Антенны. Том 1 - Ротхаммель К.

Автор: Ротхаммель К.

Теги: радиотехника электротехника антенны

ISBN: 5-85648-715-Х

Год: 2007

Похожие

Антенны . Том 1

Антенны. Том 2. Часть 2

Антенны. Городские конструкции

Антенны КВ и УКВ. Часть 3. Простые КВ антенны

Текст

АНТЕННЫ
том 1
Издание, полностью
переработзк * юе
и дополненное
Алоизом Кришке
Распространение
электромагнитных
волн
Симметрирование
и согласование
антенн
Антенны
коротковолнового
диапазона
КАРЛ РОТХАММЕЛЬ
Содержание
Предисловие .................................................................11
1. Электромагнитные волны....................................................13
1.1. Электромагнитное поле.................................................14
1.1.1. Электрическое поле .............................................14
1.1.2. Магнитное поле .................................................15
1.1.3. Зависимость между электрическим и магнитным полями..............15
1.1.4. Переменное электромагнитное поле ...............................15
1.1.5. Плоские волны ..................................................16
1.1.6. Напряженность электрического поля.......:.......................16
1.1.7. Поляризация электромагнитных волн...............................Y1
1.1.8. Классификация радиоволн ........................................18
2. Распространение электромагнитных волн....................................19
2.1. Атмосфера Земли......................................................19
2.1.1. Тропосфера ....................................................19
2.1.2. Стратосфера ...................................................20
2.1.3. Ионосфера .....................................................20
2.2. Поверхностная и пространственная волны...............................21
2.2.1. Распространение поверхностной волны ...........................21
2.2.2. Распространение пространственной волны.........................21
2.3. Распространение коротких волн........................................25
2.3.1. Солнечная активность ..........................................25
2.3.2. Солнечная активность и ионосфера ...............................28
2.3.3. Распространение волн любительских КВ диапазонов ................32
2.4. Распространение метровых волн.........................................34
2.4.1. Квазиоптическое распространение волн ...........................34
2.4.2. Сверхдальняя связь .............................................35
2.5. Распространение сверхдлинных радиоволн................................39
2.6. Отражение, рефракция и дифракция......................................39
2.7. Замирание (фединг)....................................................40
2.8. Разнесение............................................................40
3. Принцип действия и характеристики антенн .................................43
3.1. Полуволновый вибратор.................................................43
3.1.1. Распределение тока и напряжения в полуволновом вибраторе .......43
3.1.2. Импеданс антенны ...............................................45
3.1.3. Сопротивление излучения ........................................46
3.1.4. Полуволновый вибратор как колебательный контур..................46
3.1.5. Коэффициент укорочения .........................................47
3.1.6. Эффективные длина и высота полуволнового вибратора..............49
3.2. Направленность и усиление антенны.....................................50
3.2.1. Диаграмма направленности .......................................50
3.2.2. Закономерности излучения полуволнового вибратора ...............52
3.2.3. Усиление и коэффициент направленности...........................57
3.3. Шумы антенн...........................................................62
3.4. Петлевой вибратор.....................................................64
3.5. Волновый вибратор.....................................................66
6
Содержание
4. Типы антенн ............................................................69
4.1. Введение............................................................69
4.2. Классификация антенн................................................69
4.3. Элементы излучателей................................................70
4.3.1. Простейшие излучатели ........................................70
4.3.2. Линейные антенны .............................................70
4.3.3. Фигурные антенны..............................................70
4.3.4. Рамочные антенны ..............................................71
4.3.5. Щелевые антенны...............................................71
4.3.6. Активные антенны ..............................................71
4.4. Групповые излучатели.................................................71
4.4.1. Линейные группы...............................................72
4.4.2. Плоскостные группы ...........................................72
4.4.3. Пространственные группы ......................................72
4.4.4. Группы с сетевым питанием ....................................72
4.5. Строение излучателей................................................72
4.5.1. Плоские структуры ............................................73
4.5.2. Пространственные структуры ...................................73
4.6. Апертурные излучатели...............................................73
4.6.1. Рефлекторные антенны .........................................73
4.6.2. Рупорные антенны .............................................73
4.6.3. Линзовые антенны .............................................73
4.6.4. Диэлектрические антенны ......................................74
4.6.5. Антенны на рассеянных волнах..................................74
5. Питание антенн .........................................................76
5.1. Фидеры..............................................................76
5.1.1. Волновое сопротивление проводника ............................76
5.1.2. Двухпроводная линия ..........................................80
5.1.3. Коаксиальный кабель ..........................................81
5.1.4. Затухание в высокочастотных линиях............................82
5.1.5. Рекомендации по применению высокочастотных линий .............84
5.1.6. Характеристики высокочастотных линий .........................85
5.1.7. Однопроводный фидер ..........................................86
5.2. Физические свойства высокочастотных линий...........................88
5.2.1. Распределение напряжения в двухпроводной линии................88
5.2.2. Добавочные потери в линии вследствие стоячих волн .............90
5.2.3. Двухпроводная линия в качестве согласующего элемента .........93
5.3. Способы питания антенн..............................................96
5.3.1. Согласованный фидер ..........................................96
5.3.2. Настроенный фидер ............................................97
6. Согласующие и трансформирующие элементы...............................101
6.1. Дельта-согласование..............................................101
6.2. Согласующий Т-трансформатор......................................102
6.3. Гамма-согласование................................................103
6.4. Омега-согласование.................................................104
6.5. Четвертьволновый трансформатор.....................................105
6.6. Согласующий шлейф..................................................107
6.7. Согласование с помощью дискретных радиокомпонентов.................112
6.7.1. Г-образный элемент ..........................................112
6.7.2. Мост Бушеро в качестве согласующего элемента ..................114
6.7.3. Т-образный элемент ..........................................115
6.7.4. П-образный элемент ..........................................115
6.7.5. Резонансное преобразование...................................115
6.8. Широкополосный трансформатор.......................................116
7. Симметрирующие и запирающие цепи................................118
7.1. Введение....................................................118
7.2. Основные принципы...........................................119
Содержание
7
7.3. Симметрирующие цепи......................................................................120
7.3.1. Трансформаторы ....................................................................120
7.3.2. Петлевые шлейфы ...................................................................123
7.3.3. Симметрирующие шлейфы..............................................................125
7.3.4. Симметрирующие мосты ...............................................................................................129
7.3.5. Симметрирующие объемные контуры....................................................130
7.4. Блокирующие цепи..................................................................................................................... 132
7.4.1. Резонансные фильтры ..............................................................132
7.4.2. Широкополосные затворы ...........................................................134
7.4.3. Поглотители ......................................................................136
7.5. Специальные способы......................................................................138
7.5.1. Симметрирование подбором сопротивлений............................................138
7.5.2. Схема Х/2 ........................................................................139
7.5.3. Симметрирование по электрическому полю ...........................................139
7.5.4. Симметрирование с помощью резонатора .............................................139
7.5.5. Симметрирование с помощью объемного контура ......................................139
7.5.6. Клинообразные симметрирующие трансформаторы.......................................140
7.5.7. Трансформатор на ответвителях.....................................................140
7.5.8. Полуволновый барьер ..............................................................140
7.5.9. Симметрирующий трансформатор на базе петлевого вибратора..........................141
7.5.10. Гамма-согласование ...............................................................141
7.5.11. Омега-согласование ...............................................................141
7.5.12. L-согласование ...................................................................141
7.5.13. Емкостный трансформатор...........................................................142
8. Связь фидера с оконечным каскадом передатчика...........................145
8.1. Подключение согласованных фидеров....................................146
8.1.1. Подключение коаксиальных кабелей...............................146
8.1.2. Подключение симметричного согласованного фидера .................149
8.2. Подключение согласованных фидеров......................................151
8.3. Согласование передатчика с фидером.....................................155
8.3.1. Базовый СЛП......................................................155
8.3.2. Т-образный СЛП................................................155
8.3.3. СЛП на последовательно-параллельных емкостях..................155
8.4. Промышленное согласование антенн....................................156
8.5. Применение согласующих устройств....................................157
9. Практика высокочастотных антенн ........................................159
9.1. Обзор...............................................................159
9.1.1. Полуволновый излучатель.......................................159
9.1.2. Длиннопроводные антенны ......................................160
9.1.3. Поперечные (рамочные) излучатели .............................160
9.1.4. Вращающийся направленный излучатель...........................161
9.1.5. Вертикальные антенны .........................................161
9.2. Лучшая антенна дальней связи........................................163
9.3. Доказательность оценок усиления.....................................164
9.4. Затраты на направленные антенны.....................................165
10. Полуволновые излучатели ...............................................167
10.1. Однодиапазонные вибраторы..........................................167
10.1.1. Y-образная антенна...........................................167
10.1.2. Вибратор с коаксиальным фидером .............................167
10.1.3. Суррогатный вибратор ........................................168
10.1.4. Петлевой вибратор ...........................................168
10.2. Многодиапазонные вибраторы.........................................169
10.2.1. Антенны типа «Цеппелин» .....................................169
10.2.2. Антенна Виндома .............................................172
10.2.3. Согласованный трехдиапазонный вибратор ......................178
10.2.4. Согласованный четырехдиапазонный вибратор ...................178
10.2.5. Многодиапазонный вибратор ...................................179
8
Содержание
10.2.6. Многодиапазонная антенна G5RV.........................................181
10.2.7. Вибраторы с запирающим контуром ......................................184
10.3. Компактные антенны..........................................................189
10.3.1. Вложенные многодиапазонные вибраторы..................................189
10.3.2. Укороченные вибраторы .............................................. 190
10.3.3. Проволочная пирамида ...........................'............................................ 191
10.4. Угловые вибраторы...........................................................192
10.4.1. Волновый угловой вибратор с круговой диаграммой направленности........193
10.5. Наклонные антенны...........................................................194
10.6. Широкополосные вибраторы....................................................194
10.6.1. Волновые вибраторы....................................................194
10.6.2. Антенна T2FD .........................................................195
10.6.3. Замкнутый широкополосный вибратор ....................................197
10.7. Антенны особой формы........................................................198
10.7.1. Оптимизированный вибратор ....................................................................................198
10.7.2. Удлиненный вибратор ..................................................198
10.8. Настройка вибратора.........................................................199
11. Длиннопроводные антенны ........................................................202
11.1. Г-образные антенны..........................................................204
11.2. Антенна Фукса...............................................................206
11.3. Многодиапазонная антенна DL7AB..............................................207
11.4. V-образная антенна..........................................................208
11.4.1. Звезда из V-образных антенн ..........................................210
11.4.2. Составные V-образные антенны .........................................211
11.4.3. Тупоугольная V-образная антенна ......................................211
11.5. Открытая ромбическая антенна................................................212
11.6. Удлиненный двойной «Цеппелин»...............................................212
11.7. Длиннопроводная шестидиапазонная антенна K4EF...............................214
12. Апериодические длиннопроводные антенны .........................................217
12.1. Замкнутая длиннопроводная антенна...........................................217
12.2. Однопроводная антенна бегущей волны.........................................218
12.3. Замкнутые V-образные антенны................................................220
12.4. Замкнутые ромбические антенны...............................................221
12.4.1. Питание ромбической антенны ..........................................222
12.4.2. Нагрузочное сопротивление ............................................222
12.4.3. Устройство ромбической антенны .......................................223
12.4.4. Многодиапазонный режим ...............................................224
12.4.5. Специальные типы
ромбических антенн ...........................................................224
13. Излучатели с поперечным излучением ..............................................227
13.1. Вибраторные ряды............................................................227
13.2. Вибраторный столбец.........................................................229
13.3. Вибраторные группы..........................................................230
13.4. Практические варианты проволочных направленных антенн.......................231
13.4.1. Двухэлементный коллинеарный вибратор .................................231
13.4.2. Антенна Франклина ....................................................232
13.4.3. Синфазная горизонтальная антенна .....................................233
13.4.4. Квадратная рамочная антенна DJ4VM.....................................235
13.4.5. Двусторонний излучатель ......................;.......................236
13.4.6. Многоэтажный волновый вибратор .......................................238
13.4.7. Шестиэлементная антенна ....................................................................................... 238
13.4.8. Антенна Брюса ........................................................239
13.4.9. Антенна Стербы ..................................................... 239
14. Продольные излучатели ...........................................................242
14.1. Направленная антенна W8JK................................................. 243
14.2. Однонаправленные продольные излучатели......................................246
Содержание
9
14.2.1. Ос/пронаправленная антенна ZL .......................................246
14.2.2. Антенна HB9CV........................................................248
14.2.3. Переключаемый двухэлементный направленный излучатель..............251
15. Направленные антенны с волновыми петлевыми вибраторами ................
15.1. Квадратная рамка как элемент антенны...............................
15.2. Горизонтальный прямоугольник.......................................
15.3. Дельтообразная рамка...............................................
15.4. Волновые рамки с рефлекторами......................................
15.4.1. Квадратный куб...............................................
15.4.2. Кольцевая остронаправленная антенна .........................
15.4.3. Антенна «птичья клетка» .....................................
253
253
255
256
258
258
262
263
15.4.4. Волновые рамочные антенны с активным рефлектором .............265
15.4.5. Направленные антенны с дельтообразными рамками ...............269
15.5. Сравнение волновых петлевых излучателей.............................272
16. Направленные поворотные излучатели с пассивными элементами ...........274
16.1. О расходах на создание направленных поворотных антенн.............276
16.2. Горизонтальный двухэлементный поворотный направленный излучатель...278
16.3. Горизонтальная трехэлементная директорная антенна.................279
16.4. Питание направленных вращающихся антенн............................280
16.5. Несущая траверса антенны...........................................281
16.6. Монтаж направленной антенны на несущей опоре......................281
16.7. Особые типы однодиапазонных направленных вращающихся антенн........282
16.7.1. Х-образная направленная антенна ............................282
16.7.2. Антенна G3LDO ........................,.....................283
17. Направленные антенны с укороченными элементами ........................286
17.1. Миниатюрная направленная антенна VK2AOU............................287
17.2. Миниатюрная направленная антенна W8YIN.............................289
17.3. Укороченный излучатель 10-метрового диапазона на удилищах..........290
17.4. Укороченная рамочная антенна........................................290
18. Много диапазонные направленные излучатели...............................293
18.1. Трехдиапазонная направленная поворотная антенна G4ZU...............293
18.1.1. Образец для копирования остронаправленной трехдиапазонной
антенны G4ZU.........................................................297
18.1.2. Модификация антенны G4ZU ....................................300
18.2. Трехдиапазонная остронаправленная антенна VK2AOU...................301
18.3. Трехдиапазонная остронаправленная антенна DL1FK....................304
18.4. Трехдиапазонная остронаправленная антенна W3DZZ....................307
18.5. Трехдиапазонная рамочная антенна VK2AOU............................309
18.6. Многодиапазонная рамочная антенна DJ4VM............................313
18.7. Многодиапазонные антенны Delta-Loop с простыми рамками.............317
18.7.1. Укороченная двухдиапазонная ацтенна Delta-Loop...............317
18.7.2. Трехдиапазонная антенна Delta-Loop ..........................317
18.7.3. Многодиапазонная антенна Delta-Loop HB9ADQ...................318
, 18.8. Вложенные многодиапазонные директорные антенны....................320
18.8.1. Двухдиапазонная директорная антенна KH6OR на 20 и 15 м ......320
18.8.2. Двухдиапазонная директорная антенна с вложенными элементами
W8FYRna 20 и 15м .....................................................321
18.8.3. Двухдиапазонная директорная антенна с вложенными элементами
W4KFCna 15и Юм .......................................................321
18.8.4. Конструкция остронаправленной антенны VK2ABQ .................321
18.9. Вложенные трехдиапазонные двойные рамочные антенны.................324
18.9.1. Трехдиапазонная рамочная антенна W4NNQ ......................324
18.9.2. Трехдиапазонная рамочная антенна CQ-РА .......................327
18.9.3. Вантовая трехдиапазонная рамочная антенна ...................329
18.9.4. Многодиапазонные рамочные антенны с директорами .............332
18.9.5. Трехдиапазонная антенна типа «птичья клетка» ................336
10
Содержание
18.10. Прочие многодиапазонные антенны Delta-Loop..........................337
18.10.1. Вложенные многодиапазонные дельтообразные антенны.............337
18.10.2. Комбинированная многодиапазонная антенна Delta-Loop...........338
18.11. Рамка с низким цоколем..............................................340
18.12. Логопериодические антенны...........................................341
18.12.1. Введение .....................................................341
18.12.2. Логопериодические вибраторные антенны ........................341
18.12.3. Логопериодические директорные антенны ........................347
18.12.4. Логопериодические антенны с уголковыми вибраторами ...........348
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации ........................351
19.1. Высокочастотное заземление...........................................351
19.1.1. Сеть заземления ...............................................352
19.1.2. Противовес.....................................................354
19.2. Параметры вертикальных антенн........................................354
19.3. Свойства излучения вертикальных антенн...............................356
19.4. Конструкции вертикальных антенн с круговым излучением................359
19.4.1. Антенна Groundplane ...........................................359
19.4.2. Вертикальные полуволновые излучатели и вибраторные ряды .......372
19.4.3. Т- и Г-образные антенны вертикальной поляризации ..............376
19.4.4. Коаксиальные вертикальные антенны .............................378
19.4.5. Двухдиапазонная Т-образная антенна.............................379
19.5. Вертикально поляризованные антенны
для работы в многодиапазонном режиме......................................380
19.5.1. Многодиапазонные антенны Groundplane
с переключаемыми удлиняющими катушками.................................380
19.5.2. Переключаемые многодиапазонные вертикальные антенны ...........383
19.5.3. Многодиапазонные вертикальные антенны без переключений ........386
19.5.4. Вертикальные многодиапазонные антенны с многодиапазоннымиконтурами .... 388
19.5.5. Двухдиапазонная вертикальная антенна W1JF для 30 и 12 м .......392
19.6. Вертикально поляризованные кольцевые антенны.........................393
19.6.1. Антенна DDRR ..................................................393
19.6.2. Полуволновая кольцевая антенна ................................396
19.7. Вертикально поляризованные широкополосные антенны....................396
19.7.1. Вертикальная многодиапазонная антенна T2FD ....................397
19.7.2. Диско-конусная антенна.........................................397
19.7.3. Двухконусные широкополосные антенны............................402
19.8. Антенны Delta-Loop вертикальной поляризации..........................403
19.8.1. Антенна Delta-Loop с концевой емкостью (антенна TLDL) .........404
19.8.2. Половинчатая антенна Delta-Loop ...............................405
19.9. Направленные антенны вертикальной поляризации........................406
19.9.1. Двухэлементная вертикальная антенна со сменными элементами ....407
19.9.2. Остронаправленная антенна с быстрой сменой ориентации .........408
19.9.3. Двухэлементная антенна Delta-Loop на 3,5 МГц ..................409
19.10. Специальные типы антенн.............................................412
19.10.1. Коротковолновые спиральные антенны ...........................412
Предисловие
Радиолюбители уже много лет неизменно
обращаются к справочному пособию Рот-
хаммеля, ставшему стандартом техничес-
кой литературы.
Книга выдержала И изданий в ГДР
и 9 лицензированных изданий в ФРГ. Та-
кой спрос и частые ссылки на книгу свиде-
тельствуют о том, что принятый в ней спо-
соб изложения материала - ориентация на
практическое применение - находит при-
знание не только среди радиолюбителей.
Карл Ротхаммель улучшал каждое изда-
ние своей книги, со знанием дела перераба-
тывал и расширял ее, не позволял ей уста-
реть, включая в нее все новые иллюстра-
ции, таблицы и ссылки на оригинальные
работы. Объем справочника вырос с 1959 г.
почти втрое.
Книга Ротхаммеля об антеннах - это це-
лый этап в истории техники. Сжатые упро-
щенные теоретические сведения в сочета-
нии с подробным описанием практических
решений позволяют успешно строить опи-
санные в книге антенны даже тем, кто сла-
бо разбирается в технике. Однако и профес-
сионалы найдут здесь немало интересного
для собственных разработок.
При бешеном темпе развития современ-
ной техники теряет смысл кустарное изго-
товление аппаратуры. Напротив, самостоя-
тельное построение антенн по-прежнему
привлекает радиолюбителей, побуждая их
к творчеству. Некоторые типы антенн (на-
пример, рамочные с их многочисленными
вариантами), возникнув как местное дости-
жение, приобрели международную извест-
ность благодаря описанию в любительской
литературе.
Согласно воле автора содержание насто-
ящего лицензионного издания вновь рас-
ширено и дополнено за счет новейших тех-
нических разработок. Устаревшие сведения
опущены, а устоявшиеся представления
и данные приведены в соответствие с новой
информацией. При этом сохранено пре-
жнее разделение по трем главным направ-
лениям: основные понятия, типы антенн
и их конструкции.
В книге появились новые главы, посвя-
щенные микроволновым антеннам (36), ан-
тенным усилителям (37), опасностям мик-
роволнового излучения (38), а также указа-
тель литературы (40).
Заново переписаны главы о типах антенн
(4), симметрирующих и запирающих звень-
ях (7), аппаратуре и методах измерений па-
раметров антенн (31).
Дополнением к различным главам послу-
жили сведения о распространении очень
низких частот, замираниях, разнесении, ре-
зонансных трансформаторах, вибраторах
с запирающим контуром, укороченных виб-
раторах, сети заземления, противовесах,
оптимизированном вибраторе, растянутом
вибраторе, двухдиапазонной Т-образной
антенне, антеннах типа Х-квадрат и двухпо-
лосном квадрате, антеннах персональной
радиосвязи, пеленгаторных антеннах двух-
метрового диапазона, расходных материа-
лах, коррозии, передающих УКВ и телеви-
зионных антеннах, а также о принципах
распространения радиоволн. Кроме того,
приведены указания по проектированию
магнитных и активных антенн.
, Во всех главах обновлены списки литера-
туры, а в сведения о патентах включен год
подачи заявки (дата приоритета).
Мы с благодарностью примем советы
и предложения, направленные на совер-
шенствование книги.
Издательство Алоиз Кришке,
DJOTR/OE 8 АК
Коротко об авторах
Карл Ротхаммель (1914-1987). Во время
войны служил радистом в авиации, затем был
владельцем гостиницы и фермы в Баварии.
В течение 10 лет руководил радиовещанием
и телевидением в почтовом ведомстве ГДР,
потом 25 лет работал в отделе информации
и документации радиозавода «Штерн-Ра-
дио». Радиолюбитель с 1932 г. (DE 3040/L);
с 1954 г. его позывным стал DM2ABK,
а с 1980 - Y21BK. Долгое время Ротхаммель
возглавлял клубную радиостанцию в Зонне-
берге (Тюрингия), входил в состав квалифи-
кационной комиссии округа Зуль. За дости-
жения в области радио был удостоен золото-
го нагрудного знака. В радиолюбительстве
отдавал предпочтение работе на УКВ. В те-
чение длительного периода являлся референ-
том по УКВ, писал обзоры на эту тему для
журнала Funkamateur. Автор книг «Ультра-
короткие волны» и «Практика телевизион-
ных антенн» (части 1 и 2). Соавтор книг
«Практика радиолюбительства» и «Электро-
никум», а также «Карманного справочника ко-
ротковолновика-любителя», «Справочника ра-
диолюбителя», «Электронного ежегодника».
Алоиз Кришке (1936), инженер по обра-
зованию, изучал технику связи в Венском
техническом институте и уже тогда специ-
ализировался по антеннам. С 1968 г. рабо-
тал в мюнхенской компании Rohde &
Schwarz, затем - в Техническом центре.
Много лет занимается разработкой антенн,
а также сбытом систем и продуктов, сис-
темным проектированием и реализацией
проектов в области радиообнаружения
и радиолокации, будучи ответственным по
вопросам электромагнитной совмести-
мости. Радиолюбитель с 1956 г. (ОЕ8АК,
а с 1968 г. - DJOTR). Наряду с обширной
библиотекой и впечатляющим собранием
документации по профессиональным ан-
теннам ему принадлежит замечательная ча-
стная коллекция патентов, начиная от пер-
вых антенных патентов Маркони (Англия,
1896 г.), Брауна (Германия, 1898 г.) и Фес-
сендена (США, 1899 г.) и вплоть до совре-
менных заявок. Призер многолетних сорев-
нований по «Охоте на лис». В течение пяти
лет состоит членом региональной организа-
ции по радиопомехам немецкого радиоклу-
ба (DARC). Имеет различные публикации
по антеннам, антенным новинкам и па-
тентам. Соавтор справочника «Antennen-
Lexicon», выпущенного в 1988 г.
1. Электромагнитные волны
Энергия, излучаемая передающей антен-
ной, распространяется в пространстве в ви-
де электромагнитных волн.
Образование волн проще всего наблю-
дать на спокойной водной поверхности,
когда брошенный предмет порождает ее
колебания, но продвижение волн не вызы-
вает течения воды. Это легко заметить по
поведению поплавков в безветренную пого-
ду: они поднимаются и опускаются в ритме
волн, находясь на одном и том же месте.
Серия волн распространяется в форме ко-
лец, тогда как поверхность воды остается
неподвижной.
Серия волн описывается следующими
параметрами:
• длина волны X - минимальное расстоя-
ние между двумя точками, принадлежа-
щими одинаковым участкам волны, на-
пример между ближайшими гребнями
или ближайшими впадинами волн;
• частота f - число волновых движений за
секунду;
• скорость распространения с - скорость,
с которой гребень волн удаляется от ис-
точника энергии.
Соотношение этих параметров выража-
ется формулой
*=7 (Li)
Для электромагнитных волн с = 3 х 108 м/с
(скорость света).
Эти соотношения по аналогии с колеблю-
щейся водной поверхностью можно приме-
нить к распространению электромагнитных
волн. Они также характеризуются длиной
волны, измеряемой в метрах в диапазонах
длинных, средних, коротких и метровых волн.
Длина волны - это расстояние между
двумя волновыми фронтами одинаковой
фазы. Обычно переменный ток синусои-
дальной формы представляют в виде гра-
фика, приведенного на рис. 1.1.
Если по горизонтали откладывать вре-
мя, а по вертикали - напряжение, которое
WK Ж Ш 7Л 2Л
0е 90* 7«Г 2ЛГ 360* 720*
Расстояние или время —►
Рис. 1.1. График электромагнитной волны
измерено в какой-либо точке провода, то
окажется, что это напряжение с течением
времени будет изменяться по синусои-
дальному закону, как показано на рис. 1.1.
Аналогичный график служит «мгновен-
ным снимком» незатухающей электромаг-
нитной волны: его можно получить, если
одновременно измерить напряжение в каж-
дой точке провода. Мгновенное значение
напряжения изменяется по величине и
знаку со временем (с расстоянием). Оче-
видно, что длину волны допустимо изме-
рять на нулевом или любом ином уровне
между произвольными соседними точка-
ми одинаковой фазы (отрезки A-В и C-D
равны).
Принято выражать фазу в угловой мере,
полагая, что полный колебательный процесс
(одна длина волны) соответствует 360°. Бла-
годаря этому легко сравнивать фазы и ха-
рактеризовать фазовые сдвиги.
Частота колебательного процесса изме-
ряется в герцах (Гц):
1 Гц = одному колебанию за 1 с,
1 кГц (1 килогерц) = 103 Гц,
1 МГц (1 мегагерц) = 106 Гц,
1 ГГц (1 гигагерц) = 109 Гц.
В безвоздушном пространстве скорость
распространения электромагнитных волн
составляет 300 000 000 м/с (скорость све-
та). Под безвоздушным пространством по-
нимают абсолютную пустоту, некое идеаль-
ное, несуществующее состояние. Однако
даже космическое пространство не являет-
ся абсолютно пустым, поэтому реальная
14
1. Электромагнитные волны
скорость электромагнитных волн оказыва-
ется меньше 300 000 000 м/с. Уменьшение
скорости зависит от среды распростране-
ния волн. В случае атмосферного воздуха
это уменьшение мало и обычно им пренеб-
регают.
В радиотехнических расчетах использу-
ют значение с = 300 000 000 м/с, что при
подстановке в формулу (1.1) дает
. _ Зх1°8
Лм - “7---
ГГц
или
1 _3xl05
ГкГц
и, соответственно,
_ 300
- т •
ХМГц
Из формулы следует также, что
г _3х1°5 г -300
ЧГц и ШГц
Лм Лм
В приложении приведены таблицы для пе-
ресчета частоты в длину волны и наоборот.
1.1. Электромагнитное поле
Электрический ток, меняющийся во вре-
мени, порождает электромагнитное поле
вокруг проводника, в котором он протека-
ет. Это поле имеет электрическую и маг-
нитную составляющие. Чтобы наглядно
представить формирование электромаг-
нитного поля, до сих пор пользуются при-
емом Майкла Фарадея, предложившего
изображать силовое поле с помощью сило-
вых линий.
Силовое поле характеризуется величи-
ной и направлением сил, меняющихся
в пространстве. Направление силовых ли-
ний передает направление действующей
силы, а расстояние между ними, или густо-
та линий, отображает ее величину.
Силовое поле, в котором величина и на-
правление силы всюду одинаковы, называ-
ют однородным. Если же направление и ве-
личина силы меняются (силовые линии
распределены неравномерно), то говорят
о неоднородном поле.
1.1.1. Электрическое поле
Если два разноименно заряженных предме-
та, например шары или пластины, помес-
тить на некотором расстоянии один от дру-
гого, то между ними образуется электри-
ческое поле. Когда заряд и, следовательно,
поле неизменны, поле называют электро-
статическим.
На рис. 1.2 представлен конденсатор
с разноименно заряженными пластинами.
Направление и сила электрического поля
отображаются силовыми линиями.
Рис. 1.2. Электрическое поле конденсатора
Здесь показано сечение пластин конден-
сатора. Сила электрического поля прямо
пропорциональна разности потенциалов
между пластинами (напряжению) и обрат-
но пропорциональна расстоянию между
ними. Напряжение однородного электри-
ческого поля, отнесенное к единице длины,
называют напряженностью электрического
поля. Следовательно, напряженность элек-
трического поля Е равна разности потенци-
алов на отрезке линии поля единичной
длины и выражается в вольтах на метр.
Пример
Две пластины отстоят одна от другой на
0,2 м, и к ним приложено напряжение 10 В.
Тогда напряженность электрического поля
составляет
— = 50 В/м.
0,2
1.1. Электромагнитное поле
15
Если к пластинам конденсатора прило-
жить переменное напряжение, то вместе с
ним будут меняться направление и сила
электрического поля. При этом перемен-
ный ток в проводах между пластинами и
генератором может служить мерой пере-
менных зарядов, текущих к пластинам.
1.1.2. Магнитное поле
Магнитное поле возникает вокруг провод-
ника с током. Если ток постоянен, то сила
и направление магнитного поля остаются
неизменными. Такое поле называют магни-
тостатическим. Вокруг прямолинейного от-
резка проводника магнитные силовые ли-
нии образуют концентрические окружности
(рис. 1.3) и в любом случае являются замк-
нутыми.
Сила и направление магнитного поля
вокруг проводника с переменным током
меняются вместе с током. Напряженностью
магнитного поля Н называют величину
магнитной составляющей переменного элек-
тромагнитного поля, зависящую от коорди-
нат. Напряженность магнитного поля изме-
ряется в амперах на метр. При синусои-
дальном характере изменения поля его
характеризуют эффективным значением
напряженности.
1.1.3. Зависимость между
электрическим и магнитным
полями
Напряжение порождает электрическое поле,
тогда как электрический ток вызывает маг-
нитное поле. Но ток способен протекать
лишь при наличии разности потенциалов, то
есть напряжения. Изменение магнитного
поля обязательно влияет на электрическое
поле. Любое изменение тока наводит элект-
ромагнитное поле.
Две составляющие электромагнитного
поля всегда взаимно перпендикулярны.
1.1.4. Переменное
электромагнитное поле
Излучение электромагнитных волн объяс-
няется свойствами электромагнитного поля,
порождаемого переменным током в про-
воднике антенны. Любое поле несет энер-
гию, поступающую от генератора пита-
ния. Через некоторое время (поскольку
электрическая энергия распространяется
не мгновенно, а со скоростью света) после
Рис. 1.3. Магнитное поле проводника с током
включения генератора проводник отдает
энергию окружающей среде, инициируя
появление поля. При выключении гене-
ратора исчезнет и поле, так как энергия
переменного электромагнитного поля рас-
ходуется на возбуждение в проводнике пе-
ременного тока. Данный процесс также тре-
бует времени, поэтому самые удаленные
области поля вернутся в проводник после-
дними.
Исчезающее магнитное поле вызовет на-
пряжение в проводнике, которое вновь по-
родит электрическое поле. Такое напряже-
ние, возникающее при прерывании тока
в замкнутой цепи, действует, к примеру,
в системе зажигания двигателя внутренне-
го сгорания.
Прохождение постоянного тока не на-
рушает состояния покоя электрического
и магнитного полей. Описанные изменения
происходят лишь при включении (поле об-
разуется) и выключении (поле исчезает)
источника тока. Во время протекания пере-
менного тока в проводнике процесс вклю-
чения-выключения повторяется непрерыв-
но в зависимости от частоты.
Нарастание переменного тока порождает
(с некоторой задержкой) усиление элек-
тромагнитного поля. Когда ток убывает,
энергия поля (также с задержкой) умень-
шается. Но вследствие задержки не вся
энергия успевает исчезнуть, что оказывает
воздействие на проводник антенны, наводя
в нем ток электромагнитной индукции.
Этот новый ток вызывает появление ново-
го поля, которое препятствует исчезнове-
нию прежнего. «Отвергнутые» линии элек-
трического поля образуют замкнутые кон-
туры, обвитые линиями магнитного поля.
16
1. Электромагнитные волны
Поскольку данный процесс постоянно
повторяется с периодичностью переменно-
го тока, распространение электромагнит-
ной волны происходит с частотой (то есть
на длине волны), в точности соответствую-
щей возбуждающему переменному току.
Волна удаляется от проводника в окружа-
ющее пространство со скоростью света.
Этот механизм действует, если генератор
в строго определенные моменты времени
вырабатывает ток противоположного на-
правления, чтобы не допустить исчезнове-
ния убывающего поля и вытолкнуть его об-
ратно в окружающую среду.
Электромагнитные волны распространя-
ются в свободном пространстве в направ-
лении, перпендикулярном векторам на-
пряженности электрического и магнит-
ного полей, как это показано на рис. 1.4
( Е и Н обозначают напряженности элект-
рического и магнитного полей соответствен-
но). Их векторное произведение называют
вектором Умова-Пойнтинга S. Этот вектор
описывает перенос энергии в направлении
распространения волн, перпендикулярен
Е и Н и определяет количество энергии,
переносимой за одну секунду в указанную
сторону сквозь площадку размером 1 м2,
нормальную к направлению распростране-
ния радиоволн.
1.1.5. Плоские волны
Электромагнитные волны от точечного ис-
точника распространяются с одинаковой
скоростью во всех направлениях. Процесс
можно представить себе как непрерывное
образование расширяющихся сферичес-
ких оболочек, центр которых совпадает
с точечным источником энергии. Если бы
оболочки удалось увидеть, то вблизи ис-
точника, когда их радиус мал, они бы выг-
лядели как сферы. Однако вдалеке от ис-
точника (радиус велик) оболочка уже не
кажется искривленной и воспринимается
как плоскость - точно так же, как поверх-
ность Земли. Поэтому электромагнитные
волны на достаточном удалении от источ-
ника считаются плоскими. Мгновенная
картина плоской волны с линиями элект-
рического и магнитного полей представле-
на на рис. 1.5. Здесь стрелки указывают
мгновенное направление поля волны, иду-
щей из рисунка к наблюдателю в виде плос-
кости. В таких случаях говорят о плоском
волновом фронте. Направление линий
электрического и магнитного полей изме-
няется на 180° каждые пол периода колеба-
ний (направление стрелок становится об-
ратным), но волновой фронт распространя-
ется в прежнем направлении, оставаясь
перпендикулярным к нему.
1.1.6. Напряженность
электрического поля
В случае плоских волн напряженность
электромагнитного поля соответствует на-
пряженности электрического поля Е. Она
выражается напряжением, действующим
вдоль отрезка линии поля определенной
длины в плоскости волнового фронта. На-
пряженность электрического поля измеря-
ется в вольтах на метр (В/м) и в свободном
пространстве линейно убывает с расстоя-
нием. Поскольку по мере удаления от по-
стоянного источника одна и та же энергия
должна распределяться по все большей
Рис. 1.4. Направление векторов напряженности
и распространения волн в свободном
пространстве
Электрические
Рис. 1.5. Плоский волновой фронт
с вертикальной поляризацией
1.1. Электромагнитное поле
17
площади поверхности сферы, ее плотность
тоже убывает с расстоянием. К примеру,
если источник излучения в свободном про-
странстве на расстоянии 1 км создает на-
пряженность Е = 1000 мкВ/м, то на удалении
10 км она составит 100 мкВ/м, на 100 км -
10 мкВ/м и на 1000 км - 1 мкВ/м. Так как
условия распространения радиоволн в око-
лоземном пространстве далеки от идеаль-
ных характеристик свободного простран-
ства, реальное ослабление напряженности
с увеличением расстояния оказывается еще
более быстрым.
1.1.7. Поляризация
электромагнитных волн
Поляризация электромагнитной волны оп-
ределяется направлением электрической
составляющей поля. Из представления об
эллиптической поляризации, согласно ко-
торому вектор электрического поля описы-
вает эллипс, следуют особые случаи круго-
вой и линейной поляризации.
Очевидно, что при круговой поляриза-
ции конец электрического вектора описы-
вает круг. Различают право-круговую по-
ляризацию (вектор электрического поля
вращается по часовой стрелке, если смот-
реть в направлении распространения вол-
ны) и лево-круговую (вектор вращается
против часовой стрелки). Эллиптическая
поляризация не играет особой роли при
приеме в диапазоне коротких волн, но все
шире применяется на более высоких час-
тотах, особенно в космическом телевиде-
нии и радиоастрономии.
При линейной поляризации линии элек-
трического поля прямые и определенным
образом расположены по отношению к зем-
ной поверхности как опорной плоскости.
В соответствии с их направлением различа-
ют горизонтальную поляризацию (линии
электрического поля параллельны поверх-
ности Земли) и вертикальную (линии пер-
пендикулярны поверхности Земли). Так,
волна на рис. 1.5 поляризована вертикаль-
но, поскольку линии электрического поля
идут по нормали к горизонту. Однако воз-
можны случаи промежуточного направле-
ния поляризации, в том числе под углом
45°. Такую поляризацию иногда применяют
в УКВ радиовещании (например, в Вели-
кобритании), поскольку подобное излуче-
ние одинаково хорошо принимается стаци-
онарными горизонтальными и вертикаль-
ными штыревыми антеннами (в частности,
автомобильными). Недавно построены пе-
редающие антенны с круговой поляризаци-
ей, одинаково пригодные для решения обе-
их задач. На рис. 1.6 изображено электри-
ческое поле вертикального диполя.
Рис. 1.6. Линии поля вертикального диполя
в представлении Герца (мгновенная картина
в момент t = 0)
Табл. 1.1 наглядно демонстрирует поте-
ри при различных соотношениях поляри-
зации поля и антенны. Потери отсутствуют
(0 дБ), если поле и антенна характеризуют-
ся одинаковой поляризацией. Если же их
поляризация взаимно перпендикулярная
линейная или круговая противоположных
направлений, то прием теоретически невоз-
можен, так как затухание оказывается бес-
конечно большим.
Когда поляризация поля круговая (пред-
ставляет собой результат сложения оди-
наковых составляющих с горизонтальной
и вертикальной поляризацией), а антен-
на поляризована линейно, будет принято
лишь 50% сигнала, так что потери составят
ЗдБ.
Это справедливо и для диагональной
поляризации под углом 45°, при которой
любые антенны с линейной или круговой
поляризацией теряют 3 дБ. Есть лишь два
исключения: поляризация антенны и поля
одинаковы (потери составляют 0 дБ) или
их поляризации взаимно перпендикулярны
(потери теоретически могут быть бесконеч-
но велики). Во время распространения ко-
ротких волн в ионосфере их поляризация
непрерывно меняется, что порождает так
называемые поляризационные замирания.
Препятствия на пути распространения
волн также способны изменять их поляри-
зацию; такой процесс называют деполяри-
зацией.
18
1. Электромагнитные волны
Таблица 1.1. Потери при несовпадении поляризации
Поляризация антенны, дБ Поляризация поля
вертикальная горизонтальная правокруговая левокруговая
Вертикальная ОдБ оо ЗдБ ЗдБ
Горизонтальная оо ОдБ ЗдБ ЗдБ
Правокруговая ЗдБ ЗдБ ОдБ ОО
Левокруговая ЗдБ ЗдБ оо ОдБ
Тип поляризации коротких волн не игра-
ет роли вследствие непостоянства поляриза-
ции на пути распространения. В метровом
диапазоне, напротив, он важен, но и здесь
едва ли возможно полное гашение сигнала
при взаимно перпендикулярной поляриза-
ции: как правило, затухание составляет око-
ло 20 дБ (см. раздел 2.6.5). Вообще говоря,
антенна горизонтальной конструкции излу-
чает горизонтально поляризованную волну,
а отвесный антенный провод - вертикально
поляризованную. Однако характер поляри-
зации не всегда можно предсказать по виду
антенны: например, это затруднительно в
случае щелевой или кубической рамочной
антенн. Столь же сложно предложить уни-
версальное правило для эллиптической по-
ляризации.
1.1.8. Классификация радиоволн
Общее понятие радиоволны относится к диа-
пазону длин волн от 100 км до 1 мм и ин-
тервалу частот от 3 кГц до 300 ГГц соот-
ветственно (табл. 1.2). Однако шкала элек-
тромагнитных колебаний охватывает не
только радио-, но и световые волны, кото-
рые различаются лишь длиной волны. По-
этому радиоволны, как и свет, испытывают
отражение, преломление и дифракцию.
Таблица 1.2. Классификация радиоволн
Обозначение Сокращенное Английское название Английское сокращение Диапазон частот Диапазон длин волн
Extremely Low Frequencies ELF Ниже 300 Гц Более 1000 км
— — Ultra Low Frequencies . ULF 300-3000 Гц 1000-100 км
Мириаметровые онч Very Low Frequencies VLF 3-30 кГц 100-10 км
Километровые нч Low Frequencies LF 30-300 кГц 10-1 км
Гектометровые сч Medium Frequencies MF 300 кГц-3 МГц 1000-100 м
Декаметровые вч High Frequencies HF 3-30 МГц 100-10м
Метровые овч Very High Frequencies VHF 30-300 МГц 10-1 м
Дециметровые УВЧ Ultra High Frequencies UHF 300 МГц-3 ГГц 10-1 дм
Сантиметровые СВЧ Super High Frequencies SHF 3-30 ГГц 10-1 см
Миллиметровые квч Extremely High Frequencies EHF 30-300 ГГц 10-1 мм
2. Распространение
электромагнитных волн
2.1. Атмосфера Земли
Значительную роль при распространении
электромагнитных волн играет земная ат-
мосфера. Эта газовая оболочка Земли до-
стигает высоты 2000-3000 км и состоит
главным образом из азота, кислорода и во-
дяного пара. Атмосферу разделяют на три
основных слоя: тропосферу, стратосферу
и ионосферу (рис. 2.1).
2.1.1. Тропосфера
Тропосфера простирается от поверхности
Земли примерно до высоты 11 км и содер-
жит приблизительно 75% всей воздушной
Температура, 'С
Рис. 2.1. Расслоение атмосферы и изменение температуры в ее нижней части
20
2. Распространение электромагнитных волн
массы. Ее называют также метеосферой,
так как именно в ней происходят метео-
рологические процессы, определяющие по-
году.
Температура тропосферы, как правило,
падает с увеличением высоты примерно на
6-8 градусов на каждые 1000 метров подъе-
ма. На своей верхней границе, в так назы-
ваемой тропопаузе, она достигает мини-
мума (около -50 °C). Высота тропопаузы
может меняться. На наших широтах в мар-
те она находится в своей нижней точке
(в среднем на высоте 9,7 км), а в июле -
в верхней точке (11,1 км).
Состояние тропосферы имеет особое зна-
чение для распространения метровых волн.
2.1.2. Стратосфера
На высоте 11-80 км расположена стратос-
фера - слой, характеризующийся полным
отсутствием водяных паров. Температура
воздуха здесь остается почти неизменной
примерно до 20 км (зона постоянной тем-
пературы). Дальше она непрерывно повы-
шается и на расстоянии 50 км от поверх-
ности Земли достигает приблизительно
+50 °C. Эту область роста температуры на-
зывают также озоновым слоем, поскольку
там довольно большая концентрация озо-
на. Озоновый слой важен для развития
и поддержания жизни на Земле: он погло-
щает значительную часть ультрафиоле-
тового излучения Солнца, губительного
для растений, бактерий и животных орга-
низмов.
Выше 50 км температура вновь снижа-
ется, а на высоте 80 км - при переходе
к ионосфере - опять начинает расти.
2.1.3. Ионосфера
На расстоянии более 80 км от земной по-
верхности располагается ионосфера, кото-
рая простирается до высоты 450-800 км
и постепенно переходит в космическое про-
странство (эту переходную область назы-
вают экзосферой). Ионосфера изобилует
электрически заряженными частицами -
ионами и электронами, возникающими
вследствие распада (ионизации) нейтраль-
ных молекул воздуха. Ионизация в первую
очередь вызывается ультрафиолетовым
и рентгеновским излучениями Солнца. Кос-
мические лучи и потоки метеоритов, ко-
торые беспрерывно сгорают в атмосфере
Земли (десятки миллиардов метеоритных
частиц в сутки), также участвуют в иони-
зации.
Излучение в верхних слоях атмосферы
обладает большой энергией и может выби-
вать электроны из атомных структур газов.
Атом, лишенный одного электрона, об-
разует с оставшимися электронами поло-
жительно заряженный ион. Свободный
электрон устремляется к нейтральному
атому и образует отрицательно заряжен-
ный ион или объединяется с положитель-
ным ионом, превращая его в нейтральный
атом. Такой процесс новообразования ато-
мов называется рекомбинацией. Количе-
ство свободных электронов в единице
объема (концентрация) зависит от интен-
сивности облучения. Благодаря присут-
ствию электрически заряженных частиц -
ионов - верхняя зона атмосферы стано-
вится электрическим проводником, кото-
рый отражает электромагнитные волны
определенной частоты.
При более подробном рассмотрении ока-
зывается, что этот процесс нельзя называть
отражением, так как электромагнитные
волны в ионосфере отклоняются не сразу,
а постепенно, в соответствии с постоянно ме-
няющейся по высоте концентрацией ионов
и изменением связанной с этим диэлектри-
ческой постоянной. Поэтому нужно го-
ворить скорее о рефракции (преломлении)
радиоволн.
Еще в 1902 г. профессор Гарвардского
университета американец А. Е. Кеннел-
ли (А. Е. Kennelly) и английский физик,
член Лондонского королевского общест-
ва О. Хевисайд (О. Heaviside) независимо
друг от друга предположили существова-
ние на большой высоте электропроводяще-
го слоя. Англичанам Эпплтону (Appleton)
и Барнету (Barnet) в 1925 г. удалось экспе-
риментально доказать наличие отражаю-
щих слоев в верхней части атмосферы, под-
твердив тем самым гипотезу Кеннелли
и Хевисайда. Позднее с помощью эхолока-
ции было установлено, что в верхней части
атмосферы находится не один так называе-
мый слой Кеннелли-Хевисайда, а целая си-
стема подобных слоев. Знания об особенно-
стях ионосферы были дополнены и уточ-
нены благодаря измерениям, проведенным
с искусственных спутников Земли и геофи-
зических ракет.
На высоте около 70-90 км в дневное
время образуется так называемый слой D,
отсутствующий ночью. В следующем за
ним слое Е (слой Кеннелли-Хевисайда)
2.1. Атмосфера Земли
21
наблюдается большая концентрация элек-
тронов на высоте примерно 90-125 км.
Выше лежит слой F (Эпплтон-слой), кото-
рый летом в дневное время разделяется на
слои и F2. Достаточная (для обеспечения
отражающих свойств) ионизация в слое Ft
возникает на высоте около 200 км, а в слое
F2 - 200-400 км. Ионизация растет от слоя
к слою и достигает своего максимума в слое
F2 (на высоте приблизительно 400 км). За
слоем F2 ионизация уменьшается и нако-
нец совершенно исчезает.
Последние исследования показали, что
говорить о структуре ионосферы как о сис-
теме слоев неверно, поскольку между обла-
стями с различной концентрацией электро-
нов наблюдаются постепенные переходы.
Но поскольку гипотеза о слоистой структу-
ре уже превратилась в устоявшуюся тео-
рию, допустимо пользоваться ею и дальше.
Показанное на рис. 2.2 строение ионосфе-
ры нельзя рассматривать в виде застывшей
системы расположенных друг над другом
слоев. Степень ионизации постоянно меня-
ется и зависит от сезона, времени суток,
цикличного изменения солнечной активно-
сти, географической широты и других фак-
торов.
2.2. Поверхностная
и пространственная волны
Если передатчик и приемник находятся на
земле, то радиоволны могут распростра-
няться двумя путями (рис. 2.3):
Рис. 2.2. Слои ионосферы
• в тропосфере вдоль земной поверхности
как поверхностные или земные волны;
• через отражение в ионосфере как про-
странственные волны.
Рис. 2.3. Пути распространения поверхностной
и пространственной электромагнитных волн
2.2.1. Распространение
поверхностной волны
Поверхностная волна следует кривизне по-
верхности Земли и при этом поглощается
поверхностью, над которой она распростра-
няется. Поглощение волны усиливается
с увеличением частоты сигнала, поэтому
очень низкие частоты (например, длинные
волны) имеют большой радиус действия
поверхностных волн. На распространение
поверхностной волны существенно влияет
электропроводность почвы и структура
земной поверхности (застройка, раститель-
ность и т.д.); дальность зависит также от
мощности излучения.
Поверхностные волны коротковолнового
диапазона имеют небольшую дальность
действия. При мощности, характерной для
любительского передатчика, в диапазоне
80 м можно рассчитывать на радиус дей-
ствия поверхностной волны до 100 км; при
той же мощности передатчика в диапазоне
10 м ее дальность падает до 15 км. Для уве-
личения дальности поверхностных волн
антенны должны иметь вертикальную по-
ляризацию. Большие расстояния в метро-
вом диапазоне могут быть преодолены пу-
тем искривления, отражения и рассеивания
радиоволн в тропосфере.
2.2.2. Распространение
пространственной волны
Распространение коротких волн на боль-
шие расстояния происходит благодаря от-
ражению пространственных волн в ионо-
сфере. Скорость распространения фронта
22
2. Распространение электромагнитных волн
волны в ионосфере (фазовая скорость) V!
несколько больше той же скорости в тро-
посфере и зависит от концентрации элект-
ронов N (см~3) и рабочей частоты f. Из со-
отношения
где kj - постоянный коэффициент,
с - скорость света,
следует, что рост концентрации электронов
при данной частоте увеличивает фазовую
скорость.
Если же волновой фронт входит в ионос-
феру под углом, то лежащие выше «более
быстрые» части фронта обгонят нижние.
Вследствие такой разницы фазовых скоро-
стей фронт волны отклоняется и при дос-
таточной концентрации электронов может
быть отражен в направлении Земли.
Существует следующая взаимосвязь: для
отражения коротких волн в ионосфере кон-
центрация электронов N должна быть тем
больше, чем выше рабочая частота f. Про-
странственная волна отклоняется к Земле
тем легче, чем меньше угол излучения q ан-
тенны, то есть чем более полого волна вхо-
дит в ионосферу.
Эту закономерность распространения
пространственных волн коротковолно-
вого диапазона хорошо иллюстрирует
рис. 2.4.
Волна 1, которую передающая антенна
излучает под малым углом 0, относительно
полого входит в ионосферу под углом (р
и отклоняется в ней таким образом, что до-
стигает земной поверхности лишь на значи-
тельном удалении: малый угол излучения 0
соответствует скачку большой протяжен-
ности. Этот скачок будет тем длиннее,
чем выше расположен отражающий слой.
В самой высокой области ионосферы -
слое F2 - максимальное расстояние пре-
восходит 4000 км, в слое Е оно составляет
не более 2000 км.
Отсюда понятно, насколько важен для
дальнего распространения коротких волн
угол излучения антенны 0 (его называ-
ют также вертикальным углом возвы-
шения): его нужно выбирать как можно
меньшим.
На рис. 2.5 схематически изображены не-
которые типичные пути распространения
волн благодаря отражениям в слоях Е и Е
Между пунктами излучения волны и ее
новой встречи с земной поверхностью на-
ходится мертвая зона приема (см. рис. 2.4).
При ближайшем рассмотрении оказывает-
ся, что радиоволна распространяется от
области затухания поверхностной волны
до точки, где отраженная пространствен-
ная волна снова достигает Земли. Если
же пренебречь довольно малой дально-
стью поверхностной волны в коротковол-
новом диапазоне, то протяженность мерт-
вой зоны можно считать совпадающей с ми-
нимальной дистанцией скачка волны. Волна
снова отразится от земной поверхности
в направлении ионосферы и при доста-
точной концентрации ионов в ионосфере
будет вторично отражена. Как правило,
данный процесс многократно повторяется,
Рис. 2.4. Влияние угла излучения на отклонение волны в ионосфере: 0gr - граничный угол;
(р - угол падения при входе в слой ионосферы
2.2. Поверхностная и пространственная волны
23
F-----
7-£
Е-----

vf / X
Рис. 2.5. Схематическое изображение некоторых ионосферных отражений радиоволн
и случается даже, что волна несколько раз
огибает земной шар. В целом механизм
многократных скачков волны очень сло-
жен, так как состояние ионосферы изме-
няется от точки к точке. При этом иногда
волна, уже отраженная от слоя Е, вновь
отражается слоем F2 или скачет между
ними.
У волны 2 угол излучения 0 больше, она
несколько глубже проникает в отражаю-
щий слой, и протяженность ее скачка зна-
чительно меньше. Третья волна излучается
уже довольно круто. Она должна дойти по-
чти до области максимальной ионизации,
чтобы быть отраженной, и нуждается в двух
скачках (тогда она сможет преодолеть та-
кое же расстояние, как первая волна). Осо-
бый случай - это волна 4. Она достигает
нижней кромки зоны максимальной кон-
центрации электронов и успевает пробе-
жать вдоль нее большую дистанцию до мо-
мента, когда каким-либо возмущением
в этом слое не отразится снова к Земле. Та-
кую волну называют скользящей или «су-
пермоде» (Supermode).
Почти отвесно излученные волны 5 и 6
будут лишь незначительно отклоняться
слоями ионосферы, поэтому они пробьют
зону максимальной ионизации и уже не
вернутся к Земле. Если же допустить, что
в описываемой ситуации речь идет о слое Е,
то возможно, что эти волны будут отраже-
ны лежащим выше слоем Е Волны 1-4
в этом случае окажутся покрытыми слоем Е
вместо слоя Е Такое покрытие играет нега-
тивную роль при распространении корот-
ких волн на дальние дистанции.
Угол излучения пятой волны обозначает-
ся как критический угол 0gr. Это означает,
что посланная под таким углом волна будет
первой, которая пройдет сквозь весь иони-
зированный слой.
В табл. 2.1 указаны дистанции скачка
волны, отраженной в слоях Е и F2 соответ-
ственно, в зависимости от вертикального
угла излучения 0. При этом высота отраже-
ния от слоя Е принята равной 105 км, а от
слоя F2 - 320 км.
Критическая частота и максимально
применимая частота
Критической частотой fc называют наи-
большую частоту, при которой излучение,
проникающее в ионосферу под прямым уг-
лом, еще отражается от данного слоя. Ра-
диолокация позволяет определять fc и оце-
нивать высоту отражающего слоя по задер-
жке измеряемого отраженного сигнала.
В результате находят кажущуюся высоту.
На самом деле нижняя граница отражаю-
щего слоя залегает несколько глубже кажу-
щейся высоты, поскольку при измерении
запаздывания не учитывается небольшая
разница скоростей электромагнитной вол-
ны в пределах и вне ионизированного слоя.
Критическая частота пропорциональна квад-
ратному корню из концентрации электро-
нов N; она имеет смысл применительно
24
2. Распространение электромагнитных волн
Таблица 2.1. Дистанции скачка волны
Угол излучения,град. 1-й скачок, слой Е, км 2-й скачок, слой Е, км 1-й скачок, слой F2, км 2-й скачок, слой F2, км
0 2250 4500 4025 8050
5 1400 2800 ЗОЮ 6020
10 980 1960 2315 4620
15 700 1400 1800 3600
20 540 1080 1475 2950
25 430 860 1205 2410
30 350 700 1000 2000
35 280 560 835 1670
40 240 480 700 1400
45 205 410 585 1170
50 . 170 340 500 1000
55 140 280 420 840
60 120 240 345 690
65 95 190 280 560
70 75 150 220 440
75 55 ПО 160 320
80 35 70 100 200
85 20 40 ‘ 50 100
к углу излучения 0 = 90°, когда луч возвра-
щается в точку испускания. При меньшем
значении угла появляются «скачки», или
мертвые зоны, и с убыванием угла растет
частота отражаемого излучения. Такая час-
тота называется максимальной примени-
мой (МПЧ) и связана с критической часто-
той законом секанса:
МПЧ = fcx seccp (2.2)
Поскольку seccp = l/cos(p и seccp = sin0
(без учета кривизны земной поверхности),
получаем:
МПЧ = fc х l/coscp = fc х 1/sinO.
Выражения l/coscp и 1/sinO называют ко-
эффициентом МПЧ. На рис. 2.6 представ-
лен рост коэффициента МПЧ m с умень-
шением угла излучения 0. Максимальная
применимая частота, при которой электро-
магнитная волна проходит через заданные
конечные точки исключительно вследствие
преломления в ионосфере, называется клас-
сической. Стандартная МПЧ - это некое
приближение к классической, получаемое
путем пересчета из критической частоты.
На рис. 2.6 показана упрощенная зависи-
мость между критической частотой fc и
верхней частотной границей МПЧ, выра-
женной через коэффициент МПЧ от угла
излучения 0.
Пример
При 0 = 30° получаем m = 2 (выделено пун-
ктиром). Пусть fс = 3 МГц, тогда верхняя
граница частоты составит: МПЧ = fc х m =
= 6 МГц. Вследствие кривизны земной по-
верхности, учитываемой при расчетах пу-
тем модификации закона секанса, величи-
на m при 0 = 0 может принимать лишь мак-
симальные значения - примерно 5,6 и 3 для
слоев Е и F2 соответственно.
Затухание пространственных волн
Падающая электромагнитная волна вызы-
вает в ионосфере согласованные колебания
свободных электронов и ионов. Они стал-
киваются с ближайшими молекулами газа,
и в результате часть энергии колебаний пе-
реходит в тепло. Это приводит к затуханию
волн, растущему пропорционально квадрату
длины волны. Затухание, или поглощение,
2.2. Поверхностная и пространственная волны
25
Рис. 2.6. Зависимость коэффициента МПЧ от угла излучения
волн увеличивается с повышением концен-
трации носителей заряда: чем больше элек-
тронов, ионов и молекул газа приходится
на единицу объема, тем вероятнее столкно-
вения, связанные с преобразованием энер-
гии. Отсюда, в частности, следует, что по-
глощение должно быть тем значительнее,
чем больший обратный путь в ионосфере
проходит отраженная электромагнитная
волна.
Косвенной мерой затухания в ионосфере
служит наименьшая применимая частота
(НПЧ), или частота затухания. Она харак-
теризует самую низкую частоту в КВ диа-
пазоне, которую еще можно использовать
для связи на пространственных волнах. Та-
ким образом, диапазон применимых частот
ограничен МПЧ сверху и НПЧ снизу.
2.3. Распространение
коротких волн
Возможность коротковолновой связи на
пространственных волнах зависит от состо-
яния ионосферы, которое прямо связано
с активностью Солнца (строение ионосфе-
ры обсуждалось в разделе 2.1.3).
2.3.1. Солнечная активность
То, что мы воспринимаем как Солнце, на са-
мом деле является фотосферой, то есть слоем
толщиной 300 км, отделяющим внутренние
области светила от солнечной атмосферы.
Фотосфера окружена хромосферой, прости-
рающейся до высоты 10 тыс. км. Хромосфе-
ра совершенно незаметна на фоне фотосфе-
ры, и увидеть ее можно лишь при полном
солнечном затмении либо с помощью специ-
альной аппаратуры. Выглядит она розова-
той светящейся каемкой.
Над хромосферой простирается корона -
внешний слой солнечной атмосферы, протя-
женность которого многократно превышает
диаметр Солнца. Новейшими исследовани-
ями установлено, что орбита Земли про-
ходит во внешней части короны. Этот слой
также не виден на фоне фотосферы и наблю-
дается только при полном солнечном затме-
нии как нимб вокруг солнечного диска.
Энергия Солнца высвобождается при
ядерных процессах в его внутренних обла-
стях, оттуда переносится наружу и излуча-
ется солнечной атмосферой. Такое излуче-
ние состоит из электромагнитных волн
и частиц (корпускулярного излучения)
и сопровождается потерей массы со ско-
ростью 5,3 млн тонн в секунду, причем
4,3 млн тонн приходится на корпускуляр-
ное излучение. Однако запас энергии Солн-
ца настолько грандиозен, что даже при ны-
нешней светимости оно утратит менее
0,1% своей массы за 10 миллиардов лет.
Излучение электромагнитных волн
Большая часть солнечной энергии испуска-
ется фотосферой в форме света в диапазо-
не длин волн 400-700 нм с максимумом
26
2. Распространение электромагнитных волн
при 470 нм. Электромагнитные волны ис-
пускаются во всем спектре от гамма-лучей
до радиоволн - через рентгеновское, ульт-
рафиолетовое, видимое и инфракрасное
излучения. Однако строение и состояние
ионосферы определяется главным образом
рентгеновским и ультрафиолетовым излу-
чениями Солнца.
Рентгеновское излучение формируется
в короне и ионизирует земную атмосферу
преимущественно на высотах 50 и 150 км
(слои D и Е).
Ультрафиолетовые лучи испускаются хро-
мосферой. Они способствуют образованию
слоя F и в какой-то степени ионизируют
окись азота (NO), едва представленную в
слое D.
Проникая в земную атмосферу, ультра-
фиолетовое и рентгеновское излучения
ионизируют атомы и молекулы воздуха
и постепенно поглощаются. По мере углуб-
ления в атмосферу воздух становится плот-
нее и излучение ослабляется все сильнее,
так что в конце концов ионизирующие лучи
исчезают.
В ионосфере слои образуются потому,
что ультрафиолетовое и рентгеновское из-
лучения избирательно поглощаются неко-
торыми атомами и молекулами (например,
О, О2, N2, NO), а сам процесс неодинаково
протекает на различных высотах.
Солнечный ветер
Корпускулярное излучение слабо влияет
на ионосферу. В настоящее время его при-
нято называть солнечным ветром, посколь-
ку речь идет о постоянном истечении мате-
рии из короны, происходящем согласно за-
конам магнитогидродинамики. Солнечный
ветер был обнаружен и измерен космичес-
кими летательными аппаратами. Скорость
и степень турбулентности солнечного вет-
ра зависят от активности Солнца.
Температура солнечной короны состав-
ляет 106 К. Частицы, среди которых преоб-
ладают протоны (ядра водорода), находят-
ся здесь в состоянии плазмы и движутся со
скоростью более 600 км/с. Давление газа
в чрезвычайно горячем веществе короны
столь велико, что тяготение Солнца не спо-
собно его уравновесить. Благодаря этому
вещество постоянно истекает из короны,
покидает Солнце и уходит в межпланетное
пространство. Солнечный ветер характери-
зуется средней скоростью 320 км/с, плот-
ностью частиц 5 см-3 и в основном состоит
из водорода при температуре 104-105 К.
Движение заряженных частиц солнечно-
го ветра порождает магнитное поле, кото-
рое сталкивается с магнитным полем днев-
ной стороны Земли. При этом на удалении
около 100 тыс. км от центра Земли форми-
руется ударная волна, похожая на ударную
волну самолета, преодолевающего звуко-
вой барьер. Затем солнечный ветер попада-
ет в переходную область, где турбулизи-
руется, после чего, наконец, оказывается
в магнитопаузе и обтекает магнитосферу
Земли.
Искусственные спутники Земли позво-
ляют изучать строение земной магнитосфе-
ры, подверженной сильному влиянию сол-
нечного ветра (см. рис. 2.7).
Пограничный слой магнитопаузы между
переходной областью и магнитосферой за-
мечателен тем, что в нем устанавливается
равновесие между энергией магнитного
поля Земли и энергией движения солнеч-
ного ветра. Поэтому солнечный ветер либо
вовсе не проникает в магнитосферу, либо
попадает туда только в определенных мес-
тах и при особых условиях.
Солнечный ветер сжимает магнитное поле
Земли со стороны Солнца. С противополож-
ной стороны линии поля вытягиваются от
Солнца в виде хвоста, простирающегося да-
леко за лунную орбиту. На удалении около
130 тыс. км от центра Земли образуется пара
параллельных, одинаково интенсивных, но
противоположно направленных магнитных
полей, разделенных нейтральным слоем, ко-
торый окружен слоем плазмы солнечного
происхождения. Ее составляют частицы
солнечного ветра, проникающие через от-
крытые концы хвостов магнитосферы. На
ночной стороне Земли слой плазмы распро-
страняется вплоть до земной атмосферы
и сливается с ней в кольцевой зоне - так на-
зываемом овале северного сияния. Но и на
дневной стороне Земли солнечная плазма
способна затекать в ее атмосферу через ней-
тральные точки пограничной области меж-
ду замкнутыми и разомкнутыми линиями
поля в магнитопаузе.
«Нормальный» постоянный солнечный
ветер, испускаемый спокойным Солнцем,
почти не препятствует распространению
коротких волн, поскольку не провоцирует
каких-либо особых событий в ионосфере.
Нарушения возникают лишь тогда, когда
Солнце выбрасывает дополнительные по-
токи материи в результате действия опре-
деленных центров активности. Об этом
и пойдет речь дальше.
2.3. Распространение коротких волн
27
Рис. 2.7. Строение земной магнитосферы и ее деформации, обусловленные солнечным ветром
Солнечные пятна
Описанные выше проявления присущи спо-
койному Солнцу. Такое состояние вовсе не
является нормальным и в лучшем случае
может быть охарактеризовано как непро-
должительный период минимума солнеч-
ных пятен. Чаще всего приходится иметь
дело с повышенной солнечной активнос-
тью, напрямую связанной с возникновени-
ем солнечных пятен.
Пятна появляются поодиночке и группа-
ми. Время их жизни определяется размера-
ми и составляет от нескольких дней до мно-
гих месяцев. Обычно пятна зарождаются
в зоне между 20° к северу и 20° к югу от эк-
ватора Солнца и движутся вместе в враще-
нием светила. Это значит, что при наблю-
дении с Земли долгоживущие пятна оказы-
ваются в точке своего обнаружения каждые
27 суток.
Существование солнечных пятен было
установлено еще 2000 лет назад в Китае.
Почти за 400 лет до наших дней Галилей
наблюдал темные пятна на солнечном дис-
ке. Их число и время жизни регистри-
руются вот уже более 200 лет. Астроном-
любитель Г. С. Швабе (Н. S. Schwabe) из
Дессау проанализировал данные о солнеч-
ных пятнах, собранные за 20 лет наблюде-
ний, и в 1843 г. заключил, что они появля-
ются с периодичностью около 10 лет, от-
крыв тем самым цикличность солнечных
пятен. Благодаря регулярным наблюдени-
ям вскоре выяснилось, что период колеба-
ний численности пятен составляет в сред-
нем 11 лет и может варьироваться от 7 до
17 лет. Р. Вольф (R. Wolf), директор обсер-
ватории в Цюрихе, обработал более ранние
наблюдения солнечных пятен (вплоть до
1749 г.), определил циклы их численнос-
ти и отнес начало цикла № 1 к февралю
1755 г. (минимум солнечных пятен).
С этого времени ведется счет циклов,
причем каждый цикл начинается с мини-
мума.
Ради единообразия результатов наблю-
дений принято выражать численность сол-
нечных пятен их относительным числом:
R = k(10g + f),
где к - поправочный множитель из парал-
лельных определений (к « 1);
g - число групп пятен;
f - число обособленных пятен.
Этот метод был разработан Вольфом
в 1849 г., и потому относительное число
солнечных пятен R называют также числом
Вольфа. R12 определяется как среднее зна-
чение из двенадцати среднемесячных.
В мае 1947 г. относительное число сол-
нечных пятен достигло величины R = 151,8
(цикл № 18), не наблюдавшейся уже на
протяжении сотни лет. Этот максимум был
превзойден в следующем цикле № 19, ког-
да в сентябре 1957 г. было зафиксировано
рекордное число R= 201,3. В цикле № 21,
в конце 1979 г., отмечен максимум R = 164.
До сих пор объяснение цикличности сол-
нечных пятен не найдено, да и сами они
таят немало загадок.
Считается, что пятна представляют со-
бой видимое проявление магнитных полей
исключительной интенсивности, причем
смежные пятна достаточно часто различа-
ются своей полярностью (униполярные и
биполярные поля пятен). Магнитные поля
28
2. Распространение электромагнитных волн
характеризуются напряженностью 0,45 Тл
(напряженность магнитного поля Земли со-
ставляет 0,5 х 10“4 Тл).
Солнечные пятна на 1200° холоднее ок-
ружающей фотосферы с ее температурой
5670 °C. Солнечное пятно - это лишь ма-
лый пространственный и временной фраг-
мент мощного центра активности, залегаю-
щего под фотосферой и потому недоступ-
ного прямым наблюдениям.
По внешним границам солнечного пят-
на формируются так называемые области
факелов, наблюдаемых в определенных
спектральных линиях. Факелы светлее
и, следовательно, горячее своего окруже-
ния, они имеют гигантские размеры и по-
являются как в фотосфере, так и в хромо-
сфере.
Внутри областей факелов в хромосфере
часто происходят выбросы (извержения),
вызывающие внезапные «возгорания» с
одновременным увеличением поверхности
факелов. Такие выбросы называют вспыш-
ками. Они различаются яркостью, размера-
ми и временем жизни. Вспышки разгорают-
ся за несколько минут и угасают за 30-60
минут, но наблюдаются и другие, гораздо
более короткие или длительные. Возникно-
вение вспышек также объясняется интен-
сивными магнитными полями. Солнечные
извержения порождают электромагнитные
излучения всех типов, а при особенно круп-
ных выбросах усиливается корпускулярное
излучение.
Необходимо заметить, что светимость
Солнца, определяемая видимым излучени-
ем фотосферы, не подвержена заметному
влиянию солнечной активности и считает-
ся постоянной.
2.3.2. Солнечная активность и ионосфера
Даже при минимальной солнечной актив-
ности наблюдается суточная и сезонная из-
менчивость ионосферы. Если бы она была
строго регулярной, то для любого места на
Земле и любого срока можно было бы со-
ставить «расписание частот» на все случаи
коротковолновой связи. Однако сильная
непредсказуемая долгосрочная изменчи-
вость солнечной активности существенно
снижает реализуемость подобных прогно-
зов. Тем не менее опытный радиолюбитель,
фиксируя текущие условия радиосвязи
и опираясь на различные признаки, сумеет
распознать большинство возмущений ионо-
сферы.
Строение и свойства невозмущенной
ионосферы
Энергия солнечного ультрафиолетового
и рентгеновского излучений максимальна
при вторжении в верхнюю часть земной ат-
мосферы. Однако там воздух еще крайне
разрежен, и в нем присутствует совсем мало
ионизируемых молекул. По мере проникно-
вения излучения в атмосферу становится
возможным образование все большего чис-
ла свободных электронов, поскольку она уп-
лотняется. В то же время энергия излучения
иссякает. В конце концов будет достигнута
зона, где плотность молекул газа как раз та-
кова, что оставшейся энергии излучения до-
статочно для их почти полной ионизации.
При этом формируется область максималь-
ной концентрации свободных электронов,
названная по имени ученого Чепмена, впер-
вые описавшего данный процесс.
Толщина слоя Чепмена зависит от двух
факторов: высотного хода плотности атмос-
феры и ее способности ослаблять солнеч-
ное излучение. Последняя выражается в
том, что ультрафиолетовое и рентгеновское
излучения различных длин волн избира-
тельно поглощаются на разных высотах оп-
ределенными атомами и молекулами (азо-
том, кислородом, водяным паром и др.).
Интенсивность солнечного излучения вли-
яет не на толщину слоя, а на концентрацию
электронов в нем. При отвесном падении
лучей концентрация максимальна. С при-
ближением Солнца к горизонту ионизация
постепенно слабеет из-за постоянной ре-
комбинации заряженных частиц, и в конце
концов ионизованный слой исчезает.
Принято выделять следующие ионизиро-
ванные слои:
• слои F:
- теория Чепмена лишь приблизительно
объясняет происхождение слоя F2, нахо-
дящегося не выше 200-400 км. Здесь
концентрация электронов максимальна
(около мидриона свободных частиц на
1 см3), это самый ионизированный слой
из всех. Коротковолновая дальняя связь
(DX) осуществляется главным образом
благодаря отражению от слоя F2. Вслед-
ствие небольшой скорости рекомбина-
ции он существует и в ночное время,
хотя в несколько ослабленном виде. Не-
задолго до восхода Солнца концентра-
ция электронов проходит через мини-
мум; после восхода ионизация растет и
2.3. Распространение коротких волн
29
спустя 1-2 ч достигает среднесуточного
уровня. Летом слой F2 весь день пребы-
вает на высоте 400 км, зимой и в ноч-
ные часы он опускается до 250-300 км.
Слою F2 свойствен ряд аномалий. Днев-
ная аномалия состоит в том, что макси-
мум концентрации электронов не обна-
руживается при максимальной высоте
Солнца и появляется преимущественно
вскоре после полудня. Ночная аномалия
заключается в продолжающемся росте
ионизации в отсутствие солнечного из-
лучения. Полярная аномалия слоя F2
наблюдается в зоне полярной ночи, ког-
да солнечное излучение в течение долго-
го времени отсутствует. Наконец, оста-
ется непонятной сезонная аномалия, вы-
ражающаяся в том, что концентрация
электронов зимой оказывается больше,
чем летом. Кроме того, вопреки ожида-
ниям, летний максимум ионизации на-
ступает не при максимальных высотах
Солнца, а вскоре после равноденствий,
то есть после 21 марта и 23 сентября,
когда день и ночь имеют одинаковую
продолжительность. Если при равно-
денствии Солнце находится над эква-
тором, ионизация максимальна над се-
верными и южными широтами. Области
повышенной концентрации электро-
нов разделены участком минимальной
ионизации, простирающимся вдоль маг-
нитного экватора. Такое положение на-
зывают геомагнитной аномалией;
-слой F1 формируется лишь в течение.
дня на высоте 200-280 км. Летом он
встречается чаще, чем зимой, и от ниж-
ней границы слоя F2 отделен областью
пониженной концентрации электронов
(толщиной 50 км). Слой Ft образуется
в соответствии с теорией Чепмена и со-
держит не более 400 тыс. свободных
электронов в 1 см3. Этот слой нежела-
елен для распространения коротких
_юлн, так как поглощение в нем препят-
ствует их прохождению к слою F2. Слой
Fj всегда сопутствует формированию
слоя F2, так что оба они составляют еди-
ный комплекс слоев F;
• слой Е. Максимум концентрации электро-
нов в слое Е приходится на высоту 110-
130 км. Считается, что он возникает соглас-
но теории Чепмена (Chapman). При сред-
ней концентрации электронов 100 000 см-3
ионизовано только 0,1% присутствующих
атомов. Слой формируется на дневной
стороне Земли; вскоре после восхода
Солнца ионизация быстро растет, к полу-
дню достигает максимума и затем медлен-
но спадает вплоть до захода светила. После
этого интенсивная рекомбинация в тече-
ние часа приводит к почти полному исчез-
новению слоя. Иногда слой Е существует и
ночью, но из-за отсутствия солнечного из-
лучения концентрация ионов в нем крайне
мала. Критическая частота fc дневного слоя
Е почти всегда лежит в пределах 2-4 МГц,
причем она повышается в период максиму-
ма солнечных пятен и понижается в период
минимума. Спорадический слой Е (слой Es)
представляет собой частое, но весьма нере-
гулярное явление в ионосфере. Структура
этого слоя не является слоистой и больше
похожа на облачность. Поэтому его следу-
ет относить к возмущениям ионосферы
(см. раздел «Возмущения ионосферы»);
• слой D. Расположен на высоте 70-90 км
от земной поверхности в сравнительно
плотной области атмосферы. Концентра-
ция электронов в нем крайне мала (см.
рис. 2.2), и потому здесь могут отражать-
ся лишь самые длинные волны. Короткие
волны проходят сквозь слой, но при этом
иногда сильно ослабляются, а в крайних
случаях полностью поглощаются. Погло-
щение обратно пропорционально квадра-
ту частоты. Поэтому слой D обычно не
препятствует распространению 10-, 15-
и 20-метровых пространственных волн,
для 40-метровых волн затухание стано-
вится значительным, а более всего стра-
дают 80- и 160-метровые диапазоны. По-
глощение тем больше, чем меньше угол
падения волны на слой D (см. рис. 2.4)
и чем выше в нем концентрация электро-
нов. Поскольку этот слой способен фор-
мироваться лишь под действием солнеч-
ного излучения и процесс рекомбинации
в нем протекает очень быстро, он исчеза-
ет после захода Солнца в течение не-
скольких минут. Сравнительно малый
радиус действия 80- и отчасти 40-метро-
вых волн в дневное время объясняется их
затуханием в слое D. Он нисколько не
способствует дальнему распространению
коротких волн за счет отражений и дол-
жен рассматриваться как чисто погло-
щающий слой, препятствующий распро-
странению пространственных волн.
Возмущения ионосферы
Более или менее выраженные возмущения
ионосферы происходят постоянно и явля-
ются следствием солнечной активности,
30
2. Распространение электромагнитных волн
первичным показателем которой служат сол-
нечные пятна. Строение ионосферы зависит
почти исключительно от ультрафиолетово-
го и рентгеновского излучений Солнца, так
что всплески этих излучений вызывают
в ней соответствующие возмущения. Такие
всплески, как любые электромагнитные ко-
лебания, распространяются со скоростью
света и достигают Земли приблизительно
за 8 мин.
Интенсивные выбросы электромагнитно-
го излучения нередко сопровождаются из-
вержениями солнечной материи, то есть
корпускулярным излучением. Поток час-
тиц движется намного медленнее электро-
магнитных волн. В зависимости от своей
скорости частицы приходят в земную ат-
мосферу за время от 15 мин до 40 ч после
выброса. Возмущения за счет корпускуляр-
ного излучения происходят в связи с воз-
мущениями от более мощной ультрафиоле-
товой и рентгеновской радиации, но с за-
держкой относительно последних.
Внезапные возмущения ионосферы
Так называются любые внезапно возника-
ющие возмущения ионосферы, обусловлен-
ные усилением ультрафиолетовой и рентге-
новской радиации. Эта радиация поглоща-
ется в ионосфере, вызывая дополнительную
ионизацию, особенно заметную в слое D.
С повышением концентрации электронов
растет и поглощение коротких волн в слое.
Крайнее проявление данной зависимости
называют эффектом Мёгёля-Дилинджера
(MDE) или замиранием коротких волн
(ЗКВ). В 1927 г. Г. Мёгель (Н. Mogel) впер-
вые наблюдал кратковременные нарушения
коротковолновой дальней связи. В 1935 г.
Дж. Г. Дилинджер (J. Н. Dellinger) отметил,
что прекращение всех коротковолновых се-
ансов связи совпало с извержением на Сол-
нце. В этом случае коротковолновая радио-
связь на дневной стороне Земли прекраща-
ется на период действия эффекта. Обычно
ЗКВ длится от нескольких минут до не-
скольких часов. В это время улучшается
прием и усиливаются помехи на длинных
волнах. Такое внезапное возмущение ионо-
сферы рассматривается как первая реакция
атмосферы Земли на появление солнечной
вспышки. Обычно дело не доходит до пол-
ного замирания коротких волн и ограничи-
вается тем, что их поглощение более или
менее быстро возрастает, а отражение пада-
ет, в силу чего МПЧ и fc неожиданно умень-
шаются. Напротив, при полном развитии
эффекта ЗКВ приемник может «онеметь»
настолько, что покажется неисправным.
Эффект ЗКВ наблюдается чаще всего
в период максимума солнечных пятен и толь-
ко на дневной стороне Земли.
Ионосферные бури
Как уже отмечалось в разделе «Солнечный
ветер», со стороны Солнца на расстоянии,
много большем земного радиуса, происхо-
дит сложное взаимодействие магнитного
поля Земли и солнечной плазмы, вызы-
вающее колебания геомагнитного поля.
В настоящее время такие возмущения ре-
гистрируются инструментально и оцени-
ваются по магнитограммам. Всплеск (из-
быток) корпускулярного излучения ото-
бражается на магнитограмме как резкое
изменение геомагнитного поля. Такое со-
бытие носит название геомагнитной (или
просто магнитной) бури. Избыточная солнеч-
ная плазма, отклоненная геомагнитным по-
лем, разными путями проникает в атмосферу
Земли и вызывает в ней ионосферные бури.
Выброс солнечной плазмы, состоящей из
протонов и электронов, визуально прояв-
ляется как интенсивная вспышка и дости-
гает Земли за 20-40 ч. Поэтому считается,
что через 1-3 дня после сильного ЗКВ слу-
чается ионосферная буря. Она сопровожда-
ется магнитной бурей и длится многие дни,
то есть гораздо дольше ЗКВ.
Основными признаками ионосферной
бури служат падение критической частоты
слоя F2 до половины от «нормального»
уровня и рост поглощения в слое D. В целом
спектр применимых коротких волн сильно
сужается сверху (за счет понижения fc) и
снизу (благодаря более сильному поглоще-
нию, которое ослабляет длинноволновую
часть коротковолнового диапазона). Во время
бурь, разных по интенсивности и длитель-
ности, принимаемые коротковолновые сиг-
налы крайне слабы и часто страдают от
пульсирующих затуханий. При сильных
ионосферных бурях замирание может быть
настолько глубоким, что дальняя связь ока-
зывается невозможной сразу во многих реги-
онах. Заслуживает внимания тот факт, что
непосредственно перед подобным затухани-
ем дальняя связь часто осуществляется осо-
бенно успешно. Радиолюбитель может вос-
пользоваться этим, если через несколько дней
после глубокого ЗКВ будет чаще работать в
диапазонах дальней коротковолновой связи.
Влияние ионосферных бурь проявляет-
ся и днем, и ночью. В период максимума
2.3. Распространение коротких волн
31
солнечных пятен оно усиливается, но длит-
ся меньше, нежели во время минимума.
Ионосферные возмущения, связанные
с геомагнитными нарушениями, сопровож-
даются побочными явлениями, в той или
иной степени влияющими на распростра-
нение коротких волн. Это тем более спра-
ведливо, если ионосферные возмущения
по своей интенсивности приближаются
к ионосферным бурям. К таким явлениям
относится живописное северное сияние,
обычное на высоких геомагнитных широ-
тах, но сравнительно редкое на умеренных.
Его вызывают частицы с энергиями, близ-
кими к 104 эВ (энергию в 1 эВ - электрон-
вольт - приобретает электрон, преодолева-
ющий разность потенциалов в 1 В). Попа-
дая в ионосферу, эти частицы благодаря
ударной ионизации повышают концент-
рацию электронов, значения которой до-
стигают 106см-3 вблизи слоя Е. Тем са-
мым увеличивается электропроводность
ионизированных областей, и под влияни-
ем электрических полей возникают мощ-
ные системы токов, побочными явлениями
которых и объясняются северные сияния.
В окрестностях северного сияния, в се-
верном радиосиянии, короткие волны мо-
гут претерпеть обратное рассеяние. Но если
геомагнитное возмущение слишком вели-
ко, наблюдается сильное их затухание в об-
ластях поглощения, прилегающих к зоне
северного сияния. При крайне мощных гео-
магнитных возмущениях области поглоще-
ния способны простираться до умеренных
широт и существенно мешать распростра-
нению коротких волн в ионосфере.
Северное радиосияние случается в днев-
ное и ночное время, максимум частоты его
появления приходится на интервалы от
01.00 до 03.00 и от 17.00 до 19.00 по местно-
му времени. Чаще всего такие сияния бы-
вают весной и осенью. Самые интенсивные
северные сияния наблюдаются в период
максимума солнечных пятен.
Коротковолновая связь на обратном рас-
сеянии от северных сияний не имеет особо-
го значения в деятельности радиолюбите-
лей. В периоды минимальной солнечной
активности удобнее пользоваться 10-, 15-
и отчасти 20-метровыми диапазонами. Но
для приверженцев 2-метровой полосы та-
кая связь - подлинный праздник (см. раз-
дел 2.4).
При необычно мощных извержениях на
Солнце, как правило, возникает излучение,
состоящее преимущественно из протонов
и альфа-частиц (ядер атомов гелия). В этом
случае речь идет о быстрых частицах, кото-
рые принадлежат к космическим лучам
и обладают энергией более 109 эВ. За время
от 15 мин до нескольких часов они прони-
кают сквозь полярные магнитные шапки
в земную атмосферу. Поэтому на высоких
геомагнитных широтах происходит интен-
сивная ионизация слоя D, что приводит
к сильному поглощению коротких волн.
Явления, связанные с поглощением в по-
лярных шапках, обычно длятся 2-3 дня,
реже - до 10 дней.
Спорадический слой Е (слой Es) суще-
ственно отличается от остальных слоев
ионосферы своей протяженностью и прояв-
лениями. Эти слои разрозненны на высоте
слоя Е, и поэтому его выделяют среди дру-
гих, называя спорадическим слоем Е или -
кратко - слоем Es. Данги (Dungey) и Уайт-
хед (Whitehead) авыдвинули теорию сдви-
говых ветров, частично объясняющую воз-
никновение данного слоя.
Выше слоя D на расстоянии около 90 км
над земной поверхностью дуют сильные
ветры. Их скорость и вариации направле-
ния достигают максимума на высоте 95 км.
Здесь сменяются ураганы, идущие на смеж-
ных высотах то с запада, то с севера. При-
чина в том, что в области Е действуют про-
цессы переноса разной природы. На 25%
они обусловлены регулярными приливны-
ми ветрами и на 75% - нерегулярными гра-
витационными волнами. Сильные ветры
разных направлений, едва отстоящие друг
от друга по высоте, порождают вертикаль-
ные сдвиги в поле скорости ветра. Поэтому
имеющиеся там ионы и электроны как бы
собираются в облака с повышенным содер-
жанием заряженных частиц. Эти тонкие,
сильно ионизированные слои Es состоят
преимущественно из долгоживущих ионов
металлов и электронов. Ионы металлов по-
ставляются сгорающими здесь метеорита-
ми (см. раздел «Отражения от метеоритных
следов»).
Типичный слой Es неоднороден. В сравни-
тельно равномерное распределение ионов
вкраплены сгустки плазмы, мелкие поля
сжатой плазмы или плазмы с сильно колеб-
лющимся показателем преломления.
Из-за своего систематического погруже-
ния в более плотные слои воздуха слои Es
завихряются вследствие турбулентности
этих слоев и в конце концов исчезают.
Сезонные и суточные вариации возникно-
вения слоев Es определяются устойчивыми
32
2. Распространение электромагнитных волн
полями электрической поляризации. В за-
висимости от географической широты
можно выделить две их основные формы.
Первая образуется в области северных
сияний, а также на отдельных геомагнит-
ных широтах к северу и югу от нее. Эту
форму называют слоем Es северного си-
яния. Она коррелирует с геомагнитными
возмущениями и северными сияниями.
Чем мощнее геомагнитное возмущение, тем
дальше к экватору смещается слой Es север-
ного сияния. Он интенсивен и перекрывает
все вышележащие слои.
На умеренных широтах слои Es возника-
ют крайне нерегулярно, ограничены в про-
странстве и напоминают облака повышен-
ной концентрации электронов на высоте
100-130 км. Подобно обычным облакам,
они весьма разнообразны и переменчивы
по величине, характеру движения, скорос-
ти и концентрации ионизованных частиц.
Было установлено, что на умеренных широтах
они движутся преимущественно к экватору.
В ходе дальнейших наблюдений выясни-
лось, что такие облака образуются преиму-
щественно в летние месяцы (с мая по сен-
тябрь), их появление наиболее вероятно
в июне-июле и в конце года. Для суточного
хода характерно возрастание их количества
с предполуденного до предвечернего пери-
одов (с 10.00 до 19.00 по местному време-
ни) с максимумом вскоре после полудня.
По-видимому, связи м^ежду солнечной ак-
тивностью и появлением облаков Es не су-
ществует.
Длина «скачков» при отражениях от слоя Es
достигает 2300 км. Бывают и многоскачко-
вые отражения. При крайне малых значе-
ниях критических частот, когда КВ диапа-
зон для дальней связи «немеет», в опреде-
ленных регионах удается устанавливать
связь на сравнительно небольших (поряд-
ка 500 км) дистанциях. Их называют корот-
кими скачками и объясняют отражениями
от облаков Es. При исключительно сильной
ионизации, наблюдающейся крайне редко,
такие отражения возможны и в 2-метровом
диапазоне. Отражениями от слоев Es час-
тично обусловлен также сверхдальний при-
ем телевизионных передач, особенно на
первом канале.
Обратное рассеяние
После отражения от ионосферы и перво-
го соприкосновения с грунтом (первого
скачка) лишь очень малая часть энергии
рассеивается обратно и, отразившись от
ионосферы, возвращается в исходную точ-
ку. На обратном рассеянии в пределах мер-
твой зоны возможен, например, прием ши-
роковещательной коротковолновой радио-
станции.
2.3.3. Распространение волн
любительских КВ диапазонов
Радиолюбитель не имеет возможности оп-
ределять состояние ионосферы, хотя это -
решающий фактор дальнего распростране-
ния коротких волн. Он также не в состоя-
нии выбирать частоты, оптимальные для
передачи, так как привязан к любительс-
ким диапазонам. Постоянные наблюдения
в сочетании со знанием механизма распро-
странения радиоволн помогают понять, ка-
кие условия связи рбеспечит определенный
КВ диапазон в тот или иной момент вре-
мени. Долгосрочные прогнозы и правила
пользования любительскими диапазонами
не заменяют такую практику, поскольку
исходят из представлений о «нормальной»,
сравнительно спокойной ионосфере и по-
тому страдают некоторой неопределеннос-
тью из-за непрерывно меняющейся солнеч-
ной активности.
Распространение в 160-метровом
любительском диапазоне
Согласно международным соглашениям,
160-метровый диапазон занимает частоты
от 1800 до 2000 кГц. Почти все страны
пользуются правом предоставлять радио-
любителям лишь определенные участки
в пределах этой полосы, причем каждая
страна делает это по-своему. Однако можно
рассчитывать на участок 1810-1850 кГц,
который практически всегда отдают люби-
телям.
У рассматриваемого диапазона есть свои
почитатели. Поскольку он применим для
дальней связи лишь в ночное время, радио-
любители прозвали его «совиной полосой».
За исключением ночного времени зимой
в период минимума солнечной активности
160-метровая полоса всегда лежит ниже
граничной частоты. Затухание в слое D
весьма значительно, так что на протяжении
суток связь возможна только в пределах
дальности действия поверхностных волн.
Высок и уровень атмосферных помех.
В ночное время доступен радиообмен на
более длинных трассах, причем наилуч-
шие условия дальнего распространения
КВ следует ожидать зимой. В нормальной
2.3. Распространение коротких волн
33
ситуации нет мертвых зон. В данной поло-
се радиоволны распространяются во мно-
гом так же, как и в соседнем средневолно-
вом диапазоне.
Распространение в 80-метровом
любительском диапазоне
В дневное время связь устанавливается
лишь на сравнительно коротких расстояни-
ях, так как 80-метровые волны сильно по-
глощаются слоем D. Зимой радиус дей-
ствия несколько больше, чем летом, и дохо-
дит до 400 км.
Затухание уменьшается и дальность рас-
тет по мере исчезновения слоя D после за-
хода Солнца. В ночные часы радиус дей-
ствия может превышать 1000 км, если не
мешают соседние станции в «густонаселен-
ном» диапазоне и сильные атмосферные
помехи в летнее время.
В предрассветные часы и ранним утром
зимой, особенно в периоды минимума сол-
нечных пятен, часто удается осуществлять
межконтинентальный радиообмен. Благо-
даря образующимся при этом мертвым зо-
нам с длиной скачка около 1000 км евро-
пейские станции мешают приему лишь
в пределах дальности действия своих по-
верхностных волн.
Распространение в 40-метровом
любительском диапазоне
Здесь все еще велико затухание в слое D
днем, однако даже в это время уже дости-
жима дальность распространения волн до
1000 км, а при благоприятных условиях -
до 2000 км. Длина мертвой зоны днем со-
ставляет 100 км.
Возможность межконтинентального ра-
диообмена существует главным образом
в периоды минимума солнечных пятен,
чаще в позднее послеполуденное время, од-
нако ею трудно воспользоваться из-за помех
от соседних станций. По ночам, и особенно
зимними вечерами, возрастает длина скач-
ков. Ее максимум приходится на полночь.
Поскольку в это время Европа находится
в мертвой зоне, удается устанавливать ра-
диосвязь без помех со всеми континентами.
Наименьшее затухание и наибольшая даль-
ность связи реализуются, когда радиосигнал
распространяется в пределах ночной сторо-
ны Земли, где нет поглощающего слоя D.
Атмосферные помехи здесь меньше, чем
в 80-метровой полосе, однако они способ-
ны серьезно ограничивать возможности ра-
диообмена в летний период.
Распространение в 30-метровом
любительском диапазоне
Всемирная конференция по радиосвязи
1 января 1982 г. вновь отвела этот диапазон
радиолюбителям. Странам предоставлено
право распоряжаться им по своему усмот-
рению. Поскольку ширина полосы состав-
ляет всего 50 кГц и она должна эксплуа-
тироваться совместно с иными службами
радиосвязи, в большинстве стран ее ис-
пользуют в телеграфном режиме.
Подходящая для связи днем и ночью, эта
полоса сочетает многие преимущества 20-
и 40-метровых диапазонов. В периоды сла-
бой солнечной активности, когда 10-, 12-
и отчасти 15-метровыми полосами дальней
связи пользоваться невозможно, она спо-
собна их заменить.
Дальнюю радиосвязь удается осуществ-
лять в любое время года и суток, дневное
затухание за счет слоя D относительно не-
велико.
Распространение в 20-метровом
любительском диапазоне
Этот диапазон традиционно предоставляется
радиолюбителям для дальней связи. Круглые
сутки практически в любое время года 20-
метровая полоса пригодна для связи с други-
ми континентами. Исключение составляют
периоды минимума солнечных пятен, когда
она «открыта» лишь днем и в сумерки.
Почти всегда имеется мертвая зона, дли-
на скачка в которой составляет 1000 км в
дни минимальной солнечной активности. В
период максимума солнечных пятен скачок
сокращается до 400 км и менее. В летние
месяцы мертвая зона иногда отсутствует. С
наступлением сумерек она быстро расши-
ряется, и длина скачка может достигать
4000 км. Особенно благоприятные условия
складываются, если часть трассы радио-
связи приходится на ночную сторону Земли.
Использование 20-метрового диапазона
для радиосвязи в пределах Европы ограни-
чено периодом максимума солнечных пя-
тен в летнее время. Атмосферные помехи
почти полностью отсутствуют.
Распространение в 17-метровом
любительском диапазоне
По решению всемирной конференции по
радиосвязи 1 января 1982 г. 17-метровая по-
лоса снова отдана радиолюбителям. Режим
34
2. Распространение электромагнитных волн
эксплуатации выбирается каждой страной
по своему усмотрению. Это типичный диа-
пазон дальней связи, сильно подверженный
влиянию цикличности солнечной активно-
сти. Обычно связь с любыми континентами
возможна в дневное время. Условия рас-
пространения аналогичны условиям в 15-
метровом диапазоне.
В период максимума солнечных пятен
этот диапазон применим практически круг-
лые сутки, а в период минимума - только
днем. Атмосферные помехи очень редки.
Распространение в 15-метровом
любительском диапазоне
Условия распространения волн сильно зави-
сят от цикличности солнечной активности.
В периоды максимума диапазон почти все-.
гда пригоден для дальней связи. Вследствие
слабого затухания удается устанавливать
связь на очень длинных трассах при малой
мощности передатчика. В периоды миниму-
ма солнечных пятен полоса применима в
лучшем случае в летние месяцы днем и пре-
имущественно на короткое время; ночью
дальняя связь становится невозможной,
а зимой полоса закрыта круглые сутки.
Иногда случаются отражения от спора-
дического слоя Es, что позволяет устано-
вить связь на трассах длиной до 2000 км.
Атмосферные помехи в 15-метровой поло-
се не влияют на работу.
Распространение в 12-метровом
любительском диапазоне
Этот диапазон также был заново предос-
тавлен радиолюбителям Всемирной кон-
ференцией по радиосвязи 1 января 1982 г.
и эксплуатируется в режиме, который опре-
деляется местными властями. Такой «днев-
ной» диапазон дальней связи сходен по сво-
им эксплуатационным характеристикам
с 10-метровым: он в большой степени под-
вержен влиянию солнечной активности.
Исключение составляют лишь радиообме-
ны на спорадических слоях Es, возможные
в любое время.
В периоды максимума солнечных пятен
диапазон очень удобен днем (а нередко и
ранним вечером) для установления даль-
ней связи со всеми континентами. При ос-
лаблении солнечной активности условия
дальней связи ухудшаются, и она оказыва-
ется осуществимой лишь на короткое вре-
мя в первые послеполуденные часы. В пе-
риоды минимума солнечных пятен меж-
континентальный обмен невозможен.
Распространение в 10-метровом
любительском диапазоне
Диапазон подходит для связи на отражени-
ях пространственных волн только в перио-
ды сильной солнечной активности, когда
в дневные часы удается устанавливать даль-
нюю связь даже при малой мощности пере-
датчика. При этом мертвая зона достигает
4000 км. Волны должны распространяться
на дневной стороне Земли. Иначе говоря,
при пользовании данной полосой утром
связь устанавливается лучше всего со стан-
циями Дальнего Востока. При максималь-
ной солнечной активности летом диапазон
позволяет поддерживать связь вплоть до по-
зднего вечера. Характерна очень сильная
зависимость от солнечного цикла.
В периоды минимума солнечных пятен
10-метровая полоса полностью непригодна
для дальней связи. Лишь отражения на спо-
радических слоях Es иногда позволяют ус-
танавливать непродолжительную связь на
трассах средней протяженности.
2.4. Распространение
метровых волн
Метровые волны занимают участок элект-
ромагнитных колебаний от 10 до 1 м, что со-
ответствует интервалу частот 30-300 МГц.
Международным обозначением метровых
волн служит сокращение VHF (Very High
Frequency), российским - УКВ (ультрако-
роткие волны) или ОВЧ (очень высокие ча-
стоты). По международной номенклатуре
диапазонов частот и волн этому диапазону
присвоен номер 8.
Распространение УКВ происходит по за-
конам, близким к законам геометрической
оптики. Поэтому УКВ часто называют ква-
зиоптическими (светоподобными) волна-
ми. Однако лишь дециметровые, сантимет-
ровые и миллиметровые волны правомерно
называть квазиоптическими, тогда как мет-
ровый диапазон в своей длинноволновой
части является переходной областью к све-
топодобным волнам.
2.4.1. Квазиоптическое
распространение волн
В области УКВ радиолюбителю наибо-
лее полезен 2-метровый диапазон (144-
146 МГц). Как правило, в этом частотном
2.4. Распространение метровых волн
35
интервале ионосферные отражения уже
невозможны.
УКВ особенно эффективны для связи
в пределах теоретически возможной прямой
видимости. На таких расстояниях практи-
чески отсутствуют колебания интенсивнос-
ти поля и даже при малой мощности пере-
датчика реализуется устойчивая связь, на
которую не влияют ионосферные или по-
годные условия.
Фактически дальность связи на 2-метро-
вом диапазоне всегда превышает расстоя-
ние до оптического горизонта по крайней
мере на 15%. Новейшие исследования пока-
зали, что отклонение метровых волн к Зем-
ле обусловлено убыванием показателя пре-
ломления воздуха с высотой. Этот показа-
тель зависит от содержания водяного пара,
давления и температуры тропосферы. Уве-
личение дальности уверенной связи на мет-
ровых волнах относительно дальности оп-
тического горизонта описывается прибли-
женной формулой
d =4,12 (Vh?+Th?) (2’3)
где d - дальность устойчивой связи, км;
ht - высота передающей антенны, м;
h2 - высота приемной антенны, м.
Эта формула лежит в основе так называ-
емых четырех третьих радиуса Земли, ког-
да в расчеты закладывается не истинный
средний радиус (6370 км), а увеличенный
на одну треть эффективный радиус Земли
(8500 км).
2.4.2. Сверхдальняя связь
Иногда на УКВ реализуется сверхдальняя
связь на 1000 км и более, не объяснимая за-
кономерностями нормального квазиопти-
ческого распространения. Такие аномалии
могут иметь различные причины, но чаще
всего они обусловлены особым состоянием
тропосферы.
Сверхдальняя связь,
обусловленная тропосферой
В общем случае температура тропосфе-
ры убывает при увеличении высоты с гра-
диентом 6-8° на каждые 1000 м подъема
(рис. 2.1). Иногда из-за ветра и других погод-
ных явлений температура и относительная
влажность меняются скачкообразно, откло-
няясь от нормального хода (рис. 2.8). Такое
обращение высотной зависимости темпера-
туры, или инверсия, приводит к изменению
Рис. 2.8. Инверсия температуры и влажности
в тропосфере
плотности воздуха, при этом теплый воздух
формирует более разреженную среду, чем
холодный.
Оптический закон преломления гласит,
что луч света при переходе из оптически
более плотной среды в менее плотную от-
клоняется от нормали к границе раздела
сред, тогда как в результате обратного пере-
хода в более плотную он приближается
к нормали.
Если плотность среды изменяется, то
метровые волны ведут себя подобно лучу
света и волновой фронт, переходя в инвер-
сионный слой, отклоняется к земной повер-
хности (рис. 2.9).
Инверсионные слои находятся на срав-
нительно малой высоте над Землей, будь
то приповерхностные инверсии вблизи
грунта (малый радиус действия) или вы-
сотные инверсии на горизонтах до не-
скольких тысяч метров (большой радиус
действия).
Как показано на рис. 2.9, при передаче
в пределах прямой видимости на приемник 1
попадут лишь радиоволны, распространяю-
щиеся почти по касательной к земной повер-
хности. Если состояние тропосферы допуска-
ет отклонение волн и, следовательно, увели-
чение радиуса действия, то и в этом случае
36
2. Распространение электромагнитных волн
требуется, чтобы волны излучались под ма-
лым углом к горизонту (трасса к прием-
нику 2). Для увеличения радиуса действия
особенно важно иметь антенны с хорошей
направленностью в плоскости электричес-
ких колебаний при горизонтальной поляри-
зации.
Передача по тропосферному волноводу
представляет собой особое явление, кото-
рое возникает при наличии нескольких ин-
версионных слоев. Волна, попавшая между
парой таких слоев, распространяется там
благодаря отражениям до тех пор, пока точ-
ка отражения от нижнего слоя не придется
на его разрыв (рис. 2.10а). Тропосферный
волновод дает возможность устанавливать
связь между весьма удаленными станция-
ми, но прием сигнала при этом осуществ-
яется только на участках очень ограни-
ченных размеров. В промежутке находится
мертвая зона. Волноводное распростране-
ние радиосигнала вероятно также между
земной поверхностью и приповерхност-
ным инверсионным слоем большой тол-
щины (рис. 2.106). Отличительным при-
знаком приповерхностного волновода яв-
ляется отсутствие мертвых зон на всем
его протяжении. Если показатель прелом-
ления тропосферы настолько велик, что
радиоволна, которая излучается парал-
лельно земной поверхности, вновь отра-
жается к ней, говорят о суперрефракции.
В описанной ситуации метровые волны бу-
дут полностью отражены инверсионным
слоем.
Сверхдальность благодаря рассеянию
на неоднородностях
В верхних слоях тропосферы, преиму-
щественно на расстоянии около 10 км над
Рис. 2.10. Передача сигнала по тропосферному волноводу
2.4. Распространение метровых волн
37
поверхностью Земли, происходят интен-
сивные вертикальные движения воздуха -
так называемые процессы смешения. Взаи-
мопроникновение потоков воздуха раз-
ной температуры порождает долгоживущую
турбулентность. При этом появляются па-
разитные неоднородности, или воздуш-
ные свили, отличающиеся от окружающих
объемов воздуха температурой, давлением
и влажностью (рис. 2.11). При прохожде-
нии радиоволны сквозь область таких не-
однородностей небольшая часть излучения
рассеивается. Поскольку рассеянные вол-
ны расходятся во все стороны, часть из них
вернется к Земле вне трассы прямой види-
мости. Интенсивность такого остаточного
поля исключительно мала, но обладает оп-
ределенным постоянством.
Рис. 2.11. Рассеяние высокочастотных волн
в тропосфере
Для тропосферной связи на рассеянии
применяют частоты от 100 МГц до несколь-
ких гигагерц (преимущественно около
500 МГц). При этом протяженность элект-
ромагнитного поля достигает 800 и даже
1000 км. Качество приема получается низ-
ким, а полоса передаваемого сигнала - су-
женной. Такое сужение обусловлено беспо-
рядочными сдвигами фаз волн, попадаю-
щих в приемник от различных источников
рассеяния. Кроме того, из-за непостоянства
положения рассеивающих ячеек в тропос-
фере возникают более или менее глубокие
замирания.
Более стабильные линии связи строят
на ионосферном рассеянии. В этом слу-
чае используется известная способность
нижних слоев ионосферы высотой около
100 км рассеивать радиоволны и применя-
ются частоты 25-60 МГц. Протяженность
поля составляет 1000-2500 км. При рас-
стоянии меньшем 1000 км интенсивность
поля рассеянного излучения существенно
падает.
Отражения от метеоритных следов
Земля на своем пути постоянно сталкива-
ется с невероятно большим количеством
мелких пылеподобных метеоритов. Они
проникают в атмосферу на высокой скоро-
сти, сгорают и испаряются вследствие тре-
ния о частицы атмосферы на высоте 100—
200 км. Лишь очень немногие метеориты
достаточно велики, чтобы оставить види-
мый след при сгорании. И уж совсем редко
встречаются такие, масса которых позволя-
ет им не сгореть в атмосфере без остатка.
Различают две группы метеоритов. Пред-
ставители первой из них распространены
повсеместно в космическом пространстве,
распределяясь в нем случайным образом.
Метеориты второй группы движутся по оп-
ределенным орбитам, все в одном направ-
лении и с одинаковой скоростью. Суще-
ствуют метеоритные потоки (так называе-
мые метеоритные ливни), периодически
пересекающие орбиту Земли.
Метеорит, сгорающий в атмосфере, ос-
тавляет после себя не только светящийся
след. На последней стадии его испаре-
ния образуется ионизационный канал. Этот
ионизованный шлейф живет совсем недо-
лго, так как почти сразу рассеивается в раз-
реженной атмосфере и разрушается. Но
пока он не совсем рассеялся, интенсивность
ионизации в шлейфе настолько велика, что
метровые волны могут им отражаться. Чем
крупнее метеорит, тем мощнее и стабильнее
порождаемый канал.
Радиосвязь на отражениях от метеорит-
ных следов нашла коммерческое примене-
ние в канадском методе Janet. Радиолюби-
тели, работающие в 2-метровом диапазоне,
тоже пользуются таким способом радиооб-
мена. При этом они опираются не на слу-
чайные события от. эпизодически встреча-
ющихся метеоритов, а на периодически
появляющиеся метеоритные потоки. По-
скольку их орбиты и скорость неплохо изу-
чены, можно достаточно точно рассчиты-
вать время пересечения орбит Земли и ме-
теоритов (рис. 2.12).
Поскольку время жизни ионизационных
каналов на пути метеоритов мало, возмож-
ности связи на отражениях от метеоритных
следов реализуются только в течение ко-
роткого периода. Даже если скопление па-
дающих метеоритов порождает все новые
ионизационные каналы, так называемые
проблески длятся лишь от нескольких се-
кунд до 2 мин.
38
2. Распространение электромагнитных волн
Отражения от северного сияния
Механизм возникновения северных сия-
ний описан в разделе «Возмущения ионос-
феры». Область радиосияния, возникаю-
щая в окрестностях видимого северного си-
яния, обычно настолько ионизована, что
способна отражать даже 2-метровые волны.
Слой Е северного сияния отражает ультра-
короткие волны в среднем на высоте более
100 км (см. рис. 2.2), но только при соблю-
дении условия перпендикулярности, со-
гласно которому 2-метровая волна должна
падать на центры ионизации слоя Е север-
ного сияния под углом 90 ± (2-3)°.
Данный слой крайне неоднороден, поэто-
му отраженное им излучение является пол-
ностью диффузным. По этой причине в
случае связи на отражении от сияний сиг-
налы искажены шумами до неузнаваемости
и сопровождаются свистом и шипением.
Таким образом, здесь эффективна лишь те-
леграфная и отчасти однополосная связь
(SSB). В период действия радиосияния ус-
ловия распространения отраженного сигна-
ла изменяются нерегулярно.
Такого рода связь едва ли осуществима в
Центральной Европе южнее 50° с. ш. Веро-
ятность ее установления растет с широтой,
и в скандинавских странах это уже обычное
явление. Суточный максимум вероятности
приходится на интервал с 17.00 до 19.00 по
местному времени, а около полуночи воз-
можен второй, менее выраженный, мак-
симум. Сезонные максимумы наступают
в марте-апреле и сентябре-октябре. Кроме
того, наблюдается 27-часовая и 27-суточ-
ная периодичность. Это объясняется тем,
что благодаря вращению Солнца долгожи-
вущие области извержений оказываются
на одном и том же месте видимого солнеч-
ного диска каждые 27 суток. В периоды
максимума солнечных пятен радиосияние
Орбита потока метеоров
Рис. 2.12. Орбиты Земли и потока метеоритов
возникает чаще всего и отличается наиболь-
шей интенсивностью.
Отражение на спорадическом слое Е
В разделе «Возмущения ионосферы» уже
описывалось возникновение облаков слоя Е.
Плотность ионов в них различна и лишь
в исключительных ситуациях достаточно
велика, чтобы отражать 2-метровые волны.
Поскольку отражение происходит на высо-
те 100-130 км, нетрудно рассчитать, что от-
раженное излучение возвращается к Земле
в точке, удаленной от передатчика на 900-
2300 км.
При осуществлении связи с участием
слоя Es затухание волн очень мало, что
позволяет работать с маломощным пере-
датчиком и простой антенной. Вследствие
сравнительно быстрого перемещения обла-
ков Es радиосвязь оказывается нерегулярной
и кратковременной. Сверхдальний прием
УКВ или телевизионных передач указыва-
ет на вероятность успешной связи в 2-мет-
ровом диапазоне с использованием слоя Es.
Распространение УКВ с отражением
от Луны и спутников Земли
Метод установления радиосвязи по трассе
Земля-Луна-Земля исходит из доказан-
ной способности метровых волн выходить
в космос сквозь оболочку ионосферных
слоев. С помощью переделанного радара
уже в 1946 г. удалось на частоте 111,5 МГц
принимать импульсы, отраженные лунной
поверхностью к Земле. Первая любительс-
кая двусторонняя связь на отражении от
Луны была установлена 21 июля 1960 г.
на частоте 1296 МГц между W6HB (Сан-
Карлос, Калифорния) и WIBU (Медфилд,
Массачусетс). Оба любителя пользовались
параболическими антеннами и передатчи-
ками выходной мощностью 400 Вт. Стан-
ции отстояли одна от другой на 4320 км,
а связь между ними осуществлялась по
трассе длиной 768 тыс. км. В 1964 г. после-
довала целая серия удачных любительских
опытов в 2-метровом любительском диапа-
зоне и в 70-сантиметровой полосе, когда со-
стоялось множество радиообменов между
Европой и американским континентом по-
средством отражения сигнала от поверхно-
сти Луны.
Однако реализация связи по трассе Зем-
ля-Луна-Земля требует значительных ма-
териально-технических затрат. Задержка
сигнала на время более 5 с слишком велика
для некоторых коммерческих применений.
2.6. Отражение, рефракция и дифракция
39
Особые перспективы для передач в ди-
апазоне УКВ открывают искусственные
спутники Земли, обращающиеся на за-
данных орбитах. Наряду с радиоспутни-
ками для научных исследований (напри-
мер, OSCAR) действуют спутники для
межконтинентального телевизионного ве-
щания.
С недавних пор диапазон УКВ стал те-
рять привлекательность для коммерческой
радиосвязи через ИСЗ; теперь все чаще об-
ращаются к более высоким частотам в диа-
пазонах 300-3000 МГц и 3-30 ГГц. Здесь
полоса пропускания шире, поэтому удает-
ся работать с существенно большими пото-
ками информации.
Пассивные спутники для радиосвязи,
как правило, представляют собой большие
шары с металлизированным покрытием
(например, шар ECHO), которое обеспечи-
вает эффективное отражение квазиопти-
ческих волн, как от пассивного отражателя.
Активные радиоспутники несут аппарату-
ру для приема радиосигналов с Земли, уси-
ления их мощности и переизлучения на
другой частоте. Иногда на таких радиоспут-
никах применяют электронные накопите-
ли, запоминающие радиосигналы для пос-
ледующей передачи в заданное время.
2.5. Распространение
сверхдлинных радиоволн
Особо следует остановиться на низкочас-
тотных сверхдлинных радиоволнах - ат-
мосфериках. Они связаны с электрически-
ми разрядами в атмосфере и слышны в при-
емнике как пощелкивания, потрескивания
и клекот.
Атмосферики - это недолго живущие
электромагнитные поля, распространяю-
щиеся между земной поверхностью и ниж-
ней границей ионосферы (слоем D). Разряд
(молния) порождает атмосферики вместе
с побочными явлениями:
• Tweeks - напоминают звучание музы-
кального инструмента. По-видимому,
возникают вследствие многократных от-
ражений атмосфериков между земной
поверхностью и слоем D;
• птичий щебет - похоже на пение птиц.
Этот эффект появляется ранним утром,
и потому его часто называют «предрас-
светным хором». Полоса частот 1-5 кГц;
• шепот - воспринимается как шепот и
обычно сопровождает северное сияние.
Занимает частоты от 2 до 30 кГц;
• свист - звучит как свист меняющейся
высоты. Слышен ночью или в предрас-
светные часы преимущественно на уме-
ренных географических широтах.
В отличие от атмосфериков, эти побоч-
ные явления развиваются не в ионосфере,
а вне ее, в области, которая расположена
вдоль магнитосферных волноводов, вытя-
нутых подковой в космическое простран-
ство на расстояние до 10 тыс. км.
Сопутствующее электромагнитное поле
пронизывает ионосферу и, следуя за лини-
ями геомагнитного поля, доходит до друго-
го полушария. При этом высокие частоты
попадают в точку приема быстрее низких.
Временной интервал между приходом
высоких и низких частот называют диспер-
сией. Наблюдения за дисперсией позволя-
ют делать выводы о составе ионосферы
и магнитосферы.
2.6. Отражение, рефракция
и дифракция
Говоря об отражении, различают зеркаль-
ное отражение от плоскости и диффузное -
от неровных поверхностей. В первом слу-
чае падающий и отраженный лучи лежат
в одной плоскости с нормалью к точке па-
дения, а углы падения и отражения, отсчи-
тываемые от нормали, равны между собой.
Коэффициент отражения зависит от про-
водимости, диэлектрической постоянной
и проницаемости отражающего предмета.
Рефракция (преломление) наблюдается
при переходе электромагнитных волн в сре-
ду с другой диэлектрической постоянной.
Этот процесс особенно важен для распрос-
транения метровых волн. Скорость их рас-
пространения зависит от диэлектрической
постоянной среды и, следовательно, меня-
ется при переходе в иную среду. Изменение
скорости вызывает изменение направления
распространения, то есть рефракцию. Диэ-
лектрическая постоянная атмосферного
воздуха меняется вслед за его плотностью
и относительной влажностью. Наглядный
пример преломления: стержень, наклонно
стоящий в прозрачном сосуде и наполови-
ну погруженный в воду, кажется изломан-
ным на границе раздела вода-воздух.
40
2. Распространение электромагнитных волн
Дифракция электромагнитных волн воз-
никает на кромках препятствий по пути
распространения волн. В результате прием
радиоволн оказывается возможным даже
в зоне волновой тени, например от гор или
зданий. Дифракция убывает с частотой.
2.7. Замирание (фединг)
Под замиранием понимается временное ос-
лабление напряженности поля в месте при-
ема, вызванное условиями распростране-
ния волн, при неизменном функционирова-
нии передатчика и приемника. Причиной
замираний служат движения в ионосфере
или изменения на путях распространения
радиоволн. Различают следующие типы за-
мираний:
• многопутевое (интерференционное). По-
является вследствие интерференции волн,
распространявшихся от передатчика к
приемнику по разным переменным тра-
екториям. Возникающие при этом разно-
сти амплитуд и фаз, например между
прямым и отраженным лучами, способны
существенно влиять на громкость звуча-
ния приемника. Возможны также искаже-
ния за счет перемодуляции, когда несущая
частично или полностью подавлена (за-
мирание несущей). Интерференционные
явления наблюдаются также при наложе-
нии поверхностных и пространственных
волн;
• селективное. Является разновидностью
многопутевого, при котором волны раз-
ных частот неодинаково ослабляются
в пределах полосы передачи. Благодаря
интерференции при селективном зами-
рании могут выпадать высокие или низ-
кие звуки. Боковые полосы сигнала по-
давляются неодинаково (замирание бо-
ковой полосы);
• поглощательное. Происходит по причине
временных вариаций поглощения средой
на пути распространения волн, например
из-за затухания в слое D;
• поляризационное. Вызывается враще-
нием направления поляризации средой
на пути распространения волн, особенно
в ионосфере. Этот вид замираний харак-
терен для диапазона коротких волн,
так как в ионосфере они практически
всегда претерпевают изменения поляри-
зации;
• дифракционное. Обусловлено колеба-
ниями напряженности дифракционного
поля, которые порождаются временны-
ми вариациями градиента показателя
преломления в околоземной атмосфере.
Такие замирания мешают связи преиму-
щественно на метровых и дециметровых
волнах;
• пульсирующие. Относятся к интерфе-
ренционным явлениям и характерны для
зон северных сияний. Вызываются малы-
ми неоднородностями в слое Е Принима-
емый сигнал пульсирует с частотой 10-
100 Гц;
• замирание-перескок возникает в резуль-
тате временного изменения МПЧ. Если
при работе линии радиосвязи на часто-
те, близкой к МПЧ, происходит измене-
ние концентрации электронов, возможно
прекращение связи. Вероятность замира-
ния вследствие ухода МПЧ особенно ве-
лика на восходе и закате Солнца. Здесь
помогает выбор рабочей частоты суще-
ственно ниже МПЧ.
Замирания характеризуются следующи-
ми параметрами:
• глубиной. Колебания напряженности по-
ля в точке приема зависят от частоты
и дальности передачи и достигают 40 дБ,
а иногда и 80 дБ;
• повторяемостью, составляющей от 10 до
20 в минуту;
• длительностью. Быстрые интерференци-
онные замирания длятся от 4 до 20 мс;
медленные поглощательные продолжа-
ются 200-4000 мс.
2.8. Разнесение
Методы разнесения предназначены для по-
вышения качества приема. На коротких
волнах напряженность поля колеблется
вследствие замираний, а в случае мобиль-
ной связи в диапазоне УКВ она меняется
вслед за изменением расстояния до пере-
датчика и благодаря дифракции и отра-
жению.
Все методы разнесения сводятся к тому,
чтобы повысить качество передачи на при-
емной стороне путем множественного при-
ема сообщений и их восстановления с ис-
пользованием отбора и комбинирования.
В результате помехи встречаются реже,
а количество ошибок падает.
2.8. Разнесение
41
Волны, пришедшие в точку приема, об-
ладают разными амплитудами, фазами
и поляризацией. При однократной отправке
сообщения удается осуществлять разнесе-
ние пространственное, антенное, угловое
или поляризационное, а при многократной
пересылке применяют частотное или вре-
менное.
Термин «разнесение» был впервые пред-
ложен в германском патенте 1928 г., посвя-
щенном поляризационному разнесению.
Пространственное разнесение было описа-
но в 1931 г. Бевереджем (Н. Н. Beverage)
и Петерсоном (Н. О. Peterson), США, ко-
торым удалось уменьшить замирание с по-
мощью пространственно разнесенных ан-
тенн.
Пространственное разнесение
Метод пространственного (или аппаратур-
ного) разнесения основан на использова-
нии двух приемников и двух разнесенных
антенн с одинаковой поляризацией. Сигна-
лы раздельно демодулируются, сравнива-
ются в блоке разнесения и при определен-
ных условиях складываются для получения
результирующего сигнала. Если разница
уровней сигналов превышает 10 дБ, то на
выход подается сигнал более высокого
уровня. Эффективность разнесения зави-
сит от расстояния между антеннами. Суще-
ственное улучшение качества приема дос-
тигается при разносе антенн дальше, чем на
две длины волны.
Антенное разнесение
Вариант пространственного разнесения. На
коротких волнах применяется единствен-
ный приемник с антенным переключателем,
к которому подсоединяют не менее двух
максимально разнесенных антенн одинако-
вой поляризации. При этом антенны могут
быть выстроены в ряд на одной линии или
одна за другой. К приемнику автоматичес-
ки подключается антенна с достаточной на-
пряженностью поля в данный момент. По-
рог переключения антенн регулируется.
В качестве критерия используется так на-
зываемое напряжение нулевой частоты.
Разнос антенн на удвоенную длину волны
обеспечивает существенное улучшение ка-
чества приема.
Антенное разнесение в диапазоне УКВ
называют многоантенным разнесением, раз-
несением с опросом антенн или разнесени-
ем с опросом, отбором и комбинированием.
Применяют до четырех антенн, которые
располагают по кругу и снабжают предвари-
тельными усилителями. Процессор разнесе-
ния подключаете приемнику антенну с са-
мым лучшим сигналом.
Угловое разнесение
Является частным случаем антенного. При-
ем сигналов ведется раздельно под раз-
ными углами падения волн посредством
приемного устройства с перестраиваемой
направленностью или комбинации остро-
направленных антенн, чьи диаграммы на-
правленности последовательно сдвинуты
на малый угол. В диапазоне КВ такие уст-
ройства обозначают аббревиатурой MUSA
(multiple unit steerable antennas). При тро-
посферной радиосвязи устанавливают две
антенны с различающимися углами возвы-
шения.
Поляризационное разнесение
Означает прием с помощью антенн для
волн разной поляризации. Например, ис-
пользуются две антенны, одна из которых
поляризована вертикально, а другая - го-
ризонтально. Приемник соединен с антен-
нами через переключатель, и выбор антен-
ны, принимающей достаточную напряжен-
ность поля, производится автоматически.
Критерием выбора служит напряжение
промежуточной частоты. Одним из досто-
инств метода является компактность ан-
тенн.
Частотное разнесение
В этом случае сообщение передается одно-
временно на двух частотах с помощью
двух передатчиков и принимается двумя
приемниками. Для тонального телеграфи-
рования в диапазоне КВ используют два
канала речевой полосы однополосной пе-
редачи, чтобы одновременно отправлять
одно и то же сообщение единственным пе-
редатчиком.
Временное разнесение
Заключается в том, что сообщение пере-
дается дважды с задержкой около 100 мс,
для чего служат одинаковые антенны. На
приемной стороне сигналы сравниваются,
а далее обрабатывается только неискажен-
ный сигнал. Здесь применяют одну час-
тоту.
Путевое разнесение
Означает использование наземной связи по
нескольким разнесенным трассам.
42
2. Распространение электромагнитных волн
Разнесение по месту
Осуществляется для радиосвязи Земля-
космос путем размещения нескольких на-
земных станций в разных местах.
Литература к главе 2
Becker, K.-D.: Ausbreitung elektromagnetischer Wellen.
Springer Verlag, Berlin, 1974.
Beckmann, B.: Die Ausbreitung der elektromagnetischen Wellen.
Akadem. Verlagsges. Geest & Portig KG, Leipzig, 1948.
Beckmann, P: Die Ausbreitung der ultrakurzen Wellen. Aka-
dem. Verlagsges. Geest & Portig KG, 1963.
Beverage, H. H.; Peterson, H. O.: Diversity Receiving System
of RCA Communications Inc. for Radio Telegraphy. Proc.
IRE, April 1931, pp. 531 bis 561.
Bolte, D.: Die Ausbreitung der Funkwellen im UKW-Bereich.
Funkamateur, 25 (1976), H. 12, S. 613 bis 615.
Czechowsky, P: Riickstreuung von Radio-Wellen an Polar-
lichtem. cq-DL 10/74, S. 601 bis 605; cq-DL 11/74, S. 666
bis 669.
Dieminger, W.; Rottger, J.: Transaquatoriale Kurzwellenver-
bindungen. cq-DL 2/75, S. 84 bis 88; cq-DL 3/75, S. 145
bis 147.
Doluchanow, M. P: Die Ausbreitung von Funkwellen. VEB
Verlag Technik, Berlin, 1956.
Eisenwagner, R.: Auch die Erde spielt Radio, qsp 4/94, S. 70
bis 73.
Gierlach, W.: Antennen und Funkwellen-Ausbreitung, DARC-
Verlag, Baunatal, 1985.
Greiner, G.: Kurzwellenkommunikation. Kompendium 7 der
telekom-praxis, Schiele & Schon GmbH, Berlin, 1990.
Grosskopf, J.: Wellenausbreitung I und II. Bibliograph. Institut,
Mannheim, 1970.
Grosskopf, J.; Heinzelmann, G.; Vogt, K: Korrelations-
messungen zur Frequenz-Diversity im Kurzwellenbereich.
NTZ, Marz 1961, S. 124 bis 128.
Heer, M.: Wellenausbreitung in den einzelnen Frequenzbe-
reichen, Internationale Elektronische Rundschau (1975),
H. 6, S. 117 bis 120.
Henze, E.: Theoretische Untersuchungen uber einige Diversity-
Verfahren. AEU, Mai 1957, S. 183 bis 194.
Hitter, W.: Die lonosphare, Methoden und Ergebnisse ihrer
Erforschung. Handbuch fur Hochfrequenz- und Elektro-
techniker, Band III, Berlin, 1954.
Jacobs, G.; Cohen, T. J.: The Shortwave Propagation Hand-
book. Cowan Publ. Inc., Port Washington, NY, 1979.
Kaiser, N.: UKW/TV-DX. Wolfgang Scheunemann Verlag,
Koln, 1984.
Klawitter, G.: lonosphare und Wellenausbreitung. Siebel Ver-
lag, Meckenheim, 1990.
Kochan, H: EinfluB der solar-terrestrischen Beziehungen auf
die Riickstreuausbreitung im 2-m- und 10-m-Band. cq-DL
6/74, S. 346 bis 350; cq-DL 1П4, S. 389 bis 391.
Kruger, A.; Richter, G.: Radiostrahlung aus dem All. Urania-
Verlag, Leipzig-Jena-Berlin, 1968.
Lange, H: IQSY-Intemationale Jahre der ruhigen Sonne.
Elektronisches Jahrbuch, Deutscher Militarverlag, Berlin,
1966.
Lange-Hesse, G.: Die lonosphare und ihr EinfluB auf die
Ausbreitung kurzer elektrischer Wellen. DL-QTC, 1955,
Heft 9 bis 12; 1956, Heft 1 bis 3.
Lange-Hesse, G.: Kurzwellen- und Ultrakurzwellen-Ver-
bindungen dutch Ubertragung am Polarlicht, DL-QTC,
1957, Heft 6 bis 7.
Lindenmeier, H; Manner, E.: Leistungsfahigkeit von Mehr-
Antennen-Diversity fur den UKW-Rundfunk im Auto.
NTG Band 91, NTG-Tagung Hdmmdfunk 6, Mannheim,
1985.
Lindenmeier, H; Reiter, L.: Antennen-Diversity-System fur
den UKW-Rundfunkempfang im Kfz. ITG-Fachbericht 99,
Fachtagung Antennen, Wurzburg, 1987.
Lindenmeier, H; Reiter, L.; Hopf, J.: Empfang des Femsehtons
mit einem 4-Antennen Scanning Diversity-System beim
mobilen Femsehempfang. ITG-Fachbericht 118, ITC-
Fachtagung Horrundfunk, Mannheim, 1992.
Lohse, K: Besserer Radio-Empfang im fahrenden Auto.
Funkschau 4/1993, S. 56-59.
Peuker, H: UKW-Funkamateure benutzen den Mond als
Reflektor fur Funkwellen. Elektronisches Jahrbuch,
Deutscher Militarverlag, Berlin, 1966.
Rohrbacher, H; Cohen, T; Jacobs, G.: Kurzwellenausbrei-
tung, Voraussage bis zum Jahr 2050. Freeh Verlag, Stutt-
gart, 1985.
Runge, W.: - US Pat. 1,892,221 - deutsche Prioritat 1928.
Schneider, D.: Mother Nature’s Radio. QST, January 1994,
pp. 49-51.
Stark, A.: Ausbreitung elektromagnetischer Wellen, Neues von
Rohde & Schwarz, Nr. 112, 1985; Nr. 113/114/115, 1986.
Vogelsang, E.; Wellenausbreitung in der Nachrichtentechnik.
Franzis-Verlag, Munchen, 1984.
Wiesner, L.: Femschreib- und Dateniibertragung uber Kurz-
welle. Siemens AG, Berlin-Miinchen, 1984.
Wisbar, H: Die normale Femubertragung an der F2-Schicht im
Wellenbereich 28 MHz bis 52 MHz, speziell in Richtung
Ost-West. cq-DL 11/79, S. 496 bis 499.
Wisbar, H: Wellenstreuung und meteoride Einflusse auf
kurzen und den benachbarten ultrakurzen Wellen. AEU
(1956), H. 11, S. 343 bis 352.
Wisbar, H: Uber das Auftreten und Verhalten der sporadischen
E-Schicht wahrend des Sonnenfleckenmaximums. Fre-
quenz, 16 (1962), H. 6, S. 216 bis 222.
Wisbar, H: Uberhorizont-Ausbreitung ultrakurzer Wellen und
Probleme der Nachrichtensatelliten. Funk-Technik, 17
(1962), H. 17, S. 568 bis 570; H. 18, S. 604 bis 606.
Begriffe aus dem Gebiet der Ausbreitung elektromag-
netischer Wellen. ITG 2.5/02 (friiher NTG 1402), Entwurf
1977 wurde Empfehlung 1987. NTZ, 30 (1977), H. 12,
S. 937 - 947.
3. Принцип действия
и характеристики антенн
Антенна предназначена для извлечения
энергии имеющегося электромагнитного
поля (приемная антенна) или для преобра-
зования энергии высокочастотного гене-
ратора (передатчика) в электромагнитные
волны путем излучения (передающая ан-
тенна). Согласно теореме взаимности, одну
и ту же антенну допустимо использовать
в качестве приемной и передающей: их ха-
рактерные свойства и параметры остаются
в обоих случаях одинаковыми. Поэтому
можно говорить о двойственности антенн.
Активные антенны со встроенными тран-
зисторными усилителями не подчиняются
теореме взаимности. В принципе активная
передающая антенна вполне осуществима,
однако до сих пор широкое применение на-
шли лишь активные приемные антенны.
Они гораздо компактнее сравнимых с ними
по характеристикам пассивных антенн.
Предпосылкой практического применения
антенны является устойчивость к большим
сигналам, поскольку это гарантирует от-
сутствие помех от перекрестной и взаим-
ной модуляции (см. также главу 21 тома 2
и [5]).
3.1. Полуволновый вибратор
Полуволновый диполь, или вибратор, яв-
ляется простейшим и вместе с тем самым
распространенным резонансным устрой-
ством среди антенн. Он служит исходным
элементом для многих их типов, а также
образцом при оценке их усиления. Поэто-
му, прежде чем перейти к характеристикам
и принципу действия антенн, необходимо
ознакомиться с теорией полуволнового
вибратора.
Полуволновый вибратор, как следует из
его названия, имеет длину, равную полови-
не длине волны (Х/2) соответствующей час-
тоты. В этом случае вибратор находится в
резонансе с длиной волны (рис. 3.1). Термин
«диполь» переводится как «двухполюсный»
и означает, что полуволновый излучатель
разрезан в своей геометрической середине.
К образующимся двум «полюсам», или
клеммам питания, подключают фидер от
передатчика или приемника.
/~Л/2
Клеммы питания
Рис. 3.1. Полуволновый вибратор
3.1.1. Распределение тока
и напряжения в полуволновом
вибраторе
Любой протяжённый проводник электри-
ческого тока, будь то проволока, стержень
или трубка, характеризуется вполне оп-
ределенными значениями индуктивности
и емкости, равномерно распределенными
по его длине. Это поясняет рис. 3.2а, где
представлены индуктивности LI - L7 со
своими емкостями и емкости Cl - С4, рас-
пределенные между участками проводника.
Пусть в определенный момент все емкости
зарядятся, то есть приобретут потенциал.
Вслед за тем они начнут разряжаться через
свои индуктивности, в результате появится
ток и возникнет соответствующее магнит-
ное поле. При разряде емкости С4 через ин-
дуктивность L4 потечет ток I4; СЗ разрядит-
ся через L3, L4 и L5 при протекании тока 1з;
разряд С2 через L2 - L6 вызовет ток 12. На-
конец, С1 разрядится через LI - L7 при
токе 1р Отсюда следует, что наибольший
ток, равный сумме токов диапазона Ij - 14,
потечет в средней части излучателя; ток
будет убывать к его концам, где и обратит-
ся в нуль. Ради большей наглядности
токи 11 - 14 представлены на рис. 3.26 в
иной форме. Под действием тока вокруг
индуктивностей образуются магнитные
поля. Они вновь сообщат емкостям заря-
ды противоположной полярности, поэтому
44
3. Принцип действия и характеристики антенн
Рис. 3.2. Распределение тока в полуволновом проводнике
сменится знак напряжения. Теперь процесс
повторится, но в направлении, противопо-
ложном показанному на рис. 3.26 с помо-
щью токов It - 14. При всех упрощениях
картина, изображенная на рис. 3.2, дает
представление о резонансном распределе-
нии тока и напряжения в полуволновом
излучателе.
Напряжение и ток сдвинуты по фазе на
90°, тогда как разность фаз напряжений на
концах излучателя составляет 180°.
Из распределения тока и напряжения в
полуволновом излучателе следует, что в его
средней части ток максимален (пучность
тока), а напряжение равно нулю (узел
напряжения). На концах излучателя соот-
ношения противоположны: пучность на-
пряжения совпадает с узлом тока. Из рас-
пределения напряжения также ясно, что
полуволновые элементы можно в геометри-
ческой середине прикреплять токопроводя-
щим кронштейном непосредственно к за-
земленной опоре антенны, так как креп-
ление в точке нулевого напряжения не
требует изоляции. Поэтому полуволновые
элементы допустимо заземлять в геометри-
ческом центре. Но тогда напряжение в се-
редине излучателя оказывается несколько
отличным от нуля. То же происходит и
с током на концах излучателя, где он не до-
стигает нуля вследствие концевого эффек-
та. Так что правильнее было бы говорить
о минимумах тока и напряжения.
Как видно из рис. 3.2в, ток всегда макси-
мален в средней части полуволнового вибра-
тора, который пребывает в состоянии соб-
ственного резонанса. Ток уменьшается по
синусоиде к концам вибратора, где обраща-
ется в нуль. Здесь наблюдается максимум
напряжения, синусоидально убывающего
к середине вибратора. Там оно становится
настолько малым, что в первом приближе-
нии его можно принять равным нулю.
Строго говоря, напряжения и токи рас-
пределены по вибратору не вполне синусо-
идально и фазовый сдвиг между ними лишь
приближенно равен 90°, но обычно такими
отступлениями допустимо пренебрегать.
В согласованном полуволновом вибрато-
ре максимальное напряжение Umax и ток
Imax связаны законом:
Umax = ZDImax (3.1)
где Zd - волновое сопротивление вибрато-
ра, Ом.
Оно рассчитывается по формуле:
ZD = 1201n | 0,575—I (3.2)
Несмотря на заметный рост ZD к концам
антенны, результаты измерений и расчеты
с использованием среднего значения вол-
нового сопротивления хорошо согласуются
для антенн с большим отношением 1/d.
Максимальный ток Imax определяется вы-
ражением:
Т = 2Pto .
max
где Pt0 - входная мощность, Вт;
Rr - сопротивление излучения;
R1 - сопротивление потерь.
Эти термины объясняются в разделе
3.1.3. Применение формул проиллюстриру-
ем расчетом.
3.1. Полуволновый вибратор
45
Пример
Согласованный полуволновый вибратор дли-
ной 40 м для 80-метрового диапазона волн
выполнен из медного провода диаметром
d = 2 мм. Требуется определить максималь-
ное напряжение на концах вибратора Umax,
если мощность на его входе составляет
50 Вт.
Решение
Обратившись к формуле (3.1), определим
сначала ZD и Imax. Рассчитаем отношение
Z/d = 40000/2 = 20000 и, пользуясь (3.2),
найдем ZD = 1122 Ом. Для Imax справедли-
во уравнение (3.3), в котором примем со-
противление излучения полуволнового
вибратора Rr = 73,2 Ом (см. раздел 19.2)
и сопротивление потерь R] = 2,8 Ом. Тогда
Rr + R] = 76 Ом и Imax = 1,147 А. Наконец,
согласно (3.1) получим эффективное значе-
ние напряжения: 1122 х 1,47 = 1287 В.
Максимальное напряжение на концах по-
луволнового вибратора для 10-метрового ди-
апазона (1= 5000 мм) составит лишь 1000 В,
так как при прочих равных условиях он ха-
рактеризуется меньшим отношением Z/d.
3.1.2. Импеданс антенны
По распределениям тока и напряжения в
полуволновом вибраторе судят также о со-
отношении сопротивлений. Согласно зако-
ну Ома, сопротивление определяется отно-
шением напряжения к току.
Поэтому полное комплексное сопротив-
ление (импеданс) излучателя можно опре-
делить в каждой его точке по значениям
тока и напряжения. При резонансе это со-
противление становится действительным, а
вне резонанса в нем появляется реактивная
составляющая, то есть индуктивное или ем-
костное сопротивление. Картина, изобра-
женная на рис. 3.2в, позволяет сделать важ-
ные выводы: высокий импеданс свойствен
концам излучателя, где ток мал, а напряже-
ние велико, в то время как для середины
излучателя (низкое напряжение и большой
ток) характерен минимальный импеданс.
Реактивное сопротивление нетрудно най-
ти в любой точке поверхности излучателя,
однако обычно импедансом антенны счита-
ется ее сопротивление в точке подключе-
ния фидера. В случае полуволнового вибра-
тора эта точка совпадает с пучностью тока,
и потому импеданс такого вибратора мал -
всего 60 Ом. Точнее было бы называть пол-
ное сопротивление в данной точке входным
импедансом.
Теоретически входное сопротивление по-
луволнового вибратора составляет 73 Ом.
Однако такая оценка справедлива лишь для
бесконечно тонкого проводника (отноше-
ние Z/d бесконечно велико) на бесконечно
большом удалении от земной поверхности.
Как видно из рис. 3.3, входное сопротивле-
ние полуволнового вибратора зависит от
соотношения длины волны и диаметра про-
водника.
Рис. 3.3. Зависимость входного сопротивления полуволнового вибратора от отношения X/d
46
3. Принцип действия и характеристики антенн
Отношение X/d (обе величины должны
быть выражены в одинаковых единицах
длины) характеризует степень утолщения
вибратора. В антеннах КВ и УКВ диапазо-
нов редко встречаются излучатели диамет-
ром меньше 2 мм, так что вполне разумно
принять, что в этих диапазонах входное со-
противление полуволнового вибратора не
превышает 65 Ом.
3.1.3. Сопротивление излучения
Сопротивление излучения является расчетной
величиной, из которой выводятся многие ха-
рактеристики антенны. Обычно оно относится
к максимуму тока и представляет собой экви-
валентное сопротивление, на котором рассеи-
валась бы излучаемая мощность. При резонан-
се входное сопротивление антенны становится
активным и соответствует сумме сопротивле-
ний излучения Rr и потерь Rj при возбуждении
излучателя (в том числе полуволнового вибра-
тора) в пучности тока. Как правило, сопротив-
ление потерь R} обусловлено поверхностным
сопротивлением проводника антенны и ди-
электрическими потерями в изоляторах. Для
полуволнового вибратора в целом допустимо
полагать сопротивление излучения весьма ма-
лым по сравнению с сопротивлением потерь.
Оба сопротивления зависят от особенностей
размещения антенны (высота над земной по-
верхностью, окружение, близость зданий и т.д.)
и габаритов излучателя, то есть его коэффици-
ента утолщения.
Зная излученную мощность Pt и макси-
мальную величину тока антенны Imax, со-
противление излучения рассчитывают по
формуле:
' (3-4)
Атах
Коэффициент полезного действия (КПД)
антенны р определяется по отношению со-
противления излучения к сопротивлению
потерь:
3.1.4. Полуволновый вибратор
как колебательный контур
В радиотехнике широко используется ко-
лебательный контур с сосредоточенными
элементами. На схеме такого контура ин-
дуктивность изображается в виде катушки,
а емкость - в виде конденсатора. Распрям-
ленный проводник также обладает индук-
тивностью и емкостью, распределенными
по всей его длине. Когда проводник нахо-
дится в резонансе с возбуждающей часто-
той, его можно рассматривать как колеба-
тельный контур. Эквивалентную схему по-
луволнового вибратора изображают в виде
последовательного резонансного контура,
где сопротивление R состоит из последова-
тельно включенных сопротивлений излу-
чения и потерь (рис. 3.4).
Рис. 3.4. Полуволновый вибратор как
последовательный резонансный контур
(эквивалентная схема для случая резонанса)
Резонансную частоту колебательного
контура находят по величине индуктивно-
сти и емкости, пользуясь соотношением:
coL = l/coC,
где со = 2rcf « 6,28 f - круговая частота;
coL - индуктивное сопротивление;
1/соС - емкостное сопротивление.
Тем же условиям подчиняется и резонан-
сная частота полуволнового вибратора. Гео-
метрия излучателя существенно влияет на
его индуктивность и емкость, а следова-
тельно - и на резонансную частоту.
Без учета потерь в цепи добротность ко-
лебательного контура определяется пре-
имущественно отношением его индуктив-
ности к емкости - L/C. Чем оно выше (чем
больше индуктивность и меньше емкость),
тем уже полоса пропускания контура. При
малых L/C (малая индуктивность при
большей емкости) полоса пропускания
оказывается шире и резонанс контура теря-
ет остроту. Резонансные кривые (рис. 3.5)
позволяют находить ширину полосы про-
пускания колебательного контура, зави-
сящую от его добротности. Аналогичные
резонансные кривые характеризуют полу-
волновый вибратор в однородном элект-
ромагнитном поле (случай радиоприе-
ма). При постоянной напряженности поля
3.1. Полуволновый вибратор
47
перестраивают частоту и определяют на-
пряжение на выходе антенны U. Его макси-
мальное значение соответствует резонанс-
ной частоте антенны fg. Примем его равным
1,0. Пусть fj и f2 обозначают частоты, соот-
ветственно меньшие и большие f0, при ко-
торых напряжение антенны убывает до 0,7,
то есть на 3 дБ. Тогда абсолютная ширина
полосы пропускания выражается как
B = f2-fI?
а относительная - как
Рис. 3.5. Резонансная кривая излучателя
и ширина полосы В = f2 - f,: а - при большом,
б - при малом отношении L/C
Резонансная кривая на рис. 3.5а соответ-
ствует контуру с большим отношением L/C
или вибратору с узкой полосой В; рис. 3.56
иллюстрирует обратную ситуацию.
Остается выяснить влияние геометри-
ческих размеров излучателя на его отноше-
ние L/C и, следовательно, на ширину поло-
сы. Полуволновый вибратор с относитель-
но тонким проводником характеризуется
некоторыми определенными значениями
индуктивности L и емкости С.
Если пять одинаковых тонких проводни-
ков включить параллельно, чтобы образо-
вался толстый вибратор (рис. 3.6), то ем-
кость последнего будет равна сумме емкос-
тей проводников 5С, а его индуктивность
пятикратно уменьшится по сравнению с
индуктивностью отдельного проводника.
Даже из этого простейшего примера видно,
что толстому вибратору присущи меньшее
отношение L/C и более широкая полоса
пропускания, нежели тонкому.
Широкополосные антенны легко узнать
по большим поверхностям излучателей (на-
пример, плоские, цилиндрические или двой-
ные конусные антенны). Благодаря большой
емкости они представляют собой колеба-
тельный контур с малым отношением L/C.
Рис. 3.6. Толстый полуволновый вибратор,
содержащий по пять проводников в каждом
плече
3.1.5. Коэффициент укорочения
До сих пор мы не делали различий между
электрической и механической длинами
излучателя. На самом деле электрические и
механические длины равны лишь в том
случае, когда проводник антенны бесконеч-
но тонок и находится в безвоздушном про-
странстве. Но реальные проводники имеют
определенную толщину и должны быть ме-
ханически прикреплены к опоре на конеч-
ном расстоянии от земной поверхности и
других объектов.
Скорость распространения электромаг-
нитных волн в проводнике антенны мень-
ше, чем в открытом пространстве, и опреде-
ляется отношением l/d (длины антенны /
к ее поперечному сечению d). Следует учи-
тывать, что коэффициент утолщения выра-
жается и через Z/d, и через (Z/2) / d.
Наряду с коэффициентом утолщения на
резонансную длину антенного проводника
влияет так называемый концевой эффект.
Он действует как концевая емкость и зави-
сит от входной емкости антенны и емкости
изоляторов опоры и растяжек. Концевой
эффект особенно заметен, когда проводник
антенны крепится своими концами через
изоляторы. Эти элементы вместе с присое-
диненным к ним тросом растяжки создают
дополнительную емкостную концевую на-
грузку, благодаря которой ток на концах
антенны не достигает нулевого значения -
через концевую емкость течет слабый ток.
Концевой эффект усиливается с частотой и
может быть оценен только опытным путем,
поскольку разнообразие конструкций ан-
тенн и условий окружающей среды (высо-
та антенны над землей, близость зданий,
воздушная проводка и прочие влияния) ис-
ключают возможность точных расчетов.
В силу этих обстоятельств приходится
укорачивать механические размеры, необ-
ходимые для осуществления резонанса,
относительно электрической длины. Чем
меньше коэффициент укорочения провод-
ника антенны, тем большим должно быть
48
3. Принцип действия и характеристики антенн
укорочение. При одинаковой резонансной
частоте тонкий излучатель будет длиннее
толстого.
Электрическую длину проводника антен-
ны называют также длиной в пустоте или
теоретической длиной, а механическую -
резонансной или физической (иногда - гео-
метрической, действительной или исправ-
ленной). Укорочение - это разница между
обеими длинами. Таким образом, коэффи-
циент укорочения V представляет собой от-
ношение резонансной длины к длине в пус-
тоте. Он всегда меньше единицы.
Рис. 3.7, построенный по данным Шел-
кунова и Фрииса, поясняет зависимость
коэффициента укорочения полуволнового
вибратора от отношения X/d. Кривая А стро-
илась без учета концевого эффекта, кри-
вая В - с его учетом. Как видно, если полу-
волновый вибратор характеризуется малым
отношением X/d, то концевой эффект силь-
но влияет на коэффициент укорочения. Это
влияние убывает с ростом X/d.
Пример
Найдем механическую длину полуволново-
го вибратора на 145 МГц, выполненного из
алюминиевой трубки диаметром d = 25 мм.
В этом случае длина волны X составит
2,07 м = 2070 мм и отношение X/d “ 83. По
кривой А на рис. 3.7 для X/d = 83 опреде-
лим коэффициент укорочения V = 0,928.
Тогда механическая резонансная длина по-
луволнового вибратора будет равна
> 7070
- V =----х 0,928 = 960 мм.
2 2
Длина аналогичного вибратора из трубки
диаметром всего лишь 10 мм окажется рав-
ной 977 мм (X/d ~ 200, откуда V = 0,944).
Использование кривой А, не учитываю-
щей концевой эффект, предполагает, что
вибратор свободно висит на большой вы-
соте и вокруг него нет никаких соору-
жений. Значения на рис. 3.7 справедливы
только для «голого» полуволнового вибра-
тора и непригодны, например, для вибра-
z торов в составе направленной антенной
системы.
Эмпирическая формула
lM f >
ГМГц
где I - механическая длина;
f - резонансная частота,
Рис. 3.7. Зависимость коэффициента укорочения V полуволнового вибратора от отношения X/d
без учета (А) и с учетом (В) концевого эффекта
3.1. Полуволновый вибратор
49
широко применяется при расчетах полувол-
нового вибратора для частот более 30 МГц.
Чтобы учесть влияние X/d, в нее введено не-
которое число, близкое к 150, соответствую-
щее постоянному коэффициенту укороче-
ния V = 0,94. Поэтому она применима лишь
при определенных условиях.
Напротив, для расчетов полуволновых
вибраторов в коротковолновом диапазоне
(f < 30 МГц) такие эмпирические формулы
подходят очень хорошо.
Поскольку для проволочных антенн КВ
диапазона обычно X/d > 5000 и кривые до-
статочно пологи, в этом случае вполне до-
пустимо применять постоянный коэффи-
циент укорочения. В формулу
/м ~ (3.7)
*МГц
входит коэффициент укорочения V = 0,95
(что соответствует укорочению на 5%). Эта
формула удовлетворяет любые практичес-
кие потребности, но справедлива лишь для
полуволновых излучателей.
3.1.6. Эффективные длина и высота
полуволнового вибратора
Величина напряжения холостого хода, вы-
рабатываемого антенной в электромагнит-
ном поле, зависит от:
• напряженности электрического поля
электромагнитной волны в месте распо-
ложения антенны;
• эффективной длины и высоты антенны.
В проводнике (например, в полуволно-
вом вибраторе) наводится напряжение, как
только он попадает в электромагнитное
поле. При любой длине волны это напряже-
ние тем выше, чем длиннее проводник ан-
тенны.
Вибратор в состоянии резонанса характе-
ризуется синусоидальным распределением
тока. Поскольку электромагнитные волны
наиболее интенсивно излучаются на участ-
ке проводника с максимумом тока, эффек-
тивная длина вибратора не тождественна
механической. Для полуволнового вибра-
тора она составляет:
/е=- (3-8)
ТС
Подставив вместо длины волны X часто-
ту f, получим:
4. Заказ № К-5454.
4 м =7^. (3.9)
ГМГц
По напряженности электрического поля Е
в месте расположения антенны и эффек-
тивной длине / приемного вибратора рас-
считывается наводимое в нем напряжение
U = Е7е, откуда
имкВ=95,5Ь^ (3.10)
ГМГц
И
И мкВ = 95,5 Х103-™.
ГкГц
Напряжение, наведенное в полуволновом
вибраторе, поступает в приемник. Передача
мощности с минимальными потерями реа-
лизуется при равенстве сопротивления виб-
ратора в точке подключения фидера к вход-
ному сопротивлению приемника. В этом
случае имеет место согласование по мощно-
сти, и на приемник подается половина пол-
ного напряжения, индуцированного в виб-
раторе. Другая половина переизлучается в
виде электромагнитных волн. Такое разделе-
ние происходит потому, что сопротивление
антенны и входное сопротивление приемни-
ка включены последовательно. А поскольку
они равны, полное напряжение распределя-
ется между ними поровну.
При согласовании полуволнового вибра-
тора напряжение на входе приемника рас-
считывается по формуле:
U = E^. (3.11)
Подставив частоту f вместо X, получим:
и мкВ =47,75 (3.12)
‘МГц
Таким образом, все расчеты напряжений
приема опираются на эффективную длину
антенны. Эффективная высота пока не рас-
сматривалась просто потому, что она рас-
считывается точно так же, как длина. Но
подход к ним разный: об эффективной дли-
не говорят применительно к симметрич-
ным антеннам, а об эффективной высоте -
применительно к несимметричным. Эта
высота не имеет ничего общего с высотой
конструкции над земной поверхностью или
с длиной опоры.
50
3. Принцип действия и характеристики антенн
Вышеприведенные формулы свидетель-
ствуют о том, что при равной напряженно-
сти электрического поля Е напряжение на
входе приемника U тем выше, чем больше
длина волны.
3.2. Направленность
и усиление антенны
Антенна, излучающая энергию одинаково
по всем направлениям, называется сфе-
рическим, или изотропным, излучателем.
Пример из оптики поможет усвоить данное
понятие: если поместить точечный источ-
ник света в центр стеклянного шара, то его
поверхность окажется равномерно осве-
щенной этим источником, то есть плот-
ность излучения будет одной и той же в
любой точке поверхности сферы. Однако
невозможно построить строго сферический
излучатель. Он существует только в теории
и служит целям сравнения. Ни одна реаль-
ная антенна не способна обеспечить оди-
наковую плотность и поляризацию излу-
чения по всем направлениям. Поэтому у
любой антенны имеется определенная на-
правленность, описываемая соответствую-
щей диаграммой. Для точного отображения
направленности необходимо построить ее
трехмерное (пространственное) изображе-
ние. Но пространственное распределение
плотности трудно изобразить графически,
поэтому обычно довольствуются представ-
лением диаграммы направленности антен-
ны в вертикальной и горизонтальной плос-
костях.
Диаграмма направленности и усиление
антенны взаимосвязаны. Вновь поясним
их связь на примере стеклянного шара.
Если источник света в центре шара снаб-
дить отражателем (например, парабо-
лическим зеркалом), свет пойдет в виде
пучка и излучение станет направленным.
Таким образом, освещенной окажется толь-
ко часть поверхности шара, ограничен-
ная благодаря направленности излучения.
При этом плотность потока энергии излу-
чения в пределах направленно освещен-
ной части поверхности намного превысит
соответствующее значение при равномер-
ном освещении шара, поскольку на дан-
ный участок упадут и те лучи, которые до
появления отражателя светили на другие
участки поверхности. Плотность потока
энергии излучения тем выше, чем острее
направленность излучения. Поэтому уси-
ление по плотности потока энергии от-
носительно изотропного облучения прямо
зависит от диаграммы направленности. Как
усиление, так и диаграмма направленнос-
ти выражают концентрацию излучения в
определенном направлении.
3.2.1. Диаграмма направленности
При описании свойств излучения исполь-
зуются два почти равноценных понятия
трехмерной и двухмерной диаграмм на-
правленности, которые служат для пред-
ставления свойств излучения в системе
пространственных координат. Первая из
этих диаграмм воспроизводит распределе-
ние излучения по всем направлениям, а
вторая - по направлениям, лежащим в ка-
кой-либо плоскости. В [1] рекомендуется
пространственную зависимость создавае-
мой антенной в разных направлениях на
одинаковом расстоянии в дальнем поле
напряженности поля по амплитуде, фазе и
поляризации обозначать термином «харак-
теристика направленности». Диаграммой
направленности называют графическое пред-
ставление сечения характеристики направ-
ленности.
Диаграмма направленности антенн мо-
жет изображаться в полярной системе ко-
ординат или в сечении этой системы, а так-
же в декартовых (прямоугольных) коорди-
натах.
В полярных координатах применяется
сетка концентрических кругов и исходя-
щих из их центра лучей (рис. 3.8). Концен-
трические круги представляют напряже-
ние, причем в их центре оно приравнивает-
ся к нулю. Лучи показывают направление,
отсчитываемое в угловой мере, как прави-
ло, от основного направления передачи или
приема. От этого правила часто отступают
при построении диаграммы направленнос-
ти в вертикальной плоскости.
На рис. 3.8а представлена нормирован-
ная диаграмма направленности полуволно-
вого вибратора в горизонтальной плоско-
сти (плоскость Е, горизонтальная ширина
половинной мощности 80°); на рис. 3.86 -
диаграмма в горизонтальной плоскости ди-
ректорной антенны (плоскость Е, горизон-
тальная ширина 27°) в линейных полярных
координатах.
Представление диаграмм направленно-
сти в декартовых координатах менее на-
глядно (рис. 3.9), однако его преимущество
3.2. Направленность и усиление антенны
51
Рис. 3.8. Горизонтальные диаграммы направленности
состоит в большем угловом разрешении бо-
ковых лепестков (это видно при сравнении
рис. 3.9 и 3.86). Обычно максимум излуче-
ния отвечает углу 0°. По оси абсцисс откла-
дывают углы от 0° до ±180°, а по оси орди-
нат - проценты от максимума (0-100%)
или значения отображаемой величины в
децибелах.
Рис. 3.9. Диаграмма направленной антенны
в декартовых координатах
Максимальное выходное напряжение ан-
тенны, измеренное в главном направле-
нии излучения, приравнивается к 1 (100%)
или 0 дБ и наносится при угле 0°. Все пос-
ледующие напряжения приема, измерен-
ные под разными углами к главному на-
правлению в пределах 180°, откладывают-
ся при соответствующих углах в долях от
максимального напряжения. Кривая, свя-
зывающая точки результатов измерений,
представляет собой функцию направле-
ния и служит диаграммой направленности
излучения.
По диаграмме направленности определя-
ют ряд важных параметров рассматривае-
мой антенны. Половину ширины главно-
го лепестка называют углом половинного
уровня. Это угол между направлением мак-
симума излучения и направлением, где
плотность потока энергии составляет поло-
вину от максимальной. Чтобы определить
такой угол, точке наибольшего напряжения
в главном направлении присваивают значе-
ние 1,0 и по обе стороны лепестка излуче-
ния находят точки, в которых напряжение
составляет 0,71 от максимального. Умень-
шение напряжения в 0,71 раз (l/VI) соот-
ветствует снижению мощности на 50% или
на 3 дБ. Затем, как показано на рис. 3.8а,
через эти точки проводят из центра пря-
мые, которые и служат сторонами искомо-
го угла половинного уровня. Обычно пред-
почитают пользоваться понятием ширины
диаграммы по половинной мощности или
ширины по уровню 3 дБ. Ширина лепестка
диаграммы направленности по половинной
мощности равна сумме обоих углов поло-
винного уровня и обозначает интервал уг-
лов, в котором плотность потока энергии
составляет не менее половины своего мак-
симального значения. Наряду с терми-
ном «ширина по половинной мощности»
пользуются и тождественным - «угол рас-
крыва».
52
3. Принцип действия и характеристики антенн
Смысл угла половинного уровня нетруд-
но понять в прямоугольной системе ко-
ординат. Поскольку диаграммы направ-
ленности строят в горизонтальной и вер-
тикальной плоскостях, следует различать
горизонтальную и вертикальную ширину
диаграмм по половинной мощности.
Коэффициентом обратного излучения
называется отношение максимального на-
пряжения, полученного при угле 0°, к мак-
симальному напряжению, наведенному с
обратного направления. Этот коэффициент
выражается в децибелах.
Реже пользуются понятием коэффици-
ента бокового излучения, который выража-
ется отношением напряжения при угле 0° к
напряжениям при угле 90° или 270°.
Точка диаграммы направленности, где
напряжение убывает до нуля, носит назва-
ние нулевой. Ее положение описывается
углом нулевого значения, то есть углом
между направлением максимума излу-
чения и направлением на первую нуле-
вую точку. Шириной по нулевому уровню
называют интервал углов между первы-
ми нулевыми точками по обе стороны от
главного лепестка диаграммы направлен-
ности.
Как показано на рис. 3.86, наряду с глав-
ным лепестком возможны более или менее
выраженные боковые лепестки. Чаще все-
го они нежелательны, поскольку ухудша-
ют направленность и ослабляют главный
лепесток. Отношение максимального на-
пряжения, отвечающего главному направ-
лению излучения, к напряжению в боковом
лепестке называется коэффициентом ослаб-
ления бокового лепестка. Вместе с этим ко-
эффициентом при описании бокового ле-
пестка приводят и его угол относительно
главного направления.
Диаграмма направленности является
нормированной, когда все значения напря-
жения поделены на его максимальную ве-
личину и результат деления выражен в до-
лях единицы или в процентах (см. рис. 3.8а
и 3.9).
3.2.2. Закономерности излучения
полуволнового вибратора
Трехмерная диаграмма направленности
имеет форму тора с проводником антенны
на оси симметрии. В случае, показанном на
рис. 3.10, вибратор горизонтально поляри-
зован, так как ось антенны горизонтальна.
Горизонтальный разрез тора в плоскости
его оси на рис. 3.10 (вид сверху) дает на-
глядное представление об этой характерис-
тике. Заштрихованные плоскости сечения
изображают диаграмму направленности,
соответствующую рис. 3.8а. Видно, что
главный луч полуволнового вибратора в
свободном пространстве всегда перпенди-
кулярен оси проводника. Это справедливо
и для иной плоскости сечения. Например,
если тор рассечь перпендикулярно его оси,
диаграмма направленности окажется кру-
гом, в центре которого находится сечение
проводника (рис. 3.11). Данное сечение
служит вертикальной диаграммой направ-
ленности горизонтального полуволнового
вибратора в свободном пространстве и ле-
жит в плоскости, перпендикулярной оси
проводника. Если вибратор сориентиро-
вать вертикально, то круговая диаграмма на
рис. 3.11 превратится в горизонтальную
диаграмму направленности вертикального
вибратора, а двухлепестковая диаграмма на
рис. 3.8а станет вертикальной диаграммой
направленности того же вибратора.
Осевая
линия
антенны
Рис. 3.10. Трехмерная диаграмма
направленности горизонтального вибратора
(верхняя часть тора удалена)
Поперечное сечение вибратора
Рис. 3.11. Диаграмма направленности
горизонтального полуволнового вибратора
в вертикальной плоскости
3.2. Направленность и усиление антенны
53
Ради простоты обычно пользуются поня-
тиями плоскости Е и плоскости Н. Первая
из них соответствует направлению линий
электрического поля в плоском волновом
фронте, вторая - направлению линий маг-
нитного поля (см. раздел 1.1.5). У линейно
поляризованных антенн проводник вытя-
нут в плоскости вектора напряженности
электрического поля Е. Поэтому диаграм-
ма направленности типа той, что показана
на рис. 3.8, всегда отображает диаграмму
направленности в плоскости Е независимо
от наклона вибратора. Соответственно, ди-
аграмма на рис. 3.11 служит диаграммой в
плоскости Н, так как она принадлежит
плоскости вектора магнитного поля Н. Со-
гласно [1], диаграмма направленности Е
или Н является графическим представле-
нием диаграммы направленности антенны
с преимущественно линейной поляриза-
цией для плоскости, в которой лежат глав-
ный луч и электрический или магнитный
вектор.
Зависимость направленности
горизонтальных антенн
от окружающих предметов
До сих пор обсуждались диаграммы на-
правленности антенн, находящихся в сво-
бодном пространстве или хотя бы на боль-
шой высоте вдали от посторонних предме-
тов. Разумеется, «на большой высоте» и
«вдали» - понятия относительные и долж-
ны рассматриваться с учетом рабочей дли-
ны волны излучения. Так, антенну для
2-метрового диапазона на 10-метровой
мачте допустимо называть высокой, по-
скольку высота опоры пятикратно превос-
ходит длину волны. При желании размес-
тить 40-метровую антенну на расстоянии
пяти длин волн от земли потребовалась бы
200-метровая мачта, так как длина 10-мет-
ровой опоры оказалась бы вчетверо меньше
длины волны. Ясно, что радиолюбители не
в состоянии размещать коротковолновые
антенны на столь большом удалении от
земли и посторонних предметов, чтобы
можно было пренебрегать влиянием окру-
жающих объектов.
Если антенна размещается вблизи грун-
та, ее параметры изменяются вследствие
отражений от земли. Прежде всего это ка-
сается сопротивления излучения, коэф-
фициента укорочения и диаграмм направ-
ленности. Высота антенны по сравнению
с рабочей длиной волны, ориентация от-
носительно земной поверхности, а также
электрические свойства грунта и окружаю-
щих объектов определяют, в какой степени
изменятся эти параметры.
Волны, излученные антенной к земле
вертикально или под малым углом к верти-
кали, отразятся от почвы и пройдут сквозь
структуру антенны, наводя ток в ее провод-
никах. Фазы и амплитуды наведенных то-
ков зависят от расстояния между антенной
и отражающим грунтом. Таким образом,
суммарный ток антенны образуют две со-
ставляющих. Амплитуда первой из них оп-
ределяется мощностью передатчика и со-
противлением излучения. Вторая составля-
ющая связана с излучением, отраженным
от грунта к проводникам антенны. В зави-
симости от высоты антенны над землей
фаза этой составляющей по-разному соот-
носится с фазой главного компонента. При
одинаковых фазах токи складываются. Если
фазы противоположны, результирующий
ток антенны равен разности составляющих.
Поскольку мощность питания антенны от
передатчика Р постоянна, вслед за вариаци-
ями тока антенны I за счет отражения дол-
жен меняться и ее импеданс R: Р = I2R. По-
этому с приближением антенны к грунту
значение ее импеданса отклоняется от тео-
ретического.
На рис. 3.12 показана зависимость верти-
кальной диаграммы направленности гори-
зонтального полуволнового вибратора от
соотношения его высоты над идеальным
грунтом и длины волны излучения. При по-
строении графиков использован коэффи-
циент, достигающий теоретически возмож-
ного максимального значения 2,0 лишь при
совпадении фазы и направления прямой и
отраженной волн.
На рис. 3.12 изображены диаграммы на-
правленности горизонтального вибратора
при разном его возвышении над бесконеч-
но проводящей поверхностью для плоско-
сти, перпендикулярной оси вибратора. Вы-
сота составляет в случае а - 1/8 X; б - 1/4 X;
в - 3/8 X; г - 1/2 X; д - 5/8 X; е - 3/4 Х;ж-
7/8 X; з - 1 X; и - 5/4 X; к - 3/2 X; л - 7/4 X;
м - 2 X.
Угол к горизонтали называют углом воз-
вышения. Согласно рис. 3.12г, угол возвы-
шения максимума диаграммы горизонталь-
ного полуволнового вибратора, находяще-
гося на высоте Х/2 над идеальным грунтом,
составляет 30° (коэффициент 2,0). При уг-
лах 10° и 55° коэффициент близок к 1,0.
Нетрудно оценить важность угла воз-
вышения антенны для реальной дальней
54
3. Принцип действия и характеристики антенн
20 1,5 1,0 (15 0 0,5 10 1,5 20 20 1,5 10 0,5 0 0,5 10 1,5 20
Рис. 3.12. Вертикальные диаграммы направленности горизонтального полуволнового вибратора
3.2. Направленность и усиление антенны
55
радиосвязи, если вспомнить о закономер-
ностях распространения пространственных
волн (см. главу 2). Как известно, глобаль-
ная коротковолновая связь осуществляется
благодаря отражениям в ионосфере. Чтобы
отражаться от ионизированного слоя с рос-
том частоты, луч должен падать на него все
более наклонно. Оптимальные углы возвы-
шения для отдельных любительских диапа-
зонов лежат в следующих интервалах:
• 40 м - (12-40)°;
• 30 м-(11-30)°;
• 20 м-(10-25)°;
• 17м- (8-22)°;
• 15 м - (7-20)°;
• 12 м-(6-17)°;
• Юм-(5-14)°.
Отсюда следует, что энергия, излучаемая
антенной под углами возвышения более 40°
и менее 5°, неэффективна для дальней связи.
Обычно излучение, распространяющееся по
касательной к земной поверхности (угол воз-
вышения меньше 5°), сильно поглощается
грунтом. Долговременные колебания ионос-
феры учитываются интервалами оптималь-
ных углов. Вслед за изменением ее состояния
меняется и оптимальный угол возвышения.
Поместить антенну как можно выше всегда
выгодно, но уже при высоте 12 м можно рас-
считывать на приличную дальнюю связь в
любительских диапазонах 10, 15 и 20 м, в то
время как антенна 40-метрового диапазона не
должна находиться ниже 15 м, причем этого
достаточно лишь при отсутствии окружаю-
щих объектов.
Находящиеся поблизости отражающие
сооружения уменьшают эффективную вы-
соту антенны и вызывают многочисленные
изменения ее диаграммы направленности.
Антенны с горизонтальной поляризацией
особенно чувствительны к наличию разного
рода посторонних проводников, металли-
ческих водостоков и горизонтальных эле-
ментов громоотводов. Однако допустимо
пренебрегать влиянием подобных объектов,
если их протяженность намного меньше по-
ловины длины волны, приведенной к рабо-
чей частоте. Так, обычные телевизионные
антенны не влияют на направленность со-
седних коротковолновых антенн. Особенно
сильно страдает излучение вертикальных
антенн при наличии отвесных объектов, на-
пример различных металлических опор.
Умеренно направленная антенна с гори-
зонтальной поляризацией характеризуется
таким же углом возвышения максимума
диаграммы направленности, как горизон-
тальный полуволновый вибратор, если ан-
тенна и вибратор находятся на одинаковой
относительной высоте от земли. Например,
для трехэлементной директорной антенны
«волновой канал» на высоте 3/4 длины
волны над идеальным грунтом и для полу-
волнового вибратора на той же высоте ха-
рактерны одни и те же лепестки диаграммы
направленности при углах около 20° и бо-
лее 60°. Однако соотношения амплитуд ле-
пестков антенны и вибратора различны
(рис. 3.13). Из диаграммы направленности
директорной антенны следует, что ее излу-
чение под углами больше 60° сильно подав-
лено по сравнению с излучением под углом
20°. Концентрация излучения на малых уг-
лах возвышения особенно важна при даль-
ней связи. Описанному правилу подчиня-
ются также многоэтажные антенны с гори-
зонтальной поляризацией. При монтаже
такие антенны размещают над земной по-
верхностью относительно среднего рассто-
яния между плоскостью излучения антен-
ны и грунтом.
90° 80* 70* 60* 50*
00
0 05 1,0 1,5 2,0 2,5 00 05 0,0
Рис. 3.13. Вертикальная диаграмма
горизонтальной трехэлементной директорной
антенны и горизонтального полуволнового
вибратора на высоте 3/4 X от идеального грунта
Пример
Согласно рис. 3.14, нижняя плоскость излу-
чения двухэтажной направленной горизон-
тальной антенны находится на расстоянии
Х/2 от земли. Расстояние между этажами
антенны также составляет Х/2. Следова-
тельно, эффективная высота антенны над
грунтом равна 3/4 X.
Зависимость направленности
вертикальных антенн
от окружающих предметов
Исключая вертикальные антенны с допол-
нительными отражающими элементами
56
3. Принцип действия и характеристики антенн

