм. Данную проблему можно решить достаточно простым спосо¬
бом — следует добавить два операционных усилителя (см. рис. 8-116). В этом
случае эффективное сопротивление устанавливается не с помощью ЦАП, а с по¬
мощью резисторов с постоянным сопротивлением. Так как используются два
интегратора, то вносимое операционными усилителями инвертирование сигна¬
ла взаимно компенсируется.

848 Глава 8. Аналоговые фильтры
Рис. 8-113. Изменение частот¬
ной характеристики в зависи¬
мости от цифрового кода, по¬
даваемого на вход ЦАП
Частота (кГц)
Рис. 8-114. Изменение до¬
бротности Q в зависимости от
цифрового кода, подаваемого
на вход ЦАП
Заметим также, что умножающий ЦАП можно заменить на аналоговые умно¬
жители. Очевидно, что в этом случае для управления будет использоваться не
цифровой, а аналоговый сигнал. Также вместо умножающего ЦАП можно ис¬
пользовать цифровой потенциометр. Единственным отличием будет то, что при
повышении эффективного сопротивления в данном случае мы будем ограничены
сопротивлением цифрового потенциометра.
Режекторный фильтр с частотой 60 Гц
В измерительной технике часто возникает проблема, связанная с различными по¬
мехами от объектов, над которыми выполняются измерения. Одним из основных
источников подобных помех являются помехи от линий электропитания — осо¬
бенно это относится к схемам, которые обладают высоким импедансом. Другим
возможным путем для проникновения этих помех являются петли, образованные
в схеме заземления. Одним из возможных решений в борьбе с помехами является
использование режекторного фильтра, который должен подавлять компоненты

8-8. Практические примеры фильтров
с частотой 60 Гц. Так как в данном случае помеха сосредоточена на одной ча¬
стоте, то мы будем использовать для фильтра архитектуру twin-T (двойной
Т-образный фильтр).
Рис. 8-115. Изменение коэффи¬
циента усиления в зависимости
от цифрового кода, подаваемого
на вход ЦАП
R	С	OUT
Рис. 8-116. Улучшенная схема интегратора с цифровым управлением
Так как нам необходимо обеспечить максимальный возможный уровень по¬
давления при минимальной ширине полосы подавления, то для данной схемы
требуется реализовать максимальное значение добротности Q. Для этого тре¬
буется в максимальной степени использовать положительную обратную связь
(R.5 должен быть разомкнут, а РЦ закорочен). Так как сеть обладает высоким
импедансом, используется операционный усилитель с FET-входами.
При проектировании фильтра использовались уравнения, показанные на рис. 8-78.
На рис. 8-117 показана схема данного фильтра, а на рис. 8-118 — его амплитудно-
частотная характеристика.
Ссылки по теме: примеры фильтров
1. АЛ. Zverev, Handbook of Filter Synthesis, John Wiley & Sons, New York,
1967.

850 Глава 8. Аналоговые фильтры
Рис. 8-117. Схема двойного Т-
образного режекторного филь¬
тра (60 Гц)
Частота (Гц)
Рис. 8-118. Амплитудно-частотная характеристика двойного Т-образного режекторного
фильтра (60 Гц)
2.	А. В. Williams, Electronic Filter Design Handbook, McGraw-Hill, New
York, 1981, ISBN: 0-07-070430-9.
3.	M. E. Van Valkenburg, Analog Filter Design, Rinehart & Winston, Holt,
1982.
4.	M. E. Van Valkenburg, Introduction to Modern Network Synthesis, John
Wiley & Sons, New York, 1960.
5.	A. I. Zverev and H. J. Blinchikoff, Filtering in the Time and Frequency
Domain, John Wiley & Sons, New York, 1976.
6.	S. Franco, Design with Operational Amplifiers and Analog Integrated
Circuits, McGraw-Hill, New York, 1988, ISBN: 0-07-021799-8.
7.	W. Cauer, Synthesis of Linear Communications Networks, McGraw-Hill,
New York, 1958.
8.	A. Budak, Passive and Active Network Analysis and Synthesis, Houghton
Mifflin Company, Boston, MA, 1974.

8-8. Практические примеры фильтров 85 I
9. L. Р. Huelsman and Р. Е. Allen, Introduction to the Theory and Design
of Active Filters, McGraw-Hill, New York, 1980, ISBN: 0-07-030854-3.
10.	R. W. Daniels, Approximation Methods for Electronic Filter Design,
McGraw-Hill, New York, 1974.
11.	J. Tow, «Active RC Filters—A State-Space Realization», Proceedings of the
IEEE, Vol. 56, 1968, pp. 1137-1139.
12.	L. C. Thomas, «The Biquad: Part I—Some Practical Design Considerations»,
IEEE Transactions on Circuits and Systems, Vol. CAS-18, 1971, pp. 350-
357.
13.	L. C. Thomas, «The Biquad: Part I—A Multipurpose Active Filtering System»,
IEEE Transactions on Circuits and Systems, Vol. CAS-18, 1971, pp. 358-
361.
14.	R. P. Sallen and E. L. Key, «А Practical Method of Designing RC Active Filters»,
IRE Transactions on Circuit Theory, Vol. CT-2, 1999, pp. 74-85.
15.	P. R. Geffe, «How to Build High-Quality Filters out of Low-Quality Parts»,
Electronics, November 1976, pp. 111-113.
16.	P. R. Geffe, «Designers Guide to Active Bandpass Filters», EDN, April 5, 1974,
pp. 46-52.
17.	T. Delyiannis, «High-Q Factor Circuit with Reduced Sensitivity», Electronics
Letters, December 4, 1968, p. 577.
18.	J. J. Friend, «А Single Operational-Amplifier Biquadratic Filter Section», IEEE
ISCT Digest Technical Papers, 1970, p. 189.
19.	L. Storch, «Synthesis of Constant-Time-Delay Ladder Networks Using Bessel
Polynomials», Proceedings of the IRE, Vol. 42, 1954, pp. 1666-1675.
20.	K. W. Henderson and W. H. Kautz, «Transient Response of Conventional Fil¬
ters», IRE Transactions on Circuit Theory, Vol. CT-5, 1958, pp. 333-347.
21.	J. R. Bainter, «Active Filter Has Stable Notch and Response Can be Regulated»,
Electronics, October 2, 1975, pp. 115-117.
22.	S. A. Boctor, «Single Amplifier Functionally Tunable Low-Pass Notch Filter»,
IEEE Transactions on Circuits and Systems, Vol. CAS-22, 1975, pp. 875-
881.
23.	S. A. Boctor, «А Novel Second-Order Canonical RC-Active Realization of High-
Pass-Notch Filter», Proceedings of the 1974 IEEE International Sympo¬
sium Circuits and Systems, pp. 640-644.
24.	L. T. Burton, «Network Transfer Function Using the Concept of Frequency
Dependant Negative Resistance», IEEE Transactions on Circuit Theory,
Vol. CT-16, 1969, pp. 406-408.

852 Глава 8. Аналоговые фильтры
25.	L. Т. Burton and D. Trefleaven, «Active Filter Design Using General Impedance
Converters», EDN, 1973, pp. 68-75.
26.	H. Zumbahlen, «A New Outboard DAC, Part 2», Audio Electronics, Vol. 1,
January 1997, pp. 26-32, 42.
27.	M. Williamsen, «Notch-Filter Design», Audio Electronics, Vol. 1, January
2000, pp. 10-17.
28.	W. Jung, Bootstrapped IC Substrate Lowers Distortion in JFET Op Amps, Ana¬
log Devices AN232.
29.	H. Zumbahlen, Passive and Active Filtering, Analog Devices AN281.
30.	P. Toomey and W. Hunt, AD7528 Dual 8-Bit CMOS DAC, Analog Devices
AN318.
31.	W. Slattery, 8th Order Programmable Lowpass Analog Filter Using 12-Bit DACs,
Analog Devices AN209.
32.	CMOS DAC Application Guide, Analog Devices. ADI, Norwood, MA.

ГЛАВА 9
УПРАВЛЕНИЕ
ПИТАНИЕМ
Введение
Все электронные системы требуют питания для своей работы. Однако при про¬
ектировании этой части устройства часто не придается должного значения.
В главе, посвященной усилителям, уже упоминалось такое понятие, как PSRR
(коэффициент подавления помех от источника питания), и было показано, что
шум источника питания может проникать в выходной сигнал усилителя. При
этом значение PSRR обладает сильной зависимостью от частоты и уменьшается
вместе с ее увеличением. Итак, чтобы обеспечить оптимальные характеристики
для высокопроизводительных систем, необходимо стабилизировать напряжение
питания. Здесь может помочь локальная схема развязки однако одной этой
схемы недостаточно.
Термин «управление питанием» (power management) в широком смысле от¬
носится к созданию и управлению стабилизированным напряжением, которое
необходимо для питания электронной системы. Однако управление питанием
включает не только проектирование источников питания. Современные систе¬
мы требуют, чтобы при проектировании источника питания он интегрировался
в процесс проектирования всей системы — это делается для обеспечения вы¬
сокой эффективности использования энергии. В дополнение к этому, широкое
распространение распределенных систем питания заставляет использовать лока¬
лизованные стабилизаторы на печатной плате, что требует от проектировщика
хотя бы понимания основ функционирования как импульсных, так и линейных
стабилизаторов.
Интегрированные микросхемы, такие как импульсные преобразователи, ли¬
нейные стабилизаторы, преобразователи напряжения на переключаемых конден¬
саторах и источники опорного напряжения — вот типичные элементы, которые
используются для управления питанием.
С исторической точки зрения стандартным напряжением питания являлось
±15 В. Однако в последнее время обозначилась тенденция к использованию
более низких напряжений питания. Это частично вызвано технологическими
процессами, которые используются при производстве интегральных микросхем.
Также возрастают скорости, на которых работают электронные схемы. Одним
из факторов, которые позволили увеличить скорость работы электронных схем,
является уменьшение геометрических размеров транзисторов, которые являются
основными элементами в технологических процессах. Однако меньшие размеры
приводят к уменьшению напряжения пробоя, что, в свою очередь, заставляет
уменьшать напряжение питания.

854 Глава 9. Управление питанием
Другой тенденцией в управлении питанием является попытка (часто не име¬
ющая под собой оснований) использовать для аналоговых и цифровых цепей
одну и ту же схему питания, отказываясь при этом от использования отдель¬
ного источника питания для каждой из этих схем. Хотя могут использоваться
одинаковые напряжения питания, требования к низкому уровню шумов часто
вступают в противоречие с чрезвычайно высокими шумами, которые связаны
с источниками питания цифровых схем.
Хотя снижение напряжения питания оказывается чрезвычайно полезным с точ¬
ки зрения уменьшения мощности, рассеиваемой цифровыми схемами, снижение
напряжения питания для линейных схем приводит к уменьшению динамическо¬
го диапазона сигнала. И, к сожалению, уменьшение размаха сигнала (за счет
снижения верхней границы доступного диапазона) при уменьшении напряжения
питания никак не подразумевает того, что в той же пропорции снизится и уро¬
вень шумов (который относится к нижней границе динамического диапазона).
Другой тенденцией в управлении питанием является переход на однополярное
питание. Это часто делается с целью отказаться от использования шины питания
с отрицательным напряжением. Однако иногда схема с отрицательной шиной
питания является более дешевой и обеспечивает лучшие характеристики. Это
связано с тем, что в однополярных источниках питания необходимо выполнять
сдвиг уровней и обеспечивать связь по переменному напряжению.
Раздел 9-1
Линейные стабилизаторы напряжения
Основы линейных стабилизаторов
Микросхемы линейных стабилизаторов напряжения уже достаточно давно ис¬
пользуются в качестве компонентов при создании систем питания. После перво¬
начального своего появления в виде стабилизаторов напряжения на 5 В, которые
применялись для питания логических микросхем, они развились в стабилизаторы
для других стандартных уровней напряжения — и сейчас доступны компонен¬
ты для напряжений от 1 В до 24 В. При этом они способны работать с токами
от 25 мА (или ниже) и до 5 А (или более). По нескольким весьма серьезным
причинам микросхемы стабилизаторов напряжения достаточно долго являлись
важными компонентами для самых различных систем. Одна из причин — хо¬
рошие характеристики по шумам, особенно в сравнении с импульсными регу¬
ляторами напряжения. К другим причинам относятся малое количество компо¬
нентов, необходимых для использования вместе с линейными стабилизаторами,
а также простота схемы — в сравнении с решением на основе дискретных ком¬
понентов. В связи с высокими потерями мощности на линейных стабилизаторах
они считались недостаточно эффективными по КПД. Устройства предыдущего
поколения (некоторые из которых все еще выпускаются) требовали на входе не-
стабилизированного напряжения, которое на 2 В (или более) превышало уровень
стабилизированного выходного напряжения, что приводило к достаточно боль¬
шим потерям мощности. Типичное максимальное значение КПД для напряжения

9-1. Линейные стабилизаторы напряжения 855
5 В равнялось 71%, что означало, что 29% мощности рассеивалось на самом ста¬
билизаторе.
Рис. 9-1. Базовая схема ста¬
билизатора напряжения с тремя
выводами
-OvIN (6 В)
Входное
напряжение
Стабилизатор
напряжения
с 3 выводами
Vmin - Vin
Выходное
напряжение
■ Ѵпігг= 1В
Земля
'Ground
(1 мА)
'L
(1А)
'OUT
(5 В)
Rl (5 Ом)
Общая
точка
Рис. 9-1 позволяет также провести более детальный анализ потерь мощности
в стабилизаторе. Существуют две составляющие мощности, которая рассеива¬
ется на стабилизаторе. Одна из них является функцией Ѵщ — Ѵоит и тока Іц,
тогда как вторая является функцией Ѵш и тока на землю iGround- Если обозна¬
чить полную рассеиваемую мощность как Рц>, то получаем следующую формулу:
Pd = (Ѵщ - Ѵоит)(Іь) + (Vm)(lGround)-	(9-1)
Если более внимательно рассмотреть блок-схему типичного стабилизатора,
то сразу обнаружится множество составных элементов, как показано на рис. 9-2.
На этой схеме практически все изображенные элементы являются необходи¬
мыми с точки зрения работы схемы, исключением являются схема отключения
(shutdown) и схема датчика насыщения (они показаны пунктирными линиями).
Хотя эти функции и реализованы во многих стабилизаторах напряжения, функ¬
ция отключения (shutdown) является сравнительно новой в качестве стандартной
функции и точно не является обязательной для обычного стабилизатора с тре¬
мя выводами. Если же такая функция имеется, то она представляет собой вход,
который совместим с уровнями микросхем цифровой логики.
Также стабилизаторы могут иметь выход сигнализации об ошибке/ERR. В си¬
стеме этот выход может использоваться для обнаружения перегрузки стабилиза¬
тора, которая может быть вызвана насыщением проходного элемента, тепловой
перегрузкой и прочими причинами. Все другие функции, показанные на рисунке,
являются обязательными элементами микросхем стабилизаторов напряжения.
Хотя на схеме блоки показываются как готовые блоки, их реализация может
осуществляться различными способами.
При работе блок опорного напряжения создает стабилизированное напряже¬
ние Vref, для создания которого почти во всех случаях используется напряжение
на запрещенной зоне, приблизительно равное 1,2 В. Это напряжение затем пода¬
ется на вход усилителя ошибки (рассогласования), тогда как второй вход через
измерительный делитель (состоящий из резисторов Rj и R2) подключается к
выходному напряжению Ѵоит- Сигнал с выхода усилителя ошибки поступает
на проходной элемент, который, в свою очередь, управляет выходным сигналом.

856 Глава 9. Управление питанием
Рис. 9-2. Блок-схема стабилизатора напряжения
После этого можно достаточно просто определить величину стабилизированного
напряжения:
Ѵоит — Vref(1 + 77“)-	(9-2)
Л2
Когда важен такой параметр, как мощность, расходуемая в режиме пони¬
женного потребления, то при проектировании следует принять во внимание
несколько соображений. Резисторы, которые входят в состав делителя, должны
иметь высокое сопротивление, усилитель ошибки и драйвер проходного элемен¬
та должны обладать малым потреблением, также должен быть мал ток Iref на
выходе источника опорного напряжения. При этих условиях ток потребления
ненагруженного стабилизатора, находящегося в режиме пониженного потребле¬
ния, можно при использования биполярной технологии уменьшить до уровня
нескольких миллиампер (или даже ниже) и до уровня в несколько микроам¬
пер, если использовать компоненты, изготовленные по технологии CMOS. В тех
стабилизаторах, которые реализуют режим пониженного потребления, ток по¬
требления в режиме пониженного потребления в состоянии отключения может
быть уменьшен до 1 мкА или даже меньше.
Почти все стабилизаторы также реализуют функции по ограничению величи¬
ны тока и измерению повышенной температуры, которые позволяют защитить
проходной элемент от повреждений. Ограничение тока обычно реализуется при
помощи измерительного резистора, который включается последовательно в те
цепи, где протекает ток большой величины, или же может использоваться бо¬
лее простая схема ограничения тока для проходных элементов с управляемым
значением /3 (которая обеспечивает те же функции). Для схем с более высоким
уровнем напряжения функция ограничения тока может объединяться с функ¬

9-1. Линейные стабилизаторы напряжения 857
цией ограничения напряжения, что обеспечивает более строгий контроль над
линией нагрузки для проходного элемента. Все микросхемы стабилизаторов на¬
пряжения также реализуют какую-то функцию для измерения повышенной тем¬
пературы, которая осуществляется с помощью опорного напряжения Vref и
сенсора на основе эффекта Ѵве, измеряющего температуру микросхемы. Когда
температура превышает некоторый опасный уровень (примерно 150 °С), то мо¬
жет осуществляться отключение устройства — для этого снимается управление
с проходного элемента. В таких случаях может устанавливаться флаг с сооб¬
щением об ошибке, который сообщает об отключении стабилизатора (а также
прекращение работы стабилизатора по каким-то другим причинам).
Проходные элементы и связанные с ними проблемы
Пока в этой главе мы детально не рассматривали устройство проходных эле¬
ментов. На практике этот элемент является основной частью стабилизатора, и
он может конструироваться на основе нескольких различных архитектур. Если
быть точным, то выбор типа проходного элемента оказывает решающее влия¬
ние на все основные параметры стабилизатора. Одним из наиболее важных среди
этих параметров является падение напряжения Vmjn.
Достаточно тяжело сравнивать различные устройства, исходя только из их
схемотехнической реализации, так как они могут различаться по многим дру¬
гим параметрам, а не только по падению напряжения. В связи с этим полезно
обратиться к рис. 9-4.
На этом графике более детально сравниваются различные проходные эле¬
менты, что позволяет легко провести сравнение различных типов устройств
в зависимости от того, какой параметр является наиболее важным. Заметим,
что столбцы А Е соответствуют обозначениям на схеме, показанной на рис. 9-3.
Пункты, которые используются при сравнении преимуществ и недостатков раз¬
личных типов проходных элементов, являются относительными, в отличие от
определенных специфицированных пределов, которые указываются для каждого
типа проходного элемента.
Например, можно заметить, что для всех проходных элементов NPN-типа
в столбцах А и В указана возможность работы в качестве повторителей. Такой
режим обеспечивает высокую полосу пропускания и сравнительную устойчи¬
вость к емкостной нагрузке, что связано с характерными низкими значениями
выходного импеданса (Zout)-
Все три соединения с типами C/D/E обладают характерным высоким вы¬
ходным импедансом, и для стабильной работы им необходим подключенный
к выходу конденсатор. Основной особенностью при применении подобных эле¬
ментов является то, что подключенный к выходу конденсатор является частью
схемы частотной компенсации, и эту особенность должны четко понимать те,
кто использует данные стабилизаторы. Этот фактор, который обозначается
как «чувствительность к Сь» (Сь sensitive), делает стабилизаторы данного типа
чувствительными к точному значению емкости нагрузки (Сь), а также чув¬
ствительными к ее эквивалентному последовательному сопротивлению (ESR).
Обычно подобные регуляторы используются вместе с выходным конденсатором
определенного размера и типа, который обладает стабильным эквивалентным

858 Глава 9. Управление питанием
Рис. 9-3. Проходные элементы, которые используются в стабилизаторах
А
Отдельный NPN
В
Дарлингтон NPN
С
Отдельный PNP
D
PNP/NPN
Е
PMOS
Vmin и 1 В
Vmin ~ 2 В
Ѵп1іп « 0,1 В
Vmin « 1,5 В
Vmin ~
Rds(on) х II
Іь < 1 А
Іь > 1 А
Іь < 1 А
Іь > 1 А
Іь > 1 А
Повторитель
Повторитель
Инвертор
Инвертор
Инвертор
Низкий Zout
Низкий Zout
Высокий Zout
Высокий Zout
Высокий Zout
Широкая полоса
пропускания
Широкая полоса
пропускания
Малая полоса
пропускания
Малая полоса
пропускания
Малая полоса
пропускания
Нечустви-
тельность к
Сь
Нечустви-
тельность к
Сь
Чуствительность
к Cl
Чуствительность
к Сь
Чуствительность
к Cl
Рис. 9-4. Достоинства и недостатки различных проходных элементов, используемых в
стабилизаторах напряжения
последовательным сопротивлением (ESR), предсказуемым поведением при изме¬
нении температуры, и с течением времени все это способно полностью гаранти¬
ровать стабильную работу регулятора напряжения. Некоторые последние схемы,
разработанные компанией Analog Devices для стабилизаторов с малым падением
напряжения (LDO), позволяют частично избавиться от подобных проблем; эти
решения будут более подробно обсуждаться в следующем разделе.
Классический стабилизатор напряжения LM309 (ссылка [1]) представляет со¬
бой микросхему с тремя выводами, выходным напряжением 5 В и током 1 А
и является родоначальником целого семейства линейных стабилизаторов, кото¬
рые выпускаются на протяжении долгого времени. Данная схема в упрощен-

9-1. Линейные стабилизаторы напряжения 859
Рис. 9-5. Упрощенная схема микросхемы LM309 (корпус с тремя выводами)
с фиксированным напряжением 5 В и током 1 А
ном виде показана на рис. 9-5, при этом схемы ограничения тока и измерения
температуры не показываются. Микросхема данного типа до сих пор являет¬
ся стандартным, серийно выпускаемым компонентом, однако она выпускается
не в оригинальном виде, а виде производных микросхем типа 7805, 7815 и т. д.
Также доступны варианты этой микросхемы, рассчитанные на малые и средние
токи. В схеме используется соединение Дарлингтона для Q18 Q19, эта архи¬
тектура не рассчитана на малое падение напряжения (LDO) — минимальное
падение составляет примерно 1,5 В. Также достаточно высок статический ток
потребления (примерно 5 мА). Микросхема относительно устойчива по причине
встроенной схемы компенсации емкостной нагрузки (С;) и благодаря буфериза¬
ции выхода эмиттерного повторителя. Все эти усовершенствования значительно
облегчают использование микросхемы.
Последние достижения в области источников опорного напряжения и методов
стабилизации для трехвыводных микросхем привели к появлению стабилиза¬
торов с регулируемым уровнем выходного напряжения. Первой микросхемой,
которая использовала этот принцип, являлась LM317 (см. ссылку [2]), схема ко¬
торой в упрощенном виде показана на рис. 9-6.
Заметим, что данная архитектура не использует источник опорного напряже¬
ния на основе ДѴве, который был использован в LM309. Вместо этого Q17 Q19
образуют источник опорного напряжения на основе ячейки Брокау (ссылка [3]).
Регулируемый стабилизатор «подтягивает» транзисторы опорного напряже¬
ния Q17 к Q19 и транзисторы усилителя ошибки Q16 к Q18. Сигнал с выхода
усилителя ошибки через буфер Q12 поступает на проходные транзисторы Q25-
Q26, включенные по схеме Дарлингтона. Базовая ячейка опорного напряжения

860 Глава 9. Управление питанием
Рис. 9-6. Упрощенная схема трехвыводного стабилизатора LM317 с регулируемым уровнем
напряжения
создает фиксированное напряжение 1,25 В, которое появляется между вывода¬
ми Ѵоит и ADJ. Нужный уровень выходного напряжения устанавливается при
помощи внешних масштабирующих резисторов Ri и R2, значение выходного на¬
пряжения определяется по следующей формуле:
Ѵоит = Vref(1 + R2/R1) + 50 мкА х R-2.	(9-3)
Как можно заметить, напряжение на выходе получается из напряжения Vref
при помощи резисторов Ri и R2, также добавляется малый компонент напряже¬
ния, который является функцией тока (со значением 50 мкА), который поступает
от ячейки опорного напряжения. Обычно сопротивления Ri и R2 выбираются та¬
ким образом, чтобы значение тока превышало 5 мА, что делает член, связанный
с током смещения, относительно малым. Архитектура использует внутреннюю
компенсацию, и во многих приложениях для него не требуется использовать вы¬
ходной конденсатор для обеспечения стабильной работы устройства. Однако
в большинстве случаев по-прежнему понадобится использовать такой конден¬
сатор — см. раздел, посвященный схемам развязки.
Подобно стабилизатору напряжения LM309, который обеспечивает на вы¬
ходе напряжение с фиксированным уровнем, микросхемы серии LM317 также
обладают достаточно высоким падением напряжения, что связано с использова¬
нием проходных транзисторов, включенных по схеме Дарлингтона. Также эту
микросхему нельзя отнести к компонентам с малым потреблением (статический
ток потребления обычно равен 3,5 мА). Достоинством данного стабилизатора
является широкий диапазон настраиваемого выходного напряжения.

9-1. Линейные стабилизаторы напряжения 861
Архитектуры, используемые для стабилизаторов
с малым падением напряжения
Во многих системах желательно использовать линейные стабилизаторы, у ко¬
торых разность между входным и выходным напряжением будет достаточно
мала. Это позволяет уменьшить рассеиваемую мощность, а также позволяет
использовать более низкие входные напряжения (например, при разряде аккуму¬
лятора). Подобные компоненты называются стабилизаторами с малым падением
напряжения (LDO, low dropout voltage). Как было показано до этого, проходные
элементы LDO работают в инвертирующем режиме. Это позволяет устройству
осуществлять стабилизацию вплоть до насыщения проходного устройства (од¬
нако, если наступает состояние насыщения, то схема уже не будет работать
в качестве стабилизатора), именно по этой причине они носят название LDO.
Побочным эффектом от использования такого режима является появление
проблем, связанных со стабильностью. Это объясняется тем, что по сравне¬
нию с конфигурациями, использующими повторители, инвертирующие проход¬
ные устройства обладают более высоким выходным импедансом. Подобное высо¬
кое значение импеданса вместе с импедансом выходного конденсатора способны
слишком сильно понизить частоту второго полюса системы, что может при¬
водить к нестабильной работе и возможности возникновения колебаний. Эта
важная особенность вызывает и другие проблемы, которые оказывают влияние
на характеристики LDO. На практике все эти особенности в значительной сте¬
пени влияют на процесс проектирования с использованием LDO и на применение
данных компонентов и определяют то, к какому типу компонентов по своей про¬
изводительности будут относиться те или другие устройства.
Традиционно используемая для LDO архитектура показана на рис. 9-7, где
обозначены все части, используемые в действительных устройствах, а в качестве
проходного элемента может использоваться либо PNP-транзистор (как показа¬
но на рисунке), либо транзистор с технологией PMOS. Далее мы приступим к
рассмотрению тех характеристик по постоянному и переменному напряжению,
которые важны при проектировании и применении компонентов, использующих
данную архитектуру.
Рис. 9-7. Традици¬
онно используемая
для LDO архитек¬
тура
V|N	ѵоит

862 Глава 9. Управление питанием
Если рассматривать характеристики по постоянному напряжению, то наи¬
более важным для них является тип используемого проходного элемента, ко¬
торый влияет как на падение напряжения, так и на величину тока, который
течет на землю. Если в качестве Q1 используется компонент с продольной PNP-
структурой, то значение параметра /? будет мало, иногда опускаясь до значе¬
ний порядка 10. Так как сигнал на Q1 поступает с коллектора транзистора Q2,
то ток базы будет иметь сравнительно высокое значение, которое требуется для
транзисторов с продольной PNP-структурой. Это, в свою очередь, приводит к
достаточно высокому значению тока эмиттера для Q2, и в результате мы полу¬
чаем достаточно большой ТОК на землю (iGround)- Для типичных стабилизаторов
с продольной PNP-структурой, которые на выходе обеспечивают напряжение
5 В и ток 150 мА, ток на землю составляет примерно 18 мА, однако может
достигать и 40 мА. Еще более усложняет проблему, связанную с большим значе¬
нием тока на землю в LDO на основе PNP-транзисторов, то обстоятельство, что
в токе IGround присутствуют «выбросы» в те моменты, когда стабилизатор пы¬
тается работать в пределах области падения напряжения. В подобных условиях
выходное напряжение может выйти за заданные пределы, а схема стабилизации
в неудачной попытке обеспечить стабилизацию будет требовать все больший
ток для проходного элемента. Это приводит к достаточно большому выбросу
тока на землю, однако обычно он ограничивается с помощью схемы управления,
которая контролирует переход транзистора в состояние насыщения.
При использовании проходных устройств, основанных на технологии PMOS,
подобных выбросов не возникает, так как осуществляется управление по напря¬
жению. Однако, позволяя избавиться от проблем, связанных с Icround- PMOS-уст¬
ройства приносят с собой другие проблемы. Основной проблемой является то,
что высококачественные проходные PMOS-элементы, имеющие малое сопроти¬
вление RON и низкое пороговое напряжение, как правило, оказываются несовме¬
стимыми с большинством технологических процессов, используемых при произ¬
водстве микросхем. По этой причине наилучшим (с технической точки зрения)
вариантом использования проходного PMOS-элемента является его использова¬
ние как внешнего компонента, к которому подключается коллектор Q2 (как это
показано на рисунке). Хотя теоретически проходные NMOS-элементы могут
иметь меньшее сопротивление Ron, при включении они требуют повышенно¬
го напряжения, что делает их непригодными для практического использова¬
ния в простых LDO. Проходные PMOS-элементы достаточно распространены,
доступны компоненты с низкими значениями Ron и низкими пороговыми на¬
пряжениями, а уровень тока для них может достигать нескольких ампер. Они
способны обеспечить наименьшее падение напряжения, так как падение напря¬
жения всегда можно уменьшить, выбрав компонент с меньшим значением Ron-
Падение напряжения для устройств с продольной PNP-структурой обычно
составляет приблизительно 300 мВ при токе 150 мА, максимальное значение мо¬
жет достигать 600 мВ. Эти параметры значительно лучше для стабилизаторов,
использующих вертикальные PNP-структуры, где коэффициент /3 имеет значе¬
ние, приблизительно равное 150 при токах в 200 мА. Это соответствует току
на землю, равному 1,3 мА при выходном токе в 200 мА. Также по сравнению со
стабилизаторами с продольной PNP-структурой, стабилизаторы с вертикальной
PNP-структурой будут иметь и более низкое падение напряжения. Оно обычно

9-1. Линейные стабилизаторы напряжения 863
составляет 180 мВ при токе 200 мА, максимальное значение может достигать
400 мВ.
При использовании LDO с архитектурой, показанной на рис. 9-7, существуют
важные вопросы, связанные с характеристиками по переменному напряжению.
Подобная топология отличается высоким выходным импедансом, это связано
с использованием проходного PNP-элемента в режиме с общим эмиттером (или
общим истоком в случае PMOS-компонентов). В любом случае, это приводит
к тому, что для нагрузки подобный стабилизатор имеет высокий импеданс ис¬
точника.
Встроенный в стабилизатор компенсирующий конденсатор Ссомр образу¬
ет полюс по частоте, характеристики которого также определяются значением
gm для усилителя рассогласования. В дополнение к этому емкость нагрузки Сц
совместно с сопротивлением Rl приводят к образованию полюса, связанного
с выходом стабилизатора. Этот полюс, так как он является вторым (и иногда
изменяющимся) полюсом в системе с двумя полюсами, является основным ис¬
точником проблем при практическом применении LDO. Полюс, связанный с Сь,
может оказать сильное влияние на общую частотную характеристику регуля¬
тора, при этом это влияние может быть как полезным, так и вредным. В за¬
висимости от взаимного расположения этих двух полюсов в частотной области,
а также в зависимости от относительного значения эквивалентного последова¬
тельного сопротивления (ESR) конденсатора Сь, при определенных сочетаниях
емкости Сь и сопротивления ESR может ухудшаться стабильность системы. За¬
метим, что в данном случае Сь показан как реальный конденсатор, и необходимо
учитывать как емкость, так и включенное последовательно паразитное сопро¬
тивление ESR.
Если два полюса в такой системе значительно различаются по своей частоте,
то больших проблем со стабильностью возникать не будет. Примером подобной
конфигурации, когда полюса сильно разнесены по частоте, может служить выход
с эмиттерным повторителем в классическом стабилизаторе, таком как LM309.
В этом случае, благодаря очень низкому значению Zout, которым обладает
NPN-повторитель, полюс, соответствующий выходу, под воздействием выходной
емкости будет иметь значительно отличающуюся частоту и не будет оказывать
никакого практического воздействия. Встроенная компенсирующая емкость (С1
на рис. 9-5) будет образовывать часть доминирующего полюса, который умень¬
шает коэффициент усиления до уровня ниже единицы при значительно более
высоких частотах, которые соответствуют второму полюсу (связанному с вы¬
ходом). В подобных стабилизаторах емкость нагрузки не обязательно будет
оказывать влияние на стабильность.
Стабилизаторы LDO по своей конструкции не могут позволить себе исполь¬
зовать эмиттерные повторители: они должны использовать такие проходные
элементы, которые способны работать в условиях насыщения. Таким образом,
предполагая существование двух или более полюсов (один или более, которые
относятся к внутренней конструкции, и еще один, который связан с внешней ем¬
костью), мы можем столкнуться с тем, что общий сдвиг фазы может превысить
180° еще до того момента, когда коэффициент усиления опустится ниже 1, что
приведет к возникновению колебаний. Итак, возможность нестабильной работы

864 Глава 9. Управление питанием
при определенных условиях нагружения выхода является тем фактом, который
необходимо учитывать при использовании большинства типов стабилизаторов LDO.
Тем не менее, выходной конденсатор, который служит причиной возникно¬
вения нестабильности при работе стабилизатора, при определенных условиях
может послужить решением в борьбе с подобной нестабильностью. Подобная,
на первый взгляд парадоксальная, ситуация может стать более понятной, если
учесть то, что на практике любой конденсатор представляет собой включенные
последовательно емкость Cl и паразитное сопротивление ESR. Если сопроти¬
вление и емкость нагрузки (Rl и Cl) вызывают появление полюса, то Cl и
паразитное сопротивление ESR приводят к образованию нуля. При определенных
условиях этот нуль влияет таким образом, что нейтрализует дестабилизирующее
воздействие Cl- Например, если эти полюс и нуль имеют определенные частоты
относительно внутренних полюсов стабилизатора, то можно в значительной мере
нейтрализовать отрицательное воздействие. Основной трудностью при реализа¬
ции такого подхода является то, что сопротивление ESR является паразитной
величиной и его значение очень трудно контролировать. В результате те LDO,
которые используют схемы компенсации полюсов при помощи нулей, должны
очень тщательно ограничивать значение ESR конденсатора определенными зо¬
нами (см. рис. 9-8).
Рис. 9-8. Конденсатор нагрузки, ESR
которого может относиться к различным
зонам, может сделать работу LDO-стаби¬
лизатора
График, показывающий разделение значений ESR на отдельные зоны, должен
помочь разработчикам, использующим LDO, при выборе такого подключаемого
к выходу конденсатора, который ограничивает значения ESR центральной обла¬
стью, которая гарантирует стабильную работу при любых условиях. Заметим,
что этот график не отражает характеристики какого-то отдельного устрой¬
ства, это просто общий шаблон, который помогает подобрать конденсатор с га¬
рантированными максимальными и минимальными значениями ESR (особенно
в зависимости от температуры). На практике это означает, что не допускает¬
ся использование обычных электролитических алюминиевых конденсаторов, так
как их значение ESR ухудшается (увеличивается) при низких температурах.
Конденсаторы типа OS-CON или многослойные керамические конденсаторы
обладают слишком малым сопротивлением ESR, что также не позволяет исполь-

9-1. Линейные стабилизаторы напряжения 865
V|N	Ѵоит
Рис. 9-9. Микросхемы ADP330x, использующие топологию апуСАР™, обладают улучшен¬
ными характеристиками по постоянному и переменному напряжению по сравнению с
традиционными LDO-стабилизаторами
зовать их в подобных схемах. Хотя теоретически такой конденсатор может
обеспечить стабильную работу при добавлении внешнего резистора, подобное
решение вряд ли приемлемо в практических условиях. Таким образом, лучшим
выбором для использования на выходе LDO являются танталовые конденсаторы.
Так как для обеспечения стабильной работы будут использоваться конденсато¬
ры с большой емкостью, то это означает, что в схемах, подобных показанной
на рис. 9-8, будут использоваться более дорогие танталовые конденсаторы с до¬
статочно большими размерами. Это не приемлемо в тех системах, где необходи¬
мо обеспечить малые размеры устройства.
Семейство LDO-регуляторов апуСАР1 м
Некоторые из последних усовершенствований в базовую архитектуру LDO, по¬
казанную на рис. 9-7, позволяют значительно улучшить характеристики по пе¬
ременному и постоянному напряжению. Эти изменения схематически показаны
на рис. 9-9, который представляет собой упрощенную схему семейства LDO-pe-
гуляторов ADP330X, выпускаемых компанией Analog Devices. Эти стабилизато¬
ры также известны как семейство апуСАР™, так как эти компоненты доста¬
точно слабо чувствительны к таким параметром выходных конденсаторов, как
размеры и эквивалентное последовательное сопротивление (ESR ). Данные компо¬
ненты выпускаются в эффективных с точки зрения энергопотребления корпусах
Thermal Coastline (которые обсуждаются далее), в виде автономных LDO и для
использования в качестве контроллеров LDO, а также для широкого диапазона
выходных напряжений.
Функции, связанные с характеристиками
по постоянному напряжению
Одной из ключевых особенностей микросхем серии ADP330X является использо¬
вание проходного элемента с вертикальной PNP-структурой, который обладает
28—1277

866 Глава 9. Управление питанием
высоким коэффициентом усиления и обеспечивает все преимущества, показан¬
ные на рис. 9-9 (ссылка [6]). Благодаря этому типичное падение напряжения для
микросхем этой серии составляет порядка 1 мВ/мА при токах до 200 мА.
Важно заметить, что топология данного LDO значительно отличается от ба¬
зовой структуры, которая показана на рис. 9-7, так как в ней не используется
блок опорного напряжения Vref- Это связано с тем, что в микросхемах серии
ADP330X используется так называемая «смешанная» архитектура усилитель-
блок опорного напряжения. Работу интегрированной схемы, которая показана
на рис. 9-9 и включает в себя усилитель и источник опорного напряжения, можно
пояснить следующим образом.
В данной схеме напряжение Vref определяется как опорное напряжение на
выходе делителя напряжения с нулевым импедансом, который построен с помо¬
щью резисторов Ri и R2. На рисунке это символически обозначено с помощью
обведенного пунктирной линией буферного усилителя с единичным коэффици¬
ентом усиления, на который подается сигнал с Ri и R2 и на выходе которого
мы получаем напряжение Vref- Затем полученное опорное напряжение посту¬
пает на соединенные последовательно Ri и R2 (обозначены пунктиром), после
этого — на реальные компоненты Di, R3, R4 и т. д.
Усилитель ошибки (рассогласования), который здесь показан в виде каскада
gm, в действительности представляет собой входной дифференциальный каскад
с транзисторами PNP, работающими с различными плотностями тока, чтобы
создавать предсказуемое напряжение смещения, пропорциональное абсолютной
температуре (РТАТ). Хотя на рис. 9-9 оно показано в виде отдельного модуля
Vos, данное напряжение возникает при подобных условиях у пары биполяр¬
ных транзисторов. Напряжение смещения Vos- пропорциональное абсолютной
температуре, приводит к возникновению тока іртат, который протекает через
сопротивление R4 и имеет следующее значение:
іртат =	(9-4)
ХІ4
Заметим, что этот ток протекает через соединенные последовательно сопроти¬
вления R3 и R4, а также через сопротивление Тевенина для делителя (R1HR2),
откуда получаем:
ѴртАТ = ІРТАТ (R-3 + R4 + R-1 ЦК-2)-	(9-5)
Полное напряжение, которое будет являться опорным напряжением Vref, опре¬
деляется как сумма напряжений для двух компонентов:
Vref = V ртАТ + Vdi-	(9-6)
Под влиянием тока R возникает падение напряжения на R3, R4 и Ri | |R2,
которое образует напряжение Ѵртат, пропорциональное абсолютной темпера¬
туре. На диоде D1 возникает напряжение Vdi, для которого коэффициент за¬
висимости напряжения от температуры имеет отрицательное значение (СТАТ,
complementary to absolute temperature). Как и в стандартном источнике опор¬
ного напряжения на запрещенной полосе, компоненты с зависимостью РТАТ и
СТАТ нейтрализуют друг друга, и мы получаем опорное напряжение 1,25 В, ко¬
торое отличается стабильным поведением при изменении температуры. Однако
в данном случае опорное напряжение нельзя использовать непосредственно, оно

9-1. Линейные стабилизаторы напряжения 867
существует в виртуальном виде, как это было описано выше. Это напряжение
можно увидеть только на выходе делителя с нулевым импедансом (Ri/R2), отку¬
да оно подается на включенные последовательно компоненты R3 — Di, проходя
перед этим через сопротивление Тевенина R1IIR2, включенное последовательно
с диодом Di.
Если стабилизатор с замкнутой цепью регулирования находится в состоянии
равновесия, то в точке виртуального опорного напряжения мы будем наблюдать
следующее напряжение:
Немного упростив данную формулу, мы можем получить стандартное выраже¬
ние для напряжения на выходе стабилизатора:
В различных микросхемах серии ADP33X делитель Ri — R2 настраивается таким
образом, чтобы получить набор стандартных значений напряжения: 2,7 В, 3,0 В,
3,2 В, 3,3 В и 5,0 В.
Как можно понять из данного обсуждения, в отличие от обычной архитек¬
туры источника опорного напряжения, здесь не существует расхода мощности,
связанного с током, который потребляет источник опорного напряжения (см.
рис. 9-2, ток Iref)- В действительности показанный на рис. 9-9 стабилизатор
ведет себя так, как будто бы усилитель рассогласования имел бы напряжение
смещения Vref, которое появляется на выходе обычного делителя напряжения,
сформированного сопротивлениями Ri и R2.
Функции, связанные с характеристиками
по переменному напряжению
Итак, микросхемы ADP330X обладают более высокими характеристиками по по¬
стоянному напряжению, однако еще более существенно улучшение характери¬
стик по переменному напряжению. Именно эти прогрессивные изменения дали
начало названию всей серии — апуСАР1 м.
Емкостная нагрузка и вызываемая ею возможность нестабильной работы
вот те факторы, которые во многих случаях препятствуют применению LDO.
Хотя основной задачей использования LDO является отказ от использования вы¬
ходных каскадов на основе эмиттерного повторителя, это влечет также отказ
от полезного влияния буферизации в борьбе с емкостной нагрузкой. Существует
альтернативный метод для того, чтобы обеспечить устойчивость к воздействию
нагрузки. Одним из методов уменьшения чувствительности к изменению харак¬
теристик полюса, связанного с амплитудно-частотной характеристикой усилите¬
ля, является разделение полюсов (pole splitting, ссылка [8]). Так называется метод
компенсации усилителя, при котором два полюса отклика усилителя переме¬
щаются таким образом, чтобы получить один доминирующий низкочастотный
полюс. В этом случае вторичный полюс (которым в данном случае будет являться
выходной полюс, связанный с Cl) будет оказывать значительно меньшее влияние
(9-7)
(9-8)

868 Глава 9. Управление питанием
Рис. 9-10. Базовая схема включения ADP3000 (LDO-регулятор с выходным током 50 мА)
на характеристики по переменному напряжению. Это позволяет в значительной
степени понизить чувствительность усилителя к изменению параметров, связан¬
ных с выходным полюсом.
Топология апуСАР™, использующая разделение полюсов
Возвращаясь к топологии, которая используется в микросхемах серии апуСАР®
(см. рис. 9-9), можно заметить, что в данном случае конденсатор Ссомр изоли¬
рован от базы проходного устройства (и, следовательно, от пульсаций входного
напряжения) при помощи широкополосного неинвертирующего буфера. Однако,
если рассматривать частотную компенсацию, то в связи с изоляцией при помощи
данного буфера Ссомр будет по-прежнему действовать в качестве модифици¬
рованного конденсатора с разделением полюсов (ссылка [9]). Благодаря этому
будет обеспечиваться буферизованный отклик с одним полюсом, связанным с Сц.
Частотная характеристика усилителя в основном определяется внутренней ком¬
пенсацией, и устраняется чувствительность к значению эквивалентного после¬
довательного сопротивления (ESR) конденсатора Сц- Именно это оправдывает
использование микросхемами своего названия апуСАР®, так как они способны
работать с выходными конденсаторами Сц практически любого типа. Могут
использоваться конденсаторы Сц с достаточно малой емкостью (до 0,47 мкФ),
также могут использоваться многослойные керамические конденсаторы (MLCC,
multi-layer ceramic capacitor). Это позволяет создавать очень компактные моду¬
ли стабилизации напряжения, особенно при использовании LDO-стабилизаторов
серии апуСАР®, которые выпускаются в корпусе SOT-23 (например, ADP3300).
Микросхема ADP3300, как и другие микросхемы серии апуСАР®, обеспе¬
чивает стабилизацию напряжения для самых разнообразных нагрузок и для
широкого диапазона входных напряжений и температур.
Когда стабилизатор находится в состоянии перегрузки или находится в зоне
падения напряжения (например, при уменьшении входного напряжения), стано¬
вится активным выход ~ERR с открытым коллектором, который принимает
состояние с низким уровнем или становится проводящим. После этого внутрен¬
няя схема гистерезиса для выхода ~ERR удерживает низкий уровень на выходе

9-1. Линейные стабилизаторы напряжения 869
микросхемы до тех пор, пока не будет восстановлен нормальный уровень напря¬
жения для работы микросхемы. На схеме, показанной на рис. 9-10, R1 является
подтягивающим резистором для выхода ~ERR, которым является Еоит- Если
нагрузка использует собственный подтягивающий резистор, то R1 можно не ис¬
пользовать.
Функция ~ERR также может быть активирована схемой защиты от повы¬
шенной температуры, которая имеется в стабилизаторе и которая срабатывает
при температурах выше 165 °С. Эти встроенные схемы защиты от чрезмерного
тока и повышенной температуры защищают устройство от возможности работы
в условиях с чрезмерной нагрузкой. При практическом применении рассеивае¬
мая на микросхеме мощность должна отводиться с помощью внешних устройств,
таких как радиаторы, вентиляторы и т. п., а температура рабочего перехода не
должна превышать 125 °С.
Конденсатор Сз, который включается между выводами 2 и 4, может исполь¬
зоваться для реализации функции подавления помех (эта функция не является
обязательной). Данная функция реализуется при помощи развязки по переменно¬
му току внутреннего масштабирующего делителя стабилизатора, что приводит к
уменьшению уровня шумов в выходном напряжении примерно на 10 дБ. Если не¬
обходимо реализовать данную функцию, то следует использовать исключительно
конденсаторы емкостью 10-100 нФ, которые обладают малой утечкой. Кроме
этого, необходимо заменить входной и выходной конденсаторы на конденсато¬
ры с емкостью соответственно 1 мкФ и 4,7 мкФ, что обеспечивает оптимальные
характеристики и наименьший уровень шумов. Заметим, что вывод NR (подавле¬
ние шума) внутри микросхемы соединяется с узлом, который обладает высоким
импедансом, таким образом, необходимо очень тщательно выполнить данное со¬
единение. Дорожки на печатной плате должны быть как можно короче и иметь
малую ширину.
Тепловые режимы при работе LDO-регулятора
Для определения мощности, которая рассеивается стабилизатором, можно ис¬
пользовать следующую формулу:
Pd = (Ѵщ — Vout)(Il) + (Ѵщ) (IGround),	(9-9)
где IL — ток на нагрузке, iGround - ток на землю, Ѵщ — входное напряжение,
Ѵ0ит выходное напряжение. Предположим, что R = 50 мА, IGround = 0,5 мА,
Ѵщ = 8 В, а Ѵоит = 5 В, тогда рассеиваемая стабилизатором мощность будет
равна:
Рс = (8 - 5)(0,05) + (8)(0,0005) = 0,150 + 0,004 = 0,154 Вт.	(9-10)
Далее, мы можем определить соответствующее повышение температуры для ста¬
билизатора:
ДТ = Тл - ТА = PD х 6>ла = 0,154 Вт х 165 °C/W = 25,4 °С.	(9-11)
Так как максимальная температура перехода равна 125 °С, то максимальная
температура для безопасной работы при нормальной температуре окружающей
среды вычисляется как (125-25,4) °С, или же она не должна превышать 100 °С.
Так как эта температура значительно превышает установленный для данной

870 Глава 9. Управление питанием
микросхемы предел, равный 85 °С, то устройство будет надежно работать при
температуре окружающей среды, которая не превышает 85 °С.
Подобная процедура может применяться и к другим микросхемам из данной
серии, необходимо только подставить нужное значение Ѳ,\\ для используемого
корпуса и применить те условия, в которых должна работать микросхема.
В дополнение к этому, на возможности по рассеиванию тепла для микро¬
схем управления питанием могут оказывать значительное влияние топология и
конструкция печатной платы. Это связано с тем, что подобные микросхемы ис¬
пользуют корпуса для поверхностного монтажа и в основном для отвода тепла от
корпуса полагаются на использование дорожек и контактов на печатной плате.
Чтобы обеспечить оптимальный теплоотвод для рассеиваемой мощности, необ¬
ходимо использовать специальные методы для трассировки соединений и для
топологии печатной платы. Если используются микросхемы в корпусах SOT-23
или SO-8, то при проектировании печатной платы для обеспечения наименьшего
теплового сопротивления можно использовать следующие общие правила:
1.	Дорожки на печатной плате, которые обладают большой площадью по¬
перечного сечения, способны отводить большее количество тепла. Чтобы
добиться оптимальных результатов, используйте области с большой пло¬
щадью и широкими и толстыми (70 микрон) дорожками, которые разме¬
щаются на верхней поверхности печатной платы.
2.	Используйте параллельное соединения для двойных выводов Ѵщ и ѴоиТ)
а также отводите для этих выводов области с большой площадью.
3.	В тех случаях, когда необходимо обеспечить максимальный теплоотвод,
с двух сторон печатной платы используйте плоскости, покрытые медью,
которые соединяются между собой многочисленными переходными отвер¬
стиями.
4.	Везде, где возможно, старайтесь увеличить площадь той части теплоотво¬
да, которая контактирует с открытым воздушным пространством, в этом
случае для отвода рассеиваемой мощности будет также использоваться кон¬
векция (или, если используется, принудительная циркуляция воздуха).
5.	Над дорожками, которые выполняют функции отвода тепла, не следует
делать шелкографию или паяльную маску, так как это увеличивает чистое
значение теплового сопротивления для установленных на плате корпусов
микросхем.
В качестве примера из реальной жизни, который визуально иллюстрирует
многие из приведенных выше положений, давайте рассмотрим оценочную плату
для ADP3300, которая показана на рис. 9-11. Плата имеет размеры 1,5 дюйма х
х 1,5 дюйма, рабочая область находится в пределах изображенного на поверх¬
ности платы квадрата.
Последние достижения в области разработки корпусов для микросхем по¬
зволили значительно повысить тепловые характеристики микросхем, предна¬
значенных для управления питанием. Семейство LD О-регуляторов any САР™
в наибольшей степени использует все эти преимущества, так как во всех микро¬
схемах с 8 выводами используется выводная рамка с улучшенными тепловыми
характеристиками. Такой тип корпуса носит название «Thermal Coastline», он по¬

9-1. Линейные стабилизаторы напряжения 871
Полный размер платы:
1,5 дюйма><1,5 дюйма
Танталовый конденсатор
_	10 мкФ/16В
(серия KermetT491C)
Рис. 9-11. Размер действительно имеет значение: оценочная плата для ADP3300
казан на рис. 9-12. Добиться значительного улучшения при отводе тепла помогли
два ключевых параметра, определяющих конструкцию выводной рамки: расстоя¬
ние и ширина. В результате для корпусов Thermal Coastline удалось значительно
снизить тепловое сопротивление выводной рамки: с 160 °С/Вт до 90 °С/Вт при
использовании стандартного корпуса SO-8. Улучшение тепловых характеристи¬
ки за счет технологии Thermal Coastline позволяет микросхемам серии any С АР®
в корпусе SO-8 обеспечивать теплоотвод для 1 Вт мощности при температу¬
ре 25 °С.
Рис. 9-12. Регуляторы
серии апуСАР® в кор-	1
пусе SO-8 используют
все преимущества корпу-	2
сов с технологией thermal
coastline
3
4
Стандартная выводная рамка
для корпуса SOIC, 0ja = 160°С/Вт
JJ=
^	' 1	h-
=3_
іг
£
>
Tzz
■“"i ,, с::::
С
Я.
=![
=n~
Выводная рамка
Thermal coastline
для корпуса SOIC, 0ja= 90°С/Вт
На рис. 9-13 более подробно показаны те изменения в конструкции вывод¬
ной рамки, которые позволили улучшить передачу тепла. Как видно из рисунка,
в корпусе Thermal Coastline было уменьшено расстояние между выводами и ме¬
таллическим основанием корпуса (теплоотводом), также была увеличена ширина
концов выводов (слева — стандартная выводная рамка, справа — рамка Thermal
Coastline).

872 Глава 9. Управление питанием
Стандартная
выводная рамка
Вывод 1
Вывод 2
Выводная рамка
Thermal coastline
Центр .
корпуса
микросхемы
Расстояние между
поверхностями
вывода
[Расстояние, на котором
поверхности находятся
вблизи друг от друга,"
увеличено в 2-2,5 раза
Центр
корпуса
микросхемы
Рис. 9-13. Детали кон¬
струкции корпуса ther¬
mal coastline
Различия между контроллерами и стабилизаторами
напряжения
Основное различие между контроллером стабилизатора напряжения и автоном¬
ным стабилизатором напряжения заключается в отсутствии в микросхеме кон¬
троллера встроенного проходного элемента. Это различие имеет как преимуще¬
ства, так и недостатки. К числу преимуществ относится то, что выбор внешнего
проходного устройства с технологией PMOS может осуществляться на основа¬
нии точных требований к размеру, типу корпуса, номинальному току и методу
преобразования энергии, которые наиболее подходят для данного приложения.
Это позволяет использовать один контроллер в самых разных проектах, в кото¬
рых ток питания может изменяться от нескольких сотен миллиампер до более
чем 10 ампер, достаточно только подобрать соответствующий FET-транзистор.
Кроме этого, ток на землю iGround У контроллеров очень мал (800 мкА), что
приводит к чрезвычайно малому уровню рассеиваемой мощности, и это приво¬
дит к малому изменению параметров в зависимости от температуры. К числу
недостатков относится то, что для выполнения функций по стабилизации на¬
пряжения приходится использовать два отдельных компонента. Кроме этого,
функция по ограничению тока (которая реализуется в большинстве LDO-pery-
ляторов) теперь должна быть реализована с помощью добавления к контроллеру
внешнего измерительного резистора. Это приводит к некоторому увеличению
падения напряжения на контроллере LDO-регулятора, значение этого падения —
примерно 50 мВ.
На рис. 9-14 показана функциональная схема контроллера регулятора ADP3310.
Основной усилитель рассогласования, источник опорного напряжения и мас¬
штабирующий делитель в данной схеме практически ничем не отличаются от
тех, что используются в автономном LDО-регуляторе апуСАР®, и здесь мы
не будем рассматривать эти компоненты подробно. Данная версия контроллера
регулятора также обладает определенной устойчивостью к свойствам нагрузоч¬
ного конденсатора, которая свойственна автономным LDO-регуляторам, также
контроллер поддерживает функцию отключения, которая также управляется вы¬
водом EN (enable).

9-1. Линейные стабилизаторы напряжения 873
Рис. 9-14. Функцио¬
нальная схема контрол¬
лера, который использу¬
ется вместе с LDO-pe-
гуляторами серии апу-
САР
Source
(IS)
GATE
ѵоит
Основным отличием архитектуры контроллера регулятора напряжения явля¬
ется буферизованный выход усилителя, который использует вывод GATE для
управления внешним FET-транзистором с технологией PMOS. Кроме этого, для
измерительного усилителя в схеме ограничения тока установлен встроенный по¬
рог в 50 мВ, который сравнивается с уровнем напряжения между выводами Vin
и IS. Когда напряжение между этими выводами превосходит 50 мВ, то управле¬
ние переходит измерительному усилителю в. схеме ограничения тока, который
отключает усилитель ошибки и ограничивает выходной ток заданной величиной.
Базовый контроллер для LDO-регулятора
с параметрами 5 В/1 А
Контроллер LDO-регулятора достаточно прост в использовании, так как все,
что необходимо добавить для построения готовой схемы, — это FET-транзистор
(PMOS), резистор, а также два конденсатора достаточно малой емкости (один
на входе, другой — на выходе). На рис. 9-15 показана обычная конфигурация
для схемы LDO-регулятора с выходным напряжением 5 В и выходным током
вІА, который использует входное напряжение 6 В и работает под управлением
контроллера ADP3310-5.
Данный регулятор напряжения способен стабильно работать практически
всегда, когда в качестве Сц используется любой конденсатор достаточно хо¬
рошего качества (это относится ко всем устройствам серии апуСАР®). Дей¬
ствительное значение емкости Cl, которое необходимо использовать, а также
соответствующее значение ESR зависят от значения gm и емкости используемо¬
го внешнего PMOS-транзистора. В общем случае, чтобы обеспечить стабильную
работу при токах на выходе до 10 А, достаточно использовать конденсатор ем¬
костью 10 мкФ. Если возможны достаточно большие выбросы выходного тока,
то можно использовать конденсаторы большей емкости. В подобных случаях
предпочтительнее использовать конденсаторы с малым эквивалентным после¬
довательным сопротивлением, такие как электролитические конденсаторы OS-
CON, так как они обеспечивают наименьший уровень пульсаций для выходного

874 Глава 9. Управление питанием
V|N = 6V MIN
Rs
50 mQ
О
гЛАч-*—
	о-
IS
+ 1 *■
Q Ѵ|м
C|N -г
о-
у EN
NDP6020P или NDB6020P
(Fairchild)
TL
3=
GATE
ADP3310-5
GND
0-
T
1 out — 5 V @ 1A
	О
_+
T CL
10(iF
Рис. 9-15. Контроллер LDO ADP3310, который управляет FET-транзистором (PMOS), ток
на выходе — ІА
напряжения. В менее требовательных приложениях можно использовать стан¬
дартные танталовые или алюминиевые электролитические конденсаторы. Если
используются алюминиевые электролитические конденсаторы, то следует про¬
верить, будут ли они обладать требуемыми характеристиками в зависимости
от температуры. Входной конденсатор Сщ необходимо использовать только
в том случае, когда регулятор удален от конденсатора, используемого в ка¬
честве фильтра нестабилизированного постоянного напряжения, на расстояние
в несколько дюймов (или более). Однако, так как такой конденсатор облада¬
ет малыми физическими размерами, то для предосторожности в большинстве
случаев его следует использовать, располагая рядом с выводом Ѵщ регулято¬
ра. Также укажем на резистор Rs, который используется для измерения тока.
Подробнее его мы рассмотрим в следующем разделе.
Выбор проходного устройства
Выбор типа и размера проходного транзистора определяется целым рядом тре¬
бований к пороговому напряжению, разности между входным и выходным
напряжением, к току нагрузки, рассеиваемой мощности и тепловому сопротивле¬
нию. Выбранный проходной элемент (PMOS) должен удовлетворять всем этим
электрическим требованиям, а также должен обладать необходимыми физи¬
ческими и тепловыми параметрами. Производители предлагают самые разно¬
образные компоненты для подобных приложений, которые могут использовать
корпуса, начиная от SO-8 и заканчивая ТО-220 (если говорить о размерах кор¬
пуса).
Чтобы гарантировать, что контроллер сможет управлять FET-транзисто¬
ром даже при самых неблагоприятных условиях (с учетом температуры и тех
допусков, которые определены производителем), необходимо определить макси¬
мальное управляющее напряжение (Vgs(drive))i которое контроллер способен
подать на проходной элемент. Это напряжение рассчитывается следующим образом:
Vgs(drive) = Ѵш - ѴВЕ - (Il(max)XRs),	(9-12)
где Ѵщ — минимальное значение входного напряжения, іцмах) — максималь¬
ный ток на нагрузке, Rs — резистор, который используется в схеме измерения

9-1. Линейные стабилизаторы напряжения 875
тока, Ѵве - напряжение, которое определяется архитектурой ADP3310 (при вы¬
сокой температуре это значение примерно равно 0,5 В, на холоде — 0,9 В, при
комнатной температуре — 0,7 В). Заметим, что, так как значение іцмах) х Rs не
превышает 75 мВ, а напряжение Ѵве при низких температурах равно примерно
0,9 В, то данное уравнение можно упростить:
Vgs(drive) ~ Ѵш — 1 В.	(9-13)
В примере, показанном на рис. 9-15, входное напряжение Ѵщ = 6 В, выходное
напряжение Ѵоит = 5 В, отсюда находим значение Vgs(drjve) = 6 В — 1 В =5 В.
Следует заметить, что приведенные выше два уравнения дают значения на¬
пряжения для управления FET-транзисторами, которые будут меньше типич¬
ного значения ограничения напряжения между затвором и стоком (8 В, это
ограничение в ADP3301 с целью защиты FET-транзисторов).
Далее нашей задачей является подобрать такой FET-транзистор, который
будет иметь достаточно малое значение Rds(on), чтобы полученное падение на¬
пряжения было меньше разности Ѵщ — Ѵоит, которая в нашем случае составляет
1 В. Если рассматривать транзистор NDP6020P, который показан на рис. 2-43
(см. ссылку [10]), то для этого транзистора максимальное значение Rds(on), рав-
ное 70 мОм, достигается при напряжении Vqs, равном 2,7 В. Это напряжение
значительно ниже напряжения Vgs(drive), которое для ADP3310 составляет 5 В.
Падение напряжения Vmjn в данной схеме будет складываться как сумма падений
напряжений на двух последовательно включенных компонентах — на FET-тран-
зисторе и на резисторе Rs, или же:
Vmin = (ІЦМАХ) )(RdS(ON) + Rs)-	(9-14)
В нашем примере эти два сопротивления примерно равны, таким образом, чистое
значение Ѵп1іп будет равно 1 А х (50 мОм + 70 мОм) = 120 мВ.
Тепловые расчеты
Чтобы определить тип корпуса для FET и тип радиатора (если используется), не¬
обходимо рассмотреть максимальное тепловое сопротивление между переходом
транзистора и окружающей средой при максимальной температуре, при которой
(как ожидается) будет работать данное устройство.
Если используется печатная плата, на которой слой меди имеет толщину
70 мкм, а в качестве теплоотвода используется полигон на печатной плате с пло¬
щадью один квадратный дюйм, то для смонтированных на такой плате корпусов
SO-8 можно обеспечить чистое тепловое сопротивление Ѳ]\ порядка 60 °С/Вт
или даже менее. Подобные данные приводятся для силовых FET-транзисторов
в корпусе SO-8 (см. ссылку [11]). Также существуют и более крупные корпуса,
которые по сравнению с SO-8 будут обеспечивать меньшее значение теплового
сопротивления и для которых по-прежнему используются методы поверхност¬
ного монтажа. В качестве примера можно привести такие типы корпусов, как
БРАК, D2PAK и т.д.
Если говорить о приложениях, в которых требуется рассеивать большее ко¬
личество энергии, то иногда необходимо обеспечить тепловое сопротивление
на уровне 50 °С/Вт или меньше, для чего приходится использовать закрепляв-

876 Глава 9. Управление питанием
мый с помощью болта внешний радиатор. В таких приложениях могут использо¬
ваться компоненты с корпусами ТО-220, такие как NDP6020P, который показан
в примере на рис. 2-43.
Измерительные резисторы для использования
с контроллерами LDO
В контроллере ADP3310 ограничение тока обеспечивается с помощью выбора со¬
ответствующего внешнего резистора Rs, который используется для измерения
тока и соединяется между выводами контроллера Ѵщ и IS (исток). Напряже¬
ние 50 мВ между этими выводами соответствует порогу; это тот уровень, когда
начинает действовать режим ограничения тока. Если ограничение тока осуще¬
ствляется непрерывно, то устанавливается режим перегрузки (foldback), когда
уровень рассеиваемой мощности регулируется при помощи уменьшения управля¬
ющего напряжения на затворе. В результате уровень тока в режиме ограничения
ограничивается уровнем в 2/3 от уровня максимального тока. Использование
режима перегрузки (foldback) значительно уменьшает энергию, которая рассеи¬
вается на проходном элементе.
Итак, если необходимо определить сопротивление измерительного резисто¬
ра для заданного максимального выходного тока Іц, то используем следующую
формулу:
0
KFIL'
,05
(9-15)
В этом выражении в числителе находится пороговый уровень в 50 мВ, при
котором начинает действовать ограничение тока. В знаменателе находится ко¬
эффициент Кр, который может быть равен 1,0 или 1,5, а также максимальный
ток нагрузки Іц. Например, если ток нагрузки равен 1 А, а коэффициент Кр
принимается равным 1, то вычисления упрощаются, и правильным значением
для Rs становится 50 мОм.
Учитывая некоторый разброс порогового уровня, и чтобы обеспечить за¬
пас тока на нагрузке, для коэффициента Кр следует принять значение 1,5. Если
использовать этот коэффициент, то при том же токе нагрузки Іц (ІА) мы полу¬
чим для Rs сопротивление, равное 33 мОм. На практике коэффициент, равный
1,5, позволяет учесть снижение тока на выходе при работе в режиме перегрузки,
позволяя получить при работе в режиме ограничения токи большей величины.
Наиболее простыми и дешевыми резисторами при работе с токами большой
величины являются просто дорожки на печатной плате (рис. 9-15), для которых
задается необходимая толщина и ширина. При проектировании такого рези¬
стора необходимо учитывать как температурную зависимость для меди, так
и относительные размеры дорожки. Температурный коэффициент сопротивле¬
ния для меди равен +0,39% на градус Цельсия. Если использовать это значение
температурного коэффициента совместно с пороговым напряжением для ограни¬
чения тока, которое для контроллера пропорционально абсолютной температуре,
то можно создать такую схему ограничения тока, которая отличается простотой
и работает в широком диапазоне температур.
Таблица, которая показана на рис. 9-16, содержит информацию по сопроти¬
влению дорожек на печатной плате для различной толщины медного покрытия

9-1. Линейные стабилизаторы напряжения 877
(или веса), в качестве единиц измерения используются унции меди на квадрат¬
ный фут. (Одна унция на квадратный фут соответствует толщине 35 мкм,
Прим, перев.) Заметим, что в центральном столбце таблицы приводится коэф¬
фициент сопротивления, который определяется как сопротивление проводника
(миллиом/дюйм), деленное на ширину дорожки W. Например, для слоя меди
толщиной в 1/2 унции мы получаем значение, равное 0,9283/дюйм/\Ѵ. В этом
случае, если ширина дорожки будет равна 0,1 дюйма, то ее сопротивление бу¬
дет составлять 9,83 мОм/дюйм. Так как все соотношения являются линейными,
то значения достаточно легко масштабируются к нужной толщине дорожки и к
различным толщинам медного покрытия. Например, чтобы получить резистор
Rs с сопротивлением 50 мОм, который используется в схеме на рис. 9-15, на пла¬
те с покрытием в 0,5 унции следует использовать дорожку толщиной 2,54 дюйма
и шириной 0,05 дюйма.
Толщина меди
Коэффициент сопротивления
(миллиом/дюйм/W, ширина
дорожки W выражается
в дюймах)
Сопротивление дорожки
шириной ОД дюйма
(миллиом/дюйм)
1/2 унции/кв. фунт
0,983/W
9,83
1 унция/кв. фут
0,491/W
4,91
2 унция/кв. фут
0,246/W
2,46
3 унция/кв. фут
0,163/W
1,63
Рис. 9-16. Сопротивление медных дорожек на печатной плате
Чтобы уменьшить ошибки измерения напряжения при ограничении тока, сле¬
дует использовать два соединения с Rs с использованием 4 отводов, как это по¬
казано на рис. 9-15. Нет необходимости для этой цели обязательно использовать
резисторы с 4 выводами, они необходимы только для действительно больших
токов. Однако необходимо как минимум обеспечить, чтобы ток большой вели¬
чины, который протекает через проходное устройство, не попадал на дорожки,
которые ведут к измерительным выводам ADP3310.
Для минимизации подобных ошибок дорожка, которая соединяет вывод Ѵш
микросхемы ADP3310, должна быть проложена рядом с корпусом Rs (или же
измерительным входом данного резистора), а дорожка для вывода IS также
должна быть проложена рядом с корпусом резистора (или измерительным выхо¬
дом резистора). Если величина тока превышает 1 А, то желательно использовать
соединение по схеме с 4 контактами.
Другим решением является использование соответствующим образом подо¬
бранного измерительного резистора, подобные измерительные устройства в кор¬
пусе для поверхностного монтажа выпускаются многими производителями (ссылка
[13]). Измерительные резисторы Rs также нет необходимости использовать в тех
приложениях, где функция ограничения тока обеспечивается другой схемой, ко¬
торая служит источником питания для регулятора. Если в схеме не используется
функция ограничения тока, то выводы IS и Ѵщ микросхемы ADP3310 должны
быть соединены между собой.

878 Глава 9. Управление питанием
Вопросы, связанные с топологией печатной платы
Чтобы обеспечить оптимальное регулирование напряжения, нагрузка должна
располагаться как можно ближе к выводам Ѵоит и GND контроллера. Также для
обеспечения оптимальной работы необходимо, чтобы дорожка, соединяющая вы¬
вод VOUT микросхемы ADP3310, и соединение со стоком проходного элемента
соединялись с положительной шиной питания нагрузки с помощью отдельных до¬
рожек. Благодаря этому (схема измерений по Кельвину) токи большой величины
со стока проходного элемента не будут попадать в ту часть схемы, которая слу¬
жит для измерения тока, что повышает точность регулирования. Аналогично,
общий контакт для входного нестабилизированного напряжения должен соеди¬
няться с общим контактом на стороне нагрузки при помощи отдельной дорожки,
которая идет от вывода GND микросхемы ADP3310.
Ссылки: линейные стабилизаторы напряжения
1.	В. Widlar, «New Developments in IC Voltage Regulators», IEEE Journal of
Solid State Circuits, Vol. SC-6, February, 1971.
2.	R. C. Dobkin, «3-Terminal Regulator is Adjustable», National Semiconductor
AN-181, March, 1977.
3.	P. Brokaw, «A Simple Three-Terminal IC Bandgap Voltage Reference», IEEE
Journal of Solid State Circuits, Vol. SC-9, December, 1974.
4.	F. Goodenough, «Linear Regulator Cuts Dropout Voltage», Electronic Design,
April 16, 1987.
5.	C. Simpson, «LDO Regulators Require Proper Compensation», Electronic De¬
sign, November 4, 1996.
6.	F. Goodenough, «Vertical-PNP-Based Monolithic LDO Regulator Sports Ad¬
vanced Features», Electronic Design, May 13, 1996.
7.	F. Goodenough, «Low Dropout Regulators Get Application Specific», Electron¬
ic Design. May 13, 1996.
8.	J. Solomon, «The Monolithic Op Amp: A Tutorial Study», IEEE Journal of
Solid State Circuits, Vol. SC-9, No. 6, December 1974.
9.	R. J. Reay and G. T. A. Kovacs , «An Unconditionally Stable Two-Stage CMOS
Amplifier», IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. SC-30, No. 5, May
1995.
10.	«NDP6020P/NDB6020P Р-Channel Logic Level Enhancement Mode Field Ef¬
fect Transistor», Fairchild Semiconductor data sheet, September 1997,
http: / / www.fairchildsemi.com.
11.	A. Li, et al., «Maximum Power Enhancement Techniques for SO-8 Power MOS-
FETs», Fairchild Semiconductor application note AN1029, April 1996,
http://www.fairchildsemi.com.

9-2. Импульсные преобразователи напряжения 879
12.	R. Blattner, Wharton McDaniel, «Thermal Management in On-Board DC-to-
DC Power Conversion», Temic application note, http://www.temic.com.
13.	«S » series surface mount current sensing resistors, KRL/Bantry Components,
160 Bouchard Street, Manchester, NH, 03103-3399, (603) 668-3210
Раздел 9-2
Импульсные преобразователи напряжения
Введение
Появление портативных устройств с малым весом и малой потребляемой мощ¬
ностью привело к необходимости развития таких технологий, которые более
эффективно осуществляют преобразование энергии. Решением этой проблемы
являются импульсные преобразователи напряжения. Современные микросхемы
импульсных преобразователей напряжения отличаются компактными размера¬
ми, универсальностью и могут работать как в режиме повышения уровня напря¬
жения питания (boost), так и в режиме понижения уровня напряжения питания
(buck). Некоторые из микросхем могут осуществлять как повышение, так и по¬
нижение уровня напряжения питания.
Основные топологии для импульсных преобразователей требуют для своей
работы только один транзистор, один диод, конденсатор, который подключа¬
ется к выходу, также может использоваться еще один конденсатор, который
подключается к входу (для этого нет каких-то теоретических, фундаменталь¬
ных оснований, это делается только из практических соображений). На практике
же преобразователь должен использовать схему управления, которая включает
в себя несколько дополнительных компонентов, таких как источник опорно¬
го напряжения, усилитель ошибки (рассогласования), компаратор, генератор и
драйвер ключа. Кроме этого, могут быть реализованы и некоторые дополни¬
тельные функции, такие как ограничение тока и функция отключения в случае
неисправности (shutdown).
В зависимости от уровня мощности современные микросхемы импульсных
преобразователей способны полностью реализовать на одной микросхеме пол¬
ную схему преобразователя, за исключением главного магнитного элемента (или
элементов) и входных/выходных конденсаторов. Часто также не удается ин¬
тегрировать на микросхему диод, который является основным элементом для
многих базовых топологий преобразователей. В любом случае, для импульс¬
ных преобразователей не удается создать решение с такой высокой степенью
интеграции, как для линейных стабилизаторов. Требование к использованию
магнитного элемента означает, что проектировщики не должны предполагать,
что импульсные преобразователи представляют собой готовое решение, кото¬
рое можно просто установить в устройство. Все это заставляет производителей
импульсных преобразователей предоставлять рекомендации по проектированию
и информацию о схемах, которые могут использоваться в наиболее распростра¬
ненных приложениях (по возможности используя для этого наиболее доступные

880 Глава 9. Управление питанием
компоненты), а также обеспечивать техническую поддержку в процессе проек¬
тирования. Вместе с увеличением уровня мощности увеличивается и сложность
конструкций, используемых в микросхемах, так как необходимо обеспечивать
оптимальную гибкость и точность управления. Кроме этого, если встраивать
ключи в микросхему, то они начинают занимать все большую площадь на кри¬
сталле, и становится более выгодным удалить эти компоненты и интегрировать
на микросхеме только схему преобразователя.
Основные ограничения, которые возникают при использовании импульсных
преобразователей, в отличие от линейных стабилизаторов, связаны шумом по вы¬
ходному и входному напряжению, с создаваемым электромагнитным и радиоча¬
стотным излучением, а также с достаточно строгими требованиями к внешним
вспомогательным компонентам. Хотя импульсные преобразователи не обяза¬
тельно используют трансформаторы, они всегда используют индуктивности,
а разработчики электронных устройств не всегда хорошо представляют себе
основы теории электромагнетизма. Однако производители импульсных преобра¬
зователей обычно предоставляют техническую поддержку в этой области и пред¬
лагают программные пакеты и полную техническую документацию, в которых
содержатся списки рекомендованных компонентов как для внешних индуктив¬
ностей, так и для конденсаторов и ключей.
Одно из уникальных преимуществ импульсных преобразователей заключает¬
ся в том, что они способны преобразовывать фиксированное входное напряжение
от источника питания в практически любое напряжение из заданного диапазона,
при этом не имеется никаких «ограничений первого порядка» на уровень КПД
при таком преобразовании. При этом не важно, будет ли выходное напряжение
больше или меньше входного — а также иметь ту же или противоположную
полярность. Рассмотрим основные компоненты импульсного преобразователя, о
которых мы говорили чуть раньше. В идеальном случае индуктивность и конден¬
сатор являются реактивными компонентами, которые практически не рассеива¬
ют энергию. Транзистор также в идеальном случае является ключом, который
может находиться либо в открытом («оп») состоянии, и тогда при протекаю¬
щем токе отсутствует падение напряжения, либо в закрытом состоянии («off»),
и тогда падение напряжения существует, однако ток не протекает. Так как
напряжение или ток всегда будут равны нулю, то также равна нулю и рассеива¬
емая мощность, т.е. на ключе не будет рассеиваться энергия. Наконец, в схеме
также используется диод, на котором имеется некоторое падение напряжения,
и при этом протекает какой-то ток — т. е. диод будет рассеивать некоторую
мощность. Однако диод можно заменить синхронизированным ключом, так на¬
зываемым синхронным выпрямителем, который также в идеальном случае не
будет рассеивать энергию. На практике КПД преобразователя может превы¬
шать 90%.
Импульсные преобразователи обладают еще и дополнительным преимуще¬
ством — так как им в любом случае необходимо использовать магнитный эле¬
мент, то часто просто можно намотать на такой элемент еще одну ступень из
дополнительной обмотки и, добавив затем только диод и конденсатор, полу¬
чить еще одно достаточно хорошо стабилизированное выходное напряжение.
Если необходимо получить несколько дополнительных выходных напряжений,
то следует намотать нужное количество обмоток. Так как такая обмотка не

9-2. Импульсные преобразователи напряжения 881
требует электрических соединений, то ее можно изолировать от других цепей
или же просто оставить в «плавающем» состоянии относительно других напря¬
жений питания. Заметим, что регулирование будет осуществляться только для
одного из таких выходов, на остальных выходах напряжение будет изменяться
пропорционально в соответствии с коэффициентом витков для данной обмотки.
Конечно, реальные компоненты будут вести себя по-другому, что приводит к
увеличению потерь. Индуктивности обладают сопротивлением, а используемые
в них магнитные сердечники также не являются идеальными и рассеивают мощ¬
ность. Конденсаторы также обладают сопротивлением, и когда в конденсатор
втекает или вытекает ток, то при этом также будет рассеиваться мощность.
Как полевые, так и биполярные транзисторы не являются идеальными ключами,
во включенном состоянии на них существует падение напряжения. Кроме этого,
переключение происходит не мгновенно, и в процессе переключения также будет
рассеиваться энергия.
Как мы скоро увидим, импульсные преобразователи создают пульсации тока
на входном и выходном конденсаторах. Так как конденсаторы обладают сопро¬
тивлением, индуктивностью и конечной емкостью, то под влиянием пульсаций
токов создаются шум и пульсации напряжения на входе и выходе преобразовате¬
ля. Это кондуктивная составляющая шума. Также часто в преобразователях под
влиянием звона напряжения и паразитных индуктивностей в дорожках печатной
платы и компонентах, а также при работе индуктивности, которая создает маг¬
нитное поле (которое не может полностью удерживаться в пределах сердечника),
возникают помехи в виде излучения. Шум — это неизбежное последствие при ис¬
пользовании импульсного преобразователя, и с ним можно бороться с помощью
правильного выбора компонентов, при помощи тщательного проектирования
топологии печатной платы и, если этих мер недостаточно, при помощи допол¬
нительных фильтров на входе и выходе и при помощи экранирования.
Основные сведения по конденсаторам
и индуктивностям
Чтобы понять принцип работы импульсного преобразователя, необходимо ясно
понимать, как осуществляется хранение энергии в конденсаторах и индуктивно¬
стях. Когда на идеальную индуктивность подается напряжение (см. рис. 9-17),
то ток с течением времени будет увеличиваться линейно со скоростью, равной
V/L (V — поданное напряжение, L — значение индуктивности). Полученная
энергия сохраняется в магнитном поле катушки, и если ключ быстро открыть,
то магнитное поле начинает исчезать, при этом напряжение может достигать
очень больших значений (до того момента, пока магнитное поле не исчезнет
полностью).
Когда на идеальный конденсатор подается ток, то конденсатор будет по¬
степенно заряжаться, напряжение на нем будет с течением времени линейно
увеличиваться со скоростью І/С, где I — величина тока, С — значение емко¬
сти. Заметим, что напряжение на идеальном конденсаторе не может изменяться
мгновенно (рис. 9-17).