—Средняя
высота
/антенн

777777777777
Рис. 3.14. Пример определения эффективной
высоты многоэтажной горизонтальной антенны
над идеальным грунтом
в нижней части (см. раздел 19.4.1), радио-
любители-коротковолновики редко приме-
няют антенны с вертикальной поляризаци-
ей. В 2-метровом любительском диапазоне
вертикальная поляризация важна при пере-
дачах с частотной модуляцией.
Установка антенны с вертикальной поля-
ризацией на некотором удалении от земли
приводит к деформации диаграммы на-
правленности в плоскости Е вследствие
отражений от грунта. В данном случае
именно эта характеристика является вер-
тикальной диаграммой направленности
(рис. 3.15). Нижняя заштрихованная часть
диаграммы отображает интервал углов, в
котором часть излучения при уменьшении
высоты антенны направляется вверх из-за
отражений от грунта. Как уже говорилось,
отраженная волна векторно суммируется с
прямой волной, и результат зависит от вы-
соты средней плоскости излучения антенны
Рис. 3.15. Вертикальная диаграмма
направленности полуволнового вибратора
на большом удалении от земной поверхности
над идеальным грунтом, приведенной к
длине волны. Соответствующие примеры
показаны на рис. 3.16. Здесь за высоту виб-
ратора принято расстояние между его гео-
метрической серединой и землей: в случае
а высота составляет 1/4 X; б - 3/4 X; в - 1/2 X;
г - 1 X. Минимальный угол возвышения ра-
вен 0°, что указывает на распространение
главного луча почти по касательной к зем-
ной поверхности. К сожалению, такая по-
логая трасса, выгодная для распростране-
ния волн в ионосфере, характеризуется ог-
раниченной эффективностью, поскольку
часть излучения при углах менее 5° теряет-
ся из-за поглощения грунтом. Пунктирные
кривые дают представление о потерях за
счет поглощения.
Влияние грунта на характеристики излуче-
ния коротковолновых антенн с вертикальной
Рис. 3.16. Вертикальная диаграмма вертикального полуволнового вибратора
3.2. Направленность и усиление антенны
57
поляризацией достаточно подробно обсуж-
дается в главе 19,
3.2.3. Усиление и коэффициент
направленности
Усиление и коэффициент направленнос-
ти - важные параметры антенны. В силу
принципа взаимности следующие ниже по-
ложения одинаково применимы к приему и
передаче радиоволн.
Усилением GE приемной антенны назы-
вается отношение мощности, принятой ан-
тенной, которая оптимально ориентирова-
на по направленности и поляризации в
плоском волновом поле РЕ, к мощности,
принятой полуволновым вибратором, в том
же плоском волновом поле Рк:
G
МС
(3.13)
Из равенства Р = U2/R следует, что уси-
ление антенны выражается также через от-
ношение напряжений, если сопротивления
нагрузки R обоих излучателей одинаковы:
(ЗЛ4)
Усиление удобнее представлять в виде
логарифма отношения и выражать в деци-
белах:
GE=10Ig^- или 201g^- (3.15)
Коэффициентом направленности прием-
ной антенны, или коэффициентом ее на-
правленного действия, называется отноше-
ние максимальной мощности РЕ, принима-
емой антенной в поле плоской волны, к
мощности Рк, принимаемой изотропным
излучателем в том же поле:
D = — (3.16)
Рк
Таким образом, коэффициент направлен-
ности отличается от коэффициента усиле-
ния тем, что сравнение в этом случае про-
изводится с изотропным излучателем. По-
скольку полуволновый вибратор является
направленной антенной и имеет по отно-
шению к изотропному излучателю усиле-
ние 2,14 дБ, коэффициент направленности
какой-либо антенны больше ее коэффици-
ента усиления на 2,14 дБ или в 1,28 раз по
напряжению:
D = 1,28 G по напряжению
или D = G + 2,14 дБ (3.17)
На рис. 3.17 показаны соотношения на-
пряжения, тока и мощности, выраженные
в децибелах. Поскольку в технике антенн
необходимо рассчитывать затухания, на
рис. 3.18 представлены соотношения тех же
величин для затухания.
Преимущество вычислений в децибелах
состоит в том, что в этом случае величины
просто складываются и вычитаются. Пусть
имеется антенна с усилением 12 дБ и поте-
рями в фидере 7 дБ. Тогда усиление всего
устройства 12-7 = 5 дБ.
В устаревшей литературе встречаются
соотношения напряжения, тока и мощнос-
ти, выраженные в неперах (Нп). При опи-
сании антенн эти единицы измерения уже
почти не применяются. Для пересчета слу-
жат следующие соотношения:
• 1 Нп = 8,686 дБ;
• 1 дБ = 0,1151 Нп.
Многочисленные таблицы в приложении
дают весьма точные значения табулирован-
ных величин.
Эталонные антенны (терминология)
Согласно [1], предусмотрен ряд базисных
понятий для определения усиления.
Сферический (изотропный) источник
Это точечный источник без потерь со сфе-
рической диаграммой направленности. Те-
оретически его поляризация может быть
произвольной (линейной, эллиптической,
круговой), но обычно выбирают линейную.
Такой источник практически не реализуем
и потому остается гипотетическим. Его
усиление обозначается литерой G [1] и вы-
ражается в децибелах по уровню i (dBi).
Полуволновый вибратор (диполь)
Диполь представляет собой излучатель, не
имеющий потерь и настроенный в резонанс
с частотой сигнала, длина волны которого
примерно вдвое больше длины вибратора.
Усиление относительно изотропного излу-
чателя составляет 1,28 по напряжению, 1,64
по мощности или, соответственно, 2,14 дБ.
Оно обозначается как Go и выражается
в децибелах по уровню d (dBd).
58
3. Принцип действия и характеристики антенн
Рис. 3.17. Соотношения тока, напряжения и мощности для усиления
Рис. 3.18. Соотношения тока, напряжения и мощности для затухания
Следующие антенны используются в ка-
честве эталонных при сравнительных изме-
рениях параметров антенн:
• в диапазоне метровых волн - полуволно-
вый петлевой вибратор;
• в диапазоне дециметровых/метровых волн-
стандартный телескопический вибратор
с коаксиальным симметрирующим звеном
или группа вибраторов с отражателем. Уси-
ление 7,7 dBd (сведения о стандартной ан-
тенне NBS Национального Бюро стандар-
тов США приведены в разделе 22.5 тома 2);
• в гигагерцевом диапазоне - стандартные
рупорные антенны, в частности с усиле-
нием 16,5 dBi.
3.2. Направленность и усиление антенны
59
(Международное определение усиления
в соответствии с CCIR Radio Regulations
No. 100/101,1990 г.)
Абсолютное, или изотропное, усиление Gi
Усиление антенны в определенном направ-
лении относительно эталонной антенны в
виде изотропного источника в свободном
пространстве.
Относительное усиление
Усиление (Gj) антенны в определенном
направлении относительно полуволново-
го вибратора без потерь в свободном про-
странстве, когда выбранное направление
лежит в экваториальной плоскости виб-
ратора.
(Эквивалентные мощности излучения со-
гласно ITG 2.5/02, рекомендации 1987 г.)
ERP (англ. Effective Radiated Power)
Эффективная излученная мощность - по-
ступающая на антенну мощность передат-
чика, умноженная на усиление антенны в
данном направлении и приведенная к полу-
волновому вибратору (Gd).
EIRP (англ. Effective Isotropically Radiated
Power)
Эффективная излученная мощность - то
же, что и ERP, но относительно изотропно-
го излучателя. Согласно Radio Regulations,
рекомендуется использовать термин «экви-
валентный» вместо «эффективный».
Эквивалентной мощностью излучения
называется мощность, которую надо прило-
жить к эталонному излучателю без потерь,
чтобы в направлении главного луча созда-
лась такая же плотность потока энергии,
как от испытуемой антенны.
Эталонные антенны считаются линейно
поляризованными. При исследовании антен-
ны с круговой поляризацией линейно по-
ляризованный излучатель воспримет лишь
половину мощности поля (уменьшенную на
3 дБ). Поэтому усиление антенны круговой
поляризации целесообразно соотносить с
усилением такого же эталонного излучателя
при условии, что антенна и излучатель харак-
теризуются одинаковым направлением плос-
кости вращения поляризации.
Обычно эталонные антенны рассматрива-
ются как излучатели в свободном простран-
стве. Это значит, что усиление приводится к
эталонному излучателю в свободном про-
странстве. На самом же деле грунт дей-
ствует в качестве отражателя, и излучение
сосредотачивается в верхнем полупрост-
ранстве. При идеально проводящей и от-
ражающей земной поверхности интенсив-
ность поля в месте приема удваивается,
дополнительное усиление составляет G = 4
или соответственно 6 дБ. Полуволновый
вибратор на высоте Х/2 от грунта характери-
зуется теоретическим усилением 6 + 2,14 =
= 8,14 дБ при угле возвышения около 30°
(сопротивление излучения на такой высо-
те, как и в свободном пространстве, состав-
ляет 73,2 Ом). В случае горизонтального
полуволнового вибратора над идеальным
грунтом теоретически максимальное уси-
ление 9,2 дБ достигается на высоте около
0,6 X при угле возвышения примерно 25°.
Но на практике из 6 дБ отражательного
усиления остается от 3 до 5 дБ - в зависи-
мости от сочетания частоты и проводимо-
сти грунта.
Если вертикальную антенну возбуждать
по нормали к грунту, то благодаря синфаз-
ному отражению образуется излучатель
в свободном пространстве, характеризуе-
мый теми же соотношениями. Поскольку
излучению в нижнее полупространство
препятствует грунт, излучаемая мощность
в верхнем полупространстве удваивается
и усиление возрастает вдвое (на 3 дБ). Вер-
тикальные антенны особенно чувствитель-
ны к отражательным свойствам грунта (см.
главу 19). Как правило, предполагается, что
грунт является идеально проводящим, и
усиление приводится к эталонному излуча-
телю в свободном пространстве - обычно к
изотропному излучателю. Так, электричес-
ки короткая вертикальная антенна служит
эталонной в процессе определения про-
мышленных помех (CCIR Rep. 258-4) или
используется в качестве измерительной
при нахождении напряженности поля или
паразитного излучения.
Вертикальные антенны малопригодны
для практических целей вследствие необ-
ходимости прибегать к наземной сетке или
антенному противовесу и из-за влияния
окружения. Поэтому, например, при изме-
рениях в диапазонах от сверхдлинных до
коротких волн рамочные антенны предпо-
читают штыревым.
Четвертьволновую вертикальную антен-
ну с горизонтальными отражающими эле-
ментами в нижней части обычно приравни-
вают к четвертьволновой ненаправленной
60
3. Принцип действия и характеристики антенн
вертикальной проволочной несимметрич-
ной антенне с абсолютным усилением 3,28,
или 5,16 dBi, находящейся над идеальным
грунтом. Однако это неправильно. Вер-
тикальная антенна с горизонтальными
элементами, размещенная вблизи земли,
электрически соответствует вертикально-
му вибратору с возбуждением относитель-
но грунта. Усиление вибратора составляет
4,82, или 6,83 dBi.
Зависимость между усилением
и направленностью
При равной мощности излучения плот-
ность потока энергии обратно пропорцио-
нальна излучающим поверхностям (повер-
хность меньшей площади дает большую
плотность потока энергии). Это позволяет
выразить коэффициент направленности че-
рез отношение полного пространственного
угла 4л к эквивалентному пространствен-
ному углу Q, в котором равномерно распре-
деляется максимальная плотность потока
энергии при данной мощности излучения.
Угол Q определяется как двойной интег-
рал по квадрату относительной и нормиро-
ванной (трехмерной) диаграммы направ-
ленности:
D = ~— (3-18)
Интеграл рассчитывается для простых
типов антенн, а в сложных случаях возмож-
но лишь графическое интегрирование, то
есть планиметрирование.
В приближенном методе Крауса (Kraus)
эквивалентная поверхность произвольной
формы заменяется поверхностью четыре-
хугольника со сторонами, равными полу-
ширинам луча в плоскостях Е и Н:
где аЕи ан - ширина луча в плоскостях Е и Н
соответственно, выраженная в градусах.
Приближенный метод применим лишь к
антеннам с не слишком узким главным ле-
пестком и без существенных боковых лепе-
стков на диаграмме направленности.
В другом приближенном методе - Домб-
ровский (Dombrowski) и Орр (Огг) - экви-
валентная поверхность заменяется кони-
ческой. Это повышает усиление, так как
поверхность эллипса меньше поверхности
описывающего четырехугольника с значени-
ями ширины диаграммы в качестве сторон:
р 52532
аЕ ХаН
Коэффициент в числителе дроби в этих
формулах представляет собой результат
выигрыша в полосе пропускания. Прак-
тически для антенн характерны значения
32000-38000. При наличии заметных боко-
вых лепестков они могут оказаться меньше
30000.
Широко используется определение уси-
ления через ширину диаграммы по поло-
винной мощности с помощью формулы
Крауса (3.19). Она преобразуется так, что
выражает теоретически максимальное уси-
ление в децибелах, приведенное к согласо-
ванному полуволновому вибратору [3, 4]:
ini 25154
gdBd =101ё----- (З-21)
аЕ Х аН
Эта формула справедлива для усиления
антенн с идеализированными диаграммами
без излучения «назад» и боковых лепест-
ков. Поэтому расчет по ней дает предельно
высокое значение, недостижимое на прак-
тике, так что из результата рекомендуется
вычитать 1-2 дБ. Чем больше боковые ле-
пестки и значительнее обратное затухание,
тем меньше усиление [4].
На рис. 3.19 представлена номограмма,
построенная по этим приближенным фор-
мулам. Она позволяет определять прибли-
женное значение коэффициента направ-
ленности в децибелах, если известны значе-
ния ширины диаграмм направленности по
половинной мощности, а также находить
ширину одной из диаграмм по известным
другой диаграмме и усилению. В качестве
примера на номограмме показано определе-
ние коэффициента направленности 13 дБ
для значений ширины диаграмм направ-
ленности аЕ = 34° и ан = 37°.
Зависимость между усилением
и действующей поверхностью антенны
Для характеристики направленности антен-
ны используется также понятие действую-
щей поверхности. Эта поверхность, перпен-
дикулярная направлению распространения
волн, определяется через отношение мощно-
сти на входе антенны к плотности потока
энергии [1]. Действующая поверхность мень-
ше геометрической. Отношение фиктивной
действующей поверхности А к геометричес-
кой площади называется коэффициентом
3.2. Направленность и усиление антенны
61
-200
- 180
- 160
- 140
- 120
- 100
- 90
- 80
- 70
- 60
I 50
- 40
- 30
- 25
Z 20
- 15
200 —
180-
160-
140 —
120-
— 16 25-
— 24 10-
Рис. 3.19. Номограмма для определения
коэффициента направленности
использования площади. Фиктивная дей-
ствующая поверхность выводится из теоре-
тической мощности приема, которую антен-
на, согласованная по мощности, способна из-
влечь из поля излучения [1]. Коэффициенты
усиления двух антенн ведут себя как их дей-
ствующие поверхности. Справедливо следу-
ющее соотношение между действующей по-
верхностью Ае и усилением:
Ае= —G
е 4л
(3.22)
Например, действующая поверхность по-
луволнового вибратора без потерь состав-
ляет:
А = — 1,64 = 0,1305 X2 (3.23)
4л
1/2 и 1/4 или эллипса с осями 3/4 1 и 1/4.
С ростом частоты убывают действующая
поверхность и, следовательно, отдаваемая
мощность приема.
При передаче мощность излучения полу-
волнового вибратора без потерь не зависит
от частоты. К примеру, при равных мощно-
стях передачи 40-метровый вибратор на ча-
стоте 3,5 МГц создает такую же напряжен-
ность поля, как и вибратор длиной 1 м на
частоте 144 МГц. Однако при приеме в поле
одинаковой напряженности полуволновый
вибратор длиной 40 м на 3,5 МГц извлечет
из поля в 40 раз большую мощность, неже-
ли вибратор того же типа метровой длины
на частоте 144 МГц. Такое соотношение вы-
текает из частотной зависимости эффек-
тивных площадей. Малая мощность приема
на высоких частотах должна компенсиро-
ваться повышенным усилением антенны
при приеме и передаче или большей мощ-
ностью передачи. Наряду с понятием дей-
ствующей поверхности пользуются поня-
тием площади рассеяния. Согласованная
приемная антенна выдает потребителю не
всю мощность приема, теоретически извле-
каемую из поля излучения, а лишь полови-
ну. Таким образом, она переизлучает в про-
странство ту же мощность, что рассеивает-
ся на нагрузочном сопротивлении. При
коротком замыкании площадь рассеяния
становится максимальной (пример: ленты
из фольги как помехи радару).
Для антенн особого типа (рупорных, лин-
зовых, в виде параболических зеркал и т.д.)
существуют свои формулы, связывающие
усиление с действующей поверхностью.
Формулы пересчета усиления
Для пересчета усиления различных антенн
используются следующие формулы:
В качестве усиления полуволнового виб-
ратора относительно изотропного излуча-
теля здесь подставлена величина 1,64.
Как показано на рис. 3.20, действующая
поверхность полуволнового вибратора рав-
на площади прямоугольника со сторонами
Полуволновые вибраторы
Рис. 3.20. Действующая поверхность
полуволнового вибратора
в числах в логарифмическом виде (дБ)
GgxGp=g£; ge+g?=gc (3.24)
1/G*=G® -gB =gA (3.25)
ga=1; gA=0 (3.26)
Пример
Найдем усиление очень короткого вибрато-
ра А через полуволновый вибратор С и
изотропный излучатель В:
62
3. Принцип действия и характеристики антенн
= 1,5,
G^IA*,
G£ =g£xG£ =g£x1/g£ =1,5x1/1,64 = 0,92,
G = 0,92
ИЛИ
8в=1,76дБ,
6£=2,15дБ,
ёс = ёв + ёс = ёв ~ ёв = 1>76 - 2,15 = -0,39,
g£ =-0,4 дБ.
Таким образом, очень короткий вибратор
обладает лишь на 8% меньшим усилением,
нежели полуволновый. Однако предпола-
гается, что антенна согласована и ее эффек-
тивность составляет 100%, а это практичес-
ки невыполнимо.
Таблица параметров антенн
В табл. 3.1 представлены параметры ряда
электрически коротких и резонансных ан-
тенн. Параметры соответствуют ситуациям,
когда антенны 1-7 и 13-16 находятся в сво-
бодном пространстве, а антенны 8-12 уста-
новлены над идеально проводящей плос-
кой земной поверхностью. Все антенны со-
гласованы без потерь.
Усиление дано по отношению к изотроп-
ному излучателю в свободном простран-
стве и соответствует коэффициенту на-
правленности, а относительное усиление -
по отношению к полуволновому вибратору
без потерь в свободном пространстве.
Сопротивление излучения электрически
коротких антенн приведено к точкам ввода
фидера, а резонансных антенн - к точкам
пучности тока. В случае нескольких пучнос-
тей суммарное сопротивление излучения
равно сумме сопротивлений при отдельных
пучностях, если они не превышают 73,2 Ом.
Это значение применимо только к одиноч-
ному проводнику в свободном пространстве.
В число сходных типов антенн, не указан-
ных в табл. 3.1, входят:
• петлевой вибратор. Значения парамет-
ров аналогичны характеристикам полу-
волнового вибратора; у одиночной пет-
ли с постоянным сечением проводника
сопротивление излучения вчетверо вы-
ше, чем у полуволнового вибратора;
• полуволновая щелевая антенна с двусто-
ронним излучением. Параметры анало-
гичны характеристикам полуволнового
вибратора, сопротивление излучения в
семь раз выше, чем у вибратора, поляри-
зация обращена, так что горизонтальная
щель дает вертикальную поляризацию
(см. раздел 26.4).
Краткие выводы:
• коэффициент направленности и усиле-
ние характеризуют направленность ан-
тенны. Излучаемая мощность растет в
преимущественном направлении за счет
ее падения в остальных;
• для повышения усиления необходимо
уменьшить ширину главного лепестка и
одновременно увеличить действующую
поверхность. Двукратное снижение шири-
ны диаграммы в рассматриваемой плоско-
сти приблизительно удваивает усиление
благодаря возрастанию действующей по-
верхности в два раза. Применение отража-
телей и директоров или группирование
антенн позволяет повысить усиление за
счет увеличения их габаритов;
• при оптимальных размерах антенны ее
усиление и коэффициент направленнос-
ти подчиняются некоторым физическим
соотношениям, связанным с механичес-
кими габаритами. Так, преимущественно
продольное построение антенны обеспе-
чивает определенное усиление при отно-
сительно малых поперечных размерах. В
случае большого поперечного размера
уменьшается габаритная длина антенны.
Поэтому пассивная миниатюрная антен-
на никогда не будет обладать одновре-
менно и хорошей направленностью, и
высоким усилением.
3.3. Шумы антенн
На любом активном сопротивлении воз-
никает определенное напряжение шумов.
Шумовые ЭДС возникают вследствие не-
равномерности тепловых движений сво-
бодных электронов проводимости.
Шумы присущи и антеннам, поскольку в
них, как и в колебательном контуре, име-
ются активные сопротивления. Интенсив-
ность шумов антенны определяется актив-
ной составляющей RA ее сопротивления,
3.3. Шумы антенн
63
Таблица 3.1. Параметры антенн (по [2])
Тип антенны Распределение тока Коэффициент направленности Коэффициент усиления Сопротивление излучения Rs, Ом
Gi &, дБ Gd gd, дБ
Изотропная антенна 1 0 0,61 -2,15 -
Электрически короткий вибратор (1 <Х/5) L J 1,5 1,76 0,92 -0,39 197 (1/Х)2
Вибратор Герца (электрически короткий вибратор с емкостями на концах) j 1,5 1,76 0,92 -0,39 790 (1/Х)2
Полуволновый вибратор А, 1,65 2,15 1 0 73,2
Волновый вибратор 2,41 3,82 1,47 1,67 199,2
Удлиненный «сдвоенный цеппелин» (1,28 Х« 5/4 X) . S4t J 3,3 5,18 2 3 98
Турникетная антенна у А/2 0,82 -0,86 0,5 -3 326,6
Электрически короткая вертикальная антенна (h < А/10) .К 1 777777/ h 3 4,77 1,83 2,62 395 (h/X)2
Электрически короткая вертикальная антенна с концевой емкостью Л 1 777777/ h 3 4,77 1,83 2,62 1579 (h/X)2
Четвертьволновая вертикальная антенна th 77777Т/ 3,28 5,16 2 3 36,6
Полуволновая вертикальная антенна и ТША 1* 4,28 6,83 2,94 4,68 99,6
Вертикальная антенна 0,64 Х = 5/8 X $ !"• 777777/ 6,6 8,19 4 6 49
Малая рамочная антенна (площадь А, периметр «X) 1,5 1,76 0,92 -0,39 31171 (А/Х2)2
Кольцо (окружность 1 X) о 2,23 3,49 1,36 1,34 133
Квадратный элемент с периметром 1 X Пм? /'Ж О 2,06 3,14 1,25 0,99 117
Delta-Loop (равносторонний треугольник, периметр 1 X) о 1,91 2,82 1,17 0,67 106
64
3. Принцип действия и характеристики антенн
которая равна сумме сопротивлений излу-
чения Rs и потерь Rv антенны.
Для любого сопротивления мощность Рг
его шумов определяется только абсолют-
ной температурой Т (в градусах Кельвина)
и шириной частотного диапазона Df (в гер-
цах):
Рг = 4kT4f (3.27)
где к - постоянная Больцмана, характери-
зующая мощность шумов на 1 градус
и 1 герц.
k = I,38xl0‘23—= 1,38х10-23-?^ (3.28)
ГцхК К
Для практических целей важно знать на-
пряжение шумов Ur определяемое величи-
ной сопротивления:
Ur = <j4kT RA4f (3.29)
Шум, обусловленный активным сопро-
тивлением антенны RA, называют ее соб-
ственным шумом. Он суммируется с шу-
мами от других источников, например ат-
мосферными и космическими. Некоторые
любители, работающие в 2-метровом диа-
пазоне, используют для проверки качества
своей приемной аппаратуры шум от Солн-
ца, прослушивая его нарастание при восхо-
де светила.
В соответствии с формулами для опреде-
ления общего напряжения шумов с приме-
нением только сопротивления антенны RA
следует выбрать настолько высокую шумо-
вую температуру Т, чтобы она давала вели-
чину, равную сумме собственных шумов ан-
тенны и мирового пространства. В [6] пред-
лагается применять в расчетах следующие
средние температуры Т антенных шумов:
Середина Температура
диапазона частот
10 МГц Т = 0,2-2х106К
100 МГц Т = 0,6-6х103К
1000 МГц Т = 3-7К
направленности в основном совпадают с
параметрами простого разрезного вибра-
тора (см. рис. 3.10), а главное отличие со-
стоит в повышенном входном импедансе
и относительно более широкой полосе ча-
стот. Для коэффициента укорочения V
обоих проводников справедливы графики,
изображенные на рис. 3.7.