882 Глава 9. Управление питанием
О	t
Рис. 9-17. Основные принципы работы
индуктивности и конденсатора
Ток не может
изменяться мгновенно
Напряжение не может
изменяться мгновенно
Конечно, не существует идеального конденсатора или идеальной индуктивно¬
сти. Реальные индуктивности обладают паразитной емкостью между витками,
неким последовательным сопротивлением и при больших токах могут перехо¬
дить в состояние насыщения. Реальные конденсаторы обладают последователь¬
ным сопротивлением и индуктивностью, а при больших напряжениях они могут
испытывать электрический пробой. Тем не менее, для понимания принципов
работы импульсных преобразователей достаточно, чтобы конденсаторы и ин¬
дуктивности рассматривались как идеальные.
Рис. 9-18. Передача энергии
при помощи индуктивности
Как показано на рис. 9-18, индуктивность может использоваться для пере¬
дачи энергии между двумя источниками напряжения. Передача энергии между
двумя источниками напряжения может осуществляться и при помощи резистора,
соединенного между ними, однако в этом случае передача будет мало эффектив¬
ной по причине потерь в резисторе. Кроме этого, при использовании резистора

9-2. Импульсные преобразователи напряжения 883
передача энергии может осуществляться только в направлении от источника
с высоким напряжением к источнику с низким напряжением. Индуктивность же
идеально возвращает всю хранящуюся в ней энергию, а если использовать со¬
ответствующим образом сконфигурированные ключи, то энергия может быть
передана от одного источника к другому независимо от значений и полярностей
напряжений.
Когда ключи в начальный момент находятся в положениях, показанных на
рис. 9-18, то на индуктивность подается напряжение VI, вследствие чего ток
через индуктивность будет нарастать с течением времени со скоростью V1/L.
В конце интервала ti ток в индуктивности достигнет своего максимального,
пикового значения:
ІРЕАК = -r-ti-
(9-16)
В течение интервала времени ti индуктивности была передана мощность, сред¬
нее значение которой выражается следующим образом:
Pavg = 2^реакѴ1.	(9-17)
Полное количество энергии, которая была передана за интервал ti, выражается
следующей формулой:
E = Pavg х ti = - х IpeakVI х ti.	(9-18)
Выражая значение ti при помощи формулы (9-16), из уравнения (9-18) получаем
следующее выражение:
E = \ X L х ІрЕАК-	(9-19)
Если теперь изменить состояние ключей на обратное, то ток индуктивно¬
сти будет протекать в нагрузку с напряжением Ѵ2, а ток будет уменьшаться со
скоростью (-Ѵоит + Vp/L). В конце интервала t2, когда значение тока в ин¬
дуктивности уменьшается до нуля, вся сохраненная в индуктивности энергия
будет передана на нагрузку. На рис. 9-18 показаны формы сигналов для ин¬
дуктивности, для входного тока Іі, а также для тока на выходе І2. Так как
идеальная индуктивность не рассеивает энергию, то при передаче энергии не
происходит потерь (предполагается, что в схеме используются идеальные ком¬
поненты). Этот фундаментальный способ передачи энергии лежит в основе всех
импульсных преобразователей.
Идеальный понижающий (buck) преобразователь
На рис. 9-19 показана базовая топология идеального понижающего (buck) пре¬
образователя. В действительности микросхема импульсного преобразователя
содержит схему управления ключом, сам ключ может не входить в состав микро¬
схемы (в зависимости от требований к выходному току). Индуктивность, диод и
развязочный конденсатор на стороне нагрузки — все это внешние компоненты.
Преобразователь измеряет уровень выходного напряжения и затем выпол¬
няет его регулирование при помощи схемы управления ключа. Существует не¬
сколько методов управления, однако сейчас мы будем предполагать, что ключ

884 Глава 9. Управление питанием
управляется с помощью широтно-импульсного модулятора (ШИМ), использую¬
щего фиксированную частоту f.
SW on
SWoff
f = -
1
1„п
^on W
w
Рис. 9-19. Основная схе¬
ма понижающего (buck)
преобразователя
На рис. 9-20 показаны формы сигналов для понижающего преобразовате¬
ля. Когда ключ открыт, то на индуктивности будет появляться напряжение
Ѵім — Vqut (мы пренебрегаем падением напряжения на индуктивности), при
этом ток в индуктивности будет увеличиваться со скоростью (Ѵш — Vout)/L
(см. рис. 9-20 (В)). Когда ключ закрывается, то ток продолжает протекать через
индуктивность в том же направлении и попадает в нагрузку (помните, что ток в
индуктивности не может мгновенно изменить свое направление). Диод в данной
схеме создает путь для тока, разорванный при размыкании ключа. Кроме этого,
он также ограничивает напряжение Vd в тот момент, когда ток выталкивается
из катушки. На индуктивности теперь присутствует напряжение Ѵоит + Vf,
однако полярность изменилась. Следовательно, ток будет уменьшаться со ско¬
ростью, равной —Ѵоит/L. Заметим, что в понижающем преобразователе ток
в индуктивности равен выходному току.
Токи через диод и ключ показаны на рис. 9-20 (С) и (D) соответственно, а ток
через индуктивность равен сумме этих токов. Также можно показать, что мгно¬
венное значение входного тока равняется току, который протекает через ключ.
Однако следует заметить, что средний входной ток будет меньше, чем сред¬
ний выходной ток. На практике в преобразователях на диоде и ключе имеется
падение напряжения в момент прохождения тока, что приводит к рассеиванию
мощности и уменьшению эффективности преобразования, однако сейчас мы про¬
сто пренебрегаем этими эффектами. Также мы предполагаем, что емкость С
выходного конденсатора достаточно велика, так что выходное напряжение не
будет изменяться в моменты открытия или закрытия ключа.
Относительно этих сигналов необходимо сделать несколько замечаний. Во-
первых, мы предполагаем, что используются идеальные компоненты, т. е. ис¬
точник входного напряжения имеет нулевой импеданс, ключ обладает нулевым
сопротивлением в открытом состоянии, а также обладает нулевым временем
открытия и закрытия. Также предполагается, что индуктивность не переходит
в состояние насыщения, а диод является идеальным, и падение напряжения в пря¬
мом направлении равно нулю.

9-2. Импульсные преобразователи напряжения 885
'in “ 'sw
'l “ 'out
V,N
VD
0
A
средние значения
Рис. 9-20. Формы сигналов для базового понижающего (buck) преобразователя
Также заметим, что ток на выходе является непрерывным, тогда как входной
ток является пульсирующим. Очевидно, что возникают вопросы относитель¬
но фильтров на входе и на выходе преобразователя. Если пульсации на ис¬
точнике питания, который подает напряжение на понижающий преобразова¬
тель, представляют для данного приложения проблему, то более важным бу¬
дет значение эквивалентного последовательного сопротивления/индуктивности
(ESR/ESL) для входного (на рисунке не показан), а не для выходного конденса¬
тора.
Если состояние является стационарным (см. рис. 9-21), то с помощью анализа
формы сигналов для тока, протекающего через индуктивность, можно получить
соотношение между входным и выходным напряжением:
Ѵш
Ѵоит, Ѵоит.
ton — T toff.
L	L
Решая это уравнение относительно Ѵоит, получаем:
(9-20)
Ѵоит = Ѵш ^n-— = VinD,	(9-21)
ton I toff
где D — это коэффициент заполнения (duty cycle или duty ratio), который опре¬
деляется как соотношение времени ton, в течение которого ключ замкнут, к
полному времени цикла переключения (ton + t0ff).
Это классическое уравнение для входного и выходного напряжения понижа¬
ющего преобразователя, который использует непрерывный ток через индуктив¬
ность (то есть значение тока через индуктивность никогда не уменьшается до
нуля).
Заметим, что в это уравнение не входит индуктивность L, а также частота
переключения l/(ton+toff) и ток на нагрузке. Уменьшение значения индуктивно¬
сти приводит к тому, что выходной ток будет иметь больший размер пульсаций,

886 Глава 9. Управление питанием
■in - 'sw 'L - 'out
'|N	'out
Строчными символами обозначены
мгновенные значения.
Заглавными буквами обозначены
средние значения
Рис. 9-21. Соотношения между входными и выходными параметрами для понижающего
преобразователя
тогда как увеличение индуктивности приводит к уменьшению пульсаций выход¬
ного тока. С выбором индуктивности связаны и другие компромиссные решения,
их мы более подробно обсудим далее.
В этой простой модели стабилизация при изменении входного напряжения
(line regulation) и при изменении тока потребления (load regulation) обеспечива¬
ется с помощью изменения скважности для широтно-импульсного модулятора
(ШИМ), который работает с фиксированной частотой f. Широтно-импульсный
модулятор, в свою очередь, управляется усилителем ошибки (рассогласования) —
это усилитель, который усиливает «ошибку» между измеренным значением вы¬
ходного напряжения и опорным напряжением.
При увеличении входного напряжения коэффициент заполнения ШИМ будет
уменьшаться (скважность увеличивается), при уменьшении входного напряже¬
ния коэффициент заполнения будет увеличиваться (скважность уменьшается).
Заметим также, что средний ток, протекающий через индуктивность, изменя¬
ется пропорционально выходному току, скважность при этом не изменяется.
Необходимы только динамические изменения скважности, которые позволяют
модулировать ток через индуктивность до желаемого уровня, после этого зна¬
чение скважности возвращается к тому значению, которое соответствует ста¬
тическому состоянию. В практических условиях в преобразователе скважность
слегка изменяется в зависимости от тока на нагрузке, это связано с необходи¬
мостью компенсировать возросшее падение напряжения на компонентах схемы.
Во всем остальном поведение схемы не отличается от идеальной модели.
До настоящего момента предполагалось, что преобразователь работает в не¬
прерывном режиме, то есть ток через индуктивность никогда не опускается до
нуля. Однако, если выходной ток уменьшается, то наступает такой момент, ко¬
гда ток через индуктивность в промежутке между циклами будет опускаться
до нуля — т. е. ток через индуктивность становится прерывистым. Важно так-

9-2. Импульсные преобразователи напряжения 887
'in - 'sw 'l - 'out
Строчными символами обозначены
мгновенные значения.
Заглавными буквами обозначены
средние значения
Рис. 9-22. Формы сигналов для понижающего преобразователя, работающего
в прерывистом режиме
же понимать основные принципы, которые управляют работой преобразователя
в данном режиме. Многие импульсные преобразователи должны обеспечивать
выходной ток в широком диапазоне, и тогда он должен поддерживать пульси¬
рующий режим. Формы сигналов для работы в прерывистом режиме показаны
на рис. 9-22.
Поведение такой системы в тот промежуток времени, когда ключ находится
во включенном состоянии, не отличается от поведения системы, использующей
непрерывный режим работы. Однако в момент, когда ключ разомкнут, имеют¬
ся две области с уникальным поведением. Во-первых, ток через индуктивность
уменьшается с той же скоростью, с которой он уменьшается в непрерывном ре¬
жиме, однако в результате достигает нулевого значения. После того как ток
достигает нулевой отметки, он старается изменить направление, однако теперь
ему не удается найти путь протекания через диод. Благодаря этому напряжение
на входной стороне индуктивности (к которой также относятся диод и рабочий
переход ключа) увеличивается до Ѵоит, при этом на индуктивности отсутствует
падение напряжения и через нее не протекает ток.
Так как в точке подключения диода (Vd) мы имеем высокий импеданс, то воз¬
никают колебания под влиянием индуктивности L, которая образует резонанс¬
ный контур с паразитной емкостью Cd и емкостью ключа Csw- Частота этих
колебаний определяется при помощи показанной ниже формулы, колебания за¬
тухают под влиянием паразитного сопротивления, которое имеется в схеме:
ІП — 	.	 	•	V *7 "")
2тг/ЦС d + Csw)
Схема, которая служит для обеспечения затухания резонансных колебаний с по¬
мощью диссипации энергии, носит название демпфера, или снаббера (snubber).
Если по причине колебаний возникают проблемы с электромагнитным или радио-

888 Глава 9. Управление питанием
Ток через индуктивность и выходной ток
'оит
1
< ^ 'PEAK :
V,N - V,
OUT
2L
Аэит
* ton
’'OUT
V,
IN
'OUT
2Lf
f = ■
ton + tiff
Рис. 9-23. Условия, при которых понижающий преобразователь переходит в прерывистый
режим работы
частотным излучением, то можно использовать соответствующий RC-демпфер.
Однако при этом увеличивается рассеиваемая мощность и снижается КПД.
Если в понижающем преобразователе ток на нагрузке достаточно мал, то ток
через индуктивность становится пульсирующим. Значение тока, при котором
это происходит, можно вычислить с помощью анализа формы сигналов, показан¬
ных на рис. 9-23. На рисунке видно, как ток через индуктивность уменьшается
в точности до нуля в конце интервала времени, когда ключ разомкнут. При этих
условиях среднее значение выходного тока определяется следующим образом:
Іоит =
ІРЕАК
2
(9-23)
Нам уже известно выражение для максимального значения тока, протекающего
через индуктивность:
Ѵщ - Ѵоит ,
ІРЕАК =
(9-24)
Итак, переход в прерывистый режим происходит при следующих условиях:
(9-25)
т ^ Ѵш - Ѵоит ,
AOUT <	ton-
2L
Однако напряжения Ѵш и Ѵоит связаны между собой:
Ѵоит = VinD = Ѵщ-
ton 4" toff
Решаем это уравнение относительно ton:
Ѵоит
ton —
(ton 4“ toff) —
Ѵоит 1
on VIN v”on ' ”un/ VIN f
Подставляем полученное для ton значение в предыдущее уравнение для Іоит:
VouT(l-^f)
Іоит <
2Lf
(9-26)
(9-27)
ит:
(9-28)

9-2. Импульсные преобразователи напряжения 889
Это тот критерий, который определяет, когда понижающий преобразователь
переходит в прерывистый режим работы.
Усилитель
ошибки
и схема
управления
для ключа
Измерения
Идеальный повышающий (boost) преобразователь
Базовая схема повышающего (boost) преобразователя показана на рис. 9-24. В то
время, когда ключ замкнут, в индуктивности запасается энергия. Когда ключ
размыкается, сохраненная в индуктивности энергия передается на нагрузку при
помощи диода.
На рис. 9-25 показаны формы сиг¬
налов для повышающего преобразо¬
вателя. Когда ключ находится в за¬
мкнутом состоянии, то на индук¬
тивности возникает напряжение Ѵщ,
под влиянием которого ток через ин¬
дуктивность начинает увеличивать¬
ся со скоростью Ѵщ/L. В какой-то
момент ключ размыкается, к индук¬
тивности будет приложено напряже¬
ние Ѵоит = Ѵш, ток передается
на нагрузку, при этом его значение
уменьшается со скоростью, равной
(Ѵоит — Ѵш)/Б. Форма сигнала для
тока через индуктивность показана
на рис. 9-25 (В).
Заметим, что в повышающем пре¬
образователе входной ток является
непрерывным, тогда как выходной ток — пульсирующим (рис. 9-25 (D)). Это
означает, что здесь, по сравнению с понижающим преобразователем, несколько
сложнее реализовать фильтрацию выходного сигнала (понижающие преобразо¬
ватели рассматривались в предыдущем разделе). Также заметим, что входной
ток является суммой токов через ключ и через диод.
Если существует стационарное состояние (см. рис. 9-26), то на основании ана¬
лиза формы сигналов можно получить следующее основное соотношение между
входным и выходным напряжением:
SW on
SW off
Рис. 9-24. Базовая схема повышающего (boost)
преобразователя
Ѵш, Ѵоит —Ѵш,
ton —	^	t0ff.
Решая это уравнение относительно Ѵоит, получаем:
ton Т toff , .	1
Ѵоит = Ѵщ-
V in :
(9-29)
(9-30)
toff	' 1 — D
До настоящего момента предполагалось, что повышающий преобразователь
работает в непрерывном режиме, т. е. ток через индуктивность никогда не обра¬
щается в нуль.
Если в понижающем преобразователе ток на нагрузке становится мал, то на¬
ступает такой момент, когда ток через индуктивность начинает обращаться
в нуль и становится пульсирующим. Необходимо понимать принципы работы

890 Глава 9. Управление питанием
■in - 'l 'd - 'out
l|N	'out
	►	►
	0(_
'OUT
с Ф
'SW
sw
Нагрузка
X7
Строчными символами обозначены
мгновенные значения.
Заглавными буквами обозначены
средние значения
Рис. 9-25. Форма сигналов для понижающего преобразователя
преобразователя в данном режиме, так как многие преобразователи должны
обеспечивать выходной ток с большим диапазоном изменения, при этом исполь¬
зование данного режима становится обязательным.
Рис. 9-26. Соотношение между вход¬
ными и выходными параметрами для
повышающего преобразователя
Vqut - ^IN х
'on W
- V|N х
1
1 - D
Прерывистый режим работы для повышающего преобразователя мало чем
отличается от такого же режима для понижающего преобразователя. На рис. 9-27
показаны формы сигналов. Заметим, что в тот момент, когда ток через индук¬
тивность достигает нулевого значения, в той части схемы, к которой относится
ключ, возникают колебания с частотой fo:
fo =	Г ■■—==•	(9-31)
27г^/Ь(Со + Csw)
Как и в случае понижающего преобразователя, индуктивность образует ре¬
зонансный контур вместе с паразитными емкостями ключа и диода (Csw + Со)-
Эти колебания затухают под влиянием сопротивления схемы, при необходимости
можно использовать демпфер.

9-2. Импульсные преобразователи напряжения 891
'in ~ 'l
•in
'd - 'out
•out
/|N ГШП
L
'sw
vsw
■Vt-
* OUT
C =F
Нагрузка
Г7
Строчными символами обозначены
мгновенные значения.
Заглавными буквами обозначены
средние значения
Рис. 9-27. Форма сигналов для повышающего преобразователя (прерывистый режим)
Ток через индуктивность и входной ток
Прерывистый режим возникает в следующем случае:
V,
OUT
Ѵ,к
'PEAK
' Х W
.	^ V|n2(vout ~ Vin) ,	1
OUT VOUT2X2Lf ’ "tbn + tolf
Рис. 9-28. Момент, когда повышающий преобразователь переходит в прерывистый режим
работы
Значение тока, при котором повышающий преобразователь переходит в пре¬
рывистый режим работы, можно вычислить с помощью анализа формы тока
через индуктивность (который совпадает с входным током), см. рис. 9-28.
Из рисунка видно, что среднее значение входного тока при переходе в пре¬
рывистый режим определяется следующим образом:
Іш =
ІРЕАК
(9-32)
Переход в прерывистый режим происходит при следующих условиях:
ІРЕАК
Іш <
(9-33)
Однако нам известно, что:
т ІРЕАК Ѵоит — Vin.
ІШ =     = ——ту	t0ff.
2
2L
(9-34)

892 Глава 9. Управление питанием
Кроме этого:
и, следовательно:
VinIin = Ѵоитіоит
Іоит =
Однако нам известно, что
Ѵоит _
Ѵш
Ѵщ
Ѵоит
Іш =
Ѵш (Ѵоит — Ѵш)
Ѵоит
2L
toff-
1
1
"t" toff
1 — D 1-
ton^b^off
Решаем это уравнение относительно t0ff и получаем:
toff
toff —
Ѵш
(ton "В toff )
Ѵш
(9-35)
(9-36)
(9-37)
(9-38)
VouTV~u" u,,/ fVouT
Подставляем полученное значение для tQff в предыдущее выражение для Іоит,
в результате получаем критерий для перехода повышающего преобразователя
в прерывистый режим работы:
Ѵщ(Ѵоит - Ѵщ)
Іоит <
Vqut x 2Lf
(9-39)
(Критерий перехода повышающего преобразователя в прерывистый режим ра¬
боты).
Эти базовые схемы, показанные для понижающего и повышающего преобра¬
зователей, также хорошо работают и с отрицательными входными и выходными
напряжениями (см. рис. 9-29). Заметим, что по сравнению с предыдущими схе¬
мами здесь изменились только полярность входного напряжения и полярность
включения диода. На практике же лишь немногие из микросхем повышающих
или понижающих преобразователей способны работать с отрицательными вход¬
ными напряжениями. В некоторых случаях можно добавить внешние схемы,
которые позволят работать с отрицательными входными или выходными напря¬
жениями. Очень редко можно найти преобразователи или контроллеры, которые
специально проектировались для работы в подобных условиях. В любом случае,
с помощью технической документации для данной микросхемы вы всегда смо¬
жете определить, насколько она является универсальной в этом отношении.
Топологии buck-boost (понижающий/повышающий)
Простой понижающий преобразователь способен создавать на выходе только
такое напряжение, которое будет меньше входного напряжения, простой повы¬
шающий преобразователь может создавать только такое выходное напряжение,
которое должно превышать уровень входного напряжения. Однако существует
множество приложений, в которых необходима более высокая гибкость.
В особенности это относится к системам с питанием от батареек или акку¬
муляторов, когда в начале работы устройства аккумулятор полностью заряжен
и напряжение на нем превышает требуемое напряжение на выходе (т. е. преобра¬
зователь работает как понижающий), однако затем аккумулятор постепенно
разряжается, и напряжение падает ниже нужного уровня (и преобразователь
должен работать как повышающий).

9-2. Импульсные преобразователи напряжения 893
преобразователь
47
Повышающий
преобразователь
Рис. 9-29. Понижающий и повышающий преобразователи, которые работают
с отрицательным входным и выходным напряжением
Преобразователь типа buck-boost способен создавать на своем выходе та¬
кое напряжение, которое может быть больше или меньше абсолютного значения
входного напряжения. Топология простого buck-boost преобразователя показана
на рис. 9-30. Здесь входное напряжение имеет положительную полярность, тогда
как выходное — отрицательную. Когда ключ замкнут, ток через индуктивность
увеличивает свое значение. Когда ключ размыкается, индуктивность через ди¬
од передает ток на нагрузку. Очевидно, что если изменить полярность диода,
то данная схема сможет работать с отрицательным входным напряжением и
создавать на выходе положительное напряжение.
Рис. 9-30. Схема № 1 пре¬
образователя buck-boost: поло¬
жительное входное напряже¬
ние, отрицательное выходное
напряжение
Абсолютное значение напряжения на выходе может как
превышать, так и быть меньше, чем абсолютное
значение входного напряжения
Вторая топология для преобразователя buck-boost показана на рис. 9-31. Эта
схема позволяет использовать положительное входное напряжение и создает на вы¬
ходе положительное напряжение. Когда ключи замкнуты, ток через индуктив¬
ность увеличивает свое значение. Когда ключи размыкаются, ток из индуктив¬
ности передается на нагрузку по пути, образованному при помощи диодов D1 и
D2. Основным недостатком данной схемы является то, что в ней используются
два диода и два ключа. Как и для предыдущей схемы, если изменить полярно¬
сти диодов, то схема будет работать с отрицательным входным напряжением и
создавать на выходе отрицательное напряжение.
Другим способом создания преобразователя buck-boost является последователь¬
ное объединение двух импульсных преобразователей: как показано на рис. 9-32,

894 Глава 9. Управление питанием
z
L
S 01 SW2
■	и
02 +
k c =
- Нагрузка
Абсолютное значение напряжения на выходе
может как превышать, так и быть меньше,
чем абсолютное значение входного напряжения
Рис. 9-31. Схема № 2 преобразователя buck-boost: положительное входное напряжение,
отрицательное выходное напряжение
В качестве источника питания
используются 4 батарейки АА,
напряжение может лежать
в диапазоне от 3,5 до 6 В
Промежуточное
напряжение
равно 8 В
Повышающий
преобразователь
Понижающий
преобразователь ’
Напряжение
на выходе
равно 5 В
Рис. 9-32. Каскадная схема создания buck-boost преобразователя, показаны примерные
напряжения
сначала устанавливается повышающий (boost) преобразователь, а за ним — по¬
нижающий (buck). На этом примере показывается, как получить нужные уровни
напряжения в системе, которая использует питание от аккумуляторов. Вход¬
ное напряжение от четырех батарей типа АА может находиться в диапазоне от
б В (заряженные батарейки) до примерно 3,5 В (разряженные). Промежуточное
напряжение на выходе повышающего преобразователя имеет уровень 8 В, оно
всегда будет превышать уровень входного напряжения от батареек.
Понижающий преобразователь получает из промежуточного напряжения 8 В
напряжение с уровнем 5 В, которое необходимо в данной системе. Полный КПД
преобразования в такой комбинированной схеме является произведением КПД
отдельных преобразователей и при достаточно тщательном проектировании мож¬
но добиться, чтобы КПД превышал 85%.
Другим вариантом является сначала установить понижающий преобразова¬
тель, а за ним — повышающий. Такой подход обладает тем недостатком, что
на входе и на выходе будут присутствовать пульсирующие токи, а на выходе
промежуточного напряжения также будет присутствовать более высокий ток.
Другие топологии для неизолирующих импульсных
преобразователей
На рис. 9-33 показана топология SEPIC — однополярный преобразователь с ин¬
дуктивной связью и первичной индуктивностью (coupled inductor single-ended

9-2. Импульсные преобразователи напряжения 895
primary inductance converter). В данном преобразователе используется транс¬
форматор с дополнительной емкостью Сс> которая служит для передачи до¬
полнительной энергии на нагрузку. Если в преобразователе SEPIC используется
трансформатор с соотношением витков (N = соотношение количества витков
в первичной обмотке к количеству витков во вторичной обмотке), которое рав¬
но 1:1, то конденсатор выполняет только функцию восстановления энергии для
индуктивности утечки (т.е. энергии, которая не была передана между обмот¬
ками) и затем передает эту энергию на нагрузку. В этом случае соотношение
между входным и выходным напряжением будет выглядеть следующим образом:
Ѵоит = Vin ^ _ д ■	(9-40)
Если соотношение витков не равно 1, то отношение между входом и выхо¬
дом становится сильно нелинейным, это связано с тем, что передача энергии
будет осуществляться как между обмотками трансформатора, так и с помощью
конденсатора Со По этой причине здесь мы не будем рассматривать подобную
схему.
Такая топология преобразователя делает его отличным выбором для систем
с неизолированным питанием от аккумуляторов, так как она позволяет не только
повышать, но и понижать входное напряжение. Здесь также, в отличие от повы¬
шающего преобразователя, можно при необходимости устанавливать на выходе
нулевой уровень напряжения.
Преобразователи Zeta и Сіік (на
рисунках не показаны) являются дву¬
мя примерами неизолированных пре¬
образователей, в которых для передачи
энергии от входа к выходу использует¬
ся конденсатор. Этим они отличаются
от преобразователей SEPIC с соотно¬
шением витков 1:1, где конденсато¬
ры используются для хранения энергии
или же для восстановления энергии,
связанной с утечкой. Так как конденса¬
торы, которые способны эффективно передавать энергию в подобных преобра¬
зователях, отличаются высокой стоимостью и большими размерами, то такие
схемы не получили широкого распространения.
Рис. 9-33. Преобразователь SEPIC (Single-
ended primary inductance)
Топологии изолирующих импульсных преобразователей
Те конструкции импульсных преобразователей, которые рассматривались до на¬
стоящего времени, имели гальваническую связь между входом и выходом. Галь¬
ваническую изоляцию можно обеспечить с помощью трансформаторов, которые
также позволяют легко реализовать функции повышения/понижения уровня на¬
пряжения. Однако добавление трансформатора повышает сложность схемы и ее
стоимость, при этом также возрастают физические размеры устройства.
На рис. 9-34 показана базовая схема обратноходового (flyback) преобразова¬
теля, который способен выполнять функции как повышения, так и понижения

896 Глава 9. Управление питанием
-tt-
SW
Нагрузка v
Производная от схемы buck-boost преобразователя
V,
V,
IN
D
OUT •
■ x
N 1- D
D = коэффициент заполнения
Рис. 9-34. Изолирующая топология: обратноходовой преобразователь
уровня напряжения. Во многом эта схема заимствует принципы, положенные
в основу топологии buck-boost. Когда ключ замкнут и находится в проводящем
состоянии, ток в первичной обмотке трансформатора увеличивается, и в магнит¬
ном сердечнике трансформатора запасается энергия. Когда ключ размыкается,
ток переходит во вторичную обмотку и, протекая через диод, передает сохра¬
ненную энергию на нагрузку. Соотношение между входным и выходным напря¬
жением определяется соотношением витков N и коэффициентом заполнения D и
вычисляется согласно следующему уравнению:
ѵоит = VjJ,N ! Dd-	(9-41)
Одним из преимуществ, которые обеспечивает топология обратноходового
преобразователя, является то, что трансформатор не только выступает в ро¬
ли индуктивности, но и обеспечивает гальваническую изоляцию. Недостатком
этого преобразователя является то, что в трансформаторе необходимо сохра¬
нить достаточно высокую энергию, которая проявляется в виде постоянного
тока, текущего по обмоткам. Это требует использования достаточно крупных
сердечников, которые по своим размерам превышают те, которые были бы необ¬
ходимы, если трансформатор просто использовался для передачи энергии (а не
работал бы также и в качестве индуктивности).
Базовая топология прямого (forward) преобразователя показана на рис. 9-35.
Схема является производной от понижающего преобразователя. Здесь мы изба¬
вились от необходимости сохранять большие запасы энергии в ядре трансфор¬
матора. Однако схема стала намного более сложной и теперь в ней необходимо
использовать дополнительный магнитный элемент (трансформатор), индуктив¬
ность, дополнительную обмотку для трансформатора и еще три дополнительных
диода. Когда ключ замкнут, то в первичной и во вторичной обмотке начинает
нарастать ток, который затем из вторичной обмотки через диод D1 передается
на нагрузку. Когда ключ замкнут, ток в индуктивности вытекает из трансфор¬
матора через диод D1 и затем отражается обратно в первичную обмотку в со¬
ответствии с соотношением витков. Кроме этого, в первичной индуктивности
(которая носит название «катушка намагничивания») под влиянием приложенно¬
го к ней входного напряжения начинает увеличиваться величина тока (который

9-2. Импульсные преобразователи напряжения I
N:1 	W
ш
D1
L
SW
zk D2 сф нагрузка v0UT
Производная от схемы
понижающего преобразователя
D = коэффициент заполнения
Рис. 9-35. Изолирующая топология: прямой преобразователь
носит название «ток намагничивания»), затем этот ток попадает в первичную
обмотку трансформатора. Когда ключ разомкнут, ток в индуктивности продол¬
жает протекать через нагрузку, используя для этого путь возврата, который
обеспечивает диод D2. Ток нагрузки больше не отражается в трансформатор.
Однако ток намагничивания, созданный в первичной индуктивности, требует
пути возврата, чтобы выполнить сброс трансформатора. Для этого использу¬
ются дополнительная обмотка и еще один диод.
Соотношение между входным и выходным напряжением дается следующей
формулой:
Существует много других конструкций изолирующих импульсных преобразова¬
телей, которые используют трансформаторы. Однако в данном разделе все-таки
больше внимания будет уделено неизолирующим решениям, так как они находят
более широкое применение в портативных устройствах и системах с распреде¬
ленным питанием.
Методы импульсной модуляции
Для понимания принципов работы импульсных преобразователей важно пред¬
ставлять себе те методы, которые используются для управления ключом. Для
упрощения анализа во всех рассматриваемых ранее схемах мы предполагали,
что используется метод широтно-импульсной модуляции (ШИМ) с фиксирован¬
ной частотой. Однако существуют и два других стандартных варианта метода
широтно-импульсной модуляции: с переменной частотой и постоянным временем
включения, а также с переменной частотой и постоянным временем отключения.
В случае понижающего преобразователя использование метода модуляции
с фиксированным временем отключения позволяет гарантировать, что при изме¬
нении входного напряжения размах пульсаций для тока на выходе будет иметь
постоянное значение (ток на выходе здесь равен току в индуктивности). Эта
ситуация иллюстрируется с помощью рис. 9-36, где выходной ток показан для
двух различных входных напряжений. Здесь видно, что при возрастании вход¬
ного напряжения увеличивается скорость нарастания в тот интервал времени,
(9-42)
29—1277

898 Глава 9. Управление питанием
'l - 'out
Формы сигналов
'l - Ьит
Рис. 9-36. Управление понижающим преобразователем с помощью широтно-импульсной
модуляции с переменной частотой и постоянным временем отключения
когда ключ находится в проводящем (замкнутом) состоянии. Однако одновре¬
менно уменьшается сам этот интервал, что приводит к увеличению частоты.
Методы с фиксированным временем нахождения в выключенном состоянии на¬
шли широкое применение для понижающих преобразователей, где необходимо
использовать широкий диапазон входных напряжений. Например, подобный ме¬
тод модуляции ключа используется в семействе микросхем ADP1147.
Однако для повышающих преобразователей ни скорость нарастания на вхо¬
де, ни скорость нарастания на выходе не являются функцией исключительно
выходного напряжения (см. рис. 9-35). Следовательно, в этом случае использо¬
вание модуляции с переменной частотой и постоянным временем выключения
не обеспечивает никаких преимуществ в отношении поддержания постоянно¬
го уровня для пульсаций выходного тока. Однако такой метод все-таки иногда
используется, так как по сравнению с модуляцией с фиксированной частотой
в этом методе обеспечивается меньшее изменение пульсаций выходного тока.
В тех случаях, когда в приложении необходим очень малый коэффициент
заполнения (большая скважность), например, при возникновении короткого за¬
мыкания, иногда необходимо обеспечить ограничение в виде минимального зна¬
чения для коэффициента заполнения. В подобных случаях, чтобы обеспечить
стационарные условия и не допустить потери управления током, протекающим
через ключ, для уменьшения эффективного коэффициента заполнения исполь¬
зуется функция пропуска импульсов. Для этого может использоваться схема
измерения тока, которая позволяет обнаружить, что ток принимает слишком
большую величину. После этого, в случае фиксированной частоты модуляции,
пропускается какой-то цикл, т. е. для него ключ не переводится в проводящее
состояние. Или же каким-то образом может увеличиваться время нахождения
в выключенном состоянии, что позволяет отсрочить переход ключа в проводя¬
щее состояние.

9-2. Импульсные преобразователи напряжения 899
В преобразователе с фиксированной частотой метод пропуска импульсов
может также использоваться для работы с коэффициентами заполнения, имею¬
щими обычные значения. Подобный метод получил название модуляции пачками
импульсов (РВМ, pulse burst modulation). В простейшем случае используют¬
ся импульсы с фиксированной частотой и фиксированным коэффициентом за¬
полнения от генератора, которые либо подаются на ключ, либо блокируются.
Максимальное достижимое значение коэффициента заполнения в таком преобра¬
зователе определяется коэффициентом заполнения для импульсов генератора.
Уменьшение коэффициента заполнения в таком преобразователе обеспечивает¬
ся в среднем для определенного количества импульсов генератора за счет того,
что отбрасываются некоторые импульсы. Метод модулирования ключа основы¬
вается на простом способе с использованием компаратора, который обладает
определенным гистерезисом. Этот компаратор сравнивает напряжение на вы¬
ходе с опорным напряжением и принимает решение о том, следует ли в данном
цикле пропускать к ключу импульс от генератора. Так как компаратор обладает
гистерезисом, то обычно возникают несколько циклов переключения, за кото¬
рыми следуют несколько циклов, в которых сигналы к ключу не пропускаются.
Итак, полученный с помощью такого метода сигнал управления характеризуется
тем, что импульсы поступают в виде пачек непрерывных последовательностей —
отсюда и идет название данного метода модуляции.
Метод модуляции РВМ обладает двумя фундаментальными недостатками.
Во-первых, постоянное переключение коэффициента заполнения между нулевым
и максимальным значением создает большие пульсации тока, благодаря чему
возникают дополнительные потери. Во-вторых, будут постоянно генерировать¬
ся субгармоники с частотами, связанными с частотой генератора. Это означает,
что не удается контролировать спектр шумов и часто могут возникать помехи
на звуковых частотах. Это часто можно наблюдать на примере преобразова¬
телей высокой мощности, которые используют пропуск импульсов для управле¬
ния током в условиях короткого замыкания. В этих условиях вы часто можете
услышать звуковые шумы, так как используемые в таких конструкциях круп¬
ные магнитные элементы будут действовать как катушки громкоговорителя. По
этой причине метод РВМ редко используется при мощностях более 10 Вт. Од¬
нако при меньших уровнях мощности он часто используется по причине своей
простоты, особенно для тех уровней, при которых нецелесообразно использо¬
вать схемы накачки заряда (либо по причине предъявляемых требований, либо
по причине недостаточной мощности).
Методы управления
Хотя понятие «методы управления» ошибочно используется вместо понятия «ме¬
тоды модуляции ключей», на самом деле методы управления связаны с тем, какие
параметры измеряются при работе устройства и каким образом они обраба¬
тываются с целью последующего управления процессом модулирования. Метод,
который используется для модулирования ключа, может при этом рассматри¬
ваться отдельно, чем мы и занимались в предыдущем разделе.
В тех схемах, где в качестве метода модуляции используется РВМ, обычно
используется метод управления с гистерезисным контролем напряжения (ѴМ,

900 Глава 9. Управление питанием
К схеме широтно-
т импульсной модуляции
+
Микросхема
импульсного регулятора,
индуктивность, диод
Примечание: резисторы, усилитель, источник опорного
напряжения VREF включены в состав микросхемы
импульсного преобразователя
Нагрузка
Рис. 9-37. Обратная связь по напряжению для управления с помощью широтно-импульсной
модуляции
voltage mode). В этом случае ключ управляется при помощи измерения уровня
выходного напряжения, после чего выполняется модулирование ключа, так что¬
бы выходное напряжение колебалось между двумя гистерезисными уровнями.
Примером импульсного преобразователя, который использует оба этих метода
(управления и модуляции), может служить ADP3000.
На рис. 9-37 показан основной метод управления, который используется со¬
вместно с ШИМ, — это управление по напряжению (ѴМ). Здесь единственным
параметром, который определяет, как будет осуществляться модуляция ключа,
является выходное напряжение. Усилитель ошибки (рассогласования, впервые
упоминался в разделе, посвященном понижающим преобразователям) осуществля¬
ет мониторинг выходного напряжения, ошибка усиливается, осуществляется не¬
обходимая частотная компенсация, необходимая для стабильной работы схемы
управления, после чего выполняется модулирование ключа с параметром, про¬
порциональным сигналу на выходе усилителя.
Выходное напряжение уменьшается на резистивном делителе с согласован¬
ным соотношением сопротивлений, затем сигнал подается на один из входов
усилителя G. На другой вход усилителя подается сигнал с прецизионного источ¬
ника опорного напряжения (Vref)- Сигнал на выходе усилителя управляет ко¬
эффициентом заполнения при широтно-импульсной модуляции. Важно заметить,
что в действительности делитель, усилитель и источник опорного напряжения
расположены на одной микросхеме, а на рисунке они показаны как внешние
компоненты только для ясности. Значение выходного напряжения определяет¬
ся соотношением сопротивлений в делителе и опорным напряжением:
Отношение между сопротивлениями встроенных в микросхему резисторов
и опорное напряжение выбираются таким образом, чтобы получить на выходе
стандартные напряжения, например, 12, 5, 3,3 или 3 В. В некоторых стабили¬
(9-43)

9-2. Импульсные преобразователи напряжения 90 I
заторах могут использоваться внешние делители, что позволяет настраивать
величину выходного напряжения.
Незначительной модификацией схемы управления по напряжению (ѴМ) явля¬
ется прямая связь (feedforward) по напряжению. В этом методе подстройка ко¬
эффициента заполнения производится автоматически в зависимости от уровня
входного напряжения, таким образом, в подстройке не участвует схема обрат¬
ной связи (или участвует не в полной мере).
Прямая связь по напряжению может использоваться и в простых РВМ-регу-
ляторах (с модуляцией пачками импульсов). Прямая связь особенно полезна в тех
случаях, когда входное напряжение может внезапно изменяться или же, в связи
с защитой по уровню тока, желательно при повышении входного напряжения
ограничивать максимальное значение коэффициента заполнения.
В импульсных преобразователях для обеспечения стабильной работы схе¬
ма управления по напряжению (ѴМ) должна использовать компенсацию. При
этом необходимо учитывать, что напряжение, которое управляется модулято¬
ром, представляет собой среднее значение в точке переключения, тогда как дей¬
ствительное напряжение на выходе получается после прохождения через LC-фильтр
преобразователя. Фильтр вносит определенный фазовый сдвиг, который затруд¬
няет создание схемы управления с быстрым временем отклика.
Популярным способом для обхода данной проблемы, связанной с фазовым
сдвигом под влиянием LC-фильтра, является использование управления по току
(СМ), как это показано на рис. 9-38. В этом методе управления по-прежнему не¬
обходимо управлять уровнем выходного напряжения, и для этой цели по-прежнему
необходим усилитель ошибки G1. Однако теперь процесс модуляции ключа не
управляется непосредственно усилителем ошибки. Вместо этого выполняется
измерение величины тока в катушке, затем он усиливается с помощью усили¬
теля G2 и используется для модуляции ключа в соответствии с управляющим
сигналом, который поступает от усилителя ошибки (на основании измеренного
выходного напряжения). Необходимо заметить, что делитель, источник опорно¬
го напряжения Vref; усилители G1 и G2 обычно входят в состав микросхемы
импульсного преобразователя, а не являются внешними компонентами, как это
показано на рисунке.
Система управления с контролем по току (СМ) использует схему обратной
связи как с выходным напряжением, так и с выходным током. Вспомним, что
в начале каждого цикла широтно-импульсной модуляции ключ замыкается и
ток через индуктивность начинает увеличиваться. Этот ток создает падение
напряжения на измерительном резисторе Rsense, который обладает малым со¬
противлением. Измеренное падение напряжения усиливается с помощью G2 и
затем подается обратно на контроллер ШИМ для отключения ключа. Выходное
напряжение измеряется с помощью усилителя G1, полученное значение переда¬
ется также на контроллер ШИМ — оно устанавливает уровень для пикового
значения тока через индуктивность, при котором завершается интервал време¬
ни, в течение которого ключ находится в замкнутом (проводящем) состоянии.
Так как ключ размыкается под влиянием тока, который протекает через индук¬
тивность (и именно таким образом устанавливается коэффициент заполнения),
то этот метод получил название метод с управлением по току (CM control),

902 Глава 9. Управление питанием
импульсного преобразователя
Рис. 9-38. Обратная связь по току при широтно-импульсной модуляции
хотя на самом деле здесь используются две схемы управления. Первая из них,
с управлением по току, обеспечивает быстрый отклик, вторая — это более мед¬
ленная схема с управлением по выходному напряжению. Заметим, что контроль
тока через индуктивность осуществляется на каждом импульсе, что упрощает
организацию защиты от перегрузки по току для ключа и позволяет отследить,
когда индуктивность переходит в состояние насыщения.
Итак, в управлении по току (СМ) вместо того, чтобы контролировать среднее
напряжение на LC-фильтре, как это делается в управлении по напряжению (ѴМ),
для каждого никла производится непосредственное управление током, протека¬
ющим через индуктивность.
Между током через индуктивность и выходным напряжением остается толь¬
ко фазовый сдвиг, который создается импедансом выходного конденсатора (или
конденсаторов). Меньший фазовый сдвиг для выходного фильтра позволяет обес¬
печить для схемы более быстрый отклик, при этом схема все еще остается ста¬
бильной. Кроме этого, мгновенные изменения входного напряжения сразу от¬
ражаются на токе, который протекает через индуктивность, что обеспечивает
превосходный отклик на переходные процессы на входе преобразователя. К оче¬
видным недостаткам метода СМ относится требование к измерению тока и,
следовательно, необходимо использование дополнительного усилителя. Так как
требования к характеристикам современных электронных компонентов неуклон¬
но возрастают, то те преимущества, которые обеспечивает применение метода
СМ, обычно перевешивают некоторое увеличение стоимости его реализации.
Кроме этого, независимо от используемого метода управления, часто необхо¬
димо каким-то образом реализовать функцию ограничения тока. Итак, даже
в тех системах, которые используют метод ѴМ, все равно приходится добавлять
функцию измерения тока.
Теперь, хотя мы говорим о контроллере СМ в основном как об устройстве,
которое контролирует ток, протекающий через индуктивность, гораздо чаще

9-2. Импульсные преобразователи напряжения 903
управление осуществляется для тока, который протекает через ключ. Этот ток
легче измерить (особенно в импульсном преобразователе), а также он дает пред¬
ставление о токе в индуктивности — по крайней мере, в течение того интервала
времени в цикле переключения, когда ключ находится в замкнутом состоянии.
Вместо того, чтобы контролировать среднее значение тока, который протекает
через ключ (это значение отличается от среднего значения тока в индуктив¬
ности), часто проще контролировать пиковое значение тока, которое во всех
основных топологиях будет одинаково как для ключа, так и для индуктивности.
Ошибка между средним значением тока в индуктивности и пиковым значением
этого тока приводит к возникновению нелинейности в схеме управления. В боль¬
шинстве систем это не представляет особой проблемы. Однако в некоторых
системах необходимо более точное управление, и в этом случае для обеспечения
более точного отклика производится непосредственное измерение тока, который
протекает через индуктивность, а также производится его усиление и частотная
компенсация.
Существуют и другие варианты схем управления, которые могут использо¬
вать управление не пиковым значением тока, а минимальным его значением
(valley control), гистерезисное управление по току и даже управление на осно¬
ве заряда (charge control). Последний метод использует управление на основании
интеграла от тока, протекающего через индуктивность (который равен заряду).
Это позволяет устранить из схемы управления даже фазовый сдвиг, вызванный
выходной емкостью, однако при этом возникает проблема, связанная с отсут¬
ствием контроля мгновенного значения тока, т. е. в такой схеме не используется
встроенная защита от короткого замыкания. Все подобные методы обладают
своими достоинствами и недостатками. Обычно наилучший компромисс между
требованиями к производительности и стоимостью/простотой решения обеспе¬
чивает метод контроля пикового значения тока - такое решение используется
в микросхемах семейства ADP1147. Это семейство также использует выход для
измерения тока для управления режимом ожидания (sleep mode) или же энер¬
госберегающим режимом, что позволяет обеспечить высокий КПД при малых
значениях выходных токов.
Пример схемы с модуляцией пачками импульсов (РВМ)
Все методы, основанные на широтно-импульсной модуляции, которые обсужда¬
лись до настоящего момента, требовали в какой-то степени компенсации для
схемы обратной связи. Это достаточно сложно сделать, особенно, в случае по¬
вышающих преобразователей, в которых имеется более значительный фазовый
сдвиг между ключом и выходным напряжением.
Как уже говорилось, существует метод управления, который не требует ком¬
пенсации для схемы обратной связи, — в этом методе используется генератор
с фиксированной частотой, сигнал с которого может пропускаться на ключ и
использоваться для управления ключом (см. рис. 9-39). Этот метод часто (не¬
правильно) обозначается как режим модуляции частотой импульсов (PFM, pulse
frequency modulation), хотя более правильное название — модуляция пачками
импульсов (РВМ, pulse burst modulation), или же управление с помощью строби¬
руемого генератора (gated oscillator).

904 Глава 9. Управление питанием
микросхемы импульсного преобразователя
Рис. 9-39. Управление ключом с помощью управляемого генератора (модуляция пачками
импульсов, РВМ)
Выходное напряжение (Ѵоит) подается на резистивный делитель (состоя¬
щий из Ri и R‘2 ) и сравнивается с опорным напряжением Vref • Для обеспечения
стабильности компаратор должен обладать гистерезисом, гистерезис также вли¬
яет на размах пульсаций выходного напряжения. Когда выходное напряжение,
прошедшее через делитель, опускается ниже порогового значения компарато¬
ра (напряжение Vref минус напряжение гистерезиса), то компаратор включает
управляемый генератор. В результате вновь запускается процесс модуляции
ключа, что приводит к повышению выходного напряжения, через некоторое вре¬
мя оно достигает порогового значения для данного компаратора (напряжение
Vref плюс напряжение гистерезиса), после чего генератор отключается. При
отключенном генераторе статический ток потребления падает до очень низкого
значения (например, для ADP1073 это 95 мкА), благодаря чему РВМ-контрол-
леры могут использоваться в приложениях с аккумуляторным питанием.
На рис. 9-40 показана упрощенная форма выходного напряжения для понижа¬
ющего РВМ-контроллера. Заметим, что размах пульсаций выходного напряже¬
ния (который обычно составляет от 50 мВ до 100 мВ) в основном определяется
напряжением гистерезиса компаратора, умноженным на значение, обратное ко¬
эффициенту ослабления.
Заметим, что в действительности сигнал может значительно отличаться от
показанных на рис. 9-30, это зависит от особенностей схемы и от того, является
ли преобразователь повышающим или понижающим.
Практическим примером импульсного преобразователя, который использует
метод РВМ, может служить ADP3000, который обладает фиксированной часто¬
той переключения 400 кГц и имеет фиксированный коэффициент заполнения,
равный 80%. Данная микросхема является универсальным преобразователем и
может работать как в качестве повышающего, так и в качестве понижающе¬
го. В конфигурации понижающего преобразователя микросхема обеспечивает
выходной ток 100 мА при преобразовании напряжения 5 В в напряжение 3 В,

9-2. Импульсные преобразователи напряжения 905
Рис. 9-40. Примерная форма выходного напряжения для понижающего преобразователя,
который использует модуляцию пачками импульсов (РВМ)
а в конфигурации повышающего преобразователя — 180 мА при преобразовании
напряжения 2,2 В в напряжение 3,3 В. В конфигурации повышающего преобразо¬
вателя можно использовать входное напряжение от 2 В до 12 В, в конфигурации
понижающего преобразователя напряжение на входе может достигать 30 В.
Также следует заметить, что при отключении генератора ключ размыкается,
благодаря этому величина тока в катушке не будет увеличиваться.
В методе управляемого генератора гистерезис компаратора позволяет ста¬
билизировать схему обратной связи, что значительно упрощает схему. К числу
недостатков, очевидно, относится то, что размах пульсаций выходного напря¬
жения нельзя уменьшить ниже некоторого предела, который определяется как
произведение гистерезиса компаратора на величину, обратную коэффициенту
ослабления:
Пульсации ВЫХОДНОГО напряжения ^ Vhysteresis
(9-44)
Так как в методе с использованием модуляции пачками импульсов (РВМ)
импульсный преобразователь использует циклы с фиксированным коэффициен¬
том заполнения, то стабилизация уровня выходного напряжения осуществляется
с помощью изменения количества «пропущенных импульсов» — в зависимости
от тока на нагрузке и от уровня напряжения. Если рассматривать импульсные
преобразователи с методом управления РВМ, то при малых токах нагрузки они
работают в «прерывистом» режиме. Кроме этого, максимальное среднее зна¬
чение для коэффициента заполнения будет ограничено тем циклом заполнения,
который использует генератор. Если необходимо, чтобы коэффициент заполне¬
ния превысил данный предел, то не будет происходить пропуска импульсов и
устройство не сможет выполнять функцию стабилизации напряжения.
Еще одним недостатком импульсных преобразователей, использующих ме¬
тод РВМ, является то, что частотный спектр пульсаций выходного напряжения
становится «более размытым» как следствие пакетного режима регулирования.
Частотные компоненты могут проникать в звуковую область, по этой причи¬
не в таких стабилизаторах обязательно необходимо осуществлять фильтрацию
выходного напряжения.
Также для РВМ-стабилизаторов более критичным является выбор значения
индуктивности. Так как стабилизация осуществляется с помощью последова¬

906 Глава 9. Управление питанием
тельности импульсов с фиксированным коэффициентом заполнения (т. е. этот
коэффициент заполнения обычно больше, чем это необходимо в данный момент),
за которыми следует достаточно продолжительный интервал времени, в течение
которого ключ находится в разомкнутом состоянии, то отсюда возникает требо¬
вание к индуктивности — в течение прохождения последовательности импульсов
должно быть запасено столько энергии, что ее должно хватить на передачу
нагрузке необходимой мощности. Если индуктивность имеет слишком большое
значение, то преобразователь может просто не запуститься или же будет иметь
плохие переходные характеристики и недостаточную стабилизацию при изме¬
нении условий на входе или выходе. С другой стороны, если индуктивность
слишком мала, то во время зарядки она может переходить в состояние насыще¬
ния. или же пиковое значение тока может превысить максимально допустимый
ток для ключа. Такие устройства, как ADP3000, имеют встроенную защиту
от чрезмерного тока, протекающего через ключ. Данная дополнительная функ¬
ция позволяет с помощью внешнего резистора установить максимальное пиковое
значение для тока, протекающего через ключ, что обеспечивает защиту индук¬
тивности от перехода в состояние насыщения. В следующем разделе мы более
подробно рассмотрим те методы, которые используются при выборе значения
индуктивности.
Проблемы, связанные с ключом и диодом
До сих пор мы рассматривали идеальный импульсный преобразователь, в ко¬
тором отсутствуют потери, а в схеме используются идеальные компоненты.
На практике диод, ключ и индуктивность рассеивают энергию, по этой причине
КПД преобразователя будет меньше 100%.
На рис. 9-41 показаны типичные понижающие и повышающие преобразо¬
ватели, в которых ключ является частью микросхемы. Они изготавливаются
по биполярному процессу, и транзистор именно такого типа используется в ка¬
честве переключающего элемента. Такой тип встроенного ключа использует¬
ся в ADP3000 и в родственных микросхемах (ADP1108, ADP1109, ADP1110,
ADP1111. ADP1073, ADP1173).
Всегда используется внешний диод, и к его выбору необходимо подходить
очень тщательно. Во время цикла переключения, когда ключ разомкнут, через
этот диод протекает ток. Под его влиянием возникает некое среднее значение
тока, которое приводит к диссипации мощности по причине падения напря¬
жения на диоде в прямом направлении. Уровень рассеиваемой энергии можно
уменьшить, если использовать диод Шоттки с малым падением напряжения
в прямом направлении (0,5 В), например 1N5818. Также важно, чтобы диод
имел малую емкость и быстрое время восстановления, чтобы предотвратить
дополнительную диссипацию энергии под влиянием тока зарядки, и именно таки¬
ми качествами также обладает диод Шоттки. Уровень рассеиваемой мощности
можно приближенно определить, умножив среднее значение тока через диод
на падение напряжения в прямом направлении.
Свой вклад в рассеиваемую микросхемой энергию также вносит и падение
напряжения на NPN-ключе. Ее значение (мы пренебрегаем потерями при пе¬
реключении) можно получить как произведение среднего тока, протекающего

9-2. Импульсные преобразователи напряжения 907
Понижающий
преобразователь.
Падение
напряжение = 1,5 В
при токе 650 мА
Повышающий
преобразователь.
Падение
напряжение = 1 В
при токе 1 А
Рис. 9-41. Использование NPN-ключей в микросхемах регуляторов напряжения
через ключ, на напряжение между коллектором и эмиттером (ключ находится
в замкнутом, проводящем состоянии). Для микросхем серии ADP3000 для мак¬
симального номинального тока через ключ, который при работе в понижающем
режиме равен 650 мА, падение напряжения составляет 1,5 В.
При работе в повышающем режиме NPN-ключ может переходить в состоя¬
ние насыщения, при котором значение напряжения для замкнутого ключа будет
уменьшено, и также понизится уровень рассеиваемой мощности. Заметим, что
для ADP3000 напряжение насыщения составляет примерно 1 В при максималь¬
ном номинальном токе через ключ, равном 1 А.
Если изучить внимательно две имеющиеся конфигурации импульсных пре¬
образователей, то можно сделать вывод, что для уменьшения падения напряже¬
ния на ключе логичнее использовать в понижающем преобразователе в качестве
ключа PNP-транзистор, тогда как в повышающем преобразователе целесообраз¬
нее использовать NPN-транзистор. Однако PNP-транзисторы, если их изгота¬
вливать по тем же технологическим процессам, что и микросхему импульсного
преобразователя, обычно будут иметь весьма плохие характеристики, по этой
причине в этих двух топологиях используются NPN-транзисторы.
Диоды и используемые в качестве ключей транзисторы не только ухудшают
эффективность преобразователя по причине рассеивания энергии, они также
влияют на зависимость между входным и выходным напряжением. Все полу¬
ченные нами ранее уравнения основываются на том предположении, что как
на ключе, так и на диоде отсутствует падение напряжения. Вместо того, чтобы
вновь выводить все уравнения уже с учетом имеющегося падения напряжения,
давайте рассмотрим, как они влияют на ток индуктивности в простых пони¬
жающих и повышающих преобразователях, работающих в непрерывном режиме
(см. рис. 9-42).
В понижающем преобразователе напряжение, которое подается на индуктив¬
ность при замкнутом ключе, равно Ѵщ — Ѵоит~ Vsw> где Vsw — это приближен¬
ное среднее значение для падения напряжения на ключе. Когда ключ разомкнут,
то при разрядке тока из индуктивности мы получаем напряжение Vqut+Vd, где

908 Глава 9. Управление питанием
Повышающий
преобразователь
Рис. 9-42. Влияние падения напряжения на диоде и транзисторе на уравнения для тока,
протекающего через индуктивность
Vd — приближенное среднее значение для падения напряжения на диоде. После
этого основное уравнение для индуктивности, которое используется для устано¬
вления связи между входным и выходным напряжением, принимает следующий вид:
(Ѵш-Ѵоот-Vsw )tm = (V2L + Vd)w.	(9-45)
В схеме реального стабилизатора напряжения отрицательная обратная связь
будет устанавливать такой коэффициент заполнения, чтобы на выходе поддер¬
живался необходимый уровень напряжения. Однако теперь на значение коэффи¬
циента заполнения также будет влиять и падение напряжения на диоде и ключе
(но в меньшей степени).
Если рассматривать повышающий преобразователь, то напряжение, которое
подается на индуктивность при замкнутом ключе, равно Ѵщ — Vsw- Когда ключ
разомкнут, то при разрядке тока из индуктивности мы получаем напряжение
Ѵоит — Vin+Vd- После этого основное уравнение для индуктивности принимает
следующий вид:
Vin Vsw \	_ (Ѵоит — Ѵщ + Vd
L	) ton ~ l	L
) t0ff.	(9-46)
Используя приведенные выше уравнения, можно получить для повышающих
и понижающих преобразователей основные соотношения между входным напря¬
жением, выходным напряжением, коэффициентом заполнения и падением напря¬
жения на ключе и на диоде (см. рис. 9-43 и 9-44).
Выбор индуктивности
Выбор индуктивности для использования в импульсных преобразователях, воз¬
можно, является самым трудным этапом в процессе проектирования. К счастью,
производители микросхем импульсных преобразователей приводят обширную

9-2. Импульсные преобразователи напряжения 909
информацию по данному вопросу, и в технической документации могут доста¬
точно часто рекомендоваться к использованию стандартные, доступные индук¬
тивности от хорошо известных и надежных производителей. Тем не менее, для
инженера, который занимается проектированием электронных устройств, важ¬
но, по крайней мере, представлять себе те основные вопросы, которые связаны
с применением индуктивностей. Далее мы рассмотрим эти вопросы, пусть и не
в достаточно полной степени.
Рис. 9-43. Ключи
Power MOSFET
'sw
Рис. 9-44. Понижаю¬
щий преобразователь
с синхронными ключа¬
ми, использующий Р-
и N-канальные MOS¬
FET
Диод Шоттки не позволяет встроенному диоду
N-канального MOSFET-транзистора проводить
ток в тот момент, когда оба транзистора находятся
в выключенном состоянии (deadtime)
Выбор действительного значения для индуктивности, используемой в им¬
пульсном преобразователе, зависит от многих параметров. К счастью, точное
значение индуктивности для данного приложения не имеет критически важно¬
го значения, и те уравнения, которые приводятся в технической документации
на микросхемы, позволяют рассчитать верхние и нижние границы для диапазона
допустимых индуктивностей. Это достаточно легкая часть задачи.

910 Глава 9. Управление питанием
Идеальное
представление
О
6
Используемая
модель
(приближенное
представление)
Сердеч¬
ник
Значение индуктивности, L
Ток насыщения
Потери в индуктивности
-	Потери, вызванные гистерезисом
-	Потери, вызванные вихревыми токами
-	Потери в обмотке
Разогрев
Электромагнитное и радиочастотное излучение
Частота собственного резонанса
•	Материал сердечника
•	Форм-фактор, объем сердечника
•	Количество витков
•	Размер провода, расстояние между витками
•	Температура
•	Рабочий ток
•	Рабочая частота
Рис. 9-45. Выбор индуктивности
К сожалению, даже для простой катушки индуктивности приходится рассма¬
тривать не только значение индуктивности! На рис. 9-45 показана эквивалентная
схема для реального элемента индуктивности, где приводятся дополнительные
условия, которые необходимо учитывать в процессе выбора. Еще более осложня¬
ет положение тот факт, что многие из этих параметров зависят друг от друга,
что превращает процесс выбора индуктивности скорее в искусство, чем в науку.
Пожалуй, наиболее легкой из проблем при выборе элемента индуктивности
является определение значения индуктивности. В большинстве импульсных пре¬
образователей точное значение индуктивности не имеет особого значения, так
что можно с достаточной уверенностью использовать и приблизительные значения.
Основным при анализе принципов действия импульсного преобразователя
является хорошее понимание формы сигналов, которые соответствуют току,
протекающему через индуктивность. На рис. 9-46 показан предполагаемый ток
через индуктивность (который также является выходным током) в случае пони¬
жающего преобразователя, такого как ADP3000. Этот преобразователь исполь¬
зует для модуляции ключа метод РВМ — модуляции пачками импульсов. Заме¬
тим, что с точки зрения сохранения энергии в индуктивности данный сигнал
соответствует наименее благоприятным условиям, так как ток через индуктив¬
ность на каждом цикле начинает изменяться с нулевого значения. В приложениях
с большими выходными токами ток через индуктивность не возвращается к ну¬
левому значению, а нарастает до такого уровня, когда компаратор определяет,
что уровень выходного напряжения соответствует необходимому и размыкает
ключ. После этого ток начинает уменьшаться до того момента, когда компа¬
ратор определяет, что следует вновь перевести ключ в замкнутое положение.
Использование в нашем примере сигналов с наименее благоприятной формой
необходимо по той причине, что в простом РВМ-регуляторе используется ге¬
нератор с постоянным коэффициентом заполнения, который не зависит от зна¬

9-2. Импульсные преобразователи напряжения 911
Выходной ток и ток,
протекающий через индуктивность
При расчетах используйте минимальное
значение входного напряжения Vin
ІРЕАК
Іоит - ІрЕАк/2
о
Рис. 9-46. Рассчитываем значение L для понижающего преобразователя, в котором
используется РВМ — модуляция пачками импульсов
чения входного напряжения или от значения тока на нагрузке. Если выбирать
индуктивность на основании этих предположений, то вы будете всегда гаранти¬
рованно иметь в индуктивности достаточно энергии, чтобы выполнить функции
регулирования.
Необходимо отметить, что все последующие расчеты для индуктивности
относятся к повышающим и понижающим преобразователям, использую¬
щим метод РВМ, и они могут служитъ лишь в качестве отправной точ¬
ки — в зависимости от особенностей конкретного преобразователя и усло¬
вий работы для его входа или выхода могут потребоваться большие или
меньшие значения индуктивности.
Максимальное значение тока можно легко вычислить, так как нам известно,
с какой скоростью нарастает ток:
.Vin — Ѵоит — Vsw.
ІРЕАК = (	^	—)W
Теперь находим из данного уравнения значение L:
т , Vin — Ѵоит - Vsw w
Ь — у	=	Доп*
ІРЕАК
(9-47)
(9-48)
Однако нам известно, что средний ток на выходе Іоит равен іреак/2, т.е.
ІРЕАК = 2Іоит- Подставляем полученное значение для максимального тока в урав¬
нение (9-48) и получаем:
L = (
Ѵщ — Ѵоит - Vsw
2Іоит
Hon
(9-49)
(значение индуктивности L для понижающего РВМ-преобразователя).
Для того, чтобы минимизировать значение индуктивности и максимально
увеличить сохраняемую энергию, необходимо использовать минимальное ожи¬
даемое значение входного напряжения Ѵш- Если входное напряжение изменя-

912 Глава 9. Управление питанием
Выходной ток и ток,
протекающий через индуктивность
DC
1
^оп W
^РЕАК
2I
(1 -D)
OUT
1 - D
'PEAK
jVlN-Vs
v 'peak / v
V|N — Vo
2I
OUT
(1 - D)t0l
При расчетах используйте минимальное
значение входного напряжения V!N
Рис. 9-47. Рассчитываем значение L для повышающего преобразователя, в котором
используется РВМ — модуляция пачками импульсов
ется в широких пределах, то к микросхеме ADP3000 можно добавить внешний
резистор, который будет ограничивать максимальное значение тока и предот¬
вращать насыщение индуктивности при максимальных значениях Ѵш-
Аналогичный анализ может быть проведен и для повышающего РВМ-пре-
образователя, как это показано на рис. 9-47.
Здесь мы делаем те же предположения относительно тока через индуктив¬
ность, однако выходной ток, как показано на рисунке, не является непрерывным,
он носит пульсирующий характер. Выходной ток Іоит может быть выражен че¬
рез максимальный ток іреак и коэффициент заполнения D:
Іоит =
ІРЕАК
(1-D).
Решая это уравнение относительно іреак, получаем:
2Іоит
іреак
D
(9-50)
(9-51)
Однако значение іреак также можно выразить с помощью Ѵш, Ѵ$\ѵ, L и ton:
'peak = (V|N^W)to„.	(9-52)
Решая это уравнение относительно индуктивности L, получаем:
L — /^IN ~ Vsw\
V ІРЕАК /
Подставляя выражение для іреак, получаем:
(9-53)

9-2. Импульсные преобразователи напряжения 913
Выходной ток и ток, протекающий
через индуктивность (непрерывный режим)
■ _ (1 \ Ain ~ Vqut Vsvv| (Vqut + VD
и А vIN- vsw + vD Д Ipp
Обычно принимают Ірр = 0,2Іоит
Рис. 9-48. Рассчитываем значение L для понижающего преобразователя, в качестве
которого используется ШИМ-преобразователь с фиксированной частотой
ь=(Ѵ'гіо„т8Ш)(1-р)‘“	««<>
(значение индуктивности L для повышающего РВМ-преобразователя).
Для входного напряжения VIN следует использовать минимальное ожидаемое
значение, это позволит гарантировать, что при любых условиях в индуктивно¬
сти будет сохраняться достаточный запас энергии. Если ожидается, что входное
напряжение будет изменяться в широких пределах, то к микросхеме ADP3000
можно добавить внешний резистор, который будет ограничивать максимальное
значение тока и предотвращать насыщение индуктивности при максимальных
значениях Ѵщ.
Необходимо отметить, что приведенные выше уравнения для расчета зна¬
чения индуктивности относятся к повышающим и понижающим преобра¬
зователям, использующим метод РВМ, и они могут служить лишь в ка¬
честве отправной точки. Точный анализ является достаточно сложным и
в большой степени зависит от особенностей конкретного преобразователя
и условий работы для его входа или выхода. Однако данный тип регулятора
обеспечивает достаточно большую свободу в выборе индуктивности. При¬
менив для анализа другие методы и получив отличающиеся результаты, вы
все равно сможете попасть в диапазон, при котором обеспечивается нор¬
мальная работа преобразователя.
Для ШИМ-регуляторов вычисление подходящих значений индуктивности про¬
изводится более просто. На рис. 9-48 показаны формы сигналов для выходно¬
го тока и тока, который протекает через индуктивность, для понижающего
ШИМ-регулятора, работающего в непрерывном режиме.
При разработке преобразователя общепринятым критерием является то, что
размах пульсаций тока Ірр должен составлять 10-30% от величины выходного
тока Іоит- Мы предполагаем, что Ірр = 0,2 х Іоит-

914 Глава 9. Управление питанием
Далее мы используем следующее соотношение:
/ Ѵщ - Vqut - Vsw V _ /Ѵоит + Ѵр
V'
J
toff
или
toff
/Ѵщ — Vqut - Vsw^ .
Ѵоит + Vd	/
(9-55)
(9-56)
Для частоты f, с которой работает модулятор, можно получить следующее вы¬
ражение:
f =
1
или
toff —
ton tGff
1
(9-57)
(9-58)
Поставляя полученное выражение для t0ff в предыдущее выражение и решая его
относительно ton> получаем:
ton — ..
Однако:
Ірр —
1 / Vqut + Ѵр
f \ Ѵщ — Vsw + Vd
/ Vin - Vqut — Vsw \
V
(9-59)
(9-60)
Объединяя эти два уравнения и решая их относительно L, получаем:
_ /1\ /Ѵщ - Vqut -Vsw А /Vqut + Ѵр
V Ѵщ - Vsw + VD М т	1	(9~61)
(значение индуктивности L для понижающего ШИМ-преобразователя, работаю¬
щего с фиксированной частотой).
Как уже указывалось ранее, значение Ірр выбирается равным 0,2 х Іоит,
затем с помощью показанного выше уравнения можно рассчитать значение ин¬
дуктивности. Выполните расчеты индуктивности для минимального ожидаемо¬
го входного напряжения и максимального ожидаемого входного напряжения и
затем рассчитайте их среднее значение. Требования со стороны системы могут
приводить к большему или меньшему значению для Ірр, что будет сказываться
и на выборе значения индуктивности.
Другим вариантом понижающего ІПИМ-регулятора с постоянной частотой
является понижающий ШИМ-регулятор, который использует переменную часто¬
ту и постоянное время выключения (например, ADP1148).
На рис. 9-49 показаны формы сигналов для выходного тока и тока, кото¬
рый протекает через индуктивность, для такого ШИМ-регулятора, работающе¬
го в непрерывном режиме.
Вычисления очень просты, так как полная амплитуда тока пульсаций имеет
постоянное значение:
/Vqut + Vd'
Ірр —
toff-
Решая это уравнение относительно L, получаем:
/Ѵоит + Vd \
(9-62)

9-2. Импульсные преобразователи напряжения 91 5
Выходной ток и ток,
протекающий через индуктивность (непрерывный режим)
Обычно принимают Ірр = 0,21 оит
Рис. 9-49. Рассчитываем значение L для понижающего преобразователя, в качестве
которого используется ШИМ-преобразователь с переменной частотой и фиксированным
временем отключения
(значение индуктивности L для понижающего ШИМ-преобразователя, работаю¬
щего с переменной частотой и фиксированным временем отключения).
Вновь выбираем значение Ірр равным 0,2 х Іоит или какому-то другому зна¬
чению, которое необходимо в вашей системе.
В заключение выполним расчеты индуктивности для повышающего ШИМ-пре¬
образователя, который работает с постоянной частотой.
Па рис. 9-50 показаны формы сигналов для выходного тока и тока, который
протекает через индуктивность. Сам анализ схож с тем, который выполнялся
для понижающего ШИМ-регулятора с фиксированной частотой.
Рассматривая ток, который протекает через индуктивность, можно получить
следующее уравнение:
/Vin-Vsw^,.	оит — Ѵщ + Ѵр
^ L ) оп ~ \	L
) toff	(9-64)
ИЛИ
_ ( Ѵщ - Vsw А ,
off_ Wout-Vjn + VdJ
Частота переключения f выражается следующим
ОП •
образом:
toil ~ь toff
или
(9-65)
(9-66)
(9-67)
Поставляя полученное выражение для t0ff в предыдущее выражение и решая его
относительно ton, получаем:
1 / Ѵрит — Ѵщ + Ѵр \
;°n“ f V Ѵш-Vsw + Vd )
(9-68)

916 Глава 9. Управление питанием
Входной ток и ток,
протекающий через индуктивность (непрерывный режим)
I = (-1} { Ѵ°ит ~ V|N +	( vin ~ vsw^|
W \VoUT — ^SW + VpJ V Ipp '
i _ fV°UT| i
IN VIN J '°UT
Обычно принимают lpp = 0,210UT
Рис. 9-50. Рассчитываем значение L для повышающего ШИМ-преобразователя с постоянной
частотой
Однако:
Ірр —
Vin - Vsw\
——)
(9-69)
Объединяя эти два уравнения и решая их относительно L, получаем:
/1\ / Vqut - Vin + Vd \ /Vin — Vsw
\f/ \Vout - Vsw + Vd/ V Ipp
(9-70)
(значение индуктивности L для повышающего ШИМ-преобразователя, работа¬
ющего с фиксированной частотой).
Для повышающего преобразователя (входной) ток в индуктивности Іш мо¬
жет быть связан с выходным током Іоит с помощью следующего выражения:
IiN = ( С) ^оит-	(9-71)
Обычно Ірр принимается равным 0,2 х Іш-
Заметим, что хотя для повышающих ШИМ-преобразователей входной ток
является непрерывным, если возникают пульсации выходного тока, то мы по-
прежнему при расчете индуктивности будем использовать полный размах тока
пульсаций в индуктивности.
Ранее уже было высказано предположение, что в действительности выбор
значения индуктивности в случае импульсного преобразователя, вероятно, явля¬
ется самым легким этапом в разработке. Как мы узнаем из последующего обсу¬
ждения, гораздо более сложным является выбор типа элемента индуктивности.
Теория электромагнетизма говорит о том, что если через проводник проте¬
кает электрический ток, то вокруг проводника будет создано магнитное поле
(направленное в соответствии с правилом правой руки). Сила этого поля изме¬
ряется в ампер-витках на метр, или в эрстедах, и она пропорциональна силе тока

9-2. Импульсные преобразователи напряжения 917
через проводник. Напряженность магнитного поля создает плотность магнит¬
ного потока В (измеряется в веберах на квадратный метр, или же в гауссах).
Если при заданной величине тока увеличивать количество витков в катушке,
то плотность магнитного потока будет возрастать. Эффективное значение ин¬
дуктивности для катушки пропорционально отношению плотности магнитного
потока к напряженности поля.
Простая катушка индуктивности без сердечника не очень подходит для прак¬
тического использования в импульсных преобразователях, так как при необхо¬
димых значениях индуктивности они будут обладать значительным сопроти¬
влением обмоток, межвитковой емкостью, большими физическими размерами и
прочими недостатками. Следовательно, чтобы создать требуемый нам элемент
индуктивности, нам необходимо использовать какой-то ферромагнитный сер¬
дечник, который обладает высокой магнитной проницаемостью. Магнитная про¬
ницаемость сердечника часто указывается как относительная магнитная прони¬
цаемость — т. е. как увеличение индуктивности, которое произойдет при замене
воздушной среды на сердечник из данного материала. Например, если относи¬
тельная магнитная проницаемость равна 1000, то при использовании данного
сердечника индуктивность возрастет в 1000 раз по сравнению с тем, если бы
данная катушка индуктивности не имела сердечника.
На рис. 9-51 показана зависимость плотности магнитного потока В от тока,
который протекает через проводник, при использовании как воздушных сер¬
дечников, так и сердечников из ферромагнетиков. Заметим, что для катушки
без сердечника между В и Н имеется линейная зависимость, т. е. индуктивность
в этом случае не зависит от тока.
Рис. 9-51. Плотность
магнитного потока в за¬
висимости от тока в ин¬
дуктивности
Ток через катушку индуктивности, напряженность магнитного поля (Н)
При добавлении к элементу индуктивности ферромагнитного сердечника уве¬
личивается наклон кривой и возрастает эффективная индуктивность. Однако
при некотором уровне тока сердечник катушки индуктивности начинает пере¬
ходить в насыщение (т. е. индуктивность значительно уменьшается). Очевидно,
что насыщение индуктивности может привести к катастрофе в случае импульс¬
ного преобразователя и даже может привести к его неисправности — если толь¬
ко в нем не используется функция ограничения тока.

918 Глава 9. Управление питанием
Этот эффект может быть смягчен, и при этом будет поддерживаться доста¬
точно высокая индуктивность, если в ферромагнитном сердечнике будет сделан
воздушный зазор. Использование воздушного зазора уменьшает наклон кривой,
однако обеспечивает более широкий рабочий диапазон для тока индуктивности.
Однако использование воздушных зазоров порождает и свои проблемы, и
одной из них является то, что элемент индуктивности с воздушным зазором
излучает больше высокочастотной энергии по сравнению с обычным сердечни¬
ком. Для уменьшения уровня ЭМИ могут использоваться специальные методы
при проектировании и производстве, так что во многих приложениях сердечни¬
ки с воздушным зазором находят широкое применение.
В импульсном преобразователе возникновение насыщения в сердечнике мо¬
жет иметь катастрофические последствия для ключа, при этом также снижается
КПД и возрастают шумы. На рис. 9-52 показана нормальная форма тока в ин¬
дуктивности для импульсного регулятора, а на нее наложена форма, которая
возникает при насыщении сердечника. При нормальных условиях наклон явля¬
ется линейным как для цикла зарядки, так и для цикла разрядки. Однако если
возникает насыщение, то ток через проводник будет возрастать по экспонен¬
те, что соответствует снижению эффективной индуктивности. Таким образом,
при проектировании импульсных преобразователей важно определить, какой
максимальный ток будет протекать через индуктивность при наименее бла¬
гоприятных значениях входного напряжения, тока на нагрузке, коэффициента
заполнения и т.п. Этот максимальный ток при наименее благоприятных условиях
должен быть меньше, чем максимальный ток, указанный для элемента индуктив¬
ности. Заметим, что если в технической документации не указывается подобное
значение для постоянного тока, а только для переменного, то такие элементы
индуктивности скорее всего будут более подвержены эффекту насыщения.
Рис. 9-52. Влияние насы¬
щения на ток в индуктив¬
ности
При проектировании возникновение и воздействие насыщения в индуктивно¬
сти лучше всего можно наблюдать при помощи осциллографа и токового щупа.
Если такого щупа нет, то можно использовать не такой прямой, однако все
же эффективный метод измерения падения напряжения на резисторе с малым
сопротивлением, который включается последовательно с индуктивностью. Со¬
противление такого резистора не должно превышать 1 Ом (в зависимости от
величины тока в индуктивности), также резистор должен обладать такими раз¬
мерами, чтобы отводить рассеиваемую энергию. В большинстве случаев для тока
величиной до нескольких сотен миллиампер используют резистор сопротивлени¬

9-2. Импульсные преобразователи напряжения 91 9
ем 1 Ом и мощностью 1 Вт, а для токов величиной до 10 А следует использовать
резистор сопротивлением 0,1 Ом и мощностью 1 Вт.
Другой проблемой, которая связана с индуктивностями, являются потери.
Идеальная индуктивность не должна рассеивать энергию. Однако используемые
на практике элементы индуктивности рассеивают энергию по причине гистере¬
зисных потерь, потерь на вихревые токи, а также потерь в витках. На рис. 9-53
показана типичная зависимость В/Н для индуктивности. Полная площадь, ко¬
торая находится внутри кривой В/Н, соответствует гистерезисным потерям
за один рабочий цикл. Гистерезисные потери зависят от свойств материала
сердечника, объема, который занимает сердечник, рабочей частоты, а также
максимальной плотности магнитного потока для каждого рабочего цикла. Вто¬
рым основным источником потерь являются потери, связанные с вихревыми
токами. Эти потери вызваны потоками циркулирующих магнитных токов в ма¬
териале сердечника, которые вызываются быстрыми изменениями в плотности
магнитного потока. Также эти потери зависят от свойств материала сердечни¬
ка, объема, который занимает сердечник, от рабочей частоты и от плотности
магнитного потока.
В дополнение к потерям в сердечнике также существуют потери в витках
индуктивности, т.е. энергия, которая рассеивается в проводниках при прохо¬
ждении постоянного тока. Эти потери зависят от размера проводника, объема,
который занимает сердечник, а также от количества витков.
При использовании импульсных преобразователей излишние потери приводят
к снижению КПД и увеличивают рабочую температуру индуктивности.
К счастью, производители индуктивностей значительно облегчают процесс
проектирования, указывая максимальное значение пикового тока, максимальный
непрерывный ток, а также диапазон рабочих частот и температур для произво¬
димых ими индуктивностей.
Если разработчик примет максимальные уровни для пикового и непрерывно¬
го тока с запасом примерно 20%, то данная индуктивность подходит для исполь¬
зования в данном приложении. Если соблюдать эти простые правила, то мож¬
но быть достаточно уверенным, что основные причины потери эффективности
преобразователя будут связаны с другими компонентами регулятора, напри¬
мер, с ключом (I2R, заряд затвора, падение напряжения на замкнутом ключе),
с диодом (падение напряжение в прямом направлении) и статическим током по¬
требления самого регулятора.
Одним из методов убедиться в том, что потери в индуктивности не влияют
в значительной степени на характеристики регулятора напряжения, является
измерение параметра Q элемента индуктивности на частоте переключения. Если
значение Q превышает 25, то потери являются незначительными.
Существует большой выбор материалов для сердечников индуктивностей:
ферриты, мо-пермаллой (МРР) ферриты, карбонильное железо и так далее. Им¬
пульсные преобразователи, от которых требуется высокое значение КПД, обыч¬
но не могут работать при таких потерях в сердечнике, которые обычно имеют
недорогие сердечники из карбонильного железа, что заставляет использовать
сердечники из более дорогих материалов — феррита, мо-пермаллоя или «Кооі
М/»®.