X X
d1mdz 240 Ом
Рис. 3.21. Петлевой вибратор
Сопротивление излучения развернутого
вибратора рассчитывается по формуле (3.1).
Если к такому вибратору добавить пару па-
раллельных элементов того же сечения, тем
самым сформировав петлевой вибратор, то
антенный ток распределится по двум ветвям
последнего. При равных мощностях излуче-
ния Ps ток I в точке подключения фидера
в петлевом вибраторе оказывается вдвое
меньше тока разрезного вибратора. Поэтому
для расчета входного импеданса петлевого
вибратора R* требуется изменить выраже-
ние (3.1) следующим образом:
r* = -A_
‘-(ш)2
(3.30)
После перестановок получим для разрез-
ного вибратора:
Ps =RS12
и для петлевого вибратора:
р^л^/г)2.
Поскольку в обоих случаях излучаемые
мощности Ps одинаковы, справедливы ра-
венства:
RSI2 =R;(I/2)2,
3.4. Петлевой вибратор
(Р. S. Carter - патент США № 2283914,1937 г.)
Петлевой вибратор образуется при парал-
лельном включении двух полуволновых
элементов, разделенных малым проме-
жутком D (рис. 3.21). Характеристики его
т2
r I2 = r" —
s s 4 ,
r;=4rs.
Таким образом, входное сопротивление
петлевого вибратора в четыре раза боль-
ше, чем у разрезного. При любой величи-
не промежутка D и при сЦ == d2 входное
3.4. Петлевой вибратор
65
сопротивление петлевого вибратора допу-
стимо полагать равным 240-280 Ом.
Полуволновые элементы неодинакового
диаметра применяют в петлевом вибраторе
ради изменения его входного сопротивле-
ния (рис. 3.22). Когда диаметр цельного по-
луволнового элемента d2 больше диаметра
разрезного диполя dj, входное сопротивле-
ние петлевого вибратора превышает нор-
мальную величину характерную для конст-
рукции с равными диаметрами элементов.
Напротив, входное сопротивление меньше
нормального, если dj > d2- В обоих случаях
кратность изменения к зависит от величи-
ны промежутка D.
0
~^d2
-X)di
Рис. 3.22. Петлевой вибратор с элементами
неодинакового диаметра
Входное сопротивление петлевого вибра-
тора, выполненного из стержней разного
диаметра, когда d2 > db можно определить
с помощью коэффициента кратности, пред-
ставленного на рис. 3.23. Обратный случай
(dt > d2) показан на рис. 19.23.
Коэффициент кратности показывает, во
сколько раз входное сопротивление петлево-
го вибратора с элементами разного диаметра
&
больше входного сопротивления разрезного
вибратора.
Пример
При d2/di = 3 и D/d2 == 6 импеданс петлево-
го вибратора составляет 360-420 Ом, пре-
восходя его значение для разрезного вибра-
тора в 6 раз.
Кратность к изменения импеданса опре-
деляется соотношением Робертса:
(3.31)
и приводится к разрезному полуволновому
вибратору. Здесь приравнивают к волно-
вому сопротивлению вибратора с парными
проводниками диаметром df и расстоянием
между ними D. Волновое сопротивление Z
пары проводников с воздушной изоляцией
(см. раздел 5.11) рассчитывают по формуле:
Z= 276 1g— Ом (3.32)
d
Z2 определяется этой же формулой с под-
становкой d2 и D.
Зависимость кратности к от размеров
петлевого вибратора подчиняется общей
формуле:
, 4D2
gd|-d2
lg^
d2
(3.33)
Отношение D/d2
Рис. 3.23. Коэффициент кратности
петлевого вибратора при d2> dt
Разновидностью петлевого вибратора
является двойной петлевой вибратор
(рис. 3.24).
Для функционирования двойного петле-
вого вибратора безразлично, к разрыву ка-
кого из элементов подключен фидер (см.
рис. 3.24). По конструктивным соображе-
ниям удобнее использовать нижний эле-
мент, тогда средний служит для крепления
вибратора к мачте.
При равных диаметрах проводников ток
антенны распределяется по трем одинако-
вым полуволновым элементам, и, следова-
тельно, в каждой из ветвей вибратора течет
1/3 суммарного тока. Поэтому входное со-
противление R* двойного петлевого вибра-
тора описывается выражением:
Ps
’’(I/3)2
(3.34)
5. Заказ № К-5454.
66
3. Принцип действия и характеристики антенн
Рис. 3.24. Двойной петлевой вибратор:
а - для питания используется разрыв в среднем
элементе; б - питание подводится к разрыву
в нижней ветви
и в 9 раз превышает входное сопротивление
простого разрезного вибратора - оно состав-
ляет 540-630 Ом. Однако необходимо учи-
тывать ряд ограничений. Кратность к = 9
при dt = 62 имеет место, лишь когда три по-
луволновых элемента расположены так, что
их поперечные сечения находятся в верши-
нах углов равностороннего треугольника.
При монтаже элементов в одной плоскости,
как показано на рис. 3.24, кратность к = 9 до-
стигается только при di = 2d2 при любом
промежутке D. Это видно и из рис. 3.25. При
других соотношениях диаметров кратность
зависит от величины промежутка D.
Пример
При d2/d i = 1,25 и D/d2 = 6 импеданс уве-
личивается в 16 раз относительно разрезно-
го вибратора и составляет 960-1120 Ом.
Число п параллельных полуволновых эле-
ментов допустимо увеличить настолько,
чтобы построить антенну цилиндрической
формы. При этом ее входное сопротивление
подчиняется правилу: при равенстве диа-
метров проводников и промежутке между
ними D < 0,05 X кратность к роста входного
сопротивления относительно разрезного
вибратора приблизительно пропорциональ-
на квадрату числа проводников п:
к = п2.
Сопротивление двойного петлевого виб-
ратора изменяется также вследствие разли-
чий диаметров dj (элемента с разрывом)
Рис. 3.25. Коэффициент кратности двойного
петлевого вибратора
и d2 (цельного элемента). Кривые на рис. 3.25
иллюстрируют эти зависимости. В данном
случае в соответствии с формулами (3.31)
и (3.33) получается следующее расчетное
соотношение:
(3.35)
В петлевых вибраторах любого типа до-
пускается заземлять средние точки цель-
ных полуволновых элементов или исполь-
зовать их для крепления антенны к метал-
лической опоре.
3.5. Волновый вибратор
Вибратор, электрическая длина которого
равна длине волны X, называется волновым
вибратором (рис. 3.26).
Обе полуволновые ветви вибратора воз-
буждаются синфазно в пучности напряже-
ния. Высокое напряжение при малом токе
означает большое сопротивление, так что
волновый вибратор отличается сравнитель-
но высоким входным импедансом.
3.5. Волновый вибратор
67
Такой вибратор питается в максимуме на-
пряжения, поэтому его называют вибрато-
ром с питанием по напряжению. Входное
сопротивление Ro и ширина полосы частот
волнового вибратора в большей степени за-
висят от соотношения X/d, чем у полувол-
нового вибратора. Кривые на рис. 3.27 вос-
производят зависимости входного сопро-
тивления Ro и коэффициента укорочения V
волнового вибратора от X/d.
Рис. 3.26. Волновый вибратор
Входное сопротивление Ro зависит также
от расстояния между половинками вибра-
тора в месте подключения фидера XX. Зна-
чения Ro на рис. 3.27 тем точнее, чем мень-
ше разница между значениями промежутка
XX и диаметра излучателя d.
Коэффициент укорочения V волнового
вибратора отличается от аналогичного па-
раметра полуволнового вибратора своей за-
висимостью от X/d; для достижения резо-
нанса волновый вибратор должен укорачи-
ваться в большей степени.
Пример
Требуется построить волновый вибратор на
частоту f = 150 МГц (длина волны X = 2 м),
применяя трубку диаметром 20 мм. Отно-
шение X/d « 2000/20 = 100. Для X/d =100
из рис. 3.27 находим, что входное сопротив-
ление Ro равно приблизительно 800 Ом.
При таком отношении X/d коэффициент
укорочения составит 0,868.
Не следует путать волновый вибратор и
волновый излучатель с концевым возбуж-
дением. В волновом вибраторе с подводом
питания к промежутку в его средней части
происходит вынужденное синфазное воз-
буждение обеих ветвей, вследствие чего
в плоскости Е формируется диаграмма на-
правленности, представленная на рис. 3.28а.
Она сходна с диаграммой полуволнового
вибратора, но отличается от нее более узки-
ми лепестками (горизонтальный и верти-
кальный углы раскрыва 65° и 45° соответ-
ственно), а главный луч перпендикулярен
оси вибратора. В волновом излучателе с
подключением фидера к концу цельного
проводника (антенна типа «Цеппелин», см.
раздел 10.2.1) направление тока меняетсй в
его средней части (рис. 3.286) и обе полу-
волновые ветви возбуждаются в противо-
фазе, а главные лучи идут под углом 54°
к продольной оси излучателя. Поэтому
в плоскости Е формируется диаграмма на-
правленности с четырьмя главными лепес-
тками, чьи оси наклонены под углом 54°
к продольной оси излучателя. Волновый
вибратор обеспечивает усиление до 1,67 дБ,
тогда как усиление волнового излучателя
составляет лишь около 0,5 дБ.
Полуволновый вибратор по своим харак-
теристикам подобен последовательности
резонансных контуров. Напротив, волно-
вый вибратор при изменении частоты ведет
себя вблизи резонанса как контур с парал-
лельным резонансом.
В силу сравнительно широкой частотной
полосы волновый вибратор используется
Рис. 3.27. Входное сопротивление и коэффициент укорочения волнового вибратора
кзк функция отношения длины волны к диаметру проводника (приблизительные значения)
68
3. Принцип действия и характеристики антенн
Рис. 3.28. Диаграмма направленности
в плоскости Е и распределение тока
в волновых излучателях
преимущественно в широкополосных ан-
тенных системах. При этом допустимо кре-
пить и заземлять вибратор в обоих миниму-
мах напряжения (распределение напряже-
ния показано на рис. 3.26). Однако чаще
всего узлы крепления не заземляют, а мон-
тируют вибратор на изоляторах. Это дела-
ется во избежание потерь, связанных с час-
тотной зависимостью распределения на-
пряжения.
Увеличение промежутка между клеммами
питания XX позволяет повышать усиление.
Оно достигает 5 дБ при промежутке 0,2-0,6 X,
но этот способ повышения усиления почти
не применяется из-за электротехнических и
конструкторских трудностей.
Литература к главе 3
[1] Begriffe aus dem Gebiet der Antennen, Elektrische
Eigenschaften und KenngroBen (ITG 2 1/02, Empfehlung
1993) NTZ 46 (1993), H. 12, S. 957 bis 962.
[2] Krischke, A.: Antennengewinn. Beitrag von DJ 0 TR/OE 8
AK, 1980.
[3] Schwarzbeck, G.: Streifzug durch den Antennenwald:
VHF-UHF-AntennenmeBtechnik, cq-DLl/81, S. 9 bis 20.
[4] Schwarzbeck, G.: Streifzug durch den Antennenwald: Das
verlorene dB, das gefundene dB. cq-DL3/81, S. 128 bis 130.
[5] Best, S: Aktive Antennen fur DX-Empfang. RPB-
Taschenbuch, Band 182, Franzis-Verlag, Munchen, 1987.
[6] Schroder, H: Elektrische Nachrichtentechnik, Band II,
Abschn. VII. Rauschen. Seite 294, Verlag fur Radio-Foto-
Kinotechnik, Berlin, 1968.
Carter, P. S: Simple television antennas. RCA Rev., vol. 4, p. 168,
October 1939.
Emden, K: Beitrag zum Folded Dipole, ntz Archiv, 5 (1983),
H. 6, S. 191 bis 193.
Giddis, A. R.: Technique for Matching an Adjustable Folded
Monopole over a 15:1 Frequency Band. IEEE Trans. AP-12,
pp. 370-371, May 1964.
Guertler, R.: Impedance Transformation in Folded Dipoles.
Proc. IRE, vol. 38, pp. 1042-1047, September 1950
(Reprinted from Proc. IRE Australia, April 1949).
Guertler, R. J. F.: The Folded Dipole - Working Theories.
A.T. R., Vol. 9, No. 2, 1975, pp. 60-69.
Harrison, C. W.; KingR. W. R: Folded Dipoles and Loops. IRE
Trans. AP-9, pp. 171-187, March 1961.
Jager, G.: Der EinfluB des Erdbodens auf Antennendiagramme
im Kurzwellenbereich. Internationale Elektronische Rund-
schau, 1970, H. 4, S. 101 bis 104.
Kraus, J. D.: Multi-wire dipole antennas. Electronics, vol. 13,
pp. 26-27, January 1940.
Meinke, H. H: Gundlach F. W. (Hrsg.): Taschenbuch der
Hochfrequenztechnik, Springer-Verlag, Berlin, 1968.
Roberts, W. van B.: Input impedance of a folded dipole. RCA
Rev., vol. 8, pp. 289-300, June 1947.
Schroder, H: Elektrische Nachrichtentechnik, Band. I, Ab-
schnitt 1, Antennen Verlag fur Radio-Foto-Kinotechmk,
Berlin, 1967.
Schwarzbeck, G.: Streifzug durch den Antennenwald: Die
Bedeutung des vertikalen Abstrahlwinkels von KW-
Antennen, Teil 1. cq-DL3/85, S. 130 bis 136, Teil 2, cq-DL
4/85, S. 184 bis 189.
Spillner, E: Die UKW-Amateurantenne als L/C-Kreis.
Funkschau, 48 (1976), H. 2, S. 63 bis 66.
Spillner, E: Der Wirkungsgrad eines Amateur-Dipols.
Funkschau, 48 (1976), H. 23, S. 106 bis 108.
Thomas, E. R.: Transforming Impedance with Folded Dipoles,
QST, October 1951, pp. 52-53.
Togersen, H: Die Berechnung von Faltdipolen. Funkschau,
1960, H. 9, S. 227 bis 228.
Vogelsang, E.: Vertikaldiagramme typischer Kurzwellen-
antennen, cq-DL 6/85, S. 300 bis 303.
Wrigley, V. R.: Folded and Loaded Antennas. QST, April 1953,
pp. 21-27, 128.
4. Типы антенн
4.1. Введение
Антенны вошли в сегодняшний обиход.
Они применяются в радиовещании и теле-
видении, для связи, навигации и определе-
ния местоположения, в радиолокаторах и
радиомаяках, в спутниковой технике, ра-
диоастрономии и медицине.
История антенн насчитывает около ста лет.
В 1877 г. немецкий физик Г. Герц (Н. Hertz)
в Карлсруэ поставил классические опыты
для проверки теории распространения ра-
диоволн, предложенной английским физи-
ком Дж. Максвеллом (J. С. Maxwell). Переда-
ющей антенной в его опытах служил прямой
провод с емкостной нагрузкой на конце (кон-
дуктор), а приемной - квадратная проволоч-
ная петля.
Предшественниками этих антенн были
проволочная антенна Б. Франклина (В. Frank-
lin), использованная им в 1752 г. для дока-
зательства электрической природы мол-
ний, и спроектированная Т. А. Эдисоном
(Т. A. Edison) заземленная вертикальная
антенна, запатентованная в 1885 г. для сис-
темы передачи сообщений.
Термин «антенна» заимствован из зооло-
гии, где латинским словом «antennae» на-
зывают длинные тонкие усики насекомых.
Сначала у антенн были и другие названия:
линейный осциллятор, воздушный провод-
ник, проволочный датчик или возбудитель.
4.2. Классификация антенн
Антенны можно подразделять на группы по
разным признакам. По форме - на электри-
ческие или магнитные, по виду поляриза-
ции - на антенны горизонтальной, верти-
кальной или круговой поляризации, по
ширине частотного диапазона - на узкопо-
лосные и широкополосные, по частотным
свойствам - на резонансные и апериоди-
ческие, по направлению излучения - на на-
правленные и ненаправленные.
По способу возбуждения и усиления ан-
тенны делятся на четыре категории:
• простые излучатели (рис. 4.1);
• групповые излучатели;
• излучающие структуры;
• апертурные излучатели.
Такая классификация не всегда оказы-
вается однозначной. Между отдельными
категориями нередко наблюдаются пересе-
чения.
Рис. 4.1. Простые излучатели: а - вибратор
Герца; б - вибратор; в - конический вибратор;
г - дисконусная антенна; д- монополь;
е - коническая антенна; ж - однопроводная
антенна бегущей волны (антенна Бевереджа);
з - уголковый вибратор; и - антенна «взмах
крыла»; к - чашечный излучатель; л - петлевая
антенна; м - петлевой вибратор; н - квадратная
рамочная антенна; о - щелевая антенна;
п - трубчато-щелевая антенна
70
4. Типы антенн
4.3. Элементы излучателей
Излучатели состоят из отдельных элемен-
тов. К их числу относят:
• простейшие излучатели;
• антенны:
- линейные;
- фигурные;
- рамочные;
- щелевые;
- активные.
4.3.1. Простейшие излучатели
К этому типу принадлежат:
• сферический излучатель, называемый так-
же изотропной антенной. Представляет
собой антенну без потерь, равномерно из-
лучающую во все стороны или принима-
ющую со всех направлений. Диаграммой
направленности антенны является сфера.
Такая антенна неосуществима, но ис-
пользуется как теоретический эталон;
• диполь Герца. Излучатель носит имя не-
мецкого физика Г. Р. Герца (1857-1894);
его называют также элементарным элек-
трическим излучателем или элементар-
ным электрическим вибратором. Для ре-
ализации диполя используется вибратор
с концевыми емкостями, укороченный
относительно длины волны излучения.
По сравнению с изотропным излучате-
лем он обладает направленностью, пер-
пендикулярной оси вибратора. Диаграмма
направленности имеет вид двух окружно-
стей с нулевыми значениями в направле-
ниях оси диполя;
• диполь Фитцджеральда. Назван в честь
ирландского физика Ф. Дж. Фитцдже-
ральда (Е G. Fitzerald) и также известен
как элементарный магнитный излучатель
или элементарный магнитный вибратор.
Реализуется в виде токовой рамки, размер
которой меньше длины волны. В отличие
от изотропного излучателя характеризу-
ется направленностью, соответствующей
плоскости рамки. Диаграмма направлен-
ности состоит из двух окружностей с дву-
мя нулевыми значениями в направлениях,
перпендикулярных плоскости рамки;
• излучатель Гюйгенса. Носит имя нидерлан-
дского физика X. Гюйгенса (Ch. Huygens);
представляет собой сочетание неболь-
шой рамки (магнитная часть) и короткого
вибратора в ее плоскости (электрическая
часть). Такое устройство применяется для
определения направления при радиопе-
ленгации. Диаграммы направленности
в горизонтальной и вертикальной плос-
костях выглядят как кардиоиды и имеют
одну нулевую точку.
4.3.2. Линейные антенны
К линейным антеннам относятся открытые
(электрические) антенны с прямолинейны-
ми элементами:
• диполь, или вибратор. Простейшей антен-
ной с симметричным питанием является
двухполюсник (диполь) с синусоидальным
распределением тока. Полуволновый виб-
ратор характеризуется длиной 1/2 (старое
название - дуплет). Длина волнового виб-
ратора равна X (двойной «Цеппелин»). Ан-
тенну длиной 1,28 X называют удлиненным
двойным «Цеппелином». Широкополос-
ный вибратор представляет собой диполь в
виде конуса (конический вибратор, двой-
ной конический вибратор) или плоско-
стной диполь (веерный вибратор, плоский
вибратор). К несимметричным (преимуще-
ственно вертикальным) вибраторам отно-
сятся коаксиальный вибратор, конусно-ци-
линдрическая и дисконусная антенны;
• монополь. Другие названия - униполь, по-
лудиполь, антенна Маркони (Marconi). К
простейшим типам антенн с несиммет-
ричным питанием принадлежит однопо-
люсник (монополь) или полудиполь с си-
нусоидальным распределением тока над
проводящей поверхностью (землей). Дли-
на антенн составляет 1/4. Подобные антен-
ны принадлежат к типу Groundplane, если
проводящая поверхность заменена проти-
вовесом. Используются также вертикаль-
ные антенны длиной 1/2 и 51/8. К широ-
кополосным монополям относятся кони-
ческие и плоские веерные антенны;
• длинный провод. Длина этих проволоч-
ных антенн больше рабочей длины волны.
Они бывают симметричными или асим-
метричными, питаются стоячими или бе-
гущими волнами, могут быть резонансны-
ми или апериодическими. Примерами
служат змейковая и аэростатная антенны,
антенна Бевереджа, TFD, T2FD.
4.3.3. Фигурные антенны
Это открытые (электрические) антенны
с фигурными элементами:
4.4. Групповые излучатели
71
• вырожденный вибратор. Такие антенны
служат для обеспечения широкополосно-
сти (в частности, цилиндрический вибра-
тор) или для получения круговой диаг-
раммы направленности, например угол-
ковый вибратор Squalo;
• вырожденный монополь. Служит для
обеспечения широкополосности, скажем
в двойной конической или цилиндричес-
кой антеннах;
• изогнутый вибратор. Обеспечивает ши-
рокополосность, в частности в чашечном
вибраторе. Используется для оптимиза-
ции усиления в качестве полуторного ди-
поля по Ландсторферу (Landstorfer) -
антенна «взмах крыла»;
• изогнутый монополь. Придает широко-
полосность, к примеру, чашечному излу-
чателю.
4.3.4. Рамочные антенны
Рамочными называются замкнутые антен-
ны с элементами в виде рамок, а именно:
• малая рамка. Устаревшее название - маг-
нитная антенна. Ее периметр мал по срав-
нению с длиной волны и составляет при-
близительно 1/10 X. Пример антенны
этого типа - обмотка катушки или фер-
ритовая стержневая антенна;
• большая рамка. Периметр большой рамки
составляет примерно 1 X; к таким антеннам
относятся петлевой вибратор, дисковая и
квадратная антенны и антенна типа Delta-
Loop.
4.3.5. Щелевые антенны
Замкнутые антенны со щелевыми элемен-
тами на проводящей поверхности. Длина
щелей составляет от Х/2 до X, а сами они
бывают линейными (щели на плоскости
или цилиндре) или крестообразными (на-
пример, на дисковой щелевой антенне).
4.3.6. Активные антенны
Активная антенна представляет собой пас-
сивный элемент (вибратор или монополь) со
встроенной «активной частью» (усилите-
лем). В результате получается малогаба-
ритная чувствительная и широкополосная
антенная система, однако линейность ее
ограничена и не соблюдается принцип взаим-
ности. Пример: активные приемные антенны.
4.4. Групповые излучатели
Излучатель образуется группой отдельных
излучающих устройств. Свойства излуче-
ния определяются расположением излуча-
телей и особенностями их питания по фазе
и амплитуде. Благодаря управлению фазой
Рис. 4.2. Групповые излучатели - антенны: а - Франклина; б - Брюса; в -Стербы; г - Ширэ-Мезни;
д - Уда-Яги («волновой канал»); е - HB9CV; ж - полотно вибраторов; з - V-образная;
и - ромбическая; к - квадрантная
72
4. Типы антенн
достигается электронное сканирование про-
странства главным лучом (группа с фазовым
управлением). Количество отдельных излу-
чателей может быть произвольным, что по-
зволяет получать практически любое рас-
пределение излучения в пространстве.
Эта категория антенн подразделяется на
следующие группы:
• линейные;
• плоскостные;
• пространственные;
• матричные.
4.4.1. Линейные группы
Отдельные излучатели группы выстроены
в линию (одномерное построение). Этот
тип включает в себя излучатели:
• параллельные - синфазно возбуждаемая
комбинация последовательности отдель-
ных элементов (в частности, вибраторов),
излучающая по нормали к плоскости, в
которой они лежат. Примеры: антенны
Франклина, Брюса (Bruce), Ширэ-Мезни
(Chireix-Mesny);
• продольные - последовательность отдель-
ных элементов (в частности, вибраторов),
возбуждаемых в противофазе и излучаю-
щих в общем направлении. Примеры:
«волновой канал», скрещенный «волно-
вой канал», реечная антенна, специаль-
ная ZL, HB9CV.
4.4.2. Плоскостные группы
Отдельные излучатели располагаются в од-
ной плоскости (двухмерное распределение),
как правило, перед отражателем. Группа мо-
жет состоять из нескольких подгрупп (2x2,
4x4 и т.д.). Сюда входят:
• полотна. Для работы в коротковолновом
диапазоне строятся антенные полотна из
волновых или полуволновых вибраторов;
• решетки. Применяются в УКВ и телеви-
зионном вещании и состоят из волновых
или полуволновых вибраторов, например
в виде четырех- или восьмизначных
матриц;
• плоскостные антенны. Используются в
микроволновом диапазоне в качестве
спутниковых. Одиночными излучателя-
ми служат вибраторы, плоскостные (пря-
моугольные или скрещенные излучате-
ли) либо щелевые антенны;
• суммирующие излучатели. Одиночные
излучатели в виде вибраторов или длин-
нопроволочных антенн размещаются в
одной и той же плоскости в различных
конфигурациях. Общее излучение яв-
ляется суммой составляющих излуче-
ний. Примеры: турникетная, V-образная
и ромбическая антенны.
4.4.3. Пространственные группы
Характеризуются трехмерным размещением
одиночных излучателей. Включают в себя:
• кольцевые излучатели. Одиночные излу-
чатели этой группы размещаются по ок-
ружности или образуют правильный мно-
гоугольник;
• всенаправленный излучатель. Благодаря
синфазному питанию одиночных излуча-
телей удается достичь равномерного или
почти равномерного распространения из-
лучения по всем направлениям. Приме-
ры: квадрантная антенна, дипольная рам-
ка, четырехугольная рамка, антенна типа
«клеверный лист»;
• направленный излучатель. При правиль-
ном выборе фаз одиночных излучателей
кольцевой вибратор способен действо-
вать как направленная антенна. Пример:
кольцевая антенная решетка;
• конформные группы. Одиночные излуча-
тели размещаются на поверхности сфе-
ры, цилиндра или конуса.
4.4.4. Группы с сетевым питанием
Используются две системы питания:
• матричная. При возбуждении на одной и
той же частоте система позволяет одно-
временно формировать множество неза-
висимых одна от другой диаграмм на-
правленности. Связь входов и выходов
обеспечивает матричная решетка благо-
даря фазовращателям и направленным
ответвителям. Пример: матрица Батлера;
• адаптивная. Положения главного луча и
нулевых точек диаграммы направленно-
сти групповой антенны достигаются за-
данием требуемых фаз и амплитуд. При-
мер: адаптивная антенная система.
4.5. Строение излучателей
Излучатели состоят из излучающих струк-
тур различных форм. В рамках этой катего-
рии выделяют два подвида структур:
• плоские;
• пространственные.
4.5. Строение излучателей
73
4.5.1. Плоские структуры
К ним относятся следующие структуры:
• прямолинейные. Отдельные элементы
таких излучателей располагаются вдоль
прямой линии. Пример: логопериодичес-
кая (LP) вибраторная или монопольная
антенна;
• согнутые. Пример: логопериодическая
V-образная антенна;
• складчатые. Пример: антенны в форме
меандра или зигзага;
• с изгибами. Пример: логопериодическая
вибраторная антенна с контуром оптими-
зации усиления (по Ландсторферу);
• закрученные (область спиральных ан-
тенн). Пример: архимедовы спирали, ло-
гарифмические спирали, спирально-ще-
левые антенны;
• плоскостные. Пример: логопериодичес-
кая планарная антенна.
4.5.2. Пространственные структуры
Эта группа включает в себя:
• структуры с изломом. Две логопериоди-
ческие антенны, соприкасающиеся пере-
дними концами;
• цилиндрические спиральные антенны. В
зависимости от габаритов спирали разли-
чают два режима излучения:
-нормальный. Называется также режи-
мом всенаправленного, или радиально-
го, излучения. Если размер спирали
мал по сравнению с длиной волны, то
излучение структуры распространяет-
ся перпендикулярно оси спирали. При-
мер: витая антенна радиомикрофона;
-аксиальный. Если размер спирали при-
ближается к длине волны, то структура
излучает вдоль оси спирали, причем
строго на оси - с круговой поляризаци-
ей, а вне оси - с эллиптической. При-
мер: спиральные антенны метрового и
дециметрового диапазонов;
• конические спиральные антенны. В зави-
симости от габаритов спирали различают
два режима излучения:
-нормальный. Называется также режи-
мом всенаправленного, или радиально-
го, излучения. Если диаметр спирали
мал по сравнению с длиной волны, то
излучение структуры распространяет-
ся перпендикулярно оси спирали. При-
мер: спиральная антенна с переменным
диаметром, спиральный вибратор;
-аксиальный. Структура излучает вдоль
оси, если диаметр спирали близок дли-
не волны. Пример: коническая спи-
ральная антенна.
4.6. Апертурные излучатели
Излучатель образован поверхностью рас-
крыва (апертурой). Диаграмма направлен-
ности таких антенн зависит от формы и
размеров апертуры и распределения на ней
поля излучения. К этой категории относят-
ся также антенны, излучающие высшие гар-
моники. Данная категория подразделяется
на следующие антенны:
• зеркальные;
• рупорные;
• линзовые;
• диэлектрические;
• на рассеянных волнах.
4.6.1. Рефлекторные антенны
Называются также зеркальными. Излуче-
ние, падающее на них, отражается без по-
терь. Зеркала могут быть:
• плоскими. В данную группу входят, на-
пример, плоский отражатель, полотно от-
ражателей, оборачивающее зеркало;
• сложными. Включают в себя уголковый
и прямоугольный отражатели, отража-
тель Ван Атта (Van Atta).
4.6.2. Рупорные антенны
Энергия, которая поступила в волновод, из-
лучается через его открытый конец.
К данному типу относятся:
• антенна из полого проводника. Откры-
тый полый проводник круглого или квад-
ратного поперечного сечения действует
как антенна;
• рупорный излучатель. Воронкообразное
расширение полого проводника повыша-
ет его излучательную способность. При-
меры: Е- и Н-плоскостные секториаль-
ные рупоры, пирамидальный и коничес-
кий рупоры.
4.6.3. Линзовые антенны
Для преобразования искривленного фазо-
вого фронта применяются линзы следую-
щих типов:
74
4. Типы антенн
Рис. 4.3. Строение излучателей. Антенны: а - логопериодическая вибраторная;
б - логопериодическая V-образная; в-в форме меандра; г - зигзагообразная; д - логопериодическая
вибраторная по Ландсторферу; е - архимедова спираль; ж - логарифмическая спираль;
з - логопериодическая планарная; и - логопериодические, соприкасающиеся передними концами;
к - цилиндрическая спиральная; л - коническая спиральная
• ускоряющие, то есть увеличивающие фа-
зовую скорость. Пример: линзы из метал-
лических пластин, из пластин с отверсти-
ями, вогнутые диэлектрические; ступен-
чатые;
• замедляющие, то есть уменьшающие фа-
зовую скорость. Примеры таких линз:
выпуклые диэлектрические, из металли-
ческих полос, обходные;
• широкоугольные. Фазовая скорость в
них зависит от координат луча в линзе.
Пример: линзы Лунеберга (Luneberg);
• ближнего поля. Представляют собой ко-
роткие диэлектрические излучатели с по-
чти одинаковыми продольными и попе-
речными размерами.
4.6.4. Диэлектрические антенны
Речь идет о продольном излучателе, дей-
ствие которого основано на проводимости
поверхностных волн. Бывает двух типов:
• короткий - то же, что и линза ближнего
поля;
• длинный:
-стержневой, состоящий из конических
или цилиндрических стержней (напри-
мер, полистироловая стержневая ан-
тенна);
- трубчатый - образован цилиндричес-
кой трубкой;
- ступенчатый - выполнен из стержней,
толщина которых меняется ступенчато;
- пластинчатый - составлен из плас-
тин, толщина которых меняется сту-
пенчато.
4.6.5. Антенны на рассеянных волнах
Излучение распространяющихся волн вы-
ходит сквозь отверстия волновода, распо-
ложенные через равные или периодически
меняющиеся промежутки. К таким антен-
нам относятся:
4.6. Апертурные излучатели
75
Рис. 4.4. Апертурные излучатели: а - плоское зеркало; б - уголковый отражатель;
в - осесимметричная параболическая антенна; г - параболический рупор (вырезка параболоида
с рупорным облучателем); д - офсетная параболическая антенна; е - антенна Кассегрена;
ж - антенна Грегори; з - Е-плоскостной секториальный рупор; и - Н-плоскостной секториальный
рупор; к - пирамидальный рупор, л - конический рупор; м - ускоряющая линза; н - замедляющая
линза; о - линза ближнего поля; п - полистироловая стержневая антенна; р - щелевая антенна
коаксиальной линии; с, т - волноводные щелевые антенны; у - гофрированная антенна
• излучающая коаксиальная линия. Излу-
чение осуществляется посредством пери-
одических щелей или отверстий в обо-
лочке коаксиальной линии;
• продольные щели в волноводе. Излуче-
ние проходит сквозь длинную прорезь в
прямоугольном или круглом волноводе;
• поперечные прорези в прямоугольном
волноводе. Излучение проникает через
ряд поперечных прорезей;
• антенна поверхностных волн. Излучение
уходит из открытого волновода у перио-
дически расположенных металлических
углублений или выступов либо из микро-
полосковой линии с прорезями. Пример:
антенны с гофрами.
Литература к главе 4
Berndt, IV.: 50 Jahre Antennentechnik. Telefunken-Zeitung, Jg.
26, H. 100, Mai 1953, S. 197 bis 204.
Gundlach, F. W.: Die Technik der kurzesten elektromagne-
tischen Wellen seit Heinrich Hertz, NTZ, Jg. 10, H. 7, Juli
1957, S. 317 bis 328.
Ramsay, J. E: Microwave Antenna and Waveguide Techni-
ques Before 1900. Proc. IRE, Feb. 1958, pp. 405-415.
Page, H: Aerials. Proc. IEE, Vol. 108, Part B, No. 41, Sept.
1961, pp. 473-489.
King, R. W. P.: The Linear Antenna - Eighty Years of Progress.
Proc. IRE, Jan. 1967, pp. 2-16.
Koch, G. E: Fortschritte in Theorie und Technik von Hom-
strahlem und Spiegelantennen, NTZ, 26 (1973), H. 8,
S. 354-360.
Eisenberg, G. Z.; Yampolskiy, V. G.: Antennas for Radio
Broadcastmg, Radio Communications and Television.
Telecommunications & Radio Engineenng, 1978, No. 1,
pp. 1-11.
Koch, G. E: Beitrage zur Theorie und Technik der Antennen
aus den Jahren 1949 bis 1954. NTZ, 43 (1981), H. 9,
S. 600-606.
Ramsay, J. E: Highlights of Antenna History. IEEE Com-
munications Magazine, Sept. 1981, pp. 4-16.
Stirner, E.: Antennen. Unterrichtsblatter der DBF, Femmel-
dewesen, Jg. 36/1983, Nr. 8, S. 307-338.
Kraus, J. D.: Antennas since Hertz and Marconi. IEEE AP-33,
Feb. 1985, pp. 131-143.
Wheeler, H. A.: Antenna Topics in My Experience. IEEE
AP-33, Feb. 1985, pp. 144-151.
Severin, H.: 100 Jahre elektromagnetische Wellen, Teil 3
Antennen. Frequenz, 42 (1988), H. 4, S. 106-112.
Kraus, J. D.: Antennas: Our Electronic Eyes and Ears,
Microwave Journal, January 1989, pp. 77-92.
Rebeiz, G. M.: Millimeter-Wave and Terahertz Integrated
Circuit Antennas. Proc. IEEE, Vol. 80, No. 11, Nov. 1992,
pp. 1748-1770.
Meinke, H. H.; Gundlach, F. W. (Hrsg.): Taschenbuch der
Hochfrequenztechnik, Band 2: Komponenten. Springer,
Berlin, 1992.
5. Питание антенн
Согласование реактивного сопротивления
генератора (оконечного каскада передатчи-
ка) и реактивного сопротивления потреби-
теля (антенны) является условием переда-
чи наибольшей мощности.
В большинстве случаев между передатчи-
ком и антенной установлен фидер -такой,
чтобы не нарушалось их согласование. Эти
соображения применимы и к радиоприему,
только здесь антенна исполняет роль генера-
тора, а приемник - потребителя.
5.1. Фидеры
Назначение фидеров - передавать высоко-
частотную энергию с минимальными поте-
рями, не допуская собственного излучения.
5.1.1. Волновое сопротивление
проводника
Важной характеристикой высокочастот-
ных проводников является волновое со-
противление Z. Это полное сопротивление
фидера определяется отношением напря-
жения U к току I в бесконечно длинной
линии.
Высокочастотную линию можно рассмат-
ривать в виде совокупности последова-
тельно включенных индуктивностей и па-
раллельных емкостей, что соответствует
распространенному упрощенному пред-
ставлению пары параллельных проводни-
ков (рис. 5.1).
Если, согласно принятому на практи-
ке принципу, пренебречь потерями в про-
водниках, то волновое сопротивление Z
AL AL AL AL AL
AL AL AL AL AL
Рис. 5.1. Эквивалентная схема фидера
из параллельных проводов
высокочастотной линии можно определить
по формуле:
<=<>
В этом приближении Z является актив-
ным сопротивлением, так как не зависит от
частоты или длины проводника.
Из формулы (5.1) следует, что большая са-
моиндукция L и малая емкость С создают
высокое волновое сопротивление Z. На прак-
тике это означает, что тонкие провода (боль-
шая L) на значительном расстоянии друг от
друга (малая С) приводят к большому волно-
вому сопротивлению Z, а толстые провода
(малая L) вблизи друг от друга (большая С)
соответствуют низкому волновому сопротив-
лению Z. Таким образом, волновое сопротив-
ление Z определяется прежде всего геометри-
ческими размерами сечения фидера.
В антенной технике применяют преимуще-
ственно фидеры в виде пары параллельных
проводов, сечение которых показано на рис.
5.2, и коаксиальных проводников (рис. 5.3).
Устройство таких фидеров будет подробно
рассмотрено в следующем разделе.
Если диэлектриком между проводника-
ми служит воздух, волновое сопротивление
Рис. 5.2. Поперечное сечение двухпроводной
линии
Рис. 5.3. Поперечное сечение коаксиальной
линии
5.1. Фидеры
77
рассчитывается по следующим приближен-
ным формулам.
Параллельные проводники с воздушной
изоляцией:
2D
Z = 1201n— (5.2)
или
Z = 276 1g — Ом (для — > 2,5 ) (5.3)
d d
Коаксиальная линия с воздушной изоля-
цией:
Z = 60In— Ом (5.4)
d
или
z = 1381g—Ом (5.5)
d
Значения D и d должны быть взяты из
рис. 5.2 и 5.3 и выражены в одинаковых
единицах.
Волновое сопротивление Z высокочас-
тотных фидеров различного поперечного
сечения с воздушной изоляцией легко
определить по кривым, изображенным на
рис. 5.4-5.7.
Диэлектрик для высокочастотного
фидера
Скорость распространения электромагнит-
ных волн v определяется средой, в которой
они существуют. В воздухе v ~ с = 3x108 м/с
(скорость света). Эта «предельная» ско-
рость лежит в основе определения относи-
тельной диэлектрической постоянной £г в
вакууме или в атмосфере, которая пред-
ставляет собой природную размерную кон-
станту, численно равную 1. Относительная
диэлектрическая постоянная £г всех осталь-
ных веществ всегда больше единицы.
Из соотношения
V = (5.6)
V£r
следует, что замена воздуха другим диэлек-
триком снижает скорость распространения
электромагнитных волн.
Значения относительной диэлектричес-
кой постоянной различных изоляционных
материалов представлены в табл. 5.1.
Как правило, такие материалы применя-
ются для изоляции проводников в высоко-
частотных линиях промышленного изго-
товления. Поэтому влияние диэлектрика
на скорость распространения волн необхо-
димо учитывать в расчетах волнового со-
противления, расширив уравнения 5.2-
5.5.
Полосковая линия с диэлектриком из
синтетических материалов:
120 , 2D ~
Z = .— In— Ом
Je7 d
(5.7)
Рис. 5.4. Волновое сопротивление двухпроводной линии с воздушной изоляцией
78
5. Питание антенн
Рис. 5.5. Волновое сопротивление коаксиальной линии с воздушной изоляцией
Рис. 5.6. Волновое сопротивление экранированной двухпроводной линии с воздушной изоляцией
или
276 , 2D ~
Z = -7= 1g— Ом
Jer d
(5.8)
Z = -y=ln— Ом
л/Ё7 d
ИЛИ
Коаксиальная линия с диэлектриком из
синтетических материалов:
138 , D п
Z = “7= 1g— Ом
JEr d
(5.9)
(5.10)
5. /. Фидеры
79
Рис. 5.7. Волновое сопротивление коаксиального фидера из круглого внутреннего провода
и внешнего проводника квадратного сечения с воздушной изоляцией
При использовании вспененных изоля-
ционных материалов, как в современных
кабельных изделиях, следует учитывать
уменьшение диэлектрической постоянной
за счет добавления воздуха относительно
сплошного заполнения.
По диэлектрической постоянной приме-
няемого изоляционного материала находят
коэффициент укорочения линии V. Он по-
стоянен, всегда меньше единицы и опреде-
ляется отношением скорости распростра-
нения в линии к скорости распространения
в свободном пространстве согласно выра-
жению:
v=-2= (5.11)
Ver
Коэффициент укорочения почти всегда
указывается в спецификации высокочас-
тотной линии (см. табл. 5.2). Он требуется
в качестве расчетного коэффициента при
разбиении такой линии на отрезки опреде-
ленной электрической длины.
Определение волнового сопротивления
путем простых измерений
Волновое сопротивление любой линии опре-
деляется путем измерения ее емкости на еди-
ницу длины. При этом оценивается суммар-
ная емкость точно отмеренного проводника
и рассчитывается емкость С (в пикофарадах
на 1 см его длины). Тогда волновое сопротив-
ление находится с хорошим приближением
по формуле:
z =ioo^;= _1_Ом (512)
ЗС CV
Волновое сопротивление кабелей и по-
лосковых линий определяют с помощью
измерительных мостов LC. Для этого растя-
гивают как можно более длинный отрезок
кабеля и на свободном конце измеряют ем-
кость между центральным проводом и эк-
раном. Замкнув их на другом конце кабеля,
измеряют индуктивность между проводом
и экраном. Процедура применима и к ли-
нии из параллельных проводников. По-
лученные значения подставляют в форму-
лу (5.1).
Еще один способ определения волнового
сопротивления состоит в том, чтобы изме-
рить емкость отрезка кабеля и найти интер-
вал частот Af между двумя соседними оди-
наковыми резонансами (например, между
минимумами). Отсюда
Z= 500000 Ом
AfxC
где емкость выражена в пикофарадах, а ин-
тервал частот - в мегагерцах.
80
5. Питание антенн
Таблица 5.1. Диэлектрические постоянные различных изоляторов
Изоляционный материал Относительная диэлектрическая постоянная е Изоляционный материал Относительная диэлектрическая постоянная £
Алкидная смола 1,2 Полистирол вспененный 1,05
Аменит 3,5 Полистироловая пленка 2,5
Бумага 2,6 Полиэтилен 2,3
Бумага бакелизированная 4,0-6,0 Полиэфирная смола 4,5
Бумага изоляционная 2,2 Пчелиный воск 2,4
Воздух 1 Слюда 4,0-8,0
Гетинакс 5,6-6,5 Стеатит 5,8
Калит 6,5 Стекло 4,0-10
Каучук силиконовый 4,2 Стеклоткань ламинированная 4,3-5,3
Луполен 2,3 Стекло йенское 4,5
Миполам 2,9 Трансформаторное масло 2,2
Парафин 2,2 Триацетатная пленка 4,3
Пеностекло 3,5 Тролитул 2,4
Плавленый кварц 3,78 Ультрафарфор 6,3-7,5
Плексиглас 3,0-3,6 Фарфор технический 6,5
Поливинилхлорид 3,1-3,5 Фторопласт 2
Полиизобутилен 2,2-2,6 Эпоксидная смола 3,5
Полистирол 2,2-2,6 Янтарь 2,6
Таблица 5.2. Коэффициенты укорочения V
различных линий в зависимости
от используемого диэлектрика
Тип линии Коэффициент укорочения V
Воздушная из параллельных проводников 0,95-0,98
Двухпроводная, 75 Ом 0,68-0,71
Двухпроводная, 150 Ом 0,76-0,77
Двухпроводная, 300 Ом 0,82-0,84
Коаксиальный кабель, сплошной полиэтилен 0,66
Коаксиальный кабель, фторопласт 0,71
Коаксиальный кабель, вспененный полиэтилен 0,78-0,89
Коаксиальный кабель с воздушной полостью 0,87-0,96
Емкость С измеряется на частоте 1 кГц, а
интервал Af - на частоте 200 МГц.
Во время измерений двухпроводную ли-
нию необходимо растянуть так, чтобы обес-
печить максимальное удаление от других
предметов, но для коаксиального кабеля
это требование несущественно.
5.1.2. Двухпроводная линия
Высокочастотные фидеры с воздушной изо-
ляцией обладают наименьшими потерями.
Поэтому радиолюбители-коротковолнови-
ки предпочитают пользоваться фидерами
собственного изготовления из параллель-
ных проводов. Для сохранения неизменно-
го расстояния между ними используются
распорки из изоляционного материала с ма-
лыми потерями (рис. 5.8). Такая линия,
обычно называемая фидером, на жаргоне не-
мецких радиолюбителей очень удачно име-
нуется Huhnerleiter («куриный насест»).
Для изготовления подобного фидера с опре-
деленным волновым сопротивлением надо с
помощью рис. 5.4 определить необходимое
отношение расстояния между осями прово-
дов к их диаметру (D/d). По механическим
причинам волновое сопротивление фидера Z
ограничивается значениями 500-600 Ом.
При меньших волновых сопротивлениях
распорки становятся слишком короткими,
чтобы обеспечить его достаточную стабиль-
ность.
Плоская ленточная линия (рис. 5.9) отли-
чается легкостью и дешевизной. Чаще всего
диэлектриком служит полиэтилен. В тор-
говой сети встречаются ленточные кабели
5.1. Фидеры
81
Рис. 5.8. Открытый двухпроводный фидер:
а - устройство; б - возможный способ
крепления распорок
Синтетическая изоляция 1 ‘Ривадники
Рис. 5.9. Плоский ленточный кабель
УКВ диапазона
с волновым сопротивлением 120, 240 и
300 Ом.
Для современных плоских ленточных ка-
белей характерно малое затухание. Однако
длительное воздействие погодных условий
существенно ухудшает параметры затуха-
ния. Под влиянием ультрафиолетового из-
лучения Солнца со временем наступают не-
благоприятные изменения электрических
свойств диэлектрика. Такое старение пыта-
ются предотвратить или, по меньшей мере,
замедлить посредством пигментирования
пластмассы сажей или другими материа-
лами.
Особенно сильные изменения номиналь-
ных параметров ленточной линии проис-
ходят под воздействием дождя, инея или
тумана, поскольку линия покрывается плен-
кой влаги, которая неконтролируемым обра-
зом способствует изменению волнового
сопротивления и, кроме того, увеличивает
затухание. Волновое сопротивление также
изменяется с приближением к строитель-
ным конструкциям, металлическим мачтам
и т.д. Поэтому ленточные линии следует
прокладывать как можно дальше от других
объектов, обеспечивая неизменность их рас-
положения.
В меньшей степени подвержены влиянию
погодных условий симметричные линии
в шланговых оболочках, где провода прохо-
дят в стенке трубчатого диэлектрика. Воз-
душные полости занимают значительную
часть объема линий со шланговой оболоч-
кой, которые выгодно отличаются от лен-
точных меныпим затуханием (рис. 5.10).
Рис. 5.10. Симметричный шланг
Экранированные симметричные двух-
проводные кабели (рис. 5.11) используют-
ся редко. Они дороже, а затухание в них
несколько больше, чем в сравнимом неэкра-
нированном двухпроводном кабеле. Тем не
менее экранированные линии отличаются
большей погодной стойкостью и сохраняют
номинальные параметры в течение более
длительного периода. Кроме того, при их
прокладке нет нужды обращать внимание
на посторонние предметы. Такие кабели
изготавливают с волновым сопротивлени-
ем 120-240 Ом.
Экранирующая
Синтетическая
спираль
Рис. 5.11. Экранированная двухпроводная
линия
Краткие обозначения типов кабелей при-
сваиваются согласно рекомендациям Меж-
дународной электротехнической комиссии
(IEC); они поясняются в разделе 5.1.6.
5.1.3. Коаксиальный кабель
(С. S. Franklin - британский патент № 284005,
1926 г.)
Осесимметричный коаксиальный ка-
бель впервые был предложен В. Сименсом
(W. Siemens) в 1884 г. Относительно зем-
ли эти кабели асимметричны. Такой ка-
бель состоит из внутреннего проводника,
расположенного по центру диэлектрика, и
внешнего проводника с защитной оболоч-
кой (рис. 5.12). Чаще всего внутренний
проводник выполнен из одного медного
провода, реже - многожильный. Диэлект-
риком служит высокочастотный изолиру-
ющий материал с малыми потерями (по-
лиэтилен, полистирол и др.). Различают
кабели со сплошной изоляцией (рис. 5.12а)
и с полувоздушной (рис. 5.126).
82
5. Питание антенн
Оболочка Экранирующая
Рис. 5.12. Коаксиальный кабель:
а - со сплошной изоляцией;
б - с полувоздушной изоляцией
Кабели со сплошной изоляцией облада-
ют большим постоянством структуры и
благодаря этому хорошей стабильностью
электрических свойств в условиях меха-
нических воздействий. Сплошная изоля-
ция обеспечивает лучшую электрическую
прочность и предотвращает проникнове-
ние влаги.
Кабели с полувоздушной изоляцией
характеризуются особенно низким затуха-
нием, однако нуждаются в тщательной
защите от попадания влаги. В качестве
диэлектриков наилучшие результаты да-
ют вспененные синтетические материалы,
удачно сочетающие преимущества сплош-
ной и полувоздушной изоляции. Самым
большим воздушным пространством ха-
рактеризуется изоляция кабелей, выпол-
ненная в виде цилиндрической спирали,
которая обвивает центральный проводник
(рис. 5.13). Таким кабелям присущи мини-
мальные потери, но они отличаются наи-
меньшей механической прочностью.
Рис. 5.13. Коаксиальный кабель со спиральной
изоляцией
У тонких коаксиальных кабелей вне-
шний проводник сплетен из медного прово-
да, у толстых - сделан из медных лент. В
особо мощных кабелях применяется мед-
ная фольга или другие специально изготов-
ленные материалы.
Защита коаксиальных кабелей от вне-
шних воздействий осуществляется синте-
тической оболочкой из поливинилхлори-
да (ПВХ). Она оберегает кабель от меха-
нических повреждений и проникновения
влаги. Специальные кабели, например для
прокладки под землей, снабжены еще и
стальной оплеткой, покрытой вторым защит-
ным слоем из синтетического материала.
В современных коаксиальных кабелях со
сплошной изоляцией используются изоля-
ционные материалы с диэлектрической по-
стоянной ег около 2,3. Поэтому результаты,
полученные из графика (рис. 5.5), достаточ-
но умножить на 1/723-0,66. Таким обра-
зом, коэффициент укорочения V относи-
тельно линии с воздушным диэлектриком
в этом случае составляет 0,66. У кабелей с
полувоздушной изоляцией коэффициент
укорочения лежит в пределах 0,8-0,9. В ка-
белях устаревших марок применялась изо-
ляция из стеатитовых бусинок. Диэлектри-
ческая постоянная стеатита ег = 6,5, так что
здесь множитель равен 1/^63 == 0,39.
Коаксиальные кабели обычно обознача-
ются согласно положениям в IEC-Publi-
cation 78 (см. раздел 5.1.6). Стандарты
разных стран различаются и приводятся
в спецификациях на кабельные изделия.
В России обозначение коаксиальных ка-
белей соответствует ГОСТ 11326.0 - 79
«Кабели радиочастотные. Общие техни-
ческие условия».
5.1.4. Затухание в высокочастотных
линиях
В отличие от волнового сопротивления и
коэффициента укорочения, затухание в вы-
сокочастотной линии зависит от частоты и
растет вместе с ней. Если бы линия была
замкнута своим волновым сопротивлени-
ем, то потери определялись бы исключи-
тельно погонным сопротивлением провод-
ников и углом потерь используемого изо-
ляционного материала.
Разумеется, погонное сопротивление ли-
нии на высокой частоте значительно боль-
ше ее сопротивления постоянному току
вследствие поверхностного эффекта (вы-
теснения тока на поверхность проводника).
Это сопротивление для медного провода в
зависимости от частоты обычно можно оп-
ределить по следующей формуле:
_ 0,084Tf
R = -2—— Ом/м (5.13)
где f - частота сигнала, МГц;
d - диаметр провода, мм.
Общее погонное сопротивление получают
суммированием сопротивлений прямого и
обратного проводников. При использовании
5.7. Фидеры
83
вместо монолитного провода или трубки
плетеных проводников сопротивление уве-
личивается примерно на 25%, а для обычной
экранирующей оплетки коаксиального ка-
беля оно возрастает в 2-3 раза.
Изготовители почти всегда указывают
затухание для ряда частот, выраженное в
децибелах на метр (в англосаксонских стра-
нах - в децибелах на фут). В табл. 5.3 даны
множители пересчета затухания, приведен-
ного в устаревших единицах.
Таблица 5.3. Коэффициенты пересчета единиц
затухания
1 дБ х 8,686 1 Нп
1 дБ/100 мх 1,15 1 Нп/км
1дБ / 100 футов х 3,78 1 Нп/км
1Нпх0,1151 1 дБ
1 Нп/км х 0,867 1 дБ / 100 м
1 Нп/км х 0,2645 1 дБ / 100 футов
Чистые потери на затухание высокочас-
тотной линии могут достигать больших
значений. Поэтому при необходимости ис-
пользования длинных линий рекомендует-
ся обеспечить энергетический баланс ан-
тенного устройства. Диаграмма на рис. 5.14
позволяет очень быстро и просто опреде-
лять эффективность или потери напряже-
ния и мощности (в процентах), по извест-
ному затуханию линии (в децибелах).
Рис. 5.14. Диаграмма для расчета потерь
по напряжению и мощности
Пример 1
Передатчик метрового диапазона с выход-
ной мощностью 100 Вт должен питать пере-
дающую антенну на частоте 145 МГц по ко-
аксиальному кабелю длиной 25 м с волно-
вым сопротивлением 50 Ом. Для кабеля
данного типа погонное затухание на часто-
те 145 МГц составляет 0,091 дБ на 1 м. Сле-
довательно, затухание отрезка длиной 25 м
составит 0,091 х 25 = 2,3 дБ. На оси абсцисс
(см. рис. 5.14) находим соответствующую
точку и восстанавливаем из нее перпенди-
куляр до пересечения с кривой мощности.
На левой оси ординат против точки пересе-
чения считываем значение 60% - это та
доля мощности, которая дойдет до антенны
при затухании 2,3 дБ. Отсчет на правой оси
против той же точки даст оценку потерь в
коаксиальном кабеле равную 40%. Таким
образом, при мощности передатчика 100 Вт
потери в кабеле достигают 40 Вт.
В данном случае использование высоко-
качественного кабеля привело бы к улуч-'
шению полученного соотношения. При за-
тухании в кабеле 1,4 дБ эффективность со-
ставит 73%, а потери мощности упадут до
27 Вт.
Пример 2
Телевизионный приемник подключен к те-
левизионной антенне 30-метровым ленточ-
ным кабелем с низкокачественным изо-
ляционным материалом (ПВХ). Антенна
настроена на среднюю частоту 200 МГц
восьмого канала диапазона III. Напряже-
ние полезного сигнала в точках подключе-
ния фидера к антенне составляет 500 мкВ.
Требуется определить потери по напря-
жению, вызванные ленточным фидером,
который характеризуется ослаблением
0,156 дБ на 1 м при частоте 200 МГц. Зату-
хание в линии длиной 30 м составляет
0,156х30 = 4,7дБ.
Из точки 4,7 дБ на оси абсцисс (см.
рис. 5.14) восстанавливаем перпендикуляр
и против точки его пересечения с кривой
напряжения считываем на левой оси орди-
нат оценку эффективности (58%), а на пра-
вой - оценку потерь по напряжению (42%).
Это означает, что напряжение сигнала на
входе телевизионного приемника составля-
ет не 500 мкВ, а лишь 58% от этого значе-
ния, то есть 290 мкВ. Потери по напряже-
нию достигают 210 мкВ. А поскольку речь
идет о фидере с истекшим сроком хране-
ния, потери должны быть еще большими
вследствие изменения качества кабеля.
Более благоприятные параметры обеспе-
чивает ленточная линия с сопротивлением
240 Ом, например пара проводников в
круглом кабеле. Погонное затухание такой
линии на частоте 200 МГц составляет
0,067 дБ/м, что для 30-метрового отрезка
дает 2 дБ. Согласно рис. 5.14, этому затуха-
нию соответствует снижение напряжения
лишь на 20%. Иными словами, напряжение
84
5. Питание антенн
сигнала на входе телевизионного приемни-
ка составит 400 мкВ.
На рис. 5.14 оба примера выделены пунк-
тирными линиями. Видно, что затухание в
фидере особенно существенно в диапазонах
метровых и дециметровых волн. Поэтому
следует использовать по возможности ко-
роткие и высококачественные фидеры.
Часто имеющееся рассогласование антен-
ных устройств добавляется к потерям за счет
затухания, что еще больше ухудшает коэф-
фициент полезного действия. Потери рассог-
ласования рассматриваются в разделе 5.2.2.
Таблицы с параметрами стандартизован-
ных высокочастотных кабелей представле-
ны в приложении.
5.1.5. Рекомендации по применению
высокочастотных линий
Открытые двухпроводные линии («кури-
ный насест») незаменимы для радиолюби-
теля-коротковолновика, в особенности ког-
да применяется согласованный фидер (см.
раздел 5.3.2). В этом случае их потери нич-
тожны по сравнению с потерями в других
ленточных линиях, если в фидере исполь-
зованы распорки с низкими потерями. Ши-
рокий выбор средств для фиксации проме-
жутка между проводниками предоставляют
новейшие синтетические материалы. Они
отличаются низкими потерями, малой мас-
сой и легко обрабатываются. Длина распо-
рок выбирается в пределах 50-150 мм. Тог-
да для обычной проволоки диаметром 2 мм
волновое сопротивление оказывается в ди-
апазоне 480-600 Ом (см. рис. 5.4). Линии
с большим расстоянием между проводами
благодаря длинным распоркам обладают
особенно малыми потерями. Однако на вы-
соких частотах (например, 28 МГц) суще-
ствует опасность небольшого собственного
излучения «широких» фидеров. Это приво-
дит к потерям на излучение и вероятности
появления помех при приеме радио- и те-
левизионных передач. Распорки длиной
около 100 мм вполне пригодны для фиде-
ров в любых любительских коротковолно-
вых диапазонах. Не стоит экономить на ко-
личестве распорок, иначе фидер окажется
недостаточно жестким в ветреную погоду.
При прокладке фидера «куриный насест»
следует избегать его резких изгибов. Спе-
циально следите за тем, чтобы фидер не
был параллелен другим проходящим прово-
дам. Если не удается избежать сближения
с водосточными желобами, водостоками и
прочими крупными металлическими пред-
метами, обеспечьте промежуток между
ними и фидером, равный как минимум
трем длинам распорок.
Малоизвестным, но почти идеальным яв-
ляется фидер, состоящий из четырех парал-
лельно протянутых отдельных проводов,
которые через равные промежутки закреп-
лены по окружности дисков или по углам
квадратов из диэлектрика (четырехпровод-
ный фидер).
Основное назначение синтетических дис-
ков, представляющих собой круглые рас-
порки, здесь такое же, как и в двухпровод-
ной линии, - удерживать провода на неиз-
менном и равном расстоянии друг от друга.
На входе и выходе такого фидера проти-
воположные провода попарно соединяются
между собой (рис. 5.15). Этим обеспечива-
ется его электрическое соответствие двух-
проводной линии. Диаметр дисковых рас-
порок или расстояние между проводами
выбирают от 50 до 200 мм. Этот фидер по
сравнению с двухпроводным при таких же
расстояниях между проводами обладает
меньшим волновым сопротивлением (при-
близительно 180-200 Ом).
Четырехпроводный фидер отличается
строгой симметрией и незначительными
потерями на излучение. К тому же он менее
чувствителен к влиянию окружающих
предметов, чем двухпроводная линия. Гра-
фики на рис. 5.15 позволяют определять
волновое сопротивление такого фидера при
различных диаметрах проводов в зависимо-
сти от расстояния между ними.
Радиолюбителю лучше воздерживаться
от использования ленточных кабелей для
УКВ диапазона, имеющихся в продаже, но
обладающих множеством недостатков, и
прибегать к ним лишь при необходимости,
например в переносных устройствах.
Коаксиальный кабель в качестве фиде-
ра - наилучшее, хотя и самое дорогостоя-
щее решение для радиолюбителя. Об элект-
рических достоинствах коаксиальных ли-
ний уже упоминалось. Их можно применять
в качестве сетевых кабелей или проклады-
вать в траншеях, если отсутствуют повреж-
дения внешней оболочки. При этом недопу-
стимы крутые изгибы, чреватые смещением
центрального провода. Кабели с централь-
ным проводником, выполненным из много-
жильного медного провода, особенно гибки,
однако им свойственны несколько боль-
шие потери в сравнении с кабелями со спло-
шным круглым центральным проводом.
5.1. Фидеры
85
Рис. 5.15. Волновое сопротивление четырехпроводного фидера
Проникшую в коаксиальный кабель влагу
не удается удалить, и кабель становится не-
годным к употреблению.
5.1.6. Характеристики
высокочастотных линий
Высокочастотным линиям присваивают
краткие условные обозначения согласно
стандартам IEC-Publication 78. В таких
обозначениях первое число выражает вол-
новое сопротивление линии (в омах).
У коаксиальных кабелей второе число,
следующее после дефиса, означает диаметр
диэлектрика с округлением до миллиметра.
Третье число - порядковый номер по реко-
мендациям IEC 96-2. Например, если ука-
зано, что кабель относится к типу 75-7-8,
это расшифровывается так:
75 - волновое сопротивление 75 Ом;
7 - диэлектрик диаметром 7 мм;
8 - порядковый номер IEC.
Обозначение материала внешней защит-
ной оболочки, отличающегося от поливи-
нилхлорида в нормальном исполнении, от-
деляется точкой от порядкового номера и
имеет следующий вид в зависимости от ис-
полнения:
• 0 - без защитного покрытия;
• 3 - с синтетической защитной оболочкой
и броней;
• 4 - с синтетической защитной оболоч-
кой, броней и внешней защитной оболоч-
кой из синтетического материала;
• 40 - с синтетической защитной оболоч-
кой, экраном и внешней защитной обо-
лочкой из синтетического материала.
У симметричных высокочастотных кабе-
лей за величиной волнового сопротивле-
ния (первое число) следует буквенный код
формы сечения:
• А - симметричный неэкранированный
высокочастотный кабель с тонкой диэ-
лектрической перемычкой между изоли-
рованными проводниками;
• В - симметричный неэкранированный
высокочастотный кабель с неизменной
толщиной диэлектрика, в котором прохо-
дят оба проводника;
• С - симметричный неэкранированный
высокочастотный кабель с трубчатым
(шланговым) диэлектриком;
• D - экранированный симметричный вы-
сокочастотный кабель.
После буквенного кода сечения идет циф-
ровой код промежутка между проводниками
симметричного неэкранированного высоко-
частотного кабеля или диаметр диэлектри-
ка экранированного симметричного кабеля.
Обозначение заканчивается порядковым
номером и цифровым кодом внешнего за-
щитного слоя, аналогичным коду коакси-
альных кабелей.
Так, надпись «высокочастотный кабель
300А7-1» расшифровывается следующим
образом:
• 300 - волновое сопротивление 300 Ом;
• А - неэкранированный симметричный
высокочастотный кабель с неизменной
толщиной диэлектрика, в котором прохо-
дят оба проводника;
• 7 - расстояние между проводниками 7 мм;
• 1 - порядковый номер по IEC.
86
5. Питание антенн
5.1.7. Однопроводный фидер
(G. I. Е. Goubau - патент США № 2685068,1950 г.)
Для передачи высокочастотного сигнала
на большие расстояния с малыми потерями
иногда применяют однопроводный фидер.
По имени изобретателя, физика доктора
Г. Губо (G. I. Е. Goubau), он называется фи-
дером Губо.
Поверхностный фидер Губо выглядит про-
сто. Он состоит из металлического провод-
ника, покрытого более или менее толстым
слоем диэлектрика (рис. 5.16).
Синтетическая оболочка
Поперечное Продольный
сечение разрез
Рис. 5.16. Устройство фидера Губо
Изоляционный материал концентрирует
электромагнитное поле вокруг проводника.
Как известно, скорость распространения
электромагнитных волн в изолирующем ди-
электрике меньше, чем в воздухе. Поэтому
можно считать, что изоляционный матери-
ал диэлектрика как бы удерживает около
себя электромагнитное поле. В синтетичес-
кой оболочке-диэлектрике распространя-
ется лишь незначительная часть энергии
поля. Основная же ее часть располагается
вокруг провода в цилиндрическом объеме
воздушного пространства радиусом 2-3
длины волны в зависимости от исполнения
проводника (сечения металлического про-
вода, типа и сечения окружающего его ди-
электрика). Однако напряженность поля
вокруг провода настолько быстро убывает с
удалением от него, что 90% переносимой
энергии сосредоточено не далее 0,7 X от оси
фидера. Перенос энергии в окружающем
воздушном пространстве происходит без
излучения, в силу чего линия Губо отлича-
ется крайне слабым затуханием. Предпо-
сылкой тому служит, естественно, отсут-
ствие металлических или крупных диэлек-
трических объектов в пространстве вокруг
такого фидера. Диаметр воздушного про-
странства, в котором сосредоточено 90% пе-
реносимой энергии, называется граничным.
Линию Губо следует прокладывать так,
чтобы она получилась по возможности пря-
молинейной, со сменой направлений не бо-
лее чем на 20°. Поверхностный фидер удобно
подвешивать на деревянных опорах с помо-
щью кронштейнов, как показано на рис. 5.17.
Необходимое удаление фидера от опор обес-
печивается V-образным тросом из синтети-
ческого материала.
Рис. 5.17. Рациональное крепление фидера Губо
Линия Губо является несимметричной
системой. Очевидно, что для подключения
ее к источнику энергии целесообразно вос-
пользоваться коаксиальным кабелем с ме-
таллическим конусом (рис. 5.18). Экрани-
рующую оплетку кабеля припаивают к ко-
нусу, а центральный провод кабеля - к
проводу фидера Губо у вершины конуса.
Потери в месте сочленения кабеля и фиде-
ра будут малыми при достаточно больших
габаритах конуса, (длина 1 X и диаметр ос-
нования 1/2 считаются оптимальными).
Пайка центральной жилы
конус фиДеР гУб°
Рис. 5.18. Переход от коаксиального кабеля
к линии Губо
Хорошо зарекомендовали себя экспонен-
циальные конусы. По сравнению с конуса-
ми, имеющими прямолинейную образую-
щую, они обеспечивают плавность перехода
5.1. Фидеры
87
Рис. 5.19. Прокладка фидера Губо
и меньшие потери на стыке кабеля и линии.
Устройство фидера Губо показано на рис.
5.19. Такая линия передачи позволяет при-
нимать телевизионный сигнал в сельской
местности у подножия горы с помощью ан-
тенны, установленной на ее вершине.
Сигнал принимается антенной без вся-
ких затруднений, усиливается антенным
усилителем и по фидеру Губо передается
отдельным потребителям.
Интересно сравнить по величине зату-
хания фидеры Губо и распространенные
коаксиальные или симметричные кабели
с синтетическим диэлектриком. Табл. 5.4
свидетельствует о минимальных потерях
в фидерах Губо.
Таблица 5.4. Сравнительные характеристики
затухания фидеров
Тип линии Затухание, дБ/100 м на 200 МГц
Линия Губо
Внешний диаметр оболочки 25 мм 0,29
Внешний диаметр оболочки 10 мм 0,69
Внешний диаметр оболочки 8 мм 0,81
Внешний диаметр оболочки 5 мм 1,06
Коаксиальный кабель
Высококачественный, диаметром 22 мм с изолирующей полостью 4,95
Среднего качества, со сплошной изоляцией 10-17
Плоский кабель для диапазона УКВ
Экранированный, с симметричными проводниками 10-25
Следует отметить, что изоляцией в фиде-
рах Губо обычно служат синтетические ма-
териалы на основе полиэтилена. При этом
отношение диаметров провода и диэлектри-
ческой оболочки составляет примерно 1:2,5.
Для предохранения полиэтилена от разру-
шения солнечными лучами в течение дли-
тельного времени его обычно окрашивают
сажей, создавая эффективную защиту от по-
годных воздействий. Однако эти меры ухуд-
шают электрические свойства полиэтилена,
и затухание линии увеличивается. Поэтому
в последнее время стали чернить лишь са-
мый внешний слой полиэтиленовой оболоч-
ки, что позволяет придавать проводному
волноводу погодную стойкость без замет-
ного роста затухания. В табл. 5.5 приведены
параметры двух типов кабеля для линий
Губо.
Таблица 5.5. Параметры кабелей для линий Губо
Тип линии Тип 2/5 Тип 4/10
провод медный, круглый, диаметром 2 мм медный, круглый, диаметром 4 мм
диэлектрик полиэтилен, диаметром 5 мм полиэтилен, диаметром 10 мм
Среднее затухание, дБ/100 м
f= 150 МГц 0,89 0,58
f= 200 МГц 1,09 0,73
f=250 МГц 1,27 0,87
f = 500 МГц 2,3 1,61
Граничный диаметр конуса, м
f= 150 МГц 2,3 2,1
f= 200 МГц 1,6 1,5
f=250 МГц 1,3 1,2
f = 500 МГц 0,6 0,56
88
5. Питание антенн
5.2. Физические свойства
высокочастотных линий
Для передачи максимальной мощности не-
обходимо согласовать сопротивление гене-
ратора R, (например, оконечного каскада
передатчика) с сопротивлением потребите-
ля Rg. (скажем, антенны). В аналогичном со-
гласовании нуждается и антенный фидер.
Его волновое сопротивление Z должно быть
равно и Rj, и Ra:
RrZ = Ra (5.14)
В случае такого согласования потери
энергии при передаче ограничиваются по-
терями в меди и диэлектрике кабеля.
Я
Рис. 5.20. Условия оптимального согласования
5.2.1. Распределение напряжения
в двухпроводной линии
Если к концу двухпроводной линии без по-
терь подключить нагрузочное сопротивле-
ние Ra, соответствующее волновому со-
противлению линии Z, то передаваемая
мощность будет полностью поглощена со-
противлением Ra. При этом напряжение
(а также и ток) во всех точках линии ока-
жутся одинаковыми. Пример такого согла-
сования показан на рис. 5.21.
Рис. 5.21. Распределение напряжения в линии
при согласовании
Если удалить нагрузочное сопротивле-
ние, то на открытом конце линии соп-
ротивление току окажется бесконечно
большим (Ra= °°). Волна, посланная пере-
датчиком к концу линии, не найдет там по-
требителя и потому полностью отразится
к исходной точке (рис. 5.22). Тем самым
в линии формируются прямая и обратная
волны. Поскольку время пробега линии
волнами конечно, они накладываются друг
на друга, интерферируют, и на отрезке фи-
дера длиной I появляются максимумы и
минимумы напряжения, причем на разомк-
нутом конце всегда образуется максимум
напряжения, как показано на рис. 5.22. Ана-
логичные соображения применимы и к рас-
пределению тока. Протекание тока на ра-
зомкнутом конце невозможно, потому там
всегда будет минимум тока. Благодаря это-
му максимум напряжения в линии соответ-
ствует минимуму тока и наоборот, то есть
напряжение и ток сдвинуты по фазе на 90°.
В соответствии с синусоидальной формой
тока и напряжения их максимумы и мини-
мумы сменяют друг друга через Х/4. Такое
распределение тока и напряжения называ-
ется стоячими волнами.
U‘
о
Z /?а~
, ,— - , .—о
Рис. 5.22. Распределение напряжения
в разомкнутой линии
При наличии отраженных волн всегда
возникает стоячая волна. Напряжение в
каждой точке линии является векторной
суммой напряжений прямой и обратной
волн. Векторное представление опирается
на временной ход распространения элект-
ромагнитных волн (см. рис. 1.1). Распреде-
ление тока и напряжения стоячих волн
формируется в соответствии с зависящим
от времени соотношением фаз прямой и
отраженной волн. При этом полное сопро-
тивление в произвольной точке линии рав-
но отношению напряжения к току.
Согласование линии выражается коэф-
фициентом стоячей волны (КСВ):
<._Цпах. (5.15)
Umin
где Umax и Umin - наибольшее и наимень-
шее напряжения в линии соответствен-
но, так что всегда s > 1.
Если линия согласована, в ней возможна
только прямая волна, поскольку на нагру-
зочном сопротивлении Ra отражения не
5.2. Физические свойства высокочастотных линий
89
происходит. В этом случае КСВ составляет
s = 1.
Величина, обратная коэффициенту сто-
ячей волны s, называется коэффициентом
бегущей волны (КБВ) т:
т =
U min
В max
(5.16)
(всегда т < 1).
При коротком замыкании на конце ли-
нии максимумы и минимумы напряжения
в ней смещаются на Х/4 относительно сво-
их положений в разомкнутой лини, по-
скольку на нулевой нагрузке (Ra = 0) на-
пряжение равно нулю (рис. 5.23).
(М
Z Ra-0
Рис. 5.23. Распределение напряжения
в короткозамкнутой линии
Холостой ход и короткое замыкание яв-
ляются предельными ситуациями в линии
передачи энергии. Они проявляются в том,
что через каждые 1/2 в линии следуют чет-
кие нулевые точки.
Если сопротивление нагрузки Ra превы-
шает волновое сопротивление линии Z
(рис. 5.24а), отражение оказывается непол-
ным, так как более или менее значитель-
ная часть энергии потребляется нагрузкой.
Лишь «избыток» энергии, который не мо-
жет быть потреблен на нагрузке Ra из-за ее
величины, связанной с рассогласованием
(Ra > Z), отразится обратно к источнику и
Рис. 5.24. Распределение напряжения в линии
при рассогласовании
породит стоячие волны. Но теперь отноше-
ние максимального и минимального напря-
жений, то есть КСВ, будет гораздо меньше
своего значения при коротком замыкании
или на холостом ходу, и нулевые точки ис-
чезнут.
Случай Ra < Z представлен на рис. 5.246.
На конце линии появляется минимум на-
пряжения, тогда как при Ra > Z там был
максимум (рис. 5.24а). Величину отражен-
ной составляющей характеризует коэффи-
циент отражения:
bt-l
Z__
^+1
Z
или
Ra-Z
г = —--
Ra+Z
(5.17)
(5.18)
В случае чисто активного сопротивления
нагрузки Ra (без реактивной составляю-
щей) коэффициент отражения г также ак-
тивен. Он положителен при Ra > Z и отри-
цателен при Ra < Z. В общем случае г явля-
ется комплексной величиной.
Пример
Фидер с волновым сопротивлением Z =
== 240 Ом подключен к передающей антен-
не с активным входным сопротивлением
Ra = 480 Ом. Расчет коэффициента отраже-
ния г по уравнению (5.17) дает:
480
240 _ 2-1
480 । t 2 + 1 3
240
или
г =+0,33.
Таким образом, амплитуда отраженной вол-
ны составляет 33% от амплитуды падающей, а
их полярности одинаковы (знак «+», Ra > Z).
Если к той же линии подключить нагруз-
ку Ra = 60 Ом, то для коэффициента отра-
жения получим:
^--1
240 _ 0,25-1 _ -0,75 _ -3
60 | t “ 0,25 + 1“ 1,25 “ 5
240
90
5. Питание антенн
В этом случае амплитуда отраженной
волны равна 60% от амплитуды падающей
и полярности противоположны.
Наконец, рассмотрим случай, когда вы-
полняется условие согласования Ra = Z =
= 240 Ом:
240 t
= 240_= ЬИ = 0 =
Г” 240^ + 1 1 + 1” 2~
240
Равенство коэффициента отражения ну-
лю означает отсутствие отраженных волн.
Существуют следующие зависимости меж-
ду размерными коэффициентами т, г, и s:
s=^<s=1-~)
а также
(5.19)
т = 1-И (s = 0...1)
1 + |г|
(5.20)
и
|г|=тт^=!тг <М = 0-1 или 0-100%) (5.21)
Если Ra < Z, имеем:
Z
s = —
Ra
И
m-Ra
т = —
Z
Если, напротив, Ra > Z, то:
(5.22)
(5.23)
(5-24)
(5.25)
В табл. 41.5.5 приложения (см. том 2)
приведена сводка количественных взаимо-
зависимостей.
При чисто реактивной нагрузке линии
(емкостной или индуктивной) преобладает
то же распределение напряжения, что и на
холостом ходу или при коротком замыка-
нии, поскольку реактивная нагрузка лишь
отражает, а не расходует энергию. Она
сдвигает распределение напряжения вдоль
проводника настолько, чтобы напряжение
на конце линии соответствовало напряже-
нию на конденсаторе или катушке.
Наряду с активным сопротивлением, ге-
нератор и потребитель часто характеризу-
ются реактивной составляющей. Реактив-
ное сопротивление обозначается буквой X
со знаком «плюс» (индуктивное сопротив-
ление, или XL) либо «минус» (емкостное
сопротивление, или Хс). Реактивные со-
ставляющие оконечного каскада передат-
чика устраняются разными способами со-
гласования. Реактивные составляющие вход-
ного сопротивления антенны возникают,
когда она не находится в состоянии резо-
нанса с возбуждающей частотой. В этом
случае следует или добиться резонанса пу-
тем изменения длины антенны, или ском-
пенсировать емкостную реактивную со-
ставляющую индуктивностью и наоборот.
Полное согласование осуществимо лишь
при компенсации реактивных составля-
ющих.
5.2.2. Добавочные потери в линии
вследствие стоячих волн
Как было показано в разделе 5.1.4, на отрез-
ке единичной длины любой высокочастот-
ной линии возникает частотно-зависимое
затухание, обусловленное потерями в про-
воднике (в меди) и в диэлектрике между
Проводниками (диэлектрические потери).
Такое затухание присуще любой линии и
называется затуханием линии связи. Если
фидер нагружен со стороны передатчика и
антенны сопротивлениями, равными его
волновому (иными словами, фидер согла-
сован), то действует только затухание ли-
нии. Пусть, например, затухание линии со-
ставляет 3 дБ; тогда антенна получит лишь
половину мощности, посланной генерато-
ром, а остальная ее часть рассеется в фиде-
ре в виде тепла. Поставщики высокочастот-
ных кабелей всегда предоставляют данные
об их затухании, поэтому несложно рассчи-
тать потери при согласовании. Несогласо-
ванной линии свойственны добавочные по-
тери.
Обсуждая причины таких потерь, следу-
ет учитывать, что в современных любитель-
ских передающих устройствах чаще всего
применяют согласованные фидеры на осно-
ве коаксиальных кабелей с волновым со-
противлением 75 или 50 Ом. В современ-
ных любительских передатчиках контур
оконечного каскада устроен так, что при
подключении коаксиального фидера его
5.2. Физические свойства высокочастотных линий
91
согласование с выходом передатчика осу-
ществляется подбором соответствующих
согласующих элементов. Когда антенна,
подключенная к концу фидера, находится в
резонансе с частотой передатчика, она слу-
жит для него чисто активной нагрузкой,
если активное входное сопротивление ан-
тенны равно волновому сопротивлению ка-
беля фидера. Однако эта идеальная ситуа-
ция почти никогда не реализуется на прак-
тике. Невозможно предотвратить работу
антенны более или менее в стороне от ее
резонанса, так как частота передатчика по-
стоянно изменяется в пределах всего люби-
тельского диапазона. Это означает, что с из-
менением частоты передатчика на выходе
фидера возникает емкостное или индук-
тивное реактивное сопротивление антенны.
Поскольку реактивное сопротивление не
потребляет мощности, антенна перестает
быть чисто активной нагрузкой для пере-
датчика и отражает ту или иную часть
переданной ей мощности обратно к входу
фидера. Распространяясь в нем, прямая и
обратная (отраженная) волны накладыва-
ются друг на друга, и в фидере образуется
стоячая волна, как это было показано в раз-
деле 5.2.1. Реактивные составляющие, по-
ступающие из фидера на выход передат-
чика, могут быть скомпенсированы там
средствами согласования или дополни-
тельными согласующими цепочками.
Стоячие волны появляются и в том слу-
чае, когда чисто активное входное сопро-
тивление подключенной антенны не соот-
ветствует волновому сопротивлению фиде-
ра Z, из-за чего происходит частичное
отражение. Обычно обе причины появле-
ния стоячих волн возникают одновремен-
но. Здесь необязательно рассматривать рас-
согласование передатчика с фидером, по-
скольку всегда есть способ выполнить их
согласование путем подстройки передатчи-
ка или с помощью дополнительных цепей.
Удачное согласование со стороны передат-
чика исключает потери на его выходе неза-
висимо от КС В фидера. Это обстоятельство
часто не принимают в расчет.
При наличии стоячих волн растет затуха-
ние линии за счет увеличения коэффици-
ента стоячей волны s, поскольку с увеличе-
нием КСВ возрастают эффективные значе-
ния тока и напряжения. При этом рост
эффективного значения тока приводит к
увеличению омических потерь в линии (по-
тери в меди), а повышение эффективно-
го напряжения - диэлектрических потерь.
Тем самым увеличивается и суммарное за-
тухание линии. Такой процесс станет яснее,
если иметь в виду, что отраженная доля
энергии при повторном проходе фидера
подвергается действию затухания в нем.
С помощью рис. 5.25 можно определять
суммарные потери в децибелах, возникаю-
щие в рассогласованном фидере. Кривые
приведены для всех реально встречающих-
ся значений КСВ, а промежуточные вели-
чины нетрудно получить путем интерпо-
ляции. Многие радиолюбители сильно пе-
реоценивают влияние добавочных потерь
из-за рассогласования на энергетический
баланс антенны. Пользуясь рис. 5.25, ис-
следуем более подробно реальные соотно-
шения.
Пример 1
Передающая антенна, настроенная на час-
тоту 3600 кГц, питается по коаксиальному
кабелю длиной 40 м. Согласно данным по-
ставщика, затухание кабеля на этой частоте
составляет 0,02 дБ/м. Линия согласова-
на, стоячие волны отсутствуют. Суммар-
ные потери 40-метрового отрезка равны
40 х 0,02 = 0,8 дБ. Частота передатчика из-
меняется в пределах любительского диапа-
зона, причем КСВ„ измеряемый на фидер-
ных клеммах антенны, способен возрасти
максимум до s = 3. Пользуясь рис. 5.25, на-
ходим, что для этого режима добавочные
потери вследствие стоячих волн составля-
ют 0,45 дБ и не превышают 1 дБ даже при
s = 5. Практика показывает, что снижение
мощности максимум на 1 дБ не сказывает-
ся на громкости принимаемой передачи.
Пример 2
Передающая антенна настроена на некую
резонансную частоту в 20-метровом диапа-
зоне и возбуждается по коаксиальному ка:
белю длиной 15 м. В соответствии с данны-
ми изготовителя затухание кабеля на этой
частоте составляет 0,028 дБ/м. Таким обра-
зом, затухание согласованной линии равно
15 х 0,028 = 0,42 дБ. Как следует из рис.
5.25, работа антенны при s = 2 сопровожда-
ется добавочными потерями от рассогласо-
вания величиной 0,1 дБ, при s = 3 - 0,25 дБ,
при s = 5 - около 0,55 дБ и только при s = 8
такие потери достигают предела в 1 дБ.
Из приведенных примеров следует, что
во многих случаях не имеет смысла доби-
ваться наименьшего КСВ и что значение
КСВ само по себе еще не является главным
критерием при выборе антенны.
92
5. Питание антенн
Рис. 5.25. Потери в линии, обусловленные рассогласованием
В этой связи стоит отметить, что «истин-
ный» КСВ надо измерять только там, где
зарождаются стоячие волны, то есть в точ-
ках подключения фидера к антенне. Как
правило, на практике такие измерения не-
возможны или затруднены. Ради легкости
работы с прибором измеритель КСВ часто
подключают между выходом передатчика
и входом фидера. В этом случае оценки
КСВ всегда оказываются заниженными
против истинных значений. Это объясня-
ется тем, что стоячие волны на пути от
места зарождения до точки измерений за-
тухают в соответствии с величиной затуха-
ния линии. На рис. 5.26 показано, насколь-
ко существенны такие ошибки измерений.
Они особенно опасны в метровом и деци-
метровом диапазонах, где велико затуха-
ние линий, выполненных из коаксиально-
го кабеля. Обычно радиолюбители приме-
няют кабели с затуханием 0,07-0,1 дБ/м
на частоте 145 МГц, так что при длине ка-
беля 30 м затухание фидера составляет
3 дБ. Если в этих условиях измерения
КСВ на входе фидера дают значение s = 2,
то истинный КСВ на входе антенны дости-
гает s = 5 (рис. 5.26). При замене кабеля
более совершенным (с потерями 0,5 дБ
и прежним истинным КСВ на входе антен-
ны s = 5) в результате определения КСВ
на входе фидера будет получено значение
s = 4 вместо s = 2 (на рис. 5.26 показано
пунктиром).
Рис. 5.26. Зависимость оценок КСВ на входе
антенны и выходе передатчика от затухания
фидера
5.2. Физические свойства высокочастотных линий
93
Потери фидера на излучение
Двухпроводные линии при передаче высо-
кочастотного сигнала склонны вести себя
как антенны. Излучение, испускаемое ими
в окружающую среду, порождает нежела-
тельные пространственные эффекты и по-
тери. Как уже отмечалось, излучение фиде-
ров вызывает помехи радио- и телевизион-
ному приему. Такие побочные эффекты
обычно более существенны, нежели малые
потери на излучение.
С одной стороны, нежелательное излуче-
ние фидеров зависит от степени рассогла-
сования линии и возрастает вслед за КСВ.
С другой стороны, излучает даже идеально
согласованная двухпроводная линия.
Двухпроводная линия симметрична от-
носительно земли, проводники в ней име-
ют одинаковое сечение и одинаково соот-
носятся с землей. Поэтому и токи в них
одинаковы, хотя текут в противополож-
ных направлениях. Сходным образом ведут
себя магнитные поля. При совмещении
проводов они бы взаимно подавлялись, но
на практике этого не происходит. Взаимное
подавление неполно, так как всегда имеет-
ся расстояние между проводами. Излуче-
ние потерь двухпроводной линии пропор-
ционально квадрату величины этого проме-
жутка и рабочей частоте. Следовательно,
необходимо уменьшать расстояние между
проводами с повышением частоты.
Практические советы по самостоятель-
ной прокладке линий из пары параллель-
ных проводов с учетом потерь на излучение
уже излагались в разделе 5.1.5.
Коаксиальный кабель почти не излуча-
ет благодаря своей осесимметричности и
выигрывает за счет малых потерь на излу-
чение. Однако и в этом случае могут поя-
виться так называемые поверхностные вол-
ны, которые представляют собой уравни-
тельные токи, образующиеся на внешнем
проводнике кабеля, что и порождает соб-
ственное излучение его оболочки. Поверх-
ностные волны возникают на нарушениях
симметричности, например при прямом
соединении симметричной антенны с не-
симметричным кабелем или когда весь
комплекс антенны и коаксиального кабеля
фидера находится в резонансе с возбужда-
ющей частотой (резонанс на обертонах) и
излучает система целиком. Здесь помогут
симметрирующие элементы, устройства
для подавления поверхностных волн и из-
менение длины кабеля.
5.2.3. Двухпроводная линия в качестве
согласующего элемента
Уже указывалось, что стоячие волны возни-
кают в передающей линии, если ее волновое
сопротивление Z и нагрузка неодинаковы.
Волны проявляются в наличии максимумов
тока и напряжения, сдвинутых по фазе отно-
сительно друг друга. Поэтому каждой точке
линии допустимо приписать полное сопро-
тивление (импеданс) как отношение напря-
жения к току. Вследствие разности фаз меж-
ду ними линия передачи характеризуется не
только активным, но и реактивным сопро-
тивлением. Оно может быть индуктивным
(XL) или емкостным (Хс) в зависимости от
знака фазового сдвига.
На рис. 5.27 показан график полного со-
противления замкнутой на конце линии пе-
редачи, где индуктивная составляющая от-
ложена выше оси абсцисс (+), а емкост-
ная - ниже (-). Начиная с закороченного
конца линии, индуктивная составляющая
импеданса нарастает и достигает бесконеч-
ности на расстоянии Х/4 от конца. Но здесь
ей противостоит столь же большой емкост-
ный импеданс, и полное сопротивление
становится чисто активным. Справедлива и
другая трактовка: на расстоянии Х/4 от кон-
ца закороченной линии имеются парал-
лельно включенные индуктивный (Хц и
емкостный (Хс) импедансы равной величи-
ны. Подобная цепь является хорошо извес-
тным параллельным резонансным конту-
ром, а короткозамкнутый четвертьволно-
вый отрезок обладает всеми свойствами
такого контура.
На отрезке между Х/4 и Х/2 емкостный
импеданс падает, достигая в точке Х/2 ну-
левого значения, где вновь становится чис-
то активным (теоретически - нулевым).
Короткозамкнутому полуволновому отрез-
ку присущи все свойства последовательно-
го резонансного контура.
Считается, что сопротивление такого
контура без потерь равно нулю - точно так
же, как бесконечно велико сопротивление
параллельного резонансного контура без
потерь.
Далее ход импеданса повторяется в стро-
гой последовательности. В зависимости от
своей длины, выраженной в долях длины
волны X, короткозамкнутая двухпроводная
линия передачи настраивается или как ин-
дуктивность, или как емкость, подобно пос-
ледовательному либо параллельному резо-
нансному контуру.
94
5. Питание антенн
Рис. 5.27. Зависимость полного сопротивления короткозамкнутой линии от ее длины
Сходным образом ведет себя и разомкну-
тая двухпроводная линия. В этом случае
соотношения импеданса сдвинуты на 90°
относительно короткозамкнутого режима
(рис. 5.28). Открытому концу линии соот-
ветствует почти бесконечно большое емко-
стное сопротивление, спадающее до нуле-
вой линии через Х/4. В этой точке линия
ведет себя как последовательный резонан-
сный контур с чисто активным полным со-
противлением. Между точками Х/4 и Х/2
импеданс носит индуктивный характер, а
при Х/2 вновь устанавливается режим па-
раллельного резонанса и т.д.
Отрезки линии, представляющие собой
эквиваленты индуктивности емкости или
колебательного контура, могут иметь дли-
ну, не превышающую Х/4- Это позволяет за
счет подбора длины линии реализовать лю-
бые ее необходимые свойства. Например,
индуктивность получается с помощью ко-
роткозамкнутой линии длиной менее Х/4.
Разомкнутая линия такой же длины соот-
ветствует емкости. Наконец, замкнутая ли-
ния, электрическая длина которой равна
Х/4, представляет собой параллельный ко-
лебательный контур, настроенный в резо-
нанс. Эта же линия в разомкнутом состоя-
нии превращается в последовательный ре-
зонансный контур.
На рис. 5.29 наглядно представлены весь-
ма разнообразные возможности использо-
вания разомкнутой или короткозамкнутой
двухпроводной линии в качестве согласу-
ющего элемента. Посредством такой ли-
нии удается компенсировать реактивные
Рис. 5.28. Зависимость полного сопротивления разомкнутой линии от ее длины
5.2. Физические свойства высокочастотных линий
95
Эквивалент
линии
Распределение
напряжения в линии
Длиннее Х/4,
короче Х/2
(> 90* < 180*)
Короче Х/4
(< 90*)
Х/4
( = 90*)
Х/2
( = 180*)
Короткозамкнутая линия
Электрическая
длина линии
и
Длиннее Х/4,
короче Х/2
(> 90* < 180*)
Короче Х/4
(< 90*)
Электрическая
длина линии
Разомкнутая линия
Распределение
напряжения в линии
Эквивалент
линии
Х/2
( = 180*)
Х/4
( = 90*)
Ъ
Рис. 5.29. Использование разомкнутой и короткозамкнутой линий в качестве согласующего элемента
сопротивления и преобразовать полный
импеданс антенны. Если отрезок линии
служит в качестве реактивного сопротивле-
ния, то его величина определяется электри-
ческой длиной линии / и ее волновым
сопротивлением Z. При отсутствии или до-
статочно малых потерях в короткозамкну-
той линии длиной до Х/4 ее индуктивный
импеданс рассчитывается по формуле:
2 я/
xL=Ztg^-OM (5.26)
л
Из этого соотношения следует важный
вывод: поскольку тангенс 45° (тт/4) равен
единице, индуктивный импеданс XL на уда-
лении в 45° (/ = Х/8) от короткозамкнутого
конца всегда равен волновому сопротивле-
нию линии Z.
Для емкостного импеданса Хс разомкну-
той линии длиной менее Х/4 справедливо
аналогичное соотношение:
Xc=Zctg^OM (5.27)
Л
Поскольку котангенс 45° = 1, емкостный
импеданс Хс на удалении в 45° (Х/8) от ра-
зомкнутого конца линии также равен ее
волновому сопротивлению Z.
Выражения (5.26) и (5.27) позволяют на-
глядно представить зависимость реактив-
ных сопротивлений отрезков линии короче
Х/4 от электрической длины в виде отноше-
ний Х/Z для разомкнутого (Хс) и коротко-
замкнутого (XL) отрезков линии (рис. 5.30).
Пример
Требуется найти индуктивное сопротивление
XL отрезка короткозамкнутой линии с волно-
вым сопротивлением Z = 400 Ом и электри-
ческой длиной //12 = 30°. Из точки 30° на оси
абсцисс восстанавливаем перпендикуляр
до пересечения с кривой XL и на оси орди-
нат считываем соответствующее значение
X/Z = 0,6. Отсюда XL = 400 х 0,6 = 240 Ом.
Если бы этот отрезок был разомкнутым,
емкостное сопротивление Хс определялось
бы по пересечению перпендикуляра с кри-
вой Хс. Тогда X/Z = 1,75 и Хс = 400 х 1,75 =
= 700 Ом.
Электрическая длина линии, град.
Рис. 5.30. Графики для определения
реактивных сопротивлений
96
5. Питание антенн
(5.28)
(5.29)
Разумеется, те же кривые годятся и для об-
ратных расчетов. Пусть, например, использу-
ется отрезок линии с заданным реактивным
сопротивлением X. Зная волновое сопротив-
ление отрезка, определяем Х/Z, из соответ-
ствующей точки на оси ординат проводим
линию параллельно оси абсцисс до пересече-
ния с нужной кривой, из точки пересечения
опускаем перпендикуляр до оси абсцисс и
считываем там искомую электрическую
длину линии ф в градусах. Наконец, поль-
зуясь соотношением / / ср = А, / 360, откуда
I = фА / 360, находим искомую длину линии,
выраженную в долях от длины волны.
Индуктивности и емкости, эквивалент-
ные индуктивным и емкостным реактив-
ным сопротивлениям, зависят от частоты.
Они рассчитываются исходя из известных
соотношений:
XL = coL = 2rcfL
и
X =-=-!-
с wC 2jtfC
или определяются по соответствующим
номограммам, например приведенным на
рис. 6.20 и 6.21.
5.3. Способы питания антенн
Как правило, антенны следует устанавли-
вать как можно выше и дальше от посто-
ронних объектов, поэтому приходится при-
менять более или менее протяженные ли-
нии связи для передачи энергии между
передатчиком или приемником и антенной.
Лишь в исключительных случаях обходят-
ся без фидеров, например в радиотелефо-
нах или приемниках для «охоты на лис».
Радиолюбителю доступны два способа
питания антенн: через настроенный или че-
рез согласованный фидер. Иногда целесо-
образно прибегать к смешанному питанию,
используя сочетание обоих способов.
В диапазонах метровых и дециметровых
волн работают исключительно с согласо-
ванными фидерами, и только на коротких
волнах радиолюбители пользуются настро-
енными линиями передачи или смешанным
питанием.
5.3.1. Согласованный фидер
При выполнении условия согласования
(равенство 5.14) амплитуды напряжения и
тока по всей длине фидера постоянны (см.
рис. 5.21). Поскольку ни в одной точке
фидера нет стоячих волн, его длина мо-
жет быть произвольной. Здесь проявляется
только неизбежная частотная зависимость
затухания линии, да и то лишь для фидеров
из коаксиального кабеля на достаточно вы-
сокой частоте (см. раздел 5.1.4). В случае
симметричных неэкранированных двух-
проводных линий имеют место также не-
большие потери излучения (см. раздел 5.2.2).
При прочих равных условиях строгое со-
гласование фидера всегда позволяет до-
биться передачи мощности с минимальны-
ми потерями.
Однако небольшие ошибки согласования
почти неизбежны, в результате чего рожда-
ются так называемые псевдобегущие вол-
ны - бегущие волны, в той или иной степе-
ни отягощенные стоячими волнами, при-
мерно изображенными на рис. 5.24. Как
правило, значение КСВ = 2 еще приемлемо
для любительских целей.
Рассогласования на входе фидера, возни-
кающие из-за оконечного каскада передат-
чика (или входной цепи приемника), легко
устранимы, поскольку современные люби-
тельские передатчики оснащены допол-
нительными схемными элементами для со-
гласования сопротивлений. Здесь также
удается компенсировать реактивные со-
ставляющие, которые через фидер доходят
до передатчика от входа антенны. Если
средства согласования в передатчике недо-
статочны, приходится подключать допол-
нительные цепочки, что в любом случае
позволяет нагрузить передатчик чисто ак-
тивной нагрузкой. Подключение фидеров к
передатчикам описывается в главе 8. Слож-
нее или как минимум менее удобно компен-
сировать рассогласования, обусловленные
труднодоступным входом антенны. Мани-
пуляции на конце фидера со стороны пере-
датчика здесь не помогут или окажутся не-
достаточными, чтобы полностью подавить
стоячие волны. Поэтому рассогласования,
связанные с антенной, следует устранять на
самой антенне. Для этого используются со-
гласующие элементы и трансформаторы,
речь о которых идет в главе 6. Согласование
сопротивлений дает положительный ре-
зультат, если компенсируются индуктив-
ные и емкостные реактивные составляю-
щие. Они возникают всякий раз, когда нет
строгого резонанса антенны с возбуждаю-
щей частотой. Компенсация реактивных
составляющих также обсуждается в главе 6.
5.3. Способы питания антенн
97
Как уже отмечалось в разделе 5.2.2, полное
устранение рассогласованности на входе
антенны не всегда оправдано. К тому же там
неизбежны рассогласования за счет реак-
тивных составляющих вследствие ухода ча-
стоты передатчика в пределах любительс-
кого диапазона.
В качестве согласованных фидеров мож-
но применять любые двухпроводные ли-
нии, в том числе самодельные с распорка-
ми. Самый лучший вариант - использова-
ние коаксиального кабеля, подключаемого
к симметричной антенне (например, к виб-
ратору) через симметрирующий преобра-
зователь (глава 7).
В области метровых и дециметровых
волн применяют только согласованные фи-
деры. Рекомендуется выбирать такие фиде-
ры и для однодиапазонных коротковолно-
вых антенн. Согласованные фидеры подхо-
дят лишь при определенных условиях: в
случае передающих антенн для работы в
многодиапазонном режиме при возбужде-
нии высшими гармониками. Как показано
далее, при таком возбуждении меняется
входное сопротивление и положение резо-
нанса антенны, так что и здесь точное
согласование возможно только для един-
ственного любительского диапазона. В ос-
тальных полосах сохранятся рассогласова-
ния и реактивные составляющие.
На рис. 5.31 представлен практический
пример самодельного фидера.
5.3.2. Настроенный фидер
В разделе 5.2.3 было обосновано использова-
ние отрезка линии в качестве настроечного
звена. С помощью рис. 5.27-5.29 показано,
что полное сопротивление настроенной ли-
нии в каждом узле тока или напряжения
имеет только активную составляющую.
Эти узлы последовательно чередуются
вдоль линии, через промежутки электри-
ческой длины, равные Х./4. Линию переда-
чи называют настроенной, если ее электри-
ческая длина составляет четверть длины
волны или кратна ей (то есть равна 2Х/4,
ЗХ/4 и т.д.). Несмотря на наличие стоячих
волн в такой настроенной линии, ее вход-
ное и полное выходное сопротивления
являются активными, или чисто омичес-
кими.
Распределение напряжения и тока в на-
строенной двухпроводной линии изобра-
жено на рис. 5.32. Стрелки показывают, что
токи в проводниках текут в противополож-
ных направлениях, что проявляется и в по-
ложении пучностей тока. Как уже указыва-
лось, по данной причине поля взаимно
уничтожаются, и излучение линии сильно
ослабляется. Это ослабление тем меньше,
чем ближе проводники и чем ниже частота.
Поскольку близость проводников равно-
значна малой величине волнового сопро-
тивления, справедливо утверждение, что
при заданной частоте линия с низким вол-
новым сопротивлением характеризуется
менее интенсивным излучением в окружа-
ющее пространство (меньшими излуча-
тельными потерями), чем линия с высоким
волновым сопротивлением.
Кроме того, графики на рис. 5.32 свиде-
тельствуют о равенстве импеданса на входе
и выходе полуволновой линии, так что и отно-
шение напряжения к току характеризуется
Рис. 5.31. Фидер с волновым сопротивлением 300 Ом
98
5. Питание антенн
Рис. 5.32. Стоячие волны в линии из пары
параллельных проводов электрической
длиной Х/2
одинаковым значением в обоих случаях.
При этом сдвиг фазы напряжения на 180° не
играет роли. Из сказанного вытекают следу-
ющие практически важные правила.
Настроенный фидер, чья электрическая
длина равна или кратна половине длины
волны (2Л/2, ЗА./2 и т.д.), воспроизводит на
своем выходе отношение напряжения к
току, имеющееся на входе. Поэтому вход-
ной импеданс антенны передается на вход
фидера в масштабе 1:1.
Следовательно, не требуется настраивать
входное сопротивление на самой антенне,
так как оно передается к началу фидера в
пропорции 1:1 независимо от своей величи-
ны. Там оно согласуется с импедансом око-
нечного каскада передатчика или входной
цепи приемника простыми средствами. На-
строенный фидер применим и для антенн
с возбуждением высшими гармониками,
тогда как согласованный фидер пригоден
здесь лишь при определенных условиях. Та-
кой режим работы настроенного фидера
иллюстрирует рис. 5.33. Полуволновый виб-
ратор с резонансной частотой, например
7 МГц, возбуждается через настроенный по-
луволновый фидер (рис. 5.33а). Входное со-
противление ZZ полуволнового вибратора
60 Ом передается полуволновым фидером в
отношении 1:1 как Z’Z’ к началу фидера (в
данном случае его волновое сопротивление
не играет особой роли). Аналогичный виб-
ратор на удвоенной частоте 14 МГц окажет-
ся волновым с большим входным сопротив-
лением ZZ (см. раздел 4.2), а полуволновый
фидер - волновым фидером (2Л./2), что и
показано на рис. 5.336. Высокоомное вход-
ное сопротивление антенны ZZ передается
на вход фидера как Z’Z' равной величины и
должно быть согласовано там с выходом
передатчика.
Известно, что входной и выходной импе-
дансы линии из пары параллельных прово-
дов длиной Х/4 являются активными (см.
раздел 5.2.3). Поэтому четвертьволновую
линию также можно применять в качестве
настроенного фидера. Распределение тока
и напряжения в такой линии представлено
на рис. 5.34. Ее начало и конец отличают-
ся обратным соотношением тока и напря-
жения. Отсюда следует, что высокоомный
импеданс в начале линии становится низ-
коомным в ее конце и наоборот. Поэтому
четвертьволновую линию называют также
четвертьволновым трансформатором (под-
робнее о нем рассказывается в главе 6). В
случае четвертьволновой линии ее волно-
вое сопротивление Z вновь становится важ-
ным, поскольку оно определяет степень
преобразования согласно выражению:
Z = VzEZA (5.30)
где ZE и ZA - входной и выходной импе-
дансы линии.
Рис. 5.33. Вибратор с настроенным фидером: а - линия длиной Х/2; б - аналогичный вибратор при
возбуждении на удвоенной частоте
5.3. Способы питания антенн
99
Рис. 5.36. Подключение фидера
Рис. 5.34. Распределение тока и напряжения
в линии длиной Х/4
Для настроенной четвертьволновой ли-
нии справедливо следующее правило: на-
строенный фидер, чья электрическая дли-
на равна или кратна нечетному числу чет-
вертей рабочей длины волны (Х/4, ЗХ/4,
5Х/4 и т.д.), характеризуется обратными со-
отношениями тока и напряжения на своих
концах, поэтому в нем происходит преобра-
зование импеданса.
На рис. 5.35 изображены антенны с чет-
вертьволновым фидером. Низкое входное
сопротивление ZZ (около 60 Ом) полувол-
нового вибратора проявляется в виде высо-
коомного импеданса Z’Z’ на конце линии в
соответствии с уравнением (5.30) - см. рис.
5.35а. Из распределения тока на рис. 5.356
следует, что высокоомное входное сопро-
тивление волнового вибратора становится
низкоомным сопротивлением Z’Z’ на конце
фидера.
Настроенный фидер допустимо рассмат-
ривать как неизлучающее продолжение
антенны. Надо, чтобы фидер и антенна от-
вечали условиям резонанса как целое.
Следовательно, излучающий и неизлуча-
ющий участки порознь не должны нахо-
диться в резонансе, чтобы при подклю-
чении их друг к другу наступило резо-
нансное состояние. Поэтому реактивные
составляющие излучателя слишком боль-
ших или малых размеров могут быть уст-
ранены удлинением или укорочением кон-
ца фидера, противоположного антенне. На
практике изменяют не механическую, а
электрическую длину фидера, применяя
подходящее антенное звено на конце фи-
дера. На рис. 5.36а показано подключение
фидера к передатчику с низкоомным вы-
ходом (связь по току), на рис. 5.356 - к пе-
редатчику с высокоомным выходом (связь
по напряжению), а на рис. 5.36в - универ-
сальное подключение на выбор (по току
или напряжению).
На практике прежде всего определяют,
высокоомным (узел тока) илй низкоомным
(пучность тока) является конец фидера. При
подключении по току или напряжению при-
меняется соответственно последователь-
ное (рис. 5.36а) или параллельное питание
(рис. 5.366). Для многоволновой антенны
целесообразно использовать универсальное
звено (рис. 5.36в), позволяющее выбирать
между обоими способами питания. Здесь
также весьма удобны П-фильтры, или филь-
тры Коллинза (Collins). Эти устройства опи-
саны в разделе 8.1.1. Смешанное питание, со-
четающее настройку и согласование фидера,
рассмотрено в главе 8.
II - низкоомная пучность тока ZZ - высокоомный узел тока
Z’Z' - высокоомный узел тока Z'Z - низкоомная пучность тока
ZZ*Z2' ZZ>ZZ'
Рис. 5.35. Вибраторы с настроенными фидерами: а - полуволновый вибратор с четвертьволновым
фидером; б - волновый вибратор с четвертьволновым фидером
100
5. Питание антенн
Литература к главе 5
Bellen, F. J.: Zum Nachdenken: Die Antennenzuleitung.
AMSAT-DL 4/93, S. 34 bis 36.
Berndt, W.: Der Energietransport zu den Antennen der
Kurzwellen-Grobstationen. Telefunken-Zeitung, Jg. 27,
H. 104, Juli 1954, S. 104-113.
Berner, V.: Energieiibertragung vom Sender zur Antenne. CQ
DL 6/93, S. 371 bis 377, CQ DL 7/93, S. 462 bis 467.
Bertelsmeier, R.: Open Feed Systems for 432 MHz Yagi
Arrays. Dubus 3/1993, S. 46ff.
Bohm, H.: Vom Sender zur Antenne und zuriick. T. 1 bis 5.
Funk 9/94, S. 74-76 bis Funk 1/95, S. 26 bis 28.
Dohlus, H: Die Ermittlung von Konstanten unbekannter HF-
Leitungen. DL-QTC 10/62, S. 434 bis 443.
Dummer, G. W. A.; Blackband, W. T: Wires and R. F. Cables.
Isaac Pitman & Sons, London, 1961.
Elwell, H. G.: Open-wire line for 2 meters. Ham Radio, January
1987, pp. 94-95.
Ford, S.: The Lure of the Ladder Line. QST, December 1993,
pp. 70-71.
Gehrke, F.: Real coax impedance and phase relationships. Ham
Radio, April 1987, pp. 8-12, 14, 17.
Geschwinde, H; Krank, IV.: Strerfenleitungen. Winter’sche
Verlagshiandlung, Fussen, 1960.
Goubau, G.: Elektromagnetische Wellenleiter und Hohlraume.
Wissenschaftl. Verlags G.m.b.H., Stuttgart, 1955.
Goubau, G.: Single-Conductor Surface Wave Transmission
Lines. Proc. IRE, June 1951, pp. 619-624.
Gutzmann, F.: Zur Wahl des richtigen Wellenwiderstandes von
Hochfrequenz-Kabeln. FTZ, H. 3, 1954, S. 136 bis 139.
Hilberg, W.: Charakteristische GroBen elektrischer Leitungen.
Verlag Berliner Union, Stuttgart, 1972.
Hollywood, J. M.: Mismatch Loss Chart for Transmission
Lines. Electronics, January 1948, p. 130.
Huber, F. R.; Neubauer, H: Die Goubau-Leitung im prakti-
schen Einsatz. Rohde & Schwarz-Mitteilungen, Nr. 13,
1960, S. 332 bis 343.
Hupfer, K: Streifenleitungen in der VHF- und UHF-Technik.
Intern. Elektron. Rundschau, Nr 3,1972, S. 65 bis 69.
Kellett, A.: Transmission Line Fundamentals. RF Design, July
1994, pp. 56-60.
Maxwell, M. W.: Reflections - Transmission Lines and Anten-
nas. ARRL, Newington, CT, 1991.
Nibler, F.: Reflexionsfaktor, RiickfluBdampfung, Stehwellen-
verhaltnis und Anpassungsfaktor. cq-DL 1/78, S. 10 bis 13.
Prange, H. W.: Eigenschaften und Kennwerte von Speiselei-
tungen, Paralleldraht- und Koaxialleitungen. Funkamateur
3/94, S. 213 bis 215.
Prange, H. W.: Signaliibertragungen, Stehwellen, Reflexionen,
Paralleldraht- und Koaxialleitungen. Funkamateur 2/94,
S. 131 bis 133.
Queck, U.: Wellenwiderstand einfach bestimmt. Funkschau
13/1986, S. 42 bis 44.
Rohde, L.: Der Rohrdraht als Hochfrequenzleitung. Hochfreq-
uenztechn. und Elektroakustik, 62 (1943), S. 1 bis 6.
Rohde, L.; Schwarz, H: Was man vom Lechersystem wissen
muss. CQ 7/1932, S. 49ff.
Roosenstein, H. O.: Die Fortleitung hochfrequenter elektri-
scher Schwingungsenergie. Z. fiir Hochfrequenztechnik, Sep-
tember 1930, S. 81 bis 85; Oktober 1930, S. 121 bis 133.
Schmidt, O.: Das Paralleldrahtsystem als MeBinstrument in der
Kurzwellentechnik. Bd. 41 (1933), S. 2 bis 16.
Smith, P H: Optimum Coax Diameters. Electronics, February
1950, pp. Ill, 112, 114.
Sturm, J.: Stehwellenverhaltnis und Kabeldampfung UKW-
Berichte 3/1970, S. 139 bis 143.
Weinstein, H: RF transmission cable for microwave
applications. Ham Radio, May 1985, pp. 106-109, 111.
-: HF-Ubertragungsleitungen. Berliner Union, Stuttgart, 1959.
6. Согласующие и трансформирующие
элементы
Такие элементы применяются на входе ан-
тенн, которые должны питаться через со-
гласованный фидер, поскольку лишь в дан-
ном случае требуется согласование полных
сопротивлений. При использовании на-
строенных фидеров эти элементы не нуж-
ны: фидеры сами служат трансформирую-
щими элементами.
Антенна без дополнительных согласую-
щих звеньев электрически и механически
проще и, следовательно, является лучшим
решением. К тому же некоторые трансфор-
мирующие элементы вызывают нежела-
тельное сужение полосы частот антенны.
Поэтому всегда желательно применять та-
кие антенны, входное сопротивление кото-
рых заведомо совпадает с волновым сопро-
тивлением предполагаемого фидера. В об-
ласти метровых волн это реализуется
сравнительно просто, в частности с помо-
щью петлевого вибратора. При его созда-
нии удается подбирать практически любое
требуемое входное сопротивление (см. раз-
дел 3.4). Однако в коротковолновом диапа-
зоне построить такой вибратор трудно или
даже невозможно.
Согласующие и трансформирующие эле-
менты используют не только на входах ан-
тенн, но и в качестве связующих звеньев
между несколькими вибраторами.
относительно середины излучателя, где
полное сопротивление равно волновому со-
противлению фидера. Раздвигая для этого
провода фидера, согласующему звену при-
дают дельтообразную форму.
Подключение фидера равносильно удли-
нению проводников антенны и, следова-
тельно, снижает ее резонансную частоту.
Поэтому на расчетной частоте излучателя
без дельта-согласования в месте подключе-
ния фидера появляется индуктивная со-
ставляющая, а в фидере возникают стоячие
волны. Их удается ослабить или полностью
подавить посредством небольшого укоро-
чения проводника антенны; в расчете на ча-
стоту, несколько более высокую, нежели
рабочая. Возникающая при этом емкостная
составляющая антенны позволяет глубоко
компенсировать индуктивную составляю-
щую дельта-согласования.
Вообще говоря, соотношение длин x:D
должно составлять 1:1,25. При согласова-
нии 600-омного фидера с полуволновым
вибратором используются следующие при-
ближенные формулы:
_ 36000
^ММ ” г
ГМГц
(6-1)
для коротковолновых антенн,
6.1. Дельта-согласование
(J. Е Morrison - патент США № 2153768,1936 г.)
Согласующий дельта-трансформатор (рис.
6.1) охотно применяют, когда требуется пи-
тать коротковолновый вибратор через
двухпроводную линию с волновым сопро-
тивлением 400-600 Ом. По аналогии с
распределением полного сопротивления в
полуволновом вибраторе, формирующим-
ся из распределений тока и напряжения,
при дельта-согласовании находят две точки
подключения, симметрично расположенные
Середина излучателя
Фидер,
например 600 Ом
x:D~ 1:1,25
D
распорки
Рис. 6.1. Согласующий дельта-трансформатор

102
6. Согласующие и трансформирующие элементы
34500
V — -------
ММ г
ГМГц
для антенн метрового диапазона,
= 45100
^ММ £
ГМГц
Механическое преимущество согласую-
щего дельта-трансформатора состоит в том,
что проводник антенны в отличие от обыч-
ного разрезного полуволнового вибратора
остается цельным, а его среднюю часть без
всяких опасений можно заземлять или ис-
пользовать для крепления к металлической
опоре.
6.2. Согласующий
Т-трансформатор
Т-трансформатор (рис. 6.2) является меха-
нически жесткой разновидностью дельта-
трансформатора и поэтому особенно удо-
бен для трубчатых излучателей, то есть пре-
имущественно в диапазоне метровых и
дециметровых волн. В несколько преобра-
зованной и электрически улучшенной фор-
ме он применяется и во вращающихся ко-
ротковолновых излучателях (гамма- и оме-
га-трансформаторах).
В метровом диапазоне Т-трансформа-
тор не дает никаких преимуществ по срав-
нению с петлевым вибратором, кроме не-
которой экономии материала. Напротив,
вследствие отводов от излучателя образу-
ются реактивные составляющие, как и в
случае дельта-трансформатора, но из-за
параллельности отводов и проводника
антенны они оказываются еще большими.
Возникающие при этом трудности удает-
ся обходить, применяя петлевой вибратор
Рис. 6.2. Согласующий Т-трансформатор: а - рекомендуемая компоновка; б - зажимные скобы
соответствующих размеров, как уже упо-
миналось в начале главы.
Входное сопротивление Т-трансформато-
ра, изображенного на рис. 6.2, будет актив-
ным, если промежуток х составляет 0,475
длины вибратора I. При этом предполагает-
ся, что D = 0,033Х, dt = d2 и X/ dt = 150. В этих
условиях входное сопротивление Т-элемен-
та в точке ввода питания составляет 650 Ом,
если излучателем служит обычный полу-
волновый вибратор. Поскольку входное со-
противление полуволнового вибратора ле-
жит в пределах 60-70 Ом, рассчитанный та-
ким образом Т-трансформатор обеспечивает
преобразование сопротивления в пропор-
ции 1:10. Все прочие точки отвода на излу-
чателе приводят к появлению комплексного
входного сопротивления. Их реактивные со-
ставляющие устраняются путем укорочения
длины излучателя. Таким способом с помо-
щью Т-трансформатора устанавливают ре-
альное входное сопротивление величиной
270-680 Ом.
При вышеуказанных условиях и проме-
жутке х = 0,5 I кратность преобразования
сопротивления будет равна приблизитель-
но 1:6, если привести это сопротивление к
входному сопротивлению развернутого по-
луволнового вибратора (около 400 Ом). В
данном случае длина излучателя / рассчи-
тывается по формуле с учетом необходимо-
го укорочения излучателя, когда X/d = 150:
. 138250
4»= “7---- (6-4)
ГМГц
Для промежутка х = 0,7 I кратность пре-
образования сопротивления составляет
1:4,5 (около 300 Ом), и / рассчитывается по
формуле:
(6.5)
ГМГц
6.3. Гамма-согласование
103
Необходимо предусматривать возмож-
ность смещения точек отводов в небольших
пределах (рис. 6.2). Значение х = I соответ-
ствует обычному петлевому вибратору.
Форма Т-трансформатора неудобна для
применения в высокочастотной области лю-
бительских коротковолновых диапазонов. В
этом случае предпочитают уменьшать диа-
метр d и промежуток D. Размеры, показан-
ные на рис. 6.3, позволяют практически по-
лучать входное сопротивление величиной
около 300 Ом. Здесь нет необходимости в
дополнительном укорочении излучателя,
поскольку реактивная составляющая ком-
пенсируется емкостью с помощью пары кон-
денсаторов на входе питания. Согласно эм-
пирическому правилу, максимальная ем-
кость каждого переменного конденсатора
составляет 8 пФ на 1 м длины волны, так что
для 10-метрового любительского диапазона
требуется емкость до 80 пФ. Имеет смысл
заменять такие конденсаторы обычными
после точного определения значений емкос-
ти при настройке. Для защиты от погодных
условий рекомендуется заключать конден-
саторы в водонепроницаемый корпус из
синтетического материала.

Фидер с волновым
сопротивлением
240—300 Ом
d^Otf-dj
Рис. 6.3. Емкостные компенсаторы
в согласующем Т-элементе
6.3. Гамма-согласование
Гамма-согласование применяется преиму-
щественно для питания симметричных вра-
щающихся направленных излучателей не-
посредственно через коаксиальный кабель
без специальных симметрирующих пре-
образователей. При этом становится осу-
щест-вимым согласование сопротивлений
Т-трансформатором. Фактически согласую-
щим гамма-звеном служит половина Т-транс-
форматора (рис. 6.4). Такое решение пред-
ставляется небезупречным по своим элект-
рическим качествам, поскольку следовало
бы ожидать, что плечи вибратора будут воз-
буждаться неодинаково. Однако на деле
гамма-согласование зарекомендовало себя
очень хорошо [2-7].
Обычно гамма-трансформатор рассчиты-
вается на преобразование сопротивлений в
пропорции 1:3, так как в коротковолновых
направленных вращающихся излучателях
входные сопротивления составляют всего
20-39 Ом из-за малых промежутков между
деталями. Тем самым обеспечивается эф-
фективное подключение общедоступных
коаксиальных кабелей. Реактивные состав-
ляющие компенсируются с помощью емко-
стных элементов.
В табл. 6.1 приведены размеры деталей для
реализации согласующего гамма-трансфор-
матора по схеме, изображенной на рис. 6.4.
При настройке положение металличес-
кой скобы между излучателем и трансфор-
матором изменяется и фиксируется в момент,
когда удается найти минимум стоячих
волн в коаксиальном кабеле с помощью
регулируемого конденсатора. В этом по-
ложении настройкой конденсатора устра-
няют реактивную составляющую и, сле-
довательно, остаточные стоячие волны.
Рис. 6.4. Узел гамма-согласования с произвольным коаксиальным кабелем, выполненный из трубок
104
6. Согласующие и трансформирующие элементы
Таблица 6.1. Приблизительные размеры согласующего гамма-трансформатора
Диапазоны Длина 11 согласующей трубки трансформатора, мм Промежуток D, мм Максимальная емкость конденсатора, пФ Отношение di :d2
10 м 800 100 50 0,15-0,25
15 м 1200 140 80 0,33
20 м 1700 160 150 0,15
6.4. Омега-согласование
Омега-трансформатор - усовершенство-
ванный вариант гамма-трансформатора -
особенно подходит для тех коротковолно-
вых антенн, где подбор положения зажим-
ной скобы гамма-звена на качающейся мач-
те слишком неудобен и опасен. В омега-
трансформаторе эта скоба неподвижна, а
согласование осуществляется двумя пере-
менными конденсаторами вблизи середи-
ны излучателя (рис. 6.5).
Рис. 6.5. Принцип действия
омега-трансформатора
Другое преимущество омега-трансфор-
матора заключается в том, что согласующая
трубка вдвое короче, чем у гамма-транс-
форматора. Наряду с экономией материала,
это улучшает механическую прочность си-
стемы.
Рекомендуемая компоновка омега-транс-
форматора представлена на рис. 6.6. Кон-
денсатор С1 компенсирует индуктивную
составляющую, а С2 заменяет регулируе-
мую зажимную скобу и позволяет быстро и
просто устанавливать величину импеданса,
отвечающую волновому сопротивлению
применяемого коаксиального кабеля.
Данные для гамма-трансформатора (табл.
6.1) справедливы и в случае омега-звена с
той разницей, что длина Zt уменьшается
вдвое. Регулируемый конденсатор С2 дол-
жен обладать предельной емкостью 20,25 и
30 пФ для 10-, 15- и 20-метрового диапазо-
нов соответственно.
В качестве С1 и С2 применяются дос-
таточно простые конденсаторы с малым
расстоянием между пластинами, так как
в месте сочленения излучателя с опорой
не бывает высоких напряжений. Необхо-
димо обеспечить точное измерение ем-
кости конденсаторов в ходе настройки, а
после ее завершения целесообразно заме-
нить переменные конденсаторы постоян-
ными тех же емкостей, что были опреде-
лены при настройке. Для точного воспро-
изведения этих емкостей конденсаторные
сборки С1 и С2 делают из постоянных кон-
денсаторов с малым температурным коэф-
фициентом емкости (ТКЕ) - с воздушным
диэлектриком, слюдяные. В сборках допу-
стимо применять дорогие подстроечные
конденсаторы, размещая их в пластиковых
корпусах для надежной защиты от атмос-
ферных воздействий.
Крепление согласующей трубки около
ввода питания должно быть выполнено
из изоляционного материала либо с при-
менением изоляционной ленты (рис. 6.6
и 6.7).
Согласующий омега-трансформатор был
разработан в 1955 г. Б. Орром (W6SAI).
Рис. 6.6. Согласующий омега-трансформатор
для антенн с цельным излучающим элементом
6.5. Четвертьволновый трансформатор
105
Пластмассовый Жестяная Согласующая
корпус обойма трубка
Рис. 6.7. Рекомендуемое устройство согласующего звена
р Цельно-
металлическая
скоба
6.5. Четвертьволновый
трансформатор
(Н. О. Roosenstein - германский патент № 515121,
1928 г.)
Согласно выражению (5.30), волновое
сопротивление Z двухпроводной линии с
электрической длиной А./4 связано с ее
входным (ZE) и выходным (ZA) сопротив-
лениями соотношением:
z = Vzeza •
Это значит, что необходимое волновое
сопротивление четвертьволновой линии
всегда должно равняться среднему геомет-
рическому обоих согласуемых реактивных
сопротивлений ZE и ZA.
Если положить ZE равным волновому со-
противлению имеющегося фидера, a ZA -
входному сопротивлению антенны, то ука-
занное соотношение позволит определить
волновое сопротивление Z четвертьволно-
вой трансформирующей линии, необходи-
мое для точного согласования. Преобразуя
соотношение, получим:
Z2
ZE=— (6.6)
Подобный четвертьволновый трансфор-
матор представлен на рис. 6.8. Его вто-
рое название - согласующий Q-трансфор-
матор (от англ. Quaterwave - четверть
волны).
Такая линия-трансформатор подходит
для любых антенных систем с симметрич-
ным питанием и любых типов симметрич-
ных фидеров. Нужно лишь, чтобы в соот-
ветствии с величиной волнового сопро-
тивления Z трансформатора требовались
такие ее габариты, которые позволили
бы воплотить устройство «в железе». На
практике это условие выполняется для
волновых сопротивлений в пределах 50-
600 Ом.
Пример
Антенная система с входным сопротивле-
нием 120 Ом питается через симметричную
двухпроводную линию с волновым сопро-
тивлением 280 Ом. Следовательно, волно-
вое сопротивление Z согласующего чет-
вертьволнового трансформатора должно
составлять:
Z = 7120x 280 = 733600 = 183 Ом.
Данные на рис. 5.4 показывают, что мож-
но построить двухпроводную линию с Z =
=183 Ом, если расстояние между осями
проводников в 2,5 раз больше их диаметра,
а диэлектриком служит воздух.
Изготовление аналогичного трансфор-
матора при использовании стандартного
106
6. Согласующие и трансформирующие элементы
высокочастотного кабеля с подходящим
волновым сопротивлением реально, если
пойти на несколько большие потери. Кро-
ме того, параллельное включение таких ка-
белей позволяет осуществить гибкую под-
гонку волнового сопротивления. Напри-
мер, при параллельном включении пары
четвертьволновых плоских звеньев по
280 Ом получится требуемое волновое сопро-
тивление 140 Ом, а звенья по 240 и 300 Ом
дадут волновое сопротивление 133 Ом.
Необходимо учитывать коэффициент уко-
рочения плоских линий и исключать их
взаимное влияние при параллельном вклю-
чении (линии должны быть разнесены как
можно дальше друг от друга и зафиксиро-
ваны). Коэффициент укорочения приво-
дится в документации к кабелю (он состав-
ляет около 0,8 для синтетического диэлек-
трика).
Недостаток трансформирующей линии
состоит в том, что согласование невозмож-
но подстраивать после сборки, так как для
этого надо менять ее волновое сопротивле-
ние в узких пределах.
Четвертьволновые трансформаторы для
метрового диапазона можно изготавливать
самостоятельно (рис. 6.9). С этой целью
используется основание из пластика с по-
перечными пазами на левой стороне в ка-
честве направляющих для блоков крепле-
ния левой параллельной трубки, которые
перемещаются при ее юстировке. На пра-
вой стороне имеется по три отверстия для
крепления опор правой трубки, чем обес-
печивается и ступенчатая юстировка.
Сами блоки выполняются из стойкого
синтетического материала с малыми поте-
рями и снабжаются полукруглыми канав-
ками для фиксации трубок разного диа-
метра. Эта компоновка позволяет обеспе-
чивать волновые сопротивления от 150 до
500 Ом.
Разумеется, согласующий четвертьвол-
новый трансформатор осуществим и в не-
симметричной форме для согласования
коаксиального кабеля с несимметричной
антенной (например, типа Groundplane).
Однако не всегда удается подобрать стан-
дартный коаксиальный кабель с волно-
вым сопротивлением, подходящим для чет-
вертьволнового трансформатора, и обой-
тись без построения коаксиальной чет-
вертьволновой линии своими силами (см.
рис. 5.5 и 5.6). Однако радиолюбители по-
чти не применяют такие линии из-за труд-
ностей их изготовления.
Параллельные
трубки
в)
Болт крепления
трубки
Основание
Болт крепления
___Резьба для крепления
тонкой трубки
Рис. 6.9. Эскиз четвертьволнового
трансформатора с регулируемым волновым
сопротивлением: а - вид спереди; б - вид сбоку;
в - разрез блока
В отдельных случаях коаксиальный ка-
бель весьма полезен при создании чет-
вертьволнового трансформатора - напри-
мер, когда требуемое для преобразования
волновое сопротивление настолько мало,
что его невозможно получить с помощью
линии из пары параллельных проводов.
При параллельном включении двух оди-
наковых стандартных коаксиальных кабе-
лей их волновое сопротивление уменьша-
ется вдвое, позволяя строить четверть-
волновые трансформаторы на 25-37 Ом
без особого труда. Достоинство таких ли-
ний заключается в том, что их волновое
сопротивление одинаково на всем про-
тяжении и что длина линии (с учетом
коэффициента укорочения коаксиального
кабеля V = 0,66) существенно уступает
протяженности двухпроводной линии с
воздушной изоляцией.
На рис. 6.10 показаны три образца чет-
вертьволновых трансформаторов: а - сим-
метричное последовательное соединение,
Z = 2 ZK; б - симметричное параллельное
соединение, Z = Zk/2;b -несимметричное
параллельное соединение, Z = ZK / 2.
6.6. Согласующий шлейф
107
а) Лк
--------71.....Zb—о zzK
о—<L---........Л—о Симметричное
Рис. 6.10. Четвертьволновые трансформаторы,
изготовленные из коаксиальных кабелей
При последовательном соединении двух
отрезков кабеля суммарное волновое со-
противление ZK оказывается несимметрич-
ным. При этом несложно получить волно-
вые сопротивления в пределах 100-150 Ом.
Теоретически все линии, электрическая
длина которых кратна нечетному числу
четвертей длины волны (1/4, 3/4, 5/4, 7/4
и т.д.), являются трансформаторами того
же качества, что и четвертьволновый транс-
форматор.
6.6. Согласующий шлейф
Четвертьволновый согласующий шлейф
сочетает удобство установки с оптимально-
стью согласования и представляет собой
элемент, требующий минимальных затрат
на реализацию.
Шлейф применяется в первую очередь
для согласования коротковолновых прово-
лочных антенн с любыми симметричными
фидерами. В силу своей частотной зависи-
мости шлейф пропускает не все частоты
рабочей полосы антенны, поэтому его неце-
лесообразно использовать вместе с широ-
кополосными антеннами.
В разделе 5.2.3 при обсуждении возмож-
ностей согласования посредством двухпро-
водной линии передачи было установлено,
что отрезок линии, длина которого меньше
Х/4, всегда проявляет себя как чисто реак-
тивное сопротивление. В короткозамкну-
той линии оно является индуктивным (XL),
а в разомкнутой - емкостным (Хс) - см.
рис. 5.29.
Если линию, которая короче Л/4, нагру-
зить активным сопротивлением ZA, мень-
шим ее волнового сопротивления Z, то на
другом конце линии образуется комплекс-
ное сопротивление ZE в виде параллель-
ного соединения сопротивлений - актив-
ного Re и реактивного ХЕ (рис. 6.11а). Что-
бы сделать ZE чисто активным, требуется
скомпенсировать индуктивную составляю-
щую равновеликим параллельным емкост-
ным сопротивлением (рис. 6.116).
Обратный случай имеет место, когда нагру-
зочное сопротивление ZA превышает вол-
новое сопротивление линии Z (рис. 6.12а).
В этом случае ZE приобретает заметную ем-
костную составляющую Хс, для компенса-
ции которой необходимо параллельно под-
ключать индуктивность (рис. 6.126).
б)
Z£=Я£,еслиХсвХ£

Рис. 6.11. Компенсация индуктивной составляющей линией длиной меньше К/А:
а - эквивалентная схема; б - компенсация ХЕ посредством Хс
а) <Л/4
П. Z
Za>Z
Z£ -/if,еслиХ[_-Х£
б)
Рис. 6.12. Компенсация емкостной составляющей линией длиной меньше Z/4:
а - эквивалентная схема; б - компенсация ХЕ посредством XL
108
6. Согласующие и трансформирующие элементы
При этом входной импеданс ZE будет со-
стоять только из активной составляющей
Re. В зависимости от длины линии RE == ZE
принимает значения от ZA (длина линии
равна нулю) до Z2/ZA (электрическая дли-
на линии составляет Х/4)-
Согласующий шлейф является практи-
ческим применением этих положений. Со-
гласно рис. 6.13, фидер с волновым сопро-
тивлением Z подключается непосредствен-
но к входу антенны ZA, представленному
неким сопротивлением. Если Z не равно ZA,
согласования не происходит и возникают
стоячие волны, причем КСВ прямо опреде-
ляется отношением Z^Z.
На расстоянии С от клемм питания пол-
ное сопротивление ZA соответствует волно-
вому сопротивлению Z фидера, но здесь
оно отягощено реактивной составляющей.
Если скомпенсировать эту составляющую
шлейфом, то Z станет активным, а антен-
на - согласованной.
При ZA < Z компенсация осуществляется
разомкнутым шлейфом (рис. 6.13а), а при
ZA > Z используется короткозамкнутый
шлейф (индуктивность) согласно рис. 6.136.
Разомкнутый
шлейф
Рис. 6.13. Схема согласующего шлейфа:
а - разомкнутый шлейф;
б - короткозамкнутый шлейф
Следовательно, необходимо прежде всего
установить, насколько различаются ZA и Z.
Сделать это несложно, поскольку волновое
сопротивление Z фидера должно быть все-
гда известно (см. раздел 5.1.1), а входное со-
противление ZA обычной коротковолновой
антенны чаще всего дается в ее описании
или точно определяется. Входное сопротив-
ление антенны, питаемой в пучности тока,
обычно характеризуется низкими значениями
(например, полуволновый вибратор), так
что в этом случае почти всегда ZA < Z. Если
же речь идет об антенне с питанием по на-
пряжению (волновый вибратор или излуча-
тель с концевым питанием), то имеет место
большой входной импеданс (ZA > Z).
Расстояние С между входом антенны ZA
и точками подключения шлейфа, а также
длина шлейфа В зависят от волнового со-
противления Z фидера и соотношения меж-
ду ZA и Z. Поскольку Z^Z или Z/ZA опре-
деляют также КСВ = s, расстояние С и дли-
на В являются функциями s. При равенстве
волновых сопротивлений фидера и шлейфа
при ZA > Z выполняются соотношения:
tgC = V? (6.7)
И
ctgB = ^ (6.8)
Vs
Для ZA < Z длины рассчитываются по
формулам:
ctgC = Vs (6.9)
и
tgB = ^i (6.10)
Vs
С и В выражаются в градусах и пересчи-
тываются на длину волны с помощью соот-
ношения:
длина в градусах = 360° х длина в X (6.11)
Графики на рис. 6.14 и 6.15 построены по
этим формулам и позволяют легко нахо-
дить значения А, В и С (А = В + С) по вели-
чине КСВ (s).
Так как предполагается равенство волно-
вых сопротивлений согласующего шлейфа
и фидера, входное сопротивление антен-
ны ZA не имеет реактивной составляющей
и антенна должна находится в резонансе с
рабочей длиной волны.
Поскольку при четвертьволновом согла-
совании применяется согласованная ли-
ния, необходимо учитывать коэффициент
укорочения используемого отрезка линии.
В среднем он составляет 0,975 для линий из
параллельных проводов с воздушной изо-
ляцией, так что рассчитанные длины следу-
ет умножить на это значение. Величина
коэффициента укорочения стандартных
6.6. Согласующий шлейф
109
Длина, доли Л
Рис. 6.14. Зависимость длин разомкнутого шлейфа
Длина, доли Л-----►
Рис. 6.15. Зависимость длин короткозамкнутого шлейфа
кабелей с синтетическим диэлектриком ука-
зывается в их спецификациях.
Пример
Полуволновый вибратор для 40-метрового
диапазона (резонансная частота 7025 кГц,
длина волны около 42,7 м) имеет входной
импеданс 65 Ом. Требуется согласовать его
с симметричной двухпроводной линией
(волновое сопротивление Z = 300 Ом, ко-
эффициент укорочения V = 0,8) с помощью
согласующего шлейфа, выполненного из
такой же двухпроводной линии.
Прежде всего выясняем, что волновое со-
противление превосходит входное, потому
необходим разомкнутый шлейф, к которо-
му применимы графики, изображенные на
рис. 6.14.
Определяем КСВ по соотношению Z/ZA=
= 300 / 65 == 4,6. На оси ординат находим
точку 4,6, проводим из нее горизонтальную
линию до пересечения с кривой С, из точки
пересечения опускаем перпендикуляр до
оси абсцисс и у его основания делаем от-
счет: С = 0,068 X. Тем же способом по кри-
вой В находим длину шлейфа В = 0,165 X.
Тогда А = В + С = 0,233 X.
Для длины волны 42,7 м получаем:
С = 42,7 х 0,068 = 2,9036 м,
В = 42,7x0,165 = 7,0455 м.
С учетом коэффициента укорочения:
С = 2,9036 х 0,8 = 2,32288 м,
В = 7,0455 х 0,8 = 5,63640 м.
по
6. Согласующие и трансформирующие элементы
Отсюда следует, что согласование реали-
зуется, когда фидер подключается на рассто-
янии С в 2,32 м от входных клемм антенны
и к точкам подключения фидера припаян
разомкнутый шлейф длиной В = 5,64 м. Эта
конфигурация показана на рис. 6.14.
Наилучшее согласование обеспечивается
при наличии измерителя КСВ. Сначала оп-
ределяют КСВ антенны с фидером, но без
шлейфа. Знание КСВ позволяет находить
точные значения С и В с помощью рис. 6.14
или 6.15. Не отсоединяя фидер, к его отво-
дам припаивают шлейф В на расстоянии С
от входа антенны - и звено согласования
готово.
Из-за разницы между графическими
представлениями шлейфов на рис. 6.13-
6.15 создается впечатление, что там по-
казаны два типа согласования. На самом
же деле они слегка различаются конст-
рукциями, будучи совершенно равноцен-
ными по электрическим свойствам. На
рис. 6.16 изображены варианты примене-
ния согласований, а на рис. 6.17 - примеры
аналогичных электрически тождествен-
ных типов согласующих шлейфов. Для из-
лучателей с концевым питанием характер-
но высокое входное сопротивление, поэто-
му им требуется высокоомный шлейф.
Шлейф В должен подходить под пря-
мым углом к фидеру. В соответствии с
этим требованием и местными условиями
выбирается конструктивное исполнение
согласующего звена в виде согласования
(рис. 6.16) или согласующего шлейфа
(рис. 6.17).
В любых согласованных линиях имеют-
ся стоячие волны. Во избежание значи-
тельных потерь отрезки линий В и С дол-
жны быть изготовлены из толстого про-
вода с применением высококачественных
изоляторов. Это особенно важно при боль-
ших отношениях Za / Z или Z / ZA. Однако
вплоть до КСВ в 5 использование тонкого
провода и изоляторов среднего качества
практически не сказывается на потерях,
так что допустимо применять стандартный
плоский УКВ кабель.
Рис. 6.16. Варианты согласования: а - полуволновый вибратор; б - волновый вибратор;
в - антенна с концевым питанием
Рис. 6.17. Варианты согласующего шлейфа: а - полуволновый вибратор; б - волновый вибратор;
в - антенна с концевым питанием
6.6. Согласующий шлейф
111
Согласующий шлейф обеспечивает со-
гласование, даже когда сопротивление на
вводе питания антенны ZA имеет реактив-
ную составляющую. В этом случае распре-
деления тока и напряжения смещаются
вдоль линии в зависимости от величины и
знака этой составляющей, а их максимумы
и минимумы уходят от точек, строго отсто-
ящих на Х/4 (или п х Х/4) от входа антен-
ны, как и при активном входном сопротив-
лении антенны. Поэтому необходимо най-
ти точку расположения первой пучности
или узла тока относительно входа антенны,
пользуясь соответствующей аппаратурой.
Двигаясь из этой точки в сторону передат-
чика (или приемника), откладывают отрез-
ки С и В. Если началом отсчета служит пуч-
ность тока (минимум напряжения), то С и
В рассчитывают по графикам на рис. 6.14;
если узел тока (максимум напряжения) -
по графикам на рис. 6.15. Этот метод едва
ли доступен любителям, не располагающим
аппаратурой. Впрочем, всегда стараются
использовать антенну в резонансе с рабо-
чей частотой, когда входное сопротивление
антенны ZA является активным.
Несимметричный согласующий шлейф
Для возбуждения антенны с концевым пи-
танием через согласующий шлейф особен-
но удобен несимметричный коаксиальный
кабель, с которым идеально стыкуется не-
симметричный ввод питания. Он отличает-
ся также стойкостью к погодным условиям,
а благодаря его совершенному экранирова-
нию предотвращаются паразитные излуче-
ния, создающие помехи телевидению и ра-
диовещанию. Разумеется, в этом случае
согласующий шлейф и фидер делают из ко-
аксиального кабеля одного и того же типа.
Все сказанное выше об исполнении шлей-
фов относится и к четвертьволновому со-
гласованию на коаксиальных кабелях.
Поскольку на свободном конце согласо-
ванного фидера длиной Х/2 (или n х Х/2)
всегда имеется максимум напряжения, вход
антенны с концевым питанием также дол-
жен быть высокоомным. Но волновое со-
противление коаксиального кабеля состав-
ляет лишь 50 Ом, так что в любом случае ZA
намного превышает Z. Отсюда вытекает не-
обходимость применения короткозамкну-
того согласующего шлейфа, длины В и С
которого определяются по рис. 6.15. Вход-
ной импеданс такой антенны с концевым
питанием всегда больше 1000 Ом, поэтому
естественно принять КСВ = 20. Это значит,
что точка отвода согласующего шлейфа
должна отстоять от точки ввода питания на
0,216 X (длина С) и что включенный там ко-
роткозамкнутый согласующий шлейф дол-
жен иметь длину В = 0,034 X.
В расчетах требуемых длин кабелей и то-
чек отводов следует учитывать коэффици-
ент укорочения коаксиального кабеля. В
среднем он составляет 0,66 (см. перечень
кабелей в приложении), так что рассчитан-
ные значения надо умножать на эту вели-
чину.
Отрезок коаксиального кабеля для согла-
сующего шлейфа должен иметь электри-
ческую длину 0,034 X. Спаяв внутреннюю
жилу с экраном на нижнем конце отрезка,
получают короткозамкнутый шлейф. Для
безупречного подключения его в точке от-
вода требуется некоторое везение. На мес-
те предполагаемого отвода с кабеля удаля-
ют примерно 1см защитной поливинилхло-
ридной оболочки и, раздвинув как можно
шире пряди экрана, обнажают диэлектри-
ческую оболочку внутренней жилы (обыч-
но из полиизобутилена или полиэтилена).
Затем удаляют часть этой оболочки так,
чтобы можно было припаять внутреннюю
жилу кабеля шлейфа к обнаженной внут-
ренней жиле кабеля фидера. Далее место
отвода шлейфа надежно изолируют, поль-
зуясь подходящим клеем и не допуская со-
прикосновения внутренних жил с экрана-
ми. Наконец, в месте отвода начисто при-
паивают экраны шлейфа и фидера один
к другому и все сочленения плотно обма-
тывают доброкачественной изоляционной
лентой для обеспечения влагонепроницае-
мости. Распайка коаксиального шлейфа по-
казана на рис. 6.18.
Z
Короткозамкнутый конец
Рис. 6.18. Коаксиальный согласующий шлейф
Несколько расточительное, но электри-
чески и механически идеальное решение
состоит в том, чтобы воспользоваться стан-
дартным тройниковым переходником для
коаксиальных кабелей вместе с соответ-
ствующими резьбовыми разъемами.
112
6. Согласующие и трансформирующие элементы
Свободный конец шлейфа наматывают
на кольцо, а кабель фидера прокладывают
произвольно, поскольку на него не влияют
внешние воздействия.
Нередко коаксиальный согласующий
шлейф применяют для согласования чет-
вертьволновых излучателей, устанавливае-
мых вертикально в антеннах типа Ground-
plane. В них ввод питания всегда асиммет-
ричен, а входное сопротивление составляет
около 30 Ом (см. раздел 19.4.1). Описание
расчетов с использованием комплексных
чисел и решения задач согласования с по-
мощью диаграмм Смита приводится в гла-
ве 32 (том 2).
6.7. Согласование с помощью
дискретных
радиокомпонентов
Цепочки реактивных сопротивлений, то
есть катушек индуктивности L и конденса-
торов С, позволяют создавать различные
согласующие схемы (элементы). Среди них
различают:
• Г-образный элемент;
• мост Бушеро;
• Т-образный элемент;
• П-образный элемент;
• резонансный трансформатор.
6.7.1. Г-образный элемент
Простейшая схема согласования состоит из
двух реактивных компонентов (L и С),
один из которых включен последовательно,
а другой - параллельно. К меньшему со-
противлению Rs подключается последова-
тельный компонент, а к большему Rp - па-
раллельный [13-15].
Значения реактивностей Xs и Хр рассчи-
тываются по заданным значениям Rs и Rp:
Rs<Rp. RsxRp = XsxXp>
Пример
Для 20-метрового диапазона нужно согласо-
вать четвертьволновую антенну с входным1
сопротивлением 36 Ом и коаксиальный ка-
бель с волновым сопротивлением 50 Ом:
Rs = 36 Ом, Rp = 50 Ом,
f= 14,15 МГц,
w = 2pf = 88,91-106 рад/с,
Xs
= 22,45 Ом,
X, = 50,/—6 =80,18 Ом.
3 V50-36
Получим для схемы, приведенной на
рис. 6.19а:
Xs =coL; L =
со
22,45
88,91-IO6
= 0,253-10"6;
L = 0,253 мкГн;
Хр =—; c = —!—
p wc toxp
--------!-------= = 140-10'12;
80,18x88,91 -IO6
С = 140пФ
и для схемы на рис. 6.196:
X =—; С = — =------------------!-------- = 501-10“12;
юС <oXs 22,45 х 88,91-106
С = 501 пФ;
X = wL; L = = 80,18 = 0,902-10"6;
р <о 88,91-106
L = 0,902 мкГн.
На рис. 6.22а и 6.226 изображены схемы
Г-образных элементов с рассчитанными но-
миналами емкостей конденсаторов и ин-
дуктивностей катушек.
Проверка:
RsxRp = XsxXp,
36 х 50 = 22,45 х 80,18, 1800 = 1800.
Согласование по схеме рис. 6.196 называ-
ют также V-образным или бета-согласова-
нием. Если излучатель многоэлементной ан-
тенны укоротить, он приобретает емкостной
характер, в результате чего образуется после-
довательное соединение излучательного со-
противления Zi и емкости С. Параллельно
этой последовательной цепочке включается
катушка L. Тем самым удается согласовать
антенну с волновым сопротивлением 50 Ом
(Z2). Если эту параллельную индуктивность
6.7. Согласование с помощью дискретных радиокомпонентов
113
Рис. 6.19. Г-образный согласующий элемент
а) 0,253 мкГн
140 пФ
б) 50'пф
о----1|—г—о
36 Ом S 50 Ом
0,902 мкГн
Рис. 6.22. Г-образный согласующий элемент
Рис. 6.20. Зависимость индуктивного сопротивления XL от индуктивности катушки L и от частоты
Рис. 6.21. Зависимость емкостного сопротивления Хс от емкости конденсатора С и от частоты
114
6. Согласующие и трансформирующие элементы
выполнить в виде короткозамкнутой двух-
проводной линии, то она примет V-образную
форму [16].
При удлинении излучателя формируется
последовательное индуктивное соединение
(см. рис. 6.19а). Тогда согласование обеспе-
чивается посредством параллельной емко-
сти. В обоих случаях необходим симметри-
рующий трансформатор.
Непосредственное согласование излучате-
ля многоэлементной антенны с сопротивле-
нием излучения 30 Ом и симметричного 300-
омного плоского кабеля показано на рис. 6.23.
ZA
Хс
с
z
о 30 Ом о
V 1,023 1,023V
ЬмкГн мкГнЬ
-------II-----
227 пФ
300 Ом*
Рис. 6.23. Согласование с помощью
симметричного Г-образного элемента
При этом использовались формулы:
Пример
Rs = 30 Ом, Rp = 300 Ом, f = 7 МГц,
со = 2itf = 44-106 рад/с.
= 450м;
/ 30
X- = 300J—^— = 100 Ом;
р V 300 - 30
X =<oL; L = —= —^-т-= 1,023 10^;
со 44106
L = 1,023 мкГн;
х =—• с = —
р соС’ соХр
С = 227пФ.
----------=227-10"12;
4410x100
Zy — ZtZ2 "
Проверка:
Rs х Rp = Xs х Хр, 30 х 300 = 2 (45 х 100),
9000 = 9000.
Диаграммы на рис. 6.20 и 6.21 позволяют
сократить расчеты. Точность полученного
результата (1 мкГн и 227 пФ) вполне доста-
точна для практических целей. Пример
обозначен на обеих диаграммах.
6.7.2. Мост Бушеро в качестве
согласующего элемента
(R. Wundt, Н. Hornung - германский патент
№ 603816, 1932 г.)
Импеданс антенны может быть преобразо-
ван также с помощью комбинации катушек
индуктивности и емкостей конденсаторов
по схеме моста Бушеро (рис. 6.24).
Трехэлементная директорная антенна
с входным сопротивлением 20 Ом
Бушеро: а - принципиальная схема;
б - практический пример
Расчет параметров компонентов схемы
несложен. Сначала определяют требуемый
импеданс моста ZT:
Поскольку ZT = XL = Хс, по графикам
рис. 6.20 и 6.21 соответственно находят зна-
чения XL и Хс в омах, а затем - катушки ин-
дуктивности в микрогенри и емкости кон-
денсатора в пикофарадах для рабочей час-
тоты.
6.7. Согласование с помощью дискретных радиокомпонентов
115
Пример
Трехэлементная директорная антенна для
20-метрового диапазона обладает входным
сопротивлением Zt = 20 Ом. Ее надо питать
через плоский кабель с волновым сопро-
тивлением Z2 = 300 Ом. Определим импе-
данс моста:
ZT = 720x300 = 7б000«77 Ом.
Поскольку ZT = XL = Хс, индуктивные
сопротивления каждой катушки XL и каж-
дого конденсатора Хс составляют по 77 Ом.
С помощью рис. 6.20 и 6.21 легко опре-
делить, что в 20-метровом диапазоне со-
противлениям XL = 77 Ом и Хс = 77 Ом
отвечают индуктивность около 0,9 мкГн
и емкость примерно 150 пФ соответствен-
но. Точный расчет дает ZT = 77,46 Ом,
L = 0,87 мкГн, С = 145 пФ.
6.7.3. Т-образный элемент
Это еще одна согласующая цепочка из дис-
кретных радиокомпонентов (рис. 6.25), при-
меняемая всюду, где требуется согласовать
несимметричный фидер с несимметричной
антенной (например, с четвертьволновой
штыревой антенной или антенной типа
Groundplain).
Z/СфХс Xc=?CZ2
Рис. 6.26. П-образныи согласующий элемент
соображения, изложенные в разделе 6.7.3.
Импеданс П-образного трансформатора
рассчитывается по формуле:
zT = 7ZjZ2 ,
Zt — coLj ZT — .
T T coC
Индуктивность и емкость находят по со-
ответствующим реактивным сопротивле-
ниям:
l=Zt;c=A_
со coZT
Пример
Требуется согласовать входное сопротивле-
ние Zi = 36 Ом вертикальной антенны 20-
метрового диапазона с волновым сопротив-
лением Z2 = 50 Ом коаксиального кабеля.
Zt = 36 Ом, Z2 = 50 Ом, f = 14,15 МГц,
со = 2rcf = 88,91x106 рад/с.
Z, Zz
О.............. 'О
Zr
Рис. 6.25. Т-образный согласующий элемент
ZT = 736-50 = 71800 =42,43 Ом;
ZT 1
L = —= 0,477 мкГн, С =--------= 265пФ.
со со Zt-
Импеданс преобразователя ZT рассчиты-
вается по известной формуле:
Zy — 7Zj z2
и равен индуктивному XL и емкостному Хс
сопротивлениям. Используя рис. 6.20 и 6.21,
в соответствии с частотой находят индук-
тивности L каждой из катушек (в микроген-
ри) и емкость конденсатора С (в пикофара-
дах). Необходимо проследить за тем, чтобы
катушки не имели индуктивной или емкос-
тной связи между собой. Рекомендуемая
конфигурация изображена на рис. 19.15.
6.7.4. П-образный элемент
Эта схема согласования (рис. 6.26) похожа на
Т-образный элемент, и здесь справедливы
Эти значения пригодны и для Т-образно-
го элемента из раздела 6.7.3 (см. расчет со-
гласования антенны типа Groundplane в
главе 19).
6.7.5. Резонансное преобразование
Этот способ применяется для преобразова-
ния низкоомного сопротивления в высоко-
омное и наоборот. В условиях резонанса
co2LC = 1, а исходя из равенства мощностей
отношение сопротивлений равно квадрату
отношения напряжений на входе и выходе:
R-2 Г Щ Y
Ri "[и, J ’
Индуктивная связь (без взаимной индук-
тивности между ^тушками). Следующие
116
6. Согласующие и трансформирующие элементы
приближенные формулы справедливы при
Ri > 10XLA:
_ la r Гьа + lb
u2 la+lb’ 2 \ la J'
Емкостная связь. Следующие приближен-
ные формулы справедливы при Rj > 10ХСА:
_ Еа r _ r ГСА +СВ
и2 СА + СВ ’ 2 \ СА J ’
На рис. 6.27 показаны цепочки обоих ти-
пов.
Рис. 6.27. Резонансное преобразование:
а - индуктивная связь; б - емкостная связь
6.8. Широкополосный
трансформатор
Широкополосные трансформаторы на фер-
ритовых кольцах применяются в качестве
линейных (переходных) трансформаторов
для согласования.
В линейных трансформаторах первичная
и вторичная обмотки не изолированы одна
от другой. Развязка осуществляется благо-
даря соответствующей длине проводников и
значительному повышению индуктивности.
Согласно [18], различные коэффициенты
трансформации могут обеспечиваться раз-
ными схемами последовательных или па-
раллельных соединений. С помощью двух-,
трех- и четырехпроводных обмоток одного
направления получают отношения сопро-
тивлений 4:1, 9:1 и 16:1.
Соответствующие отводы позволяют по-
лучать и другие отношения, например 1,5:1,
2:1 и 3:1 [19]. Линейные трансформаторы от-
личаются разнообразием исполнения (на-
мотка скруткой, параллельным проводом,
коаксиальной линией) [20-23].
Имеется описание широкополосного транс-
форматора с коэффициентом трансфор-
мации 1:9 для согласования длиннопровод-
ной антенны с коаксиальным кабелем [24].
50 Ом 450 Ом
Серьга и гайки
и обмотать изоляционной
лентой
Разъем для подключения
коаксиального кабеля
Обмотать изоляционной лентой
после установки кабельного разъема.
Не допускать попадания влаги внутрь кабеля.
Рис. 6.28. Устройство и схема широкополосного
трансформатора
Рис. 6.29. Широкополосные трансформаторы:
слева - образец из [24], справа - фирменное
изделие
На ферритовом сердечнике типа Amidon
FT 50/30 помещено 9 витков скрутки дли-
ной 25 см из трех медных лакированных
проводов диаметром 0,25 мм (см. рис. 6.28).
На рис. 6.29 изображен готовый транс-
форматор самостоятельного изготовления
рядом с изделием «MLB» (Magnetic Long-
wire Balun - магнитный длиннопроводной
симметрирующий трансформатор) фирмы
RF-Systems. Сведения о широкополосных
трансформаторах приведены также в [19-
22, 25, 26].
Литература к главе 6
[1] Morrison, J. Е; Smith, R Н.: The shunt-exited antenna.
Proc. IRE, June 1937, pp. 673 bis 696.
6.8. Широкополосный трансформатор
117
[2] Washbume, Н. Н: The Gamma Match QST, September
1949, pp. 20 bis 21, 102.
[3] Healey, D. J.: An Examination of the Gamma Match. QST,
April 1969, pp. 11 bis 15, 57.
[4] Tolles, H. E: How to design gamma-matching networks.
Ham Radio, May 1973, pp. 46 bis 55.
[5] Schreiber, N.: Einfacher Serienkondensator fur Gamma-
Anpassung. cq-DL 7/80, S. 312 bis 313.
[6] Nelson, R. A.: Basic gamma matching. Ham Radio, January
1985, pp. 29 bis 33.
[7] Lear, V. C.: Gamma matching towers and masts at lower
frequencies. Radio Communication, March 1986, pp. 176
bis 178.
[8] Tolles, H. E: Design of omega-matching networks. Ham
Radio, May 1978, pp. 54 bis 59.
[9] Marshall, J. G.: Antenna Matching with Line Segments.
QST, September 1948, pp. 18 bis 21, 102.
[10] Luciani, V. J.: What’s A Stub? CQ, August 1979, pp. 36
bis 40.
[11] Plant, A. B.: The transmission line as an impedance
transformer. Radio Communication, October 1986, pp. 702
bis 704.
[12] Shulman, J. M.: T-network impedance matching to coaxial
feedlines. Ham Radio, September 1978, pp. 22 bis 27.
[13] Smith, P H: L-Type Impedance Transforming Circuits.
Electronics, March 1942, pp. 48 bis 52, 54, 125.
[14] Gordon, R. E.: L Networks for Reactive Loads. QST,
September 1966, pp. 30 bis 32.
[15] Franke, E. E: Appreciating the L Matching Network. Ham
Radio, September 1980, pp. 26 bis 30.
[16] Schwarzbeck, G.: Streifzug durch den Antennenwald:
Die Haamadelanpassung (Beta-Match) einer 3-Element-
Yagiantenne. cq-DL, 12/80, S. 557 bis 560.
[17] Anderson, L. H: Pi Network Design. Ham Radio, March
1978, pp. 36 bis 40.
[18] Guanella, G.: Neuartige Anpassungs-Systeme fur
Hochfrequenz. BBC-Mitt., 31 (1944), S. 327 bis 329.
[19] Sevick, J.: Simple Broadband Matching Networks, QST,
January 1976, pp. 20 bis 23.
[20] Ruthroff, C. L.: Some Broad-Band Transformers. Proc.
IRE, August 1959, pp. 1337 bis 1342.
[21] Sevick, J.: Broadband matching transformers can handle
many kilowatts. Electronics, Nov. 25, 1976.
[22] Sevick, J.: Transmission Line Transformers. ARRL,
Newington, NH, 1990.
[23] Hille, K.: Leitungen fur Breitbandubertrager. cq-DL,
3/77, S. 99.
[24] Blechschmidt, A.: Balun Anpassungsglied von Lang-
drahtantenne auf Koaxialkabel. Kurier, 10/94, S. 10.
[25] Genaille, R. A.: How to bulid a Multitap Unun. CQ, May
1992, pp. 28 bis 32.
[26] Sevick, J.: Dual-Ratio Ununs. CQ, March 1993, pp. 54,
56, 58, 60,61.
Baudox, P: Current Distribution and Radiation Properties of
a Shunt-Excited Antenna. Proc. IRE, June 1940, pp. 271
bis 275.
Benker, H. A.: Anpassung in der HF-Technik. cq-DL, 1/80,
S. 4 bis 6.
Bruene, W. B.: How to Design RF-Coupling Circuits. Elec-
tronics, May 1952, pp. 134 bis 139.
Gooch, J. D.; Gardner, О. E.; Roberts, G. L.: The Hairpin
Match. QST, April 1962, pp. 11 bis 14, 146, 156.
Healey, D. J.: An Examination of the Gamma Match. QST,
April 1969, pp. 11 bis 15, 57.
Janzen, G.: Kompensations- und Anpassungsschaltungen.
cq-DL, 9/82, S. 438 bis 442.
Peschl, H: So werden Wirkwiderstande angepaBt. Funk-
Technik, Nr. 7/1979, S. 346 bis 352.
Schwarz, E.: Zur Theorie der Anpassung mit zwei Reaktan-
zen. AEU, April 1969, S. 169 bis 176.
7. Симметрирующие
и запирающие цепи
Большинство антенн представляет собой
симметричную по отношению к земле кон-
струкцию. В то же время часто возникает
обоснованная необходимость осуществить
соединение антенны с радиопередатчиком
или приемником при помощи несиммет-
ричного коаксиального кабеля. В этих слу-
чаях во избежание нежелательных послед-
ствий требуется использовать специальные
симметрирующие или запирающие устрой-
ства.
7.1. Введение
При питании симметричной антенны (на-
пример, вибратора) по несимметричному
фидеру (коаксиальному кабелю) антенна
нагружается несимметрично, даже если ее
входное сопротивление согласовано с вол-
новым сопротивлением кабеля. В результа-
те возникают уравнительные токи (так на-
зываемые поверхностные волны), вызыва-
ющие излучение оболочки коаксиального
кабеля и, как следствие, помехи радио- и те-
левизионному приему.
Несимметричное возбуждение антенны
приводит к деформации ее диаграммы на-
правленности (антенна «косит»). Этот
факт известен с 1930 г. [1], а влияние асим-
метричности фидера было описано уже
в 1931 г. [2].
На рис. 7.1 представлена диаграмма на-
правленности полуволнового вибратора,
полученная с применением симметрирова-
ния (запирающий объемный контур) и без
него на частоте 1600 МГц при отсутствии в
помещении отражений для тестирования
антенн университета Северной Каролины
(США) в 1980 г. [3].
Устройства для обеспечения симметрич-
ности нагрузки при несимметричной ли-
нии (и наоборот) называют преобразовате-
лями симметричности, симметрирующи-
ми схемами, симметрирующими узлами
или симметрирующими трансформаторами.
Гораздо короче термин «Balun» (BALanced
to UNbalanced - от сбалансированного к не-
сбалансированному), широко распростра-
ненный во всем мире.
Этот термин, придуманный известным
американским специалистом по антеннам
А. Алфордом (A. A. Alford), впервые появил-
ся в литературе в 1947 г. [4]. Первое обоб-
щение по симметрирующим устройствам
Рис. 7.1. Диаграмма направленности вибратора
с использованием симметрирующего устройства
и без него
7.2. Основные принципы
119
опубликовано в 1939 г. [5]. Тогда же была
создана первая установка для измерения
поверхностных волн [6]. Самое ранее
упоминание симметрирующего устрой-
ства датируется 1928 г. и принадлежит
X. О. Роозенштайну (Н. О. Roosenstein), из-
вестному германскому конструктору антенн
(четвертьволновый трансформатор, экспо-
ненциальная линия, полуволновый шлейф,
ферритовый поглотитель).
На рис. 7.2 показана несимметричная
вибраторная антенна с питанием по двух-
проводной линии. Один провод идет к ан-
тенне А, а другой заземляется через конден-
сатор Са с номиналом, равным емкости ан-
тенны. Конденсатор подбирают так, чтобы
стоячие волны в двухпроводной линии до-
стигли минимума.
А
Рис. 7.2. Самое первое симметрирующее
устройство
7.2. Основные принципы
Начнем с определенйй.
Под симметричностью и несимметрично-
стью линии понимают отношение ее про-
водников к заземлению.
Симметричный (противофазный) режим:
напряжение и ток в обоих проводах одина-
ковы по величине, но противоположны по
фазе. На некотором удалении от проводов
электромагнитные поля взаимно гасятся,
и излучение становится пренебрежимо сла-
бым. Таков обычный режим высокочастот-
ных линий передачи.
Несимметричный (синфазный) режим:
напряжение и ток в обоих проводах одина-
ковы по величине и фазе. Электромагнит-
ные поля усиливаются, и линия генерирует
излучение.
Синфазные (поверхностные) волны: сум-
марная мощность равна сумме мощнос-
тей противофазных и синфазных волн.
Колебания любой формы могут быть пред-
ставлены в виде суммы процессов обоих
типов.
При переходе от симметричных линий к
несимметричным в точке перехода ток раз-
ветвляется. Появление прямой и обратной
ветвей тока определяется длиной линии и
разницей импедансов на конце линии для
противофазных и синфазных волн. Это
влечет за собой неопределенность соотно-
шения между током и сопротивлением.
Следствия:
• степень развития стоячих волн зависит
от длины линии;
• диаграмма направленности деформиру-
ется излучением поверхностных волн;
• излучение поверхностных волн порож-
дает помехи радио- и телевизионному
приему.
Распределение синфазного и противо-
фазного токов при непосредственном пере-
ходе от коаксиальной линии к двухпровод-
ной показано на рис. 7.3.
Рис. 7.3. Распределение тока при переходе
от коаксиальной линии к двухпроводной
К симметричным системам относятся
диполь (вибратор) и двухпроводная ли-
ния; к несимметричным - монополь (не-
симметричный вибратор) и коаксиальный
кабель.
Раньше монополь питали через двухпро-
водную линию. Теперь питание осуществ-
ляют с помощью коаксиального кабеля. Та-
кой способ отличается рядом преимуществ:
коаксиальный кабель не излучает, приго-
ден для высоких частот и не создает труд-
ностей при прокладке. Симметричная ан-
тенна (вибратор) характеризуется, наряду с
приличным КПД, определенным и значи-
тельным импедансом и известной диаграм-
мой направленности, почти не зависящими
от окружающих предметов.
120
7. Симметрирующие и запирающие цепи
Таким образом, для перехода от коакси-
ального кабеля к двухпроводной линии
требуется ввести симметрирующее устрой-
ство с несимметричной или симметричной
стороны.
В длинно-, средне- и коротковолновом
диапазонах, где габариты антенн малы по
сравнению с длинами волн, используются
трансформаторы. В диапазонах метровых и
дециметровых волн применяются коакси-
альные или симметричные варианты ли-
ний, а в микроволновой области - несим-
метричные микрополосковые и симметрич-
ные полосковые линии передачи.
Условия симметрирования:
• импеданс относительно Земли для про-
тивофазных волн одинаков;
• напряжения противофазных волн одина-
ковы по величине, но противофазны;
• токи противофазных волн также одина-
ковы по величине, но противофазны;
• синфазный (поверхностный) ток равен
нулю.
Условия симметрирования по току полу-
чаются из условий по импедансу и напря-
жению.
Если соблюдается только требование по
напряжению, то устройство называется сим-
метрирующей цепью или симметрирующим
трансформатором по напряжению [8].
Устройство, удовлетворяющее лишь ус-
ловию по току, носит название запирающей
цепи или симметрирующего трансформа-
тора по току [8].
Невыполнение требований симметриро-
вания по импедансу (например, диполь с
несимметричным питанием) приводит к
нарушению условий по току и напряже-
нию. В этом случае симметрирующая цепь
работает недостаточно хорошо, но с помо-
щью запирающей цепи удается обеспечить
соблюдение условий по току.
Если масштаб преобразования больше 1:1
(в антенне Виндома (Windom) - 1:6), то пос-
ледовательно включаются симметрирую-
щий трансформатор и блокирующая цепь.
Подразделить симметрирующие' транс-
форматоры на симметрирующие или за-
пирающие цепи затруднительно. Так, на-
пример, ряд линейных и широкополосных
трансформаторов по существу являются за-
пирающими цепями. Наличие дополнитель-
ных линий или витков (компенсирующих
или уравнивающих) превращает их в сим-
метрирующие цепи. И наоборот, при после-
довательном соединении симметрирующих
и запирающих цепей образуется блокирую-
щее звено.
В литературе описано множество разных
типов симметрирующих устройств [9-13].
7.3. Симметрирующие цепи
Принцип симметрирования состоит в пово-
роте фазы на 180°, чтобы синфазные волны
гасились, а противофазные усиливались.
Реализация возможна следующими спо-
собами:
• один трансформатор (0°/180°);
• один трансформатор (-90°/0°/90°);
• одна полуволновая линия (0°/180°);
• две четвертьволновые линии (2x90°);
• два согласующих Т- или П-трансформа-
тора (2x90°);
• один сдвоенный Т- или П-трансформа-
тор (180°).
На низких частотах применяются диск-
ретные элементы (трансформаторы, катуш-
ки индуктивности и конденсаторы), а на вы-
соких - линии передачи из параллельных
проводников или коаксиального кабеля.
Различают настроенные и широкополос-
ные симметрирующие цепи, а также сим-
метрирующие цепи с трансформацией и без
нее. Нередко вводится одновременное сим-
метрирование и трансформация. Сущест-
вуют симметрирующие трансформаторы
без трансформации (соотношение сопро-
тивлений 1:1) и с трансформацией при со-
отношении сопротивлений от 1:4 до 1:6. На
рис. 7.4 показаны возможные схемы для
поворота фазы на 180°.
7.3.1. Трансформаторы
Трансформаторы предназначены для пре-
образования и симметрирования, а также
для разделения цепей по постоянному току.
Настроенными трансформаторами являют-
ся, например, антенное звено связи и LC-
цепочка. Соотношение частот ненастроен-
ных, или широкополосных, трансформато-
ров с «воздушной» связью составляет 10:1,
а с магнитной достигает 100:1 и более. На
самых высоких частотах применяют линей-
ные трансформаторы без разделения пер-
вичной и вторичной цепей с соотношением
частот до 1000:1.
Цепь связи с антенной
В 1928 г. в Германии была опубликована ста-
тья о настроенном звене связи с антенной
7.3. Симметрирующие цепи
121
.180°

Рис. 7.4. Способы получения фазового сдвига
на 180°
в качестве симметрирующего трансформа-
тора. В нем использовался конденсатор,
включенный последовательно с несиммет-
ричной стороны.
Ставшие уже привычными схемы связи с
антенной, которые содержат последова-
тельно включенный конденсатор с несим-
метричной стороны и параллельно вклю-
ченный - с симметричной, разработаны в
США еще в 1932 г. [15]. На рис. 7.5 изобра-
жены два варианта таких схем, где, есте-
ственно, конденсатор несимметричной сто-
роны соединен с массой.
К источнику
сигнала
К мосту
Рис. 7.5. Варианты звеньев связи с антенной
Резонансный согласующий
трансформатор
Согласующая LC-цепочка используется
для компенсации реактивностей, преоб-
разования импеданса и симметрирования.
Рис. 7.6. Резонансный согласующий
трансформатор с LC-цепочкой
При этом экран коаксиального кабеля под-
ключается строго к средней точке катушки,
что и показано на рис. 7.6 в двух вариантах.
Линейный трансформатор
(G. Guanella - швейцарский патент № 233 050,
1942 г.)
Верхняя рабочая частота обычных транс-
форматоров невелика из-за наличия меж-
витковой емкости. В линейном трансфор-
маторе этот недостаток устранен, посколь-
ку емкость, вредная в иных устройствах,
входит в характеристический импеданс ли-
нии (ее волновое сопротивление).
В линейных трансформаторах первичная
и вторичная цепи развязаны не гальвани-
чески, а через электрическую длину [16].
Исполнение линии в виде витков приводит
к росту ее суммарной индуктивности, при-
чем намотка на ферритовый сердечник усу-
губляет этот эффект.
Различные варианты исполнения линей-
ных трансформаторов представлены на
рис. 7.7.
Как показал Гуанелла, разнообразные
преобразования сопротивлений реализу-
ются с помощью соответствующих сочета-
ний последовательных и параллельных со-
единений линейных трансформаторов [17].
122
7. Симметрирующие и запирающие цепи
Линия А
из параллельных
проводов
о
Витая А
коаксиальная
линия
Широкополосные трансформаторы
Широкополосные трансформаторы, как пра-
вило, являются симметрирующими линей-
ными, со стержневыми или кольцевыми фер-
ритовыми сердечниками [18-23].
Устройство симметрирующих трансфор-
маторов показано на рис. 7.9. Развязанный
линейный трансформатор превращается в
симметрирующий посредством компенси-
рующей линии.
Линия А
с ферритовым
стержнем _
D
Развязанный,
но не симметрированный
выход
Линия А
с ферритовым
кольцом
Рис. 7.7. Варианты исполнения линейных
трансформаторов
Z0 = 2Zi