920 Глава 9. Управление питанием
В
Тип потерь
Зависит от
Н
• магнитный гистерезис
•	материала сердечника,
. объема, который занимает сердечник,
. плотности магнитного потока,
•	частоты,
. вихревые токи
. материала сердечника,
•	объема, который занимает сердечник,
•	плотности магнитного потока,
•частоты,
сопротивление витков
. размеров проводника,
•	количества витков,
•	объема, который занимает сердечник.
• коэффициент добротности Q = ——
Рис. 9-53. Потери мощности в индуктивности
Сердечники с материалами из феррита отличаются «жестким» насыщением,
т. е. индуктивность быстро падает при превышении максимально допустимого
тока. Это приводит к резкому повышению тока пульсаций в индуктивности.
Мо-пермаллой (МРР) от компании Magnetics, Inc. обладает очень хороши¬
ми характеристиками и отличается малыми потерями, может использоваться
для сердечников тороидальной формы, однако по сравнению с ферритами имеет
более высокую стоимость. Приемлемым компромиссом может являться другой
материал, выпускаемый тем же производителем, — «Кооі М/і».
Последнее, что нам необходимо рассмотреть, — это частота собственного
резонанса для индуктивности. В качестве примера рассмотрим элемент индук¬
тивности 10 мкГн, который обладает эквивалентной распределенной емкостью,
равной 5 пФ. Частоту собственного резонанса можно вычислить по формуле:
Частота переключений в импульсном преобразователе должна быть по крайней
мере в 10 раз меньше этой резонансной частоты. Так как в большинстве прак¬
тических устройств частота не превышает 1 МГц, то это условие выполняется
почти во всех случаях, однако не помешает провести примерные расчеты.
Выбор конденсатора
Конденсаторы играют в импульсных преобразователях очень важную роль, так
как они служат в качестве элементов хранения для токов пульсации, которые
возникают в процессе преобразования. Хотя конденсаторы были показаны не
на всех приведенных ранее рисунках, все импульсные преобразователи для нор¬
мальной работы должны использовать конденсаторы на входе и выходе. Эти кон¬
денсаторы должны обладать очень низким импедансом на частоте переключе-
(9-72)

9-2. Импульсные преобразователи напряжения 921
Рис. 9-54. Формы токов для понижающего преобразователя
ния, а также на частоте, соответствующей высокочастотным колебаниям, кото¬
рые создаются пульсирующими токами.
Вновь обратимся к формам входного и выходного тока для простого по¬
нижающего преобразователя, которые показаны на рис. 9-54. Заметим, что у
понижающего преобразователя входной ток является пульсирующим, тогда как
выходной ток — непрерывным. Очевидно, что для нормальной работы преобра¬
зователя очень важны характеристики входного конденсатора Сш- Этот кон¬
денсатор должен обеспечивать постоянный уровень напряжения при импульс¬
ных выбросах, возникающих при переключениях. Это означает, что конденсатор
должен обладать чрезвычайно малым импедансом при высоких частотах, кото¬
рые намного превышают частоту переключения, используемую в импульсном
преобразователе. Также важное значение имеет конденсатор, который распола¬
гается на стороне нагрузки, так как его импеданс определяет полный размах
пульсаций выходного напряжения. Однако для него импеданс на высоких ча¬
стотах уже не настолько важен, так как выходной ток имеет непрерывный
характер.
Ситуация изменяется в случае повышающего преобразователя, как показано
на рис. 9-55. Здесь уже входной ток будет непрерывным, тогда как выходной
ток будет иметь пульсирующий характер. Для уменьшения пульсаций выходного
напряжения выходной конденсатор должен иметь хорошие характеристики как
по низкой, так и по высокой частоте. Для обоих преобразователей часто к выходу
подключают фильтр, который служит для удаления высокочастотных шумов,
возникающих в процессе переключения.
В импульсных преобразователях обычно используют электролитические кон¬
денсаторы, так как требуется достаточно высокая емкость. На рис. 9-56 показа¬
на эквивалентная схема для электролитического конденсатора. В дополнение к
емкости конденсатор также характеризуется значениями ESR (эквивалентное
последовательное сопротивление) и ESL (эквивалентная последовательная ин¬
дуктивность). Давайте сделаем некоторые предположения и затем рассмотрим
примерный отклик конденсатора на быстрое ступенчатое изменение тока. Здесь
мы предполагаем, что входной ток в течение 100 нс изменяется от 0 А до 1 А.
Далее, мы принимаем значение ESR равным 0,2 Ом, а для ESL задаем зна¬
чение, равное 30 нГн. Значения ESR и ESL могут значительно различаться у

922 Глава 9. Управление питанием
Рис. 9-55. Формы токов для повышающего преобразователя
Рис. 9-56. Отклик конденсатора на ступенчатый импульс тока
продуктов от разных производителей, также они зависят от конструкции кор¬
пуса (для монтажа в отверстия или для поверхностного монтажа), однако для
нашего примера мы выбрали именно эти значения.
Предположим, что действительная емкость конденсатора достаточно велика,
и, таким образом, его реактивное сопротивление по отношению к ступенчато¬
му импульсу будет выглядеть как короткозамкнутая цепь. Например, емкость
100 мкФ при частоте 3,5 МГц (эквивалентная частота для импульса с временем
нарастания 100 нс) будет иметь реактивное сопротивление l/27rfC = 0,0005 Ом.
В этом случае пульсации выходного напряжения будут определяться исключи¬
тельно значениями ESL и ESR для данного конденсатора, а не его емкостью.
Форма сигналов свидетельствует о том, что электролитические конденсато¬
ры обладают определенными недостатками, которые не позволяют им поглощать
высокочастотные импульсы, возникающие при переключении. В используемых
на практике устройствах высокочастотные компоненты необходимо ослаблять

9-2. Импульсные преобразователи напряжения 923
с помощью малоиндуктивных керамических конденсаторов, которые обладают
малым значением ESL, или же необходимо использовать LC-фильтры.
На рис. 9-57 показана зависимость импеданса от частоты для типичного
электролитического конденсатора емкостью 100 мкФ, который имеет значения
ESR = 0,2 Ом и ESL = 20 нГн. При частотах порядка 10 кГц конденсатор ве¬
дет себя практически идеально. В диапазоне от 10 кГц до 1 МГц (диапазон,
который используют большинство микросхем импульсных преобразователей!)
импеданс ограничивается значением ESR (0,2 Ом). При превышении частоты,
примерно равной 1 МГц, конденсатор под влиянием ESL (20 нГн) начинает ве¬
сти себя как индуктивность.
Рис. 9-57. Зависимость импеданса
от частоты для типичного электро¬
литического конденсатора
иоласть, где
импеданс
определяется
емкостью
.(100 мкФ)
чіс	Область, где
импеданс
определяется
значением
ESR (0,2 Ом)
импеданс
определяется
значением
ESL (20 нГ)
10 кГц
1 МГц
Частота (логарифмическая шкала)
Эти значения, хотя они могут в какой-то степени зависеть от типа электро¬
литического конденсатора (алюминиевый общего назначения, алюминиевый для
импульсных преобразователей, танталовый или органический), являются типич¬
ными и иллюстрируют важность понимания тех ограничений, которые связаны
с использованием конденсаторов в импульсных преобразователях.
В большинстве электролитических конденсаторов при низких температурах
значение ESR значительно ухудшается, например, при —55 °С в 4-6 раз по срав¬
нению с комнатной температурой. Там, где ESR оказывается критически важ¬
ным для работы устройства, это может привести к определенным проблемам. Не¬
которые типы электролитических конденсаторов специально разрабатывались
с учетом этого: например, для типа HFQ, который предназначен для использо¬
вания в импульсных преобразователях, при —10 °С значение ESR изменяется
не более чем в 2 раза по сравнению с комнатной температурой (для частоты
100 кГц). Электролитические конденсаторы OS-CON обеспечивают практиче¬
ски постоянное значение ESR во всем температурном диапазоне.
Для диапазона частот 10 кГц-100 МГц существует три основных класса кон¬
денсаторов, которые различают по типу используемого диэлектрика: электро¬
литические, пленочные и керамические. Для этих типов, в свою очередь, суще¬
ствует более подробная классификация. На рис. 9-58 вкратце показаны основные
характеристики этих конденсаторов.

924 Глава 9. Управление питанием
Электроли¬
тический
алюминие¬
вый
(общего
примене¬
ния)
Электроли¬
тический
алюминие¬
вый
(общего
примене¬
ния)
Электроли¬
тический
тантало-
вый
Электроли¬
тический
OS-CON
Полиэ¬
фирный
(пленоч¬
ный)
Керами¬
ческий
(многослой¬
ный)
Емкость
100 мкФ
120 мкФ
120 мкФ
100 мкФ
1 мкФ
ОД мкФ
Номина¬
льное
напряже¬
ние
25 В
25 В
20 В
20 В
400 В
50 В
ESR
0,6 Ом при
100 кГц
0,18 Ом при
100 кГц
0,12 Ом при
100 кГц
0,02 Ом при
100 кГц
0,11 Ом при
100 кГц
0,12 Ом при
100 кГц
Рабочая
частота*
кв 100 кГц
« 500 кГц
кз 1 кГц
1 МГц
кз 10 МГц
КЗ 1 ГГц
* Верхняя частота в значительной мере зависит от размера и типа корпуса.
Рис. 9-58. Таблица выбора конденсаторов
Семейство электролитических конденсаторов содержит недорогие компонен¬
ты с превосходными характеристиками для использования при низких частотах,
здесь доступен широкий диапазон емкостей, обеспечивается высокое отноше¬
ние емкость/объем и широкий диапазон рабочих напряжений. К этой группе
относятся алюминиевые электролитические конденсаторы общего назначения,
которые рассчитаны на работу в диапазоне напряжений от менее 10 В до при¬
мерно 500 В, а их емкость может изменяться от одной до нескольких тысяч
микрофарад (при этом пропорционально увеличиваются размеры). Все электро¬
литические конденсаторы являются полярными, и если обратное напряжение
превышает один вольт (или несколько вольт), то они выходят из строя. Кроме
этого, они отличаются достаточно высокими токами утечки (могут достигать
нескольких десятков микроампер, это значение в значительной мере зависит от
особенностей применения).
К семейству электролитических конденсаторов общего назначения также от¬
носятся танталовые конденсаторы, которые рассчитаны обычно на напряжении
не более 100 В и имеют емкость 500 мкФ и менее (ссылка [21]). Если брать опреде¬
ленный размер, то танталовые конденсаторы будут обеспечивать более высокое
соотношение емкость/объем по сравнению с электролитическими конденсатора¬
ми общего назначения, а также будут иметь более высокие рабочие частоты и
меньшее значение ESR. Обычно они имеют большую стоимость по сравнению со
стандартными электролитическими конденсаторами, и при их применении необ¬
ходимо строго учитывать ограничения по импульсному току и току пульсаций.
Другой подгруппой электролитических конденсаторов являются конденсато¬
ры импульсного типа, которые предназначены для работы с импульсными тока¬
ми большой величины при частотах до нескольких сотен килогерц, обеспечивая
при этом малые потери (ссылка [22]). Этот тип конденсаторов непосредственно
соперничает с танталовыми при использовании в высокочастотных фильтрах,
обеспечивая при этом более широкий диапазон емкостей.
Более высокими характеристиками обладает другой специализированный тип
электролитических конденсаторов, который использует органический полупро¬

9-2. Импульсные преобразователи напряжения 925
водниковый электролит (ссылка [23]). Конденсаторы OS-CON отличаются за¬
метно более низким значением ESR и способностью работать с более высокими
частотами по сравнению с электролитическими конденсаторами других типов,
также у них не так заметно ухудшение ESR при низких температурах.
Пленочные конденсаторы выпускаются с самыми различными емкостями,
и для них используются самые разнообразные диэлектрические материалы, включая
полиэфир, поликарбонат, полипропилен и полистирол. Так как все подобные
пленки обладают малой диэлектрической постоянной, то их объемная эффектив¬
ность достаточно мала, например, у полиэфирного конденсатора 10 мкФ/50 В
этот показатель вообще довольно низок. Уменьшить размеры помогает металли¬
зация электродов (фольга не используется), однако даже при наиболее высоких
значениях диэлектрической постоянной для подобных материалов (полиэфир,
поликарбонат) размер таких конденсаторов будет больше по сравнению с элек¬
тролитическими, даже если используются пленки с наименьшей толщиной (такие
конденсаторы обладают наименьшим значением номинального напряжения —
50 В). Преимуществом пленочных конденсаторов являются малые диэлектри¬
ческие потери, однако это может не играть большой роли при практическом
использовании в фильтрах для импульсных преобразователей. Например, в пле¬
ночных конденсаторах значение ESR может достигать 10 мОм и ниже, а сами
пленки обладают достаточно высокими значениями Q. В действительности это
может только создавать проблемы с паразитными резонансами в фильтрах и
тогда потребуется использовать демпфирующие элементы.
Так как в таких конденсаторах используется конструкция с намотанными
слоями, то они могут обладать индуктивностью, что ограничивает эффектив¬
ность применения в высокочастотных фильтрах. Очевидно, что в фильтрах для
импульсных преобразователей могут использоваться только те пленочные кон¬
денсаторы, которые не обладают индуктивностью. Одним из таких специальных
типов конденсаторов являются пакетные пленочные (stacked film) конденсаторы,
в которых пластины представляют собой небольшие перекрывающиеся элемен¬
ты, которые вырезаются из слоев с диэлектрическим материалом и пластиной,
намотанных на большой барабан. Такой метод позволяет обеспечить низкую ин¬
дуктивность за счет использования плоских слоев, которые соединяются с обыч¬
ными контактами (ссылки [22-24]). Очевидно, что для того, чтобы обеспечить
оптимальные характеристики при высоких частотах, необходимо использовать
контакты с минимальной длиной. Также имеются конденсаторы с поликарбо¬
натной пленкой, которые способны работать с очень большими токами, они спе¬
циально разрабатывались для использования в импульсных преобразователях.
Для обеспечения малого значения ESL может использоваться терминирование с
малой индуктивностью (см. ссылка [25]).
В зависимости от своего электрического и физического размера пленочные
конденсаторы могут оказаться полезными при частотах более 10 МГц. При са¬
мых высоких частотах следует использовать только пакетные пленочные кон¬
денсаторы. Некоторые производители начинают поставлять пленочные конден¬
саторы в корпусах, предназначенных для поверхностного монтажа, в этом случае
отсутствуют выводы и отсутствует индуктивность, связанная с их длиной.
При частотах порядка нескольких мегагерц могут использоваться керами¬
ческие конденсаторы, которые отличаются компактными размерами, малыми

926 Глава 9. Управление питанием
потерями, их емкость может достигать несколько микрофарад (при исполь¬
зовании диэлектриков с высокими значениями К, таких как X7R и Z5U) при
номинальных напряжениях до 200 В (ссылки по керамическим конденсаторам —
[21]). Тип NP0 (также называют COG) использует материалы с более низкой ди¬
электрической постоянной, такие конденсаторы обладают практически нулевым
температурным коэффициентом, а также малым коэффициентом по напряжению
(в отличие от менее стабильных конденсаторов с высокими значениями К). Кон¬
денсаторы NP0 имеют емкость не более 0,1 мкФ, однако на практике верхним
пределом является 0,01 мкФ.
Многослойные керамические чип-конденсаторы очень популярны в качестве
блокирующих/фильтрующих конденсаторов на частотах порядка 10 МГц или
выше, так как они обладают очень малой индуктивностью и практически иде¬
ально подходят для радиочастотных применений. Если использовать меньшие
емкости, то керамические чип-конденсаторы могут работать на частотах до
1 ГГц. Если необходимо работать с высокими частотами, то в процессе выбора
следует рассматривать те компоненты, у которых частота собственного резо¬
нанса превышает максимальную частоту, которая будет встречаться в вашем
приложении.
Также в импульсных преобразователях необходимо учитывать номинальное
значение тока пульсаций, которое указывается для конденсатора. В отличие от
линейных стабилизаторов, в импульсных преобразователях конденсаторы под¬
вергаются воздействию достаточно больших переменных токов, которые могут
приводить к разогреву диэлектрического материала конденсатора и изменять те
характеристики, которые зависят от температуры. Кроме этого, при высоких
температурах, вызванных переменными токами, возрастает вероятность повре¬
ждения конденсатора. К счастью, большинство производителей указывает для
конденсаторов номинальные значения токов пульсаций, и при соответствующем
понимании эта проблема может быть предотвращена.
Вычисление токов пульсации может оказаться достаточно сложной задачей,
особенно для тех импульсных преобразователей, где сигнал имеет сложную фор¬
му. Можно выполнить некоторые упрощающие приближения, которые способны
дать достаточно точные результаты. В первую очередь давайте рассмотрим
входные и выходные токи для понижающего преобразователя (рис. 9-59). Ток
пульсаций для входного тока, имеющий определенное среднеквадратичное зна¬
чение, можно аппроксимировать с помощью последовательности прямоугольных
импульсов, у которых полный размах соответствует значению Іоит-
Среднеквадратичное значение для подобной последовательности прямоуголь¬
ных импульсов будет равно Іоит/2. Ток для выходного конденсатора может быть
аппроксимирован с помощью сигнала пилообразной формы, у которого полный
размах равен 0,2 х Іоит- Среднеквадратичное значение такого сигнала пило¬
образной формы будет приблизительно равно 0,2 х Іоит/12, или же 0,06 х Іоит-
Аналогично, для повышающего преобразователя (форма сигналов показана
на рис. 9-60) среднеквадратичное значение тока пульсаций для входного кон¬
денсатора будет равно 0,06 х Ijn, а среднеквадратичное значение пульсаций
выходного тока будет равно 0,5 х Іщ. Для повышающего преобразователя все
эти соотношения также можно выразить и с помощью выходного тока Іоит, так

9-2. Импульсные преобразователи напряжения 927
Входной ток l,N
'оит
'in
Среднеквадратичное значение пульсаций
тока для входного конденсатора
примерно равно 0,51оит
Выходной ток, I оит
Среднеквадратичное значение пульсаций
тока для выходного конденсатора
примерно равно Ір.рб/і2 « 0,06ІОит
Рис. 9-59. Приближения для тока пульсаций на входном и выходном конденсаторе
понижающего преобразователя, сохраняющие среднеквадратичные значения
Выходной ток, I оит
Среднеквадратичное значение пульсаций
тока для выходного конденсатора
примерно равно Ір.р/Ѵі2 « 0,0610цт
Среднеквадратичное значение пульсаций
тока для выходного конденсатора =
= 0,5louT(VbUT/ViN)
Рис. 9-60. Приближения для тока пульсаций на входном и выходном конденсаторе
повышающего преобразователя, сохраняющие среднеквадратичные значения
как действует соотношение Іш = Iout(Vout/Vin). В любом случае, при подоб¬
ных расчетах следует использовать минимальное ожидаемое значение входного
напряжения, так как именно при этом условии будет возникать наибольший
входной ток.
На практике также необходимо добавить коэффициент надежности, равный
25%, особенно при использовании компонентов для поверхностного монтажа,
где может оказаться невозможным выполнить требования к емкости, ESR и
току пульсаций при помощи одного конденсатора. Если соединить параллельно
несколько конденсаторов с одинаковой емкостью, то мы можем повысить эффек¬
тивную емкость и понизить значения ESR и ESL. Кроме этого, пульсирующий
ток будет поделен между несколькими конденсаторами.
Несколько производителей электролитических конденсаторов предлагают кон¬
денсаторы с малым значением ESR в корпусах для поверхностного монтажа,
включая серию АѴХ TPS (ссылка [27]) и серию Sprague 595D (ссылка [28]). Се¬
рия HFQ от компании Panasonic (ссылка [29]) и серия OS-CON от Sanyo (ссылка
[30]) представляют собой электролитические конденсаторы с малым значением
ESR, которые выпускаются в корпусах, предназначенных для монтажа в отвер¬
стия на печатной плате.

928 Глава 9. Управление питанием
Фильтрация на выходе импульсного преобразователя
Чтобы уменьшить для импульсного преобразователя пульсации выходного на¬
пряжения, часто приходится использовать дополнительную фильтрацию. В боль¬
шинстве случаев требуется что-то более эффективное, чем просто добавить
параллельно включенные конденсаторы к основному конденсатору и таким обра¬
зом уменьшить значение ESR.
Пульсирующий выходной ток у повышающего преобразователя является пре¬
рывистым, тогда как в случае понижающего преобразователя этот ток имеет
пилообразную форму. В любом случае, высокочастотные компоненты, которые
присутствуют в выходном пульсирующем токе, можно удалить при помощи не¬
большой индуктивности (примерно 2-10 мкГн), вместе с которой используется
конденсатор с малым значением ESR. На рис. 9-61 показан простой LC-фильтр,
подключенный к выходу импульсного преобразователя с рабочей частотой f. При
использовании подобных фильтров основное значение имеет даже не емкость
конденсатора, а значение ESR. Например, если рассматривать конденсатор ем¬
костью 100 мкФ, то при частоте 100 кГц мы получим реактивное сопротивление,
равное 0,016 Ом, т. е. весьма плохой ESR.
Ѵр-р
OUT
L
	пяшп
Ѵр-р, после
фильтрации
Импульсный
Q.
регулятор
га
ESR <
с рабочей
г! £
Нагрузка
частотой f
X
о 5
О g
С
Выходной
фильтр
Ослабление =
2icfL
ESR
Рис. 9-61. Фильтр на выходе
импульсного преобразователя
Пример:	ESR = 0,2 Ом, L = 10 мкН, f = 100 кГц;
Ослабление = 32
Эквивалентное последовательное сопротивление конденсатора и реактивное
сопротивление индуктивности уменьшают напряжение пульсаций примерно в
27rfL/ESR раз. В примере, который показан на рис. 9-61, используется индуктив¬
ность 10 мкГ и конденсатор, для которого значение ESR равно 0,2 Ом. Подобное
сочетание значений позволяет уменьшить пульсации на выходе преобразователя
примерно в 32 раза.
Не имеет большого значения, из какого материала изготовлен сердечник
индуктивности, однако он должен быть рассчитан на работу с теми токами,
которые протекают через нагрузку. Также необходимо, чтобы индуктивность
имела малое сопротивление по постоянному току, чтобы ток на нагрузке не со¬
здавал большого падения напряжения.

9-2. Импульсные преобразователи напряжения 929'
Фильтрация на входе импульсного преобразователя
Входной пульсирующий ток для понижающего преобразователя является пуль¬
сирующим, тогда как для повышающего преобразователя этот ток имеет пи¬
лообразную форму. Может потребоваться дополнительная фильтрация с целью
предотвратить воздействие на основной пульсирующий ток источника питания
со стороны частоты переключения и других высокочастотных компонентов.
Рис. 9-62. Фильтр на входе им¬
пульсного преобразователя
'р-p, line
p-p,IN
i	►
! 1
> ESR !
r VIN
1
1
1
1
1
1
1
1
C|N '
1
Основной конденсатор,
используемый на входе.
2itfL
Ослабление■
Импульсный
регулятор
с рабочей
частотой f
ESR
Наиболее легко это можно сделать с помощью добавления небольшой индук¬
тивности, которая включается последовательно с главным конденсатором, уста¬
навливаемым на входе регулятора напряжения, как это показано на рис. 9-62.
За счет своего реактивного сопротивления индуктивность образует делитель
с эквивалентным последовательным сопротивлением входного конденсатора. Ин¬
дуктивность не дает проникнуть высокочастотным и низкочастотным компо¬
нентам к главному источнику входного напряжения. Для пульсирующего тока
ослабление на частоте переключения f будет равно 27rfL/ESR.
Ссылки: импульсные преобразователи напряжения
1.	I. М. Gottlieb, Power Supplies, Switching Regulators, Inverters, and
Converters, 2nd Edition, McGraw-Hill (TAB Books), New York, 1994.
2.	M. Brown, Practical Switching Power Supply Design, Academic Press,
Burlington, MA, 1990.
3.	M. Brown, Power Supply Cookbook, Butterworth-Heinemann, Oxford, 1994.
4.	J. D. Lenk, Simplified Design of Switching Power Supplies, Butterworth-
Heinemann, Oxford, 1995.
5.	K. Billings, Switchmode Power Supply Handbook, McGraw-Hill, New
York, 1989.
6.	G. Chryssis, High-Frequency Switching Power Supplies: Theory and
Design, 2nd Edition, McGraw-Hill, New York, 1989.
30—1277

930 Глава 9. Управление питанием
т
7.	А. I. Pressman, Switching Power Supply Design, McGraw-Hill, New York,
1991.
8.	«Tantalum Electrolytic and Ceramic Families», Kemet Electronics, Box 5828,
Greenville, SC, 29606, 803-963-6300.
9.	Type HFQ Aluminum Electrolytic Capacitor and Type V Stacked Polyester
Film Capacitor, Panasonic, 2 Panasonic Way, Secaucus, NJ, 07094, 201-348-
7000.
10.	OS-CON Aluminum Electrolytic Capacitor 93/94 Technical Book, Sanyo, 3333
Sanyo Road, Forest City, AK, 72335, 501-633-6634.
11.	I. Clelland, «Metalized Polyester Film Capacitor Fills High Frequency Switcher
Needs», PCIM, June, 1992.
12.	Type 5MC Metallized Polycarbonate Capacitor, Electronic Concepts, Inc., Box
1278, Eatontown, NJ, 07724, 908-542-7880.
13.	W. Jung and D. Marsh, «Picking Capacitors, Parts 1 and 2,» Audio, February,
March, 1980.
Производители конденсаторов
14.	AVX Corporation, 801 17th Avenue S., Myrtle Beach, SC 29577, 803-448-9411.
15.	Sprague, 70 Pembroke Road, Concord, NH 03301, 603-224-1961.
16.	Panasonic, 2 Panasonic Way, Secaucus, NJ 07094, 201-392-7000.
17.	Sanyo Corporation, 2001 Sanyo Avenue, San Diego, CA 92173, 619-661-6835.
18.	Kemet Electronics, Box 5828, Greenville, SC 29606, 803-963-6300.
Производители индуктивностей
19.	Coiltronics, 6000 Park of Commerce Blvd., Boca Raton, FL 33487, 407-241-
7876.
20.	Sumida, 5999 New Wilke Road. Suite 110, Rolling Meadow, IL 60008, 847-956-
0666.
21.	Pulse Engineering, 12220 World Trade Drive, San Diego, CA 92128, 619-674-
8100.
22.	Gowanda Electronics, 1 Industrial Place, Gowanda, NY 14070, 716-532-2234.
23.	Coilcraft, 1102 Silver Lake Road, Cary, IL 60013, 847-639-2361.
24.	Dale Electronics, Inc., E. Highway 50, P.O. Box 180, Yankton, SD 57078, 605-
665-9301.

9-3. Преобразователи напряжения на переключаемых конденсаторах 931
25.	Hurricane Electronics Lab, 331 N. 2260 West, P.O. Box 1280, Hurricane, UT
84737, 801-635-2003.
Производители сердечников
26.	Magnetics, P.O. Box 391, Butler, PA 16003, 412-282-8282.
Производители MOSFET-транзисторов
27.	International Rectifier, 233 Kansas Street, El Segundo, CA 90245,310-322-3331.
28.	Motorola Semiconductor, 3102 North 56th Street, MS56-126, Phoenix, AZ 85018,
800-521-6274.
29.	Siliconix Inc., 2201 Laurelwood Road, P. O. Box 54951, Santa Clara, CA 95056,
408-988-8000.
Производители диодов Шоттки
30.	General Instrument, Power Semiconductor Division, 10 Melville Park Road,
Melville, NY 11747, 516-847-3000.
31.	International Rectifier, 233 Kansas Street, El Segundo, CA 90245,310-322-3331.
32.	Motorola Semiconductor, 3102 North 56th Street, MS56-126, Phoenix, AZ 85018,
800-521-6274.
Раздел 9-3
Преобразователи напряжения на переключаемых
конденсаторах
Введение
В предыдущем разделе мы ознакомились с тем, как индуктивности могут исполь¬
зоваться для передачи энергии и преобразования напряжения. В данном разделе
мы рассмотрим схемы на переключаемых конденсаторах, которые осуществляют
передачу энергии и преобразование напряжений с помощью конденсаторов.
Две наиболее популярные схемы преобразователей напряжения на переключа¬
емых конденсаторах — это инвертор напряжения и удвоитель напряжения, они
показаны на рис. 9-63. В инверторе напряжения конденсатор накачки заряда Сі
в первой половине рабочего цикла заряжается до уровня входного напряжения.
Во время второй половины рабочего цикла напряжение инвертируется и подает¬
ся на конденсатор Сг, а также на нагрузку. Выходное напряжение равно по ве¬
личине входному, но имеет обратную полярность, а среднее значение выходного
тока приблизительно равно значению выходного тока. Частота переключения
оказывает влияние на размер внешних конденсаторов, более высокие частоты
позволяют использовать конденсаторы меньшего размера. Коэффициент запол¬
нения, который определяется как отношение времени, в течение которого выпол¬
няется зарядка конденсатора СІ, к общему времени цикла переключения, обычно

932 Глава 9. Управление питанием
Рис. 9-63. Основные схемы на переключаемых конденсаторах: инвертор напряжения и
удвоитель напряжения
равен 50%, так как именно при таком соотношении обеспечивается оптимальная
эффективность передачи энергии.
После завершения переходных процессов, которые происходят после запус¬
ка преобразователя, достигается стационарное состояние и на каждом цикле
конденсатор, относящийся к накачке заряда, должен передавать выходному кон¬
денсатору лишь небольшое количество заряда. Этот передаваемый заряд зависит
от тока нагрузки и от частоты переключения. В течение того времени, когда
конденсатор накачки заряда заряжается от входного напряжения, выходной кон¬
денсатор Сг должен обеспечивать ток для нагрузки. При передаче тока нагрузке
падает выходное напряжение, что создает пульсирующий компонент во вход¬
ном напряжении. При использовании более высоких частот можно использовать
конденсаторы меньшего размера и получить то же падение напряжения. Суще¬
ствуют ограничения на скорость переключения и на потери при переключении,
связанные с практическими соображениями, и обычно используются частоты
переключения порядка нескольких сотен килогерц.
Удвоитель напряжения работает аналогичным образом, однако здесь конден¬
сатор накачки заряда во время цикла разрядки располагается последовательно
с входным напряжением, выполняя таким образом функцию удвоения напряже¬
ния. В удвоителе напряжения средний входной ток приблизительно в два раза
превосходит среднее значение выходного тока.
Базовые схемы инвертора и удвоителя напряжения не обеспечивают стаби¬
лизацию напряжения, однако существуют методы, которые позволяют реализо¬
вать функции стабилизации напряжения. Например, такие методы используются
в микросхемах ADP3603/ADP3604/ADP3605/ADP3607.
Существуют определенные достоинства и недостатки при применении метода
переключаемых конденсаторов по сравнению с импульсными преобразователя¬
ми, которые основаны на использовании индуктивности (рис. 9-64). Очевидным

9-3. Преобразователи напряжения на переключаемых конденсаторах 933
преимуществом является отсутствие индуктивности, благодаря чему исчезают
все вопросы, связанные с проектированием магнитных элементов. В дополне¬
ние к этому преимуществу преобразователи на переключаемых конденсаторах
также обычно имеют малый шум и минимальные излучаемые электромагнит¬
ные помехи. Схемы отличаются простотой, обычно необходимо добавить всего
лишь два или три внешних конденсатора. Так как индуктивность не исполь¬
зуется, то высота готового устройства на печатной плате, как правило, будет
ниже, чем у сравнимого импульсного преобразователя. Это важно для многих
приложений, например, для TFT-дисплеев.
Инверторы на переключаемых конденсаторах отличаются малой стоимостью
и способны обеспечивать КПД более 90%. Очевидно, что выходной ток ограни¬
чивается размерами конденсаторов и тем током, с которым способны работать
ключи. Типичные микросхемы инверторов на переключаемых конденсаторах
обеспечивают на выходе максимальный ток примерно 150 мА.
•	Индуктивность не используется!
•	Минимальный уровень излучаемых электромагнитных помех.
•	Простота конструкции: требуется только 2 внешних конденсатора (при необходимости —
еще один конденсатор на входе).
•	Возможность достижения высокого КПД: > 90%.
•	Оптимизированы для приложений инвертирования или удвоения напряжения питания —для
других выходных напряжений параметры ухудшаются.
•	Низкая стоимость, компактность, малая высота.
•	Имеются микросхемы данного типа, которые также обеспечивают стабилизацию напряже¬
ния: ADP3603/ADP3604/ADP3605/ADP3607.
Рис. 9-64. Преимущества преобразователей напряжения на переключаемых конденсаторах
Преобразователи напряжения на переключаемых конденсаторах, в отличие
от конкурирующих с ними импульсных преобразователей, не способны обеспе¬
чить высокий КПД для широкого диапазона соотношений входных и выходных
напряжений. Так как отношение входного и выходного тока масштабируется
с учетом базового преобразования напряжения (т. е. удваивается для удвоителя
напряжения, изменяет полярность для инвертора) независимо от того, исполь¬
зуется ли стабилизация напряжения для уменьшения величины удвоенного или
инвертированного напряжения, то получение любого напряжения менее удвоен¬
ного входного (в случае удвоителя) или менее чем абсолютное значение входного
(в случае инвертора) будет связано с дополнительной рассеиваемой энергией и,
следовательно, пропорционально будет уменьшаться и КПД.
Инвертор напряжения полезен тогда, когда в дополнение к первичному поло¬
жительному напряжению требуется отрицательное напряжение со сравнительно
небольшим током потребления. Это может быть система с однополярным пи¬
танием, в которой несколько компонентов требуют биполярного питания. Ана¬
логично, удвоители напряжения используются в тех случаях, когда необходимо
получить напряжение, превосходящее напряжение первичной шины питания.
Передача заряда с помощью конденсаторов
Для того, чтобы создавать более сложные конструкции на основе преобразо¬
вателей напряжения с переключаемыми конденсаторами, необходимо хорошо

934 Глава 9. Управление питанием
представлять себе принципы работы конденсаторов (как теоретические, так и
практические). На рис. 9-65 показан как теоретический конденсатор, так и то,
что представляет собой реальный конденсатор. Если конденсатор зарядить до
напряжения V, то полный заряд, который хранится в конденсаторе, будет выра¬
жаться формулой q = С х V. Реальные конденсаторы, как показано на рисунке,
обладают эквивалентным последовательным сопротивлением (ESR) и эквива¬
лентной последовательной индуктивностью (ESL). Эти характеристики никак
не влияют на способность конденсатора хранить заряд, однако они важны при
рассмотрении общего КПД преобразователя напряжения на переключаемых кон-
Как показано на рис. 9-66 (А), ко¬
гда идеальный конденсатор заряжается от
идеального источника напряжения, то за¬
ряд на конденсаторе образуется мгновен¬
но, что приводит к единичному импульсу
тока. На практике подобная схема, как
показано на рис. 9-66 (В), обладает сопро¬
тивлением Rsw (ключ), а также имеет соб¬
ственное последовательное сопротивление
конденсатора (ESR). Также в пути рас¬
пространения тока имеется включенная
последовательно индуктивность, однако
ее можно уменьшить с помощью соответ¬
ствующего размещения компонентов. Эти
паразитные параметры, как показано на рисунке, ограничивают максимальное
значение тока, а также увеличивают время передачи заряда. Обычно сопротивле¬
ние ключа лежит в диапазоне от 1 до 50 Ом, а значение ESR составляет от 50 до
200 мОм. На практике используются конденсаторы с емкостью от 0,1 до 10 мкФ,
типичное значение ESL составляет 1-5 нГн. Хотя эквивалентная RLC-схема кон¬
денсатора может иметь затухание ниже критического или выше критического,
обычно по причине относительно высокого сопротивления ключа полученный
отклик для выходного напряжения имеет затухание выше критического.
Из закона сохранения заряда следует, что если два конденсатора соединены
между собой, то полный заряд на такой параллельной конструкции будет равен
сумме первоначальных зарядов конденсаторов. На рис. 9-67 показаны два кон¬
денсатора Сі и С2, которые заряжены соответственно до напряжений Ѵі и Ѵ2.
Когда ключ замкнут, через него протекает импульс тока и происходит пере¬
распределение заряда. Полный заряд на включенных параллельно конденсаторах
определяется как цт = Сі х Ѵі + С2 х Ѵ2. Этот заряд распределен между двумя
конденсаторами, таким образом, новое напряжение Ѵт для включенных парал¬
лельно конденсаторов будет равно qT/(Ci + С2), или:
ѵфс
Сохраненный
на конденсаторе
заряд q = СѴ
Идеальный
конденсатор
Модель
реального
конденсатора
Рис. 9-65. Хранение заряда в конденсаторе
Ѵт
qT Сі VI + C2V2
Cl + C2 ~ Cl + c2
_Ci_\
Ci + cJ
VI+
Cl + C2 )
V2.
(9-73)
Этот принцип можно использовать в простой схеме накачки заряда, которая
показана на рис. 9-68. Заметим, что данная схема не является ни инвертором, ни
удвоителем, она просто перераспределяет заряд. Конденсатор накачки — это Сі,

9-3. Преобразователи напряжения на переключаемых конденсаторах
Модель
Идеальный	реального
Рис. 9-66. Зарядка конденсатора от источника напряжения
+
Ѵ1
Сохранение
заряда
qT = Ст X Ѵ1 + С2 X Ѵ2
Чт
Ѵт= •
С, + Со
Ѵт= ■
Cl + с2
X V1 +
С, + C2
XV2
Рис. 9-67. Перераспределение заряда между конденсаторами
начальный заряд на конденсаторе С2 равен нулю. Конденсатор накачки в на¬
чальный момент времени заряжен до напряжения Ѵш- Когда конденсатор Сі
соединяется с конденсатором С2, то происходит перераспределение заряда, при
этом напряжение на выходе будет равно Ѵш/2 (мы предполагаем, что емкости
конденсаторов Сі и С2 равны). На втором цикле передачи выходное напряжение
увеличивается до значения Ѵщ/2 + Ѵш/4. На третьем цикле передачи выходное
напряжение увеличится до \ in/2 + Ѵш/4 + Vin/8. Форма сигнала показывает,
как выходное напряжение экспоненциально приближается к значению входного
напряжения Ѵш-

936 Глава 9. Управление питанием
времени С2 имеет нулевой заряд и С, = Cj
Vqut +
Рис. 9-68. Непрерывное пе¬
реключение
V|N
V,N
На рис. 9-69 показан конденсатор накачки заряда Сі, который непрерывно
переключается между источником VI и конденсатором Сг, который включен
параллельно с нагрузкой. Здесь показано состояние схемы после того, как бы¬
ло достигнуто стационарное состояние. На каждом цикле переносится заряд,
равный Дц = Сі(Ѵ1 — Ѵ2). Этот заряд передается с частотой переключения f,
благодаря чему возникает средний ток (ток — это заряд, передаваемый за еди¬
ницу времени), который вычисляется по следующей формуле:
I = f х ДЧ = f х Сі х (VI - V2)	(9-74)
или
VI - Ѵ2
*Сі
(9-75)
Заметим, что величина jC\ может рассматриваться как эквивалентное со¬
противление «R», которое включено между источником и нагрузкой. Рассеи¬
ваемая на этом эквивалентном сопротивлении мощность в действительности
рассеивается на ключе, который в замкнутом состоянии обладает определенным
сопротивлением, а также на ESR конденсатора, независимо от малости этих
значений. Необходимо заметить, что ESR конденсатора и сопротивление ключа
приводят к дополнительным потерям мощности, о чем мы поговорим позднее.
В типичном инверторе напряжения на переключаемых конденсаторах ем¬
кость в 10 мкФ, которая переключается с частотой 100 кГц, соответствует
сопротивлению «R» = 1 Ом. Очевидно, что если попытаться уменьшить «R» за
счет увеличения частоты переключения, то это приведет к уменьшению потерь
энергии в схеме. Однако увеличение частоты переключения приводит к возра¬
станию потерь при переключении. Таким образом, выбор оптимальной частоты
для работы преобразователя на переключаемых конденсаторах сильно зависит
от характеристик технологического процесса и самого устройства. В техниче¬
ской документации на микросхему приводятся соответствующие рекомендации.

9-3. Преобразователи напряжения на переключаемых конденсаторах 937
+
-т- С?
Нагрузка
За один цикл передается заряд = С-|(Ѵ1 - Ѵ2)
Переданный заряд
—		= f х Сч (Ѵ1 -М2)
Интервал времени
Ѵ1-Ѵ2 _ Ѵ1-Ѵ2
1	“R"
f х С-і
V1
+
ЛЛг-
1
fXC,
<7
V 2
Нагрузка
Рис. 9-69. Непрерывное переключение, стационарный режим
Реализация инвертора и удвоителя напряжения
на переключаемых конденсаторах без функции
стабилизации напряжения
Схема инвертора на переключаемых конденсаторах, в котором не реализо¬
вана функция стабилизации напряжения, показана на рис. 9-70. Заметим, что
ключи SPDT (однополюсный ключ на два направления), которые показаны на пре¬
дыдущем рисунке, на самом деле состоят из двух SPST-ключей. Схема включает
в себя генератор периодического сигнала и схему управления ключами. Боль¬
шинство микросхем инверторов и удвоителей напряжения на переключаемых
конденсаторах содержат внутри генератор, все схемы управления, а также со¬
ответствующие ключи. Конденсатор накачки Сі и конденсатор нагрузки С2
являются внешними. На рисунке не показан конденсатор, который обычно уста¬
навливается на входе микросхемы и служит для того, чтобы обеспечивать малый
импеданс по частотам, которые возникают при переключении.
В преобразователях напряжения на переключаемых конденсаторах могут ис¬
пользоваться ключи, основанные на технологии CMOS, или же биполярные ключи
(см. рис. 9-71). Стандартные технологические процессы CMOS позволяют созда¬
вать вместе с генератором периодического сигнала и схемой управления также
ключи MOSFET, которые отличаются малым сопротивлением во включенном со¬
стоянии. Могут использоваться и биполярные технологические процессы, однако
это приводит к повышению стоимости и увеличению рассеиваемой энергии.
Работа инвертора напряжения и удвоителя напряжения
На рис. 9-72 показаны стационарные формы сигналов тока и напряжения для
инвертора напряжения на переключаемых конденсаторах. Среднее значение для

входного тока (А) должно быть равно выходному току Іоит • Когда конденсатор
накачки соединяется с входом, начинает протекать ток зарядки. Начальное зна¬
чение тока зарядки зависит от начального напряжения, которое присутствует
на Сі, от значения ESR для Сі, а также от сопротивления ключей. Частота пере¬
ключения, сопротивление ключа и значение ESR обычно ограничивают пиковую
амплитуду тока зарядки значением, которое не превышает 2,5 х Іоит- По мере
зарядки Сі ток зарядки экспоненциально убывает. Для форм сигналов, которые
показаны на рис. 9-72, предполагается, что постоянная времени, которая опре¬
деляется емкостью Сі, сопротивлением ключа и значением ESR конденсатора
Сі, в несколько раз превышает период переключения (1/f). Меньшие значения
постоянной времени приводят к увеличению пиковых токов, а также к увели¬
чению наклона формы сигналов при зарядке/разрядке конденсатора. Большие
значения постоянной времени увеличивают период запуска преобразователя, и
при этом требуются конденсаторы большего размера и большей стоимости. Для
условий, которые показаны на рис. 9-72 (А), пиковое значение входного тока
лишь незначительно превосходит 2 х Іоит-
MOSFET-
ключи
Биполярные
ключи
Рис. 9-71. Ключи, которые используют¬
ся в преобразователях напряжения
Р-СН	N-CH	PNP	NPN
На рис. 9-72 (В) показана форма выходного тока для конденсатора Сі. Когда
СІ подключается к выходному конденсатору, ступенчатое изменение тока для
выходного конденсатора составляет приблизительно 2 х Іоит- Это изменение
тока приводит к изменению выходного напряжения, которое будет приблизи¬
тельно составлять 2,5 х Іоит х ESRc2, как показано на рис. 9-72 (С). После
этого ступенчатого изменения конденсатор С2 линейно заряжается до значе¬
ния, равного IouT/2f х Сг- После того как Сі вновь соединяется со входом, как
показано на рисунке, форма пульсаций изменяет свое направление. Таким обра¬
зом, полный размах пульсаций выходного напряжения определяется следующим

9-3. Преобразователи напряжения на переключаемых конденсаторах 939
Рис. 9-72. Формы сигналов для инвертора напряжения
уравнением:
Vripple ~ 2I<outESRc2 +	■	(9-76)
Формы тока и напряжения для простого удвоителя напряжения показаны на
рис. 9-73, они схожи с аналогичными формами для инвертора. В используемых
в практических условиях инверторах и удвоителях напряжения на переключае¬
мых конденсаторах типичные пульсации напряжения составляют от 25 до 100 мВ,
однако их можно уменьшить при помощи фильтрации.
Заметим, что для формы входного тока среднее значение равно 2 х Іоит> так
как Ѵщ соединяется с Сі во время цикла зарядки конденсатора Сі и соединяется
с нагрузкой во время цикла разрядки Сі. Уравнение для напряжения пульсаций
здесь не отличается от тех, что используются для инверторов напряжения.
Потери мощности в преобразователях напряжения
на переключаемых конденсаторах
На рис. 9-74 показаны различные источники потерь мощности для инвертора
напряжения на переключаемых конденсаторах. В дополнение к неизбежному со¬
противлению на переключаемом конденсаторе («R» = 1/f х С) также необходимо
учитывать сопротивление для каждого из ключей, а также эквивалентное по¬
следовательное сопротивление (ESR) конденсатора. Кроме этого, необходимо
учитывать мощность Iq х Ѵш, которая рассеивается в статическом режиме, где
Iq — статический ток потребления самой микросхемы.
Сначала вычисляется энергия, которая рассеивается в цепи ключа. Когда Сі
соединяется с Ѵш, то через сопротивления ключа (2Rsw) и через ESR конденса¬
тора Сі будет протекать ток 2 х Іоит- Когда Сі соединяется с выходом, то ток

940 Глава 9. Управление питанием
Рис. 9-73. Формы сигналов для удвоителя напряжения
2 х Іоит будет продолжать протекать через Cl, 2Rsw и ESR конденсатора Сі.
Когда с выходом соединяется конденсатор Сі, то ток величиной 2 х Іоит продол¬
жает протекать через эти сопротивления, что дает следующее выражение для
рассеиваемой энергии:
Psw = (2Іоит)2 + (2Rsw + ESRcJ = Iqut (8Rsw + 4ESRcJ .	(9-77)
- Iqut2 x Rout + ІЧѴіы
Rout “ 8RSW + 4ESRC] + f + ESRc2
Рис. 9-74. Потери мощ¬
ности в инверторе на¬
пряжения
В дополнение к этим чисто резистивным потерям через «сопротивление» пе¬
реключаемого конденсатора Сі протекает ток с среднеквадратичным значением
Іоит, что приводит к дополнительным потерям:
Рсі = Іоит : Hex = Іоит	'	(9-78)
Среднеквадратичное значение тока, который протекает через ESRc2, равно Іоит,

9-3. Преобразователи напряжения на переключаемых конденсаторах 941
что позволяет вычислить рассеиваемую мощность:
PesrC2 = і(Ѵ xESRc2.	(9-79)
Складывая все компоненты, относящиеся к различным сопротивлениям, с поте¬
рями мощности в статическом режиме, получаем:
Floss = Іоит х (Ww + 4ESRCi + ESRC2 +	+ IqVm- (9-80)
Все резистивные потери могут быть сгруппированы и представлены в виде экви¬
валентного выходного сопротивления, как показано на диаграмме:
Rout ~ 8Rsw + 4ESRcj + jCi + ESRc2.	(9-81)
Обычно сопротивление ключа лежит в диапазоне от 1 до 20 Ом, а значения ESR
обычно находятся в диапазоне от 50 до 200 мОм. Обычно значения частоты f и
емкости Сі выбираются таким образом, чтобы член 1/f • Сі был меньше 1 Ом.
Например, для емкости в 1 мкФ при частоте, равной 100 кГц, получаем значе¬
ние «R» = 1 Ом. Итак, основными источниками потерь в инверторах являются
сопротивление ключа и эквивалентные последовательные сопротивления для кон¬
денсатора накачки и выходного конденсатора.
Рис. 9-75. Потери мощ¬
ности в удвоителе напря¬
жения
ploss - Іоит(2Ѵ|щ - Ѵоит) + lqV|N-
= Іоит2 x Rout + ІЧѵім
Rout = 8Rsw + 4ESRc, + .	_ + ^SRc2
I x
Регуляторы серии ADP3603/ADP3604/ADP3605/ADP3607 имеют вывод для
управления режимом отключения, который может использоваться в тех случаях,
когда нет необходимости подавать ток на нагрузку. В этом режиме (shutdown)
статический ток потребления уменьшается до нескольких десятков микроампер.
Потери мощности в удвоителе напряжения иллюстрируются на рис. 9-75, для
их анализа можно использовать те же методы, что использовались для инвертора.
Преобразователи напряжения на переключаемых
конденсаторах, обеспечивающие стабилизацию
напряжения
Если добавить к простому преобразователю напряжения на переключаемых кон¬
денсаторах функцию стабилизации напряжения, то такое устройство может ока¬
заться полезным для самых различных областей применения. Существует три

942 Глава 9. Управление питанием
наиболее распространенных способа для того, чтобы реализовать стабилиза¬
цию напряжения в преобразователе напряжения на переключаемых конденса¬
торах. Одним из наиболее простых и очевидных способов является просто доба¬
вить к выходу инвертора/удвоителя на переключаемых конденсаторах линейный
LD 0-стабилизатор. После LD 0-стабилизатора мы получаем стабилизированное
напряжение, также мы уменьшаем пульсации на выходе преобразователя на пе¬
реключаемых конденсаторах. Однако при подобном решении усложняется схема,
а выходное напряжение неизбежно уменьшается на напряжение, которое падает
на LDO-стабилизаторе.
Другим способом обеспечить стабилизацию выходного напряжения является
изменять коэффициент заполнения (duty cycle) для сигнала управления ключом
в соответствии с сигналом на выходе усилителя ошибки (рассогласования), кото¬
рый сравнивает напряжение на выходе и опорное напряжение. Этот метод схож
с тем, который применяется для импульсных регуляторов, использующих индук¬
тивность, и при этом требуется добавить схему широтно-импульсной модуляции,
а также соответствующую схему управления. Однако такое решение отличается
высокой нелинейностью и для обеспечения хорошего, качественного управления
необходимо использовать достаточно большие временные постоянные (а это свя¬
зано с использованием компонентов, на которых рассеивается мощность).
Однако самым простым и одновременно самым эффективным методом для
обеспечения стабилизации напряжения является использование усилителя ошиб¬
ки (рассогласования) для того, чтобы управлять сопротивлением во включенном
состоянии одного из ключей. Такой подход показан на рис. 9-76, где приводится
блок-схема для инверторов напряжения ADP3603/ADP3604/ADP3605. Данные
устройства обеспечивают выходное стабилизированное напряжение —3 В для
входного напряжения, лежащего в диапазоне от +4,5 В до +6 В. Микросхема
выполняет измерение уровня выходного напряжения, которое подается на вывод
Vsense- Стабилизация выходного напряжения осуществляется с помощью изме¬
нения сопротивления во включенном состоянии одного из MOSFET-ключей, для
этого используется сигнал управления, который на рисунке обозначен как «Ron
CONTROL». Данный сигнал не только управляет переключением MOSFET, он
также контролирует его сопротивление во включенном состоянии.
Типичная схема приложения, использующего микросхемы серии ADP3603/
ADP3604/ADP3605, показана на рис. 9-77. В нормальном рабочем режиме вы¬
вод SHUTDOWN должен быть соединен с землей. Используемые в данной схеме
конденсаторы емкостью 10 мкФ должны обладать эквивалентным последова¬
тельным сопротивлением (ESR), значение которого не превышает 150 мОм, так¬
же можно использовать и конденсаторы с емкостью 4,7 мкФ, однако при этом
будут незначительно увеличиваться пульсации выходного напряжения. Показан¬
ные на рис. 9-72 уравнения для определения уровня пульсаций выходного напря¬
жения также могут применяться и к микросхемам серии ADP3603/ADP3604/
ADP3605. Если использовать для компонентов указанные на рисунке значения,
то можно обеспечить типичные значения пульсаций выходного напряжения в
диапазоне от 25 мВ до 60 мВ во всем диапазоне изменения выходного тока.
Стабилизированное напряжение на выходе микросхем семейства ADP3603/
ADP3604/ADP3605 можно изменять в диапазоне от —3 В до —Ѵш» для этого,

9-3. Преобразователи напряжения на переключаемых конденсаторах 943
VIN
Рис. 9-76. Семейство ADP3603/3604/3605 — инверторы, обеспечивающие на выходе
стабилизированное напряжение —3 В
Ѵ,м 4,5-6 В
О-
^С3
10 мкФ
+
10 мкФ -г
Ѵоит
V|N
Ср +
ADP3603/ADP3604/ADP3605
Ср-
Shutdown
GND
vsense
Ѵ0ит - -3 В
47
т
Рис. 9-77. Схема использования микросхем семейства ADP3603/3604/3605 для получения
на выходе напряжения —3 В
как показано на рис. 9-77, между выходом микросхемы и выводом Vsense под¬
ключается резистор. Стабилизация напряжения будет выполняться до уровня
выходного тока, примерно равного 30 мА. Сопротивление резистора вычисляет¬
ся с помощью следующего уравнения:
Ѵ°ит = -(5Й + ЗѴ)'	<9'82»
Если вывод Vsense соединяется с землей, то микросхема будет работать как
стандартный инвертор, на выходе которого мы получаем нестабилизированное
напряжение.
Типичная схема применения для данных компонентов показана на рис. 9-78.
Между входом и выходом микросхемы включен диод Шоттки, он необходим для
обеспечения нормальной работы при запуске устройства и при переходе в режим
пониженного потребления (shutdown). Если вывод Vsense соединяется с землей,
то микросхема будет работать как стандартный нестабилизированный удвои¬
тель напряжения.

944 Глава 9. Управление питанием
VIN 3-5 В
О-
Сз
‘4,7 мкФ
Х7
+
4,7 мкФ
Р 1N5817
V|N
Ѵоит
Cp-f
ADP3607-5
ADP3607
Ср-
SD
Vsense
GND
Ѵоит - +5 В
для ADP3607-5
т
См. текст
Рис. 9-78. Схема применения микросхемы ADP3607
Напряжение на выходе для каждой микросхемы можно подстроить при по¬
мощи внешнего резистора. Для ADP3607 зависимость выходного напряжения от
сопротивления резистора описывается следующим выражением:
R.
Ѵоит =	+ 1 В для Ѵоит < 2Ѵщ-	(9-83)
Стабилизация напряжения для ADP3607 будет выполняться только тогда, когда
выходное напряжение имеет уровень выше 3 В.
Хотя микросхема ADP3607-5 оптимизирована для работы с выходным на¬
пряжением 5 В, с помощью внешнего резистора можно изменять выходное на¬
пряжение в диапазоне от 5 В до 2 х Ѵш, при этом сопротивление резистора
рассчитывается по следующей формуле:
2R,
Ѵоит = q	+ 5 В для Ѵоит < 2Ѵщ-	(9-84)
Если микросхема ADP3607 или ADP3607-5 используется в режиме с настра¬
иваемым уровнем выходного напряжения, то для того, чтобы обеспечивалась
достаточно хорошая стабилизация, величина выходного тока не должна превы¬
шать 30 мА.
На рис. 9-79 показана схема, в которой из входного напряжения 5 В получают
стабилизированное напряжение 12 В, при этом микросхема ADP3607-5 обеспе¬
чивает увеличение уровня входного напряжения в три раза. Схема работает
следующим образом: предположим, что вывод Vsense микросхемы ADP3607 за¬
землен, а резистор R не подключен. На выходе ADP3607-5 будет присутствовать
нестабилизированное напряжение, равное 2 х Ѵщ- На выводе Ср+ микросхемы
ADP3607-5 будет присутствовать сигнал в виде прямоугольных импульсов, ми¬
нимальное напряжение для которых равно Ѵщ, а максимальное — 2 х Ѵщ- Когда
на Ср+ присутствует напряжение Ѵш, то конденсатор С2 заряжается до на¬
пряжения Ѵщ (за вычетом напряжения, падающего на диоде), ток поступает с
вывода Ѵоит через диод D1. Когда на Ср+ присутствует напряжение 2 х Ѵщ,
то выходной конденсатор С4 заряжается до напряжения 3 х Ѵш (за вычетом

9-3. Преобразователи напряжения на переключаемых конденсаторах 945
О-
+5 В
32	4,7 мкФ
И N5817
+
±СЛ
4,7 мкФ
Ѵ7
Ср+
Vqut
ADP3607-5
Ср-
V,N
VSENSE
SD
GND
D2, 1N5817
1N5817
Азии
+
Сз
4,7 мкФ
'C7
X
О VOUT2
+ С4
. т A12D
4,7 мкФ
R
33,2 кОм
Рис. 9-79. Получение из напряжения +5 В стабилизированного напряжения +12 В
напряжения, падающего на диодах D1 и D2). Окончательное значение нестаби-
лизированного напряжения Ѵоитг на выходе устройства будет приблизительно
равно 3 х Vin - 2 х Ѵо, где Ѵо падение напряжения на диоде Шоттки.
Если добавить резистор R в схему обратной связи, то для диапазона напря¬
жений от 2 х Ѵш — 2 х Vd до 3 х Ѵш — 2 х Ѵо будет выполняться стабилизация
выходного напряжения. Например, если выбрать сопротивление резистора R рав¬
ным 33,2 кОм, то для номинального входного напряжения +5 В мы получим
на выходе напряжение Ѵоитг, равное +12 В. Стабилизация будет выполняться
до тех пор, пока величина выходного тока не превышает приблизительно 20 мА.

ГЛАВА 10
ПАССИВНЫЕ
КОМПОНЕНТЫ
Введение
При проектировании прецизионных аналоговых схем очень важно, чтобы не воз¬
никало ошибок, связанных с неправильным выбором пассивных компонентов.
Применение неподходящих пассивных компонентов может привести к неудаче
проекта, использующего самые лучшие операционные усилители или преобразо¬
ватели данных. В данной главе мы рассмотрим основные проблемы, связанные
с использованием пассивных компонентов.
Итак, вы потратили достаточно серьезные средства на прецизионный опера¬
ционный усилитель или преобразователь данных, однако после установки на пе¬
чатную плату оказывается, что устройство не соответствует тем характери¬
стикам, которые вы ожидали получить. Возможно, что вы наблюдаете также
температурный дрейф, плохие частотные характеристики, а также возника¬
ют колебания — или же просто устройство не обеспечивает нужную точность.
Перед тем как возлагать вину на микросхему, следует внимательно изучить
используемые пассивные компоненты — включая конденсаторы, резисторы, по¬
тенциометры и даже сами печатные платы. Для этих компонентов незаметные
на первый взгляд особенности, связанные с отклонением от номинального зна¬
чения, с влиянием температуры, паразитных эффектов, старения и процесса
сборки могут привести к ухудшению параметров схемы. Часто производите¬
ли пассивных компонентов не приводят никакой информации относительно всех
этих эффектов (или же эта информация является неполной).
Существует общее правило: если вы используете преобразователи данных
с разрядностью, превышающей 12 бит, или же используете прецизионные опера¬
ционные усилители, то следует уделить особое внимание пассивным компонен¬
там. Давайте рассмотрим ЦАП с разрядностью 12 бит, у такого преобразователя
данных значению половины младшего бита (LSB) будет соответствовать 0,012%
от полного диапазона изменения сигнала, или же 122 ppm. Существует множе¬
ство эффектов, связанных с использованием пассивных компонентов, которые
могут приводить к возникновению значительно больших погрешностей! Одна¬
ко часто не удается избавиться от подобных проблем с помощью использования
более дорогих компонентов. Иногда правильно подобранный конденсатор стои¬
мостью 24 цента позволяет получить более эффективное решение с меньшими
затратами, чем при использовании (дорогих) компонентов самого высшего сор¬
та. Достаточно знать основные принципы, и тогда вы сможете понять и анали¬
зировать проблемы, вызванные пассивными компонентами, — это обязательно
принесет свои плоды, хотя и не является простой задачей.

10-1. Конденсаторы 947
Раздел I О-1
Конденсаторы
Основные сведения
Конденсатор является пассивным электронным компонентом, который сохраня¬
ет энергию в виде электростатического поля. В самом простейшем виде конден¬
сатор состоит из двух проводящих пластин, между которыми находится изоли¬
рующий материал, называемый диэлектриком. Емкость такого конденсатора бу¬
дет прямо пропорциональна площади двух пластин и обратно пропорциональна
расстоянию между пластинами. Кроме этого, емкость также зависит от значе¬
ния диэлектрической постоянной для материала, который располагается между
этими пластинами.
Реактивное сопротивление емкостного элемента определяется следующим об¬
разом:
Хс = 1/шС = 1/2тгГС,	(10-1)
здесь Хс — реактивное сопротивление (импеданс) емкости, и> — угловая частота,
f — частота, выраженная в Герцах, С — значение емкости.
Емкостное реактивное сопротивление является отрицательным мнимым ком¬
понентом в общем выражении для импеданса.
Комплексный импеданс емкости, в таком случае, будет выражаться следую¬
щей формулой:
Z = 1/jwC = (1/]2)тгЮ,	(10-2)
где j обозначает комплексное число:
j = ѵ/=1.	(Ю-З)
Типы диэлектриков
Существует большое количество различных типов конденсаторов, и для прак¬
тического проектирования необходимо понимать индивидуальные особенности
каждого типа. Основные характеристики конденсаторов приводятся в таблице,
показанной на рис. 10-1. Дополнительную информацию по конденсаторам и ру¬
ководства по их использованию можно найти с помощью ссылки [2], а также
в каталогах, которые выпускаются многими производителями.
Независимо от типа используемого диэлектрика при использовании в соста¬
ве фильтра основные потери будут связаны с эквивалентным последовательным
сопротивлением (ESR), это значение представляет собой чистое паразитное со¬
противление конденсатора. Значение ESR определяет предел для характеристик
фильтра, и характеристики этого параметра обязательно необходимо прини¬
мать во внимание, так как для некоторых типов конденсаторов эквивалентное
последовательное сопротивление может изменяться в зависимости от частоты и
температуры. Другим компонентом, который описывает потери в конденсаторе,
является эквивалентная последовательная индуктивность (ESL). Значение ESL
определяет частоту, при которой характер поведения импеданса конденсатора
изменяется с емкостного на индуктивный. Эта частота может соответствовать

948 Глава 10. Пассивные компоненты
10 кГц для некоторых электролитических конденсаторов и достигать 100 МГц
или даже более для керамических чип-конденсаторов. Значения ESR и ESL будут
ниже для конденсаторов в безвыводных корпусах. Все рассматриваемые здесь
типы конденсаторов выпускаются в корпусах для поверхностного монтажа, ко¬
торые следует использовать в высокоскоростных приложениях.
Семейство электролитических конденсаторов представляет собой недорогие
компоненты для построения фильтров низкой частоты, они выпускаются с ши¬
роким диапазоном значений, имеют высокое отношение емкости к объему и
поддерживают широкий диапазон рабочих напряжений. К этому типу относят¬
ся алюминиевые электролитические конденсаторы общего назначения, которые
способны работать в диапазоне от 10 В до примерно 500 В и могут иметь
значения емкости от 1 до нескольких тысяч микрофарад (соответствующим
образом изменяются и размеры). Все электролитические конденсаторы явля¬
ются полярными, и они не могут выдерживать без повреждения напряжение
с обратной полярностью, которое превышает уровень в несколько вольт. Данный
тип конденсаторов обладает достаточно высоким током утечки (может дости¬
гать десятков микроампер, однако это значение сильно зависит от конструкции
рассматриваемого семейства конденсаторов, от электрического размера и от
значений номинального и приложенного напряжений). Однако при использова¬
нии в фильтрах этот параметр не играет решающей роли.
Также к семейству электролитических конденсаторов относятся и танта-
ловые конденсаторы, которые могут использоваться при напряжениях менее
100 В и имеют емкость менее 500 мкФ. Если рассматривать компоненты при¬
мерно равных размеров, то по сравнению с обычными электролитическими кон¬
денсаторами танталовые конденсаторы будут иметь лучшее соотношение между
емкостью и занимаемым объемом, также они способны работать в более широ¬
ком диапазоне частот и имеют меньшее эквивалентное последовательное сопро¬
тивление (ESR). Однако по сравнению с обычными электролитами танталовые
конденсаторы отличаются большей стоимостью, а при их применении необходи¬
мо учитывать значения импульсного тока и тока пульсаций.
Особое место в семействе электролитических конденсаторов занимают кон¬
денсаторы импульсного типа, которые специально проектируются и рассчитаны
для работы с высокими импульсными токами при частотах до нескольких сотен
килогерц, обеспечивая при этом малые потери. Этот тип конденсаторов непо¬
средственно конкурирует с танталовыми конденсаторами при использовании в
составе фильтров, рассчитанных на высокие частоты, и обладает тем преиму¬
ществом, что обеспечивает более широкий диапазон рабочих параметров.
Совсем недавно появились алюминиевые электролитические конденсаторы
на основе органического полупроводникового электролита, которые обладают
высокими рабочими характеристиками. По сравнению с другими типами элек¬
тролитических конденсаторов данное семейство, которое получило название OS-
CON, обладает значительно меньшим значением ESR и более широким частот¬
ным диапазоном, а также меньшим снижением ESR при низких температурах.
Пленочные конденсаторы выпускаются для широкого диапазона рабочих па¬
раметров и могут использовать различные типы диэлектриков, включая поли¬
эфиры, поликарбонаты, полипропилен и полистирол. Так как подобные пленки

10-1. Конденсаторы 949
Тип
Типичное
значение
диэлектриче¬
ского
поглощения
(DA)
Преимущества
Недостатки
1
2
3
4
Поли¬
стирол
0,001%—0,02%
Недорогие. Низкое значение DA.
Хорошая стабильность
(« 120 ррт/°С).
Повреждаются при
температуре более +85 °С.
Большие размеры. Высокая
индуктивность. Малое
количество производителей.
Поли¬
пропилен
0,001%—0,02%
Недорогие. Низкое значение DA.
Хорошая стабильность
(яа 220 ррт/°С). Широкий диапазон
значений.
Повреждаются при
температуре более +105 °С.
Большие размеры. Высокая
индуктивность.
Тефлон
0,003%—0,02%
Имеются компоненты с низким
значением DA. Хорошая
стабильность. Возможность
работать при температурах более
+ 125 °С. Широкий диапазон
значений
Высокая стоимость. Большие
размеры. Высокая
индуктивность.
Поли¬
карбо¬
нат
0,1%
Хорошая стабильность. Низкая
стоимость. Широкий
температурный диапазон. Широкий
диапазон значений.
Большие размеры. DA
ограничивает область
применений 8-разрядными
приложениями. Высокая
индуктивность.
Поли¬
эфир
0,3%—0,5%
Умеренная стабильность. Низкая
стоимость. Широкий
температурный диапазон. Малая
индуктивность (многослойная
пленка).
Большие размеры. DA
ограничивает область
применений 8-разрядными
приложениями. Высокая
индуктивность (для обычных
компонентов).
Керами¬
ка
NP0
< 0,1%
Малый размер корпуса. Недорогие,
большое количество
производителей. Хорошая
стабильность (30 ррт/°С).
Доступны компоненты с точностью
1%. Низкая индуктивность (чип-
конденсаторы).
DA обычно имеет малое
значение (в документации
может не указываться).
Низкие максимальные
значения емкости (менее
10 нФ).
Моно¬
литные
керами¬
ческие
(High К)
> 0,2%
Малая индуктивность (чип-
конденсаторы). Широкий диапазон
значений.
Плохая стабильность.
Высокие значения DA.
Высокий коэффициент
по напряжению.
Слюдя¬
ные
> 0,003%
Малые потери при высоких
частотах. Малая индуктивность.
Хорошая стабильность. Доступны
компоненты с точностью 1%.
Большие объемы закупок.
Низкие максимальные
значения емкости (менее
10 нФ). Высокая стоимость.
Рис. 10-1. Таблица для сравнения характеристик различных типов конденсаторов
имеют низкую диэлектрическую проницаемость, то их объемная эффективность
достаточно мала. Например, достаточно тяжело найти конденсатор на 10 мкФ/50 В,
использующий в качестве материала полиэфир. Металлизированные (а не пле-

950 Глава 10. Пассивные компоненты
ночные) электроды помогают уменьшить размер, однако даже при использо¬
вании материалов, обладающих наибольшими значениями диэлектрической по¬
стоянной (полиэфир, поликарбонат), конденсаторы данного типа будут иметь
размер больше, чем любые из электролитических конденсаторов, даже если ис¬
пользуется пленка, рассчитанная на самое малое напряжение (50 В).
1
2
3
4
Алюми¬
ниевые
электро¬
литиче¬
ские
Очень
высокая
Большие емкости. Высокие токи.
Высокие напряжения. Малые
размеры.
Высокая утечка. Обычно
полярные. Плохая
стабильность и точность.
Индуктивные.
Тантало-
вые
электро¬
литиче¬
ские
Очень
высокая
Малые размеры. Большие емкости.
Средние значения индуктивности.
Высокая утечка. Обычно
полярные. Высокая
стоимость. Плохая
стабильность и точность.
Рис. 10-1. (продолжение).
То, в чем конденсаторы пленочного типа превосходят все другие, — это
малый уровень диэлектрических потерь, однако при использовании в составе
фильтров для импульсных преобразователей этот фактор может и не быть прак¬
тическим преимуществом. Например, значение ESR для пленочных конденса¬
торов может принимать значения 10 мОм или даже ниже, также пленочные
конденсаторы обладают высокой добротностью. На практике же это может
приводить к проблемам, связанным с возникновением в фильтрах паразитных
резонансов, что заставляет использовать демпфирующие компоненты.
Обычно для пленочных конденсаторов используются конструкции с намотан¬
ными слоями, что приводит к повышенной индуктивности пленочных конден¬
саторов и ограничивает их применение в фильтрах, рассчитанных на высокие
частоты. Очевидно, что для использования в фильтрах для импульсных преобра¬
зователей подходят только те пленочные конденсаторы, которые не обладают
значительной индуктивностью. Одним из специальных типов таких конденса¬
торов, которые не обладают высокой индуктивностью, являются конденсаторы
с многослойной пленкой (stacked-film). В этом случае пластины конденсаторов
имеют плоскую форму, они вырезаются из наложенных друг на друга слоев плен¬
ки из диэлектрического материала с нанесенной металлической поверхностью,
эти слои наматываются на барабан с достаточно большим диаметром. Такой
метод позволяет обеспечить низкую индуктивность, сравнимую с характери¬
стиками конденсаторов с обычными выводами, использующими плоские пла¬
стины. Очевидно, что для работы на высоких частотах необходимо сделать
минимальной длину выводов. Конденсаторы, использующие пленку из поликар¬
боната, способны работать с большими токами и специально разрабатывались
для использования в составе импульсных источников питания, также в них для
минимизации значения ESL используются различные типы выводов с малой ин¬
дуктивностью.
В зависимости от электрического и физического размера пленочные конден¬
саторы могут использоваться при частотах, превышающих 10 МГц. При очень

10-1. Конденсаторы 951
высоких частотах необходимо использовать только конденсаторы с многослой¬
ной пленкой. Некоторые из производителей также поставляют пленочные кон¬
денсаторы в корпусах, предназначенных для поверхностного монтажа, что по¬
зволяет устранить индуктивность, связанную с длиной выводов.
При частотах, превышающих несколько мегагерц, по причине компактных
размеров и малых потерь обычно используются керамические конденсаторы.
Однако керамические конденсаторы отличаются большим разбросом значений.
Некоторые типы более подходят для использования в определенных приложени¬
ях, особенно это относится к использованию в схемах развязки для источников
питания. Конденсаторы, где в качестве диэлектрика используется керамика,
могут иметь емкость до нескольких микрофарад (при использовании таких ди¬
электриков с высоким значением К, как X7R и Z5U) и способны работать при
напряжениях до 200 В. Тип NP0 (также может обозначаться как COG) ис¬
пользует материал с более низкими значениями диэлектрической постоянной.
Конденсаторы данного типа обладают номинальным значением температурного
коэффициента, равным нулю, к тому же имеют низкий коэффициент напряже¬
ния (в отличие от материалов с высокими значениями К, которые отличаются
меньшей стабильностью). Емкости для конденсаторов типа NP0 ограничены зна¬
чениями менее 0,1 мкФ, при этом в практических условиях верхней границей
емкости лучше считать 0,01 мкФ.
Многослойные керамические чип-конденсаторы завоевывают все большую
популярность в схемах для развязки по питанию и фильтрах, рассчитанных
на частоты, превышающие 10 МГц. Они имеют чрезвычайно малую индуктив¬
ность, что делает их выбор оптимальным при использовании в радиочастотных
приложениях. Выпускаются конденсаторы (достаточно малой емкости), которые
имеют рабочий диапазон частот до 1 ГГц. При выборе подобных конденсато¬
ров, а также конденсаторов других типов, предназначенных для использования
в высокочастотных приложениях, необходимо убедиться в том, что частота соб¬
ственного резонанса для них будет превышать тот диапазон частот, в котором
вы собираетесь работать.
Все конденсаторы обладают неким конечным значением ESR. В некоторых
случаях влияние ESR может оказаться даже полезным, например, при сглажива¬
нии резонансных пиков в фильтрах — здесь ESR работает в качестве «бесплат¬
ного» демпфирующего элемента. Например, для танталовых и импульсных элек¬
тролитических конденсаторов общего назначения на диаграмме зависимости
импеданса от частоты имеется широкая область последовательного резонанса.
Это происходит тогда, когда значение |Z| опускается до минимального уровня,
которое номинально равняется значению ESR при этой частоте. В примере, по¬
казанном ниже, этот резонанс при малых значениях Q проявляется в достаточно
широком диапазоне частот, на практике диапазон может занимать несколько
октав. В отличие от резонансных пиков, возникающих при очень высоких значе¬
ниях Q, свойственных для пленочных и керамических конденсаторов, подобное
поведение при малых значениях Q может оказаться полезным при контроле ре¬
зонансных пиков.
В большинстве электролитических конденсаторов значение ESR значительно
ухудшается при низких температурах, относительно комнатной температуры,

952 Глава 10. Пассивные компоненты
Алюминиевый
электролитический
конденсатор общего
назначения, 100 мкФ, 25 В
Конденсатор типа
HFQ, 120 мкФ, 25 В
Танталовый дисковый конденсатор,
100 мкФ, 20 В
Алюминиевый конденсатор
типа OS-CON, 100 мкФ, 20 В
20	100	1 к	10 к	100 к 200 к
Частота (Гц)
Рис. 10-2. Зависимость импеданса Z(U) для электролитических конденсаторов различных
типов емкостью 100 мкФ (переменный ток примерно равен 50 mArms)
примерно в 4-6 раз при температуре —55 °С. В тех схемах, где высокий уровень
ESR может оказывать критическое влияние, это может приводить к определен¬
ным проблемам.
Некоторые специальные типы электролитических конденсаторов проектиро¬
вались с целью борьбы с данным эффектом, в качестве примера можно привести
импульсные конденсаторы типа HFQ, у которых ESR при —10 °С на частоте
100 кГц отличается не более чем в 2 раза от значения при комнатной темпера¬
туре. Конденсаторы OSCON также обладают достаточно слабой зависимостью
ESR, от температуры.
На рис. 10-2 показана зависимость импеданса при высоких частотах для раз¬
личных типов электролитических конденсаторов, использовались конденсаторы
емкостью 100 мкФ, рассчитанные на напряжение 20 В. На графике показана за¬
висимость импеданса |Z| от частоты в диапазоне 20 Гц-200 кГц, при измерениях
использовалась схема с 4 соединениями, которая обеспечивает высокое разреше¬
ние. На рисунке показаны результаты для алюминиевого конденсатора общего
назначения (100 мкФ/25 В), для конденсатора типа HFQ (120 мкФ/25 В), для
танталового дискового конденсатора (100 мкФ/20 В) и для конденсатора типа
OS-CON (100 мкФ/20 В) (самая нижняя кривая в правой части графика). Тан¬
таловый конденсатор и конденсатор типа HFQ при частотах порядка 100 кГц
обладают схожими характеристиками, тогда как конденсатор общего назначе¬
ния имеет импеданс в 4 раза хуже. Наиболее низким значением импеданса при
100 кГц обладают конденсаторы типа OS-CON — значение примерно на порядок
ниже по сравнению с танталовыми и импульсными электролитическими конден¬
саторами.
Как уже говорилось выше, все конденсаторы обладают паразитными свой¬
ствами, которые ухудшают их характеристики. Чтобы понять поведение кривых
зависимости импеданса, показанных на рис. 10-2, давайте рассмотрим (упро-

10-1. Конденсаторы 953
Rp
1 МОм
щенную) модель танталового конденсатора емкостью 100 мкФ/20 В, которая
показана на рис. 10-3.
Здесь показана электрическая схе¬
ма, представляющая данный конденса¬
тор, при этом компоненты ESR и ESL
моделируются при помощи простых
компонентов (R и L), к ним также
добавлен шунтирующий резистор со¬
противлением 1 МОм. Хотя в данной
модели не учитываются зависимость
от температуры и эффекты, связан¬
ные с поглощением в диэлектрике, она
вполне подходит для нашего обсужде¬
ния.
Если на такую схему подается пе¬
ременный ток постоянной величины,
частота которого изменяется от 10 Гц
до 100 МГц, то напряжение, которое
возникает на данной модели конденса¬
тора, будет пропорционально чистому
импедансу (см. рис. 10-4).
При низких частотах чистый им¬
педанс почти полностью является емкостным, о чем свидетельствует значение
импеданса, равное 15,9 Ом при частоте 100 Гц. В нижней части этой U-образной
кривой чистый импеданс определяется значением ESR, и это значение равно
0,12 Ом при частоте 125 кГц. При частоте более 1 МГц конденсатор стано¬
вится индуктивным, и решающий вклад в общее значение импеданса вносит
ESL. Подобный набор характеристик подбирался специально для описания тан¬
талового конденсатора, показанного на рис. 10-4, однако все электролитические
конденсаторы будут иметь схожие кривые зависимости импеданса. Минималь¬
ное значение импеданса определяется значением ESR, а область, в которой
конденсатор проявляет индуктивное поведение, определяется ESL (поведение
эквивалентной последовательной индуктивности, в свою очередь, сильно зави¬
сит от типа корпуса).
График, полученный в результате моделирования (рис. 10-4), может рассма¬
триваться как более подробный график зависимости для танталового конденса¬
тора, который показан на рис. 10-2.
Рис. 10-3. Упрощенная spice-модель для
танталового электролитического конденсато¬
ра (100 мкФ/20 В) в выводном корпусе
Допуски, температура и прочее
Обычно прецизионные конденсаторы имеют достаточно высокую цену — и, тем
не менее, может оказаться, что их достаточно тяжело приобрести. На практике
выбор подходящей емкости ограничивается не только доступным диапазоном
значений, но и допуском для данного компонента. Если говорить о размерах,
то в семействе пленочных конденсаторов наиболее компактными являются ке¬
рамические, однако их емкость ограничивается значением в 10 мкФ и меньше
1

954 Глава 10. Пассивные компоненты
Частота (Гц)
Рис. 10-4. Зависимость импеданса (П) от частоты (Гц) для электролитического танталового
конденсатора емкостью 100 мкФ/20 В
(это связано как с ограничениями по размеру, так и по стоимости). Если рассма¬
тривать допуски, то для керамических NP0 конденсаторов и некоторых пленоч¬
ных конденсаторов это значение может достигать 1%, однако при этом можно
столкнуться с достаточно неблагоприятными условиями поставки. Многие типы
пленочных конденсаторов могут изготавливаться с допуском менее 1%, однако
для этого необходимо делать специальный заказ.
Большинство конденсаторов чувствительны к изменению температуры: та¬
кие параметры, как диэлектрическое поглощение (DA), коэффициент диссипа¬
ции (DF) и емкость непосредственно зависят от температуры. Для некоторых
конденсаторов зависимость этих параметров от температуры является прибли¬
зительно линейной, в других случаях имеется достаточно ярко выраженная не¬
линейная зависимость. Хотя это обычно не имеет значения в тех приложениях,
где используются методы выборки/хранения (sample and hold), слишком боль¬
шое значение температурного коэффициента (ТС, измеряется в ррш/°С) может
оказывать неблагоприятное воздействие на характеристики прецизионных инте¬
граторов, преобразователей напряжение/частота и генераторов. Для обеспече¬
ния стабильной работы лучше всего подходят керамические конденсаторы типа
NP0, температурный коэффициент которых достаточно мал и может достигать
значений в 30 ррш/°С. За ними следуют конденсаторы на основе полистирола и
полипропилена, которые имеют температурный коэффициент в диапазоне от 100
до 200 ррт/°С. Если в данном приложении важна стабильность характеристик
конденсатора, то не следует использовать те типы конденсаторов, у которых
температурный коэффициент превышает несколько сотен ррт/°С, также следу¬
ет отказаться от использования таких конденсаторов, у которых температурный
коэффициент имеет нелинейную зависимость.