Рис. 7.8. Преобразование сопротивления
в пропорции 1:4
На рис. 7.8 изображен ряд устройств, обеспе-
чивающих преобразование сопротивления в
пропорции 1:4.
Рис. 7.9. Симметрирующий трансформатор:
а - одиночный развязанный линейный
трансформатор; б - он же после
симметрирования посредством
компенсирующей линии
По принципу симметрирующего контура
с помощью дополнительной линии или
витка формируется симметрирующая цепь.
Витки для компенсации или уравнивания
изображены на рис. 7.10.
Трансформаторы на ферритовых коль-
цах представлены на рис. 7.11. Симметри-
рующий трансформатор с коэффициентом
трансформации 1:1 образован трифиляр-
ной обмоткой, все три нити которой уложе-
ны в одном направлении (рис. 7.11а).
Такой же трансформатор, но с коэффици-
ентом 1:4 состоит из бифилярной обмотки
с одинаково намотанными проводами (рис.
7.116). Волновое сопротивление линейного
трансформатора в норме должно равняться
геометрическому среднему сопротивлений
на концах, что в данном случае соответству-
ет 100 Ом.
7.3. Симметрирующие цепи
123
Рис. 7.10. Широкополосный трансформатор
с коэффициентом трансформации 1:1
Симметрирующий трансформатор (см.
рис. 7.11 в) выполнен по двухступенча-
той схеме, где первая ступень служит для
преобразования, а вторая является бло-
кирующей. Волновое сопротивление пре-
образующей части с коэффициентом 1:4
составляет 25 Ом, блокирующей - 50 Ом.
Блокирующие цепи выполняются также
на паре раздельных кольцевых сердеч-
ников.
7.3.2. Петлевые шлейфы
Петлевые шлейфы образуются линиями с
электрической длиной Х/4. Благодаря это-
му возникает сдвиг фазы на 180°. Для по-
давления отражения симметричную и не-
симметричную стороны при согласовании
замыкают накоротко.
Полуволновый петлевой шлейф
(A. Gothe, Н. О. Roosenstein, L. Walter - германс-
кий патент № 568559,1931 г.)
Полуволновый петлевой шлейф - это сим-
метрирующий элемент с коэффициентом
трансформации 1:4 [24].
Коаксиальная линия (рис. 7.12) с волно-
вым сопротивлением Zw раздваивается в
точке G на две линии с сопротивлением по
2 Zw, из которых одна длиннее другой
на Х/2. Поскольку полуволновая линия на-
строена, преобразование сопротивления не
зависит от величины волнового сопротив-
ления. Наибольшая ширина полосы полу-
чается, когда заданное значение 2 Zw явля-
ется геометрическим средним Zw и 4 Zw.
а) о--------------oXrrv-vvlo---j "Т-..О
50 Ом | 50 Ом
симметричный________ °-..| несимметричный
1
О..-...4 ..<>-—.......... —о
о------
2000м ।------г-* 50 Ом
симметричный1—°——несимметричный
о---------------1-----О
Тороидальный
JWXv сердечник
г Х-Х-—
—о.?
<5 А о Трифилярная
4 2 обмотка >10 витков
Рис. 7.11. Трансформатор на кольцевых сердечниках: а - 50-омный трифиляр, 1:1; б - от 200-омной
симметричной ступени к 50-омной несимметричной, 1:4, бифиляр; в - 12,5-омный двухступенчатый
симметричный (1:4)
Бифилярные
обмотки 50 Ом
или пары
кабелей 50 Ом
124
7. Симметрирующие и запирающие цепи
Рис. 7.12. Принцип действия полуволнового
шлейфа
Практическое исполнение полуволновой
петли показано на рис. 7.13, а рис. 7.14 ил-
люстрирует этапы ее построения.
Одно сопротивление Z заменяется дву-
мя, соединенными параллельно, по 2 Z
каждое (а). Если между ними вставить
Рис. 7.13. Реализация полуволновой петли
Рис. 7.14. Построение полуволновой петли
полуволновую линию, то фаза изменится
на 180° (б). Теперь слева и справа от полу-
волновой линии находятся симметрич-
ные точки. При сворачивании линии в
петлю (шлейф) это позволяет свести вое-
дино все подключения сопротивлений
к массе. А двум сопротивлениям величи-
ной по 2 Z соответствует сопротивление
4 Z (в). Для перехода к геометрической
длине петли умножают ее электрическую
длину, выраженную через Х/2, на коэф-
фициент укорочения V (0,66 для поли-
этилена).
Реактивный симметрирующий
трансформатор
Эта симметрирующая цепь выполняется в
виде печатной платы и состоит из распре-
делителя с входной линией и двух выход-
ных шлейфов. Волновые сопротивления
линии и шлейфов одинаковы (Zo = 50 Ом).
Один из выходных шлейфов длиннее дру-
гого на полволны.
Иначе согласуются несимметричные ли-
нии с симметричными, имеющими волно-
вое сопротивление 50 Ом. На рис. 7.15 чет-
вертьволновый шлейф-трансформатор с
волновым сопротивлением Zo = 50/V2 =
== 35,35 Ом служит для согласования на
несимметричной стороне с целью получе-
ния у распределителя волнового сопротив-
ления 35,352/ 50 = 25 Ом, равного сопротив-
лению двух параллельно соединенных
50-омных линий. В симметричных ветвях
применены линии длиной Х/4 и ЗХ/4.
В схеме на рис. 7.16 ступенчатое вклю-
чение симметричных линий с И по 20
(59,4; 70,7 и 84,1 Ом) используется при
согласовании волнового сопротивления,
чтобы обеспечить на распределителе 21
сопротивление 50 Ом, равное сопротив-
лению двух параллельно соединенных
100-омных линий [26]. В обе симмет-
ричные ветви встроены связанные фазо-
вые фильтры 23/24 и 25/26 в качестве
шлейфов, разность длин которых состав-
ляет Х/2.
Фазовый трансформатор
Полуволновый шлейф специальной формы
представляет собой фазовый трансформа-
тор, выполненный в виде настраиваемой
линии. Он работает аналогично полуволно-
вому шлейфу, однако удобнее последнего в
более высокочастотной области. На рис.
7.17 показан фазовый трансформатора для
дециметровых волн.
7.3. Симметрирующие цепи
125
Рис. 7.15. Реактивный симметрирующий
трансформатор
Рис. 7.16. Реактивный симметрирующий
трансформатор
Рис. 7.17. Фазовый трансформатор
Антенный
Линия передачи
Рис. 7.18. Шлейф Картера
7.3.3. Симметрирующие шлейфы
Симметрирующий шлейф состоит из чет-
вертьволнового отрезка коаксиальной ли-
нии, внешний проводник которой дополня-
ется до симметричной петли копией этой
линии.
Шлейф Картера
(Р. S. Carter - патент США № 2,115,764, 1936 г.)
Применение шлейфа Картера (Р. S. Carter)
иллюстрирует рис. 7.18. От передатчика от-
ходит двухпроводная линия TL к согласу-
ющему блоку М. К точке Е верхнего прово-
да линии подключен антенный провод А.
Нижний провод образует петлю U длиной
А/2, которая создает фазовый сдвиг на 180°
и соединяется с верхним проводом в точке
Е, где фазы оказываются уже одинаковыми.
Этот способ симметрирования недавно
был открыт заново [27].
Гибридное кольцо
Симметрирующий трансформатор этого типа
работает подобно полуволновому шлейфу:
между парой симметричных плеч создается
разность фаз 180°, соответствующая полови-
не длины волны. На рис. 7.19 изображены
гибридные кольца двух типов. Одно из них
имеет длину окружности 6Х/4 = ЗХ/2, а дру-
гое - 2Х/2 = X. Используемая полоса частот
составляет 10-15% от несущей.
С
Несимметричная
линия
Рис. 7.19. Гибридное кольцо
126
7. Симметрирующие и запирающие цепи
Шлейф EMI
(W. S. Percival, Е. L. С. White - британский па-
тент № 438 506, 1934 г.)
Шлейф носит название британской фирмы
EMI (Electric and Musical Industries Ltd.).
На рис. 7.20 он представлен в кольцевом,
вытянутом и укороченном вариантах. В пос-
леднем из них используется настроечный
конденсатор. С симметричной стороны ток
течет по внешней оплетке кабеля фидера и
копии N. Ради симметрирования противоле-
жащая точка заземлена, оба тока взаимно
компенсируются, и оплетка левее этого мес-
та обесточивается.
Принцип действия шлейфа поясняется
на рис. 7.21 (слева), посередине дается ва-
риант исполнения с отрезком кабеля, замк-
нутого на обоих концах, а справа - конст-
рукция механически жесткого исполнения
шлейфа.
Длина шлейфа несколько короче четвер-
ти длины волны (коэффициент укорочения
V = 0,95). Симметрирование не сопровож-
дается преобразованием, так что коэффи-
циент трансформации равен 1:1.
Рис. 7.20. Шлейф EMI: а - кольцевой;
б - вытянутый; в - укороченный
Шлейф Пози
(Е. С. Cork, J. L. Pawsey - британский патент
№ 462 911, 1935 г.)
Шлейф Пози (J. L. Pawsey) - это симметри-
рующее и трансформирующее устройство,
которое позволяет симметрировать очень
короткие или длинные антенны, отягощен-
ные реактивностями (рис. 7.22).
Настройка осуществляется путем пере-
мещения замыкающей перемычки С, за
счет чего компенсируется реактивная со-
ставляющая. Согласование обеспечивает-
ся выбором точки подключения В. Тем
самым активная составляющая сопротив-
ления антенны трансформируется до вели-
чины волнового сопротивления коаксиаль-
ного кабеля.
Широкополосный симметрирующий
шлейф
(W. Buschbeck, Н. J. v. Ваеуег - германский па-
тент № 724 131, 1937 г.)
Этот симметрирующий шлейф образуется
двумя кольцами из коаксиального кабеля
(шлейф EMI в форме витков) и поэтому
оказывается широкополосным [28].
На рис. 7.23 представлено устройство,
а на рис. 7.24 - исполнение шлейфа.
Укладку витков поясняет рис. 7.25. В
США шлейф широко применялся в 60-е
годы и известен под названием симмет-
рирующего трансформатора Коллинза,
так как В. Брюне (W. Bruene) из фирмы
Collins получил патент США на комби-
нацию широкополосного симметрирую-
щего шлейфа и трансформатора Гуанел-
лы [29].
Потенциал-трансформатор
(W. Buschbeck - швейцарский патент № 228 100
с приоритетом Германии от 1941 г.)
Потенциал-трансформатор представляет
собой сочетание шлейфа EMI и симметри-
рующей цепи с коэффициентом трансфор-
мации 1:4 (рис. 7.26). Слева изображен
шлейф EMI S, а справа - симметричный
трансформатор Т (1:4), выполненный из
коаксиальной линии с удвоенным импедан-
сом 2 Z. В этом случае выход симметричен
по 4 Z. Настройка осуществляется с помо-
щью замыкающей перемычки А.
7.3. Симметрирующие цепи
127
Симметричная
Рис. 7.21. Шлейф EMI: а - принцип действия; б - вариант с отрезком кабеля, закороченного с обоих
концов; в - вариант механически жесткого исполнения
Рис. 7.22. Шлейф Пози
К вибратору
Вход
Рис. 7.24. Реализация широкополосного
симметрирующего шлейфа
Рис. 7.23. Устройство широкополосного
симметрирующего шлейфа
Рис. 7.25. Расположение витков
широкополосного симметрирующего шлейфа
Рис. 7.26. Потенциал-трансформатор
128
7. Симметрирующие и запирающие цепи
N
Рис. 7.27. Рамочный симметрирующий
трансформатор
Рамочный симметрирующий
трансформатор
(W. Buschbeck - германский патент № 753 484,
1942 г.)
Рис. 7.28. Разрезной симметрирующий
трансформатор
Данный трансформатор (рис. 7.27) являет-
ся упрощенным механически несимметрич-
ным вариантом симметрирующего шлейфа.
Выравнивание достигается путем переме-
щения рамки N.
Разрезной симметрирующий
трансформатор
Представленный здесь вариант исполнения
восходит к англо-американскому образцу.
Вибраторная антенна подключена к обеим
половинкам оплетки, тогда как внутренний
провод соединяется только с одной из них
(рис. 7.28) [30]. Величина коэффициента
трансформации варьируется выбором под-
резанной части оплетки, например путем
придания ей оваль-ной формы. При равных
волновых сопротивлениях достигается пре-
образование в пропорции 1:4, а при двукрат-
ном различии - 1:1.
Открытый симметрирующий шлейф
(Е. Gerhard - германский патент № 891 863,
1943 г.)
Эта простая в изготовлении симметрирую-
щая цепь работает по принципу симметриру-
ющего шлейфа (рис. 7.29). От торца экрана
Рис. 7.29. Открытый симметрирующий шлейф
7.3. Симметрирующие цепи
129
коаксиального кабеля отходит пара плос-
ких выводов к вибраторной антенне. Внут-
ренний провод кабеля также продолжен плос-
ким проводником и на расстоянии Х/4 со-
единен с одним из выводов экрана.
Подбором ширины отвода от внутренней
жилы достигается коэффициент трансфор-
мации 1:1 для вибратора.
Симметрирующий трансформатор
с оболочкой-полуцилиндром
Трансформатор предложен О. Цинке (О. Zin-
ke) в 1943 г. [31, 32]. В этом симметрирую-
щем элементе экран кабеля охвачен отдель-
ным полуцилиндром и связан с центральной
жилой. На другом конце полуцилиндр при-
паян к экрану. Такая конструкция эффек-
тивна там, где требуется обеспечить низкую
величину волнового сопротивления между
экраном кабеля и оболочкой-полуцилинд-
ром, например для компенсации. Устройство
элемента демонстрирует рис. 7.30.
Симметрирующий
полуцилиндр
Рис. 7.30. Симметрирующий трансформатор
с оболочкой-полуцилиндром
Линия передачи с симметрированием
и трансформацией
Линия является широкополосной и сочетает
симметрирование с трансформированием
(линия СТ) [33]. Переход от коаксиального
кабеля к двухпроводной линии, симметрич-
ной относительно земли, практически не за-
висит от частоты. Линия СТ состоит из сим-
метрирующего шлейфа и экспоненциальной
линии (рис. 7.31). Применяется преимуще-
ственно для питания ромбических антенн.
Повторно запатентована [34].
7.3.4. Симметрирующие мосты
Цепи из реактивных компонентов также спо-
собны служить симметрирующими тран-
сформаторами. В такой цепи встречается
до пяти реактивностей. В зависимости от
решения уравнений моста получают раз-
личные варианты его исполнения [35].
В Англии подобные схемы называют мо-
стами Старра (Starr) [36]. Существуют их
версии с четырьмя или пятью реактивнос-
тями; пятую обычно используют как после-
довательный компенсатор с несимметрич-
ной стороны или как параллельный ком-
пенсатор - с симметричной.
Мост Бушеро
(Н. Hornung, R. Wundt - германский патент
№ 603 816,1932 г.)
Будучи одной из первых симметрирую-
щих цепей, мост строится из четырех дис-
кретных компонентов (реактивных сопро-
тивлений). Мосту присущ вредный побоч-
ный эффект: если входное напряжение
постоянно, то в сопротивлении нагрузки
течет ток, не зависящий от величины это-
го сопротивления. В прошлом столетии
этот эффект использовали при последова-
тельном включении дуговых ламп (мост
Бушеро). Полезное свойство моста состо-
ит в возможности получать любые коэф-
фициенты преобразования (трансформа-
ции) при надлежащем выборе реактивных
сопротивлений.
На рис. 7.32 показано формирование мо-
стового элемента (Х-элемента). Одна ветвь
характеризуется запаздыванием на 90°, дру-
гая - опережением на 90°, что в сумме дает
180°. На асимметричное сопротивление на-
грузки опираются параллельно включен-
ные емкость и индуктивность. На резонан-
сной частоте они образуют высокоомный
параллельный колебательный контур, и из
шести реактивных компонентов остаются
только четыре. Расчеты компонентов схемы
приведены в главе 6.
Еще одно представление моста можно
увидеть на рис. .7.33. Мост Бушеро называ-
ют также схемой Ширэ. Симметрирование
происходит и при использовании в схеме
трех индуктивностей и емкости или трех ем-
костей и индуктивности.
130
7. Симметрирующие и запирающие цепи
Рис. 7.32. Формирование моста Бушеро
Несимметричная
линия
Симметричная
линия
Рис. 7.33. Другая форма моста Бушеро
Схема Алфорда
(A. Alford - патент США № 2,165,086, 1936 г.)
Эта схема реализует симметрирование с
помощью трех реактивностей [37, 38] и до-
пускает четыре варианта их соединения
(рис. 7.34).
Рис. 7.34. Схема Алфорда
7.3.5. Симметрирующие объемные
контуры
Это симметрирующее устройство называ-
ют также симметрирующим объемным кон-
туром Линденблада или двойным блокиру-
ющим объемным контуром.
Полуволновый симметрирующий
объемный контур
(N. Е. Lindenblad - патент США № 2,231,839,
1936 г.)
Для симметрирования четвертьволновый
запирающий объемный контур (см. раздел
«Четвертьволновый блокирующий резона-
тор») симметрично дополняется до полу-
волнового симметрирующего объемного
контура (рис. 7.35).
Рис. 7.35. Полуволновый симметрирующий
объемный контур
На рис. 7.36 показан укороченный емкос-
тью симметрирующий объемный контур в
виде резонатора с габаритами I < Х/4. Вне
резонанса обе половины имеют равную ре-
активную нагрузку. Симметрия сохраняет-
ся, несмотря на появление некоторой рас-
согласованности. Синфазные волны ком-
пенсируются в зависимости от частоты.
V-образный симметрирующий
трансформатор
Сочетание симметрирующего шлейфа с за-
пирающим объемным контуром дает V-об-
разный симметрирующий трансформатор
(рис. 7.37). В частности, при построении ре-
зонансных четырехпроволочных спиральных
7.3. Симметрирующие цепи
131
Рис. 7.36. Укороченный полуволновый
симметрирующий объемный контур
Рис. 7.37. V-образный симметрирующий
трансформатор
линий (Килгус, С. С. Kilgus) применяются
четыре трансформатора.
Скомпенсированный симметрирующий
трансформатор
Открытые и замкнутые отрезки линий слу-
жат в симметрирующих объемных резона-
торах для компенсации реактивной состав-
ляющей. Патентная заявка на компенсацию
подавалась Й. Голдманном (J. Goldmann) в
Германии в 1949 г. [39] и в США в 1941 г.
[40]. Маршан (N. Marchand), не упомя-
нув изобретателя, опубликовал технические
подробности в журнале Electronics за 1944 г.
[41], поэтому такой симметрирующий
трансформатор в литературе носит его имя.
Принципиальная схема трансформато-
ра показана на рис. 7.38. Коаксиальное
исполнение скомпенсированного транс-
форматора представлено на рис. 7.39, а
его эквивалентная схема - на рис. 7.40.
Сведения о компенсации опубликованы в
[42-46]. Скомпенсированный симметри-
рующий трансформатор находит все бо-
лее широкое применение в микроволно-
вой области в виде планарного блока с
подключенными линиями.
Разрез коаксиального
трансформатора
Рис. 7.39. Коаксиальное исполнение
скомпенсированного симметрирующего
трансформатора в разрезе
Рис. 7.38. Принципиальная схема
скомпенсированного симметрирующего
трансформатора
Рис. 7.40. Эквивалентная схема
скомпенсированного симметрирующего
трансформатора
132
7. Симметрирующие и запирающие цепи
7.4. Блокирующие цепи
Принцип действия: поверхностные волны
во внешнем проводнике коаксиального ка-
беля блокируются благодаря оболочке из
изоляционного материала, что предотвра-
щает излучение линии передачи (блоки-
ровка поверхностных волн). Блокирующие
цепи подразделяются на:
• резонансные затворы (радиалы, блокиру-
ющий резонатор, настроенный контур);
• широкополосные затворы (синфазные и
кабельные дроссели с ферритовым сер-
дечником или без него);
• поглотители (феррит, графит).
Ферритовые сердечники используются
для поглощения энергии, увеличения ин-
дуктивности и подавления резонансов.
7.4.1. Резонансные фильтры
Первые указания на то, что четвертьволно-
вый провод рядом с фидером подавляет по-
верхностные волны, содержались уже в па-
тенте от 1929 г., выданном на имя Брюса -
изобретателя ромбической антенны [48].
Радиальные противовесы
В патенте 1933 г. на имя Понте (Ponte)
(изобретателя антенны типа Groundplane)
в качестве противовеса и защиты от повер-
хностных волн фигурировал горизонталь-
ный диск полуволнового диаметра или
серия радиальных горизонтальных прово-
дов четвертьволновой длины [49]. Назва-
ние «радиалы» появилось в 1943 г., прежде
они назывались оттяжками, четвертьволно-
выми стержнями, стержнями заземления
или противовесами.
Допустимо не только горизонтальное, но
и вертикальное расположение проводов. Лю-
бопытный вариант был предложен К. Вай-
нером (К. Weiner, DJ9HO): спирально нама-
тывать четвертьволновый провод на вне-
шнюю оболочку коаксиального кабеля.
В 1937/38 гг. в Великобритании был вы-
дан патент на вертикальную антенну со
спиральными радиалами, настроенными с
помощью концевых емкостей.
Четвертьволновый блокирующий
резонатор
(N. Е. Lindenblad - патент США № 2,131,208,
1936 г.)
Четвертьволновый блокирующий объем-
ный контур, или резонатор Линденблада
(N. Е. Lindenblad), был опубликован в ука-
занном патенте (изображен на рис. 12 при-
менительно к антенной системе на крыше
Эмпайр Стейт Билдинг).
Резонатор действует как короткозамкну-
тая линия с волновым сопротивлением Zwt
(рис. 7.41). Он не симметрирует, а лишь
воздействует на ток во внешнем проводни-
ке. В состоянии резонанса (/= Х/4) этот
проводник «изолирован». На рис. 7.42 по-
казаны принцип действия (а) и конструк-
ция (б) резонатора.
Рис. 7.41. Схема четвертьволнового
блокирующего резонатора
Симметричная
Рис. 7.42. Четвертьволновый блокирующий
резонатор: а - принципиальная схема;
б - конструкция
7.4. Блокирующие цепи
133
В 1973 г. в США была подана патентная
заявка [51] на коаксиальную антенну, где в
качестве противовеса и гасителя поверхно-
стных волн применен раскрытый снизу
четвертьволновый блокирующий резона-
тор в виде трубы или пирамидальной кор-
зины (см. том 2, раздел 25.1.1).
Настроенный контур
(Е Tischer - германский патент № 733 697,1939 г.)
Согласно указанному патенту, колебатель-
ный контур строился вокруг коаксиально-
го кабеля. В более поздних реализациях
сама внешняя оболочка кабеля участвует в
функционировании этого контура.
Рис. 7.43 демонстрирует, как индуктив-
ность L коаксиального кабеля вместе с ем-
костью С образуют настраиваемый парал-
лельный колебательный контур. На резо-
нансной частоте он имеет весьма высокий
импеданс и потому способен «избиратель-
но изолировать» остальную часть кабеля,
не влияя на ток внутри него.
Рис. 7.43. Настроенный контур (контур T2LT)
Недавно в литературе [52, 53] вновь об-
суждалась эта разновидность согласу-
ющего устройства, названная T2LT (Tuned
ловушка в линии передачи) и предназна-
ченная для полуволновой вертикальной ан-
тенны.
На рис. 7.44 приведена схема блокирую-
щего контура на 14 МГц. Слева (а) необхо-
димую индуктивность образует часть эк-
рана кабеля, справа (б) колебательный
контур сопряжен с коаксиальным кабелем.
Шлейф из провода связан с кабелем сквозь
его изолирующую оболочку без поврежде-
ния кабеля [54].
Интегральный симметрирующий
трансформатор
(М. Т. O’Dwyer - британский патент № 1322300,
1972 г.)
Пара простых интересных вариантов бло-
кирующих резонаторов для питания петле-
вого вибратора по коаксиальному кабелю
представлена на рис. 7.45.
Рис. 7.45. Интегральный симметрирующий
трансформатор
134
7. Симметрирующие и запирающие цепи
Открытый коаксиальный трансформатор
Очень простая система питания антенны
по принципу коаксиального трансформато-
ра предложена для высокочастотных диапа-
зонов [55] - см. рис. 7.46. Симметричная ан-
тенна питается по коаксиальному кабелю.
На расстоянии четверти длины волны от
антенны экран кабеля заземлен, и таким
образом создается блокирующий резона-
тор. Одной его частью служит экран коак-
сиального кабеля, а другой - земля.
Рис. 7.46. Высокочастотный открытый
коаксиальный трансформатор
В области метровых и дециметровых волн
имеется еще один несложный способ пита-
ния антенны, который основан на принципе
блокирующего резонатора (рис. 7.47) и тре-
бует минимальных затрат на реализацию.
Коаксиальный кабель фидера, оканчиваю-
щийся U-образным шлейфом длиной Z/4,
напрямую соединяют с директорной антен-
ной. Место перехода от шлейфа к остально-
му фидеру электрически связывают с метал-
лической опорой.
Рис. 7.47. Открытый блокирующий резонатор
для диапазонов УКВ и ДМВ
7.4.2. Широкополосные затворы
Значительное число симметрирующих и со-
гласующих устройств предназначено для
работы в сравнительно узком диапазоне ча-
стот. Тем не менее часто возникает необхо-
димость использования таких систем со-
гласования и симметрирования, которые
способны функционировать совместно с
широкополосными антеннами.
Бифилярная катушка
(Е Gerth - германский патент № 592 184,1932 г.)
Идея подавления синфазных волн с помо-
щью дросселя (синфазного дросселя) воз-
никла еще в 1932 г.
Синфазный дроссель (см. рис. 7.48, взя-
тый из германского патента) состоит из двух
катушек, тесно связанные витки которых
совместно уложены и идут в одном направ-
лении (бифиляр). Бифилярная катушка ве-
дет себя как обмотка из двухпроводного ка-
беля (см. раздел «Линейный трансформа-
тор»). Симметрирующий трансформатор
выполняется также из плоского кабеля, уло-
женного в виде цилиндрической спирали. В
параллельных проводниках противофазные
токи текут беспрепятственно, тогда как син-
фазные - подавляются. Укладка проводов в
форме спирали повышает индуктивность
для синфазных токов. Так получается сим-
метрирующий трансформатор с коэффици-
ентом 1:1.
Кабельный дроссель
Кольцо из коаксиального кабеля действует
подобно широкополосному барьеру. На
рис. 7.49 показан кабельный дроссель деци-
метрового диапазона. В области коротких
волн диаметр колец кабеля должен быть
увеличен. В табл. 7.1 приведены значения
длины кабеля и числа витков для одно- и
многополосного режимов, которые могут
быть использованы на радиолюбительских
диапазонах. Симметрия улучшается при
наличии добавочного провода.
Кабельный дроссель, описанный в [57],
показан на рис. 7.50. Он образован двумя
витками кабеля и добавочным проводом,
действующим подобно третьему витку. Лег-
ко заметить сходство с симметрирующим
шлейфом (см. раздел «Шлейф EMI»).
Дроссель на ферритовом сердечнике
Ферритовые сердечники придают дроссе-
лям широкополосность. Это справедливо
7.4. Блокирующие цепи
135
Рис. 7.48. Синфазный дроссель
Продолжение
центральной
Рис. 7.49. Кабельный дроссель
Рис. 7.50. Кабельный дроссель
с добавочным витком
относительно бифилярных катушек и ка-
бельных дросселей.
На рис. 7.51 представлен вариант широ-
кополосной коаксиальной катушки, запа-
тентованной в США [58]. Она расположе-
на на расстоянии, равном четверти длины
волны (Х/4) ниже ввода питания антенны,
так что нижней частью антенны служит эк-
ран коаксиального кабеля.
Весьма интересен дроссель поверхност-
ных волн (рис. 7.52), предложенный Й. Рай-
зертом (J. Reisert) с позывными W1JR [59].
Половинки дросселя кажутся противопо-
ложно навитыми, но на самом деле витки
уложены в одном направлении, что повыша-
ет индуктивность, необходимую для блоки-
ровки поверхностных волн. Преимущество
Ввод
питания
Отрезок
высокоомного
/ коаксиала
50-омный
коаксиальный
/ кабель
Широкополосный
фидер
Рис. 7.51. Широкополосная
коаксиальная катушка
такой конструкции состоит в том, что вход и
выход максимально разнесены. Это снижа-
ет паразитную емкость и упрощает монтаж
Таблица 7.1. Параметры кабельных дросселей
Частота, МГц RG-8, RG-13 RG-58 RG-8, RG-13, RG-58
3,5 6,7 м, 8 витков 6,1 м, 7 витков
7 6,7 м, 10 витков 4,6 м, 6 витков
14 3,7 м, 10 витков 2,4 м, 8 витков
21 2,4 м, 7 витков 1,8 м, 8 витков
28 1,8 м, 7 витков 1,2 м, 7 витков
3,5-30 3 м, 7 витков
3,5-10 3,5 м, 9-10 витков
14-30 2,4 м, 6-7 витков
136
7. Симметрирующие и запирающие цепи
Рис. 7.52. Дроссель поверхностных волн
разъемов. Дополнительный виток способен
улучшить симметрию [60].
Рекомендуется проявлять осторожность
при питании заземленного вибратора через
бифилярную катушку, кабельный дроссель
или дроссель на ферритовом сердечнике
(рис. 7.53). Поскольку экран коаксиально-
го кабеля также заземлен, ток течет лишь
через часть обмотки (рис. 7.54), однако эта
проблема решена в трансформаторе с тре-
мя обмотками, где ток всегда течет по всем
обмоткам независимо от заземления нагру-
зочного сопротивления (рис. 7.55).
а
Заземление кабеля
через опору
Активный
элемент
Заземление
через
опору
Дельта-
согласование
Симметрирующий
I > трансформатор
Рис. 7.53. Питание заземленного вибратора
через дроссель на ферритовом сердечнике
Ферритовые сердечники генерируют выс-
шие гармоники, причем кольца сильнее,
чем стержни. Каскад из двух симмет-
рирующих трансформаторов на феррито-
вых кольцах служил объектом следующих
измерений [61]. Каждый трансформатор
состоял из двух кольцевых сердечников
FX1588 фирмы Milliard UK, аналогичных
сердечникам F568-1 фирмы Indianna Gene-
ral USA. Обмотка трансформатора была
выполнена коаксиальным кабелем RG 174
Рис. 7.54. Дроссель на ферритовом сердечнике
с заземленной симметричной нагрузкой
Рис. 7.55. Дроссель на ферритовом сердечнике
с дополнительной обмоткой
и добавочным проводом. Измерения прово-
дили на частоте 3,5 МГц.
Взаимная модуляция третьего поряд-
ка варьировала от -34 дБ при мощности
200 Вт в максимуме огибающей до -15 дБ
при 400 Вт.
По сравнению с этими данными, полу-
ченными для двух трансформаторах, оцен-
ки для одиночного трансформатора улуч-
шились бы на 3 дБ. Измерения при 28 МГц
дали величину -25 дБ при наличии транс-
форматора и без него, так что на этой час-
тоте ферритовые сердечники уже не дей-
ствовали.
7.4.3. Поглотители
Широкополосные поглотители поверхнос-
тных волн составляют особый класс блоки-
рующих элементов.
Ферритовые поглотители
(Н. Roosenstein - германский патент № 718 695,
1938 г.)
Возможности широкополосного поглотите-
ля из магнитного материала были открыты
7.4. Блокирующие цепи
137
известным немецким конструктором антенн
Роозенштайном еще до второй мировой вой-
ны (см. раздел 7.1). Устройство поглотите-
ля показано на рис. 7.56. В то время погло-
щающим материалом 3 или 3-7 служило
чистое железо либо смесь железных опилок
с полупроводящим веществом. Устройство
оказалось не слишком эффективным, и ин-
терес к поглотителям возродился только с
появлением ферритов.
Рис. 7.56. Устройство поглотителя
В 1983 г. радиолюбитель В. Максвелл
(W2DU) опубликовал статью о новом сим-
метрирующем устройстве (шайба, трансфор-
матор, ферритовая шайба, трансформатор)
[62]. Трансформатор W2DU собран из 30-
сантиметрового отрезка коаксиального ка-
беля (RG-303, RG-141 без внешней изоля-
ции или RG-400) и 50 ферритовых колец
FB-73-2401 из амидона (рис. 7.57). Транс-
форматор отличается широкой частотной
полосой и рассчитан на большую мощность.
Последняя зависит лишь от типа кабеля и
наличия стоячих волн.
Ферритовый материал размещен вне про-
тивофазных токов, которые текут внутри
коаксиального кабеля, благодаря чему при
высоких мощностях отсутствуют пробле-
мы, связанные с эффектом насыщения, а
измерения параметров антенны не ослож-
няются наличием дополнительных реак-
тивных составляющих.
Применение феррита повышает импеданс
оболочки коаксиального кабеля, причем
возрастают и активная, и реактивная со-
ставляющие. Феррит вызывает как погло-
щение - благодаря магнитным потерям, так
и отражение - из-за повышенного импе-
данса.
Использовались следующие материалы:
• металлический порошок (С 75) до 250 кГц;
• молибденовый пермаллой (С110, С130)
до 1 МГц;
• цинк-марганцевый феррит (К4000, К6000,
К10000) от 10 кГц до 30 МГц (недостаток:
уже при небольшой модуляции возника-
ет насыщение);
• никель-цинковый феррит (К2004, К2006,
К2008) от 10 МГц до 1 ГГц (преимуще-
ство: повышенная модулируемость).
Технические подробности приведены в
[63-65].
Кроме того, трансформатор W2DU (1:1
по току) позволяет преобразовывать импе-
данс. Радиолюбитель Д. Белроуз (J. J. Belro-
se, VE2CV) в 1991 г. показал, как из двух
трансформаторов 1:1 получить трансфор-
матор с коэффициентом 1:4, а из трех таких
же - трансформатор 1:9 [66]. Принципи-
альные схемы подобных трансформаторов
изображены на рис. 7.58. Рис. 7.59 иллюст-
рирует практическое исполнение транс-
форматора с коэффициентом 1:4.
Резистивный поглотитель
На высоких частотах в качестве поглотите-
ля выступает не феррит, а пенопласты с ре-
зистивным покрытием [67]. Такой поглоти-
тель состоит из пенопластовых шариков
диаметром 5-10 мм, каждый из которых
покрыт графитовым лаком, причем все они
изолируются и связываются воедино син-
тетическим клеем (1), или тонких пенопла-
стовых дисков, покрытых плохо проводя-
щим лаком (2). Поглотитель такого рода
показан на рис. 7.60.
Поглотитель со стальной путанкой
В США было предложено обкладывать коак-
сиальный кабель тонкой стальной путанкой
[69,70]. Устройство поглотителя из стальной
путанки демонстрируется на рис. 7.61.
Заглушка Трубка Заглушка
поливинилхлоридная
Разъем
L-259
Коаксиальный
кабель RG8U
Рис. 7.57. Трансформатор W2DU
Разъем
L-259
Коаксиальный
кабель RG8
50 ферритовых колец
с отверстием под кабель
138
7. Симметрирующие и запирающие цепи
50-омный Ферритовые
Несимметричный коаксиальный кольца .
50-омный вход кабель/7 7 7 7 7 7
1а

а)
Симметричный
50-омный выход
‘ „ h 1г
93-омныи Ферритовые
коаксиальный кольца
кабель 77 77 7 7 7\-—*-
Несимметричный rfc n ~ ~3 I I ( ( ( (SX °
50-омный вход x x \A ]
| Симметричный
|1 200-омный
выход
б)
150-омный ферритовые
коаксиальный кольца

Несимметричный'"у — 4 ( I I I I ((
50-омный вход к. x x x x x x

Симметричный
450-омный
| выход
Рис. 7.59. Эскиз трансформатора
с коэффициентом 1:4
Рис. 7.58. Трансформаторы с коэффициентом
преобразования: а-1:1,6-1:4, в-1:9
Как показали измерения В. Максвелла,
погонный импеданс оболочки кабеля со
стальной путанкой лишь немного выше,
чем у свободной оболочки [70]. Активная
составляющая несколько увеличивается,
если путанку поместить прямо на голый
экран кабеля, как предложено в [71]. Одна-
ко этого недостаточно для достижения бло-
кирующего эффекта трансформатора за
счет роста активной и реактивной состав-
ляющих импеданса оболочки кабеля. Вы-
вод: поглотитель на стальной путанке -
всего лишь розыгрыш!
7.5. Специальные способы
7.5.1. Симметрирование подбором
сопротивлений
Симметрирование с помощью резисторных
цепочек осуществляется в весьма широком
частотном диапазоне [72], однако затухание
оказывается настолько большим, что этот
способ применим лишь в измерительных
схемах с высоким уровнем сигнала, напри-
мер в случае симметричных эквивалентных
антенн. На рис. 7.62 показан трансформатор
Рис. 7.60. Резистивный поглотитель
К - коаксиальный кабель
R - пластиковая трубка
D- крышка
S - стальная путанка
Рис. 7.61. Поглотитель на стальной путанке
7.5. Специальные способы
139
2Z
Рис. 7.62. Симметрирующий трансформатор 1:4
на резисторах
Рис. 7.64. Симметрирование по электрическому
полю
с коэффициентом 1:4 [73], составленный из
следующих сопротивлений:
Rp = 1,15 х Z « 1,2 Z,
RS1= 1,46xZ« 1,5 Z,
Rs2 = 2Z.
7.5.2. Схема X/2
(F. Gutzmann - германский патент № 902 397,
1938 г.)
К параллельно симметричной стороне под-
ключается цепочка по схеме звезды с таки-
ми номиналами компонентов, чтобы два
параллельно соединенных реактивных со-
противления X были равны между собой, а
величина заземленного реактивного сопро-
тивления составляла -Х/2. Таким образом,
это значение вдвое меньше остальных и
противоположно по фазе (рис. 7.63).
Симметрирование происходит следующим
образом. Для синфазных (поверхностных)
волн обе емкости параллельны и вместе с
компонентом Х/2 образуют настроенный
последовательный контур, замыкающий син-
фазные волны и обеспечивающий симмет-
рию. Функционирование схемы зависит от
направления передачи энергии.
Рис. 7.63. Схема Х/2
7.5.3. Симметрирование
по электрическому полю
(N.V.M.A.F. - германский патент № 618 514,1934 г.)
Симметрирование реализуется в простран-
стве, занятом полем экранированной двух-
проводной линии (рис. 7.64). При этом
внутренняя жила коаксиального кабеля
направлена одинаково с электрическими си-
ловыми линиями двухпроводного фидера.
7.5.4. Симметрирование
с помощью резонатора
(К. Laemmchen - германский патент № 890 977,
1944 г.)
Симметрирование происходит в полом ре-
зонаторе (рис. 7.65), где образуется сто-
ячая волна, благодаря чему оба антенных
возбудителя (монополь для несимметрич-
ной стороны и диполь - для симметрич-
ной) оказываются взаимосвязанными.
Рис. 7.65. Симметрирование с помощью
резонатора
7.5.5. Симметрирование
с помощью объемного контура
(W. Puhlmann - германский патент № 735 428,
1940 г.)
Конец коаксиальной линии закорачивает-
ся, и к симметричному фидеру подключа-
ются отводы от разрыва внутреннего про-
водника коаксиального кабеля, отстоящего
на полволны от его закороченного конца.
Здесь преобладает противофазное распре-
деление тока (рис. 7.66).
Рис. 7.66. Симметрирование с помощью
объемного контура
140
7. Симметрирующие и запирающие цепи
7.5.6. Клинообразные
симметрирующие
трансформаторы
Есть множество способов перехода от не-
симметричной коаксиальной линии к сим-
метричной. На рис. 7.67 представлены две
реализации перехода согласно [74, 75], а на
рис. 7.68 показан микрополосковый вари-
ант [76]. Указание на возможность исполь-
зования разрезной коаксиальной линии в
качестве перехода к двухпроводной линии
имеется в германском патенте 1949 г. [77].
7.5.7. Трансформатор на ответвителях
Если пару ответвителей, у каждого из кото-
рых имеется по две реактивности равной
величины, замкнуть, например короткозам-
кнутыми или разомкнутыми линиями рав-
ной длины, то на выходах 1 и 2 появится
разность фаз 180°, не зависящая от частоты
[78]. Такого рода схемы называются так-
же полосковыми симметрирующими транс-
форматорами. Применение двух гибрид-
ных соединений на 3 дБ в качестве симмет-
рирующего трансформатора иллюстриру-
ется рис. 7.69.
клинообразного трансформатора
7.5.8. Полуволновый барьер
(Н. Schuster - германский патент № 731 313,
1939 г.)
Внутренняя жила коаксиального кабеля
подключена к вибратору несколько в сторо-
не от его середины. Внешний проводник
линии присоединен к середине вибратора
через настроенную катушку (рис. 7.70).
Она согласована так, чтобы электрическая
длина была в точности равна Х/2. Тогда
Несимметричный
Рис. 7.67. Коаксиальный вариант клинообразного трансформатора
7.5. Специальные способы
141
Рис. 7.70. Полуволновый барьер
оплетка кабеля получает потенциал середи-
ны вибратора.
7.5.9. Симметрирующий
трансформатор
на базе петлевого вибратора
Два интересных трансформатора с асиммет-
ричным и половинным петлевым вибрато-
ром запатентовал Блондер (I. S. Blonder) из
США. На рис. 7.71 показан предложенный им
петлевой вибратор с асимметричным питани-
ем [79], а на рис. 7.72 - трансформатор на базе
ряда из половинных вибраторов в качестве
возбуждаемых элементов [80]. В патентах
отсутствуют более подробные сведения.
7.5.10. Гамма-согласование
Гамма-согласование представлено на рис.
7.73. Внешняя оплетка коаксиального кабе-
ля подключается к середине вибратора.
Следует отметить, что качество симметри-
рования небезупречно.
Некоторое улучшение дает двойное гам-
ма-согласование по способу, использован-
ному фирмой Ham-Pro [81]. Коаксиальный
кабель прокладывается по Г-образному
кронштейну от опоры к середине питаемо-
го вибратора, где и кончается экран. Цент-
ральная жила протягивается дальше и че-
рез емкость соединяется с другим анало-
гичным Г-образным кронштейном.
7.5.11. Омега-согласование
Омега-согласование является развитием
гамма-согласования (рис. 7.74). И в этом
случае внешняя оплетка коаксиального ка-
беля подключается к середине вибратора.
7.5.12. L-согласование
L-согласование для преобразования и сим-
метрирования применительно к директор-
ным антеннам метрового диапазона было
описано в 1967 г. радиолюбителем Кампеллом
(Campell, W4KAE) [82]. Здесь используется
L-образный шлейф, загнутый в сторону
Рис. 7.71. Трансформатор на базе петлевого вибратора
(асимметрично возбуждаемый петлевой вибратор)
142
7. Симмётрирующие и запирающие цепи
Рис. 7.72. Трансформатор на базе петлевого вибратора
Рис. 7.74. Омега-согласование
«горячей» половины вибратора, к которой под-
ключена внутренняя жила коаксиального ка-
беля (рис. 7.75).
7.5.13. Емкостный трансформатор
(М. С. Hately- британский патент № 2107128,
1981 г.)
Такой трансформатор (рис. 7.76) предложен
радиолюбителем GM3HAT [83]. В этом уст-
ройстве внешняя оплетка коаксиального ка-
беля также присоединена к середине вибра-
тора.
Литература к главе 7
[1] South worth, G. С.: Proc. IRE, Vol. 18, 1930, No. 9,
pp. 1502-1536.
[2] Roosenstein, H. O.: Uber die Unsymmetrie von Hoch-frequ-
enzleitungen. Telefunken-Zeitung, Nr. 58,1931, S. 45 bis 50.
[3] Eggers, B. A.: An Analysis of the Balun. QST, April 1980,
pp. 19 bis 21.
7.5. Специальные способы
143
[4] Proc. IRE, December 1947, p. 1456.
[5] Buschbeck, W.: Die Entwicklung des transozeanischen
Kurzwellen-Sendedienstes in Deutschland. Telefunken-
Hausmitteilungen, Jg. 20, H. 80, Marz 1939, S. 11 bis 28.
[6] Roosenstein, H. O.: Femsehempfangsantennen. Telefunken-
Hausmitteilungen, Jg. 20, H. 81, Juli 1939, S. 13 bis 21.
[7] H. O. Roosenstein - Dt. Patent 522 682 - 1928.
[8] Lewallen, R. W.: Baluns: What They Do And How They
Do It. ARRL Antenna Compendium, Vol. 1, 1985, pp. 157
bis 164.
[9] Meinke, H. H.: Symmetrierschaltungen bei hohen Fre-
quenzen. FTZ, Jg. 1, H. 8, November 1948, S. 193 bis 199.
[10] Ruhrmann, A.: Symmetrierung und Transformation mit
Koaxialleitungen. Telefunken-Zeitung, Jg. 24, H. 93,
Dezember 1951, S. 237 bis 250.
[11] — Symmetrierglieder. Telefunken Taschenbuch, Techni-
scher Anhang. AEG-Telefunken, Ulm, 1970.
[12] Hu Shuhao: The Balun Family. Microwave Journal,
September 1987, pp. 227 bis 229.
[13] Krischke, A.: Baluns. Kurzwellen-Fachtagung, DARC
Distrikt Bayem-Siid, Miinchen, 1989.
[14] O. Schmidt - Dt. Patent 503 349 - 1928.
[15] A. G. Jensen - US Patent 2,013,154 - 1932.
[16] Guanella, G.: Neuartige Anpassungs-Systeme fur
Hochfrequenz. BBC-Mitt, 31 (1944), S. 327 bis 329.
[17] G. Guanella - Schweiz Pat 242060-1944.
[18] Ruthroff, C. L.: Some Broad-Band Transformers. Proc.
IRE, August 1959, pp. 1337 bis 1342.
[19] Sevick, J.: Broadband matching transformers can handle
many kilowatts. Electronics, Nov. 25, 1976.
[20] Hille, K.: Leitungen fur Breitbandiibertrager. cq-DL
3/77, S. 99.
[21] Hille, K: Baluns. cq-DL 4/77, S. 152, 6/77, S. 229.
[22] Hille, К. H: Baluns. Funk 1-2/84, S. 40; 3/84, S. 40.
[23] Red, E. T: 50-Technik. Beam, 3/86, S. 12; 4/86, S. 18.
[24] Nagle, J. J.: The half-wave balun, theory and application.
Ham Radio, September 1980, pp. 32 bis 35.
[25] Demarest, K.; Plumb, R.; Huang, Z.: Modelling Baluns
with the Method of Moments. IEEE Trans., AP-42, No. 8,
August 1994, pp. 1195 bis 1198.
[26] W. G. Stems - US Pat. 4,460,877 - 1982.
[27] Charman, F: Baluns. RSGB Bulletin, December 1955, pp.
270, 271, 277, Radio Communication, November 1984
(TT), p. 963.
[28] Auerbach, R.: Coax-Speisung symmetrischer Antennen.
DL-QTC 4/1961, S. 159.
[29] W. B. Bruene - US Pat. 2,777,996 - 1954.
[30] Becker, R.: Die Wirkungsweise des Schlitziibertragers als
Symmetriereinrichtung. AEU, Bd. 20, H. 12,
Dezember 1966, S. 647 bis 656.
[31] Zinke, O.: Grundlagen der Breitbandantennen. ZWB-
Bericht Theorie und Technik von Antennen, 1943.
[32] Zinke, O.: Grundlagen der Breitbandantennen fur Meter- und
Dezimeterwellen. Funk und Ton, Jg. 1950, Nr. 9, S. 437 bis 450.
[33] Graziadei, H.: Eine Losung fur einen praktisch
frequenzunabhangigen Ubergang zwischen einem HF-
Kabel und einer erdsymmetrischen HF-Leitung. FTZ, Heft
7,1953, S. 311 bis 319.
[34] F. Raffin, J. M. Martin - Dt. Pat. 3 445 017 - franz.
Prioritat 1983.
[35] Frankel, S.: Reactance Networks for Coupling Between
Unbalanced and Balanced Circuits. Proc. IRE, September
1941, pp. 486 bis 493.
[36] Green, E.: Quarter wave networks. The Marconi Review,Vol.
XII, No. 4, October/December 1949, pp. 157-171.
[37] Isley, С. T: Coupling Unbalanced to Balanced Lines. QST,
April 1950, pp. 20-21.
[38] Roberts, W. B.: A Neglected Form of Balun. QST, April
1969, p. 48.
[39] J. Goldmann - Dt. Pat. 907 544 - 1940.
[40] J. Goldmann - US. Pat. 2,327,418 - 1941.
[41] Marchand, N.: Transmission-Line Conversion Trans-
formers. Electronics, December 1944, pp. 142-145.
[42] Roberts, W. K.: A New Wide-Band Balun. Proc. IRE,
December 1957, pp. 1628-1611.
[43] Oltman, G.: The Compensated Balun. Trans. IEEE MTT-
14, March 1966, pp. 112-119.
[44] Laughlin, G. J.: A New Impedance-Matched Wide-Band
Balun and Magic Tee. Trans. IEEE MTT-24, March 1976,
pp. 135-141.
[45] G. J. Laughlin - US Pat. 3,827,001-1973.
[46] Cloete, J. H: Exact Design of the Marchand Balun.
Microwave Journal, May 1980, pp. 99, 102.
[47] Hallford, B. R.: A Designer’s Guide To Planar Mixer
Baluns. Microwaves, December 1979, pp. 52, 53, 56 - 57.
[48] E. Bruce - US Pat. 1,905,792 - 1929.
[49] M. Ponte - Franz. Pat. 764 473 - 1933.
[50] E. C. Cork, J. L. Pawsey - Brit. Pat. 509,500 - 1937/38.
[51] A. B. Bailey - US Pat. 2,184,729 - 1937.
[52] Hosang, H.: Kleine leistungsfahige Lambda/2-Vertikal-
antenne fur den 144 MHz-Bereich. cq-DL 9/85.
[53] KlUss, A.: T2LT - der abgestimmte Sperrkreis in der
Speiseleitung. cq-DL 9/88, S. 553 bis 554.
[54] Moxon, L.: HF Antennas for All Locations (RSGB, Potters
Bar, Herts UK, 1993), p. 55.
[55] Dome, R. B.: Balanced dipole antenna fed by coaxial
cable. QST, May 1979, pp. 43-44.
[56] The ARRL Antenna Handbook (ARRL, Newington CT,
1994), p. 26-12.
[57] Orr, B.: Ham Radio Techniques. Ham Radio, January
1989, p. 104.
[58] E. T. Harper - US Pat. 3,576,578 - 1967.
[59] Reisert, J.: Simple and efficient broadband balun. Ham
Radio, September 1978, pp. 12-15.
[60] Nagle, J. J.: High-performance broadband balun. Ham
Radio, February 1980, pp. 28-34.
[61] Titterington, R. G.: The ferrite-cored balun transformer.
Radio Communication, March 1982, pp. 216 - 220.
[62] Maxwell, W.: Some Aspects of the Balun Problem. QST.
March 1983, pp. 38 - 40.
[63] Parker, C. U.: How to Select Ferrites and How They Work.
EMC Test & Design, January 1994, pp. 26-29.
[64] Woody, J.: The Use of Ferrites as Suppressors of EMI:
EMC Technology, January/February 1994, pp. 21-23.
[65] Michalowsky, L.; Dreyer, R.: Kampfansage - Neuartige
Magnetmaterialien zum Entstdren. Elektronik Praxis, Nr. 19,
6. Oktober 1994, S. 82 bis 85.
[66] Belrose, J. J.: Transforming the Balun. QST, June 1991,
pp. 30-33.
[67] Meinke, H; Goss I, H; Kraus, H: Symmetrische
Breitbanddipole mit koaxialer Speisung. NTZ, 16 (1963),
Heft 2, S. 65 bis 69.
[68] Wilson, C.: Build a Budget 1:1 Balun. QST, November
1992, p. 65.
[69] Schips, K: Die vergessenen Wellen: Mantelwellen. CQ
DL 9/94, S. 641 bis 643.
144
7. Симметрирующие и запирающие цепи
[4.23] Steel-wool baluns? Hints & Kinks. QST, September
1993, pp. 77-78.
[4.24] The Radio Amateur’s Handbook (ARRL, Newington
CT), 1993, pp. 39-47.
[5.1] Rotkiewicz, W.; Rotkiewicz, P.: Technika odbioru
radiowego (Warszawa, 1962), ff. 62 - 63.
[5.2] — Symmetrierglieder: Telefunken Taschenbuch,
Technischer Anhang (AEG-Telefunken, Ulm, 1970), S. 13.
[5.3] Duncan, J. W.; Minerva, V. P.: 100:1 Bandwidth Balun
Transformer. Proc. IRE, February 1960, pp. 156-164.
[5.4] Gans, M.; Kajfez, D.; Rumsey, V. H.: Frequency
Independent Baluns. Proc. IRE, June 1965, pp. 647.
[5.5] Climer, B.: Analysis of suspended microstrip taper baluns.
Proc. IEE, Vol. 135, Pt. H, No. 2, April 1988, pp. 65-69.
[5.6] H. Graziadei - Dt. Pat. 845 967 - 1949.
[5.7] Jones, E. M.; Shimizu, J. K.: A Wide-Band Strip-Line
Balun. Trans. IRE MTT, January 1959, pp. 128-134.
[5.8] I. S. Blonder - US Pat. 4,218,686 - 1978.
[5.9] I. S. Blonder - US Pat. 4,468,674 - 1982.
[5.10] P. K. Onnigian - US Pat. 5,068,672 - 1989.
[5.11] Campell, R.: The L-Match for 2-Meter Yagi Arrays.
QST, July 1967, pp. 19, 150, 152.
[5.12] Hately, M. C.: A no-compromise, multiband, low-
VSWR dipole. Ham Radio, May 1987, pp. 69-78.
8. Связь фидера с оконечным каскадом
передатчика
Наиболее эффективная передача мощности
от оконечного каскада передатчика через
фидер к излучателю обеспечивается при
соблюдении двух главных требований:
• генератор (выходной каскад передатчика
с его реальным сопротивлением) должен
быть нагружен на чисто активную на-
грузку (антенну) без индуктивных и ем-
костных составляющих;
• антенна и генератор должны быть согла-
сованы по импедансу
Первое из этих требований удовлетворя-
ется всякий раз, когда резонансная частота
излучателя совпадает с частотой выходной
цепи передатчика. Поскольку между соб-
ственно излучателем и генератором почти
всегда имеется фидер, он должен быть из-
готовлен так, чтобы не нарушались условия
резонанса между генератором и антенной.
Это требование считается выполненным,
когда на генераторном конце настроенного
фидера имеется пучность тока (связь по
току) или напряжения (связь по напряже-
нию) и, следовательно, фидер и антенна об-
разуют единую резонансную систему. Со-
гласованный фидер обеспечивает полное
отсутствие стоячих волн.
Импеданс оконечных каскадов ламповых
передатчиков обычно составляет несколько
тысяч ом, тогда как импеданс настроенного
фидера бывает высоким (связь по напряже-
нию) или низким (связь по току).
Напротив, волновое сопротивление нена-
строенного фидера в любительском оби-
ходе варьируется в пределах 50-600 Ом.
Согласование фидера с полным входным
сопротивлением излучателя уже описыва-
лось в главе 5. Поэтому для дальнейшего
изложения достаточно принять, что в соот-
ветствии с первым условием нагрузка па-
раллельного резонансного контура оконеч-
ного каскада является чисто активной, и
это активное сопротивление остается согла-
совать по импедансу с полным сопротивле-
нием генератора. В принципе процесс согла-
сования фидера с передатчиком аналогичен
согласованию громкоговорителя или науш-
ников (нагрузки) с выходным сопротивле-
нием усилителя низкой частоты (генера-
тора).
Согласование сопротивлений по схемам,
представленным на рис. 8.1, используется
достаточно редко, хотя выполнить его не-
сложно.
Если раньше применялись антенны со
связью по напряжению (например, длинно-
проводные, питавшиеся по схеме рис. 8.1а),
то в наши дни распространены почти ис-
ключительно антенны со связью по току
(например, вибраторы с питанием по схеме
рис. 8.16) и симметрированием. Вместо
прямого соединения применяется добавоч-
ный П-образный фильтр (см. рис. 8.4).
При согласовании определенного импе-
данса ZE с анодным импедансом ZR исполь-
зуется переводное соотношение:
нагрузка
Рис. 8.1. Простейшие способы подключения
антенн: а - высокоомная нагрузка (связь
с антенной по напряжению); б - низкоомная
нагрузка (связь с антенной по току
и ненастроенный фидер)
10. Заказ № К-5454.
146
8. Связь фидера с оконечным каскодом передатчика
Для схемы, приведенной на рис. 8.1,
напряжение U непосредственно связано с
числом витков п катушки анодной цепи че-
рез соотношение n/U.
Пример
В схеме (рис. 8.1) катушка L имеет 20 вит-
ков и ZR = 6000 Ом. Требуется определить,
от какого витка следует сделать отвод, что-
бы обеспечить согласование с импедансом
ZE = 60 Ом.
Переводное отношение:
и =
= 7100 = 10
и
п 20 Л
— = — = 2 витка.
U 10
Поэтому для согласования следует соеди-
нить ZE со вторым витком, считая от зазем-
ленного конца катушки.
Отсчет амперметра А максимален при
оптимальном согласовании. Однако по ве-
личине тока антенны не всегда можно су-
дить об излучаемой мощности, поскольку
при подключении по току (пучность тока)
значение тока настолько велико, а при под-
ключении по напряжению (пучность на-
пряжения) оно так мало, что обычный вы-
сокочастотный амперметр становится не-
пригодным для измерений.
Если антенна присоединена по схеме,
представленной на рис. 8.1, то излучаются
все высшие и побочные гармоники, генери-
руемые в резонансном контуре, поэтому ее
обычно не применяют.
Радиолюбителям желательно подклю-
чать антенны такими способами, которые
обеспечивают достаточно надежное подав-
ление побочных излучений во избежание
помех радио- и телевещанию.
В современных любительских пере-
датчиках используются несимметричные
низкоомные выходные каскады (в том чис-
ле транзисторные) для прямого подключе-
ния коаксиальных фидеров с сопротивле-
нием 50-75 Ом. Это уже стало нормой и
должно учитываться в новых разработках.
Преимущества такого подхода будут рас-
смотрены в разделе 8.4.
8.1. Подключение
согласованных фидеров
Современные коротковолновые однопо-
лосные антенны, исключая антенны метро-
вого диапазона, возбуждаются исключи-
тельно через согласованные фидеры, что
обеспечивает наилучшую защиту от помех
радио- и телевещанию. Для питания метро-
вых антенн служат фидеры двух типов: ко-
аксиальный кабель с волновым сопротив-
лением 50 и 75 Ом и плоские УКВ линии с
волновым сопротивлением 240-300 Ом. В
коротковолновой области наряду с коак-
сиальными кабелями все еще используют-
ся настроенные открытые двухпроводные
фидеры с волновым сопротивлением 400-
600 Ом, привлекательные благодаря малым
потерям и дешевизне.
8.1.1. Подключение
коаксиальных кабелей
На рис. 8.2 представлен простейший способ
подключения коаксиального кабеля к вы-
ходному каскаду передатчика. '
При таком подключении требуется, что-
бы добротность резонансного контура со-
ставляла не менее 10, иначе связь индук-
тивности LK с обмоткой катушки контура
LT оказывается недостаточной. Индуктив-
ное сопротивление катушки связи LK на
рабочей частоте должно быть равно вол-
новому сопротивлению коаксиального ка-
беля.
Рис. 8.2. Улучшенный способ подключения коаксиального кабеля
8.1. Подключение согласованных фидеров
147
Изменяя положение катушки LK относи-
тельно Ly, выбирают подходящий коэффи-
циент связи между ними, причем эта связь
всегда устанавливается относительно «хо-
лодного» конца катушки Lp Во избежание
емкостной связи между катушками зазем-
ленный вывод LK следует располагать как
можно ближе к «горячему» концу А катуш-
ки LT. В двухтактном контуре на рис. 8.26
связь осуществляется через среднюю часть
LK, поскольку к ней приурочен нулевой по-
тенциал. При этом неважно, к какому кон-
цу окажется ближе заземленная часть ка-
тушки LK, так как точки А и В являются
одинаково «горячими».
Включение конденсатора переменной ем-
кости Ск последовательно с LK (рис. 8.3) и
настройка контура CKLK на рабочую часто-
ту упрощает установление связи. Такой ре-
зонансный контур повышает избиратель-
ность и, следовательно, способствует по-
давлению помех.
Рис. 8.3. Подключение коаксиального кабеля:
а - к однотактному каскаду; б-к двухтактному
каскаду
Обычно добротность контура связи Q со-
ставляет 2-4. Чем меньше Q, тем сильнее
должны быть связаны LT и LK. Уже при
Q = 2 связь становится оптимальной, а кон-
тур остается настолько широкополосным,
что в границах всего любительского диапа-
зона не требуется подстраивать Ск- Более
высокая добротность облегчает связь до та-
кой степени, что коэффициент связи меж-
ду LK и LT уже не обязан быть слишком
большим, однако ширина полосы пропус-
кания контура сужается, и его приходится
подстраивать конденсатором Ск при каж-
дой смене частоты в пределах любительско-
го диапазона. В табл. 8.1 приведены при-
близительные значения индуктивностей
катушек LK и емкостей конденсаторов Ск,
отвечающие условиям резонанса контура с
Q=2.
При настройке такого контура вместе с
подключенным фидером сначала добива-
ются сравнительно слабой связи между Lk
и LT, когда постепенное изменение Ск вызы-
вает заметный рост тока антенны. Прекра-
тив подстройку Ск после достижении мак-
симума тока (в этот момент величи-
на емкости должна быть близкой к
соответствующему значению, указанному в
табл. 8.1), добиваются наибольшего воз-
можного отбора мощности с анода лампы
оконечного каскада посредством регули-
ровки связи Lk и Lt без изменения ранее
найденной величины Ск.
Добротность контура заметно улучшает-
ся с ростом отношения L/C, поэтому при
необходимости следует уменьшать Ск и по-
вышать LK-
Электрически безразлично, будет под-
строечный конденсатор Ск включен между
катушкой LK и центральной жилой кабеля
(рис. 8.3) или присоединен к другому кон-
цу катушки. Последний вариант, как пра-
вило, применяют там, где требуется, чтобы
Таблица 8.1. Емкости и индуктивности контура связи
в зависимости от волнового сопротивления фидера
Любительский диапазон, м Максимальная емкость Ск и индуктивность LK при разных волновых сопротивлениях фидера
50 Ом 60 Ом 75 Ом
Ск, пФ LK, мкГн Ск, пФ Lk, мкГн Ск, пФ Lk, мкГн
160 890 8,6 800 9,6 600 12,8
80 450 4,3 400 4,9 300 6,5
40 230 2,2 20 2,5 150 3,4
30 160 1,6 145 1,7 ПО 2,3
20 115 1,1 100 1,3 80 1,6
17 90 0,9 80 1,0 60 1,3
15 80 0,7 70 0,8 50 1,1
12 65 0,6 60 0,7 45 0,9
10 60 0,5 50 0,6 40 0,8
148
8. Связь фидера с оконечным каскодом передатчика
ползунок конденсатора Ск находился под
нулевым потенциалом: малые напряжения
позволяют пользоваться обычными для
приемников настроечными конденсатора-
ми, если передаваемая мощность не пре-
вышает допустимую для любителей вели-
чину.
Во многих передатчиках резонансный
контур оконечного каскада строится по схе-
ме П-образного фильтра (фильтр Коллин-
за). В таких случаях специальный контур
связи излишен, так что коаксиальный ка-
бель напрямую подключается к выходу
передатчика. П-образный фильтр, будучи
согласующим трансформатором, хорошо
подавляет высшие гармоники (фильтр низ-
ших частот) и предотвращает помехи ра-
дио- и телевещанию лучше, чем изображен-
ный на рис. 8.3.
Расчет П-образного фильтра
На рис. 8.4 представлен несимметричный,
связанный с анодной цепью передатчика
П-образный фильтр. При его подключении
в расчете на максимальную связь с анодной
цепью (то есть в точке А на рис. 8.4) вход-
ной импеданс фильтра Z] должен быть ра-
вен ZR. Однако обычно такой фильтр при-
соединяют через конденсатор к отводу от
катушки анодной цепи (рис. 8.4а) или ин-
дуктивно через катушку связи (рис. 8.46).
Тогда Z] определяется по переводному от-
ношению:
г. Zr
(8.2)
I—I
I П2 J
Вместо и п2 в приведенную форму-
лу подставляют соответствующее число
витков.
С одной стороны, желательно добиться хо-
рошей добротности контура фильтра £)(чему
соответствует большое отношение L/C), а
с другой - нельзя, чтобы емкость была слиш-
ком малой, иначе она не будет шунтировать
высшие гармоники. На практике добротность
контура задают в пределах 10-15, обычно
выбирая Q= 12.
Емкость С2 определим по формуле:
где со = 2 7tf = 6,28 f - круговая частота;
f - средняя частота.
Рис. 8.4. Подключение коаксиального кабеля
через П-образный фильтр: а - через емкость;
б - через индуктивность
Расчет емкости по приближенной фор-
муле
с 2000
ГмгЛкОм (8.4)
проще и обеспечивает достаточную точ-
ность.
Емкость конденсатора С3 находим из со-
отношения:
(8.5)
где Z2 - выходной импеданс фильтра, рав-
ный волновому сопротивлению кабеля.
Индуктивность рассчитывается по фор-
муле:
L _ QZi 4-coC3Z1Z2
2 u(Q2 + i)
(8.6)
откуда выводится следующая приближен-
ная формула:
Цмкгн=1з|^ (8.7)
гМГц
Здесь L выражается в микрогенри, Z - в
килоомах, f - в мегагерцах. Приближенные
формулы справедливы при Zt > 10Z2 и Q> 10.
Настройка П-образного фильтра осуще-
ствляется следующим образом. Анодная
цепь передатчика при отключенном П-об-
разном фильтре настраивается в резонанс
конденсатором С] (минимум анодного
тока). Затем к передатчику подключают
8.1. Подключение согласованных фидеров
149
фильтр вместе с фидером и антенной и, ос-
тавив Сз в среднем положении, с помощью
С2 добиваются максимума анодного тока.
Эту процедуру повторяют при разных
положениях С3 до тех пор, пока не будет най-
дено такое, при котором анодный ток дости-
гает наибольшей величины и, следователь-
но, присутствуют резонанс и согласован-
ность. Во время поиска резонанса фильтра
анодная цепь передатчика (Cj) должна ос-
таваться неизменной в резонансном состо-
янии. Ее подстройка допустима только при
смене частоты.
Подключение коаксиального кабеля
к оконечному каскаду УКВ передатчика
УКВ антенны с питанием по коаксиально-
му кабелю подключаются к оконечному
каскаду передатчика несколько иначе (см.
рис. 8.5).
Схема, изображенная на рис. 8.5а, соот-
ветствует распределению тока в схеме на
рис. 8.3 и применяется в однотактных и
двухтактных каскадах. Аналогичный вари-
ант соединения с симметричным резонанс-
ным контуром показан на рис. 8.56. В этом
случае параллельно шлейфу связи включа-
ется дополнительный подстроечный кон-
денсатор Ср, который вместе с конденсато-
ром Cs позволяет компенсировать возмож-
ные реактивные составляющие.
В 2-метровом диапазоне (145 МГц) ем-
кость лампы оконечного каскада составляет
уже значительную долю емкости всей цепи,
и потому не удается обеспечивать такое от-
ношение L/C, которое необходимо для вы-
сокой добротности резонансного контура
схемы, представленной на рис. 8.5а. Пони-
женная добротность этого контура влечет за
собой слабую связь выходного каскада с фи-
дером, так что сближение катушки связи с
катушкой резонансного контура может ока-
заться недостаточным для компенсации ма-
лой добротности. В двухтактных каскадах
указанная трудность проявляется еще бы-
стрее, поскольку в таком случае выходные
емкости ламповых систем включены в
колебательный контур последовательно (а в
однотактных каскадах - параллельно).
Схема на рис. 8.6 отличается большей
добротностью контуров и, значит, более
благоприятными условиями связи. На пер-
вый взгляд она похожа на последователь-
ное включение резонансных цепочек, но в
действительности это параллельный резо-
нансный контур, где емкости лампы Су и Сд
соединены последовательно.
Рис. 8.6. Подключение коаксиального кабеля
через емкостный делитель напряжения
Благодаря этому суммарная емкость кон-
тура оказывается небольшой, а доброт-
ность - высокой. Правильному подключе-
нию коаксиального кабеля по импедансу
способствует то обстоятельство, что Су и
СА образуют емкостный делитель напряже-
ния. Тем самым обеспечивается легкость
установки таких соотношений емкостей,
при которых волновое сопротивление коак-
сиального кабеля согласуется с импедан-
сом резонансного контура. Максимально
возможный анодный ток служит призна-
ком такого состояния. Поскольку Су и Сд
входят в резонансный контур, подстройка
резонанса необходима при каждом измене-
нии этих емкостей.
8.1.2. Подключение симметричного
согласованного фидера
Способ подключения симметричного фи-
дера не зависит от его типа, будь то плос-
кий УКВ кабель с волновым сопротивлени-
ем 240-300 Ом или открытая двухпровод-
ная линия с сопротивлением 400-600 Ом.
Рис. 8.5. Подключение коаксиального кабеля к оконечному каскаду УКВ передатчика:
а - обычная схема; б - усовершенствованное подключение к двухтактной цепи
150
8. Связь фидера с оконечным каскодом передатчика
Такие линии допускают индуктивное со-
единение с катушкой резонансного контура.
Однако волновое сопротивление линии
240-600 Ом столь велико, что катушка свя-
зи должна характеризоваться параметрами,
при которых число ее витков достигает по-
ловины числа витков катушки контура. В
этом случае в катушке связи наводится
сравнительно слабое напряжение, что зат-
рудняет отбор мощности выходного каска-
да. Кроме того, требования к габаритам не
всегда позволяют размещать большие ка-
тушки в корпусе передатчика.
Подобные недостатки можно устранить,
если перед фидером ввести настроенный
промежуточный контур и подключить его к
резонансному контуру через линию-связку.
На рис. 8.7 представлены соответствующие
схемы для однотактных и двухтактных вы-
ходных каскадов.
В начале настройки обеспечивается сла-
бое взаимодействие катушки промежуточ-
ного контура с катушкой анодной цепи.
После настройки Ст в резонанс (минимум
анодного тока) ручки катушек промежу-
точного контура устанавливаются в сред-
нее положение, а сам контур настраивается
в резонанс с помощью конденсатора СА
(максимум анодного тока). Как правило,
выходной контур слегка уходит от резонан-
са, и его приходится подстраивать. Затем
немного изменяют степень взаимодействия
катушек промежуточного контура, каждый
раз настраивая в резонанс анодный и про-
межуточный контуры. Признаком успе-
шного завершения настроек служит неиз-
менность резонанса анодного контура при
изменении СА, сопровождаемом только
уменьшением анодного тока по обе сторо-
ны от резонансного максимума. При этом
согласованные сопротивления оказывают-
ся чисто омическими. В случае неудачи
следует повторить всю процедуру при дру-
гом положении ручек катушек промежу-
точного контура.
Линия связи между обеими катушками
промежуточного контура может иметь про-
извольную длину; она выполняется из от-
резка плоского (лучше - коаксиального)
кабеля. На рис. 8.8 изображена более совер-
шенная схема с настраиваемыми катушка-
ми промежуточного контура и коаксиаль-
ным кабелем в качестве линии связи между
ними. Здесь контур связи на стороне пере-
датчика Ь2С2 характеризуется теми же пара-
метрами, что и настроенный контур связи
на рис. 8.3.
Индуктивность L3 определяется по фор-
муле:
Чмкгн=^- (8-8)
Рис. 8.7. Усовершенствованное подключение ненастроенной симметричной двухпроводной линии:
а - однотактный, б - двухтактный оконечные каскады
Рис. 8.8. Схема подключения произвольных согласованных симметричных линий передачи
8.2. Подключение согласованных фидеров
151
где ZK - волновое сопротивление (в омах)
коаксиального кабеля, связывающего
Ь2 и L3; L3 выражена в микрогенри, a f -
в мегагерцах.
Пример
f = 14 МГц; ZK = 60 Ом
L3 = -^- =1,36мкГн
3 14тс
Емкость С3 следует выбирать так, чтобы
при заданном значении L3 возникал резо-
нанс на рабочей частоте. Параметры резо-
нансного контура L4C4 приблизительно
равны параметрам анодной цепи ЦСр Ме-
сто соединения симметричного фидера с
катушкой Ь4 подбирается опытным путем в
соответствии с его волновым сопротивле-
нием. Лучший способ - воспользоваться
рефлектометром в цепи коаксиального ка-
беля. Изменяя точки отводов на катушке L4
и подстраивая С4 и С3, находят положение,
при котором КСВ = 1. Затем с помощью С2
устанавливают оптимальную нагрузку вы-
ходного каскада.
Описываемые далее схемы подключения
настроенных фидеров пригодны и для со-
гласования симметричных линий.
8.2. Подключение
согласованных фидеров
Прежде чем подключать согласованный
фидер к оконечному каскаду передатчика,
необходимо выяснить, является конец ли-
нии высокоомным (пучность напряжения)
или низкоомным (пучность тока). При
соединении фидера и передатчика по току
применяют последовательное питание в
соответствии со схемой на рис. 8.9а, а при
соединении по напряжению - параллельное
питание (по схеме 8.96). Поскольку антен-
ны с согласованным фидером почти всегда
работают в многополосном режиме, целесо-
образно пользоваться универсальным со-
гласующим блоком, представленным на
рис. 8.9в, который позволяет подключать
фидер как по Току, так и по напряжению.
П-образный фильтр особенно эффективен
благодаря надежному подавлению высших
гармоник. Настроенная линия часто не-
симметрична относительно земли, поэто-
му П-фильтр должен быть симметричным
(рис. 8.9г). Такая система подключения по-
зволяет добиваться резонанса всего антен-
но-фидерного комплекса при подстройке
рабочей частоты, что всегда важно для мно-
годиапазонных антенн.
Если настроенный фидер симметричен
относительно земли, его подключение к
двухтактному каскаду существенно упро-
щается, ибо такому каскаду свойственна
аналогичная симметричность (рис. 8.10а).
В случае необходимости подключить сим-
метричный фидер к однотактному оконеч-
ному каскаду. Выходной резонансный кон-
тур делается симметричным за счет смеще-
ния высокочастотного нулевого потенциала
к середине катушки. В данной точке прило-
жено анодное напряжение, и она отсечена от
массы, поэтому здесь присутствует «холод-
ный» потенциал, а концы катушки являют-
ся «горячими», что превращает однотакт-
ный контур в симметричный относительно
земли. Однако нужно помнить, что ротор
подстроечного конденсатора сохраняет вы-
сокочастотный потенциал. В связи с этим
разумно применять сдвоенный подстроеч-
ный конденсатор, где роторы совместно за-
землены, а каждый из статоров соединен со
«своим» концом катушки.
Рис. 8.9. Схемы для подключения настроенного фидера к оконечному каскаду передатчика:
а - соединение по току (последовательное питание); б - соединение по напряжению
(параллельное питание); в - универсальное соединение (по току и напряжению);
г - симметричный П-образный фильтр
152
8. Связь фидера с оконечным каскодом передатчика
Рис. 8.10. Подключение настроенного фидера: а - к двухтактному оконечному каскаду,
б-к однотактному оконечному каскаду
Необходимо, чтобы индуктивная связь
анодного контура и катушки связи была ре-
гулируемой. Такое условие нередко порож-
дает трудности с размещением компонен-
тов оконечного каскада передатчика. По-
этому во многих случаях целесообразно и
электрически оправдано пространственно
разносить цепь связи с антенной и оконеч-
ный каскад, соединяя их промежуточной
линией (рис. 8.11).
Рис. 8.11. Подключение цепей связи с помощью
промежуточной линии: а - к двухтактному,
б-к однотактному оконечному каскаду
Для построения такой линии использу-
ются витая пара проводов возможно боль-
шего сечения, сетевой шнур, плоский УКВ
кабель, а еще лучше - коаксиальный ка-
бель. Линия должна быть свободной от
ограничений по длине и с обоих концов
замыкаться катушками связи. Необходи-
мое число витков этих катушек определя-
ют опытным путем, но обычно достаточно
трех. Для расчета оптимальных параметров
катушек используется формула:
пк=п(|Г (8.9)
где пк - число витков катушки связи;
nt - число витков катушки анодной
цепи;
Z] - волновое сопротивление проме-
жуточной линии;
ZR - импеданс анодной цепи.
Волновое сопротивление витой пары со-
ставляет около 80 Ом.
Катушки связи облегчают регулировку сте-
пени взаимодействия анодной цепи с настро-
ечным блоком. Промежуточная линия явля-
ется согласованной, так как по своему вол-
новому сопротивлению она согласована с
импедансом настроечного блока. По этой при-
чине длина линии ничем не ограничена, а сама
она практически не излучает паразитных ко-
лебаний, причем в наибольшей степени ска-
занное относится к линии из коаксиального
кабеля. В разделе 5.3.2 такой случай был на-
зван «смешанным питанием». Настроенная
линия превращается в согласованную, что
позволяет прокладывать ее в здании от антен-
ного ввода до передатчика, не заботясь о длине
и конфигурации и не опасаясь ее излучения.
Антенный настроечный блок монтируется
в легкодоступном месте: рядом с вводом ан-
тенны в здание или снаружи - рядом с гро-
моотводом. Преимущества подобного раз-
мещения обычно перевешивают мелкие
неудобства, связанные с необходимостью
подстройки блока при смене рабочей часто-
ты. Помехи радио- и телевещанию сводятся
к минимуму, так как настроенная линия со
стоячими волнами вынесена за пределы жи-
лых помещений с их электросетью, а проме-
жуточная согласованная линия низкоомна.
При настройке схемы, изображенной на
рис. 8.11, целесообразно придерживаться
следующего сценария:
1. Настроить в резонанс анодную цепь око-
нечного каскада, снижая, если надо,
анодное напряжение, и сохранять най-
денные установки вплоть до окончания
процедуры.
8.2. Подключение согласованных фидеров
153
2. Если реализуется связь по напряжению,
то выставить оба конденсатора Cs на
максимальную емкость и оставить ее
неизменной до завершения настройки.
Добиться наибольших показаний ам-
перметров А с помощью настроечных
конденсаторов Ср. В случае связи по на-
пряжению ток антенны крайне слаб и
лампочка тлеющего разряда рядом с
конденсаторами Cs при необходимости
послужит удобным индикатором мак-
симума напряжения.
3. Взаимодействие катушек и установка
Ср подбираются до тех пор, пока оба ам-
перметра А не покажут одинаковый и
максимальный ток антенны.
4. Если реализуется связь по току, конден-
сатор Ср устанавливается на минимум
до конца настройки. Подбирая поло-
жения конденсаторов Cs и изменяя сте-
пень взаимодействия катушек, доби-
ваются максимального тока антенны,
одинакового в обоих проводах линии.
Необходимо обратить внимание на пра-
вильный выбор амперметра: при токо-
вой связи сила тока в антенне очень ве-
лика.
5. По достижении оптимума улучшить ре-
зультат можно посредством осторожно-
го подстраивания анодной цепи оконеч-
ного каскада.
Фильтр Коллинза - почти идеальное
средство настройки антенн, применяемое
многими коротковолновиками. Однако в
подобных фильтрах имеет место более или
менее сильное вынужденное излучение
вспомогательных проводников.
Известный П-образный фильтр, принцип
действия которого описан в разделе «Рас-
чет П-образного фильтра», отличается це-
лым рядом достоинств и до сих пор почти
не имеет конкурентов среди других уст-
ройств. Преимущества такого фильтра со-
стоят в следующем:
• с его помощью обеспечивается резонанс
неточно рассчитанных излучателей и фи-
деров;
• почти любые полные сопротивления из-
лучателей или фидеров удается опти-
мально согласовать с оконечным каска-
дом передатчика;
• он действует как фильтр нижних частот,
то есть пропускает лишь рабочую часто-
ту и более низкие («медленные») часто-
ты, отсекая от антенны более высокие
частоты и эффективна подавляя высшие
гармоники, что повышает надежность ра-
дио- и телепередач.
Однако, если в схеме и конструкции пере-
датчика не заложены меры подавления выс-
ших гармоник, антенный П-фильтр не смо-
жет подавить их настолько, чтобы они не
влияли на высокочувствительные телепри-
емники с их направленными антеннами.
Применение П-образного фильтра - лишь
одна из мер, необходимых для устранения
высших гармоник.
Для антенн с настроенными фидерами
пригодны только симметричные П-фильт-
ры. На рис. 8.12 показано, как присоеди-
нить такой фильтр к двухтактному оконеч-
ному каскаду. При подключении сим-
метричного П-фильтра к однотактному
каскаду анодная цепь симметрируется по
схеме 8.106 и рассматривается как двухтак-
тная. Если желательно сохранить одно-
тактную цепь, не отказываясь от симмет-
ричности фидера, П-фильтр индуктивно
подключают к анодной цепи через проме-
жуточную линию по схеме, показанной на
рис. 8.13. При этом надо следить, чтобы
связующая катушка Ls на стороне передат-
чика была заземлена там, где указан «горя-
чий» конец А анодной цепи, и обеспечить
жесткость связи между Ls и катушкой уси-
лителя мощности, а также между катушка-
ми Lc и LK.
Катушки и Lc состоят из 2-3 витков во
всех коротковолновых диапазонах. LK и Lc
Рис. 8.12. Симметричный П-образный фильтр
для антенн с настроенным фидером:
а - емкостное соединение с анодной цепью;
б - индуктивное соединение с анодной цепью
154
8. Связь фидера с оконечным каскадом передатчика
Рис. 8.13. Подключение симметричного П-образного фильтра к несимметричной анодной цепи
ни в коем случае не менять установки,
обеспечивающие резонанс цепи усили-
теля мощности.
2. Подключить П-образный фильтр с ан-
тенной к анодной цепи и восстановить ее
резонанс подстроечным конденсатором
СЕ, оставляя СА в среднем положении.
3. Ступенчато изменяя СА и подстраивая
резонанс анодной цепи с помощью СЕ,
определить направление смещения СА,
вызывающее возрастание тока антенны,
а затем найти положения СА и СЕ, при ко-
торых ток выходит на максимум. Добив-
шись совпадения максимальных токов в
обоих проводах, завершить процедуру.
4. При первой настройке нового П-образ-
ного фильтра или новой антенны следу-
ет несколько раз выполнить указанные
действия при различном количестве
витков катушки LA, чтобы подобрать
наиболее благоприятную величину ин-
дуктивности.
5. Если ток в ветвях схемы разный, связь
П-образного фильтра и анодной цепи
следует регулировать до тех пор, пока
не совпадут показания амперметров в
цепи антенны. При найденном положе-
нии катушек надо еще раз повторить
настройку по пунктам 2 и 3.
Всеволновый настроечный блок, особен-
но удобный для согласования настроенного
симметричного фидера и передатчика с вы-
ходом под коаксиальный кабель, называют
Z-соединителем. Он снабжен симметрич-
ными входами для всех любительских ко-
ротковолновых диапазонов (рис. 8.14). Кон-
денсатор настройки Cj монтируется на изо-
ляторе, а ротор конденсатора не должен
контактировать с массой. Конденсатором
С2 служит двухстаторный настроечный
конденсатор с общим ротором емкостью
2x250 пФ, но его можно заменить обыч-
ным сдвоенным переменным конденсато-
ром. Индуктивная связь между парами ка-
тушек Li/L2 и L3/L4 недопустима, поэтому
их размещают взаимно перпендикулярно.
Все катушки выполнены из медного про-
вода диаметром 2 мм со следующими пара-
метрами:
L! - 5 витков диаметром намотки 65 мм;
L2 — 5 витков диаметром намотки 75 мм;
L3 - 8 витков диаметром намотки 65 мм;
Ь4 - 6 витков диаметром намотки 75 мм.
Витки катушек уложены с шагом 6 мм. L2
расположена над Lb а Ь4 - над L3, так что
взаимодействующие катушки тесно связа-
ны между собой.
8.3. Согласование передатчика
с фидером
Такие устройства в зарубежной литературе
называют «transmatch» (англ, transmitter
line matcher - согласователь линии переда-
чи, СЛП). СЛП применяется для согласо-
вания передатчиков или приемопередатчи-
ков с антеннами или высокочастотными
линиями передачи. В более широком смыс-
ле термин охватывает согласующие устрой-
ства с Г-, П- или Т-образными звеньями,
включаемыми между передатчиком/при-
емопередатчиком и антенной.
Как правило, выходная цепь передатчика
строится в расчете на согласование с импе-
дансом в интервале 25-100 Ом. Если под-
Рис. 8.14. Многодиапазонный
Z-соединитель для согласования
симметричных фидеров
с низкоомным выходом передатчика
8.3. Согласование передатчика с фидером
155
ключаемый импеданс выходит за указанные
пределы, прямое согласование оказывается
невозможным и приходится вводить согла-
сующую цепь между выходом передатчика и
фидером. Согласование приемопередатчика
с антенным кабелем необходимо, чтобы вос-
препятствовать снижению выходной мощ-
ности из-за рассогласованности транзис-
торных выходных каскадов современной
аппаратуры, однако оно не устраняет рас-
согласование антенны и фидера.
При определении параметров согласую-
щих устройств исходят из того, что у всех
современных приемопередатчиков имеется
несимметричный выход для подключения
коаксиального кабеля с волновым сопро-
тивлением 50 Ом. Практически есть три
типа СЛП:
• базовый;
• Т-образный;
• на последовательно-параллельных емко-
стях.
8.3.1. Базовый СЛП
Эту схему называют также универсаль-
ной (universal transmatch, UT). Термин
«transmatch» принадлежит известному
американскому радиолюбителю Мак-Кою
(McCoy), назвавшему так свое согласую-
щее устройство [5]. Схема СЛП приведе-
на на рис. 8.15.
Ее характерной чертой служит сдвоен-
ный конденсатор на входе. Катушка выпол-
няется с плавной или ступенчатой регули-
ровкой индуктивности. Варианты схемы
опубликованы в [6-8]. Возможные номи-
налы схемных элементов: Ci = 2x200 пФ;
С2= 250 пФ; Lj = 18-28 мкГн. Аналогичные
схемы используются и в УКВ диапазоне
(см., например, [9]).
8.3.2. Т-образный СЛП
Если убрать нижнюю часть сдвоенного кон-
денсатора, получится почти равнозначная,
но более простая и дешевая в реализации
схема Т-образного СЛП (рис. 8.16) [10, И].
Такое согласующее устройство называют
тюнером CLC. Он является фильтром
верхних частот и широко применяется в
современной аппаратуре. Возможные но-
миналы схемных элементов: Ct = 250 пФ;
С2 = 250 пФ; Lt = 18 мкГн.
Существует так называемый дифферен-
циальный Т-образный СЛП, в котором Ci и
С2 заменены дифференциальным конденса-
тором [12, 13]. Эту же схему строят как
фильтр нижних частот (тюнер LCL), исполь-
зуя следующие возможные номиналы схем-
ных элементов: Li = 18 мкГн; L2 = 18 мкГн;
Ci = 250 пФ [14].
В таком исполнении обеспечивается бо-
лее глубокое ослабление гармоник: на 25,
35 и 45 дБ для второй, третьей и четвертой
гармоник соответственно [15].
8.3.3. СЛП
на последовательно-параллельных
емкостях
Отличительным признаком СЛП на после-
довательно-параллельных емкостях (СЛП
ППЕ) является сдвоенный конденсатор на
выходе (рис. 8.16). Схема, опубликованная в
1980 г. [16], обеспечивает согласование пол-
ных сопротивлений в весьма широком диа-
пазоне - от нескольких ом до тысячи и бо-
лее - благодаря последовательному вклю-
чению выходного конденсатора [17-19].
Возможные номиналы схемных элементов:
Ci = 200 пФ; С2 = 2x200 пФ; Li = 28 мкГн.
Для современных приемопередатчиков, в
которых не используется режим класса С и
не применяется удвоение частоты в оконеч-
ном каскаде, проблема подавления высших
гармоник в согласующем устройстве утра-
тила остроту.
Для Г - и Т- образной
антенн Виндома
Для коаксиального
кабеля
Для симметричного
фидера
Рис. 8.15. Базовый СЛП
156
8. Связь фидера с оконечным каскодом передатчика
„ Cl
Передатчик
Ж