10-1. Конденсаторы 955
Также необходимо учитывать максимальную рабочую температуру, кото¬
рая может возникать в данном устройстве. Например, конденсаторы на основе
полистирола плавятся при примерно 85 °С, тогда как конденсаторы на основе
тефлона способны стабильно работать при температуре до 200 °С.
Чувствительность емкости и диэлектрического поглощения (DA) к прило¬
женному напряжению, которая выражается в виде коэффициента напряжения
(voltage coefficient), также может привести к ухудшению параметров конденсато¬
ра. Хотя производители конденсаторов не всегда явно указывают коэффициент
напряжения, пользователь должен всегда учитывать воздействие этого факто¬
ра. Например, если на конденсатор подается максимальный уровень напряжения,
то для некоторых керамических конденсаторов с высокими значениями К умень¬
шение емкости может достигать 50% или более. Такой конденсатор становится
основной причиной искажений, и конденсаторы такого типа никогда нельзя ис¬
пользовать в цепях, по которым распространяются сигналы, их можно использо¬
вать, например, в схемах питания. Интересно, что керамические конденсаторы
типа NP0 отличаются наиболее стойкими диэлектрическими характеристиками
из всех типов керамических конденсаторов и обеспечивают достаточно хорошие
значения коэффициента напряжения.
Аналогичным образом для многих типов конденсаторов могут в зависимости
от частоты изменяться и емкость, и коэффициент диссипации (DF), в основном
это происходит по причине изменения диэлектрической постоянной. В этом от¬
ношении наилучшими характеристиками обладают такие типы диэлектриков,
как полистирол, полипропилен и тефлон.
Паразитные характеристики
Большинство разработчиков электронной техники имеют представление об опре¬
деленных типах конденсаторов. Так как существует огромное количество раз¬
личных типов конденсаторов, то часто можно легко забыть о тех механизмах,
которые могут приводить к возникновению как статических, так и динамиче¬
ских ошибок при использовании конденсаторов в составе прецизионных схем.
Это относится к таким используемым диэлектрикам, как стекло, алюминиевая
фольга, твердый тантал и изготовленная из тантала пленка, слюда, керамиче¬
ские материалы. В дополнение к традиционно используемым корпусам с вывода¬
ми, многие из конденсаторов также выпускаются в корпусах для поверхностного
монтажа.
На рис. 10-5 показана рабочая модель для неидеального конденсатора. Но¬
минальная емкость конденсатора С шунтируется сопротивлением Rp, которое
представляет собой сопротивление изоляции (insulation resistance), или утечку.
Второе сопротивление Rs соответствует эквивалентному последовательному
сопротивлению (ESR), которое включается последовательно с емкостью конден¬
сатора и служит для описания сопротивления выводов и пластин конденсатора.
Заметим, что не так просто выделить различные эффекты, которые воз¬
никают в конденсаторах. Для удобства объяснения различных эффектов были
созданы соответствующие модели. Индуктивность L — эквивалентная последо¬
вательная индуктивность, ESL — служит для моделирования индуктивности

956 Глава 10. Пассивные компоненты
выводов и пластин конденсатора. Далее, сопротивление R,£m и емкость С da вме¬
сте образуют упрощенную модель для эффекта, связанного с диэлектрическим
поглощением (DA, dielectric absorption). Этот параметр может ухудшить ди¬
намические характеристики как для высокоскоростных, так и для достаточно
медленных электронных схем. Для моделирования реального конденсатора зна¬
чения Rda и Cda могут состоять из некоторого количества элементов, которые
включаются параллельно. Подобные паразитные RC-элементы могут приводить
к ухудшению параметров схем синхронизации, что будет более подробно обсу¬
ждаться далее.
Рис. 10-5. Эквивалентная схема для
неидеального конденсатора учиты¬
вает паразитные элементы
Диэлектрическое поглощение (абсорбция)
Диэлектрическое поглощение, которое также может называться «просачивание»
или иногда «диэлектрический гистерезис», — одно из наименее понятных и по¬
тенциально наиболее опасное явление из всех паразитных эффектов для конден¬
саторов. Его можно представить себе как некую память, так как большинство
конденсаторов не полностью отдают сохраненный на них заряд.
Данный эффект иллюстрируется на рис. 10-6. Конденсатор, расположенный
в левой части рисунка, сначала в момент времени to начинает заряжаться от
источника с напряжением V В, после чего в момент времени ti срабатывает
ключ, который замыкает конденсатор на землю, и начинается процесс его раз¬
рядки. В момент времени t2 ключ вновь размыкается, и можно видеть, как на
конденсаторе возникает остаточное напряжение, которое постепенно достигает
приблизительно постоянного уровня. Это напряжение связано с диэлектриче¬
ской абсорбцией, график его изменения показан в правой части рисунка. Здесь
отчетливо заметны все фазы зарядки, разряда и восстановления остаточного
напряжения. Заметим, что ошибка, связанная с остаточным напряжением, про¬
порциональна как напряжению зарядки V, так и значению диэлектрического
поглощения (DA) для данного конденсатора.
Существует не так много стандартных методов для измерения диэлектри¬
ческой абсорбции, и все они различаются между собой. Результаты измерений
обычно выражаются в процентах к первоначальному напряжению, которое ис¬
пользовалось при зарядке конденсатора. Обычно зарядка осуществляется в те¬
чение достаточно долгого времени, затем выводы на некоторое фиксированное

10-1. Конденсаторы 957
время замыкаются между собой. После этого в течение определенного перио¬
да времени происходит образование остаточного напряжения, и выполняется
измерение его величины (подробности приводятся в статье [8]). Здесь мы рас¬
сматриваем данное явление только в общих чертах, и необходимо заметить, что
реальные конденсаторы могут в значительной степени различаться по данному
эффекту. Значения диэлектрической абсорбции могут изменяться от практи¬
чески незаметных до приблизительно 1%, конкретное значение определяется
свойствами используемого диэлектрического материала.
Рис. 10-6. Остаточное напря-	Vq
жение для разомкнутой схемы	2^	а
после зарядки/разрядки кон-	^0
В практических условиях диэлектрическая абсорбция может проявляться са¬
мыми различными способами. Например, значение интегратора не сбрасывается
в ноль, преобразователь напряжение/частота неожиданно начинает проявлять
нелинейное поведение, или же схема выборки/хранения обладает ошибкой с изме¬
няющимся уровнем. Последний вариант особенно нежелателен для систем сбора
данных, где разность напряжений для соседних каналов может достигать зна¬
чений, близких к полному диапазону изменения сигнала.
Рис. 10-7 иллюстрирует влияние ошибки, связанной с диэлектрической аб¬
сорбцией, на примере простой схемы выборки/хранения. На показанной слева
схеме ключи S1 и S2 представляют соответственно входной мультиплексор и
ключ, используемый в схеме выборки/хранения. На выходе мультиплексора при¬
сутствует напряжение Ѵх, на конденсаторе С удерживается напряжение Ѵу,
которое буферизуется с помощью операционного усилителя и затем подается
на вход АЦП. Как видно из показанной в правой части рисунка временной
диаграммы, в режиме хранения, когда конденсатор фактически размокнут, воз¬
никает напряжение ошибки (е), вызванное диэлектрической абсорбцией. Значе¬
ние этого напряжения будет пропорционально разности напряжений VI и Ѵ2,
ошибка достигает максимального значения, когда напряжения VI и Ѵ2 будут
близки к противоположным границам динамического диапазона сигнала. На
практике, чтобы уменьшить ошибку, связанную с диэлектрической абсорбцией,
и получить оптимальную работу схемы выборки/хранения, следует использовать
только конденсаторы с наилучшими характеристиками.
Явление диэлектрической абсорбции является характеристикой, относящейся
к используемому диэлектрическому материалу, хотя также она может зависеть и
от особенностей производственного процесса или от свойств материала, исполь¬
зуемого для изготовления электродов. Диэлектрическая абсорбция указывается
в процентах по отношению к напряжению, которое использовалось для зарядки
конденсатора. Для конденсаторов на основе таких материалов, как тефлон, поли¬
стирол или полипропилен, диэлектрическая абсорбция имеет достаточно малые
денсатора характеризует ди¬
электрическую абсорбцию кон¬
денсатора
V

958
Глава 10. Пассивные компоненты
S1
Ѵ1 О
Ѵ2 о
ѴЗ О
I
I
VN О
▼
к АЦП
Рис. 10-7. Диэлектрическая абсорбция приводит к ошибкам при работе схемы
выборки/хранения
значения — до 0,02%, тогда как для некоторых электролитических конденсато¬
ров она может достигать и даже превышать 10%. При некоторых временных
параметрах диэлектрическая абсорбция конденсаторов на основе полистирола
может опускаться до 0,002%.
Широко распространенные керамические конденсаторы с высоким значением
К и поликарбонатные конденсаторы обычно имеют диэлектрическую абсорб¬
цию порядка 0,2%, и это приводит к ошибке в 1/2 LSB уже для разрядности,
равной 8 битам! Слюдяные, стеклянные и танталовые конденсаторы обладают
еще большими значениями диэлектрической абсорбции, которая для них обычно
лежит в диапазоне от 1% до 5%. Для поликарбонатных конденсаторов диэлектри¬
ческая абсорбция будет примерно равна 0,5%. Можете принять за правило, что
если в технической документации для конденсаторов не приводится информация
по диэлектрической абсорбции с указанием временных параметров и диапазонов
напряжений, то к использованию таких конденсаторов следует подходить с боль¬
шой осторожностью! Лучше выбрать конденсаторы другого типа, для которых
в документации приводятся данные по меньшим значениям диэлектрической аб¬
сорбции.
Диэлектрическая абсорбция может значительно увеличивать время отклика
для быстродействующих схем, которые используются в активных фильтрах вы¬
сокой частоты или же в усилителях переменного напряжения. Если использовать
для подобных приложений схему Rda — Cda> показанную на рис. 10-5, то мы полу¬
чим для постоянной времени значение порядка нескольких миллисекунд. Также
можно столкнуться и с намного большими значениями для постоянной времени.
Более точную модель для представления подобных устройств можно получить,
если использовать несколько включенных параллельно секций Rda — С da, для
которых постоянные времени принимают значения из достаточно широкого диа¬
пазона.
В устройствах с малым временем зарядки и разрядки конденсатора влияние
механизма диэлектрической абсорбции проявляется как «аналоговая память»,
так как конденсатор пытается запомнить то напряжение, которое было уста¬
новлено на нем ранее.

10-1. Конденсаторы 959
Можно компенсировать влияние подобных ошибок для некоторых типов уст¬
ройств, если диэлектрическая абсорбция носит простой характер и ее доста¬
точно просто измерить. В этом случае понадобится несколько модернизировать
схему. Например, в случае интегратора можно подать сигнал с выхода обратно
на вход при помощи специальной компенсирующей схемы, которая нейтрализу¬
ет влияние диэлектрической абсорбции с помощью включенного параллельно ей
отрицательного импеданса. Показано, что таким образом можно улучшить ха¬
рактеристики схемы выборки/хранения более чем в 10 раз (ссылка [6]).
Паразитные эффекты в конденсаторах и коэффициент
поглощения
В схеме, показанной на рис. 10-5, сопротивление утечки конденсатора Rp, эф¬
фективное последовательное сопротивление Rs и эффективная последователь¬
ная индуктивность L действуют как паразитные элементы, которые способны
ухудшить характеристики электронной схемы. Обычно эффекты от всех этих
паразитных элементов объединяют и рассматривают в качестве коэффициента
поглощения (DF, dissipation factor).
Ток утечки конденсатора — это ток небольшой величины, который проте¬
кает через диэлектрик, когда на конденсатор подается напряжение. Хотя ток
утечки моделируется просто при помощи некоторого сопротивления изоляции
(Rp), которое включено параллельно конденсатору, в действительности такое
сопротивление изменяется нелинейно в зависимости от приложенного напряже¬
ния. Производители часто используют для утечки характеристику, выраженную
как произведение МОм на микрофарады, и эта характеристика описывает время
самостоятельной разрядки диэлектрика, выраженное в секундах. Для конден¬
саторов с высокой утечкой, например электролитических конденсаторов, это
время может быть меньше секунды, в случае керамических конденсаторов это
время составляет сотни секунд. Стеклянные конденсаторы обладают временем
самостоятельной разрядки порядка 1000 с и более, однако наименьшей утечкой
обладают тефлоновые и пленочные конденсаторы (полистирол или полипропи¬
лен), для которых постоянная времени может превышать 1000000 МОм • мкФ.
Для таких устройств внутренняя утечка через диэлектрик может быть незамет¬
на по сравнению с внешними путями утечки, возникающими благодаря загрязне¬
нию поверхности печатной платы, или же проводниками и другими элементами.
Эквивалентная последовательная индуктивность ESL (см. рис. 10-5) возни¬
кает из-за индуктивности выводов и пластин конденсатора и особенно заметна
на высоких частотах, в результате чего обычный емкостной характер импеданса
конденсатора изменяется на индуктивное поведение. Величина ESL в значитель¬
ной мере определяется особенностями конструкции внутренней части конден¬
сатора. Конденсаторы с цилиндрическим корпусом, использующие многослой¬
ную фольгу, обычно обладают значительно большей индуктивностью выводов
по сравнению с опрессованными компонентами с радиальным расположением
выводов. Многослойные керамические и пленочные компоненты обычно имеют
наименьшие значения последовательной индуктивности, тогда как наибольшие
значения можно встретить у танталовых и алюминиевых электролитических
конденсаторов. Следовательно, стандартные электролитические конденсаторы,

960 Глава 10. Пассивные компоненты
если вместе с ними не использовать конденсаторы других типов, оказываются
непригодными для использования в качестве локальных блокировочных кон¬
денсаторов в высокоскоростных схемах. Однако необходимо заметить, что су¬
ществуют и доступны специализированные типы алюминиевых и танталовых
электролитических конденсаторов, которые могут использоваться в высокоско¬
ростных приложениях. Подобные конденсаторы в основном предназначены для
импульсных источников питания, и данный вопрос будет более подробно обсу¬
ждаться в следующем разделе.
Производители конденсаторов часто в качестве характеристики эффектив¬
ного последовательного импеданса приводят графики зависимости импеданса
от частоты. Не удивительно, что такие графики свидетельствуют о преимуще¬
ственно емкостном характере реактивного сопротивления при низких частотах,
но при увеличении частоты импеданс возрастает за счет влияния последователь¬
ной индуктивности.
Эффективное последовательное сопротивление (на рис. 10-5 обозначено как
Rs) учитывает сопротивление выводов и пластин конденсатора. Как уже упоми¬
налось ранее, многие производители объединяют все эффекты, связанные с ESR,
ESL и утечкой, в один параметр, который получил название коэффициента
диссипации (DF, dissipation factor). Данный коэффициент характеризует эф¬
фективность конденсатора. Производители определяют этот коэффициент как
отношение потерь энергии к количеству энергии, сохраненной в конденсато¬
ре (для одного цикла). Значение коэффициента диссипации DF приближенно
может быть представлено как отношение эквивалентного последовательного со¬
противления к полному емкостному реактивному сопротивлению (при заданной
частоте), это значение оказывается обратным значением для Q, коэффициента
добротности. Итак, получаем следующее приближенное выражение: Q и 1/DF
(DF выражен в численном виде). Например, при значении DF, равном 0,1% (т.е.
0,001), для Q получаем 1000.
Значение коэффициента диссипации DF часто изменяется в зависимости от
температуры и частоты. Для конденсаторов, в которых используются слюдя¬
ные или стеклянные диэлектрические материалы, коэффициент диссипации при
комнатной температуре может принимать значения от 0,1% до 2,5%. Электро¬
литические конденсаторы обычно обладают лучшими характеристиками. Если
рассматривать какую-то группу конденсаторов, то можно выделить пленочные
конденсаторы, для которых значение DF будет меньше 0,1%. Сравнимыми ха¬
рактеристиками обладают керамические конденсаторы на основе стабильных
диэлектриков, особенно конденсаторы типа NP0 (также могут обозначаться как
COG), подробнее мы поговорим об этом чуть ниже.
Наиболее важные компоненты необходимо
устанавливать в последнюю очередь
Обязанности разработчика включают в себя не только работу по разработке
электронного устройства. Некоторые из методов, используемых при монтаже
печатных плат, могут приводить к тяжелым ошибкам даже при самом тща¬
тельном проектировании. Например, некоторые из обычно используемых для

10-2. Резисторы и потенциометры 961
очистки растворителей способны проникать внутрь электролитических конден¬
саторов — особенно если конденсаторы изготавливаются с резиновой верхней
поверхностью.
Некоторые из пленочных конденсаторов, особенно изготовленные из полисти¬
рола, могут растворяться при контакте с растворителями определенного типа.
Небрежное, грубое обращение с выводами может привести к неисправности
конденсатора, которая будет проявляться случайным образом или нерегулярно.
Особенно это относится к конденсаторам, использующим травленую формован¬
ную фольгу. Чтобы избежать всех этих проблем, рекомендуется, если это только
возможно, устанавливать наиболее чувствительные к таким воздействиям ком¬
поненты на печатную плату в последнюю очередь.
Разработчики также должны учитывать естественные механизмы поврежде¬
ний, свойственные конденсаторам каждого типа. Например, у конденсаторов
на основе металлизированных пленок неисправности часто могут без всякого по¬
стороннего вмешательства исчезать с течением времени. Обычно первоначально
подобные неисправности возникают за счет образования проводящих соедине¬
ний, которые возникают за счет небольших отверстий в диэлектрической пленке.
Однако возникающие при такой неисправности токи могут достигать такой ве¬
личины, что под влиянием выделяющегося тепла место контакта разрушается
и конденсатор возвращается в нормальное рабочее состояние (но при этом его
емкость слегка уменьшается). Конечно, при использовании в схемах с высоким
импедансом мы можем не получить ток достаточной величины, это также дол¬
жен учитывать разработчик.
Танталовые конденсаторы также в некоторой степени подвержены эффекту
саморазогрева, однако — в отличие от пленочных конденсаторов — температура
в месте повреждения возрастает достаточно медленно. Таким образом, возвра¬
щение к нормальному рабочему состоянию для танталовых конденсаторов лучше
происходит в схемах с высоким импедансом, которые ограничивают быстрое на¬
растание тока через конденсатор в месте образования дефекта. Таким образом,
следует с осторожностью использовать танталовые конденсаторы в приложени¬
ях, где возможны токи большой величины.
Срок службы электролитических конденсаторов часто зависит от скорости,
с которой используемая в них жидкость просачивается через торцевые крыш¬
ки. Лучше использовать крышки с изоляцией на основе эпоксидных смол, а не
на основе резины, однако конденсаторы с эпоксидной изоляцией могут взорвать¬
ся при большом напряжении с обратной полярностью или при возникновении
повышенных напряжений. В заключение заметим, что все полярные конденса¬
торы необходимо защищать от воздействия напряжений, которые превышают
номинальное напряжение.
Раздел 10-2
Резисторы и потенциометры
Основные сведения
Разработчики могут выбирать компоненты из широкого набора резисторов раз¬
личных типов, включая углеродистые резисторы, углеродистые пленочные ре-
31—1277

962 Глава 10. Пассивные компоненты
•	Изменение температуры на 10 °С приводит к изменению коэффициента
усиления на 250 ppm.
•	В 12-разрядной системе это приводит к образованию ошибки в 1LSB, тогда как в
16-разрядной системе это приводит к катастрофе.
Рис. 10-8. Различные значения температурных коэффициентов для двух резисторов могут
создавать ошибки усиления, которые зависят от температуры
зисторы, металлические резисторы, металлопленочные резисторы, а также ин¬
дуктивные и неиндуктивные резисторы с проволочной намоткой. Как наиболее
распространенные — и наименее подверженные различным неисправностям - из
всех электронных компонентов, резисторы часто не воспринимают как источ¬
ники ошибок в электронных системах, которые должны отличаться высокими
характеристиками.
Однако неправильный выбор резистора может нарушить точность измере¬
ний в 12-разрядной системе, создавая ошибки, которые по своей величине будут
превышать 122 ppm (1/2 LSB). Когда вы последний раз читали технические опи¬
сания на резисторы? Вы сами удивитесь, когда поймете, как много информации
можно получить при внимательном изучении этих данных.
Давайте рассмотрим простую схему, которая показана на рис. 10-8. Здесь
используется неинвертирующий операционный усилитель, для которого при по¬
мощи резисторов Ri и R2 установлен коэффициент усиления, равный 100. Оче¬
видным источником ошибки являются температурные коэффициенты данных
резисторов. Допустим, что ошибки, связанные с коэффициентом усиления опе¬
рационного усилителя, пренебрежимо малы. Также предположим, что сопроти¬
вления резисторов идеально согласованы в соотношении 99/1 при температуре
+25 °С. Если температурные коэффициенты резисторов будут различаться всего
лишь на 25 ррт/ °С, то коэффициент усиления будет изменяться на 250 ppm при
изменении температуры на 10 °С. В 12-разрядной системе это создает ошибку
в 1 LSB, а для 16-разрядной системы это приводит к полной катастрофе.
Изменение температуры способно ограничивать точность показанного на
рис. 10-8 усилителя несколькими возможными способами. В данной схеме (как и
во многих других схемах для операционных усилителей, где коэффициент уси¬
ления задается с помощью соотношения сопротивлений внешних компонентов),
абсолютное значение температурного коэффициента для используемых резисто¬
ров не имеет большого значения — они должны изменяться в равной степени и

10-2. Резисторы и потенциометры 963
обеспечивать постоянство соотношения сопротивлений. Однако некоторые типы
резисторов не могут обеспечить точной работы. Например, нельзя использовать
углеродистые резисторы — для них температурный коэффициент приблизитель¬
но равен 1500 ррт/°С. Если даже удастся согласовать значения температурных
коэффициентов с точностью 1% (что маловероятно), оставшаяся разница будет
составлять 15 ррт/°С — что явно недостаточно, так как при изменении темпе¬
ратуры на 8 °С будет возникать ошибка, равная 120 ppm.
Многие производители предлагают резисторы на основе металлических пле¬
нок или с объемным наполнением металлом, у которых абсолютное значение
температурного коэффициента изменяется в пределах от ±1 до ±100 ррт/°С.
Однако при использовании подобных резисторов следует соблюдать осторож¬
ность: температурный коэффициент может изменяться в очень широких преде¬
лах, особенно при использовании дискретных резисторов, относящихся к различ¬
ным группам. Если возникает подобная проблема, то некоторые производители
предлагают более дорогие согласованные между собой пары резисторов, у ко¬
торых температурный коэффициент совпадает в пределах 2-10 ррш/°С. Также
широкое распространение получили довольно недорогие сборки из тонкопленоч¬
ных транзисторов, которые обладают достаточно хорошими характеристиками.
Предположим, что (как показано на рис. 10-9) Ri и R2 являются резисторами
мощностью 1/4 Вт и они обладают одинаковым температурным коэффициен¬
том, равным 25 ррт/°С. Даже если значения температурных коэффициентов
равны, все равно может возникать значительная ошибка! Если на входе при¬
сутствует нулевой уровень, то резисторы не рассеивают тепло. Однако, если
напряжение сигнала составляет 100 мВ, то падение напряжения на резисторе Ri
составит 9,9 В, отсюда вычисляем рассеиваемую мощность — 9,9 мВт. Так как
тепловое сопротивление для резистора мощностью 1/4 Вт составляет 125°С/Вт,
то температура повысится на 1,24 °С. Такое повышение температуры приводит
к изменению сопротивления на 31 ppm, соответствующим образом изменится и
коэффициент усиления схемы. Однако напряжение на сопротивлении R2 всего
100 мВ, и температура этого резистора изменится всего лишь на 0,0125 °С. При
разрешении 14 бит чистая ошибка для коэффициента усиления в 31 ppm приво¬
дит к ошибке в 1/2 LSB для сигнала с максимально возможной амплитудой, а в
16-разрядной системе такая ошибка будет иметь катастрофические последствия.
Далее эффект саморазогрева резисторов также приводит к образованию не¬
линейных ошибок, которые можно достаточно просто рассчитать. На примере
схемы, показанной на рис. 10-9, можно вычислить, что если уровень сигнала со¬
ставляет половину от максимально возможного уровня, то ошибка, связанная
с саморазогревом, составит всего лишь 15 ppm. Другими словами, коэффициент
усиления данной схемы не является постоянным при уровне сигнала, составля¬
ющем половину от полного диапазона его изменения (впрочем, как и при лю¬
бом другом уровне), если существует разница температур между резисторами,
используемыми для настройки коэффициента усиления. При этом рассматрива¬
емый случай не является наиболее неблагоприятным: если использовать рези¬
сторы меньшего размера, то по причине возросшего теплового сопротивления
ситуация еще более ухудшается.
Подобных ошибок можно избежать, если выбирать для критически важных
участков резисторы, аккуратно согласованные как по своему сопротивлению,

964 Глава 10. Пассивные компоненты
Предположим
+ 100 мВ O'
I
R«
G = 1 + -=г- = ЮО
F*! = 9,9 кОм, 1/4 Вт
ТС = +25ppm/°C
-О +10В
Предположим ТС для R, = ТС для R2
R2 = 100 Ом, 1/4 Вт
ТС = +25ррт/°С
•	Тепловое сопротивление резисторов R-i и R2 составляет 125°С/Вт.
•	Повышение температуры для R, составит 1,24°С, PD = 9,9 мВт.
•	Повышение температуры для R2 будет незначительным, Р0= 0,1 мВт.
•	Коэффициент усиления изменяется на 31 ppm, что приводит
к ошибке в 1/2 LSB при разрядности, равной 14 бит.
Рис. 10-9. Различие в уровне рассеиваемой мощности между резисторами с равными
температурными коэффициентами может приводить к возникновению ошибок, связанных
с коэффициентом усиления
так и по температурному коэффициенту, которые работают при мощности мень¬
шей, чем их номинальная мощность, и для которых обеспечивается хорошая
теплопередача между отдельными компонентами. Лучшим способом для этого
является использование резисторных сборок, которые изготавливаются на од¬
ной подложке — подобная сборка может располагаться либо внутри микросхе¬
мы, либо могут использоваться внешние дискретные сборки из тонкопленочных
транзисторов.
Если сопротивления достаточно малы (менее 10 Ом), то особое внимание
необходимо уделить стабильности соединения. Например, хотя об этом часто
забывают, ошибки могут возникать под влиянием температурного коэффици¬
ента сопротивления для изготовленных из меди дорожек на печатной плате
или соединительных проводов. Для меди температурный коэффициент обычно
имеет значение, примерно равное 3900 ррт/°С. Если рассматривать прецизион¬
ный проволочный резистор сопротивлением 10 Ом, для которого температурный
коэффициент равен 10 ррт/°С, то под влиянием медных соединений он превра¬
щается в резистор сопротивлением 10,1 Ом, который обладает температурным
коэффициентом примерно 50 ррт/°С.
В заключение необходимо рассмотреть устройства, которые должны рабо¬
тать в достаточно широком диапазоне температур: здесь может возникать та¬
кое явление, как температурная ретрассировка (temperature retrace), связанная
с изменением сопротивления, которое происходит после определенного количе¬
ства циклов воздействия низкой и высокой температуры, при этом рассеиваемая
мощность остается постоянной. В этом случае мы можем получить изменение со¬
противления порядка 10 рргп/°С даже для самых качественных тонкопленочных
компонентов.

10-2. Резисторы и потенциометры 965
Итак, при проектировании схем, использующих резисторы, для минимиза¬
ции связанных с изменением температуры ошибок следует учитывать пункты,
перечисленные на рис. 10-10 (а также следует принимать во внимание стоимость
этих решений).
•	Необходимо точно согласовывать температурные коэффициенты резисторов.
•	Используйте резисторы с низким абсолютным значением температурного коэффициента.
•	Используйте резисторы с малым тепловым сопротивлением (т.е. с большей мощностью и
более крупными корпусами).
•	Обеспечьте хороший тепловой контакт между согласованными резисторами (лучше исполь¬
зовать стандартные резисторные сборки, изготовленные на общей подложке).
•	Если сопротивления резисторов значительно отличаются, то можно попробовать использо¬
вать ступенчатый аттенюатор.
Рис. 10-10. Эти факторы необходимо учитывать для уменьшения ошибок, связанных с
температурным изменением сопротивления резисторов
Паразитные явления, связанные с резисторами
Резисторы могут обладать значительной паразитной индуктивностью и емко¬
стью, особенно это становится заметно на высоких частотах. Производители
часто приводят для подобных паразитных явлений значение в процентах (или
в ppm) для ошибки реактивного сопротивления, которое определяется как отно¬
шение разности между значением импеданса и сопротивлением по постоянному
напряжению к сопротивлению для одной или нескольких частот.
Проволочные резисторы особенно подвержены паразитным явлениям такого
рода. Хотя производители предлагают подобные резисторы с обычной обмоткой
или с обмоткой, обладающей малой индуктивностью, даже подобные специаль¬
ные компоненты способны доставить разработчику массу неприятностей. Такие
резисторы в любом случае при сопротивлении менее 10 кОм будут обладать
небольшой индуктивностью (порядка 20 мкГн). Если рассматривать резисторы
данного типа с сопротивлением, превышающим 10 кОм, то основным фактором
становится емкость (порядка 5 пФ).
В приложениях, использующих динамические системы, это может приводить
к полному хаосу. Особое внимание следует уделять данным эффектам в тех схе¬
мах, где используются проволочные резисторы с сопротивлением более 10 кОм.
Здесь вы можете столкнуться с образованием локальных максимумов для сиг¬
налов, могут даже возникать колебания. Особенно заметны подобные явления
в диапазоне низких частот (порядка нескольких килогерц).
Даже в схемах, предназначенных для работы с сигналами низкой частоты,
возникающие в проволочных резисторах паразитные эффекты способны созда¬
вать определенные сложности. Затухание по экспоненте до уровня в 1 ppm может
занимать интервал в 20 временных постоянных или даже более. Паразитные
эффекты в проволочных резисторах способны увеличить полное время устано¬
вления в схеме до значений, намного превышающих соответствующие временные
постоянные.
В резисторах других типов также часто можно столкнуться с неприемле¬
мым уровнем паразитного реактивного сопротивления. Например, некоторые

966 Глава 10. Пассивные компоненты
металлопленочные резисторы обладают значительной емкостью, которая возни¬
кает между выводами и становится особенно заметной при высоких частотах.
Наилучшими характеристиками при рассмотрении такой емкости на высоких
частотах обладают углеродистые резисторы.
Термоэлектрические эффекты
Другая достаточно сложная проблема, связанная с использованием резисторов,
возникает в связи с эффектом термопары (thermocouple effect), который также
может называться как термо-эдс (thermal EMF). Этот эффект возникает везде,
где существует контакт между двумя металлическими проводниками, изгото¬
вленными из различных материалов.
Эффект термо-эдс широко используется для измерения температуры. Однако
в любой схеме, в которой используются низковольтные прецизионные операци¬
онные усилители, данный эффект может служить причиной потери точности
при измерениях, так как при контакте двух различных проводящих материалов
образуется термопара (независимо от того, делаем ли мы это преднамеренно или
нет). Во многих случаях именно ошибки такого типа могут являться основными
при работе прецизионных схем.
Паразитные термопары будут создавать ошибки в том случае, если образу¬
ющие их переходы будут находиться при различных температурах. Если на ка¬
ждой стороне обрабатываемого сигнала имеются два таких паразитных пере¬
хода, то мы получаем по крайней мере пару паразитных термопар. Если два
перехода данной термопары находятся при различных температурах, то будет
возникать паразитное напряжение, величина которого будет зависеть от значе¬
ний температур. В обратном случае, когда оба перехода термопары находятся
при одной и той же температуре, напряжение будет равно нулю, и влияние двух
термопар будет взаимно компенсировать друг друга.
Это очень важно понимать, так как в практических условиях мы не можем
создать такую систему, в которой отсутствовали бы контакты между металли¬
ческими проводниками из различных материалов. Однако мы можем тщательно
контролировать перепады температур в нашей схеме, благодаря чему не будет
проявляться воздействие подобных паразитных термопар.
Бороться с подобными помехами достаточно сложно. Чтобы лучше понять
проблему, давайте рассмотрим случай, когда соединения выполняются исключи¬
тельно при помощи проводов, изготовленных из меди. В этом случае даже на пе¬
реходах, образованных различными медными сплавами, может возникать тер¬
моэлектрическое напряжение с уровнем в доли 1 мкВ/°С! Далее даже такие
простые компоненты, как резисторы, также могут содержать паразитные тер¬
мопары, которые могут создавать более заметные напряжения.
Например, рассмотрим модель резистора, которая показана на рис. 10-11.
В двух местах, где материал, из которого изготовлен резистор, контактирует
с материалом, из которого изготовлены выводы, возникают спаи термопар Т1 и
Т2. Для этих термопар в случае некоторых углеродистых резисторов термо-ЭДС
может достигать 400 мкВ/°С, однако для специально сконструированных рези¬
сторов можно добиться достаточно низкого значения — примерно 0,05 мкВ/°С.

10-2. Резисторы и потенциометры 967
Для обычных металлопленочных резисторов (тип RN) данное значение будет
примерно равно 20 мкВ/°С.
Рис. 10-11. Каждый резистор
содержит две термопары, ко¬
торые образуются в месте со¬
единения каждого из выводов
с резистивным элементом
О
Типичная термо-ЭДС для термопар, образующихся в резисторе
•	Углеродистые резисторы
•	Металлопленочные резисторы
•	Манганиновые
проволочные резисторы
•	Резисторы серии ИР компании
RCD Components
= 400 мкВ/°С
= 20 мкВ/°С
= 2 мкВ/°С
= 0,05 мкВ/°С
Заметим, что эффекты, связанные с образованием термопар, не имеют осо¬
бого значения для сигналов переменного напряжения. Для сигналов постоянного
напряжения воздействие одной из термопар будет нейтрализовываться воздей¬
ствием другой термопары — для этого, как говорилось ранее, резистор должен
иметь однородное распределение температур. Однако, если на резисторе рас¬
сеивается значительная мощность или же одна часть резистора располагается
ближе к источнику тепла, то один из концов резистора может приобретать более
высокую температуру, в результате под действием термопар будет возникать
некое паразитное напряжение. Если рассматривать обычные металлопленочные
резисторы, то при разности температур между выводами резистора в 1 °С будет
возникать паразитное напряжение, примерно равное 20 мкВ. Такое напряжение
будет достаточно заметно, особенно в сравнении с дрейфом напряжения сме¬
щения в таких прецизионных операционных усилителях, как ОР177, и будет
вносить очень большую ошибку при использовании операционных усилителей,
стабилизированных прерываниями (chopper-stabilized), для которых дрейф не
превышает 1 мкВ/°С.
На рис. 10-12 показывается, как ориентация резистора может приводить к
возникновению различных напряжений для термопар, существующих внутри ре¬
зистора. Слева показан резистор, для экономии пространства на печатной плате
установленный вертикально. При этом вдоль оси резистора неизбежно возни¬
кает градиент в распределении температуры, особенно если данный резистор
рассеивает значительную мощность. Такой градиент обычно можно устранить,
если резистор на печатной плате будет устанавливаться в горизонтальном поло¬
жении. Исключением могут являться случаи, когда существует поток воздуха,
направленный от одного вывода резистора к другому выводу. Следует распо¬
лагать ось резистора перпендикулярно такому потоку, это помогает снизить

968 Глава 10. Пассивные компоненты
разность температур, так как оба конца резистора будут находиться при оди¬
наковой температуре.
Неправильная	Правильная
установка	установка
резистора	резистора
Рис. 10-12. Воздействие термо-ЭДС для
резисторов можно минимизировать, если
выбрать ориентацию, при которой обес¬
печивается одинаковая температура для
обоих выводов
Заметим также, что необходимо учесть и тот вариант, когда печатная плата
располагается вертикально. В этом случае под влиянием естественной конвекции
воздух будет подниматься вверх вдоль поверхности печатной платы. И в этом
случае ось резистора должна располагаться перпендикулярно потоку воздуха,
что позволит снизить паразитное влияние внутренних термопар. Если исполь¬
зуются компактные резисторы в корпусе для поверхностного монтажа, то тер¬
мопары не будут оказывать заметного влияния, так как между двумя концами
резистора обеспечивается хорошая теплопередача.
В общем случае нужно избегать сильных градиентов температур в критиче¬
ски важных участках печатной платы или поблизости от них. Часто это означа¬
ет, что необходимо обеспечить тепловое изолирование тех компонентов, на кото¬
рых рассеивается значительная мощность. Возникающая при высоких перепадах
температур тепловая турбулентность также может служить причиной возник¬
новения низкочастотных помех, которые по своему характеру схожи с динами¬
ческими шумами.
Чувствительность по напряжению, механизмы
повреждения и старение
Еще одной неприятной особенностью резисторов является зависимость сопроти¬
вления от приложенного напряжения. Особенно чувствительны к этому высоко¬
омные компоненты, в которых используется технология осаждения оксидов,
для них коэффициент такой зависимости лежит в диапазоне от 1 ррт/В до
200 ррт/В. Этот эффект необходимо учитывать при использовании высоко¬
вольтных делителей в прецизионных устройствах.
Также при работе электронных устройств могут возникать проблемы при
возникновении типичных для резисторов механизмов повреждения, и их влияние
необходимо предусмотреть еще на стадии проектирования. Например, углероди¬
стые композитные резисторы при повреждении размыкаются, что обеспечивает
защиту схемы. Следовательно, во многих приложениях такие резисторы в до¬
полнение к своей основной функции могут выполнять и функции предохраните¬
лей. Если заменить резистор такого типа на углеродистый пленочный резистор,
то это может привести к выходу из строя всего устройства, так как при выходе

10-2. Резисторы и потенциометры 969
из строя тонкопленочного резистора может возникать короткое замыкание. При
выходе из строя металлопленочных резисторов обычно возникает размыкание.
Для резисторов всех типов сопротивление со временем несколько изменя¬
ется. Производители указывают для выпускаемых компонентов долгосрочную
стабильность, которая характеризуется в ppm/год. Для металлопленочных рези¬
сторов изменение часто может достигать 50 — 75 ppm/год. При использовании
в устройствах, где чувствительность к изменению сопротивления оказывается
критически важной, необходимо, по крайней мере, в течение недели заставить
работать металлопленочные резисторы при их номинальной мощности. В тече¬
ние такого испытательного периода сопротивление может измениться на 100-
200 ppm. Для полной стабилизации сопротивления металлопленочным резисто¬
рам может понадобиться от 4000 до 5000 ч в рабочем состоянии, особенно если
для них не использовался испытательный период (см. рис. 10-13).
Избыточный токовый шум для резисторов
Большинство из разработчиков знакомы с таким явлением, свойственным рези¬
сторам, как тепловой шум, или шум Джонсона. Однако гораздо менее известен
другой вторичный эффект, связанный с возникновением шума, — так называ¬
емый избыточный токовый шум (excess noise). Этот эффект может создавать
значительные проблемы в прецизионных схемах, использующих операционные
усилители или преобразователи данных, и он проявляется только тогда, когда
через резистор протекает ток.
Если вкратце рассматривать данный эффект, то тепловой шум возникает
под влиянием тепловых колебаний носителей заряда в резисторе. Хотя среднее
значение тока остается равным нулю, мгновенное движение носителей заряда
приводит к возникновению мгновенного напряжения на выводах резистора.
С другой стороны, избыточный токовый шум обычно возникает тогда, ко¬
гда постоянный ток протекает по физической среде, которая не является од¬
нородной например, это могут быть проводящие частицы в углеродистом
резисторе. Ток утрачивает однородность, протекая по гранулам, состоящим из
сжатого углерода, при этом между отдельными гранулами возникают микроско¬
пические электрические «дуговые разряды». Под влиянием этого эффекта спектр
шумов принимает вид 1 /f, который накладывается на тепловой шум резистора.
Другими словами, избыточный токовый шум отвечает за появление напряжения
шумов, которое увеличивается обратно пропорционально корню квадратному из
частоты.
Избыточный токовый шум часто может являться неприятной неожиданно¬
стью для тех, кто не знает о его существовании. В типичных схемах, использу¬
ющих операционные усилители, уровень шумов обычно определяется тепловым
шумом резисторов и входным шумом операционного усилителя. Только когда
на входных резисторах возникает падение напряжения и начинает протекать
ток, становится заметным шум данного типа — причем он может начинать
становиться основным источником шума. Обычно наиболее высокий уровень
избыточного токового шума наблюдается у углеродистых композиционных рези¬
сторов, однако вместе с тем как проводящая среда становится более однородной,
этот шум становится менее заметным. Это видно уже на примере углеродистых

970 Глава 10. Пассивные компоненты
Тип
Преимущества
Недостатки
Дис-
крет-
ные
Угле¬
родные
компо¬
зитные
Наименьшая стоимость. Высокая
мощность/малые размеры. Широкий
диапазон сопротивлений.
Низкая точность (5%). Высокий
температурный коэффициент.
(1500 ррт/°С).
Прово¬
лочные
Высокая точность (0,01%. Низкий
температурный коэффициент
(1 ррт/°С). Высокая мощность.
Проблемы с реактивным
сопротивлением. Большие размеры.
Наиболее высокая стоимость.
Метал¬
лопле¬
ночные
Хорошая точность (0,1%). Низкий
температурный коэффициент, (от
менее 1 до 100 ррт/°С). Умеренная
стоимость. Широкий диапазон
сопротивлений. Малый коэффициент
по напряжению.
Необходимо использовать
испытательный период. Малая
мощность.
Метал¬
личе¬
ские
или
изго¬
товлен¬
ные из
метал¬
личе¬
ской
фольги
Превосходная точность (до 0,005%).
Низкий температурный
коэффициент, (менее 1 ррт/°С).
Малое реактивное сопротивление.
Малый коэффициент по напряжению.
Малая мощность. Чрезвычайно
высокая стоимость.
Высо¬
коом¬
ные
Очень высокие сопротивления
(108-1014 Ом). Единственный
возможный выбор для использования
в некоторых схемах.
Высокий коэффициент
по напряжению (200 ррт/В).
Хрупкий стеклянный
корпус (необходимо обращаться
с осторожностью). Высокая
стоимость.
Сборки
Тол¬
стопле¬
ночные
Низкая стоимость. Высокая
мощность Подстройка с помощью
лазера. Доступность
Недостаточное согласование
сопротивлений (0,1%). Высокий
температурный коэффициент.
(> 100 ррт/°С). Недостаточное
согласование температурных
коэффициентов (10 ррт/°С).
Тонко¬
пленоч¬
ные
Хорошее согласование
сопротивлений (< 0,1%). Низкий
температурный коэффициент, (менее
100 ррт/°С). Хорошее согласование
температурных коэффициентов
(2 ррт/°С). Умеренная стоимость.
Подстройка с помощью лазера.
Малая емкость. Подходят для
размещения на подложке гибридных
микросхем
Часто достаточно большие размеры.
Ограниченный выбор сопротивлений
и конфигураций.
Рис. 10-13. Таблица сравнения резисторов
пленочных резисторов, а в металлопленочных, проволочных и металлических ре¬
зисторах влияние такого шума практически незаметно.
Производители используют для определения уровня избыточного токового
шума так называемый индекс шума (noise index) — выраженное в микровольтах

10-3. Индуктивности 971
среднее значение шума в резисторе для каждой декады частоты, отнесенное к
падению постоянного напряжения на резисторе, выраженному в вольтах. Зна¬
чение этого индекса может достигать и превышать уровень в 10 дБ (3 мкВ,
отнесенное к падению постоянного напряжения, равному 1 В, для декады изме¬
нения частоты). Данный тип шума наиболее заметен при низких частотах, при
частотах выше 100 кГц основным становится влияние теплового шума.
Потенциометры
Подстроечные резисторы и потенциометры подвержены все тем же недостат¬
кам, которые характерны и для резисторов с фиксированным сопротивлением.
Однако при этом они обладают и некоторыми уникальными особенностями, и об
этом всегда необходимо помнить.
Например, некоторые из потенциометров не являются герметичными, и они
могут быть повреждены растворителями, которые используются для очистки пе¬
чатной платы. Более того, повреждения могут возникать даже под воздействием
избыточной влажности. Резистивные элементы и подвижные контакты могут
быть повреждены под воздействием вибрации или даже в результате интенсив¬
ной эксплуатации. В схеме, в которой используются потенциометры, необходимо
помнить о влиянии шума контактов, о влиянии температурного коэффициен¬
та и об ограничении на диапазон настройки. Далее, подстроечные резисторы
проволочного типа обладают ограниченным разрешением, а также ограничения
на разрешение в металлокерамических или пластиковых потенциометрах (ги¬
стерезис, несовместимость температурных коэффициентов для используемых
материалов, люфт) превращают установку и поддержание настроек в преци¬
зионных схемах в такой процесс, который может продолжаться бесконечно.
Учитывая все вышесказанное, можно дать следующие советы тем, кто соби¬
рается использовать в своих устройствах подстроечные резисторы. Правило 1:
действуйте с предельной тщательностью и используйте бесконечно малый диапа¬
зон настройки — это поможет избежать бесконечного разочарования, которое
может возникнуть у вас при работе с потенциометрами с ручной подстрой¬
кой. Правило 2: если для этого имеется возможность, полностью откажитесь
от использования потенциометров с ручной подстройкой! Сегодня выпуска¬
ются самые разнообразные цифровые потенциометры, которые способны непо¬
средственно заменять потенциометры с ручной подстройкой. Также существует
большой выбор недорогих многоканальных ЦАП с выходом по напряжению, ко¬
торые специально предназначены для подстройки уровня напряжения.
Раздел 10-3
Индуктивности
Основные сведения
Индуктивность представляет собой пассивный электронный компонент, кото¬
рый сохраняет энергию в виде магнитного поля. В наиболее простейшем виде
индуктивность представляет собой петлю или катушку из проводника. Значе¬
ние индуктивности будет пропорционально количеству витков в такой катушке.

972 Глава 10. Пассивные компоненты
Кроме этого, индуктивность зависит от радиуса витков и от свойств материала,
на который наматывается катушка.
Индуктивное реактивное сопротивление определяется следующей формулой:
Xl = wL = 27rfL,	(10-4)
где Xl — индуктивное реактивное сопротивление, w — угловая частота, f —
частота, выраженная в герцах, L — значение индуктивности.
Индуктивное реактивное сопротивление является положительным мнимым
компонентом в выражении для импеданса.
Комплексный импеданс индуктивности может быть записан в следующем виде:
Z = juL = j27rfL,	(10-5)
где j — комплексное число, равное
j = у/-І.	(10-6)
По причине своих достаточно больших физических размеров индуктивности
сравнительно редко используются в электронных устройствах, особенно это от¬
носится к низкочастотным схемам. Так как индуктивность является обратной
математической функцией емкости, то иногда для создания индуктивных эле¬
ментов используют операционный усилитель, в контур обратной связи которого
устанавливается конденсатор (см. рис. 10-14). Область применения подобной схе¬
мы ограничивается теми частотами, при которых коэффициент обратной связи
в разомкнутом состоянии имеет значение, достаточное для поддержания работы
данной схемы. Также подобная схема может оказаться непригодной при доста¬
точно высоких уровнях тока.
Индуктивности широко используются в радиочастотных схемах, так как здесь
используются малые значения индуктивности, что позволяет уменьшить размер
компонентов. Для радиочастотного диапазона обычно используют пассивные
LC-фильтры, так как применение активных фильтров затруднено практически¬
ми обстоятельствами.
Практически во всех импульсных источниках питания сегодня используются
индуктивности. Более подробно их применение рассматривается в разделе, по¬
священном импульсным источникам питания, особенно при рассмотрении шин
питания и схемы заземления.
Только совсем недавно производители научились производить индуктивности
с помощью технологических процессов, используемых при производстве моно¬
литных полупроводников. Однако в данной книге этот вопрос подробно рассма¬
триваться не будет.
Ферриты
Ферриты — это непроводящие керамические материалы, которые изготавлива¬
ются из оксидов никеля, цинка, марганца или из других соединений. Ферриты
находят особенно широкое применение в фильтрах для источников питания.
При низких частотах (< 100 кГц) ферриты являются индуктивными, благо¬
даря этому они используются в составе LC-фильтров низкой частоты. Если
частота превышает 100 кГц, то ферриты становятся резистивными компонента¬
ми, по этой причине они широко используются при проектировании фильтров,

10-3. Индуктивности 973
рассчитанных на высокие частоты. Импеданс феррита зависит от свойств ис¬
пользуемого материала, диапазона рабочих частот, постоянного тока смещения,
количества витков, от размера и формы компоненты, а также от рабочей тем¬
пературы.
Рис. 10-14. Способ созда¬
ния искусственной индуктив¬
ности
С R-i R3 Rs
^2
Несколько компаний, которые занимаются производством ферритов, пред¬
лагают самый широкий выбор материалов, а также выпускают компоненты
в самых различных корпусах, которые могут использоваться для создания гото¬
вой схемы. Наиболее простым вариантом является использование ферритовых
бусин (bead), которые представляют собой изготовленные из феррита объекты
цилиндрической формы. Подобные бусины надеваются на провод, ведущий от
источника питания к той части схемы, которую необходимо защитить. Также
имеются выводные ферритовые бусины (leaded ferrite bead), которые представля¬
ют собой те же самые бусины, но фиксированные на проводник с помощью клея,
они могут использоваться как обычные электронные компоненты. Существуют и
другие варианты, в том числе ферритовые бусины с несколькими отверстиями,
которые обеспечивают улучшенную защиту. Также выпускаются ферритовые
бусины в корпусах для поверхностного монтажа.
Совсем недавно стали доступны PSpice-модели для ферритов, выпускаемых
на основе материалов Fair-Rite, которые позволяют оценить импеданс использу¬
емого компонента (см. ссылку [12]). Эти модели разрабатывались для получения
реального значения импеданса, а не для теоретического расчета.
Импеданс феррита определяется некоторым набором связанных между собой
параметров, его достаточно трудно выразить аналитически, и это осложняет
выбор наиболее подходящего компонента. Задача упрощается, если известны
следующие характеристики системы. Во-первых, необходимо определить частот¬
ный диапазон шума, для которого следует выполнять фильтрацию. Для этой цели

974 Глава 10. Пассивные компоненты
можно использовать спектральный анализатор. Во-вторых, необходимо знать
диапазон температур, в котором будет работать фильтр, так как импеданс фер¬
рита зависит от температуры. В-третьих, необходимо знать величину посто¬
янного тока смещения, который будет протекать через феррит — при этой
величине тока феррит не должен переходить в состояние насыщения. Хотя при
выборе могут оказаться полезными модели и прочие аналитические инструмен¬
ты, если следовать приведенным выше рекомендациям и поэкспериментировать
с образцами фильтров, подключив их к источнику питания при работе системы
под реальной нагрузкой; в результате вы сможете выбрать наиболее подходящие
ферриты.
Также очень важно определить размеры феррита, так как при превыше¬
нии тока насыщения утрачиваются индуктивные характеристики. После этого
феррит уже утрачивает все свои рабочие качества. Таким образом, необходимо
определить ток насыщения в соответствии с той максимальной величиной тока,
которая характерна для данной электронной схемы (конечно, при этом следует
сделать некоторый запас).
Ссылки по теме: индуктивности
1.	W. Jung and D. Marsh, «Picking Capacitors, Parts 1 & 2», Audio, February,
March, 1980.
2.	Tantalum Electrolytic and Ceramic Capacitor Families, Kemet Electronics, Box
5928, Greenville, SC, 29606, (803) 963-6300.
3.	Type HFQ Aluminum Electrolytic Capacitor and Type V Stacked Polyester Film
Capacitor, Panasonic, 2 Panasonic Way, Secaucus, NJ, 07094, (201) 348-7000.
4.	OS-CON Aluminum Electrolytic Capacitor 93/94 Technical Book, Sanyo, 3333
Sanyo Road, Forrest City, AK, 72335, (501) 633-6634.
5.	I. Clelland , «Metalized Polyester Film Capacitor Fills High Frequency Switcher
Needs», PCIM, Vol. June, 1992.
6.	Type 5MC Metallized Polycarbonate Capacitor, Electronic Concepts, Inc., Box
1278, Eatontown, NJ, 07724, (908) 542-7880.
7.	H. Ott, Noise Reduction Techniques in Electronic Systems, 2d Edition,
Wiley, Hoboken, NJ, 1988.
8.	Fair-Rite Linear Ferrites Catalog, Fair-Rite Products, Box J, Wallkill, NY,
12886, (914) 895-2055.
9.	Type EXCEL Leaded Ferrite Bead EMI Filter, and Type EXC L Leadless Ferrite
Bead, Panasonic, 2 Panasonic Way, Secaucus, NJ, 07094, (201) 348-7000.
10.	S. Hageman, «Use Ferrite Bead Models to Analyze EMI Suppression», The De¬
sign Center Source, MicroSim Newsletter, January, 1995.

10-3. Индуктивности 975
11.	J. W. Miller, Type 5250 and 6000-101 К Chokes, 306 E. AlondraBlvd., Gardena,
CA, 90247, (310) 515-1720.
12.	Tantalum Electrolytic Capacitor SPICE Models, Kemet Electronics, Box 5928,
Greenville, SC, 29606, (803) 963-6300.
13.	Eichhoff Electronics, Inc., 205 Hallene Road, Warwick, R.I., 02886, (401) 738-
1440.

ГЛАВА I I
ВЛИЯНИЕ ПОВЫШЕННОГО
НАПРЯЖЕНИЯ
НА АНАЛОГОВЫЕ МИКРОСХЕМЫ
Раздел I I -1
Воздействие повышенного напряжения
Один из наиболее частых вопросов, связанных с применением аналоговых инте¬
гральных микросхем, звучит так: «Что произойдет, если на такую микросхему
подать внешнее напряжение в тот момент, когда схема питания отключена?»
Подобная ситуация может возникать в самых различных случаях: начиная от
разряда молнии вблизи кабеля, в результате чего по схемам кондиционирова¬
ния сигналов будут распространяться очень высокие переходные напряжения, и
заканчивая ситуацией когда вы прошли по ковру и затем касаетесь печатной
платы, на которой расположены чувствительные прецизионные схемы. Незави¬
симо от особенностей каждой подобной ситуации, приходится рассматривать
влияние повышенного напряжения (иногда оно может создаваться в результа¬
те неправильного применения) на аналоговые интегральные микросхемы. Далее
мы в основном будем рассматривать операционные усилители, так как именно
эти устройства чаще всего используются для обеспечения интерфейса с внешним
окружением. Однако изложенные здесь принципы должны применяться ко всем
аналоговым интегральным микросхемам, которые используются для обработки
аналоговых сигналов или для их преобразования в цифровую форму. К подобным
устройствам относятся (перечислены далеко не все) инструментальные усилите¬
ли, аналоговые компараторы, усилители выборки/хранения, аналоговые ключи
и мультиплексоры, а также аналого-цифровые преобразователи.
Влияние повышенного напряжения на входной
каскад усилителя
В практических условиях, при использовании схем кондиционирования сигналов,
датчики работают в неблагоприятных условиях, и достаточно часто в системе
могут возникать (и действительно возникают) неисправности. При таких неис¬
правностях схема кондиционирования сигнала может подвергаться воздействию
больших напряжений, которые превосходят напряжение на шинах питания. В ре¬
зультате значительно возрастает вероятность выхода компонентов из строя,
даже если на соответствующих шинах присутствует напряжение питания. В тех¬
нической документации для операционных усилителей приводятся максимальные

11-1. Воздействие повышенного напряжения 977
абсолютные значения, которые указывают, что напряжение на сигнальном входе
никогда не должно выходить за пределы напряжения на шинах питания более чем
на 0,3 В, в некоторых случаях допускается превышение на 0,7 В. Если подобное
пороговое значение будет превышено, то через входной каскад усилителя будут
протекать токи, которые при прохождении через внутренние проводники, а так¬
же проходя на шины питания по паразитным P-N переходам, могут привести к
выходу компонента из строя. Если не используются меры для ограничения подоб¬
ных токов, то незащищенные входные дифференциальные пары (на биполярных
транзисторах BJT или полевых транзисторах FET) могут быть разрушены за
несколько микросекунд. Существуют некоторые компоненты, в которых исполь¬
зуются встроенные схемы защиты, благодаря чему обеспечивается защита при
появлении напряжений, выходящих за пределы напряжения шин питания. Од¬
нако в общем случае необходимо строго соблюдать указанные в документации
максимальные допустимые уровни для напряжений на входах.
Хотя для появившихся в последнее время операционных усилителей, которые
работают с однополярными или биполярными источниками питания, приводится
информация по эффектам, связанным с воздействием на входной каскад по¬
вышенного напряжения, существует много усилителей, для которых подобная
информация производителями не предоставляется.
В этом случае разработчик, который использует подобные компоненты, пе¬
ред проектированием системы защиты должен получить информацию о вольт-
амперной характеристике для этого компонента. Все усилители при превышении
некоторого внутреннего порога начинают проводить ток на положительную или
отрицательную шину питания. Этот пороговый уровень зависит от конкретно¬
го устройства и может лежать в диапазоне от 0,7 до 30 В, что определяется
внутренним устройством входного каскада. Независимо от такого порогового
уровня создаваемые под влиянием внешних причин токи необходимо ограничи¬
вать и удерживать в пределах не более ±5 мА.
Вольт-амперная характеристика входного каскада усилителя зависит от мно¬
гих факторов: от встроенных дифференциальных ограничительных диодов, вклю¬
ченных последовательно с входами токоограничивающих резисторов, возмож¬
ных соединений с подложкой, а также от топологии, используемой для создания
входного каскада (BJT или FET). Защитные диоды на входе, используемые для
ограничения дифференциальных входных сигналов, обычно создаются на основе
перехода база-ЭМПттер NPN-транзисторов. Когда напряжение на входе вы¬
ходит за пределы напряжения на отрицательной шине питания, то эти диоды
действуют в качестве паразитного P-N перехода, подключенного к отрицатель¬
ной шине питания.
Для изготовления токоограничивающих последовательных резисторов, кото¬
рые используются во входных каскадах операционных усилителей, могут исполь¬
зоваться три типа материалов: с диффузией Р- или N-типа, поликремниевые или
тонкопленочные (например, из SiCr). Поликремниевые и тонкопленочные рези¬
сторы изготавливаются на основе тонкого оксидного слоя, который служит в
качестве изоляционного барьера для подложки. Благодаря этому у них отсут¬
ствует паразитный P-N переход, образующий соединения с шинами питания.
Диффузионные резисторы, напротив, обладают подобными свойствами, так как

978 Глава 11. Влияние повышенного напряжения на аналоговые микросхемы
они изготавливаются на основе областей с диффузией Р- или N-типа. Наиболее
важным компонентом является потенциал подложки усилителя, так как имен¬
но он определяет чувствительность вольт-амперной характеристики усилителя
к напряжению питания (рис. 11-1).
•	Сигнал на входе не должен превышать абсолютное максимальное допустимое значение (ко¬
торое обычно указывается по отношению к напряжению питания).
•	Обычно в технической документации указывается, что входной сигнал должен быть ниже
уровня напряжения питания (абсолютный уровень; относится как к шинам с отрицательным
и положительным напряжением) как минимум на 0,3 В.
•	Если отсутствует напряжение питания, то входной сигнал должен быть близок к нулю.
•	Ток, протекающий через входной каскад, не должен превышать определенного значения
(обычно менее 5 мА).
•	Следует избегать пробоя перехода в обратном направлении для переходов база-эмиттер вход¬
ного каскада.
•	Значения для дифференциального и синфазного режима могут различаться.
•	Не существует двух в точности одинаковых усилителей.
•	Некоторые операционные усилители используют защиту для входов (ограничение напряже¬
ния, тока, или ограничение как тока, так и напряжения), однако при этом в любом случае
необходимо учитывать абсолютные максимально допустимые значения.
Рис. 11-1. Защита от повышенного напряжения для входного каскада
Также большое влияние на вольт-амперную характеристику усилителя ока¬
зывает конфигурация входного каскада усилителя. Входные дифференциальные
пары, используемые в операционных усилителях, создаются либо на основе бипо¬
лярных транзисторов (NPN или PNP), либо на основе биполярных транзисторов
(с переходом или MOS, N/Р-канальные). Хотя сама дифференциальная входная
биполярная пара не обладает непосредственным соединением с какой-либо из
шин питания, благодаря полевому эффекту на N-канальном переходе образуется
паразитный P-N переход между задним затвором и Р-подложкой, который от¬
крывается при напряжении Ѵщ + 0,7 В < Vneg- Как уже упоминаюсь ранее,
большинство производителей аналоговых интегральных микросхем не приводят
данные о поведении входной структуры микросхемы при подобных условиях.
Может приводиться только упрощенная схема, однако о поведении входного
каскада под влиянием повышенного напряжения ничего не сообщается. Таким
образом, для определения путей прохождения тока следует использовать какие-
то специальные методы.
Стандартный прибор, используемый для определения характеристик транзи¬
сторов, может быть сконфигурирован для определения вольт-амперной характе¬
ристики любого усилителя, независимо от топологии входной схемы. Два вывода,
с помощью которых на усилитель подается питание, соединяются с землей, а вы¬
ходной сигнал (по схеме с открытым коллектором) подается на один из входов
усилителя. Прибор для измерения характеристик транзистора подает на вход
усилителя постоянное напряжение, которое увеличивается с течением времени,
и измеряет величину тока, который протекает через входной каскад. Если тако¬
го прибора в вашем распоряжении не имеется, то можно использовать источник
постоянного напряжения и мультиметр. Между входом усилителя и выходом
источника постоянного напряжения для обеспечения дополнительной защиты

11-1. Воздействие повышенного напряжения 979
следует включить резистор сопротивлением 10 кОм. Если теперь фиксировать
величину протекающего тока (с помощью амперметра) для каждого уровня по¬
даваемого постоянного напряжения, то можно получить те же результаты, что
и при использовании специального прибора. Хотя таким образом можно проте¬
стировать любой из входов (а следует тестировать оба входа), рекомендуется
оставлять незамкнутой цепь для второго входа, так как в противном случае
на результаты может повлиять второй переход, что сильно усложнит ситуацию.
Для усилителей с обратной связью по току оценка характеристик входов вы¬
полняется более сложными способами, так как в этом случае входы не являются
симметричными. По этой причине необходимо будет получить отдельную вольт-
амперную характеристику для каждого из входов.
После того как мы получили вольт-амперную характеристику для интересую¬
щего нас устройства, на следующем этапе нам необходимо определить минималь¬
ный уровень сопротивления, которое в случае неисправности сможет ограничить
ток значениями ±5 мА. Уравнение (11-1) показывает, как можно вычислить зна¬
чение Rs такого сопротивления в том случае, если известен уровень повышенного
напряжения на входе:
Р _ Ѵщ(МАХ) - VsUPPLY
(11-1)
Наименее благоприятными условиями воздействия при наличии повышенного
напряжения являются такие условия, когда в начальный момент отсутствует или
отключено питание. В этом случае напряжение питания Vsupply будет равно ну¬
лю. Например, если в вашей системе при возникновении определенных неисправ¬
ностей может возникать повышенное напряжение с уровнем 100 В, то следует
использовать внешний резистор с сопротивлением минимум 20 кОм. В боль¬
шинстве случаев для операционных усилителей требуется обеспечить защиту
только для одного входа, существует лишь несколько конфигураций (например,
дифференциальные усилители), где оба входа могут подвергаться воздействию
повышенного напряжения и, следовательно, их необходимо защищать. Гораздо
чаще необходимость защищать оба входа возникает при использовании инстру¬
ментальных усилителей (рис. 11-2).
•	Если ток ограничен, то переходы могут смещаться в прямом направлении.
•	В общем случае безопасное значение тока не превышает 5 мА.
•	Пробой перехода в обратном направлении всегда приводит к повреждению независимо от
уровня тока.
•	Если возникают сомнения при проектировании схемы защиты, то используйте внешние диоды
и включенные последовательно сопротивления.
•	Для изучения поведения микросхемы при повышенном напряжении могут использоваться
стандартные приборы, предназначенные для определения характеристик транзисторов.
•	Приводимые в технической документации упрощенные эквивалентные схемы не содержат
полной информации!
Рис. 11-2. Воздействие повышенного напряжения

980 Глава 11. Влияние повышенного напряжения на аналоговые микросхемы
Обращение фазы напряжения на выходе усилителя
У некоторых операционных усилителей происходит обращение фазы выходного
напряжения в том случае, если сигнал на одном (или на обоих) входе превыша¬
ет допустимый диапазон входного синфазного напряжения. Обычно подобное
обращение фазы связано с усилителями, использующими JFET-входы (N- или Р-
канальные), однако такое поведение может быть свойственно и некоторым бипо¬
лярным устройствам (особенно это относится к усилителям с однополярным пи¬
танием, которые работают в режиме повторителя с единичным коэффициентом
усиления). В большинстве приложений обращение фазы выходного напряжения
не приводит к повреждению усилителя или схемы, в которой он использует¬
ся. Хотя некоторое количество операционных усилителей и подвержены такому
эффекту, он очень редко доставляет сложности при проектировании электрон¬
ных устройств. Однако в приложениях управления серво-двигателями это может
иметь достаточно серьезные последствия. К счастью, подобный эффект носит
только временный характер. После того как сигнал на входе усилителя возвраща¬
ется в пределы допустимого диапазона рабочих синфазных напряжений, эффект
обращения фазы прекращается. В любом случае, советуем обратиться к произво¬
дителю микросхемы, так как информация по обращению фазы редко приводится
в технической документации (рис. 11-3).
•	Данный эффект иногда возникает в операционных усилителях с FET-входами и биполярными
входами (особенно при однополярном питании) в тех случаях, когда входное напряжение
выходит за пределы допустимого диапазона для синфазного напряжения.
•	Не приводит к повреждению усилителя, однако может иметь катастрофические последствия
в системах управления серво-двигателями!
•	В технической документации информация обычно не приводится, необходимо выполнить
проверку усилителя самостоятельно.
•	Можно легко предотвратить с помощью:
-	для BiFET: с помощью добавления последовательных резисторов с соответствующим
сопротивлением (если не указывается в технической документации, то значение сопро¬
тивления определяется опытным путем),
-	для биполярных: для ограничения уровня входного напряжения используют диоды Шот¬
тки, которые соединяются с шинами питания.
Рис. 11-3. Необходимо помнить об обращении фазы на выходе усилителя
В операционных усилителях, использующих технологию BiFET, обращение
фазы можно предотвратить, если ограничить входной ток при помощи резисто¬
ра, который подключается последовательно к входу. Устройства с биполярными
входами можно защитить, ограничивая уровень на входах с помощью диодов
Шоттки, в результате предельное напряжение не будет отличаться от напря¬
жения отрицательной шины питания более чем на несколько сотен милливольт.
Подробное описание эффекта обращения фазы выходного напряжения можно
найти в [1].
Операционные усилители с функцией Rail-to-rail представляют для проекти¬
ровщиков интегральных микросхем особую проблему, так как подобные устрой¬
ства должны вести себя нормальным образом во всем допустимом диапазоне
синфазных напряжений, которые подаются на вход усилителя.

11-1. Воздействие повышенного напряжения 981
PNP-транзисторов подложки (коллекторы соединяются cVneg)
Рис. 11-4. Более тщательное рассмотрение входного каскада ОРХ91 позволяет обнаружить
дополнительные компоненты
В действительности желательно, чтобы устройства, которые используются
в подобных приложениях, также не проявляли аномального поведения и в тех
случаях, когда прилагаемое входное напряжение выходит за диапазон напря¬
жений питания. Семейство операционных усилителей ОРХ91 (включает в себя
ОР191, ОР291 и ОР491) поддерживает функцию rail-to-rail как для входных, так
и для выходных сигналов, и содержит дополнительные компоненты, которые за¬
щищают от повышенного напряжения и препятствуют повреждению устройства.
Как показано на рис. 11-4, входной каскад микросхем ОРХ91 содержит 6 диодов
и два резистора, которые не позволяют напряжению на входах выйти за преде¬
лы шин питания, а также ограничивают напряжение между самими входами.
Диоды D1 и D2 являются диодами, которые используют переход база-ЭМПттер
NPN-транзисторов. Они служат для защиты базы транзисторов Q1-Q2 и Q3-Q4
от лавинного пробоя, который может возникать в тех случаях, когда подаваемое
на вход дифференциальное напряжение превышает порог в 0,7 В. Диоды D3-D6
создаются на основе PNP-транзисторов подложки, и они не позволяют входному
напряжению выйти за пределы напряжения на шинах питания ОРХ91.
Использование PNP-транзисторов подложки в качестве ограничительных ди¬
одов обладает одной интересной особенностью — их коллекторы подключены к
шине питания с отрицательным напряжением. Когда подаваемое на вход напря¬
жение начинает выходить за пределы какой-то из шин питания, то эти диоды
срабатывают, и ток при такой неисправности протекает непосредственно на
схему питания, а не на входные каскады микросхемы. Также последовательно к
входам ОРХ91 включаются резисторы сопротивлением 5 кОм, которые служат
для ограничения тока, который протекает через диоды D1 и D2 в тех случаях, ко¬
гда разность напряжения между входами превышает 0,7 В (рис. 11-5). Заметим,
что эти резисторы (сопротивлением 5 кОм) создаются при помощи р-диффузии

982 Глава 11. Влияние повышенного напряжения на аналоговые микросхемы
в п-кармане (n-well), который затем соединяется с положительной шиной пита¬
ния. Когда подаваемое на вход напряжение начинает превышать положительное
напряжение питания, некоторая часть протекающего при неисправности тока
будет направляться на шину питания Vpos> не приводя, таким образом, к по¬
вреждению входного каскада. В результате всех этих мер микросхемы ОРХ91
обладают достаточно хорошими характеристиками по отношению к повышен¬
ному напряжению на входе, это можно понять из рис. 11-6. Заметим, что при
помощи резисторов сопротивлением 5 кОм и ограничительных диодов значение
входного тока ограничивается уровнем в 2 мА — даже в тех случаях, когда
напряжение на входе устройства будет превышать напряжение шин питания
на 10 В.
Еще одним преимуществом при обеспечении безопасности микросхемы явля¬
ется дополнительная пара диодов, которая используется во входном каскаде
параллельно с Q3 и Q4 и защищает последующие каскады микросхемы от от¬
ключения (от перехода в состояние блокировки). Если эти каскады блокируют¬
ся, то усилитель может столкнуться с эффектом обращения фазы выходного
напряжения в тех случаях, когда напряжение на входе превышает положитель¬
ное входное синфазное напряжение. Иллюстрацией эффективности этих диодов
может служить рис. 11-6. Здесь показано, что микросхемы серии ОРХ91 при
использовании напряжения питания ±5 В способны надежно работать с входны¬
ми сигналами, имеющими полный размах 20 В, не проявляя никаких симптомов
обращения фазы выходного напряжения или другого аномального поведения.
При использовании микросхем данной серии нет необходимости устанавливать
внешние ограничительные диоды.
Рис. 11-5. Встроенные резисторы со¬
противлением 5 кОм вместе с ограничи¬
тельными диодами на входе позволяют
защитить микросхемы ОРХ91 от повы¬
шенного напряжения
Для тех усилителей, которым необходима внешняя защита как от повышен-
ного напряжения, так и от обращения фазы выходного напряжения, обычно
используется включенное последовательно сопротивление Rs, которое служит
для ограничения тока при возникновении повышенного напряжения, а также
диоды Шоттки, которые не позволяют входному напряжению выйти за пределы
напряжений питания (см. рис. 11-7).

V|N (2.5 V/DSIV)
11-1. Воздействие повышенного напряжения 983
Время (200 мкс на деление)	Время (200 мкс на деление)
Рис. 11-6. Добавление двух ограничительных диодов позволяет защитить микросхемы
ОРХ91 от обращения фазы выходного напряжения
Сопротивление Rsуказывается производителем или его можно определить опытным путем.
Для микросхем, которые обладают высоким током смещения, может понадобиться использовать
сопротивление Rfb-
В качестве диодов D1 и D2 могут использоваться диоды Шоттки (но предварительно
необходимо проверить для них сопротивление и ток утечки).
Рис. 11-7. Общая схема для внешней защиты от воздействия повышенного напряжения и
обращения фазы выходного сигнала для операционного усилителя с однополярным питанием
Внешнее сопротивление Rs, которое последовательно подключается к входу,
указывается производителем усилителя или его можно определить опытным пу¬
тем при помощи метода, который уже обсуждался ранее (рис. 11-2 и уравнение
(11-1)).

984 Глава 11. Влияние повышенного напряжения на аналоговые микросхемы
В большинстве ситуаций такого резистора будет достаточно для защиты от
обращения фазы выходного напряжения, а также для ограничения тока, который
при возникновении неисправности будет протекать через диоды Шоттки.
Очевидно, что добавление сопротивления, которое последовательно подключает¬
ся к входам усилителя, будет оказывать влияние на смещение усилителя и ха¬
рактеристики шумов. Влияние этого сопротивления на шум, который будет при¬
сутствовать в схеме, можно вычислить при помощи следующего уравнения:
Еп,total = \J(Ѳгцоратр)^ Ф (6n,Rs)" Ф (Rs X Іп,оратр)"-	(11-2)
В этом уравнении учитываются тепловой шум сопротивления, шум напряже¬
ния, связанный с шумовым током усилителя, протекающим через сопротивление,
и входной шум напряжения усилителя (значение вычисляется как корень ква¬
дратный из суммы квадратов, так как между отдельными компонентами нет
корреляции). В результате мы получаем полное значение шумов на входе, ко¬
торое можно сравнить с тем значением, которое мы имеем без использования
защитного резистора.
Также при добавлении защитного резистора, который подключается после¬
довательно к входу усилителя, будет возникать падение напряжения, вызванное
током смещения усилителя. Это падение будет проявиться в виде увеличения
напряжения смещения (кроме этого, если ток смещения изменяется в зависимо¬
сти от температуры, также изменится дрейф смещения). В тех усилителях, где
токи смещения имеют приблизительно одинаковое значение, добавление после¬
довательного сопротивления к каждому входу позволяет сбалансировать этот
эффект и уменьшить ошибку. Влияние последовательного резистора на общее
напряжение смещения для схемы можно вычислить при помощи следующей фор¬
мулы:
Vos(total) = Vos + IbRs-	(11-3)
В тех случаях, где RfbRs или тогда, когда уровни импедансов источников явля¬
ются сбалансированными, полное напряжение смещения для схемы можно вычи¬
слить таким образом:
Vos(total) = Vos + IosRs-	(11-4)
Чтобы устранить дополнительный шум, возникающий под влиянием Rfb; это
сопротивление можно шунтировать при помощи конденсатора.
Если для защиты входов усилителя используются внешние ограничительные
диоды, то необходимо оценить влияние емкости перехода диода и влияние тока
утечки.
Под влиянием емкости перехода диода и сопротивления Rs возникает допол¬
нительный полюс в цепи распространения сигнала, а также известно, что ток
утечки диода увеличивается в два раза при повышении окружающей температу¬
ры на 10 °С. Таким образом, следует использовать диоды с малым током утечки,
которые выбираются исходя из следующего критерия: при самой высокой тем¬
пературе, которая предполагается для данного устройства, ток утечки диода не
должен превышать одной десятой от величины входного тока смещения для дан¬
ной температуры. Другой особенностью, которую необходимо учитывать при
использовании диодов Шоттки, является зависимость от температуры падения

11-2. Электростатический разряд 985
напряжения на прямом переходе диода. В действительности подобные диоды не
способны ограничивать сигнал в пределах ±0,3 В при всех возможных темпе¬
ратурах. Однако, если диод Шоттки находится при той же температуре, что и
операционный усилитель, то он способен ограничить напряжение до безопасного
уровня, даже если они не всегда ограничивают его в тех пределах, которые ука¬
зываются в технической документации. Это верно в тех случаях, когда условия
для повышенного напряжения могут возникать только при включении устрой¬
ства, когда диод и операционный усилитель имеют одинаковую температуру.
Если же возможно, что при повторной подаче питания операционный усилитель
имеет повышенную температуру, то необходимо принять специальные меры, ко¬
торые обеспечат равную температуру для диода и операционного усилителя.
Раздел 11-2
Электростатический разряд
Воздействие электростатического разряда
на интегральные микросхемы и защита от такого
воздействия
Интегральные микросхемы могут быть повреждены при воздействии высоких
напряжений и кратковременных токов, которые возникают при электростати¬
ческом разряде. Прецизионные аналоговые микросхемы, которые часто отлича¬
ются очень малым током смещения, более чувствительны к такому воздействию
по сравнению с обычными компонентами. Это связано с тем, что в них нельзя
использовать традиционные схемы для защиты входного каскада, так как по¬
добные схемы приводят к увеличению тока утечки.
Основными принципами при борьбе с воздействием электростатического раз¬
ряда являются: (1) представление об источниках напряжения электростатиче¬
ского разряда и (2) понимание тех простых мер при работе с компонентами,
которые позволяют исключить возникновение подобных напряжений.
Основные определения, относящиеся к явлению электростатического разря¬
да, приводятся на рис. 11-8. Заметим, что уровень повреждения при электро¬
статическом разряде относится к превышению любых предельных параметров,
указанных в технической документации для компонента, а не к тем, которые
приводят к катастрофическим для устройства повреждениям. Кроме этого, ука¬
занные предельные значения относятся к каждому выводу микросхемы, а не
только к входам и выходам.
Возникновение статического электричества при трении двух материалов на¬
зывается трибоэлектрическим эффектом (triboelectric effect). Статический за¬
ряд может возникать как для различных материалов (например, ботинки с рези¬
новой подошвой при ходьбе по ковру), так и при разъединении одного материала
(например, при отматывании с катушки прозрачной ленты).
Достаточно высокий электростатический разряд может возникать в самых
разнообразных повседневных ситуациях. Некоторые из подобных примеров при¬
водятся на рис. 11-9. Все указанные значения могут возникать при достаточно

986 Глава 11. Влияние повышенного напряжения на аналоговые микросхемы
высокой относительной влажности. В условиях низкой влажности (например,
в закрытом помещении при низкой температуре) могут возникать напряжения,
которые в десятки раз (или более) превосходят указанные значения.
•	Электростатический разряд (ESD):
-	однократное протекание тока большой величины, вызванное электростатическим за¬
рядом,
-	непосредственный контакт между двумя объектами, имеющими различный электриче¬
ский потенциал,
-	высокое электростатическое поле между двумя объектами, которые находятся на близ¬
ком расстоянии друг от друга.
•	Уровень повреждения при электростатическом разряде:
-	наибольший уровень напряжения, при котором каждый из выводов устройства способен
подвергаться воздействию электростатического разряда без нарушения какой-то из
характеристик устройства (приводимых в технической документации для температуры
25 °С)
Рис. 11-8. Определения, относящиеся к электростатическому разряду
В целях стандартизации метода тестирования и классификации микросхем
на устойчивость к воздействию электростатического разряда были разработаны
несколько моделей электростатического разряда (рис. 11-10). Эти модели служат
для моделирования свойств источников напряжения, связанного с электроста¬
тическим разрядом. При построении всех этих трех моделей использовались
различные допущения, так что нельзя сравнивать полученные с их помощью
результаты.
Наиболее часто из подобных моделей при изучении электростатического раз¬
ряда используется модель человеческого тела (НВМ, Human Body Model). Данная
модель представляет сопротивление и емкость, связанные с человеческим телом,
при помощи RC-цепочки. Конденсатор заряжается с помощью высоковольтного
источника питания и затем разряжается (с помощью высоковольтного ключа)
через последовательно включенный резистор. Конечно, для разных людей зна¬
чения R и С могут изменяться. Однако данная модель была принята в каче¬
стве стандарта MIL-STD-883, метод 3015, для классификации чувствительности
к электростатическому разряду (Method 3015 Electrostatic Discharge Sensitivity
Classification). В этом методе определяется, что следует использовать сопроти¬
вление 1,5 кОм и емкость, равную 100 пФ. (Значения R, С и L для всех трех
моделей электростатического разряда показаны на рис. 11-11).
Модель машины (ММ) использует наиболее неблагоприятные условия, ко¬
торые могут возникать при использовании модели человеческого тела (НВМ).
Вместо того, чтобы использовать средние значения для сопротивления и емкости
человеческого тела, модель ММ использует наименее благоприятные из значе¬
ний — сопротивление принимается равным 0 Ом, емкость — 200 пФ. Выходное
сопротивление, равное 0, также в модели ММ используется для моделирования
разряда на вывод микросхемы от заряженного проводящего объекта (в качестве
примера такого объекта можно привести заряженный разъем для объекта те¬
стирования (DUT, device under test) в системе автоматического тестирования),

11-2. Электростатический разряд 987
•	Человек проходит по обычному ковру:
-	возникает напряжение 1000-1500 В.
•	Человек проходит по обычному виниловому покрытию:
-	создается напряжение 150-250 В.
•	Человек работает с документами в пластиковой папке:
-	возникает напряжение 400-600 В.
•	Человек работает с полиэтиленовыми пакетами:
-	создается напряжение 1000-1200 В.
•	Человек заполняет корпус пеной из полиуретана:
-	возникает напряжение 1200-1500 В.
•	Микросхема соскальзывает вниз по заземленному лотку-распределителю:
-	создается напряжение 50-500 В.
•	Микросхема соскальзывает по открытому проводящему упаковочному контейнеру:
-	возникает напряжение 25-250 В.
Примечание: все эти значения приводятся для довольно высокой относительной влажности
(яз 60%). Если влажность мала (яз 30%), то создаваемые напряжения могут более чем в десять
раз превышать эти значения!
Рис. 11-9. Примеры возникновения электростатического разряда
•	Три модели:
-	модель человеческого тела (ИВМ, Human Body Model),
-	модель машины (ММ, Machine Model),
-	модель заряженного устройства (CDM, Charged Device Model),
•	Согласованность между результатами, полученными с помощью различных моделей:
-	низкая, так как используются различные допущения.
Рис. 11-10. Модели, используемые для изучения электростатического воздействия ••	Модель человеческого тела (НВМ)
Моделирует эффект электростатического разряда, который возникает при прикосновении
человека, тело которого имеет положительный или отрицательный потенциал, к микросхеме,
которая имеет другой электрический потенциал
RLC:	R = 1,5 кОм, L яз 0 нГн, С = 100 пФ.
•	Модель машины (ММ)
Не относящаяся ни к каким реальным условиям модель используется в Японии для модели¬
рования наиболее неблагоприятных условий при воздействии модели НВМ
RLC:	R яз 0 Ом, L яз 50 нГн, С = 200 пФ.
•	Модель заряженного устройства (CDM)
Моделирует электростатический разряд, который возникает на выводе микросхемы (кото¬
рая может иметь как положительный, так и отрицательный электрический потенциал) при
контакте с проводящей поверхностью, которая имеет другой потенциал (который обычно
принимается равным потенциалу земли)
RLC:	R = 1 Ом, L«0 нГн, С = 1 — 20 пФ.
Рис. 11-11. Модели электростатического разряда, которые используются для микросхем

988 Глава 11. Влияние повышенного напряжения на аналоговые микросхемы
откуда данный метод и получил свое название. Однако метод ММ не моделирует
какие-то реальные условия, связанные с электростатическим разрядом. Скорее,
он моделирует электростатический разряд от идеального источника напряжения
(другими словами, в этом случае на пути распространения разряда отсутству¬
ет сопротивление). Информация по проведению тестирования с использованием
модели машины (ММ) приводится в стандарте EIAJ (ED-4701 Test Method С-11
Condition А) и в ESD Association Specification S5.2.
Авторство модели заряженного устройства (CDM) принадлежит компании
AT&T. Эта модель отличается от моделей НВМ и ММ тем, что здесь источником
энергии при электростатическом разряде является сама микросхема. В модели
заряженного устройства предполагается, что кремниевая пластина, на кото¬
рой изготовлена микросхема, соединительные провода и выводная рамка имеют
некоторый электрический потенциал (обычно относительно земли это положи¬
тельный потенциал). Когда один или несколько выводов микросхемы вступают
в контакт с землей, то хранящаяся в микросхеме энергия быстро разряжается
на землю, проходя через соединительные провода и выводную рамку. Типичными
примерами трибоэлектрического заряда, за которым следует разряд в соответ¬
ствии с моделью заряженного устройства, могут служить:
1)	микросхема скользит по лотку-распределителю, и затем угловой контакт
соприкасается с упором, который имеет потенциал земли;
2)	микросхема скользит по открытому проводящему контейнеру, в котором
компоненты поставляются производителем, и затем угловой вывод контак¬
тирует с проводящей поверхностью.
Основная концепция, которая лежит в основе модели заряженного устрой¬
ства, имеет два значительных отличия от принципов, которые положены в осно¬
ву моделей НВМ и ММ. Во-первых, модель CDM моделирует процесс электроста¬
тического разряда заряженной микросхемы на землю, тогда как в моделях НВМ
и ММ моделируется процесс электростатического разряда на саму микросхему.
Таким образом, при тестировании по методу заряженного устройства (CDM)
ток будет протекать по направлению от микросхемы, тогда как при тестирова¬
нии по методам НВМ и ММ — по направлению к микросхеме. Второе отличие
заключается в том, что в методе CDM емкость соответствует емкости корпуса,
тогда как в методах НВМ и ММ используется емкость внешнего конденсатора.
В отличие от моделей НВМ и ММ, в модели CDM предельные уровни для
электростатического разряда могут изменяться для одной микросхемы в зави¬
симости от типа используемого корпуса. Это связано с тем, что емкость ми¬
кросхемы, которая проходит испытания, зависит от типа корпуса — например,
емкость корпуса с 8 выводами будет отличаться от емкости корпуса с 14 вы¬
водами. Значения емкости в модели CDM могут изменяться от 1 до 20 пФ.
Электростатический разряд с корпуса микросхемы разряжается через резистор
сопротивлением 1 Ом.
На рис. 11-12 показано схематическое представление для каждой из трех этих
моделей. Заметим, что в моделях НВМ и ММ конденсатор С1 является внешним
конденсатором, тогда как в модели CDM емкость Cpkg представляет собой вну¬
треннюю емкость корпуса микросхемы, которая проходит тестирование.