Для Г - и Т- образной
А1 антенн
“у Аг Для коаксиального
кабеля
дечнике 1:4 7
А3 Для симметричного
фидера
Рис. 8.16. Т-образный СЛП
„ Ci
Передатчик
Для Г - и Т- образной
< антенн
? Для коаксиального
С2
Для симметричного
фидера
дечнике 1:4
Рис. 8.17. СЛП на последовательно-параллельных емкостях
выходе (рис. 8.16). Схема, опубликованная в
1980 г. [16], обеспечивает согласование пол-
ных сопротивлений в весьма широком диа-
пазоне - от нескольких ом до тысячи и бо-
лее - благодаря последовательному вклю-
чению выходного конденсатора [17-19].
Возможные номиналы схемных элементов:
Ci = 200 пФ; С2 = 2x200 пФ; Ц = 28 мкГн.
Для современных приемопередатчиков, в
которых не используется режим класса С и
не применяется удвоение частоты в оконеч-
ном каскаде, проблема подавления высших
гармоник в согласующем устройстве утра-
тила остроту.
В противоположность обычным фильт-
рам нижних частот (например, П-образ-
ным), СЛП ППЕ с его качеством фильтра
верхних частот выгоден там, где требуется
подавлять сигнал от мешающего длинно-
волнового передатчика. Например, при со-
гласовании в 80-метровом диапазоне сиг-
нал от средневолнового передатчика ослаб-
ляется на 30 дБ.
8.4. Промышленное
согласование антенн
Промышленность предлагает аппаратуру для
согласования антенн в различном исполне-
нии. Схема строится таким образом, чтобы ее
входной импеданс составлял 50 Ом, а выход-
ной регулировался в широких пределах (25-
4000 Ом) для согласования линий произ-
вольной длины. На стороне выхода име-
ются разъемы для фидеров разного типа:
коаксиального кабеля, однопроводной линии
или двухпроводного фидера. В последнем
случае в качестве симметрирующего уст-
ройства применяют трансформатор 1:4 на
кольцевом сердечнике.
Аппаратуру для согласования антенн по-
ставляют следующие фирмы: США - АЕА,
Ameritron, Dentron, Drake, Johnson, Heath,
Magnum, MFJ, Miller, Murch, Palomar, SGC,
Ten-Tec; Япония - Daiwa, Icom, Kennwood,
Yaesu, Tokyo; Великобритания - Cap. Co,
КW-Electronics, SST; Германия - Annecke,
Kelemen; Канада - Vectronics.
Большинство согласующих устройств
промышленного изготовления оснащены
встроенным рефлектометром для индика-
ции оптимального согласования.
Схема базового СЛП фирмы Johnson
изображена на рис. 8.15. В любительских
диапазонах 3,5-28 МГц устройство работа-
ет без переключений благодаря наличию
катушки Lt с плавной регулировкой индук-
тивности и ее индикацией. Симметричные
фидеры подключаются через симметриру-
ющий трансформатор на кольцевом сердеч-
нике. Устройство дополнено встроенным
рефлектометром.
На рис. 8.16 показана схема Т-образного
СЛП типа 160-10 АТ фирмы Denton. Здесь
от индуктивности Ц отходят 12 отводов к
ступенчатому переключателю. Устройство
можно применять также в 160-метровом
диапазоне.
Принцип П-образного фильтра лежит в
основе согласующего блока MN-4 фирмы
Drake (рис. 8.18). Многопозиционный пе-
реключатель одновременно переключает
отводы катушки L2 и постоянные конденса-
торы Сб-С10 в соответствии с рабочим лю-
бительским диапазоном. С12 компенсирует
8.5. Применение согласующих устройств
157
Рис. 8.18. П-образный фильтр (фильтр Коллинза)
реактивное сопротивление на входе фидера.
В этом устройстве также имеется встроен-
ный рефлектометр.
8.5. Применение
согласующих устройств
Существует множество антенн, рассчитан-
ных на возбуждение через коаксиальный
кабель. При непосредственном подклю-
чении антенны к коаксиальному разъему
приемника малые рассогласования и реак-
тивные составляющие удается устранять
средствами согласования, встроенными в
передатчик. Аппаратуру для согласования
следует применять лишь в тех случаях,
когда рассогласование и реактивные со-
ставляющие выходят за пределы возмож-
ностей передатчика, либо при необходимо-
сти согласовать антенну с симметричным
фидером или с однопроводной линией про-
извольной длины.
Коаксиальный кабель - технически и эко-
номически оптимальное решение проблемы
передачи энергии от передатчика к антенне.
Радиолюбителю ни в коем случае нельзя
отказываться от применения рефлектомет-
ра: это важнейший и вместе с тем простей-
ший индикатор, позволяющий оптимально
согласовывать антенну с выходом прием-
ника и следить за сохранностью согласова-
ния. Построить такой прибор несложно, к
тому же расход материалов при этом мини-
мален (см. главу 31 тома 2). Точность пока-
заний самодельного рефлектометра всегда
достаточна для практических целей, так как
его основное назначение - уловить направ-
ленность изменений при настройке. Чтобы
не ограничивать возможности применения
рефлектометра, лучше строить его отдель-
но от согласующего устройства.
На рис. 8.19а показана конфигурация с реф-
лектометром, включенным между выходом
передатчика и согласующим устройством в
качестве стационарного индикатора рабоче-
го режима. В данном случае устройство и
передатчик настраивают так, чтобы рефлек-
тометр показывал максимальную прямую
мощность и нулевую обратную. Для этого
согласующее устройство должно оптималь-
но согласовать антенну с выходом передат-
чика. Тогда на выходе не будет отраженной
мощности и реактивных составляющих, а
сам передатчик сможет передать антенной
системе всю свою мощность.
Такая рабочая конфигурация правильна,
но ничего не говорит о наличии стоячих
волн на входе согласующего устройства со
стороны антенны. А это надо знать для
оценки суммарных потерь при передаче
мощности между передатчиком и антенной.
Как уже отмечалось в разделе 5.2.2, радио-
любители бывают сильно, но безоснова-
тельно обеспокоены самим присутствием
стоячих волн. Их удается измерить, если
рефлектометр включить по схеме, показан-
ной на рис. 8.196, между фидером и согла-
сующим устройством, не нарушив при этом
его настройки (согласованность с выходом
передатчика). В таком положении рефлек-
тометр зафиксирует как раз те стоячие вол-
ны фидера, которые предстоит «обрабаты-
вать» согласующему устройству. Оценив
стоячие волны и воспользовавшись вык-
ладками из раздела 5.2.2, нетрудно опреде-
лить, какая часть мощности передатчика
растрачивается попусту, а какая расходует-
ся на излучение. После решения этой зада-
чи рефлектометр возвращают на прежнее
место (рис. 8.19а) для непрерывного конт-
роля согласованности. При смене частоты
передатчика устройство должно быть со-
гласовано так, чтобы рефлектометр вновь
показывал максимальную прямую мощ-
ность и нулевую обратную. Антенное согла-
сующее устройство дает преимущества и
при радиоприеме, обеспечивая максимально
158
8. Связь фидера с оконечным каскадом передатчика
а)
Рис. 8.19. Расположение рефлектометра
в антенном тракте передатчика: а - индикация
согласованности передатчика, поддерживаемой
согласующим устройством; б - индикация
стоячих волн фидера
возможное напряжение на входе приемника. В
режиме приема согласующее устройство на-
страивают по наибольшей громкости входно-
го шума. Это особенно оправдано в 40-метро-
вом диапазоне, где фантомные сигналы подав-
ляются благодаря селективности устройства.
В [20] изложены сведения о возможных
применениях антенных согласующих уст-
ройств, а в [21] приведены общие рекомен-
дации по настройке СЛП. Ниже описана
процедура настройки СЛП типа Т-образно-
го звена-фильтра высоких частот:
1. Прежде всего настроить передатчик или
приемопередатчик для работы с 50-ом-
ной нагрузкой и оставить в неприкосно-
венности настраивающие элементы.
2. Между передатчиком или приемопере-
датчиком и СЛП ввести измеритель КСВ.
3. Оба переменных конденсатора устано-
вить на среднюю емкость.
4. Изменяя индуктивность, добиться мак-
симальной громкости шумов или ра-
диопередачи.
5. Включить передатчик или приемопере-
датчик и уменьшать мощность до тех
пор, пока измеритель КСВ не покажет
едва заметное отклонение. Ни в коем
случае не настраивать при максималь-
ной мощности!
6. При работе с приемопередатчиком, ав-
томатически устраняющим рассогласо-
вание, ввести параллельно коаксиаль-
ному гнезду Т-образного звена эквива-
лентную нагрузку в качестве основной.
7. Изменяя индуктивность, добиться сни-
жения КСВ.
8. Посредством вращения переменных
конденсаторов Т-звена и антенны сни-
зить КСВ (в силу взаимного влияния
этих конденсаторов их надо подстраи-
вать поочередно, пока не будет получен
минимальный КСВ).
9. Если он недостижим, то подстроить ка-
тушку индуктивности (так же действовать
и при появлении пробоев в конденсато-
рах).
10. Достигнув минимального КСВ, пере-
ключиться на максимальную мощность.
Настройка переменных конденсаторов
Т-образного звена (фильтра верхних час-
тот) может оказаться затруднительной из-
за недостаточной чувствительности рук
при работе на 14 МГц.
Литература к главе 8
[1] Gruhle W.: Das Collins-Filter. Funk-Technik, 1952, H. 4,
S. 104 bis 105.
[2] Hoff I.: Pi Matching Networks-Tables of Values. Ham
Radio, June 1977.
[3] Anderson J. L.: Pi Network Design. Ham Radio, March
1978, pp. 36-40.
[4] Kleine К-H.: Zur Dimensionierung von Pi-Filtem, cq-DL,
9/1980, S. 405 bis 408.
[5] McCoy L. G.: The 50-Ohmer Transmatch, QST, July 1961,
pp. 30-31,136.
[6] McCoy L. G.: A. Wide-Range Transmatch, QST, November
1961, pp. 51-54.
[7] Johnson L. Q.: Band-Switching Transmatch, QST, October
1967, pp. 22-24.
[8] McCoy L. G.: The Ultimate Transmatch, QST, July 1970,
pp. 24-27, 58.
[9] Moretti C. E: A Transmatch for 432 MHz - Why not! QST,
September 1981, pp. 38-39.
[10] Schultz J. J.: Using a Т-Network, CQ, May 1968.
[11] Schultz J. J.: Two Tuners Not To End All Tuners, CQ,
August 1992, pp. 32, 34, 35-37, 38.
[12] Schultz J. J.: The MFJ-986 Differential-T-Tuner and....
CQ, September 1989, pp. 38-40.
[13] Grierson M.: A differential T-match antenna tuner, Radio
Communication, September 1990, pp. 48-49.
[14] Schultz J. J.: The Suitcase Antenna Tuner, CQ, August
1989, pp. 40, 42-43.
[15] Orr B.\ More on ATU, CQ, August 1992, p. 104.
[16] De Maw D.: Ultimate Transmatch Improved (SPC). QST,
July 1980, p. 39.
[17] Michaelis M.: Die Matchbox. Funk 4.90, S. 54 bis 56,
Funk 5.90, S. 65 bis 66.
[18] Cebik L. B.: The SPC Transmatch. 73 Magazine, October
1990, pp. 22-25.
[19] BlechschmidtA.: Der SPC-Preselector. Kurier 11/93, S. 8 bis 11.
[20] De Maw D.: Antenna Tuners: Are They Necessary? QST,
August 1989, pp. 43-44.
[21 ] McCoy L.: How To Adjust A Transmatch. CQ, April 1991,
pp. 18-20, May 1991, pp. 38-40.
Butterworth D. A.: A switched «Z»-match aerial unit. Radio
Communication, April 1972, pp. 221-222.
Noel E. A.: Convenient Antenna-Switching and Transmatch
Unit. QST, August 1972, pp. 32-34.
Rayer E: Design for a Multi-Match Coupler, Short Wave
Magazine, December 1971, pp. 606-610.
Simon A.: Anpassungsschaltungen fur unsymmetrische
Drahtantennen. Frequenz, 8 (1954), H. 2, S. 48-56.
Thurber К T: The Transmatch Revised. CQ, July 1982, pp. 70-73,
August 1982, pp. 50-55, September 1982, pp. 58-60,64,67.
Varney L: An Improved Z-Match ASTU. Radio Communica- *
tion, October 1985, pp. 770-771, 776.
9. Практика высокочастотных антенн
Новичок обычно теряется, не зная, как выб-
рать антенну, отвечающую его условиям.
Можно, конечно, отправиться к ближай-
шему преуспевающему коротковолнови-
ку, но далеко не всегда его совет пойдет на
пользу: скорее всего, он порекомендует свою
передающую антенну с выбранным им рас-
стоянием между проводниками.
К тому же некоторые профессионалы все
еще верят в чудо-антенну и продолжают
тратить средства и труд в безуспешных по-
исках. Но физика воздвигла здесь непре-
одолимые преграды.
Особо благоприятное топографичес-
кое положение в сочетании с хорошими
ионосферными условиями прохождения
волн способны создать миф о некоей «чу-
десной» антенне, однако при подобных
обстоятельствах любая сравнимая ко-
ротковолновая антенна окажется столь
же «волшебной». Топографическое поло-
жение характеризуется формой земной
поверхности и наличием окрестных стро-
ений на удалении до 1 км, а также высо-
кочастотной проводимостью грунта. Ра-
диолюбитель DL1BU [2] предложил сле-
дующую «шкалу», согласно которой можно
оценить пригодность места расположения
антенны для успешного радиообмена: вод-
ная поверхность - луг - песчаная почва -
кустарник - застроенная территория - лес.
Застройка и лес способствуют диффузно-
му отражению волн от грунта, в результа-
те чего они распространяются в направ-
лениях, отличных от главного луча, и не
складываются с ним под углом возвы-
шения (см. раздел 3.3.3). Низины, как пра-
вило, неблагоприятны, поскольку возвы-
шения в окрестностях антенны безвозврат-
но отражают радиоволны. Поэтому любую
коротковолновую антенну всегда следует
рассматривать в единстве с окружающим ее
рельефом, и борьба за «децибелы усиле-
ния» уже давно потеряла смысл.
Добротная вращающаяся направленная
антенна облегчает дальний прием, одна-
ко неверно утверждать, что в наши дни
хороших результатов в дальней связи мож-
но достичь только при помощи направлен-
ной антенны с приличным усилением. По
опыту известно, что параметры главного
луча диаграммы направленности трехэле-
ментной директорной антенны с усилением
6 дБ лишь на одну ступень лучше, чем у
обычного вибратора. Такой «плюс» не игра-
ет особой роли при сильном или среднем
сигнале, но при слабом он будет весьма по-
лезен, тем более что направленная антенна
снижает уровень шумов с направлений, от-
стоящих от главного луча. Неискушенный
новичок с бесхитростной антенной косвен-
но извлекает выгоду за счет тех радиолюби-
телей, которые тратят средства на сооруже-
ние направленной антенны ради получения
сильного сигнала. В то же время слабый
сигнал новичка будет благополучно принят
направленной антенной более опытного
партнера.
Однако антенна и ее местоположение
сами по себе недостаточны для успеха.
Столь же важно наличие хорошего сигнала
передатчика (постоянство частоты, доброт-
ность модуляции или качество звука) в со-
четании с навыками работы, которые приоб-
ретаются и совершенствуются любителем
только на практике.
9.1. Обзор
Далее изложены и систематизированы по-
лезные сведения об антеннах разного типа.
9.1.1. Полуволновый излучатель
Горизонтальный полуволновый вибратор
излучает волны преимущественно по нор-
мали к своей продольной оси (см. рис. 3.8).
Пространственная диаграмма направлен-
ности на рис. 3.10 несколько идеализирова-
на. В зависимости от конструктивной дли-
ны антенны реальная диаграмма выглядит
160
9. Практика высокочастотных антенн
примерно так, как на рис. 3.12. К подобным
простым антеннам относятся следующие:
• вибратор с кабельным фидером;
• вибратор с фидером на витой паре;
• симметричный вибратор с дельта-транс-
форматором;
• петлевой вибратор;
• все широкополосные полуволновые виб-
раторы.
В какой-то степени в этот перечень мож-
но включить многодиапазонные антенны,
например типа W3DZZ и «Цеппелин», ан-
тенну Виндома, многодиапазонную антен-
ну любителя G5RV и прочие многодиапа-
зонные вибраторные антенны. Среди них
особой популярностью пользуется вседи-
апазонная антенна W3DZZ.
Перечисленные типы антенн равно-
ценны по своим возможностям и отлича-
ются лишь способами питания, что слег-
ка влияет на форму диаграмм направлен-
ности.
Излом горизонтального полуволнового
провода в горизонтальной плоскости при-
водит к изменению диаграммы направ-
ленности в этой плоскости (плоскость Е).
Наклон в вертикальной плоскости меня-
ет угол возвышения.
Нежелательные изменения диаграммы
направленности возникают из-за соседст-
вующих паразитных излучателей (воздуш-
ных линий передач, водосточных желобов),
а направленность низко расположенных
антенн зависит также от состояния почвы,
поэтому суждения об однотипных антен-
нах часто бывают неоднозначными. Одна-
ко по защищенности от помех радиовеща-
нию и телевидению различия полуволно-
вых излучателей вполне реальны.
Минимальные помехи дают хорошо со-
гласованные антенны с низкоомным пи-
танием. Помехи в виде высших или по-
бочных гармоник порождаются не антен-
ной, а передатчиком, и именно там надо с
ними бороться в первую очередь. Фидер
и антенна служат источником остальных
паразитных волн (например, в антенне
Виндома), однако они сильно ослабляют-
ся при низкоомном фидере. Поэтому в гу-
стонаселенных районах предпочтительны
вибраторные антенны с кабельным пита-
нием типа всеволновой антенны W3DZZ,
полуволнового и петлевого вибраторов.
Они равноценны, только W3DZZ имеет в
20-, 15- и 10-метровом диапазонах едва
заметный выигрыш по усилению.
9.1.2. Длиннопроводные антенны
Эти антенны состоят из множества пос-
ледовательных полуволновых излучателей,
причем соседние полуволновые отрезки
вынужденно возбуждаются в противофазе.
По мере удлинения антенны ее диаграмма
направленности дробится на множество ле-
пестков, постепенно сближающихся с на-
правлением провода (см. рис. 11.1). К та-
ким антеннам относятся:
• вседиапазонная DL7AB;
• V-образная;
• ромбическая.
Эти длиннопроводные антенны отлича-
ются хорошо выраженной направленнос-
тью и потому обеспечивают замечательные
результаты в направлении главного луча.
Заметим, однако, что его положение немно-
го изменяется с частотой. В пределах одно-
го радиолюбительского диапазона этим
пренебрегают, но при переходе к другому
может случиться так, что минимум излуче-
ния придется на то направление, где рань-
ше был максимум. В остальном параметры
таких антенн практически не имеют зна-
чения.
Длиннопроводные антенны экономичны
(расходы на их строительство невелики),
но требуют много места, а их преимущества
лучше всего реализуются в сельской мест-
ности. Самой целесообразной формой яв-
ляется V-образная звезда, обеспечивающая
и многодиапазонность, и всенаправлен-
ность. Усиление антенны и направленность
улучшаются с длиной излучателя.
9.1.3. Поперечные (рамочные)
излучатели
Такие антенны представляют собой груп-
пу элементов, совокупное излучение ко-
торых распространяется по нормали к на-
правлению наибольшей протяженности
группы. Примером служит комбинация
синфазно возбуждаемых полуволновых
вибраторов, расположенных один над дру-
гим. Простейшим поперечным излучате-
лем считается синфазно питаемый волно-
вый вибратор; модификации которого из-
вестны под названиями Fauler Heinrich
(«Ленивый Генрих»), антенны W8JK, ZL
и HB9CV. При благоприятном грунте все
они излучают волны под малым углом
возвышения в вертикальной плоскости
Н, характеризуются неплохим усилением
9,1. Обзор
161
и не требуют особых затрат на изготовление.
Обычно их излучение распространяется
в единственном направлении главного лу-
ча, и только Fauler Heinrich возбуждает вол-
ны в двух противоположных направле-
ниях.
9.1.4. Вращающийся направленный
излучатель
Такой излучатель отличается неоценимым
преимуществом селективного излучения
радиоволн по всем направлениям при хоро-
шем усилении антенны. Наибольшее меж-
дународное признание получила трехэле-
ментная директорная антенна (антенна
Уда-Яги), известная как «волновой канал».
За ней следует двухэлементная кубическая
антенна из квадратных рамок. Вопреки по-
стоянно возникающим спорам об их срав-
нительных преимуществах следует при-
знать, что для любительской практики они
равноценны. Усиление приличной трехэле-
ментной директорной антенны достигает
5,5-6 дБ, а рамочная уступает ей лишь
0,5 дБ.
Желание применять вращающийся на-
правленный излучатель для работы в трех,
а с недавних пор и в пяти высокочастотных
диапазонах толкает радиолюбителей на со-
оружение дорогих мачт с антенными пово-
ротными устройствами. Существует мно-
жество реализаций подобных излучате-
лей, но повторить их непросто. Особое
внимание приходится уделять механичес-
кой стабильности и коррозионной стойко-
сти, иначе на месте дорогостоящей враща-
ющейся антенны вскоре может оказаться
куча лома.
В технической литературе описаны раз-
нообразные варианты директорных и ра-
мочных антенн, иногда значительно отли-
чающихся от своей исходной формы по
конструкции (пример - рамочная антенна с
дельта-трансформатором), однако их физи-
ческие принципы и возможности близки к
характеристикам прототипов.
Радиолюбителю следует критически от-
носиться к утверждениям об особенно вы-
соком усилении направленных излучате-
лей: в настоящее время изотропный излу-
чатель повсеместно применяется в качестве
образцовой антенны в том числе и потому,
что приведенное к нему значение усиления
на 2,15 дБ выше аналогичных оценок, отно-
сящихся к полуволновому вибратору (см.
раздел 3.2.3).
9.1.5. Вертикальные антенны
Подобные антенны занимают минималь-
ную площадь и характеризуются круговой
диаграммой направленности. Самой рас-
пространенной конструкцией является вер-
тикальная антенна с дополнительными гори-
зонтальными отражающими элементами в
нижней части (антенна типа Groundplane).
Несмотря на круговую диаграмму в гори-
зонтальной плоскости, такая антенна при
правильной сборке дает определенный вы-
игрыш по усилению благодаря сужению
диаграммы направленности в вертикаль-
ной плоскости. Полуволновой вертикаль-
ной антенне требуется вдвое большая мон-
тажная высота, чем четвертьволновой, од-
нако по эффективности она ненамного
превосходит антенну типа Groundplane. Осо-
бенно благоприятными свойствами отлича-
ется излучатель 5Х/8, но из-за большой
длины его удается строить лишь для высо-
кочастотных любительских диапазонов.
Многообразие вертикальных излучате-
лей привлекает все большее внимание
радиолюбителей, которым недоступны на-
правленные вращающиеся антенны. К со-
жалению, вертикальным антеннам необ-
ходимо надежное заземление по высокой
частоте, что чаще всего обеспечивается мно-
жеством противовесов, которые приходится
закапывать в землю. Неудачи дальней связи
с использованием вертикальных излучате-
лей почти всегда вызываются большими
потерями в грунте.
Итак, мы классифицировали важней-
шие конструкции по их характеристикам
и вероятным применениям. Однако мак-
симально использовать возможности ан-
тенны не всегда позволяют реальные ус-
ловия:
• местные особенности (застройка, рас-
положение и направление линий пере-
дач и общественных транспортных по-
токов);
• размещение антенны, ее пригодность и
необходимость получения разрешения на
установку;
• наличие громоотводов и возможности за-
земления, градостроительные аспекты;
• расходы на строительство антенны с
учетом обращения к специалистам (на-
пример, к кровельщику) и необходи-
мость применения средств обеспечения
безопасности;
• возможности приобретения материалов;
162
9. Практика высокочастотных антенн
• способность самостоятельно выполнять
слесарно-механические и другие виды
работ.
Очевидно, что тут необходимо тщатель-
ное заблаговременное планирование.
Когда речь идет о коротковолновых ан-
теннах, надо помнить, что они находятся
вовсе не в «свободном пространстве» и не
над «идеальным грунтом». По сравнению с
рабочей длиной волны X они всегда разме-
щаются сравнительно низко над не слиш-
ком хорошо проводящей земной поверхно-
стью. Поэтому часть излучения антенны
достигает грунта и в большей или меньшей
степени отражается от него. Возникает ин-
терференция, вызывающая характерные
искажения вертикальной диаграммы на-
правленности. Такой эффект характерен
для антенн и с горизонтальной (см. раздел
«Зависимость направленности горизонталь-
ных антенн от окружающих предметов»), и
с вертикальной (см. «Зависимость направ-
ленности вертикальных антенн от окружа-
ющих предметов» в разделе 3.2.2, а также
раздел 19.3) поляризацией.
Вертикальная диаграмма направленности,
которая формируется на месте установки ан-
тенны, содержит практически все сведения,
необходимые для оценки соответствия ан-
тенны назначению. Знание реальной верти-
кальной диаграммы направленности позво-
ляет понять, почему антенна работает особен-
но хорошо (или особенно плохо) [6]. Увы,
измерение вертикальной диаграммы направ-
ленности намного сложнее, чем горизонталь-
ной. Радиолюбитель DL1BU взялся за эту
крайне трудоемкую задачу и наглядно пред-
ставил свои результаты, подкрепив их дан-
ными измерений [1-5]. Его выводы четко
указывают, какие параметры свойственны
приличной антенне и каковы экономичес-
ки оправданные материальные пределы ее
реализации.
Отсюда ясно, что к обычным оценкам
усиления относительно образцового из-
лучателя «в свободном пространстве» или
«над идеальным грунтом» следует отно-
ситься только как к сравнительным дан-
ным. Справедливость подобных оценок
усиления подробнее обсуждается в разде-
ле 20.2.
Следующее описание множества антен-
ных систем, широко используемых при лю-
бительском радиообмене, призвано помочь
новичку выбрать антенну подходящего
типа. Любая из рассматриваемых антенн
пригодится как образец для копирования,
поскольку здесь фигурируют только апро-
бированные и подробно изученные конст-
рукции с благоприятным соотношением зат-
рат и возможностей:
• круговые излучатели с малым углом воз-
вышения и малой занимаемой площадью:
-диапазоны 10, 12, 15 м - вертикальная
антенна 5Х/8 (см. «Вертикальные ан-
тенны длиной 5Х/8» в разделе 19.4.1);
-диапазоны 17 и 20 м- вертикальная
антенна ЗХ/8 (см. «Сложенные верти-
кальные антенны длиной ЗХ/8» в раз-
деле 19.4.1);
диапазоны 30 и 40 м - оптимизирован-
ная Т-образная антенна (см. раздел
19.4.3). Несмотря на сложность созда-
ния, рекомендуется кольцевая антенна
из главы 20 (том 2);
-диапазоны 80 и 160 м - для коротких и
средних трасс подходит горизонтальный
полуволновый вибратор, отличающийся
почти круговой диаграммой при разме-
щении вблизи земной поверхности; для
дальней связи удобна вертикальная ан-
тенна с омега-согласованием (см. раз-
дел «Заземленные вертикальные антен-
ны с омега-согласованием»). Радиолю-
бители редко располагают достаточной
площадью для построения полноцен-
ной антенны 160-метрового диапазона.
В этом случае хорошим решением станет
кольцевая антенна из главы 20 (том 2);
• многодиапазонные круговые излучатели:
-диапазоны 10, 15 и 20 м - трехдиапа-
зонная вертикальная антенна радиолю-
бителя OD5CG (см. раздел 19.5.3);
- прочие диапазоны - вертикальная мно-
годиапазонная антенна из раздела 19.5.4;
• многодиапазонные антенны малой направ-
ленности и с малым усилением:
- все диапазоны - всеволновая антенна
Виндома с симметрирующим транс-
форматором на кольцевом сердечни-
ке (см. раздел 10.2.2) и многодиапа-
зонная антенна G5RV (см. раздел
10.2.6). Радиолюбителям, располага-
ющим достаточной площадью для
размещения антенны, рекомендуется
длиннопроводная шестидиапазонная
антенна K4EF (рис 11.23);
• однодиапазонный вращающийся излуча-
тель. Равноценными являются:
9.2. Лучшая антенна дальней связи
163
- трехэлементная директорная антенна
(раздел 16.3);
- вращающийся направленный излуча-
тель HB9CV (раздел 14.2.2);
- рамочная антенна (см. раздел 15.4.1) с
производными конструкциями (рамоч-
ная с дельта-трансформатором);
- «швейцарский квадрат» (swiss quad);
- антенна с вибраторами в виде системы
тонких проводов по образующим ци-
линдра или конуса («птичья клетка»);
особо малым радиусом вращения отли-
чаются антенны типа Х-Beam (см. раз-
дел 16.7.1), G3LDO (см. раздел 16.7.2)
и элемент с мини-рамкой, изображен-
ный на рис. 17.9;
• многодиапазонный вращающийся излуча-
тель. Здесь имеется широкий выбор - от
трехдиапазонного квадрата до DM2ARD
(см. раздел 18.9.3), включая:
- однолучевой трехдиапазонный квадрат
VK2AOU (раздел 18.5);
- многодиапазонный квадрат DJ4VM
(раздел 18.6);
- многополосную Delta-Loops (раздел
18.7);
- трехдиапазонный волновой канал
VK2AOU (раздел 18.2);
-экономичную трехдиапазонную луче-
вую антенну VK2ABQ (см. раздел
18.8.4).
Трудно назвать самый подходящий из-
лучатель дальней связи в 80-метровом ди-
апазоне, так как конструкция такой антен-
ны слишком громоздка. Хорошим приме-
ром антенны дальней связи служит «монстр»
радиолюбителя DL6WD (см. раздел 19.9.3).
Коротковолновики-дальнобойщики 80-
метрового диапазона работают преимуще-
ственно с горизонтальными длиннопро-
водными или V-образными вибраторными
антеннами (глава 11); тому, кто может по-
зволить себе высокую мачту, лучше вос-
пользоваться вертикально поляризован-
ной антенной Delta-Loop (раздел 19.8) в
качестве излучателя для дальней связи.
Заслуживает внимания и проволочная пи-
рамида (см. раздел 10.3.4): ей найдется ме-
сто даже на скромном приусадебном участ-
ке, и при этом она является полноценной ан-
тенной 80-метрового диапазона, чья мачта
способна нести и другие антенны. Эконом-
ному радиолюбителю подойдут вышеупо-
мянутые типы многодиапазонных антенн,
которые в 80-метровом диапазоне почти
равноценны по эффективности горизонталь-
ным полуволновым вибраторам.
Кольцевая рамочная антенна из главы 20
тома 2 представляется вполне удобным вари-
антом для многих любителей-коротковолно-
виков, вынужденных довольствоваться ком-
натными, балконными или чердачными ан-
теннами. Это настраиваемая диапазонная
антенна, перекрывающая непрерывный ин-
тервал частот 1,8-30 МГц благодаря трем
кольцам разного диаметра. В зависимости от
частоты настройки она столь же эффективна,
как антенна типа Groundplane.
9.2. Лучшая антенна
дальней связи
Опрос по всему миру относительно наибо-
лее эффективной антенной системы дал
следующие результаты (журнал QST за ян-
варь 1967 г.):
• кубическая рамочная антенна является
самым лучшим излучателем для дальней
связи;
• вращающаяся трехэлементная директор-
ная однодиапазонная антенна больше
других распространена среди знатоков
дальней связи;
• максимальные результаты в дальней свя-
зи достигаются только с помощью враща-
ющихся антенн;
• жесткими конструкциями антенн, вклю-
чая вертикальные, обычно пренебрегают;
• эффективная высота антенны важнее ее
типа;
• благоприятное местоположение (напри-
мер, хорошая проводимость грунта и под-
ходящий рельеф местности) способно ча-
стично скомпенсировать недостатки по-
средственной антенны.
Мнение о превосходстве кубической ра-
мочной антенны в качестве излучателя для
дальней связи нуждается в уточнении с
учетом современных представлений. Прак-
тика показывает, что применение кубичес-
кого квадрата и трехэлементной директор-
ной антенны в таком случае дает одинако-
вые результаты. Встречающиеся различия
почти всегда порождаются условиями про-
хождения волн. Изучив эти процессы, опе-
ратор DL1BU [1] сделал вывод: «На рамоч-
ную антенну с давних пор смотрят как на
неявный символ дальней связи. Ни измере-
ния в дальнем поле, где нет замираний, ни
164
9. Практика высокочастотных антенн
длительные эксперименты по дальней свя-
зи в идеальных условиях не выявили у об-
следованных антенн каких-либо признаков
их особой пригодности для дальней связи
по сравнению с двух- или трехэлементной
директорной антенной».
Но радиолюбителям, самостоятельно стро-
ящим антенны, важны дополнительные кри-
терии, например денежные расходы, доступ-
ность или дефицит строительных материа-
лов, возможность согласования с фидером
без специальных согласующих блоков и т.д.
Оценивая применимость антенн, в боль-
шинстве случаев можно прийти к заключе-
нию, что кубическая рамка является наилуч-
шей антенной для дальней связи по доступ-
ности при самостоятельном изготовлении.
Назвать при опросе главными факторами
эффективности дальней связи высоту и по-
ложение антенны - все равно, что потребо-
вать обеспечить малый угол возвышения в
вертикальной плоскости. Весьма подроб-
ное и экспериментально обоснованное вы-
сказывание о значимости вертикального
угла излучения КВ антенны опубликовано
оператором DL1BU [2]. Как следует из рис.
3.12, горизонтально поляризованные систе-
мы значительную часть излучения направ-
ляют круто вверх, если их излучатель нахо-
дится на эффективной высоте, кратной не-
четному числу четвертей длины волны
(Х/4, ЗХ/4,5Х/4 и т.д.). При высоте, кратной
половине волны (X, 1,5 X и т.д.), излучение
направлено под желанно малым углом к го-
ризонту. Однако эти данные относятся к ус-
ловиям идеального грунта, которыми вряд
ли располагает радиолюбитель. В соответ-
ствии с проводимостью грунта его мнимая
поверхность залегает выше или ниже зем-
ной поверхности. Эффективная высота ан-
тенны, приведенная к длине волны, стано-
вится больше геометрической высоты, и ее
увеличение зависит от проводимости грун-
та. При плохом грунте его мнимая поверх-
ность оказывается на расстоянии многих
метров под земной. Тогда в промежуточных
слоях грунта малой проводимости возника-
ют, как в диэлектрике, потери, из-за кото-
рых более или менее значительная часть
излучения преобразуется в тепло. Эти не-
благоприятные обстоятельства удается ком-
пенсировать с помощью возможно более
протяженного заземленного или закопанно-
го контура, что обычно и делается для ра-
диовещательных передатчиков. Протяжен-
ный контур заземления непосредственно под
антенной также не способен существенно
улучшить свойства излучения и увеличить
эффективную высоту антенны (во всяком
случае, при ее горизонтальной поляриза-
ции). Столь же значимое влияние оказы-
вают свойства грунта прилегающей мест-
ности (вплоть до расстояний в несколько
километров), где вообще невозможно что-
либо изменить. Поэтому для успешного
дальнего радиообмена конструктивная вы-
сота и окружение антенны намного важнее
ее типа и усиления.
9.3. Доказательность
оценок усиления
Усиление антенны представляет собой ве-
личину, соотнесенную с образцовым излу-
чателем и показывающую, насколько воз-
растает интенсивность излучения данной
антенны в направлении главного луча по
сравнению с интенсивностью образцового
излучателя. Значение усиления часто не
является исчерпывающей характеристи-
кой, так как во многих случаях не указыва-
ется образцовая антенна. В качестве тако-
вой нередко используется изотропный из-
лучатель, усиление которого выражается в
единицах dBi (децибел относительно изот-
ропного источника). Однако на практике
подобный излучатель нереализуем, поэто-
му весьма распространено сравнение с по-
луволновым диполем (вибратором), тогда
усиление выражается в dBd (децибел отно-
сительно диполя, см. раздел «Зависимость
между усилением и направленностью»).
Уже в силу этих обстоятельств оценки уси-
ления могут расходиться на 2,15 дБ. Если,
например, известный зарубежный изготови-
тель антенн обещает, что усиление его ди-
ректорной трехэлементной антенны сос-
тавляет 9 дБ, подразумевается, что оно при-
ведено к изотропному излучателю. Если же
образцовой антенной служил полуволно-
вый вибратор, та же антенна характеризу-
ется усилением 6,85 дБ. А это значение уже
очень близко к максимально достижимому
усилению директорной трехэлементной ан-
тенны.
Несовершенны и методы измерений усиле-
ния образцовых антенн. Это утверждение в
наибольшей степени справедливо для люби-
тельских измерений в коротковолновом ди-
апазоне, поскольку затраты на безупречно
точное определение величины усиления на-
много выше возможностей радиолюбителя.
9.4. Затраты на направленные антенны
165
А поскольку точные методы неприменимы,
ясно, что такие оценки базируются преиму-
щественно на сравнительных данных, полу-
ченных в рабочем режиме, когда вероят-
ность погрешностей весьма велика.
С точки зрения любителей-практиков, ни
строгие оценки усиления заводских лабо-
раторий, ни более или менее интуитивные
любительские сведения об усилении не об-
ладают особой доказательностью, когда
речь идет о КВ антеннах. Лабораторные из-
мерения выполняются в определенных ус-
ловиях, близких к идеальным и недоступ-
ных для любителя. Любительские резуль-
таты справедливы лишь применительно к
конкретным и невоспроизводимым пара-
метрам конструкции и состоянию ионосфе-
ры в момент измерений. Поэтому нельзя
судить о практической применимости ко-
ротковолновой антенны по подобным оцен-
кам ее усиления. Так же обстоит дело и с
оценками КСВ на основании данных изме-
рений. В большинстве практических случа-
ев ими просто пренебрегают, особенно ког-
да используется короткий высококаче-
ственный фидер, а КСВ < 2. При некоторых
предпосылках заметных потерь нет, даже
когда s < 4 (см. раздел 5.2.2).
Правила оценки усиления
Усиление направленной антенны неразрывно
связано с ее диаграммой направленности (см.
раздел 3.2.3). При наличии такой диаграммы
для плоскостей Е и Н или углов ширины ди-
аграммы по половинной мощности усиление
антенны достаточно точно рассчитывается по
приближенной формуле Крауса (3.19), что
позволяет как минимум перепроверить ре-
альность высказываний об усилении дан-
ной антенны. «Настоящая» диаграмма на-
правленности КВ антенны - редкость, по-
скольку ее измерение требует крупных
затрат. К тому же она действительна толь-
ко в конкретных условиях (окружение ан-
тенны, ее конструктивная высота, проводи-
мость грунта и т.д.). Часто строят сильно
уменьшенную модель антенны (см. раздел
31.2.6 тома 2) и измеряют диаграмму моде-
ли в помещении с гарантией отсутствия от-
ражений и при почти идеальном окруже-
нии, с чем едва ли столкнется пользователь.
Вообще говоря, у радиолюбителя нет воз-
можности экспериментально проверить рек-
ламируемое усиление КВ антенны, но он мо-
жет, опираясь на общие физически обос-
нованные правила, вынести суждение о
справедливости оценок усиления. Нередко
приводят теоретическое максимально воз-
можное усиление, но на практике оно недо-
стижимо - по крайней мере, для коротковол-
новых антенн.
В случае двухэлементной антенны реально
удается обеспечить усиление 4 dBd + 0,5 дБ.
У кубической рамочной и ее дочерних антенн
(рамочная с дельта-трансформатором и т.п.)
этот параметр повышается на 1 дБ.
Трехэлементная директорная антенна обе-
спечивает реальное усиление 5,5 dBd + 1 дБ.
В антеннах многодиапазонного исполнения
без резонансных контуров для развязки меж-
ду элементами, а также в антеннах с меха-
нически укороченными элементами пара-
метр усиления должен быть соответствен-
но уменьшен.
Для других типов направленных антенн
(длиннопроводных, W8JK, ромбической
и т.д.), не конкурирующих с образцами про-
мышленного изготовления, данные об усиле-
нии представляются реальными. Но и здесь
надо учитывать, что такие данные, как прави-
ло, получаются расчетным путем, и практи-
чески достижимое усиление оказывается не-
сколько меньшим.
Поэтому при оценке усиления вполне уме-
стно проявлять здоровый скептицизм и все-
гда помнить главное правило: как бы ни ста-
рались «изобретатели», чудо-антенну создать
невозможно.
9.4. Затраты
на направленные антенны
Направленная антенная система на предель-
но высокой мачте - мечта любого коротко-
волновика. А если есть подходящий участок
и необходимые разрешения, остается лишь
приступить к планированию. Здесь уже важ-
но знать, во что обойдется строительство, и
добиваться максимального выигрыша при
минимальных затратах.
Оператор DL1VU опубликовал всеобъем-
лющую и ценную с точки зрения практики
информацию о возможных расходах [7]. Речь
идет о вращающихся вибраторах и директор-
ных антеннах. Расходы разложены на:
• мачту с фундаментом и растяжками;
• антенну с кронштейном;
• двигатель с системой управления.
В качестве эталона выбран вращающий-
ся полуволновой вибратор на 14 МГц на
конструктивной высоте 10 м (~ Х/2).
166
9. Практика высокочастотных антенн
Число элементов —*
Рис. 9.1. Зависимость максимального усиления
директорной антенны без потерь от числа ее
элементов п
При оптимальных расстояниях между эле-
ментами усиление директорной антенны ра-
стет с их числом. Прирост усиления на эле-
мент уменьшается с увеличением количества
элементов (см. рис. 9.1), и, следовательно,
дорожает каждый децибел усиления. Для
обеспечения S-ступени 1 по приему необхо-
димо повысить усиление на 6 дБ. Это удаст-
ся сделать, если вибратор достроить до тре-
хэлементной директорной антенны. Но что-
бы обеспечить S-ступень 2, требуется уже
9-элементная антенна (12 дБ).
Коротковолновые антенны всегда разме-
щают близко (по сравнению с длиной волны)
к земной поверхности, поэтому надо учиты-
вать «высотное усиление». Примем его рав-
ным 0 дБ для образцового полуволнового
вибратора на 14 МГц, поднятого на 10 м над
идеальным грунтом. Согласно [3], при увели-
чении конструктивной высоты до 20 м (1 X),
30 м (1,5 X) и 40 м (2 X) высотное усиление
составит 6 дБ (S-ступень 1), 9,5 и 12 дБ (S-
ступень 2) соответственно. При дальнейшем
увеличении высоты через каждые Х/2 это
усиление несколько возрастает через каж-
дые Х/2, но влияние грунта постепенно
уменьшается. Следует избегать установки
антенн на высотах, кратных нечетному чис-
лу Х/4 (ЗХ/4, 5Х/4 и т.д.), когда усиливает-
ся излучение под большими углами к гори-
зонту и, следовательно, ослабляется глав-
ный луч (см. рис. 3.12). Это применимо к
вибратору и в меньшей степени - к много-
элементной антенне (рис. 3.13). Конструк-
тивная высота менее Х/2 недопустима: ког-
да она составляет Х/4, потери доходят до
6 дБ.
В соответствии с подробными расчетами
расходов [7], оптимальному отношению
возможностей к затратам отвечает 4-эле-
ментная директорная антенна при конст-
руктивной высоте 1 X. Упрощение антенны
до трех элементов снижает усиление толь-
ко на 1,37 дБ (см. рис. 9.1). Если затраты на
мачту высотой 1 X слишком велики, ее вы-
соту надо уменьшить до Х/2. По утвержде-
нию DL1VU, любые антенные конструк-
ции с четырьмя и более элементами на вы-
соте, равной длине волны, свидетельствуют
лишь о тщеславии создателей и не дают
преимуществ для дальней связи.
Литература к главе 9
[1] Schwarzbeck G.: Streifzug durch den Antennenwald, 1. Teil.
cq-DL 8/1978, S. 342-344.
[2] Schwarzbeck G.: KW-Antennenmesstechnik, Messungen
an einem Dreiband-Telrex-Beam TB 6 EM. cq-DL 11/1978,
S. 502-508.
[3] Schwarzbeck G.: DX-Antennen fur 80 m und 160 m.
cq-DL 4/1979, S. 150-155.
[4] Schwarzbeck G.: Streifzug durch den Antennenwald,
Vergleich Quad- mit Yagiantennen, cq-DL 6/1979, S. 246-
255.
[5] Schwarzbeck G.: Bedeutung des vertikalen Abstrahlwinkels
von KW-Antennen. cq-DL 5/1985, S. 184-189.
[6] Vogelsang E.: Vertikaldiagramme typischer Kurzwel-
lenantennen. cq-DL 6/1985, S. 300-303.
[7] Hille К. H: Kosteniiberlegungen zu Antennensystemen.
beam 6/1984, S. 27-30.
Nitschke W.: Datensammlung fuer Kurzwellenantennen. Muen-
chen: Franzis-Verlag, 1987.
Schick R. Loop-, Dipol- und Vertikalantennen, Vergleiche und
Erfahrungen, cq-DL 3/1979, S. 115-119.
Schwarzbeck G.: Yagi-, Quad- und LP-Richtantennen,
Messungen von Gewinn und Richtdiagrammen, cq-DL
4/1986, S. 197-204.
10. Полуволновые излучатели
Полуволновые излучатели коротковолно-
вого диапазона различаются в основном
способами питания. Их характеристики
подробно рассмотрены в разделе 3.1. По
своему назначению они подразделяются на:
• однодиапазонные антенны;
• многодиапазонные антенны;
• компактные вибраторы;
• V-образные вибраторы;
• широкополосные вибраторы.
10.1. Одно диапазонные
вибраторы
Такие полуволновые вибраторы не возбуж-
даются высшими гармониками, поскольку
питаются через согласованные линии, а это
значит, что их можно применять в един-
ственном любительском диапазоне.
10.1.1. Y-образная антенна
Так называемая Y-образная антенна явля-
ется полуволновым вибратором с согласо-
ванным фидером. Он подключается по об-
разцу дельта-согласования (см. раздел 6.1).
Длина излучателя всегда равна длине полу-
волны, умноженной на коэффициент уко-
рочения и, как для любой полуволновой
КВ антенны, рассчитывается по формуле:
= 142500
£
ТкГц
(10.1)
В соответствии с рис. 10.1, отрезок X меж-
ду точками подключения дельта-согласова-
ния, симметричными относительно центра
излучателя, составляет
_ 36000
М ~ Г.
1 кГц
а длина равна
45100
f кГц
(Ю.2)
(10.3)
Ненастроенный фидер характеризуется
волновым сопротивлением 600 Ом и, как
видно из рис. 5.4, выполняется в виде двух-
проводной линии с воздушной изоляцией
из проводов диаметром 2 мм с расстояни-
ем между ними 150 мм. Y-образная антен-
на, как и всякий полуволновый вибратор,
описывается диаграммой направленности,
представленной на рис. 3.10.
Двухпроводная линия =
произвольной длины 4 ч
Z = 600 Ом, провода
диаметром 2 мм при
расстоянии 150 мм
Рис. 10.1. Y-образная антенна
10.1.2. Вибратор
с коаксиальным фидером
Коаксиальный кабель служит идеальным
фидером также и в коротковолновой облас-
ти. Простейший полуволновый вибратор
питается непосредственно по коаксиально-
му кабелю (рис. 10.2), так что питание сим-
метричной антенны осуществляется с помо-
щью несимметричного кабеля (поверхност-
ные волны). Несимметричное возбуждение
плеч излучателя слегка меняет его диаграм-
му направленности (см. главу 7).
Согласно [1], для подавления поверхност-
ных волн достаточно заземлить внешний
проводник коаксиального кабеля на геомет-
рическом расстоянии Х/4 от места соедине-
ния с антенной (см. раздел «Открытый ко-
аксиальный трансформатор»). Если ка-
бель длиной Х/4 не достает до земли, точку
168
10. Полуволновые излучатели
7м=142500/Уц
Коаксиальный кабель
50/75 Ом произвольной длины
Рис. 10.2. Полуволновый вибратор с питанием по коаксиальному кабелю
заземления смещают на расстояние, крат-
ное нечетному числу четвертей длины
волны.
10.1.3. Суррогатный вибратор
В полуволновых вибраторах с витым фиде-
ром (рис. 10.3) часто применяют двухжиль-
ный сетевой шнур вместо пары витых про-
водов. Существует множество таких шнуров,
волновое сопротивление которых составляет
80-100 Ом. Им свойственно значительное
затухание в высокочастотных любительс-
ких диапазонах, поэтому сетевой шнур в ре-
зиновой оболочке допустимо применять
только для питания антенн 80- и 40-метро-
вого диапазонов, делая фидер предельно
коротким.
Рис. 10.3. Вибратор с витым фидером
Подобное решение является суррогатным
и восходит к временам, когда радиолюбите-
ли не имели доступа к высококачественным
фидерам.
Широко распространенный плоский се-
тевой кабель подходит для скрытой про-
водки гораздо лучше благодаря меньшим
потерям. Параллельные провода плоского
кабеля изолированы синтетическим диэ-
лектриком на основе поливинилхлорида
(ПВХ). Его потери ниже, а погодная стой-
кость выше, нежели у резиновой оболочки.
Как известно, входное сопротивление по-
луволнового вибратора составляет 73 Ом.
Для согласования витого фидера, имею-
щего несколько большее волновое сопро-
тивление, с излучателем концы фидера
подключают симметрично относительно
середины излучателя и подбирают такой
промежуток между концами, чтобы в фи-
дере исчезли стоячие волны.
10.1.4. Петлевой вибратор
Петлевой вибратор, преобладающий среди
антенн метрового диапазона, применяется
и в коротковолновой области. Его полоса
пропускания несколько шире, чем у развер-
нутого диполя, и используется такой виб-
ратор прежде всего потому, что его входное
сопротивление 300 Ом позволяет непос-
редственно подключать фидер в виде лег-
кодоступного плоского УКВ кабеля. В ос-
тальном петлевой вибратор аналогичен
развернутому.
Этот вибратор применим только в одно-
диапазонном режиме и характеризуется ко-
эффициентом укорочения 0,95 (рис. 10.4).
Расстояние D между параллельными про-
водниками излучателя не столь существен-
но и равно 300, 200, 150, 130, 100, 90, 80, 70
или 50 мм для частот 1,8, 3,5, 7, 10, 14, 18,
21, 25 или 28 МГц соответственно.
Рис. 10.4. Петлевой вибратор в качестве
КВ антенны
Чтобы питать петлевой вибратор через ко-
аксиальный кабель, достаточно подключить
симметрирующий трансформатор 4:1 на
10.2. Многодиапазонные вибраторы
169
кольцевом сердечнике к входу питания. Ко-
ротковолновый петлевой вибратор изготав-
ливается также из плоского УКВ кабеля (рис.
10.5). При этом следует учитывать, что меж-
ду параллельными полуволновыми отрезка-
ми излучателя находится изоляционный ма-
териал. Если такой вибратор рассматривать
как цепь из параллельно включенных полу-
волновых отрезков, диэлектрическая посто-
янная изолятора слабо влияет на коэффици-
ент укорочения, равный 0,95. Но тот же виб-
ратор допустимо представлять в виде двух
последовательно включенных короткозамк-
нутых четвертьволновых линий (рис. 10.56).
В этом случае уже нельзя пренебрегать дей-
ствием изолятора между параллельными
проводниками и следует исходить из величи-
ны коэффициента укорочения V = 0,82. Из-
лучатель настроен в резонанс, когда его дли-
на составляет 0,95 х Х/2, однако четвертьвол-
новые отрезки слишком длинны, и потому
появляется дополнительная индуктивная
реактивная составляющая. Если принять
V = 0,82 и соответственно укоротить излуча-
тель, он перестанет быть настроенным в ре-
зонанс, а на входе антенны появится реактив-
ное сопротивление. На рис. 10.5а показано
простейшее решение проблемы: длину излу-
чателя делают равной 0,95 х Х/2, а на длине
0,82 х Х/2 накоротко замыкают проводники.
б)
Л/4 Л/4
Рис. 10.5. Вибратор с четвертьволновыми
отрезками: а - петлевой вибратор из плоского
УКВ кабеля; б - четвертьволновые отрезки;
в - вибратор из коаксиального кабеля
Антенны из плоского легкого и гибкого
кабеля особенно удобны для передвижных
станций. Как правило, изолятор из синте-
тического материала просто крепится и
прочно приклеивается, что облегчает про-
кладку кабеля к излучателю. Как показано
на рис. 10.5в, подобный вибратор можно
сделать также из коаксиального кабеля. В
этом случае он действует как разрезной ди-
поль с входным сопротивлением 50 Ом. Об-
щая длина излучателя остается равной 0,95 х
Х/2, но при определении промежутка между
точками закорачивания Р надо учесть коэф-
фициент укорочения коаксиального кабеля,
в среднем равный 0,66. Уже было показано,
что антенны напрямую питаются через ко-
аксиальный кабель. Подобные вибрато-
ры отличаются сравнительно широкой
частотной полосой. Например, коакси-
альный вибратор на резонансную частоту
3,6 МГц характеризуется ростом КСВ в
интервале 3,5-3,8 МГц в пропорции всего
лишь 1,5:1.
10.2. Многодиапазонные
вибраторы
Для электрически безупречного возбуж-
дения полуволнового вибратора в режиме
высших гармоник требуется питать его
через настроенный фидер. Многодиапа-
зонные антенны с согласованным фиде-
ром всегда являются компромиссным ре-
шением, при котором широкополосность
компенсируется более или менее силь-
ным излучением фидера или других зве-
ньев системы. Подобным многодиапазон-
ным системам недоступны диапазоны 12,
17 и 30 м, поскольку им не свойственны
резонансные соотношения ни между со-
бой, ни с другими любительскими диапа-
зонами.
10.2.1. Антенны типа «Цеппелин»
(Н. Beggerow - германский патент № 225204,
1909 г.)
Классическая антенна типа «Цеппелин»
представляет собой простой полуволновый
излучатель с концевым питанием в пучнос-
ти напряжения через двухпроводную ли-
нию (рис. 10.6). При этом один провод фи-
дера соединен с излучателем, а другой сво-
боден и изолирован [2, 3].
170
10. Полуволновые излучатели
VX/2 или кратное Х/2
Х/4 или кратное Х/4
Длина фидера не должна составлять точ-
но Х/4 или быть кратной ей, поскольку при
этом появляются слабые помехи вследствие
нежелательных синфазных волн относи-
тельно земли и увеличивается наклон излу-
чения фидера. Длина фидера 12,5-14 м наи-
более благоприятна для многодиапазонной
антенны: при этом удается избежать указан-
ных помех во всех диапазонах и облег-
чить настройку цепи связи с антенной в ре-
зонанс.
Рис. 10.6. Антенна типа «Цеппелин»
Длина фидера равна или кратна Х/4.
Если она кратна четному числу четвертей
волны (2Х/4, 4Х/4, 6Х/4 и т.д.), то распре-
деление тока и напряжения на концах фиде-
ра одинаково, а если нечетному числу Х/4
(составляет ЗХ/4, 5Х/4 и т.д), то распреде-
ление тока и напряжения на конце фидера
противоположно распределению на его
входе. На концах излучателя образуются
максимумы напряжения. Если он питает-
ся через фидер длиной 2Х/4, то на нижнем
конце последнего также оказывается мак-
симум напряжения; такую ситуацию назы-
вают связью по напряжению. Когда длина
фидера кратна нечетному числу Х/4, соот-
ношения оборачиваются: на конце излуча-
теля сохраняется максимум напряжения,
тогда как на входе фидера формируется
максимум тока (минимум напряжения).
При подключении фидера к передатчику в
точках с максимумом тока говорят о связи
по току.
Полуволновая антенна типа «Цеппелин»,
рассчитанная на 80-метровый диапазон,
способна одновременно служить многоди-
апазонной антенной. В 40-метровом диапа-
зоне она становится волновой антенной
типа «Цеппелин», а в 20-, 15- и 10-метро-
вом - двух-, трех- и четырехволновой длин-
нопроводной антенной с питанием типа
«Цеппелин». При длине фидера около 40 м,
что отвечает полуволне в диапазоне 80 м, во
всех диапазонах имеет место связь по на-
пряжению. Если, напротив, длина фидера
составляет всего 20 м (то есть четверть вол-
ны длиной 80 м), устанавливается связь по
току на частоте 3,5 МГц и связь по напря-
жению во всех остальных любительских
диапазонах.
Для подключения настроенного фидера к
оконечному каскаду передатчика всегда
требуется соответствующая цепь связи с
антенной (см. разделы 5.3.2 и 8.2).
Многодиапазонная антенна
типа «Цеппелин»
Многодиапазонная антенна такого типа,
построенная с учетом изложенных сообра-
жений, приведена на рис. 10.7.
Она характеризуется связью по току в
диапазонах 80, 40, 20 и 15 м и по напряже-
нию в 10-метровом диапазоне. Кроме того,
для ее построения достаточен излучатель
длиной всего 20,42 м, но в этом случае ре-
жим работы в 80-метровом диапазоне с пи-
танием типа «Цеппелин» оказывается не-
выполнимым. В качестве суррогатного ре-
шения предлагается закорачивать фидер со
стороны передатчика и связывать его с ан-
тенной через П-образный фильтр, что по-
зволяет использовать такой излучатель в
80-метровом диапазоне как простую Г-об-
разную антенну.
Если антенну с концевым питанием необ-
ходимо применять только в однодиапазон-
ном режиме, выгодно подключить к ее вхо-
ду короткозамкнутую четвертьволновую
линию и питать антенну через согласован-
ную двухпроводную линию по схеме, изоб-
раженной на рис. 10.8.
Формулы из раздела 6.6 применимы для
оценки работы и параметров согласованной
линии. Двухпроводная согласованная ли-
ния произвольной длины выполняется из
готового плоского УКВ кабеля или строит-
ся самостоятельно.
_______47,75 М___ .
(20,42 м)
= 13,75 м
X X
Рис. 10.7. Многодиапазонная антенна
типа «Цеппелин»
10.2. Многодиапазонные вибраторы
171
VX/2 или кратное Х/2
Рис. 10.8. Излучатель с концевым питанием
через ненастроенный фидер
Антенна типа двойной «Цеппелин»
Симметричный излучатель с возбуждением
в средней части характеризуется симметрич-
ной диаграммой направленности, а вибра-
тор с центральным питанием является как
бы двойной антенной «Цеппелин». Подоб-
ные антенны можно применять в многодиа-
пазонном режиме (рис. 10.9).
41,15 м
(20,42 м)
12,80 м или (12,95 м)
23,60 м (19,95 м)
шеи
Катушка связи
с передатчиком
Рис. 10.9. Многодиапазонная антенна
двойной «Цеппелин» с центральным питанием
и настроенным фидером: а -традиционная
антенна с симметричным П-образным
фильтром; б - многодиапазонное исполнение
VK5RG
В такой антенне также возникают неже-
лательные синфазные волны, если длина
фидера и подключенного к нему плеча из-
лучателя кратны полуволне, поэтому сам
фидер не следует настраивать в резонанс. В
табл. 10.1 приведены проверенные размеры
для различных вибраторов с длиной фиде-
ров, которая рассчитана на подавление син-
фазных волн.
Размеры классического двойного «Цеп-
пелина» на рис. 10.9 соответствуют табл.
10.1. Для многодиапазонного режима все-
гда необходима цепь настройки антенны.
Здесь подойдут устройства, описанные в
разделе 8.2.
При использовании такой антенны толь-
ко в однодиапазонном режиме четвертьвол-
новая согласующая линия служит, как ука-
зывалось в разделе 6.6, переходным звеном
к согласованному фидеру произвольной
длины. Короткозамкнутую четвертьволно-
вую согласующую линию применяют вмес-
те с излучателем суммарной длиной не ме-
нее 1 X (или кратной X). Если длина излу-
чателя кратна нечетному числу полуволн,
требуется разомкнутая четвертьволновая
согласующая линия.
Радиолюбитель VK5RG разработал двой-
ной «Цеппелин» меньшего размаха, подхо-
дящий для работы в многодиапазонном
режиме (рис. 10.96). В 80-метровом диапа-
зоне эта антенна действует как укорочен-
ный вибратор, в 40-метровом - как удли-
ненный вибратор, а в 30-метровом - как
укороченный волновый вибратор с усиле-
нием около 1,8 дБ. В 20-метровом диапазо-
не она выступает в качестве удлиненного
волнового вибратора с усилением 3 дБ.
Антенна VK5RG служит длиннопровод-
ной антенной с центральным питанием в
диапазонах 17, 15, 12 и 10 м, обладая уси-
лением порядка 2 дБ. Наконец, при зако-
роченном фидере она способна играть
роль укороченного вертикального излуча-
теля с концевой емкостью в 160-метровом
диапазоне.
Фидер выполнен в виде двухпроводной
линии с воздушной изоляцией (см. рис.
5.8). Цепь настройки антенны изображена
там только для примера. Сдвоенный пере-
менный конденсатор Ci с максимальной
емкостью 2x500 пФ аналогичен конденса-
торам настройки в приемниках. Напротив,
для емкости С2 используется конденсатор
от передатчика с максимальной емкостью
100 пФ и увеличенным расстоянием между
пластинами.
]72
10. Полуволновые излучатели
Таблица 10.1. Размеры много диапазонных вибраторов
Суммарная длина излучателя, м Длина настроенного фидера, м Любительский диапазон, м Способ соединения с передатчиком
41,15 12,8 80 По напряжению
40 По напряжению
20 По напряжению
15 По напряжению
10 По току
41,15 23,60 80 По напряжению
40 По напряжению
20 По напряжению
15 По напряжению
10 По напряжению
20,42 12,95 40 По напряжению
20 По напряжению
15 По напряжению
10 По напряжению
20,42 19,95 40 По току
20 По напряжению
15 По току
10 По напряжению
10.2.2. Антенна Виндома
В 1923-1925 гг. в журнале QST (США)
были помещены описания множества вер-
тикальных и горизонтальных антенн с од-
нопроводным питанием.
В университете штата Огайо Еверитт и
Бирн разработали точный метод резонан-
сной настройки и согласования фидеров,
который опубликован в Proc. IRE (ок-
тябрь 1929 г.). Однако статья Лорена
Виндома, W8GZ, появившаяся в QST в
том же году, получила гораздо более ши-
рокий отклик, в силу чего подобное уст-
ройство окрестили за рубежом антенной
Виндома. Она представляет собой полу-
волновый излучатель с согласованным
однопроводным фидером произвольной
длины [4-6].
Применение согласованного однопро-
водного фидера основано на том факте, что
отдельный провод диаметром 1,5-2 мм над
благоприятным грунтом обладает волно-
вым сопротивлением около 500 Ом. Если
на антенном проводе отыскать точку с пол-
ным сопротивлением 500 Ом и соединить с
ней однопроводный фидер, он окажется со-
гласованным с антенной. У полуволновой
проволочной антенны такая точка находит-
ся на расстоянии 0,18 X от конца излучате-
ля (рис. 10.10).
Предпосылкой успешного функциониро-
вания антенны Виндома является хорошее
качество грунта, образующего «второй про-
водник» фидера. Кроме того, однопровод-
ный фидер должен быть проложен по воз-
можно более прямой и длинной трассе,
перпендикулярной продольной оси провод-
ника антенны.
Длина излучателя I и удаление точки под-
ключения фидера от конца излучателя А
рассчитываются по формулам:
, 143000
(Ю.4)
(10.5)
и
. 54000
А м =------
^кГц
Рис. 10.10. Антенна Виндома
10.2. Многодиапазонные вибраторы
173
Чтобы отыскать правильную точку под-
ключения А, надо конец однопроводного
фидера удлинить не менее чем на Х/4 и на
этом отрезке в разных точках измерять про-
текающий высокочастотный ток (или вы-
сокочастотное напряжение). Смещая конец
фидера на излучателе, можно найти такую
точку их соединения, чтобы высокочастот-
ный ток (или высокочастотное напряже-
ние) не изменялся на всей длине свободно-
го отрезка фидера. При этом величина тока
не имеет значения, и надо остерегаться его
выравнивания вблизи максимума. Фидер
считается согласованным, когда во всех
точках отрезка будет регистрироваться
одинаковый средний высокочастотный ток,
что и служит признаком отсутствия сто-
ячих волн в фидере. После согласования
фидера и излучателя отрезок-удлинитель
фидера удаляют (рис. 10.11).
Промежуточный
контур
r-Ai Точка
. /измерения
Удлинитель
длиной
не менее Х/4
Рис. 10.11. Антенна Виндома с промежуточным
контуром и отрезком-удлинителем
Высокочастотный милливольтметр в виде
измерительной головки упрощает эту проце-
дуру, избавляя от необходимости разъеди-
нять линию при измерениях. Признаком со-
гласования является равенство высокочас-
тотного напряжения во всех точках.
При средних и больших мощностях переда-
чи достаточным индикатором напряжения
служит лампа тлеющего разряда. В этом
случае о согласовании свидетельствует рав-
номерное свечение лампы при ее перемеще-
нии вдоль фидера. Подключение однопро-
водного фидера непосредственно к отводу
анодной цепи через емкость приведет к бес-
препятственному излучению высших гармо-
ник. Поэтому всегда следует вводить проме-
жуточный контур (рис. 10.11), а еще лучше
использовать П-образный фильтр (см. раз-
дел «Расчет П-образного фильтра»). Пара-
метры промежуточного контура приведены
в табл. 10.2.
При подключении и через емкость (см. рис.
10.10), и через промежуточный контур отвод
на катушке анодной цепи выбирается так,
чтобы фидер с его волновым сопротивлени-
ем около 500 Ом замыкался правильным им-
педансом. Поэтому прежде всего стараются
свести к минимуму стоячие волны, изменяя
отвод от анодной цепи или настройку П-об-
разного фильтра. Остаточное рассогласова-
ние устраняют путем подбора точки А для
подключения фидера к излучателю.
На рис. 10.12 изображены диаграммы,
позволяющие определять длину излуча-
теля / и положение точки подключения В
относительно его середины, которые полу-
чены опытным путем для антенны Виндо-
ма 80-метрового диапазона. Фидером слу-
жит провод диаметром 1,5-2 мм. Предпо-
лагается достаточно высокая проводимость
грунта, так что можно рассчитывать на
хорошее согласование.
Пример
Требуется определить длину излучателя / и
расстояние В от его центра для антенны
Виндома при резонансной частоте 3700 кГц.
Длину / = 39,18 м находим по верхней шка-
ле длин над точкой пересечения прямой / с
Таблица 10.2. Приближенные параметры промежуточного контура
Любительский диапазон, м Индуктивность, мкГн Максимальная емкость переменного конденсатора, пФ Намоточные данные однослойных катушек с воздушным сердечником
Число витков Диаметр катушки, мм Длина катушки, мм
80 18 150 19 50 60
40 10 100 17 50 50
30 6,5 75 14 50 50
20 4,3 50 12,5 40 40
17 3,1 50 10,5 40 40
15 2,6 50 9,8 40 40
12 2,1 50 8,8 40 40
10 1,5 50 7 30 30
174
10. Полуволновые излучатели
Рис. 10.12. Частотные зависимости геометрической длины / антенны Виндома для 80-метрового
диапазона и расстояния В между точкой подключения фидера и центром излучателя
Рис. 10.13. Антенна Виндома с линией-связкой
горизонталью, соответствующей частоте
3700 кГц. Расстояние В = 5,38 м определяем,
пользуясь нижней шкалой расстояний, под
точкой пересечения прямой В с той же гори-
зонталью (штриховые линии на рис. 10.12).
Описанные способы подключения антен-
ны Виндома применимы, если передатчик
находится рядом с антенным вводом. Про-
кладка фидера в помещении приводит к
высокочастотным наводкам в электросети
и, следовательно, к помехам радио- и теле-
визионному приему.
Близость стен изменяет волновое сопро-
тивление однопроводного фидера, поэтому в
помещениях наблюдается особенно заметное
рассогласование, так что для передачи энер-
гии в зданиях следует применять линию-
связку, показанную на рис. 10.13. Параметры
такой линии подробно описаны в главе 8.
Антенна Виндома версии VS1AA
Многодиапазонная антенна Виндома полу-
чила известность в 1936 г. благодаря опера-
тору VS1AA. К излучателю из провода диа-
метром 2 мм подключается фидер в виде
провода диаметром 1 мм (отношение диа-
метров 2:1).
Компромиссная антенна Виндома версии
VS1АА с необходимыми данными представ-
лена на рис. 10.14. Ее можно применять во
всех любительских диапазонах, но требует-
ся учитывать определенную рассогласован-
ность. На входе фидера имеется П-образ-
ный фильтр для настройки в резонанс. При
этом однопроводный фидер не является оп-
тимально настроенным и согласованным,
но это вполне приемлемое решение пробле-
мы согласования.
Рис. 10.14. Многодиапазонная антенна Виндома версии VS1 АА
10.2. Многодиапазонные вибраторы
175
В 80-метровом диапазоне многодиапазон-
ная антенна Виндома работает как полувол-
новая с главным лучом, перпендикулярным
продольной оси излучателя. В 40-метровом
режиме она становится волновой длинно-
проводной. На излучателе укладываются
две и четыре волны в 20- и 10-метровых ре-
жимах. В 15-метровом диапазоне антенна
рассогласована. Соответствующие диаг-
раммы направленности изображены на рис.
11.1. На рис. 10.14 в скобках указаны разме-
ры для уменьшенной многодиапазонной
антенны Виндома.
Фидер такой антенны должен иметь дли-
ну 10-15 м и подключаться через П-образ-
ный фильтр. Впрочем, в 80-метровом диапа-
зоне она работает не как антенна Виндома.
В этом случае однопроводный фидер .сам
излучает над землей как четвертьволновый
излучатель, недостаточность длины которо-
го компенсируется горизонтальной излуча-
ющей частью в качестве концевой емкости,
а П-образный фильтр обеспечивает согласо-
вание на рабочей длине волны. В 40-метро-
вом режиме антенна становится полуволно-
вой антенной Виндома с известной двухле-
пестковой диаграммой, тогда как на 10,15 и
20 м (1 X, 1,5 X и 2 X) горизонтальные диаг-
раммы направленности вновь приобретают
вид, представленный на рис. 11.1.
Ограниченность 15-метрового режима
описанных антенн Виндома объясняется
появлением полного сопротивления вели-
чиной в несколько тысяч омов в точке под-
ключения фидера к антенне, что приводит
к существенной рассогласованности - со
всеми отрицательными последствиями.
Не следует увлекаться антеннами Вин-
дома с однопроводным фидером (напри-
мер, для мобильной работы) из-за боль-
шой вероятности сильных помех радио-и
телевещанию. В этом отношении гораздо
удобнее многодиапазонные антенны Вин-
дома с симметричным питанием. К. Шипе
(K.Schips, DL1DA) описал такую антенну
для диапазонов 80-10 м с двигателем для
дистанционного согласования [7].
Многодиапазонная антенна Виндома
с симметричным питанием
Теория приписывает однопроводному фи-
деру антенны Виндома волновое сопротив-
ление около 500 Ом. Фактически как вол-
новое сопротивление фидера, так и полное
сопротивление в точке отвода имеют не-
сколько меньшие значения в зависимости
от окружения антенны и ее конструктивной
высоты. Многодиапазонная антенна мо-
жет питаться и по 300-омному плоскому
кабелю. Такой кабель обеспечивает симмет-
ричность и, в противоположность однопро-
водной линии, характеризуется вполне оп-
ределенным волновым сопротивлением по
всей своей длине, отличаясь сравнительно
слабым собственным излучением. Поэтому
многодиапазонные антенны Виндома с пи-
танием плоским кабелем гораздо безопас-
нее в отношении помех вещанию, чем ан-
тенны того же типа, питающиеся посред-
ством однопроводной линии. В 1950 г.
оператор DL1BU предложил антенну Вин-
дома с питанием по плоскому кабелю для
диапазонов 40 и 20 м [8] с размерами 6,7 +
+ 14 = 20,7 м.
На рис. 10.15а представлена схема двух-
диапазонной антенны Виндома DL1BU. Ее
габариты соответствуют волновой антенне
20-метрового диапазона. Для 40 м она
длинновата из-за концевых эффектов, но
это не вредит делу, благодаря некритичнос-
ти согласования. При наличии антенного
тюнера ее можно применять и в 10-метро-
вом диапазоне [9].
Вседиапазонная антенна Виндома (160-
10 м) была представлена оператором
WA4PYG в 1984 г. и подробно описана опе-
ратором W8FX в журнале CQ [10,11]. Дли-
на антенны составляет 13,4 + 27,4 = 40,8 м,
а 300-омная согласующая линия длиной
14,8 м на нижнем конце снабжена симмет-
рирующим трансформатором 4:1 с разъе-
мом для подключения любого коаксиаль-
ного кабеля (рис. 10.156). Дальнейшее раз-
витие антенн Виндома привело оператора.
DL1VU к созданию антенны со сложением
токов [13]:
8,72 + 33,87 в 42,59 м (телеграфия);
17,35 + 24,20 = 41,55 м (телефония).
Многодиапазонная антенна Виндома
с коаксиальным фидером
В 1970 г. К. Фритцель (K.Fritzel, DJ2XH) раз-
работал многодиапазонную антенну Вин-
дома с коаксиальным фидером и выпустил
ее в продажу под маркой FD4-Windom
(здесь FD4 обозначает четырехдиапазон-
ный диполь Фритцеля) [14]. Антенна раз-
мером 13,8 + 27,7 = 41,5 м оснащена сим-
метрирующим трансформатором 6:1 на
кольцевом сердечнике и коаксиальным фи-
дером (рис. 10.16). В 1983 г. трансформатор
был переделан: на сердечнике большего
размера была выполнена другая намотка
ради повышения высокочастотной мощности
176
10. Полуволновые излучатели
300-омная двухпроводная
линия длиной 14,8 м
Симметрирующий
трансформатор 4:1
А - компоновка антенны и верхней части фидера
Типовая частотная зависимость КСВ по напряжению
Коаксиал 50-75 Ом любой длины
к передатчику или трансиверу
Частота, МГц 1,8 1,9 3,5 3,6 3,7 3,8
КСВ по напряжению 2,5 2,5 1,3 1,4 1,3 1,3
Частота, МГц 3,9 4,0 7,0 7,1 7,2 7,3
КСВ по напряжению 1,4 1,3 1,5 1,2 1,1 1,1
Частота, МГц 14,0 14,2 14,3 21,0 21,2 21,4
КСВ по напряжению 2,7 2,4 2,0 3,5 1,8 1,2
Частота, МГц 28,0 28,5 29,0 29,5
КСВ по напряжению 3,0 1,8 2,5 1,9
Рис. 10.15. Многодиапазонные антенны Виндома с симметричным фидером:
а - двухдиапазонная (DL1BU); б - вседиапазонная (WA4PGY)
и лучшего подавления поверхностных
волн. В настоящее время антенна FD4 ра-
ботает в любительских диапазонах 80, 40,
20, 17, 12, 10 м. Уменьшенная версия FD3
(6,6 + 13,6 = 20,2 м) перекрывает диапазо-
ны 40, 20, 10 м.
Эта антенна небезупречна, несмотря на
питание по коаксиальному кабелю и улуч-
шенное подавление поверхностных волн.
Ее не без оснований считают источником
высших гармоник и помех телевидению.
Антенна Виндома с асимметричным пи-
танием ведет себя как паразитный излуча-
тель (излучает подобно антенному проти-
вовесу в аналогичной ситуации).
Принципиальная схема FD-4
Рис. 10.16. Много диапазонная антенна Виндома
с питанием по коаксиальному кабелю типа FD4
Такая антенна, как и вибраторная или ан-
тенна Inverted Vee, допускает монтаж с из-
ломом между лучами, что экономит пло-
щадь под ней.
Версия FD4, которая отличается легкос-
тью, жесткостью и погодной стойкостью,
получила широкое распространение в слу-
жебной связи. Исчерпывающие теорети-
ческие и практические сведения об антен-
нах Виндома можно найти в [6].
Сдвоенные антенны Виндома
Чтобы распространить действие четырех-
диапазонной антенны Виндома на 15-мет-
ровый диапазон, радиолюбитель DJ2KY
[15] параллельно обычной многодиапазон-
ной конструкции длиной 41,5 м подключил
отдельную антенну Виндома для работы на
15 метрах. Так появилась сдвоенная антен-
на Виндома, показанная на рис. 10.17а. Как
правило, 15-метровая добавка выполняется
в виде тупоугольной V-образной антенны с
синтетическими оттяжками между землей
и концами проводников. При этом угол ра-
створа между обоими лучами должен быть
не менее 100°.
10.2. Многодиапазонные вибраторы
177
Рис. 10.17. Сдвоенная антенна Виндома:
а - на пять диапазонов (10,15, 20,40 и 80 м);
б - вседиапазонная на восемь или девять
диапазонов (в скобках - 9-диапазонный
вариант)
Этот и последующие варианты питались
по коаксиальному 50-омному кабелю произ-
вольной длины через симметрирующий
трансформатор 1:6. При 75-омном кабеле
выбирают коэффициент трансформации
1:4, так как входное сопротивление состав-
ляет около 300 Ом. Размеры элементов ан-
тенны приходится уточнять в зависимости
от ее конструктивной высоты и местного
окружения. Версия с указанными парамет-
рами хорошо проявила себя при работе в
пяти диапазонах.
После того как радиолюбителям разре-
шили работать в других КВ диапазонах, ес-
тественно было применить сдвоенные ан-
тенны Виндома и в новых частотных облас-
тях. С этой задачей успешно справились
операторы DJ7SH и DL1BBC [16]. Как вид-
но из рис. 10.176, дополнительная антенна
Виндома рассчитана на резонанс в диапазо-
не 30 м, но выполняются и условия резо-
нанса высших гармоник для 15-метрового
диапазона. Кроме того, измерения выявили
хорошую согласованность (КСВ < 1,5) в
процессе эксплуатации антенной системы в
17- и 12-метровом диапазонах. Таким обра-
зом, данная сдвоенная антенна Виндома
обеспечивает успешную работу в восьми
любительских КВ диапазонах. В указанном
варианте исполнения дополнительная Вин-
дом-антенна V-образной формы также дол-
жна устанавливаться под углом не менее
100° и натягиваться синтетическим фалом
изолятором. Посредством изменения угла
раствора удается тонко подстраивать ан-
тенну в целом на последней стадии монта-
жа. Коаксиальный кабель фидера должен
быть проложен от точки ввода питания от-
весно к земле, иначе расстраивается вся ан-
тенная система. Конструктивная высота об-
разцовой антенны над грунтом составляет
8 м. Питание осуществляется через транс-
форматор Г.6 на кольцевом сердечнике по
50-омному коаксиальному кабелю. График
КСВ свидетельствует о том, что в частот-
ной области всех восьми диапазонов вели-
чина КСВ не превышает 1,5.
В ходе дальнейшего развития сдвоенной
антенны Виндома для работы во всех девяти
радиолюбительских КВ диапазонах [17] был
добавлен 160-метровый диапазон. Длину
первоначальной антенны пришлось увели-
чить до 77,65 м с целью обеспечения условий
полуволнового резонанса (размеры в скобках
на рис. 10.176). Дополнительная Виндом-ан-
тенна осталась прежней, и для всех девяти
диапазонов КСВ< 1,5. Конструктивная вы-
сота данной антенны также равна 8 м, более
короткий луч основной антенны (25,88 м)
проходит под углом 90°, так что эта часть
в плане имеет Г-образную форму. При до-
статочной площади предпочтительнее раз-
вернутое размещение антенны на большей
высоте.
Расширение FD4 как сдвоенной антенны
Виндома на все диапазоны WARC (World
Administrative Radio Conference) описано
оператором DL8HBE [18]. Длина лучей
антенны для этих диапазонов составляет
5,4+ 11,2 = 16,6 м.
Сдвоенные антенны Виндома до сих пор
остаются полем для эксперимента. Мест-
ные условия вынуждают модифицировать
опубликованные конструкции, в связи с
чем в разделе 10.2.6 приводится ряд основ-
ных рекомендаций. Никакие утверждения
об усилении и диаграммах направленности
не могут быть одинаково справедливыми
для разных диапазонов. Вследствие взаим-
ного влияния окружения антенны, ее кон-
структивной высоты и состояния грунта
проявляются самые невероятные факторы.
В большинстве высокочастотных диапазо-
нов сдвоенная антенна Виндома эквивален-
тна длиннопроводной. Для характерных ча-
стот диапазонов (80 или 160 и 30 м) такую
антенну справедливо приравнять к полу-
волновому вибратору. Сама возможность
сравнительно малыми усилиями реализо-
вать действительно вседиапазонный режим
178
10. Полуволновые излучатели
работы гарантирует популярным антеннам
Виндома дальнейшее совершенствование.
Оператор DF4UW экспериментально ус-
тановил [19], что сдвоенная антенна Виндо-
ма наряду с восемью ожидаемыми резонан-
сами в любительских диапазонах обладает
множеством побочных. Следовательно, при-
сутствует протяженный спектр высших гар-
моник, которые порождают помехи радио-
и телевещанию. Поэтому настоятельно реко-
мендуется работать с антенной через фильтр
нижних частот при граничной частоте около
30 МГц (см. главу 30 тома 2).
10.2.3. Согласованный трехдиапазонный
вибратор
Построить простую, компактную антенну
на диапазоны 10, 20 и 40 м нетрудно, если
есть возможность опустить ее настолько,
чтобы сделать доступным вход для пита-
ния. С необходимостью опускания антенны
стоит смириться, если излучатель, пред-
ставленный на рис. 10.18, пригоден для всех
трех диапазонов и хорошо согласуется
с коаксиальным фидером произвольной
длины.
В 40-метровом диапазоне антенна рабо-
тает как обычный полуволновый вибратор
с лучами длиной по 10,1 м. В этом диапазо-
не коаксиальный кабель подключается в
точках АА с входным сопротивлением 60 Ом.
Разомкнутая двухпроводная линия длиной
5,2 м практически не влияет на резонанс-
ные свойства и излучательные параметры
антенны в 40-метровом режиме.
При переходе к 20-метровому диапазону
коаксиальный кабель подключается в точ-
ках СС на нижнем конце двухпроводной
линии. В этом случае половинки излучате-
ля образуют симметричный волновый виб-
ратор с высокоомным входом (пучность на-
пряжения). Двухпроводная линия длиной
5,2 м для 20-метровой волны служит чет-
вертьволновым трансформатором (раздел
6.5), где импеданс в точках СС сводится к
60 Ом. Для линии передачи с параллель-
ными проводами волновое сопротивление
принимается равным 500-600 Ом, что соот-
ветствует диаметру проводников 1,5 мм и про-
межутку между ними 70 мм (см. рис. 5.4).
В режиме 10-метрового диапазона на из-
лучателе укладываются четыре полуволны,
а диаграмма направленности имеет нуле-
вую точку на нормали к оси проводника -
там, где в 40- и 20-метровом диапазонах
находился главный луч (возмущениями
вследствие внешних условий пренебрега-
ем). Кроме того, в данном режиме узел тока
приходится на точки АА (высокое сопро-
тивление). Благодаря подключению коак-
сиального кабеля в точках В В двухпровод-
ная линия превращается в четвертьвол-
новый трансформатор для 10 м, причем
неиспользуемый открытый отрезок между
ВВ и СС не оказывает никакого влияния.
Чтобы отыскать и пометить оптимальное
положение мест подключения ВВ и СС, ан-
тенну настраивают, начиная с 10-метрового
диапазона. Коаксиальный кабель подсоеди-
няют приблизительно посередине двухпро-
водной линии и, меняя положение контак-
тов на линии, находят точку с минимальным
КСВ, значения которого определяют по по-
казаниям рефлектометра в цепи коаксиаль-
ного кабеля. Аналогичная настройка выпол-
няется и для участка СС. Обычно оптимум
располагается чуть выше конца двухпро-
водной линии.
Поскольку переход от симметричной
антенной системы к несимметричному ко-
аксиальному кабелю реализован без про-
межуточной симметрирующей цепи, суще-
ствует опасность возникновения поверхно-
стных волн в коаксиальном кабеле и помех
радио- и телевещанию. Удлинение или уко-
рочение коаксиального кабеля на 1-2 м
противодействует этому эффекту.
10.2.4. Согласованный
четырехдиапазонный вибратор
В описанных выше антеннах можно найти та-
кую точку на проводнике, в которой полное
сопротивление почти одинаково в несколь-
ких диапазонах. В этом месте излучатель
10.2. Многодиапазонные вибраторы
179
отделяется и подключается фидер с волно-
вым сопротивлением, приблизительно рав-
ным полному входному сопротивлению ан-
тенны в найденной точке.
Аналогичный способ применяют и к ра-
зомкнутому четвертьволновому шлейфу. К
центральным клеммам питания полуволно-
вого вибратора, рассчитанного на самую
низкую рабочую частоту, подключается ра-
зомкнутая четвертьволновая линия (рис.
10.19). Если полуволновый вибратор на-
строен в резонанс в 80-метровом диапазоне,
почти гармонический резонанс существует
и в диапазонах 40, 20 и Юм. Разомкнутая
четвертьволновая линия одновременно слу-
жит полуволновой линией для 40 м, волно-
вой линией для 20 м и двухволновой лини-
ей для 10 м. На этой разомкнутой двухпро-
водной линии имеется точка, где полное
сопротивление для всех указанных люби-
тельских диапазонов составляет 300 Ом (см.
раздел 6.6). Здесь можно подключать фидер
произвольной длины с волновым сопротив-
лением 300 Ом и питать антенну, приблизи-
тельно соблюдая требования по импедансам
во всех диапазонах. Теория и практика ука-
зывают на то, что точка подключения фиде-
ра отстоит от клемм питания излучателя на
треть длины шлейфа.
Рис. 10.19. Четырехдиапазонный вибратор
Шлейф и фидер изготавливаются из плос-
кого УКВ кабеля. В этом случае надо учиты-
вать коэффициент укорочения кабеля чет-
вертьволновой линии. В случае стандарт-
ного плоского УКВ кабеля с волновым
сопротивлением 240 Ом коэффициент V =
= 0,8, так что длина шлейфа составит 0,8 х Х/4.
Вместо 300-омного фидера можно ис-
пользовать коаксиальный кабель, если к
отводам шлейфа подключить симметриру-
ющий трансформатор 6:1 на кольцевом сер-
дечнике (см. раздел 7.7.3).
При размерах, указанных на рис. 10.19, в
начале 80-метрового диапазона (3500 кГц)
КСВ составляет 1,8 и возрастает в конце до 4.
В 40-метровом диапазоне согласование пре-
восходно и КСВ не превышает 1,5. В облас-
ти 14000-14200 кГц КСВ по-прежнему
меньше 2. Однако излучатель продолжает
прилично работать и в диапазоне 15 м, где
КСВ всюду меньше 2,5. В 10-метровом диа-
пазоне при 29500 кГц наблюдается хорошо
выраженный резонанс, при котором КСВ
.убывает до 1,2, но возрастает до 2,5 в конце
и до 3 в начале этого диапазона.
Вседиапазонные антенны с согласован-
ным фидером - это всегда компромисс, и,
как представляется, компромисс выгодный.
Впрочем, надо учитывать, что в диапазонах
20, 15 и 10 м на диаграммах направленнос-
ти появляется все больше провалов и меня-
ется направление главного луча.
10.2.5. Многодиапазонный вибратор
(V. D. London, J. D. Reid - британский патент
№ 460570 с приоритетом США от 1934 г.)
Весьма привлекательное решение, позволя-
ющее настроить полуволновый вибратор в
резонанс сразу в нескольких диапазонах,
состоит в том, чтобы на каждый требуемый
диапазон выделить по одному резонансно-
му вибратору, соединить клеммы питания
вибраторов и возбуждать их через общий
коаксиальный кабель. Подобные вибратор-
ные блоки известны с 1937 г. Промышлен-
ные образцы по принципу параллельных
вибраторов работают совместно со специ-
альной линией передачи, причем самый
длинный выполняется из легированной
стали, отличающейся особой прочностью
на растяжение, и несет на себе остальные
вибраторы. Последние, подобно широкому
сетевому кабелю для скрытой проводки,
заделываются в общий диэлектрик парал-
лельно друг другу.
Очевидно, что столь плотная упаковка
вибраторов в сочетании с общим питанием
уже не позволяет рассчитывать полуволно-
вые резонансы каждого из них в отдельнос-
ти по общеизвестным выражениям (10.1).
Клоде (Claudet), установивший это в ходе
длительных экспериментов, выявил сле-
дующие тенденции [20].
Если два расположенных рядом вибрато-
ра разной длины включить параллельно по
схеме, изображенной на рис. 10.20а, про-
изойдет явное электрическое укорочение
180
10. Полуволновые излучатели
меньшего из них (возрастет резонансная
частота), тогда как больший электрически
удлинится (резонансная частота снизится).
На рис. 10.20а представлен пример из
опытов Клоде, относящийся к блоку из
двух вибраторов для 20 м (fpe3 = 14,0 МГц)
и 10 м (fpe3 = 28,8 МГц). Чтобы снизить их
взаимное влияние, концы 10-метрового
вибратора отведены от 20-метрового на
450 мм, однако клеммы питания располо-
жены рядом. Сначала вибраторы рассчиты-
вались по уравнению (10.1) - найденные
размеры указаны в скобках. Выяснилось,
что вибратор диапазона 20 м оказался
слишком длинным для резонанса, тогда как
вибратор на 10 м был слишком короток.
Лишь после удлинения вибратора 10-мет-
рового диапазона с 4,94 до 5,19 м при одно-
временном укорачивании второго от 10,04
до 9,91 м удалось добиться резонанса в обо-
их диапазонах. Стоит также заметить, что
20-метровый вибратор при длине 10,04 м,
рассчитанной по уравнению (10.1), настра-
ивался в резонанс на частоте 14,175 МГц, а
укорочение до 9,91 м снизило резонансную
частоту до 14,0 МГц. Нетрудно посчитать,
что тот же вибратор при дальнейшем уко-
рачивании до 9,79 м вернется к прежней
резонансной частоте 14,175 МГц.
- 3,31 м (10,04 м)______ .
^рез'ЪОМГц *1,
^--адмгц
Рис. 10.20. Блок вибраторов: а - влияние
межвибраторной связи на резонансную частоту;
б - четырехдиапазонная антенна с блоком
вибраторов G3ESP; в - четырехдиапазонная
антенна с блоком вибраторов GI4JTF
Из этого примера следует равенство сумм
длин вибраторов, рассчитанных по уравне-
нию (10.1) и исправленных (10,04 + 4,94 =
= 9,97+ 5,19= 14,98 м). Следовательно,
уравнение (10.1) пригодно для расчета дли-
ны вибраторов в составе блока, надо лишь
ввести поправочные множители 0,975 для
вибратора диапазона 20 м и 1,051 - для 10 м.
Задача чрезвычайно усложняется, когда
речь идет о блоке из трех и более вибрато-
ров. Здесь еще требуются эксперименталь-
ные исследования.
По-видимому, описанные трудности с
расчетом параметров не возникают в случае
многодиапазонного вибратора, разработан-
ного G3ESP [21], - см. рис. 10.206. Здесь
длины строго соответствуют известным
расчетным соотношениям. В данной кон-
фигурации вибраторы проложены парал-
лельно друг другу с шагом 600 мм, и, что
особенно важно, клеммы их питания распо-
лагаются с таким же интервалом. Фидер
подключен к среднему вибратору. В каче-
стве распорок G3ESP применил деревян-
ные полоски с пропиткой, но лучше заме-
нить их профилями из синтетического ма-
териала. Средний вибратор выполнен из
медного канатика с синтетическим покры-
тием, а остальные - из голого провода диа-
метром 2 мм (твердая медь).
Самый длинный вибратор с размахом
20,77 м служит излучателем на ЗХ/2, рас-
считанным для 15-метрового диапазона.
Поэтому его входное сопротивление не-
сколько выше сопротивления полуволно-
вого вибратора. Некоторая рассогласован-
ность почти незаметна при питании через
75-омный коаксиальный кабель.
Для работы в полуволновом режиме в ди-
апазоне 40 м такой вибратор длинноват (ре-
зонансная частота составляет 6,85 МГц).
Когда в указанном диапазоне важна эффек-
тивность, вибратор укорачивают до 20,21 м
(резонансная частота равна 7,05 МГц). Если
при этом требуется сохранить хорошее со-
гласование в диапазоне 15 м, DL7AB реко-
мендует добавлять компактные катушки к
точкам расположения внешних пучностей
тока, электрически удлиняющие излуча-
тель для 15-метрового диапазона (см. раз-
дел 11.3). С вибраторами на 20 и 10 м ника-
ких трудностей не возникает. G3ESP не
предусматривает подключение симметри-
рующего преобразователя к клеммам пита-
ния. При необходимости здесь вводится
дроссель на коаксиальном кабеле (см. «Ка-
бельный дроссель» из раздела 7.4.2) или
10.2. Многодиапазонные вибраторы
181
симметрирующий трансформатор 1:1 на
кольцевом сердечнике.
Оператор GI4JTF разработал четырехди-
апазонный вариант блока параллельных
вибраторов с шагом между ними всего
50 мм (конфигурация и размеры приведе-
ны на рис. 10.20в). Антенну следует уста-
навливать на 10 м выше грунта. Она рабо-
тает даже в 15-метровом диапазоне при
КСВ = 1,8 во всей частотной области. Для
применения в телеграфии требуется удли-
нить 20-метровый вибратор до 10,46 м
(резонансная частота составляет 14,05 м),
а 10-метровый - до 5,2 м (резонансная час-
тота равна 28,1 м). Расчетные формулы от-
дельных вибраторов разные и для верхне-
го, среднего и нижнего вибраторов соответ-
ственно имеют следующий вид:
_ 145,02 М f ГМГц (10.6)
= 146>9 М с ГМГц (Ю.7)
146,18 М f ГМГц (10.8)
Эти выражения справедливы только для
параллельных вибраторов с промежутком
50 мм, находящихся на строительной высо-
те около 10 м. При меньшей высоте антен-
ны резонансные частоты убывают, что тре-
бует соответствующего укорачивания виб-
раторов.
Образец такой антенны питался через 75-
омный плоский кабель. По опыту известно,
что его с успехом заменяет 75-омный коак-
сиальный кабель, а при необходимости к
нему можно добавить симметрирующий
трансформатор 1:1 на кольцевом сердечни-
ке (см. раздел 7.3.1).
10.2.6. Многодиапазонная антенна G5RV
Эта известная многодиапазонная антенна,
созданная Л. Варни (L. Varney, G5RV) еще в
1946 г., была опубликована значительно поз-
же [23]. Она является потомком симмет-
ричной антенны длиной 31 м с согласую-
щей линией в 25 м, описанной в 1935 г. А.
Коллинзом и Л. М. Крофтом (L. М. Croft).
Продавалась она также в виде набора, но не
нашла широкого применения из-за слиш-
ком высокой цены и сложностей сборки.
Только антенна G5RV обеспечила лег-
кую сборку и низкий уровень стоячих волн
в фидере благодаря превращению согласу-
ющей линии в полуволновый трансформа-
тор 1:1 и приданию ей формы двухпровод-
ной линии с воздушной изоляцией и рас-
порками. Однако для многодиапазонного
режима по-прежнему необходимо антенное
согласующее устройство [9].
Варни [28] вновь исследовал примени-
мость антенны G5RV в диапазонах, недав-
но разрешенных WARC. При рассмотрении
принципов действия антенны исходят
прежде всего из режима работы в 20-метро-
вом диапазоне. На горизонтальной части
длиной 31,2 м укладываются три полувол-
ны (рис. 11.5), причем в геометрическом
центре наблюдается пучность тока. Там ак-
тивное сопротивление, зависящее от стро-
ительной высоты, оказывается близким к
100 Ом. Поскольку при возбуждении излу-
чателя высшими гармониками резонанс-
ную длину определяют по уравнению
(11.1), обратным счетом получаем оценку
резонансной частоты 14,2 МГц. Подклю-
ченная трансформирующая линия в соот-
ветствии с ее длиной также находится в по-
луволновом резонансе при 14,2 МГц. С уче-
том коэффициента укорочения V ~ 0,975
(линия передачи из двух параллельных
проводов с воздушной изоляцией и распор-
ками - см. раздел 5.1.2) ее геометрическая
длина составляет 10,3 м. Так как полувол-
новая линия передает входной импеданс на
свой выход в соотношении 1:1, там полу-
чится активное (действительное) сопро-
тивление 100 Ом на частоте 14,2 МГц. Для
75-омного кабеля, подключенного к точкам
XX, КСВ составит лишь 1,33. Нетрудно пе-
ресчитать длину и для других резонансных
частот 20-метрового диапазона.
Наличие трех полуволн в горизонталь-
ной части приводит к дроблению горизон-
тальной диаграммы направленности и по-
явлению четырех главных и двух боковых
лепестков.
В 10-метровом диапазоне на горизон-
тальной части укладывается чуть больше
шести полуволн, и потому верхняя точка
подключения трансформирующей линии
оказывается высокоомной. При избыточно-
сти длины горизонтальной части ее элект-
рическая длина составляет 5Х/4, то есть яв-
ляется нецелочисленной и, следовательно,
трансформирующей. Поэтому вход XX ока-
зывается высокоомным, так что требуется
блок настройки антенны.
182
10. Полуволновые излучатели
31,2 м
г - SL....... 1
Iе5" I :|
а) FT
хх
50 Ом
Г=7~
|ZSS5/W |
В)
Рис. 10.21. Многодиапазонные антенны G5RV:
а - исходный вариант G5RV; б - исполнение
по образцу W5ANB; в - исполнение по образцу
ZS6BKW; г - пример подходящей схемы
согласования
Благоприятными условиями согласова-
ния характеризуется 12-метровый диапа-
зон. Здесь на горизонтальной части уклады-
вается пять полуволн и линия-трансформа-
тор подключается в пучности тока, так что в
точках XX вероятно активное входное сопро-
тивление величиной 90-100 Ом.
В режиме 15-метрового диапазона гори-
зонтальную часть занимают приблизитель-
но 2,5 волны. В соответствии с распреде-
лением напряжения линия-трансформатор
подключается в пучности тока, а вход XX
приходится на узел тока и потому отлича-
ется высоким сопротивлением. Здесь также
нужно применять блок настройки антенны.
В диапазоне 17 м применяется двухвол-
новый вибратор, синфазно возбуждаемый
в своей средней части. Вход XX является
высокоомным; требуется обеспечить вход-
ное сопротивление 75 Ом с помощью согла-
сующего блока.
В 30-метровом диапазоне работают с
волновым вибратором, синфазно возбуж-
даемым в своей средней части в узле тока.
Длина линии-трансформатора не отвеча-
ет условиям резонанса, и на входе XX
имеется реактивное сопротивление. По-
этому и в данном случае для 30-метрово-
го диапазона необходим блок настройки
антенны.
Условия 40-метрового диапазона аналогич-
ны. Горизонтальная часть длиной 31,2 м до-
полняется до волнового вибратора отрезком
линии длиной 4,87 м из пары параллельных
проводов. Остальная часть этой линии созда-
ет емкостное реактивное сопротивление на
входе XX, в силу чего здесь также применя-
ют блок настройки антенны.
В 80-метровом диапазоне антенна эквива-
лентна укороченному полуволновому вибра-
тору. Недостающую для резонанса длину
5,18 м обеспечивает соответствующий отрезок
линии из пары параллельных проводов. Ос-
тавшийся отрезок линии создает индуктивное
реактивное сопротивление на входе XX. Та-
ким образом, блок настройки антенны необхо-
дим и для 80-метрового диапазона.
Методы настройки укороченных или уд-
линенных полуволновых вибраторов близ-
ки соответствующим приемам работы с эле-
ментами трехдиапазонной остронаправлен-
ной антенны G4ZU (см. раздел 18.1).
Реактивные сопротивления на входе ан-
тенны устраняют с помощью LC-цепочек,
подключаемых в точке XX. На рис. 10.21г
изображена схема цепочки, а ее параметры
приведены в табл. 10.3. С помощью подоб-
ных цепей коаксиальный кабель фидера со-
гласуется в любом диапазоне. Наличие сто-
ячих волн контролируют рефлектометром
в цепи фидера. Практика показала, что при
переходе от линии-трансформатора, сим-
метричной относительно земли, к несим-
метричному коаксиальному кабелю сим-
метрирующий трансформатор не нужен.
Поверхностные волны во внешнем про-
воднике коаксиального кабеля подавля-
ются с помощью дросселя на коаксиаль-
ном кабеле (см. «Кабельный дроссель» из
раздела 7.4.2).
Параметры согласующей линии-транс-
форматора:
• 400/600 Ом - двухпроводная линия «ку-
риный насест» 10,4 м;
10.2. Многодиапазонные вибраторы
183
Таблица 10.3. Параметры схемы согласования (рис. 10.21г)
Любительский диапазон, м Катушка Li, витки Катушка L2, витки Диаметр катушки, мм Шаг намотки, мм
80 4-5 17+17 65 0
40 3 9+9 65 0
30 3 7+7 65 0
20, 17 3 5+5 60 3
15, 12, 10 1 4+4 45 6
• 450 Ом - плоский (ленточный) кабель,
9,3 м;
• 300 Ом - плоский (ленточный) кабель,
8,8 м.
Антенна G5RV поставляется, в частности
фирмами Англии (Bricomm) и США (Radio
Works, QuickKit), с размерами:
• удвоенная длина (1,8-28 МГц):
-антенна - 62,5 м;
-согласующая линия - 18,6 м;
• нормальная длина (3,5-28 МГц):
-антенна - 31,3 м;
-согласующая линия - 9,3 м;
• половина длины (7-28 МГц):
-антенна- 15,6 м;
-согласующая линия - 4,6 м;
• четверть длины (14-50 МГц):
- антенна - 7,8 м;
-согласующая линия - 2,3 м.
Антенна W5ANB
Эта антенна является вариантом G5RV [29],
ее размеры приведены на рис. 10.216. Она
применяется в диапазонах 40,17 и 10 м без
антенного согласующего блока. Входное
сопротивление в точке XX составляет
50 Ом. Обеспечено прекрасное согласова-
ние по всем частотным областям диапазо-
нов 40 и 17 м (КСВ < 2). В диапазоне 10 м
минимальный КСВ = 1,1 приходится на
29,3 МГц, а частотная область применения
(где значение КСВ остается меньше 2) про-
стирается от 29,0 до 29,6 МГц. Испо-
льзуется 300-омная трансформирующая
линия.
Многодиапазонная антенна ZS6BKW
На основе G5RV Б. Остин (В. Austin) со-
здал антенну ZS6BKW на пять диапазонов.
Она обходится без антенного согласующего
блока, а сопротивление на ее входе XX явля-
ется чисто активным и составляет около
50 Ом. Антенна, разработанная с помощью
компьютерной программы в сочетании с
контрольными измерениями, подробно опи-
сана в [21]. Ее оптимальные размеры приве-
дены на рис. 10.21в.
И в этом случае удобным решением про-
блемы трансформатора была сочтена са-
модельная линия из параллельных про-
водов с волновым сопротивлением 400 Ом.
Она изготавливается в соответствии с
данными, приведенными в разделе 5.1.2,
причем для расчета волнового сопротивле-
ния в зависимости от расстояния между
проводами и их диаметра используются
уравнения (5.2) и (5.3). Для ZS6BKW
были установлены, в частности, диаметр
проводов 1,63 мм, расстояние между ними
23 мм и коэффициент укорочения
V = 0,9.
Горизонтальная часть антенны подвеши-
валась на различных расстояниях от грунта.
Наилучшее входное сопротивление уда-
лось получить при высоте антенны 13 м,
но и на высоте 7 м сопротивление остава-
лось вполне удовлетворительным. Допус-
тимо монтировать антенну V-образной
формы, пользуясь 12-метровой мачтой, но
при этом вследствие концевых эффектов
сужаются частотные области. Подробно-
сти приведены в [31].
Антенну ZS6BKW можно эксплуати-
ровать с 300-омным плоским кабелем, од-
нако тогда ее габариты становятся иными
[31]: антенна - 28,1 м, согласующая ли-
ния - 11,2 м.
В силу вышеизложенных причин совер-
шенно необходим трансформатор симмет-
рии. Возможные поверхностные волны в
коаксиальном кабеле устраняются дроссе-
лем на этом кабеле. Антенна непригодна
для работы в диапазонах 15 и 30 м.
184
10. Полуволновые излучатели
10.2.7. Вибраторы с запирающим
контуром
(Н. К. Morgan - патент США № 2229856, 1938 г.)
Последовательный или параллельный коле-
бательные контуры, встроенные в антенну,
упоминались в патенте США уже в 1934 г.
[32]. Антенна с запирающим контуром в со-
временном виде запатентована в 1938 г., а в
1940 г. информация о ней опубликована в
журнале Electronics [33].
Антенна W3DZZ
Антенна привлекла внимание радиолю-
бителей, лишь когда Ч. Л. Бьюкенен
(С. L. Buchanan, W3DZZ) в 1955 г. в журна-
ле QST (США) сообщил о созданной им
вседиапазонной антенне с единственным
запирающим контуром в каждом из ее плеч.
После войны в Англии П. Дж. Шиерс
(Р. G. Shears, G8KW) по тем же принципам
разработал всеволновый вибратор с запира-
ющим контуром, а фирма KW Electronics Ltd.
продает эту антенну с 1956 г. под названием
G8KW Multiband Trap-dipole.
Такие антенны до сих пор остаются излюб-
ленными в качестве многодиапазонных. Анг-
лийским словом «trap» (ловушка), называют
параллельный резонансный контур, встроен-
ный в антенную линию. Он служит запира-
ющим контуром для резонансной частоты.
На частотах ниже резонансной контур дей-
ствует как последовательная индуктив-
ность, а выше - как последовательная ем-
кость. Рис. 10.22 поясняет принцип дейст-
вия антенны.
Запирающие контуры в проводнике ан-
тенны настроены на резонансную частоту
7,05 МГц. Внутренние отрезки плеч вибрато-
ра длиной по 10,07 м находятся в полуволно-
вом резонансе с частотой 7,05 МГц, так что
запирающие контуры с такой же резонансной
частотой играют роль изоляторов, а внешние
отрезки плеч вибратора «остаются не у дел».
При возбуждении вибратора на частоте
3,5 МГц резонанс отсутствует и контур пере-
стает быть изолятором. Теперь он действует
чисто индуктивно как удлиняющая катушка
и электрически удлиняет внешний отрезок на-
столько, что излучатель в целом отвечает ус-
ловиям резонанса полуволнового вибратора
на частоте 3,5 МГц. В высокочастотных лю-
бительских диапазонах длина излучателя со-
ставляет около 1,5 X для 20 м, 2,5 X для 15 м
и 3,5 X для 10 м. Расчет электрической длины
проводников по уравнению (11.1) показыва-
ет, что при возбуждении высшими гармони-
ками они оказываются слишком длинными
для резонанса в 20-метровом диапазоне и,
напротив, слишком короткими в 15- и осо-
бенно в 10-метровом диапазонах. Избыток
длины на 20 м в значительной степени ком-
пенсируется запирающим контуром, по-
скольку на частотах выше резонансной он
ведет себя как электрически укорачиваю-
щая емкость. По этой же причине провод-
ники вибратора, и без того укороченные,
становятся еще короче в диапазонах 15 и
10 м. Как показала практика, никакие ком-
бинации параметров антенны не позволя-
ют одновременно привести все три резо-
нанса излучателя к серединам диапазонов.
Встроенные в проводники антенны запира-
ющие контуры служат не только отличитель-
ным признаком антенны W3DZZ, но и мерой
ее работоспособности. Здесь важны высокая
добротность контуров и их температурная
стабильность. Не следует забывать, что на
открытом воздухе контуры подвергаются
сильным колебаниям температуры, а это
влияет на резонансную частоту. Случается,
что W3DZZ функционирует лишь в опреде-
ленном интервале температур и выходит из
строя при сильных ее изменениях, поэтому
перед окончательной сборкой необходимо
обеспечить температурную компенсацию. С
данной целью в контуре применяют катушку
с небольшим положительным температур-
ным коэффициентом индуктивности и кон-
денсатор с противоположной температурной
зависимостью. Для уверенной компенсации
влияния температуры часто приходится ис-
пользовать несколько конденсаторов с раз-
ными температурными коэффициентами ем-
кости. При этом нужно, чтобы суммарная
емкость конденсаторов равнялась расчетной
величине. Об успешности температурной
,6,71 м.
12
10,07 м
h
10,07 м
ij
'б,77м ,
X
1рЕЗв 7^МГц
0=60 пФ
L
С
X
Рис. 10.22. Антенна W3DZZ
10.2. Многодиапазонные вибраторы
185
компенсации судят, измеряя резонансную
частоту при нагреве и охлаждении контура и
корректируя ее температурный ход. Частота
параллельного резонансного контура измеря-
ется с помощью поглощающего частотомера
с транзисторным генератором под контролем
калиброванного приемника или электронно-
счетного частотомера.
Высококачественную катушку изготавли-
вают из свободно уложенного посеребренно-
го медного провода диаметром 2 мм. Конден-
сатор заделывают в полистироловую трубку
и герметизирует полистироловым клеем.
Желательно весь контур разместить в изоли-
рующем защитном корпусе, для чего подой-
дет бытовая пластиковая посуда.
На запирающих контурах падает высокое
напряжение, поэтому рекомендуется приме-
нять конденсаторы высокой электрической
прочности с напряжением пробоя не ниже 3,
а лучше - 5 кВ. Конденсатор можно сделать
из отрезка коаксиального кабеля с хорошо
известной погонной емкостью. У 50-омно-
го кабеля с полиэтиленовым диэлектриком
(V = 0,66) она равна 100 пФ/м, у 60-омного -
85 пФ/м и у 75-омного - 67 пФ/м. Точные
данные приводятся в спецификациях изго-
товителя. Берется отрезок кабеля, длина ко-
торого соответствует необходимой емкости,
один его конец включается параллельно ка-
тушке, а другой остается свободным, причем
внутренняя жила не соединяется с экраном.
Такой кабельный конденсатор может свобод-
но висеть, но лучше привязать его параллель-
но одному из проводников антенны, к концу
которого припаивается экран кабеля.
Способ изготовления высококачественно-
го запирающего контура целиком из коакси-
ального кабеля (рис. 10.23) описан операто-
ром W3JIP [35]. В варианте, изображенном
на рис. 10.23а, вместо конденсатора исполь-
зован отрезок коаксиального кабеля, а индук-
тивность обеспечивается обычной катушкой.
Ее также можно заменить определенным за-
витым отрезком коаксиального кабеля, по-
скольку большая площадь его внешнего про-
водника гарантирует высокую добротность
катушки. Внутренняя жила кабеля не влияет
на индуктивность, но при соответствующем
включении образует емкость контура. Такой
вариант параллельного резонансного кон-
тура приводится на рис. 10.236; его досто-
инствами являются температурная стаби-
льность, высокая электрическая прочность
и приличная добротность контура.
Как видно из рис. 10.236, проводник ка-
тушки в виде экрана кабеля включается
Рис. 10.23. Варианты запирающего контура из
коаксиального кабеля: а - кабель в качестве
емкости контура; б - кабель в качестве емкости
и индуктивности
между точками х и у. Внутреннюю жилу с ле-
вой стороны оставляют свободной и тщатель-
но изолируют для предотвращения пробоя
высоким напряжением; ее правый конец со-
единяют с точкой х. Автор использовал 50-
омный коаксиальный кабель типа RG58/U,
навитый без натяга на трубку из полиэтиле-
на диаметром 38 мм. После заделки концов
запирающий контур помещают в защитную
оболочку (например, из силиконовой рези-
ны). Табл. 10.4 поможет воспроизвести антен-
ну. Тонкая подстройка осуществляется сме-
щением витков обмотки.
С ростом популярности вседиапазонной
антенны W3DZZ увеличивается и число по-
пыток сконструировать «идеальную» антен-
ну с запирающим контуром путем ее целе-
направленных изменений. В табл. 10.5 приве-
дена сводка различных параметров таких
антенн, составленная по материалам люби-
тельских публикаций. В них ничего не гово-
рится об условиях и методах измерений, и
потому не стоит переоценивать эти данные.
Тем не менее в данной сводке есть и полезные
сведения о многодиапазонных антеннах с
контурами - «ловушками ».
Из табл. 10.5 явно следует, что все кон-
струкции с < 10 м (№ 4-9) предназначе-
ны для применения в странах второго ре-
гиона, поскольку там разрешено пользо-
ваться 80-метровым (3500-4000 кГц) и
40-метровым (7000-7300 кГц) диапазонами.
Таблица 10.4. Параметры запирающего
контура из коаксиального кабеля
Любительский диапазон, м Число витков Длина катушки, мм
40 123/4 75
30 93/4 60
20 63/4 45
17 53/4 35
15 5 35
12 41/2 30
10 33/4 30
186
10. Полуволновые излучатели
Таблица 10.5. Сводка параметров многодиапазонных антенн
№№ Г, м Ь, М L, мкГн С, пФ Резонансные частоты антенн, МГц
3,7 7 14 21 28
1 10,07 6,71 8,3 60 3,7 7,05 14 21,2 >30
2 10,1 6,75 8,3 60 3,7 7 13,75 21,2 30,2
3 10 6,57 8,3 60 3,68 7,03 ? 21,6 >30
4 9,75 6,93 8,2 60 3,75 7,2 14,15 ? 29,5
5 9,76 6,71 8,2 60 3,74 7,2 14,15 21,4 30
6 9,76 6,71 8 65 3,7 7,2 14,1 21,5 30
7 9,76 6,71 5,8 85 3,85 7,28 14 21,4 29,8
8 9,76 6,4 5 100 3,9 7,25 14,1 21,5 29,9
9 9,76 6,71 4,6 102 3,92 7,24 13,8 21,35 29,9
Для Европы (первый регион) частотные об-
ласти этих диапазонов сужены и парамет-
ры № 1-3 более благоприятны.
В 10-метровом диапазоне все варианты
страдают «внешними дефектами», так как
резонанс соответствует высокочастотному
краю диапазона или даже выходит за его пре-
делы. Причина этого понятна из рис. 10.24д:
действующая здесь емкость колебательного
контура С в данном режиме приурочена к
узлу тока; излучатель, чья длина недостаточ-
на и без «ловушки», становится еще коро-
че, и при резонансе посредине диапазона
возникает реактивная составляющая емко-
сти (показана пунктиром). Посредством со-
ответствующего удлинения /2 можно вер-
нуть резонанс к середине диапазона. Как
свидетельствуют данные табл. 10.5, такая
мера недостаточно действенна, поскольку
даже при большей длине проводника антен-
ны резонанс оказывается далеко от середи-
ны диапазона. Существенное же удлинение
проводника одновременно вывело бы резо-
нанс при 14 МГц за пределы диапазона в сто-
рону 13 МГц. Радиолюбитель G6LX пред-
ложил наращивать проводник /2 = 6,71 м
Рис. 10.24. Распределение тока в антенне W3DZZ: а, б и в - соответственно 40-, 80- и 20-метровые
полуволновые вибраторы на 1,5 X; г - 15-метровый вибратор на 2,5 X; д - 10-метровый вибратор
на 3,5 X
10.2. Многодиапазонные вибраторы
187
вторым проводником длиной 7,7 м, как это
сделано в блоке вибраторов на рис. 10.20а.
Условия 15-метрового диапазона относи-
тельно благоприятны, так что иногда даже
говорят о «широком резонансе» (рис. 10.246).
Но и здесь резонансы чаще всего выходят за
верхнюю границу диапазона (табл. 10.5), по-
этому некоторое удлинение 12 будет полез-
ным. Увеличение емкости С при одновре-
менном уменьшении индуктивности L не
решит проблемы: в этом случае 80-метро-
вый резонанс выйдет за пределы диапазона
для региона 1 (табл. 10.5, № 7-9), так как
эффект удлинения от уменьшенной катуш-
ки контура окажется недостаточным.
При определении длины излучателя на ча-
стоте 14,2 МГц по уравнению (11.1) можно
сделать вывод: антенна оказывается на 3 м
длиннее, чем требуется для резонанса на от-
резке ЗА./2. Это следует и из рис. 10.24в (рас-
пределение тока выделено пунктиром). Уко-
рочение за счет емкости С не настолько
эффективно для всех размерам, чтобы до-
биваться резонанса в середине диапазона, и
потому резонанс частично оказывается вне
данного диапазона (табл. 10.5, № 2 и 9).
Итак, есть возможность модифицировать
вседиапазонные антенны с запирающим кон-
туром. Однако у всех вариантов есть недо-
статки: либо хорошие условия для резонанса
в диапазонах 10 и 15 м реализуются из-за ухо-
да резонанса 20-метрового диапазона за его
пределы, либо параметры для наилучшего
согласования в этом диапазоне получаются
за счет резонанса в 10- и 15- метровом диапа-
зонах.
Нужно учесть и столь важные факторы,
как высота излучателей над грунтом, окруже-
ние антенны и проводимость грунта в ее ок-
рестностях, ведь любой из них способен су-
щественно изменить свойства антенны. По-
этому вседиапазонные антенны обычно
монтируют на высоте не менее 10 м: лишь в
этом случае можно надеяться на приблизи-
тельное сохранение расчетных параметров.
Как показывает распределение тока на рис.
10.24, при возбуждении всех диапазонов в
пучности тока у полуволновых вибраторов
для диапазонов 80 и 40 м следует ожидать
входной импеданс величиной около 60 Ом. В
высокочастотных любительских диапазонах
происходит возбуждение высшими гармони-
ками и сопротивление излучения в пучности
тока растет. Согласно рис. 11.2, оно составля-
ет 100, 120 и 130 Ом в диапазонах 20, 15 и
10 м соответственно.
При питании антенны 75-омным коакси-
альным кабелем имеет место почти полное
согласование для 80 и 40 м, если излучатель
возбуждается на частоте резонанса. В тех же
условиях КСВ составляет по меньшей мере
1,73, 1,6 и 1,33 в диапазонах 10, 15 и 20 м.
Однако на практике приходится сталкивать-
ся с менее благоприятными значениями из-
за несоблюдения условий резонанса. Как уже
отмечалось в разделе 5.5.3, рассогласование
не слишком длинного фидера влечет за собой
умеренные потери. Требуется лишь на выхо-
де передатчика включить согласующий блок,
который позволит оконечному каскаду взаи-
модействовать с чисто активной нагрузкой и
благодаря этому отдавать антенне всю мощ-
ность.
Для возбуждения симметричной антенны
несимметричным коаксиальным кабелем
необходим соответствующий симметрирую-
щий преобразователь. В современных вседи-
апазонных антеннах его функцию чаще все-
го выполняет симметрирующий трансфор-
матор 1:1 на кольцевом сердечнике.
Многодиапазонная антенна
с запирающим контуром HA5DM
Коротковолновик HA5DM разработал мно-
годиапазонную антенну с запирающим кон-
туром по принципу W3DZZ, но в качестве
антенны применил петлевой вибратор, для
чего потребовалось четыре запирающих кон-
тура (рис. 10.25). Размах вибратора дос-
тигает 34,5 м, а параллельные проводники
проложены на расстоянии 0,3 м от вибра-
тора и зафиксированы с помощью распоро-
к-изоляторов. В запирающих контурах ис-
пользованы индуктивности 6,4 мкГн и ем-
кости 68 пФ, обеспечивающие расчетную
резонансную частоту 7,63 МГц.
Рис. 10.25. Многодиапазонная антенна с запирающим контуром HA5DM
188
10. Полуволновые излучатели
При соблюдении размеров, показанных на
рис. 10.25, и питании произвольно длинным
плоским УКВ кабелем с волновым сопротив-
лением 240-300 Ом условия согласования
для всех коротковолновых любительских ди-
апазонов должны быть хорошими. Приводят-
ся следующие оценки КСВ: 1,2 на 3,5 МГц; 1,3
на 7 МГц; 1,5 на 14 МГц; 1,8 на 21 МГц; 2 на
28 МГц. Сведения о положении резонансной
частоты в пределах диапазонов отсутствуют.
Наличие симметрирующего трансформато-
ра на кольцевом сердечнике позволяет пи-
тать эту систему по коаксиальному кабелю
(см. раздел 7.3.1).
Трехдиапазонная антенна с запирающим
контуром
Трехдиапазонная антенна, сконструирован-
ная оператором K2GU, схематически изоб-
ражена на рис. 10.26. Она не рассчитана на
прием 80-метрового диапазона, поэтому ее
общая длина составляет лишь 17 м. Провод-
ники по обе стороны от клемм питания име-
ют длину по 5,08 м и, следовательно, соответ-
ствуют полуволновому резонансу на 20 м. За-
пирающие контуры настроены в резонанс на
частоту 14,1 МГц с помощью индуктивности
4,7 мкГн и емкости 27 пФ. Суммарная длина
антенны с учетом индуктивности «ловушки»
обеспечивает полуволновый резонанс в диа-
пазоне 40 м.
Рис. 10.26. Модификация антенны W3DZZ
для трех диапазонов
В 10-метровом диапазоне антенна превра-
щается в полутораволновый вибратор. При
этом возникает избыточная длина провод-
ников антенны, что, однако, компенсируется
укорачивающим действием контуров-«ло-
вушек». Если необходимо, та же антенна
преобразуется в волновый вибратор 15-мет-
рового диапазона. В таком режиме вход пи-
тания становится высокоомным и возника-
ет опасность сильной рассогласованности.
В данном случае фидер должен быть изго-
товлен в виде настроенной линии с электри-
ческой длиной, кратной нечетному числу
четвертей длины волны.
Рекомендации, относящиеся к антенне
W3DZZ, применимы и к описываемой ан-
тенне, так как они аналогичны по питанию
и конструкции.
Еще одна трехдиапазонная антенна с запи-
рающим контуром предложена оператором
W7QB. Как следует из рис. 10.27, ее размах
составляет 32,5 м, и для поддержания рабо-
чих режимов в диапазонах 80, 20 и 15 м при-
ходится применять четыре запирающих кон-
тура. Необычно то, что внутренние концы
вибратора загнуты вниз на 2,13 м, где и нахо-
дятся клеммы питания. Тем самым уменьша-
ется размах антенны без ущерба для ее резо-
нансной длины. Поскольку на отвесном от-
резке линии в параллельных проводниках
протекают противофазные токи, эти корот-
кие проводники не излучают. Данное обстоя-
тельство благоприятно сказывается на диаг-
раммах направленности 15- и 20-метрового
диапазонов и предположительно дает выиг-
рыш по усилению на 1,8 дБ.
Излучательная длина 15-метрового диа-
пазона ограничивается обеими внутренни-
ми «ловушками» ЦCi с резонансной час-
тотой 21,2 МГц (2 мкГн х 25 пФ). В сумме с
отвесными отрезками резонансная длина
равна 2 х 10,82 м, что соответствует 2 х ЗХ/4.
Так получается полутораволновый вибратор
с волновым сопротивлением 100 Ом, возбуж-
даемый в пучности тока.
Электрически эквивалентны также усло-
вия функционирования в 20-метровом диа-
пазоне. Здесь значения резонансной длины
ограничиваются внешними запирающими
3,66м ^мкГнЗ,66м2мкГн 869 м
Н L2 и L-------
L1
8,69 М
01
26пФ
оо
02
26 пФ
Симметрирующий
трансформатор 1:1
М МГц
1РЕЗ = fPE3 =
21,1 МГц 14,2 МГц
аксиальный кабель
эизвольной длины
. 02---
ЧЩ5МГц
Z.7 ДбУм м

м
Рис. 10.27. Трехдиапазонная антенна W7QB
(размеры указаны для резонансных частот 3, 7,14,2 и 21,2 МГц)
10.3. Компактные антенны
189
контурами L2C2, настроенными на резонан-
сную частоту 14,1 МГц (4 мкГнх 25 пФ).
В этом случае длина плеч вибратора
составляет 14,48 м, и они оказываются
слишком короткими для ЗХ/4-волнового
резонанса на частоте 14,1 МГц. Поскольку
внутренние «ловушки» С j действуют толь-
ко как индуктивности, длина излучателя воз-
растает до требуемой величины.
В 80-метровом диапазоне суммарная дли-
на излучателя равна 36,28 м, что на 4,26 м
меньше длины полуволнового резонанса. Но
здесь все четыре «ловушки» работают как
индуктивности, и излучатель электрически
удлиняется до резонанса. В данном случае
он рассчитан на частоту 3,7 МГц. Путем из-
менения внешних отрезков излучатель уда-
ется настроить на любую резонансную час-
тоту в пределах данного диапазона, не влияя
на резонансную частоту 20- или 15-метрово-
го диапазонов.
На частоте 3,7 МГц активное входное со-
противление составляет около 60 Ом, а для
двух других диапазонов оно близко к 100 Ом,
так что КСВ в 75-омном фидере равен всего
лишь 1,3. Фидер на коаксиальном кабеле сим-
метрируется трансформатором 1:1.
Контуры-«ловушки» широко распрос-
транены в многодиапазонных разборных
антеннах промышленного изготовления,
например в знаменитых антеннах типа
Trap-Vertical. Более подробные сведения
можно найти в [37-42].
10.3. Компактные антенны
Большинство радиолюбителей стремится об-
завестись эффективной антенной системой,
но им недостает площади для ее монтажа.
Как правило, на крыше дома вполне раз-
мещается эффективная антенна высокоча-
стотных любительских диапазонов. Одна-
ко новичок, следуя собственному жизненно-
му опыту, начинает с «детской площадки» -
излюбленного 80-метрового диапазона. Здесь
требуются длинные излучатели, а это затруд-
няет создание антенны. Но если вникнуть в
суть дела, то и в сложных обстоятельствах
найдется реальная возможность постро-
ить приличную конструкцию. К сожале-
нию, разнообразие местных условий не ос-
тавляет шансов патентованным универ-
сальным решениям.
Ниже описываются компактные антенны
для 80- и 40-метрового диапазонов. Даже
если их не удастся повторить, знакомство с
ними будет полезным.
10.3.1. Вложенные многодиапазонные
вибраторы
(D. О. Morgan - патент США№ 362296298,1962 г.)
В итальянском радиожурнале за 1967 г. мож-
но найти описание многодиапазонной ан-
тенны американской фирмы Mor-Gain [43].
Ее принцип действия показан на рис. 10.28
и 10.29.
К/8—►!
50 Ом
L 50 Ом L
Рис. 10.28. Принцип действия двухдиапазонной
антенны Mor-Gain в 80-метровом диапазоне
Г*— Х/4—►!
с с
Рис. 10.29. Принцип действия двухдиапазонной
антенны Mor-Gain в 40-метровом диапазоне
На 80 м антенна является удлиненным
четвертьволновым вибратором. Ее внут-
ренний шлейф длиной А./8 действует как
индуктивность (см. рис. 10.28). На 40 м
она становится полуволновым вибрато-
ром, а внутренний шлейф служит парал-
лельным колебательным контуром (LC) -
см. рис. 10.29.
В 1979 г. в журнале фирмы Fritzel было
рассказано, как самостоятельно собрать
петлевую антенну на 80 м [44], сведения
о которой опубликованы в [45, 46].
Позднее оператор HB9KL сообщил об
укороченном вибраторе с концами, отогну-
тыми к тыльной стороне [47], предложив
следующую формулу для удлинения виб-
ратора из-за отгиба:
т _ 157’2
Технические характеристики трехдиапа-
зонного вибратора (80,40, 15 м):
190
10. Полуволновые излучатели
• общая длина -31,1м;
• длина проводника:
- на 80 м - 42,48 м;
- на 40 м - 20,18 м;
• ширина полосы (КСВ х 2):
- 80 м - 42 МГц;
- 40 м - 255 кГц.
Этот вибратор представлен на рис. 10.30.
◄-------------------31,1м
80 м Вибратор
Симметрирующий
трансформатор
40м Вибратор
• — изолятор
Рис. 10.30. Укороченная трехдиапазонная
антенна для диапазонов 80,40 и 15 м
Вибратор 40-метрового диапазона можно
применять и на 15 м.
На рис. 10.31 воспроизведена вложенная
многодиапазонная антенна для диапазонов
80, 40, 20 и 15 м (вибратор для OVC26, раз-
меры такие же, как у DF4MR, 1988 г.). Для
80, 40 и 20 м существуют собственные виб-
раторы, а в 15-метровом диапазоне исполь-
зуется вибратор на 40 м. Общая длина ан-
тенны составляет 29,9 м. При установке на
другом месте ее пришлось довести до 31,4 м.
По сравнению с развернутыми конструк-
циями, вложенные антенны нуждаются в уд-
линении и отличаются более узкой частот-
ной полосой.
10.3.2. Укороченные вибраторы
Укороченными считаются вибраторы, длина
которых меньше резонансной полуволновой
длины [45-51]. Есть много причин укора-
чивать антенны относительно их. «нор-
мального» размера: недостаток простран-
ства для монтажа, недружелюбные соседи,
несогласие домовладельца, необходимость
работы на ходу или выполнения в пере-
носном варианте. *
Однодиапазонный укороченный
вибратор
Длина антенны может быть уменьшена без
чрезмерного ухудшения характеристик ее из-
лучения, однако укороченная антенна уже не
является резонансной. Существует два спо-
соба восстановить резонансное входное со-
противление: компенсировать укорочение
индуктивностью или нагрузить антенну
концевой емкостью.
Индуктивная компенсация
Любая антенна, геометрически укорочен-
ная с помощью удлиняющих катушек, ха-
рактеризуется тремя параметрами: длиной
излучателя, положением удлиняющей ка-
тушки и ее индуктивностью. Чем ближе ка-
тушка к пучности тока, тем эффективнее
укорочение. Но при этом полоса частот ан-
тенны сужается вслед за укорочением сво-
бодного отрезка ее проводника.
Многодиапазонный укороченный
вибратор
Двухдиапазонный режим реализуется с по-
мощью простых катушек. Этот принцип из-
вестен с 1924 г., а в 1961 г. Латтин (W4JRW)
описал его в [52].
Двухдиапазонный вибратор на 80 и 40 м
имеет длину 26 м (рис. 10.32). Индуктив-
ность катушек составляет около 120 мкГн.
Она обеспечивается плотной намоткой 200
витков медного провода диаметром мини-
мум 1 мм на пластиковой трубке диамет-
ром 26 мм. При меньшем диаметре прово-
да возрастают потери из-за нагрева ка-
тушки. В качестве трубки-каркаса удобно
использовать водопроводную трубу из ПВХ
на 3/4 дюйма. Обмотку следует покрыть
изоляционным лаком, так как при высо-
кой мощности возникает опасность коро-
нирования.
Рис. 10.31. Вложенная антенна для диапазонов 80,40, 20 и 15 м
10.3. Компактные антенны
191
12=1,53 м
120 мкГн
/7 * 10,97 м
____________1
/,-70,37м
12 = 1.53м
jnrrinrL*.,, _2L-o
120 мкГн
Рис. 10.32. Двухдиапазонный короткий вибратор на 80 и 40 м
Вибратор рассчитан на работу в телеграф-
ном режиме. Если необходимо сместить
80-метровый резонанс к высокочастотному
краю полосы, следует несколько укоротить /2
(например, до 1,25 м). Собственная емкость
катушек составляет около 2,3 пФ, а собствен-
ная резонансная частота - примерно 10 МГц.
Катушки не имеют резонанса в 40-метровом
любительском диапазоне и потому вовсе не
являются здесь «замаскированными запира-
ющими элементами».
Ширина полосы частот (КСВ х 2) в 80-мет-
ровом диапазоне составляет всего 50 кГц, а в
40-метровом - около 350 кГц.
С помощью нескольких катушек строят
многодиапазонные укороченные вибрато-
ры. В США такие антенны выпускают фир-
мы Alpha Delta и W9INN Antennas.
10.3.3. Проволочная пирамида
Диапазон 80 м «оживает» в годы миниму-
ма солнечных пятен, когда диапазоны 10 и
15 м почти или совсем «умолкают». Одна-
ко возможности дальней связи в 80-метро-
вом диапазоне реализуются только при на-
личии соответствующей антенны.
Увы, приличному 80-метровому излу-
чателю нужно много места и высокие опо-
ры. Минимальным требованиям отвечал
бы полуволновый излучатель размахом не
менее 40 м, подвешенный не ниже 20 м над
грунтом. Но и в этом случае не всегда га-
рантируется благоприятное излучение ра-
диоволн из-за сильного влияния горизон-
тальных проводов, кромок крыш, метал-
лических сооружений и других объектов.
Кроме того, возникают неконтролируемые
поглощения и отражения, а эффективная
длина антенны оказывается существенно
меньше геометрической. Подобный полу-
волновый вибратор характеризуется во-
все не теоретическим входным сопротив-
лением 60-70 Ом, а гораздо меньшим,
поэтому так редко встречается любитель-
ский 80-метровый излучатель с хорошими
свойствами.
Как правило, приходится довольствоваться
укороченными суррогатами, стараясь ском-
пенсировать потери избытком мощности.
Пока что мало известен тип антенны
«проволочная пирамида» (рис. 10.33). Для
нее достаточны площадь 14x14 м и мачта
высотой 13 м. Тем не менее это полноцен-
ная антенна с хорошими свойствами, удач-
но приспособленная к режиму работы в
80-метровом диапазоне [53].
Рис. 10.33. Эскиз проволочной пирамиды
Рис. 10.34. Прокладка проводников
и направление тока в проволочной пирамиде
Суммарная длина проводника пирамиды
составляет 1 X. Провод антенны одновремен-
но служит оттяжками мачты. Прокладка про-
водника и расположение клемм питания
представлены на рис. 10.34. Как видно, про-
водник образует два равносторонних треу-
гольника со сторонами длиной по 1/6. Бла-
годаря принятому способу питания через
наклонные отрезки проводника рядом с
клеммами питания течет синфазный ток, на
что указывают стрелки на рис. 10.34. В гори-
зонтальных, ближайших к грунту, отрезках
длиной по 1/6 ток течет в противоположных
направлениях, причем в их средних точках А
и В наблюдается максимум напряжения. От-
сюда следует, что вклад этих отрезков в излу-
чение антенны невелик.
На диаграмме направленности имеется
максимум в направлении A-В и минимум -
по нормали к нему Однако оба максимума
192
10. Полуволновые излучатели
слабо выражены, поэтому считается, что та-
кие антенны хорошо излучают по всем на-
правлениям. Углы излома проводника, стро-
ительная высота и качество грунта влияют на
диаграмму направленности и входное сопро-
тивление. Последнее составляет 35-75 Ом,
позволяя питать антенну непосредственно
по коаксиальному кабелю. Идеализирован-
ная диаграмма направленности проволоч-
ной пирамиды, рассчитанная для разных
строительных высот, опубликована в [54].
Рис. 10.35. Устройство и параметры
проволочной пирамиды
на резонансную частоту 3700 кГц
КПД антенны зависит от ее строитель-
ной высоты. Высота центральной мачты
13 м и расстояние от горизонтальных от-
резков до земли 3 м - таковы минимальные
требования. Пирамида отличается очень ос-
трым резонансом (узкополосностью). А по-
скольку она еще и возбуждается через согла-
сованный фидер, то настроить ее в резонанс
с помощью блока настройки антенного со-
единителя не удается. Благодаря столь быс-
трому падению мощности по краям диапа-
зона есть возможность менять резонансную
частоту по мере необходимости. С этой це-
лью резонанс смещают к высокочастотно-
му краю диапазона (например, к 3750 кГц),
а затем перестраивают его на требуемую
частоту, подсоединяя отрезок провода к
средним точкам А или В горизонтальных
отрезков. Из опыта известно, что удлине-
ние данного отрезка на 45 см уменьшает ре-
зонансную частоту на 50 кГц. Как правило,
этого достаточно для настройки антенны на
частоту 3700 кГц.
Такой прием позволяет уверенно работать
в области телефонии в диапазоне 3600-
3800 кГц. Для обеспечения телеграфного
режима антенну настраивают на 3550 кГц,
подключая к точкам А или В по отрезку
провода длиной 1,35 м. Если же важен вне-
шний вид или требуются особо стабильные
условия, между мачтой и точкой А или В
надо укрепить жесткий проводник из от-
резков по 450 или 900 мм, разделенных изо-
ляторами, что позволит менять резонанс-
ную частоту через 50 или 100 кГц с по-
мощью перемычек в обход изоляторов.
Поскольку точки А или В приходятся на
максимумы напряжения, нужны высокока-
чественные изоляторы.
Для коаксиального кабеля рекомендуется
длина А./2. Его геометрическая длина состав-
ляет 26,75 м при коэффициенте укорочения
0,66. Симметрирование необязательно. На
центральной мачте допустимо монтировать
и другие антенные системы.
Пирамидальная антенна выгодно отли-
чается от горизонтальных излучателей:
благодаря наклону проводников она на-
много слабее взаимодействует с соседни-
ми горизонтальными силовыми или теле-
фонными линиями, что существенно ос-
лабляет влияние окружающей обстановки
на ее свойства.
10.4. Угловые вибраторы
(Р. S. Carter - патент США № 2258406,1938 г.)
Во многих случаях, в частности в 80-метро-
вом диапазоне и радиовещании, предпочти-
тельны антенны с круговой диаграммой на-
правленности в горизонтальной плоскости Е.
Такая диаграмма присуща вертикальным
вибраторам. К сожалению, вертикальный
полуволновый вибратор практически невоз-
можно реализовать в длинноволновых люби-
тельских диапазонах, поскольку высота по-
добной 80-метровой антенны составила бы
40 м. Даже четвертьволновые вертикальные
антенны типа Groundplane или Маркони дол-
жны иметь высоту не менее 20 м.
10.4. Угловые вибраторы
193
Меньших издержек требуют проволоч-
ные антенны горизонтального расположе-
ния, чьим диаграммам направленности при-
дается почти круговая форма в плоскости
Е путем соответствующего изменения кон-
фигурации самой антенны. Как показано на
рис. 10.36, диаграмма направленности гори-
зонтального вибратора меняется вместе с
его изломом в горизонтальной плоскости.
Минимумы излучения на двухлепестко-
вых диаграммах развернутых вибраторов
(рис. 10.36, al и 61) исчезают с увеличе-
нием угла излома вибратора, и диаграмма
становится более или менее близкой к
круговой (рис. 10.36, строки 2-4). Судя
по этим диаграммам, конструкция угло-
вых вибраторов настолько гибка, что
удовлетворяет любым запросам.
4)
Рис. 10.36. Горизонтальные диаграммы
направленности угловых вибраторов
К сожалению, не существует угла изло-
ма, при котором диаграмма направлен-
ности становилась бы чисто круговой. На
практике любители-коротковолновики до-
вольствуются отсутствием на ней выра-
женных минимумов.
10.4.1. Волновый угловой вибратор
с круговой диаграммой
направленности
Волновым угловым вибратором называ-
ется простая проволочная антенна с углом
излома 90° (рис. 10.36, 63). Она излучает
практически одинаково во все стороны и
применяется в качестве вседиапазонной
антенны.
Волновый угловой вибратор, показанный
на рис. 10.37, почти неизвестен в радиолю-
бительских кругах, хотя и относится к тому
же семейству, что и популярные U-образ-
ные передающие УКВ- и телеантенны, ра-
мочные излучатели и их современные вари-
анты.
Рис. 10.37. Волновый угловой вибратор
с круговой диаграммой направленности
90-градусный волновый угловой вибра-
тор, рассчитанный на работу в диапазоне
40 м, одновременно может служить и полу-
волновым угловым вибратором 80-метро-
вого диапазона. Такому режиму отвечает
диаграмма направленности, изображенная
на рис. 10.36, аЗ. Она далека от идеальной
круговой, но вместе с тем лишена миниму-
мов излучения, присущих диаграмме раз-
вернутого вибратора. К тому же указанный
излучатель пригоден и для диапазонов
дальней связи 20, 15 и 10 м, где он стано-
вится V-образной антенной с хорошо выра-
женной направленностью. При этом энер-
гия излучается преимущественно в двух
направлениях вдоль биссектрисы угла из-
лома.
Для вседиапазонного режима требуется
возбуждение через настроенный фидер.
Согласование с произвольным ненастроен-
ным фидером посредством замкнутой чет-
вертьволновой согласующей линии целесо-
образно только в однодиапазонном режиме.
Волновый угловой вибратор с углом изло-
ма 60° отличается особенно удачной фор-
мой горизонтальной диаграммы направ-
ленности в виде сглаженного шестиуголь-
ника.
Заслуживают упоминания еще несколько
горизонтально поляризованных вибрато-
ров с круговым излучением (турникетная
194
10. Полуволновые излучатели
антенна, антенна типа «листок клевера» и
др.), но они слишком громоздки для КВ
диапазонов и будут рассмотрены вместе с
УКВ антеннами.
10.5. Наклонные антенны
В 1940 г. Яхнов рассчитал поле излучения
прямого наклонного провода [55]. В люби-
тельской литературе названия sloping V
(наклонная V-образная) и sloper (наклон-
ная) впервые упоминаются операторами
WA6WUI и W6MZ в 1975 г. применитель-
но к антеннам дальней связи 80-метрового
диапазона [56]. Три переключаемых на-
клонных антенны описаны в 1979 г. [57].
Различают три типа наклонных антенн:
• Inverted V. У этого вибратора обе ветви
наклонены и в определенном направле-
нии образуют угол раскрыва от 60° до 90°;
• полуволновая наклонная антенна (соб-
ственно наклонная антенна). Такой виб-
ратор натянут от вершины мачты к земле
под углом около 45° и питается в средней
части (рис. 10.38). Впрочем, радиолюби-
тель OE5CVL получил патент на подоб-
ную многодиапазонную антенну с пере-
ключаемой диаграммой направленности
[59]. Наклонная угловая антенна для ди-
апазона 160 м описана в [61—64];
• четвертьволновая наклонная антенна (по-
ловинная наклонная антенна). Этот чет-
вертьволновый излучатель, или полу-
диполь, наклонно натягивается от конца
мачты к земле и питается с верхнего кон-
ца [61-64].
10.6. Широкополосные
вибраторы
Вибратор при резонансе имеет чисто ак-
тивное входное сопротивление. В случае
возбуждения на частотах вне резонанса у
входного сопротивления появляются ин-
дуктивная или емкостная реактивные со-
ставляющие.
Чем тоньше вибратор, тем быстрее нара-
стают реактивные составляющие при от-
клонении от резонансной частоты и тем
уже частотная полоса вибратора. Поэтому
для обеспечения широкой полосы приме-
няют вибраторы с малым отношением X/d
(«толстые» вибраторы) как в полуволновом,
так и в волновом вариантах.
10.6.1. Волновые вибраторы
Если говорить о шйрокополосности, то вы-
годнее оказываются волновые вибраторы,
поскольку при равных отношениях X/d их
отличает гораздо более широкая полоса про-
пускания по сравнению с полуволновыми.
Распределение тока в «толстых» вибра-
торах не строго синусоидальное, а несколь-
ко более плоское (рис. 10.39). Поэтому ве-
личина тока в точках ввода питания «тол-
стого» вибратора относительно велика, чем
и объясняется падение входного сопротив-
ления с уменьшением отношения X/d [65].
Распределение тока
Рис. 10.39. Распределение тока в «толстом»
волновом вибраторе
Если широкополосный вибратор образо-
ван толстыми цилиндрическими трубами
или стержнями (рис. 10.39), то на их торцах
в точках ввода питания появляется боль-
шая емкость. Кроме того, при подключении
фидера происходит резкая смена сечения
проводников. Поэтому обычно в месте вво-
да питания стержни сводят на конус (рис.
10.40а), что четко локализует область под-
ключения фидера и позволяет оптимизиро-
вать входной импеданс и ширину полосы за
счет формы зоны питания.
Нередко коническую форму придают всей
антенне, получая двухконусный вибратор
(рис. 10.406). Его входное сопротивление
рассчитывается по величине угла при вер-
шине конуса и определяется с помощью
10.6. Широкополосные вибраторы
195
рис. 10.41. Благодаря широкополосности та-
ких вибраторов величина коэффициента
укорочения не слишком существенна. Счи-
тается, что в среднем V = 0,73.
Конические «корзины» (рис. 10.40в), да-
же построенные из множества стержней,
>1 ,
Рис. 10.40. Широкополосные вибраторы:
а - «толстый» волновый вибратор из
цилиндрических стержней, сведенных на конус;
б - двухконусный вибратор; в - волновый
вибратор с двумя коническими «корзинами»;
г - плоский вибратор
Угол излучения, град.
Рис. 10.41. Зависимость входного
сопротивления двухконусного вибратора
от угла при вершине
отличаются малыми массой и ветровым со-
противлением, но сохраняют свойства двух-
конусного вибратора. Наконец, можно во-
обще отказаться от объемности и перейти к
плоскому вибратору, которому ради опре-
деленности точек ввода питания придают
треугольную форму (рис. 10.40г). При из-
готовлении плоскостей из металлической
сетки или перфорированных пластин сни-
жаются ветровое сопротивление и масса
антенны без существенного ущерба для ее
свойств. Коэффициент укорочения V и в
этом случае составляет 0,73. Подробнее ши-
рокополосные плоские антенны рассматри-
ваются в разделе 26.1 (том 2).
У представленных здесь широкополос-
ных вибраторов относительная ширина по-
лосы b зависит от их размеров и составляет
0,5-0,8 f0. Об относительной ширине b упо-
минается в разделе 3.1.4; она определяется
выражением (3.6).
В более совершенных конструкциях с оп-
тимизированным вводом питания отноше-
ние граничных частот полосы антенны дос-
тигает 4:1.
10.6.2. Антенна T2FD
Данная антенна выпускается промышлен-
ностью. T2FD соответствует сокращению
TTFD (Tilted Terminated Folded Dipole -
замкнутый наклонный петлевой вибратор).
Иногда ее называют антенной W3HH - по
позывному пропагандирующего ее радио-
любителя [66-68].
Длина антенны T2FD, воспроизведенной
на рис. 10.42, составляет лишь Х/3 на самой
низкой частоте. Благодаря наклону антен-
ны под углом 30° экономится занимая пло-
щадь. К тому же для ее монтажа достаточна
мачта высотой всего 10 м и столбик высо-
той 1,85 м.
7^7^
Рис. 10.42. Антенна T2FD согласно W3HH
196
10. Полуволновые излучатели
Подкупает широкая частотная полоса
апериодического излучателя с отношением
граничных частот 1:5. Настройкой антенны
на самую низкую частоту 7000 кГц обеспе-
чивается размах интервала длины волн в
14,35 м, так что антенна оказывается при-
годной для работы на более высоких часто-
тах во всех любительских КВ диапазонах.
При этом речь идет не о гармоническом ре-
зонансе, а о ширине полосы, формируемой
затуханием. Таким образом, T2FD подхо-
дит и для любых промежуточных частот,
что избавляет от лишних затрат при пере-
ходе к недавно разрешенным любительс-
ким диапазонам.
При указанном выше угле наклона антен-
на излучает по многим направлениям.
Сложная изрезанная диаграмма направлен-
ности вовсе не является круговой, но не
имеет и четко выраженного главного луча.
На ней много лепестков и побочных макси-
мумов, однако нет ни одного четкого мини-
мума. Поэтому T2FD способна работать
почти одинаково эффективно в разных на-
правлениях. В равной степени она пригод-
на и в качестве приемной антенны.
До сих пор нет конкретных данных об уси-
лении такой антенны. Изрезанность диаг-
раммы направленности не позволяет срав-
нивать ее по усилению с полуволновым виб-
ратором, поскольку у нее нет главного луча.
В некоторых сообщениях утверждается, что
T2FD на 1-2 S-ступени превосходит полу-
волновый вибратор, но это противоречит те-
ории и, возможно, объясняется случайными
эффектами, связанными с особенностями
диаграммы направленности. У образцового
вибратора диаграмма направленности изоб-
ражается парой почти идеальных окружно-
стей, а мощные лепестки излучения антен-
ны T2FD как бы вписываются в нее. «Усиле-
ние» зависит от частоты и в лучшем случае
составляет -3 дБ, а в норме - от -6 до -5 дБ.
Это утверждение не исключает необходи-
мости дополнительной проверки антенны
T2FD, поскольку усиление является лишь
одним из множества свойств антенны.
Размеры антенны, которая изображена на
рис. 10.42, соответствуют данным W3HH и
рассчитаны на работу в 40-метровом диапа-
зоне, но ее удается настроить также на час-
тоты в интервале 7-35 МГц (1:5). С не-
сколько меньшим КПД она удовлетвори-
тельно функционирует и в 80-метровом
диапазоне. Здесь для работы с полной отда-
чей следует удвоить размеры по сравнению
с показанными на рис. 10.42.
В принципе длина / = Х/3 приводится к
наименьшей рабочей частоте:
(10.9)
_ 100
£
ТМГц
Оптимальный промежуток D равен Z/100
и рассчитывается по формуле:
(10.10)
Dm~
гМГц
Угол наклона антенны составляет 30°, но
допустимы отклонения от него вплоть до
20° или 40°.
Можно применять фидеры с волновым со-
противлением 300-600 Ом. Благодаря низ-
ким потерям особенно выигрышны двухпро-
водные линии с воздушной изоляцией, вол-
новое сопротивление которых определяется
по графику на рис. 5.4. Здесь применяются
и плоские УКВ кабели.
Важнейшей и самой трудновыполнимой
деталью антенны является нагрузочный ре-
зистор. Он должен быть безындукционным и
с малой емкостью, чтобы в рабочем интерва-
ле частот отсутствовали заметные реактив-
ные составляющие. Поэтому здесь нельзя
применять проволочные резисторы в виде
обмотки. В режиме передачи резистор преоб-
разует в тепло по крайней мере 35% коротко-
волновой мощности оконечного каскада, так
что для 100-ваттного передатчика понадобит-
ся резистор, способный рассеивать мощность
35 Вт. Разумеется, это не важно, когда антен-
на используется только для приема радио-
волн. В таком случае в качестве сопротив-
ления нагрузки подойдет любой пленочный
резистор соответствующего номинала (жела-
тельно без спиральной нарезки).
Сопротивление поглощающего резисто-
ра равно волновому сопротивлению фиде-
ра произвольной длины. 600-омный фидер
требует нагрузку такого же сопротивления
(600 Ом). Однако на практике выгоднее,
чтобы сопротивление нагрузки было не-
сколько большим [69, 70].
Не рекомендуется применять фидеры с
волновым сопротивлением менее 300 Ом,
иначе величина нагрузочного сопротивле-
ния становится слишком существенной.
Волновое
сопротивление
* фидера, Ом
600
450
300
Оптимальное
сопротивление
нагрузки, Ом
650
500
390
10.6. Широкополосные вибраторы
197
В противоположность этим данным опе-
ратор DK9FN определил, что оптимальное
сопротивление нагрузки составляет 340 Ом,
если антенна T2FD питается по 75-омному
коаксиальному кабелю через симметрирую-
щий трансформатор 6:1 на кольцевом сер-
дечнике. В эксперименте по сопоставлению
T2FD и настроенного вибратора антенна
всякий раз уступала ему 1-2 S-ступени [70].
Согласованный фидер подключается не-
посредственно к выходному контуру око-
нечного каскада передатчика через катуш-
ку связи. При 600-омном фидере нужно
шесть витков в режиме 40- и 80-метровых
диапазонов и три витка в диапазоне 20 м.
Поскольку антенна T2FD в силу свой ши-
рокополосности беспрепятственно излуча-
ет все высшие и дополнительные гармони-
ки, для защиты от помех следует пользо-
ваться избирательной цепочкой связи. В
первую очередь рекомендуется схема связи,
показанная на рис. 8.8, которая подходит
для любых согласованных симметричных
линий. При включении на входе антен-
ны симметрирующего трансформатора на
кольцевом сердечнике (см. раздел 7.4) и
выборе коэффициента трансформации 8:1
антенна T2FD возбуждается через коакси-
альный кабель произвольной длины.
В США фирма Barker & Williamson запа-
тентовала и выпустила петлевые широкопо-
лосные вибраторы АС 1.8-30 и АС 3.5-30, ос-
нованные на принципе антенны T2FD [73].
10.6.3. Замкнутый широкополосный
вибратор
Этот интересный вибратор на бегущих волнах
был представлен Гертлером (Guertler) и Коль-
ером (Collyer) на съезде IREE в Мельбурне
в 1973 г. [74,75]. Его длина составляет лишь
40,6 м, а КСВ меняется от 1,3 до 2,6 в ин-
тервале частот 3,5-30 МГц. Эскиз антенны
приведен на рис. 10.43а, а частотный ход
КСВ в указанном интервале - на рис. 10.436.
Горизонтальные провода четырех двух-
проводных секций зафиксированы на тре-
буемом расстоянии друг от друга с помо-
щью восьми алюминиевых трубок диа-
метром 25 мм и длиной по 1,80 м. Между
внешней и внутренней секциями находят-
ся нагрузочные резисторы сопротивлением
по 330 Ом, параллельно которым включе-
ны индуктивности по 16 мкГн. Величина
нагрузки и индуктивности катушек не слиш-
ком существенны. КСВ очень слабо зави-
сит от индуктивности на низкочастотном
конце рабочей области, а уменьшение со-
противления на 150 Ом больше влияет на
величину КСВ.
Симметричное входное сопротивление
составляет 300 Оми может быть согласова-
но с любым коаксиальным кабелем с по-
мощью подходящего симметрирующего
трансформатора на кольцевом сердечнике
(см. раздел 7.3.1).
Относительно допустимой нагрузки ре-
зисторов данные не приводятся, но по-
скольку затухание распределяется по двум
нагрузочным резисторам, параллельно ко-
торым включены катушки индуктивности,
можно ожидать, что нагрузка 20 Вт для пе-
редатчика выходной мощностью 100 Вт до-
пустима. Пока что нет практических сведе-
ний и об эффективности этих антенн.
Использование алюминиевых распорок в
сочетании с медным проводом представля-
ется сомнительным: при наличии влаги
возможны электрохимические процессы.
Так как двухпроводная секция должна быть
замкнутым прямоугольником, распорки
разрешается выполнить из механически
прочного изолирующего материала (напри-
мер, из бамбука), обеспечив контакт между
проводами на концах двухпроводных сек-
ций. Несомненно, эта антенна послужит
Рис. 10.43. Замкнутый широкополосный вибратор для частот 2,5-30 МГц:
а - эскиз антенны; б - частотная характеристика КСВ
198
10. Полуволновые излучатели
благодарным объектом для радиолюбителя,
склонного к экспериментированию.
Еще один интересный широкополосный
вибратор длиной 23 м описан в [76, 77].
10.7. Антенны особой формы
К антеннам особой формы принято относить
такие, внешний вид которых является нетра-
диционным, например оптимизированный
вибратор в виде крыловидной антенны.
10.7.1. Оптимизированный вибратор
Оптимизация повышает эффективность
линейных антенн; в частности, их усиление
увеличивается благодаря оптимизации фор-
мы антенны по Ландсторферу [78, 79]. Та-
кие антенны называют по имени разработ-
чика - антеннами Ландсторфера или по их
форме - крыловидными [80]. Полуторавол-
новый вибратор обеспечивает усиление
7,8 dBi (5,65 dBd).
Скругленная оптимальная форма была
приближенно реализована китайцами
в 1984 г. в виде проводника ^изломами
(рис. 10.44) [81]. Он прост в изготовлении
и имеет следующие параметры:
• АВ = 0,150 X;
• ВС = 0,225 X;
• CD = 0,375 1;
• усиление - 6,6 dBi;
• ширина диаграммы главного луча в плос-
кости Е - 37,5°;
• ширина диаграммы главного луча в плос-
кости Н - 110°;
• входное полное сопротивление - (118,64 +
+ ф 15,7) Ом;
• частота вибратора - 203 МГц.
10.7.2. Удлиненный вибратор
Идея скомпенсированного удлиненного виб-
ратора принадлежит X. Беншу (H.Bensch,
Рис. 10.44. Оптимизированный вибратор
(ломаная из трех отрезков)
DL4KCJ) [82]. Если вибратор сделать длин-
нее 1/2, то возрастет сопротивление источ-
ника питания. Например, при длине виб-
ратора 0,6-0,65 1 сопротивление увели-
чивается на 200-300 Ом (с индуктивной
составляющей 200-300 Ом). Такое измене-
ние компенсируется парой соответствую-
щих конденсаторов на вводе питания. Для
согласования с полным сопротивлением
50-омного кабеля к вибратору подключает-
ся полуволновый шлейф с коэффициентом
преобразования 4:1. Тогда реактивная со-
ставляющая компенсируется общим кон-
денсатором (рис. 10.45)
В зависимости от размеров усиление ан-
тенны составляет 0,5-1 дБ.
50 Ом
Хс___
Хс~200Ом
Полуволновая
петля
Рис. 10.45. Удлиненный вибратор
Удлиненный петлевой вибратор
Тот же принцип был применен оператором
DL4KCJ к петлевому вибратору с пери-
метром 31/2. Его усиление составило 4 дБ
и оказалось на 3 дБ выше, чем у рамки с
периметром 1. Схема удлиненного петле-
вого вибратора для 70-сантиметрового лю-
бительского диапазона показана на рис.
10.46.
Сопротивление источника питания шлей-
фа равно 160 Ом. Для согласования с со-
противлением в 50 Ом используется чет-
вертьволновый трансформатор с волновым
сопротивлением 90 Ом.
Рис. 10.46. Удлиненный петлевой вибратор
10.8. Настройка вибратора
199
10.8. Настройка вибратора
Существуют определенные соотношения
между размерами антенн и длиной радио-
волн. В свободном пространстве наименьшей
длиной обладает полуволновый вибратор.
Для правильного выбора габаритов ан-
тенны важно знать ее резонансную длину.
Как правило, она меньше полуволны в сво-
бодном пространстве.
С ростом поперечного размера антенны
уменьшается ее длина, необходимая для ре-
зонанса. Укорочение тем сильнее, чем мень-
ше вытянута антенна, то есть чем она толще.
Приведем формулу для изменения дли-
ны антенн.
Среднее изменение длины антенны (в
сантиметрах), отнесенное к приращению
частоты на 100 кГц, равно удесятеренной
разности длин антенны (в метрах) в начале
и конце диапазона длин волн, деленной на
разность частот (в мегагерцах) в начале и
конце того же диапазона.
Методика настройки
Прежде всего определяют резонанс антен-
ны с помощью щупа или измерителя антен-
ных шумов: антенна слишком длинна, если
резонансная частота низка, и наоборот, вы-
сокая резонансная частота антенны свиде-
тельствует о недостаточности ее длины. За-
тем антенну удлиняют или укорачивают.
На практике настройку антенны выполня-
ют, пользуясь данными табл. 41.2 приложе-
ния (см. том 2), с учетом длины полуволно-
вого диполя (0,5 Z). При этом из табл. 10.6
берется среднее удлинение, приведенное к
приращению частоты на 100 кГц. Провод-
ник укорачивают, отгибая или откусывая
его концы.
Таблица 10.6. Средние приращения длины
антенны на 100 кГц изменения частоты
для полуволнового вибратора
Диапазон, м Частота, МГц D, см
160 1,8-1,9 416
80 3,5-3,8 108
40 7,0-7,1 28
30 10,1-10,15 12
20 14,0-14,35 6,8
17 18,068-18,168 4,0
15 21,0-21,45 3,2
12 24,89-24,99 2,0
10 28,0-29,7 2,8
Для удлинения проводника наращивани-
ем применяются парные клеммы, обжим-
ные гильзы или автомобильные штекеры.
При настройке пользуются также изме-
рителем КСВ, с помощью которого опреде-
ляют величину КСВ по напряжению: если
она мала на низкой частоте, значит, длина
антенны слишком велика, а если на высо-
кой - длина недостаточна.
При настройке многодиапазонных ан-
тенн из параллельных вибраторов необхо-
димо учитывать их взаимное влияние. Це-
лесообразно начинать с самого длинного
вибратора (с наименьшей частоты), по-
скольку обратное влияние последующих
изменений длины высокочастотных виб-
раторов представляется незначительным.
Процесс упрощается в случае многодиапа-
зонной антенны с запирающими контура-
ми в вибраторах: настройку начинают с
наименьшего вибратора (с самой высокой
частоты). Обратное влияние последую-
щих изменений длины низкочастотных
вибраторов оказывается незначительным
благодаря разъединению отрезков вибрато-
ра запирающими контурами.
Если после многократных попыток на-
стройки не удается добиться определенной
величины КСВ по напряжению, то остают-
ся две возможности:
• антенна подвешена слишком низко, и по-
этому рассогласование сохраняется', не-
смотря на настройку путем изменения ее
длины;
• электрическая длина плеч вибратора нео-
динакова, что наблюдается, например,
если одно из плеч находится близко от
крыши дома, мачты или других объектов;
подобная добавочная емкость удлиняет
плечо, так что его следует укоротить.
Литература к главе 10
{!] Dome R.: Balanced dipole antenna fed by coaxial cable. QST,
May 1979, pp. 43-44.
[2] Gibilisco S.: Zepp and Sons - an end-fed, 1/2-wave antenna.
73 Magazine, May 1982, pp. 96-98.
[3] Moxon L.: HF Antennas for All Locations (Zepp pp. 47-50)
RSGB, Potters Bar, Herts, 1993.
[4] Windom L. G.: Notes on Ethereal Adornments Practical
Design Data for the Single-Wire-Fed-Hertz Antenna. QST,
September 1929, pp. 19-22, 84.
[5] Blaeser G.: Die Windom-Antenne DL-QTC 1/52, S. 9-12.
[6] Nagle I.: Windom antennas. Ham Radio, May 1978, pp. 10-19
[7] Schips K.: Eine universelle Unterdachantenne. CQ-DL,
10/92, S. 612.
[8] Schwarzbeck G.: Eine ideale Zweibandantenne. QRV,
10/50, S. 364-366.
200
10. Полуволновые излучатели
[9] Craigher W. : Eine Allbandantenne, CQ-OE 3/62, S. 7-8.
[10] Thurber К. T: Antennas - This and That (The Windom
Revised). CQ, January 1984, pp. 65-66.
[11] Thurber К. T: Antennas - Reader Forum (modified
Windom). CQ, March 1989, pp. 60-61.
[12] Hille К. H: Von der Windomantenne zur Stromsum-
menantenne. Funk 9.87, S. 12-14.
[13] Hille К. H: Die Stromsummenantenne. CQ-DL, 10/87,
S. 621-624.
[14] SpillnerF.: Die FEW-Windom-Antenne.QRV 0/71, S. 13-20.
[15] Spillner E: Eine Windom-Antenne fur 5 Bander und
allgemeine Betrachtungen. QRV, 8/72, S. 425^430.
[16] Scholle H; Steins R.: Eine Doppel-Windom-Antenne fur
acht Bander. CQ-DL 9/83, S. 427.
[17] Scholle H; Steins R.: Eine Doppel-Windom-Antenne fur
neun Bander. CQ-DL, 7/84, S. 332.
[18] Ermisch P: Erweiterung der FD4 fur die «WARC»-Bander.
CQ-DL, 10/92, S. 612.
[19] GUnther W.: Eine echte Allbandantenne ohne Traps. CQ-
DL, 7/85, S. 378.
[20] Claudet A.: Erfahrungen mit Mehrband-Dipol-antennen.
QRV, 1/79, S. 31-32.
[21] Farrar W.: Multiband dipole for the hf bands. Radio
Communication, June 1979, p. 527.
[22] Squance E.: Multiple hf parallel dipoles - some further
thoughts. Radio Communication, March 1982, p. 225.
[23] Varmey L.: An Effective Multiband Aerial of Simple
Construction. RSGB Bulletin, July 1958, pp. 19-20.
[24] Varney L.: The G5RV aerial - some notes on theory and
Operation. RSGB Bulletin, November 1966, pp. 705-707.
[25] Krischke A.: Theorie und Praxis der G5RV-Allband-
antenne, QRV, 2/1980, S. 65-69.
[26] Orr B.: The G5RV antenna Revisited - Again. CQ,
November 1992, pp. 74, 76, 78, 80, 81.
[27] Belrose J. S; Bouliane P: On Center-Fed Multiband
Dipoles. Is the G5RV really an allband antenna? QST, March
1994, pp. 34-36.
[28] Varmey L.: G5RV Multiband Antennat... Up-To-Date.
Radio Communication, July 1984, pp. 572-575.
[29] Nicholson T: Compact multiband antenna without traps,
QST, November 1981, pp. 26-27.
[30] Hawker P: Technical Topics Potential of the G5RV antenna.
Radio Communication, May 1982, pp. 412-413.
[31] Austin B.: Computer-aided design of a multiband dipole -
based on the G5RV principle. Radio Communication,
August 1985, pp. 614-617, 624.
[32] E. V Amy and J. G. Aceves-US Pat 2,243,182 - 1934.
[33] Morgan H. K: Multifrequency Tuned Antenna System.
Electronics, vol. 13, August 1940, pp. 42-50.
[34] Buchanan C. L.: The Multimatch Antenna System. QST,
March 1955, pp. 22-23, 130.
[35] Johns R. H.: Coaxial Cable Antenna Traps. QST, May 1981,
pp. 15-17.
[36] Schafer D.: Four-Band Dipole with Traps, QST, October
1958, p. 38.
[37] Thurber K.: All about traps and trap antennas. Ham Radio,
August 1979, pp. 34-41.
[38] Sommer R. C.: Optimizing Coaxial-Cable Traps. QST,
December 1984, pp. 37^12.
[39] Grebenkemper J.: Multiband Trap and Parallel HF
Dipoles - A Comparison. QST, May 1985, pp. 26-31.
[40] Kleine К H: Der verkiirzte Dipol - die W3DZZ-Antenne.
CQ-DL, 1/87, S. 22-24.
[41] Schilling H: Traps aus Koaxial-Kabel, CQ-DL, 10/92, S. 611.
[42] Buxton A.: Two New Multiband Trap Dipoles. QST,
August 1994, pp. 26-29.
[43] Nucciotti G.: Un’antenna per 40 e 80. Radio Revista 3/67,
pag. 133.
[44] Fritzel K: FX1, eine kurze 80m Antenne. Die Antenne
Nr 1. Fritzel KG. Neuhofen, 1979.
[45] Mahall R.: Erfahrungsbericht uber eine Verschachtelte
Mehrband-Dipol-Antenne fur 80m, 40m, 20m, 15m und 10m
nach «Rothammel», CQ-DL 9/1983, S. 426.
[46] Biirges N.: Platzsparende Multiband-Antenne fur 1,8 bis
10 (14) MHz. CQ-DL 5/91, S. 287.
[47] Kagi R.: Doppeldipol fur 80, 40 und 15 Meter mit ver-
kiirzter Spannlange. QSP4/94, S. 62-63.
[48] Dome R. B.: Impedance of Short Horizontal Dipoles. QST,
January 1976, pp. 32-33.
[49] Kleine К H: Der veridirzte Dipol. CQ-DL, 6/77, S. 230-233.
[50] Janzen G.: Eigenschaften verkiirzter Antennen. CQ-DL, 9/
85, S. 500-502.
[51] Janzen G.: Kurze Antennen Entwurf und Berechnung von
verkiirzten Sende- und Empfangsantennen Franckh’sche
Verlagshandlung, Stuttgart, 1985.
[52] Lattin W. J.: Multiband Antennas Using Loading Coils.
QST, April 1961, pp. 43, 148.
[53] Pieterson G. H: The Guywire Pyramid. Antenna Roundup.
New York: Cowan Publishing Corp, 1963.
[54] Nitschke W.: Datensammlung fur Kurzwellenantennen.
Munchen: Franzis-Verlag, 1987.
[55] Jachnow W.: Zur Theorie der Langdrahtsendeantenne, I.
Die einfache Langdrahtantenne. Telefunken Mitt., 21 Jg.,
Nr 83, Mai 1940, S. 55-64.
[56] Orr W. I.: Antennas. CQ, September 1975, pp. 41-42.
[57] Hopps T A.: 75-Meter DX Antenna. QST, March 1979, p. 44.
[58] IVeigl J. A.: A shortend 40-Meter Four Element Sloping
Dipole Array, Ham Radio, May 1988, pp. 74-78.
[59] J. A. Weigl - Oesterr. Pat AT 392 173 - 1988.
[60] Christman A.; Duffy T; Breakall J.: The 160-Meter Sloper
System at K3LR. QST, August 1994, pp. 36-38.
[61] Atchley D.: Putting the Quarter-Wave Sloper to Work on
160. QST, July 1979, pp. 19-21.
[62] Belrose J. S: The Half Sloper - Successfull Deployment is
an Enigma. QST, May 1980, pp. 31-33.
[63] De Maw D.: More Thoughts on the «Confounded» Half-
Sloper. QST, October 1981, pp. 31-33.
[64] Belrose J. S.: More on the Half Sloper, QST, February 1991,
pp. 39-40.
[65] Zinke O.: Breitbandantennen fur Rundstrahlung im Kurz-
wellen- und Meterwellen-Bereich. FTZ, 1950, H. 10, S. 385-390.
[66] Countryman G. L.: An Experimental All-Band Nondirectional
Transmitting Antenna. QST, June 1949, pp. 54-55.
[67] Countryman G. L.: Performance of the Terminated Folded
Dipole. Antenna Roundup. New York: Cowan Publishing
Corp., 1963, pp. 68-70.
[68] Countryman G. L.: More on the T2FD. Antenna Roundup,
New York: Cowan Publishing Corp., 1963, pp. 70-72.
10.8. Настройка вибратора
201
[69] SoNdhauss С.: Die T2FD-Antenne, Bericht einer
amateurmaBigen Untersuchung. QRV, 2/1976, S. 84-86.
[70] Liedtke K.: Die T2FD, eine Breitband-Antenne fur alle
Bander. CQ-DL, 10/81, S. 484-485, und Leserzuschrift DK
9FN, CQ-DL, 12/1981, S. 619.
[71] Hille К. H: Die Wahrheit uber die TFD-Antenne. Beam 3/
82, S. 26-29, Beam, 4/82, S. 24-27.
[72] Belrose J. S.: Terminated Folded Dipole. QST, May 1994,
pp. 88-89.
[73] Bush E. R. - US Pat 4,423,423 - 1981.
[74] Guertler R. J. E; Collier G. E.: Improvements in travelling
wave dipoles. Melbourne: Proc. IREE Convention, 1973,
pp. 70-71.
[75] Hawker P: Technical Topics: Broad band travel-
ling wavedipole. Radio Communication, June 1974,
p. 379.
[76] Fourie A. R C; Austin B. A.: Improved HF Broad-band
Wire Antenna. Electronics Letters, 12th March 1987,
Vol. 23, No. 6, pp. 276-277.
[77] Eisenwagner R.: Breitbanddipol 3-30 MHz. QSP 12/87,
S. 10-11.
[78] Landstorfer E: Neue Wege zur Optimierung des Empfangs.
Kleinheubacher Berichte, 19 (1976), S. 95-105.
[79] Landstorfer E: Zur optimalen Form von Linearantennen.
Frequenz 30 (1976), S. 344-349.
[80] Pautsch M.; Wurtz H: Vogelschwingenantenne. CQ-DL
4/82, S. 160-162.
[81] Du Jia-Cong; Zhang Zhong-Pei.: Tribroken-Line Dipole.
Electronics Letters, 24th May 1984, Vol. 20, No. 11,
pp. 468-469.
[82] Bensch H: Kompensierter Extended Dipol. Funk 3/93,
S. 50-60.
11. Длиннопроводные антенны
В любительском радиообмене на коротких
волнах обычно применяются длиннопро-
водные антенны. Само их название говорит
о том, что длина проводника излучателя
превышает рабочую длину волны, то есть
антенна возбуждается ее гармоническими
резонансами (высшими гармониками). В
зависимости от способа питания и особен-
ностей конструкции разновидности таких
антенн называются V-образными, ромби-
ческими и т.д. Все длиннопроводные антен-
ны подчиняются общим закономерностям.
Такая антенна просто устроена и недоро-
га. Но, к сожалению, ей требуется много
места: чем она длиннее, тем лучше ее на-
правленность и выше усиление. При соот-
ветствующих размерах и питании эта ан-
тенна способна служить много диапазонной
в любительских КВ диапазонах.
Механическая длина ее проводника оп-
ределяется соотношением:
*МГц
где п - число полуволн, укладывающихся
на антенне;
f - резонансная частота.
При удлинении антенны направление
главного луча сближается с ее продольной
осью, излучаемая энергия все более кон-
центрируется в главном луче и вместе с тем
растет число боковых лепестков диаграммы
направленности. Диаграммы направленно-
сти в плоскости Е таких антенн различной
длины с концевым питанием в свободном
пространстве представлены на рис. 11.1.
Вторая половина диаграммы, симметрич-
ная относительно оси провода, не показа-
на (по Meinke/Gundlach, Taschenbuch der
Hochfrequenztechnik).
Очевидно, что удлинению излучателя со-
путствуют побочные боковые лепестки ди-
аграммы направленности. Ее расщепление,
однако, не является серьезным недостат-
ком, поскольку длиннопроводная антенна
излучает в побочных лепестках почти такую
же долю энергии, что и полуволновый из-
лучатель; между лепестками имеются глу-
бокие провалы. В направлении главного
луча коэффициент направленности доволь-
но велик и растет вместе с длиной излуча-
теля. Эти антенны замечательны также из-
лучением под малым углом возвышения,
что особенно ценно для передач на дальние
расстояния.
Пример
Требуется построить длиннопроводную ан-
тенну для работы в 20-метровом любитель-
ском диапазоне. Местные условия позволя-
ют протянуть провод длиной 85 м с востока
на запад. Необходимо определить:
Рис. 11.1. Диаграммы направленности
длиннопроводной антенны: а - при стоячих
волнах, б - при бегущих волнах (фактическая
ситуация является промежуточной между
этими крайними положениями)
11, Длиннопроводные антенны
203
• точную длину провода для антенны дли-
ной 4 X;
• предполагаемое усиление в направлении
максимума излучения;
• сопротивление излучения и направление
максимального излучения.
Длина провода рассчитывается по фор-
муле (11.1). На антенне длиной 4 X уклады-
вается восемь полуволн, так что п = 8. Се-
редина 20-метрового диапазона приходит-
ся на частоту 14,1 МГц, поэтому
/ЛМ-М-Ям.
14,1
На рис. 11.2 представлена номограмма
для определения усиления, сопротивления
излучения и направления главного луча
длиннопроводной антенны в зависимости
от длины излучателя, кратной длине вол-
ны X. Кривая I - усиление антенны без по-
терь (dBd), кривая II - сопротивления из-
лучения в пучности тока, кривая III - угол
между максимумом излучения и продоль-
ной осью излучателя.
Длина провода составляет 84,57 м. Из
рис. 11.2 видно, что при длине антенны 4 X
(пересечение с кривой I) следует ожидать
усиления около 3 dBd в направлении глав-
ного луча. По кривой II находим сопротив-
ление излучению 130 Ом. Одновременно
оно является сопротивлением при питании
антенны в пучности тока. Согласно кри-
вой III угол между направлением максимума
излучения и продольной осью антенны ра-
вен 26°. При монтаже антенны вдоль оси
восток-запад, то есть под углами 90° и 270°
относительно направления на север, глав-
ные лучи, согласно рис. 11.1а, направлены
под углами (север соответствует нулю гра-
дусов):
270° + 26° = 296°;
270° - 26° = 244°;
90°+ 26° = 116°;
90° - 26° = 64°.
На карте мира в проекции, правильно пе-
редающей соотношение углов, можно было
бы указать регионы, для связи с которыми
эта антенна подходит больше всего.
Диаграммы направленности на рис. 11.1
представляют два крайних случая. На прак-
тике в антенне со свободным концом сто-
ячие волны в чистом виде не существуют.
Затухание излучения в той или иной степе-
ни вызывает бегущие волны. Но и их в чис-
том виде нет, поскольку для этого требует-
ся корректное подключение к концу антен-
ны с учетом влияния окружающей обста-
новки (грунта) и частотной зависимости,
что реализуется с большим трудом.
Бегущим волнам свойственна несиммет-
ричная диаграмма направленности. Макси-
мумы излучения разворачиваются в сторо-
ну свободного конца провода, тогда как по-
бочные лепестки отклонены от главного
направления несимметрично. Поэтому при
концевом питании провода с ростом его
Рис. 11.2. Параметры длиннопроводной антенны в зависимости от ее длины
204
11. Длиннопроводные антенны
длины все большая часть энергии излучает-
ся в сторону свободного конца антенны.
Диаграмма направленности меняется еще
сильнее, если провод натянут под неболь-
шим углом относительно земной поверхно-
сти или параллельно склону (рис. 11.3). Это
обстоятельство влияет на угол возвышения
для излучения в вертикальной плоскости.
Когда вниз наклонен свободный конец
провода или антенна натянута параллельно
склону (см. рис. 11.3), излучатель часто
обеспечивает поразительно удачную даль-
нюю связь на любительских КВ диапазонах
в направлениях, указанных стрелками.
Вертикальный угол возвышения главно-
го луча антенны важен для радиообмена на
больших расстояниях и определяет длину
скачков при отражении от ионосферы. Уже
говорилось, что «плоское» излучение (ма-
лый вертикальный угол возвышения) весь-
ма благоприятно при дальних передачах.
Такое излучение характерно прежде всего
для высоко расположенных длиннопровод-
ных антенн. Высота над грунтом 2 X обес-
печивает, например, минимальный верти-
кальный угол возвышения около 10°, но
при высоте антенны 0,5 X он возрастает до
35°. При низком расположении антенны ее
вертикальный угол возвышения уменьша-
ют за счет наклона излучателя (см. выше),
что улучшает дальнюю связь в любительс-
ких КВ диапазонах.
11.1. Г-образные антенны
(G. Marconi - британский патент № 14788,1905 г.)
Среди КВ антенн простейшей считается
Г-образная. Ее внешний вид не отличается
от давно известных средневолновых антенн
для радиовещания (рис. 11.4).
Суммарная длина антенны / вплоть до
разъема на корпусе аппаратуры равна как
минимум полуволне, умноженной на коэф-
фициент укорочения. Г-образная антенна
является многодиапазонной, если рассчи-
тывается как полуволновый излучатель
для диапазона 80 м. Тогда в 40-метровом
диапазоне она работает как волновая антен-
на, а в 20-, 15- и 10-метровом диапазонах -
как двух-, трех- и четырехволновый излуча-
тель соответственно.
К сожалению, эти выкладки не вполне
строги. Расчет длины полуволнового излу-
чателя по формуле (11.1) для резонансной
Рис. 11.3. Наклонные длиннопроводные
антенны над горизонтальной и наклонной
площадками
частоты 3500 кГц дает величину 40,71 м.
Однако такой же провод в качестве волно-
вой антенны на частоте 7,0 МГц, гармони-
чески кратной 3,5 МГц, согласно этой же
формуле должен иметь длину 41,78 м, так
что волновый излучатель оказывается бо-
лее чем на метр короче необходимого. Эти
различия свойственны не только Г-образ-
ным, но любым антеннам, работающим на
гармониках частот передатчика. Причина
кроется в неодинаковости коэффициента
укорочения.
Он в значительной мере определяется
емкостными эффектами на концах излуча-
теля. Провод, возбуждаемый своими гармо-
никами, как бы состоит из множества полу-
волновых отрезков, но укорачивающие ем-
костные эффекты действуют только на
крайние из них и не затрагивают остальные
(рис. 11.5). Емкостный краевой эффект
должен компенсироваться укорочением из-
лучателя. Из рис. 11.5 видно, что излуча-
тель длиной в несколько полуволн подвер-
жен краевым эффектам только на своих
концах и потому должен укорачиваться в
меньшей степени, нежели полуволновый
излучатель.
Рис. 11.4. Г-образная антенна
11.1. Г-образные антенны
205
Рис. 11.5. Емкостный краевой эффект
и его влияние на коэффициент укорочения
излучателя
Ниже приведены данные, которые по-
казывают, что полуволновый излуча-
тель, правильно рассчитанный для частоты
3500 кГц, оказывается слишком коротким
для возбуждения высшими гармониками,
соответствующими гармонически упорядо-
ченным любительским диапазонам.
Резонансная частота Длина излучателя
3500 кГц 0,5 X 40,71 м
7000 кГц 1,0 X 41,78 м
14000 кГц 2,0 X 42,32 м
21000 кГц 3,0 X 42,50 м
28000 кГц 4,0 X 42,60 м
Таким образом, резонанс излучателя при
работе антенны на высших гармониках не
вполне кратен частоте основной волны.
На практике длина излучателя / = 42,2 м
считается приемлемой компромиссной ве-
личиной. В этом случае резонанс оказыва-
ется в пределах диапазонов дальней связи
(14040, 21140 и 28230 кГц), тогда как для
40- и 80-метрового диапазонов такая длина
излучателя слишком велика.
Г-образная антенна для работы
во вседиапазонном режиме
Соображения о резонансной длине излуча-
теля беспредметны, если Г-образная антен-
на в соответствии с рис. 11.6 согласуется с
выходом передатчика посредством несим-
метричного П-образного фильтра (см. «Рас-
чет П-образного фильтра» из раздела 8.1.1). В
этом случае допустимо применение провода
произвольной длины, и, следовательно,
доступное пространство может быть пол-
ностью использовано. На практике это оз-
начает монтаж на максимальной высоте
прямого провода максимальной длины, со-
гласованного с выходом передатчика П-об-
разным фильтром, который настроен на
любой из любительских диапазонов. Такая
антенна является подлинно вседиапазон-
ной, перекрывающей и «новые» диапазоны
30, 17,12 м, а также 120 м. В главе 8 описа-
ны подходящие переключаемые антенные
согласующие устройства.
В зависимости от длины антенны и выб-
ранного диапазона длины волн, на выходе
П-образного фильтра со стороны антенны
встречаются максимумы тока или напряже-
ния, равно как и любые промежуточные
значения этих величин. При питании пре-
имущественно по току часто возникает
«блуждающее» высокочастотное напряже-
ние на корпусе передатчика. Работая в вы-
сокочастотных любительских диапазонах,
нередко наблюдают свечение лампы тлею-
щего разряда при прикосновении щупа к
корпусу или ощущают легкое покалывание
либо жжение, когда притрагиваются к кор-
пусу кончиками пальцев. Появляются ис-
кажения модуляции сигнала или сбои в
функционировании электронного ключа -
признаки плохого заземления корпуса пе-
редатчика по высокой частоте (см. раздел
19.1.1).
Защитный проводник сетевого кабеля
вовсе не обеспечивает надежного высокоча-
стотного заземления, причем рост частоты
усугубляет этот недостаток. Используемое
заземление через водопроводную сеть не-
редко также оказывается недостаточным,
прежде всего при использовании труб боль-
шой длины или изготовленных из синтети-
ческого материала. Система центрального
отопления и прочие протяженные металло-
конструкции лучше подходят для высоко-
частотного заземления. Имеет смысл связы-
вать воедино все доступные металлические
Рис. 11.6. Подключение Г-образной антенны через П-образный фильтр
206
11. Длиннопроводные антенны
массы в качестве вспомогательных элемен-
тов сети заземления.
Радиолюбители DL2RM и DL1VU при-
меняют «искусственную землю», эффек-
тивность которой была подтверждена при
эксплуатации Г-обраЗной антенны длиной
52 м [1]. При этом учитывается тот факт,
что все токопотребляющие антенны (на-
пример, типа Groundplane или антенны с
излучателем 5Х/8) работают в сочетании с
очень хорошим высокочастотным заземле-
нием либо с низкоомными противовесами.
В случае упомянутой Г-образной антенны
длиной 52 м для каждого диапазона были
подобраны четвертьволновые противовесы,
установленные около радиостанции на рас-
чалках и подключенные к опорной точке
заземления. Благодаря этому на корпусе
передатчика отсутствовало высокочастот-
ное блуждающее напряжение и возрос ток
антенны.
Разумеется, такое решение не является
единственным. Было бы неплохо создать
столь же эффективную, но более компакт-
ную и настраиваемую «искусственную зем-
лю». Ее роль может исполнять последова-
тельный резонансный контур (рис. 11.7)
между корпусом передатчика и противове-
сом длиной 2 м. Его оптимальная длина
подбирается опытным путем. Дисковая ка-
тушка на 40 мкГн заменяется соответству-
ющей цилиндрической катушкой с отво-
дом. При мощностях до 100 Вт достаточен
стабильный переменный конденсатор на
500 пФ, знакомый по обычным радио-
приёмникам. К корпусу передатчика под-
ключаются «искусственная земля» и все
доступные вспомогательные заземления.
2-метровый противовес желательно вынес-
ти в свободное пространство, а относящие-
ся к нему элементы настройки - встроить в
антенное согласующее устройство. Проти-
вовесы всегда настраиваются на макси-
мальный ток антенны. Настройка считает-
ся оптимальной, когда достигнут минимум
высокочастотного напряжения на корпусе
передатчика. Возрастание тока антенны
указывает на улучшение ее КПД.
Прочие
линии
заземления
Противовес
длиной около 2 м
40мкГн 300 пФ
Рис. 11.7. Настроенный противовес в качестве
«искусственной земли»
Благодаря настроенному противовесу су-
щественно снижаются помехи радио- и те-
левизионным передачам. Тем не менее эта
опасность сохраняется: Г-образная антенна
излучает всей своей длиной (ведь у нее нет
фидера), а помехи возникают при сближе-
нии антенны с бытовыми электроприбора-
ми и телевизионными антеннами. Интерес-
ная антенна Маркони описана в [2].
11.2. Антенна Фукса
(J. Fuchs - австрийский патент № 110357,1927 г.)
Когда радиолюбительство только зарож-
далось, австриец Й. Фукс (J. Fuchs, OE1JF,
UO1JF, ЕААА) разработал антенну, извест-
ную в настоящее время под его именем. Она
долго оставалась популярной передающей
КВ антенной, но теперь почти не применя-
ется. Речь идет об обычной Г-образной ан-
тенне, отличающейся особым способом
подключения к выходному контуру пере-
датчика.
Как следует из рис. 11.8а, антенна Фукса
работает в сочетании с промежуточным
контуром, индуктивно связанным с «холод-
ным» концом катушки анодного контура.
Для промежуточного контура желательно
иметь большое отношение L/C (высокую
добротность); параметры приведены в табл.
10.2. В этом контуре даже при малой мощ-
ности передачи текут большие токи. Чтобы
свести потери к минимуму, катушку выпол-
няют из толстого провода или трубки. При-
бор А - амперметр с нагреваемой нитью
или иного типа, подходящего для измере-
ния высокочастотных токов. В крайнем
случае в качестве индикатора тока допусти-
мо применять зашунтированную лампу
тлеющего разряда.
Резонансная частота промежуточного
контура, которая определяется произведе-
нием L2C2, соответствует требуемой рабо-
чей частоте, а длина излучателя рассчиты-
вается по формуле (11.1). Следовательно,
антенна Фукса также может работать на
своих гармониках и использоваться в каче-
стве многодиапазонной. Для этого контур
Фукса переключается на ту или иную рабо-
чую частоту.
Антенна Фукса, Г-образная антенна и
другие с бесфидерным питанием излучают
всей своей длиной. Излучающая подводка
порождает потери, связанные с близостью
11.3. Многодиапазонная антенна DL7AB
207
Рис. 11.8. Антенна Фукса: а - первоначальная конфигурация;
б - обновленный вариант с питанием через коаксиальный кабель
силовых сетей, деталей зданий, металло-
конструкций и т.п. Наряду с потерями на
излучение, такие «блуждающие» высокоча-
стотные токи служат причиной более или
менее сильных помех соседним радио- и
телевизионным приемникам.
На рис. 11.86 показан обновленный вари-
ант антенны Фукса с фидером в виде ко-
аксиального кабеля произвольной длины,
индуктивно связанным с промежуточным
контуром. Здесь допустима и гальваничес-
кая связь (рис. 19.36а), при которой не воз-
никает излучение фидера, однако она не-
удобна из-за невозможности прямого дос-
тупа к промежуточному контуру на конце
антенны. Последнее затрудняет эксплуата-
цию антенны в многодиапазонном режиме,
да и при работе в единственном диапазоне
используется лишь относительно узкая ча-
стотная полоса, если не подстраивать про-
межуточный контур. По этой причине при-
ходится ограничиваться диапазонами с уз-
кой полосой частот (40, 30, 17 и 12 м).
Практическая реализация обновленной
антенны Фукса описана оператором DF2BC
[2]. Он применял ее в качестве однодиапа-
зонной антенны длиной 21м для 40-метро-
вого диапазона (рис. 11.86). Индуктивность
промежуточного контура Li = 10 мкГн оп-
ределялась по табл. 10.2. Емкость контура
С = 50 пФ вычислялась по приближенной
формуле:
25330
"‘‘’ХпЛмкг/
Катушка Ц была намотана на феррито-
вом кольце с внешним диаметром 50 мм.
Чтобы получить индуктивность 10 мкГн,
потребовалось 20 витков. Катушка отбора
мощности L2 имела четыре витка. КСВ не
превышал 1,1 на краях частотной полосы
антенны, настроенной на среднюю частоту
7,05 МГц. Подключение коаксиального ка-
беля к оконечному каскаду усилителя опи-
сано в разделе 8.1.
11.3. Многодиапазонная
антенна DL7AB
Предложение коротковолновика DL7AB
позволяет легко настраивать длиннопро-
водную антенну в резонанс в любых люби-
тельских диапазонах. За основу взяты сле-
дующие принципы: включение катушки в
излучатель увеличивает его электрическую
длину; эффект удлинения максимален, ког-
да катушка находится в пучности тока, и
ослабляется с ее приближением к узлу
тока. Из рис. 11.9 нетрудно понять, как мак-
симумы тока распределяются по излучате-
лю длиной Х/2 в 80-метровом диапазоне,
если излучатель служит многодиапазонной
антенной [4, 5].
В режиме 10-метрового диапазона удлиня-
ющая катушка строго располагается в пер-
вой пучности тока и эффект удлинения мак-
симален при ее включении на расстоянии
2,5 м от конца излучателя. Оставаясь на том
же месте в диапазоне 15 м, катушка достаточ-
но близка к максимуму тока, но ее влияние
ослаблено. С ростом длины волны катушка
сближается с минимумом тока, а эффект
электрического удлинения антенны убывает.
Если за основу многодиапазонной антен-
ны DL7AB взять излучатель длиной 40
208
11, Длиннопроводные антенны
Рис. 11.9. Распределение тока по многодиапазонному излучателю
он окажется слишком коротким, чтобы слу-
жить полуволновым излучателем в 80-мет-
ровом диапазоне. Несмотря на близость уд-
линяющей катушки к узлу тока, ее дей-
ствие все же достаточно для обеспечения
резонанса излучателя в диапазоне 80 м.
При работе в 40-метровом диапазоне излу-
чателю не хватает уже 1,7 м, но катушка
располагается ближе к пучности тока и
компенсирует этот недостаток. В диапазо-
нах 20, 15 и 10 м дефицит длины излучате-
ля составляет 2,3, 2,5 и 2,6 м соответствен-
но. Однако с ростом частоты удлиняющая
катушка приближается к пучности тока,
возвращая антенну к резонансу. Таким об-
разом, благодаря изменениям удлиняюще-
го действия катушки излучатель обретает
правильную электрическую длину при пе-
реходах между любыми любительскими
диапазонами.
Невозможно привести строгие данные о
положении и величине удлиняющей ка-
тушки, так как каждая антенна подвергает-
ся различным влияниям в зависимости от
состояния грунта, высоты антенны, окру-
жающих ее объектов и способа питания.
Подходящие параметры катушки представ-
лены на рис. 11.10.
Разумеется, метод DL7AB применим и к
другим многодиапазонным длиннопровод-
ным антеннам для настройки их резонансов
в каждом из диапазонов. Пример вседиапа-
зонной антенны с симметричным питанием,
40м
Около 5 витков
диаметром 50 мм
,2м Синтетический материал
X X Возможное исполнение
механически разгруженной
удлиняющей катушки
Рис. 11.10. Многодиапазонная антенна DL7AB
с питанием типа «Цеппелин»
работающей в диапазоне 80 м как волновой
вибратор, приведен на рис. 11.11.
Работа в многодиапазонном режиме по
методу DL7AB не сопровождается появле-
нием реактивных составляющих на входе
питания антенны, в чем и заключается пре-
имущество данного метода. Несмотря на
многодиапазонность, это позволяет приме-
нять согласованные фидеры. Но антенны
DL7AB всегда питаются в пучности напря-
жения (они высокоомны по входу питания),
так что здесь не обойтись без согласования с
сопротивлением фидера. Принцип DL7AB
открывает интересные перспективы созда-
ния многодиапазонной антенны Виндома с
использованием удлиняющей катушки.
Излучатель DL7AB не получил особого
распространения в качестве любительской
антенны, но идеи, положенные в его осно-
ву, воплощаются в современных многодиа-
пазонных направленных вращающихся ан-
теннах.
11.4. V-образная антенна
(Р. S. Carter - патент США № 1974387, 1930 г.)
V-образное расположение двух горизонталь-
ных длиннопроводных антенн позволяет
Рис. 11.11. Многодиапазонная антенна
с симметричным питанием, основанная
на принципах DL7AB
11.4. V-образная антенна
209
улучшить направленность и повысить уси-
ление. Здесь образуется двунаправленный
излучатель (радиоволны посылаются в двух
направлениях) с усилением антенны на 3 дБ
выше относительно одиночного провода той
же длины, если угол раскрыва а выбран оп-
тимальным образом (рис. 11.12) [6].
Рис. 11.12. Схема V-образного направленного
излучателя
С ростом длины плеч антенны улучшает-
ся ее направленность и увеличивается уси-
ление. Главный луч тяготеет к биссектрисе
угла раскрыва. Его оптимальная величина
убывает с удлинением плеча антенны /
(рис. 11.13).
V-образная антенна является весьма эф-
фективным излучателем для дальней свя-
зи благодаря малости угла возвышения
излучения диаграммы направленности в
плоскости Н.
Эта антенна питается в пучности напря-
жения и потому характеризуется высоким
входным сопротивлением. Чаще всего поль-
зуются настроенным фидером, что делает
возможным многодиапазонный режим. В
однодиапазонном режиме предпочтитель-
нее применять ненастроенный фидер, согла-
совав его с излучателем посредством чет-
вертьволновой замкнутой тупиковой линии.
При очень большой длине плеч антенны ее
входное сопротивление достигает 600 Ом, и
тогда V-образная антенна питается непос-
редственно через согласованный 600-омный
фидер.
Строгое соблюдение длины плеча V-об-
разного излучателя, рассчитываемой по
формуле (11.1), не слишком важно. Поэто-
му такие антенны достаточно широкопо-
лосны. Напротив, выбор оптимального угла
раскрыва а становится весьма существен-
ным при большой длине плеч, так как от
него зависит синфазность главных лепест-
ков диаграммы направленности обоих плеч.
Угол раскрыва а = 47° и длина плеча
63,05 м являются оптимальными параметра-
ми V-образной антенны для 15-метрового
любительского диапазона (/ = 4,5 X, усиле-
ние около 6,5 dBd). Этот излучатель успеш-
но приспосабливается для работы в диапа-
зоне Юме таким же усилением (/ = 6 X) и в
диапазоне 20 м (/ = 3 X) с усилением до
5 dBd. В диапазонах 10 и 20 м угол раскрыва
неоптимален, поэтому максимальное усиле-
ние, соответствующее длине плеч антенны,
Длина плеча, доли длины волны
Рис. 11.13. Приблизительное усиление относительно полуволнового вибратора и оптимальный угол
раскрыва V-образной антенны в зависимости от длины ее плеча, отнесенной к рабочей длине волны
14. Заказ № К-5454.
210
11. Длиннопроводные антенны
Рис. 11.14. Звезда из V-образных антенн в качестве многодиапазонной антенны с изменяемой
диаграммой направленности
оказывается недостижимым. Усиление мало
в диапазонах 40 и 80 м. Увеличенный угол
возвышения главного луча на этих частотах
вовсе не является недостатком. Вышеприве-
денные величины усиления - всего лишь ре-
зультаты теоретических оценок, справедли-
вые в идеальных условиях, но далеко не все-
гда реализуемые на практике.
11.4.1 . Звезда из V-образных антенн
При наличии свободного пространства мо-
жет быть построена весьма эффективная
комбинация V-образных антенн, примени-
мая в любом любительском диапазоне и
обеспечивающая высокое усиление по всем
направлениям (рис. 11.14).
От средней мачты высотой не менее 10м
по радиусам отходят пя1ъ проводов дли-
ной по 42,25 м с углом раскрыва между со-
седними проводами 72° (рис. 11.14а). До-
пустимо и даже желательно сделать вне-
шние мачты ниже центральной, поскольку
это уменьшает угол возвышения главного
луча.
От центральной мачты прокладывается
фидер особой формы. Он состоит из пяти
проводов с промежутками 10-15 см между
ними (рис. 11.146). Каждая пара соседних
проводов образует настроенный фидер для
«своего» V-образного излучателя. Чтобы
обеспечить простое и надежное переключе-
ние звездоподобной структуры, достаточно
каждый провод соединить с отдельным
гнездом на панели и подключать требуе-
мую комбинацию лучей антенны к блоку
настройки с помощью пары штекеров с ко-
ротким кабелем.
Описанная звезда состоит из пяти V-об-
разных излучателей, что позволяет выбо-
рочно включать пять независимых V-об-
разных антенн, равномерно распределен-
ных по азимуту. Но поскольку лучи этих
антенн являются двунаправленными, фор-
мируется 10 главных лучей. Каждый лепес-
ток главного луча охватывает азимутальный
интервал 36°, так что звезда обеспечивает
круговое 10-ступенчатое переключение на-
правлений излучения. Здесь допускается
произвольное подключение пар проводов,
что позволяет получать комбинации излу-
чателей, формирующих почти круговое из-
лучение или направленное особой формы.
В разделе 10.4 указано, при каких условиях
следует ожидать излучения с круговой ди-
аграммой направленности.
Звезда из V-образных излучателей пред-
ставляет собой полноценную антенну для
работы также в 40- и 80-метровом диапазо-
нах. В этом ее преимущество перед вращаю-
щимися направленными излучателями, про-
мышленно изготавливаемыми из легких ме-
таллических труб. Для построения звезды
не требуются дорогостоящие трубки, слож-
ная механика и трудоемкая настройка.
Вот еще ряд примеров особо эффектив-
ных звезд из V-образных излучателей:
• 7 проводов длиной по 4 X, угол раскры-
ва 51,5°;
• 8 проводов длиной по 5 X, угол раскры-
ва 45°;
• 9 проводов длиной по 6 X, угол раскры-
ва 40°.
Один или несколько проводов можно
не ставить, если отказаться от требования
11.4. V-образная антенна
211
работать по всем направлениям при макси-
мальном усилении. На рис. 11.15 изобра-
жен вариант антенны с четырьмя провода-
ми длиной по 3 X и углом раскрыва 60°,
предназначенный для диапазона 15 м.
Рис. 11.15. Упрощенная звезда из V-образных
излучателей
Лучше выбирать длину плеч и угол рас-
крыва многодиапазонной антенны из V-об-
разных излучателей в расчете на 15-метро-
вый диапазон. Поскольку для работы в
многодиапазонном режиме в любом случае
необходимо применять настроенный фи-
дер, неточности определения длин излуча-
теля и фидера всегда удается компенсиро-
вать с помощью устройства сопряжения
антенны и передатчика. Длина излучате-
лей рассчитывается по формуле (11.1) для
определения параметров длиннопровод-
ных антенн. Еще проще взять соответству-
ющие значения из табл. 41.2 приложения
(см. том 2).
11.4.2 . Составные V-образные антенны
Усиление V-образной антенны повышается
на ЗдБ без уменьшения горизонтального
угла раскрыва благодаря вертикальной фоку-
сировке. С этой целью две одинаковые V-об-
разные антенны монтируют одну над другой
(рис. 11.16). Расстояние между этажами со-
ставляет от Х/2 до X при оптимуме около
0,7 X. Отсюда следует, что необходимая стро-
ительная высота антенны очень велика и едва
ли осуществима в КВ диапазонах.
Питание антенны упрощается при рассто-
янии между этажами Х/2- Оба V-образных
излучателя должны возбуждаться синфаз-
но. Полуволновая линия межэтажной связи
трансформирует сопротивления в отноше-
нии 1:1, но разворачивает фазу приложенного
напряжения на 180°. Для синфазного пита-
ния этажей необходимо перекрещивать про-
вода полуволновой линии межэтажной связи,
если запитывается только нижняя антенна.
Иногда две горизонтальные V-образные
антенны располагают рядом так, что их
конфигурация напоминает букву W. Кроме
того, за V-образным излучателем на рассто-
янии X устанавливают второй такой же из-
лучатель в качестве отражателя, в результа-
те чего излучение становится однонаправ-
ленным при питании обоих излучателей со
сдвигом по фазе на 90°.
11.4.3 . Тупоугольная V-образная
антенна
(Е. Bruce - патент США № 1899410,1929 г.)
Тупоугольная V-образная, или полуром-
бическая, антенна - потомок V-образного
с переключением излучения
по шести направлениям
Рис. 11.16. Составная V-образная антенна
272
11. Длиннопроводные антенны
излучателя (рис. 11.17); используется в ис-
ключительных обстоятельствах, так как ее
протяженность почти вдвое превышает раз-
меры V-образного излучателя с острым уг-
лом при вершине. К тому же сравнимая с
ней равноплечая антенна Normal-V обеспе-
чивает более высокое усиление.
Подобно антенне типа «Цеппелин», ту-
поугольная V-образная антенна питается
через настроенный фидер. Оптимальный
угол а для плеч разной длины 1 составляет:
2Х-1100 5Х-137° 8Х-144°
ЗХ-122° 6Х-1400 9Х-146°
4Х-1300 7Х-142° 10 21-147°
Рис. 11.17. Тупоугольная V-образная антенна
Рис. 11.18. Двунаправленная ромбическая
антенна
Оценки усиления в табл. 11.1 приведены
к полуволновому вибратору.
Открытый ромб ведет себя относительно
длины плеч и угла раскрыва точно так же,
как и V-образная антенна, что дает возмож-
ность достраивать хорошо выверенную ан-
тенну до ромба, добавляя к ней идентичный
второй экземпляр V-образной антенны. В
результате получается ромб, который ха-
рактеризуется оптимальными параметра-
ми, повышенным на 3 дБ усилением и бо-
лее широкой полосой частот.
11.5. Открытая ромбическая
антенна
Эта антенна возникла как комбинация двух
V-образных излучателей и является самой
эффективной проволочной направленной
антенной, доступной для изготовления ра-
диолюбительскими средствами. Ромб от-
личается более широкой частотной поло-
сой по сравнению с V-образной антенной
той же общей длины.
Схема открытой ромбической антенны
показана на рис. 11.18. Концы ее плеч не
замкнуты, и этим она отличается от извест-
ного замкнутого ромба - апериодической
широкополосной антенны (глава 12).
Согласно рис. 11.18, открытая ромбичес-
кая антенна является почти строго двунап-
равленной. Она характеризуется более вы-
соким усилением относительно V-образного
излучателя. Например, усиление ромба без
потерь с длиной плеч /= 3 X составляет
8,5 dBd (табл. 11.1), тогда как усиление
V-образного излучателя с / = 6 X достигает
лишь 7,8 dBd (рис. 11.13). В обоих случаях
требуется провод одинаковой длины. Кроме
того, диаграмма направленности ромба в
меньшей степени зависит от частоты, неже-
ли диаграмма V-образной антенны.
11.6. Удлиненный двойной
«Цеппелин»
(V.E.O. - германский патент № 562306 с приори-
тетом СССР от 1931 г.)
Удлиненный двойной «Цеппелин» относит-
ся к длиннопроводным антеннам, так как его
длина превышает длину волны. Название
Таблица 11.1. Оптимальный угол раскрыва
и усиление открытой ромбической антенны
без потерь в зависимости от длины плеча /
Длина плеча, 1А. Угол раскрыва, град. Усиление, dBd
1 105 6,5
1,5 85 . 7
2 73 7,5
2,5 64 8
3 58 8,5
3,5 54 9
4 50 9,5
4,5 48 10
5 45 10,5
11.6. Удлиненный двойной «Цеппелин»
213
этой антенны означает лишь способ ее воз-
буждения через настроенную двухпровод-
ную линию, а по электрическому принципу
действия она представляет собой серию
вибраторов (см. раздел 13.1).
Антенна данного типа была запатентована
как «направленная горизонтальная коротко-
волновая антенна» уже в 1931 г. в СССР, а
затем и в других странах. По просьбам ра-
диолюбителей X. Романдер подробно опи-
сал ее в 1938 г. [8].
Речь идет о вибраторе с длиной плеч по
0,64 X (рис. 11.19). Параметры такого вибра-
тора, длина которого равна 1,28 X, представ-
лены в табл. 3.1 (№ 6). Идеализированная
диаграмма в плоскости Е (рис. 11.20) по-
казывает, что главный луч антенны имеет
ширину 35° и является двунаправленным;
кроме того, есть еще четыре симметричных
побочных лепестка. Усиление составляет
3 dBd, тогда как волновый вибратор, будучи
на четверть волны короче, имеет усиление
1,7 dBd при ширине главного луча 50° (па-
раметры волнового вибратора приведены
в табл. 3.1). Из распределения тока на рис.
11.19 следует, что антенна возбуждается
только через настроенный фидер, удовлет-
воряющий условиям резонанса.
Рис. 11.19. Распределение тока в удлиненном
двойном «Цеппелине»
С ростом длины плеч вибратора выше
предела 0,64 X усиление быстро падает, в то
время как при укорачивании плеч оно убы-
вает медленно. Поэтому рекомендуется вы-
бирать длину плеч равной значению 0,64 X,
приведенному к самой высокой частоте, с
которой планируется работать в определен-
ном диапазоне. В таких условиях точность
размеров антенн не играет особой роли, по-
скольку в любом случае резонанс обеспечи-
вается настроенным фидером. Этот способ
питания разъясняется в разделе «Антенна
типа двойной «Цеппелин» (рис. 10.9). На-
строенный фидер делает возможным мно-
годиапазонный режим работы со всеми вы-
текающими для усиления и диаграммы на-
правленности последствиями.
Рис. 11.20. Идеализированная диаграмма
направленности в плоскости Е
Возбуждение через согласованный фидер
произвольной длины осуществимо, если
ограничиться однодиапазонным режимом.
Как известно, вибратор в полторы длины
волны является резонансным, а его вход по
питанию совпадает с пучностью тока, благо-
даря чему его входное сопротивление пред-
полагается активным и равным 90 Ом. Из
рис. 11.21 очевидно, что эти условия соблю-
даются и в случае удлиненного двойного
«Цеппелина», если подключить отрезок
двухпроводной линии длиной 0,11 X. Тем
самым длина каждого из плеч вибратора до-
водится до резонансного значения 0,75 X без
каких-либо изменений свойств излучения.
Теперь можно возбуждать излучатель через
90-омный двухпроводной фидер произволь-
ной длины, подключая его к точкам XX. Од-
нако в силу вышеизложенных соображений
выгоднее использовать 75-омный коакси-
альный кабель в сочетании с симметрирую-
щим трансформатором 1:1. Согласованные
антенны должны быть максимально точно
рассчитаны под рабочую частоту, поскольку
резонансную частоту удается менять только
путем укорочения или удлинения настроеч-
ного антенного шлейфа.
В табл. 11.2 представлены размеры излу-
чателя (рис. 11.216) для различных резо-
нансных частот в любительских диапазонах
коротких волн, рассчитанные по формуле
(11.1) с учетом коэффициента укорочения
V = 0,983. Разумеется, значение длины I
подходит и при реализации антенны с на-
строенным фидером согласно рис. 11.19.
214
11. Длиннопроводные антенны

б)
/2-W
/2«о,пг
Рис. 11.21. Доработка полутораволнового
вибратора до удлиненного двойного
«Цеппелина» согласованным фидером
Для пересчета на другие резонансные ча-
стоты служат следующие формулы:
_ 188,7
Чм £
гМГц
(И.2)
Рис. 11.22. Двухдиапазонный вариант антенны
G3TKN (указаны размеры для 7 и 21 МГц)
линией /2. По своим качествам антенна впол-
не сопоставима с полноразмерным полувол-
новым вибратором и питается через симмет-
рирующий трансформатор 1:1 и 75-омный
коаксиальный кабель произвольной длины.
В [10] описан вариант для диапазона 12 м.
и
_ 32,4
Z2m “ f
тМГц
(11.3)
Оператор G3TKN описал практически ис-
пытанный вариант удлиненного двойного
«Цеппелина» на 21 МГц, способного слу-
жить и полуволновым вибратором на 7 МГц
[9]. Его размеры показаны на рис. 11.22.
Длина плеча этой антенны для 21 МГц со-
ставляет лишь 5А./8 (0,625 X); 12 = Х/8. В диа-
пазоне 7 МГц излучающий отрезок прибли-
зительно равен 0,4 Z, а недостающие до по-
луволнового резонанса 0,11 обеспечиваются
Таблица 11.2. Размеры удлиненного двойного
«Цеппелина» для любительских диапазонов
Резонансная частота, МГц Длина Zi, м Длина Z2, м
1,83 103,11 17,7
3,55 53,16 9,13
3,7 51 8,76
7,05 26,77 4,6
10,12 18,65 3,2
14,05 13,43 2,31
14,2 13,29 2,28
18,1 10,43 1,79
21,05 8,96 1,54
21,3 8,86 1,52
24,95 7,56 1,3
28,05 6,73 1,16
28,5 6,62 1,14
29 6,51 1,12
11.7. Длиннопроводная
шестидиапазонная
антенна K4EF
Оператор K4EF разработал шестидиапа-
зонную длиннопроводную антенну, внешне
примитивную по устройству, но весьма ра-
циональную по своим функциям. На рис.
11.23 представлены три горизонтальных
антенных проводника /2 и /3 разной дли-
ны, причем Ц перпендикулярен /2 и /3. При
указанных на рисунке размерах резонанс
имеет место в любительских диапазонах 30,
20,17,15,12 и 10 м. Полное входное сопро-
тивление на клеммах XX во всех диапазо-
нах
XX
составляет около 200 Ом. Смещение
относительно середины проводников
1*
**200Ом
1 • 37,8 М

Рис. 11.23. Схема с размерами
шестидиапазонной длиннопроводной антенны
K4EF (вид сверху)
11.7. Длиннопроводная шестидиопазонная антенна K4EF
215
Таблица 11.3. Условия резонанса и частотные области антенны K4EF
Система Эффективная длина, м Любительский диапазон, м Число полуволн Частотная область для КСВ = 2, МГц
li + E 73,5 30 5 9,95-10,26
11 + 12 73,5 20 7 13,98-14,40
11 + 12 73,5 17 9 18,00-18,54
11 + 13 77,5 15 11 20,89-21,53
11 + Е 77,5 12 13 24,71-25,46
11 + h 77,5 10 15 28,52-29,30
свидетельствует о принципиальном сход-
стве с антенной Виндома (см. раздел 10.2.3)
[11-14].
Речь здесь идет о комбинации двух сис-
тем. Одна образована отрезками Ц + /2 сум-
марной длиной 73,5 м, а другая - отрезка-
ми /t + /3 длиной 77,5 м. В табл. 11.3 пред-
ставлены условия резонанса для каждого
диапазона и найденные оператором K4EF
частотные полосы, в которых КСВ < 2. Эти
данные свидетельствуют о недостаточности
частотной полосы в 10-метровом диапазо-
не, что вынуждает пользоваться согласую-
щим устройством для работы на частотах
менее 28,5 МГц.
Трудно судить о различных свойствах из-
лучения в отдельных диапазонах, так как
при этом приходится учитывать даже угол
между проводниками антенны. Приблизи-
тельные оценки демонстрируются на рис.
11.1 и 11.2. Наверняка здесь можно рассчи-
тывать на небольшой угол возвышения и,
следовательно, приличные условия даль-
ней связи.
Длина проводников должна быть строго
выдержана, но для углов между тремя про-
водниками это не столь существенно. В за-
висимости от местных условий их сумма
должна составлять от 180° (в норме) до
120°. Допустимо протягивать проводники
от центральной мачты к наружным, менее
высоким, опорам наклонно (наподобие
Inverted V). Разумеется, и эту антенну сле-
дует монтировать как можно выше над
грунтом и на максимальном удалении от
других объектов. Центральную мачту сле-
дует делать высотой не менее 10 м.
Входное сопротивление величиной 200 Ом
позволяет согласовать антенну с 50-омным
коаксиальным кабелем по симметрии и
полному сопротивлению с помощью ши-
рокополосного симметрирующего транс-
форматора 1:4 на кольцевом сердечнике
(рис. 7.11). По мнению оператора K4EF, в
регионах с частыми грозами имеет смысл
прокладывать двухпроводный 200-омный
фидер вдоль всей центральной мачты и
только около грунта соединять его с транс-
форматором на кольцевом сердечнике. Тог-
да в случае опасности поражения молнией
система заземляется непосредственно че-
рез легкодоступный 200-омный фидер.
Литература к главе 11
[I] WolfR.; Hille К. Н.: Einfache DX-Antenne mit kiinstlicher
Erde. cq-DL, 11/79, S. 493 bis 495.
[2] Tamburro G.: Twinlead-Marconi-Antenna. QRV, 6/1979,
S. 341.
[3] Kliiss A.: Die optimierte Fuchs-Antenne. cq-DL, 7/85,
S. 377.
[4] Baz B.: Die DL7AB-Antenne. Funk-Technik, 19/49,
S. 576.
[5] Kliiss A.: Praktische Ausfuhrung einer DL7AB-Korrek-
turspule. cq-DL, 6/88, S. 363.
[6] Missler E.: V-Antennen im Kurzwellenbereich. Techn.
Mitt. RFZ, 15 Jg., H. 2/1971, S. 82 bis 85.
[7] Klier W.: Die V-Antenne in Theorie und Praxis, beam, 3/
83. S. 26 bis 28.
[8] Romander H.: The Extended Double-Zepp Antenna. QST,
June 1931, pp. 12-16, 76.
[9] Lear V. С.: К 7/21 MHz space-saver antenna. Radio Com-
munication, November 1979, pp. 1031-1032.
[10] Reh J. J.: An Extended Double Zepp Antenna for 12 Me-
ters. QST, December 1987, pp. 25-27.
[11] Brown E. S.: Antenna design using longwire principle.
Ham Radio, May 1977, pp. 10-21.
[12] Brown E. S.: K4EF allband antenna. Ham Radio, Novem-
ber 1984, pp. 76-77.
[13] Brown E. S.: The K4EF antenna for 10-30 MHz. Ham
Radio, January 1985, p. 77.
[14] Brown E. S.: K4EF Long Wire Antenna Designs. Ham
Radio, September 1989, pp. 32-42.
Baird B.: Try an Extended Double Zepp Antenna. QST, Feb-
ruary 1992, p. 75.
Bensch H.: Langdrahtantennen - besser als ein Quad-Element
beam, 9/87, S. 31-33.
216 71. Длиннопроводные антенны
Brown E. S.: Antenna design using the longwire principle. Ham Radio, May 1977, pp. 10-21. Bruce E.: Developments in Short-Wave Directive Anten- nas. Proc. IRE, Vol. 19, No. 8, August 1931, pp. 1406- 1433. Brunswig H.: Bestimmung des Horizontaldiagramms einer L-Antenne. DL-QTC, 1/62, S. 7 bis 9. Haisty B.: The ND1W South Sandwich Island Special An- tenna. CQ, March 1993, pp. 32, 36, 38, 40. Hart T: The Under-rated Inverted V Antenna. antenneX, August 1969, pp. 12-14. Jachnow W.: Zur Theorie der Langdrahtsendeantenne, I. Die einfache Langdrahtantenne. Telefunken Mitt., 21 Jg., Nr. 83, Mai 1940, S. 55 bis 64. Morrow R. B.: The Half Rhombic Antenna. antenneX, July 1989, pp. 22-25. Orr В. The End-Fed Long Wire Revised. CQ, February 1991, pp. 68-70. Schultz J. J.: The DEZI Dipole Antenna For 10 Meters. CQ, July 1989, pp. 18-20. Wrigley W. B.: Impedance Characteristics of Harmonic Anten- nas. QST, February 1954, pp. 10-14, 100.
12. Апериодические длиннопроводные
антенны
Излучатели, замкнутые нагрузочными со-
противлениями, называются апериодичес-
кими, или замкнутыми, антеннами (рис.
12.1). Нагрузочное сопротивление RL (его
называют также поглощающим резисто-
ром) по величине равно волновому сопро-
тивлению антенны ZA и на рабочей частоте
должно быть чисто активным.
Рис. 12.1. Апериодическая антенна
В антенне, замкнутой своим волновым со-
противлением (в отличие от резонансных
разомкнутых), стоячие волны не образуют-
ся. Энергия, которая достигает конца антен-
ны, воспринимается находящимся там на-
грузочным сопротивлением и превращается
в тепло. Теоретически замкнутую антенну
допустимо рассматривать как согласован-
ную линию передачи, вторым проводом ко-
торой служит земля. Линия передачи с вол-
новым сопротивлением ZA замкнута на
нагрузочное сопротивление RL. В ней обра-
зуются бегущие волны, отличающиеся мо-
нотонным убыванием тока вдоль проводни-
ка, начиная от входа антенны.
Вообще говоря, линии передачи из па-
раллельных проводников, замкнутые соб-
ственным волновым сопротивлением, по-
чти или совсем не излучают радиоволны.
Но в случае замкнутой антенны оба ее про-
вода и земля настолько удалены друг от
друга, что противофазные составляющие
поля не возникают. Таким образом, систе-
ма способна излучать радиоволны и слу-
жить передающей или приемной антенной.
Входное сопротивление апериодической
антенны не зависит от частоты в широких
пределах ее изменения. Это достоинство
уравновешивает тот недостаток, что часть
высокочастотной энергии бесполезно расхо-
дуется на нагревание нагрузочного резисто-
ра. Хорошо выраженная зависимость диаг-
раммы направленности от частоты, как пра-
вило, определяет протяженность полезной
полосы частот апериодической антенны.
12.1. Замкнутая
длиннопроводная антенна
Диаграммы направленности замкнутого
длинного проводника и открытой длинно-
проводной антенны той же протяженности
подобны. Однако в первом случае лепестки
диаграммы тем меньше, чем ближе их оси к
направлению на точку ввода питания ан-
тенны. Открытая антенна посылает радио-
волны в двух противоположных направле-
ниях (рис. 12.2а), а замкнутая - только в
одном (рис. 12.26).
Хорошая электропроводность грунта яв-
ляется предпосылкой успешной работы
замкнутой длиннопроводной антенны, так
как земная поверхность служит ей вторым
проводником. Но эта предпосылка реализу-
ется далеко не всегда; в таких случаях при-
ходится прокладывать по земле противовес
той же длины в качестве «искусственной
земли». Сопротивление на рис. 12.2в ока-
зывается в пучности тока благодаря про-
воднику длиной Х/4. Но введение частотно-
зависимого элемента делает невозможным
эффективный многодиапазонный режим
работы. Поэтому для его реализации ис-
пользуют «веер» переключаемых четверть-
волновых противовесов, настроенных на
каждый из рабочих диапазонов.
Усиление апериодической длиннопро-
водной антенны увеличивается с ростом от-
ношения длины провода к рабочей длине
волны. Волновое сопротивление Z антенны
лежит в интервале 300-600 Ом в зависимо-
сти от сечения провода d и высоты антенны
над грунтом h и рассчитывается по фор-
муле:
218
12. Апериодические длиннопроводные антенны
№
Рис. 12.2. Сравнение идеализированных
горизонтальных диаграмм направленности:
а - согласованная длиннопроводная антенна
длиной 3 X; б - замкнутая антенна той же
длины; в - замкнутая антенна с противовесом
длиной А./4
_ 276. 2(2h+d) 4h
Z- Л " '“''.Г (12.1)
Такое же значение сопротивления следу-
ет иметь и нагрузочному резистору RL. При
передаче он должен выдерживать половину
выходной высокочастотной мощности пе-
редатчика и не содержать реактивных со-
ставляющих. Требование к стойкости по
рассеиваемой мощности снижается с рос-
том длины проводника антенны. Когда эта
длина составляет 2 X, на резистор прихо-
дится 25% мощности.
12.2. Однопроводная антенна
бегущей волны
(Н. Н. Beverage - патент США № 1381089,1920 г.)
Очень длинную замкнутую антенну, про-
тянутую на сравнительно малой высоте от
земной поверхности, называют антенной
Бевереджа. В отечественной литературе
она известна как однопроводная антенна
бегущей волны. Ранее ее использовали
преимущественно при приеме передач в
низкочастотных КВ диапазонах. Для радио-
любителя она незаменима в качестве прием-
ной антенны 160-метрового диапазона, а бла-
годаря своей широкополосности прекрасно
работает и в диапазонах 80 и 40 м [1, 2].
Необходимо, чтобы длина провода, при-
веденная к наименьшей частоте, равнялась
как минимум длине волны, но обычно она
составляет несколько длин волн. Уже из
этого ясно, что подобная антенна осуще-
ствима лишь в малонаселенной местности.
Антенне не страшны лесополосы, фрукто-
вые сады, живые изгороди, отдельные хо-
зяйственные постройки и другие легкие
препятствия. Проводимость почвы играет
второстепенную роль, но для нагрузочного
сопротивления надо обеспечить надежное
заземление по высокой частоте (см. раздел
19.1). Требования к высоте антенны также
вполне умеренные: обычно достаточно
натянуть провод на расстоянии 2-3 м от
грунта.
В простейшем виде антенна Бевереджа со-
ответствует замкнутой длиннопроводной
антенне, изображенной на рис. 12.26. Не-
сколько более совершенный вариант из [3]
демонстрируется на рис. 12.3. Антенна пред-
назначена для приема в 160-метровом диа-
пазоне, имеет длину 460 м (~ 2,8 X) и протя-
нута на высоте 3 м. Надежное заземление по
высокой частоте обеспечивается большим
числом противовесов, расположенных в
земле. Т1 является высокочастотным транс-
форматором с отношением витков обмоток
1:2,5, что соответствует преобразованию им-
педанса в масштабе 1:6. Трансформатор со-
гласует антенну с обычным низкоомным
входом приемника. Первичная и вторичная
обмотки проложены навстречу друг другу на
кольце из феррита высокой проницаемости.
Для подавления наводок со стороны близко
расположенных вещательных средневолно-
вых передатчиков первичная обмотка зазем-
ляется на корпусе приемника, а вторичная -
в другом месте.
Рис. 12.3. Простая антенна Бевереджа
для диапазона 160 м (согласно W8HHS)
12.2. Однопроводная антенна бегущей волны
219
Белроуз [4] сообщает о результатах иссле-
дования антенны Бевереджа длиной 100 м,
полученных на частоте 2 МГц. Вкратце они
сводятся к следующему
Антенна более эффективна при понижен-
ной проводимости грунта под ней. Усиле-
ние антенны на высоте 1 м над плохо про-
водящим грунтом было на 5,7 дБ больше,
чем в случае хорошей проводимости почвы.
На более высоких частотах (например,
25 МГц) имеет место обратная тенденция.
Усиление слабо зависит от высоты антен-
ны над грунтом. Переход от метровой вы-
соты к трехметровой дает прирост усиле-
ния всего на 1,3 дБ; даже когда провод был
натянут на высоте 0,3 м, усиление умень-
шилось лишь на 2 дБ относительно трех
метров.
Усиление растет с длиной антенны. Сто-
метровая антенна была натянута на высоте
1 м над сухой почвой. Удлинение антенны
до 200 и 400 м давало увеличение усиления
на 3,5 и 5 дБ соответственно.
Белроуз также установил, что на частоте
2 МГц антенна Бевереджа длиной 100 м
при высоте 1 м характеризуется горизон-
тальной и вертикальной шириной главного
луча около 77° и 60° соответственно (угол
возвышения равнялся 42°)- Следует учиты-
вать, что в данном случае длина антенны со-
ставляла лишь 0,67 Z, однако здесь важна
тенденция превышения горизонтальной
ширины диаграммы направленности над
вертикальной.
Судя по диаграмме направленности, ан-
тенны Бевереджа являются остронаправ-
ленными. К сожалению, даже при наиболь-
ших реализуемых длинах этих антенн их
усиление в диапазонах 160, 80 и 40 м усту-
пает усилению изотропного излучателя.
Антенны длиной 400 м обеспечивают при
передаче «усиление» -3 dBi на 40 м, -4 dBi
на 80 м и -6 dBi на 160 м [4]. Таким обра-
зом, эффективность антенны Бевереджа
крайне низка. Причины этого кроются в на-
грузочном сопротивлении, неизбежных по-
терях в грунте (особенно при монтаже ан-
тенны на малой высоте), омических по-
терях в сравнительно длинном и тонком
проводнике, диэлектрических потерях на
многочисленных изоляторах для подвески
антенны. Поэтому в режиме передачи надо
учитывать, что более 50% мощности будет
потеряно. Но при работе на прием антенна
характеризуется однонаправленностью, го-
ризонтальной поляризацией, узким глав-
ным лучом и малым углом возвышения, что
гарантирует эффективное подавление ра-
диоволн, поступивших с направлений вне
главного луча. Благодаря этому резко сни-
жается уровень помех, и даже атмосферные
помехи ослабляются в зависимости от на-
правления на их источник. Сигналы даль-
ней связи, поступающие под малым углом
возвышения в пределах доступного диапа-
зона азимутальных углов, усиливаются, и в
целом запас помехоустойчивости оказыва-
ется достаточно велик. Кроме того, антенна
Бевереджа большой длины способна сгла-
живать замирания.
Усовершенствованием антенны Беверед-
жа явилась ее версия с двумя проводника-
ми (рис. 12.4). Она описана W9UCW [5].
Антенна длиной 162 м предназначена для
работы в диапазоне 160 м. Преимущества
новой версии состоят в меньших потерях,
связанных с грунтом, в более высоком на-
пряжении сигнала и в переносе нагрузочно-
го резистора RL на сторону приемника, где
проще оптимизировать режим работы,
пользуясь доступной RLC-цепочкой. Ис-
пользуя экспериментальный подбор эле-
ментов Rl и С, удается ослаблять шумы и
помехи от других передатчиков.
Рис. 12.4. Двухпроводный вариант антенны Бевереджа для диапазона 160 м; максимальный сигнал
приходит справа
220
12. Апериодические длиннопроводные антенны
Хотя диаграммы направленности опи-
санных антенн Бевереджа в какой-то сте-
пени поддаются изменению, антенны оста-
ются направленными, с единственным лу-
чом и работоспособными в сравнительно
узком интервале азимутальных углов. Од-
нако имеются способы разворачивать го-
ризонтальную диаграмму направленнос-
ти на 180°. Один из них был предложен
W9UCW (рис. 12.5) применительно к двух-
проводному варианту этой антенны.
Параметры катушек, намотанных мед-
ным эмалированным проводом:
• Lb L5 - 6 витков провода диаметром
1,6 мм на каркасе диаметром 60 мм;
* Ь2 - 56 витков провода диаметром 0,4 мм
с отводом посередине на каркасе диамет-
ром 80 мм (Ц центрируется внутри L2);
• L6 - 56 витков провода диаметром 0,4 мм
на каркасе диаметром 80 мм (L6 центри-
руется внутри L5);
• L3 - 60 витков провода диаметром 0,4 мм
с отводом посередине на каркасе диамет-
ром 100 мм. Эту обмотку следует заклю-
чить в заземленную металлическую
фольгу, оставив щель шириной 20 мм,
чтобы не создавать короткозамкнутый
виток (электростатический экран);
• Ь4 - 40 витков того же провода диамет-
ром 0,4 мм, симметрично намотанных по-
верх фольги на катушку L3 в виде вторич-
ной обмотки;
• Ь7 - 40 витков того же провода диамет-
ром 0,5 мм на каркасе диаметром 25 мм,
ширина обмотки 25 мм при индуктивно-
сти 250 мкГн.
В качестве нагрузочного сопротивления
Rl необходимо применять резистор с мини-
мальной индуктивностью (проволочный
потенциометр недопустим).
Однопроводная антенна Бевереджа для
40-метрового любительского диапазона
подробно описана в [6].
Будучи прекрасной антенной для приема
сигналов дальних станций, антенна Беве-
реджа гораздо хуже работает в качестве
передающей. Это вовсе не противоречит
принципу взаимности, согласно которому
свойства и параметры антенны при прие-
ме и передаче приблизительно одинаковы.
Причина различий кроется в особенностях
режима эксплуатации. Как известно, люби-
тельские диапазоны 160, 80 и 40 м страда-
ют от сильных помех разного происхожде-
ния. Удивительно, что в этих обстоятель-
ствах вообще удается дальний радиообмен.
В подобных условиях высокая чувстви-
тельность приемника не только не решает
проблемы, но может лишь усугубить труд-
ности. Приходится увеличивать запас по-
мехоустойчивости между сигналом даль-
ней связи и уровнем помех. Антенна Беве-
реджа обладает этим качеством в большей
степени, нежели антенны других типов. По-
этому рецепт успеха многих поклонников
дальней связи в диапазонах 40, 80 и 160 м
таков: пользуйся антенной Бевереджа для
приема, а вертикальным четвертьволновым
излучателем (см. главу 19) - для передачи.
12.3. Замкнутые V-образные
антенны
Замкнутую V-образную антенну применяют
преимущественно в виде отвесно установ-
ленного тупоугольного V-образного излуча-
теля, упоминавшегося в разделе 11.4.3 в ка-
честве открытой резонансной антенны. До-
бавив к ней сопротивление нагрузки RL,
Рис. 12.5. Двухпроводная антенна Бевереджа с переключением направления приема, предложенная
W9UCW; положение переключателей соответствует приему сигнала справа
12.3. Замкнутые V-образные антенны
221
получаем схему, представленную на рис. 12.6
(Е. Bruce - патент США№ 1899410,1929 г.).
Рис. 12.6. Замкнутая тупоугольная V-образная
антенна
Преимущество вертикальной компонов-
ки состоит в том, что требуется единствен-
ная мачта и возможно непосредственное за-
земление нагрузочного сопротивления. В
этом исполнении антенна характеризуется
смешанной поляризацией, а главный луч
идет в одном направлении - к концу антен-
ны с нагрузочным сопротивлением RL. Как
и в открытом варианте, оптимальный угол
раскрыва а зависит от длины плеча 1, при-
чем значения параметров антенны в обоих
случаях приблизительно одинаковы. Опти-
мальная величина нагрузочного сопротив-
ления совпадает с волновым сопротивлени-
ем антенны и составляет 600 Ом. Посколь-
ку волновое сопротивление почти не
зависит от частоты, полное входное сопро-
тивление также равно 600 Ом и является
чисто активным в весьма широкой области
частот.
Обычная V-образная антенна (раздел
11.4) тоже выполняется в апериодическом
варианте. При этом она превращается в од-
нонаправленную, а ее частотный диапазон
расширяется. Однако эта антенна почти не
применяется радиолюбителями из-за необ-
ходимости использовать три мачты и два
нагрузочных сопротивления. Определенные
трудности связаны с заземлением поглоща-
ющих сопротивлений, так как в норме их
удаление от грунта равно высоте мачты.
Здесь приходится устраивать «искусствен-
ную землю». Ее образуют провода длиной
по 1/4, подключаемые к нагрузочным сопро-
тивлениям - см. рис. 12.7 (Р. S. Carter - па-
тент США № 2099296, 1931 г.). Увы, из-за
этого параметры антенны вновь становятся
частотно-зависимыми, и для работы в мно-
годиапазонном режиме приходится предус-
матривать отдельные четвертьволновые ли-
нии в каждом диапазоне. Поэтому выгодно
наклонять замкнутое плечо как можно кру-
че к земле, чтобы напрямую заземлять по-
глощающие сопротивления. Величина та-
ких сопротивлений составляет по 500 Ом на
плечо. Волновое сопротивление согласован-
ного симметричного фидера приблизитель-
но равно 600 Ом. Эта антенна возбуждается
также через коаксиальный кабель произ-
вольной длины, если на ее входе включить
симметрирующий трансформатор 8:1 на
кольцевом сердечнике (глава 7).
Рис. 12.7. Замкнутая V-образная антенна
К сожалению, V-образным антеннам тре-
буется много места. Но если его достаточ-
но, лучше воспользоваться ромбической
антенной.
12.4. Замкнутые ромбические
антенны
(Е. Bruce - патент США № 2285565,1931 г.)
Как правило, ромб строят в качестве направ-
ленной антенны, излучающей радиоволны в
одном направлении. При этом открытые
концы ромба замыкают поглощающим ре-
зистором R (рис. 12.8) с сопротивлением
750-800 Ом. Он должен выдерживать по
крайней мере половину высокочастотной
выходной мощности передатчика.
Замкнутой ромбической антенне прису-
ща исключительно широкая полоса частот,
и потому строгое соблюдение длины излу-
чателя не играет существенной роли, что
избавляет от скрупулезных расчетов. Пре-
делы полосы частот характеризуется отно-
шением 1:2, но при этом нельзя упускать из
виду более или менее сильное изменение
формы диаграммы направленности в пре-
делах полосы, обусловленное тем, что
угол раскрыва оптимален только на одной
222
12. Апериодические длиннопроводные антенны
Рис. 12.8. Однонаправленная ромбическая
антенна
определенной частоте. Усиление также зави-
сит от частоты. Оно растет вслед за длиной
плеча антенны / (стороны ромба). Горизон-
тальная и вертикальная диаграммы направ-
ленности определяются преимущественно
углами аир. Высота антенны над грунтом
должна равняться или превышать рабочую
полуволну.
При меньших высотах растет вертикаль-
ный угол излучения, что крайне нежела-
тельно для работы в любительских КВ диа-
пазонах. Если длина плеча / превосходит
6 X, главный луч становится очень узким и
трудно определить оптимальный угол рас-
крыва.
12.4.1. Питание ромбической антенны
Входное сопротивление замкнутой ромби-
ческой антенны составляет 700-800 Ом, что
позволяет питать ее по произвольно длин-
ной линии с таким же волновым сопротив-
лением. Даже обычный 600-омный двухпро-
водный фидер не вызывает заметного рас-
согласования и представляется вполне
достойным решением, в том числе и в мно-
годиапазонном режиме. Конечно, замкну-
тый ромб согласуется с любым иным фиде-
ром произвольного волнового сопротивле-
ния, если воспользоваться уже описанными
известными средствами согласования. Од-
нако все они зависят от частоты, поэтому
преимущество широкополосной антенны
частично утрачивается и остается лишь
возможность работы в однодиапазонном
режиме.
Согласованная 600-омная линия пред-
почтительнее настроенного фидера благо-
даря малым потерям в ней и тому обстоя-
тельству, что она не требует затрат на сред-
ства настройки для присоединения к
оконечному каскаду передатчика. Излуче-
ние высших гармоник и прочих помех луч-
ше всего подавляется путем надлежащего
подключения фидера к оконечному каска-
ду передатчика. Кроме того, ромбическая
антенна возбуждается через коаксиальный
кабель произвольной длины, если на ее вхо-
де ввести симметрирующий трансформа-
тор 10:1 на кольцевом сердечнике (см. гла-
ву 7). При этом полоса частот сужается и
согласование с полным выходным сопро-
тивлением передатчика не вызывает ника-
ких трудностей.
12.4.2. Нагрузочное сопротивление
Индуктивность и емкость поглощающего
резистора R должны быть предельно низ-
кими. При малой мощности передатчика
этим требованиям вполне удовлетворяют
обычные пленочные резисторы, рассчитан-
ные на соответствующую нагрузку. Вредная
емкость нагрузочного сопротивления оста-
нется достаточно малой, если использовать
последовательную цепочку неспиральных
резисторов необходимого суммарного со-
противления. Проволочные резисторы рас-
считаны на значительную нагрузку, но их
применение недопустимо из-за большой
индуктивности.
Пленочные резисторы, способные выдер-
жать значительную мощность передатчика,
слишком громоздки и дороги. Рекоменду-
ются резисторы, которые отвечают этому
требованию и отличаются малыми значе-
ниями индуктивности и емкости благодаря
специальной технологии изготовления.
Они служат нагрузочными сопротивления-
ми в поглотителях («искусственных антен-
нах»).
Величина сопротивления нагрузочного
резистора должна быть близка к 800 Ом.
Его следует защищать водонепроницаемым
кожухом и соединять с концом излучателя
кратчайшим проводом
Во время грозы в любой длиннопровод-
ной антенне наводятся существенные токи.
В ромбической антенне они способны раз-
рушать поглощающий резистор. Поэтому
целесообразно монтировать его на легкодо-
ступной высоте и подключать к концу из-
лучателя через двухпроводную линию про-
извольной длины с волновым сопротивле-
нием 700-800 Ом (рис. 12,9).
Кожух нагрузочного сопротивления мо-
жет быть выполнен в виде вставного блока,
тогда в случае грозы сопротивление просто
12.4. Замкнутые ромбические антенны
223
777777777777
Рис. 12.9. Подключение нагрузочного резистора
ромбической антенны посредством линии
произвольной длины
удаляют из гнезда. При использовании по-
глощающих сопротивлений, рассчитанных
на значительную мощность, едва ли стоит
опасаться их разрушения во время грозы.
Однако для обеспечения грозозащиты ре-
комендуется заземлять весь антенный ком-
плекс.
Без нагрузочных резисторов можно обой-
тись, если воспользоваться так называемы-
ми гасящими линиями передачи. Внешне
они выглядят, как обычные двухпроводные
разомкнутые линии, но выполнены из высо-
коомных проводов. В качестве таковых ре-
комендуется пара параллельных хромонике-
левых проводов диаметром 0,4-0,5 мм, рас-
положенных на расстоянии 15 см друг от
друга. Длина двухпроводной линии с повы-
шенным сопротивлением, приведенная к
средней рабочей длине волны, не должна
быть меньше 6 X. Конец такой линии следу-
ет замкнуть нагрузочным резистором, но
Рис. 12.10. Замкнутая ромбическая антенна
с гасящей линией
теперь ему достаточно выдерживать пример-
но 1/10 максимальной мощности передатчи-
ка - см. рис. 12.10 (W. Jachnow - германский
патент № 710453,1940 г.).
12.4.3. Устройство ромбической
антенны
Чтобы свести к минимуму побочные лепес-
тки диаграммы направленности и добиться
максимального усиления, надо обеспечить
определенное соотношение между углами
ромба и его стороной /. Значения этих ве-
личин приведены на рис. 12.11.
На графике, изображенном на рис. 12.11,
под шкалой длины стороны ромба / указано
теоретическое максимальное усиление (в
децибелах), поскольку при оптимальном
угле раскрыва а усиление в направлении
Рис. 12.11. Зависимость оптимального угла раскрыва а и угла b от длины стороны 1 замкнутой
ромбической антенны
224
12. Апериодические длиннопроводные антенны
главного луча и длина стороны ромбической
антенны пропорциональны. Здесь уже вве-
дена поправка в 3 дБ на потерю излучения,
связанную с нагрузочным сопротивлением.
Вертикальный угол возвышения ромби-
ческой антенны зависит от ее строительной
высоты. Для обеспечения максимального
излучения в высокочастотных КВ диапазо-
нах строительная высота должна превы-
шать Х/2, а стороны ромба следует распола-
гать на одинаковой высоте параллельно
земной поверхности.
Планируя построение ромбической ан-
тенны, надо заранее представить себе ее
размеры. В табл. 12.1 приведены все кон-
структивные данные, необходимые при
строительстве ромбов для любительских
диапазонов от 10 до 160 м. Здесь длина
сторон указана в расчете на среднюю часть
любительского диапазона. Широкополос-
ность ромбических антенн делает излиш-
ней сантиметровую точность размеров.
Продольный и поперечный размеры ром-
ба, важные для выбора места под опоры
антенны, округлены. Рекомендуется ста-
вить опоры на несколько большем удале-
нии друг от друга, чтобы обеспечить воз-
можность тонкой подстройки углов а и Р в
процессе монтажа антенны. Это особенно
важно при большой длине сторон антенны /,
когда главный луч становится предельно
узким.
12.4.4. Многодиапазонный режим
Данные табл. 12.1 свидетельствуют о лег-
кой реализации многодиапазонного ре-
жима работы ромбической антенны. Дли-
на стороны, например 42 м, составляет
1 X, 2 X, 3 X или 4 X при работе в диапазо-
нах 40, 20, 15 или 10 м соответственно.
Угол раскрыва делается оптимальным
для 15- или 20-метрового диапазона. Тог-
да в диапазоне 10 м он будет немного ве-
лик, а на 40 м - несколько мал. В первом
случае (угол а слишком велик) главный
лепесток сужается, побочные слегка уве-
личиваются, чуть возрастает обратное из-
лучение, но это мало сказывается на уси-
лении в направлении главного луча. В ре-
жиме 40-метрового диапазона (угол а
слишком мал) диаграмма направленности
расщепляется и появляется обратное из-
лучение. Такую антенну удобно использо-
вать как излучатель 40-метрового диапа-
зона с приличным усилением по множе-
ству направлений.
12.4.5. Специальные типы
ромбических антенн
«Толстый», или широкополосный, ромб
(рис. 12.12) является торговой разновидно-
стью ромбической антенны, отличающейся
еще более широкой полосой частот. Благо-
даря параллельному включению трех и бо-
лее проводников по схеме, показанной на
рис. 12.12, полоса частот расширяется, а
входное сопротивление уменьшается до
600 Ом.
Рис. 12.12. Широкополосный ромб
Рис. 12.13. Ромбическая антенна с поэтажным
расположением излучателей
Монтаж нескольких ромбов друг над
другом (рис. 12.13) дает дополнительный
выигрыш по усилению благодаря более ос-
трой фокусировке главного луча в плоско-
сти Н. Однако такие ромбы строят преиму-
щественно в диапазонах метровых и де-
циметровых волн. С помощью сдвоенных
ромбов и ромбоидов доводят усиление до
17 dBd.
Если не направлять энергию к нагрузоч-
ному сопротивлению, а возвращать ее на
вход антенны с соответствующими ампли-
тудными и фазовыми характеристиками, то
можно добиться выигрыша по энергии
(L. Walter, W. Moser - германский патент №
738032,1037 г.).
Литература к главе 12
[1] Beverage Н. Н.: A wave antenna for 200 m reception. QST,
November 1922, p. 7.
[2] Beverage H. H.; Rice C. W.; Kellogg E. The wave antenna:
a new type of highly directive antenna. Trans. AIEE,
February 1923, pp. 215-266.
[3] Beverage H. H.; De Maw D.: The Classic Beverage-Antenna,
Revisited. QST, January 1982, pp. 11-17.
12.4. Замкнутые ромбические антенны
225
Таблица 12.1. Размеры ромбических антенн
Отношение длины плеча к длине волны Длина стороны В21,м Оптимальный угол раскрыва а, град. Угол р, град. Усиление, dBd Продольный размер, м Поперечный размер, м
1 2 3 4 5 6 7
Диапазон 160 м
1,0 160 111 69 5,2 182 264
1,5 243 91 89 6,8 341 347
2,0 326 76 104 8,0 514 401
Диапазон 80 м
1,0 82 111 69 5,2 92 134
1,5 123 91 89 6,8 173 176
2,0 165 76 104 8,0 260 204
Диапазон 40 м
1,0 41,5 111 69 5,2 47 69
1,5 62,8 91 89 6,8 88 90
2,0 84,1 76 104 8,0 133 104
2,5 105 68 112 9,2 176 118
Диапазон 30 м
1,0 29 111 69 5,2 33 48
1,5 44 91 89 6,8 62 63
2,0 59 76 104 8,0 93 72
Диапазон 20 м
1,0 21 111 69 5,2 24 34
1,5 32 91 89 6,8 44 45
2,0 42 76 104 8,0 66 52
3,0 63 63 117 10,0 108 67
4,0 85 54 126 11,2 151 'll
Диапазон 17 м
1,0 16,5 111 69 5,2 18,5 27
1,5 24,5 91 89 6,8 34,5 35
2,0 33 76 104 8,0 52 40,5
3,0 50 63 117 10,0 84 52
4,0 66 54 126 11,2 118 60
Диапазон 15 м
1,0 14 111 69 5,2 16 23
2,0 28 76 104 8,0 44 35
3,0 42 63 117 10,0 72 44
4,0 56 54 126 11,2 100 51
Диапазон 12 м
1,0 12 111 69 5,2 13,5 20
2,0 24 76 104 8,0 38 30
3,0 36 63 117 10,0 62 38
4,0 48 54 126 11,2 86 44
Диапазон 10 м
1,0 10,3 111 69 5,2 12 17
2,0 21 76 104 8,0 33 26
3,0 31,5 63 117 10,0 54 33
4,0 42 54 126 11,2 75 38
226
12. Апериодические длиннопроводные антенны
[4] Belrose J. S. et al.: Beverage Antennas for Amateur
Communications. QST, January 1983, pp. 22-27; QST,
September 1981, p. 51.
[5] Boothe B.: Weak-Signal Reception on 160 - some Antenna
Notes. QST, June 1977, pp. 35-39.
[6] Brunemeier, В. H.: Short Beverage for 40 meters. Ham
Radio, July 1979, pp. 40-43.
[7] Bruce E.: Developments in Short-Wave Directive Antennas.
Proc. IRE, Vol. 19, No. 8, August 1931, pp. 1406-1433.
[8] Bruce E.; Beck A. C.; Lowry L. R.: Horizontal Rhombic
Antennas. Proc. IRE, Vol. 23, No. 1, January 1935,
pp. 24-46.
Altshuler E. E.: The Traveling Wave Linear Antenna. Trans.
IRE, AP-9, July 1961, pp. 324-329.
Bailey R.: Aperiodic Aerials. Wireless Engineers, July 1951,
208-214.
Barker R. H.: Rhombic Aerial Design Chart. Wireless Engineer,
November 1948, pp. 361-369.
Beverage H. H.: Beverage Antenna. QST, December 1981,
p. 55.
Bohnenstengel H.: Der Rhombus als Empfangsantenne.
FTZ, 1953, H. 4, S. 172-178.
Davis H. E.: The Wave Antenna. CQ, May 1978, pp. 24, 26.
De Maw D.: Low-Noise Receiving Antennas. QST, December
1977, pp. 36-39.
Devoldere J.: Die Beverage-Antenne auf den unteren Bandem.
cq-Dt., 7/92, S. 411-417.
Ellwell H. G.: Controlled Vertical Radiation Rhombics. Ham
Radio, March 1985, pp. 100-116, April 1985, pp. 99-106.
Foster D.: Radiation from Rhombic Antennas. Proc. IRE,
October 1937, pp. 1327-1353.
Jachnow W.: Zur Theorie der Langdrahtsendeantenne, II. Die
Rhombusantenne. Telefunken Mitt., 21 Jg., Nr. 83, Mai 1940,
S. 64-71.
Kamp T: Die Beverage-Antenne, Mit viel Draht zu viel DXI.
Baden-Baden: Antennen-funk Spezial 29, Verlag fur
Technik und Handwerk, 1994.
King R. W. R: The Wave Antenna for Transmission and Re-
ception. IEEE Trans. AP-31, No. 6, November 1983,
pp. 956-965.
Laport E. A.; Veldhuis A. C.: Improved Antennas of the
Rhombic Class. RCA Review, March 1960, pp. 117-123.
Miriam R; Palm E.: Rhombusantennen mit optimalen
Betriebseigenschaften. NTZ, 1960, H. 2, S. 82-91.
Misek V. A.: The Beverage Antenna Handbook. Misek, Hudson,
NH, 1987.
Morrow R. B.: The Beverage Antenna. antenneX, June 1989,
pp. 23-24.
Schulz W.: Die Beverage-Antenne zum Empfang der Mittel-und
Langwelle. Koln: W. Herbst Verlag, 1988.
13. Излучатели с поперечным излучением
Синфазная антенная система излучает в
направлении, перпендикулярном своему
продольному расположению (система по-
перечного излучения); ее основой служит
полуволновый вибратор. Комбинация не-
скольких синфазно питаемых вибраторов
позволяет повысить усиление.
13.1. Вибраторные ряды
Вибраторный ряд (коллинеарный вибра-
тор) представляет собой группу близко рас-
положенных вибраторов с осями, лежащи-
ми на одной прямой.
Если несколько полуволновых излучате-
лей разместить в виде ряда и возбуждать
все его звенья синфазно, то направление
главного луча останется таким же, как и в
случае одиночного излучателя, однако ши-
рина диаграммы направленности по ходу
главного луча уменьшится благодаря уве-
личению поперечных размеров совокупного
излучателя и более интенсивному излуче-
нию. Следовательно, усиление, приведенное
к одиночному полуволновому вибратору,
возрастает [1, 2].
На рис. 13.1 показаны вибраторные ряды
из четырех коллинеарных вибраторов и
распределение тока в них при синфазном
возбуждении. Все токи одинаковы по фазе,
направлению и величине. Применение кол-
линеарных систем излучателей обеспечивает
следующее усиление, приведенное к оди-
ночному полуволновому вибратору при
разном числе коллинеарных полуволновых
звеньев (промежуток между вибраторами
мал - см. рис. 13.1а):
• 2 звена - 1,7 dBd;
• 3 звена - 3,2 dBd;
• 4 звена - 4,3 dBd;
• 5 звеньев - 5,2 dBd;
• 6 звеньев - 5,9 dBd;
• 7 звеньев - 6,5 dBd;
• 8 звеньев - 7,1 dBd.
Чтобы несколько повысить усиление,
промежуток между вибраторами устанав-
ливают равным Х/4-Х/2 (рис. 13.16). Одна-
ко при этом сложнее осуществить синфаз-
ное возбуждение элементов. Простейшим
вибраторным рядом служит волновый виб-
ратор с питанием в средней части. В такой
ситуации синфазно возбуждаются два полу-
волновых элемента (рис. 13.2а) и усиление
возрастает на 1,7 dBd. Рис. 13.26 иллюстри-
рует противоположный случай концевого
питания волнового излучателя (антенны
типа «Цеппелин»), половинки которого
возбуждаются противофазно в силу осо-
бенностей питания, о чем свидетельствует
распределение тока на рисунке. При этом
диаграмма направленности в плоскости Е
расщепляется на четыре лепестка, а усиле-
ние составляет лишь 0,5 dBd при той же
длине антенны. Чтобы добиться синфазно-
го возбуждения волнового излучателя с
б)
Л/2
а)
М2
ЛЛ...Л/2. ЛД..Л/2
\ ,. Л/Z , \
Один
полуволновый
вибратор
Л/4...А/2
М2 . \ , Л/2
в)
Четыре
коллинеарных
вибратора
Рис. 13.1. Вибраторные ряды: а - вибраторы при малом промежутке между ними; б - то же,
при промежутке Х/4; в - диаграммы направленности в плоскости Е полуволнового вибратора
(пунктир) и ряда из четырех вибраторов
228
13. Излучатели с поперечным излучением
Диаграмма Диаграмма
п Л/2 г Л/2
ГрЖ
7\ Усиление
О 1,7 dBd
Диаграмма
направленности направленности направленности
Рис. 13.2. Влияние синфазного и противофазного возбуждения вибраторов
концевым питанием, необходимо разделить
его полуволновые отрезки (рис. 13.2в) и
включить в разрыв фазовращатель. В каче-
стве такового используется короткозамкну-
тый четвертьволновый шлейф, разворачи-
вающий фазу на 180°. Можно выстроить в
ряд любое число таких полуволновых от-
резков и запитать их синфазно, связав фа-
зовращателями.
Сопротивление излучения Rs в пучности
тока вибраторного ряда растет с увеличени-
ем числа вибраторов быстрее, чем в случае
линейной антенны с противофазно воз-
буждаемыми полуволновыми отрезками
(длиннопроводная антенна). Для вибратор-
ного ряда справедливы следующие прибли-
женные формулы:
Rs =73 + 120(п-1) (13.1)
G = n2-^-, gdBd=101gG (13.2)
Ks
где n - число полуволн.
На рис. 13.3 приведены примеры вибра-
торных рядов (стрелки указывают направ-
ление тока). Вариант на рис. 13.3а питается
в пучности тока, поэтому входное сопротив-
ление и сопротивление излучения там оди-
наковы - по 313 Ом при усилении 3,2 dBd.
В варианте на рис. 13.36 питание осуществ-
ляется в пучности напряжения, и входное
сопротивление антенны велико. В зависи-
мости от степени вытянутости проводника
оно составляет от 1000 до 6000 Ом при уси-
лении 4,3 dBd.
Коллинеарные вибраторы могут быть
расположены и вдоль отвесной линии (рис.
13.3в). В этом случае имеет место верти-
кальная поляризация и фокусировка глав-
ного луча, а в горизонтальной плоскости
диаграмма направленности оказывается
круговой. По конструктивным соображе-
ниям вертикальная линейка вибраторов
питается с нижнего конца (рис. 13.3в), хотя
было бы электрически выгоднее подвести
питание к середине центрального полувол-
нового отрезка. Замкнутый четвертьволно-
вый шлейф вызывает поворот фазы на 180°
и играет роль параллельного резонансного
контура, включенного между полуволно-
выми отрезками (рис. 5.29). Аналогичное
действие оказывает и разомкнутая полу-
волновая линия из двух параллельных
а)
Рис. 13.3. Примеры вибраторных рядов
13.2. Вибраторный столбец
229
Рис. 13.4. Вибраторный столбец из четырех синфазно возбуждаемых горизонтальных полуволновых
вибраторов
проводов. Кроме того, отрезки линий могут
быть заменены высококачественными за-
пирающими (параллельными резонансны-
ми) контурами. Однако чаще всего для син-
фазного возбуждения вибраторных рядов
применяются замкнутые четвертьволновые
шлейфы, так как контуры из отрезков ли-
ний обеспечивают высокую добротность
цепи ценой малых затрат.
13.2. Вибраторный столбец
Вибраторный столбец представляет собой
группу параллельных вибраторов с осями,
перпендикулярными линии, вдоль которой
они размещены. Для наглядности конфигу-
рацию на рис. 13.4 называют поэтажным
расположением вибраторов. Диаграмма на-
правленности в плоскости Е у таких полу-
волновых вибраторов идентична диаграм-
ме направленности отдельного вибратора.
Поэтажное расположение фокусирует глав-
ный луч в плоскости Н. В качестве примера
на рис. 13.4 показан вибраторный столбец
из четырех синфазно возбуждаемых полу-
волновых элементов с межэтажным проме-
жутком > Х/2 и его диаграмма направлен-
ности в плоскости Н.
Усиление, обусловленное фокусировкой
излучения в плоскости Н, определяется чис-
лом параллельных вибраторов и величиной
промежутка S между ними. Вероятное уси-
ление системы из двух синфазно возбужда-
емых вибраторов, расположенных один над
другим, в зависимости от межэтажного про-
межутка S представлено на рис. 13.5. В каче-
стве ориентировочного значения принима-
ется, что удвоение числа элементов при ме-
жэтажном промежутке 0,4 X сопровождается
повышением усиления приблизительно на
3 дБ. Прирост усиления несколько увеличи-
вается при оптимальном промежутке S. Все
элементы должны размещаться в одной и
той же плоскости.
При S = 0,5 X усиление еще не достигает
своего максимума (рис. 13.5), но это значе-
ние межэтажного промежутка является
предпочтительным благодаря преимуще-
ствам по механическим и электрическим
параметрам. На диаграмме направленности
в плоскости Н, характерной для двухэтаж-
ного столбца полуволновых элементов, при
S = 0,5 X нет побочных лепестков, но они
появляются, когда этот промежуток достигает
Расстояние между этажами,
доли длины волны
Рис. 13.5. Зависимость максимального усиления
двух синфазных вибраторов, расположенных
один над другим, от межэтажного промежутка S
(по ARRL-Antennen Book)
230
13. Излучатели с поперечным излучением
I f
в)
Рис. 13.6. Возбуждение двух параллельных вибраторов
x/z
7Л
f Фидер
♦ I
I
величины 0,65 X, оптимальной по усиле-
нию. Рост усиления приводит к сужению
угла раскрыва, причем одновременно на ди-
аграмме направленности появляются сла-
бые побочные лепестки.
Есть разные способы обеспечить синфаз-
ное возбуждение вибраторного столбца, на-
пример можно воспользоваться питанием
через полуволновую линию. Эта открытая
линия, образованная двумя параллельны-
ми проводами, преобразует сопротивление
в пропорции 1:1 и разворачивает фазу при-
ложенного высокочастотного напряжения
на 180°. Если два параллельных полуволно-
вых вибратора с межэтажным промежут-
ком Х/2 соединить полуволновой линией
так, как это изображено на рис. 13.6а, виб-
раторы будут возбуждаться в противофазе,
па что указывают стрелки-индикаторы на-
правления тока. Необходимая синфазность
возбуждения обеспечивается при перекре-
щивании полуволновой линии связи (рис.
13.66). Надобность в перекрещивании от-
падает, если оба вибратора связаны линией
с электрической длиной в 1 X, поскольку
волновая линия характеризуется как равен-
ством сопротивлений, так и одинаковостью
фаз (рис. 13.6в, а также рис. 13.14 - цент-
ральное питание).
Подвод питания к нижнему вибратору
удобен с механической точки зрения, но
электрически не очень целесообразен. Ниж-
ний вибратор, к которому подключен фи-
дер, получает питание «из первых рук», а к
более высоким этажам столбца тянется
проводка разной длины. Из-за неодинако-
вого времени прохождения сигнала распре-
деление тока и напряжения оказываются
слегка сдвинутыми по фазе, что проявляет-
ся преимущественно в нежелательном рос-
те угла возвышения. Антенна «косит» вверх,
сужается полоса частот. Поэтому вибрато-
ры следует питать в геометрическом цент-
ре столбца.
Вследствие параллельного размещения
синфазно возбуждаемых вибраторов их со-
противление излучения меняется в зависи-
мости от межэтажного промежутка S. У
пары параллельных вибраторов оно состав-
ляет 60 Ом при S = 0,5 X, убывает до 45 Ом
при S = 0,72 X и достигает 80 Ом при S = 1 X
(рис. 13.7).
0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1,0
Расстояние между этажами,
доли длины волны
Рис. 13.7. Сопротивление излучения в пучности
тока каждого из двух синфазно возбуждаемых
параллельных вибраторов в зависимости
от межэтажного промежутка S
В силу требований к строительной высоте
антенн в КВ диапазонах обычно ограничи-
ваются применением только двухэтажных
вибраторных столбцов. Напротив, в деци-
метровом диапазоне используются много-
этажные конструкции с параллельными
вибраторами в нескольких плоскостях.
Возникающие при этом проблемы питания
обсуждаются в разделе 23.1 (том 2).
13.3. Вибраторные группы
Вибраторные группы (вибраторные решет-
ки) создают, чтобы добиться лучшей фоку-
сировки в плоскости Е благодаря свойствам
вибраторных рядов и большей направлен-
ности в плоскости Н за счет свойств столбцов.
Такое устройство называют вибраторным
13.3. Вибраторные группы
231
V-K12 . И-Л/2
Рис. 13.8. Двухэлементный коллинеарный вибратор с изменяемой диаграммой направленности:
а - смена диаграммы направленности путем переключения проводников А и В; б - диаграмма
направленности при синфазном возбуждении (усиление 1,7 dBd); в - при противофазном
возбуждении (усиление 0,5 dBd)
полотном или групповой антенной. По-
скольку излучение рядов и столбцов являет-
ся двунаправленным, при построении реше-
ток каждый излучательный элемент обычно
снабжают активным или пассивным отра-
жателем, что обеспечивает однонаправлен-
ность излучения и выигрыш по усилению
решетки в целом на 3 дБ. При размещении
вибраторов перед полотном-отражателем
этот выигрыш достигает 6 дБ. В силу меха-
нических причин комбинации вибраторов с
большим числом элементов удается строить
только в метровом и дециметровом диапазо-
нах, поэтому они обсуждаются в разделах,
посвященных дециметровым антеннам.
13.4. Практические варианты
проволочных
направленных антенн
Синфазно возбуждаемые вибраторы отно-
сятся к излюбленным проволочным направ-
ленным антеннам КВ диапазона. Они при-
меняются в виде вибраторных рядов или
столбцов либо как их сочетание при малом
числе элементов. В некоторых версиях мож-
но осуществить многодиапазонный режим,
но обычно речь идет об однодиапазонных
реализациях, в то время как многодиапазон-
ность всегда бывает следствием компро-
миссных решений. В силу габаритных огра-
ничений такие направленные излучатели
применяются только в высокочастотных КВ
диапазонах дальней связи.
13.4.1. Двухэлементный коллинеарный
вибратор
Простейший вибраторный ряд образуется
парой коллинеарных синфазно возбуждае-
мых полуволновых вибраторов (рис. 13.8).
Особенность данного варианта состоит в
раздельном питании вибраторов, что позво-
ляет менять диаграмму направленности пу-
тем переключения фидеров.
При синфазном возбуждении обоих виб-
раторов главный луч перпендикулярен осям
вибратора, а усиление достигает 1,7 dBd
(рис. 13.86). Простая смена полярности од-
ного из фидеров на катушке связи делает
питание вибратора противофазным, в ре-
зультате чего возникает диаграмма направ-
ленности, характерная для волновой длин-
нопроводной антенны (рис. 13.8в) при уси-
лении 0,5 dBd. При синфазном возбуждении
усиление возрастает вслед за промежутком
S между вибраторами (рис. 13.9). Оно со-
ставляет 2,5 dBd при S = 0,2 X, увеличивает-
ся до 3 dBd при S = 0,3 X и достигает макси-
мального значения 3,3 dBd при S = 0,5 X.
Рис. 13.9. Двухэлементный коллинеарный
вибратор с усилением, повышенным благодаря
увеличению промежутка S
232
13. Излучатели с поперечным излучением
13.4.2. Антенна Франклина
(С. S. Franklin - британский патент № 242342,
1924 г.)
Антенной Франклина называют ряд из трех
и более синфазно возбуждаемых вибрато-
ров. Наименьшая антенна этого типа со-
ставлена из трех коллинеарных вибраторов
(рис. 13.10а).
Входное сопротивление такой системы
одинаково с сопротивлением излучения
(питание в пучности тока) и приблизитель-
но равно 300 Ом. Поэтому ее можно питать
напрямую через фидер произвольной дли-
ны с 300-омным волновым сопротивле-
нием.
Центральный вибратор (/2) делается чуть
более длинным, чем внешние вибраторы,
поскольку он не подвержен так называе-
мым концевым эффектам.
Резонансная длина /3 обоих короткозам-
кнутых четвертьволновых шлейфов указа-
на для линий из пары параллельных прово-
дов с воздушной изоляцией, разнесенных
на некритичный промежуток 100 мм. При
использовании отрезка плоского кабеля
следует ввести поправку на укорочение
(V«0,8).
Усиление подобной системы составляет
3,2 dBd и достигается исключительно благо-
даря фокусировке в плоскости Е. Рабочие
размеры /2 и 4 представлены в табл. 13.1.
При добавлении еще двух вибраторов
(рис. 13.106) усиление возрастает до 5,2 dBd,
а входное сопротивление антенны стано-
вится равным 550 Ом. Для питания такой
антенны пригодна двухпроводная линия
произвольной длины с волновым сопротив-
лением 500 Ом.
Таблица 13.1. Размеры антенны Франклина
Любительский диапазон, м Длина /ь м Длина /2, м Длина /3, м
10 5,09 5,18 2,5
12 5,72 5,86 2,95
15 6,9 7,02 3,52
17 7,9 8,15 4,1
20 10,3 10,5 5,27
30 14,2 14,5 7,3
40 20,7 21,13 10,6
80 40,5 41,35 20,7
Данная антенна представляла бы особую
ценность для любительского радиообмена,
если бы вибраторы удалось выстраивать по
вертикали. Тогда этот вибраторный ряд с
вертикальной поляризацией оказался бы
отличным круговым излучателем с малым
углом возвышения и усилением 5,2 dBd.
Увы, необходимая здесь строительная вы-
сота реализуется лишь в исключительных
случаях. Резонансные длины для антенн
обоих типов представлены в табл. 13.1. По-
скольку коллинеарным вибраторам свой-
ственна меньшая частотная зависимость,
чем вибраторным столбцам, значения вели-
чин в этой таблице относятся к середине
любительских диапазонов и применимы в
пределах каждого из них. Более раннее ко-
аксиальное исполнение приведено в [3].
Антенна JF
Антенна этого типа, описанная Шелленба-
хом (Schellenbach) [4], в принципе анало-
гична антенне Франклина, но способна ра-
ботать в многодиапазонном режиме бла-
годаря особым фазовращающим звеньям,
эффективным только на заданной часто-
те (рис. 13.11). Они представляют собой
Рис. 13.10. Антенна Франклина: а - три коллинеарных вибратора, усиление 3,2 dBd;
б - пять коллинеарных вибраторов, усиление 5,2 dBd
13.4. Практические варианты проволочных направленных антенн
233
К согласующему
устройству
Рис. 13.11. Антенна JF
открытые двухпроводные линии длиной
2Х/4, прикрепленные к проводнику антен-
ны на расстоянии Х/2 от клемм питания и
отстоящие от проводника на 75 мм.
Речь идет о двойном ряде из четырех кол-
линеарных полуволновых отрезков, рас-
считанных на диапазон 15 м. Благодаря
прикрепленным фазовращающим элемен-
там эффективный промежуток между виб-
раторами всякий раз оказывается равным
Х/2 при усилении 5,2 dBd (к примеру, усиле-
ние при нулевом промежутке равно
4,3 dBd). При возбуждении в пучности на-
пряжения вход антенны становится высо-
коомным. Систему питают через симмет-
ричную двухпроводную линию, которая ра-
ботает в режиме настроенной линии связи
благодаря согласующему устройству со
стороны передатчика.
При общей длине 40,3 м два коллинеар-
ных полуволновых вибратора (соответ-
ственно волновый вибратор) пригодны для
работы в 40-метровом диапазоне с усилени-
ем 1,7 dBd, а при питании по току антенну
можно применять и в 80-метровом диапазо-
не в качестве полуволнового вибратора.
Согласующее устройство на стороне пе-
редатчика следует рассчитывать таким об-
разом, чтобы антенна была согласована и в
остальных любительских КВ диапазонах.
Для данного случая оператор W1JF реко-
мендует негармоническую длину фидера
7,6-8,3 м или кратную этому значению. В
качестве материала для распорок-крепле-
ний фазовращающих элементов предлага-
ется использовать полосы из полиэтилена
или оргстекла.
Другие варианты многодиапазонного ре-
жима рассмотрены в [5]. Удобно, в частности,
выбрать суммарную длину /3 = 84,7 м при
/t = 14,1 м и /2 = 7,05 м. В 30-метровом диа-
пазоне этот вариант обеспечивает усиле-
ние 5,2 dBd, в диапазоне 80 м усиление со-
ставляет 1,7 dBd, а в 160-метровом диапа-
зоне антенна работает как полуволновый
вибратор.
13.4.3. Синфазная горизонтальная
антенна
Эта антенна напоминает лежащую букву Н
(рис. 13.12), и потому в зарубежной литера-
туре ее иронически называют «ленивая Н»
(нем. - Faule Heinrich; англ. - Lazy-H).
Речь идет о комбинации вибраторного
ряда из пары коллинеарных вибраторов и
вибраторного столбца из двух параллель-
ных вибраторов с межэтажным промежут-
ком Х/2. Благодаря перекрещенности свя-
зующей линии все вибраторы возбуждают-
ся синфазно.
Рис. 13.12. Синфазная горизонтальная антенна
в однодиапазонном режиме
234
13. Излучатели с поперечным излучением
В примере на рис. 13.12 антенна питается
через согласованную двухпроводную ли-
нию произвольной длины. Этот фидер со-
гласуется с высокоомным вводом питания
антенны посредством замкнутого четверть-
волнового шлейфа (см. раздел 6.6).
Диаграмма направленности в горизон-
тальной плоскости соответствует диаграмме
волнового вибратора (два коллинеарных
вибратора в антенне). Поэтому главный луч
является двунаправленным и ориентирован
по нормали к продольной оси проводников
антенны (поперечное излучение). Ширина
диаграммы направленности луча близка к
60°. Благодаря этажности (столбец вибрато-
ров) система фокусирует главный луч и по
вертикали, то есть в плоскости Н. Вслед-
ствие такой фокусировки высота располо-
жения над грунтом меньше влияет на вибра-
торный столбец, чем на одноэтажную антен-
ну. В соответствии с формой диаграммы
направленности только малая часть излуче-
ния доходит до грунта, поэтому отражение
от земной поверхности незначительно (см.
раздел «Зависимость направленности гори-
зонтальных антенн от окружающих предме-
тов»). Однако угол возвышения, столь важ-
ный для дальнего распространения радио-
волн, зависит от строительной высоты
излучателя, так что и в этом случае важно
требование монтировать антенну как можно
выше. Наилучших результатов добиваются,
когда нижний этаж антенной системы нахо-
дится на расстоянии Х/2 от земной поверх-
ности. Но и при более низком расположении
антенна работает вполне прилично.
Теоретический предел усиления рассмат-
риваемой системы составляет 5,6 dBd и ме-
няется с межэтажным промежутком (табл.
13.2). Однако эксплуатационная ценность
«ленивой Н» для любительского радиооб-
мена существенно больше, нежели одно-
этажной антенны с аналогичным усилени-
ем, и заключается в фокусировке главного
луча в плоскости Н при малом угле воз-
вышения. Дополнительное практическое
удобство синфазной горизонтальной ан-
тенны состоит в том, что горизонтальная
ширина двунаправленного главного луча,
равная почти 60°, позволяет покрывать око-
ло 1/3 окружности при высоком усилении.
Как правило, следует выбирать межэтаж-
ный промежуток Х/2. При меньших или
больших его значениях усиление соответ-
ственно падает или растет. Но есть и исклю-
чение: промежуток 5Х/8 дает большее по
сравнению с промежутком ЗХ/4 усиление
Таблица 13.2. Параметры антенны «Ленивая Н»
Любительский диапазон, м Длина /, м Промежуток А, м Усиление, dBd
20 20,3 3/8 X = 7,80 4,3
1/2 Х= 10,40 5,6
5/8 X = 13,00 6,4
3/4 Х= 15,60 6,3
17 15,85 3/8 Х = 6,25 4,3
1/2 X = 8,30 5,6
5/8 Х= 10,40 6,4
3/4 Х= 12,45 6,3
15 13,6 3/8 X = 5,30 4,3
1/2 Х = 7,10 5,6
5/8 Х = 8,90 6,4
3/4 X = 10,65 6,3
12 11,55 3/8 Х= 4,50 4,3
1/2 Х= 6,00 5,6
5/8 X = 7,50 6,4
3/4 X = 9,00 6,3
10 10,2 3/8 Х= 4,00 4,3
1/2 Х = 5,30 5,6
5/8 X = 6,65 6,4
3/4 X = 8,00 6,3
при меньшем необходимом для антенны
пространстве (табл. 13.2). Это связано
с оптимальностью межэтажного проме-
жутка.
Есть несколько способов питать синфаз-
ную горизонтальную антенну. Питание че-
рез настроенную линию, подключаемую к
нижнему этажу антенны (рис. 13.13), - са-
мое простое решение в том, что касается ме-
ханических и электротехнических работ.
По стрелкам направления тока нетрудно
заметить, что возбуждение всех вибраторов
синфазно. Как уже говорилось, недостаток
способа заключается в том, что этажи ан-
тенны возбуждаются не совсем синфазно
из-за различий во времени прихода сигна-
лов к нижнему и верхнему этажам. Это
слегка увеличивает угол возвышения, и ан-
тенна «косит вверх». Кроме того, у настро-
енного фидера потери всегда больше, чем у
согласованного.
На рис. 13.14 приведена схема централь-
ного питания с симметричным возбужде-
нием этажей, при котором отпадает надоб-
ность в перекрещивании связующей линии
и упрощается изготовление антенны. Под-
вод питания к центру полуволновой линии
13.4. Практические варианты проволочных направленных антенн
235
Рис. 13.13. Синфазная горизонтальная антенна
с настроенным фидером
связи делит ее на два четвертьволновых от-
резка, но каждый этаж излучателя задей-
ствован на полуволновый фидер. Это по-
зволяет рассматривать отдельный этаж как
волновый вибратор с четвертьволновым
трансформатором (раздел 6.5). Если при-
нять, что при большой степени вытянутос-
ти проводников антенны входное сопро-
тивление волнового вибратора ZA составля-
ет около 4000 Ом, и ограничить величину
волнового сопротивления четвертьволно-
вой линии значением 600 Ом, формула
(6.6) позволит легко рассчитать величину
преобразованного входного сопротивления
ZE на клеммах питания XX.
решение делает возможным многодиапа-
зонный режим эксплуатации антенны.
Надо лишь проследить за тем, чтобы фидер
максимально далеко отходил от точек XX
по нормали к плоскости антенны.
На рис. 13.15 представлена схема «лени-
вой Н», предназначенной для диапазонов
10, 15 и 20 м; резонансные размеры указа-
ны для 15-метрового диапазона. Антенну
следует питать через настроенный фидер,
связанный с П-образным фильтром или
другим согласующим устройством. Имеется
возможность настройки и на 12- и 17-метро-
вые диапазоны.
Рис. 13.15. «Ленивая Н» для работы
в трех диапазонах
Рис. 13.14. Синфазная горизонтальная антенна
с центральным питанием
Подставив близкие к реальным значения
в (6.6), получим:
э
4000
К точкам XX оба этажа подключены па-
раллельно. Точно так же подключены и их
сопротивления, поэтому волновое сопро-
тивление согласованного фидера должно
составлять не 90, а 45 Ом, благодаря чему
антенну допустимо питать через 50-омный
коаксиальный кабель.
Как правило, и при центральном питании
предпочитают применять настроенный
фидер, поскольку такое компромиссное
13.4.4. Квадратная рамочная
антенна DJ4VM
В 1968 г. Болдт (Boldt) описал квадратную
рамочную антенну DJ4VM [6]. На рис. 13.16а
хорошо видно, что, несмотря на квадратную
форму, это вовсе не квадратная рамочная
антенна в радиолюбительском понимании
(то есть не замкнутый волновой четыреху-
гольник - см. раздел 15.1). Речь идет лишь
о варианте «ленивой Н» с центральным пи-
танием, что становится очевидным при
сравнении рис. 13.14 и 13.16. Только в слу-
чае рамки DJ4VM плечи нижнего этажа
идут вверх под углом 45°, а верхнего - под
тем же углом вниз. Преимущество такой
конфигурации состоит прежде всего в воз-
можности обойтись единственной мачтой.
Все сказанное применительно к «лени-
вой Н» относится и к рамке DJ4VM, в том
числе и параметры табл. 13.2, однако из ре-
зультатов оценок усиления надо вычитать
приблизительно 1 дБ, так как эффектив-
ный межэтажный промежуток у рамки
DJ4VM уменьшен.
236
13. Излучатели с поперечным излучением
Рис. 13.16. Варианты рамки DJ4VM: а - ромбическая с горизонтальной поляризацией;
б - то же с вертикальной поляризацией; в - квадратная с горизонтальной поляризацией
Новая форма синфазной горизонтальной
антенны разрабатывалась в расчете на мно-
годиапазонный режим, который реализует-
ся при питании через симметричную двух-
проводную линию в сочетании с антенным
согласующим устройством, изображенным
на рис. 13.15. Проверенные длины сторон 1,
подходящие для диапазонов 10, 15 и 20 м,
составляют 4x5,65 м. Большой точности не
требуется, но они не должны превышать
4x6,50 м. То же многодиапазонное исполне-
ние настраивается и для работы в диапазо-
нах 12 и 17 м. Особенности излучения ан-
тенны в многодиапазонном режиме под-
робно описаны в [7].
Еще одна разновидность антенны демон-
стрируется на схеме, представленной на
рис. 13.166. Стрелки тока указывают, что
данный элемент аналогичен предыдущему,
но развернут на 90° и потому излучает вер-
тикально поляризованный сигнал.
Обе ромбические формы монтируются на
незаземленной деревянной мачте (рис. 13.18),
в связи с чем возникает проблема грозоза-
щиты. К тому же в варианте с центральным
питанием требуется, чтобы фидер как мож-
но дальше отходил от точек XX по нормали
к плоскости антенны.
Центральное питание гарантирует много-
диапазонность при симметричном распреде-
лении токов по сторонам ромба. Для такого
режима в диапазонах от 10 до 40 м длина
сторон / должна быть в пределах 5,1-6,4 м.
Точное соблюдение этих длин не очень су-
щественно, поскольку они подгоняются в
каждом из диапазонов с помощью устрой-
ства согласования, причем входные сопро-
тивления в точках XX принимают самые
разные значения.
Особая форма рамки DJ4VM показана на
рис. 13.16в. По распределению тока нетрудно
определить, что эта рамка излучает горизон-
тально поляризованный сигнал. Развернув
четырехугольник на 90° вокруг оси, получа-
ют вертикальную поляризацию.
Трехдиапазонный излучатель с вращени-
ем главного луча, основанный на примене-
нии элементов DJ4VM, описывается в раз-
деле 18.6.
13.4.5. Двусторонний излучатель
Так называемый двусторонник (биквадрат)
представляет собой простую, но малоизве-
стную двунаправленную проволочную ан-
тенну: радиоволны излучаются в обе сторо-
ны от плоскости квадрата. Внешне двусто-
ронний квадрат не похож на «ленивую Н»,
однако является ее упрощенным вариантом
(рис. 13.17). Каждая из сторон квадрата /ь
/2, и Ц имеет длину Х/2. Фазы токов обо-
значены стрелками, которые показывают,
что прямоугольный излом секции квадрата
вызывает синфазное возбуждение полувол-
новых отрезков 1\-Ц (все стрелки поверну-
ты вправо). При этом отрезки /t и /2 рас-
сматриваются как нижний, а /3 и /4 - как
верхний этажи. Таким образом, по своему
электрическому строению и принципу дей-
ствия биквадрат соответствует синфазной
горизонтальной антенне.
Из-за меньшей площади перекрытия уси-
ление биквадрата примерно на 4 dBd усту-
пает усилению «ленивой Н», зато ему тре-
буется не две, а одна мачта.
Монтажный эскиз двустороннего квадра-
та с резонансными размерами для 10-мет-
рового диапазона представлен на рис. 13.18.
Именно в этом диапазоне он и применяет-
ся чаще всего, так как здесь достаточно мач-
ты высотой 10 м. Тогда вход антенны раз-
мещается на высоте более Х/4 от грунта
в соответствии с требованием обеспечить
расстояние от земли > Х/4.
Входное сопротивление антенны велико
(пучность напряжения), потому обычно
13.4. Практические варианты проволочных направленных антенн
237
Рис. 13.17. Распределение тока по сторонам
двустороннего квадратного излучателя
двусторонний квадрат возбуждают через на-
строенный фидер. С помощью сигнала вдвое
меньшей частоты двусторонний квадрат уда-
ется использовать в качестве полуволнового
излучателя с вертикальной поляризацией.
Все описанные проволочные направлен-
ные излучатели являются двунаправленны-
ми, то есть излучают по обе стороны от плос-
кости антенны. Существенный выигрыш по
усилению обеспечивается отражением об-
ратного излучения в прямом направлении
главного луча и сложением отраженного и
прямого излучений. Излучатели с макси-
мумом излучения по одну сторону от плос-
кости антенны носят название однонаправ-
ленных. Отношение прямого излучения
к остаточному обратному называют коэф-
фициентом защитного действия.
Различают рефлекторы с питанием и без
него. Отражатели без питания именуют
также пассивными или паразитными. Их
предложили японцы X. Яги и С. Уда, кото-
рые первыми начали работать с отражате-
лями и директорами, эффективными толь-
ко благодаря излучательной связи.
Рис. 13.18. Двусторонний квадрат
Рассмотренный двусторонний квадрат
расширяется до однонаправленного двой-
ного двустороннего квадрата посредством
паразитного элемента (рис. 13.19). Элемент
с питанием возбуждается через настроен-
ную двухпроводную линию. Паразитный
элемент отстоит от него на некритичном
расстоянии < 0,4 X и в зависимости от по-
ложения переключателя действует как ди-
ректор либо как отражатель.
Рис. 13.19. Двойной двусторонний квадрат
Паразитный элемент настраивается на
функционирование в качестве рефлектора
или директора с помощью LC-контура на
его входе. Правильные значения индук-
тивности катушки и емкостей подбирают
опытным путем. Для настройки на дирек-
торный эффект целесообразно несколько
укоротить стороны паразитного элемента
по сравнению со сторонами питаемого эле-
мента.
Настройка паразитного элемента
Разомкнуть ключ S и с помощью емкости
Ct настроить паразитный элемент так, что-
бы он действовал как директор, то есть до-
биться максимального излучения питае-
мого элемента в сторону паразитного эле-
мента.
Замкнуть ключ S и емкостью С2, не тро-
гая конденсатор Сь настроить паразитный
элемент на максимум отражательного эф-
фекта. Это позволяет разворачивать глав-
ный луч на 180° в горизонтальной плос-
кости.
Найденные положения пластин конден-
саторов в дальнейшем не изменять, а в про-
цессе эксплуатации антенны ее излучение
238
13. Излучатели с поперечным излучением
перенаправлять путем замыкания ключа S
(директорный эффект) или его размыка-
ния (паразитный элемент исполняет роль
рефлектора). Возможно также дистанцион-
ное управление ключом, если им служат
контакты реле.
Паразитный элемент дает возможность
повышать усиление на 3 дБ. Эта добавка
сохраняется и при подаче на вход антенны
сигнала вдвое меньшей частоты, когда ан-
тенна служит вертикальным полуволно-
вым вибратором. В таком случае паразит-
ный элемент должен находиться на рассто-
янии 0,2 X от вибратора, благодаря чему и
реализуется его способность быть рефлек-
тором или директором.
Находчивый радиолюбитель, конечно,
сообразит, что на мачте двустороннего
квадрата хватит места и для других антенн,
например для размещения точно такой же
системы, но под прямым углом к уже уста-
новленному квадрату. Тем самым будут пе-
рекрыты направления, которые недоступ-
ны первой системе, да и мачта станет устой-
чивее благодаря паре дополнительных
оттяжек. На мачте найдется пространство
для антенны T2FD (см. раздел 10.6.3), для
соответствующего укороченного вибратора
диапазонов 80 и 40 м (рис. 10.31) или про-
волочной пирамиды 40-метрового диапазо-
на (рис. 10.35). Наконец, верхушку мачты
можно увенчать вертикальным штырем
или направленной антенной для диапазо
на 2 м.
13.4.6. Многоэтажный волновый
вибратор
Если плечи вибраторов «ленивой Н» рас-
положить под прямым углом (рис. 13.20),
то получится двухэтажный волновый виб-
ратор с диаграммой направленности, край-
не интересной для радиолюбителя.
Волновый вибратор с изломом под пря-
мым углом характеризуется почти круго-
вой диаграммой направленности в плоско-
сти Е (см. раздел 10.4.1 и рис. 10.366). Если
построить несколько этажей таких вибра-
торов, то горизонтальная диаграмма (в
плоскости Е) останется идентичной диаг-
рамме одиночного вибратора, но возрастет
усиление благодаря фокусировке главного
луча в плоскости Н. В случае двух этажей,
что соответствует «ленивой Н» с изломом,
прирост усиления достигает 3 dBd. Все раз-
меры, приведенные выше для «ленивой Н»,
справедливы и для ее варианта с изломом.
Рис. 13.20. Многоэтажная антенна из волновых
вибраторов с изломом
С помощью рис. 10.36 нетрудно составить
представление о горизонтальных диаграм-
мах направленности вибраторов при дру-
гих углах излома. Поэтажное расположение
не сказывается на форме диаграммы на-
правленности.
13.4.7. Шестиэлементная антенна
Дальнейшим развитием синфазной гори-
зонтальной антенны стал двунаправленный
поперечный излучатель, который образо-
ван из двух этажей по три коллинеарных
вибратора, так что всего здесь задействова-
но шесть синхронно питаемых полувол-
новых излучателей. Радиолюбители окрес-
тили эту антенну «шестизарядной». По
существу это все та же «ленивая Н», расши-
ренная на два элемента. При равной с ней
ширине диаграммы направленности в плос-
кости Н горизонтальные лепестки шести-
элементной антенны сужаются, и усиление
достигает 7 dBd.
Схема излучателя показана на рис. 13.21.
Нижний этаж должен быть свободным и
отстоять от земной поверхности минимум
на Х/2. Практические размеры антенны с
достаточной точностью рассчитываются из
соотношения:
Входное сопротивление антенны состав-
ляет 240 Ом, что позволяет питать ее че-
рез плоский УКВ кабель произвольной
длины.
13.4. Практические варианты проволочных направленных антенн
239
13.4.8. Антенна Брюса
(Е. Bruce - патент США № 1813143,1927 г.)
Антенна Брюса образована чередующими-
ся горизонтальными и вертикальными чет-
вертьволновыми отрезками [8]. Она напо-
минает меандры, сложенные из длиннопро-
водной антенны (рис. 13.22).
Вертикальные отрезки возбуждаются син-
фазно, если антенна питается с конца или в
одной из вертикальных пучностей тока (ради
симметрии предпочтительно в средней час-
ти). В горизонтальных отрезках текут лишь
слабые противофазные токи (рис. 13.22а).
Антенна действует как поперечный излу-
чатель, то есть как комбинация синфазно
возбуждаемых вибраторов. Радиоволны рас-
пространяются в противоположные сторо-
ны перпендикулярно полотну антенны, а из-
лучение вертикально поляризовано.
Усиление меняется пропорционально дли-
не антенны, но оно не так велико, как у ком-
бинации полуволновых вибраторов той же
суммарной длины. Причина заключается в
меньшей длине вертикальных отрезков и
малых промежутках между ними. Пятиэле-
ментная антенна Брюса (все элементы вер-
тикальные) обеспечивает усиление около
4 dBd. Сдвоенный вариант, расширенный
на восемь симметричных элементов, отли-
чается увеличенной в два раза длиной вер-
тикальных отрезков, и потому его усиление
достигает 7 dBd (рис. 13.226).
13.4.9. Антенна Стербы
(Е. J. Sterba - патент США № 1885151,1929 г.)
Антенна Стербы состоит из последователь-
ности коллинеарных и параллельных полу-
волновых излучателей с полуволновыми
Рис. 13.22. Антенны Брюса: а - простая, б - сдвоенная
240
13. Излучатели с поперечным излучением
промежутками между ними [9,10]. Она име-
ет вид многократно повторяющихся петель
(рис. 13.23).
Существует несколько способов питания
антенны:
• в пучности тока среднего полуволнового
излучателя (рис. 13.23а);
• в центре между двумя полуволновыми
излучателями с использованием согла-
сующего замкнутого четвертьволнового
шлейфа (рис. 13.236);
• в пучности тока на конце четвертьволно-
вого излучателя (концевое питание - см.
рис. 13.23в).
По горизонтальным излучателям текут
синфазные токи, а по перекрещивающимся
вертикальным элементам - слабые проти-
вофазные.
Антенна действует как поперечный из-
лучатель (комбинация синфазных вибра-
торов). Двунаправленное излучение рас-
пространяется по нормали к полотну ан-
тенны и характеризуется горизонтальной
поляризацией.
Общее усиление получается в результа-
те суммирования усилений коллинеарных
и параллельных элементов, причем пара
четвертьволновых элементов засчитывает-
ся за один полуволновый. Для четырех-
элементной антенны Стербы два колли-
неарных и два параллельных элемента
дают по 1,7 и 3,9 dBd соответственно, так
что ее результирующее усиление составля-
ет 5,6 dBd (рис. 13.23а). Тогда усиление
шестиэлементной антенны Стербы со все-
ми горизонтальными элементами составит
3,2 + 3,9 = 7,1 dBd (рис. 13.236 и 13.23в).
Рис. 13.23. Антенна Стербы: а - четыре элемента с питанием посредине;
б - шесть элементов с питанием в центре; в - шесть элементов с концевым питанием
13.4. Практические варианты проволочных направленных антенн
241
Литература к главе 13
[1] Belrose J. S.: Gain of Vertical Collinear Antennas. QST,
October 1982, pp. 40-41.
[2] McDonald N. A.: Approximate Relationship Between
Directivity and Beamwidth for Broadside Collinear Arrays.
Trans. IEEE, AP-26, March 1978, pp. 340-341.
[3] Rowland H. J.: Antennas for Citizen Radio. Electronics,
May 1948, pp. 96-99.
[4] Schellenbach R. R.: The JF Array. QST, November 1982,
pp. 26-27.
[5] Schellenbach R. R.: Other bands for the JF Array. QST, April
1983, p. 39.
[6] Boldt W.: Die DJ 4 VM-Quad. DL-QTC 9/68, S. 515 bis 526.
[7] Gaysert G.: Quad-Antennen mit zentraler Elementspeisung.
cq-DL5/81,S. 216 bis 220.
[8] Morris R. N.: A Practical 40 Meter DX Antenna. 73
Magazine, June 1971, pp. 60-62.
[9] Sterba E. J.: Theoretical and practical aspects of directional
transmitting systems. Proc. IRE, July 1931, pp. 1184-1215.
[10] Cousins G.: A Sterba Curtain for the Low Bands. CQ
Magazine, November 1962, pp. 47-48, 151.
Agam J.: Eine vertikale Mehrbandantenne. cq-DL, 11/82,
S. 538 bis 541.
Boothe B.: Hairpin Match for the Collinear-Coaxial Array.
QST, October 1984, p. 39.
14. Продольные излучатели
Параллельные вибраторы, возбуждаемые в
противофазе, излучают преимущественно в
направлении оси антенны, поэтому такие
антенны получили общее название про-
дольных (осевых) излучателей.
Усиление и направленность продольных
излучателей определяются взаимным по-
ложением параллельных элементов и соот-
ношением фаз колебаний в них. Самым из-
вестным типом такого излучателя служит
антенна Уда-Яги - «волновой канал». Про-
стейшая система изображена на рис. 14.1.
Параллельные вибраторы А и В отстоят на
полволны один от другого и связаны меж-
ду собой полуволновой двухпроводной ли-
нией. Стрелки-указатели направления тока
показывают, что вибратор А возбуждается
со сдвигом по фазе на 180° относительно
вибратора В. Можно представить, что в
этом устройстве вибратор А отражает излу-
чение вибратора В и наоборот. В зависимо-
сти от величины расстояния S и фазы про-
исходит векторное сложение или вычита-
ние излучений. В результате возникает
усиленное двунаправленное излучение, ко-
торое распространяется вдоль антенной
структуры в том же направлении, что и свя-
зующая двухпроводная линия (рис. 14.1).
Усиление, приведенное к простому полу-
волновому вибратору и возникающее благо-
даря направленности излучения, описывает-
ся зависимостями, которые представлены на
рис. 14.2. При этом предполагается, что виб-
раторы возбуждаются со сдвигом по фазе на
180°. Теоретически максимальное усиление
в 4,3 дБ достигается при промежутке 0,15 X
между параллельными полуволновыми
Рис. 14.1. Возбуждение и ток продольного
излучателя
Рис. 14.2. Зависимость усиления двух
параллельных вибраторов длиной по 0,5 X или 1X,
возбуждаемых при фазовом сдвиге в 180°,
от величины промежутка S (антенна W8JK)
вибраторами. Если в системе применяются
волновые вибраторы, то максимальное уси-
ление при том же промежутке возрастает на
1,8 дБ и в сумме достигает 6,1 дБ.
Сопротивление излучения в пучности
тока в такой системе составляет лишь 12
или 20 Ом при максимальном усилении
(рис. 14.3), что говорит о наличии значи-
тельных токов и напряжений в проводнике
Рис. 14.3. Сопротивление излучения в пучности
тока полуволнового или волнового вибратора
в системе из двух параллельных вибраторов,
возбуждаемых с фазовым сдвигом на 180°,
в зависимости от промежутка S между
вибраторами (антенна W8JK)
14.1. Направленная антенна W8JK
243
антенны и, следовательно, о повышенных
потерях мощности. Поэтому теоретический
предел усиления недостижим, а фактичес-
кие значения оказываются ниже этого пре-
дела на 1 дБ.
Существует масса конструкций продоль-
ных излучателей, различающихся глав-
ным образом способом возбуждения их эле-
ментов.
14Л. Направленная
антенна W8JK
Направленная антенна W8JK была разра-
ботана Й. Д. Краусом и является одной из
самых распространенных среди направлен-
ных антенн продольного испускания. Су-
ществуют ее варианты с горизонтальной
(рис. 14.4а) и вертикальной (рис. 14.46) по-
ляризациями. Стрелки на рисунках пока-
зывают ориентацию главного луча этой
двунаправленной системы. Если антенна
наклонена относительно земной поверхно-
сти под углом 45°, то имеет место диаго-
нальная поляризация.
Антенны W8JK могут иметь разные габа-
риты и реализоваться с помощью различных
способов питания. При этом промежуток А
всегда составляет от Х/8 до Х/4, а фазовый
сдвиг равен 180° [1-4].
Самая маленькая антенна подобного типа
включает два параллельных полуволновых
вибратора (рис. 14.5а), а в ее ближайшем по
размеру варианте пара волновых вибрато-
ров заменена полуволновыми (рис. 14.56).
Такие версии антенны W8JK называют
двухсекционными. Осуществимы также ан-
тенны с тремя, четырьмя и более секциями,
но они почти не применяются.
Все практически важные размеры на-
правленного излучателя W8JK при различ-
ных габаритах имеются в табл. 14.1 и на рис.
14.5. На том же рисунке указаны расчетные
оценки усиления G представленных вари-
антов антенны.
Антенна W8JK из одной секции с проме-
жутком Х/8 способна одновременно слу-
жить двухсекционной антенной с проме-
жутком Х/4 в диапазоне с гармонически бо-
лее высокой частотой. Питание антенны
через настроенный фидер позволяет воз-
буждать ее четвертой гармоникой. Впро-
чем, в этом случае возбуждение коллинеар-
ных вибраторов перестает быть синфаз-
ным, и потому диаграмма направленности
в плоскости Е приобретает форму листа
о - изоляторы
• - точки паек
Ела - деревянные
или гетинаксовые распорки
Рис. 14.4. Направленный излучатель W8JK: а - горизонтальный; б - вертикальный;
в - варианты устройства перекрещенных связующих линий
244
14. Продольные излучатели
Рис. 14.5. Схема антенны W8JK: а - одна
секция, соответствующая двум элементам;
б - две секции, соответствующие четырем
элементам; в - размеры для многодиапазонной
работы, предложенные оператором W8JK
клевера с четырьмя лепестками. Вариант
антенны W8JK с центральным питанием
возбуждается в пучности напряжения в
точках XX. Если желательно применить со-
гласованный фидер, например 600-омную
двухпроводную линию с предельно малы-
ми потерями, то лучше всего согласовать ее
с помощью шлейфа (см. раздел 6.6). Когда
А = Х/8, длина шлейфа S ~ ЗХ/16, а при
больших промежутках А следует соответ-
ственно укорачивать S. Короткозамкнутый
шлейф подключается к входу антенны XX
(рис. 14.6). В табл. 14.1 даны ориентировоч-
ные значения размеров антенн и приблизи-
тельное место подключения ZZ согласован-
ной 600-омной линии (размеры S, D и В
приведены на рис. 14.6). В варианте с дву-
мя секциями (рис. 14.56) длина шлейфа S
приблизительно равна длине /2.
Рис. 14.6. Шлейф для антенны W8JK
Таблица 14.1. Размеры антенн W8JK
Любительский диапазон, м Промежуток А Длина, м Короткозамкнутая линия, м
в длинах волн в метрах /1 11 D S В
40 0,125 5,2 10,2 18 0,6 7,95 1,2
0,15 6,35 10,2 18 0,6 7,95 1,2
30 0,125 3,7 7,1 12,6 0,4 5,6 0,85
0,15 4,45 7,1 12,6 0,4 5,6 0,85
20 0,125 2,65 5,1 9 0,3 3,95 0,6
0,15 3,2 5,1 9 0,3 3,65 0,56
0,2 4,25 5,1 9 0,3 3,05 0,47
17 0,125 2,07 4 7,05 0,3 3,1 0,48
0,15 2,48 4 7,05 0,3 2,85 0,44
0,2 3,3 4 7,05 0,3 2,4 0,38
15 0,125 1,77 3,4 6 0,3 2,65 0,4
0,15 2,12 3,4 6 0,3 2,45 0,38
0,2 2,83 3,4 6 0,3 2,05 0,32
12 0,125 1,5 2,9 5,1 0,3 2,25 0,35
0,15 1,8 2,9 5,1 0,3 2,1 0,32
0,2 2,4 2,9 5,1 0,3 1,75 0,27
10 0,125 1,3 2,55 4,45 0,3 2 0,3
0,15 1,6 2,55 4,45 0,3 1,8 0,28
0,2 2,1 2,55 4,45 0,3 1,5 0,23
14.1. Направленная антенна W8JK
245
Для облегчения установки антенны целе-
сообразно предусмотреть регулировку за-
корачивания конца шлейфа, несколько уд-
линив его по сравнению со значениями,
представленными в табл. 14.1.
В случаях, когда предпочтительнее питать
антенну по коаксиальному кабелю произ-
вольной длины, шлейф выполняется так,
чтобы полное сопротивление в точках ZZ со-
ставляло 240-300 Ом (уменьшают длину В).
Это обеспечивает правильное подключение
коаксиального кабеля произвольной длины
по симметрии и импедансу, если восполь-
зоваться полуволновым симметрирующим
шлейфом (см. раздел 7.5) или симметриру-
ющим трансформатором 4:1 на кольцевом
сердечнике (см. раздел 7.7.3). Такое решение
подходит только для однодиапазонного ре-
жима.
Как показал оператор W8JK [4], данная
антенна позволяет работать в непрерывной
полосе частот, пределы которой относятся
как 3:1. Точное соблюдение параметров ан-
тенны для многодиапазонного режима не
слишком важно, поскольку речь идет о си-
стеме, настраиваемой посредством фиде-
ра. Для диапазонов 20, 17, 15, 12 и 10 м
W8JK рекомендует делать суммарную дли-
ну обоих элементов I = 7,30 м и проме-
жуток А = 2,45 м (рис. 14.5в). В таком же час-
тотном интервале радиолюбитель OD5CG
вполне успешно выбрал /= 9,15 м и
А = 2,45 м. При увеличении I до 12,20 м и А
до 3,35 м удается перекрывать даже 30-мет-
ровый диапазон. Для работы в многодиапа-
зонном режиме всегда необходимо предус-
матривать антенное согласующее устройство.
Дополнительные сведения по вопросам пита-
ния антенны содержатся в [5-7].
Антенны W8JK с петлевыми элементами
Сопротивление излучения повышается, а
частотная полоса несколько расширяется,
если вибраторы простой антенны W8JK
(одной секции) выполнить в виде петле-
вых. Благодаря малым токам потери в про-
водниках также невелики, в силу чего воз-
растает КПД антенны, приведенный к ее
варианту с развернутыми вибраторами.
Петлевая конструкция позволяет прибли-
зиться к теоретическому пределу усиления.
Петлевые вибраторы не обладают гармони-
ческим резонансом и поэтому применимы
только в том диапазоне, на который рассчи-
таны.
На рис. 14.7 показаны варианты испол-
нения антенн с простыми и двойными
Рис. 14.7. Антенны W8JK с петлевыми
элементами: а - с простыми петлевыми
вибраторами и линиями Z2 из плоского
240-омного кабеля; б - с двойными петлевыми
вибраторами и линиями /2 из плоского
300-омного кабеля; в - шлейф к версиям а и b
петлевыми вибраторами, а соответствую-
щие параметры представлены в табл. 14.2.
В случае простого петлевого вибратора
(рис. 14.7а) четвертьволновая связующая
линия /2 выполняется из плоского 240-ом-
ного кабеля. Длина линий в табл. 14.2 дана
с учетом коэффициента укорочения этого
кабеля V = 0,82. Одна из таких линий пе-
рекрещена, что обеспечивается простой
скруткой отрезка кабеля на 180°. Каждая из
линий /2 действует как четвертьволновый
трансформатор (см. раздел 6.5), так что
полное сопротивление на входе антенны
XX близко к 500 Ом, и для питания антен-
ны подходящей является 500-омная линия
произвольной длины. При наличии сим-
метрирующего трансформатора 10:1 на
кольцевом сердечнике (рис. 7.16в) допус-
тимо также пользоваться фидером в виде
коаксиального кабеля произвольной дли-
ны. Еще одна возможность состоит в том,
чтобы к клеммам XX подключить четверть-
волновый шлейф (рис. 14.7, табл. 14.2),
246
14. Продольные излучатели
Таблица 14.2. Размеры излучателя W8JK с петлевыми вибраторами
Любительский диапазон, м Промежуток А, м Длина /1, м Длина /2, м Шлейф /, м
40 6,6 19,6 8,75 10,5
30 4,6 13,65 6,1 7,3
20 3,55 9,8 4,37 5,25
17 2,57 7,65 3,4 4,1
15 2,3 6,55 2,9 3,55
12 1,87 5,55 2,48 2,98
10 1,55 4,85 2,18 2,55
найти на нем точки питания ZZ, где полное
сопротивление равно 240 Ом, подключить
к ним полуволновый обходной шлейф и
соединить с ним фидер из коаксиального
кабеля.
Иначе обстоит дело с импедансом в вер-
сии с двойными петлями (рис. 14.76). Ли-
нии-связки 12, одна из которых перекреще-
на, выполняются из 300-омного плоского
кабеля (длины с учетом коэффициента уко-
рочения V = 0,82 приведены в табл. 14.2).
Теперь в точках XX реактивное сопротивле-
ние составляет 300 Ом, и для непосред-
ственного подключения к этим точкам при-
годен фидер в виде плоского 300-омного ка-
беля любой длины. Если же линии-связки 12
изготовлены из 240-омного кабеля, допусти-
мо возбуждать излучатель непосредственно
в точках XX через согласованную 240-ом-
ную линию. В обоих случаях имеется допол-
нительная возможность подключать к точ-
кам XX полуволновый обходной шлейф с
тем, чтобы питать антенну через коаксиаль-
ный кабель произвольной длины.
14.2. Однонаправленные
продольные излучатели
Если два параллельных вибратора возбуж-
даются одинаковыми, но сдвинутыми по
фазе токами, то при некоторых обстоятель-
ствах и определенном фазовом угле их из-
лучение становится однонаправленным.
Например, диаграмма направленности при-
нимает форму кардиоиды, когда промежу-
ток между параллельными вибраторами
равен Х/4, а возбуждаются они со сдвигом
фазы на 90°. Аналогичная направленность
формируется при промежутке ЗХ/8 (Х/8) и
фазовом сдвиге в 45° (135°) соответственно.
Для получения необходимого фазового
сдвига один из элементов антенны воз-
буждается не напрямую, а через обходной
шлейф, чья электрическая длина и обес-
печивает желательный сдвиг (рис. 1.1). К
примеру, линия электрической длины Х/4
сдвигает фазу на 90° (Х/4 - это четверть
полного периода 360°, то есть 90°).
Поля параллельных вибраторов, возбуж-
даемых с фазовым сдвигом в 90°, суммиру-
ются в тех направлениях, где разность фаз
равна 360° (синфазность), и взаимно гасят-
ся там, где эта разность составляет 180°
(противофазность). Распределение макси-
мумов, минимумов и промежуточных зна-
чений определяет диаграмму направленно-
сти. Как уже было сказано, она имеет вид
кардиоиды, если расстояние между вибра-
торами равно Х/4, а фазы их возбуждения
отличаются на 90°. Из рис. 14.8 видно, что в
этом случае ширина главного луча кардио-
иды большая, а обратное излучение очень
слабое. Картина справедлива и примени-
тельно к межвибраторным промежуткам
Х/8 или ЗХ/8 и разностям фаз 135° или 45°
соответственно.
Ниже описываются типичные однонап-
равленные продольные излучатели с пита-
емыми рефлекторами.
14.2.1. Остронаправленная антенна ZL
Эта антенная система (рис. 14.9) разрабо-
тана радиолюбителем ZL3MH и внешне
Рис. 14.8. Диаграмма направленности в виде
кардиоиды
14 2. Однонаправленные продольные излучатели
247
Рис. 14 9. Остронаправленная антенна ZL
похожа на антенну W8JK с петлевыми виб-
раторами (рис. 14.7а), но отличается от нее
принципом действия. Петля R, служащая
рефлектором, примерно на 5% длиннее из-
лучателя S, а расстояние излучатель-реф-
лектор составляет Х/8. Благодаря перекре-
щенной линии-связке длиной Х/8 рефлек-
тор возбуждается с фазовым сдвигом в 135°.
На самом деле сдвиг за счет электрической
длины Х/8 равен лишь 45°, но перекрещен-
ность линии дает 180°, так что в итоге полу-
чается сдвиг 180° - 45° = 135° [8-10].
Главный луч ориентирован перпендику-
лярно плоскости излучателя и распростра-
няется в одну сторону - от рефлектора к
излучателю. Усиление в направлении глав-
ного луча достигает 4 dBd, а обратное излу-
чение подавляется на 20 дБ.
Входное сопротивление на клеммах пи-
тания XX составляет около 90 Ом. Это по-
зволяет питать антенну напрямую через
75-омный коаксиальный кабель при терпи-
мом КСВ, но лучше прибегнуть к симмет-
рированию кабеля. Кроме того, при малом
КСВ допустимо использовать экраниро-
ванную 120-омную линию. Еще одно реше-
ние состоит в том, чтобы на входе антенны
применить четвертьволновый трансформа-
тор (см. раздел 6.5) из 240-омного плоского
кабеля. В результате входное сопротивле-
ние станет равным 600 Ом, что позволит
питать антенну по 600-омной воздушной
двухпроводной линии произвольной дли-
ны при минимальных потерях в фидере.
Антенны на основе петлевых вибраторов
применимы только в однодиапазонном ре-
жиме. Разворотом горизонтально подвешен-
ной антенной системы на 180° можно посы-
лать главный луч в обратном направлении,
однако это едва ли выполнимо из-за меха-
нических трудностей. Такая антенна, буду-
чи подвешена вертикально, обладает теми
же качествами, что и при горизонтальной
компоновке. Гораздо проще вращать отвес-
но установленную антенну вокруг верти-
кальной оси, посылая сигнал в любых на-
правлениях.
Обе петли изготавливаются из обычного
антенного канатика. Расстояние D == 200 мм
для трех высокочастотных любительских
КВ диапазонов. Вся антенна собирается на
стандартных плоских УКВ кабелях. Петле-
вые вибраторы из плоского кабеля оформ-
ляются в соответствии с данными, приве-
денными на рис. 10.5, но надо учитывать,
что здесь нельзя скручивать кабель вокруг
его оси, иначе нарушится действие петлево-
го вибратора. Бамбуковые трубки служат
традиционным несущим материалом для
проводников вибраторов и плоского кабе-
ля, но подходят и более современные сред-
ства - стержни из стекловолокна или труб-
ки из ПВХ бытового назначения. Для пре-
дотвращения провисания проводов следует
при сборке антенны применять натяжное
устройство. Использование легких метал-
лических трубок для изготовления петле-
вых вибраторов обеспечивает хорошую ме-
ханическую стабильность антенны.
Джордан [9] опубликовал результаты ис-
следований оптимизации антенны ZL. Вы-
яснилось, что максимальное усиление дос-
тигается при расстоянии между петлями
0,123 X. Электрическая длина перекрещи-
вающейся линии-связки должна состав-
лять около 0,16 X, что дает фазовый угол
58°. Следовательно, эффективный фазовый
сдвиг равен 122° (180° - 58°). На практике
вполне приемлем сдвиг от 115° до 125°.
На рис. 14.10 показана версия антенны,
изготовленная из легких металлических
трубок; размеры приведены в табл. 14.3.
Длина перекрещенной линии-связки /3 дана
для плоского УКВ кабеля с коэффициен-
том укорочения V = 0,82. При использова-
нии иного кабеля с другим коэффициентом
укорочения надо рассчитать ее геометри-
ческую длину по формуле в нижней строке
колонки /3. Представленные формулы по-
зволяют определять любые параметры для
резонансов на других частотах.
Гораздо проще построить ту же антенну
целиком из плоского УКВ кабеля (рис.
14.11), сохранив ее возможности. Из табл.
14.4 видно, что размеры этой антенны не-
сколько больше размеров антенны из трубок,
поскольку в кабельной версии уменьшена
ширина петли (расстояние между парал-
лельными проводниками). Фазовая линия /3
длиннее расстояния А между элементами
248
14. Продольные излучатели
к
/т
Плоский кабель,
[скрученный на 180е
Рис. 14.11. Иллюстрация к табл. 14.4
для антенны ZL из плоского УКВ кабеля
Таблица 14.4. Размеры антенны ZL,
выполненной из плоского кабеля
Рис. 14.10. Иллюстрация к табл. 14.3
с размерами для остронаправленной
антенны ZL
Таблица 14.3. Размеры антенны ZL
с элементами из трубок
Резонансная частота, МГц Длина, м Промежутки, м
/2 h Ai a2
7,05 19 19,29 5,6 4,4 0,43
10,12 13,24 13,44 3,9 3,06 0,3
14,1 9,5 9,65 2,8 2,2 0,2
18,1 7,4 7,52 2,18 1,7 0,17
21,15 6,34 6,43 1,87 1,47 0,14
24,93 5,38 5,46 1,58 1,24 0,12
28,5 4,7 4,77 1,39 1,09 0,1
Расчетные формулы 134/f 136/f 39,5/f 31/f 3/f
приблизительно на 9%, и потому несколь-
ко провисает. Для этой версии справедли-
вы те же размеры /3, которые относятся к
плоскому кабелю (с учетом коэффициента
укорочения V = 0,82).
В зависимости от строительной высоты и
окружения антенны входное сопротивле-
ние XX обеих версий составляет 70-90 Ом,
что позволяет питать ее напрямую по
75-омному кабелю. Если при этом возник-
нут поверхностные волны, следует вос-
пользоваться одним из симметрирующих
трансформаторов (см. главу 7) для преоб-
разования входа антенны.
В [9] утверждается, что усиление антен-
ны лежит в пределах 6-7 dBi и что обрат-
ное излучение подавляется на 15-18 дБ.
Дополнительные паразитные элементы по-
зволяют повысить усиление, если, напри-
мер, прямой рефлекторный элемент, кото-
рый на 6% длиннее /2, закрепить на рассто-
янии Х/8 от /2 и на таком же расстоянии
от h установить прямой дипольный элемент,
длина которого на 6% меньше При этом
входное сопротивление упадет до 40 Ом.
Резонансная частота, МГц Длина, м Промежуток
/2 h А, м
7,05 19,33 20,57 5,67 5,25
10,12 13,47 14,33 3,95 3,66
14,1 9,67 10,28 2,84 2,62
18,1 7,53 8 2,21 2,04
21,15 6,45 6,86 1,9 1,75
24,93 5,47 5,82 1,6 1,48
28,5 4,78 5,1 1,4 1,3
Расчетные формулы 136,3/f 145/f 40/f 37/f
Преимущество остронаправленной ан-
тенны ZL состоит в относительно широ-
кой полосе частот. Поскольку ZL - одно-
диапазонная антенна, ее выгодно строить
в расчете на 10- и 12-метровый диапазоны,
а по возможности - и на диапазон 15 м.
Антенны ZL для 20 и 40 м делают лишь в
особых случаях: это связано с необходимо-
стью увеличивать размеры антенны и со-
ответствующими конструктивными труд-
ностями.
14.2.2. Антенна HB9CV
Остронаправленная антенна HB9CV, раз-
работанная швейцарским радиолюбителем
Р. Баумгартнером (R. Baumgartner), род-
ственна ZL. Она состоит из двух питаемых
элементов и по сравнению с ZL требует
меньше расходов и места. Однако ее необ-
ходимо строить из легких металлических
трубок, обеспечивая жесткость [11-16].
Электрическая схема направленного из-
лучателя HB9CV показана на рис. 14.12.
Он образован парой параллельных вибра-
торов разной длины с расстоянием между
ними Х/8. Питание подведено к обоим
вибраторам, и, кроме того, они связаны по
14.2. Однонаправленные продольные излучатели
249
Рис. 14.12. Устройство и размеры остронаправленной антенны HB9CV с разным входным
сопротивлением: а -300 Ом; 6-150 Ом; в - 75 Ом
излучению. Для промежутка Х/8 наилучшая
односторонняя направленность достигается
при таком возбуждении элементов, которое
дает фазовый сдвиг между ними на 225°. В
антенне HB9CV скрутка фазовой линии
приводит к сдвигу фазы на 180°. При про-
хождении сигнала от ввода питания по свя-
зующей линии длиной Х/8 фаза сдвигается
еще на 45°, что в сумме и обеспечивает необ-
ходимую разность фаз возбуждения. В дан-
ном отношении по принципу действия опи-
сываемая антенна аналогична ZL. Но ту же
разность фаз одновременно должна давать и
связь элементов по излучению, иначе такая
связь станет противодействовать прямому
питанию элементов. Как и в случае антенны
«волновой канал», это происходит благода-
ря укорочению переднего элемента, дей-
ствующего как директор, и удлинению зад-
него элемента, исполняющего роль рефлек-
тора. Причем длина элементов выбирается
так, чтобы индуктивная реактивная состав-
ляющая рефлектора и емкостная реактив-
ная составляющая директора компенсирова-
лись непосредственно на входе антенны вме-
сте с реактивными составляющими за счет
Т- или Г-образного согласования. На прак-
тике изменения длины элементов недоста-
точно для того, чтобы полностью отстро-
иться от слабой индуктивной реактивной
составляющей. Ее устраняют с помощью
конденсатора Cs, включенного последова-
тельно с входом антенны. Он обладает ем-
костным реактивным сопротивлением Хс,
соответствующим компенсируемому ин-
дуктивному реактивному сопротивлению
XL (рис. 14.13).
Оба элемента возбуждаются через Т- или
Г-образную согласующие цепочки, связан-
ные друг с другом посредством фазовой ли-
нии. Т-образные цепочки сводят на нет ре-
активное сопротивление элементов, отве-
чающее импедансу фидера, благодаря чему
бегущие волны распространяются по всей
системе питания антенны. Поэтому нет
смысла тратить дорогостоящую трубку на
t
Рис. 14.13. Размеры антенны HB9CV
изготовление Т-образной согласующей це-
почки или фазовой линии: здесь вполне до-
статочно применять проводники с ПВХ изо-
ляцией, например провод с диаметром жилы
больше 2 мм. Антенна HB9CV предъявляет
следующие требования к устройству фазо-
вой линии:
• для предотвращения излучения самой
линии ее длина должна лежать в преде-
лах 12-25 м, где она некритична (волно-
вое сопротивление фазовой линии коро-
че Х/8 не играет роли);
• фазовую линию необходимо надежно
изолировать и защитить от короткого за-
мыкания ее проводников или гальвани-
ческой связи с другими металлическими
деталями антенны. Фазовые линии с изо-
ляцией из ПВХ обычно монтируются на
некотором расстоянии от траверсы, но
даже прилегание линии к ней не сказыва-
ется на работе антенны, тем более, что
пластиковая изоляция обеспечивает ми-
нимальный зазор между траверсой и ли-
нией;
• необходимо, чтобы электрическая длина
фазовой линии равнялась Х/8. Как извес-
тно, волны в изолированном проводнике
распространяются медленнее света. Про-
водник в изоляции из ПВХ характеризу-
ется коэффициентом укорочения около
0,9, так что при электрической длине ли-
нии Х/8 она геометрически оказывается на
10% короче. Установка Т- или Г-образной
250
14. Продольные излучатели
Таблица 14.5. Размеры антенны HB9CV
Резонансная частота, МГц Длина, м Промежуток, м Отрезки
li А TD, м TR, м d, мм Cs, пФ
14,15 10,24 11 2,5 1,53 1,61 130 -330
18,1 8 8,63 1,96 1,19 1,26 100 -260
21,1 6,83 7,37 1,67 1,02 1,07 87 -220
24,94 5,8 6,26 1,42 0,87 0,91 75 -190
28,5 5,08 5,48 1,25 0,76 0,8 65 =165
Расчетные формулы 145/f 156/f 35,5/f 21,6/f 22,7/f
цепочки в плоскости элементов антенны
приводит к тому, что геометрический
промежуток А между элементами остает-
ся равным Х/8. Опытным путем установ-
лено, что отклонение длины фазовой ли-
нии на ±10% не приводит к каким-либо
ухудшениям.
При мощности до 200 Вт антенну HB9CV
допустимо питать через плоский УКВ ка-
бель с волновым сопротивлением 240 или
300 Ом, если ее длина не превышает 12 м.
Однако чаще используют коаксиальный фи-
дер, применяя Г-образное питание вместо
Т-образной согласующей цепи (рис. 14.12в).
Все значения на рис. 14.12 приведены к дли-
не волны, что позволяет рассчитывать ан-
тенны HD9CV на любые частоты. При этом
речь идет только об оценках, проверенных
автором HB9CV на практике.
Выполняя антенну HB9CV из провода,
надо учитывать, что из-за малого сопро-
тивления излучения в ней текут большие
токи, поэтому следует выбирать макси-
мально толстый провод с хорошей поверх-
ностной проводимостью. Кроме того, к
концам вибраторов прикладывается высо-
кое напряжение, что требует применения
высококачественных длинных изолято-
ров. Элементы из провода должны быть
несколько длиннее элементов из трубки.
Хорошо зарекомендовали себя рефлектор
и директор длиной 1,02 х Х/2 и 0,94 х Х/2
соответственно.
Чрезмерное развитие стоячих волн уда-
ется уменьшать подбором длины элементов
антенны, не упуская, однако, из виду, что
длины рефлектора и директора всегда дол-
жны различаться на 8%.
Антенна HB9CV была досконально изу-
чена оператором DL1BU [13], постро-
ившим опытный экземпляр на частоту
28,4 МГц (см. рис. 14.13). Возбуждение ан-
тенны осуществлялось через 50-омный
коаксиальный кабель с компенсацией ос-
таточной индуктивной составляющей со-
противления посредством последователь-
ной емкости Cs. Ее элементы изготовлены
из трубки диаметром 16 мм в средней час-
ти и 10 мм на концах и гальванически
связаны с несущей траверсой. Зазор d отно-
сится только к Г-образному согласованию,
линия-связка длиной Х/8 выполнена из
алюминиевого провода диаметром 6 мм и
закреплена вдоль траверсы. При исполь-
зовании голого медного провода его кон-
цы следует залудить, что обеспечивает
хорошую совместимость с алюминием, ес-
ли применить покрытие из эластичного
материала. Промежуток А = Х/8 надо
укоротить на 5% при прокладке прово-
дов в ПВХ изоляции в качестве линии-
связки.
В табл. 14.5 представлены практические
параметры антенны HB9CV для высокоча-
стотных любительских КВ диапазонов, ос-
нованные на исследованиях DL1BU.
При помощи данных, приведенных в
табл. 14.5, и с учетом местных особенностей
установки антенны, что выразилось в тон-
кой подгонке ее размеров, можно гаранти-
ровать следующие значения характеристик
антенны:
• усиление - (4,2±0,2) dBd;
• полуширина в плоскости Е - 68°;
• полуширина в плоскости Н - 130°;
• подавление обратного излучения в зави-
симости от высоты - 20 дБ;
• выигрыш полосы пропускания по уров-
ню 1 дБ - более 4%;
• входное сопротивление - 50 Ом (зависит
от высоты и частоты).
Примечательно надежное подавление об-
ратного излучения, которое сравнимо по
величине со значениями, характерными
для более крупных направленных антенн.
14.2. Однонаправленные продольные излучатели
251
Все измерительные процедуры подробно
описаны в [13].
14.2.3. Переключаемый
двухэлементный направленный
излучатель
На рис. 14.14 показан еще один однонап-
равленный продольный излучатель, глав-
ный луч которого меняет свою ориентацию
на 180° при простом переключении схемы.
Эта направленная антенна образована дву-
мя параллельными равновеликими петле-
выми вибраторами с расстоянием между
ними в четверть длины волны. Каждый из
элементов подключен к отводу из плоского
УКВ кабеля. Длина отводов произвольна,
но строго одинакова. К концам отводов
припаян шлейф электрической длиной Х/4
из того же материала.
Размеры элементов этой антенны для
указанных в ней частотных диапазонов
приведены в табл. 14.6. Там же предложены
формулы, позволяющие вычислить разме-
ры антенны, если ее необходимо рассчитать
на другую частоту.
Переключатель либо реле с парными
контактами подключает то или иное место
соединения отвода и шлейфа к выходу пе-
редатчика, поэтому при любом положении
переключателя только один из элементов
оказывается связан с передатчиком напря-
мую, тогда как другой соединен с ним через
четвертьволновой шлейф и, следовательно,
возбуждается с фазовым сдвигом 90° отно-
сительно прямо подключенного элемента;
по отношению к последнему он действует
как рефлектор.
Из рис. 14.14 видно, что для разворота
главного луча на 180° достаточно единствен-
ного срабатывания переключателя или реле.
Стрелка указывает ориентацию главного
луча, соответствующую положению контак-
тов переключателя на схеме антенны.
Линия произвольной
длины Z = 120-140 Ом
Подключение к передатчику
Рис. 14.14. Двухэлементный направленный излучатель
с электрически переключаемой ориентацией главного луча
252
14. Продольные излучатели
Таблица 14.6. Размеры двухэлементного направленного излучателя
Резонансная частота, МГц Длина, м Промежуток, м Длина четвертьволнового шлейфа, м
/1 А
7,05 20,57 10,64 8,72
10,12 14,33 7,41 6,08
14,1 10,28 5,32 4,36
18,1 8,01 4,14 3,4
21,15 6,86 3,55 2,91
24,93 5,82 3,01 2,47
28,5 5,09 2,63 2,16
Расчетные формулы 145/f 75/f 61,5/f
Литература к главе 14
[I] Kraus J.: Directional Antennas with closely-spaced
elements. QST, January 1938, pp. 21-23.
[2] Kraus J.: Antenna Arrays with Closely Spaced Elements.
Proc. IRE, vol. 28, February 1940, pp. 76-84.
[3] Kraus J.: W8JK 5-Band Rotary Beam Antenna. QST, July
1970, pp. 11-14.
[4] Kraus J.: The W8JK Antenna: Recap and Update. QST,
June 1982, pp. 11-14.
[5] Regier E: A new look at the W8JK antenna. Ham Radio,
July 1981, pp. 60-63.
[6] Marshall R. C.: An end-fed multiband 8JK. Ham Radio,
May 1984, pp. 81-88.
[7] Schellenbach R. R.: The end-fed 8JK: a switchable vertical
array. Ham Radio, May 1985, pp. 53-55.
[8] Schick R.: A. Shortened ZL-Special Beam. CQ, July 1959,
pp. 42-43.
[9] Jordan G. B.: Understanding the ZL Special antenna. Ham
Radio, May 1976, pp. 38-40.
[10] Ward A. C.: 10-meter ZL Special antenna for indoor use.
Ham Radio, May 1980, pp. 50-54.
[11] Baumgartner R.: Die HB9CV-Richtstrahl antenne.
OldMan, 12, 1954.
[12] Baumgartner R.: Die HB9CV-Richtstrahlantehne.
Stuttgart: W. Komer-Verlag, 1961.
[13] Baumgartner R.: Die HB9CV-Richtstrahlantenne.
QRV, 4/74, S. 189-197, 5/74, S. 257-262, 6/74,
S. 310-324.
[14] Schwarzbeck G.: Streifzug durch den Antennenwald-
HB9CV. cq-DL, 1/83, S. 10-19.
[15] Fuchs/Collins: HB9CV-Richtstrahlantenne. Stuttgart:
Freeh-Verlag, 1984.
[16] Goltz I.: HB9CV - Immer wieder. cq-DL, 11/91, S. 676.
15. Направленные антенны
с волновыми петлевыми вибраторами
Антенны с волновыми вибраторами в виде
петель (рамок) обладают рядом преиму-
ществ в отношении электрических и меха-
нических свойств и экономичности по
сравнению с самыми распространенными
антеннами на полуволновых элементах.
Это тем более справедливо применительно
к направленным антеннам с волновыми
петлями для высокочастотных КВ диапазо-
нов. Среди них самой известной является
так называемая Cubical Quad (кубическая
антенна из квадратных рамок), послужив-
шая прообразом подобных антенн.
У Cubical Quad есть краткая предысто-
рия. В 1938 г. в Эквадоре близ г. Кито стро-
илась радиостанция HCJB. Поначалу там
успешно использовалась антенна из четы-
рех направленных излучателей, но уже спу-
стя несколько дней она вышла из строя. На
высоте 3000 м в Андах атмосфера времена-
ми становилась настолько ионизированной,
что начиналось коронирование на концах
элементов антенны, а затем возникал дуго-
вой разряд и края толстых алюминиевых
трубок оплавлялись от разогрева, разбрыз-
гивая капли расплава. Решить проблему по-
могли полые медные шары диаметром 15 см,
смонтированные на концах элементов. Пос-
ле их установки коронный разряд появлял-
ся лишь изредка в пасмурную погоду.
Инженер этой станции, Кларенс Мур
(Clarence С. Moore, W9LZX), обнаружил,
что коронный разряд удается полностью
устранить, если воспользоваться замкнуты-
ми волновыми проволочными рамками. Так
в Кито в 1942 г. родилась первая антенна
Cubical Quad. Выяснилось также, что новая
антенна при всей своей простоте и компакт-
ности отличается замечательными излуча-
тельными качествами. Ныне она принад-
лежит к числу самых популярных конст-
рукций коротковолновых любительских
антенн и по праву считается «царицей ан-
тенн дальней связи».
Эта репутация закрепилась благодаря ус-
пехам в построении самодельных направ-
ленных антенн и в первую очередь среди
тех радиолюбителей, которым недоступны
длинные легкие металлические трубки или
направленные излучатели промышленного
изготовления.
15.1. Квадратная рамка
как элемент антенны
(С. С. Moore - патент США № 2537191,1947 г.)
Волновую рамочную, или петлевую, антен-
ну можно представить себе как результат
развития петлевого вибратора (см. раздел
4.1), откуда и выводится рамочный элемент
с его вариантами.
Если растянуть петлевой вибратор в по-
перечном направлении, получится квадрат
со сторонами, равными четверти длины
волны, опирающийся на одну из вершин
(рис. 15.1), причем распределение тока в
нем останется таким же, как в исходном
вибраторе. Однако обе пучности тока рас-
положатся не рядом, как в петлевом вибра-
торе, а разойдутся на 0,35 X, в связи с чем
изменится диаграмма направленности и
входное сопротивление упадет до 120 Ом.
Волновый квадратный элемент можно рас-
сматривать как два поэтажно расположенных
Рис. 15.1. Превращение петлевого вибратора
в квадратный элемент
254
15. Направленные антенны с волновыми петлевыми вибраторами
и синхронно возбуждаемых полуволновых
вибратора. Он является простейшей формой
вибраторного столбца. Как известно, такие
системы фокусируют излучение в плоскос-
ти Н (см. раздел 13.3). Иначе говоря, усиле-
ние горизонтально поляризованного рамоч-
ного элемента больше, чем у полуволнового
вибратора вследствие сужения главного луча
в вертикальной плоскости. Это подтвержда-
ется измерениями, согласно которым простая
рамка (рис. 15.1, пунктир) дает прирост уси-
ления на 0,99 dBd.
В подавляющем большинстве используе-
мых рамочных антенн квадрат развернут
так, как показано на рис. 15.2. По стрелкам-
указателям направления тока видно, что го-
ризонтальные отрезки варианта а и верти-
кальные отрезки варианта б возбуждаются
синфазно, чем обусловлена линейная поля-
ризация. На входе антенны А ток распреде-
ляется так же, как и в любом другом полу-
волновом вибраторе. Излучатель питают в
пучности тока, обе ветви вибратора возбуж-
даются синфазно (стрелки тока направле-
ны одинаково). На внешних концах В и D
ветвей вибратора по обе стороны от клемм
питания А находятся узлы тока, где меня-
ется его направление, и потому стороны А
и С возбуждаются синфазно, тогда как сто-
роны В и D - противофазно. Отсюда одно-
значно следует, что антенна, изображенная
на рис. 15.2а, излучает горизонтально поля-
ризованный сигнал, в то время как горизон-
тально расположенные стороны квадрата
возбуждаются синфазно. В конфигурации
на рис. 15.26 антенна питается с вертикаль-
ной стороны, а ток горизонтальных ветвей
противофазен, что обусловливает верти-
кальную поляризацию излучения. Таким
образом, можно задавать поляризацию ра-
мочного элемента в зависимости от места
Рис. 15.2. Распределение тока в квадратном
элементе: а - при горизонтальной поляризации,
б - при вертикальной поляризации
расположения клемм питания антенны.
При этом действуют следующие правила:
• ввод питания на горизонтальной стороне
квадрата соответствует горизонтальной
поляризации;
• ввод питания на вертикальной стороне
квадрата соответствует вертикальной по-
ляризации.
Минимум напряжения находится строго
напротив клемм питания квадратного эле-
мента, где он и заземляется (рис. 15.3). На
принцип действия элемента с горизонталь-
ной поляризацией не влияет, будет ли он
запитан со стороны А или С. Точно так же
для элемента с вертикальной поляризаци-
ей одинаково допустимо располагать клем-
мы питания на сторонах В или D. Это по-
ложение особенно важно учитывать цри
конструировании антенны. Если антенна
питается через Т-образный согласователь
или применяется гамма-образная схема со-
гласования, элемент не отделяется от ан-
тенны и может быть зафиксирован прямо
на траверсе металлическим токопроводя-
щим креплением в точках А и С или В и D.
Рис. 15.3. Поляризация и возможности
заземления квадратной рамки:
а - горизонтально поляризованной;
б -вертикально поляризованной
Такое «принудительное» заземление обыч-
но не рекомендуется, тем более, если жела-
тельно подключить несимметричный коак-
сиальный кабель непосредственно к сим-
метричному вводу питания. При этом осо-
бых требований к качеству изоляторов не
предъявляется, поскольку там находится ми-
нимум напряжения.
Теоретически для резонанса периметр ра-
мочного элемента с питанием должен со-
ставлять 1 X. Если для обычного вибрато-
ра в силу физических причин необходимо
рассчитывать механическое укорочение
15.2. Горизонтальный прямоугольник
255
проводников в соответствии с длиной вол-
ны, то рамочный элемент этого не требует.
Более того, многочисленные исследования
показали, что рамки характеризуются ко-
эффициентом укорочения больше едини-
цы, то есть «коэффициентом удлинения».
Вывод справедлив применительно к лю-
бым типам волновых петель и во всех диа-
пазонах волн: дело в том, что у волновой
петли, в отличие от развернутого вибрато-
ра, нет открытых концов, и потому емкос-
тные краевые эффекты весьма слабы (см.
раздел 3.1.5), а изгибы проводника антен-
ны вызывают эффект удлинения. Нечто
подобное наблюдается у петлевого вибра-
тора, в резонансных размерах которого не
принимаются во внимание отрезки петли,
задающие расстояние между параллель-
ными проводниками. С учетом этих от-
резков суммарная длина проводника пет-
левого вибратора как раз и оказывается
больше длины волны. Периметр рамочно-
го элемента должен составлять 1,02-1,03 X.
Прежние данные о длине сторон рамоч-
ной антенны чаще всего были занижены,
и резонанса слишком коротких элемен-
тов добивались посредством реактивного
шлейфа.
Есть простой способ последующей на-
стройки проволочной рамки на резонанс
(рис. 15.4). Изначально берут провод суммар-
ной длины несколько меньшей, чем необхо-
димо. По обе стороны от входов антенны
устанавливают по изолятору, через кото-
рые перекидывают проволочные перемыч-
ки. Укорачивая или удлиняя их, настраи-
вают рамку строго на требуемый резонанс.
С тем же успехом при малых затратах уда-
ется настроить сторону рамки, противоле-
жащую входу антенны (рис. 15.46). Здесь
понадобится единственный изолятор и од-
на перемычка.
Еще одна возможность последующей
перестройки резонанса на более высокую
Рис. 15.4. Проволочные перемычки как средство
подстройки рамочного элемента
частоту состоит в том, чтобы замыканием
углов рамки с помощью перемычки укоро-
тить ее и вызвать повышение резонансной
частоты.
Любые коротковолновые антенны стра-
дают от смещения резонанса, поскольку в
этом диапазоне волн трудно установить ан-
тенну настолько высоко, чтобы влияние
грунта и окружающих объектов оказалось
пренебрежимо малым. Чем ближе к земле
антенна, тем ниже частота ее резонанса.
Входное сопротивление антенны аналогич-
ным образом зависит от ее близости к зем-
ной поверхности. Хотя многоэтажная ра-
мочная антенна подвержена влиянию Зем-
ли в меньшей степени, нежели одноэтажная
система, в любом случае ее следует монти-
ровать как можно выше над грунтом. В за-
висимости от строительной высоты вход-
ное сопротивление простого проволочного
квадрата лежит в пределах 80-120 Ом. Рас-
четное сопротивление излучения Rs рамоч-
ного элемента без потерь в свободном про-
странстве составляет 110 Ом (для тонкого
излучателя).
С ростом строительной высоты антенны
уменьшается угол возвышения ее главно-
го луча, что весьма важно для дальнего
ионосферного распространения радиоволн.
Поэтому высота рамочной антенны по воз-
можности должна быть больше Х/2. Грунт
перестает влиять на излучение антенны,
если она расположена выше 1 X. Разуме-
ется, преимущества относительно мало-
го угла возвышения излучения рамки су-
щественны не только при его горизонталь-
ной поляризации. Однако в силу конст-
руктивных трудностей рамки с верти-
кальной поляризацией почти не применя-
ются.
15.2. Горизонтальный
прямоугольник
Как правило, достоинствами волновой рам-
ки стараются воспользоваться еще и в
40-метровом диапазоне, но 80-метровому
элементу требуется мачта не ниже 25 м.
Дотошные радиолюбители попытались вы-
яснить, до каких пределов можно сужать
рамку по вертикали без особого ущерба для
ее излучательных свойств [1]. Поскольку
элемент должен оставаться резонансным,
сужение по вертикали следует компенси-
ровать горизонтальным удлинением. Так
256
15. Направленные антенны с волновыми петлевыми вибраторами
появился прямоугольный волновый эле-
мент (рис. 15.5). В зарубежной любительс-
кой литературе его называют oblong (пря-
моугольник). Оператор G6LX построил и
испытал подобный прямоугольный эле-
мент для 80-метрового диапазона и полу-
чил следующие результаты.
Рис. 15.5. Волновый прямоугольник:
а - горизонтально поляризованный;
б - вертикально поляризованный
В соответствии с местными условиями
было выбрано отношение высоты прямо-
угольника к его длине V:H ~ 1:2,3 при
V = 12,20 м и Н = 28,25 м, так что периметр
элемента составлял 80,90 м. Нижняя гори-
зонталь находилась всего в 3 м над грун-
том (= 1/27), а расчетная резонансная час-
тота излучателя равнялась 3670 кГц. Это
соответствовало незначительному укоро-
чению по сравнению с 1 X, обусловленно-
му близостью антенны к земной поверхно-
сти. Отсюда следует формула для расчета
периметра U при том же соотношении сто-
рон прямоугольника и малой высоте над
грунтом:
297
Um =------ (15.1)
f МГц
При горизонтальной поляризации (рис.
15.5а) входное сопротивление антенны рав-
но 115 Ом, а КСВ не превышает 1,5 в пре-
делах ±150 кГц относительно резонансной
частоты. При переводе той же антенны на
вертикальную поляризацию ее входное со-
противление уменьшается настолько, что
становится возможным прямое питание по
70-омному коаксиальному кабелю и замет-
но расширяется частотная область.
Оператор G6LX добился выдающихся
успехов в дальней связи с помощью такого
80-метрового прямоугольника, эксплуати-
руя его в режиме вертикальной поляриза-
ции преимущественно из-за более простых
требований к питанию антенны. Горизон-
тальная поляризация несколько удобнее
для радиообмена на средних дистанциях,
но на больших расстояниях у нее нет пре-
имуществ. Скандинавские радиолюбители
получили столь же впечатляющие резуль-
таты в дальней связи благодаря 80-метро-
вым прямоугольникам.
Отношение сторон прямоугольника 1:2,4
желательно уменьшить. Его увеличение за
счет дальнейшего укорочения вертикаль-
ных сторон приведет к утрате малого угла
возвышения главного луча, росту входного
сопротивления, а также к сближению эф-
фективности прямоугольника и обычного
петлевого вибратора.
15.3. Дельтообразная рамка
В 1968 г. оператор W6DL, преобразуя квад-
ратный элемент, впервые предложил вол-
новый элемент треугольной формы, назвав
его Delta-Loop (дельтообразная рамка).
Речь идет о равностороннем треугольнике
со стороной 1/3 (рис. 15.6). Треугольник
питается в нижней вершине. В таком ис-
полнении элемент представляет собой са-
монесущую конструкцию и дает некоторую
экономию материалов и другие механичес-
кие преимущества по сравнению с квадрат-
ной рамкой. Однако боковые стороны А и В
должны быть жесткими, изготовленными
из прочных металлических трубок, и толь-
ко сторона С делается из проволоки. Необ-
ходимость применять трубки длиной по
1/3 ставит предел механической прочности
самонесущей конструкции дельтообразной
рамки и заставляет ограничиваться диапа-
зонами 10 и 15 м.
Из табл. 3.1 следует, что расчетное усиле-
ние волновой дельтообразной рамки 0,67 dBd
несколько уступает усилению волновых
квадратных элементов. Ее сопротивление из-
лучения Rs равно 106 Ом, а входное сопро-
тивление лежит в пределах 90-110 Ом в за-
висимости от строительной высоты. Исполь-
зование трубок из легкого металла с большой
поверхностью снижает высокочастотные по-
тери за счет поверхностного эффекта относи-
тельно тонких трубок; частотная область
дельтообразной рамки, по-видимому, шире,
чем у квадратного элемента. Резонансная
15.3. Дельтообразная рамка
257
длина рамки, соответствующей рис. 15.6, рас-
считывается по формуле, применимой и к
квадратной рамке:
_ 306,3
Um “
Г МГц
(15-2)
При этом предполагается, что сам эле-
мент находится над грунтом на высоте не
менее Х/2.
Различные варианты волнового треуголь-
ника испытывались также в низкочастотных
любительских диапазонах (рис. 15.7). Такие
проволочные конструкции ориентирова-
лись или деформировались применительно
к местным условиям для работы в 80- и
40-метровом диапазонах. Варианты а и б ха-
рактеризуются горизонтальной поляриза-
цией, а в и г - вертикальной. Ради сокраще-
ния вертикальных габаритов конструкции б
и г выполнены не равносторонними треу-
гольниками, а равнобедренными. В этом
случае надо следить за тем, чтобы отноше-
ние В:А не превосходило 1:1,3. Поскольку
при отступлении от равносторонней формы
рамки почти всегда строятся на малой высо-
те над грунтом (относительно рабочей дли-
ны волны), входное сопротивление антенны
принимает значение, допускающее прямое
подключение 75-омного кабеля.
Все описанные выше простые волновые
рамки обладают сходными диаграммами
направленности. Радиоволны излучаются в
двух противоположных направлениях в обе
стороны от плоскости элемента при шири-
не главного луча в плоскости Е около 80° и
его слабой фокусировке в плоскости Н. При
горизонтальной поляризации петли одно-
временно излучают слабое вертикально
поляризованное поле, распространяющееся
Рис. 15.7. Варианты дельтообразной рамки:
а и б - горизонтально поляризованные;
в и г - вертикально поляризованные
в направлении главного луча. В случае вер-
тикальной поляризации пассивное попе-
речное излучение поляризовано горизон-
тально.
Многодиапазонные дельтообразные рамки
«Метод ловушек» (см. раздел 10.2.7) позво-
ляет приспосабливать волновые петли для
работы в многодиапазонном режиме. Дель-
тообразная рамка с периметром 1 X расчле-
няется против клемм питания, и в разрыв
включается запирающий контур, рассчи-
танный на удвоенную частоту (рис. 15.8).
Он слабо влияет на резонансную частоту
петли, но запирает удвоенную частоту. На-
пример, дельтообразная рамка на 14 МГц со
сторонами по 1 X способна служить и дву-
сторонней рамкой при наличии запираю-
щего контура на 28 МГц (см. раздел 13.4.5).
Естественно, такой способ поддержки двух-
диапазонного режима применим к любым
другим типам волновых петель.
Из рис. 15.9 видно, что параллельный ре-
зонансный контур может быть заменен ра-
зомкнутым двухпроводным шлейфом дли-
ной Х/2, действующим как разомкнутая
Рис. 15.8. Двухдиапазонный дельтообразный
элемент
258
15. Направленные антенны с волновыми петлевыми вибраторами
Рис. 15.9. Многодиапазонная дельтообразная антенна
четвертьволновая линия со свойствами пос-
ледовательного резонансного контура при
удвоении длины волны. Практическая реа-
лизация этой идеи описана оператором
W7AAK [2].
На рис. 15.9 представлена такая антенна,
рассчитанная на диапазоны 20, 40 и 80 м.
Шлейф в виде разомкнутой двухпроводной
линии длиной 10,37 м является для диа-
пазона 20 м полуволновым, так что он игра-
ет роль запирающего контура, а антенна
работает в режиме двустороннего квадра-
та. При стороне треугольника 14,3 м, что со-
ответствует периметру 43 м, антенна пре-
вращается в волновую дельтообразную рам-
ку 40-метрового диапазона. Разомкнутая
двухпроводная линия имеет электричес-
кую длину Х/4 и соответствует после-
довательному резонансному контуру, ко-
торый селективно восстанавливает элек-
трическую связь в месте разрыва (см. рис.
5.29). Та же антенна подходит и для работы
в 80-метровом диапазоне, поскольку при-
близительно отвечает условиям полувол-
нового резонанса, а разомкнутый шлейф,
электрическая длина которого становится
равной Х/8, служит емкостью.
Для открытого двухпроводного шлейфа
волновое сопротивление выбрано равным
450 Ом (согласно рис. 5.4 отношение D:d ~
~20) с учетом коэффициента укорочения
V = 0,98. Длина 450-омного двухпроводно-
го фидера равна 14,6 м. Он заканчивается
широкополосным симметрирующим транс-
форматором 4:1 (см. раздел 7.3.1), от кото-
рого к антенному согласующему устрой-
ству протянут коаксиальный кабель.
Во всех диапазонах излучение антенны го-
ризонтально поляризовано и описывается
двунаправленной диаграммой. Уменьше-
ние размеров антенны вдвое делает ее при-
годной для работы в диапазонах 40,20,15 и
10 м. В том же сообщении W7AAK при-
водит сведения о расширении описанной
конструкции до двухэлементной многоди-
апазонной направленной антенны. Трехэле-
ментная дельтообразная рамка для диапа-
зонов 20,15 и 10 м, основанная на подобных
принципах, подробно описана оператором
K5NE [3].
15.4. Волновые рамки
с рефлекторами
Основные полноволновые излучатели тра-
диционной формы могут быть также допол-
нены одинаковой рефлекторной или дирек-
торной рамкой для получения однонаправ-
ленного излучения. При этом наблюдается
нарастание коэффициента усиления антен-
ны, которое в оптимальных условиях мо-
жет достигать почти 5 dBd. Такой значи-
тельный подъем усиления требует ничтож-
ных затрат и не приводит к каким-либо
особенным конструктивным или механи-
ческим затруднениям.
15.4.1. Квадратный куб
Двухэлементная рамочная антенна (рис.
15.10) весьма популярна среди радиолюби-
телей как направленная антенна для даль-
них передач. Она образована активной пет-
лей в виде квадратного элемента и отстоя-
щего от нее на 0,1-0,2 X второго такого же
проволочного квадрата, который с помощью
15.4. Волновые рамки с рефлекторами
259
дополнительного настроечного шлейфа пре-
вращается в рефлектор. Этот шлейф пред-
ставляет собой добавочную индуктивность
и должен обеспечивать достаточный фазо-
вый сдвиг, чтобы четырехугольник действо-
вал как рефлектор. Преимущество шлейфа
состоит в том, что он позволяет настраивать
рамку на максимальное подавление обрат-
ного излучения путем смещения закорачи-
вающей перемычки вдоль шлейфа. В после-
днее время рефлектором все чаще служит
замкнутая рамка без настроечного шлейфа,
а для обеспечения наилучшего отражения
точно соблюдают необходимую длину сто-
рон самой рамки.
Рефлектор