11-2. Электростатический разряд 989
S1 L1 R2
Рис. 11-12. Схематическое представление различных моделей, используемых для описания
электростатического разряда, и соответствующая каждой модели форма сигнала при разряде
Модель
НВМ
ММ
CDM для разъема
Моделирует
Человеческое тело
Машину
Заряженное
устройство
Создана
Военное ведомство
США, конец 1960-х
Япония, 1976
AT&T, 1974
Соответствие
реальным условиям
Да
В общем виде
Да
RC
1,5 кОм, 100 пФ
0 Ом, 200 пФ
1 Ом, 1-20 пФ
Время нарастания
< 10 нс (обычно
6-9 нс)
14 нс*
400 пс**
Максимальный ток
при напряжении 400 В
0,27 А
5,8 А*
2,1 А**
Энергия разряда
Средняя
Высокая
Низкая
Зависимость от
корпуса микросхемы
Нет
Нет
Да
Стандарт
MIL-STD-883
Метод 3015
ESD Association std.
S5.2;
EIAJ Std. ED-4701,
Метод С-111
ESD Association Draft
Std. DS5.3
’Значения согласно стандарту ESD association std. S5.2 EIAJ std. ED-4701, метод С-111
не содержит информации о форме сигналов.
“Значения для измерения по методу непосредственной подачи заряда
(с использованием разъема).
Рис. 11-13. Сравнение моделей электростатического разряда: НВМ, ММ и CDM

990 Глава 11. Влияние повышенного напряжения на аналоговые микросхемы
В модели НВМ форма сигнала при электростатическом разряде выглядит
как однополярный импульс с RC-цепочки, тогда как в модели ММ электроста¬
тический разряд имеет пульсации, вызванные наличием паразитной индуктив¬
ности в цепи электростатического разряда (типичное значение такой индук¬
тивности — 50 нГн). В идеальном случае форма волны в модели CDM также
представляет собой единичный однополярный импульс, однако последовательно
с резистором сопротивлением 1 Ом также включается некоторая паразитная ин¬
дуктивность, которая замедляет время нарастания и приводит к возникновению
определенных пульсаций.
Основные особенности каждой модели электростатического разряда сумми¬
руются на рис. 11-13. Пиковые значения токов при разряде возникают при те¬
стировании с помощью напряжения 400 В. Как видно, наименьшим является
пиковый ток в случае модели НВМ, так как здесь при разряде имеется доста¬
точно высокое сопротивление. Разряд в модели CDM по сравнению с другими
отличается меньшей энергией, так как в этом случае емкость микросхемы со¬
ставляет всего 1-20 пФ, однако пиковый ток при разряде достаточно высок.
В модели ММ разряд имеет наиболее высокую энергию, так как в этом слу¬
чае емкость имеет наибольшее значение (напомним, мощность вычисляется как
0,5СѴ2).
л
О-
<D
С
2
<
..
--
jr-—1	1
CDM для разъема
		1	1	1	1	1	-►
Рис. 11-14. Сравнение фор¬
мы сигнала для моделей НВМ,
ММ и CDM (при испытани¬
ях использовалось напряжение
400 В)
На рис. 11-14 сравниваются формы сигналов при напряжении разряда, рав¬
ном 400 В, для моделей НВМ, ММ и CDM, при этом используются одинаковые
шкалы для тока и времени.
Форма сигнала для модели CDM свидетельствует о том, что здесь электро¬
статический разряд имеет наименьшую продолжительность. Время нарастания
в данном случае не превышает 1 нс, полная продолжительность электроста¬
тического разряда в модели CDM составляет примерно 2 нс. Сигнал является

11-2. Электростатический разряд 991
преимущественно однополярным, однако пульсации в конце разряда приводят к
возникновению незначительных областей с отрицательной полярностью. Корот¬
кая продолжительность электростатического разряда в модели CDM приводит
к тому, что разряд обладает достаточно малой энергией, однако ток имеет вы¬
сокое пиковое значение.
Форма сигнала для модели ММ состоит из синусоидальных участков с поло¬
жительной и отрицательной полярностью, резонансная частота составляет 10-15
МГц. Первоначальный пик в модели ММ имеет типичное время нарастания, рав¬
ное 14 нс, а полная продолжительность импульса равна 150 нс. Многократное
протекание высоких токов и пиковое воздействие с умеренной продолжительно¬
стью, которые характерны для модели ММ, приводят к тому, что общая энергия
электростатического разряда намного превосходит соответствующие значения
для остальных моделей (при заданном тестовом напряжении).
Для однополярных импульсов, которые характерны для модели НВМ, сигнал
имеет время нарастания примерно 6-9 нс, затем сигнал уменьшается по экспо¬
ненте до 0 В, характерное время уменьшения равняется 150 нс. В методе 3015
требуется время нарастания менее 10 нс, а продолжительность импульса долж¬
на составлять 150 ± 20 нс, при этом время затухания определяется как интервал
времени, начиная с момента уменьшения уровня сигнала от 100% и заканчивая
достижением уровня в 36,8% (за 100% принимается пиковое значение тока). Пи¬
ковый ток в модели НВМ определяется как 400 В/1500 Ом, то есть он равен
0,267 А, что намного меньше соответствующего значения для моделей CDM и
ММ (при том же напряжении тестирования, равном 400 В). Однако, достаточ¬
но высокая продолжительность импульса в модели НВМ приводит к тому, что
разряд НВМ будет иметь достаточно высокую полную энергию.
Как уже говорилось ранее, сигнал для модели ММ является биполярным,
тогда как для моделей CDM и НВМ сигнал преимущественно является однопо¬
лярным. Однако испытания при использовании моделей НВМ и CDM проводятся
для импульсов как положительной, так и отрицательной полярности. Итак, во
всех моделях испытания микросхемы проводятся для двух направлений проте¬
кания тока.
Метод 3015 стандарта MIL-STD-883 используется для классификации уров¬
ней, при которых электростатический разряд приводит к повреждению данной
микросхемы. Пределы для классификации (см. рис. 11-15) получают при помощи
модели НВМ, которая показана на рис. 11-13. Метод 3015 также содержит опи¬
сание метода маркировки для обозначения класса устойчивости по отношению
к электростатическому разряду. Все микросхемы, которые относятся к воен¬
ному классу 1 или 2, имеют на корпусе соответственно один или два символа
«Д», тогда как микросхемы, относящиеся к классу 3 (у которых порог воздей¬
ствия электростатического разряда превышает 4 кВ), не используют никакой
маркировки, относящейся к электростатическому разряду. Для коммерческих и
промышленных микросхем использование каких-либо символов для обозначения
характеристик по электростатическому разряду не является обязательным.
Заметим, что к классу 1 относятся все устройства, которые не смогли пройти
испытания с уровнем напряжения 2 кВ. Однако, это не означает, что все микро¬
схемы, относящиеся к классу 1, способны выдержать испытания с напряжением

992 Глава 11. Влияние повышенного напряжения на аналоговые микросхемы
Класс ESD НВМ
Уровень повреждения
Обозначение
1
< 2 кВ
Д
2
2-(< 4) кВ
дд
3
> 4 кВ
нет
Рис. 11-15. Классификация и маркировка микросхем на соответствие требованиям
устойчивости к ESD в соответствии с MIL-883C, метод 3105
•	Модель повреждения при электростатическом разряде:
-	диэлектрический пробой или повреждение перехода,
-	аккумулирование заряда на поверхности,
-	расплавление проводника.
•	Электростатический разряд может приводить к следующим последствиям:
-	увеличение утечки,
-	ухудшение рабочих характеристик.
-	нарушение функциональности микросхемы.
•	Повреждение от электростатического разряда может носить кумулятивный характер:
-	например, каждый электростатический разряд может увеличивать повреждение пере¬
хода и через некоторое время приводить к неисправности микросхемы
Рис. 11-16. Повреждения, вызванные электростатическим разрядом
•	Повреждения, вызванные электростатическим разрядом, являются необратимыми!
•	Нельзя выполнять подстройку, сброс потенциала, калибровку электронной схемы с целью
компенсировать воздействие электростатического разряда.
•	Необходимо принимать меры по противодействию электростатическому разряду!
Рис. 11-17. Наиболее важная информация об электростатическом разряде
1,999 В. В любом случае основное внимание необходимо уделить не подбору
«безопасного» уровня напряжения электростатического разряда, а устранению
тех причин, которые приводят к возникновению электростатического разряда
(рис. 11-16).
Подробное обсуждение механизмов повреждения микросхем выходит за рам¬
ки данной книги, типичные эффекты от воздействия электростатического раз¬
ряда суммируются на рис. 11-17.
Для инженеров или проектировщиков наиболее частым проявлением электро¬
статического разряда является неожиданный отказ микросхемы. Однако воздей¬
ствие электростатического разряда может также приводить к увеличению утеч¬
ки или ухудшению прочих параметров микросхемы. Если при оценке параметров
микросхемы вы замечаете, что они не соответствуют указанным в технической
документации, то это может быть вызвано воздействием электростатического
разряда.
Особое внимание необходимо при работе с монтажными или оценочными
платами. Повреждения при электростатическом эффекте могут носить куму¬
лятивный характер, то есть при постоянном несоблюдении правил работы с ми¬
кросхемами вы, в конце концов, получаете неисправное устройство.

11-2. Электростатический разряд 993
Двумя основными пунктами в защите схем от электростатического разряда являются:
•	определение тех компонентов, которые чувствительны к воздействию электростатического
разряда,
•	всегда следует работать с такими компонентами на рабочих местах, которые надлежащим
образом заземлены.
Рис. 11-18. Предотвращение воздействия электростатического разряда на электронные
компоненты
Установка и удаление микросхемы из разъема для тестирования, хранение
микросхем в процессе их тестирования, а также установка и удаление внеш¬
них компонентов на дополнительных платах — все эти действия необходимо
выполнять с соблюдением надлежащих мер по борьбе с электростатическим раз¬
рядом. Вновь укажем, что если микросхема выходит из строя при разработке
прототипа устройства, то причиной может являться кумулятивное воздействие
электростатического разряда.
Ключевым моментом, который необходимо учитывать по отношению к элек¬
тростатическому разряду, является его предотвращение. Не существует возмож¬
ности отремонтировать устройство после повреждения, вызванного электроста¬
тическим разрядом, или каким-то образом компенсировать его воздействие.
Так как электростатический разряд оказывает необратимое воздействие, то
единственным возможным способом противодействия является предотвращение
электростатического разряда. К счастью, процесс предотвращения состоит все¬
го лишь из двух этапов. Первый этап — это определение тех компонентов,
которые чувствительны к воздействию электростатического разряда, второй
это понять, как следует обращаться с такими компонентами (рис. 11-18).
Все компоненты, чувствительные к воздействию статического электриче¬
ства, поставляются в защитной упаковке. Микросхемы обычно упаковываются
вместе с проводящей пеной или помещаются в антистатические контейнеры.
В любом случае, затем подобная упаковка запечатывается в пластиковые паке¬
ты, которые рассеивают статическое электричество. Такой герметичный пакет
обозначается соответствующей маркировкой, которая показана на рис. 11-19,
где также содержатся инструкции по обращению с такой упаковкой.
После того как мы определим, какие из компонентов чувствительны к элек¬
тростатическому разряду, меры по защите являются достаточно простыми. Ес¬
тественно, первой мерой предосторожности является хранение таких компонен¬
тов в их оригинальной упаковке до последнего момента. Второй мерой является
разрядить те потенциальные источники электростатического разряда, которые
могут привести к повреждению микросхемы. В модели НВМ емкость прини¬
мается равной всего лишь 100 пФ, так что выполнить снятие заряда с таких
потенциальных источников опасности можно при помощи устройств с достаточ¬
но высоким импедансом. Даже если сопротивление источника равно 100 МОм,
емкость в 100 пФ будет разряжена менее чем за 100 мс.
Ключевым компонентом для безопасной работы с учетом электростатиче¬
ского разряда является работа на поверхности, которая рассеивает статическое
электричество, как это показано на рис. 11-20.
32—1277

Глава 11. Влияние повышенного напряжения на аналоговые микросхемы
Все компоненты, чувствительные к статическому электричеству,
упакованы в защитную упаковку с инструкциями о мерах предосторожности
0
ОСТОРОЖНО
Устройства, чувствительные к
электростатическому разряду.
Нельзя оставлять или хранить
вблизи источников сильных
электростатических, электромагнитных,
магнитных или радиоактивных полей.
ОСТОРОЖНО
Чувствительные электронные устройства.
Открывать только на рабочих местах,
обеспечивающих защиту от определенного
уровня воздействия.
рцс- 11-19- Обозначение компонентов, чувствительных к электростатическому разряду
Браслет
заземления
Земля
Устройства
защиты от ESD:
желобы, шунтирующие
сопротивления, и т.п.
Поверхность стола,
защищающая от ESD
Пол или коврик,
обеспечивающие
защиту от ESD
Примечание: Поверхностное сопротивление
проводящего покрытия стола » 10б Ом
Рис. 11-20. Рабочее место, предназначенное для работы с компонентами, чувствительными
к электростатическому разряду
Подобная поверхность соединяется с землей через резистор сопротивлени¬
ем Ю МОм, который рассеивает статический заряд и одновременно защищает
пользователя от повреждения электрическим током при замыкании на землю.
Если имеющаяся поверхность рабочего стола является непроводящей, то можно
добавить коврик, рассеивающий статическое электричество (вместе с соответ¬
ствующим резистором).
Заметим, что поверхность рабочего стола должна иметь достаточно высокий
поверхностный импеданс. Нет необходимости и даже нежелательно использо¬
вать поверхность с малым сопротивлением (например, поверхность покрытой
медью печатной платы) в качестве покрытия для рабочего стола. Запомните,
что модель CDM предполагает протекание высокого мгновенного тока, если
заряженная статическим электричеством микросхема соприкасается с поверх-

11-2. Электростатический разряд 995
• Компания Analog Devices несет обязательства помогать своим клиентам в защите от элек¬
тростатического разряда:
-	создавая такие продукты, в которых высокий уровень защиты от электростатического
разряда соответствует требованиям к производительности,
-	защита компонентов от электростатического разряда при поставке клиентам,
-	помощь клиентам в области защиты от возникновения электростатического разряда
в процессе производства.
Рис. 11-21. Обязательства для аналоговых компонентов
ностью, которая обладает малым импедансом. А именно это происходит, когда
микросхема соприкасается с покрытой медью поверхностью, которая соединена
с землей. Когда та же микросхема, имеющая заряд статического электричества,
соприкасается с поверхностью, которая показана на рис. 11-20, то протекающий
при разряде ток будет достаточно мал и не сможет привести к повреждению
микросхемы.
Также при работе с компонентами, чувствительными к воздействию электро¬
статического разряда, рекомендуется использовать проводящий браслет. Такой
браслет гарантирует, что при обычных операциях, таких как извлечение ком¬
понентов из ленты, не будет происходить повреждение по причине электроста¬
тического разряда. Вновь для обеспечения безопасности заземление браслета
осуществляется через резистор сопротивлением 1 МОм.
При разработке прототипов на основе монтажных плат или при монтаже
на печатные платы компонентов, чувствительных к электростатическому раз¬
ряду, необходимо перед началом установки интегральных микросхем установить
и запаять все пассивные компоненты. Подобная процедура позволяет уменьшить
риск для компонентов, чувствительных к электростатическому разряду. Кроме
этого, необходимо заземлить жало паяльника.
Организация защиты компонентов от электростатического разряда требует
усилий как со стороны заказчика, так и со стороны производителя микросхем.
Производители микросхем имеют законные интересы в реализации в собствен¬
ных продуктах самого высокого уровня защиты от электростатического раз¬
ряда (рис. 11-21). Разработчики микросхем, инженеры-технологи, специалисты
в области упаковки и других областях непрерывно улучшают и создают новые
методы проектирования, производства и упаковки компонентов, которые помо¬
гают противодействовать и погашать воздействие энергии электростатического
разряда (рис. 11-22).
Полностью план мероприятий по защите от электростатического разряда
должен включать не только реализацию защиты в самой микросхеме. Те, кто
использует микросхемы, также должны предоставить своим сотрудникам необ¬
ходимую информацию и провести соответствующее обучение по мерам защиты
от электростатического разряда.

996 Глава 11. Влияние повышенного напряжения на аналоговые микросхемы
Компания Analog Devices:
•	Разработка и производство микросхем
-	проектирование и производство продуктов, которые обладают
наивысшим уровнем защиты от электростатического разряда,
-	соответствие требованиям к аналоговым и цифровым характе¬
ристикам.
•	Упаковка и поставка
-	упаковка из материала, который рассеивает статическое элек¬
тричество.
Заказчики:
•	Входной контроль
-	контроль проводится на рабочем месте с соответствующим за¬
землением. Минимизация проводимых операций.
•	Контроль компонентов, хранящихся на складе
-	хранить компоненты в оригинальной упаковке, которая гаран¬
тирует защиту от электростатического разряда. Минимизация
проводимых операций.
•	Производство
-	компоненты доставляются к месту производства в оригинальной
упаковке, которая обеспечивает защиту от электростатического
разряда. Упаковка должна открываться только на заземленном
рабочем месте. Промежуточные продукты производства следу¬
ет упаковывать в пакеты, которые обеспечивают диссипацию
статического электричества.
•	Упаковка и поставка
-	при необходимости используйте упаковку, которая обеспечивает
защиту от статического электричества. Особое внимание тре¬
буется уделять тем платам, которые предназначены для замены,
или платам, которые поставляются в качестве опции.
Рис. 11-22. Обеспечение защиты от электростатического разряда требует партнерства
между поставщиками микросхем и их заказчиками
Раздел I I -3
Влияние электромагнитных и радиочастотных помех
Электромагнитные помехи (ЭМП, ЕМІ) в последние годы стали одной из глав¬
ных проблем для разработчиков микросхем и инженеров-электронщиков. Хотя
эта проблема была известна и существовала на протяжении всех последних 50
лет, развитие портативных и высокочастотных устройств, которые находят себе
все большее применение как в промышленном, так и в потребительском секторе,
создало достаточно высокий спрос на инженеров, консультантов и на публика¬
ции в области электромагнитных помех. В данном разделе, вместе с журналом
EDN и фирмой Kimmel Gerke Associates, мы постараемся рассмотреть основные

11-3. Влияние электромагнитных и радиочастотных помех 997
вопросы, связанные с обеспечением электромагнитной совместимости, ознако¬
мим проектировщиков микросхем и инженеров-электронщиков с данным пред¬
метом и покажем наиболее распространенные методы для обеспечения защиты
от электромагнитных помех.
Примеры законодательства в области ЭМП
Задачей данного раздела является обобщить информацию относительно различ¬
ных правил и стандартов в области электромагнитной совместимости (ЭМС),
которые относятся к производителям электронного оборудования и могут являть¬
ся как обязательными, так и рекомендательными. Опубликованные на сегодня
стандарты в области ЭМС относятся к электронному оборудованию и системам,
а не к электронным компонентам. Таким образом, если речь идет об оборудо¬
вании, которое является стойким к воздействию электромагнитного излучения,
то это не означает, что каждый из используемых компонентов (особенно это от¬
носится к интегральным микросхемам) также является стойким к воздействию
ЭМП.
Коммерческое оборудование
Двумя основными учреждениями в области стандартов по ЭМС для коммерче¬
ского оборудования являются FCC (Федеральная комиссия по телекоммуника¬
циям) в США и VDE (Немецкий союз инженеров-электротехников) в Германии.
Стандарты VDE являются более строгими по сравнению со стандартами FCC
в области помех и излучения, кроме этого, Европейское сообщество будет доба¬
влять к стандартам VDE требования по невосприимчивости к радиочастотному
излучению и электростатическому разряду, и к 1996 году будет необходимо
обеспечивать обязательное соответствие всем этим требованиям. В Японии тре¬
бования к ЭМС для коммерческого оборудования регулируются на основании
стандартов ѴССІ (Voluntary Control Council for Interference), и, как можно понять
из названия, они отличаются намного большей свободой формулировок по срав¬
нению со стандартами FCC и VDE.
Все коммерческие стандарты в области VDE в основном уделяют внимание
помехам, связанным с излучаемой энергией, с целью защитить расположенные
вблизи радиоприемники и телевизоры. При этом стандарты FCC и VDE зна¬
чительно менее строги по отношению к помехам, которые распространяются
по проводам (по сравнению с уровнем излучаемых помех — их допустимый
уровень приблизительно в 10 раз выше). Стандарты FCC Part 15 и VDE 0871
объединяют все коммерческое оборудование в два класса: класс А, в котором все
устройства предназначаются для использования в офисных условиях, и класс В,
в котором все устройства предназначаются для использования в жилых помеще¬
ниях.
Например, в табл. 11-1 приводятся ограничения на излучение в ближней зоне
для компьютерного оборудования согласно требованиям FCC Part 15 и VDE
0871.
В дополнение к тем строгим уровням на излучение, которые налагаются
VDE, Европейская комиссия с помощью стандартов в области ЭМС (ІЕС и

998 Глава 11. Влияние повышенного напряжения на аналоговые микросхемы
IEEE) требует обязательного соответствия по следующим видам воздействия
ЭМП: невосприимчивость к радиочастотному излучению, невосприимчивость к
электростатическому разряду и помехам, которые поступают по линиям элек¬
троснабжения. Все оборудование и все системы, которые предлагаются в Европе,
должны быть устойчивыми к воздействию радиочастотного поля с уровнем от
1 до 10 В/м (стандарт ІЕС 801-3), являться невосприимчивыми к электроста¬
тическому разряду (который возникает при прикосновении человека или при
перемещении через какой-то материал) с уровнем 10-15 кВ (стандарт ІЕС 801-2),
также быть устойчивыми к воздействию сверхбыстрых помех (EFT, extremely
fast transients), которые распространяются по сети электропитания и имеют уро¬
вень 4 кВ (стандарт ІЕС 801-4), а также к грозовым перенапряжениям с уровнем
6 кВ (стандарт IEEE С62.41).
Таблица 11-1. Предельные уровни излучаемых помех для коммерческого
компьютерного оборудования
Частота (МГц)
Класс А (на расстоянии 3 м)
Класс В (на расстоянии 3 м)
30-88
300 мкВ/м
100 мкВ/м
88-216
500 мкВ/м
150 мкВ/м
216-1000
700 мкВ/м
200 мкВ/м
Источник: журнал EDN (20 января 1994), ©CAHNERS PUBLISHING COMPANY, 1995,
подразделение Reed Publishing, USA.
Военное оборудование
Основным стандартом в области ЭМС для военного оборудования является MIL-
STD-461, который регламентирует излучаемые оборудованием помехи и чув¬
ствительность оборудования к воздействию внешних электромагнитных помех.
В этом случае ограничения на излучаемые помехи обычно в 10-100 раз строже
по сравнению с теми значениями, которые приводятся в табл. 11-1. Требова¬
ния к уровням излучения для невосприимчивости к воздействию помех обычно
в 200 раз более строги (уровень радиочастотного излучения обычно составляет
5-50 мВ/м) по сравнению с требованиями к коммерческому оборудованию.
Медицинское оборудование
Хотя сегодня эти требования еще не являются обязательными, стандарты в обла¬
сти ЭМС для медицинского оборудования были определены FDA (Управление
по санитарному надзору за качеством пищевых продуктов и медикаментов)
в США и Комиссией Европейского союза. Основной задачей этих стандартов
в области ЭМС является формулирование требований к невосприимчивости к
воздействию радиочастотных полей, электростатического разряда и помех по пи¬
танию, и эти требования по своей строгости могут значительно превышать
те, которые указаны в стандарте MIL-STD-461. Основной задачей медицинских
стандартов в области ЭМС является обеспечение здоровья и безопасности человека.
Автомобильное оборудование
Пожалуй, наиболее неблагоприятные и сложные условия, в которых должно ра¬
ботать электронное оборудование, — это автомобили. Здесь встречаются все

11-3. Влияние электромагнитных и радиочастотных помех 999
типы ЭМП, которые могут предоставлять угрозу для электрических систем.
В дополнение к этому, дополнительные сложности создают такие факторы, как
предельно высокая рабочая температура, влажность, грязь и токсичные химика¬
ты. Еще более усложняет положение то обстоятельство, что стандартные мето¬
ды (ферритовые бусины, проходные конденсаторы, индуктивности, резисторы,
экранированные кабели, провода и разъемы), широко используемые в обычных
системах, обычно нельзя использовать в автомобильных приложениях по причи¬
не затрат, связанных с дополнительными компонентами.
Сегодня требования в отношении ЭМС для автомобильной отрасли, которые
нашли очень полное отражение в стандартах J551 и J1113 Общества автомобиль¬
ных инженеров (SAE), еще не являются обязательными. Однако они являются
очень строгими. Стандарт SAE J551 относится к обеспечению ЭМС на уровне
всего автомобиля, тогда как стандарт J1113 (который схож с MIL-STD-461) от¬
носится ко всем электронным модулям, которые используются в автомобилях.
Например, одним из требований стандарта Л113 является то, что для электрон¬
ных модулей излучаемое ими электрическое поле на расстоянии 3 м не должно
превышать уровень 300 нВ/м. Эти требования, по крайней мере, в 1000 раз
превосходят требования, указанные в стандарте FCC Part 15 для оборудования,
относящегося к классу А. Во многих приложениях производители автомобильной
техники применяют ограничения, которые стандарт .11113 налагает на пределы
невосприимчивости к радиочастотному излучению, по отношению ко всем ак¬
тивным компонентам, которые используются в данном модуле. Таким образом,
в ближайшем будущем в автомобильной отрасли могут предъявляться требо¬
вания к тому, чтобы сами микросхемы также соответствовали требованиям
существующих стандартов и правил в области электромагнитной совместимости.
Влияние требований по ЭМС на конструкцию
устройства
Во всех этих приложениях, а также во многих других для обеспечения соответ¬
ствия обязательным требованиям по электромагнитной совместимости требу¬
ется очень тщательно подходить к проектированию отдельных схем, модулей и
систем. Необходимо применять проверенные методики при экранировании кабе¬
лей и сигналов, а также по фильтрации линий питания с учетом как небольших,
так и значительных помех, используя при этом многослойные печатные платы.
Необходимым условием для успеха является использование принципов по обес¬
печению ЭМС на самых ранних стадиях проектирования, что поможет избежать
чрезвычайно трудоемких и дорогих работ по исправлению ошибок.
Пассивные компоненты: ванте оружие в борьбе с ЭМП
Минимизация уровня излучения и воздействия ЭМП требует, чтобы разработ¬
чики схем или систем полностью владели тем основным арсеналом, который
используется для борьбы с электромагнитными помехами, — а это пассивные
компоненты. Чтобы успешно использовать пассивные компоненты, необходимо
четко понимать, как их поведение может отличаться от идеального. Например,
на рис. 11-23 показано реальное поведение пассивных компонентов, которые ис¬
пользуются при проектировании. На очень высоких частотах провода ведут себя

I ООО Глава 11. Влияние повышенного напряжения на аналоговые микросхемы
Поведение
На низкой частоте — резистивное поведение.
На средних частотах — индуктивное поведение.
На высоких частотах поведение в качестве
антенны или линии передачи.
Частота
Рис. 11-23. Сравнение поведения импеданса: обычный провод и слой земли на печатной
плате
как линии передачи, конденсаторы превращаются в индуктивности, а резисторы
становятся резонансными цепями.
Особый интерес представляют частотные характеристики обычного провода
в сравнении со слоем заземления на печатной плате. Во многих схемах именно
провода или дорожки используются для возврата тока сигнала или для возврата
тока питания, а слой заземления просто не используется. При низких частотах
такой одиночный проводник отличается очень малым сопротивлением (менее
0,02 Ом/фут для провода калибра 22 AWG), однако он также обладает паразит¬
ной индуктивностью, которая равна примерно 20 нГн/фут. По этой причине при
частотах свыше 160 кГц проводник начинает проявлять индуктивное поведение.
Далее, в зависимости от размера и топологии проводника, а также в зависимо¬
сти от рассматриваемой частоты проводник в результате может превращаться
в линию передачи с неконтролируемым значением импеданса. Используя наши
знания в области радиочастотных сигналов, мы можем сказать, что нетермини¬
рованные линии передачи ведут себя как антенны с определенным усилением, как
это показано на рис. 11-26. В отличие от этого, области, соединенные с землей
и имеющие достаточно большую площадь, отличаются сравнительно хорошим
поведением и обеспечивают малый импеданс в достаточно широком диапазо¬
не частот. Если вы хорошо понимаете, как себя ведут реальные компоненты
в реальных условиях, то всегда сможете разработать стратегию, пригодную для
решения большинства проблем, связанных с ЭМП.
Для любой проблемы сначала необходимо разработать стратегию и только
после этого приступать непосредственно к решению самой проблемы. Такой
подход очень близок к научному: сначала вы замечаете, какие отклонения от
нормального поведения возникают при работе схемы, строятся соответствую¬
щие гипотезы проводятся эксперименты с целью проверки этих гипотез, и вновь
фиксируются полученные результаты. Этот процесс продолжается до тех пор,
пока не будут исчерпаны все возможные гипотезы, и не будут получены и зафик¬
сированы соответствующие результаты. Если говорить о проблемах, связанных
с ЭМП, то была разработана соответствующая методика для их решения. Как
показано на рис. 11-24, модель, которая была предложена Kimmek Gerke ([2]),
предполагает, что для рассмотрения проблем, связанных с ЭМП, должны суще-

11-3. Влияние электромагнитных и радиочастотных помех 1001
Источник
Путь
Приемник
Микроконтроллер
-	аналоговый,
-	цифровой.
Электростатический разряд.
Телекоммуникации.
Передатчики.
Источники питания.
Повреждения.
Грозовые разряды.
С помощью излучения
-	электромагнитные поля,
-	перекрестные помехи: ем¬
костные или индуктивные.
С помощью проводимости
-	по цепи сигнала.
-	по цепи питания,
-	по цепи земли.
Микроконтроллеры
-	аналоговые,
-	цифровые.
Телекоммуникации
-	приемники,
-	прочие электронные систе¬
мы.
Источник: журнал EDN (20 января 1994), CAHNERS PUBLISHING COMPANY, 1995, подразде¬
ление Reed Publishing, USA.
Рис. 11-24. Модель для диагностики проблем, связанных с ЭМП
ствовать три необходимых элемента (источник, приемник и путь между этими
двумя объектами). Источниками ЭМП могут являться самые разнообразные
объекты, и все возрастающее количество современных портативных устройств,
персональных коммуникаторов и компьютеров только увеличивает количество
потенциальных источников и приемников.
Сигналы, которые выступают в роли помех, распространяются до приемника
при помощи проводимости (в самой системе или между двумя системами) или
же при помощи излучения (паразитная взаимная индуктивность или емкость).
В общем случае подобные помехи имеют частоту менее 30 МГц, а основным
способом распространения помех являются межсистемные соединения.
В любой проблеме, связанной с помехами, можно выделить:
•	источник помехи,
•	приемник помехи,
•	путь, по которому помеха распространяется от источника до приемника.
Между частотами 30 и 300 МГц основным механизмом распространения по¬
мех становится излучение от кабелей и утечка от разъемов. При частотах выше
300 МГц основным механизмом становится излучение от отверстий и разъемов.
Существует множество случаев, когда помеха является широкополосной или пе¬
редается несколькими различными способами.
Если эти три элемента возникают одновременно, то для решения подобных
задач может использоваться модель, показанная на рис. 11-25. Существует три
типа влияния, с которыми приходится сталкиваться при разработке электрон¬
ных устройств. К первому типу относятся помехи, которые связаны с исполь¬
зуемым инструментом: такие помехи часто называют помехами от излучения
схемы/системы, и они могут передаваться как при помощи проводимости, так
и при помощи излучения.
В качестве примера может послужить ваш персональный компьютер. И пор¬
тативные и настольные персональные компьютеры должны пройти сертифика¬
цию на соответствие требованиям FCC Part 15, и только после этого их можно
будет использовать.
Второй аспект влияния — это устойчивость схемы или устройства к внеш¬
ним помехам. Именно этот параметр определяет поведение устройства, которое

I 002 Глава 11. Влияние повышенного напряжения на аналоговые микросхемы
Портативный
Источник: журнал EDN (20 января 1994), ©CAHNERS PUBLISHING COMPANY,
1995, подразделение Reed Publishing, USA.
Рис. 11-25. Три вида помех: электромагнитное излучение, невосприимчивость и внутренние
подвергается воздействию сильного электромагнитного поля. В основном это
относится к электрическим полям с интенсивностью 1-10 В/м на расстоянии
приблизительно 3 м. Часто вместо термина «устойчивость» используют понятие
чувствительности, которое характеризует поведение под воздействием помех,
передаваемых в виде излучения или при помощи проводимости.
Третий тип воздействия — внутренние помехи. Хотя они не показаны на ри¬
сунке, внутренние помехи могут возникать под влиянием используемой высоко¬
скоростной цифровой схемы (или от других подобных схем), которая оказывает
влияние на аналоговую схему, отличающуюся высокой чувствительностью. Дру¬
гим источником помех могут являться источники питания с высоким уровнем
шумов, которые оказывают влияние как на цифровые, так и на аналоговые цепи.
В некоторых устройствах помехи, которые имеют внутреннее происхождение,
могут достигать такого уровня, что высокоскоростные цифровые схемы будут
оказывать влияние как на аналоговые цепи, так и на цифровые цепи с менее
высокой скоростью передачи данных.
Для анализа проблем, связанных с ЭМП, в дополнение к модели источник-
путь распространения-приемник, фирма Kimmel Gerke Associates также предло¬
жила концепцию FAT-ID (ссылка [2]). Название FAT-ID является сокращением,
которое описывает пять основных элементов, которые используются в данной
модели: частота (F, frequency), амплитуда (A, amplitude), время (Т, time), импе¬
данс (I, impedance) и расстояние (D, distance).
Если рассматривать частоту помехи, то необходимо также учитывать путь,
по которому она распространяется. Например, в качестве пути распространения
для сигналов низкой частоты часто используются проводники. Вместе с увеличе¬
нием частоты помехи она начинает распространяться по цепям с наименьшими
значениями импеданса, используя в основном паразитные емкости. В этом случае

11-3. Влияние электромагнитных и радиочастотных помех 1003
основным механизмом взаимодействия является излучение.
Время и частота являются равнозначными понятиями во всем, что отно¬
сится к задачам, связанным с ЭМП. В действительности, если рассматривать
физические основы ЭМП, то оказывается, что временная характеристика сиг¬
нала содержит всю информацию, необходимую для определения спектральных
характеристик помехи. В цифровых системах спектральные компоненты, кото¬
рые характеризуются временем нарастания сигнала и частотой его повторения,
можно оценить с помощью следующего выражения:
fEMI = 	7	•	(11
7Г X trjse
Например, если импульс имеет время нарастания 1 нс, то это приводит к воз¬
никновению электромагнитного излучения с частотой более 300 МГц. Подобная
связь между временем и частотой также может применяться и к высокоскорост¬
ным аналоговым цепям, в которых достаточно часто можно встретить скорости
нарастания выше 1000 В/мкс, при этом произведение коэффициента усиления на
частоту может превышать 500 МГц.
Если эту концепцию применять к используемым инструментам и системам,
то уровень ЭМП вновь будет определяться временем нарастания сигнала и ча¬
стотой его повторения. Для количественной оценки влияния ЭМП на различные
устройства очень полезно применять высокоскоростные осциллографы, исполь¬
зующие пробники для тока или напряжения.
Другим важным параметром при анализе проблем, возникающих по при¬
чине ЭМП, являются физические размеры используемых кабелей, проводов и
корпусов. В отношении помех кабели могут вести себя как пассивные антен¬
ны (приемники) или же как достаточно мощные передатчики (источники). Если
возникают проблемы с ЭМП, то следует внимательно изучить влияние длины
кабеля и методов его экранирования. Как уже упоминалось, поведение простого
проводника может зависеть от его длины, площади поперечного сечения и от ча¬
стоты сигнала. Отверстия в корпусе могут служить в качестве щелевых антенн,
что позволяет энергии ЭМП оказывать влияние на встроенную электронику.
Радиочастотные помехи
Сегодня существует огромное количество самых разнообразных передатчиков,
работающих в радиочастотном диапазоне: радио- и телевизионные станции, мо¬
бильные радиостанции, компьютеры, электродвигатели, устройства открывания
дверей, электрические перфораторы и множество других устройств.
Все эти электрические устройства способны оказывать влияние на характе¬
ристики схемы или устройства и при определенных условиях могут вывести ее из
строя. Независимо от того, из какого места и с какой интенсивностью приходит
помеха, любая система должна обеспечивать минимальный уровень восприим¬
чивости к радиочастотным помехам. В следующем разделе мы более подробно
рассмотрим те два способа, при помощи которых радиочастотные помехи могут
влиять на нормальную работу устройства, а именно: непосредственное влияние
радиочастотного излучения на аналоговые цепи и воздействие радиочастотного
излучения на экранированные кабели.

1004 Глава 11. Влияние повышенного напряжения на аналоговые микросхемы
Когда рассматривают чувствительность электронной системы к воздействию
радиочастотных полей, то обычно используют две составляющие. В телекомму¬
никационной отрасли инженеры обычно используют невосприимчивость устрой¬
ства к подаваемой на него плотности потока радиочастотной энергии. Если
необходим более общий анализ на воздействие ЭМП, то вместо радиочастотного
излучения в качестве фактора воздействия используется интенсивность электри¬
ческого поля. Если необходимо выполнить сравнение полученных результатов,
то для преобразования интенсивности электрического поля в плотность потока
энергии может использоваться следующая формула:
где Е — интенсивность электрического поля (В/м), а Рт — мощность передат¬
чика (мВт/см2).
Если использовать модель источник — путь распространения - приемник,
то интенсивность электрического поля Е вблизи приемника будет являться функ¬
цией мощности передатчика, коэффициента усиления антенны и расстояния до
источника помехи. Если использовать эти параметры, то для вычисления интен¬
сивности электрического поля (как в ближней, так и в дальней области) можно
использовать следующую формулу:
В этой формуле Е — это интенсивность электрического поля (В/м), Рт — мощ¬
ность передатчика (мВт/см2), Ga — коэффициент усиления антенны (численное
значение), ad — расстояние от источника (метры).
Например, портативный радиопередатчик мощностью 1 Вт на удалении в 1 м
способен создавать электрическое поле 5,4 В/м, тогда как радиопередающая
станция мощностью 10 кВт на расстоянии 1 км создает поле с напряжением
менее чем 0,6 В/м.
По сравнению с цифровыми схемами, аналоговые схемы оказываются более
чувствительными к радиочастотным полям по той причине, что они используют
достаточно высокий коэффициент усиления и предназначены для работы с сиг¬
налами, имеющими напряжение порядка нескольких милливольт или несколько
микровольт. Цифровые схемы оказываются более устойчивыми к воздействию
помех, так как они используют сигналы с большим размахом напряжения и более
устойчивы к воздействию шумов. Как показано на рис. 11-26, радиочастотные
поля могут использовать пути распространения на основе емкостного или ин¬
дуктивного взаимодействия и создают шум по току и напряжению, которые
затем усиливаются аналоговыми измерительными схемами, обладающими высо¬
ким импедансом. Во многих случаях подобные схемы могут улавливать помехи и
преобразовывать их в сигнал с постоянным напряжением. В результате радио¬
частотные помехи приводят к необъяснимому появлению напряжения смещения
в данной схеме.
Существуют методы, которые могут использоваться для защиты аналого¬
вых схем от воздействия радиочастотных полей (см. рис. 11-27). Тремя основ-
(11-6)
(11-7)

11-3. Влияние электромагнитных и радиочастотных помех 1005
D>
• На сигнальные входы попадают высокочастотные наводки,
которые преобразуются усилителем в постоянное напряжение
С
ЛЛ—
. Помехи могут влиять и на выходные драйверы: энергия передается
на вход усилителя по шинам питания или по сигнальным линиям и затем
детектируется или усиливается
Источник: журнал EDN (20 января 1994), ©CAHNERS PUBLISHING COMPANY, 1995,
подразделение Reed Publishing, USA.
Рис. 11-26. Радиочастотное излучение в чувствительных аналоговых цепях может
преобразовываться в сигнал с постоянным уровнем
ными точками, с помощью которых радиочастотные помехи могут оказывать
свое воздействие, являются сигнальные входы, сигнальные выходы и источни¬
ки питания. В качестве минимальной меры все выводы аналоговых и цифровых
микросхем, относящиеся к системе питания, должны соединяться с землей при
помощи керамических конденсаторов емкостью 0,1 мкФ. Для входов и выходов
схем обработки сигналов для фильтрации шумов могут использоваться филь¬
тры низкой частоты с граничной частотой, которая не более чем в 10-100 раз
превышает полосу пропускания сигнала (ссылка [3]).
Необходимо следить за тем, чтобы используемые фильтры низких частот ока¬
зывались достаточно эффективными для противодействия радиочастотным по¬
мехам с той частотой, которую вы ожидаете получить. Как показано на рис. 11-28,
реальные фильтры низкой частоты при высоких частотах могут обладать опре¬
деленной утечкой.
Индуктивности, которые используются в составе подобных фильтров, могут
утрачивать свои характеристики под влиянием паразитной емкости, тогда как
конденсаторы могут утрачивать свои свойства под влиянием паразитной индук¬
тивности. В качестве общепринятого правила используется следующее: обычный
фильтр низкой частоты (который состоит из одного конденсатора и одной ин¬
дуктивности) может начать испытывать утечку при частотах сигнала, которые
в 100-1000 раз превышают граничную частоту фильтра. Например, фильтр низ¬
кой частоты на 10 кГц уже не может считаться достаточно эффективным при
частотах более 1 МГц.
Вместо того, чтобы использовать для защиты один фильтр низкой частоты,
рекомендуется разделить помеху на отдельные полосы — с низкой, промежуточ¬
ной и высокой частотой и затем использовать для каждой полосы свой фильтр.

I 006 Глава 11. Влияние повышенного напряжения на аналоговые микросхемы
Ѵроз	Удаленная
Выполняйте развязку для всех напряжений питания, используемых аналоговыми
микросхемами, при помощи высокочастотных конденсаторов.
На всех линиях, которые ведут к печатной плате, устанавливайте фильтры
высокой частоты.
Если источник опорного напряжения не заземлен, используйте для него фильтры
высокой частоты.
Источник: журнал EDN (20 января 1994),
©CAHNERS PUBLISHING COMPANY, 1995, подразделение Reed Publishing, USA.
Рис. 11-27. Источники радиочастотного излучения не должны располагаться вблизи
аналоговых цепей
Фильтр утрачивает свои
характеристики на частоте,
Источник: журнал EDN (20 января 1994), ©CAHNERS
PUBLISHING COMPANY, 1995, подразделение Reed Publishing, USA.
Рис. 11-28. Фильтр низких частот с малой мощностью утрачивает свою эффективность при
частотах, в 100-1000 раз превосходящих частоту fedB
Фирма Kimmel Gerke Associates использует при проектировании фильтра низких
частот для защиты от радиочастотного излучения аналогию с акустически¬
ми элементами стереосистемы: вуфер — среднечастотный громкоговоритель
динамик для верхних частот (рис. 11-29). При таком подходе к полосе низких ча¬
стот относится диапазон от 10 кГц до 1 МГц, к средним частотам — от 1 МГц до
100 МГц и к верхним частотам — от 100 МГц до 1 ГГц. Если для входа или выхо¬
да используется экранированный кабель, высокочастотная часть схемы должна
располагаться ближе к экрану, это делается с целью предотвратить утечку вы¬
соких частот на границе экрана. Для этого часто используется термин «защита

11-3. Влияние электромагнитных и радиочастотных помех 1007
Проходной	Ферритовая
конденсатор	/ бУсина
0,01 мкФ
0,1 мкФ
Железный
сердечник
/VY\.
1 мкФ
Высокочастотный Диапазон средних частот
громкоговоритель Аналог стереогромкоговорителя
Низкочастотный
громкоговоритель
Рис. 11-29. Более эффективными оказываются фильтры, состоящие из нескольких каскадов
Фильтр
Источник: журнал EDN (20 января 1994), ©CAHNERS PUBLISHING
COMPANY 1995, подразделение Reed Publishing USA
Рис. 11-30. Действующий (индуктивный/резистивный) фильтр
пути прохождения». В тех приложениях, где для входов или выходов не исполь¬
зуется экранирование, наиболее предпочтительным методом защиты является
размещать секцию фильтра для высоких частот как можно ближе к аналоговым
схемам. Это делается для предотвращения передачи помех от других частей схемы.
Заземление приводит к ухудшению параметров
Еще один случай неудачной работы фильтра иллюстрируется на рис. 11-30. Если
в соединении по земле имеется некий импеданс (например, соединение с зем¬
лей выполняется при помощи длинного провода или при помощи узкой дорожки
на печатной плате), то высокочастотные шумы могут использовать этот путь
распространения для того, чтобы полностью обойти используемый фильтр. Зем¬
ля фильтра для обеспечения оптимальных характеристик должна иметь ши¬
рокополосное соединение с точками, которые имеют низкий импеданс, или же
соединяться с плоскостью земли на печатной плате. Выводы высокочастотных
конденсаторов должны иметь как можно меньшую длину, предпочтительнее ис¬
пользовать керамические конденсаторы в корпусе для поверхностного монтажа,
которые отличаются малой индуктивностью.
В первой части этой дискуссии, которая посвящается защите от радиоча¬
стотных помех, рассматривались методы на уровне схемы. В следующем разделе

1008 Глава 11. Влияние повышенного напряжения на аналоговые микросхемы
будет рассмотрена следующая основная концепция защиты от радиочастотных
помех: все кабели ведут себя как антенны. Как показано на рис. 11-31, термини¬
рование при помощи гибких соединений (pigtail terminations) кабеля очень часто
приводит к тому, что система не может пройти испытания на излучаемые поме¬
хи, так как высокочастотные шумы проникают в экран кабеля — обычно через
паразитные емкости. Если длина кабеля оказывается большой (с электрической
точки зрения, которая будет обсуждаться далее) для частоты помехи, то кабель
будет вести себя как очень эффективная четвертьволновая антенна. Отрезок ка¬
беля образует согласующую цепь (как показано на рисунке), которая излучает
шум, проникающий через экран. В общем случае такие соединения рекоменду¬
ется использовать только для сигналов с частотой менее 10 кГц, например, для
защиты от помех с частотой 50/60 Гц. Там, где частота помех превосходит
10 кГц, следует использовать экранированные разъемы, которые соединяются
с шасси как электрически, так и физически. Там, где экранирование не ис¬
пользуется, достаточно хорошие результаты приносит использование фильтров
для входных и выходных сигналов, а также для линий питания. Для фильтров
высокой частоты следует использовать ферриты и конденсаторы небольшого
размера, при этом следует соблюдать следующие условия: (1) конденсаторы име¬
ют выводы небольшой длины и соединяются непосредственно с землей шасси, и
(2) фильтры располагаются в непосредственной близости от разъема, предот¬
вращая возникновение наведенных шумов.
Ісм = синфазный ток
Рис. 11-31. Экрани¬
рованный кабель спо¬
собен передавать токи
высокой частоты и вы¬
ступать в качестве ан¬
тенны
Источник: журнал EDN (20 января 1994), ©CAHNERS PUBLISHING
COMPANY, 1995, подразделение Reed Publishing, USA.
Основные вопросы и методы, которые в данном разделе обсуждались приме¬
нительно к радиочастотным помехам, в кратком виде представлены на рис. 11-32.
Некоторые из этих пунктов не обсуждались подробно, однако все они достаточно
важны. Если необходимо получить более подробную информацию по данным во¬
просам, обращайтесь к ссылкам [1] и [2]. Основной задачей, которую мы ставили
перед собой в данном разделе, было предоставить в распоряжение читателя стра¬
тегию для решения проблем, связанных с радиочастотными помехами, а также
рассмотреть наиболее часто встречающиеся проблемы.

11-3. Влияние электромагнитных и радиочастотных помех 1009
•	Радиочастотные помехи могут предоставлять серьезную угрозу:
-	подобное оборудование создает помехи для расположенных поблизости радиоприемни¬
ков и телевизоров,
-	сбои в работе оборудования, вызванные расположенными поблизости передатчиками.
•	Неисправности, вызванные радиочастотным излучением:
-	цифровые схемы являются основным источником радиочастотного излучения,
-	по сравнению с цифровыми схемами, аналоговые схемы более чувствительны к воздей¬
ствию радиочастотного излучения.
•	Два стратегических подхода:
-	все кабели необходимо рассматривать как антенны,
-	необходимо определить наиболее критичные схемы.
•	Защита от радиочастотного излучения:
-	фильтры и многослойные печатные платы,
-	часто необходимо использовать фильтры, состоящие из нескольких каскадов,
•	Экранирование от радиочастотных помех,
-	наибольшие проблемы связаны с отверстиями и местами соединения.
•	Защита кабелей от радиочастотного излучения:
-	для защиты от радиочастотных помех необходимо использовать высококачественные
экраны и разъемы.
Рис. 11-32. Краткая сводка проблем, связанных с радиочастотным излучением, и методов
защиты от него
Решение проблем, связанных с помехами по питанию
Задачей данного раздела не является подробное описание всех механизмов повре¬
ждения электронных схем или устройств, которые могут возникать по причине
помех или неисправностей систем питания. Также задачей данного раздела не
является описание методов защиты и предотвращения помех по питанию. Зада¬
чей данного раздела является описать те методы, которые позволяют схемам и
устройствам выдержать воздействие переходных помех по питанию.
На рис. 11-33 показан пример гибридной схемы для защиты от переходных
помех по питанию, которая обычно используется в тех приложениях, где в основ¬
ном присутствуют помехи по сети питания или от грозовых разрядов. Подобные
схемы могут обеспечивать защиту от импульсов с напряжением до 10 кВ и дли¬
тельностью приблизительно 10 нс. Газовые разрядники (разъединители) или зе¬
неровские диоды с большими размерами (ограничители) используются для обес¬
печения защиты как в дифференциальном, так и в синфазном режиме. Металл-
оксидные варисторы могут заменяться на зенеровские диоды в менее крити¬
ческих приложениях или же в приложениях, более требовательных к размерам.
Для ограничения уровня выброса тока до такой величины, при которой могут
работать разрядники, используются электрические реакторы.
Коммерческие фильтры для защиты от ЭМП, подобные показанным на ри¬
сунке 11-34, могут использоваться для фильтрации менее серьезных переходных

ІОІО Глава 11. Влияние повышенного напряжения на аналоговые микросхемы
помех или же для помех с более высокой частотой. Подобные фильтры обеспечи¬
вают фильтрацию как в дифференциальном, так и в синфазном режиме. Также
может использоваться катушка, которая соединяется с землей и обеспечивает
дополнительную защиту от синфазных шумов. Такая катушка не должна быть
очень большой, так как в этом случае ее сопротивление может влиять на про¬
цесс восстановления линии электропередач из состояния неисправности.
Разрядники

с
Подавление переходных
напряжений, мощные
диоды Зенера или
Электрические метало-оксидные
реакторы	варисторы
ѵ-
Линия N -
G
О Нагрузка
Рис. 11-33. Помехи в ли¬
ниях электропередач мо¬
гут создавать ЭМП
Источник: журнал EDN (20 января 1994), ©CAHNERS PUBLISHING
COMPANY, 1995, подразделение Reed Publishing, USA.
HotO-
Line
NEUO-
GNDO-
т Т
	J^KJ 1
г G ^
L 3 5
.—Ф	X
	О Hot
’ Load
		О NEU
Optional '
\
Примечание: установлен дополнительный электрический
реактор для защиты в синфазном режиме
Рис. 11-34. Схе¬
ма коммерческого
фильтра для линий
электропередачи
Источник: журнал EDN (20 января 1994), ©CAHNERS PUBLISHING
COMPANY, 1995, подразделение Reed Publishing, USA.
Наилучшую изоляцию от воздействия синфазного напряжения со стороны
линий электропитания обеспечивают трансформаторы. Они обеспечивают хо¬
рошую защиту при низких частотах (менее 1 МГц), а также для тех импульсов,
у которых время нарастания и спада превышает 300 нс. К этому типу помех
относятся помехи от электродвигателей и грозовые разряды, и с такими ти¬
пами помех изолирующие трансформаторы справляются достаточно хорошо.
Хотя изоляция между входом и выходом является гальванической, изолирую¬
щие трансформаторы не могут обеспечить достаточную защиту от сверхкорот¬
ких импульсов (EFT, продолжительность менее 10 нс) или от электростатиче¬
ского разряда с высоким уровнем (продолжительность 1-3 нс). Как показано
на рис. 11-35, изолирующие трансформаторы можно проектировать для различ¬
ных уровней защиты от синфазных или дифференциальных помех. Для подавле¬
ния дифференциальных помех экран Фарадея соединяется с нейтралью, тогда
как для подавления синфазных помех этот экран соединяется с защитным за¬
землением.

11-3. Влияние электромагнитных и радиочастотных помех 1011
•	Стандартный трансформатор —
без использования экранирования
—	Создано соединение между вторичной обмоткой
и защитным заземлением с целью подавления
напряжения между землей и нейтралью.
•	Одиночный экран Фарадея
—	Соединяется с защитным заземлением для защиты
от синфазного воздействия.
• Одиночный экран Фарадея
— Соединение с нейтралью на стороне помехи
для защиты от дифференциального воздействия.
• Тройной экран Фарадея
—	Соединение с защитным заземлением для синфазн
режима,
—	Соединение с нейтралью для дифференциального
режима.
Источник: журнал EDN (20 января 1994), ©CAHNERS PUBLISHING
COMPANY, 1995, подразделение Reed Publishing, USA.
Рис. 11-35. Использование экрана Фарадея в изолирующих трансформаторах обеспечивает
повышенный уровень защиты
Проектирование печатных плат для защиты от
электромагнитного излучения
В данном разделе мы рассмотрим основные вопросы, связанные с наиболее важ¬
ной фазой проекта: разработкой топологии печатной платы. Часто именно на этой
стадии приходится идти на определенные компромиссы в достижении заданных
для системы параметров. Это относится не только к цепи обработки сигнала,
но и к восприимчивости к ЭМП и уровню электромагнитной энергии, который
излучается самой системой. Если топология печатной платы не будет разраба¬
тываться на основе принятых методов, то это с большой вероятностью приведет
к тому, что система или устройство не смогут пройти испытания на ЭМС.
На рис. 11-36 показана печатная плата с топологией, которую достаточно ча¬
сто можно встретить в реальных устройствах, и показаны все ее участки, через
которые на систему могут воздействовать помехи, или же в систему может про¬
никать ЭМП (или сама система становится источником ЭМП). Хотя на рисунке
показана цифровая схема, все сказанное также относится и к прецизионным
аналоговым, высокоскоростным аналоговым или смешанным аналого-цифровым
схемам. Определение критических участков и цепей при проектировании топо¬
логии печатной платы помогает обеспечить низкий уровень излучения и малую
чувствительность к внешним или внутренним источникам шумов, которые мо¬
гут передаваться как с помощью излучения, так и с помощью проводимости.
Самое главное для устранения проблем с помехами при проектировании устрой¬
ства является выбор таких компонентов, которые по своей скорости не будут
превышать тот уровень, который необходим для данного приложения. Многие
проектировщики всегда считают, что чем больше скорость, тем лучше: быстрые

1012 Глава 11. Влияние повышенного напряжения на аналоговые микросхемы
Проникновение на сигнальные
входы/выходы при помощи Проникновение за счёт
излучения или	импеданса
Источник: журнал EDN (20 января 1994), ©CAHNERS PUBLISHING
COMPANY, 1995, подразделение Reed Publishing, USA,
Рис. 11-36. Способы проникновения и излучения высокочастотных помех в различные
участки схемы
логические микросхемы лучше медленных, усилители с большой полосой пропус¬
кания, очевидно, предпочтительнее усилителей с малой полосой пропускания,
также лучше использовать быстрые АЦП и ЦАП, даже если это и не нужно
в данном приложении. К сожалению, когда речь заходит об ЭМП, быстрее —
это означает хуже.
Большинство АЦП и ЦАП имеют цифровые входы или выходы, для кото¬
рых время нарастания составляет несколько наносекунд. Так как они обладают
большой полосой пропускания, то тактовый сигнал и цифровые входы могут ре¬
агировать на высокочастотные шумы произвольной формы, даже на импульсы
продолжительностью 1-3 нс. Подобные высокоскоростные усилители и преобра¬
зователи данных легко подвергаются воздействию высокочастотных шумов, ис¬
точниками которых могут являться микропроцессоры, цифровые сигнальные
процессоры, электродвигатели, импульсные регуляторы, портативные радио¬
устройства, электрические перфораторы и т.п. Для некоторых из подобных вы¬
сокоскоростных устройств может потребоваться какая-то форма фильтрации
для входных или выходных сигналов с целью понизить чувствительность к элек¬
тромагнитным или радиочастотным помехам. Если, как показано на рис. 11-37,
добавить перед развязывающим конденсатором ферритовую бусину, то это бу¬
дет служить очень эффективным фильтром для помех, приходящих по схеме
питания. Если устройство использует биполярное питание, то этот метод необ¬
ходимо использовать как для шины питания с положительным напряжением, так
и для шины с отрицательным напряжением.
Если необходимо понизить уровень излучения, создаваемого такими быстро
изменяющимися цифровыми сигналами, как сигналы на входе ЦАП или на выхо¬
де АЦП, то для каждого такого входа или выхода можно использовать неболь¬
шой резистор или ферритовую бусину.

11-3. Влияние электромагнитных и радиочастотных помех 1013
Ферритовая
бусина
Ферритовая бусина
или резистор
сопротивлением
10-33 Ом
Микропроцессор или другая
высокоскоростная микросхема
Reprinted from EDN magazine (January 20, 1994) © CAHNERS PUBLISHING COMPANY 1995,
A Division of Reed Publishing USA
Рис. 11-37. Фильтры для линий питания и защита сигнальных линий помогают
в значительной степени уменьшить уровень ЭМП
После того как в системе были определены наиболее критичные цепи и участ¬
ки, следующим шагом в реализации правильной топологии печатной платы явля¬
ется разбить печатную плату на отдельные области в зависимости от их функ¬
ционального назначения. При этом следует должным образом использовать слои
земли, питания и сигнальные слои. Хорошо разработанные печатные платы так¬
же должны изолировать критически важные аналоговые цепи от источников
больших помех (например, линии ввода/вывода или разъемы).
Также необходимо изолировать высокочастотные схемы (цифровые и анало¬
говые) от схем с низкой частотой. Необходимо с очень большой осторожностью
использовать инструменты для автоматической трассировки печатных плат,
а наиболее важные участки следует разводить вручную.
Благодаря продуманной конструкции многослойной печатной платы можно
уменьшить уровень ЭМП и понизить восприимчивость к радиочастотным поме¬
хам примерно в 10 раз или даже больше по сравнению с двухслойными печатными
платами. В многослойных печатных платах можно отвести целый слой под плос¬
кость земли, тогда как на двухслойных печатных платах сплошные плоскости
земли часто получить не удается, они пересекаются сигнальными дорожками
и т. п.
Наиболее распространенным подходом к конструированию печатной платы
является прокладывание сигнальных дорожек между слоями, относящимися к
земле и питанию (как показано на рис. 11-38). Сигнальные линии вместе со
слоями земли и питания, которые имеют очень небольшой импеданс, образуют
высокочастотные полосковые линии передачи. Путь для тока возврата высо¬
кочастотного сигнала будет располагаться непосредственно сверху или снизу
такой дорожки, на плоскости земли или питания. Благодаря этому высокоча¬
стотный сигнал не выходит за пределы печатной платы, что снижает уровень
ЭМП. Однако использование скрытых сигнальных дорожек имеет и свои недо¬
статки — достаточно тяжело измерить характеристики сигнала на дорожке,
которая скрыта под сплошным слоем.
Очень много говорится о согласовании характеристического импеданса доро¬
жек на печатной плате с целью избежать отражений сигнала. Существует общее

1014 Глава 11. Влияние повышенного напряжения на аналоговые микросхемы
Слой для
разводки	Перед
сигналов ятшшш
Слой
питания
Слои
земли
Слой	После
питания ■■■■■■■■■
Слои для
разводки
сигналов
Слой для — Слой
разводки земли
сигналов
•	Преимущества скрытых сигнальных слоев
-	малый импеданс, отсюда низкий уровень излучения и перекрестных помех,
-	значительное снижение излучения и перекрестных помех при частотах
более 50 МГц,
-	дорожки защищены от внешнего воздействия.
*	Недостатки скрытых сигнальных слоев
-	меньшая емкость между слоями питания и заземления, поэтому трудности
при развязке питания,
-	характеристический импеданс может быть слишком мал, что затрудняет
согласование,
-	трудности при работе с прототипами и при отладке (затруднен доступ к сигналам).
Источник: журнал EDN (20 января 1994), ©CAHNERS
PUBLISHING COMPANY, 1995, подразделение Reed Publishing, USA.
Рис. 11-38. Прятать или не прятать дорожку — вот в чем вопрос
правило, которое позволяет определить, когда действительно следует использо¬
вать подобное согласование: согласование с использованием характеристическо¬
го импеданса следует использовать тогда, когда время распространения сигнала
по дорожке в одну сторону равно или превышает половину времени нарастания
или спада сигнала (используется фронт с наименьшим временем). В качестве до¬
статочно консервативного подхода можно принимать 2 дюйма (длина дорожки)
на 2 нс (для времени нарастания или спада сигнала). Например, если использу¬
ется быстрая логика с временем нарастания/спада, равным 5 нс, то дорожки на
печатной плате для такой микросхемы следует нагружать на характеристиче¬
ский импеданс тогда, когда их длина превышает 10 дюймов (включая все участки
дорожки). На рис. 11-39 иллюстрируется применение критерия правила 2 дюй-
ма/нс для некоторых типов логических микросхем.
Это же общее правило 2 дюйма/нс следует использовать и для аналоговых
цепей при рассмотрении вопроса, следует ли использовать для них методы линий
передачи. Например, если усилитель должен выдавать сигнал с максимальной ча¬
стотой fmax, то эквивалентное время нарастания tr можно вычислить с помощью
следующей формулы: tr = 0,35/fmax. Затем, умножая время нарастания на ко¬
эффициент 2 дюйма/нс, вычисляется максимальная длина дорожки на печатной
плате. Например, для сигнала с частотой 100 МГц время нарастания будет равно
3,5	нс, следовательно, если длина дорожки, по которой распространяется подоб¬
ный сигнал, будет превышать 7 дюймов, то следует рассматривать эту дорожку
как линию передачи.

11-3. Влияние электромагнитных и радиочастотных помех 1015
Семейство цифровых
микросхем
tr. tf
(нс)
Длина дорожки
на печатной плате
(в дюймах)
Длина дорожки
на печатной плате
(в см)
GaAs
0,1
0,2
0,5
ECL
0,75
1,5
3,8
Шоттки
3
6
15
Быстрая логика
3
6
15
AS
3
6
15
АС
4
8
20
ALS
6
12
30
LS
7
16
40
TTL
10
20
50
НС
18
36
90
tr = время нарастания сигнала в нс,
tf = время спада сигнала в нс.
Для аналоговых сигналов с частотой fmax, tr = tf = 0,35/fmax-
Рис. 11-39. Согласование импеданса должно применяться в том случае, если длина дорожки
превышает 2 дюйма/нс
Уравнение (11-8) можно использовать для определения характеристического
импеданса дорожки на печатной плате, которая отделяется от плоскости зем-
ли/питания слоем диэлектрика (микрополосковая линия передачи):
z0(n) =
87
: ІП
5,98d
0,89w +1
(11-8)
\/Er + 1)41
Здесь er — диэлектрическая проницаемость материала, из которого изготовле¬
на печатная плата, d — толщина платы между двумя слоями металлизации (в
mils, тысячных долях дюйма), at — толщина металлической дорожки, также
выражается в mils.
Время распространения в одну сторону для одиночной дорожки, которая
располагается сверху или снизу от сплошного слоя земли или питания, можно
определить с помощью уравнения:
tpd(HC /фут) = 1,017\/0,475ег + 0,67.	(11-9)
Например, стандартная печатная плата с четырьмя слоями может использовать
дорожки толщиной 8 mils, покрытые слоем меди в 1 унцию (1,4 mils), кото¬
рые разделяются слоем диэлектрического материала FR-4 (ег = 4,7) толщиной
0,021 дюйма. Тогда для характеристического импеданса получаем значение 88
Ом, а для времени распространения в одну сторону — 1,7 нс/фут (7 дюймов/нс).
Для линий передачи, в зависимости от типа приложения, существует несколько
способов терминирования.
На рис. 11-40 кратко суммируются те методы, которые необходимо исполь¬
зовать при проектировании топологии печатной платы с целью уменьшить эф¬
фекты, связанные с ЭМП (это касается как излучения, так и восприимчивости
к помехам).

1016 Глава 11. Влияние повышенного напряжения на аналоговые микросхемы
«Все проблемы, связанные с ЭМП, начинаются и заканчиваются схемой»
•	Определите критически важные, чувствительные схемы.
•	Везде, где возможно, не выбирайте микросхемы более быстрые, чем
это необходимо для приложения.
•	Тщательно продумайте и реализуйте топологию печатной платы.
•	Потратьте некоторое время на создание первоначального проекта
платы (если необходимо, то вручную).
•	Схема развязки для источника питания (для аналоговых и цифровых
схем).
•	Нельзя смешивать высокоскоростные аналоговые и цифровые схемы.
•	Помните о разъемах для входных/выходных цепей.
•	Фиксируйте, оценивайте и исправляйте ошибки на как можно более
ранней стадии.
Источник: журнал EDN (20 января 1994), CAHNERS PUBLISHING COMPA¬
NY, 1995, подразделение Reed Publishing, USA.
Рис. 11-40. Краткая сводка проблем и методов защиты от радиочастотного излучения
Обзор концепции экранирования
Далее приводятся обзорные данные по эффективности использования метода
экранирования. Если необходима более подробная информация, то советуем вос¬
пользоваться ссылками [1], [3] и [4], которые указаны в конце данного раздела.
Чтобы использовать концепцию экранирования, необходимо понимание ис¬
точников помех, окружения, в котором находится источник, а также необходимо
знать расстояние между источником и точкой наблюдения (приемник или жерт¬
ва помехи). Если схема работает вблизи от источника (в зоне ближнего поля или
индуктивного поля), то характеристики поля будут определяться источником.
Если схема располагается на достаточно большом удалении (в зоне дальнего
поля, поле излучения), то характеристики поля будут определяться средой передачи.
Считается, что схема находится в ближней зоне, если расстояние до источ¬
ника помехи меньше длины волны помехи (А), деленной на 2п (т. е. А/2тг). Если
расстояние между схемой и источником помехи превосходит данное расстояние,
то схема находится в зоне дальнего поля. Например, помеха, которая вызывается
импульсом со временем нарастания в 1 нс, имеет верхнюю границу полосы про¬
пускания, приблизительно равную 350 МГц. Длина волны для сигнала с частотой
350 МГц будет составлять примерно 32 дюйма (скорость света равна примерно
12 дюймов/нс). Если разделить это расстояние на 27г, то мы получим прибли¬
зительно 5 дюймов, именно на этом расстоянии будет располагаться граница
между ближним и дальним полем. Если схема находится на расстоянии ближе
5 дюймов от источника помех с частотой 350 МГц, то схема будет находиться
в ближней зоне источника помехи. Если же расстояние превышает 5 дюймов,
то схема будет работать в дальней зоне данного источника помехи.
Независимо от типа помехи с ней связан некий характеристический импе¬
данс. Характеристический (или волновой импеданс) для поля определяется как
отношение электрического (Е-) поля к магнитному (М-) полю. В дальней зоне
отношение электрического поля к магнитному полю дает характеристический
(волновой) импеданс свободного пространства, который равен Zq = 377 Ом.

11-3. Влияние электромагнитных и радиочастотных помех 1017
В ближней зоне волновой импеданс определяется природой источника помех
и его расстоянием от источника. Если источник помех отличается высоким
значением тока и малым напряжением (например, замкнутая антенна или транс¬
форматор в сети питания), то поле будет являться в основном магнитным и будет
обладать волновым импедансом менее 377 Ом. Если же источник помех обладает
малым значением тока и высоким значением напряжения (например, стержне¬
вая антенна или высокоскоростная цифровая схема), то поле будет в основном
электрическим, и его волновой импеданс будет превышать 377 Ом.
Для экранирования чувствительных цепей от воздействия внешних полей мо¬
гут использоваться проводящие корпуса. Подобные материалы имеют несогла¬
сованный импеданс с приходящей помехой, так как импеданс экрана меньше,
чем волновой импеданс приходящего извне поля. Эффективность проводящего
экрана зависит от двух факторов: первым является отражение падающей волны
от экранирующего материала. Вторым фактором являются потери, вызванные
абсорбцией падающей волны внутри экранирующего материала. Действие двух
этих типов защиты иллюстрируется на рис. 11-41. Количество отраженной энер¬
гии зависит от типа помехи и ее волнового импеданса, однако поглощение не
зависит от типа помехи. Оно будет одинаково для излучения в ближнеи и даль¬
ней зоне, а также для электрических и магнитных полей.
Рис. 11-41. Отражение
и поглощение — вот два
основных механизма за¬
щиты, которые использу¬
ет экран
Падающее
излучение
Отраженное
излучение
Экранирующий
материал
Область
поглощения
Излучение,
прошедшее
через экран
Источник: журнал EDN (20 января 1994), ©CAHNERS
PUBLISHING COMPANY, 1995, подразделение Reed Publishing, USA.
Коэффициент отражения на границе двух сред зависит от разности харак¬
теристических импедансов этих двух сред. Для электрических полей потери при
отражении зависят от частоты помехи и от свойств экранирующего материала.
Эти потери могут быть выражены в децибелах, и для их расчета используется
следующая формула:
Re(dB) = 322 + 101og10
СГг
цгРт2
(11-10)
где <тг — относительная проводимость материала экрана, выраженная в Си-
менс/м, /іг — относительная проницаемость материала экрана, выраженная в
Гн/м, f — частота помехи, а г — расстояние до источника помехи в метрах.
Для магнитных полей потери также зависят от свойств экранирующего ма¬
териала и от частоты помехи. Потери при отражении для магнитного поля

1018 Глава 11. Влияние повышенного напряжения на аналоговые микросхемы
выражаются следующей формулой:
Rm(dB) = 14,6 + 10 log10
fr2crr
(11-11)
L Гт J
а для плоских волн (г > \/2-к) потери при отражении будут определяться следу¬
ющей формулой:
Rpw(dB) = 168 + 101og10 — .	(11-12)
L/irt _
Вторым механизмом потерь при использовании экранирующих материалов явля-
ется абсорбция (поглощение). Ослабление волны под влиянием абсорбции выра¬
жается следующей формулой:
(11-13)
A(dB) = 3,34t\/<Tr/xrf,
где t — толщина экранирующего материала, выраженная в дюймах. Это урав¬
нение верно для плоских волн и как для электрических, так и для магнитных
полей. Так как при распространении волны интенсивность поля уменьшается
по экспоненте в зависимости от толщины экранирующего материала, то потери
на абсорбцию в пределах глубины одного скин-слоя (S) составляют 9 дБ. Так как
абсорбция прямо пропорциональна толщине и обратно пропорциональна глубине
скин-слоя, то при высоких частотах можно добиться повышения эффективности
экранирования за счет увеличения толщины экранирующего материала.
Потери на отражение для плоской волны в зоне дальнего поля уменьшаются
вместе с увеличением частоты по той причине, что импеданс экрана Zs увели¬
чивается в зависимости от частоты. С другой стороны, потери на поглощение
увеличиваются вместе с увеличением частоты, это связано с уменьшением тол¬
щины скин-слоя. Для электрических полей и плоских волн основным механизмом
защиты при экранировании являются потери на отражение, однако при высоких
частотах в качестве основного механизма уже выступают потери на отраже¬
ние. Для подобных типов помех хорошее экранирование способны обеспечить
такие материалы, как медь или алюминий. При низких частотах для магнитных
полей будут малы как потери при отражении, так и потери при абсорбции, та¬
ким образом, достаточно тяжело обеспечить экранирование от низкочастотных
магнитных полей. В этих приложениях наилучшую защиту могут обеспечить
материалы с высокой магнитной проницаемостью, которые обладают малым
магнитным сопротивлением. Материалы с малым магнитным сопротивлением
обеспечивают путь для магнитного шунтирования, который обеспечивает отвод
магнитного поля от схемы, которую мы хотим защитить. Некоторые характе¬
ристики металлических материалов, которые обычно используются для экрани¬
рующих корпусов, приводятся в табл. 11-2.
По-настоящему экранирующий корпус является чрезвычайно эффективным
в предотвращении воздействия внешних помех на расположенное внутри обо¬
рудование, а также помогает не допустить распространение во внешнюю сре¬
ду излучения, которое создается внутри корпуса. Однако в реальных условиях
в корпусе необходимо делать отверстия для установки кнопок, переключателей
и разъемов или же для обеспечения вентиляции (см. рис. 11-42). К сожалению,
подобные отверстия могут ухудшать эффективность экранирования и создавать
возможность проникновения высокочастотных помех внутрь корпуса.