* х =
Вход антенны А = 0,1-0,2Л
Рис. 15.10. Схема двухэлементной рамочной
антенны
Несущая конструкция антенны выполня-
ется по-разному. Однодиапазонная антенна
на 10- и 15-метровый диапазоны изготавли-
вается с применением деревянных реек и
стержней без сучков с пропиткой и неболь-
шого числа металлических деталей. Травер-
сы 20-метровой антенны делают из бамбу-
ка ради обеспечения минимального веса
при достаточной гибкости и прочности на
излом. Еще лучше здесь использовать по-
лиэфирные стержни, армированные стек-
ловолокном, типа современных удилищ. В
разделах 18.8 и 18.9 описываются различ-
ные формы несущих деталей рамочных ан-
тенн и даются советы по их сборке.
На рис. 15.11 показан вариант конструк-
ции простой ромбообразной рамочной ан-
тенны. Аналогичным образом строится и
рамочная антенна с отвесными и горизон-
тальными сторонами: достаточно повернуть
траверсу вокруг продольной оси на 45° и
подключить фидер посредине горизонталь-
ной стороны. Такой конструкции приписы-
вают особо выгодные свойства излучения, и
поэтому ромбическую конфигурацию почти
не применяют, хотя на самом деле они прак-
тически не отличаются по своим возможно-
стям. Оттяжки из синтетического материала
укрепляют конструкцию антенны, однако
удобнее оттяжки с примесью стекловолокна,
обладающие минимальным растяжением.
Применение полимерных материалов или
бамбука для изготовления несущих деталей
позволяет крепить проводники антенны не-
посредственно к ним. Такие детали выпол-
няются также из легких металлических тру-
бок, но в этом случае их концы надо снаб-
дить синтетическими изоляторами длиной
по 200 мм.
Диаметр медного провода или канатика,
служащего проводником антенны, не ока-
зывает особого влияния на ее электричес-
кие свойства. В силу механических причин
предпочтителен диаметр не менее 1,5 мм.
Канатик эластичнее провода и легче про-
кладывается. Следует брать провода и ка-
натики в синтетической изоляции.
Рис 15 11. Вариант конструкции простой двойной рамочной антенны: а - вид спереди, б - вид сбоку
260
15. Направленные антенны с волновыми петлевыми вибраторами
Как показано в разделе 15.1, периметр
волнового квадратного элемента должен
быть больше X. Коэффициент укорочения
активной рамки относительно резонансной
длины составляет 1,015-1,020. Рефлектор с
такими же размерами, как активный эле-
мент, необходимо индуктивно удлинить
посредством настроечного шлейфа. В пос-
леднее время шлейф не ставят, обеспечивая
увеличение периметра рамки рефлектора
до требуемого значения в 1,113 X. Следую-
щие расчетные формулы резонансных раз-
меров рамочной антенны справедливы для
любых диапазонов.
Активный элемент:
периметр
UM=*“
М £
1 МГц
или сторона
I
* М г
1 МГц
(15.3)
(15-4)
Рефлектор:
периметр
им=~ (15.3)
1 МГц
или сторона
1 - 78
'“"7^ <15-4)
Расстояние А между рефлектором и ак-
тивной рамкой сравнительно слабо влияет
на усиление. Оно достигает максимума в
5,7 dBd при А = 0,12 X. Усиление постепен-
но убывает с ростом или уменьшением рас-
стояния относительно указанного значе-
ния, но при А = 0,08 X или А = 0,22 X оно все
еще составляет 5,2 dBd.
Значению А= 0,12 X и высоте антенны
над землей Х/2 отвечает сопротивление из-
лучения рамочной антенны 55 Ом. Умень-
шение строительной высоты антенны до
Х/4 снижает это сопротивление до 40 Ом.
Очень выгодно расстояние А= 0,13 X, по-
скольку в таком случае входное сопротив-
ление равно 60 Ом при усилении 5,6 dBd,
что делает возможным прямое питание ан-
тенны по коаксиальному кабелю. Однако
симметричная рамочная антенна возбуж-
дается через несимметричный фидер, что
приводит к возникновению поверхност-
ных волн в коаксиальном кабеле и «переко-
су» диаграммы направленности. Тем не ме-
нее большинство любителей предпочитают
Рис. 15.12. Активный элемент рамочной
антенны с гамма-образным согласованием
прямое питание, не отмечая его особых не-
достатков.
Гамма-согласование (см. раздел 6.3) обес-
печивает более благоприятные условия пи-
тания антенны по коаксиальному кабелю
(рис. 15.12). В этом случае активным эле-
ментом служит замкнутый проволочный че-
тырехугольник. Гамма-согласование обеспе-
чивает точное согласование фидера, сопро-
вождаемое симметрированием и компен-
сацией влияния окружающей обстановки на
входное сопротивление антенны. Гамма-об-
разный элемент выполняется из провода ди-
аметром 2 мм и фиксируется на расстоянии
D - не более 50 мм от проводника антенны -
узкой синтетической распоркой. После на-
стройки переменный конденсатор заменяют
постоянным соответствующей емкости. В
табл. 15.1 приведены значения длины / гам-
ма-образного элемента и предельные емкос-
ти переменного конденсатора С для разных
любительских диапазонов.
В [4] описано гамма-согласование, при
котором конденсатор С заменен коаксиаль-
ным кабелем, служащим одновременно и
элементом согласования, и последователь-
но включенной емкостью.
В табл. 15.1 представлены апробирован-
ные размеры двухэлементных рамочных
антенн наряду с конструкциями настраива-
емого и резонансного рефлекторов для раз-
ных вариантов.
Новейшие исследования показали не-
обходимость непосредственного питания
двухэлементной рамочной антенны коак-
сиальным кабелем из-за потерь, обуслов-
ленных симметрирующими элементами.
Асимметрия возбуждения слабо влияет
15.4. Волновые рамки с рефлекторами
261
Таблица 15.1. Размеры двухэлементных рамочных антенн
Любительский диапазон, м 20 17 15 12 10
Резонансная частота, МГц 14,1 18,1 21,2 24,94 28,5
Размеры в случае рефлектора со шлейфом, м
Длина стороны ls, м 5,4 4,21 3,6 3,05 2,67
Длина стороны 1т, м 5,4 4,21 3,6 3,05 2,67
Длина шлейфа рефлектора, м 1,5 1,2 1 0,85 0,75
Размеры в случае резонансного рефлектора, м
Длина стороны /s, м 5,4 4,21 3,6 3,05 2,67
Длина стороны 1т, м 5,53 4,31 3,68 3,13 2,74
Расстояние А между элементами, м
0,08 X (5,2 dBd/40 Ом) 1,7 1,33 1,13 0,96 0,84
0,10 X (5,6 dBd/50 Ом) 2,13 1,66 1,42 1,2 1,05
0,12 X (5,7 dBd/55 Ом) 2,55 2 1,7 1,44 1,26
0,20 X (5,4 dBd/75 Ом) 4,25 3,32 2,83 2,4 2,1
Параметры Г-образного согласования на рис. 15.12
Длина 1, м 0,9 0,8 0,7 0,55 0,46
Емкость С, пФ 100 85 75 60 50
лишь на диаграмму направленности и со-
всем не сказывается на остальных электри-
ческих параметрах. В этой связи рекоменду-
ется изолировать элементы антенны в мес-
тах минимумов напряжения, что улучшает
выравнивание распределений тока с фазо-
вым сдвигом, возникающим вследствие не-
симметричности возбуждения, и предотвра-
щает возможные потери из-за вынужденно-
го заземления. Если необходимо применять
двойную рамочную антенну во всем люби-
тельском диапазоне при минимальном КСВ,
то резонанс излучателя настраивают не на
середину диапазона, а на его высокочастот-
ную область (например, на 14, 18, 21, 28 и
29,2 МГц). Тогда предполагаемый КСВ в ко-
аксиальном кабеле не превысит значения
1,75 во всем любительском диапазоне.
При сопоставлении с направленными из-
лучателями типа директорных антенн («вол-
новой канал») нужно учитывать следую-
щие обстоятельства:
• по усилению двойная рамочная антенна
превосходит на 1,7 дБ двухэлементный
«волновой канал» и на 0,5-0,8 дБ уступа-
ет трехэлементной оптимально настроен-
ной директорной антенне;
• по сравнению с последней полоса частот
двойной рамочной антенны шире, а об-
ратное излучение хорошо подавляется в
большем интервале частот;
• при строительной высоте > 1 X угол воз-
вышения главного луча обеих антенн
почти одинаков; двойная рамочная ан-
тенна меньшей эффективной высоты ве-
дет себя несколько лучше, поскольку ее
угол возвышения растет медленнее, чем
у трехэлементного «волнового канала»
и, следовательно, она не столь сильно
подвержена влиянию окружающей об-
становки.
Прежние сведения о крайне высоком уси-
лении двухэлементных рамочных антенн
на коротковолновых диапазонах (вплоть
до 11 дБ), вероятно, были основаны на не-
верных измерениях, поскольку опирались
на сравнения громкости звука при дальнем
радиообмене или возникали вследствие
неконтролируемых неоднородностей ис-
следуемогб поля (например, отражений).
К тому же давно известно, насколько труд-
но оценить абсолютное усиление КВ ан-
тенн: ведь любитель не в состоянии обес-
печить необходимую строительную вы-
соту антенны или однородность иссле-
дуемого поля. Гораздо проще пересчитать
антенну на рабочую частоту в метровом, а
еще лучше - дециметровом диапазоне, где
и провести измерения. Это вполне оправ-
дано законами моделирования, так что при
таком подходе получаются абсолютные
оценки, применимые и к коротковолновым
областям. Однако доказательность абсолют-
ных оценок усиления при выводах о прак-
тической применимости антенн для дальней
связи крайне мала. Как уже пояснялось в
262
15. Направленные антенны с волновыми петлевыми вибраторами
разделах 2.2.2 и 3.2.2, при дальнем рас-
пространении радиоволн за счет отраже-
ний в ионосфере важно добиваться макси-
мальной длины «скачков» и, следовательно,
возможно меньшего угла возвышения глав-
ного луча антенны в вертикальной плос-
кости.
Несомненно, двухэлементная рамочная
антенна при дальнем радиообмене обла-
дает теми же достоинствами, что и трех-
элементный «волновой канал». Практи-
ка такого обмена нередко свидетельствует
о большей эффективности рамочной ан-
тенны.
15.4.2. Кольцевая остронаправленная
антенна
Кольцевая антенна отличается от двухэле-
ментной рамочной главным образом тем, что
вместо четырехугольных элементов исполь-
зуются элементы в виде колец (рис. 15.13).
Разобравшись с принципом действия рамоч-
ной антенны, нетрудно понять, что по свой-
ствам излучения кольцевая антенна сходна с
рамочной.
Если размеры кольцевого излучателя со-
ответствуют волновой петле, то он, как и в
случае рамочной антенны, при вводе пита-
ния снизу или сверху будет поляризован
горизонтально, а при боковом вводе - вер-
тикально. По усилению и затратам кольце-
вая антенна также подобна рамочной с рав-
ным числом элементов. Однако для изго-
товления кольцевой антенны нужна трубка
или цельный материал, да и выполнить ее
труднее. Видимо, поэтому она до сих пор не
распространена в Европе.
Двухэлементная остронаправленная
кольцевая антенна
Изображенный на рис. 15.13 рефлектор об-
разован замкнутым кольцом и находится на
расстоянии Х/4 от излучателя, который со-
держит разрыв для ввода питания. Входное
сопротивление антенны близко к 75 Ом.
Верхняя металлическая траверса допуска-
ет крепление элементов без изоляции. Де-
ревянный брус с пропиткой служит ниж-
ней траверсой. Еще лучше применить здесь
более легкую и погодостойкую трубу из
ПВХ. Усиление антенны достигает 5 dBd.
Размеры на рис. 15.13 соответствуют резо-
нансу и пересчитываются на другие резо-
нансные частоты по следующим формулам.
Длина активного элемента:
USm=^
fMru (15.7)
Длина рефлектора:
329
иКм=/- (15.8)
1 МГц
Трехэлементная остронапрайленная
кольцевая антенна
Трехэлементную кольцевую антенну для
10-метрового диапазона построить труд-
но, тем не менее такие антенны реализу-
ются. Схема антенны вместе с размерами для
этого диапазона изображена на рис. 15.14.
Входное сопротивление системы очень
мало, и потому фидер подключается через
согласующий омега-трансформатор (см. раз-
дел 6.4). Данная версия выполняется как
Рис. 15.13. Двухэлементная остронаправленная кольцевая антенна для 10-метрового диапазона
15.4. Волновые рамки с рефлекторами
263
Рис. 15.14. Трехэлементная кольцевая антенна для 10-метрового диапазона
цельнометаллическая конструкция: верх-
няя и нижняя траверсы изготовлены из ме-
талла, а элементы крепятся к ним без изо-
ляторов. Конечно, омега-трансформатор
подходит и для двухэлементной антенны,
что позволяет сделать ее цельнометалли-
ческой.
У трехэлементной кольцевой антенны
рефлектор и директор отстоят от излучате-
ля на 0,21 Л, и 0,14 А, соответственно.
Для пересчета размеров этой антенны на
другие частоты используются формулы
(15.7) и (15.8). Длина директора UD опре-
деляется по формуле:
UDM=^- (15.9)
1 МГц
Здесь всегда имеется в виду длина ок-
ружности замкнутого кольца. Для изготов-
ления элементов антенны подходят трубки
любого диаметра, обеспечивающие их ме-
ханическую прочность.
Случается, что и у кольцевых антенн дли-
на окружности излучателя должна быть
больше 1 А, что лишний раз подчеркивает
их родство с двойной рамочной антенной.
15.4.3. Антенна «птичья клетка»
Дик Берд (Dick Bird, G4ZU) разработал
антенну, известную как Bird Cage («птичья
клетка», или «клетка Берда»). Это еще
один прямой потомок двухэлементной ра-
мочной антенны, отличающийся от нее из-
ломом элементов под углом 90°. Подоб-
ная рамка с изломом в точке ввода питания
и напротив нее показана на рис. 15.15. У
такого укороченного V-образного элемен-
та сохраняется диаграмма направленности
развернутого вибратора в виде пары сопри-
касающихся окружностей. Слабый выиг-
рыш по усилению заметен лишь вдоль
биссектрисы угла излома. И в этом случае
антенна горизонтально поляризована при
питании ее с верхней или нижней сторон
рамки.
Рефлектор в виде рамки с таким же из-
ломом, как у излучателя, устанавливается
на расстоянии 25 мм от последнего (рис.
15.15в).
Усиление антенны и ее диаграмма на-
правленности почти в точности повторяют
соответствующие параметры двухэлемент-
ной рамочной антенны. По утверждению
автора, антенна G4ZU даже превосходит
двойную рамку по усилению на 0,5 дБ, не-
сколько лучше подавляет обратное излуче-
ние и характеризуется входным сопротив-
лением 60 Ом.
Серьезное преимущество антенны состо-
ит в том, что ей требуется единственная
мачта, а горизонтальные отрезки элемен-
тов работают как несущие траверсы, по-
этому система в целом компактна и отли-
чается малым ветровым сопротивлением.
В 10-метровом диапазоне радиус антенны
относительно мачты составляет 1,3 м. Он
возрастает до 1,95 и 2,60 м в диапазонах 15
и 20 м соответственно. Трубки из легкого
металла нужны только для горизонтальных
отрезков длиной по А/8. Четыре отвесных
четвертьволновых проводника могут быть
из провода любого диаметра. Имеет смысл
использовать трубки и провод из одного и
того же металла во избежание коррозии в
264
15. Направленные антенны с волновыми петлевыми вибраторами
Рис. 15.15. Антенна G4ZU: а - квадратный элемент с изломом под 90°; б - схема антенны;
в - вариант исполнения
местах их сочленения. Практический вари-
ант антенны G4ZU показан на рис. 15.15в.
Здесь излучатель питается сверху, а фидер
свободно проложен внутри несущей мачты.
Антенна не требует высококачественной
изоляции вершин элементов от мачты, так
как им соответствуют минимумы напряже-
ния. Достаточно воспользоваться деревян-
ными деталями, пропитанными парафином.
Впрочем, в этой конструкции изоляторы ис-
пытывают значительную механическую на-
грузку, и может понадобиться удлинить мач-
ту, чтобы протянуть оттяжки от ее вершины
к концам верхних горизонтальных отрезков
ради разгрузки изоляторов.
В табл. 15.2 приведены резонансные раз-
меры деталей антенны G4ZU, найденные
опытным путем оператором DK4NA. Они
несколько больше, чем у двойной рамочной
антенны (см. табл. 15.1), что характерно и
для описанной ниже антенны «швейцарс-
кий квадрат». Причины этого явления не
вполне ясны. Не исключено, что все дело в
близости излучающих секторов к металли-
ческой мачте.
Выше был рассмотрен вариант антенны с
излучателем и рефлектором одинаковых раз-
меров. Электрическое удлинение пассивного
элемента, необходимое для его функциони-
рования как рефлектора, обеспечивалось
Таблица 15.2. Размеры антенны G4ZU
Любительский диапазон, м 20 17 15 12 10
Резонансная частота, МГц 14,1 18,1 21,1 24,94 28,5
Длина сторон активного элемента, м 5,9 4,6 3,95 3,33 2,92
Длина сторон рефлектора, м 5,9 4,6 3,95 3,33 2,92
Периметр элемента 23,6 18,4 15,8 13,32 11,68
Длина шлейфа рефлектора 1,5 1,3 1 0,85 0,7
15.4. Волновые рамки с рефлекторами
265
подстроечным шлейфом с передвижной за-
корачивающей перемычкой.
При размерах, представленных в табл.
15.2, на заданных там резонансных частотах
достигается КСВ, близкий к 1. По краям
20-метрового диапазона он не превышает
1,5. В пределах 15-метрового диапазона мак-
симальный КСВ составляет 1,3 (21,0 МГц).
Напротив, в диапазоне 10 м приемлемый
КСВ имеет место лишь в интервале от
28,3 до 29,0 МГц (1,7), а по краям диапа-
зона он доходит до 2,8 (28,0 МГц) и 2,5
(29,7 МГц). Если 10-метровый диапазон ис-
пользуется главным образом в телеграф-
ном режиме, то резонансную частоту мож-
но сместить на 28,1 МГц, удлинив стороны
элементов до 2,96 м.
При питании антенны с размерами DK4NA
по коаксиальному кабелю произвольной
длины излишне прибегать к симметрирую-
щему трансформатору. В разделе 18.12 бу-
дет рассмотрен трехдиапазонный вариант
«птичьей клетки».
15.4.4. Волновые рамочные антенны
с активным рефлектором
Как было показано (см. раздел 14.2), диаг-
рамма направленности двух параллельных
вибраторов, возбуждаемых одинаковыми
токами с фазовым сдвигом, при некоторых
условиях и определенном фазовом угле ста-
новится однонаправленной. Она приобрета-
ет вид кардиоиды в плоскости Н (рис. 14.8)
при промежутке между вибраторами Х/4 и
возбуждении их с фазовым сдвигом 90°. Ана-
логичная направленность формируется в
случае промежутка ЗХ/8 и фазового угла 45°
или промежутка Х/8 и угла 225°. Обратное
излучение гораздо лучше подавляется в ан-
теннах с активным рефлектором, чем с пас-
сивным. Типичными представителями ан-
тенн со «сплошным» питанием являются ос-
тронаправленная антенна ZL (см. раздел
14.2.1) и HB9CV (см. раздел 14.2.2). Все ска-
занное применимо и к любым волновым ра-
мочным излучателям. Далее будут описаны
наиболее известные типы таких антенн.
Волновые направленные антенны
«сплошного» питания
Оператор DL2FA представил различные ва-
рианты направленных антенн «сплошного»
питания из волновых рамок [6, 7]. Вариант
на рис. 15.16а образован двумя квадратны-
ми элементами с одинаковым периметром
(стороны ls = 1г = Х/4), которые находятся
на расстоянии А = Х/4 друг от друга и свя-
заны двухпроводной линией. Фазовый
сдвиг на 90° (Х/4), необходимый для под-
держания однонаправленности излучения,
обеспечивается длиной связующей линии.
Поэтому такой способ подключения эле-
ментов часто, хотя и не совсем точно, назы-
вают «сплошным» питанием.
Сопротивление излучения Rs квадратно-
го элемента составляет 120 Ом, потому и
связующая линия должна строиться в рас-
чете на волновое сопротивление 120 Ом.
Чтобы свести к минимуму влияние коэф-
фициента укорочения, в линии применяет-
ся воздушная изоляция проводников. Не-
обходимое отношение диаметров D:d = 1,55
удается соблюсти только при использова-
нии проводников из жестких и легких ме-
таллических трубок.
Рис. 15.16. Направленная антенна со «сплошным» питанием волновых рамок:
а - активный рефлектор на расстоянии Х/4 от излучателя; б - то же на расстоянии Х/8
266
15. Направленные антенны с волновыми петлевыми вибраторами
Расстояние между элементами Х/8 обес-
печивает максимальное подавление обрат-
ного излучения, если эти элементы возбуж-
даются с разностью фаз 225° (см. раздел
14.2.2). Данному правилу следует и вариант
на рис. 15.166. В соответствии с расстояни-
ем А = Х/8 рамки связаны фазосдвигающей
линией той же длины Х/8, чем задается
сдвиг фазы на 45°. Перекрещивание линии
на 180° гарантирует суммарный сдвиг фаз в
225°. Чтобы излучательная связь между
рамками характеризовалась такой же вели-
чиной фазового сдвига, периметры обоих
элементов не должны быть одинаковыми.
Поэтому стороны рамки /s делаются на
2,8% меньше Х/4, а рамки /R - на 2,8% боль-
ше, чем Х/4. Волновое сопротивление свя-
зующей линии со скруткой не оказывает за-
метного влияния, но должно быть не более
300 Ом. Аналогичный способ возбуждения
посредством «сплошного» питания приме-
ним к ромбической квадратной рамке и
волновым направленным антеннам.
«Швейцарский квадрат»
(R. Baumgartner - швейцарский патент № 384644,
1960 г.)
Эта современная версия рамочных антенн
была сконструирована известным швей-
царским радиолюбителем Баумгартнером,
HB9CV, почему и названа «швейцарским
квадратом» [8].
Антенна состоит из двух параллельных
квадратов со сторонами длиной по Х/4, рас-
положенных на расстоянии 0,075-0,1 X друг
от друга. Участки в средней части обеих го-
ризонтальных сторон согнуты под углом 45°,
так что средние точки этих сторон сходятся
в одной плоскости к опорной мачте.
Рис. 15.17. Схема антенны «швейцарский
квадрат»
В точках пересечения обеих трубок течет
максимальный ток, поэтому контакт между
ними должен быть безупречным. Малое на-
пряжение в пучности тока позволяет соеди-
нять эти точки рамки с несущей мачтой без
изоляторов.
Перекрещенность сечений антенны не
вызывает негативных электрических эф-
фектов, поскольку в сближающихся отрез-
ках трубок текут противофазные токи и из-
лучения там почти нет.
Примечательной особенностью «швей-
царского квадрата» является способ его пи-
тания. Рефлекторы, как правило, возбужда-
ют пассивно, то есть благодаря связи за счет
излучения. Успех комбинированного воз-
буждения рефлектора через излучатель-
ную связь и путем питания его напрямую,
достигнутую, например, в антенне ZL (см.
раздел 14.2.1) и остронаправленном излу-
чателе HB9CV (см. раздел 14.2.2), вполне
закономерен и в случае «швейцарского
квадрата». Вследствие «сплошного» пита-
ния энергия равномерно распределяется по
всем четырем элементам, а сопротивление
излучения остается в пределах 30-40 Ом.
Система одинаково хорошо запитывает-
ся через верхнюю или нижнюю плоскости.
При прокладке кабеля внутри мачты антен-
ну питают сверху. Симметричный фидер
согласуется с помощью сдвоенного Т-об-
разного согласователя (рис. 15.18а). Коак-
сиальный кабель подключается через сдво-
енный гамма-образный согласователь (рис.
15.186). Оба элемента нетрудно напрямую
питать в противофазе. Как ни странно, нет
необходимости соблюдать фазовый сдвиг в
180° между питанием квадратов антенны
для поддержания однонаправленности из-
лучения. Правильное соотношение фаз ус-
танавливается самопроизвольно, если пе-
риметры квадратов различаются на 5%.
Тогда меньший квадрат становится дирек-
тором, а больший - рефлектором.
При непосредственном питании двух
электрически одинаковых квадратов вза-
имно компенсируются индуктивная реак-
тивная составляющая рефлектора и емкос-
тная реактивная составляющая директора,
приведенные к входу антенны. Этот вывод
подтверждается тем фактом, что резонанс-
ная частота системы, измеренная на входе
питания, лежит посредине между собствен-
ными резонансами квадратов антенны.
Пятипроцентная разница периметров была
найдена в результате многочисленных изме-
рений. При меньшей разнице усиливаются
15.4. Волновые рамки с рефлекторами
267
Рис. 15.18 Питание и возбуждение «швейцарского квадрата»: а - сдвоенное Т-образное согласование
и питание; б - сдвоенное гамма-образное согласование и питание
боковые лепестки диаграммы направленно-
сти, а при большей - расширяется главный
луч и убывает усиление антенны. Важно и
то, что в случае пятипроцентной разницы
периметров рефлектора и директора антен-
на ведет себя в отношении энергопотребле-
ния и связи примерно так же, как простой
полуволновый вибратор. Это указывает на
очевидную значимость взаимодействия
между непосредственным питанием антен-
ны, излучательной связью ее элементов и
связями с окружающей обстановкой, что
почти не поддается математическому опи-
санию. Вот апробированные размеры
«швейцарского квадрата»:
• периметр директора - 1,092 X;
• периметр рефлектора - 1,148 X;
• расстояние между директором и рефлек-
тором - 0,075-0,1 X.
При изготовлении антенны разница пе-
риметров рефлектора и директора закла-
дывается в длину горизонтальных отрез-
ков, а вертикальные отрезки делаются
равными. Положение отводов для Г- и
Т-образных согласующих элементов отно-
сительно горизонтальных трубок опреде-
ляется при настройке антенны, так как их
оптимальное местоположение зависит от
окружения антенны, ее высоты и конст-
рукции. В табл. 15.3 представлены прове-
ренные размеры «швейцарского квадрата»
для высокочастотных радиолюбительских
диапазонов.
В этой таблице высотой антенны счита-
ется длина вертикальных проводников, а
шириной - размах горизонтальных дета-
лей. Здесь не учитывается изгиб в месте
крепления квадрата к мачте. Длину трубок
проще всего определить по эскизу антенны
в уменьшенном масштабе на миллиметро-
вой бумаге (вид сверху).
Диаграмма направленности «швейцарс-
кого квадрата», полученная его автором,
изображена на рис. 15.19 и характеризует-
ся шириной главного лепестка в горизон-
тальной плоскости 60°. Первые минимумы
смещены на 80° от оси главного луча. Как
и в случае двойной рамочной антенны, об-
ратное излучение в среднем подавляется
на 13 дБ. Благодаря питанию рефлектора
«швейцарский квадрат» несколько превосхо-
дит двойную рамку по усилению (автор при-
водит величину 6 dBd). Подобно двухэле-
ментной рамочной антенне, «швейцарский
Рис. 15.19. Диаграмма направленности антенны
«швейцарский квадрат»
Таблица 15.3. Размеры антенны «швейцарский квадрат»
Любительский диапазон, м 20 17 15 12 10
Резонансная частота, МГц 14,1 18,1 21,1 24,94 28,5
Высота антенны, м 5,96 4,64 3,96 3,37 2,95
Ширина антенны по директору, м 5,66 4,41 3,76 3,2 2,8
Ширина антенны по рефлектору, м 6,25 4,87 4,16 3,53 3,09
Расстояние директор-рефлектор, м 2,13 1,66 1,42 1,2 1,05
268
15. Направленные антенны с волновыми петлевыми вибраторами
квадрат» хорошо проявил себя в радиооб-
мене на очень длинных трассах, что объяс-
няется малым углом возвышения много-
этажной системы. Это гарантирует рамоч-
ным системам некоторое преимущество в
дальней связи перед аналогичными одно-
этажными антеннами.
Сборка антенны «швейцарский квадрат»
Вертикальные отрезки антенны выполня-
ются из тонких проводов или канатика, а
горизонтальные - из легких трубок легиро-
ванного металла соответствующей механи-
ческой прочности. При необходимости их
разгружают с помощью оттяжек из синте-
тического фала от конца трубки к верхуш-
ке мачты. Трубки заполняют сухим песком и
на обоих концах уплотняют заглушками, а
затем изгибают, используя пруток подходя-
щего диаметра, для придания нужной фор-
мы. Чтобы сообщить эластичность металли-
ческим трубкам средней и большой жесткос-
ти, их предварительно разогревают в местах
предполагаемых изгибов. Желательно делать
это в мастерской на гибочном станке.
Крепление мачты, доступное при самосто-
ятельном изготовлении простыми средства-
ми, показано на рис. 15.20. Отрезок уголко-
вого профиля из дюраля фиксируется на
мачте хомутами с винтовой затяжкой, что
позволяет смещать крепление вдоль мачты.
При этом перпендикулярность пересекаю-
щихся горизонтальных трубок обеспечива-
ется благодаря накладным скобам из листо-
вого алюминия. Место пересечения диаго-
нальных трубок является геометрическим и
электрическим центром антенны. Здесь не-
обходимо гарантировать гальваническую
связь трубок с мачтой и между собой. В дан-
ном варианте накладные скобы находятся на
некотором удалении от места пересечения
Рис. 15 20. Вариант простого крепления
антенны к мачте
Рис. 15.21. Усовершенствованное крепление
антенны к мачте
трубок, поэтому трубки под скобами надо
защитить от контакта с мачтой стойким изо-
ляционным материалом. Высокочастотное
напряжение очень слабое, так что достаточ-
но тонкого слоя изолятора.
На рис. 15.21 показано крепление более
совершенное, но менее доступное радиолю-
бителю. В этом случае изоляция проводни-
ков не нужна, поскольку здесь совпадают
точка пересечения трубок, точка электри-
ческого нуля и крепление мачты
Сборка согласующей системы показана
на рис. 15.22. Для Г- и Т-образных согласу-
ющих элементов прекрасно подходит про-
вод в изоляции из ПВХ. Его сечение долж-
но соответствовать фидеру. Величина рас-
стояния между проводом согласователя и
трубкой не очень важна (ориентировочно -
она составляет Х/200). Изоляцию следует
снимать только в местах подключения.
Для настройки «швейцарского квадра-
та» достаточно располагать простым аб-
сорбционным волномером в сочетании
Рис. 15.22. Конструкция гамма-согласователя
15.4. Волновые рамки с рефлекторами
269
с индикатором КСВ. При первой настрой-
ке Т-образное (или гамма-образное) звено
фиксируют посредине между точкой сги-
ба под 45° и концом трубки. Резонанс сис-
темы измеряют на конце фидера со сторо-
ны передатчика, подключая волномер к
катушке связи. Если резонанс системы от-
личается от предполагаемого резонанса
кабеля меньшей глубиной и большей ши-
риной провала, значит, антенна гасится
сопротивлением излучения. Если бы изме-
рения велись непосредственно на элемен-
тах антенны, то определялся бы собствен-
ный резонанс рамки, а не системы в целом.
Отклонения от резонанса устраняются
укорочением или удлинением вертикаль-
ных проводников, так что эти проводники
заранее делают несколько длиннее рас-
четных.
Для правильной установки Т- или гамма-
согласователя измеритель КСВ подключа-
ют к фидеру, а затем возбуждают антенну
волномером на ее резонансной частоте. Из-
меняя положение отвода, добиваются ми-
нимальной величины КСВ; обычно удает-
ся достичь 1,2. Поскольку смещение согла-
сователя несколько влияет на резонансную
частоту, необходимо еще раз проверить и
ее, и КСВ. Таким образом, антенна типа
«швейцарский квадрат» обладает следую-
щими достоинствами:
• по механике:
- цельнометаллическая конструкция с
заземлением как единое целое;
- отсутствие вспомогательных несущих
элементов;
- механическая стабильность благодаря
креплению обоих квадратов непосред-
ственно на мачте;
- малое ветровое сопротивление, прове-
ренная стойкость к непогоде, снегопа-
ду и обледенению;
• по электрике:
- простой и надежный способ «сплошно-
го» питания;
- незначительность потерь тока на на-
грев благодаря равномерному распре-
делению энергии по всем четырем виб-
раторам и применению трубок там, где
текут повышенные токи;
- отсутствие утечек, поскольку детали
под напряжением находятся в свобод-
ном пространстве;
- возможность применения стандартных
кабелей в качестве фидерной линии.
15.4.5. Направленные антенны
с дельтообразными рамками
(Н. R. Habig - патент США№ 213375, 1967 г.)
Стремление механически упростить двухэ-
лементную рамочную антенну привело к
созданию дельтообразных петель (см. раз-
дел 15.3). Они позволяют строить прочные
и компактные системы для 10- и 15-метро-
вого диапазонов. Судя по имеющимся пуб-
ликациям [9-11], этот новый тип антенн
проявил себя так же хорошо, как и двойные
рамочные антенны.
Дельтообразные петли и рамочные эле-
менты похожи по области проявления резо-
нанса и величине сопротивления излуче-
ния, но различаются по усилению. Если
усиление простого рамочного элемента,
приведенное к полуволновому вибратору,
составляет 0,98 dBd, то усиление дельтооб-
разной петли считается равным 0,67 dBd.
Вероятно, дело в том, что при равных пе-
риметрах треугольник покрывает мень-
шую площадь, чем квадрат. Столь малая
разница в усилении обычно не играет
роли, но указывает на различия излуча-
тельных свойств - прежде всего в том, что
касается распределения тока по этим эле-
ментам при сравнимых условиях.
На рис. 15.23а стрелками показано рас-
пределение тока в активной квадратной
рамке с горизонтальной поляризацией.
Здесь четко видно, что горизонтальные сто-
роны А1 и А2 возбуждаются синфазно. Они
образуют двухэтажную систему, посколь-
ку параллельны друг другу и отстоят на
четверть длины волны. Такая система фо-
кусирует излучение в плоскости Н, а уси-
ление возрастает относительно полуволно-
вого вибратора за счет уменьшения верти-
кальной ширины главного лепестка диа-
граммы направленности. Однако при этом
наблюдается важный побочный эффект
Рис. 15.23. Распределение тока в рамках:
а - квадратной; б - дельтообразной
270
15. Направленные антенны с волновыми петлевыми вибраторами
Рис. 15.24. Антенна Delta-Loop: а - эскиз устройства;
б - крепление треугольников к трубчатой траверсе
частичного отклонения суженного луча к
земной поверхности. Как уже разъяснялось
в разделе 3.2.2, «Зависимость направленно-
сти горизонтальных антенн от окружаю-
щих предметов», отражение радиоволн от
грунта неподалеку от антенны способно
увеличить угол возвышения ее главного
луча. Чтобы справиться с этим эффектом,
пагубным для дальней связи, антенны уста-
навливают как можно выше над поверхнос-
тью земли, стремясь фокусировать главный
луч по вертикали. Двухэлементная рамоч-
ная антенна, будучи двухэтажной системой,
характеризуется малой шириной главного
лепестка диаграммы в вертикальной плос-
кости и обеспечивает малый угол возвыше-
ния, что обусловливает ее преимущество
перед другими однорядными антеннами с
тем же усилением.
В этом аспекте важно, что дельтообраз-
ный элемент на рис. 15.23 обладает един-
ственным горизонтальным отрезком А, ко-
торый на 25% длиннее сторон квадрата
или А2. Отрезки Bi и В2 излучателей обоих
типов возбуждаются противофазно и по-
этому вносят лишь малый вклад в излуче-
ние, в особенности в горизонтально поля-
ризованную составляющую.
Возможно, эти чисто теоретические сооб-
ражения не вполне обоснованны, посколь-
ку не учитывают трудно предсказуемое
влияние сторон треугольника Bj и В2 на
свойства излучения.
Антенны Delta-Loop
для диапазонов 10 и 15 м
Конструкция трехэлементной антенны с
дельтообразными рамками изображена
на рис. 15.24а. Чтобы получить из нее
двухэлементную антенну, достаточно уда-
лить директор. Треугольные элементы зам-
кнуты, установлены вертикально на проч-
ной трубчатой траверсе и закреплены на
ней. Стороны В из легких металлических
трубок образуют угол 75°. Горизонтальная
траверса должна быть очень жесткой, по-
скольку подвергается сильному скручи-
ванию. Горизонтальную сторону треуголь-
ника изготавливают из проволоки. Эскиз
варианта крепления трубчатых сторон тре-
угольников к траверсе представлен на рис.
15.246. Этот вариант механически несовер-
шенен хотя бы потому, что двойные сверле-
ния ослабляют траверсу.
Двух- и трехэлементную версии допусти-
мо питать напрямую по 50-омному коакси-
альному кабелю, довольствуясь величиной
КСВ около 1,6. В этом случае надо отделить
и изолировать одну из сторон Bs. Механи-
чески и электрически гораздо выгоднее со-
гласовать систему с произвольно длинным
коаксиальным кабелем посредством гамма-
согласующего звена (рис. 15.24). Таким
способом достигается КСВ> 1,2 и обеспе-
чивается преобразование симметрии (см.
раздел 6.3). Необходимые размеры гамма-
образного звена приведены в табл. 6.1. Од-
нако на практике неважно, имеет КСВ ве-
личину 1,6 или 1,2 (см. раздел 5.2.2).
В случае двухэлементной антенны реко-
мендуется разносить излучатель и рефлек-
тор на 0,19 X. В трехэлементном исполнении
следует делать предельно малые промежут-
ки между элементами ради механической
стабильности антенны. Хорошим компро-
миссным решением считается выбор рас-
стояний от активной рамки до рефлектора
0,13 X и до директора 0,1 X.
15.4. Волновые рамки с рефлекторами
271
Таблица 15.4. Размеры антенны Delta-Loop
Любительский диапазон, м 20 17 15 12 10
Резонансная частота, МГц 14,10 18,10 21,20 24,94 28,50
Активный элемент
Длина провода As, м 8,22 6,40 5,47 4,64 4,07
Длина стороны Bs, м 6,75 5,26 4,49 3,82 3,34
Периметр, м 21,72 16,92 14,45 12,28 10,75
Рефлектор
Длина провода Ar, м 8,43 6,57 5,61 4,77 4,18
Длина стороны BR, м 6,92 5,39 4,60 3,91 3,42
Периметр, м 22,27 17,35 14,81 12,59 11,02
Директор
Длина провода Ad, .м 7,96 6,21 5,31 4,51 3,94
Длина стороны Bd, м 6,55 5,10 4,35 3,70 3,24
Периметр, м 21,06 16,41 14,01 11,91 10,42
Расстояние излучатель-рефлектор
0,191 X 4,04 3,15 2,69 2,29 2,00
0,131 X 2,77 2,15 1,84 1,56 L37
Расстояние излучатель-директор
0,110 X 2-13 1 1 1*6 1 1 >-42 1 ^20 | 1,05
Размеры антенн с дельтообразными рам-
ками пересчитываются на другие частоты
по следующим формулам [12].
Периметр излучателя:
USM=^ (15.10)
1 МГц
Периметр рефлектора:
иКм~ (15.11)
1 МГц
Периметр директора:
UDM=-^ (15.12)
1 МГц
Оператор N2GW описал двухэлемент-
ную антенну Delta-Loop для 20-метрового
диапазона [13]. По своему устройству она
соответствует варианту на рис. 15.24 и воз-
буждается через гамма-образное согласую-
щее звено очень удачной конструкции. Ак-
тивный элемент имеет форму равносторон-
него треугольника, длины всех четырех
боковых сторон одинаковы. Больший пери-
метр рефлектора определяется большим
углом между его боковыми сторонами, по-
этому для горизонтальной стороны реф-
лектора требуется более длинный провод.
Подробные рекомендации по надежному
креплению трубчатых сторон рамок на тра-
версе и монтажу гамма-образного согласу-
ющего звена имеются в [9].
Опубликованные результаты измерений
свидетельствуют об удивительно широкой
полосе частот этой антенны. На исходной
частоте 14,2 МГц КСВ, по оценкам, не пре-
вышал значения 1,1 во всем диапазоне. При
выборе КСВ = 1,5 в качестве предельного
значения была получена частотная полоса
от 13,7 до 14,7 МГц. Отмечено невероятно
высокое усиление - 8 dBd, обусловленное
подавлением обратного излучения более
чем на 20 дБ. Ширина главного лепестка
диаграммы направленности в горизонталь-
ной плоскости составляла 65°.
Раньше радиолюбители грезили двойной
рамочной антенной, теперь ее место заняла
антенна Delta-Loop. Как и в случае двухэ-
лементной рамочной антенны, есть разные
мнения относительно эффективности ан-
тенн на дельтообразных элементах, осно-
ванные преимущественно на теоретических
соображениях. Измерения на уменьшен-
ных моделях позволяют оценить парамет-
ры антенны, но на моделях невозможно
воспроизвести конкретные условия места
ее установки. Диаграмма направленности в
вертикальной плоскости решающим обра-
зом влияет на пригодность антенны для
272
15. Направленные антенны с волновыми петлевыми вибраторами
дальней связи в коротковолновых диапазо-
нах (см. главу 9). Вертикальная диаграмма
зависит не столько от характеристик иде-
альной антенны в свободном пространстве,
сколько от обстановки, окружающей конк-
ретную антенну в конкретных условиях.
При этом главными факторами становят-
ся строительная высота антенны, частот-
но-зависимая проводимость грунта и пре-
пятствия на пути распространения радио-
волн. В каждой точке установки есть свои
особенности, поэтому достаточно сложно
дать универсальные оценки пригодности той
или другой КВ антенны для дальней связи.
15.5. Сравнение волновых
петлевых излучателей
В прежние годы, когда какой-либо тип вол-
нового петлевого излучателя становился
популярным, среди любителей разгорались
споры о его эффективности.
Наибольшее распространение получили
петлевые излучатели в виде квадратного
элемента с возбуждением посредине одной
из сторон или в форме ромба, питание к ко-
торому подводится через одну из вершин
(см. раздел 15.1). Метрологически эти раз-
новидности эквивалентны. Усиление со-
ставляет 0,99 dBd при эффективной площа-
ди антенны Ае = 0,164 х X2.
Кольцевая антенна с длиной окружности
1 X редко используется радиолюбителями
из-за трудностей практической реализа-
ции, особенно в коротковолновых диапазо-
нах (см. раздел 15.4.2). Кольцо является са-
мой эффективной волновой петлей, его
усиление достигает 1,34 dBd при действую-
щей поверхности Ае = 0,178 х X2.
Дельтообразная рамка в виде равносто-
роннего треугольника с длиной стороны
Х/3 оказалась разновидностью петли, спо-
собной дать некоторые конструктивные
преимущества при определенных обстоя-
тельствах (см. раздел 15.3). Ее расчетное
усиление составляет 0,67 dBd при действу-
ющей площади Ае = 0,152 х X2.
Оператор SM5AGM и авторы более по-
здних публикаций рассчитали и сравнили
параметры различных типов волновых пе-
тель [14] при допущениях, что антенны на-
ходятся в свободном пространстве, токи в
их проводниках распределены строго сину-
соидально, волновые петли не имеют потерь
и согласованы. Эти данные представлены
в табл. 3.1 (кольцо, квадратный элемент и
Delta-Loop).
Различия в усилении при одинаковом пе-
риметре объясняются разными действую-
щими поверхностями антенн Ае, которые
рассчитываются по формуле (3.22). Это вы-
текает из простого сопоставления площадей:
при одинаковом периметре поверхности
круга, квадрата и равностороннего треуголь-
ника относятся как 1:0,8:0,6. Поскольку вол-
новые петли являются двухэтажными ан-
теннами, следует учитывать относительное
значение расстояния между этажами, что
иллюстрируется примером прямоугольного
излучателя (см. раздел 15.2). На рис. 15.25
показана пара прямоугольников с одинако-
выми периметрами (по 1 X). У варианта
15.25а отношение сторон V:H составляет 1:3,
межэтажное расстояние V мало, а усиление
достигает лишь 0,21 dBd при действующей
поверхности Ае = 0,137 х X2. В варианте
15.256 те же стороны относятся как 3:1, ме-
жэтажное расстояние велико, усиление воз-
растает до 2,37 dBd при действующей повер-
хности Ае = 0,225 х X . К сожалению, волно-
вая петля, столь сильно растянутая по
вертикали, неприменима на практике, так
как с ростом V падает входное сопротивле-
ние (растут потери), сужается полоса про-
пускания и параметры петли становятся
критичными. При изменении межэтажного
расстояния V аналогичная тенденция имеет
место и в случае других волновых петель,
разработанных на основе круга, ромба или
треугольника.
н
н
v v
X X
Рис. 15.25. Сравнение усиления прямоугольных
волновых элементов при разном отношении
сторон V:H: а - V:H = 1:3; б - V:H = 3:1
Параметры антенн в табл. 3.1 приведены
только для сравнения и не имеют прямого
практического смысла. Любая реальная ан-
тенна подвержена влиянию окружающей
обстановки, поскольку «свободное про-
странство» - всего лишь идеализация. К
15.5. Сравнение волновых петлевых излучателей
273
тому же не существует антенн, у которых не
было бы потерь.
На практике приходится опасаться откло-
нений от расчетных характеристик, что осо-
бенно вероятно для диаграммы направленно-
сти, усиления и сопротивления излучения.
Литература к главе 15
[1] Glaisher, R. L.: Odd-Shaped Antennas. The Short Wave
Magazine, June 1971, pp. 228-231.
[2] Gullstad, H. E.: The Phantom Stub. OST, December 1979,
pp. 37-39.
[3] Glover, P: The Mono-Loop Delta Antenna. OST, Sep-
tember 1979, pp. 33-36.
[4] Schreiber, N.: Einfacher Serienkondensator fur Gamma-
Anpassung. cq-DL 7/1980, Seite 312 bis 313.
[5] Bird, D.: The G4ZU Bird Cage Aerial. CQ, April I960,
pp. 40-42, 117.
[6] Wurtz, H.: DX-Antennen mit spiegelnden Flachen - Die
vollgespeiste Quad. cq-DL 4/1981, S. 162 bis 163.
[7] Wiirtz, H.: DX-Antennen mit spiegelnden Flachen - German-
Quad, German-Diamond-Quad, German-Ring-Loop. cq-DL
12/1981, S. 583.
[8] Baumgartner, R.: Die Swiss-Quad-Antenne. DL-QTC,
10/1963, S. 454 bis 461.
[9] Watson, N. B.: Triangular Loop Antenna. OST, April 1968,
p. 54.
[10] McCoy, L. G.: The Delta-Loop Beam on 15. OST, January
1969, pp. 29-32.
[11] Habig, H. R.: The HRH Delta-Loop Beam. QST, January
1969, pp. 26-29.
[12] Boettcher, W.: Delta-Loop-Antenne fur 15 m. DL-QTC,
1/1971, S. 24 bis 25.
[13] Williman, G.: 20 meter delta-loop array. Ham Radio,
September 1978, pp. 16-20.
[14] Rasvall, E: The gain of the quad. Radio Communication,
August 1980, pp. 784, 789.
Dietrich, J. L: Loops and Dipoles: A Comparative Analysis.
QST, September 1985, pp. 24-26.
Donelly, D.: Yagis vs Quads. Ham Radio, May 1988, pp. 68ff;
June 1988, pp. 78-79, 82-83.
Flor, W.: Messungen an Quad-Antennen. DL-QTC, 11/1965,
S. 648 bis 650.
Haviland, B.: The Quad Antenna. CQ Communications Inc.
Lindsay, J. E.: Quads and Yagis OST, May 1968, pp. 11-19.
Orr, W. I.; Cowan, S. D.: All about Cubical Quad Antennas.
Radio Publications Inc., Wilton, CT, 1985.
Overbeck, W.: Quads vs Yagis revised. Ham Radio, May 1979,
pp. 12-21.
Rohldnder, W.: Der Delta-Loop-Beam nach £8ANY. Funk-
amateur, Heft 10, 1969, S. 500 bis 502.
Schick, R.: Loop-, Dipol- und Vertikalantennen, Vergleiche und
Erfahrungen. cq-DL, 3/1979, S. 115 bis 119.
Schwarzbeck, G.: Vergleich Quad mit Yagiantennen (1. Teil).
cq-DL 6/1979, S. 246 bis 255, (2. Teil) 12/1979, S. 548
bis 554.
16. Направленные поворотные излучатели
с пассивными элементами
При дальнем радиообмене часто применя-
ют вращающиеся антенны. Для их реализа-
ции обычно требуются легкие металличес-
кие трубки и место на крыше дома плюс
устойчивая опора и надежный привод. Ра-
диолюбителю здесь кроме навыков слесар-
но-механических работ пригодятся хоро-
шие знания техники безопасности.
Даже простой полуволновый вибратор с
поворотным приводом справедливо считает-
ся полноценным направленным излучателем.
Благодаря двунаправленности его диаграм-
мы в горизонтальной плоскости (рис. 3.8) до-
статочно обеспечить вращение в пределах
180°, чтобы перекрывать все стороны света.
Полуволновый вибратор преобразуется в
двухэлементный направленный излучатель
с единственным главным лучом, если па-
раллельно вибратору на расстоянии около
четверти длины волны поместить рефлек-
тор, связанный излучением с вибратором.
Рефлектор представляет собой просто стер-
жень или провод, который примерно на 5%
длиннее полуволнового вибратора и элект-
рически не соединен ни с ним, ни с передат-
чиком. Такой элемент, лишенный питания
и только связанный излучением с актив-
ным вибратором, называется пассивным,
или вторичным, излучателем.
Антенны с несколькими пассивными эле-
ментами впервые описал в 1926 г. профессор
Токийского университета С. Уда (S.Uda) на
японском языке, а позднее - его коллега
X. Яги (H.Yagi) на английском [1]. Поэтому
такие излучатели называют антеннами Уда-
-Яги или просто антеннами Яги. В отече-
ственной литературе они известны как ди-
ректорные антенны или антенны типа «вол-
новой канал».
Если пассивный элемент без питания
длиннее активного элемента, он играет
роль рефлектора благодаря индуктивному
сдвигу фазы. Если же он короче, то дей-
ствует как волновод, или директор, вслед-
ствие емкостного фазового сдвига.
Выигрыш по эффективности от пассив-
ного элемента в направлении главного луча
антенны определяется расстоянием между
активным и пассивным элементами. Рис.
16.1 позволяет судить о влиянии расстоя-
ния S между рефлектором и излучателем на
реальное усиление. Размытый максимум
зависимости приходится на S = 0,23 X, где
реальное усиление, приведенное к полувол-
новому вибратору, достигает 4 dBd. Комби-
нация директора и излучателя дает не-
сколько большее усиление при S = 0,11 X
(рис. 16.2).
Рис. 16.1. Реальное усиление комбинации
излучателя и пассивного рефлектора
Рис. 16.2. Реальное усиление комбинации
излучателя и пассивного директора
Эти оценки усиления основаны на дан-
ных Эреншпека (М. W. Ehrenspeck) и Пё-
лера (Н. РоеЫег) [2]. Максимальная ве-
личина 2,6 dBd для комбинации излу-
чатель-рефлектор при расстоянии между
ними 0,2 X приводится в [3]. Согласно дру-
гим источникам, комбинации излучатель-
рефлектор и излучатель-директор обеспе-
чивают усиление не менее 5 dBd, но в них
16. Направленные поворотные излучатели с пассивными элементами
275
не учитываются омические потери. Не сто-
ит преувеличивать ценность определений
усиления для коротковолновых антенн, по-
скольку почти всегда речь идет об измере-
ниях на моделях метрового диапазона в ус-
ловиях, близких к идеальным. Однако КВ
антенны, как правило, монтируются низко
(относительно длины волны) над земной
поверхностью, потому их диаграмма на-
правленности отклоняется от идеальной,
что сказывается и на усилении. Все это со-
провождается потерями в грунте и омичес-
кими потерями, которыми часто пренебре-
гают. Таким образом, практически дости-
жимое усиление КВ антенн всегда уступает
теоретически возможным максимальным
оценкам.
Двухэлементные направленные излучате-
ли для КВ диапазонов обычно строятся с ди-
ректором в качестве пассивного элемента.
Эту комбинацию предпочитают не ради
ничтожного выигрыша по усилению относи-
тельно сочетания рефлектор-излучатель, а
потому что максимальное усиление комби-
нации директор-излучатель достигается уже
при промежутке между ними всего Х/10,
тогда как рефлектор и излучатель надо раз-
носить почти на четверть длины волны, что-
бы выйти на максимальное усиление (рис.
16.1 и 16.2). К тому же директор на 10% ко-
роче рефлектора. Подобная «экономия» не
играет роли в дециметровом диапазоне, но
весьма существенна в области коротких
волн.
Оптимальная длина пассивного элемен-
та зависит от его расстояния до излучате-
ля. Общее правило гласит: рефлектор дол-
жен быть тем длиннее, чем дальше он от
излучателя; директор же, напротив, укора-
чивают с ростом промежутка S. Ориенти-
ровочные оценки приведены на графиках
(рис. 16.3 и 16.4). Речь здесь идет о при-
ближенных значениях при максимальном
усилении. Размеры станут другими, если
от системы потребовать предельно широ-
кой полосы частот при умеренно высоком
сопротивлении излучения: тогда понадо-
бятся более длинные рефлекторы или бо-
лее короткие директоры. Входное сопро-
тивление антенны также зависит от длины
пассивного элемента и от расстояния меж-
ду ним и активным элементом. Обычно со-
противление излучения, как и входное со-
противление антенны, убывает тем силь-
нее, чем ближе один или оба пассивных
элемента к активному. Ориентировочные
оценки представлены на рис. 16.5. Они
приблизительно верны, если длина элемен-
тов рассчитана на максимальное усиление.
При S < 0,1 X входное сопротивление убы-
вает до величин менее 15 Ом. В антенне
течет сильный ток, возрастают потери в
проводниках, в силу чего реальное усиле-
ние оказывается далеким от теоретически
возможного. Кроме того, при малых рас-
стояниях между элементами значительно
сужается полоса частот, а резонансные па-
раметры системы становятся чувстви-
тельными к различным внешним воздей-
ствиям. По вышеназванным причинам
предпочтительнее несколько завышенные
промежутки. Они не всегда гарантируют
наибольшее усиление, но обеспечивают
относительно высокое сопротивление из-
лучения (малые потери) и более широкую
полосу частот, а также делают резонанс-
ные параметры менее критичными. На
ширину полосы пропускания и сопротив-
ление излучения удается влиять длиной
элементов таким образом, что даже при срав-
нительно малых расстояниях между элемен-
тами получается достаточно широкая поло-
са частот при относительно высоком вход-
ном сопротивлении. Все это создает бога-
тые возможности для маневрирования пара-
метрами даже простых систем с пассивными
элементами с целью их оптимальной на-
стройки на конкретные задачи.
Как правило, направленные коротковол-
новые антенны строят не более чем с двумя
пассивными элементами, применяя актив-
ный полуволновый вибратор, рефлектор и
директор. Такое сочетание представляет со-
бой минимальную конфигурацию директор-
ной антенны. Ее называют трехэлементной,
Расстояние излучатель-___
рефлектор, доли Л
Рис. 16.3. Зависимость длины рефлектора от его
расстояния до излучателя
276
16. Направленные поворотные излучатели с пассивными элементами
Рис. 16.4. Зависимость длины директора от его
Расстояние между
элементами, доли X *
Рис. 16.5. Зависимость входного сопротивления
антенны от расстояния между полуволновым
вибратором и пассивными элементами
поскольку здесь фигурируют три действу-
ющих элемента. Лишь в 10-метровом диа-
пазоне встречаются исключения, когда при
построении антенны Яги используется
большее число элементов.
Фактическое усиление трехэлементной
директорной антенны достигает 7 dBd. У
обычных любительских КВ антенн этого
типа усиление в среднем находится в пре-
делах 5,5-6,5 dBd (рис. 16.6).
При оптимизации директорной антен-
ны требуется задавать не только соответ-
ствующие расстояния и длину пассивных
Расстояние излучатель-^
директор, доли X
Рис. 16.6. Зависимость усиления
трехэлементной антенны от расстояния между
излучателем и директором при постоянном
расстоянии излучатель-рефлектор 0,2 X
элементов, но и необходимые значения ре-
зонансной длины активного элемента в за-
висимости от промежутка между ним и пас-
сивными элементами. Оптимальная длина
активного вибратора тем меньше, чем бли-
же к нему установлены пассивные элемен-
ты. Об этом свидетельствуют графики на
рис. 16.7 с ориентировочными значениями
размеров, рассчитанных на максимальное
усиление. При оптимизации следует также
учитывать степень утолщения проводника
активного элемента.
0,10 0,15 0,20 0.25
Расстояние излучатель- г
директор, доли X
Рис. 16.7. Зависимость длины активного
элемента трехэлементной директорной антенны
от расстояний до директора и рефлектора
16.1. О расходах на создание
направленных поворотных
антенн
Нередко утверждают, что поворотные гори-
зонтальные директорные антенны - самый
экономичный тип для дальней любительской
16.1. О расходах на создание направленных поворотных антенн
277
Рис. 16.8. Вертикальная диаграмма направленности: а - горизонтального полуволнового вибратора
на высоте 1,25 X; б - горизонтальной трехэлементной директорной антенны на высоте 1,25 X
радиосвязи, хотя на первый взгляд здесь
неизбежны заметные расходы на несущую
конструкцию и поворотный механизм. Не-
дешевы и легкие металлические трубки, без
которых тут не обойтись.
Трехэлементная директорная антенна
обеспечивает рост усиления в среднем до
6 dBd в направлении главного луча, что
отвечает четырехкратному повышению
эффективности по мощности. Например,
100-ваттный передатчик с такой антенной
гарантирует тот же уровень сигнала на мес-
те приема в пределах главного луча, что и
400-ваттный передатчик с полуволновым
вибратором. При определенных условиях
(о них будет сказано ниже) различие усу-
губляется. Каждому любителю известно,
как дорого обходится повышение мощнос-
ти. К тому же оно сопровождается ростом
помех телевизионному и радиоприему, осо-
бенно если большая мощность подается на
всенаправленную простенькую антенну.
Вес и габариты, потребление тока и необхо-
димость охлаждения - таковы отрицатель-
ные факторы существенного повышения
мощности любительского передатчика.
Даже при 400-ваттной мощности полу-
волновый вибратор не покажет столь же хо-
роших результатов, как 100-ваттный пере-
датчик с трехэлементной директорной ан-
тенной. Сравнение вертикальных диаграмм
направленности обоих излучателей, уста-
новленных на одинаковой высоте над иде-
альным грунтом, показывает, что полувол-
новый вибратор излучает значительную
часть энергии вверх под большим углом,
тогда как директорная антенна направляет
ее почти параллельно земной поверхности,
а это особенно важно при дальнем радио-
обмене (см. раздел 3.2.2). Рис. 16.8 иллюст-
рирует данное утверждение. Строительная
высота обоих излучателей равна 1,25 X.
Углы и количество вертикальных лепест-
ков одинаковы. Однако директорная антен-
на направляет основную часть излучения в
виде узкого пучка под малым углом возвы-
шения (рис. 3.13). Такое обстоятельство
порождает чрезвычайно важные практичес-
кие преимущества трехэлементной дирек-
торной антенны.
Перечисленные преимущества становят-
ся еще нагляднее, если ту же антенну при-
менять для приема радиоволн, как обычно
и делается. На фоне сильного сигнала даль-
них станций с направления главного луча
заметно ослабляются сигналы ближних ев-
ропейских станций. Это явление также
объясняется особенностями диаграммы на-
правленности в вертикальной плоскости.
Волны относительно близкой станции из-
лучаются под большим углом возвышения,
в то время как волны дальней станции при-
ходят на антенну под малыми углами. Срав-
нение вибратора и директорной антенны на
рис. 16.8 показывает, что последняя явно
«Предпочитает» сигналы, идущие под ма-
лыми углами, а поступающие под больши-
ми - подавляет. Благодаря хорошей фоку-
сировке излучения в горизонтальной плос-
кости уверенный прием обеспечен только
сигналам с направления главного луча.
Данное обстоятельство особенно важно
при нынешней перегруженности любитель-
ских диапазонов, поскольку позволяет вы-
делять даже слабый сигнал с помощью по-
воротной направленной антенны.
Старая радиолюбительская мудрость «Куда
передашь, оттуда и примешь» верна и поны-
не. Какой смысл посылать мощный сигнал
далекому партнеру, если его ответ затеряет-
ся в переполненном европейском эфире? В
подобных случаях часто отказывают даже
278
16. Направленные поворотные излучатели с пассивными элементами
I Направление
• главного луча
I
Длина директора ZD
Несущая траверса Расстояние А
Вибратор ] |
"^ДлинаТи^ратора ZSJ
Диаметр трубок
Рис. 16.9. Схема двухэлементного
направленного излучателя
крупные приемники с острой избиратель-
ностью, зато приемник среднего класса в
сочетании с приличной направленной ан-
тенной вполне справится с трудностями.
Такая антенна собирает на приемник толь-
ко часть той смеси сигналов, что имеется в
месте приема, но эта часть относится к опре-
деленному направлению, и именно она уси-
ливается. К тому же, как сказано выше, на-
правленная антенна подавляет приходящие
под большими углами сигналы местных
станций.
Трехэлементная направленная антенна в
режимах приема и передачи ослабляет об-
ратное излучение на 15-20 дБ в зависимос-
ти от угла возвышения. Подавление в обо-
их минимумах достигает 30 дБ.
Решающее преимущество направленных
поворотных излучателей с механической
точки зрения состоит в наличии единствен-
ного активного элемента, из-за чего отпада-
ет надобность в дополнительных «провод-
ках». Это обстоятельство особенно оценит
тот, кому довелось повозиться с сомнитель-
ными паяными соединениями, подвержен-
ными воздействию атмосферных условий.
Цельнометаллическая конструкция антен-
ны также является ее достоинством. Она по-
зволяет заземлять все элементы и траверсы,
предотвращает накопление статических за-
рядов и снижает требования к грозозащите.
16.2. Горизонтальный
двухэлементный
поворотный направленный
излучатель
В 20-метровом диапазоне применяется пре-
имущественно горизонтальный двухэле-
ментный поворотный направленный излу-
чатель, так как аналогичная трехэлемент-
ная антенна оказывается здесь слишком
громоздкой. В качестве двухэлементной
антенны используются комбинации излу-
чатель-рефлектор либо излучатель-дирек-
тор. Последнюю комбинацию предпочита-
ют в силу вышеупомянутых причин.
Устройство двухэлементной антенны по-
казано на рис. 16.9, а ее размеры представ-
лены в табл. 16.1 [4].
Ширина главного луча диаграммы на-
правленности в горизонтальной плоскости
такого излучателя аЕ == 75°, в вертикальной
плоскости - аН = 135°, если антенна уста-
новлена на достаточно большой высоте.
При меньшей высоте, что почти всегда име-
ет место в случае горизонтальных коротко-
волновых антенн, диаграмма направленно-
сти в плоскости Н изменяется в соответ-
ствии с данными, приведенными в разделе
3.2.2, «Зависимость направленности гори-
зонтальных антенн от окружающих пред-
метов».
Антенна с размерами из табл. 16.1 харак-
теризуется усилением около 5 dBd. В зави-
симости от угла возвышения принимаемого
излучения подавление обратного луча близ-
ко к 10 dBd. Резонансная частота подбирает-
ся так, чтобы в телеграфной полосе люби-
тельских диапазонов КСВ согласованного
фидера не превышал 1,3; он увеличивается
Таблица 16.1. Размеры двухэлементной антенны
Любительский диапазон, м 30 20 17 15 12 10
Резонансная частота, МГц 10,12 14,15 18,10 21,20 24,94 28,50
Длина излучателя Zs, м 14,43 10,32 8,07 6,89 5,85 5,12
Длина директора Id, м 13,70 9,80 7,66 6,54 5,56 4,86
Расстояние А, м 4,45 3,18 2,49 2,12 1,80 1,58

Коэффициент укорочения V = 0,95 Длина излучателя ls = 146 / f = 0,49 X
Диаметр трубки d = 2,54 см Длина директора ZD = 138,6 / f = 0,46 X
Сопротивление излучения Rs = 28 Ом Промежуток A = 45/f=0,15X
16.3. Горизонтальная трехэлементная директорная антенна
279
не более чем до 1,7 на высокочастотном кон-
це диапазона. Вариант для 10-метрового ди-
апазона на резонансной частоте 28500 кГц в
интервале 28000-29000 кГц характеризует-
ся величиной КСВ < 1,3; она возрастает
вдвое на высокочастотном конце диапазона
(29700 кГц). Параметры антенны для теле-
графного режима выбираются в расчете
лишь на полосу 28000-28200 кГц, следова-
тельно, частотную полосу антенны можно
сузить ради некоторой прибавки усиления.
При этом величина КСВ согласованного
фидера не превысит 1,2 в пределах теле-
графной полосы. Если антенна предназначе-
на исключительно для работы в режиме те-
лефонии, рекомендуется сместить резонанс
на 29000 кГц к середине полосы. В таком
случае величина КСВ будет меньше 1,6 по
всей полосе 28200-29700 кГц для теле-
фонии.
Вышеприведенные параметры справед-
ливы при высоте антенны над землей не
менее Х/2. Тогда отклонение резонансной
частоты от расчетной величины не превы-
шает 50 кГц. При высоте антенны Х/2 резо-
нансная частота понижается вслед за рос-
том емкости с приближением к земле, и
может оказаться, что вместо расчетной ве-
личины 21200 кГц реальная резонансная
частота будет равна 20800 кГц. Кроме того,
уменьшение строительной высоты антенны
приводит к увеличению угла возвышения
главного луча, что отрицательно сказывает-
ся на свойствах направленного излучателя
как средства дальней связи.
Препятствия вблизи антенны часто вы-
зывают непредсказуемые эффекты отраже-
ния и поглощения радиоволн. Значитель-
ное отрицательное воздействие оказывают
воздушные силовые и радиотрансляцион-
ные линии, высоковольтные опоры, кромки
крыш, громоотводы и т.п. Однако подобные
объекты чреваты помехами, только если
они находятся на пути главного луча антен-
ны. В зависимости от типа и удаления по-
добных препятствий приходится ожидать
более или менее выраженного ухудшения
свойств антенны в определенном секторе
приема.
Диаметр трубок, из которых выполнены
элементы, влияет как на резонансную час-
тоту, так и на ширину полосы пропуска-
ния антенны. Использование тонких трубок
требует небольшого удлинения элементов
и сужает полосу частот антенны. Если труб-
ки толстые, то, наоборот, приходится не-
сколько укорачивать элементы, а полоса
смещается к высоким частотам. Однако
эти обстоятельства надо учитывать лишь в
тех случаях, когда диаметр трубок отклоня-
ется от необходимой величины более чем
на 50%.
16.3. Горизонтальная
трехэлементная
директорная антенна
Свойства излучения улучшаются при до-
бавлении к двухэлементной направленной
поворотной антенне еще одного пассивно-
го элемента - рефлектора. Подобные трехэ-
лементные директорные антенны сравни-
тельно легко строить для диапазонов 10,12
и 15 м, но создание такой антенны в расче-
те на эксплуатацию в 20-метровом диапазо-
не находится на пределе возможностей ра-
диолюбителя из-за ее громоздкости.
Схема трехэлементной директорной ан-
тенны представлена на рис. 16.10, а разме-
ры ее элементов - в табл. 16.2 [4]. У этой
Таблица 16.2. Размеры трехэлементной директорной антенны
Любительский диапазон, м 20 17 15 12 10
Резонансная частота, МГц 14,15 18,10 21,20 24,94 28,50
Длина излучателя Zs, м 10,30 8,05 6,87 5,84 5,11
Длина директора ZD, м 9,94 7,77 6,64 5,64 4,94
Длина директора ZR, м 10,60 8,29 7,08 6,01 5,26
Расстояние А, м 3,05 2,39 2,04 1,73 1,52