11-3. Влияние электромагнитных и радиочастотных помех 1019
Таблица 11-2. Импеданс и толщина скин-слоя для различных экранирующих
материалов
Материал
Проводи¬
мость,
(Гг
Магнитная
проницае¬
мость,
Дг
Импе¬
данс экрана,
[Zs]
Толщина
скин-слоя, S
(дюймы)
Си
1
i
3,68Е-7 хѴТ
2,6/ѵТ
А1
1
0,61
4,71E-7x\/f
3,3/Vf
Сталь
0,1
1000
3,68Е-5 х\Д
0,26/ѵФ
/х- металл
0,03
20000
ЗЕ-4 xv/f
0,11/Vf
по =	5,82 х 107S/m, ро=4тгх10 7 H/m, ео=8,85x10 12 F/m.
Источник: журнал EDN (20 января 1994), ©CAHNERS PUBLISHING COMPANY, 1995,
подразделение Reed Publishing, USA.
нято использовать наибольшие размеры отверстия (а не его полную площадь),
так как отверстия ведут себя как щелевые антенны. Для оценки эффективности
экранирования (или же восприимчивости к утечке или проникновению ЭМП)
для отверстия в корпусе можно использовать уравнение (11-14):
(11-14)
где Л длина волны помехи, a L — максимальный размер отверстия.
Максимального уровня электромагнитное излучение через отверстие дости¬
гает тогда, когда наибольший размер отверстия равняется половине длины вол¬
ны, соответствующей частоте помехи (в этом случае эффективность экраниро¬
вания составляет 0 дБ). Общим правилом для использования в практических
условиях является то, что наибольший размер отверстия не должен превышать
1/20 от длины волны сигнала помехи, так как в этом случае эффективность
экранирования будет составлять 20 дБ. Далее, предпочтительнее использовать
несколько небольших отверстий на различных сторонах, которые излучают энер¬
гию в различных направлениях, в результате не будет уменьшаться эффектив¬
ность экранирования. Если отверстия и прослойки просто необходимы, то можно
использовать проводящие прокладки, экраны или краски — - их можно исполь¬
зовать как по отдельности, так и вместе. Задачей является ограничить размер
эффективность (дБ) = 20 log 10
_А_
2L

1020 Глава 11. Влияние повышенного напряжения на аналоговые микросхемы
Экранированный	Экранированный
Если используются полностью экранированные корпуса,
которые соединяются при помощи полностью
экранированного кабеля, то все внутренние схемы
и сигнальные линии будут находиться за экраном
• Область перехода: 1/20 длины волны
Источник: журнал EDN (20 января 1994), ©CAHNERS
PUBLISHING COMPANY, 1995, подразделение Reed Publishing, USA.
Рис. 11-43. Длина экранированного кабеля определяет, будет ли устройство считаться
«длинным» или «коротким» с точки зрения его электрических характеристик
любого отверстия значением, которое не превышает 1/20 длины волны. Все ка¬
бели, провода, разъемы, индикаторы или ручки управления, которые проходят
через корпус, должны использовать окружающий металлический экран, кото¬
рый физически соединяется с корпусом в точке входа. В тех приложениях, где
используются неэкранированные кабели и провода, рекомендуется использовать
фильтры в точке входа в корпус.
Общие сведения по кабелям и экранам
Хотя эти темы подробно будут рассматриваться позднее, ошибки при использо¬
вании кабелей и относящихся к ним экранов вносят важный вклад как в излу¬
чаемые помехи, так и в те помехи, которые передаются кондуктивным путем.
Вместо того, чтобы подробно излагать связанные с этим вопросы, мы советуем
читателю обратиться к ссылкам [1-5]. Как показано на рис. 11-43, правильное
экранирование для кабеля и корпуса позволяет защитить чувствительные схе¬
мы и сигналы, как будто они находятся за одним экраном, и при этом не будет
нарушаться эффективность экранирования.
В зависимости от типа помехи (наведенная или передаваемая как излучение
низкой или высокой частоты) соответствующее экранирование кабеля может
выполняться различными способами и также сильно зависит от длины кабе¬
ля (рис. 11-44). Первым шагом является определить, какая длина кабеля будет
считаться короткой или длинной с электрической точки зрения для частоты
рассматриваемого сигнала.
Кабель считается коротким с электрической точки зрения, если его длина
не превосходит 1/20 длины волны для наиболее высокочастотной составляющей
в данной помехе, в противном случае с электрической точки зрения кабель явля¬
ется длинным. Например, если рассматривать частоту 50/60 Гц, то кабель будет
иметь малую электрическую длину, если его протяженность не превышает 150

11-3. Влияние электромагнитных и радиочастотных помех 1021
миль, при этом основным механизмом взаимодействия для таких низких частот
является емкостное взаимодействие. Чтобы защитить схему от низкочастотных
наводок со стороны электрического поля, к точке с малым импедансом должен
возвращаться только один конец экрана. В общем виде данный принцип иллю¬
стрируется на рис. 11-45.
Рис. 11-44. Прецизи¬
онные сенсоры и экра¬
нирование кабели
Однополярный
или
дифференциальный?
“^“Заземление по постоянному *
или переменному /
напряжению?
Заземление на одной
стороне или на двух сторонах?
Источник: журнал EDN (20 января 1994), ©CAHNERS PUBLISHING
COMPANY, 1995, подразделение Reed Publishing, USA.
Рис. 11-45. Экран
соединяется только в
точке подключения к
нагрузке для защиты
от низкочастотных
помех (50/60 Гц)
Экран кабеля
Емкостная	заземляется на
Источник: журнал EDN (20 января 1994), ©CAHNERS PUBLISHING
COMPANY, 1995, подразделение Reed Publishing, USA.
В данном примере экран заземляется на стороне приемника. Исключением
(которое мы рассмотрим чуть позднее) являются приложения, в которых аудио¬
сигналы с линейным уровнем (более 1 Vrms) передаются на большие расстояния
при помощи витой пары с экранированными кабелями. В подобных приложениях
экран вновь способен обеспечить защиту от низкочастотных помех, а обще¬
принятым подходом является выполнение заземления на стороне передатчика
(драйвера) — то есть заземление выполняется для низкой и высокой частоты.
На стороне приемника заземление выполняется при помощи конденсатора -
то есть заземление действует только для высокой частоты.
В тех приложениях, где кабель имеет большую электрическую длину или же
необходимо обеспечить защиту от высокочастотного излучения, предпочтитель¬
нее соединять экран кабеля с точками с малым импедансом на обоих концах

1022 Глава 11. Влияние повышенного напряжения на аналоговые микросхемы
(непосредственное соединение на стороне передатчика и емкостное соединение
на стороне приемника). В противном случае, без использования терминирования
эффекты, связанные с линиями передачи, могут вызывать отражения и возник¬
новение стоячей волны на протяжении длины кабеля. При частотах 10 МГц и
выше для создания соединения с землей, которое будет отличаться малым им¬
педансом, требуется выполнить полное (360°) экранирование для соединений и
металлических проводников.
Обобщая все сказанное выше, заземление на одном конце кабеля подходит для
защиты от низкочастотных (менее 1 МГц) помех, в которых в основном присут¬
ствует электрическое поле. Для высокочастотных помех (более 1 МГц) предпо¬
чтительнее выполнять заземление для обоих концов кабеля, выполняя полное
соединение (360°) между экраном и разъемом и обеспечивая сплошной контакт
между металлическими поверхностями разъема и корпуса. Чтобы исключить
возникновение низкочастотных связей по заземлению вместо непосредственно¬
го соединения разъема на землю, следует использовать заземление с помощью
конденсатора емкостью 0,01 мкФ, обладающего малой индуктивностью. Такой
конденсатор препятствует возникновению низкочастотных связей по заземле¬
нию и способствует отводу на землю высокочастотных помех.
•	Перед тем как приступать к решению проблемы, необходимо ее правильно диагностировать
постарайтесь ответить на следующие вопросы:
-	какие симптомы наблюдаются для данной проблемы?
-	какими причинами это может быть вызвано?
-	какие существуют ограничения?
-	как вы сможете понять, что вы решили данную проблему?
•	Используйте модель ЭМП и определите источник-путь распространения-приемник
•	Начните с низких частот и постепенно переходите к более высоким
•	В портфеле специалиста по борьбе с ЭМП есть следующие инструменты:
-	алюминиевая фольга,
-	проводящая пленка,
-	объемные ферриты,
-	фильтры для линий питания,
-	фильтры для линий передачи сигналов,
-	резисторы, конденсаторы, индуктивности, ферриты,
-	физическое разделение компонентов и частей схемы.
Источник: журнал EDN (20 января 1994), CAHNERS PUBLISHING COMPANY. 1995, под¬
разделение Reed Publishing, USA.
Рис. 11-46. Философия решения проблем, связанных с ЭМП
Философия борьбы с ЭМП
Проблемы, связанные с ЭМП, часто возникают уже после того, как завершена
разработка устройства и оно начинает работать в реальных условиях. При этом
случается, что тот, кто разрабатывал это устройство, уже ушел на пенсию и
теперь живет на Таити, а за поддержку отвечает кто-то другой, не так хоро¬
шо знакомый с особенностями данной системы. На рис. 11-46 суммируется все,

11-3. Влияние электромагнитных и радиочастотных помех 1023
что в данном разделе говорилось о проблемах, связанных с ЭМП, и методах их
решения.
Ссылки по теме: электромагнитное излучение
1.	«EDN’s Designer’s Guide to Electromagnetic Compatibility», EDN, January 20,
1994, material reprinted by permission of Cahners Publishing Company, 1995.
2.	Designing for EMC (Workshop Notes), Kimmel Gerke Associates, Ltd.,
1994.
3.	Systems Application Guide, Chapter 1, Analog Devices, Inc., Norwood, MA,
1944, pp. 21-55.
4.	H. Ott, Noise Reduction Techniques in Electronic Systems, 2nd Edi¬
tion, John Wiley & Sons, New York, 1988.
5.	R. Morrison, Grounding and Shielding Techniques in Instrumentation,
3rd Edition, John Wiley & Sons, New York, 1986.
6.	Amplifier Applications Guide, Chapter XI, Analog Devices, Inc., Norwood,
MA, 1992, p. 61.
7.	B. Slattery and J. Wynne, «Design and Layout of a Video Graphics System for
Reduced EMI», Analog Devices Application Note AN-333.
8.	P. Brokaw, «An IC Amplifier User Guide to Decoupling, Grounding, and Making
Things Go Right for a Change», Analog Devices Application Note AN-202.
9.	A. Rich, «Understanding Interference-Type Noise», Analog Dialogue, Vol. 16,
No. 3, 1982, pp. 16-19.
10.	A. Rich, «Shielding and Guarding», Analog Dialogue, Vol. 17, No. 1, 1983,
pp. 8-13.
11.	EMC Test Sc Design, Cardiff Publishing Company, Englewood, CO. An ex¬
cellent, general purpose trade journal on issues of EMI and EMC.
12.	Amplifier Applications Guide, Section XI, Analog Devices, Inc., Norwood,
MA, 1992, pp. 1-10.
13.	Systems Applications Guide, Section 1, Analog Devices, Inc., Norwood,
MA, 1993, pp. 56-72.
14.	Linear Design Seminar, Section 1, Analog Devices, Inc., Norwood, MA, 1994,
pp. 19-22.
15.	ESD Prevention Manual, Analog Devices, Inc, ADI, Norwood, MA.
16.	MIL-STD-883 Method 3015, Electrostatic Discharge Sensitivity Clas¬
sification. Available from Standardization Document Order Desk, 700 Robbins
Ave., Building #4, Section D, Philadelphia, PA 19111-5094.

1024 Глава 11. Влияние повышенного напряжения на аналоговые микросхемы
17.	EIAJ ED-4701 Test Method С-111, Electrostatic Discharges. Available
from the Japan Electronics Bureau, 250 W 34th St., New York, NY 10119, Attn.:
Tomoko.
18.	ESD Association Standard S5.2 for Electrostatic Discharge (ESD)
Sensitivity Testing: Machine Model (MM) — Component Level. Avail¬
able from the ESD Association, Inc., 200 Liberty Plaza., Rome, NY 13440.
19.	ESD Association Draft Standard DS5.3 for Electrostatic Discharge
(ESD) Sensitivity Testing—Charged Device Model (CDM) Compo¬
nent Testing. Available from the ESD Association, Inc., 200 Liberty Plaza,
Rome, NY 13440.
20.	N. Lyne, «Electrical Overstress Damage to CMOS Converters», Application
Note AN-397, Analog Devices, 1995.

ГЛАВА 12
ПЕЧАТНЫЕ
ПЛАТЫ
Введение
Печатные платы являются сегодня самым распространенным методом сборки
современных электронных устройств. Они представляют собой набор из одного
или более слоев изолятора и одного или более слоев меди, на которых распола¬
гаются сигнальные дорожки и линии для подачи питания и соединения с землей.
Проектирование топологии печатных плат может представлять собой такую же
сложную задачу, что и проектирование электрических схем.
Большинство современных систем содержат многослойные платы с количе¬
ством слоев до 8 (или даже больше). Обычно все компоненты монтировались
на верхнем слое при помощи отверстий, которые проходили через всю печатную
плату. Такие компоненты обозначаются как through-hole. Однако с недавнего
времени, вместе с повсеместным распространением компонентов для поверх¬
ностного монтажа, компоненты монтируются как на верхнем, так и на нижнем
слоях печатной платы.
Топология печатной платы может иметь столь же важное значение для обес¬
печения требуемых характеристик конечного устройства, как и проект элек¬
тронной схемы. В данной главе мы рассмотрим размещение схемы, соединение
компонентов при помощи дорожек на печатной плате, образование паразитных
компонентов, а также схемы заземления и развязки по питанию. Все эти фак¬
торы имеют важное значение и необходимы для создания успешно работающего
устройства.
При проектировании печатных плат необходимо учитывать такие проблемы,
как сопротивления утечки, омическое падение напряжения сигнала при прохо¬
ждении по дорожкам на печатной плате, по переходным отверстиям и по плоско¬
стям, относящимся к земле, влияние паразитных емкостей, а также диэлектри¬
ческое поглощение (DA, dielectric absorption). В дополнение к этому печатные
платы способны поглощать влагу из воздуха (гигроскопичность), а изменение
уровня влажности может влиять на некоторые паразитные эффекты, которые
могут периодически проявляться или исчезать.
В общем случае все эффекты, связанные с печатными платами, можно подраз¬
делить на две большие категории — к первой относятся те, которые в наиболь¬
шей степени проявляются для статических режимов работы устройства или для
сигналов с постоянным напряжением. Ко второй группе относятся те, которые
наиболее значительно проявляются для динамических режимов работы схемы
или для сигналов с переменным напряжением, особенно при высоких частотах.
33—1277

1026 Глава 12. Печатные платы
Другой очень обширной темой при проектировании печатных плат являет¬
ся вопрос заземления. Заземление само по себе имеет очень важное значение
для всех аналоговых устройств и устройств со смешанными сигналами, и можно
утверждать, что проектирование схем с использованием технологии печатных
плат не отменяет определенных правил, которые всегда необходимо учитывать.
К счастью, некоторые из принципов, которые необходимы для создания каче¬
ственного заземления, уже заложены в технологии печатных плат, а именно,
использование отдельных слоев печатной платы в качестве слоев заземления.
Этот фактор обеспечивает одно из основных преимуществ при проектировании
печатных плат для аналоговых схем, и значительная часть данной главы будет
посвящена именно этой теме.
Другими важными факторами, которые необходимо учитывать и которые
могут ухудшить параметры устройства, являются помехи на шине заземления
и напряжения при возврате сигнала. Такие напряжения могут возникать под
влиянием внешних сигналов, при протекании общих токов или же в связи с чрез¬
мерным падением напряжения на сопротивлении в проводниках, относящихся к
схеме заземления. Правильная трассировка и выбор соответствующего размера
для проводников, использование дифференциальных сигналов и методы изоли¬
рования земли позволяют управлять появлением таких паразитных напряжений.
Последней темой, которая будет затронута при обсуждении заземления, явля¬
ется обсуждение методов заземления, наиболее подходящих для аналоговых схем
и схем со смешанными сигналами. В действительности вопрос, связанный с со¬
зданием качественного заземления на печатной плате, может оказывать влия¬
ние на всю философию проектирования топологии высокоскоростных печатных
плат, предназначенных для работы со смешанными сигналами, — и именно так
и должно быть.
Раздел 12-1
Размещение компонентов
Любая из подсистем или частей печатной платы, которые будут работать с вы¬
сокочастотными и/или прецизионными аналоговыми и цифровыми сигналами,
должна в максимальной степени физически отделить эти сигналы от остальных
частей — это делается с целью уменьшения перекрестных наводок (помех). Од¬
нако на практике это превращается в весьма сложную задачу.
Перекрестные помехи можно уменьшить, если уделять им внимание при про¬
ектировании топологии системы и не позволять различным сигналам оказывать
влияние друг на друга. Необходимо отделять друг от друга аналоговые сигналы
с большой амплитудой и слабые аналоговые сигналы, а все аналоговые сигна¬
лы должны располагаться отдельно от цифровых сигналов. Цифровые сигналы
TTL и CMOS имеют резкий фронт нарастания, что подразумевает присутствие
компонентов спектра с частотой от частоты тактового сигнала и выше. Также,
большинство логических микросхем относятся к логике с насыщением, которая
отличается неравномерным потреблением и выдачей токов (высокие переходные
токи), которые могут создавать помехи по земле. Мы уже говорили о том, что в

12-1. Размещение компонентов 1027
Аналога- различных	Шина адреса	различных
вый вход «земель»	данных	«земель»
Рис. 12-1. Аналоговые и цифровые схемы должны быть грамотно размещены на печатной
плате
системах, осуществляющих измерение и реконструкцию формы сигналов, такто¬
вый сигнал дискретизации (который является цифровым) также чувствителен
к воздействию шумов, как и аналоговые сигналы. Влияние шума на тактовый
сигнал дискретизации проявляется в виде фазового джиттера, который, как
мы уже знаем из предыдущих глав, непосредственно приводит к ухудшению
соотношения сигнал/шум (SNR) для измеряемого сигнала. Если для передачи
и распределения тактового сигнала между компонентами используются микро¬
схемы драйверов тактовых сигналов, то через одну такую микросхему следует
пропускать только тактовые сигналы с одинаковой частотой. Если через одну
микросхему (или через один корпус) пропускаются тактовые сигналы с раз¬
личными частотами, то возникают дополнительные джиттер и перекрестные
помехи, которые приводят к ухудшению характеристик системы.
Плоскость, отведенная под землю, также может служить в качестве экрана
для чувствительных сигналов. На рис. 12-1 показан пример правильной тополо¬
гии для платы сбора данных, в которой все области, соответствующие схемам
с высокой чувствительностью, изолированы друг от друга, а пути распростране¬
ния сигналов сделаны как можно короче. В реальных условиях редко встречается
такая простая ситуация, однако принцип, которому необходимо следовать, оста¬
ется неизменным.
Также существует несколько важных факторов, которые необходимо учи¬
тывать при выполнении соединений для сигналов и схемы питания. Во-первых,
разъем является одной из таких частей системы, где все сигнальные дорожки
должны быть проложены параллельно — и таким образом необходимо разде¬
лить их при помощи выводов, соединенных с землей, создавая таким образом
экранирование и уменьшая взаимодействие между сигналами.

1028 Глава 12. Печатные платы
Использование нескольких выводов для соединения с землей важно и по дру¬
гой причине: они позволяют уменьшить импеданс земли в месте соединения
между печатной платой и основной платой (backplane). Сопротивление контакта
для одного вывода на разъеме печатной платы достаточно мало (обычно поряд¬
ка 10 мОм), когда плата является новой — однако с течением времени вполне
вероятно, что это сопротивление будет увеличиваться, что может затронуть и
характеристики всей системы. Таким образом, с этой точки зрения целесообраз¬
но выделить дополнительные контакты на разъеме для создания нескольких
соединений с землей (вполне возможно, что 30-40% от общего количества вы¬
водов могут относиться к земле). По этой же причине для каждого соединения
с источником питания также целесообразно использовать несколько выводов.
Производители высококачественных микросхем для работы со смешанными
сигналами, к которым относится и компания Analog Devices, часто выпускают
оценочные платы, которые позволяют клиентам оценить возможности микро¬
схемы, а также использовать в своих проектах в качестве примера топологию
такой платы. Оценочные платы для АЦП обычно содержат на плате генератор,
который служит источником тактовых сигналов с малым джиттером, выходные
регистры, а также разъемы для подачи питания и передачи сигналов. Также
на такой плате могут иметься дополнительные вспомогательные схемы, такие
как входной буферный усилитель для АЦП и внешний источник опорного напря¬
жения.
Топология оценочной платы оптимизируется с учетом таких факторов, как
заземление, обеспечение развязки, а также трассировка сигнальных дорожек, и
она может использоваться в качестве примера при проектировании схемы АЦП
для печатной платы, предназначенной для вашей системы. Топологию реаль¬
ной оценочной платы можно получить от производителя в виде компьютерных
CAD-файлов (Gerber-файлы). Во многих случаях геометрия различных слоев
приводится в техническом описании для данного компонента. Однако необхо¬
димо указать, что оценочная плата представляет собой очень простую систему.
Изучая топологию оценочной платы, вы можете получить достаточно полезную
информацию, однако, без всяких сомнений, реальная система потребует гораз¬
до более сложной печатной платы. Следовательно, прямой перенос топологии
оценочной платы на реальную систему редко является оптимальным решением.
Раздел 12-2
Дорожки на печатной плате
Сопротивление проводников
Каждый инженер знает, что такое резисторы. Однако гораздо меньшее коли¬
чество инженеров рассматривают провода и дорожки на печатной плате, с по¬
мощью которых осуществляются все соединения в их собственных системах и
схемах, в качестве резисторов (и одновременно индуктивностей, но об этом по¬
говорим позднее). В системах с более высокой точностью даже сопротивление
дорожек и обычные соединения с помощью проводов могут отрицательно ска¬
заться на характеристиках устройства. Медь не является суперпроводником —

12-2. Дорожки на печатной плате 1029
но, кажется, слишком многие из инженеров думают, что является.
На рис. 12-2 показан метод вычисления поверхностного сопротивления R для
прямоугольника из меди, для которого длина равна Z, ширина равна X, а тол¬
щина — Y.
Рис. 12-2. Расчет поверхностного
сопротивления и линейного сопроти¬
вления для стандартных медных про¬
водников на печатной плате
р = удельное сопротивление
Расчет сопротивления слоя меди
толщиной 1 унция на кв. фут (0,0036 см)
р = 1,724 х 10"6Пст, Y = 0,0036cm
0.48 — т£2
X
количество элементов
R = сопротивление одного квадратного элемента (Z=X)
= составляет 0,48 мОм/элемент
При 25 °С удельное сопротивление чистой меди составляет 1,724 х 10-6 Ом/см.
Толщина стандартной (1 унция) медной фольги на печатной плате составля¬
ет 0,036 мм (0,0014 дюйма). Используя показанные выше выражения, можно
определить сопротивление такого стандартного медного элемента — оно бу¬
дет составлять 0,48 мОм/квадрат. Можно легко вычислить и сопротивление
линейной дорожки, для этого необходимо состыковать друг с другом подобные
квадраты. Так как длина линии равна Z, а ширина равна X, то сопротивление R
будет просто выражаться как произведение Z/X на сопротивление одного ква¬
драта, как это и показывается на рисунке.
При заданном весе меди и ширине дорожки можно выполнить вычисления
для соотношения сопротивление/длина. Например, дорожки шириной 0,25 мм
(10 mil), которые достаточно часто используют при проектировании печатных
плат, имеют соотношение сопротивление/длина, равное примерно 19 мОм/см
(48 мОм/дюйм), и это значение весьма велико.
Далее, медь имеет температурный коэффициент для сопротивления, который
при комнатной температуре равен примерно 0,4%/°С. Это такой фактор, кото¬
рый нельзя игнорировать, особенно в прецизионных схемах с низким импедан¬
сом, где температурный коэффициент может приводить к изменению полного
импеданса в зависимости от температуры.
Как показано на рис. 12-3, сопротивление дорожки на печатной плате может
при неблагоприятных условиях приводить к достаточно серьезной ошибке. Да¬
вайте рассмотрим 16-разрядный АЦП с входным сопротивлением, равным 5 кОм,

1030 Глава 12. Печатные платы
при этом между источником сигнала и входом АЦП проложена дорожка длиной
5 см и шириной 0,25 мм с плотностью меди, равной 1 унции. Сопротивление
дорожки равно приблизительно 0,1 Ом, таким образом, появляется делитель
напряжения (вместе с нагрузкой сопротивлением 5 кОм), что в свою очередь
приводит к возникновению ошибки. Падение напряжения, которое возникает
на делителе, приводит в ошибке коэффициента усиления в 0,1/5000 (приблизи¬
тельно 0,0019%), что превышает величину, соответствующую младшему биту
(для 16 разрядов это значение равно 0,0015%). И при этом мы еще игнорируем
путь возврата для тока! Также игнорируется влияние индуктивности, которая
значительно ухудшает ситуацию при высоких частотах.
5 см
16-разрядный
АЦП
С входным
Источник
т
сигнала
Дорожка на печатной плате
толщиной 0,25 мм (10 mils),
сопротивлением
R in = 5 кОм
1
толщина слоя меди 1 унция
Пренебрегаем сопротивлением
пути возврата по земле
гг
Рис. 12-3. Закон Ома пред¬
сказывает, что ошибка, вы¬
званная падением напряже¬
ния на дорожке, проложен¬
ной по печатной плате, мо¬
жет превышать значение,
соответствующее младшему
биту значения АЦП
Итак, если вы работаете с прецизионными схемами, то нельзя оставлять без
внимания даже такие простые вопросы, как сопротивление дорожек на печатной
плате. Существует множество методов для решения данной проблемы (напри¬
мер, можно использовать более широкие дорожки), которые могут потребовать
больше пространства на печатной плате и могут оказаться непригодными для
более компактных корпусов и для корпусов с несколькими рядами выводов (на¬
пример, BGA-корпуса). Также можно использовать более толстый слой медной
фольги (что может оказаться достаточно дорогим решением) или же просто вы¬
брать преобразователь с более высоким значением входного импеданса. Однако
самой важной задачей является не упускать все эти факторы из виду, избегая
привычки не обращать внимания на то, что при поверхностном рассмотрении
выглядит безобидным.
Падение напряжения на сигнальных дорожках и схема
Кельвина
Ошибка коэффициента усиления, вызванная резистивным падением напряжения
на сигнальных дорожках на печатной плате, важна только для схем с высокой
точностью или с высоким разрешением (см. пример на рис. 12-3) или же в тех
случаях, когда по сигнальной дорожке протекает большой ток. Там, где нагруз¬
ка имеет резистивный постоянный импеданс, компенсировать ошибку можно при
помощи настройки общего коэффициента усиления системы. В других обстоя¬
тельствах часто можно устранить подобную ошибку при помощи обратной связи
«по Кельвину» (см. рис. 12-4).

12-2. Дорожки на печатной плате 1031
Рис. 12-4. Использование изме¬
рительного соединения переме¬
щает точность в точку нагрузки
Измерительная дорожка
АЦП с малым
входным
Источник
\
сигнала
Дорожка для передачи
сигнала с высоким
F
сопротив¬
лением R)n
47"
сопротивлением
Пренебрегаем сопротивлением
пути возврата по земле
Данная модификация, показанная на рис. 12-3, по-прежнему использует до¬
статочно длинные резистивные дорожки на печатной плате, подключенные к
входу АЦП высокого разрешения, который обладает достаточно малым вход¬
ным импедансом. Однако в данном случае падение напряжения на сигнальной
линии не приводит к возникновению ошибки, так как непосредственно с вхо¬
да АЦП берется сигнал для схемы обратной связи, которая возвращает данное
значение к источнику сигнала. Данная схема позволяет обеспечить полную точ¬
ность сигнала на входе АЦП независимо от падения напряжения в проводниках,
по которым передается сигнал.
Использование отдельного силового (F) и сигнального (S) соединения (кото¬
рое часто обозначается как схема Кельвина) в точке соединения с нагрузкой
позволяет устранить любые погрешности, связанные с падением напряжения
в силовом проводнике. Однако, очевидно, такая схема может использоваться
только в тех системах, где имеется отрицательная обратная связь. Также невоз¬
можно использовать подобную схему для подключения двух нагрузок (сохраняя
при этом одинаковую точность), так как обратная связь может быть взята толь¬
ко с одной точки. Кроме этого, в подобной системе, которая была подвергнута
многочисленным упрощениям, игнорируются ошибки в общем пути распростра¬
нения для сигнала и нагрузки, так как предполагается, что падение напряжения
при распространении по земле является незначительным. Во многих системах
это предположение не обязательно будет выполняться, и могут потребоваться
дополнительные меры, которые будут описаны ниже.
Токи возврата для сигнала
Закон Кирхгофа говорит о том, что в любой точке цепи сумма токов долж¬
на быть равна нулю. Это правило аналогично тому, что все токи протекают
по круговому маршруту, и, в частности, это означает, что при анализе схем не¬
обходимо всегда учитывать токи возврата, как это показано на рис. 12-5 (см.
ссылки [7] и [8]).
Когда дело касается вопросов, связанных с заземлением, интуитивный подход
способен в какой-то степени помочь при анализе работы схемы. Большинство
инженеров обычно учитывают ток возврата по земле «I», только когда имеют
дело с полностью дифференциальными схемами.
Однако даже в более распространенных случаях, когда однопроводной сигнал
использует в качестве опорного уровня «землю», принято считать, что все узлы
схемы, которые обозначены с помощью символов, соответствующих земле, будут
находиться при одном и том же потенциале. Но, к сожалению, подобная простая
ситуация не всегда имеет место!

1032 Глава 12. Печатные платы
Этот чрезмерно оптимистичный подход иллюстрируется на рис. 12-6, где
предполагается, что существует «бесконечная проводимость по земле», что при¬
водит к нулевой разнице напряжения между землей у источника G1 и землей
у нагрузки G2. К сожалению, такой подход оправдан не всегда, и при работе
с прецизионными схемами это может привести к катастрофическим результатам.
сумма токов будет равна нулю
или
если ток вытекает из точки,
то в эту точку также должен втекать ток,
что приводит к заключению, что все напряжения
являются дифференциальными
(даже если измеряются относительно земли)
Рис. 12-5. Закон Кирхго¬
фа полезен при анализе паде¬
ния напряжения при рассмо¬
трении полной схемы, которая
включает в себя цепи источни¬
ка сигнала и нагрузки
Рис. 12-6. В отличие от данной
оптимистической схемы, в реаль¬
ных системах нельзя предполагать
наличие нулевого сопротивления
между землями источника и на¬
грузки
В более приближенном к реальном условиях подходе требуется учитывать то,
что проводимость земли не является идеальной, и осуществлять анализ имею¬
щихся импедансов, а также уделять внимание минимизации напряжений, возни¬
кающих под влиянием паразитных шумов.
Шум по земле и петли по земле
Более реалистичная модель для системы заземления показана на рис. 12-7. Ток
возврата по земле для сигнала поступает через комплексный импеданс, который,
как показывается, существует между точками заземления G1 и G2. Это приво¬
дит к возникновению падения напряжения ДѴ. Важно заметить, что по этому
же маршруту могут передаваться и другие токи, например, ток іехт, связанный
с неким внешним сигналом. Важно понимать, что подобные токи могут созда¬
вать некоррелированный шум по напряжению между точками заземления G1 и
G2 (значение этого шума зависит от величины тока и относительного импеданса
между двумя точками заземления).
Некоторая часть от этого нежелательного напряжения может воздействовать
на точку приема сигнала, что может приводить к искажению передаваемого
сигнала.
Источник
Сигнал
АЦП
сигнала
nF
	 Слой земли
с бесконечно
—► малым сопротивлением.
Нулевая разность
потенциалов между G1 и G2
CN
i

12-2. Дорожки на печатной плате 1033
Источник
сигнала
Сигнал
Нагрузка
ДѴ = Разность напряжений, которая
возникает под влиянием тока
сигнала (или под влиянием внешнего тока),
который протекает по импедансу
Л/Ѵ
схемы заземлеціуз^
G2 <7
Рис. 12-7. Более приближенное к реальности рассмотрение системы заземления должно
учитывать присутствие импеданса между точками G1 и G2, а также влияние токов, которые
не относятся к самому сигналу
ДѴ = разность напряжений, которая возникает под влиянием
тока сигнала и под влиянием тока большой
величины, которые протекают по импедансу схемы заземления
Рис. 12-8. Любой ток, который протекает через общий импеданс заземления, может
служить причиной возникновения ошибок
Очевидно, что по импедансу земли могут протекать и другие токи, если
только для них существует путь распространения. В этом случае могут воз¬
никать достаточно серьезные проблемы под влиянием токов большой величины,
текущих по тому же незамкнутому пути, по которому распространяется и сам
сигнал.
На рис. 12-8 показывается подобный общий путь распространения, который
используют как источник сигнала, так и схемн, которая является источником
достаточно сильного тока, который изменяется в зависимости от времени. Этот
ток протекает по общему пути, что создает падение напряжения ДѴ.
Как видно из рис. 12-9, если схема заземления содержит замкнутые участки
или же круговые пути распространения тока (при замкнутом S1), то существу¬
ет опасность воздействия электромагнитных помех, возникающих под влиянием
внешних магнитных полей.
Также существует опасность того, что токи возврата по земле, связанные
с какими-то сигналами, будут «уходить» из областей с высокой плотностью то¬
ков и распространяться по другим областям, приводя к возникновению шумов
в других частях системы.

1034 Глава 12. Печатные платы
По этой причине следует избегать возникновения замкнутых цепей по зазем¬
лению, этого лучше всего можно достичь, если использовать отдельные пути для
всех токов возврата, которые затем объединяются в одной общей точке. Таким
образом, общей землей будет являться узел заземления, расположенный в правой
точке рисунке. На рисунке это соответствует разомкнутому переключателю S1.
Рис. 12-9.
Петля по земле
При замыкании S1 образуется петля по земле, в которой
может возникать шум под влиянием следующих факторов:
•	магнитного потока, линии которого пересекают
образовавшуюся петлю по земле,
•	током А, который протекает по земле через импеданс ZB,
•	тока В, который протекает по земле через импеданс ZA
Методы изолирования земли
Использование плоскостей заземления (на печатных платах) обеспечивает малое
значение импеданса и позволяет значительно уменьшить шум по земле, одна¬
ко все еще могут возникать ситуации, когда будет возникать высокий шум.
В подобных случаях может оказаться полезным метод минимизации и изоляции
ошибок.
Другой иллюстрацией влияния общего импеданса заземления может служить
рис. 12-10. В этой схеме используется прецизионный предварительный усилитель
с коэффициентом усиления, равным 100. Также в схеме используется стабили¬
зированный прерываниями усилитель AD8551, который обеспечивает высокую
точность для сигналов с постоянным уровнем.
На стороне нагрузки (для сигнала) выполняется измерение напряжения Ѵос/т,
при этом сигнал измеряется относительно G2, локальной точки заземления. В слу¬
чае усилителя AD8551 между точками заземления G1 и G2 протекает достаточно
малый ток питания усилителя, равный 700 мкА, что приводит к возникновению

12-2. Дорожки на печатной плате 1035
Рис. 12-10. Если не принять специальных мер, даже ток малой величины, протекающий
по общей земле, может значительно ухудшить точность усилителя
ошибки по земле, равной 7 мкВ. Однако это значение примерно в 7 раз превы¬
шает обычное значение напряжения смещения для данного усилителя!
От этой ошибки можно избавиться, если направить ток для шины питания
с отрицательным напряжением по отдельной дорожке не к точке заземления G1,
а к точке заземления G2, в которой соединяются все токи возврата. Это по¬
зволяет устранить участок между G1 и G2, по которому распространяется ток
питания, и таким образом уменьшается ошибка напряжения, связанная с про¬
теканием тока по цепи заземления. Заметим, что также существует небольшая
погрешность напряжения, связанная с «горячим» контактом Ѵоит, она невелика,
если мал ток, который потребляется нагрузкой.
В некоторых случаях просто не удается избежать возникновения напряже¬
ния по земле между источником сигнала и точкой нагрузки, где производится
измерение сигнала. Если рассматривается одна печатная плата, то, может быть,
придется пренебречь погрешностями, связанными с заземлением, которые могут
достигать несколько десятков милливольт. Если же сигнал поступает от источ¬
ника, который располагается за пределами рассматриваемой печатной платы,
то величина напряжения, с которым придется иметь дело, может достигать не¬
скольких вольт (или даже нескольких десятков вольт).
К счастью, даже при наличии подобных высоких напряжений еще существует
возможность сохранить при передаче точность сигнала — для этого требуется
следовать тем принципам, которые были изложены выше. Это использование
усилителя с дифференциальным входом и изоляция земли. Усилитель с изоляци¬
ей земли позволяет уменьшить ошибки, связанные с напряжением помех по земле
между отдельными каскадами за счет использования дифференциального сиг¬
нала, благодаря этому синфазные напряжения в значительной мере подавляются
(обычно на 60 дБ или более).
Два решения на основе усилителей с изоляцией земли показаны на рисунке
12-11. В этой схеме могут использоваться как AD629, который позволяет раб о-

1036 Глава 12. Печатные платы
Rs
21,1 кОм
(AD629 только)
CMR(flB)
88
100
Рис. 12-11. Усилитель с изолированной землей и дифференциальным входом обеспечивает
высокую точность при передаче сигнала между точками G1 и G2 за счет подавления помех
по напряжению земли
тать с синфазными напряжениями в диапазоне до ±270 В, так и АМРОЗ, который
предназначен для работы с синфазными напряжениями в диапазоне до ±20 В.
В данной схеме входное напряжение Ѵ/дг измеряется относительно G1, одна¬
ко на самом деле оно должно измеряться относительно G2. Если используется
дифференциальный усилитель с единичным усилением, который имеет высокий
коэффициент подавления синфазных помех, то можно легко подавить разность
напряжений Д V, которая возникает между двумя этими землями. Микросхема
AD629 обладает коэффициентом подавления синфазного напряжения, равным
88 дБ, тогда как для АМРОЗ обычно этот коэффициент равен 100 дБ. К до¬
стоинствам AD629 в отношении борьбы с синфазным напряжением относятся
высокий коэффициент подавления синфазного напряжения, а также коэффици¬
ент усиления дифференциального сигнала, который обеспечивает чистое еди¬
ничное усиление. Микросхема AD629 использует для резисторов Ri — R5 те
значения сопротивления, которые показаны первыми. Микросхема АМРОЗ ра¬
ботает в качестве прецизионного дифференциального усилителя и использует
четыре резистора Ri — R4 с сопротивлениями 25 кОм. Обе эти микросхемы явля¬
ются законченными решениями для построения усилителя с изоляцией земли, в
котором используется только одна микросхема.
Подобная схема обеспечивает относительную свободу, избавляя от необходи¬
мости строго контролировать падение напряжения по земле или же использовать
дополнительные или более широкие дорожки на печатной плате, которые позво¬
ляют уменьшить величину ошибки напряжения. Заметим, что такая схема может
быть реализована как с помощью показанного на рисунке дифференциального
усилителя с фиксированным коэффициентом усиления, так и при помощи стан-

12-2. Дорожки на печатной плате 1037
дартного инструментального усилителя, который сконфигурирован для работы
с единичным коэффициентом усиления. Например, микросхема AD623 также по¬
зволяет использовать однополярный источник питания. В любом случае можно
контролировать полярность сигнала с помощью изменения порядка подключения
к входам дифференциального усилителя.
В общем случае, передачу сигнала из одной точки печатной платы в другую
точку с целью его дальнейших измерений или обработки можно оптимизировать
с помощью двух не связанных между собой технологий. Они связаны с исполь¬
зованием дифференциальных высокоимпедансных методов передачи сигналов.
Высокий импеданс в точке нагрузки, который обеспечивает инструментальный
усилитель, позволяет минимизировать падение напряжения, тогда как диффе¬
ренциальное измерение удаленного источника напряжения позволяет уменьшить
чувствительность по отношению к помехам, передаваемым по земле.
Если затем для сигнала выполняется аналого-цифровое преобразование, то по¬
добные методы для передачи сигнала могут быть реализованы без использо¬
вания дифференциального усилителя с изоляцией земли. Для этого надо про¬
сто выбрать АЦП, который использует дифференциальные входные сигналы.
Высокий входной импеданс такого АЦП позволяет минимизировать чувстви¬
тельность нагрузки к сопротивлению, которым обладают дорожки на печатной
плате. В дополнение к этому, использование дифференциального входа АЦП
позволяет производить измерение выходного сигнала непосредственно на кон¬
тактах, на которые выдается этот сигнал (даже если это однополярный сигнал).
АЦП обеспечивает подавление синфазного сигнала, который проявляется в виде
помех по напряжению между АЦП и землей у источника сигнала.
В качестве примера рассмотрим рис. 12-12, где показан АЦП с высокоим¬
педансными дифференциальными входами. Заметим, что эти общие концепции
можно распространить практически на любой источник сигнала и практиче¬
ски на любую нагрузку. Все виды нагрузки, даже с однополярным сигналом,
можно преобразовать в дифференциальный сигнал с помощью добавления соот¬
ветствующего дифференциального входного каскада. Такой дифференциальный
входной каскад может создаваться либо при помощи инструментального усили¬
теля с высоким импедансом, или же во многих случаях достаточно использовать
простой каскад на основе дифференциального усилителя с вычитанием, как это
показано на рис. 12-11.
Статические эффекты, связанные с печатной платой
Основные статические эффекты, связанные с печатной платой, обычно вызваны
сопротивлением утечки. Это может быть связано с остатками флюса, отложе¬
ниями солей или другими подобными дефектами, которые могут приводить
к возникновению утечки между различными узлами схемы.
Даже на тех печатных платах, которые были тщательно очищены, достаточ¬
но часто можно обнаружить ток утечки (равный 10 нА или более) по напра¬
влению к тем узлам схемы, которые располагаются поблизости от шин питания
с напряжением 15 В. Однако ток утечки в несколько наноампер, который про¬
текает в определенные узлы схемы, может часто вызывать ошибку в несколько
вольт для выходного сигнала: например, ток величиной 10 нА, протекающий

1038 Глава 12. Печатные платы
АЦП с дифференциальными
входами, которые обладают
высоким импедансом
	►
Ошибки, связанные с распространением
токов по земле, в данном
случае не оказывают критического влияния
Рис. 12-12. Аналого-цифровой преобразователь с высокоимпедансным дифференциальным
входом также способен обеспечить высокую точность при передаче сигнала от источника к
нагрузке
через сопротивление 10 МОм, вызывает ошибку, равную 0,1 В. К сожалению,
в современных операционных усилителях контакт для отрицательной шины пи¬
тания —Vs располагается рядом с входом для ісигнала, который обычно имеет
высокий импеданс! Когда необходимо определить, какие именно узлы схемы
чувствительны к воздействию тока утечки, задайте себе простой вопрос: что
произойдет, если в этот узел будут втекать токи порядка нескольких наноам¬
пер?
Если вы имеете дело с уже готовой схемой, то вы можете локализовать
те места, которые особо чувствительны к влажности, при помощи классиче¬
ского теста. Включите схему и в то место, которое может служить причиной
возникновения неисправности, подуйте через трубочку для коктейля. Трубочка
сфокусирует влажный выдыхаемый воздух и вместе с солью, которая присут¬
ствует на плате, нарушит работу схемы.
Существует несколько простых методов для устранения проблем, связанных
с поверхностной утечкой. В значительной степени может помочь тщательная
промывка платы, которая позволяет удалить остатки. Рекомендуется следую¬
щая простая процедура: сначала плата тщательно очищается при помощи изо¬
пропилового спирта и щетки, затем тщательно промывается деионизированной
водой и высушивается при температуре 85 °С на протяжении нескольких часов.
При этом необходимо быть внимательным при выборе растворителей для про¬
мывки платы. Некоторые растворители при взаимодействии с определенными
водорастворимыми флюсами образуют отложения соли, что только увеличивает
проблемы, связанные с утечкой.
К сожалению, если схема оказывается чувствительной к утечке, то даже са¬
мая тщательная очистка может послужить лишь в качестве временного решения.
Через некоторое время проблемы возвращаются: после воздействия загрязненной
окружающей среды или при пребывании в условиях высокой влажности. В этих
случаях необходимы дополнительные меры по стабилизации работы схемы, на¬
пример, соответствующее покрытие поверхности.
К счастью, существует решение для всех подобных проблем, которое носит
название «ограждение» (guarding) и которое предлагает по-настоящему надеж¬
ное и долгосрочное решение проблем, связанных с утечкой по поверхности. Пра¬
вильно спроектированные ограждения способны устранить проблемы, связанные
Источник
сигнала
-СХ-
^оит
-04-

12-2. Дорожки на печатной плате 1039
с утечкой, даже для устройств, которые работают в тяжелых промышленных
условиях. Для того, чтобы проиллюстрировать концепцию ограждения, мы рас¬
смотрим две схемы, которые обычно применяются соответственно для инверти¬
рующего и неинвертирующего операционного усилителя.
На рис. 12-13 показано использование ограждения для инвертирующего опе¬
рационного усилителя. В этом случае вход опорного напряжения операционного
усилителя соединяется с землей, и в качестве ограждения используется зазем¬
ленное кольцо, которое окружает все пути к инвертирующему входу (на рисунке
такое ограждение показано пунктирной линией).
В основе метода ограждения лежит достаточно простой принцип: полностью
окружайте чувствительные узлы схемы при помощи таких проводников, которые
легко могут поглощать паразитные токи. При этом проводники, используемые
в качестве ограждения, должны иметь тот же потенциал, что и чувствительные
узлы схемы (так как в противном случае ограждение будет служить источником
утечки, а не защищать от нее). Например, если необходимо ограничить ток утеч¬
ки в какой-то узел на уровне не более 1 пА (предполагается, что сопротивление
утечки равно 1000 МОм), напряжение между ограждением и защищаемым узлом
схемы не должно превышать 1 мВ. Так как современные операционные усили¬
тели отличаются малым напряжением смещения, то в общем случае ограждение
будет способно выполнить свои функции.
Однако существует несколько тонкостей, которые необходимо учитывать, ес¬
ли вы собираетесь создать высококачественное ограждение. Для используемых
в традиционных печатных платах соединений, которые используют переходные
отверстия, ограждение должно присутствовать на обеих сторонах печатной пла¬
ты — только тогда оно будет действительно эффективным. Кроме того, по всей
своей длине ограждение должно соединяться с помощью нескольких переход¬
ных отверстий. И наконец, когда это оправдано или же необходимо обеспечить
определенные параметры при проектировании системы, постарайтесь с самого
начала включить ограждение в процесс проектирования печатной платы — ма¬
ловероятно, что после завершения работы вы сможете добавить в готовую плату
соответствующие ограждения.
Рис. 12-13. Ограждение
для инвертирующего ре¬
жима: кольцо, соединен¬
ное с землей, которое
окружает все подключе¬
ния к инвертирующему
входу операционного уси¬
лителя
На рис. 12-14 показывается пример ограждения для неинвертирующей конфи¬
гурации операционного усилителя. В этом случае опорный вход операционного

1040 Глава 12. Печатные платы
Рис. 12-14. Ограждение для неинвертирующей конфигурации окружает кольцом все
соединения с неинвертирующим входом ОА и соединяется с узлом, который обладает малым
импедансом
усилителя непосредственно соединяется с источником сигнала, что значительно
осложняет ситуацию. Вновь кольцо ограждения полностью закрывает все со¬
единения с входным узлом. Однако в данном случае ограждение соединяется с
низкоимпедансным делителем в цепи обратной связи, который также соединяет¬
ся с инвертирующим входом операционного усилителя.
Обычно ограждение непосредственно соединяется с делителем, однако в не¬
которых случаях в точке «X» может использоваться буфер с единичным коэф¬
фициентом усиления — для соединения с экраном кабеля или для обеспечения
наименьшего возможного импеданса для кольца ограждения.
Если продолжать разговор о буфере, то следующим шагом может служить ис¬
пользование дополнительного экранирующего кольца «Y», которое соединяется
непосредственно с землей и окружает внутреннее ограждение и узел, где вну¬
треннее ограждение соединяется с делителем в цепи обратной связи. Этот шаг не
требует никаких специальных мер, это только дополнительное время, потрачен¬
ное на трассировку печатной платы. Однако такое решение оказывается очень
полезным, так как позволяет буферизовать эффекты утечки во внутреннее коль¬
цо ограждения, которое имеет более высокий импеданс.
До данного момента мы не обсуждали, как сам операционный усилитель
будет соединяться с этим огражденным участком, причем необходимо использо¬
вать такой способ, который в минимальной степени скажется на характеристи¬
ках системы. Традиционным методом при использовании устройств в корпусе
ТО-99 являлось использование ограждающих колец с двух сторон печатной пла¬
ты, при этом оба входа операционного усилителя соединялись внутри огражда¬
ющего кольца.

12-2. Дорожки на печатной плате 1041
инвертирующего режима	неинвертирующего режима
(А)
(В)
Рис. 12-15. Образец ограждения на печатной плате для инвертирующего и
неинвертирующего операционного усилителя в корпусе MINIDIP (N) с 8 выводами
Примеры создания ограждений на печатной плате для
операционных усилителей в корпусе MINIDIP и SOIC
При сборке электронных устройств в последнее время все чаще отдается предпо¬
чтение компактным корпусам, изготовленным из пластика — таким как MINI¬
DIP или SOIC с 8 выводами. На следующих двух рисунках показаны предпо¬
лагаемые варианты создания схем ограждения для подобных корпусов. Можно
создавать подобные ограждения и для более мелких корпусов, таких как SOT-23
и т. п., однако расстояние между дорожками при этом будет уменьшаться, что
создает проблемы как для разработчиков, так и для производителей печатных
плат.
На рис. 12-15 показан способ выполнения ограждения для используемого ком¬
панией ADI корпуса MINIDIP типа «N» — для инвертирующего (А) и неин¬
вертирующего (В) режима. Этот же способ можно использовать и для других
операционных усилителей, у которых между выводами присутствует достаточно
высокое напряжение. Если используется стандартный корпус DIP с 8 выводами,
то расстояние между выводами составляет 100 mils, т. е. между двумя соседни¬
ми выводами по печатной плате можно провести дорожку (здесь эта дорожка
используется для создания ограждения). Это является основным методом при
реализации эффективного ограждения для корпусов DIP, так как мы предотвра¬
щаем утечку на отрицательную шину питания (—Vs, вывод 4) или на вывод 1,
на котором присутствует высокий положительный потенциал.
Для инвертирующего режима необходимо заметить, что подключенные к вы¬
воду 3 и соединенные с землей ограждающие дорожки окружают инвертирую¬
щий вход усилителя (вывод 2), и затем эти дорожки идут параллельно дорожке,
по которой распространяется входной сигнал. Далее это ограждение идет до
соединений источника сигнала и соединений для обратной связи, как это пока¬
зано на рис. 7-36, а в случае кабеля также охватывает и место его подключения.
В неинвертирующем режиме ограждение соединяется с выводом 2, т. е. с делите¬
лем в цепи обратной связи. Также этот вывод является инвертирующим входом
усилителя, как показано на рис. 12-14.
34—1277

1042 Глава 12. Печатные платы
инвертирующего режима	неинвертирующего режима
(А)	(В)
Примечание: во многих микросхемах, использующих
корпус «R», выводы 1, 5 и 8 остаются неподключенными
Рис. 12-16. Образец заграждения на печатной плате для операционного усилителя
в инвертирующей и неинвертирующей конфигурации для корпуса SOIC (R) с 8 выводами
Заметим, что в каждом из случаев, которые показаны на рис. 12-15, на ри¬
сунке не полностью показаны все физические соединения, необходимые для огра¬
ждения, — для реальной печатной платы необходимо включить все чувствитель¬
ные узлы в схеме. Как в инвертирующем, так и в неинвертирующем режиме, для
корпуса MINIDIP (или другого корпуса, предназначенного для монтажа в отвер¬
стия на печатной плате) ограждающие дорожки должны располагаться с двух
сторон печатной платы. Такие ограждающие дорожки, расположенные на верх¬
ней и нижней поверхности печатной платы, должны соединяться между собой
при помощи нескольких переходных отверстий.
Задача немного усложняется, если метод ограждения необходимо применить
к корпусу SOIC, который предназначен для поверхностного монтажа («R»), так
как в этом случае расстояние между выводами микросхемы составляет 50 mils
и между ними уже нельзя провести дорожку. Однако и здесь существует доста¬
точно эффективный метод ограждения, по крайней мере, для инвертирующей
конфигурации. На рис. 12-16 показывается, как выполнить ограждение для ис¬
пользуемого компанией ADI корпуса SOIC типа «R».
Заметим, что во многих операционных усилителях, которые используют кор¬
пус SOIC «R», выводы 1, 5 и 8 не имеют соединений. Ранее эти выводы ис¬
пользовались для подстройки смещения или для частотной компенсации. В со¬
временных операционных усилителях эти функции используются чрезвычайно
редко. Это означает, что это неиспользуемое пространство можно использовать
для трассировки ограждающих дорожек. Для инвертирующей конфигурации (А)
ограждение остается полностью эффективным, при этом неиспользуемые выво¬
ды 1 и 3 служат в качестве заземленных дорожек ограждения. Это действитель¬
но эффективное ограждение без каких-либо компромиссов. Кроме этого, при
использовании корпуса SOIC вокруг усилителя вряд ли будут использоваться
компоненты, предназначенные для монтажа в отверстия, — скорее всего, это
будут компоненты для поверхностного монтажа. По этой причине ограждение
можно выполнять только на одной стороне печатной платы.

12-2. Дорожки на печатной плате 1043
Если операционный усилитель используется в качестве повторителя (В), то
ограждающая дорожка проходит вокруг вывода 4, который относится к отри¬
цательной шине питания, и по этой причине не удается полностью исключить
утечку между выводами 3 и 4. По этой причине не рекомендуется использовать
корпус SOIC для прецизионных повторителей, обладающих высоким импедан¬
сом, так как не удается организовать ограждение при использовании биполяр¬
ного питания.
Однако это препятствие исчезает, если использовать для неинвертирующего
каскада операционный усилитель с однополярным питанием. Например, если ис¬
пользовать AD8551, то вывод 4 будет относиться к земле, и он по определению
будет обеспечивать какое-то ограждение.
Динамические эффекты для печатных плат
Хотя статические эффекты для печатных плат могут появляться или исчезать
вместе с изменением влажности или по мере загрязнения поверхности печатной
платы, проблемы, которые в наибольшей степени влияют на динамические ха¬
рактеристики, обычно остаются достаточно постоянными. Их не удается устра¬
нить при помощи промывки платы или других простых мер, выходом являет¬
ся только выполнить заново проектирование печатной платы. Такие пробле¬
мы постоянно оказывают отрицательное влияние на характеристики и параме¬
тры системы. Большинство инженеров, занятых проектированием электронных
устройств, достаточно хорошо знакомы с такими явлениями, как паразитная ем¬
кость, которая связана с размещением компонентов и проводников. Так как про¬
блему размещения проводников можно в необходимой степени решить на этапе
проектирования печатной платы, то дальнейшие затруднения могут возникать
только при определении правильной ориентировки компонентов и при опреде¬
лении оптимального изгиба проводников — однако это решается соответствую¬
щим обучением персонала.
Другим, более неприятным и до сих
пор недостаточно хорошо понятым явле¬
нием является диэлектрическое поглоще¬
ние (диэлектрическая абсорбция, DA).
Подобно диэлектрическому поглощению
(DA) в конденсаторах, динамические эф¬
фекты в печатных платах можно мо¬
делировать с помощью включенных по¬
следовательно резистора и конденсатора,
которые соединяют два расположенных
в непосредственной близости узла. Этот
эффект обратно пропорционален рассто¬
янию между дорожками и линейно зави¬
сит от длины.
Как показано на рис. 12-17, RC-mo-
дель для подобной эффективной емкости использует емкости в диапазоне от
0,1 до 2 пФ, сопротивления могут изменяться от 50 до 500 МОм. Наиболее часто
-0,05 дюйма (1,3 мм>-
50-500 МОм
- -w
0,1-2,0 пФ
-'Stray
	W-
''Leakage
Рис. 12-17. Диэлектрическая абсорбция
ухудшает динамический отклик электрон¬
ных устройств, использующих
платы
печатные

1044 Глава 12. Печатные платы
встречаются значения 0,5 пФ и 100 МОм. Следовательно, диэлектрическая аб¬
сорбция наиболее сильно воздействует на те участки схемы, которые обладают
большим импедансом.
Диэлектрическая абсорбция для печатной платы наиболее сказывается на ди¬
намических характеристиках схемы, например, на времени установления сигна¬
ла. В отличие от утечек в схеме, эти эффекты в основном не связаны с влажно¬
стью или другими условиями окружающей среды, они скорее являются следстви¬
ем диэлектрических характеристик печатной платы. Химические процессы, ко¬
торые используются для создания металлизированных отверстий, по-видимому,
только ухудшают данную проблему. Если вы не можете получить от своей си¬
стемы требуемые переходные характеристики, то в качестве одной из причин
необходимо рассмотреть диэлектрическую абсорбцию, связанную с печатной
платой.
К счастью, у этой проблемы существуют решения. Как и в случае диэлектри¬
ческой абсорбции для конденсаторов, для компенсации данного явления могут
использоваться внешние компоненты. Что еще более важно, часто устранить
этот эффект можно при помощи создания ограждений на поверхности печатной
платы, которые полностью изолируют чувствительные узлы схемы от паразит¬
ных воздействий (заметим, что при использовании компонентов, предназначен¬
ных для монтажа в отверстия, ограждение должно быть выполнено на обеих
сторонах печатной платы). Кроме этого, как указывалось ранее, можно исполь¬
зовать для печатной платы диэлектрики с малыми потерями.
Явление, известное как РСВ hook, во многом схоже, если не идентично, ди¬
электрической абсорбции, и оно характеризуется изменением эффективной ем¬
кости платы в зависимости от частоты (см. ссылку [1]). В общем случае, это
явление оказывает влияние на переходные характеристики тех схем, которые
обладают высоким импедансом и для которых значительную роль играет ем¬
кость платы. Наиболее чувствительны к такому эффекту схемы, которые рабо¬
тают при частоте менее 10 кГц. Как и с диэлектрической абсорбцией на печатной
плате, здесь также большое значение имеет состав химикатов, который исполь¬
зовался для обработки платы.
Индуктивность
Паразитная индуктивность
Все проводники обладают индуктивностью, и при высоких частотах индуктив¬
ность даже короткого отрезка провода или же дорожки на печатной плате может
становиться весьма значительной. Индуктивность прямого провода с длиной L
(мм) и круговым сечением с радиусом R (мм) в свободном пространстве выра¬
жается формулой (12-18).
Индуктивность полосковой линии (которая может служить моделью для до¬
рожки на печатной плате), которая характеризуется шириной W (мм) и толщи¬
ной Н (мм), в свободном пространстве определяется с помощью второго уравне¬
ния, которое показано на рис. 12-18.
В реальных системах обе эти формулы оказываются приблизительными, од¬
нако они способны дать представление о порядке значения индуктивности. На¬
пример, можно вычислить, что провод длиной 1 см и внешним диаметром 0,5 мм

12-2. Дорожки на печатной плате 104S
2R L, R в мм
◄ 	 L	►
Индуктивность провода = 0.0002L [In -0,7б] мкГн
Пример: отрезок провода длиной 1 см (диаметр провода = 0,5 мм)
обладает индуктивностью 7,26 нГн
(2R = 0,5мм , L = 1 см)
Индуктивность линии = 0.0002L [in	+ 0,2235	+ °'5] мкГн
Пример: дорожка на печатной плате длиной 1 см
(шириной 0,25 мм) обладает индуктивностью 9,59 нГн
(Н = 0,038мм , W = 0,25мм , L = 1 см)
Рис. 12-18. Уравнения для определения индуктивности провода и полосковой линии
будет обладать индуктивностью 7,26 нГн, а дорожка на печатной плате с дли¬
ной 1 см и толщиной 0,25 мм будет обладать индуктивностью 9,59 нГн — и эти
значения достаточно близки к измеренным, реальным значениям.
На частоте 10 МГц индуктивность в 7,26 нГн будет обладать импедансом
0,46 Ом, что приводит к ошибке в 1% при использовании резистора сопротивле¬
нием 50 Ом.
Взаимная индуктивность
Другим важным фактором при рассмотрении индуктивности является раз¬
деление исходящих токов и возвратных токов. Как мы будем рассуждать чуть
далее, закон Кирхгофа говорит о том, что токи должны протекать по замкну¬
тому пути — т. е. всегда должны существовать как путь для протекания тока
во внешнюю часть схемы, так и путь возврата для этого тока. Полностью та¬
кой маршрут распространения тока можно рассматривать как индуктивность
с одним витком.
Этот принцип иллюстрируется при помощи сравнения трассировки сигналь¬
ных дорожек, которые показаны на рис. 9-10. Если внутри подобного витка за¬
ключается достаточно большая площадь (как показано на верхней, «неидеальной»
картине), то соответствующая индуктивность (и, следовательно, импеданс по
переменному напряжению) также будет иметь большое значение. С другой сто¬
роны, если путь для выхода тока во внешнюю часть и путь возврата будут
располагаться ближе друг к другу (как показано на нижнем рисунке, который
показывает улучшенную схему), то индуктивность заметно снизится.
Заметим, что неидеальная трассировка сигнала, которая показана на рис. 12-19,
также имеет и другие недостатки — большая площадь, которая заключена меж-
35—1277

1046 Глава 12. Печатные платы
Неидеальная трассировка сигнальных дорожек
Схема, которая является	Схема, в которой мы
источником помехи	рассматриваем сигнал
Индуцированное
напряжение
М = взаимная индуктивность
В = плотность магнитного потока
А = площадь контура, для которого мы рассматриваем сигнал
<oN = 2jtfN = Частота помехи
V = индуцированное напряжение = coNMIN = соАВ
Рис. 12-20. Основные принципы, которые лежат в основе индуктивного взаимодействия
ду проводниками, приводит к созданию слишком больших магнитных полей,
которые могут взаимодействовать с другими частями схемы и создавать в них
нежелательные помехи. Аналогично, по причине большой площади, такая кон¬
струкция также будет более подвержена влиянию со стороны внешних магнит¬
ных полей, которые могут индуцировать помехи в данной схеме.
Основной принцип показан на рис. 12-20, и это общепринятый механизм для
передачи нежелательных сигналов (шумов) между двумя электрическими цепями.
Как для большинства других источников шума, как только мы оказыва¬
емся способны определить некий действующий принцип, мы можем принять
меры по уменьшению данного эффекта. В нашем случае, уменьшение одного или
нескольких членов, показанных на рис. 12-20, позволяет снизить уровень взаи¬
модействия. Уменьшение частоты или амплитуды тока, который связан с дан¬
ной помехой, вряд ли возможно на практике, но часто оказывается возможным
уменьшить взаимную индуктивность для частей схемы, между которыми возни¬
кает помеха, — для этого достаточно уменьшить площадь петли для одной или
для двух схем или, возможно, увеличить расстояние между этими частями.

12-2. Дорожки на печатной плате 1047
На рис. 12-21 показано решение, которое может оказаться пригодным для
создания правильной топологии печатной платы. Здесь имеются две цепи, ко¬
торые обозначены как Z1 и Z2, и взаимодействие между ними уменьшается за
счет уменьшения площади петли для каждой схемы до такого размера, который
только возможен в практических условиях.
Рис. 12-21. Индуктивное взаимодействие
можно уменьшить при помощи правиль¬
ной трассировки сигналов и при помо¬
щи соответствующей топологии печатной
платы
Z1
Z2
Как показано на рис. 12-22, взаимная индуктивность может представлять
проблему даже для сигналов, которые передаются по кабелю.
д
Сигнальная линия 1
Т\
0
Сигнальная линия 2
0
0
Сигнальная линия 3
0
0
Сигнальная линия 4
0
и
Возврат сигнала
Ѵу
А
Сигнал 1 А
0
Возвваті
ц
0
Сигнал 2
D
Возвват 2
іУ
При использовании плоского кабеля, в котором
для тока возврата используется только одна линия,
возникает значительное взаимное сопротивление
между частями схемы
Разделение и чередование линий передачи
и возврата сигналов для каждой схемы позволяет
уменьшить взаимное сопротивление
Линия 1
Линия 2
Линия 3
Линия 4
^Сигнал 1
Возврат 3
Сигнал 4
+
Возврат 4
Использование витых пар позволяет еще более
снизить взаимное сопротивление
Рис. 12-22. Взаимная индуктивность и наводки в сигнальных кабелях
Взаимная индуктивность имеет высокое значение в ленточных кабелях, осо¬
бенно когда для нескольких сигнальных схем (А) используется только один путь
возврата. Проблему можно решить, если для каждого сигнала используется от¬
дельная линия для передачи и для возвращения тока (В). Еще лучше использовать
для каждой сигнальной схемы отдельную витую пару (С), однако это более до¬
рогое решение и часто нет необходимости его использовать.
Иногда возможно использовать экранирование магнитных полей для умень¬
шения взаимной индуктивности, однако здесь экранирование осуществляется
не так просто, как в случае электрического поля, когда используется клетка

1048 Глава 12. Печатные платы
Фарадея (следующий раздел). Высокочастотные магнитные поля можно бло¬
кировать при помощи проводящего материала, если его толщина превышает
глубину скин-слоя для данной частоты, также экран не должен иметь отверстий
(клетка Фарадея может иметь небольшие отверстия, однако для магнитного по¬
ля это исключено). Низкочастотные и постоянные поля можно экранировать при
помощи защитного слоя из мю-металла. Мю-металл представляет собой сплав,
который отличается очень высокой магнитной проницаемостью, однако он име¬
ет высокую стоимость, а его магнитные свойства ухудшаются при механическом
повреждении. Также под воздействием очень больших полей он переходит в со¬
стояние насыщения. Итак, следует по возможности избегать его использования.
Паразитные эффекты в индуктивностях
Хотя индуктивность и является одним из основных свойств электронных схем,
индуктивности в качестве электронных компонентов используются значительно
реже, чем резисторы или конденсаторы. Что касается индуктивностей как пре¬
цизионных компонентов, то они являются еще более редкими. Это связано с тем,
что индуктивности сложны в изготовлении, они менее стабильны и менее устой¬
чивы физически по сравнению с резисторами и конденсаторами. Достаточно
просто изготавливать индуктивности со значениями от наногенри до десятков
или сотен микрогенри, однако большие значения индуктивности требуют созда¬
ния достаточно крупных по размерам устройств, которые к тому же являются
менее стабильными.
Как можно понять из вышесказанного, при проектировании электронных
схем стараются избегать использования прецизионных индуктивностей. Мы уже
видели, что прецизионные индуктивности относительно редко используются в пре¬
цизионных аналоговых цепях, исключением являются лишь настраиваемые схе¬
мы для высокочастотных узкополосных приложений.
Конечно, индуктивности широко используются в силовых фильтрах, в им¬
пульсных источниках питания и других приложениях, где не требуется особой
точности (см. следующий раздел). Важными характеристиками индуктивностей
при использовании в подобных приложениях являются нагрузочная способность
по току и параметры насыщения, а также значение добротности Q.
Если элемент индуктивности представляет собой намотанную из провода ка¬
тушку с воздушным сердечником, то ее индуктивность практически не будет
зависеть от величины тока, который по ней протекает. С другой стороны, ес¬
ли катушка использует сердечник из магнитного материала (магнитного сплава
или феррита), ее индуктивность будет носить нелинейный характер, так как
при больших значениях тока сердечник будет переходить в состояние насыще¬
ния. Такое насыщение приводит к ухудшению характеристик схемы, в которой
используется данная индуктивность, и приводит к повышению уровня шумов
и гармоник.
Как уже говорилось ранее, вместе индуктивность и конденсатор образуют
настраиваемую схему. Так как все индуктивности обладают некоторой пара¬
зитной емкостью, то они обладают и некоторой резонансной частотой (которая
обычно указывается в технической документации). В качестве прецизионных

12-2. Дорожки на печатной плате 1049
•	Q = 2-n-fL/R..
•	Коэффициент добротности Q для индуктивности или для резонансной схемы представляет
собой отношение реактивного сопротивления к активному сопротивлению.
•	Сопротивление относится к высокочастотным сигналам, это не сопротивление по постоян¬
ному току.
•	Для отдельной настраиваемой схемы полоса пропускания с ослаблением на 3 дБ определяется
как Fc/Q, где Fc — центральная частота.
Рис. 12-23. Параметр Q (коэффициент добротности) для индуктивности
компонентов индуктивности должны использоваться только при таких часто¬
тах, которые будут намного меньше их резонансной частоты.
Добротность Q
Другой важной характеристикой индуктивности является Q (коэффициент до¬
бротности), который представляет собой отношение реактивного импеданса к
сопротивлению, как это показано на рис. 12-23.
Редко удается определить значение Q для индуктивности на основании со¬
противления по постоянному току, так как под влиянием скин-эффекта (а также
потерь в сердечнике, если индуктивность использует магнитный сердечник) зна¬
чение Q при высоких частотах всегда будет меньше того значения, которое
предсказывалось при расчетах с использованием постоянного напряжения.
Кроме этого, Q также является характеристикой для настраиваемых цепей
(а также для конденсаторов — однако конденсаторы обладают такими высоки¬
ми значениями Q, что ими можно пренебречь). Значение Q для настраиваемой
схемы обычно очень близко значению Q для индуктивности (если только его
не уменьшать специально при помощи дополнительного резистора) и является
параметром, который характеризует полосу пропускания вблизи резонансной
частоты. Настраиваемые LC-цепи обычно имеют значение Q более 100 (полоса
пропускания с ослаблением на 3 дБ равна 1%), однако керамические резонаторы
могут иметь значения Q порядка нескольких тысяч, а кварцевые кристаллы —
порядка нескольких десятков тысяч.
Нельзя ни о чем забывать
Помните о том, что если вы используете прецизионный операционный усилитель
или преобразователь данных, и эти устройства не соответствуют тем характе¬
ристикам, которые указаны в технической документации, то при поиске ошибок
следует очень тщательно отнестись к анализу возможных причин. Проверьте
как активные, так и пассивные компоненты, при этом надо идентифицировать
и рассмотреть все сделанные вами ранее предположения, которые, может быть,
заслоняют от вас очевидные факты. Ничто нельзя принимать за истину.
Например, если проводники в кабеле не закреплены таким образом, что ис¬
ключается их перемещение, то при их перемещении и соприкосновении с окру¬
жающим диэлектриком может возникать значительный статический заряд, при¬
водящий к возникновению ошибок при работе с цепями, которые отличаются
высоким импедансом. Существуют альтернативные, пусть и не такие дешевые

1050 Глава 12. Печатные платы
решения — можно использовать жесткие кабели или даже достаточно дорогие
кабели с тефлоновой изоляцией.
Сегодня появляется все больше и больше прецизионных операционных усили¬
телей, а так как от разработчиков требуется создавать устройства со все более
высокой скоростью и повышенной точностью, все более важным становится тща¬
тельный анализ источников ошибок, о котором мы говорим в данном разделе (и
будем говорить в дальнейшем).
Мы также будем обсуждать использование пассивных компонентов в разделе,
посвященном созданию фильтров для источников питания. Кроме этого, следу¬
ющий раздел по проектированию печатных плат имеет точки соприкосновения
с данным разделом, это же относится и к главе, которая посвящена вопросам
электромагнитного и радиочастотного излучения.
Паразитная емкость
Когда два проводника не соприкасаются друг с другом или когда они полно¬
стью экранированы друг от друга при помощи проводящего экрана (Фарадея),
между ними все равно будет существовать некоторая емкость. Таким образом,
на любой печатной плате будет существовать большое количество конденсато¬
ров, связанных с любыми электронными схемами (которые могут быть учтены
или же не учтены в модели схемы). Там, где важны характеристики по высоким
частотам (даже схемы, предназначенные для работы с постоянными или низко¬
частотными напряжениями, могут использовать высокочастотные устройства и,
следовательно, могут испытывать нестабильность по высоким частотам), очень
важно учитывать возможные эффекты, связанные с паразитной емкостью.
В любом учебнике приводятся формулы, по которым можно вычислить ем¬
кость для параллельных проводов и других геометрических конфигураций (см.
ссылки [9] и [10]). Пример, который мы рассмотрим, — это конденсатор, состо¬
ящий из двух параллельных пластин, которые могут являться проводниками,
расположенными на противоположных сторонах печатной платы. В основном
виде схема такого конденсатора показана на рис. 12-24.
Если пренебречь краевыми эффектами, то емкость двух параллельных пла¬
стин с площадью А (кв. мм), находящихся друг от друга на расстоянии d (мм),
между которыми помещен материал с диэлектрической постоянной Ег относи¬
тельно воздуха, выражается следующей формулой:
0,00885 х Ег х A/d (пФ).	(12-1)
Здесь Ег — диэлектрическая постоянная относительно воздуха для материала,
который используется в качестве изолятора, А — площадь пластин, D — рас¬
стояние между пластинами.
Из этой формулы мы можем вычислить, что для обычного материала, исполь¬
зуемого для изготовления печатных плат (Ег = 4,7, d = 1,5 мм), емкость между
двумя проводниками, расположенными на противоположных сторонах печатной
платы, не будет превышать 3 пФ/кв.см. Эта емкость будет действовать в каче¬
стве паразитной, и схему необходимо проектировать таким образом, чтобы эта
емкость не оказывала влияние на характеристики устройства.

12-2. Дорожки на печатной плате 1051
Рис. 12-24. Емкость для
двух параллельных плос¬
костей
А= площадь пластины, в кв. мм
d = расстояние между пластинами, в мм
Ег = диэлектрическая постоянная относительно воздуха
•	В обычных печатных платах используется стеклотекстолит
на основе эпоксидной смолы, для которого Ег = 4,7
•	Дорожка на печатной плате, расположенная над слоем заземления,
обладает емкостью примерно 2,8 пФ/см2
Хотя существует возможность использовать емкости, связанные с печатной
платой, в качестве небольших дискретных конденсаторов, диэлектрические ха¬
рактеристики обычных материалов, которые используются для изготовления
печатных плат, приводят к плохо предсказуемому поведению подобных конден¬
саторов. Такие конденсаторы обладают достаточно высоким температурным
коэффициентом и малым значением Q при высоких частотах, что делает их
непригодными для многих приложений. Исключением из этого правила могут
являться платы, изготовленные из диэлектриков с малыми потерями (например,
тефлон), однако такие платы достаточно дороги.
Емкостной шум и экраны Фарадея
Между любыми двумя проводниками, которые разделены диэлектриком (воздух
или вакуум также относятся к диэлектрикам), существует некоторая емкость.
Если в одном из проводников возникает изменение напряжения, то в другом так¬
же будет происходить перемещение заряда. Общая модель такого конденсатора
показана на рис. 12-25.
Очевидно, что напряжение шумов Vcoupled, которое образуется на Z1, мож¬
но уменьшить несколькими способами, все из которых заключаются в уменьше¬
нии величины тока шумов в Z1. Итак, можно использовать следующие методы:
снижение напряжения сигнала Vjv, уменьшение частоты, уменьшение емкости
и уменьшение самого Z1. Однако, к сожалению, часто не существует возможно¬
сти свободно изменять эти параметры, и для уменьшения воздействия помехи

1052 Глава 12. Печатные платы
требуется использовать какой-то другой, альтернативный метод. Наилучшим
из таким способов в борьбе с шумами, которые передаются с помощью емко¬
сти С, является установка заземленного проводника между источником помехи
и схемой, на которую она воздействует (такой заземленный проводник часто
называют экраном Фарадея). Это приводит к необходимому уменьшению тока
шума через Z1 и, следовательно, уменьшает значение Vcoupled-
Модель экрана Фарадея показана
на рис. 12-26. На рис. 12-26 (А) по¬
казано воздействие экрана, который
эффективно разделяет емкость взаи¬
модействия. На рис. 12-26 (В) пока¬
зано влияние наводимого напряжения
на Z1. Хотя через экран по-прежнему
протекает ток Ідг, большая часть это¬
го тока теперь не взаимодействует
с Z1. В результате уменьшается вели¬
чина напряжения Vcoupled; которое
возникает на компоненте Z1.
Экран Фарадея несложно сделать,
и он почти всегда дает положительные результаты. Благодаря этому шум, пе¬
редаваемый с помощью емкостного взаимодействия, редко представляет собой
неразрешимую проблему. Однако для того, чтобы быть полностью эффектив¬
ным, экран Фарадея должен полностью блокировать электрическое поле между
источником помехи и экранируемой схемой. Также он должен подключаться та¬
ким образом, чтобы возбуждаемый в нем ток возвращался к источнику, а не про¬
текал через другие части схемы, где он может создавать кондуктивные шумы.
^Coupled
Z1 = импеданс схемы
Z2 = 1/jcoC
( Z1 \
^Coupled ~	(21 + 221
Рис. 12-25. Модель эквивалентной схемы для
емкостного взаимодействия
■/
Емкостной
экран
'Coupled
'Coupled
Рис. 12-26. Рабочая модель экрана Фарадея
(В)

12-2. Дорожки на печатной плате 1053
АЦП
Порты
для -
аналоговых
входов
N
Буфер/регистр
CMOS
Шина данных,
являющаяся
- источником
шумов
•	Буфер/регистр, подключенный к выходу АЦП,
служит в качестве экрана Фарадея между высокоскоростной
шиной данных, которая является источником шумов, и АЦП
•	Такое решение приводит к увеличению стоимости,
размеров печатной платы, потребления, повышает
сложность схемы и снижает ее надежность, но, самое
главное, оно позволяет улучшить характеристики
устройства
Рис. 12-27. Высокоскоростной АЦП подключен к высокоскоростной шине данных, от
которой шумы передаются на аналоговый порт и ухудшают характеристики системы
Буферизация АЦП для защиты от воздействия шумов
со стороны микросхем цифровой логики
Если в схеме используются преобразователи сигналов с высоким разрешением
(АЦП или ЦАП), которые подключены к высокоскоростной шине данных, явля¬
ющейся источником шумов, вызванных высокой скоростью нарастания фронтов
(2-5 В/нс), то такой шум может легко проникать на аналоговый порт преобразо¬
вателя данных при помощи паразитной емкости, которая связана с данным ком¬
понентом. В моменты активности шины данных на аналоговый вход попадает
слишком большое количество шумов, что значительно ухудшает характеристики
устройства.
Этот эффект иллюстрируется на рис. 12-27, где многочисленные конденсато¬
ры, относящиеся к корпусу микросхемы, передают зашумленные фронты сигна¬
лов от шины данных к аналоговому порту АЦП.
Современные технологии не дают решения этой проблемы, по крайней мере,
внутри самой микросхемы. Данная проблема также ограничивает возможно¬
сти широкополосных монолитных микросхем, предназначенных для работы со
смешанными сигналами, так как подобные компоненты содержат встроенные
аналоговые и цифровые схемы. К счастью, эту проблему можно решить, если не
подключать шину данных непосредственно к преобразователю.
Вместо этого в качестве интерфейса между преобразователем данных и цифро¬
вой шиной используется CMOS-буфер с защелкой, как это показано на рис. 12-28.
Теперь такой буфер будет действовать в качестве экрана Фарадея, что значи¬
тельно уменьшает шум, проникающий со стороны шины данных. Такое реше¬
ние требует дополнительных денег и дополнительного пространства на печат¬
ной плате, уменьшает надежность (незначительно!), увеличивает потребление
и усложняет конструкцию устройства — однако оно действительно позволяет
улучшить для устройства соотношение сигнал/шум! В каждом отдельном слу¬

1054 Глава 12. Печатные платы
чае разработчик должен принимать индивидуальное решение о том, стоит ли
использовать данный метод, однако в общем случае мы очень рекомендуем его
использовать.
Схемы с высоким импедансом чувствительны
к воздействию шумов
АЦП
Рис. 12-28. Высокоскоростной АЦП, который
использует на выходе CMOS-буфер или регистр,
обладает повышенной защищенностью от шу¬
мов, поступающих от цифровой шины данных
Так как в схемах с небольшой мощ¬
ностью для уменьшения потребления
энергии используют в основном рези¬
сторы с большими сопротивлениями,
то такие схемы становятся более чув¬
ствительными к воздействию внеш¬
них шумов, которые могут переда¬
ваться как излучение или же с помо¬
щью проводимости. Даже небольшая
паразитная емкость в таких усло¬
виях может создать значительный
путь для кондуктивного проникнове¬
ния шумов.
Например, незначительная пара¬
зитная емкость в 5 пФ позволяет при
изменении уровня логического сиг¬
нала с напряжением 5 В создавать
значительные возмущения для схе¬
мы, которая представлена резистором с сопротивлением 100 кОм (см. рис. 12-29).
Масштаб по вертикали:
5 В на деление (верхняя часть)
20 мВ на деление (нижняя часть)
Горизонтальная шкала:
100 мкс на деление
Рис. 12-29. Высокий импеданс цепи повышает ее чувствительность к воздействию шумов
Это иллюстрирует тот факт, что схемы с высоким импедансом подвержены
воздействию множества паразитных эффектов, которые могут приводить к то¬
му, что идеальное с точки зрения проектирования устройство при реализации
на практике будет обладать очень плохими характеристиками.

12-2. Дорожки на печатной плате 1055
Особое внимание следует уделять трассировке сигналов. Интересно, что мно¬
гие из методов трассировки высокочастотных схем, позволяющие уменьшить
воздействие помех, также могут применяться и для низкочастотных схем с ма¬
лым потреблением — однако по совершенно другим причинам. Тогда как в вы¬
сокочастотных схемах паразитные явления в схеме приводят к нежелательным
фазовым сдвигам и возникновению нестабильности, в низкочастотных схемах
с малым потреблением подобные паразитные явления приводят к проникнове¬
нию нежелательных помех в прецизионные цепи.
(В)
Как уже говорилось в главе, посвященной усилителям, усилители с обрат¬
ной связью по току не позволяют подключать к своему входу конденсаторы.

1056 Глава 12. Печатные платы
Без конденсатора	С использованием конденсатора
Масштаб по вертикали: 100 мВ на деление
Горизонтальная шкала: 10 нс на деление
Рис. 12-31. Влияние паразитной емкости 10 пФ, возникшей на инвертирующем входе
усилителя (AD8001), на импульсный отклик
Для этого плоскости, соединенные с землей, должны быть удалены от входных
контактов, как это показано на рис. 12-30 (А, В). Здесь показана оценочная
плата для AD8001, высокоскоростного усилителя с обратной связью по току.
Если на входе усилителя с обратной связью по току будет присутствовать хотя
бы незначительная емкость, то вы будет наблюдать эффект, который показан
на рис. 12-31. Здесь отчетливо видно возникновение «звона» (ringing) на выходе
усилителя.
Скип-эффект
При высоких частотах также необходимо учитывать скин-эффект, который за¬
ключается в том, что под влиянием индуктивности ток будет протекать только
по поверхности проводника. Заметим, что при этом сопротивление будет отли¬
чаться от сопротивления по постоянному току, как мы уже обсуждали ранее
в данной главе.
Скин-эффект приводит к увеличению сопротивления проводника на высоких
частотах. Заметим также, что этот эффект отличается от повышения импедан¬
са, вызванного эффектами самоиндукции при увеличении частоты сигнала.
Скин-эффект является достаточно сложным явлением, и детальные вычисле¬
ния связанных с ним параметров выходят за рамки нашей дискуссии. Однако
для меди в качестве неплохого приближения для глубины (в сантиметрах) воз¬
действия скин-эффекта можно использовать следующую формулу: 6,61/f1//2 (f вы¬
ражается в герцах). Пример проявления скин-эффекта для обычной проводящей
фольги, используемой в печатных платах, показан на рис. 12-32. Заметим, что
на данном рисунке показано поперечное сечение проводника на печатной плате,
и предполагается, что мы смотрим в направлении вдоль дорожки. Предполагая,
что скин-эффект становится заметным тогда, когда глубина скин-слоя стано-

12-2. Дорожки на печатной плате 1057
вится меньше половины толщины проводника, мы можем вычислить, что для
типичной фольги, которая используется в печатных платах, скин-эффект необ¬
ходимо начинать учитывать с частот, примерно равных 12 МГц.
Рис. 12-32. Глубина
скин-эффекта в про¬
воднике на печатной
плате
Диэлектрик, из которого
изготовлена
печатная плата
X
Микрополосковый проводник
(ток течет перпендикулярно
плоскости рисунка)
Высокочастотный ток протекает
только по одной стороне
Слой заземления
\ Область, по которой
протекает ток возврата
Там, где скин-эффект играет важную роль, сопротивление меди можно счи¬
тать равным 2,6 • ІО-7 ■ \f] Ом на квадрат (частота выражается в герцах). Эта
формула не работает, если глубина скин-эффекта начинает превышать толщину
проводника (т. е. на постоянном токе и на низкой частоте).
На рис. 12-33 показано протекание тока по проводнику на печатной плате,
который находится над расположенным снизу слоем земли.
На этом рисунке пунктиром обозначена область протекания высокочастот¬
ного тока, которая уменьшена из-за воздействия скин-эффекта. При расчете
влияния скин-эффекта на печатной плате важно помнить о том, что ток обычно
протекает с двух сторон дорожки (это не обязательно верно для микрополос-
ковых линий, см. далее), по этой причине сопротивление на единицу площади
может составлять половину от указанного выше значения.
Линии передачи
Ранее мы рассматривали преимущества от того, что линия, по которой выходит
ток, располагается близко к линии, по которой этот ток возвращается, — это
позволяет снизить индуктивность. Как уже было показано на рис. 7-30, когда
высокочастотный сигнал распространяется по дорожке на печатной плате, под
которой находится слой земли, то такая конструкция будет вести себя как ми¬
крополосковая линия передачи, и большая часть тока возврата будет протекать
непосредственно под этой линией.
На рис. 12-34 показываются общие параметры, которые описывают микро¬
полосковую линию, а именно: ширина дорожки w, толщина диэлектрика h и
диэлектрическая постоянная Ег.
Характеристический импеданс подобной микрополосковой линии будет опре¬
деляться шириной дорожки, толщиной слоя диэлектрика и диэлектрической кон¬
стантой для материала, из которого изготовлена печатная плата. Подробнее
использование и проектирование микрополосковых линий мы рассмотрим далее
в данной главе.
Для большинства приложений, которые работают с постоянными сигнала¬
ми или с сигналами низкой частоты, характеристический импеданс дорожек

1058 Глава 12. Печатные платы
на печатной плате не будет иметь большого значения. Даже при частотах, при
которых дорожка над слоем земли начинает вести себя как линия передачи, нет
необходимости рассматривать вопросы, связанные с характеристическим им¬
педансом или выбором правильного согласования — если только длина волны
в свободном пространстве для данной частоты сигнала превосходит 10-кратную
длину этой дорожки.
• Высокочастотный ток протекает
только в узком слое, близком к поверхности
Верхняя часть
г
Медный проводник
Нижняя часть
Толщина скин-слоя: 6,61/ѴГ см, f выражается в Гц
Рис. 12-33. Скин-
эффект для дорож¬
ки на печатной плате,
которая проходит над
слоем земли
•	Сопротивление скин-слоя: 2,6x10 7ѴГ Ом на квадрат, f выражается в Гц
•	Скин-токи протекают по двум сторонам дорожки
на печатной плате, это необходимо учитывать при
вычислении скин-сопротивления
Рис. 12-34. Микрополосковая ли¬
ния передачи на печатной плате
является примером пары проводни¬
ков с контролируемым импедансом
В высокочастотных приложения и в приложениях, использующих сверхвы¬
сокие частоты, можно использовать дорожки на печатной плате как микропо¬
лосковые линии в составе передающих систем (при условии выполнения соот¬
ветствующего согласования). Обычно микрополосковые линии для облегчения
интерфейса проектируются таким образом, чтобы они согласовывались со стан¬
дартными импедансами для коаксиальных кабелей — 50, 75 или 100 Ом.
Заметим, что в таких системах также необходимо минимизировать потери и
материал для печатной платы должен выбираться с учетом малых потерь на вы¬
соких частотах. Это обычно подразумевает использование тефлона или другого
материала, который обеспечивает сравнимые потери. Часто оказываются впол¬
не приемлемыми потери в коротких линиях, которые изготовлены на дешевых
стекловолокнистых платах.

12-2. Дорожки на печатной плате 1059
Проектирование печатных плат требует
тщательности
После того как были определены критически важные цепи и схемы, следую¬
щим шагом на пути создания хорошей топологии для печатной платы является
разбиение печатной платы на области в соответствии с той функцией, кото¬
рую выполняет данная часть схемы. Это предполагает использование слоев для
земли, а также слоев, предназначенных для трассировки сигналов. Хороший про¬
ект печатной платы также изолирует критически важные аналоговые цепи от
источников больших помех (например, от разъемов и от соединительных ли¬
ний) . Высокочастотные цепи (как цифровые, так и аналоговые) следует отделять
от низкочастотных. Кроме этого, необходимо очень осторожно использовать
автоматические трассировщики, которые входят в состав пакетов программ,
предназначенных для разработки печатных плат. Трассировка важных дорожек,
предназначенных для передачи сигналов, должна выполняться вручную, это по¬
может предотвратить нежелательные помехи и излучения.
Правильно спроектированная многослойная печатная плата может умень¬
шить уровень электромагнитного излучения и повысить невосприимчивость к
радиочастотным полям примерно в 10 раз или даже более (по сравнению с двух¬
слойными платами). В многослойной печатной плате можно отвести целый слой
под поверхность заземления, тогда как сплошная структура областей зазем¬
ления на двухслойной печатной плате будет часто нарушаться проложенными
через эту область сигнальными дорожками и прочими факторами. Если систе¬
ма использует отдельные плоскости для цифровой и аналоговой земли и питания,
то слой аналоговой земли должен располагаться под аналоговым слоем питания,
и аналогично, слой цифровой земли должен располагаться под слоем цифрово¬
го питания. Плоскости аналоговой и цифровой земли не должны перекрываться
между собой, это же относится и к плоскостям аналогового и цифрового питания.
Создание на печатной плате дорожек
с контролируемым импедансом
Существует множество конфигураций для дорожек на печатной плате, которые
позволяют создавать дорожки с контролируемым импедансом, и эти конфигура¬
ции могут либо являться частью шаблона при проектировании печатной платы,
либо же присоединяться к этому шаблону. Далее мы будем рассматривать те
основные шаблоны, которые соответствуют определениям стандартов ІРС, а
именно стандарту 2141 (см. ссылку [16]).
Заметим, что на показанном ниже рисунке используется термин «слой зем¬
ли» (ground plane). Необходимо понимать, что этот слой на практике является
плоскостью с достаточно большой площадью, которая служит в качестве опор¬
ного слоя, обладающего низким импедансом. На практике это может быть как
слой земли, так и слой питания — предполагается, что оба эти слоя обладают
нулевым импедансом по переменному напряжению.
Первым из подобных шаблонов является достаточно простой шаблон вида
«проводник над плоскостью», который также иногда носит название «проводник
в виде микрополосковой линии» («wire microstrip»). В поперечном сечении такой

1060 Глава 12. Печатные платы
шаблон показан на рис. 12-35. Например, к такому типу линии передачи может
относиться сигнальный проводник, который используется на макетной плате.
Здесь речь идет об отдельных изолированных проводниках, которые распола¬
гаются над слоем земли, причем эти проводники располагаются на одинаковом
расстоянии. В качестве диэлектрика мы рассматриваем изоляцию проводника
или же комбинацию из изоляции проводника и воздушного зазора.
Рис. 12-35. Микрополоско¬
вая линия передачи с задан¬
ным импедансом образова¬
на на основе изолированных
проводников, которые распо¬
лагаются на одинаковом рас¬
стоянии друг от друга
Характеристический импеданс такой линии, выраженный в омах, можно рас¬
считать при помощи уравнения (12-2):
Zo
(Ом) = -^2= In
Ѵ^г
4Н
"ЁГ
(12-2)
где D — это диаметр проводника, Н — это расстояние над слоем, а ег — ди¬
электрическая постоянная данного материала относительно воздуха.
Если речь идет о шаблонах, встроенных в печатную плату, то существует
множество геометрических моделей, как однопроводных, так и дифференци¬
альных. Более подробно эти вопросы рассматриваются в стандарте ІРС 2141
(ссылка [16]), однако здесь мы все-таки рассмотрим два популярных примера.
Перед тем как приступать к проектированию линий передачи на печатной
плате, необходимо понять, что существует множество уравнений, которые, как
утверждается, могут описывать подобные конструкции. В этом отношении наи¬
более уместен вопрос: а какую точность они способны обеспечить? К сожале¬
нию, в ответ мы можем услышать только одно — никто не гарантирует полной
точности! Все из существующих формул являются приближенными и гарантиру¬
ют точность только до какого-то предела, учитывая определенные особенности
приложения. Наиболее известными и наиболее широко цитируемыми являются
уравнения, которые приводятся в [16], однако и они имеют определенные огра¬
ничения на применение.
В статье [17] содержится анализ возможности применения уравнений из [16]
к различным геометрическим шаблонам в сравнении с реальными печатными
платами: оказывается, что предсказанная точность изменяется в зависимости
от импеданса рассматриваемой платы. В статье [18] также рассматриваются
уравнения из статьи [16], причем авторы предлагают альтернативный подход,
который использует еще более сложный набор уравнений ([19]). Уравнения, ко¬
торые далее будут использоваться в данной книге, взяты из статьи [16] и здесь
используются в качестве отправной точки при проектировании; они требуют
дальнейшего анализа, тестирования и верификации результатов. Главное, что

12-2. Дорожки на печатной плате 1061
необходимо помнить, — к уравнениям, которые описывают импеданс дорожки
на печатной плате, следует относиться достаточно осторожно.
Микрополосковые линии передачи на печатной плате
В качестве примера рассмотрим двухслойную печатную плату, на которой с од¬
ной стороны располагается плоскость земли, а с другой стороны необходимо
проложить дорожку, которая будет обладать контролируемым импедансом. По¬
добная геометрия получила название «поверхностная микрополосковая линия»
(surface microstrip), или же просто «микрополосковая линия».
Вид в поперечном разрезе (рис. 12-36) иллюстрирует геометрию микропо¬
лосковой дорожки на двухслойной печатной плате.
Рис. 12-36. Микрополосковая ли¬
ния передами с заданным импедансом
образована дорожкой на печатной пла¬
те с соответствующей геометрией, под
дорожкой располагается слой земли
Дорожка на , ,
печатной плате | W -► |
4
тмт~
Т
t
t
Диэлектрик
н
Слой земли
Если известен тип используемого для печатной платы ламината и толщина
слоя меди, используемой для покрытия платы, то будут известны все параметры,
за исключением W — ширины сигнальной дорожки. Уравнение (12-3) может ис¬
пользоваться для создания таких дорожек на печатной плате, импеданс которых
согласуется с тем импедансом, который необходим в данной схеме. Если рассма¬
тривать сигнальную дорожку шириной W и толщиной Т, которая отделена от
слоя земли (или питания) слоем диэлектрика (из которого изготовлена печат¬
ная плата, диэлектрическая постоянная ег) толщиной Н, то характеристический
импеданс такой дорожки будет выражаться следующей формулой:
Z0 (Ом) =
87
: ІП
5,98Н
(12-3)
+ 1,41	(0,8W + Т)
Заметим, что в данном выражении при измерении расстояний используются оди¬
наковые единицы (например, mils).
Подобные линии передачи обладают не только характеристическим импе¬
дансом, но и емкостью. Значение емкости (выраженное как пФ/дюйм) можно
вычислить при помощи следующей формулы:
0,67(ег + 1,41)
Со (пФ/дюйм) =
1п[5,98Н/(0,8W + Т)]
(12-4)
Эмпирические правила для микрополосковых линий
Этот пример затрагивает очень интересный и полезный на практике вопрос.
В статье [17] обсуждается полезное эмпирическое правило, относящееся к импе¬
дансу микрополосковых линий на печатной плате. Если диэлектрическая посто¬
янная равна 4 (используется материал FR-4), то оказывается, что если W/H = 2/1,

1062 Глава 12. Печатные платы
то полученный в результате импеданс будет примерно равен 50 Ом (как и в пер¬
вом примере, предполагается, что W = 20 mils).
Внимательный читатель уже, наверное, получил с помощью формулы (9-21)
для Z0 значение 46 Ом, которое, в общем, соответствует той точности, которая
указывается в статье [17] (> 5%). Уравнения ІРС для расчета микрополоско-
вых линий обеспечивают наибольшую точность тогда, когда импеданс находится
в диапазоне от 50 до 100 Ом, при увеличении или уменьшении импеданса точ¬
ность значительно ухудшается. В статье [20] приводится таблица, в которой
сравниваются возможности различных инструментов для вычисления импедан¬
са, которые используются при разработке печатных плат.
Для микрополосковой линии с помощью уравнения (12-5) можно вычислить
и задержку распространения. Задержка распространения — это время распро¬
странения в одну сторону по микрополосковой сигнальной дорожке. Интересно,
что для определенной геометрической модели задержка (выражается в нс/фут)
будет зависеть только от диэлектрической постоянной и не будет зависеть от
размеров дорожки (см. ссылку [21]). Заметим, что такая ситуация является до¬
статочно удобной. В этом случае при использовании заданного ламината для
печатной платы (т.е. значение ег известно) задержка распространения будет
фиксированной для линий с различным импедансом:
Эта постоянная задержки также может быть выражена и в пс/дюйм, такая фор¬
ма более удобна для печатных плат небольшого размера:
Таким образом, если, например, диэлектрическая постоянная для печатной пла¬
ты равна 4,0, то постоянная задержки для микрополосковой линии будет равна
1,63 нс/фут или 136 пс/дюйм. При расчете временных параметров для сигна¬
ла, распространяющегося по дорожкам на печатной плате, эти правила могут
оказаться полезными.
Линии передачи на печатной плате в виде
симметричных полосковых дорожек
Метод проектирования печатных плат, который наиболее предпочтителен с боль¬
шинства точек зрения, — это использование многослойных печатных плат. В та¬
кой конструкции сигнальные дорожки находятся на слоях, заключенных между
слоями земли или питания, — вид в разрезе для такой платы показан на рис. 9-142.
Слои заземления или питания, которые обладают малым импедансом для сиг¬
налов с переменным напряжением, и соответствующие встроенные сигнальные
дорожки образуют симметричные полосковые линии передачи (рис. 12-37).
Как можно понять из данного рисунка, путь для тока возврата для высо¬
кочастотной сигнальной дорожки располагается непосредственно над ней и под
ней на соответствующих слоях земли/питания. Таким образом, высокочастот¬
ный сигнал полностью удерживается в пределах печатной платы, что позволяет
ограничить электромагнитное излучение, а также обеспечивается естественное
экранирование от входящих помех.
(12-5)
tPd (пс /дюйм) = 1,017\/0,475ег + 0,67.
(12-6)

12-2. Дорожки па печатной плате
Рис. 12-37. Симметричная полоско¬
вая линия передачи с заданным им¬
педансом образована дорожкой на пе¬
чатной плате, которая имеет соответ¬
ствующую геометрию и располагает¬
ся между двумя слоями земли или пи¬
тания на равном расстоянии от них
Характеристический импеданс подобной конструкции вновь определяется ее
геометрией и значением ег для диэлектрика, из которого изготовлена печат¬
ная плата. Значение Z0 для полосковой линии передачи определяется следующей
формулой:
Z0 (Ом) = — In
-у/сг
1.9(B)
(0,8W + Т)_ '
(12-7)
Здесь для измерения расстояний используются любые одинаковые единицы. В —
это расстояние между двумя слоями. Для такой симметричной геометрии В =
= 2Н + Т. В статье [17] сообщается о том, что обычно точность уравнения,
которое приводится в статье [16], составляет приблизительно 6%.
Другим полезным эмпирическим правилом для симметричной полосковой ли¬
нии при еТ = 4 является случай, когда В является кратным W, обычно в диа¬
пазоне 2-2,2. Это приводит к тому, что импеданс полосковой линии будет ра¬
вен приблизительно 50 Ом. Конечно, это правило использует некие допущения,
а именно пренебрегает значением Т. Тем не менее, это правило оказывается
вполне пригодным для приблизительных оценок.
Симметричная полосковая линия также обладает характеристической емко¬
стью, которая выражается в пФ/дюйм и может быть вычислена по следующей
формуле:
Со (пФ/дюйм) =
1,41(ег)
(12-8)
ln[3,81H/(0,8W + Т)]'
Задержка распространения для симметричной полосковой линии рассчитывается
с помощью следующего уравнения:
tpd (нс /фут) = 1,017л/е7.
Или, если выражать ее в пс/дюйм:
(12-9)
tpd (пс /дюйм) = 85(12-10)
Если диэлектрическая постоянная для материала, из которого изготовлена пе¬
чатная плата, равна 4,0, то можно заметить, что постоянная задержки для сим¬
метричной линии будет почти в точности равна 2 нс/фут (или 170 пс/дюйм).
Преимущества и недостатки закрытых дорожек
Выше мы обсуждали, как создавать на печатной плате дорожки с заданным
значением импеданса, используя для этого либо внешние слои печатной платы,

1064 Глава 12. Печатные платы
Открытые
Дорожка сигнальные дорожки
на сигнальном слое
Слой питания
Слой земли
Дорожка
на сигнальном слое
Закрытые
сигнальные дорожки
Слой питания
Дорожка
на сигнальном слое
Дорожка
на сигнальном слое
Слой земли №
(А)	(В)
•	Преимущества
-	Сигнальные дорожки экранированы и защищены от внешних помех
-Более низкий импеданс обеспечивает снижение уровня излучений и перекрестных помех
-	Значительное улучшение характеристик для сигналов с частотой >50 МГц
•	Недостатки
-Трудности при отладке и поиске неисправностей
-Трудности при создании развязки по питанию
-	Импеданс может иметь слишком малое значение, что затрудняет согласование
Рис. 12-38. Преимущества и недостатки закрытых дорожек и дорожек, которые
трассируются по внешним слоям для проектирования многослойных печатных плат
либо используя внутренние слои, которые закрыты внешними сплошными слоя¬
ми. Конечно, существует множество других соображений, которые необходимо
учитывать вместе с контролируемым импедансом. Закрытые дорожки обладают
одним очень важным и сразу бросающимся в глаза недостатком — достаточно
тяжело или даже невозможно измерить сигнал, который протекает по таким
дорожкам. Некоторые из недостатков и достоинства, которые отличают топо¬
логию с закрытыми дорожками, приводятся на рис. 12-38.
Многослойные печатные платы можно проектировать без использования встро¬
енных дорожек, как это показано на рис. 12-38 (А), где на левом изображении
приводится поперечный разрез подобной печатной платы. Пример со встроен¬
ными сигнальными дорожками показан на рис. 12-38 (В), и его можно рассма¬
тривать как удвоенную двухслойную печатную плату (т. е. всего используется
4 слоя). Дорожки, которые проложены в верхней части, образуют микрополоско¬
вую линию со слоем питания, тогда как дорожки, которые проложены в нижней
части, образуют микрополосковую линию со слоем земли. В данном примере сиг¬
нальные дорожки, которые проложены на двух внешних слоях печатной платы,
легко доступны для проведения измерений и поиска неисправностей. Однако,
в такой архитектуре никак не используются экранирующие свойства слоев со
сплошной заливкой (к которым относятся слои питания и земли).
Метод с трассировкой дорожек по внешним слоям приводит к более высо¬
кому электромагнитному излучению и большей уязвимости к внешним помехам
по сравнению с закрытой архитектурой, которая в полной мере использует пре¬
имущества сплошных слоев. Как и в других технических отраслях, выбор одного
из описанных выше методов проектирования печатных плат является опреде¬
ленным компромиссом, когда необходимо понять, что более важно — снижение
уровня электромагнитного излучения или же доступность для тестирования.
Использование высокоскоростной логики
Уже достаточно много было сказано о согласовании дорожек на печатной плате
в соответствии с их характеристическим импедансом с целью уменьшения отра-

12-2. Дорожки на печатной плате 1065
жения сигналов. Существует простое эмпирическое правило, которое определяет
необходимость подобного согласования: согласование линии передачи с помощью
ее характеристического импеданса должно выполняться в том случае, когда
время распространения в одном направлении по дорожке на печатной плате
превыгиает или равняется половине времени нарастания или спада для фронта
сигнала (выбирается тот фронт, который имеет наименьшее время нараста¬
ния). Например, микрополосковая линия длиной 2 дюйма, которая проложена
по печатной плате, изготовленной из материала с диэлектрической постоянной
Ег = 4,0, будет иметь задержку приблизительно 270 пс. Если строго следо¬
вать приведенному выше правилу, то согласование должно использоваться в том
случае, если время нарастания сигнала меньше 500 пс. Более консервативным
является правило 2 дюйма (длины дорожки на печатной плате) на наносекун¬
ду (времени нарастания/спада сигнала). Если сигнальная дорожка становится
исключением из этого правила, то следует использовать согласование.
Например, дорожка на печатной плате, которая соединяется с высокоскорост¬
ной микросхемой логики, для которой время нарастания/спада сигнала соста¬
вляет 5 нс, должна быть согласована в соответствии с собственным характери¬
стическим импедансом в тех случаях, когда длина дорожки равна или превышает
10 дюймов (при измерении длины учитываются все отрезки).
В качестве примера того, с чем придется иметь дело в современных системах,
на рис. 12-39 показано типичное время нарастания/спада для нескольких микро¬
схем цифровой логики, (к которым также добавлен процессор SHARC (цифровой
процессор обработки сигналов, DSP), использующих напряжение питания 3,3 В.
Как и следует ожидать, время нарастания/спада зависит от подключенной к
выводу емкости.
Рис. 12-39. Типичное время
нарастания/спада для DSP
Емкость нагрузки (пФ)
•	GaAs: 0,1 нс
•	ECL: 0,75нс
•	DSP SHARC компании Analog Devices: от 0,5 нс до 1 нс
(при работе от напряжения питания +3,3 В
36—1277

1066 Глава 12. Печатные платы
Что касается аналоговых сигналов, важно заметить, что когда встает во¬
прос о применении методов линий передачи, то эмпирическое правило «2 дюйма
на наносекунду» также относится к операционным усилителям и другим схемам.
Например, если усилитель должен обеспечивать максимальную частоту fMAX,
то эквивалентное время нарастания tr будет связано с этой частотой. Данное
ограничение на время нарастания со стороны максимальной частоты сигнала
может быть выражено следующей формулой:
tr = 0,35/fMAX-	(12-11)
Максимальная длина дорожки на печатной плате после этого вычисляется с по¬
мощью умножения времени нарастания на коэффициент, равный 2 дюйма/нс.
Например, если максимальная частота равна 100 МГц, то мы получаем для вре¬
мени нарастания значение 3,5 нс, т. е. при длине дорожки 7 дюймов и более она
должна рассматриваться как линия передачи.
Лучшим способом для того, чтобы оградить чувствительные аналоговые це¬
пи от воздействия быстрых микросхем логики, является физически разделить
две этих области при помощи соответствующей топологии печатной платы. Так¬
же не следует использовать логические микросхемы из более быстрого (чем это
диктуется потребностями данного устройства) семейства. В некоторых случа¬
ях для этого может потребоваться использование в одном устройстве несколь¬
ких семейств микросхем цифровой логики. Альтернативный подход заключается
в использовании включенных последовательно сопротивлений или ферритовых
бусин, которые позволяют замедлить нарастание (спад) сигнала в тех случаях,
когда не требуется максимально возможное быстродействие. На рис. 12-40 по¬
казываются оба эти метода.
Во-первых, последовательное сопротивление и емкость, которой обладает за¬
твор на входе микросхемы, образуют фильтр низкой частоты. Типичное зна¬
чение входной емкости при использовании технологии CMOS — это 5-10 пФ.
Последовательное сопротивление должно располагаться как можно ближе к ис¬
точнику.
Рис. 12-40. Демпфирующие ре¬
зисторы позволяют замедлить
время нарастания/спада для бы¬
стрых фронтов и минимизируют
проблемы, связанные с электро¬
магнитным/радиочастотным из¬
лучением
Такие резисторы уменьшают переходные токи и могут привести к тому,
что отпадет необходимость в использовании методов линий передачи. Сопроти-

12-2. Дорожки на печатной плате 1067
(А) Использование демпфирующих
резисторов в схеме
«звезда»
Используются для сигналов
стробирования RD, WR
Примечание: использование данного метода
приводит к увеличению времени нарастания/спада
и увеличивает время распространения сигнала
(В) Одиночный демпфирующий
резистор между группами процессоров
Рис. 12-41. Последовательные демпфирующие резисторы для высокоскоростных соединений
между DSP
вление резистора выбирается таким образом, чтобы время нарастания и спада
на принимающем входе микросхемы было достаточно быстрым, чтобы соответ¬
ствовать требованиям со стороны системы — более высокая скорость просто не
нужна. Также следует убедиться, что сопротивление резистора не будет слишком
большим для того, чтобы логические уровни на стороне приемника не выходили
за заданные переделы, так как при протекании тока (вентиль может являться
как источником, так и приемником тока) через данный резистор возникает па¬
дение напряжения. Второй метод более подходит для больших расстояний (более
двух дюймов), когда для уменьшения скорости изменения сигнала использует¬
ся дополнительная емкость. Заметим, что каждый из этих методов увеличивает
время задержки и растягивает фронт для первоначального сигнала. При этом
необходимо учитывать общий расклад по временным параметрам, где дополни¬
тельная задержка может оказаться просто неприемлемой.
На рис. 12-41 показана ситуация, когда несколько цифровых сигнальных про¬
цессоров (DSP) должны быть соединены с одной точкой. Это может быть схе¬
ма, где для нескольких DSP используются общие сигналы стробирования за-
писи/чтения. Резисторы с небольшим сопротивлением, которые обеспечивают
затухание (рис. 12-41 (А)), позволяют минимизировать «звон» в тех случаях, ко¬
гда расстояние будет меньше 2 дюймов.
Этот метод увеличивает время нарастания/спада, а также задержку распро¬
странения сигнала. Если необходимо выполнить соединения для целой группы
процессоров, то для уменьшения «звона» можно использовать резистор, который
включается между каждой парой процессоров (рис. 12-41 (В)).
Единственным способом для сохранения времени нарастания/спада порядка
1 нс при передаче сигнала на расстояния более 2 дюймов является использова¬
ние методов линий передачи. На рис. 12-42 показываются два основных метода
согласования: согласование на стороне приемника и согласование на стороне ис-

1068 Глава 12. Печатные платы
на коэффициент 2 дюйма/нс
Задержка для линии передачи с импедансом 50 Ом = 1 нс на 7 дюймов
Рис. 12-42. Методы согласования для микрополосковых линий с контролируемым
импедансом
точника сигнала. Согласование на стороне приемника (рис. 12-42 (А)) согласует
кабель в точке его присоединения с характеристическим импедансом, который
соответствует импедансу микрополосковой линии передачи. Хотя можно исполь¬
зовать и более высокий импеданс, обычно используют импеданс 50 Ом, так как
он позволяет минимизировать эффекты, вызванные рассогласованием согласую¬
щих импедансов, которые связаны с емкостью логического элемента на стороне
согласования (обычно 5-10 пФ).
На рис. 12-42 (А) согласование кабеля выполняется с помощью импеданса Те-
венина величиной 50 Ом, который согласован на +1,4 В (средняя точка между
уровнями срабатывания логики для входного сигнала: 0,8 В и 2,0 В). Для этого
необходимо использовать два резистора (91 Ом и 120 Ом), которые приводят к
увеличению на 50 мВт полной мощности, потребляемой схемой в статическом
режиме. На рис. 12-42 (А) также показываются значения резисторов, которые
используются для согласования при напряжении питания +5 В (68 Ом 180 Ом).
Заметим, что в приложениях для линейных драйверов предпочтительнее исполь¬
зовать логические микросхемы с напряжением питания +3,3 В, так как они
обеспечивают симметричный перепад напряжений, обладают более высокой ско¬
ростью и меньшим потреблением. Имеются драйверы, которые обеспечивают
точность фронтов не хуже 0,5 нс, обладают нагрузочной способностью (как ис¬
точник и приемник) по току порядка 25 мА и имеют время нарастания/спада
порядка 1 нс. Шум при переключении также обычно будет ниже для микросхем
с питанием 3,3 В (по сравнению с 5 В), так как они имеют меньший диапазон
изменения уровней сигнала и обладают меньшими переходными токами.
В методе согласования у источника, который показан на рис. 12-42 (В), отра¬
женная волна поглощается при помощи импеданса со значением, равным импе¬
дансу линии передачи. Для этого необходимо подключить к внутреннему сопро-

12-2. Дорожки на печатной плате 1069
Задержка для линии передачи с импедансом 50 Ом = 1 нс на 7 дюймов
Примечание: длина ответвлений не должна превышать 0,5 дюйма.
Не рекомендуется для организации синхронной работы процессоров SHARC!
Рис. 12-43. Распределение тактовых сигналов с согласованием на конце линии
тивлению драйвера, которое обычно составляет 10 Ом, последовательный рези¬
стор с сопротивлением примерно 39 Ом. Этот метод требует, чтобы на конце
линии передачи отсутствовала нагрузка, следовательно, не разрешается никаких
дополнительных разветвлений. Метод согласования у источника не приводит к
увеличению статической мощности, потребляемой схемой.
На рис. 12-43 показан метод для распределения высокоскоростного тактового
сигнала к нескольким устройствам. Проблема заключается в том, что возникает
рассинхронизация между тактовыми сигналами, связанная с задержкой распро¬
странения по микрополосковой линии (приблизительно 1 нс/7 дюймов).
Для некоторых приложений такая рассинхронизация может иметь крити¬
ческое значение. Очень важно, чтобы ответвления до каждого устройства не
превышали по своей длине 0,5 дюйма, тогда не будет возникать рассогласования
по всей длине линии передачи.
На рис. 12-44 показан другой метод распределения тактовых сигналов, кото¬
рый позволяет минимизировать рассинхронизацию для принимающих устройств
с использованием согласования у источника и за счет того, что длины всех
микрополосковых линий являются строго одинаковыми. В отличие от метода
с использованием согласующих резисторов на конце линии, в этом случае общее
потребление в статическом режиме не увеличивается.
На рис. 12-45 показывается, как можно использовать согласование у источ¬
ника для двунаправленного порта связи (link port), который используется для
обмена данными между двумя цифровыми сигнальными процессорами SHARC.
Выходной импеданс драйвера в процессоре SHARC равен примерно 17 Ом, та¬
ким образом, для правильного выполнения согласования у источника необходимо
на каждом конце линии установить последовательный резистор сопротивлением
33 Ом.
На рис. 12-46 показан другой метод, который может использоваться при
двунаправленной передаче сигналов от нескольких источников по достаточно
протяженной линии передачи. В этом случае согласование выполняется на двух
концах линии, что создает импеданс нагрузки по постоянному напряжению, рав¬
ный 25 Ом. Драйверы, которые используются в процессорах SHARC, способны

I 070 Глава 12. Печатные платы
Рис. 12-44. При распределении тактовых сигналов предпочтительнее использовать линии
передачи с согласованием у источника
ADSP-2106X	ADSP-2106X
Рис. 12-45. Согласование у источника при двунаправленной передаче данных между
цифровыми сигнальными процессорами SHARC
обеспечить требуемые логические уровни на подобной нагрузке.
Эмиттерно-связанная логика (ECL) известна достаточно давно и отличается
малыми шумами и способностью работать с согласованными линиями передачи,
обеспечивая при этом время нарастания/спада порядка 1 2 нс. Данное семейство
микросхем обеспечивает постоянную нагрузку для схемы питания, а низкоуров¬
невые дифференциальные выходы обеспечивают высокую степень подавления
синфазных помех. Недостатком является высокое потребление микросхем ECL.
Стандарт LVDS (низковольтная дифференциальная
передача сигналов)
В последнее время микросхемы логики, использующие стандарт LVDS, ста¬
ли завоевывать все большую популярность, так как они обеспечивают схожие

12-2. Дорожки на печатной плате 1071
+3,3 В
120 Ом
30 мВт
91 Ом
22 мВт
Примечание: длина ответвлений не должна превышать 0,5 дюйма.
Не рекомендуется для организации синхронной работы процессоров SHARC!
Рис. 12-46. Линия передачи, которая согласуется на двух концах
с ECL характеристики, однако используют сигналы с меньшей амплитудой и
имеют меньшее потребление. Спецификации, относящиеся к стандарту LVDS,
можно найти в разделе «Ссылки». Сигнал в стандарте LVDS представляет собой
дифференциальный сигнал с типичным размахом, равным 350 мВ, относительно
постоянного, синфазного уровня напряжения, равного +1,2 В. Типичная кон¬
фигурация для драйвера и приемника показана на рис. 12-47. Драйвер состоит
из источника тока с номинальным значением 3,5 мА, переключение полярности
обеспечивается с помощью транзисторов PMOS и NMOS (на рисунке показан
драйвер, используемый в микросхеме AD9430 — 12-разрядном АЦП с частотой
дискретизации 170/210 MSPS). Для каждого из выходов номинальное напряже¬
ние на выходе драйвера равно 350 мВ (полный размах), однако действительное
значение может изменяться от 247 до 454 мВ. Соответственно выходной ток
может изменяться в пределах от 2,47 до 4,54 мА.
Для приемника LVDS согласование выполняется с помощью резистора со¬
противлением 100 Ом, который включается между двумя линиями. В соответ¬
ствии с требованиями спецификации LVDS приемник должен отвечать на сиг¬
налы с минимальным уровнем 100 мВ при диапазоне синфазных напряжений от
50 мВ до +2,35 В. Широкий диапазон синфазных напряжений позволяет пере¬
давать сигнал даже в тех случаях, когда между передатчиком и приемником
имеется значительная разность напряжения между землями (до ±1 В).
Скорость нарастания фронта для LVDS определяется как время нарастания
или спада сигнала от уровня 20% до уровня 90% (для CMOS-логики используют¬
ся уровни 10% и 90%). Согласно требованиям спецификации это время должно
быть меньше 0,3tui, где tu; — это величина, обратная скорости передачи данных.
Если использовать частоту дискретизации 210 MSPS, то tuj — 4,76 нс, и время на-
растания/спада для уровней 20-80% должно быть меньше чем 0,3x4,76 = 1,43 нс.
В случае AD9430 указано номинальное время нарастания/спада, равное 0,5 нс.
При использовании высокопроизводительных АЦП с выходами LVDS следует
работать несколько иначе, чем с выходами LVDS, используемых в микросхе¬
мах цифровой логики. Тогда как стандартные выходы LVDS способны работать
в высокоскоростных цифровых приложениях на линии длиной от 1 до 10 м, для
(

1072 Глава 12. Печатные платы
Выходной драйвер Ad9430	V+	V—
Рис. 12-47. Драйвер и приемник LVDS
выходов в высокопроизводительных АЦП не рекомендуется использовать соеди¬
нения с такой большой протяженностью. Дорожки для выходов должны быть
достаточно короткими (менее 2 дюймов), это делается с целью уменьшения воз¬
действия шумов со стороны расположенных рядом схем, которые затем могут
проникать на аналоговые входы АЦП. Дифференциальные дорожки для выхо¬
дов должны прокладываться совместно, на близком расстоянии друг от друга,
что обеспечивает хорошее подавление синфазных шумов. Согласующий рези¬
стор с сопротивлением 100 Ом должен располагаться на небольшом расстоянии
от приемника. Также необходимо соблюдать примерно равную длину для до¬
рожек на печатной плате, это позволяет уменьшить временное рассогласование
сигналов. На рис. 12-48 показан вид типичной дифференциальной микрополоско¬
вой линии, а также приводятся некоторые рекомендации по топологии печатной
платы.
К числу других преимуществ LVDS относится пониженный уровень ЭМП.
Электромагнитные поля создаются токами, которые текут по дорожкам в про¬
тивоположных направлениях, благодаря этому эти поля компенсируют свое влия¬
ние (при согласовании скоростей фронтов). В высокоскоростных АЦП при срав¬
нимых скоростях передачи данных LVDS позволяет более просто удовлетворить
временным ограничениям по сравнению с демультиплексированными CMOS-вы¬
ходами. Для демультиплексированной шины данных необходим сигнал синхро¬
низации, тогда как LVDS не использует такого сигнала. В демультиплексирован¬
ных шинах с сигналами CMOS необходим тактовый сигнал с частотой, равной
половине скорости дискретизации АЦП, что значительно усложняет схему и по¬
вышает ее стоимость. Для LVDS, повторимся, такой сигнал не нужен.

12-2. Дорожки на печатной плате 1073
Дифференциальная пара 1
TG
Дифференциальная пара 2
Ground
. Необходимо сохранять 1^, и D постоянными на всем протяжении дорожки
. Необходимо, чтобы Ts ~ < 2TW
•	По возможности следует избегать использования переходных отверстий
•	Необходимо, чтобы D > 2"%
•	По возможности следует избегать поворота дорожек на 90°
•	При проектировании выбирайте Tw и TG такими, чтобы обеспечить импеданс ~ 50 Ом
Рис. 12-48. Расположение микрополосковых линий на печатной плате для двух (пар)
сигналов LVDS
Ссылки: дорожки на печатной плате
1.	W. Doeling, W. Mark, Т. Tadewald, and Р. Reichenbacher, «Getting Rid of
Hook: The Hidden PC-Board Capacitance», Electronics, October 12, 1978,
pp. Ill — 117.
2.	A. Rich, «Shielding and Guarding», Analog Dialogue, Vol. 17, No. 1, 1983,
p. 8.
3.	R. Morrison, Grounding and Shielding Techniques, 4th Edition, John
Wiley, Inc., New York, 1998, ISBN: 0471245186.
4.	H. W. Ott, Noise Reduction Techniques in Electronic Systems, 2nd
Edition, John Wiley, Inc., New York, 1988, ISBN: 0-471-85068-3.
5.	P. Brokaw, «Ап IC Amplifier User’s Guide to Decoupling, Grounding and Mak¬
ing Things Go Right for a Change», Analog Devices AN202.
6.	P. Brokaw, «Analog Signal-Handling for High Speed and Accuracy», Analog
Devices AN342.
7.	P. Brokaw and J. Barrow, «Grounding for Low- and High-Frequency Circuits»,
Analog Devices AN345.
8.	J. Barrow, «Avoiding Ground Problems in High Speed Circuits», RF Design,
July 1989.
9.	В. I. Bleaney and B. Bleaney, Electricity and Magnetism, Oxford at the
Clarendon Press, 1957, pp. 23, 24, and 52.
10.	G. W. A. Dummer and H. Nordenberg, Fixed and Variable Capacitors,
McGraw-Hill, New York, 1960, pp. 11-13.
11.	W. C. Rempfer, «Get all the Fast ADC Bits You Pay For» Electronic Design,
Special Analog Issue, June 24, 1996, p. 44.

1074 Глава 12. Печатные платы
12.	М. Sauerwald «Keeping Analog Signals Pure in a Hostile Digital World», Elec¬
tronic Design, Special Analog Issue, June 24, 1996, p. 57.
13.	J. Grame and B. Baker, «Design Equations Help Optimize Supply Bypassing for
Op Amps» Electronic Design, Special Analog Issue, June 24, 1996, p. 9.
14.	J. Grame and B. Baker , «Fast Op Amps Demand More Than a Single-Capacitor
Bypass,» Electronic Design, Special Analog Issue, November 18,1996, p. 9.
15.	W. Kester and J. Bryant, «Grounding in High Speed Systems,» High Speed
Design Techniques, Analog Devices, Chapter 7, 1996, p. 7-27.
16.	J. S. Pattavina, «Bypassing PC Boards: Thumb Your Nose at Rules of Thumb»,
EDN, October 22, 1998, p. 149.
17.	H. W. Johnson and M. Graham, High-Speed Digital Design, PTR Prentice
Hall, 1993, ISBN: 0133957241.
18.	W. Kester «A Grounding Philosophy for Mixed-Signal Systems», Electronic
Design Analog Applications Issue, June 23, 1997, p. 29.
19.	R. Morrison, Solving Interference Problems in Electronics, John Wiley,
New York, 1995.
20.	C. D. Motchenbacher and J. A. Connelly, Low Noise Electronic System
Design, John Wiley, New York, 1993.
21.	Crystal Oscillators: MF Electronics, 10 Commerce Drive, New Rochelle, NY,
10801, 914-576-6570.
22.	Crystal Oscillators: Wenzel Associates, Inc., 2215 Kramer Lane, Austin, Texas
USA 78758, 512-835-2038, http://www.wenzel.com.
23.	M. Montrose, EMC and the Printed Circuit Board, IEEE Press, New York,
1999 (IEEE Order Number PC5756).
Раздел 12-3
Заземление
В данном разделе мы будем обсуждать вопросы, связанные с заземлением. Этот
вопрос является одним из наиболее сложных при проектировании электронных
устройств. И хотя основные концепции достаточно просты, их практическая
реализация всегда сопряжена со значительными трудностями.
Для линейных систем земля является опорным сигналом, на котором основы¬
ваются все другие сигналы. К сожалению, в системах с однополярным питанием
земля также используется как путь возврата для тока, который поступает от си¬
стемы питания. Если заземление выполнено неправильно, то это может привести
к ухудшению характеристик высокоточных линейных электронных систем.

12-3. Заземление 1075
Заземление является достаточно сложным вопросом для всех аналоговых уст¬
ройств, и можно сказать, что создание схемы на основе печатной платы не
отменяет важности задачи правильного выполнения заземления. К счастью, про¬
цесс проектирования печатных плат включает в себя некоторые внутренние
принципы, которые обеспечивают должное выполнение заземления — например,
использование отдельных (сплошных) слоев заземления. Это одно из главных
преимуществ при проектировании аналоговых устройств на основе печатных
плат, и значительная часть данного раздела будет посвящена именно этому.
Другим важным вопросом при выполнении заземления является контроль
помех по земле и паразитных напряжений, связанных с токами возврата для
сигналов, — все эти факторы могут в значительной степени повлиять на харак¬
теристики системы. Подобные напряжения могут возникать под влиянием внеш¬
них сигналов, при протекании общих токов или же просто по причине слишком
большого (резистивного) падения напряжения в проводниках, относящихся к
схеме заземления. Правильная трассировка и выбор размера проводников, а так¬
же использование дифференциальных методов для работы с сигналами и методы
изоляции земли — вот те решения, которые позволяют справиться с подобными
паразитными напряжениями.
В заключение мы рассмотрим еще один вопрос, связанный с заземлением,
а именно методы заземления в системах со смешанными сигналами — т. е. там,
где присутствуют как аналоговые, так и цифровые сигналы. В самом деле, каче¬
ственное заземление может оказать влияние на всю философию, которая связана
с проектированием топологии печатных плат для работы со смешанными сиг¬
налами — и это правильно.
Современные системы обработки сигналов обычно являются системами со
смешанными сигналами, которые используют как преобразователи данных (АЦП/
ЦАП), так и высокоскоростные сигнальные процессоры. В современных систе¬
мах необходимо обрабатывать сигналы с большим динамическим диапазоном,
что приводит к широкому использованию АЦП и ПАП. Чтобы обеспечить низ¬
кий уровень шумов в условиях неблагоприятного воздействия со стороны рас¬
положенных рядом цифровых схем, необходимо использовать соответствующие
методы для проектирования высокоскоростных цепей, то есть необходимо обес¬
печить правильную трассировку сигналов, обеспечить развязку по питанию и
обеспечить правильное заземление.
Ранее существовало особое понятие «низкоскоростные схемы с высокой точ¬
ностью», которое, как считалось, отличалось от так называемых высокоскорост¬
ных схем. В качестве критерия для такой классификации — является схема
низкоскоростной или высокоскоростной — обычно использовалась частота дис¬
кретизации (или обновления) АЦП или ЦАП. Однако, как будет показано с
помощью следующих примеров, большинство из современных микросхем, пред¬
назначенных для обработки сигналов, являются «высокоскоростнымш. Следова¬
тельно, с ними следует обращаться соответствующим образом, чтобы получить
оптимальные характеристики, — это относится к современным процессорам ци¬
фровой обработки сигналов, а также к АЦП и ЦАП.
Все АЦП с дискретизацией (АЦП с встроенной схемой выборки/хранения),
которые предназначены для использования в приложениях обработки сигналов,

1076 Глава 12. Печатные платы
используют достаточно высокочастотные тактовые сигналы, для которых ха¬
рактерна высокая скорость время нарастания/спада (обычно порядка несколь¬
ких наносекунд). Следовательно, такие устройства также следует рассматривать
как высокоскоростные, хотя скорость передачи данных может оказаться и не
очень высокой. Например, АЦП последовательного приближения (SAR) с раз¬
решением 12 бит с частотой дискретизации 500 kSPS может использовать вну¬
тренний тактовый сигнал с частотой 10 МГц.
Сигма-дельта АЦП также используют тактовый сигнал с высокой частотой,
так как их архитектура предполагает высокий коэффициент передискретиза¬
ции. Даже АЦП с высоким разрешением, которые представляют собой низкоча¬
стотные сигма-дельта преобразователи, широко используемые в индустриаль¬
ных применениях (частота дискретизации от 10 Гц до 7,5 кГц), используют
тактовую частоту 5 МГц и обеспечивают разрешение на уровне 24 разрядов
(в качестве примера можно привести серию AD77xx от Analog Devices).
Кроме этого, микросхемы для работы со смешанными сигналами используют
аналоговые и цифровые порты, в связи с этим при выполнении заземления для
таких микросхем могут возникать некоторые сложности. В дополнение к этому,
некоторые микросхемы для работы со смешанными сигналами имеют достаточ¬
но малый ток в цифровой части, у других этот ток может быть достаточно
большим. В большинстве случаев это может влиять на выбор правильной схемы
заземления.
Инженеры, которые специализируются в области аналоговой электроники,
подходят к микросхемам для работы со смешанными сигналами с несколько
другой стороны, чем специалисты в области цифровой электроники. В данном
разделе мы постараемся разработать общую философию в области заземления,
которую сможем применять к большинству микросхем для работы со смешан¬
ными сигналами, не используя при этом какой-то специальной информации об
их внутреннем устройстве.
Из сказанного выше можно сделать вывод, что не существует каких-то гото¬
вых рецептов выполнения заземления. Мы не можем привести список из пунктов,
следуя которым, вы гарантированно успешно решите данную задачу. Существу¬
ют некоторые вещи, которые необходимо выполнить, иначе у вас с большой долей
вероятности могут возникнуть трудности. Однако те приемы, которые будут
работать в одном диапазоне частот, не обязательно будут работать в другом
частотном диапазоне. Часто также существуют различные требования, которые
могут конфликтовать между собой. Очевидно одно — при выполнении заземле¬
ния необходимо представлять себе, как протекают токи.
Заземление по схеме «звезда»
Заземление по схеме «звезда» использует тот подход, что в схеме должна су¬
ществовать единственная точка заземления, относительно которой измеряется
напряжение во всех других узлах схемы. Эта точка носит название точки зазем¬
ления по схеме «звезда». Для лучшего понимания давайте используем визуальную
аналогию — отходящие от общей точки заземления в схеме проводники действи¬
тельно своим видом напоминают лучи звезды. Заметим, что центральная точка
не должна своим видом походить на звезду, так как это может быть точка на слое

12-3. Заземление 1077
земли. Необходимо лишь, чтобы выполнялся основной принцип — все напряже¬
ния должны измеряться относительно определенной точки в сети заземления,
а не относительно некой абстрактной земли (к которой можно подключить щуп
осциллографа).
С теоретической точки заземление по схеме «звезда» не вызывает особых во¬
просов, однако такую схему тяжело реализовать на практике. Например, если
мы проектируем подобную схему заземления, то мы часто будем сталкивать¬
ся со сложностями при трассировке сигнальных дорожек с целью минимизации
взаимного влияния сигналов, при работе с высокоимпедансными схемами и при
обеспечении путей для возврата токов по земле. Когда вы добавляете в схему
устройства источник питания, то при этом возникают нежелательные пути для
возврата по земле либо ток питания будет возвращаться по уже имеющимся пу¬
тям в схеме заземления. Если ток питания имеет достаточно большую величину
или имеет достаточно высокий уровень шумов, то он может отрицательно повли¬
ять на передачу сигналов в устройстве. Эту проблему часто можно решить, если
использовать для различных частей схемы отдельные источники питания (и,
следовательно, отдельные пути для токов возврата по земле). Например, в при¬
ложениях для работы со смешанными сигналами часто используют отдельный
источник питания для аналоговой и для цифровой части, также используются
и аналоговая и цифровая земли, которые соединяются между собой в центре
звезды.
Отдельные земли — аналоговая и цифровая
Является очевидным тот факт, что цифровые схемы имеют высокий уровень
шумов. Логические микросхемы, основанные на технологиях TTL или CMOS,
используют режим насыщения и в момент переключения за короткое время
потребляют от источника питания ток большой величины. Однако логические
уровни обладают достаточным запасом (порядка нескольких сотен милливольт
или даже больше) и устойчивостью к воздействию шумов, таким образом, для
них нет необходимости особенно тщательно обеспечивать развязку схемы питания.
С другой стороны, аналоговые цепи достаточно чувствительны к воздей¬
ствию шума, который передается как по шинам питания, так и по земле. Очень
важно разделить аналоговые и цифровые схемы таким образом, чтобы шумы от
цифровых микросхем не оказывали бы влияние на характеристики аналоговой
части устройства. Для этого необходимо, чтобы были разделены как пути воз¬
врата токов по земле, так и шины питания, что не совсем удобно в системах для
работы со смешанными сигналами.
Тем не менее, чтобы получить от системы для работы со смешанными сиг¬
налами оптимальные характеристики, часто важно использовать раздельную
аналоговую и цифровую землю, а также использовать раздельные источники
питания. При этом не имеет значения тот факт, что некоторые аналоговые цепи
также будут использовать шину питания с напряжением +5 В. Для обеспечения
оптимальных характеристик для питания аналоговой части не следует исполь¬
зовать шину питания с напряжением +5 В, которая обладает высоким уровнем
шумов и к которой подключены микропроцессор, динамическая память, венти¬
лятор и другие устройства, потребляющие большие токи!
л

1078 Глава 12. Печатные платы
Необходимо, чтобы аналоговая часть схемы не просто работала от шины
питания с таким малым напряжением, мы должны получить от нее оптимальные
характеристики. Чтобы добиться этого, следует уделить особое внимание как
шинам питания, так и схемам заземления.
Заметим, что аналоговая земля и цифровая земля в системе должны соеди¬
няться в одной точке (концепция заземления в виде звезды), это необходимо для
того, чтобы обеспечить общую точку для сигналов. Подобный центр звезды,
которая является общей для аналоговой и цифровой части схемы, выбирается
с тем расчетом, чтобы токи из цифровой части не проникали на аналоговую
часть системы. Часто объединение двух земель выполняют вблизи источников
питания.
Также заметим, что многие АЦП и ЦАП имеют отдельные выводы для анало¬
говой земли (AGND) и для цифровой земли (DGND). В технической документа¬
ции относительно этих выводов часто приводятся рекомендации относительно
того, что эти выводы должны объединяться вблизи корпуса. Это противоре¬
чит нашим рекомендациям относительно объединения земель вблизи источника
питания, а также рекомендациям по объединению всех используемых в системе
аналоговых и цифровых земель в одной точке в том случае, если в одной системе
используется несколько преобразователей.
Однако в действительности никакого конфликта не существует. Названия
для этих выводов (аналоговая земля и цифровая земля) относятся к внутренним
цепям преобразователя, которые подключены к этим выводам и не имеют отно¬
шения к аналоговым и цифровым землям, которые используются в устройстве
в целом (и с которыми будут соединены эти выводы). Например, если рассма¬
тривать АЦП, эти выводы будут соединены друг с другом и затем соединены
с аналоговой землей устройства. Эти два вывода нельзя соединить внутри микро¬
схемы, так как аналоговая часть микросхемы будет подвергаться тому падению
напряжения на соединениях внутри корпуса, которое вызвано цифровыми тока¬
ми. По этой причине соединение выполняется вне корпуса.
На рис. 12-49 показывается выполнение соединений с землей для АЦП. Если
эти выводы соединить показанным образом, то в какой-то степени ухудшит¬
ся устойчивость цифровой части АЦП к воздействию цифровых шумов, так
как между цифровой и аналоговой землями будет присутствовать некоторое
количество синфазного шума. Однако порог воздействия на цифровую часть
превышает сотни или даже тысячи милливольт, таким образом, этот эффект не
имеет критического значения.
Невосприимчивость к шумам в аналоговой части уменьшается только за счет
того, что внешние цифровые токи самого преобразователя протекают на анало¬
говую землю. Необходимо, чтобы эти токи были небольшими, для этого нельзя
подключать большие нагрузки к выходам преобразователя. Достаточно хоро¬
шим решением является подключение к выходу АЦП буфера с малыми входными
токами, такого как микросхема буфера/регистра с технологией CMOS.
Если схема питания логики изолирована при помощи резистора с неболь¬
шим сопротивлением, а также соединяется с аналоговой землей при помощи
установленного рядом конденсатора емкостью 0,1 мкФ, то все токи с резкими
фронтами от преобразователя будут возвращаться на землю через конденсатор

12-3. Заземление 1079
Цифровые выходы
Внешние цифровые
токи возвращаются
по аналоговой земле
GND, которая обладав*
малым импедансом
Аналоговая
земля устройства
Рис. 12-49. Токи с выводов аналоговой земли (AGND) и цифровой земли (DGND)
в преобразователе данных должны возвращаться к аналоговой земле системы
и не будут присутствовать во внешней схеме заземления. Если импеданс анало¬
говой земли поддерживать на низком уровне (что необходимо для того, чтобы
получить оптимальные характеристики), то дополнительный шум, вызванный
внешними цифровыми токами по земле, вряд ли создаст серьезные проблемы.
Слои земли
Со схемой заземления «звезда», которая обсуждалась выше, связано такое по¬
нятие, как слои земли (ground plane). Для создания слоя земли одна сторона
в двухслойной печатной плате (или один слой в многослойной печатной плате)
полностью заливается медью и используется в качестве земли. Идея заключается
в том, что использование больших площадей металлизации обеспечивает мини¬
мальное возможное сопротивление. Так как такой слой можно представить себе
как набор большого количества плоских проводников, то будет обеспечиваться
и наименьшее возможное значение индуктивности. Также обеспечивается наи¬
лучший уровень проводимости, что означает, что на слое земли будут иметься
минимальные разности напряжения заземления, вызванные паразитными поме¬
хами.
Заметим, что концепция слоев заземления также может быть расширена и
также в устройстве будут использоваться слои питания. Слой питания обеспе¬
чивает те же преимущества, что и слои заземления, — это проводник с чрез¬
вычайно низким импедансом, и он полностью отведен под одну (или несколько)
шин питания. В системе могут использоваться как несколько слоев земли, так и
несколько слоев питания.
Хотя слои земли и позволяют решить многие из проблем, связанных с импе¬
дансом земли, следует понимать, что они не являются панацеей. Даже сплош¬
ной слой меди имеет некоторые остаточные сопротивление и индуктивность, и
при определенных условиях они могут нарушать работу системы. Необходимо
быть очень осторожными в отношении больших токов, которые могут протекать
по слою земли, так как возникающее падение напряжения может оказывать по¬
мехи для чувствительных частей устройства.

1080 Глава 12. Печатные платы
Сегодня для всех аналоговых схем важно обеспечить слой земли с малым им¬
педансом, который обладает достаточно большой площадью. Такой слой не толь¬
ко служит в качестве пути возврата (с малым импедансом) для высокочастотных
токов (источником которых являются цифровые логические микросхемы), он
также позволяет снизить уровень электромагнитного/радиочастотного излуче¬
ния. Так как слой земли также выполняет функции экранирования, то благодаря
ему будет понижена и чувствительность к воздействию со стороны внешнего
ЭМИ/РЧИ.
Еще одно преимущество, которое обеспечивает использование слоев заземле¬
ния, -- это возможность использования методов линий передачи (микрополос-
ковых или полосковых) с контролируемым импедансом для передачи высокоско¬
ростных аналоговых сигналов.
Совершенно неприемлемо использовать в качестве земли «шинные проводни¬
ки», так как они будут обладать значительным импедансом для сигналов с часто¬
той, которая соответствует частоте переключения микросхем логики. Например,
провод 22-го калибра обладает сопротивлением примерно 20 нГн/дюйм. Переход¬
ный ток, который имеет скорость нарастания 10 мА/нс, источником которого
является логический сигнал, будет испытывать на данной частоте падение на¬
пряжения в 200 мВ при прохождении одного дюйма по данному проводу:
Дѵ = L^- = 20 нГн х	= 200 мВ.	(12-12)
At	нс	ѵ '
Если сигнал обладает полным размахом в 2 В, то это приводит к ошибке с уров¬
нем примерно 200 мВ, или же 10% (точность, которая соответствует 3,5 битам
разрешения). Даже в полностью цифровых системах подобная ошибка будет
приводить к значительному снижению устойчивости логических сигналов к воз¬
действию шумов.
На рис. 12-50 показывается ситуация, когда ток возврата для цифрового сиг¬
нала модулирует ток возврата для аналогового сигнала (А). Индуктивность и
сопротивление, которой обладает провод возврата по земле, разделяется между
аналоговой и цифровой схемой, что приводит к взаимодействию между ними и
создает ошибку. Возможным решением является использование заставить ток
возврата цифрового сигнала протекать непосредственно к GND REF, как по¬
казано на рис. 12-50 (В). Это фундаментальная концепция, которая является
основой заземления по схеме «звезда», т.е. используется единственная общая
точка заземления. Реализовать действительно единственную точку общего за¬
земления в системе, в которой содержится множество путей возврата для высо¬
кочастотных сигналов, достаточно сложно. Это связано с тем, что физическая
длина отдельных путей для токов возврата вносит паразитное сопротивление и
индуктивность, что не позволяет создать землю с низким импедансом для вы¬
сокочастотных сигналов. На практике, чтобы обеспечить для высокочастотных
сигналов путь возврата с малым импедансом, для таких токов следует использо¬
вать слои заземления с большой площадью. Без использования слоев заземления
с малым импедансом практически невозможно избежать возникновения общих
импедансов, особенно для высоких частот.
Все выводы заземления в микросхемах должны припаиваться непосредствен¬
но к слоям земли с низким импедансом, что позволяет минимизировать воз-

12-3. Заземление 1081
действие последовательно включенных индуктивностей и сопротивлений. Для
высокоскоростных устройств не рекомендуется использовать разъемы («кроват¬
ки»), которые обычно используются для обычных микросхем. Даже низкопро¬
фильные разъемы вносят дополнительную емкость и индуктивность, которые
могут нарушать работу устройства за счет возникновения разделяемых путей
распространения. Если разъемы используются для DIP-корпусов, например, при
разработке прототипа устройства, то можно использовать отдельные pin sockets
(другое название cage jacks). Доступны как закрытые, так и открытые вер¬
сии подобных «гнезд» (номер для заказа АМР: 5-330808-3 и 5-3308008-6). В них
используются подпружиненные золотые контакты, которые обеспечивают хоро¬
ший электрический и механический контакт с выводами микросхемы. Однако
подобные разъемы могут утрачивать свои характеристики после достаточно
большого количества циклов установки микросхемы.
Рис. 12-50. Токи от ци¬
фровых сигналов, протекал
по пути тока возврата для
аналоговых сигналов, созда¬
ют помехи по напряжению
Выводы, относящиеся к шинам питания, должны соединяться непосредствен¬
но со слоем земли с помощью керамических конденсаторов в корпусах для по¬
верхностного монтажа, которые должны обладать малой индуктивностью. Если
используются выводные керамические конденсаторы, то длина выводов не долж¬
на превышать 1 мм. Керамические конденсаторы должны располагаться как
можно ближе к выводам микросхемы, относящимся к шинам питания. Для допол¬
нительной фильтрации может понадобиться использовать ферритовые бусины.
Итак, чем больше мы отводим под землю, тем лучше? Использование плос¬
костей или слоев, отведенных под заземление, помогает решить большинство
проблем, связанных с импедансом заземления, но не во всех случаях. Даже непре¬
рывный слой медной фольги обладает некоторым остаточным сопротивлением
и индуктивностью, и в некоторых случаях этого может оказаться достаточно,

1082 Глава 12. Печатные платы
	10 см	»
Разъемы для подачи питания
располагаются на этой стороне
Плоскость заземления
толщиной 0,038 мм
Прецизионная
аналоговая
схема (на
нее может
негативно
повлиять
падение
напряжения
0,7 мВ/см на
плоскости
заземления)
На плате возникает
падение напряжения,
равное 0,7 мВ/см
Выходной
силовой
каскад (15А)
Радиатор для теплоотвода
игпппппги
	10 см
Разъемы для подачи питания
располагаются на этой стороне
Прецизионная
аналоговая
схема (изоли¬
рована от па¬
дения на¬
пряжения
в основной
части слоя
заземления)
*
Разрез в
слое зазем¬
ления
помогает
изолировать
ірецизионную
схему
Плоскость
заземления
На плате
возникает
падение
напряжения,
равное
1,0 мВ/см
Выходной
силовой
каскад (15А)
Радиатор для теплоотвода
LTLTLrLrmjmJ
Рис. 12-51. Разрез в плоскости заземления позволяет изменить механизм протекания тока и
обеспечивает более высокую точность работы устройства
чтобы нарушить нормальную работу системы. На рис. 12-51 иллюстрируются
как возникновение подобной проблемы, так и возможные способы ее решения.
Итак, подробнее рассмотрим схему, показанную на рис. 12-51. В связи с тре¬
бованиями к механической конструкции разъем, с помощью которого подается
питание, располагается с одной стороны устройства. Силовая часть располага¬
ется с другой стороны, с которой устанавливаются радиаторы, которые слу¬
жат для обеспечения отвода тепла. Плата имеет плоскость заземления шириной
100 мм, а усилитель мощности потребляет примерно 15 А. Если по слою ме¬
ди толщиной 0,038 мм протекает ток 15 А, то падение напряжения составит
68 мкВ/мм. Такое падение напряжения может создавать серьезные проблемы
для любой прецизионной схемы, которая использует данный слой заземления
на печатной плате. Можно сделать разрез в слое заземления и добиться того,
чтобы высокий ток не протекал в той области, где располагаются прецизион¬
ные схемы, а протекал в обход сделанного разреза. Это может помочь решить
проблему, как и произошло в нашем случае, однако может увеличиться градиент
напряжения в тех областях платы, по которым будет протекать высокий ток.
Заземление и схема питания для микросхем,
предназначенных для работы со смешанными сигналами,
которые имеют малый цифровой ток потребления
Аналоговые компоненты, которые отличаются высокой чувствительностью, та¬
кие как усилители или источники опорного напряжения, всегда используют ана¬

12-3. Заземление 1083
логовую землю, относительно которой для них также выполняется и развязка
по питанию. Для тех аналого-цифровых и цифро-аналоговых преобразователей
(и других микросхем для работы со смешанными сигналами), которые отлича¬
ются малым током потребления, обычно применяются те же правила, что и к
аналоговым компонентам, то есть для них при выполнении заземления и орга¬
низации схемы питания должна использоваться аналоговая земля устройства.
На первый взгляд, здесь возникает противоречие, так как у преобразователя
имеются аналоговый интерфейс и цифровой интерфейс, и обычно для каждо¬
го интерфейса имеются отдельные выводы для заземления — аналоговая земля
(AGND) и цифровая земля (DGND). Объяснить это кажущееся противоречие
помогает диаграмма, показанная на рис. 12-52.
Внутри самой микросхемы, в которой используются как аналоговая, так и ци¬
фровая схемы (АЦП или ЦАП), обычно используются отдельные схемы заземле¬
ния, так как это помогает избежать влияния цифровых сигналов на аналоговую
часть устройства. На рис. 12-52 показана простая модель преобразователя. При
проектировании микросхемы нельзя ничего поделать с имеющейся индуктивно¬
стью и сопротивлением проводников, соединяющих части микросхемы с выво¬
дами корпуса, — требуется только помнить об их существовании и понимать
все связанные с этим эффекты. Быстро изменяющиеся токи в цифровой части
микросхемы будут создавать напряжения в точке В, которые неизбежно будут
проникать в точку А аналоговой части схемы с помощью имеющейся паразитной
емкости Cstray • Кроме этого, между выводами корпуса микросхемы неизбеж¬
но возникает паразитная емкость порядка 0,2 пФ! Задачей при проектировании
микросхемы является сохранить ее работоспособность несмотря на все эти эф¬
фекты. Однако, чтобы предотвратить возникновение дальнейших помех, выводы
корпуса AGND и DGND необходимо соединить между собой с помощью внеш¬
них дорожек, а также соединить их с аналоговой землей, используя для этого
проводники минимальной длины. Любой дополнительный импеданс для вывода
DGND приводит к возрастанию помех в точке В, что в свою очередь приводит к
их проникновению в аналоговую часть при помощи паразитного сопротивления.
Заметим, что если соединить вывод DGND с цифровой плоскостью заземления,
то это только ухудшит положение — в аналоговую часть платы через выводы
DGND и AGND будут проникать помехи Vnoise из цифровой части электрон¬
ного устройства!
Название DGND говорит о том, что данный вывод соединяется с цифровой
землей внутри микросхемы. Это вовсе не говорит о том, что данный вывод
должен соединяться с цифровой землей системы. Более корректным будет обо¬
значать этот вывод как Digital Return — вывод для возврата цифровых токов.
В действительности при такой схеме соединения небольшое количество шума
может проникать из цифровой части устройства на аналоговую плоскость зем¬
ли. Эти токи должны быть достаточно малы, и их можно минимизировать, если
выходы преобразователя не работают на большую нагрузку (обычно они проек¬
тируются именно с таким расчетом). Уменьшая нагрузку (что в свою очередь
уменьшает токи) для цифрового порта преобразователя, мы избавляемся от зво¬
на при переключении цифровых логических элементов преобразователя, а также
уменьшаем токи, которые протекают при переключении. Благодаря всему это-

1084 Глава 12. Печатные платы
£
Ферритовая
бусина
■'Stray
Аналоговые
Цифровые
схемы
схемы
-'Stray
Шина
данных
AGND
Соединение
при помощи
коротких
проводников
д	коротких	д
д = аналоговая плоскость земли
D = цифровая плоскость земли
Рис. 12-52. Правильное заземление для микросхем, работающих со смешанными сигналами,
у которых токи цифровой части имеют малую величину
му уменьшается воздействие помех на аналоговую часть преобразователя. Далее,
можно улучшить изоляцию аналоговой части схемы, если установить небольшую
ферритовую бусину для вывода Vd, на который подается напряжение пита¬
ния для элементов цифровой логики (как показано на рис. 12-52). Возникающие
при переключении внутренние цифровые токи преобразователя будут протекать
по небольшой цепи, образованной выводом Vd и развязывающим конденсатором,
на цифровую землю DGND (на схеме этот путь выделен жирной линией). Бла¬
годаря этому переходные цифровые токи будут ограничены в пределах данного
контура, и они не будут оказывать влияние на внешнюю аналоговую плоскость
заземления. Чтобы уменьшить паразитную индуктивность, развязывающий кон¬
денсатор должен размещаться как можно ближе к выводу Vd - Обычно в качестве
таких конденсаторов используются керамические конденсаторы с малой индук¬
тивностью, емкость обычно выбирается в диапазоне от 0,01 до 0,1 мкФ.
Вновь заметим, что не существует такой схемы заземления, которая подходи¬
ла бы для всех приложений. Однако можно минимизировать риск возникновения
проблем, если понимать имеющиеся возможности для выбора схемы и планиро¬
вать ее создание заранее.

12-3. Заземление 1085
К цифровым выходам АЦП следует относиться
с осторожностью
Всегда целесообразно (как это показано на рис. 12-52) размещать буферный ре¬
гистр поблизости от преобразователя с целью изолировать цифровые линии
на выходе преобразователя от воздействия шумов со стороны шины данных.
Кроме этого, использование регистра позволяет уменьшить нагрузку на цифро¬
вые выходы преобразователя и действует в качестве экрана Фарадея между
этими выходами и шиной данных (см. рис. 12-53).
Хотя многие преобразователи поддерживают для своих входов/выходов функ¬
цию перехода в третье состояние (с высоким импедансом), однако этот регистр
находится на кристалле преобразователя, и это позволяет сигналам с цифровых
выходов проникать в чувствительные к помехам области. Этот регистр являет¬
ся очень полезным достоинством преобразователя. Однако в некоторых случа¬
ях, чтобы обеспечить более высокую изоляцию, может понадобиться добавить
в качестве буфера дополнительный регистр, который соединяется с аналоговой
землей и располагается вблизи преобразователя.
Цифровые токи, возникающие при
переключении, способны оказывать вли¬
яние на характеристики АЦП, и для их
уменьшения между выходом АЦП и вхо¬
дом буферного регистра включаются по¬
следовательные резисторы (на рис. 12-54
они обозначены как R). Эти резисто¬
ры позволяют изолировать драйверы ци¬
фровых выходов от емкости, связанной
с входами буферного регистра. В допол¬
нение к этому включенные последова¬
тельно сопротивления вместе с этой ем¬
костью образуют RC-цепочку, которая
действует в качестве фильтра низкой ча¬
стоты и уменьшает скорость нарастания
фронтов сигналов.
Если рассматривать типичный вен¬
тиль, который используется в CMOS-ми¬
кросхемах, то вместе с дорожкой на печатной плате и переходным отверстием
создается нагрузка, приблизительно равная 10 пФ. Если изолирующий резистор
не установлен, то логический элемент со скоростью нарастания 1 В/нс создаст
переходный ток величиной 10 мА:
ДІ =	= 10 пФ х — = 10 мА.	(12-13)
At	нс	ѵ
Если установить последовательный резистор сопротивлением 500 Ом, то ток
на выходе уменьшится, и также приблизительно до 11 нс увеличится время
нарастания и спада сигнала (предполагается, что входная емкость регистра со¬
ставляет 10 пФ):
tr = 22 х t = 22 х R х С = 22 х 500 Ом х 10 пФ = 11 нс.
Микросхема
Входные
аналоговые
порты
Помехи
от шины
данных
Рис. 12-53. Высокоскоростная микросхема
АЦП для повышения устойчивости к воз¬
действию помех использует на выходе бу-
фер/защелку
(12-14)

1086 Глава 12. Печатные платы
Рис. 12-54. Точки заземления и точки, используемые для развязки по питанию
Не следует использовать TTL-регистры, так как они имеют значительно более
высокую входную емкость, что может приводить к значительному увеличению
динамических токов при переключении логических элементов.
Для буферного регистра и других цифровых схем заземление и развязка
по питанию должны выполняться при помощи слоя цифровой земли, который со¬
здается при проектировании печатной платы. Заметим, что присутствие шумов
между слоями аналоговой и цифровой земли приводит к уменьшению устойчиво¬
сти к помехам для сигналов цифрового интерфейса преобразователя. Однако это
редко оказывает серьезное влияние, так как устойчивость по отношению к ци¬
фровым шумам обычно задается на уровне сотен или тысяч милливольт. В ана¬
логовой плоскости заземления уровень шумов обычно не является столь высоким,
однако если шум в цифровой схеме заземления (относительно слоя аналоговой
земли) превышает несколько сотен милливольт, то необходимо предпринять спе¬
циальные меры по уменьшению импеданса цифровой плоскости заземления с це¬
лью сохранить на приемлемом уровне устойчивость к воздействию цифровых
шумов. Ни при каких обстоятельствах нельзя допускать, чтобы разность напря¬
жений между двумя этими плоскостями заземления превышала 300 мВ, так как
это может привести к повреждению микросхемы.
Также желательно использовать отдельные источники питания для анало¬
говой и цифровой частей схемы. Если у преобразователя имеется отдельный
вывод для подачи напряжения питания на цифровую часть микросхемы (Ѵо),
то для него следует использовать отдельный аналоговый источник питания, или
же для него должна выполняться фильтрация, как это показано на схеме. Для
всех выводов преобразователя, на которые должно подаваться напряжение пита-

12-3. Заземление 1087
ния, необходимо выполнить развязку относительно плоскости аналоговой земли,
а для выводов, через которые подается напряжение питания для элементов ци¬
фровой логики, развязку следует выполнять относительно плоскости цифровой
земли (см. рис. 12-54). Если со стороны источника питания, используемого для
цифровой части схемы, не поступает много помех, то его можно использовать и
для питания аналоговой части, но при этом следует действовать очень осторожно.
В некоторых случаях невозможно соединять вывод Ѵц со схемой питания,
используемой аналоговой частью схемы. Некоторые из современных высокоско¬
ростных микросхем могут использовать для аналоговой части напряжение пи¬
тания +5 В, тогда как для цифровой части используется напряжение питания
+3 В — это делается для того, чтобы непосредственно подключаться к ци¬
фровым микросхемам с напряжением питания 3 В. В этом случае для вывода
микросхемы, на который подается напряжение питания +3 В, необходимо выпол¬
нять развязку непосредственно относительно аналоговой земли. Также следует
подключить последовательно ферритовую бусину к проводнику, через который
на соответствующий вывод микросхемы подается напряжение +3 В, используе¬
мое для питания цифровой части.
Схема генерации тактовых сигналов должна рассматриваться как относяща¬
яся к аналоговой части схемы, для нее также необходимо выполнить заземление
и развязку по питанию относительно аналоговой плоскости заземления. Как бу¬
дет показано далее, фазовый шум, который присутствует в тактовом сигнале,
приводит к ухудшению соотношения сигнал/шум для всей системы.
Проблемы, связанные с тактовыми сигналами
В высокопроизводительных системах, предназначенных для сбора данных, для
получения тактового сигнала, используемого в процессе дискретизации для АЦП
(или ЦАП), необходимо использовать кварцевый генератор с низким уровнем
шумов, так как джиттер этого тактового сигнала может модулировать ана¬
логовый входной (выходной) сигнал и повышать уровень шумов и искажений.
Генератор тактовых сигналов должен быть изолирован от цифровых схем, ко¬
торые отличаются высоким уровнем шума, для него, аналогично АЦП и ЦАП,
заземление и развязка по питанию выполняются при помощи аналоговой плоско¬
сти заземления.
Влияние джиттера тактового сигнала на соотношение сигнал/шум для АЦП
можно приближенно представить с помощью следующего уравнения:
SNR = 20 log10 ^
Здесь SNR — соотношение сигнал/шум для идеального АЦП, который имеет бес¬
конечное разрешение и для которого единственным источником шума является
среднеквадратичное значение tj джиттера тактового сигнала. Заметим также,
что в данном уравнении f относится к частоте аналогового входного сигнала.
Если рассмотреть простой пример, в котором tj = 50 пс (среднеквадратичное
значение), f = 100 кГц, то для SNR получаем значение 90 дБ, что приблизительно
соответствует динамическому диапазону 15-разрядного АЦП.
(12-15)

1088 Глава 12. Печатные платы
Необходимо заметить, что значение tj в приведенном выше уравнении пред¬
ставляет собой среднеквадратичное значение для суммы джиттера внешнего
тактового сигнала и внутреннего джиттера АЦП (который носит название джит¬
тера апертуры).
Так как ухудшение соотношения сигнал/шум в основном вызывается джит¬
тером внешнего тактового сигнала, необходимо предпринять все возможное для
того, чтобы используемый для дискретизации тактовый сигнал имел как можно
меньший уровень шумов и обладал наименьшим фазовым джиттером. Для это¬
го необходимо использовать кварцевый генератор. Сразу несколько компаний
выпускает кварцевые генераторы небольшого размера, которые имеют CMOS-
совместимые выводы и обладают малым джиттером (менее 5 пс) - например,
к ним относятся MF Electronics и Wenzel Associates.
В идеальном случае, в системах с раздельными плоскостями заземления для
кварцевого генератора, используемого для получения тактовых сигналов дис¬
кретизации, должна применяться аналоговая плоскость заземления. Однако, это
не всегда возможно в связи с теми ограничениями, которые могут налагаться
на данную систему. В большинстве случаев тактовый сигнал для дискретизации
получают из высокочастотного универсального системного тактового сигна¬
ла, который создается с помощью цифровой плоскости заземления. После этого
необходимо перенаправить тактовый сигнал от его источника, который распола¬
гается в той части схемы, которая использует цифровую землю, к АЦП, который
использует аналоговую землю. При этом шум, который существует между дву¬
мя плоскостями заземления, непосредственно воздействует на тактовый сигнал
и приводит к возрастанию джиттера. Возрастание джиттера, в свою очередь,
приводит к ухудшению соотношения сигнал/шум и также может создавать не¬
желательные гармоники.
Подобного эффекта можно избежать, если тактовый сигнал передается в ви¬
де дифференциального сигнала при помощи небольшого радиочастотного транс¬
форматора (как показано на рис. 12-55), или же для его передачи используются
высокоскоростные дифференциальные микросхемы приемника и передатчика.
Если используются активные дифференциальные передатчик и приемник, то для
минимизации фазового джиттера следует использовать микросхемы с техноло¬
гией ECL. Если в системе используется единственное напряжение питания +5 В,
то ECL-логика должна подключаться к земле и к шине питания +5 В (PECL),
а для ее выходов должна обеспечиваться связь по переменному напряжению
с входом АЦП. предназначенным для подачи тактового сигнала. В любом случае,
для получения первоначального тактового сигнала, который является основным
для всей системы, необходимо использовать кварцевый генератор, который от¬
личается малым фазовым шумом.
Причины ошибок при выполнении заземления в системах
со смешанными сигналами
В большинстве случаев в технической документации для большинства АЦП,
ЦАП или других микросхем, предназначенных для работы со смешанными сиг¬
налами, рассматривается заземление только для однородной печатной платы,
в качестве которой обычно используется оценочная плата, предлагаемая самим

12-3. Заземление 1089
SNR = 20 log-ю
—-— ~~I
2it f fc J
= джиттер тактового сигнала, используемого преобразователем
f = частота аналогового входного сигнала
Рис. 12-55. Передача тактового сигнала между частями системы, использующими
цифровую и аналоговую земли
производителем данной микросхемы. В результате возникают некоторые за¬
труднения, когда приходится распространить данные принципы на систему,
в которой используется несколько печатных плат или же несколько АЦП/ЦАП.
Обычно рекомендуется разделить плоскость заземления печатной платы на две
части аналоговую и цифровую. Далее, рекомендуется соединить между собой
выводы AGND и DGND преобразователя и обеспечить между аналоговой и ци¬
фровой землей соединение в единственной точке, как это показано на рис. 12-56.
В системах для работы со смешанными сигналами это приводит к тому, что
заземление выполняется по схеме «звезда».
Все токи, связанные с цифровой частью схемы, будут протекать от источника
питания цифровой части схемы на цифровую землю и обратно на этот источ¬
ник питания таким образом, они изолированы от чувствительной аналоговой
схемы, расположенной на той же печатной плате. Соединение аналоговой и ци¬
фровой земли по схеме «звезда» означает, что аналоговая и цифровая плоскости
заземления объединяются у устройства, используемого для работы со смешанны¬
ми сигналами. Такой подход может обычно использоваться для простых систем,
в которых имеется одна печатная плата с единственным АЦП или ЦАП, однако
он не подходит в тех системах для работы со смешанными сигналами, в которых
используется несколько печатных плат. Если в системе используется несколько
АЦП или ЦАП, расположенных на нескольких печатных платах (или же на одной
печатной плате), то аналоговые и цифровые плоскости заземления необходимо
соединять в нескольких точках, благодаря чему могут возникать цепи по земле,
что исключает использование схемы «звезда» с единственной точкой объедине-

1090 Глава 12. Печатные платы
Соединение
различных
плоскостей
заземления
по схеме
«звезда»
Микросхема для работы
со смешанными сигналами
Источник питания
аналоговой части схемы
Источник питания
цифровой части схемы
Рис. 12-56. Заземление микросхем, предназначенных для работы со смешанными сигналами
(на примере типичной оценочной платы)
ния. По этим причинам в таких системах не следует использовать изложенный
выше достаточно простой способ заземления, а следует использовать подход,
который ранее описывался по отношению к микросхемам для работы со смешан¬
ными сигналами, которые имеют небольшие цифровые токи.
Заключение: заземление устройств для работы
со смешанными сигналами, обладающими небольшими
цифровыми токами, в системах, состоящих из
нескольких печатных плат
На рис. 12-57 в общем виде иллюстрируется подход, который ранее предлагался
при выполнении заземления у микросхем для работы со смешанными сигнала¬
ми, обладающими достаточно малыми цифровыми токами. На аналоговую часть
схемы (через аналоговую землю) не оказывается никакого заметного влияния,
так как небольшие цифровые токи протекают через достаточно малый контур,
который образуют вывод Ѵп, конденсатор в схеме развязки по питанию и DGND
(этот контур на рисунке выделен жирной линией). В любых случаях и при всех
вариантах использования микросхема для работы со смешанными сигналами
должна рассматриваться только как аналоговый компонент. Шум Vn, который
возникает между плоскостями заземления, ухудшает помехоустойчивость ци¬
фрового интерфейса, однако он не будет оказывать серьезного влияния, если его
величина не превышает 300 мВ. Для этого необходимо использовать плоскости
заземления, которые обладают малым импедансом на всем пути распростра¬
нения до той точки, в которой в системе соединяются различные плоскости
заземления.

12-3. Заземление 1091
Рис. 12-57. Заземление микросхем для работы со смешанными сигналами, которые имеют
малые цифровые токи: система состоит из нескольких печатных плат
Однако микросхемы для работы со смешанными сигналами, такие как сигма-
дельта АЦП, кодеки и DSP, вместе со встроенными аналоговыми схемами все
более и более используют встроенные цифровые функции. Увеличение объемов
цифровых схем приводит к возрастанию цифровых токов и связанных с ни¬
ми шумов. Например, сигма-дельта АЦП или ЦАП содержат достаточно слож¬
ный встроенный цифровой фильтр, который значительно увеличивает цифровой
ток для данного устройства. Метод, который обсуждался выше, основывается
на том, что конденсатор, установленный между VD и GND, позволяет изоли¬
ровать возникающие при переключении логических элементов цифровые токи
в пределах достаточно малого контура. Однако если цифровой ток становится
достаточно большим и содержит компоненты низкой частоты или постоянную
составляющую, то придется использовать конденсатор очень большого размера,
что неприемлемо в практических условиях. Если же цифровой ток будет проте¬
кать вне контура, образованного между VD и DGND, то он должен протекать
по плоскости аналоговой земли. Это может ухудшить характеристики устрой¬
ства, особенно если оно должно обеспечивать высокое разрешение.
Достаточно тяжело предсказать, начиная с какого уровня цифровой ток,
протекающий через плоскость аналоговой земли, будет оказывать на систему
влияние, которое окажется неприемлемым. Здесь мы можем только попробовать
альтернативный способ заземления, который может обеспечить для данной си¬
стемы более высокие характеристики.

1092 Глава 12. Печатные платы
Рис. 12-58. Система, состоящая из нескольких печатных плат, при наличии достаточно
больших цифровых токов
Заключение: заземление устройств для работы
со смешанными сигналами, в которых протекают токи
большой величины, в системах, состоящих из
нескольких печатных плат
На рис. 12-58 показан альтернативный метод заземления для устройства, пред¬
назначенного для работы со смешанными сигналами, в котором имеются цифро¬
вые токи достаточно большой величины. Вывод AGND микросхемы, предназна¬
ченной для работы со смешанными сигналами, соединяется с плоскостью анало¬
говой земли, а вывод DGND — с плоскостью цифровой земли. Токи, протекаю¬
щие в цифровой части схемы, изолируются от аналоговой плоскости заземления.
Однако непосредственно между выводами AGND и DGND микросхемы будет
действовать шум, который имеется между аналоговой и цифровой плоскостями
заземления. Чтобы обеспечить успех применения данного метода, необходимо
обеспечить изоляцию аналоговой и цифровых частей в пределах устройства,
предназначенного для работы со смешанными сигналами. Шум, который при¬
сутствует между выводами AGND и DGND, не должен иметь слишком высокий
уровень, иначе может нарушаться устойчивость к воздействию шумов внутри
микросхемы или же будет нарушаться работа внутренних аналоговых схем.
На рис. 12-58 показано, что между аналоговой и цифровой плоскостью зазем¬
ления могут при необходимости устанавливаться (включенные антипараллельно)
диоды Шоттки или ферритовая бусина. Диоды Шоттки не позволяют возник¬
нуть между двумя плоскостями заземления большим перепадам постоянного или

12-3. Заземление 1093
низкочастотного напряжения. Если перепад напряжения непосредственно между
выводами AGND и DGND превышает уровень в 300 мВ, то это может привести
к повреждению микросхемы для работы со смешанными сигналами. Альтерна¬
тивным вариантом является использование вместо диодов Шоттки ферритовой
бусины, которая обеспечивает связь между двумя плоскостями заземления по по¬
стоянному напряжению, однако обеспечивает изоляцию при частотах выше не¬
скольких мегагерц, при которых ферритовая бусина становится резистивным
элементом. Такое решение позволяет защититься от возникновения между вы¬
водами AGND и DGND повышенного постоянного напряжения. Однако связь
по постоянному напряжению, которая создается при помощи ферритовой буси¬
ны, может приводить к возникновению в схеме заземления нежелательных петель
постоянного тока, и такое решение может оказаться неприемлемым в тех систе¬
мах, где требуется высокое разрешение.
Заземление цифровых процессоров обработки сигнала,
в которых используется встроенная схема ФАПЧ (PLL)
Подобно проблемам, которые возникают при использовании выводов AGND и
DGND в микросхемах, предназначенных для работы со смешанными сигналами,
аналогичные проблемы с заземлением возникают и для цифровых процессоров
обработки сигналов, которые используют встроенную схему ФАПЧ (например,
ADSP-21160 SHARC). Схема ФАПЧ, используемая в процессоре ADSP-21160,
позволяет пользователю устанавливать для внутренней тактовой частоты (ко¬
торая определяет интервал времени, в течение которого выполняются инструк¬
ции процессора) значения, которые в 2, 3 или в 4 раза превышают внешнюю
тактовую частоту CLKIN. Частота CLKIN определяет частоту, с которой ра¬
ботают синхронные внешние порты. Такая функция обеспечивает возможность
для использования внешних тактовых сигналов с достаточно низкой частотой,
однако при этом необходимо очень внимательно относиться к обеспечению со¬
единений с землей и питанием для встроенной схемы ФАПЧ (как это показано
на рис. 12-59).
Чтобы предотвратить воздействие внутри микросхемы цифровых токов на схе¬
му ФАПЧ, для подачи напряжения питания и соединения с землей для схемы
ФАПЧ используются специальные выводы, которые соответственно обознача¬
ются как AVdd и AGND. Напряжение, равное +2,5 В, подается с Vdd int на вы¬
вод AVdd при помощи фильтра (как это показано на рисунке). Благодаря этому
для схемы ФАПЧ обеспечивается питание, которое имеет достаточно низкий
уровень шумов. Вывод AGND, который относится к схеме ФАПЧ, должен со¬
единяться с цифровой плоскостью заземления с помощью проводника, который
должен иметь как можно меньшую длину. Между выводами AVdd и AGND дол¬
жен быть установлен развязочный конденсатор, для которого также должны
использоваться как можно более короткие дорожки на печатной плате.
Основные сведения по схемам заземления
Не существует такого метода заземления, который гарантировал бы оптималь¬
ную производительность в абсолютно всех случаях! В данном разделе мы рас-

1094 Глава 12. Печатные платы
смотрели различные способы решения данной проблемы, выбор которых опре¬
деляется характеристиками используемого устройства, предназначенного для
работы со смешанными сигналами. Однако перед тем как приступать к первона¬
чальному проектированию печатной платы, полезно рассмотреть все имеющиеся
возможности.
+3,3 В
Рис. 12-59. Схема заземле¬
ния для DSP, в которых ис¬
пользуется внутренняя схема
ФАПЧ
Абсолютно необходимо отвести, по крайней мере, один слой печатной платы
под слой земли! При первоначальном проектировании печатной платы необходи¬
мо обеспечить, чтобы плоскости аналоговой и цифровой земли не перекрывались
между собой, при этом необходимо предусмотреть возможность установки в не¬
скольких местах включенных антипараллельно диодов Шоттки или ферритовых
бусин, для чего следует создать отверстия и контактные площадки на печатной
плате. Также необходимо создать контактные площадки и отверстия, которые
позволяли бы при необходимости соединять между собой плоскости аналоговой
и цифровой земли при помощи джамперов или перемычек.
Выводы AGND, имеющиеся в устройствах для работы со смешанными сигна¬
лами, практически во всех случаях следует соединять с аналоговой плоскостью
заземления. Исключением из этого являются те процессоры цифровой обработ¬
ки сигналов, в которых используется встроенная схема ФАПЧ, примером может
служить ADSP-21160 SHARC. Вывод, который используется для заземления схе¬
мы ФАПЧ, обозначается как AGND, однако он должен соединяться непосред¬
ственно с плоскостью цифровой земли, которую использует DSP.
Заземление в высокочастотных системах
Слой на печатной плате, отведенный под плоскость заземления, часто считается
наилучшим решением в качестве пути возврата для токов, относящихся к пита¬
нию или различным сигналам, при этом он способен служить в качестве опорной
точки для преобразователей, источников опорного напряжения и других схем.
Однако даже использование плоскости заземления не гарантирует высоких ха¬
рактеристик при работе с сигналами переменного напряжения.

12-3. Заземление 1095
Сплошной слой заземления
на нижнем слое печатной платы
Схема
Рис. 12-60. Схема и топология печатной платы с источником тока, расположенным
на U-образной дорожке, и возврат тока на плоскость заземления
Показанная на рис. 12-60 простая схема использует двухслойную печатную
плату. Источники постоянного и переменного напряжения располагаются на
верхней поверхности платы. На верхней поверхности платы также имеется U-об-
разная дорожка, на одном конце которой расположено переходное отверстие 1
(via 1), а на другом конце этой дорожки располагается переходное отверстие 2
(via 2). Оба переходных отверстия соединяются со слоем заземления, который
располагается на нижнем слое печатной платы. В идеальном случае импеданс бу¬
дет равен нулю, а на источнике тока будет возникать падение напряжения,
равное нулю.
Данная схема не способна проиллюстрировать возникающие здесь особен¬
ности. Однако понимание того, каким образом ток протекает на плоскость
заземления через отверстия 1 и 2, позволяет осознать истинную картину и по¬
казывает, как можно избежать шумов в слое заземления в высокочастотных
схемах.
Постоянный ток протекает так, как это показано на рис. 12-61, — как и
можно было ожидать, он выбирает путь с наименьшим сопротивлением от пе¬
реходного отверстия 1 к переходному отверстию 2. Этот путь немного расши¬
ряется, однако при значительном удалении от этого пути ток практически не
протекает. В отличие от этого, переменный ток выбирает не путь с наименьшим
сопротивлением, а путь с наименьшим импедансом — и здесь уже необходимо
учитывать индуктивность.
Индуктивность пропорциональна площади контура, по которому протекает
ток, эта связь может быть проиллюстрирована при помощи правила правой ру¬
ки и магнитного поля, как это показано на рис. 12-62. Внутри данного контура
ток, протекая по каждой части этого контура, создает линии магнитного поля,
и вклад от каждого участка суммируется с вкладом от других участков. Все
происходит иначе вне контура — в этом случае вклад от различных частей не
суммируется, благодаря этому поле будет концентрироваться в пределах кон¬
тура. Индуктивность будет возрастать при увеличении размеров контура. Это
означает, что при постоянном уровне тока при увеличении размеров контура
будет увеличиваться запасенная в нем энергия магнитного поля (Li2), будет воз¬
растать импеданс (Хц = jL) — а это означает, что при заданной частоте будет
возрастать уровень создаваемого напряжения.

1096 Глава 12. Печатные платы
Переходное	Переходное
для вычисления
индуктивности
Рис. 12-61. Путь протекания постоянного тока для схемы, показанной на рис. 12-60
1	— внутри контура воздействие от двух проводов складывается
2	— вне контура воздействие от двух проводов нейтрализует друг друга
Рис. 12-62. Линии магнитного поля и индуктивный контур (правило правой руки)
По какому пути ток будет протекать в плоскости заземления? Естественно,
по пути с наименьшим импедансом. Рассматривая контур, который образован
U-образной дорожкой на печатной плате и слоем заземления, пренебрегаем со¬
противлением и получаем, что высокочастотный переменный ток будет проте¬
кать по пути с наименьшим импедансом, т. е. контур должен иметь как можно
меньшую площадь.
Из показанного здесь примера видно, что контур с наименьшей площадью
будет образован U-образной дорожкой на верхней части платы и расположенной
непосредственно под ним областью на нижнем слое заземления. На рис. 12-61
показан путь для постоянного тока, на рис. 12-63 показан путь, по которому

12-3. Заземление 1097
Плоскость заземления
располагается на нижней
стороне печатной платы
"Путь под проводящей дорожкой
на верхнем слое печатной платы
Рис. 12-63. Ток возврата для переменного тока без учета (слева) и с учетом (справа)
сопротивления, которым обладает плоскость заземления
на слое заземления протекает переменный ток, — видно, что здесь образуется
контур с наименьшей площадью, так как ток протекает непосредственно под
U-образной дорожкой, расположенной на верхнем слое печатной платы. В прак¬
тических условиях существующее у плоскости заземления сопротивление приво¬
дит к тому, что при низких и средних частотах ток будет протекать по такому
маршруту, который представляет собой нечто среднее между прямой линией и
линией, которая проходит под U-образной дорожкой на верхнем слое печатной
платы. Однако при частотах 1 -2 МГц ток возврата уже будет протекать по пути,
расположенному практически под дорожкой.
Следует очень осторожно использовать разрезы в слое
заземления
Если под проводящей дорожкой, расположенной на верхнем слое, будет сделан
вырез в плоскости заземления, то ток возврата вынужден будет протекать в об¬
ход такого выреза. В результате возрастают индуктивность и восприимчивость
к воздействию внешних полей. Эта ситуация иллюстрируется на рис. 12-64, где
пересекаются две проводящие дорожки А и В.
Вместо того, чтобы делать вырез в слое заземления для обеспечения трас¬
сировки по печатной плате двух пересекающихся проводящих дорожек, мы по¬
советовали бы с помощью провода перекинуть вторую дорожку как над первой
дорожкой, так и над слоем заземления. В этом случае слой заземления будет дей¬
ствовать в качестве экрана между двумя проводниками, по которым передаются
сигналы, а соответствующие этим проводникам токи возврата будут протекать
по плоскости заземления, и они не будут взаимодействовать между собой.
Если используется многослойная печатная плата, то можно сохранить целост¬
ность слоя заземления и организовать пересечение сигнальных дорожек без ис¬
пользования внешнего проводника. Хотя многослойные печатные платы по срав-
37—1277

1098 Глава 12. Печатные платы
Ток для сигнала,
передаваемого
по дорожке В
Ток возврата для В вынужден
протекать в обход выреза
в слое заземления, что
приводит к увеличению
индуктивности
Взгляд с той стороны печатной платы, на которой
располагаются дорожки для сигналов А и В
Токи возврата для сигналов А и В
могут взаимодействовать между собой
Вырез в плоскости заземления
Пересечение с дорожкой В
на слое заземления
Ток для сигнала,
передаваемого
по дорожке А
Ток возврата для А вынужден
протекать в обход выреза в
слое заземления, что
приводит к увеличению
индуктивности
Рис. 12-64. Разрыв в слое заземления увеличивает индуктивность схемы и повышает
восприимчивость к воздействию внешних полей
нению с простыми двухслойными платами обладают более высокой стоимостью
и для них сложнее диагностировать причины неисправности, они способны обес¬
печить намного более высокое качество экранирования и трассировки сигналов.
Основные принципы при этом остаются неизменными, однако значительно воз¬
растает число вариантов, которые доступны для разработчика.
Использование двусторонних или многослойных печатных плат, которые обла¬
дают, по крайней мере, одним сплошным слоем заземления, является одним из
наиболее успешных способов проектирования при разработке схем для работы
со смешанными сигналами, которые должны обладать высокими характеристи¬
ками. Обычно импеданс такого слоя заземления оказывается достаточно низким,
и этот слой можно будет использовать как единственный слой заземления — как
для аналоговой, так и для цифровой части схемы. Однако возможность такого
подхода зависит от требований к разрешению и полосе пропускания системы,
а также от уровня шумов в цифровой части схемы.
Ссылки: заземление
1.	А. Rich, «Shielding and Guarding», Analog Dialogue, Vol. 17, No. 1, 1983, p. 8.
2.	R. Morrison, Grounding and Shielding Techniques, 4th Edition, John
Wiley, Inc., New York, 1998, ISBN: 0471245186.

12-4■ Схемы развязки по питанию 1099
3.	Н. W. Ott, Noise Reduction Techniques in Electronic Systems, 2nd
Edition, John Wiley, Inc., New York, 1988, ISBN: 0-471-85068-3.
4.	P. Brokaw, «Ап IC Amplifier User’s Guide to Decoupling, Grounding and Mak¬
ing Things Go Right for a Change», Analog Devices AN202.
5.	P. Brokaw and J. Barrow, «Grounding for Low- and High-Frequency Circuits»,
Analog Devices AN345.
6.	J. Barrow, «Avoiding Ground Problems in High Speed Circuits», RF Design,
July 1989.
7.	В. I. Bleaney and B. Bleaney, Electricity and Magnetism, Oxford at the
Clarendon Press, 1957, pp. 23, 24, and 52.
8.	W. C. Rempfer, «Get all the Fast ADC Bits You Pay For»6 Electronic Design,
Special Analog Issue, June 24, 1996, p. 44.
9.	M. Sauerwald , «Keeping Analog Signals Pure in a Hostile Digital World», Elec¬
tronic Design, Special Analog Issue, June 24, 1996, p. 57.
10.	W. Kester and James Bryant, «Grounding in High Speed Systems», High Speed
Design Techniques, Analog Devices, 1996, Chapter 7, p. 7-27.
11.	H. W. Johnson and M. Graham, High-Speed Digital Design, PTR Prentice
Hall, 1993, ISBN: 0133957241.
12.	W. Kester, «А Grounding Philosophy for Mixed-Signal Systems», Electronic
Design Analog Applications Issue, June 23, 1997, p. 29.
13.	R. Morrison, Solving Interference Problems in Electronics, John Wiley,
New York, 1995.
14.	C. D. Motchenbacher and J. A. Connelly, Low Noise Electronic System
Design, John Wiley, New York, 1993.
15.	M. Montrose, EMC and the Printed Circuit Board, IEEE Press, New York,
1999, (IEEE Order Number PC5756).
Раздел 12-4
Схемы развязки по питанию
Во всех системах, от которых требуется высокая скорость или высокая точ¬
ность, необходимо соответствующим образом использовать развязку по пита¬
нию. В схемах развязки по питанию обычно должны использоваться конден¬
саторы с небольшой емкостью (порядка 0,01 — 0,1 мкФ). Также конденсато¬
ры должны обладать хорошими частотными характеристиками. Идеально для
этих целей подходят многослойные керамические конденсаторы в корпусе для

I 100 Глава 12. Печатные платы
поверхностного монтажа, и их основной задачей является шунтирование высо¬
кочастотных шумов, не позволяя этим шумам воздействовать на микросхему.
Это связано с тем, что коэффициент подавления шумов от источника питания
(PSRR) уменьшается с возрастанием частоты (см. рис. 12-65). На этом графике
в качестве примера рассматривается операционный усилитель, однако для всех
линейных микросхем и преобразователей график имеет схожую форму, и зна¬
чение PSRR ухудшается при увеличении частоты помехи. Важно не позволить
высокочастотным помехам воздействовать на микросхему, так как эти поме¬
хи могут проникать на выход (для линейной микросхемы) или же увеличивать
уровень шума (в случае преобразователей данных).
Рис. 12-65. Коэффициент по¬
давления помех от источника
питания (PSRR) на примере
AD8029
В дополнение к конденсаторам, которые обеспечивают защиту от высокоча¬
стотных помех, также следует в более умеренной степени использовать и элек¬
тролитические конденсаторы (10-100 мкФ). Эти конденсаторы не обязательно
устанавливать рядом с каждой микросхемой. Они используются как локальные
аккумуляторы заряда и обеспечивают мгновенные токи из локального источни¬
ка. В противном случае ток должен был бы поступать от основного источника
питания, который может располагаться на достаточно большом расстоянии.
В этом случае ток в значительной степени зависит от индуктивности и сопро¬
тивления дорожек на печатной плате.
Локальные схемы раз вязки/шунтирования для
высокочастотных сигналов
Итак, как уже говорилось, для каждой аналоговой схемы необходимо организо¬
вать локальную высокочастотную схему развязки по питанию. Такая развязка
должна быть создана непосредственно у тех выводов микросхемы, которые отве¬
чают за подачу питания, для всех имеющихся аналоговых схем. На рис. 12-66 ил¬
люстрируются способы организации развязки по питанию, при этом рис. 12-66 (А)

12-4- Схемы развязки по питанию 1101
Правильная схема
Неправильная схема
Могут также
/использоваться
/^ферритовые бусины
‘ Развязы¬
вающий Дорожка от
конденсатор источника
Развязывающий
конденсатор
Переходные
отверстия,
соединяющие со
Шслоем заземления
□ */
GND ZH®
(А)
Дорожка на
верхнем слое
печатной платы
Переходные
отверстия,
соединяющие со
слоем заземления
Рис. 12-66. Локальные высокочастотные фильтры для источников питания обеспечивают
оптимальное развязывание и фильтрацию за счет малой индуктивности (соединение
непосредственно со слоем заземления)
показывает правильную схему, а рис. 12-66 (В) — неправильную схему органи¬
зации развязки по питанию. Обычно используется керамический конденсатор
в корпусе для поверхностного монтажа (емкостью 0,1 мкФ), который соединя¬
ется с помощью переходного отверстия со слоем заземления, который занимает
противоположную сторону печатной платы (относительно слоя, где располага¬
ется микросхема), вывод GND микросхемы соединяется со слоем заземления
с помощью второго переходного отверстия. Второй пример (В) обладает тем
недостатком, что используется дополнительная дорожка для заземления конден¬
сатора, которая обладает некоторой индуктивностью и уменьшает эффектив¬
ность заземления.
Данный метод развязки по питанию подходит для источников питания с од¬
ной шиной, однако его можно достаточно легко перенести и на устройства с би¬
полярным питанием. Если необходимо выполнить развязку для операционного
усилителя, то вместо вывода GND мы будем иметь дело с выводом —Vs- В опе¬
рационных усилителях с биполярным питанием вывод GND не существует, и
две схемы развязки (для каждой шины питания) должны соединяться непосред¬
ственно с плоскостью заземления или же с какой-то локальной землей.
Все высокочастотные микросхемы (т.е. работающие с частотой до 10 МГц)
для обеспечения оптимальной производительности должны использовать схе¬
му развязки, аналогичную показанной на рис. 12-66. Применять операционные
усилители или другие высокопроизводительные микросхемы бессмысленно без
локальной развязки по питанию. Такая схема может и будет работать, если
отличается сверхмалым (микро-) потреблением и произведение коэффициента
усиления на полосу пропускания имеет значения порядка нескольких килогерц.
Однако следует всегда помнить о том, что два керамических конденсатора ем¬

I 102 Глава 12. Печатные платы
костью 0,1 мкФ, которые необходимы для организации развязки по питанию,
стоят менее 25 центов. Это не та цена, которой стоит пожертвовать в обмен
на возможные проблемы и возникновение неисправностей в системе, которые
возникают по причине отказа от схемы развязки по питанию!
В отличие от конденсаторов, использование ферритовых бусин не является
необходимым абсолютно во всех случаях. Однако использование ферритов обес¬
печивает такие крайне полезные преимущества, как защита от высокочастотных
шумов и развязка по питанию. Особенностью при использовании ферритов явля¬
ется то, что если операционный усилитель работает с достаточно большими
токами, то ферриты могут переходить в состояние насыщения.
Также заметим, что некоторые ферриты, еще до перехода в состояние на¬
сыщения, могут переходить в нелинейный режим — таким образом, если они
используются в составе силового каскада, от которого необходимо получить
низкий уровень искажений, то свойства феррита необходимо проверить в ла¬
бораторных условиях.
На рис. 12-67 показывается, какое влияние на характеристики нелинейно¬
го искажения может оказывать неправильная схема развязки по питанию. На
рис. 12-67 (А) показывается спектр сигнала для операционного усилителя AD9631,
который работает на нагрузку 100 Ом и для которого выполнена правильная
схема развязки по питанию (выходной сигнал имеет частоту 20 МГц и амплиту¬
ду 2Ѵр_р). Заметим, что 2-я гармоника имеет уровень примерно —70 дБн. Из
рис. 12-67 (В) видно, что если удалить схему развязки по питанию, то уровень
искажений увеличивается. Из рис. 12-67 (А) также можно заметить, что возника¬
ют радиочастотные паразитные наводки со стороны проводников, по которым
на операционный усилитель подается питание. В отличие от низкочастотных
усилителей, при высоких частотах большинство высокочастотных усилителей
обычно обладают достаточно скромным значением коэффициента подавления
помех со стороны источника питания (PSRR). Например, для AD9631 при ча¬
стоте 20 МГц коэффициент подавления помех со стороны источника питания
составляет менее 25 дБ.
Именно это является основной причиной ухудшения характеристик в тех
схемах, где используется неправильная схема развязки по питанию. Изменение
уровня выходного сигнала приводит к соответствующему изменению тока на¬
грузки, которое будет зависеть от значения уровня сигнала. Так как схема
развязки по питанию организована неправильно, то также возникает измене¬
ние уровня напряжения питания, т. е. при изменении уровня сигнала в выходном
сигнале будет возникать ошибка, которая проявляется в виде увеличения уровня
искажений.
Для высокоскоростных усилителей, таких как AD9631, неправильная схема
развязки также может оказывать значительное влияние на импульсный отклик.
На рис. 12-68 показывается импульсный отклик AD9631 при работе в нормаль¬
ных условиях, а также после того как с оценочной платы были удалены развязы¬
вающие конденсаторы. Видно, что при неправильной схеме развязки в импульс¬
ной характеристике возникают значительные колебания (ringing).

12-4■ Схемы развязки по питанию 1103
Правильная схема
развязки по питанию
(А)
Схема развязки
по питанию отсутствует
(В)
Вертикальная шкала: 10 дБ/деление, горизонтальная шкала: 10 МГц/деление
Рис. 12-67. Влияние схемы развязки по питанию на характеристики нелинейного искажения
для операционного усилителя AD9611
Вертикальная шкала: 100 мВ/деление
Горизонтальная шкала: 10 нс/деление
Рис. 12-68. Влияние неправильной схемы развязки по питанию на фазовый отклик
операционного усилителя AD9631
Переходные колебания («звон»)
Индуктивность, включенная последовательно или параллельно конденсатору, обра¬
зует колебательный контур (резонатор), основной особенностью которого явля¬
ется то, что ее импеданс сильно изменяется в пределах достаточно малого диа¬
пазона частот. То, насколько велико изменение импеданса, зависит от относи¬
тельного значения Q резонансной схемы. Этот эффект часто используется для
определения частотного отклика схемы в узком диапазоне частот, однако также
он может служить причиной определенных проблем.
Если паразитная индуктивность и емкость (которая может являться как па¬
разитной, так и относиться к какому-либо компоненту) в электронном устрой¬
стве образуют резонансную схему, то под влиянием сигналов такая схема может
возбуждаться, в результате будет возникать «звон» на резонансной частоте.
Схема развязки по
питанию отсутствует
Правильная схема
развязки по питанию

1104 Глава 12. Печатные платы
1C U
т
5
Сі
0,1 мкФ
1 +VS
JYW	О
1 цН
(А)
Резонансная частота для эквивалентной
схемы развязки по питанию равна:
f. 1
2п J LC
(В)
Небольшое сопротивление,
расположенное вблизи
вывода микросхемы, позволяет
уменьшить добротность Q
Рис. 12-69. Резонансная цепь, которая образуется в схеме развязки по питанию
Примером может служить схема, показанная на рис. 12-69, где резонансная
схема образуется благодаря индуктивности линии, по которой подается пита¬
ние, и емкости конденсатора, который используется в схеме развязки. Такая
резонансная схема может возбуждаться при быстром изменении тока питания,
который потребляется микросхемой.
При индуктивности, характерной для дорожек на печатной плате, обычно
используемых в схемах развязки по питанию конденсаторах (с емкостью 0,01-
ОД мкФ), резонансная частота для такой схемы будет превышать несколько
мегагерц. Например, если используется конденсатор емкостью 0,1 мкФ, а ин¬
дуктивность равна 1 мкГн, то резонансная частота будет равна 500 кГц. Как
показано на рис. 12-69 (А), это может приводить к достаточно серьезным пробле¬
мам. Если возникает подобный резонанс в схеме питания, то его можно подавить
с помощью уменьшения коэффициента добротности Q. Как показано на рис. 12-
69 (В), это можно сделать, установив поблизости от микросхемы небольшое
сопротивление (приблизительно 10 Ом) в линии питания.
Ссылки по теме: развязка по питанию
1.	Р. Brokaw, «Ап ІС Amplifier User’s Guide to Decoupling, Grounding and Mak¬
ing Things Go Right for a Change», Analog Devices AN202.
2.	H. W. Ott, Noise Reduction Techniques in Electronic Systems, 2nd
Edition, John Wiley, Inc., New York, 1988, ISBN: 0-471-85068-3.
3.	M. Sauerwald, «Keeping Analog Signals Pure in a Hostile Digital World», Elec¬
tronic Design, Special Analog Issue, June 24, 1996, p. 57.
4.	J. Grame and B. Baker, «Design Equations Help Optimize Supply Bypassing for
Op Amps», Electronic Design, Special Analog Issue, June 24, 1996, p. 9.
5.	J. Grame and B. Baker, «Fast Op Amps Demand More Than a Single-Capacitor
Bypass», Electronic Design, Special Analog Issue, November 18,1996, p. 9.
6.	J. S. Pattavina, «Bypassing PC Boards: Thumb Your Nose at Rules of Thumb»,
EDN, October 22, 1998, p. 149.

12-5. Управление температурными режимами 1105
7.	С. D. Motchenbacher and J. A. Connelly, Low Noise Electronic System
Design, John Wiley, New York, 1993.
8.	W. Jung, W. Kester and B. Chesnut, «Power Supply Noise Reduction and
Filtering», portion of Section 8 within W. Kester, Editor, Practical Design
Techniques for Power and Thermal Management, Analog Devices, Inc.,
1998, ISBN 0-916550-19-2.
Раздел 12-5
Управление температурными режимами
Для повышения надежности систем, которые рассеивают достаточно большое
количество энергии, все чаще возникает необходимость реализовывать упра¬
вление температурными режимами. Для всех полупроводниковых компонентов
существует некий верхний предел для температуры, при которой может нахо¬
диться рабочий переход, — обычно это значение равно 150 °С (иногда 175 °С).
Подобно максимальному допустимому напряжению питания максимальная тем¬
пература рабочего перехода является предельно допустимой температурой, ко¬
торую ни в коем случае нельзя превышать. Также разработчик должен предусмо¬
треть некоторый запас безопасности. Это имеет критически важное значение,
так как срок службы полупроводниковых компонентов обратно пропорционален
температуре перехода, при которой они работают. Просто руководствуйтесь
правилом: чем ниже температура микросхемы, тем дольше она прослужит.
Ограничения на мощность и рабочую температуру являются одними из основ¬
ных параметров микросхемы, это можно понять из фрагмента типичного тех¬
нического описания для полупроводникового компонента, который показан на
рис. 12-70. В данном случае речь идет о микросхеме AD8017AR в корпусе SOIC
с 8 выводами.
Максимальная мощность, которая может рассеиваться на AD8017, огра¬
ничивается повышением температуры рабочего перехода. Максимальная
безопасная температура перехода для компонентов в пластиковом корпусе
определяется температурой стеклования для используемого пластика, ко¬
торая примерно равна +150 °С. Если на некоторое время превысить эту
температуру, то могут измениться рабочие параметры микросхемы, что
связано с изменением распределения напряжений в корпусе устройства и их
воздействием на подложку микросхемы. Если в течение достаточно долгого
промежутка времени микросхема работает при температуре более +175 °С,
то это может привести к ее повреждению.
Рис. 12-70. Данные о максимальной рассеиваемой мощности для AD8071AR (компания ADI),
которая использует корпус SOIC с улучшенными тепловыми характеристиками
Эти требования тесно связаны с такими условиями работы микросхемы, как
рассеиваемая мощность и способы установки корпуса микросхемы на печатную
плату. Для AD8017AR номинальная рассеиваемая мощность составляет 1,3 Вт
при температуре 25 °С. При этом предполагается, что микросхема (корпус SOIC
с 8 выводами) установлена на двухслойной печатной плате, на которой имеется

1 106 Глава 12. Печатные платы
площадка для теплоотвода площадью примерно 4 квадратных дюйма (примерно
2500 кв.мм), используется слой меди толщиной 2 унции. Если устройство ис¬
пользуется при других условиях, то требования к безопасной работе должны
изменяться, о чем мы и поговорим далее.
Основы управления температурными режимами
Для обозначения теплового сопротивления обычно используется символ Ѳ. Те¬
пловое сопротивление выражается в градусах Цельсия на Ватт (°С/Вт). Если не
оговорено иное, то этот параметр показывает тепловое сопротивление от рабо¬
чего перехода микросхемы, который находится при повышенной температуре,
в окружающий воздух. Часто также используется обозначение Ѳ]\ — тепло¬
вое сопротивление между рабочим переходом и окружающим воздухом (thermal
resistance, junction-to-ambient). Также могут использоваться еще два варианта
теплового сопротивления #ja — #jc и Оса-, которые мы рассмотрим далее в дан¬
ной главе.
Если микросхема обладает тепловым сопротивлением Ѳ, равным 100 °С/Вт,
то это означает, что при рассеиваемой мощности в 1 Вт между двумя точками,
которые будут использоваться для измерений, возникнет разность температур
в 100 °С. Заметим, что между рассеиваемой мощностью и разностью темпера¬
тур существует линейная зависимость и рассеиваемая мощность в 1 Вт приводит
к возникновению разности температур в 100 °С (при изменении уровня рассе¬
иваемой мощности будет изменяться и разность температур). Если вновь рас¬
смотреть AD8017AR, то для этой микросхемы значение Ѳ составляет примерно
95 °С/Вт, и если на микросхеме рассеивается мощность в 1,3 Вт, то разность
температур между рабочим переходом и температурой окружающего воздуха
составит приблизительно 124 °С. Возникшая разность температур затем исполь¬
зуется для того, чтобы оценить температуру внутри микросхемы, которая и
определяет тепловую надежность микросхемы. Если температура окружающе¬
го воздуха составляет 25 °С, то температура внутреннего рабочего перехода
микросхемы составит примерно 150 °С. В действительности температура воз¬
духа может превышать 25 °С, и необходимо, чтобы на микросхеме рассеивалась
меньшая мощность.
Если известна рассеиваемая мощность Р (выраженная в ваттах), то можно
вычислить эффективную разность температур ДТ (°С) с помощью следующей
формулы:
ДТ = Р х Ѳ,	(12-16)
где Ѳ — полное тепловое сопротивление для данной системы.
На рис. 12-71 в схематическом виде показаны основные соотношения, кото¬
рые связаны с тепловым сопротивлением.
Заметим, что включенные последовательно сопротивления (на рисунке два
таких сопротивления показаны в правой его части) служат для представления
полного теплового сопротивления, которое может существовать на пути распро¬
странения тепла для данного компонента. Таким образом, полное тепловое со¬
противление 0ja рассчитывается как сумма отдельных тепловых сопротивлений:
#ja = 0,]с + Оса • Если известны значения температуры окружающей среды Т,

12-5. Управление температурными режимами 1107
•	Ѳ = тепловое сопротивление (°С/Вт)
•	Р = полная мощность, рассеиваемая на данном устройстве (Вт)
•	Т = температура (°С)
•	ДТ = разность температур = Р*Ѳ
•	eJA = тепловое сопротивление между рабочим переходом и
окружающим воздухом
•	Ojc = тепловое сопротивление между рабочим переходом и
корпусом микросхемы
•	ѳСА = тепловое сопротивление между корпусом микросхемы и
окружающим воздухом
•	0JA = 0JC + ѲСА
•	Tj = Тд + (Р X 0JA)
Примечание: TJ(Max)= 150°С (в некоторых случаях - 175°С)
Рис. 12-71. Основные соотношения, связанные с тепловым сопротивлением
рассеиваемой мощности Р и теплового сопротивления Ѳ, то можно вычислить
температуру Tj для рабочего перехода. Как видно из уравнения, для того что¬
бы обеспечить низкую температуру Tj, необходимо поддерживать на низком
уровне тепловое сопротивление Ѳ или же на компоненте должна рассеиваться
малая мощность. Снижение температуры компонента является одним из основ¬
ных факторов, который позволяет увеличить срок службы полупроводниковых
компонентов, так как это снижает максимальную температуру рабочего перехода.
Для микросхем одной из точек, где измеряется значение температуры, всегда
будет являться рабочий переход, так как он всегда будет иметь самую высо¬
кую температуру (рассматривается полупроводниковая микросхема в корпусе
определенного типа). Другим важным параметром является Тс — температура
корпуса микросхемы, или Та — температура окружающего воздуха. Исходя из
этих определений и получают соответственно тепловые сопротивления 9jc и 0ja-
Сначала рассмотрим наиболее простой вариант Ѳ,]&, т.е. тепловое сопротивле¬
ние при измерении между рабочим переходом и окружающим воздухом. Этот
параметр в основном применяется к микросхемам достаточно малых разме¬
ров, которые отличаются малым уровнем рассеиваемой мощности — например,
операционные усилители, для которых рассеиваемая мощность не превышает
1 Вт. Для типичных операционных усилителей или микросхем аналогичного ти¬
па тепловое сопротивление 0ja будет равно 90-100 °С/Вт при использовании
пластикового DIP-корпуса с 8 выводами, при использовании корпусов SOIC те¬
пловое сопротивление может улучшаться.
Необходимо четко понимать, что значение теплового сопротивления в зна¬
чительной степени зависит от типа корпуса микросхемы, так как различные
материалы обладают различным тепловым сопротивлением. На практике при¬
нято сравнивать тепловое сопротивление с электрическим сопротивлением, т. е.
лучшими характеристиками обладает медь, затем следуют алюминий, сталь и
так далее. Итак, наименьшего теплового сопротивления можно добиться, если
использовать в микросхемах выводные рамки, изготовленные из меди.
Тд • Окружающий воздух
(> ѲСА
ТСм Корпус
> ѳзс
Tj і Рабочий переход

I 108 Глава 12. Печатные платы
Теплоотвод
Согласно своему определению теплоотвод представляет собой устройство с ма¬
лым тепловым сопротивлением, которое устанавливается на микросхему с целью
улучшить условия для отвода рассеиваемого тепла. Теплоотвод характеризует¬
ся собственным тепловым сопротивлением Ѳса, которое выражается в °С/Вт.
Однако большинство современных микросхем не предусматривают специальных
возможностей для установки теплоотвода, исключением являются уже устарев¬
шие корпуса ТО-99 с металлической контактной поверхностью.
Если для микросхемы предусмотрена возможность установки теплоотвода,
то это можно заметить по тому, что тепловое сопротивление 0jc будет иметь
значение, значительно меньшее теплового сопротивления Ѳ,і\. В этом случае
при определении полного теплового сопротивления Ѳ необходимо учитывать не
только один компонент. Тепловые импедансы различных компонентов просто
складываются, что значительно упрощает вычисления. Например, если необхо¬
димо получить чистое значение для #ja при известном значении Ѳзс, то к этому
тепловому сопротивлению следует просто добавить тепловое сопротивление те¬
плоотвода Ѳса ■
Ѳза = Ojc + Ѳса	(12-17)
и мы получим значение Ѳ,і\ для данной конфигурации.
Однако обычно для современных операционных усилителей не предполагает¬
ся использование широкодоступных компонентов для организации теплоотвода.
Если на микросхеме должна рассеиваться достаточно большая мощность, напри¬
мер, более 1 Вт, то для теплоотвода используются дорожки на печатной плате,
которые должны обладать малым тепловым сопротивлением. В этом случае про¬
изводителем могут приводиться данные по граничным условиям для заданной
топологии печатной платы, а также указываться значение Ѳза для этой кон¬
фигурации. Как уже говорилось ранее, именно в таком виде предоставляется
информация для микросхемы AD8017AR. Используя эти данные, можно полу¬
чить тепловые характеристики для данной конфигурации, как это показано
на рис. 12-72. В данном случае рассматривается микросхема AD8017AR, которая
располагается на тепловой площадке площадью примерно 4 квадратных дюйма
(двухслойная печатная плата, толщина слоя меди составляет 2 унции на кв. фут,
т. е. 72 мкм).
На данном рисунке показывается максимальный допустимый уровень рассе¬
иваемой мощности в зависимости от температуры окружающего воздуха для
AD8017 для максимальной допустимой температуры рабочего перехода, равной
150 °С или 125 °С. Подобные графики часто называют кривыми ухудшения пара¬
метров (derating curve), так как с ростом температуры снижается максимально
допустимая рассеиваемая мощность для микросхемы.
В микросхеме AD8017AR используется разработанная компанией ADI техно¬
логия Thermal Coastline, которая позволяет повысить уровень рассеиваемой мощ¬
ности без увеличения размеров корпуса SO-8. Если рассматривать температуру
перехода ТЛ(МдХ), равную 150 °С, то с помощью верхней кривой можно получить
максимальную рассеиваемую мощность при 25 °С — она равна 1,3 Вт. Если
использовать более консервативное значение температуры перехода (125 °С),
то следует использовать нижнюю кривую.

12-5. Управление температурными режимами I I 09
Рис. 12-72. Зависимость рас¬
сеиваемой мощности от тем¬
пературы окружающего возду¬
ха для операционного усилителя
AD8017AR
Температура окружающего воздуха (°С)
На рис. 12-73 показаны результаты сравнения характеристик стандартного
корпуса SOIC с 8 выводами и характеристик корпуса, который использует тех¬
нологию Thermal Coastline. Видно, что при температуре 25 °С корпус Thermal
Coastline обеспечивает рассеиваемую мощность в 1,3 Вт, тогда как стандартный
корпус позволяет рассеивать всего лишь 0,8 Вт. Технология Thermal Coastline
облегчает отвод рассеиваемого тепла, что выражается в пониженном значении
теплового сопротивления Ѳ,\ д для данного корпуса.
Рис. 12-73. Зависимость максимальной рассеиваемой мощности для стандартного корпуса
SOIC с 8 выводами (нижняя линия) и для корпуса, использующего технологию Thermal
Coastline от компании ADI (верхняя линия)
Можно добиться еще более высокого уровня рассеиваемой мощности за счет
использования типов корпусов, которые лучше передают тепло от микросхемы
к печатной плате. В качестве примера можно привести микросхему AD8016,

I 10 Глава 12. Печатные платы
которая выпускается в двух корпусах, один из которых при температуре 25 °С
может рассеивать 5,5 Вт, второй — 3,5 Вт (см. рис. 12-73).
Если рассматривать корпус с более высокой рассеиваемой мощностью, то для
AD8016ARP используется корпус PSOP3, который при использовании тепловой
площадки площадью 10 кв. дюймов (толщина слоя меди 1 унция на кв. фут, т. е.
36 мкм) при температуре окружающего воздуха 70 ° С может рассеиваться до 3
Вт (верхняя кривая). Тепловое сопротивление Ѳ будет равно 18 °С/Вт, при этом
предполагается, что максимальная температура рабочего перехода составляет
125 °С (см. рис. 12-74).
ш
3
о
2
о:
го
а>
го
со
о
го
CL
-О
Ц
ГО
5
S
о
Температура окружающего воздуха (°С)
Рис. 12-74. Зависимость макси¬
мальной рассеиваемой мощности
для микросхемы AD8016 в корпу¬
се BATWING (нижний график) и
в корпусе PSOP3 (верхний гра¬
фик), максимальная температура
рабочего перехода предполагается
равной 125 °С
Причина, по которой микросхема AD8016 в корпусе PSOP3 оказывается спо¬
собной рассеивать большую мощность, связана с использованием медной по¬
верхности достаточно большой площади. Внутри корпуса подложка микросхемы
непосредственно соприкасается с этой медной поверхностью, а в нижней части
корпуса данная поверхность является открытой, как это показано на рис. 12-75.
Предполагается, что эта открытая поверхность будет припаиваться непосред¬
ственно к слою меди на печатной плате, обеспечивая улучшенные условия для
отвода тепла.
1.	Чтобы обеспечить надежный теплоотвод, который отличается малым те¬
пловым сопротивлением, при использовании операционных усилителей не¬
обходимо помнить о следующих правилах.
2.	Для организации теплоотвода на печатной плате используйте области, за¬
литые медью, с достаточно большой площадью — если только это не ска¬
зывается на общей эффективности системы.
3.	Выполняя требования пункта 1), используйте дополнительные слои на пе¬
чатной плате в качестве теплоотвода, соединяя их с помощью достаточно
большого количества переходных отверстий.

12-5. Управление температурными режимами 1111
4.	Используйте медное покрытие достаточно большой толщины (желательно
2 унции и больше на кв. фут, т. е. 72 мкм и выше).
5.	В системе должны быть предусмотрены вентиляционные отверстия для
входа и выхода воздуха, благодаря этому обеспечивается конвективный
отвод тепла от разогретых частей печатной платы.
6.	Нагретые поверхности должны располагаться вертикально, благодаря это¬
му отводится тепло при помощи конвекционных потоков воздуха.
7.	При использовании прецизионных операционных усилителей следует рас¬
смотреть возможность использования внешних дополнительных буферов.
8.	Если в ограниченном пространстве должна рассеиваться мощность в не¬
сколько ватт, то следует рассмотреть возможность принудительной венти¬
ляции.
9.	Поверхности на печатной плате, которые используются для теплоотвода,
не следует закрывать паяльной маской.
10.	Не следует подавать на микросхемы, используемые в схеме питания, слиш¬
ком высокие входные напряжения.
Рис. 12-75. Вид снизу на микросхему AD8016
(корпус PSOP3 с 20 выводами): видна от¬
крытая медная поверхность, которая позво¬
ляет улучшить отвод тепла (заштрихованная
область в центре)
т
0,2441 (6.20)
0,2283 (5.80)
Для каждого из корпусов, которые используются для микросхемы AD8016,
приводятся характеристики как для неподвижного воздуха, так и для пото¬
ка воздуха, однако вся информация по температурным режимам относится к
неподвижному воздуху. Таким образом, организация дополнительного обдува
позволяет понизить тепловое сопротивление компонентов (см. ссылку [2]).
По большей части все эти рекомендации являются достаточно очевидными.
Однако некоторые пояснения могут потребоваться для пункта 9. Если в при¬
ложении используется достаточно умеренный диапазон напряжений (например,
в стандартных видеоприложениях используется перепад напряжений 2 В), то на
такие устройства можно подавать напряжение питания в достаточно широком
диапазоне. Однако использование для операционных усилителей повышенных
напряжений питания приводит к увеличению рассеиваемой мощности, даже не¬
смотря на то что мощность на нагрузке остается неизменной (см. рис. 12-76).

I 12 Глава 12. Печатные платы
±VS(V)
Рис. 12-76. Мощность, рассеиваемая на операционном усилителе, который используется
в качестве драйвера видеосигнала с малым размахом напряжения, будет изменяться
в зависимости от напряжения питания
В подобных случаях, если только это не приводит к возрастанию искажений,
целесообразно использовать для микросхемы не напряжение питания ±15 В, а на¬
пряжение питания ±5 В. В данном примере рассматривался сигнал с постоянным
уровнем, который обычно нагружает драйвер в большей степени (по мощно¬
сти) по сравнению с синусоидальным сигналом или с сигналом, который имеет
шумоподобную форму (например, сигналы DMT — дискретной многотоновой
модуляции, см. ссылку [2]). Однако и к переменным сигналам относится ука¬
занный общий принцип — операционный усилитель будет рассеивать высокую
мощность при большом токе на нагрузке и при малом напряжении.
Сегодня существует достаточно много возможностей, которые позволяют
рассеивать высокую мощность с помощью корпусов с улучшенными характе¬
ристиками, которые уже описывались на примере микросхем AD8016 и AD8107.
Однако все большее распространение получает противоположная тенденция, ко¬
торая выражается в использовании корпусов меньших размеров. Безусловно,
использование для современных микросхем более компактных корпусов значи¬
тельно ухудшает их тепловые характеристики. Однако необходимо помнить о
том, что это делается для уменьшения размеров операционных усилителей и по¬
зволяет обеспечить более высокую плотность расположения компонентов на пе¬
чатной плате.
Эти тенденции иллюстрируются на примере температурных характеристик
семейств одноканальных/двухканальных операционных усилителей AD8057 и
AD8058 (см. рис. 12-77). Операционные усилители AD8057 и AD8058 поставляют¬
ся в трех различных корпусах: SOT-23-5, в корпусе /xSOIC с 8 выводами, а также
в стандартном корпусе SOIC.
Как видно из рисунка, по мере уменьшения размеров корпуса микросхемы
уменьшаются возможности для отвода рассеиваемой мощности. Так как в по-

12-5. Управление температурными режимами 1113
добных компактных корпусах отведение тепла в основном обеспечивается за
счет выводной рамки, то температурные характеристики достаточно ограниче¬
ны. Для указанных выше корпусов значение #ja равно соответственно 240, 200 и
160 °С/Вт. Заметим, что эти характеристики в основном относятся не к самим
микросхемам, а корпусам указанных типов. Другие микросхемы, использующие
данные корпуса, будут обладать примерно такими же характеристиками.
Рис. 12-77. Сравнение
температурных харак¬
теристик для различ¬
ных типов корпусов,
в которых выпускает¬
ся операционный уси¬
литель AD8057/58
Температура окружающего воздуха (°С)
Температурные характеристики преобразователей
данных
На первый взгляд кажется очевидным, что рассеиваемая АЦП или ЦАП мощ¬
ность будет оставаться постоянной при заданном напряжении питания. Одна¬
ко для многих преобразователей данных, особенно использующих технологию
CMOS, рассеиваемая мощность в значительной степени зависит не только от
нагрузки на выходах микросхемы, но также и от частоты дискретизации. Так
как современные высокоскоростные преобразователи данных способны при са¬
мых неблагоприятных рабочих условиях рассеивать мощность от 1,5 до 2 Вт,
эти особенности необходимо учитывать для того, чтобы обеспечить правильную
установку корпуса на печатной плате, которая позволит поддерживать прием¬
лемую температуру рабочего перехода при максимальной температуре, которая
допускается для данного устройства.
Ранее в данной главе, при обсуждении методов заземления, уже говорилось
о том, что цифровые выходы высокопроизводительных АЦП нагружены на ем¬
кость 5-10 пФ. Поэтому (особенно это относится к компонентам с параллельны¬
ми выходами) их необходимо слегка демпфировать резисторами с целью пода¬
вления переходных цифровых токов, которые способны ухудшать такие харак¬
теристики преобразователя, как SNR и SFDR. Даже при такой незначительной

1114 Глава 12. Печатные платы
нагрузке для большинства АЦП, использующих технологии CMOS или BiCMOS,
рассеиваемая мощность будет зависеть от частоты дискретизации и в некоторых
случаях от частоты и амплитуды входного аналогового сигнала.
Например, на рис. 12-78 показывается зависимость рассеиваемой мощности
от частоты для аналого-цифрового преобразователя AD9245 (80 MSPS, 14 разря¬
дов, питание 3,3 В) при этом частота аналогового входного сигнала составляет
2,5	МГц, а к выходам данных АЦП подключена нагрузка в 5 пФ. На рисунке
показаны токи питания для аналоговой и цифровой части АЦП, а также полная
рассеиваемая мощность. Заметим, что при изменении частоты дискретизации
от 10 до 80 MSPS полная рассеиваемая мощность изменяется в диапазоне от 310
до 380 мВт.
Микросхема AD9245 выпускается в корпусе chip-scale с 32 выводами (см.
рис. 12-79). Также показан вид снизу, где сразу заметна тепловая площадка, ко¬
торая должна припаиваться к плоскости земли на печатной плате, обеспечивая
оптимальные условия для отвода рассеиваемого тепла. При самых неблагопри¬
ятных условиях для данного корпуса тепловое сопротивление между рабочим
переходом и окружающей средой (Oja) определяется как 32,5 °С/Вт, отсюда
вычисляем, что при рассеиваемой мощности в 380 мВт температура рабочего пе¬
рехода будет превышать температуру окружающей среды на 32,5° х 0,38 = 12,3°.
Максимальная температура, при которой может работать данная микросхема,
составляет +85 °С, в этом случае температура рабочего перехода будет равна
85 + 12,3 = 97,3 °С.
10	20	30	40	50	60	70	80
Частота дискретизации (MSPS)
140
--120
--100
40
20
90	100
Рис. 12-78. Зависимость рассеиваемой мощности от частоты дискретизации для АЦП
AD9245 (80 MSPS, 14 разрядов, напряжение питания 3 В), при частоте входного сигнала
2,5 МГц и нагрузке в 5 пФ для цифровых выходов АЦП
Микросхема AD9430 представляет собой высокопроизводительный АЦП, из¬
готовленный по технологии BiCMOS, который обладает следующими характери¬
стиками: 12 разрядов, частота 170/210 MSPS, напряжение питания 3 В. Для вы-

12-5. Управление температурными режимами 1115
—►	«— 0,60 шах
0,60 max —
Индикатор
контакта
Площадка
припаивается
к печатной
плате
(если возможно)
Вид снизу		 3,10 SQ
	1	WI.r.WJ			 1 w
Т 1=1	^
1	I—
3,50
REF
0JA = 32,5°С/Вт, согласно EIA/DESD51-1, без вентиляции
Рис. 12-79. Микросхема AD9245 в безвыводном корпусе Chip-Scale (LFCSP), вид снизу
ходов АЦП могут использоваться два режима: двухканальный АЦП с частотой
105 MSPS с демультиплексированными CMOS-выходами или работа с частотой
210 MSPS, при этом для выходов используется интерфейс LVDS. Зависимость
рассеиваемой мощности от частоты дискретизации показана на рис. 12-80. Так¬
же показаны токи потребления аналоговой и цифровой части для режимов CMOS
и LVDS при частоте аналогового входного сигнала, равной 10,3 МГц. Заметим,
что при использовании интерфейса LVDS и частоте дискретизации 210 MSPS
полный ток потребления будет равен приблизительно 455 мА, что приводит к
полной рассеиваемой мощности в 1,5 Вт.
Микросхема AD9430 поставляется в корпусе TQFP/EP с 100 выводами, в ниж¬
ней части которого имеется тепловая площадка (см. рис. 12-81). Эта площадка
должна соединяться с плоскостью заземления и припаивается к залитой медью
площадке на печатной плате. Если площадка корпуса микросхемы припаяна к
слою заземления на печатной плате, то при отсутствии вентиляции тепловое со¬
противление 0jA будет равно 25 °С/Вт. Это означает, что если на микросхеме
рассеивается мощность в 1,5 Вт, то рабочий переход будет иметь температуру,
которая на 25 х 1,5 = 37,5 °С превышает температуру окружающего воздуха:
Максимальная рабочая температура для данного компонента составляет +85 °С,
в этих условиях рабочий переход будет иметь температуру 85 + 37,5 = 122,5 °С.
Микросхема AD6645 представляет собой высокопроизводительный АЦП, ко¬
торый имеет разрядность 14 бит и частоту дискретизации 80/105 MSPS и из¬
готавливается по высокоскоростному комплементарному биполярному техноло¬
гическому процессу XFCB. АЦП обеспечивает высокие значения SFDR (89 dBc)
и SNR (75 dB). В данном случае рассеиваемая мощность незначительно зависит
от частоты дискретизации, максимальная рассеиваемая мощность для данной
микросхемы равна 1,75 Вт. Микросхема выпускается в корпусе PowerQuad 4® с

I 16 Глава 12. Печатные платы
100	120	140	160	180	200	220	240
90
80
70
60
50
40
30
20
10
0
<
2
га
о.
га
га
4
р
а
0
га
о.
Частота дискретизации (MSPS)
Полный ток потребления при 210 MSPS в режиме LVDS = 55мА+400мА=455 тА
Полная рассеиваемая мощность = 3,3 В х 455 мА=1,5 Вт
Рис. 12-80. Зависимость тока потребления AD9430 (12 разрядов, 170/210 MSPS) от частоты
дискретизации для входного сигнала с частотой 10,3 МГц
52 выводами, который обладает улучшенными тепловыми характеристиками и
использует специальную площадку для теплоотвода (см. рис. 12-82).
Рекомендуется припаивать центральную площадку к залитой медью поверх¬
ности на печатной плате, соединенной с землей, благодаря этому тепловое со¬
противление корпуса #ja будет уменьшено до 23 °С/Вт (без вентиляции). Если
на микросхеме рассеивается мощность в 1,75 Вт, то рабочий переход будет иметь
температуру, которая на 23 х 1,75 = 40,3 °С превышает температуру окружа¬
ющего воздуха. Максимальная рабочая температура для данного компонента
составляет +85 °С, в этих условиях рабочий переход будет иметь температуру
85 + 40,3 = 125,3 °С. Если использовать принудительный поток воздуха с расхо¬
дом 200 LFPM, то тепловое сопротивление уменьшается до 17 °С/Вт, благодаря
этому повышение температуры рабочего перехода уменьшается до 30 °С, что со¬
ответствует 115 °С при максимально допустимой рабочей температуре, равной
+85 °С.
У высокоскоростных CMOS цифро-аналоговых преобразователей (например,
семейство TxDAC®) и микросхем DDS (например, семейство AD985x) рассеива¬
емая мощность также зависит от используемых тактовых частот. Например, у
интерполирующего двухканального ЦАП AD9777 (16 разрядов, 160 MSPS) рассе¬
иваемая мощность зависит от тактовой частоты, от частоты выходного сигнала
и от того, используются ли схема PLL и функции модуляции.

12-5. Управление температурными режимами
16,00 SQ
76HHHHHRHHHRHHHHHHHHRHHHHRR юо
Медная площадка — по возможности
должна припаиваться
к поверхности заземления
Без вентиляции: 0JA= 25°С/Вт Нс
(площадка не припаивается),
0ja= 32 °С/Вт (припаивается)
Для AD9430 рассеиваемая
мощность в режиме LVDS
при тактовой частоте
210 MSPS составляет 1,5 Вт
1
1
1
1
1
1
і
1
1
i
1
Проводящий
теплоотвод
L	6,50  J
Г NOM П
Рис. 12-81. Микросхема AD9430 в корпусе e-PAD TQFP с 100 выводами
2,65 (0,104) p|_Qg\
2,50 (0,098)
2,35 (0,093)
Медная площадка; по возможности
должна припаиваться к
поверхности заземления
Без вентиляции
Oja = 23°С/Вт
(площадка не припаивается)
Oja = 30°С/Вт (припаивается)
Для AD9430 максимальная
рассеиваемая мощность
составляет 1,75 Вт
271
2,35 (0,093)
2,20 (0,087) (4 PLCS)
2,05 (0,081)
Открытая
площадка для
теплоотвода
_J13
6,00 (0,236)
5,90 (0,232) -
5,80 (0,228)
6,00 (0,236)
5,90 (0,232)
5,80 (0,228)
Рис. 12-82. Микросхема AD6645 в корпусе LQFP-ED с 52 выводами, который отличается
улучшенными тепловыми характеристиками (вид снизу)
При напряжении питания 3,3 В рассеиваемая мощность может изменяться
от 380 мВт (foAC = ЮО MSPS, fouT = 1 МГц, интерполяция и модуляция не
используются) до 1,75 Вт (foAC — 400 MSPS, fDATA — 50 МГц, модуляция fc/2,

1118 Глава 12. Печатные платы
включена схема PLL). Другие компоненты данного семейства, а также анало¬
гичные микросхемы также поставляются в корпусах с улучшенными тепловыми
характеристиками и используют открытую медную площадку, которая должна
припаиваться к медной поверхности на печатной плате, соединенной со слоем
заземления.
В данном разделе мы не рассматривали для операционных усилителей и пре¬
образователей данных решения, основанные на внешних радиаторах, которые
крепятся с помощью защелок или винтов. Также мы не рассматривали подробно
использование вентиляции, которая обычно применяется тогда, когда рассеи¬
ваемая мощность составляет десятки ватт. Это связано с тем, что подобные
решения редко являются целесообразными и возможными для корпусов, кото¬
рые используются в современных преобразователях данных.
Дополнительная информация по вопросам, затронутым в данной главе, может
быть найдена с помощью ссылок [4-7].
Ссылки по теме: температурные режимы
1.	Data sheet for AD8017 Dual High Output Current, High Speed Am¬
plifier, Analog Devices, Inc., http://www.analog.com.
2.	Data sheet for AD8016 Low Power, High Output Current, xDSL Line
Driver, Analog Devices, Inc., http://www.analog.com/.
3.	«Power Consideration Discussions», data sheet for AD815 High Output Cur¬
rent Differential Driver, Analog Devices, Inc., http://www.analog.com/.
4.	W. Jung and W. Kester, «Thermal Management», portion of Section 8 within
W. Kester, Editor, Practical Design Techniques for Power and Thermal
Management, Analog Devices, Inc., 1998, ISBN 0-916550-19-2.
5.	General Catalog, Aavid Thermal Technologies, Inc., One Kool Path, La¬
conia, NH, 03246, (603) 528-3400.
6.	Seri Lee, «How to Select a Heat Sink», Aavid Thermal Technologies,
http://www.aavid.com.
7.	Seri Lee, «Optimum Design and Selection of Heat Sinks», 11th IEEE SEMI¬
THERM™ Symposium, 1995, http://www.aavid.com.

Предметный указатель
/iSOIC, 153
AD620, 116-119, 125, 127, 130, 131,
1N821, 652
320
1N829, 652, 653
AD620 , 118
2N2219A, 321
AD621, 125, 322
80С51, 283
AD621B, 322
AD623, 300
МІС4427, 313
AD624G, 125
AD627, 117, 300
ADI 170, 509
AD629, І15
AD1580, 656, 668
AD636, 186
AD1582, 655, 657, 658, 663, 665
AD637, 186
AD1585, 655, 657, 663, 665
AD641, 346, 349
AD1871, 536-538
AD645, 55
AD199x, 208, 210, 211, 213, 214
AD6645, 581, 583, 595, 622-624, 711
AD210, 137, 138
AD680, 655
AD215, 139
AD684, 700
AD22100, 260
AD688, 665
AD22151, 236, 237
AD698, 233
AD260, 141
AD708, 303
AD261, 141
AD711/12/13, 195
AD29x, 665
AD7111, 471, 472
AD2S90, 515
AD712, 50
AD38x, 663
AD734, 180, 183, 339
AD39x, 663
AD7394, 444
AD524, 132
AD7524, 444
AD526, 189, 190
AD7528, 845
AD534, 180, 181, 338, 340
AD753, 418
AD536A, 184, 185
AD7677, 482
AD538, 158
AD7678, 623
AD539, 177, 178, 336
AD768, 457
AD549, 42, 55
AD7710, 193, 672
AD550, 431, 442
AD7711, 193
AD5570, 623
AD7712, 193
AD580, 654, 655
AD7713, 193
AD584, 655
AD7730, 312, 324, 538, 541, 554, 623
AD586, 659, 663
AD77XX, 271, 276
AD588, 322, 659, 665
AD77xx, 539
AD589, 320, 656, 668
AD780, 163, 655, 663, 664, 671
AD590, 259
AD781, 700
AD594, 269
AD783, 700
AD595, 269, 270
AD7846, 191
AD596, 270
AD789X, 473
AD597, 270, 271
AD790, 169
AD598, 231, 233
AD797, 190, 191, 195
AD600, 357
AD8001, 22, 75, 86, 90
AD602, 357
AD8001AN, 22, 75

I 120 Предметный указатель
AD8001AR, 22, 75
AD8001ART, 22, 75
AD8036, 160
AD8037, 160
AD8051, 17, 90, 91
AD8052, 90, 91
AD8054, 77, 90, 91
AD8055, 456
AD8074, 108
AD8075, 72, 108
AD8079A, 108
AD8079B, 108
AD8108, 694
AD8113, 694
AD8114, 694
AD8115, 694
AD8116, 693
AD8129, 109, 151
AD8129/30, 110
AD8130, 151
AD813X, 133, 134, 458, 459
AD8152, 695
AD817, 27
AD8170, 691, 692
AD8174, 691, 692
AD8182, 691
AD8186, 692
AD8187, 692
AD822, 118, 119, 123
AD8230, 272
AD830, 151
AD8330, 354
AD834, 181, 183, 339-341
AD8345, 335
AD8350, 110
AD8354, 109
AD8362, 350, 352
AD8367, 359
AD8370, 360
AD847, 15, 90, 829
AD848, 15
AD849, 15
AD850, 431
AD8500, 51
AD8531, 90
AD8531 AKS, 99
AD8531 AR, 99
AD8531 ART, 99
AD8532, 90
AD8532 AN, 99
AD8532 AR, 99
AD8532 ARM, 99
AD8532 ARU, 99
AD8534, 52, 90, 98, 109
AD8534 AN, 99
AD8534 AR, 99
AD8534 ARU, 99
AD8551, 311
AD8552, 311
AD8554, 311
AD855X, 227
AD855x, 223
AD857, 667
AD857x, 223
AD9002, 163
AD9042, 710
AD9054, 498, 499
AD9077X, 455
AD9109, 694
AD9226, 577
AD9235, 490
AD9253, 490
AD9410, 485, 486
AD9430, 490, 591
AD9510, 723, 725, 727
AD9514, 723
AD9540, 716, 718, 722
AD9620, 107
AD9630, 107
AD976X, 455
AD9773, 466
AD9775, 452, 466
AD9777, 466, 615, 623
AD977x, 452
AD9850, 367, 369
AD985x, 452
ADC7730, 541
ADCMP563, 718
ADF4106, 726, 727
ADF4112, 389
ADF411X, 375
ADF421X, 375
ADG200, 673
ADG201, 673
ADG412, 190, 191
ADG438F, 699
ADG439F, 699
ADG508F, 699
ADG509F, 699
ADG511, 193
ADG528F, 699
ADG708, 681, 682

12-5. Управление температурными режимами 1121
ADG801, 676
ECL, 173
ADG802, 676
ADG9X8, 689, 690
ENOB, 70
ADG919, 689
feedforward, 209, 222
ADLH0033, 105
ADM1021, 287-289
FPBW, 71
ADP3000, 906
ADP3300, 867
H-MOCT, 210
ADP330X, 864
IEEE 1596.3, 463
ADP3310, 871, 875
ADP3310-5, 872
IN5712, 164
ADP3603-ADP3605, 941
J1113, 998
ADR01, 655, 663
J551, 998
ADR02, 655, 663
JFET, 53
ADR03, 655, 663
ADR29x, 663
JFET-устройство, 57
ADR38X, 665
LFCSP, 197
ADR39X, 665
LH0033, 105
ADR39x, 665
LM109, 653
ADR43x, 663-665
LM309, 857
ADR512, 668
LM317, 858, 859
ADT05, 284
LM324, 24
ADT45, 260, 261
log amp, 154
ADT450, 260, 261
ADT70, 277
LSB, 192, 369, 397
ADuMllOO, 144, 145, 147, 150
MC1496, 331
ADuM130x, 149
MIL-STD-461, 997, 998
ADuM1400, 151
MOSFET-ключ, 674
ADuM1401, 151
MQE520-1880, 389
ADuM140x, 149
ADXL202, 245
MSB, 397
ADXRS, 248, 251-253
op amp, 7
ADXRS150, 246, 247, 252
OP07, 176
ADXRS300, 246-248, 252
OP1177, 90
AMP02, 132
OP177, 78, 320-322
OP177F, 38
BiFET, 979
OP191, 980
BUF03, 105
OP193, 269
BUF04, 108
OP213, 59, 191, 303, 323
OP2177, 90, 303
CERDIP, 85, 97
OP27, 55, 86
CMOS, 30, 39, 173, 673
OP271, 202
CMOS-ключ, 673
OP275, 195
CMRR, 46, 78
OP284, 120
crossover notch distortion, 205
OP290, 50
OP291, 980
DAC-08, 446
OP4177, 90
DDS, 721
OP491, 980
DigiTrim, 30, 39
OP927, 120
DIP, 20
open loop, 11
DNL, 193
OPX91, 980
i

I 122 Предметный указатель
PDIP, 85, 97
на основе счетчика, 499
peak-to-peak, 59
параллельно-последовательный, 487
PGA-усилитель, 186
параллельный, 484
PLL, 718
последовательного приближения, 478
PSRR, 79, 852
с двойным интегрированием, 509
с многократным интегрированием,
rail-torail, 29
509
RC-фильтр, 139
с истеканием заряда, 500
REF01, 655
с нарастанием напряжения, 500
REF02, 655
с преобразованием «один разряд на
REF03, 655
каскад», 493
REF195, 663, 665
сигма-дельта
REF19x, 655
многоразрядный, 536
REF43, 663, 665
следящий, 502
s-плоскость, 740
SAE J551, 998
КОСС, 165
SCR, 85
SEPIC, 893
Мо-пермаллой, 919
SFDR, 70
СКВТ, 512
sinc-функция, 468
бесколлекторный, 512
SL-1521, 346
SM2141, 202
Саллен-Ки, 795
SNR, 70
SO-8, 197
ФАПЧ, 371
SOIC, 20, 85, 97, 153
ЦАП
SOT-23-3, 260
время установления, 610
SOT-23-5, 85, 97
высокоскоростной, 455
SR-триггер, 146
емкостной, 443
SSM2018T, 198
логарифмический, 562
SSM2019, 195
сегментированный, 450
SSM2141, 201, 204
сегментированный строковый, 434
SSM2142, 204
сигма-дельта, 453, 547
SSM2143, 201, 202, 204
SSM2160, 198, 200
умножающий, 449
SSM2165, 196, 197
абсорбция, 955
SSM2211, 197
автоматическая подстройка нуля, 617
акселерометр, 243
TMP01, 285
активная индуктивность, 793
TMP03, 282
алиасинг, 366, 420
TMP04, 282
амплитудная дискриминация, 752
TMP35, 268
аналоговый входной модуль, 208
TMP53, 271
аналоговый ключ, 672
TTL, 174
апертура, 598, 704
дискретизации, 598
ѴСА-усилитель, 198
аудиоусилитель, 195
XFET, 660, 661
буфер, 21, 52
АЦП
времени апертуры, 598
Сигма-дельта, 522
времени задержки апертуры, 599
время установления, 618
времени захвата, 617

12-5. Управление температурными режимами 1123
время
апертуры, 704
неопределенность, 706
задержки
апертуры, 705
захвата, 709
нарастания, 620
спада, 620
удержания, 620
установления, 620
режима хранения, 703
время восстановления, 567
время захвата сигнала, 617
входной импеданс, 566
выход за пределы допустимого диапазона,
567
гармоническая дискретизация, 426
гармонические искажения, 576
гаусс, 916
генератор
управляемый напряжением, 514
гироскоп, 246, 247
гистерезис, 478
датчик
Холла, 236
температуры, 256
резистивный, 274
с цифровым выходом, 281
датчики температуры с токовым выходом,
259
декомпенсация, 15
делитель, 729
Кельвина, 432
Кельвина-Варли, 434
делитель на N, 377
дельта-модулятор, 524
демпфер, 886
RC, 887
детектор
среднеквадратичного значения мощ¬
ности, 350
фазово-частотный, 728
джиттер апертуры, 601
диаграмма Боде, 18, 35
диапазон, 565
полный, 565
свободный от паразитных помех, 579
синфазного напряжения, 563
совместимого напряжения, 564
диод
Шоттки, 32, 164, 210
типа Ga-As, 330
дискретизация, 418
дифференциальная пара, 25
дифференциальная фаза, 81, 618
диэлектрик, 946
диэлектрическое поглощение, 708
доминирующий полюс, 12
допустимое отклонение напряжения, 567
драйвер CML, 720
дрейф, 38, 664
дрожание апертуры, 706
емкость
входная, 48
шунтирующая, 48
задержка
распространения, 166
задержка апертуры, 599, 705
задержка огибающей, 751
задержка распространения, 567, 621
запас устойчивости по фазе, 15
изолятор
цифровой, 143
изоляция между каналами, 617
импеданс, 7, 23
входной, 47
импульсные преобразователи напряжения,
878
инвертор напряжения, 930
индуктивность, 880
выбор, 907
индуктосин, 241, 242
интермодуляция, 67
катушка намагничивания, 895
квантование, 406
ключ
CMOS, 689
аналоговый, 683
видео, 691
код
Грея, 408
биполярный, 401
двоично-десятичный, 405
двоичный
с дополнением до двух, 403
с дополнением до единицы, 404
дополнительный, 404

I I 24 Предметный указатель
знак/величина, 404
натуральный, 397
однополярный, 398
пропущенный, 412
термометра, 484
коммутатор
матричный, 693
компаратор, 165, 477
двухпороговый, 169
конвейерная архитектура, 489
конвертор
ток-напряжение, 453
конденсатор, 880, 946
пленочный, 947
чип, 950
константа Больцмана, 257
контроллер, 872
коэффициент
Зеебека, 263
вольт на декаду, 155
диссипации, 959
заполнения, 194
мощности шума, 589
подавления
напряжения питания, 79
синфазного сигнала, 78
подавления влияния источника пита¬
ния, 567
проникновения для соседних каналов,
587
температурный, 562
для коэффициента усиления, 562
для линейности, 562
для смещени, 563
усиления, 12, 211, 566
в разомкнутой схеме, 11
дифференциального сигнала, 78
дифференциальный, 80, 618
для разомкнутой схемы, 34
инвертирующего усилителя, 10
инкрементальный, 154
неинвертирующего усилителя, 11
по напряжению, 35
сигнала, 17
схемы, 18
шума, 13, 17, 18, 61
шума, 54, 591
усилителя, 64
критерии устойчивости, 14
критерий Найквиста, 366, 420
линейный
аудиодрайвер, 203
линейный аудиоприемник, 201
логический уровень, 620
метастабильность, 608
метод
изоляции
аналоговый, 135
логометрический, 299
с управлением по току, 900
трехпроводной, 307
методы изолирования земли, 1033
микросхема
логики, 173
многоканальная, 149
прямого цифрового синтеза, 367
микрофонный предусилитель, 195
модель
шума
для операционного усилителя
с обратной связью по току, 66
с обратной связью по току, 20
с обратной связью по напряжению, 20
с обратной связью по току, 19
шума
второго порядка, 62
модуль
FDNR, 794
модулятор, 334
сигма-дельта, 531
широтно-импульсный, 883
модуляция
импульсная, 896
пачками импульсов, 898
широтно-импульсная, 896
мост Уитстона, 295
мультивибратор, 503
мультиплексор, 673
видео, 691
напряжение
смещения, 37
напряжение наклона, 155
напряжение питания, 23
напряжение смещения
дрейф, 38
коррекция, 38
насос заряда, 728
неопределенность апертуры, 601
обратная связь

12-5. Управление температурными режимами i I
по напряжению, 899
по току, 901
обращение фазы, 29, 81
ограждение, 1038
однополярное питание, 24
операционный усилитель
двухканальный, 40
оптоизолятор, 135, 140
оптопара, 140, 144
ослабление синфазного сигнала, 564
остаточный импульс, 728
отклик
во временной области, 751
импульсный, 751
на ступенчатое воздействие, 752
фазовый, 747
отклонение выходного сигнала, 707
отслеживание, 709
ошибка
синфазная
инструментального усилителя, 126
квантования, 408
коэффициента усиления, 410, 554
полная нескорректированная, 568
синфазного напряжения, 564
смещения, 408, 554
перегрузка, 567
передача заряда, 617
перекрестные помехи, 617
цифровые, 617
плоскостность, 73
площадь импульсного выброса, 612
погрешность пьедестала, 703
полоса пропускания Найквиста, 616
попкорн-шум, 58
потенциометр, 437, 970
преобразователт
напряжения в частоту, 503
преобразователь
напряжения в частоту
с балансом заряда, 505
Cuk, 894
SEPIC, 894
Zeta и Ciik, 894
аналого-цифровой, 430
аналого-цифровой (АЦП), 395
знак/величина, 408
идеальный повышающий, 888
идеальный понижающий, 882
изолирующий, 894
напряжения в частоту
с балансированием заряда, 503
напряжения в частоту
синхронный, 506
обратноходовой, 894
однополярный, 893
понижающий/повышающий, 891
прямой, 896
сигма-дельта
многобитный, 535
цифро-аналоговый (ЦАП), 395
цифро-аналоговый, 430
цифро-аналоговый (ЦАП), 31
преобразователь частоты
вверх, 327
вниз, 327
проникновение сигнала в прямом направле
нии, 618
пропорциональность, 568
прямая связь по напряжению, 900
разделение каналов, 83
разделение полюсов, 866
резисторная лестница, 351
резольвер, 238, 239
сельсин, 238, 239, 511
серво, 41
сигма-дельта, 271
АЦП, 271
сигма-дельта АЦП, 194
сигма-дельта модулято, 209
сигма-дельта модулятор, 282, 524
сигнал
звон, 71
синфазный, 46
синтезатор
с дробными значениями N, 380
частоты, 362
синфазное напряжение, 564
скважность, 27
скин-эффект, 1055
смеситель
идеальный, 326
на диодном кольце, 329
радиочастотный, 326
с двойной балансировкой, 333
снаббер, 886
соединение Дарлингтона, 858
соотношение
сигнал/шум, 65, 69

I I 26 Предметный указатель
соотношение мощностей соседних каналов,
587
сопротивление Тевенина, 865
спектральная плотность
шума, 130
среднеквадратичное значение, 182
стабилизатор
LDO, 862
линейный, 853
стабилитрон, 31, 39
сторожевой таймер, 146
субдискретизация, 425
супергетеродинный
передатчик, 325
приемник, 325
схема
лестничная, 443
подачи питания, 136
счетчик
обратной связи, 377
опорный, 377
тактовый сигнал, 475
тензорезистор
закрепленный, 315
незакрепленный, 314
полупроводниковый, 317
теплоотвод, 1108
терминирование, 54, 73
термистор, 278
термометр, 438
технология
BIFET, 176
iCoupler, 144, 150
Thermal Coastline, 197, 870
тиристорное защелкивание, 31
ток
разбаланса, 44
смещения, 42
входной, 126
компенсация, 44
статический, 50
ток намагничивания, 896
ток утечки, 566
токовое зеркало, 185
топология
апуСАР™, 867
точка
сжатия, 69
точка сжатия, 585
точка смещения, 27
точность
абсолютная, 561
относительная, 562
транзистор
биполярный, 30
полевой, 30
супер-бета, 33, 44
транзистор MOSFET, 674
трансформатор, 455
Скотта, 513
дифференциальный, 230
трибоэлектрический эффект, 985
трубка
Вентури, 320
Пито, 320
удвоитель напряжения, 931
умножитель, 177
transconductance, 337
двухквадрантный, 177
одноквадрантный, 177
однополярный, 177
транслинейный, 181
четырехквадрантный, 177
четырехквадрантный транслинейный,
339
умножителынирокополосный, 341
управление
методы, 898
питанием, 852
уравнение Леесона, 384
уравнение настройки, 365
усилитель, 195
Т/Н, 490
аудио
класса А, 205
класса АВ, 205
класса В, 205
класса D, 205, 206
буферный, 52, 108
выборки и хранения, 45, 700
выборки-хранения, 443
двухпортовый, 139
инструментальный, 112
архитектура, 123
логарифмический, 154
базовый диодный, 157
классический, 342
многокаскадный, 344
последовательного выпрямлениия,
157

12-5. Управление температурными режимами I 127
с последовательным детектировани¬
ем, 344
трансимпедансный, 154
операционный, 6
конфигурация, 8
основные функции, 8
с компенсацией смещения, 49
с обратной связью, 7
с технологией CMOS, 50
супер-бета, 49
ошибки, 865
с программируемым коэффициентом
усиления, 186
трансимпедансный, 37
трехпортовый, 137
управляемый напряжением, 354
экспоненциальный, 356
электрометрический, 42
ускорение Кориолиса, 248
фазовый аккумулятор, 363
феррит, 971
фильтр
All-Pole, 757
DABP, 802
Twin-T, 803
Баттерворта, 753
Бейнтера
заграждающий, 803
Бесселя, 755
Боктора, 803, 805
Гаусса, 756
Полосовой на двух усилителях, 802
Чебышева, 754
антиалиасинговый, 367, 423
биквадратичный, 800, 801
восстанавливающий, 467, 840
всепропускающий, 746, 805, 806
высоких частот, 743
двухполюсный, 53
заграждающий, 805
линейно-фазовый, 756
низких частот
Сален-Ки, 796
однополюсный, 53
переходный, 756
полосовой, 743
режекторный, 745, 746
с многоконтурной обратной связью,
798
эллиптический, 757
фликкер-шум, 56
центр кода, 407
цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП),
39
цифровой интерфейс, 459
цифровой матричный переключатель, 695
частота дискретизации, 366
частота излома, 57
частота сопряжения, 27
чип-конденсатор, 925
чувствительность к напряжению питания,
567
чувствительность моста, 297
ширина антилюфтового импульс, 377
ширина импульса, 621
шум
Джонсона, 46, 53, 55
Шоттки, 54
белый, 60
гауссов, 53
дробовой, 54
напряжения, 53, 55
полный, 55
попкорн, 57
резистора, 61
тока, 54
фазовый ГУН, 383
фликкер, 56
шум Джонсона, 968
шумфактор, 591
эмиттерно-связанная логика, 1070
эрстед, 915
эффект
термо-эдс, 965
термоэлектрическией, 965
эффект Холла, 235
эффект алиасинга, 421
эффект люфта, 377
эффективное разрешение, 573
эффективный входной шум, 566
ячейка Брокау, 858
ячейка Гильберта, 178, 337, 338
четырехквадрантная, 179

Производство книг на заказ
Издательство «Техносфера»
тел.: (495) 234-01-10
e-mail: knigi@technosphera.ru
Реклама в книгах:
• модульная
• статьи
Подробная информация о книгах на сайте
http://www.technosphera.ru
Линейные схемы. Руководство по проектированию
под ред. Хэнка Цумбалена
Редактор - В.Г. Малиновская
Компьютерная верстка - С.А. Кулешов
Дизайн - М.В. Лисусина
Корректор - М.Г. Емельянова
Выпускающий редактор - О.Н. Кулешова
Ответственный за выпуск - О.А. Казанцева
Формат 70 х 100/16. Печать офсетная.
Гарнитура Computer modem LaTeX
Печ.л. 70,5. Тираж 5000 экз. (1-й завод 1000 экз.) Зак. № 1277.
Бумага офсет №1, плотность 65 г/м.2
Издательство «Техносфера»
Москва, ул. Краснопролетарская, д.16, стр.2
Отпечатано в ООО ПФ «Полиграфист»
160001, г. Вологда, ул. Челюскинцев, дом 3.
Тел.: (8172)72-55-31, 72-61-75.

MAGNITUDE (dB)
Линейные схемы.
Руководство
по проектированию
ISBN 978-5-94836-295-3
ТЕХНОСФЕРА
www.technosphera.ru
www.analog.com
□ ANALOG
DEVICES