Коэффициент укорочения V = 0,95 Длина излучателя Is = 145,7 / f = 0,49 X
Диаметр трубки d = 2,54 см Длина директора ZD = 140,7 / f = 0,47 X
Сопротивление излучения Rs == 22 Ом Длина рефлектора ZR = 150 / f = 0,5 X
Расстояние А = 43,2 / f = 0,14 X
280
16. Направленные поворотные излучатели с пассивными элементами
Направление
главного луча
Халина директора /р
„ I"" -----------J
Директор ij
Длина вибратора Zs
Вибратор z [U Несущая
Рефлектор И траверса
। \ Длина рефлектора ZB
>[-'">> ' 4------------
Расстояние А
Расстояние А
Диаметр трубок
Рис. 16.10. Схема трехэлементной директорной
антенны
системы, рассчитанной на 15-метровый ди-
апазон, величина КСВ согласованного фи-
дера во всем диапазоне не превосходит 1,4.
Для 10- и 20-метрового диапазонов предло-
жено множество вариантов антенн, разли-
чающихся своими резонансными частота-
ми в пределах диапазона. В остальном для
описанных антенн справедливы те же пред-
ставления о влиянии высоты ее установки
и степени утолщения элементов на излуча-
тельные свойства, что и для двухэлемент-
ной антенны.
Коэффициент усиления трехэлементной
директорной антенны доходит до 7,4 dBd,
обратное излучение подавляется более чем
на 20 дБ. Ширина диаграммы направленно-
сти в горизонтальной и вертикальной плос-
костях составляет около 65° и 110° соответ-
ственно. На самом деле вертикальная диаг-
рамма всегда расщеплена из-за почти неиз-
бежной близости земной поверхности (см.
раздел 3.2.2, «Зависимость направленности
горизонтальных антенн от окружающих
предметов»).
Вариант антенны для диапазона 20 м,
рассчитанный на резонансную частоту
14150 кГц, характеризуется величиной КСВ
согласованного фидера в частотном интер-
вале для телеграфии не более 1,4. На высо-
кочастотном конце диапазона КСВ возрас-
тает до 1,8. У антенны, построенной в рас-
чете на режим телеграфии (резонансная
частота 14050 кГц), величина КСВ менее
1,2. От той же антенны на высокочастотном
конце диапазона следует ожидать КСВ око-
ло 2,5. Вариант антенны с резонансной час-
тотой 14250 кГц характеризуется КСВ не
более 1,3. Это значение, по оценкам, возра-
стает до 2, когда антенна работает у низко-
частотного края диапазона.
Вариант для 10-метрового диапазона с ре-
зонансной частотой 28200 кГц имеет КСВ =
= 1,3 в полосе диапазона для телеграфии от
28000 до 28500 кГц. Если выбрана резонан-
сная частота 29000 кГц, то величина КСВ
согласованного фидера не превышает 1,8 во
всей полосе для телефонии. КСВ возраста-
ет до 2 лишь на низкочастотном конце диа-
пазона (28000 кГц).
16.4. Питание направленных
вращающихся антенн
Всем направленным антеннам, упомяну-
тым в этом разделе, свойственно сопротив-
ление излучения величиной 20 Ом. Прямое
питание таких излучателей невозможно,
так как фидер с малыми потерями и волно-
вым сопротивлением 20 Ом технически
неосуществим. В силу требований к меха-
нической прочности конструкции целесо-
образно не разрывать активный элемент в
его геометрически средней части, поэтому
отпадают такие согласующие устройства,
как четвертьволновый трансформатор или
подстроечный шлейф (см. раздел 6.2), если
желательно иметь цельнометаллическую
систему. Не стоит также экономить на фи-
дере и строить вместо него дорогостоящий
излучатель. Следовательно, лучше всего
использовать только коаксиальный кабель,
однако он нуждается в симметрировании
на входе Т-образного звена с помощью чет-
вертьволнового запирающего контура или
другого преобразователя симметрии. К со-
жалению, это хлопотный подход, чреватый
крупными затратами материала.
Применение гамма- или омега-образного
согласующих устройств было бы почти
идеальным решением. При всей простоте
реализации гамма-образный согласователь
является отнюдь не вспомогательным сред-
ством, а полноценным способом снять про-
блему механической прочности и электри-
ческой совместимости при согласовании
трубчатой системы из сплошных элементов
с любым коаксиальным кабелем. Более
подробно гамма-согласователь описывает-
ся в разделе 6.3 (рис. 6.4 и табл. 6.1). Дан-
ные табл. 6.1 рассчитаны на преобразование
сопротивлений в пропорции 3:1, поэтому их
можно применять к рассматриваемым ди-
ректорным антеннам. Не менее удобный
омега-элемент, согласующие трубки которо-
го вдвое короче, чем у гамма-согласователя,
16.6. Монтаж направленной антенны на несущей опоре
281
детально рассмотрен в разделе 6.4. Его до-
полнительное преимущество состоит в воз-
можностях настройки.
16.5. Несущая траверса антенны
Цельнометаллическая конструкция антен-
ны позволяет сочленять ее полуволновые
элементы непосредственно с металличес-
кой несущей траверсой, если местом со-
членения элемента выбрана его геометри-
ческая середина с минимумом напряже-
ния. Такой излучатель не нуждается в
изоляторах, отличается наименьшим вет-
ровым сопротивлением, сравнительно ле-
гок и вместе с тем прочен. Трудность со-
стоит в том, чтобы подобрать достаточно
длинную трубу, отвечающую требованиям
к несущей траверсе антенны. Подходящие
легкие металлические трубы применяются
в авиастроении, а также в строительстве
при возведении лесов, где к ним имеются
тройники, уголковые муфты и другие кре-
пежные детали.
Трубки элементов крепятся на траверсе
соответствующими скобами. Ради сохране-
ния прочности следует избегать сверления
трубок. На рис. 16.11 показан пример надеж-
ного крепления трубки элемента на трубе
траверсы без сверления. Все стальные дета-
ли должны быть защищены от коррозии.
Узел крепления антенны промышленно-
го изготовления изображен на рис. 16.2. Он
поставляется в двух версиях: для труб диа-
метром до 42 и до 70 мм. Узлы имеют по-
верхностное защитное покрытие и хорошо
подходят для крепления не слишком длин-
ных элементов на траверсе антенны.
В случае необходимости жесткость ан-
тенной конструкции в целом повышают с
помощью оттяжек из синтетического мате-
риала. Такой фал, прочный на разрыв и
стойкий к погодным воздействиям, являет-
ся прекрасным изолятором.
16.6. Монтаж направленной
антенны на несущей опоре
Несущей мачтой обычно служат стальные
трубы подходящего диаметра, иногда с флан-
цевыми соединениями. Пример крепления
антенны к мачте представлен на рис. 16.13.
На верхушку мачты навинчена насадка с
фланцем возможно большего диаметра, к
которому приварено ложе для траверсы, чье
окончательное положение в ложе фиксиру-
ется парой болтов. Кроме того, винтовое со-
единение фланца обязательно фиксируется
во избежание самоотвинчивания.
Преимущество данного варианта заклю-
чается в том, что готовый излучатель допу-
стимо устанавливать вдоль вертикальной
Рис. 16.11. Вариант крепления трубчатого
элемента к траверсе антенны
а) Несущая траверса
Ложе траверсы, Резьбовая
приваренное к фланцу насадка с фланцем
Труба мачты
Рис. 16.12. Узел крепления антенны
Рис. 16.13. Сочленение горизонтальной
траверсы с вертикальной трубой мачты:
а - вариант конструкции; б - эскиз ложа
для траверсы
Отверстия
для крепежных болтов
Прорези
в ложе траверсы
282
16. Направленные поворотные излучатели с пассивными элементами
мачты, используя один из крепежных бол-
тов ложа как ось (рис. 16.14), а затем разво-
рачивать его в горизонтальное положение
и фиксировать вторым болтом. Достоинст-
вом этой конструкции, кроме простоты
сборки, является ее удобство: в любой мо-
мент и с любой стороны антенна может
быть повернута в вертикальное положение
вдоль мачты для обслуживания.
Рис. 16.14. Крепление направленного
излучателя на трубе мачты
16.7. Особые типы
однодиапазонных
направленных
вращающихся антенн
Антенны разрабатывались ради создания
эффективных направленных излучателей с
уменьшенным радиусом вращения; они от-
личаются использованием в качестве ак-
тивного вибратора элементов с изломом,
содержащих пассивные директор и рефлек-
тор. В результате были найдены удобные
компромиссные решения, при реализации
которых достигаются пониженное ветровое
сопротивление, компактность и уменьшен-
ный радиус вращения.
16.7.1. Х-образная направленная
антенна
Для работы в 20-метровом любительском
диапазоне особенно удобна Х-образная на-
правленная антенна (X-beam), поскольку ра-
диус ее вращения составляет лишь 4,20 м, то
есть на метр меньше, чем у двухэлементной
антенны с развернутыми элементами. Гори-
зонтальную Х-образную антенну описал
оператор W9PNE [5]. Она формируется из
двухэлементной антенны с директором, от-
стоящим от активного вибратора на 0,1 X
(рис. 16.15а), причем оба элемента изогну-
ты (рис. 16.156). Однако это недостаточно
уменьшает радиус вращения. Поэтому дли-
ну элементов антенны делают равной только
80% от резонансного значения, а к внешнему
концу каждого элемента под углом крепят
отрезок провода, который сам не излучает, но
создает условия для резонанса, действуя как
емкостная концевая нагрузка (рис. 16.15в).
На рис. 16.16 представлена двухэлемент-
ная направленная антенна, описанная опе-
ратором W9PNE и рассчитанная для 20-
метрового диапазона (в скобках указаны ее
а)
Директор
_____________
л х
Рис. 16.15. Формирование Х-образного
направленного излучателя
16.7. Особые типы однодиапазонных направленных вращающихся антенн
283
Рис. 16.16. Вариант Х-образной
остронаправленной антенны W9PNE
для 20-метрового диапазона
размеры для диапазона 15 м). Резонанс из-
лучателя 20-метрового диапазона приходит-
ся на частоту 14,1 МГц. Точная настройка
осуществляется путем удлинения или уко-
рочения дополнительных отрезков провода.
Входное сопротивление антенны W9PNE
составляет почти 50 Ом, так что для ее пита-
ния использовался непосредственно 50- ом-
ный коаксиальный кабель. Тем не менее ре-
комендуется подключать симметрирующее
устройчтво 1:1 (см. главу 7) ради получения
более широкой полосы частот, в пределах
которой оба варианта антенны характеризу-
ются величиной КСВ не более 1,5 (1,2 в по-
лосе для телеграфии). Необязательно точно
выдерживать указанную длину плеч элемен-
тов антенны, так как они выбираются в за-
висимости от желательного радиуса враще-
ния и наличия трубок для элементов и на-
страиваются на резонанс подгонкой длины
отрезков провода на концах плеч.
Оттяжки (пунктир на рис. 16.16) из син-
тетического фала придают жесткость всей
конструкции. Есть несколько возможнос-
тей закрепить внутренние концы четырех
трубчатых элементов антенны. Лучше все-
го воспользоваться прочной квадратной
пластиной из твердой древесины или поли-
мерного материала и прижать к ней каждую
трубку парой накладных скоб. Рекоменду-
ется защитить трубки в местах подключе-
ния питания, обмотав их погодостойкой
синтетической лентой.
16.7.2. Антенна G3LDO
Оператор G3LDO сконструировал легко вос-
производимую двухэлементную антенну
уменьшенного радиуса вращения [9], на-
звав ее G3LDO-double-D [6] - см. рис.
16.17. Внешне она очень похожа на Х-об-
разный излучатель. Тем не менее пассив-
ным элементом в ней служит рефлектор,
отстоящий от активного элемента на 0,3 X.
Здесь не требуются дорогостоящие метал-
лические трубки, поскольку вся антенна
собирается из проводов.
Рис. 16.17. Устройство антенны G3LDO-double-D:
а - вид сверху; б -вид сбоку (Z - мелкие
изоляторы, пунктир - синтетический фал)
Внешние концы элементов отогнуты под
углом 45° и с помощью оттяжек из синте-
тического шнура натянуты вдоль диаго-
нальных перекладин к верхушке мачты, вы-
ступающей над плоскостью перекладин
(рис. 16.17). Тем самым обеспечивается
значительное расстояние между концами
элементов и их высококачественная изо-
ляция, компенсируется провисание пере-
кладин.
Оператор G3LDO привел точные пара-
метры антенны, облегчающие ее копирова-
ние и настройку. Отогнутые концы элемен-
тов создают эффект электрического укоро-
чения, так что полуволновый резонанс ак-
тивного элемента наступает уже при его
геометрической длине, приблизительно рав-
ной 0,52 X. Длина активного элемента из го-
лого провода определяется формулой:
284
16. Направленные поворотные излучатели с пассивными элементами
/s„=^ (16.1)
ТМГц
Элементы должны быть несколько уко-
рочены, если используется провод в поли-
винилхлоридной изоляции. В этом случае
коэффициент укорочения равен 0,96. От-
сюда
(16.3)
Аналогичные формулы справедливы и
для длины рефлектора:
_ 169,4
‘Rm “ f
ГМГц
И
162,4
'Rm -"7
ГМГц
Размеры антенн для разных любительс-
ких диапазонов представлены в табл. 16.3.
(16.4)
Таблица 16.3. Размеры антенны
G3LDO-double-D
Резонансная частота, МГц 14,20 21,25 28,50
Резонансная длина, м
1S 11,02 7,36 5,50
1R 11,94 7,98 5,94
Длина деталей, м
А 6,22 3,90 2,90
Bs 2,40 1,73 1,30
BR 2,86 2,04 1,52
С 4,55 2,85 2,15
D 6,68 4,20 3,10
Е 0,84 0,56 0,58
Длина элементов относится к голому
медному проводу. Если применяется про-
вод в ПВХ изоляции, то длину умножают
на коэффициент укорочения 0,96 или опре-
деляют по формулам (16.2) и (16.4). Зна-
чения резонансной длины активного эле-
мента и рефлектора соответственно равны
Zs = А + 2 Bs, /R = А + 2 BR. Длину элемен-
тов для любых других резонансных частот
находят по формулам 16.1- 16.4. Длина пе-
рекладин, указанная в таблице, несколько
превышает необходимую величину. При
настройке с помощью волномера резонанс-
ные частоты рефлектора устанавливают-
ся на 13,56, 20,25 и 27,20 МГц в соответ-
ствии с частотами в таблице. Входное со-
противление на клеммах XX составляет око-
ло 50 Ом, что позволяет прямо подключать
коаксиальный кабель, однако лучше вос-
пользоваться гамма-образным согласую-
щим звеном.
Стабильность несущей конструкции сти-
мулирует разработку многодиапазонного
варианта антенны с «вложенными» элемен-
тами. Кроме того, несложно добавить к си-
стеме элементы, например для новых люби-
тельских диапазонов 12 и 17 м: это потре-
бует минимальных затрат на материалы и
лишь немного увеличит вес системы. Одна-
ко не рекомендуется питать все элементы
через один коаксиальный кабель, посколь-
ку это сильно затруднит настройку антенн.
Намного разумнее каждому диапазону вы-
делить коаксиальный фидер, согласован-
ный гамма-образным звеном с определен-
ным излучателем.
Антенна G3LDO замечательна легкостью
повторения и простотой настройки. Ее мно-
годиапазонный вариант также не вызывает
особых механических и электрических про-
блем. Несущая конструкция, усиленная рас-
тяжками из синтетического фала, отличается
малым весом, долговечностью и погодной
стойкостью. Все это делает проволочную на-
правленную антенну привлекательной для
новичков.
Список направленных вращающихся ан-
тенн с пассивными элементами далеко не
исчерпывается рассмотренными примера-
ми. Существует множество специальных
типов, реализуемых в виде многодиапазон-
ных направленных поворотных излучате-
лей (они подробно описаны в главе 18).
Литература к главе 16
[1] Yagi, Н.: Beam Transmission of Ultra Short Waves. Proc
IEEE, vol. 72, no. 5, pp. 635 bis 645, May 1984 (Reprinted
from Proc. IRE, vol. 16, no. 6, pp. 715-741, June 1928).
[2] Ehrenspeck, H. W.; Poehler, H.: Eine neue Methode zur
Erzielung des groBten Gewinns bei Yagi-Antennen.
Nachrichtentechnische Fachbenchte, Band 12, Funktechnik
(1958), S. 47-54.
[3] Viezbicke, P: Yagi Antenna Design, NBS Technical Note
688, National Bureau of Standards, Boulder, CO, 1976.
[4] Orr, W. L; Cowan, S. D.: Beam antenna handbook. Radio
Publications Inc., Wilton, CT, 1985.
[5] Anderson, A.: Horizontal X Beams for 15 and 20 Meters.
QST, March 1983, pp. 33-35.
[6] Dodd, P: Wire beam antennas and the evolution of the G3LDO
double-D. Radio Communication, June 1980, pp. 616-619.
16.7. Особые типы однодиапазонных направленных вращающихся антен 285
Dilrrwang, J.: Berechnungen an Yagi-Antennen. Funkschau,
1979, H. 10, S. 553-556.
Greenblum, N.: Notes on the Development of Yagi-Antennas,
QST, August 1956, pp. 11 bis 17,114,116; September, p. 23.;
Hesselbach, H: Yagi-Antennen - einst und jetzt. Radio
Mentor, 1958, H. 1, S. 024-026.
Hoch, G.: Wirkungsweise und optimale Dimensionierung von
Yagi-Antennen. UKW-Berichte 1/1977, S. 27-36.
Lawson, J. L.: Antenna gain and directivity over ground. Ham
Radio, August 1979, pp. 12-15.
Lawson, J. L.: Yagi antenna design. ARRL, Newington, CT,
1986.
Lawson J. L.: Yagi antenna design: performance calculations.
Ham Radio’ January 1980, pp. 22-27.
Lawson, J. L.: Yagi antenna design: experiments confirm
computer analysis. Ham Radio, February 1980, pp. 19-27.
Lawson, J. L.: Yagi antenna design: more data on the per-
formance of multielement simplistic beams. Ham Radio,
June 1980, pp. 33-40.
Lawson, J. L.: Yagi antenna design: optimizing performance.
Ham Radio, July 1980, pp. 18-31.
Lickfeld, E. G. Der Ursprung der Yagi-Antennen. cq-DL 2/85,
S. 76.
Reisert, J. H: How to design Yagi antennas. Ham Radio,
August 1977, pp. 22-31.
Reisert, J.: Yagi facts and fallacies. Ham Radio, May 1986,
pp. 103-106, 111-113.
Thurber, К. T. The HF Yagi. Part I - Part IV, CQ February 1982 -
May 1982.
Yagi, H; Uda, S.: Proceedings of the Imperial Academy
(February 1926); Journal of the Institute of Electrical En-
gineers of Japan, Volume 47 (1927); Volume 48 (1928).
17. Направленные антенны
с укороченными элементами
Направленные антенны уменьшенных га-
баритов вызывают растущий интерес ра-
диолюбителей, которым не могут устано-
вить обычную направленную антенну из-за
недостатка места или по иным причинам.
Известно множество конструкций антенн,
работающих с более или менее укорочен-
ными элементами.
В принципе многие антенны допускают
значительное уменьшение размеров, если
вызванные этим потери емкости и индук-
тивности компенсируются так, что сохра-
няется изначальный резонанс антенны. Ча-
ще всего фактическое укорочение антенны
компенсируется индуктивностями в виде
катушек или отрезков линий, встраивае-
мых в месте или вблизи максимумов тока.
Реже применяются емкостные нагрузки -
концевые конденсаторы из жестяных дис-
ков или другие фигуры большой поверхно-
стной емкости на концах излучателя в ми-
нимумах напряжения.
Укорочение излучателя естественной дли-
ны всегда ухудшает свойства антенны; в
первую очередь оно приводит к падению
усиления и сужению полосы частот.
Практика показывает, что полоса частот и
сопротивление излучения убывают пропор-
ционально квадрату коэффициента укоро-
чения.
В первом приближении падение усиле-
ния при укорочении обусловлено тем, что
отрезок излучателя как бы замещается ка-
тушкой. Ее вклад в электромагнитное поле
сильно уступает вкладу замещенного отрез-
ка, а сама она повышает потери из-за расхо-
да тока на нагревание цепи. Фактически
принимаемая мощность также падает, по-
скольку действующая поверхность антен-
ны убывает вслед за усилением.
Понижение излучательной способности
или уменьшение действующей поверхнос-
ти связаны с падением сопротивления из-
лучения. По этой причине сужается полоса
частот и возрастают потери в проводниках
(течет большой ток). И без того низкое
сопротивление излучения направленных
антенн с пассивными элементами при их
укорочении уменьшается до 5 Ом. Если
еще и сопротивление потерь равно 5 Ом
(что вполне реально, например из-за удли-
няющих катушек), то КПД составит всего
50%. Чтобы снизить дополнительные поте-
ри в проводнике до минимума, нужна удли-
няющая катушка исключительно высокой
добротности. Но при малом сопротивлении
в пучности тока течет особенно большой
ток, и потому проводник удлиняющей ка-
тушки должен иметь максимальную повер-
хность с очень высокой проводимостью
(поверхностный эффект). Нет смысла пе-
реносить катушку из пучности тока в дру-
гое место: ее удлиняющее действие умень-
шится, придется добавлять витки и, следо-
вательно, вновь наращивать потери.
Кроме того, удлинение антенны искажа-
ет распределение тока и напряжения в из-
лучателе и тем самым влияет на диаграмму
направленности. Подавление обратного из-
лучения - единственное свойство направ-
ленного излучателя, на котором почти не
сказывается укорочение. Если важен не
столько КПД антенны, сколько ее компакт-
ность и пригодность для пеленгования
(например, для «охоты на лис»), простран-
ственное укорочение излучателя оказыва-
ется вполне оправданным. Коротковолно-
вые антенны для мобильных систем почти
всегда настраиваются в резонанс с помо-
щью удлиняющих катушек. Наконец, если
нет никакой возможности использовать
полноразмерный направленный излуча-
тель, его «мини-версия» будет все же луч-
ше любой другой антенны.
Вместо удлиняющих катушек в пучности
тока иногда с успехом используются ли-
нейные удлиняющие элементы, как, напри-
мер, в укороченной антенне 40-метрового
диапазона фирмы Ну-Gain. Активный эле-
мент такой антенны показан на рис. 17.1.
Благодаря удлиняющим шлейфам из мед-
ного провода диаметром 2 мм общую дли-
ну полуволнового элемента 40-метрового
диапазона удалось довести до 13,5 м вместо
17.1. Миниатюрная направленная антенна VK2AOU
287
20,5 м, что составляет 65% от нормальной.
Линейные удлиняющие отрезки вызывают
меньшие потери, чем обычные катушки, да
и сопротивление излучения падает, види-
мо, не настолько сильно. Во всяком случае,
величина КСВ двухэлементного направ-
ленного излучателя, укороченного таким
способом, не превышала 2 во всем 40-мет-
ровом диапазоне. Аналогичный излучатель
для диапазона 20 м рассмотрен в [1].
13,46 м .
J 3,50 м*
Рис. 17.1. Элемент антенны 40-метрового
диапазона, укороченный удлиняющими
шлейфами
Укорачивающие емкости применяются
преимущественно для вертикальных излу-
чателей в виде конечных конденсаторов.
Они редко используются в горизонтальных
направленных поворотных антеннах, по-
скольку утяжеляют концы излучателей,
порождая механические перегрузки из-за
эффекта рычага.
17.1. Миниатюрная
направленная
антенна VK2AOU
Оператор VK2AOU описал укороченный
трехэлементный направленный излучатель
для 20-метрового диапазона и привел его па-
раметры для удобства повторения (рис. 17.2).
Параметры удлиняющих катушек:
• LD - 9 витков на катушке длиной 65 мм и
диаметром 60 мм;
• Ls - 11 витков на катушке длиной 80 мм
и диаметром 60 мм;
• LR - 10 витков на катушке длиной 75 мм
и диаметром 60 мм;
• LK - 3 витка на катушке длиной 50 мм и
диаметром 100 мм (LK свободно наматы-
вается поверх Ls).
Провод:
• для Ld, Ls, Lr - алюминиевый, медный
или медный посеребренный диаметром
не менее 3 мм;
• для LK - медный или медный посереб-
ренный диаметром не менее 3 мм.
Антенне VK2AOU требуется площадь
лишь 32 м2 (вместо 65 м2, необходимых для
обычной трехэлементной директорной ан-
тенны 20-метрового диапазона). Двухэле-
ментная антенна типа VK2AOU должна
иметь то же усиление при более узкой по-
лосе частот и лучшем подавлении обратно-
го излучения, что и двухэлементная антен-
на обычных размеров.
Резонансные частоты отдельных элемен-
тов, измеренные волномером, важны толь-
ко тогда, когда направленная антенна нахо-
дится на своей строительной высоте. Край-
не неудобно, а то и невозможно, заниматься
настройкой антенны, уже смонтированной
на мачте, поэтому оператор VK2AOU всю
настройку проводил с земли. Антенна в
сборе крепилась своим центром тяжести
на стремянке высотой 1,8 м. Разумеется,
требовалось учитывать емкостные эффек-
ты земной поверхности. В случае хорошо
Рис. 17.2. Трехэлементная миниатюрная остронаправленная антенна 20-метрового диапазона
VK2AOU
288
17. Направленные антенны с укороченными элементами
проводящей глинистой почвы частота сме-
щается приблизительно на 300 кГц в мень-
шую сторону, но при слабой проводимости
почвы это смещение не столь велико. Копи-
руя данную направленную антенну, резон-
но воспользоваться опытом ее автора и
настраивать излучатель на земле. Для на-
стройки его элементов служит волномер на
следующие резонансные частоты:
• директор - 15,20 МГц;
• излучатель - 13,90 МГц;
• рефлектор - 13,40 МГц.
При настройке одного из элементов оба
других должны быть рассогласованы путем
закорачивания удлиняющих катушек во из-
бежание взаимных помех.
Выполнив подготовительную настройку,
приступают к тонкой регулировке. Мини-
атюрная антенна с «наземными» настройка-
ми возбуждается передатчиком на резонан-
сной частоте излучателя, в данном случае -
на 13,90 МГц. Одновременно простой изме-
ритель напряженности поля помещают на
высоте антенны на максимальном удалении
от излучателя. Осторожно изменяя длину
элементов или удлиняющих катушек реф-
лектора и директора и следя за показаниями
измерителя, систему настраивают на макси-
мальное излучение вперед и минимальное -
назад. Стоит упомянуть, что при такой
настройке отпадает надобность в телеско-
пической конструкции концов элементов,
поскольку тот же юстировочный эффект до-
стигается растягиванием или сжатием обмо-
ток удлиняющих катушек.
На рис. 17.2 представлены проверенные
ориентировочные значения параметров
антенны. Трубки можно сделать длиннее,
уменьшив при этом удлиняющие катушки,
что несколько повышает усиление. Одно-
временное укорочение трубок и удлинение
катушек, наоборот, снижает усиление и еще
больше сужает полосу частот. Достижимое
усиление резко падает, когда трубки стано-
вятся короче 2,5 м.
Диаметр трубок составляет 20-40 мм и оп-
ределяется только конструктивными требо-
ваниями. Изменения электрических свойств
на переходах между трубками разного диа-
метра пренебрежимо малы и компенсируют-
ся при настройке.
Высокая добротность удлиняющих кату-
шек обязательна. Они выполняются с воз-
душной изоляцией из алюминиевого про-
вода диаметром не менее 3 мм. Посереб-
ренная медь электрически лучше, однако
хорошей стойкости материала в местах со-
единения обмотки катушки с элементом из
легкого металла трудно добиться из-за кор-
розии при проникновении влаги. Катушка
связи LK наматывается поверх удлиняю-
щей катушки активного элемента медным
проводом, поскольку к ней подключается
фидер с медными жилами.
Направленная антенна питается через
индуктивную связь, что позволяет приме-
нять фидеры любых вариантов по исполне-
нию и волновому сопротивлению, если
правильно подобраны параметры катушки
связи. Последняя вместе с подключенным
фидером в малой степени влияет на удли-
няющую катушку, вызывая некоторое сме-
щение резонансной частоты излучателя,
поэтому необходима окончательная под-
стройка антенны после сборки системы.
Оператор VK2AOU указал параметры ка-
тушки связи LK, рассчитанные на 70-омный
плоский или коаксиальный кабели. Они
годятся и для 60-омного коаксиального ка-
беля. Чтобы применить 240-омный плос-
кий кабель, надо изменить число витков.
Слегка варьируя параметры катушки связи,
удается сводить КСВ к величине 1,3 и ме-
нее. Реактивные составляющие, обуслов-
ленные индуктивной связью, компенсиру-
ются с помощью переменного конденсато-
ра (рис. 17.3), что также несколько снижает
КСВ фидера.
Рис. 17 3 Усовершенствованное индуктивное
согласование
Все элементы крепятся на носителе через
изоляцию. Здесь хорошо подходит вариант
с деревянной траверсой. Не всегда удается
найти подходящие изоляторы с прорезью
для трубок элементов. Надежное крепле-
ние обеспечивается блоками из влагостой-
кого синтетического материала (например,
полиэтилена) с разрезным отверстием под
трубку (рис. 17.4). Нижняя часть блока кре-
пится к перекладине, а верхняя притягива-
ется к ней болтами вместе с трубкой, обер-
нутой двумя-тремя слоями полиэтиленовой
]7.2. Миниатюрная направленная антенна W8YIN
289
Рис. 17.4. Разрез блока для крепления элемента
антенны
пленки ради лучшей фиксации и дополни-
тельной изоляции. Для направленной ми-
ни-антенны потребуется 12 таких блоков.
Элементы в блоках устанавливаются на
трех перекладинах длиной по 1,50 м, при-
крепленных к траверсе на соответствую-
щих расстояниях (2,75 и 1,53 м). Общая
длина деревянной конструкции составляет
4,30 м.
17.2. Миниатюрная
направленная
антенна W8YIN
В этом двухэлементном направленном по-
воротном излучателе для 40-метрового ди-
апазона используются элементы антенны в
виде спиралей, и потому каждый из них
имеет длину всего 2,55 м. На рис. 17.5 изоб-
ражена схема антенны с размерами, предло-
женными оператором W8YIN, а на рис. 17.6
показана антенна в сборе. Спирали навиты
вокруг тонкой несущей штанги и отделены
от нее распорками из диэлектрика. Во из-
бежание дополнительных потерь в провод-
нике спираль изготовлена из толстого алю-
миниевого провода с почти такой же прово-
димостью, как у медного. Рекомендуется
провод диаметром 4-6 мм, а лучше - мак-
симально широкая лента из легкого сплава.
Расстояние между элементами составля-
ет 0,1 X, то есть 2,05 м. При настройке сле-
дует учитывать, что пассивный элемент
служит директором. Автор указывает оди-
наковые размеры для излучателя и пассив-
ного элемента. Направленность антенны
регулируется малыми смещениями витков
пассивного элемента. Коаксиальный фи-
дер подключен индуктивно через катушку
связи.
Для предварительной настройки систе-
мы необходим волномер. Если резонанс ак-
тивного элемента приходится на 14100 кГц,
то резонансная частота директора должна
быть установлена на 14500 кГц.
При столь значительном укорочении эле-
ментов не может быть и речи о выигрыше
по усилению относительно полномерного
полуволнового вибратора. Это всего лишь
вынужденное решение, но на практике
оно эффективнее использования простого
727 М
727 М
м ,
8 витков с диаметром намотки 230 мм д^а^^ом 8 витков с диаметром намотки 230 мм
255 м
Пассивный элемент
Рис. 17.5. Миниатюрная двухэлементная направленная антенна W8YIN для 20-метрового диапазона
290
17. Направленные антенны с укороченными элементами
Рис. 17.6. Внешний вид антенны W8YIN
вибратора благодаря надежному подавле-
нию обратного излучения.
При необходимости спирали можно рас-
тягивать, удлиняя плечи элементов и, сле-
довательно, улучшая свойства антенны.
17.3. Укороченный излучатель
10-метрового диапазона
на удилищах
Удилища из полиэфирной смолы, армиро-
ванной стеклотканью, применялись в каче-
стве несущих штанг для спиралей в особо
легкой конструкции, которая основана на
принципе W8YIN. Эта смола служит хоро-
шим изолятором, поэтому витки спирали
лежат прямо на штанге. Для двухэлемент-
ной направленной антенны использована
пара таких удилищ длиной по 2 м (рис.
17.7). На каждом из удилищ активного эле-
мента равномерно навит медный провод
диаметром 2 мм и длиной 2,20 м, что обес-
печило резонанс на частоте 29 МГц. Тем же
способом на штангах рефлектора уложено
по 2,50 м этого провода, а его концы соеди-
нены в геометрическом центре рефлектора.
Входное сопротивление антенны состав-
ляло 60 Ом при расстоянии излучатель-
рефлектор 2,50 м, поэтому можно было пи-
тать систему напрямую через 60-омный ко-
аксиальный кабель. Как уже указывалось,
антенна настраивалась с помощью волно-
мера. Для снижения частоты витки спира-
ли надо сдвинуть в пучности тока посреди-
не элемента, уменьшая ее шаг, а для повы-
шения резонансной частоты - раздвинуть.
Настройка рефлектора на работающей ан-
тенне обеспечивает его максимальную эф-
фективность. С этой целью изменяют шаг
витков в пучности тока и измерителем на-
пряженности поля фиксируют достижение
максимума усиления главного луча вперед
или наибольшего подавления обратного
излучения.
По своим свойствам антенна очень близ-
ка к полномерному двухэлементному на-
правленному излучателю, так как длина ее
элементов составляет 4/5 от нормальной.
Однако для антенны характерны несколько
более высокие потери и сужение полосы
частот из-за тонкого провода. В [2-4] опи-
саны другие образцы направленных пово-
ротных излучателей такого же типа.
17.4. Укороченная рамочная
антенна
Рамочные антенны (см. раздел 15.1) так-
же поддаются укорочению. Для уменьше-
ния радиуса вращения в боковых мини-
мумах напряжения подключают отрезки
провода, исполняющие здесь роль конце-
вых емкостей (рис. 17.8). В отличие от
антенн с развернутыми элементами, ра-
мочные конструкции позволяют удобно
размещать концевые нагрузки без суще-
ственного увеличения ветровой и стати-
ческой нагрузок и полностью отказаться от
применения в пучностях тока удлиняющих
катушек, чреватых потерями и снижением
КПД антенны. Сопротивление излучения
мало меняется по сравнению с полномерной
17.4. Укороченная рамочная антенна
291
По 2,5 м медного провода диаметром 2 мм
60 Ом
Рис. 17.7. Укороченный излучатель
10-метрового диапазона на удилищах
рамкой, так что при укорочении рамки по-
лоса частот практически не сужается.
На рис. 17.8 приведены схемы укорочен-
ных рамочных элементов с концевой нагруз-
кой. Вариант, изображенный на рис. 17.8а,
хорошо подходит для ромбической рамки.
Цепочка емкостей в центре должна быть как
можно длиннее при минимальных потерях,
поскольку ее положение совпадает с макси-
мумом напряжения. Отрезки провода под
углом 45° служат для тонкой настройки.
Другой вариант (рис. 17.86) известен как
рамка с емкостной настройкой (Capacitor
Tuned Quad, C-T-Quad ). В нем облегчена
подстройка частоты, но требуется перемен-
ный конденсатор очень высокой электричес-
кой прочности.
Самой удачной по механическим и элек-
трическим свойствам следует признать схе-
му рамки на рис. 17.8в. Такая укороченная
квадратная петля строится прежде всего
для работы в диапазоне 20 м, причем на
практике добиваются укорочения до 40%.
Это означает, например, уменьшение дли-
ны стороны квадрата в 20-метровом диапа-
зоне с 5,30 до 3,18 м.
Оператор G3YDX описал мини-рамку 20-
метрового диапазона, схема которой пред-
ставлена на рис. 17.8в [5]. Устройство рамки
и ее параметры приведены на рис. 17.9. Пе-
риметр уменьшен на 40% относительно пол-
номерного варианта Несущая крестовина
Рис. 17 9. Элемент рамочной мини-антенны
G3YDX для 20-метрового диапазона
изготавливается из четырех бамбуковых
(лучше - стеклотканевых) штанг длиной по
2,25 м. На них крепятся отрезки провода
длиной по 0,97 м, которые служат для на-
стройки частоты посредством волномера
после окончательного монтажа антенны.
Элемент питается через симметрирующее
устройство 75-омным коаксиальным кабе-
лем. Практика показывает, что во многих
случаях рамочному элементу вообще не тре-
буется симметрирующее устройство.
Нетрудно построить и двухэлементную
рамочную мини-антенну, установив на рас-
стоянии 2,60 м (0,122 X) рамку-рефлектор
тех же размеров, что и активный элемент.
Действие такой рамки в качестве рефлекто-
ра обеспечивается настроечным шлейфом
длиной 1,5 м, подключаемым к рамке-реф-
лектору согласно схеме на рис. 15.10.
Судя по данным в табл. 15.1, входное со-
противление полномерной двухэлементной
рамочной антенны составляет 55 Ом при
расстоянии излучатель-рефлектор 0,12 X.
Входное сопротивление мини-рамки убыва-
ет до 22 Ом из-за укорочения элементов.
Чтобы обеспечить питание по кабелю про-
извольной длины, активный элемент снаб-
жается гамма-образным согласующим уст-
ройством длиной I = 0,90 м (см. рис. 15.12).
Для провода диаметром 2 мм расстояние D
Рис 17 8 Схемы укороченных рамочных элементов
292 17. Направленные антенны с укороченными элементами
равно 40 мм, а емкость С задается перемен-
ным конденсатором максимальной емкос-
тью 100 пФ. Такое устройство делает из-
лишним симметрирование. В разделе 15.4.1
содержатся подробные сведения о гамма-
образном элементе согласования.
Рамке меньших габаритов свойственно
меньшее усиление по сравнению с полномер-
ной рамочной антенной. По утверждению
G3YDX, усиление его антенны уменьшилось
лишь на 0,5 дБ, так что тщательная настрой-
ка должна обеспечивать усиление до 5 dBd.
По тем же причинам полоса пропускания не-
сколько сужается и составляет около 200 кГц
для диапазона частот, в котором КСВ не
превышает 2. Диаграмма направленности во
многом аналогична диаграмме полномерной
двухэлементной рамочной антенны.
Другие антенны описываются в [6, 7].
Литература к главе 17
[I] Collinge, С.: QST, June 1976.
[2] Hazelden, W.: A helical duobander. Radio Communication,
August 1982, pp. 683.
[3] Myers, R. M.; Greene, C.: A Bite Size Beam. QST, Sep-
tember 1973.
[4] Myers, R. M.; De Maw, D.: The HW-40 Micro Beam. QST,
February 1974.
[5] Stone, R. G. D.: Practical Design for a Capacity Hat Loaded
14-MHz Mini-Quad. Radio Communication, October 1976,
pp. 755-756.
[6] Seymour, C. J.: VHF Direction Finding with a miniaturized
beam antenna. Radio Communication, October 1983,
pp. 886—888.
[7] Frazier, D.: Mini-Quad Loops. 73 Amateur Radio, April
1993, pp. 10, 14.
Moxon, L. A.: High perfomance small beams. Ham Radio,
March 1979, pp. 12-24.
Courtier-Dutton, D. L.: Some Notes on a 7-MHz Linear-
Loaded Quad. QST, February 1972, pp. 14, 40.
18. Много диапазонные направленные
излучатели
Радиолюбители, желающие работать во всех
диапазонах дальней связи, пользуясь на-
правленными поворотными излучателями,
были бы вынуждены строить отдельную
антенну на каждый диапазон. Однако сре-
ди них найдется совсем немного людей, го-
товых пойти на такие расходы, поэтому
неоднократно предпринимались попытки
сконструировать направленную поворот-
ную антенну, которая способна работать
одновременно в двух-трех любительских
диапазонах.
Есть два основных класса многодиапа-
зонных антенн. Один из них объединяет
«ненастоящие» многодиапазонные антен-
ны, когда на одной опоре монтируется не-
сколько антенн, каждая из которых рассчи-
тана на единственный диапазон. Имеются
примеры систем из нескольких различных
антенн, возбуждаемых через общий фидер,
но во многих случаях отдельные антенны
питаются индивидуально. Их типичным
представителем служит трехдиапазонная
двойная рамочная антенна.
В класс «подлинных» многодиапазонных
антенн входят системы с единственным из-
лучателем, чаще всего основанные на приме-
нении многополосных колебательных кон-
туров, которые настраиваются в резонанс на
нескольких диапазонах. У каждого решения
есть свои достоинства и недостатки.
Многодиапазонные антенны, составлен-
ные из нескольких систем, немного бесфор-
менны, но, если говорить о рамочных антен-
нах, отличаются простотой изготовления из
проволочных элементов, приличным КПД
во всех диапазонах и легкостью настройки.
Поэтому при самостоятельном сооружении
многодиапазонных направленных поворот-
ных излучателей предпочтение обычно
отдается подобным трехдиапазонным ра-
мочным антеннам. «Подлинные» многоди-
апазонные направленные поворотные излу-
чатели более требовательны к точности ме-
ханических и электрических работ. Как
правило, они обеспечивают КПД, близ-
кий к КПД полномерной однодиапазонной
антенны, но только в одном любительском
диапазоне, а в остальных в той или иной
степени уступают родственным полномер-
ным антеннам. Обычно в подлинно много-
диапазонных антеннах используются удли-
няющие катушки, линейные удлиняющие
элементы и запирающие цепочки, описан-
ные в главе 17. Кроме того, «настоящим»
многодиапазонным антеннам свойственны
дополнительные потери, возникающие как
результат компромиссных решений. Впро-
чем, часто бывает так, что подобный мно-
годиапазонный излучатель, оказывается
единственной конструкцией, которую уда-
ется реализовать для практического обес-
печения дальнего радиообмена, поскольку
для него надо меньше места. Опытные ра-
диооператоры знают, что при таком обмене
важно не столько усиление, сколько форма
диаграммы направленности антенны, при-
чем главную роль играет диаграмма в вер-
тикальной плоскости.
Особое место занимают логопериодичес-
кие направленные антенны. Это истинно
широкополосные антенны, монотонно пере-
крывающие всю расчетную полосу частот. К
сожалению, они требуют так много места и
материальных затрат, что радиолюбители
способны справиться с их созданием только
в исключительных случаях и лишь в преде-
лах частотной области 14-30 МГц.
18.1. Трехдиапазонная
направленная поворотная
антенна G4ZU
(G. A. Bird - британский патент № 790576,1955 г.)
Оператор G4ZU разработал трехдиапазон-
ную остронаправленную антенну, которая
требует незначительного объема механичес-
ких работ, легко настраивается и при этом
весьма эффективна. Такой излучатель, вы-
пускаемый в Англии под названием Panda-
Beam, завоевал всеобщее признание [1-3].
294
18. Многодиапазонные направленные излучатели
Активный элемент
В данном случае применен способ возбуж-
дения через настроенный фидер, нехарак-
терный для антенн типа «волновой канал»
(директорных антенн). Чтобы разобраться
с принципом действия, сначала представим
себе распределение тока в двухпроводной
линии длиной 20 м (рис. 18.1). На графиках
тока видно, что на таком фидере из двух па-
раллельных проводов при резонансе укла-
дывается по две, три и четыре полуволны в
диапазонах 20, 15 и 10 м соответственно.
При этом мелкие неточности на разных
длинах волн сглаживаются универсальной
настроечной цепочкой.
Рис. 18.1. Двухпроводная линия длиной 20 м:
а - при возбуждении двумя полуволнами
(Л « 20 м); б - тремя полуволнами
(X ~ 15 м); в - четырьмя полуволнами (X « 10 м)
Если верхние концы той же линии ото-
гнуть наружу под прямым углом, положение
резонанса не изменится, но отогнутые концы
станут излучать приходящую к ним высоко-
частотную энергию и превратятся в излуча-
тель (рис. 18.2). Токи на рис. 18.1 и 18.2 пока-
заны не вполне строго, так как вся картина
настраивается точно на резонанс настро-
ечной цепочкой в зависимости от обстоя-
тельств. Поэтому узел тока не всегда прихо-
дится именно на вход фидера. Пренебрежем
этим обстоятельством ради доступности из-
ложения. Из рис. 18.2 ясно, что во всех пред-
ставленных случаях резонанс существует,
хотя сами излучающие отогнутые концы не
находятся в состоянии резонанса с рабочей
частотой. Часть излучателя как бы спрятана
в фидере. При этом следует ожидать опреде-
ленного ухудшения излучательной способ-
ности, особенно если отогнутые излучающие
отрезки намного короче полуволны.
Рис. 18.2. Преобразование 20-метровой линии
путем отгибания ее концов длиной 3,5 м:
а - возбуждение на длине волны 20 м (14 МГц);
б - на длине волны 15 м (21 МГц); в - на длине
волны Юм(28МГц)
На практике полную длину активного
элемента выбирают равной удвоенной дли-
не плеч 2 (3,65...3,85) м, что близко к усло-
вию полуволнового резонанса в 15-метро-
вом диапазоне. В этом случае на длину на-
строенного фидера остается 16,5 м, причем
строгого резонанса добиваются с помощью
антенной настроечной цепочки на входе
линии передачи энергии.
Потери фидера с волновым сопротивле-
нием 300-600 Ом должны быть минималь-
ными, и здесь хорошо подходит двухпро-
водная линия с воздушной изоляцией. Фи-
дер из плоского УКВ кабеля также вполне
пригоден, но для него характерны повы-
шенные потери. К тому же надо учитывать
его коэффициент укорочения (около 0,80,
так что длина фидера составит 13,5 м). В
качестве гибкого перехода от поворотной
антенны к проложенному двухпроводно-
му фидеру используется короткий отрезок
300-омного плоского кабеля. Различия ко-
эффициентов укорочения и связанные с
ними вариации электрической длины ли-
ний передачи скрадываются настроечной
цепочкой.
Чтобы ослабить влияние длины настро-
енного фидера, его вход подключают к вы-
ходному контуру оконечного каскада пере-
датчика через симметричный П-образный
фильтр (рис. 18.3). Такой фильтр нижних ча-
стот не только позволяет упростить и сде-
лать более точной настройку системы в це-
лом, но и подавляет высшие гармоники, что
особенно важно для многодиапазонной
направленной антенны, резонансной по
отношению к ним. Излучающий отрезок
18.1. Трехдиапазонная направленная поворотная антенна G4ZU
295
Рис. 18.3. Активный элемент направленного поворотного излучателя G4ZU
многодиапазонной направленной антенны
G4ZU несколько длиннее полуволны 15-мет-
рового диапазона. Тот же отрезок имеет дли-
ну укороченного волнового вибратора для
10-метрового диапазона, а в диапазоне 20 м
действует как укороченный полуволновый
элемент. Поэтому входное сопротивление в
точках XX сильно различается для разных
режимов работы системы и отягощено ре-
активными составляющими. Отсюда выте-
кает необходимость применять настроен-
ный фидер.
Пассивные многодиапазонные элементы
На рис. 18.4а показан элемент, который
служит директором одновременно на час-
тотах 21 и 28 МГц благодаря включению
удлиняющей катушки в сочетании с чет-
вертьволновым шлейфом. Этот элемент
общей длиной 4,90 м рассчитывался как ди-
ректор для 10-метрового диапазона. Катуш-
ка Ld, включенная в геометрическом цен-
тре, вызывает электрическое удлинение
элемента, и, следовательно, директорный
эффект в 15-метровом диапазоне. Теперь
остается выключить эту катушку ради под-
держания режима 10-метрового диапазона,
не утратив при этом ее влияния на резонанс
на 15 м. Для этого параллельно катушке LD
включается разомкнутая двухпроводная
линия, электрическая длина которой под-
держивает четвертьволновый резонанс на
частоте 28 МГц. Разомкнутая четвертьвол-
новая линия выполняет функции последо-
вательного резонансного контура (рис. 5.29).
Как известно, такой контур характеризу-
ется крайне низким сопротивлением на
резонансной частоте, но решительно отсе-
кает остальные частоты. Поэтому контур-
шлейф, включенный параллельно катушке
Ld, как бы накоротко замыкает ее на часто-
те 28 МГц. Напротив, в 15-метровом диапа-
зоне длина шлейфа менее Х/4, и он действу-
ет как емкость (рис. 5.29), которую надо
учитывать при расчете удлиняющей катуш-
ки. Таким образом, разомкнутый четверть-
волновый шлейф служит автоматическим
частотно-избирательным переключателем,
поддерживающим двухдиапазонный ре-
жим работы директора.
При том же эффекте индуктивность уд-
линяющей катушки может быть представ-
лена в качестве замкнутого двухпроводно-
го шлейфа с электрической длиной менее
Х/4 (рис. 5.29). Тогда получается директор
направленной антенны G4ZU (рис. 18.5).
Рефлектор на рис. 18.46 имеет длину 7,10 м
и в сочетании с четвертьволновым шлей-
фом, рассчитанным на частоту 20 МГц, вы-
полняет функции рефлектора 15-метрового
296
18. Многодиапазонные направленные излучатели
а)
* 4,90 м
ld
х Разомкнутый
четвертьволновый
шлейф на 28 МГц
Рис. 18.4. Пассивные многодиапазонные
элементы: а - директор для частот 21 и 28 МГц;
б - рефлектор для частот 14,21 и 28 МГц
диапазона. Удлиняющая катушка LR на-
страивает рефлектор в резонанс в 20-метро-
вом диапазоне. Как и в случае директора, на
частоте 21 МГц удлиняющая катушка LR
закорачивается четвертьволновым шлей-
фом. При возбуждении на частоте 14 МГц
эта катушка функционирует при неболь-
шой емкостной нагрузке, создаваемой ра-
зомкнутым шлейфом. Рефлектор (несмот-
ря на избыточность своей длины для часто-
ты 28 МГц) хорошо работает и в данной
области. Настройка рефлектора необяза-
тельна, если он электрически длиннее ак-
тивного элемента (пример - рефлекторные
полотна). Но такая конфигурация позволя-
ет настраивать многодиапазонный рефлек-
тор как двойной рефлектор на частоте
28 МГц. С этой цельно параллельно удлиня-
ющей катушке включается подстроечный
конденсатор (пунктир на рис. 18.46). Тогда
разомкнутый четвертьволновый шлейф с
fpe3 = 20 МГц на частоте 28 МГц служит ин-
дуктивностью, поскольку его электричес-
кая длина на данной частоте равна четвер-
ти длины волны. Эта индуктивность парал-
лельна удлиняющей катушке LR, так что их
общая индуктивность крайне мала по вели-
чине закон - Кирхгофа (Kirchhoff), - и пу-
тем соответствующей подстройки конденса-
тора удается установить параллельный резо-
нанс на частоте 28 МГц, при котором плечо
вибратора становится настроенным реф-
лектором. Обычно к описанной процедуре
Резонанс
на рабочей
высоте при 22150
и 29900 кГц
Разомкнутый шлейф
из плоского кабеля
300 Ом, 1,8 м
Рис. 18.5. Директор направленной антенны
G4ZU
не прибегают из-за сложностей настрой-
ки и необходимости изменять удлиняю-
щую катушку. Но рефлекторный эффект на
28 МГц реализуется без особых настроек, и
незначительное улучшение данного эффек-
та никак не связано с необходимостью до-
полнительных регулировок.
В случае рефлектора индуктивность уд-
линяющей катушки также заменяется ко-
роткозамкнутым шлейфом, что и изображе-
но на рис. 18.6 для рефлектора антенны
G4ZU. Длина шлейфа составляет 1,30 м, а
его резонанс устанавливается на часто-
те 13,5 МГц посредством подбора положе-
ния замыкающей перемычки. Разомкнутый
четвертьволновый шлейф рассчитывают
на резонансную частоту 20,3 МГц, соответ-
ствующую длине волны 14,778 м. Тогда чет-
верть волны становится близкой к 3,70 м.
Если шлейф сделать из 300-омного плос-
кого УКВ кабеля с коэффициентом укоро-
чения 0,80-0,82, то длина линии составит
приблизительно 3 м. Другие типы линий
также пригодны на роль четвертьволнового
шлейфа, лишь бы при расчете его длины
учитывался их коэффициент укорочения.
Калиброванный волномер позволяет доби-
ваться резонанса без всяких трудностей.
Аналогичные соотношения реализуются и
применительно к двухдиапазонному дирек-
тору на рис. .18.5. В этом случае замкнутый
шлейф длиной 0,40 м служит для установки
резонансной частоты 22,15 МГц, а разомкну-
тым шлейфом поддерживается четвертьвол-
новый резонанс на частоте 29,9 МГц. Но по-
скольку развернутый директорный элемент
оказывается слишком длинным для обеспе-
чения директорного эффекта, разомкнутый
четвертьволновый шлейф должен быть ко-
роче Х/4, чтобы при его включении добить-
ся резонанса на частоте 29,9 МГц. Длина
шлейфа составляет 1,80 м, что соответству-
ет электрической длине 2,25 м с учетом ко-
эффициента укорочения 0,80.
18.1. Трехдиапазонная направленная поворотная антенна G4ZU
297
»130м
355 м
355 м
Резонанс
на рабочей высоте
при 13500 и 20300 кГц
Разомкнутый шлейф
из плоского кабеля
300 Ом, 3,0 м
Рис. 18.6. Рефлектор направленной антенны G4ZU
Схема направленной антенны G4ZU
в сборе
Эта схема представлена на рис. 18.7. В дан-
ном варианте используется пара несущих
труб с расстоянием между ними в 120 мм.
Одновременно они образуют замкнутый
шлейф для директора и рефлектора. Актив-
ный элемент изолирован от несущих труб,
что также видно из рис. 18.3. Напротив, с
ними гальванически связаны директор и
рефлектор. Разумеется, здесь применимы и
деревянные несущие конструкции с замк-
нутым шлейфом в виде трубок или полос
легкого сплава соответствующей длины.
Разомкнутые шлейфы из плоского кабе-
ля, показанные свободно висящими, могут
быть уложены в открытых трубах для за-
щиты от атмосферных воздействий и без
ущерба для функционирования антенны,
но тогда и настройку придется делать при
том же положении шлейфов.
В 20-метровом диапазоне директор не
действует, и антенна работает как укоро-
ченный двухэлементный направленный
излучатель, а настройка затруднена тем,
что расстояние до рефлектора не должно
превышать Х/10. Здесь полоса частот уже,
а усиление ниже, чем у полномерного
двухэлементного направленного излуча-
теля при большем расстоянии до рефлек-
тора.
В диапазоне 15 м действуют три элемен-
та антенны G4ZU. Расстояния между эле-
ментами отвечают норме, поэтому следу-
ет ожидать усиления на 6 dBd, равно как
и улучшения остальных характеристик,
свойственных обычной трехэлементной ди-
ректорной антенне.
Однако качества G4ZU наилучшим обра-
зом проявляются в 10-метровом диапазоне,
где антенна работает с удлиненными эле-
ментами. Усиление достигает 7 dBd. На-
стройка на 10- и 15-метровый режимы ме-
нее критична, чем в диапазоне 20 м.
18.1.1. Образец для копирования
остронаправленной
трехдиапазонной антенны G4ZU
Схема и параметры апробированного образ-
ца антенны G4ZU приведены на рис. 18.8.
Указаны размеры варианта антенны про-
мышленного изготовления, проверенные
практикой.
По конструктивным соображениям пле-
чи вибраторов собраны из толстой и тонкой
трубок легкого сплава. При этом их разме-
ры подобраны так, чтобы тонкая внутрен-
няя трубка телескопически перемещалась в
толстой внешней. Тем самым снижается вес
и ветровое сопротивление системы, а также
повышается ее механическая прочность.
Тонкая трубка выдвигается из толстой в за-
висимости от требуемой длины элементов.
Используются трубки следующих раз-
меров:
• Аь А2 длиной по 1,25 м - дюраль, диа-
метр 18 мм, толщина стенки 1 мм;
• Вь В2 длиной по 1,25 м - дюраль, диа-
метр 22 мм, толщина стенки 2 мм;
• Сь С2 длиной по 1,75 м - дюраль, диа-
метр 18 мм, толщина стенки 1 мм;
298
18. Многодиапазонные направленные излучатели
220 М . 755 М
Разомкнутый фидер подключен
к точкам )0( (рис. 18.3)
Разомкнутый шлейф
: ИЗ ПЛОСКОГО КЭбвЛЯ
300 Ом, 3,0 м
Рис. 18.7. Остронаправленная трехдиапазонная антенна G4ZU
• Db D2 длиной по 2,00 м - дюраль, диа-
метр 22 мм, толщина стенки 2 мм;
• Еь Е2 длиной по 1,85 м - дюраль, диа-
метр 18 мм, толщина стенки 1 мм;
• Fb F2 длиной по 2,00 м - дюраль, диаметр
22 мм, толщина стенки 2 мм;
• Gb G2 длиной по 3,68 м - дюраль, диа-
метр 30 мм, толщина стенки 2 мм.
Все три элемента сделаны с промежут-
ком в геометрическим центре; директор и
рефлектор закреплены на несущих трубах
без изоляции, а активный элемент от них
изолирован (рис. 18.9). Для крепления эле-
ментов применяются швеллерные опоры из
легкого сплава длиной по 0,7 м, на которых
и фиксируются элементы через соответ-
ствующие изоляторы (рис. 18.9 и 18.10).
Несущая конструкция антенны образована
парой параллельных траверс из дюралевых
трубок длиной по 3,68 м. Система крепится
на опорной мачте в центре тяжести, который
Рис. 18.8. Размеры проверенного образца антенны G4ZU
18.1. Трехдиапазонная направленная поворотная антенна G4ZU
299
Труба Стопорные п Дюралевый
траверсы скобы ?'°бРз0х50х30°ФИЛЬ
толщиной 3 мм
г3 и длиной 0,70 м
Изоляторы
450-омный фидер
длиной 11,6-12,0 м
Рис. 18.9. Активный элемент с фидером
отстоит на 1,70 м от концов траверс со сто-
роны директора. Две перемычки накорот-
ко замыкают трубки траверс и образуют
замкнутые индуктивные шлейфы из их
внешних отрезков. Разомкнутые четверть-
волновые отрезки плоского кабеля разме-
щаются внутри траверс (рис. 18.106). Ос-
тальные особенности конструкции легко
понять из рис. 18.9 и 18.10.
При настройке системы не обойтись без
волномера. После сборки параллельных
трубчатых траверс в них вставляются оба
разомкнутых шлейфа из плоского кабеля
(рис. 18.106). К его концам, выступающим
из трубок, подключается волномер и опре-
деляется резонансная частота шлейфов, ко-
торая должна составлять ровно 28 МГц
у шлейфа на стороне директора и 21 МГц
у шлейфа рядом с рефлектором. Добив-
шись резонанса шлейфов на этих частотах
подбором их длины, концы кабеля фикси-
руют в трубках деревянными пробками и
заделывают, заботясь о водонепроницаемо-
сти. Только теперь элементы привинчива-
ют к несущей конструкции. Для предотвра-
щения коррозии обязательно следует при-
менять оцинкованные болты и гайки или
метизы с другим антикоррозионным по-
крытием. Во избежание механических на-
пряжений в изоляторах их крепят через ко-
жаные прокладки. Концы шлейфов, высту-
пающие из трубчатых траверс, соединяют
с соответствующими элементами (дирек-
тором или рефлектором), обеспечивая на-
дежный электрический контакт. Теперь
приступают к настройке системы в целом,
а)
Трубки
траверсы
Дюралевый
П-образный профиль
30x50x30
Изоляторы толщиной 3 мм
Короткозамыкающая Плоский кабель и Длиной 0>70 м
перемычка 300 Ом, длиной 3,1 м
б) Г.
Сторона
директора
fpE3 - 28 МГц
ТрЕз= 21 МГц
Сторона
рефлектора
Плоский кабель
300 Ом, длиной 2,1 м
Рис. 18.10. Устройство и настройка пассивных элементов: а -конструкции директора и рефлектора;
б - траверсы с настроечными шлейфами
fpE3= 13,95 МГц
300
18. Многодиапазонные направленные излучатели
Измерительный
преобразователь с индикатором
о— 11----
Клеммы —
для подключения у
фидера j -SO
Коаксиальный
разъем
3 передатчика
L3 ХЮ-150
Рис. 18.11. Схема настроечного блока для
антенны G4ZU: Ц и Ь2 - по 4 витка медного
провода диаметром 1,5 мм, L3 - 3 витка того же
провода; бескаркасные катушки с диаметром
намотки 40 мм
установив ее на высоте 2 м над землей. Вол-
номер подключают к замкнутым шлейфам
на концах траверс и, перемещая перемычки,
настраивают шлейф со стороны директо-
ра на резонансную частоту 20,55 МГц, а
шлейф со стороны рефлектора - на 13,95 МГц.
На этом общая настройка заканчивается, и
антенна устанавливается на своей рабочей
площадке. Последующая тонкая подстрой-
ка сводится к регулировке позиций пере-
мычек замкнутых шлейфов. Об успехе дан-
ной процедуры судят по показаниям изме-
рителя напряженности поля.
Излучателю настройка не требуется, по-
скольку он образует резонансную систему
не сам, а лишь вместе с настроенным фиде-
ром. Фидером служит двухпроводная ли-
ния длиной 11,6-12,0 м с воздушной изоля-
цией и волновым сопротивлением 450 Ом.
Схема настроечного блока, рассчитанная на
низкоомный и несимметричный выход пе-
редатчика, представлена на рис. 18.11.
18.1.2. Модификация антенны G4ZU
Согласно рис. 18.4, замкнутые шлейфы реф-
лектора и директора антенны G4ZU заме-
няются катушками равной электрической
эффективности, что позволяет отказаться
от параллельных труб и изготовить каркас
антенны целиком из дерева.
Впрочем, потери в катушках больше, чем
в шлейфе из толстых труб. Механическая
и электрическая нестабильность катушки
вследствие погодных влияний служит еще
одним фактором неопределенности, ука-
зывающим на преимущество замкнутого
шлейфа. Тем не менее в ряде случаев пред-
почтительна версия антенны G4ZU с ка-
тушками (рис. 18.12).
Особенность этого подхода кроется в ра-
зомкнутых шлейфах из коаксиального ка-
беля, которые можно спрятать внутри тру-
бок элементов. Коаксиальные шлейфы не-
специфичны для данной версии антенны
fPE3 = 22,15
и 29,90 МГц
2^5 М
Разомкнутый шлейф
из коаксиального
кабеля длиной 1,1м
2{t5 М______.
4,5 витка провода с диаметром намотки 20 мм
**3,85 М
Длина некритична
50
**385 м
Длина некритична
50
Настроенный
фидер длиной 16 м
12 витков провода
с диаметром намотки 20 мм
3,75 м_______ ________3,75 м
fpE3=13,5
и 20,3 МГц
Разомкнутый шлейф
из коаксиального
кабеля длиной 2,35 м
Рис. 18.12. Модификация антенны G4ZU
5
5
18.2. Трехдиапазонная остронаправленная антенна VK2AOU
301
G4ZU: они применяются и в других ее ва-
риантах вместо шлейфов из плоского кабе-
ля (с учетом коэффициента укорочения).
Если коаксиальные шлейфы решено разме-
щать вне трубок, их следует закрепить ско-
бами на деревянном каркасе.
Элементы антенны крепятся на перекла-
динах из твердой древесины, устанавлива-
емых на параллельных несущих брусьях
(рис. 18.13). При отсутствии подходящих
изоляторов удобно воспользоваться разрез-
ными обоймами, показанными на рис. 17.4.
Практический вариант монтажа рефлекто-
ра и директора показан на рис. 18.14. Ка-
тушка намотана на полистироловом цилин-
дре, служащем также для сочленения плеч
элемента. Здесь пригодны и другие высоко-
качественные влагостойкие синтетические
материалы (полиэтилен, акрил и др.), но
самыми подходящими являются полимеры,
армированные стеклотканью.
/ Y37 Перекладина
Изоляторы из твердой древесины
Парные деревянные
брусья
Рис. 18.13. Вариант крепления элементов
антенны G4ZU
Катушка
Соединения
кабеля и катушки
герметизировать!
Цилиндр
из полистирола
Шлейф
из коаксиального
кабеля
।
Разомкнуто
Рис. 18.14. Вариант исполнения средней части
рефлектора и директора
18.2. Трехдиапазонная
остронаправленная
антенна VK2AOU
Кроме резонанса на первой гармонике виб-
ратору свойственны резонансы на третьей,
пятой и более высоких нечетных гармони-
ках. Для получения резонансов на любых
трех частотах требуется три резонансных
контура. Возможны схемы из одного после-
довательного и двух параллельных контуров
(рис. 18.15а) или из двух последовательных
и одного параллельного (рис. 18.156). В обо-
их случаях последовательный контур об-
разуется вибратором. В своей антенне опе-
ратор VK2AOU применил схему, показан-
ную на рис. 18.15а, с двумя параллельными
колебательными контурами [4]. Устройство
многодиапазонного элемента с вибратором
представлено на рис. 18.16. В этом варианте
все емкости также заменяются разомкнуты-
ми шлейфами соответствующей длины, но
автор предпочел использовать переменные
конденсаторы и катушки ради сокращения
затрат на механические работы и удобства
настройки.
Рис. 18.15. Трехдиапазонные контуры:
f, - вибраторный последовательный контур
Рис. 18.16. Многодиапазонный элемент
Прежние расчеты величин L и С умест-
ны здесь едва ли, так как любое изменение
одного из элементов схемы влияет на весь
комплекс. Правильные значения и установ-
ки проще определить опытным путем при
помощи волномера.
Оператор VK2AOU создал остронаправ-
ленную антенну, у которой три элемента ра-
ботают во всех трех ее диапазонах. Она пи-
тается через один из согласованных фиде-
ров любого типа и требует использования
двух фидеров. Один применяется в режиме
10-метрового диапазона, а другой служит
для возбуждения антенны в диапазонах 15
и 20 м. Автор привел исчерпывающие све-
дения о своей антенне, что при аккуратном
копировании гарантирует успех.
302
18. Многодиапазонные направленные излучатели
3,15 м
Директор
5
Й.
3/юм
Вибратор
5
Параметры
схемных элементов
указаны в тексте
75
3,40 м
3.15м
361 м
361м
1-5 Ц
Рефлектор
&5Т
Рис. 18.17. Трехдиапазонная антенна VK2AOU
Трехдиапазонная остронаправленная ан-
тенна возникла в результате развития ми-
ниатюрной антенны VK2AOU (см. раздел
17.1). Размеры элементов и расстояния
между ними остались прежними, но место
удлиняющих катушек заняли параллель-
ные резонансные контуры. Устройство
трехдиапазонной остронаправленной ан-
тенны VK2AOU понятно из рис. 18.17.
Параметры схемных элементов
Элементы схемы на рис. 18.17 характеризу-
ются следующими параметрами:
• директор:
- катушка Ц - четыре витка на длине
45 мм диаметром 40 мм;
- катушка L2 - семь витков на длине
70 мм диаметром 40 мм;
- конденсатор - среднее значение ем-
кости 65 пФ;
- конденсатор С2 - среднее значение ем-
кости 100 пФ;
• активный элемент:
- катушка L3 - пять витков на длине
50 мм диаметром 40 мм;
- катушка Ь4 - семь витков на длине
45 мм диаметром 40 мм;
- катушка LK1 - два витка свободно по-
верх L3 (катушка связи для 10-метрово-
го диапазона при питании через 60-ом-
ный коаксиальный кабель произволь-
ной длины);
- катушка LK2 - три витка свободно
поверх L4 (катушка связи для 15- и
20-метрового диапазонов при питании
через 60-омный коаксиальный кабель
произвольной длины);
- конденсатор С3 - среднее значение ем-
кости 62 пФ;
- конденсатор С4 - среднее значение ем-
кости 85 пФ;
• рефлектор:
- катушка L3 - шесть витков на длине
47 мм диаметром 40 мм;
- катушка L6 - восемь витков на длине
60 мм диаметром 40 мм;
- конденсатор С5 - среднее значение ем-
кости 60 пФ;
- конденсатор С6 - среднее значение ем-
кости 70 пФ.
Ко всем катушкам проложены провода
длиной по 50 мм, а ко всем конденсато-
рам - по 100 мм. Для катушек связи LKi и
LK2 даны ориентировочные значения на
случай питания антенны через (60-75)-ом-
ный коаксиальный кабель. Для линий пере-
дачи с более высоким волновым сопротив-
лением следует соответственно увеличить
количество витков.
Влияние катушек каждого элемента друг
на друга должно быть сведено к мини-
муму. Для этого катушки устанавливают-
ся так, чтобы их оси были взаимно перпен-
дикулярны (рис. 18.17). Оператор VK2AOU
применял стабильные навесные катуш-
ки диаметром 40 мм. Для механичес-
кой конструкции антенны в целом подхо-
дят решения, использованные при создании
18.2. Трехдиапазонная остронаправленная антенна VK2AOU
303
миниатюрной антенны VK2AOU (см. раз-
дел 17.1). Элементы образцовой антенны
изготавливались из дюралевых трубок ди-
аметром 21 мм, но практически годятся
трубки любого диаметра и типа, отвечаю-
щие конструктивным требованиям.
Настройка
Сначала элементы по отдельности настра-
ивают на расчетные резонансные частоты
с помощью гетеродинного волномера. Его
генератор легко связывается с катушками,
благодаря чему резонансные частоты ин-
дицируются четко и однозначно. При пер-
вой грубой настройке устанавливается
достаточно жесткая связь с катушкой, а
при окончательной выбирают более сла-
бую связь, чтобы лучше распознавался ре-
зонансный провал.
Три резонанса активного элемента соответ-
ствуют искомым рабочим частотам. Обычно
их приурочивают к серединам диапазонов:
14,15,21,20 и 28,50 МГц. Рефлектор настраи-
вается на частоты 13,45, 20,14 и 27,07 МГц,
которые на 5% ниже рабочих, а директор - на
частоты 14,72,22,05 и 29,65 МГц, превышаю-
щие рабочие на 4%.
На эти частоты настраивается антенна,
смонтированная на своей эксплуатацион-
ной высоте. Предварительная настройка
выполняется и на уровне человеческого ро-
ста, но надо учитывать уменьшение резо-
нансных частот из-за емкостных эффектов,
обусловленных близостью земной поверх-
ности. Оператор VK2AOU установил, что
при настройке антенны, находящейся на
расстоянии 2 м от хорошо проводящего
грунта, отрицательное смещение составля-
ет 350 кГц относительно резонансной час-
тоты 14 МГц. Поэтому антенна вблизи зем-
ной поверхности настраивается на соответ-
ственно пониженные резонансные частоты.
Для излучателя, например, они должны со-
ставлять 13,85, 20,90 и 28,20 МГц. Пропор-
ционально понижаются и резонансные час-
тоты пассивных элементов. Тогда есть на-
дежда, что при установке антенны на рабо-
чей высоте ее настройка окажется близкой
к правильной.
Настройка катушек не слишком критич-
на; большие катушки L2, Ь4 и L6 влияют
прежде всего на резонанс при частоте
14 МГц. Соответствующие им конденсато-
ры С2, С4 и С6 воздействуют в основном на
резонанс при частоте 21 МГц, хотя, есте-
ственно, они «задевают» и настройки на ча-
стоте 14 МГц. Малыми катушками Lb L3 и
L5 настраивается преимущественно резо-
нанс на 21 МГц, тогда как от конденсаторов
Ci, С3 и С5 в большой степени зависит ре-
зонанс при 28 МГц. Особенно сильно влия-
ние конденсаторов С5 и С6. Поэтому целе-
сообразно применять только переменные
или высококачественные подстроечные
конденсаторы. Настроечные контуры реко-
мендуется поместить в пластиковый кор-
пус для защиты от атмосферных воздей-
ствий.
По завершении «холодной» настройки на
резонансные частоты с помощью волноме-
ра приступают к настройке антенны в рабо-
чем состоянии. С этой целью трехэлемент-
ную антенну возбуждают от передатчика
через «свой» фидер и добиваются макси-
мального усиления при наилучшем подав-
лении обратного излучения, определяя их
по показаниям максимально удаленного
измерителя напряженности поля.
Настройку антенны на максимальную эф-
фективность начинают с частотных интерва-
лов около 14 и 21 МГц. Емкость конденса-
торов для регулировок в этих интервалах
изменяют поочередно и с очень малыми
приращениями. Изменение настройки в
диапазоне 20 м «захватывает» резонанс в
15-метровом диапазоне и наоборот. После
нахождения оптимума в обоих диапазонах
отмечают положение движков настроечных
конденсаторов и больше их не трогают. При
настройке 10-метрового диапазона ограни-
чиваются мелкими регулировками с помо-
щью конденсаторов Сь С3 и С5. Тщательный
подбор их емкостей не требуется, поскольку
оптимум очень размыт.
Ошибки регулировки возникают прежде
всего при настройке пассивных элементов.
Если, например, рефлектор будет настроен
слишком «коротким», он может превратить-
ся в директор, и наоборот. При этом ошибоч-
но настроенным оказывается только один из
элементов: либо рефлектор становится ди-
ректором, либо директор обретает свойства
рефлектора. Данное обстоятельство выра-
жается в резком ослаблении прямого излу-
чения. Чтобы вовремя исправлять подобные
ошибки, VK2AOU рекомендует одновре-
менно использовать два индикатора напря-
женности поля: один - для контроля прямо-
го излучения, второй - для обратного. Успех
настройки зависит от ее систематичности.
Весь процесс напоминает регулировку кон-
туров супергетеродина.
Процедура несколько упростится без
ущерба для эффективности, если активный
304
18. Многодиапазонные направленные излучатели
элемент выполнить по образцу излучателя
G4ZU (рис. 18.3) и возбуждать антенну че-
рез настроенный фидер. Тогда настройка на
соответствующие резонансы понадобится
только директору и рефлектору, а резонанс
активного элемента обеспечит настроеч-
ный блок антенны на конце фидера.
В режимах 10- и 15-метрового диапазо-
нов антенна VK2AOU обладает примерно
теми же свойствами, что и G4ZU, а в диапа-
зоне 20 м несколько ее превосходит, по-
скольку в этом случае задействованы три
укороченных элемента, хотя и при малых
расстояниях между ними.
18.3. Трехдиапазонная
остронаправленная
антенна DL1FK
Трехдиапазонная остронаправленная ан-
тенна DL1FK отличается легкостью и край-
ней простотой конструкции. По своей эф-
фективности она не уступает своим более
весомым родственницам. Но главная ее
особенность - новое устройство пассивных
элементов. Поскольку речь идет о малоиз-
вестном и весьма рациональном решении,
стоит подробнее рассмотреть возможности
копирования этой антенны [5-7].
Активный элемент
В принципе этот элемент (рис. 18.18) ана-
логичен излучающему элементу антенны
G4ZU (см. раздел 18.1), но обладает рядом
конструктивных удобств. Общая его длина
составляет 8 м и, следовательно, лишь не-
намного превышает резонансную длину в
15-метровом диапазоне. Точный резонанс
для всех трех диапазонов поддерживается
благодаря настроенному фидеру и антен-
ному настроечному блоку на его входе.
Для изготовления элемента используются
дюралевые трубки, диаметр которых сту-
пенчато убывает от центра к его внешнему
концу.
Размеры отдельных деталей на рис. 18.18:
• и — дюраль, трубки длиной по 2,00 м, ди-
аметром 20 мм при толщине стенки 1 мм;
• v - дюраль, трубки длиной по 1,00 м, ди-
аметром 18 мм при толщине стенки 1 мм;
• w - трубки из влагостойкого пластика с
малыми потерями длиной по 0,20 м и диа-
метром 16 мм при толщине стенок 2-4 мм;
• х - дюраль, трубки длиной по 0,6 м, диа-
метром 10-12 мм при толщине стенки
1 мм;
• у - шлейфы из алюминиевого провода
сечением 2-4 мм, диаметр витка 100 мм;
• Z - несущая перекладина из дюралевого
швеллера длиной 1,30 м;
• L - катушка поверх w, шесть витков алю-
миниевого провода сечением 3-6 мм на
каркасе диаметром 30 мм и длиной 100 мм.
Для дюралевых трубок вполне достаточ-
на толщина стенки 1 мм. Здесь используют-
ся доступные стандартные материалы, так
как вариации в небольших пределах не ока-
зывают заметного влияния.
Оба плеча излучателя крепятся через
изоляторы на несущей перекладине из
пары параллельных швеллеров. С этой за-
дачей справятся и деревянные переклади-
ны, но они окажутся тяжелее. На несущей
траверсе, которая образована двумя парал-
лельными дюралевыми трубами длиной по
2 м, закреплены перекладины из швеллера.
Если плечи излучателя провисают слиш-
ком сильно, их подвешивают на растяжках
от концов излучателя к дополнительному
вертикальному стержню на траверсе. В
принципе здесь применимы излучатели
любых трехдиапазонных антенн (напри-
мер, от VK2AOU или W3DZZ).
Важно, чтобы электрическая длина ак-
тивного элемента в 20-метровом диапазоне
была не меньше Х/2; она не должна превы-
шать 1,2 X в диапазоне 10 м (2x0,6 X). В не-
которых конструкциях это требование не
соблюдается, и пучность тока, генерирую-
щая самое сильное магнитное поле, прихо-
дится на фидер или согласующий блок.
Рис. 18.18. Активный элемент антенны DL1FK
18.3. Трехдиапазонная остронаправленная антенна DL1FK
305
Активный элемент в диапазонах 10 и 15 м
состоит из двух коллинеарных полувол-
новых отрезков (вибраторный ряд) с син-
фазным возбуждением. Тем самым в этих
диапазонах только один излучатель обес-
печивает усиление величиной до 1,7 дБ. В
20-метровом диапазоне укороченный излу-
чатель не так хорош, как полномерный по-
луволновый вибратор.
Частотно-зависимое электрическое уд-
линение излучателя осуществляется благо-
даря удлиняющим катушкам L и концевым
емкостям проволочных петель у. Здесь надо
проследить за тем, чтобы максимумы тока
оптимальным образом поддерживали излу-
чение радиоволн.
Питание
Настроенный фидер должен быть рассчи-
тан так, чтобы ни в одном из рабочих диа-
пазонов максимум тока или напряжения не
располагался на его конце. В противном
случае, как уже говорилось, в фидере обра-
зуются синфазные волны и он начинает из-
лучать столь же интенсивно, как сама ан-
тенна. В системе DL1FK это требование
удовлетворяется благодаря применению
фидера длиной 17,2 м. Подходят также фи-
деры длиной по 12 или 23 м.
Очень легкий и удобный двухпроводный
фидер изготавливается из антенного кана-
тика с распорками для фиксации проме-
жутка в 50 мм между проводниками: из
кембрика с внешним диаметром 8 мм наре-
зают отрезки длиной по 0,3-0,4 м и на про-
водники в одинаковой последовательности
нанизывают эти отрезки поочередно с рас-
порками, пока они не покроют весь фидер
(рис. 18.19). Таким способом фидеру, наря-
ду с формой, обеспечивают дополнитель-
ную изоляцию. Распорки нарезают из пла-
стика и в каждой из них на расстоянии
50 мм сверлят отверстия, диаметр которых
достаточен для свободного прохода антен-
ного канатика. Фидер подключается к око-
нечному каскаду передатчика через соот-
ветствующий блок связи.
Рис. 18.19. Фидер
Пассивные элементы
Сказанное об излучателе антенны DL1FK и
его питании содержит мало нового. Что же
касается ее пассивных элементов, то они
весьма оригинальны. Их резонанс на рабочих
частотах обеспечивается тем, что части эле-
ментов, симметричные относительно своей
середины, образуют резонансные контуры
для требуемых частот. Конструкция конту-
ров обеспечивает их высокую добротность,
а части элементов вне контура примыкают
к тому месту резонансного контура, кото-
рое соответствует его входу (рис. 18.20).
Кроме собственно пассивных элементов
имеется два линейных настроечных звена
Kt и К2, в принципе позволяющих настраи-
ваться на три частоты. Величины индук-
тивности L и емкости С подбирают путем
смещения скоб Sj и S2 и с помощью пере-
менных конденсаторов.
Рис. 18.20. Схема трехдиапазонного элемента
антенны DL1FK: S, и S2 - хомутики,
перемещаемые вдоль трубки; С, и С2 -
переменные конденсаторы максимальной
емкостью 50-100 пФ
Если длина элемента рассчитана на сред-
нюю из рабочих частот (например, на
21 МГц, причем лучше, чтобы она была не-
сколько больше необходимой), то Ct обес-
печивает электрическое укорочение. Одно-
временно устанавливается резонанс для
более низкой рабочей частоты (например,
14 МГц) с помощью С2 и отрезка элемента
между двумя S2. При этом элемент для
14 МГц оказывается более избирательным,
чем полномерный элемент 20-метрового
диапазона вследствие сужения полосы час-
тот. Аналогично Kj вместе с Ct и St образу-
ют резонансный контур для верхней рабо-
чей частоты, в данном случае для 28 МГц.
Контур должен настраиваться с особой
тщательностью из-за опасности ложной на-
стройки, когда он станет действовать как
волновый отрезок. Однако он не может слу-
жить пассивным элементом из-за смеще-
ния фазы на 2x180° (оба полуволновых от-
резка возбуждаются в противофазе).
На рис. 18.21 показан пассивный элемент,
применяемый в качестве рефлектора или
306
18. Многодиапазонные направленные излучатели
директора этой антенны. Он приобретает
особую легкость и практичность, когда пол-
ная длина элемента А рассчитывается на
15-метровый диапазон. Чтобы предотвра-
тить провисание тонких трубок элементов,
их подвешивают с помощью оттяжки из ан-
тенного канатика, протянутой через стер-
жень высотой 200 мм между концами эле-
мента, используя фарфоровые изоляторы
Fj и F2. Эта же оттяжка служит пассивным
элементом 10-метрового диапазона, если
придать ей соответствующую длину. Для
20-метрового диапазона ту же роль играет
сборка D1-E1-E2-D2, которая настраива-
ется конденсатором С. Детали элемента
характеризуются следующими размерами
(рис. 18.21):
• DI, D2 - скобы-распорки из алюминия
длиной по 100 мм;
• Fl, F2 - фарфоровые кольца;
• В - стержень для оттяжки высотой 200 мм
с концевым изолятором;
• С - переменный конденсатор между кон-
цами Ei и Е2;
• X - геометрическая середина разверну-
того элемента; здесь расположен мини-
мум напряжения, и допустимо соединять
элемент с несущей траверсой без изо-
ляции.
Рис. 18.21. Пассивный элемент антенны DL1FK
При средней мощности передатчика до-
статочно, чтобы пластины конденсатора
С отстояли одна от другой на 0,5-1 мм.
Конденсатор устанавливается посредине
элемента в точке X на изолирующей про-
кладке и защищается от атмосферных
воздействий, например водонепроницае-
мым кожухом.
Общий вид остронаправленной антенны
DL1FK схематично представлен на рис.
18.22. Центр тяжести траверсы служит ме-
стом ее крепления к верхушке мачты.
У фарфоровых колец оставлены «хвос-
ты» оттяжек из антенного канатика длиной
по 100 мм, чтобы подстраивать пассивные
элементы для 10-метрового диапазона пу-
тем их укорочения до тех пор, пока оттяж-
ка в целом не будет настроена в резонанс в
этом диапазоне и не начнет исполнять фун-
кции рефлектора или директора.
Настройка
Для оптимальной настройки нужно распо-
лагать волномером и простым индикато-
ром напряженности поля, а также уста-
новить и уравновесить антенну на высоте
2 м. Настройка предварительно выполняет-
ся для 20-метрового диапазона. Далее нахо-
дят точку, в которой нужно обрезать «хвос-
ты» канатика оттяжки, чтобы настроить ее
как элемент 10-метрового диапазона. Для
этого «хвосты» навивают на отвертку с руч-
кой из диэлектрика (что предотвращает вли-
яние емкости руки). Чтобы компенсиро-
вать различия настройки вблизи грунта и на
месте постоянной установки, «хвосты» об-
резают не в найденной точке, а на 30 мм бли-
же к краю. Затем постепенно укорачивают
Рефлектор
Рис. 18 22. Антенна DL1FK
18.4. Трехдиапазонная остронаправленная антенна W3DZZ
307
концы элементов, рассчитанных на 15-мет-
ровый диапазон, пока не будет достигнуто
состояние, близкое к требуемому резонан-
су Такая процедура выполняется после ус-
тановки антенны на рабочей площадке. Не
исключено, что по окончании монтажа при-
дется подстроить переменный конденса-
тор на длину волны 20 м. При этом надо
внимательно следить за показаниями инди-
катора напряженности поля, поскольку на-
стройка является очень острой. Рекоменду-
ется сначала настроить рефлектор и дирек-
тор по минимуму обратного излучения,
поскольку данная настройка острее и одно-
значнее, нежели поиск максимума прямого
излучения.
В табл. 18.1 приведены резонансные час-
тоты настройки пассивных элементов с по-
мощью волномера. Настраивая на 20 м,
имейте в виду, что сопротивление на входе
излучателя сильно изменяется и становит-
ся очень малым, если резонанс директора
был достигнут, когда он находился на ми-
нимальном расстоянии от излучателя. При
использовании разомкнутой линии необхо-
димо подстраивать выход передатчика.
Таблица 18.1. Резонансные частоты
антенны DL1FK
Рабочая частота, кГц Настройка рефлектора, кГц Настройка директора, кГц
28400 27600 29400
21250 20800 21700
14250 13950 14555
Принцип линейных ловушек или согла-
сующих звеньев антенны DL1FK распрост-
раняется и на множество прикладных на-
правлений.
18.4. Трехдиапазонная
остронаправленная
антенна W3DZZ
Оператор W3DZZ предложил весьма эф-
фективную трехдиапазонную остронаправ-
ленную антенну [8]. Однако для изготов-
ления этого направленного поворотного
излучателя требуются значительные меха-
нические работы и способности самостоя-
тельно и точно выполнить ряд деталей.
Антенна W3DZZ конструировалась при-
менительно к американским условиям.
Оператор DLAU при поддержке W3DZZ
разработал ее европейскую версию на осно-
ве метрической системы и стандартной но-
менклатуры труб.
Принцип действия
Остронаправленная антенна W3DZZ под-
чиняется тем же закономерностям, что и
всеволновая проволочная антенна W3DZZ
(см. раздел 10.2.7). Рассмотрим еще раз
принцип действия на примере активного
элемента (рис. 18.23).
Длина вибратора 10-метрового диапазона
на рис. 18.23 соответствует величине, обыч-
ной для таких длин волн. На его концах име-
ется по одному параллельному резонансно-
му контуру LfCi и Ь2-С2. При достаточно
высокой добротности запирающие контуры
обладают весьма высоким сопротивлением
для своей резонансной частоты и действуют
как изоляторы. Если контуры настроены на
рабочую частоту диапазона 10 м, то отрезки
проводника, подключенные в точках YY, не
влияют на резонанс 10-метрового вибрато-
ра. Напротив, если излучатель возбуждать в
точках XX частотой, например, 21 МГц, оба
контура окажутся вне резонанса и утратят
способность блокировать цепь, a Lt-Ci и
Рис. 18.23. Трансформация полуволнового вибратора в трехэлементную антенну: а - вибратор
для диапазона 10 м; б - преобразование в 15-метровый вибратор; в - полнофункциональный
трехдиапазонный элемент для 10,15 и 20 м
308
18. Многодиапазонные направленные излучатели
L2-C2 превратятся в индуктивности, кото-
рые удлиняют вибратор до размеров, соот-
ветствующих 15-метровому диапазону. При
правильно подобранных размерах провод-
ников Bj и В2 они вместе с At и А2 и катуш-
ками Li и L2 образуют полуволновый излу-
чатель для частоты 21 МГц, не изменяя со-
стояние резонанса на частоте 28 МГц. Но
поскольку тот же элемент используется и на
частоте 14 МГц, на концах отрезков Bj и В2
снова будут включены два запирающих кон-
тура L3-C3 и L4-C4, настроенные на блоки-
рование частоты 21 МГц (рис. 18.23в).
В точках ZZ подключены еще два разом-
кнутых проводника Е( и Е2 (рис. 18.23в),
позволяющие настроиться на полуволно-
вый резонанс при возбуждении элемента
частотой 14 МГц в точках XX. В диапазоне
20 м ни один из контуров Lt-Ci, L2-C2,
L3-C3 и L4-C4 не является резонансным, все
они на частоте 14 МГц работают в качестве
удлиняющих индуктивностей. Полуволно-
вый резонанс в 20-метровом диапазоне
обеспечивается совокупностью проводни-
ков Ab А2, Bf, В2, Еь Е2 и индуктивностей
Lb L2, L3, L4. Следовательно, вариант антен-
ны, изображенной на рис. 18.23в, настраи-
вается одновременно на три диапазона.
Подобным образом строятся и пассивные
элементы, причем резонансы рефлектора и
директора настраиваются соответственно
на более низкие и высокие частоты. По-
скольку эти элементы возбуждаются пас-
сивно, они не расчленяются в своей геомет-
рической середине и могут там быть зазем-
лены.
Полная схема остронаправленной антен-
ны W3DZZ приведена на рис. 18.24. Корот-
кие пассивные элементы добавлены в про-
межутках излучатель-рефлектор и излу-
чатель-директор. Эти элементы служат
рефлектором и директором в 10-метровом
диапазоне и введены потому, что указанные
промежутки в трехэлементной системе,
рассчитанной на трехдиапазонный режим,
оказываются слишком велики для 10-мет-
рового диапазона. Таким образом, на часто-
те 28 МГц антенну образуют пять элемен-
тов, хотя второй рефлектор едва ли дает
прибавку усиления. Поэтому ожидаемое
усиление в диапазоне Юм должно до-
стигать 7 dBd. На частотах 21 и 14 МГц
действуют три элемента, и в 15-метровом
диапазоне усиление близко к 6 dBd, а в
20-метровом едва достигает 5 dBd из-за
укороченности элементов.
Практическое исполнение
На каркасы катушек Lt диаметром 62 мм на-
матывается по пять витков посеребренного
Рис. 18.24. Схема остронаправленной трехдиапазонной антенны W3DZZ
18.5. Трехдиапазонная рамочная антенна VK2AOU
309
медного провода диаметром 4 мм. При тех
же прочих параметрах катушки Ь2 содержат
по семь витков. Емкости всех конденсато-
ров С составляют 25-29 пФ.
Запирающие контуры Lt-С настраивают-
ся на частоту 28 МГц, а контуры Ь2-С - на
частоту 20,2 МГц. При этом надо следить,
чтобы регулировки осуществлялись только
путем изменения длины обмоток, а емкос-
ти контура всегда оставались в пределах
25-29 пФ. Особенно удачным представля-
ется решение, примененное в оригинальном
экземпляре антенны W3DZZ. Оно состоит в
том, чтобы в качестве конденсаторов ис-
пользовать трубки самих элементов антен-
ны. Эти трубки телескопически сдвигаются
и раздвигаются, скользя по цилиндру из ди-
электрика, благодаря чему образуется ем-
кость, диэлектриком которой служит часть
цилиндра между торцами трубок. Естест-
венно, такая конструкция требует прилич-
ной точности выполнения токарно-слесар-
ных работ и наличия трубок соответствую-
щего диаметра и толщины стенок. Проще
сделать так, чтобы трубки сочленялись че-
рез подходящий промежуточный стержень
из диэлектрика (рис. 18.25). Здесь предпоч-
тителен текстолит, как наименее ломкий ма-
териал. Однако некоторые его разновиднос-
ти характеризуются заметными потерями
или склонны впитывать влагу, поэтому не-
обходима дополнительная защита поверх-
ности. Существуют также другие синтети-
ческие материалы с малыми потерями и до-
статочными эластичностью и прочностью.
По механическим и электрическим свой-
ствам лучше всего подходят стержни (уди-
лища) из полиэфирных смол, армирован-
ных стеклотканью. В качестве конденсато-
ра С используется высококачественный
постоянный конденсатор с низким темпе-
ратурным коэффициентом, защищенный
от атмосферных воздействий. Его емкость
должна равняться 15-20 пФ, так как при
сближении трубок элемента уже появляет-
ся определенная исходная емкость.
Система питается по принципу хорошо из-
вестного гамма-согласования (см. раздел 6.3)
Трубка из легкого металла
Подходящий стержень
Рис. 18.25. Вариант исполнения запирающего
контура
через кабель произвольной длины. Если
гамма-звено оптимально настроено для
15-метрового диапазона, то величина КСВ
фидера не выходит за допустимые пределы
в диапазонах 10 и 20 м.
Имеется возможность применять актив-
ный элемент антенны DL1FK (рис. 18.18)
вместо «родного» активного элемента ан-
тенны W3DZZ, что позволяет пользовать-
ся фидером в виде настроенной линии. При
этом отпадает надобность в запирающих
контурах элемента-излучателя, а резонанс
в каждом из диапазонов задается со сторо-
ны передатчика на входе настроенного фи-
дера.
18.5. Трехдиапазонная рамочная
антенна VK2AOU
Оператор VK2AOU разработал, проверил и
подробно описал полноценную трехдиапа-
зонную двойную рамочную антенну, удов-
летворяющую почти любым требованиям по
механическим и электрическим характерис-
тикам [1]. Автор этой антенны также следу-
ет принципу многодиапазонного контура,
успешно испытанного на примере знамени-
той трехдиапазонной директорной антенны
VK2AOU (см. раздел 18.2). Ему удалось
обеспечить резонанс в диапазонах 10, 15 и
20 м, применив лишь одну активную рамку
и одну рамку-рефлектор. Два варианта трех-
диапазонных колебательных контуров пред-
ставлены на рис. 18.26. Если колебательные
контуры рассматривать порознь, то резонанс
оказывается неосуществимым ни на одной
из рабочих частот, однако схема в целом под-
держивает резонанс на всех трех. Характери-
стики настроенной трехдиапазонной цепи,
изображенной на схеме (рис. 18.26а), не из-
меняются при замене последовательного
контура элементом антенны. Если таким
элементом является квадратная петля, то
возникает схема, показанная на рис. 18.27а,
поскольку эта петля представляет собой
последовательный резонансный контур с
распределенными индуктивностью и емкос-
тью. С точки зрения механической и элект-
рической симметрии контуры f2 и f3 распо-
лагают по обе стороны от входа антенны
(рис. 18.276). Схема на рис. 18.27в с парным
расположением контуров в обоих рядах при-
меняется, когда общая длина рамки в полто-
ра раза превосходит наименьшую рабочую
длину волйы.
310
18. Многодиапазонные направленные излучатели
Рис. 18.26. Трехдиапазонный резонансный
контур в двух вариантах
Принцип действия
трехдиапазонной рамочной антенны
Антенна состоит из двух одинаковых прово-
лочных квадратов со сторонами по 4,27 м;
конструкция квадратов показана на рис.
18.28. Ветровое сопротивление этого вари-
анта вдвое меньше, чем у полномерной трех-
диапазонной рамочной антенны с вложен-
ными элементами. Принцип многодиапа-
зонности позволяет применять элементы с
большей или меньшей длиной сторон. При
этом эффективность антенны соответствен-
но растет или убывает. Выяснилось, что дли-
на стороны 4,27 м очень близка к оптималь-
ной по эффективности и затратам.
Активный однорамочный элемент резо-
нирует на частотах трех диапазонов, напри-
мер 14,15, 21,3 и 28,6 МГц. Тогда резонанс-
ные частоты рефлекторного элемента дол-
жны быть соответственно понижены до
13,43 и 27,30 МГц.
Для таких трехдиапазонных рамочных
элементов справедливы следующие поло-
жения:
• рабочие частоты лежат в интервалах с со-
отношением предельных частот от 1,6:1
до 3:1;
• гармонические отношения резонансов
для заданных рабочих частот необяза-
тельны;
• антенна не откликается на высшие гар-
моники своей рабочей частоты (исклю-
чение составляет случай, когда частота
гармоник практически совпадает с одной
из рабочих частот);
• на любой из рабочих частот элемент из-
лучает всей своей длиной;
• там, где применяются квадратные рам-
ки, достаточно пары параллельных ре-
зонансных контуров на один элемент
(рис. 18.276), если суммарная длина ра-
мочного элемента не превосходит полуто-
ракратную длину минимальной рабочей
волны. Более длинным рамочным элемен-
там требуется по две пары настроенных
резонансных контуров на элемент (рис.
18.27), что устраняет трудности настрой-
ки в диапазоне с максимальной частотой.
В рассматриваемом варианте общая дли-
на элемента 17,08 м превышает полуторак-
ратную длину волны 10-метрового диапа-
зона, поэтому приходится применять по две
пары настроенных параллельных резонан-
сных контуров.
Емкостями контуров могут служить обыч-
ные подстроечные или керамические кон-
денсаторы, а также отрезки коаксиального
кабеля. Как известно, любому такому кабе-
лю присуща погонная емкость между внут-
ренним и внешним проводниками, кото-
рая измеряется в пФ/м. Стандартный 50-
омный кабель с полиэтиленовым диэлек-
триком характеризуется погонной емкос-
тью 100 пФ/м, откуда и находят необхо-
димую длину отрезка кабеля. Здесь при-
годны все ходовые типы коаксиальных
кабелей с любым волновым сопротивлени-
ем, важно лишь знать их погонную емкость.
Индуктивностями контуров служат вы-
тянутые петли шириной около 60 мм из
провода диаметром не менее 2 мм. Если
сложить суммарную длину проводника ак-
тивного элемента с длиной провода вытя-
нутых петель, то получится значение, при-
близительно соответствующее длине вол-
ны на минимальной рабочей частоте.
Рис. 18.27. Схема трехдиапазонного рамочного элемента, предложенного VK2AOU:
а - конфигурация, соответствующая рис. 18.26а; б - симметричное включение f2 и f3 относительно
входа антенны; в - парное расположение f2 и f3
18.5. Трехдиапазонная рамочная антенна VK2AOU
311
Конструкция антенны VK2AOU
Горизонтальная трубчатая траверса А дли-
ной 2,60 м несет оба рамочных элемента.
Расстояние между ними составляет 2,45 м
и в диапазонах 20, 15 и Юм соответствует
0,115 X, 0,173Хи 0,232 X.
Траверса изготовлена из жесткой дюрале-
вой трубы диаметром 50 мм при толщине сте-
нок 3 мм. Крестовидные распорки В, С и эле-
менты D также выполнены из трубок и зак-
реплены на траверсе. Отрезки В длиной по
3,66 м сделаны из дюралевой трубы диамет-
ром 7/8 дюйма 22,2 мм) с толщиной стен-
ки 1/16 дюйма 1,6 мм). Внутрь этих отрез-
ков на глубину 200 мм вставлены и зафик-
сированы отрезки С из дюралевой трубки
(длина 1,22 м, диаметр 3/4 дюйма ~ 19 мм).
Отрезки D длиной по 250 мм выполнены из
ПВХ трубки диаметром 3/4 дюйма и служат
изоляторами для проводов элемента. Труб-
ки D разогревают и плотно насаживают по-
верх трубки С на глубину 100 мм. Свободные
концы трубок D разогревают и сплющивают,
после чего в них сверлят отверстия, через ко-
торые пропускают провод элемента. Общая
длина распорки от одного изолятора до дру-
гого составляет 6,15 м, откуда и получает-
ся расчетная длина стороны рамки элемен-
та 4,39 м.
Распорки скрепляются во взаимно пер-
пендикулярном положении с помощью скоб
и раскосов. Конкретный способ крепления
зависит от особенностей имеющегося мате-
риала.
Параллельные резонансные контуры вклю-
чаются непосредственно в верхнем и ниж-
нем углах элемента. Для этого здесь в
разрыв проводника вставляют пластину
75x13x6 мм из диэлектрика а (рис. 18.29).
Резонансный контур, образованный вытя-
нутой петлей с и емкостью коаксиального
кабеля d, крепят на этой пластине и соеди-
няют с примыкающими проводниками.
Вытянутая петля с из медного эмалиро-
ванного провода диаметром не менее 2 мм
механически фиксируется на отвесной рас-
порке элемента. Отрезки коаксиального ка-
беля, служащие емкостями, приматывают
лентой вдоль отвесной распорки, а экран
кабеля соединяют с точками наименьшего
высокочастотного напряжения. Такие точ-
ки всегда находятся в месте пересечения
проводника элемента с осью распорки. Что-
бы исключить короткое замыкание на кон-
цах кабеля, экран кабеля удаляют на 20 мм
от его конца. После окончательной на-
стройки края кабелей обматывают изоля-
ционной лентой для предохранения от вла-
ги. Параметры параллельных резонансных
контуров представлены в табл. 18.2.
Для соблюдения симметрии на вводе пи-
тания включается катушка симметрирую-
щего трансформатора, чем обеспечивается
Рис. 18.28. Эскиз трехдиапазонной антенны VK2AOU
312
18. Многодиапазонные направленные излучатели
Рис. 18.29. Эскиз параллельного резонансного
контура и ввода питания
Таблица 18.2. Параметры параллельных
контуров
Длина провода рамок, м Длина шлейфа, м Необходимая емкость, пФ Длина кабеля при 85 пФ/м, м
Zi = 1,75 0,84 Ci =56 0,66
/2= 1,32 0,62 С2 = 26 0,31
/з= 1,45 0,66 С3 = 53 0,63
/4= 1,07 0,50 С4 = 23 0,27
Ширина вытянутого шлейфа 60 мм. Длина
соединительных проводов не входит в значения
параметров, приведенных в таблице
симметричное возбуждение излучателя че-
рез сколь угодно длинный коаксиальный ка-
бель с волновым'Сопротивлением 50-75 Ом.
Катушку наматывают на ферритовом стерж-
не диаметром 13 мм и длиной 75 мм. Би-
филярная обмотка содержит по девять
первичных и вторичных витков медного
эмалированного провода диаметром 1,6 мм.
Здесь можно применить также симметри-
рующий трансформатор 1:1 на ферритовом
кольце (см. раздел 7.7). Корпус из пласти-
ка, снабженный гнездом для присоедине-
ния фидера, защищает трансформатор от
атмосферных воздействий.
Настройка трехдиапазонной рамочной
антенны
Если элементы антенны изготовлены стро-
го в соответствии с описанием, то потребу-
ется лишь незначительная тонкая под-
стройка. Ее следует выполнять, пользуясь
методом оператора VK2AOU.
Полностью готовый рамочный элемент
кладут на деревянную поверхность на вы-
соте 1,5 м от земли так, чтобы обеспечить
легкий доступ к настраиваемым цепям.
Предварительно волномер калибруют по
измерительному приемнику и на шкале
волномера отмечают необходимые рабочие
частоты (табл. 18.3). Горизонтальный эле-
мент в полутора метрах от грунта обладает
гораздо большей емкостью относительно
земли, чем он будет иметь в своем рабочем
вертикальном положении на мачте, и по-
этому для компенсации этой емкостной на-
грузки нужно уменьшить указанные на-
строечные частоты на 3-4%.
Таблица 18.3. Резонансные частоты вытянутых
шлейфов
Элемент Резонансная частота, МГц
длинные шлейфы короткие шлейфы
Излучатель Ьз U
14,15 21,30
18,00 28,60
21,30 31,00
Рефлектор L, Ь
13,43 20,20
15,80 26,90
20,20 27,30
Для сохранения симметрии колебательные
контуры в верхнем и нижнем углах должны быть
механически и электрически тождественны друг
другу
С помощью волномера, включенного на
сгибе вытянутой петли, определяют резо-
нансную частоту. При этом проявляются три
резонансных провала: резонанс собственно
вытянутой петли, не совпадающий с ра-
бочими частотами, и две другие частоты,
18.6. Многодиапазонная рамочная антенна DJ4VM
313
идентичные или близкие рабочим (табл. 18.3).
Резонанс на частоте среднего рабочего диа-
пазона (21 МГц) обнаруживается у корот-
кой и длинной вытянутых петель, а на час-
тоте 10-метрового (28 МГц) - только у ко-
роткой. При настройке изменяют:
• в диапазоне вокруг частоты 14 МГц -
протяженность длинных вытянутых пе-
тель L3 или Lt или длину проводника
квадратной рамки;
• в диапазоне вокруг 21 МГц - емкость
конденсатора у длинной вытянутой пет-
ли или длину малой вытянутой петли Ь4
или Ь2;
• в диапазоне вокруг 28 МГц - емкость
конденсатора у малой вытянутой петли.
Если, например, рабочая частота состав-
ляет 14,25 МГц, а резонансная - 14,0 МГц,
то необходимо либо укоротить проводник
квадратной рамки, либо уменьшить индук-
тивность длинной вытянутой петли. Ин-
дуктивность изменяют мелкими дозами,
скручивая петлю примерно по 5 см, начи-
ная от ее изгиба. В результате происходит
механическое укорочение части петли из
параллельных проводов. При настройке
путем изменений емкости надо учитывать,
что в случае резонанса на частоте 28 МГц
уменьшение емкости на 2 пФ дает прира-
щение частоты примерно на 500 кГц. В ос-
тальных диапазонах влияние емкости соот-
ветственно ослабевает. Для уменьшения
емкости при настройке экран коаксиально-
го кабеля постепенно отодвигают от его
свободного конца с шагом в 1 см.
Настройку начинают с диапазона 14 МГц
и заканчивают диапазоном 28 МГц. При на-
стройке активного элемента очень полезен
рефлектометр. Резонанс этого элемента
всегда приходится на частоты, соответству-
ющие минимальному КСВ.
Рефлектор должен настраиваться тем же
способом на резонансные частоты, указан-
ные в табл. 18.3. Существует возможность
добавить директорную рамку в качестве
третьего элемента. Тогда директор настра-
ивается на резонансные частоты активного
элемента, увеличенные на 5%.
Возможная тонкая подстройка на макси-
мальное подавление обратного излучения
или предельную интенсивность прямого
луча должна выполняться на готовой ан-
тенне после ее установки на мачте и рабо-
чей площадке. Прежде всего проверяют ре-
зонансы излучателя, для чего к фидеру под-
ключают индикатор КСВ и возбуждают
антенну на разных частотах передатчика.
Частоты минимальных КСВ соответствуют
резонансным частотам излучателя. При не-
обходимости их следует скорректировать.
Определив резонансные частоты, присту-
пают к заключительной тонкой подстройке
антенны. Для контроля излучения исполь-
зуется удаленный индикатор напряженно-
сти поля с образцовым вибратором. Тонкая
настройка антенны сводится к подстройке
рефлектора. Необходимо добиваться, что-
бы величина КСВ оказалась не более 1,5 на
всех рабочих частотах, хотя на краях диапа-
зонов КСВ может возрастать до 2.
Перечень материалов для рамочной ан-
тенны (рис. 18.28 и 18.29):
• деталь А - труба, 1 шт., диаметр 50 мм,
толщина 3 мм, длина 2,60 м;
• деталь В - трубка, 4 шт., диаметр 22 мм,
толщина 2 мм, длина по 3,66 м;
• деталь С - трубка, 8 шт., диаметр 18 мм,
толщина 1,5 мм, длина по 1,22 мм;
• деталь D - трубка, 8 шт., внутренний ди-
аметр 16-18 мм, ПВХ, длина по 0,25 м;
• деталь а - полосы, 8 шт., размерами
75x13x6 мм, полистирол;
• деталь b - пластины, 4 шт., размерами
100x13x6 мм, текстолит;
• деталь с - восемь вытянутых петель (см.
табл. 18.2);
• деталь d - восемь отрезков коаксиально-
го кабеля (см. табл. 18.2);
• деталь е - один симметрирующий транс-
форматор в защитном корпусе из пласти-
ка согласно описанию.
Детали А, В и С выполняются из дюрале-
вого сплава марки AlCuMg F 40.
К этому надо добавить 20 м медного ка-
натика или проволоки в качестве провод-
ника антенны, а также мелкие детали для
креплений и сборки.
18.6. Многодиапазонная
рамочная антенна DJ4VM
Оператор DJ4VM разработал многодиа-
пазонный рамочный элемент с централь-
ным питанием, описанный в разделе 13.4.4.
В силу строгой симметричности возбужде-
ния рамочного элемента с питанием снизу,
его следует отнести к разряду многодиапа-
зонных. Как указывает автор антенны [И],
у рамочного элемента, рассчитанного на ра-
боту в 20-метровом диапазоне и активного
314
18. Многодиапазонные направленные излучатели
снизу (или сверху), фазовое состояние ос-
тается строго симметричным. У того же
элемента в 15-метровом диапазоне возни-
кает существенная асимметрия, а в 10-мет-
ровом появляется хорошо выраженная про-
тивофазность, сильно деформирующая ди-
аграмму направленности. Это обусловлено
асимметричностью возбуждения, в чем лег-
ко убедиться, если рассматривать рамоч-
ный элемент как двухрядную комбинацию
изогнутых полуволновых элементов, из ко-
торых элемент нижнего ряда возбуждается
первым. Если подобный рамочный элемент
задействовать в режиме волнового резонан-
са, то возникнет вынужденная асимметрия
состояния фазы, устранимая только с помо-
щью запирающих контуров, шлейфов раз-
вязок, балансирных реле и т.п.
В элементе DJ4VM центральное питание
всегда порождает симметричное распреде-
ление тока и фазы. Такой элемент, рассчи-
танный на диапазон 20 м, по своим свой-
ствам излучения приблизительно соответ-
ствует резонансному квадратному элементу
20-метрового диапазона. В режиме 15-мет-
рового диапазона он выступает в качестве
удлиненного рамочного элемента (Extended
Quad), а в 10-метровом режиме - как «дву-
сторонний квадрат» (см. раздел 13.4.3.2) с
соответствующим усилением. При этом не
требуется никаких механических или элек-
трических переключений.
I
Рис. 18 30. Эскиз много диапазонной
рамки DJ4VM
Как уже говорилось по поводу излучате-
ля G4ZU (см. раздел 18.1), резонанс эле-
мента настраивается через фидер с подклю-
ченным к нему блоком настройки. Поэтому
величина периметра рамки не задается
строго, и ее выбирают близкой к условиям
волнового резонанса для самой низкой ра-
бочей частоты. В этом случае, как утверж-
дает автор DJ4VM, с помощью блока на-
стройки удается обеспечить частотный ин-
тервал с соотношением пределов 1:2,4.
Добавив к элементу DJ4VM (см. рис.
13.16а) параллельный ему аналогичный
рефлектор при соответствующем расстоя-
нии между ними, получим двухэлементный
многодиапазонный направленный излуча-
тель (рис. 18.30). Подобно излучателю,
рефлектор должен быть настроен на макси-
мальную эффективность. Но в случае реф-
лектора со связью по излучению в многоди-
апазонном режиме возникают следующие
трудности.
Выбрав расстояние А в расчете на самую
низкую частоту (например, А = 0,12 X для
14 МГц), получим для частоты 28 МГц рас-
стояние, равное относительной величине
0,24 X, при котором ухудшается соотноше-
ние прямого и обратного излучения и не-
сколько падает усиление. Автор DJ4VM
нашел оптимальное решение в подпитке
рефлектора. Этот прием уже излагался в
разделе 15.4.4.
Вариант антенны, показанный на рис.
18.30, пригоден для рамки и с пассивным, и
с активным рефлектором - разница лишь в
подключении блока согласования и пере-
ключения. Оба элемента DJ4VM тожде-
ственны по размерам, а открытые фидеры
имеют произвольную, но непременно оди-
наковую длину. Поскольку они действу-
ют как настроенные линии, их волновое со-
противление не оказывает существенного
влияния на работу. Обычно применяются
самодельные двухпроводные линии с воз-
душной изоляцией и волновым сопротив-
лением 240-450 Ом (см. раздел 5.1.2).
Годятся и двухпроводные линии промыш-
ленного изготовления с волновым сопро-
тивлением 240-300 Ом, хотя им свойствен-
на меньшая стойкость и более высокие по-
тери. Настроечный блок крепится на мачте
антенны на вполне доступной высоте, а от-
туда прокладывается коаксиальный кабель
любой длины в помещение с аппаратурой.
В таком случае диапазоны переключаются с
помощью реле в настроечном блоке. Однако
столь же реально протянуть двухпроводные
18.6. Многодиапазонная рамочная антенна DJ4VM
315
линии напрямую до помещения и там раз-
местить настроечный блок. При этом на-
до следить за тем, чтобы длина настроен-
ных двухпроводных линий не была кратна
четверти длины волны рабочего диапа-
зона.
Элементы антенны DJ4VM всегда выби-
раются под наибольшую рабочую длину
волны, то есть под 20-метровый диапазон.
К ним не применяют отдельные настроеч-
ные процедуры, а все подстройки и пере-
ключения диапазонов осуществляют в со-
вокупности с настроечным блоком.
Внимательный читатель заметит, что у
элемента на рис. 13.16а стороны изолирова-
ны, а на рис. 18.30 соединены друг с другом.
Различие несущественно, поскольку по-
лярность напряжения там одинакова.
Конструкция, изображенная на рис. 15.11,
служит образцом для подражания, так как
пруток из стеклоткани является прекрас-
ным материалом для несущей крестовины.
Согласно автору DJ4VM, длина стороны
многодиапазонного квадрата в расчете на
fmin = 14 МГц должна составлять S = 5,00-
6,40 м. В качестве средней величины подхо-
дит 5,40 м, но при выборе длины стороны
квадрата надо учитывать доступность мате-
риала для несущей крестовины. Достоин-
ство этой антенны состоит в том, что она
применима как в 20-, 15- и 10-метровом диа-
пазонах, так и на 17 и 12м при наличии
средств настройки. В принципе возможна
настройка антенны на любую частоту от 14
до 33 МГц. Если смириться с соответствую-
щим падением усиления, она может слу-
жить даже в 30-метровом диапазоне в каче-
стве укороченного квадрата с резонансом,
поддерживаемым настроечным блоком.
Настроечный блок является сердцем ан-
тенной системы и требует некоторых затрат
на катушки, конденсаторы и переключате-
ли. На рис. 18.31а показана схема коммута-
ции для работы в случае использования из-
лучателя с пассивным рефлектором. Для
каждого рабочего диапазона имеется пара
параллельных резонансных контуров с за-
землением средней точки обмотки катуш-
ки. Их параметры выбираются так, чтобы
резонанс в нужном любительском диапазо-
не поддерживался с помощью переменного
конденсатора емкостью 50 пФ. При сред-
ней емкости 30 пФ расчетные значения ин-
дуктивности катушек контуров прибли-
зительно составляют 4,3, 2,6, 1,9, 1,36 и
1,04 мкГн для 20-, 15-, 12- и 10-метрового
диапазонов соответственно. Автор DJ4VM
Рис. 18.31. Блок настройки многодиапазонной
рамки DJ4VM: а - с пассивным рефлектором;
б - со «сплошным» питанием;
в - с индуктивной связью
приводит следующие ориентировочные
данные для изготовления катушек:
• 10 витков диаметром намотки 40 мм для
20 м;
• 8 витков диаметром намотки 35 мм для
15 м;
• 8 витков диаметром намотки 30 мм для
10 м.
Направление намотки обеих катушек
одинаково. Двухпроводные линии а-b и
а’-b’, симметричные относительно земли,
316
18. Многодиапазонные направленные излучатели
подключены к отводам катушек и соответ-
ствуют их импедансу. Еще один отвод ря-
дом с заземленной точкой служит низкоом-
ным несимметричным средством подклю-
чения любого коаксиального кабеля, при-
чем конденсатор переменной емкости Ск
(50 пФ) позволяет настраиваться на КСВ
минимальной величины.
Переключение диапазонов осуществля-
ется посредством соответствующих пере-
ключателей в блоке настройки. При разме-
щении блока вместе с аппаратурой приме-
няют ручной переключатель. В противном
случае используют электромагнитные реле
с дистанционным управлением. Рефлекто-
метр, показанный на рис. 18.31, удаляют
после настройки на минимум КСВ.
Для выполнения настройки необходим
волномер. Прежде всего при отключенной
двухпроводной линии с помощью конден-
сатора Ct настраивают контур Lj-Ct на
требуемую резонансную частоту, а затем
контур L’i-C’i - на частоту, на 5% ниже пре-
дыдущей. При правильном подключении
линий а-b и а’-b’ имеет место минималь-
ное рассогласование контуров (контроли-
руется волномером). Далее определяется
точка подключения коаксиального кабеля,
обеспечивающая наименьший КСВ, и ем-
костью Ск дополнительно добиваются ми-
нимума КСВ цо диапазону. Возможна так-
же индуктивная связь кабеля по схеме рис.
18.31в. Конденсатор С\ служит для тонкой
настройки на максимум отношения прямо-
го излучения к обратному.
Для реализации схемы с двумя активны-
ми элементами, представленной на рис.
18.316, требуются незначительные допол-
нительные затраты, но важцо понять ее осо-
бенности. В этом случае уже нельзя гово-
рить об «излучателе» или «рефлекторе»,
поскольку оба элемента функционируют
как излучатель с рефлектором или излуча-
тель с директором в зависимости от конфи-
гурации схемы. Обозначим их римскими
цифрами I и II. В [12] принцип действия
схемы удачно поясняется на примере. От
элемента I отходит линия а-b, а от элемен-
та II - линия а’-b’. При соединениях, пока-
занных на схеме, элемент I действует как
рефлектор. Если поменять местами а-b и
а’-b’, то произойдет сдвиг фаз на 180°. Вот
почему требуется наматывать катушки в
одном направлении и следить за тем, чтобы
двухпроводные линии не скручивались.
Особого внимания заслуживает противо-
фазное возбуждение обоих элементов через
коаксиальный кабель, подключенный внут-
ренним проводником к точке Z. Отсюда
один провод ведет через Ск (50 пФ) к отво-
ду на Lb а другой - к отводу на L’p При над-
лежащей установке Ск обеспечивается не-
обходимый фазовый сдвиг. Если отказать-
ся от Ск, то следует перенести отвод от Ц
вправо от точки заземления ( противофаз -
ность). Точно так же надо поступать и при
индуктивной связи (рис. 18.31в).
При настройке важны систематичность и
терпение. Как уже сказано, сначала все
параллельные резонансные контуры на-
страивают на заданные рабочие резонанс-
ные частоты. Точки отводов для а-b и а’-Ь’
выбираются там, где расстройка контуров
минимальна (согласование). Относитель-
но точек подключения и Z2 оператор
DJ4VM ориентировочно рекомендует ис-
кать их через 1,5-3, 1-2 и 0,5-1 витков от
точки заземления для диапазонов 20, 15 и
10 м соответственно. Ск выставляется при-
близительно на середину. Изменяя пооче-
редно Ci и С’1, с помощью показаний реф-
лектометра добиваются минимальной ве-
личины КСВ. Затем стараются углубить
минимум КСВ, варьируя Ск. Если этого не
удается добиться, то процесс повторяют
при другой величине Ск до тех пор, пока
КСВ не упадет до величины, не превышаю-
щей 1,5.
Для максимизации отношения прямого
излучения к обратному при помощи реф-
лектора подбирают соответствующую ве-
личину Ср Минимум обратного излучения
проявляется очень четко. В случае необхо-
димости приходится слегка подстраивать
Ск. После тщательной настройки оператор
DJ4VM добился максимального подавле-
ния обратного излучения более чем на
50 дБ [13]. Этот параметр зависит от часто-
ты и обычно составляет 20-40 дБ. Полоса
частот, где КСВ не превышает 2, занимает
примерно 250 кГц в 20-метровом и около
600 Гц в 10-метровом диапазонах. Приве-
денные данные относятся к варианту ис-
полнения, при котором сторона S = 5,65 м
и расстояние А = 2,50 м. Согласно DJ4VM,
ширина диаграммы направленности глав-
ного луча в горизонтальной плоскости со-
ставляет 50°, 40° и 30° в диапазонах 20,15 и
10 м соответственно.
Некоторых радиолюбителей отпугнет
обилие настроечных устройств (по две ка-
тушки, три конденсатора и шесть переклю-
чающих контактов на один диапазон) и
трудоемкость самой настройки. Но если
18.7. Многодиапазонные антенны Delta-Loop с простыми рамками
317
учесть замечательную эффективность и
универсальность (пять диапазонов дальней
связи) многодиапазонного направленного
излучателя DJ4VM, то затраты представля-
ются вполне оправданными.
18.7. Многодиапазонные
антенны Delta-Loop
с простыми рамками
Среди знаменитых дельтообразных антенн
(см. раздел 15.4.5) также имеются много-
диапазонные варианты, уже прошедшие
эксплуатационную проверку. Это вовсе не
значит, что дело доведено до законченных
конструкций с точно известными свой-
ствами излучения. Доказательные сравне-
ния эффективности, например с двойной
рамочной антенной, едва ли доступны ра-
диолюбителям, а отдельные наблюдения и
полуинтуитивные оценки не годятся для
обобщений.
18.7.1. Укороченная двухдиапазонная
антенна Delta-Loop
В [4] описан интересный вариант компакт-
ного дельтообразного элемента с несколь-
кими резонансами для 20- и 15-метрового
диапазонов. На рис. 18.32 показана схема
активного дельтообразного элемента, кото-
рый по форме очень похож на петлевой
вибратор. В предельно малом пространст-
ве фигурно протянут проводник длиной
14,55 м, при этом обеспечен волновый резо-
нанс в 15-метровом диапазоне. Благодаря
включению параллельного резонансного
контура L$-Cs в пучности тока одновре-
менно возникает вторая резонансная пози-
ция в диапазоне 20 м.
Параллельный резонансный контур Ls-
Cg настраивается в резонанс на частоте
15000 кГц перед подключением к проводни-
ку антенны. При этом ориентировоч-
ные значения параметров составляют Ls =
= 1,82 мкГн и Cs = 55 пФ. После подключе-
ния контура в нем возникают уже два резо-
нанса при 14050 и 21100 кГц.
На расстоянии 2,50-3,00 м находится ана-
логичный по конструкции рефлектор. Раз-
меры его проводника указаны на рис. 18.32 в
скобках. Общая длина проводника рефлек-
тора равна 15,20 м, а параллельный резо-
нансный контур Lr-Cr перед подключени-
ем к рефлектору настраивается на частоту
14300 кГц (Lr = 1,82 мкГн и CR ~ 60 пФ).
После присоединения контура к проводни-
ку должен появиться четкий резонанс на
частотах 13350 и 20200 кГц.
Общий вид возможной реализации этой
антенны представлен на рис. 18.33. В зави-
симости от имеющихся материалов понадо-
бятся, видимо, дополнительные раскосы и
оттяжки. Радиолюбитель, склонный к экс-
периментированию, найдет здесь повод для
усовершенствования конструкции и элект-
рической схемы.
18.7.2. Трехдиапазонная антенна
Delta-Loop
Трехдиапазонный вариант с габаритами
дельтообразной антенны для 15-метрового
диапазона (рис. 18.34) разработал оператор
WA0UDJ [14]. Дельтообразный элемент,
рассчитанный на 15-метровый диапазон,
поддерживает с помощью двух параллель-
ных резонансных контуров LjCj и Ь2С2три
излучательных резонанса и способен слу-
жить излучателем в диапазонах 10, 15 и
20 м (рис. 18.34). Для требуется резо-
нансная частота 28800 кГц, a L2C2 наст-
раивается на 15000 кГц. Эти резонанс-
ные частоты характеризуют контуры, еще
не встроенные в антенну. Катушки конту-
ров наматывают возможно более толстым
Рис. 18.32. Активный элемент двухдиапазонной дельтообразной антенны
318
18. Многодиапазонные направленные излучатели
Рис. 18.33. Общий вид двухдиапазонной дельтообразной антенны: а - мелкие изоляторы
проводом на каркасе диаметром 32 мм. При
этом Lj имеет четыре витка (0,45 мкГн), а
L2 - семь витков (1,0 мкГн). Для поддерж-
ки необходимого резонанса требуется, что-
бы Ci = 60 пФ и С2 = 100 пФ.
Аналогичные параллельные резонансные
контуры имеются и у рефлектора, но их ре-
зонансные частоты несколько ниже частот
излучателя: резонанс ЦС1 приходится на
27900 кГц, а L2C2 - на 14550 кГц. Из-за этого
Рис. 18 34. Активный трехдиапазонный
дельтообразный элемент: а - устройство
(в скобках приведены размеры для рефлектора);
б - гамма-согласование активного элемента
катушки рефлектора имеют несколько боль-
шие габариты. Расстояние рефлектор-из-
лучатель должно составлять 2,50-3,00 м.
Особого внимания заслуживает тройное
гамма-согласование. Фидером антенны слу-
жит общий коаксиальный кабель, а каждый
из гамма-элементов подключается к внут-
ренней жиле кабеля отдельно - через «свой»
конденсатор (рис. Г8.34). Оптимальная ве-
личина емкости конденсаторов подбирается
индивидуально по минимуму КСВ.
Все конденсаторы, включая и те, что вхо-
дят в резонансные контуры, целесообразнее
изготовить из разомкнутых отрезков коак-
сиального кабеля подходящей длины, раз-
мещая их свободные концы внутри наклон-
ных ветвей дельтообразной рамки, выпол-
ненных из трубок легкого сплава.
18.7.3. Много диапазонная антенна
Delta-Loop HB9ADQ
Оператор HB9ADQ опубликовал вариант
дельтообразной рамки для работы в люби-
тельских диапазонах на частотах 28, 21, 14
и 7 МГц. Ее размеры и распределение тока
для отдельных коротковолновых диапазо-
нов представлены на рис. 18.35.
Треугольная рамка периметром 20 м под-
держивает волновый резонанс на частоте
14 МГц; линия передачи из параллельных
проводов длиной Им служит полуволновой
линией с пучностью тока на своем конце.
Периметр рамки несколько превышает
2 X на частоте 28 МГц, к тому же электри-
ческая длина настроенной линии составляет
18.7. Многодиапазонные антенны Delta-Loop с простыми рамками
319
Рис. 18.35. Схема и распределение тока
многодиапазонной дельтообразной антенны
HB9ADQ
более 1 X, поэтому суммарная длина линии
получается равной 3,25 X; следовательно, и
в данном случае на конце линии появляет-
ся пучность тока.
В режиме 15-метрового диапазона пери-
метр петли близок к 1,5 X, и на ее конце об-
разуется узел тока. Настроенная линия
длиной около 0,75 X действует как чет-
вертьволновый трансформатор, вследствие
чего на входе антенны оказывается пуч-
ность тока.
Для работы на частоте 7 МГц найдено
компромиссное решение, поскольку пери-
метр рамки в этом случае составляет толь-
ко 0,5 X. Двухпроводная линия выступает в
качестве четвертьволнового преобразовате-
ля импеданса, на конце которого находится
пучность тока.
Благодаря настроенной двухпроводной
линии с волновым сопротивлением 600 Ом
во всех четырех любительских диапазонах
пучность тока приходится на конец линии.
Входное сопротивление составляет там
от 100 до 180 Ом в трех высокочастотных
диапазонах, тогда как на 7 МГц оно близко
к 60 Ом.
Для питания системы по 50-омному коак-
сиальному кабелю произвольной длины ав-
тор HB9ADQ применил симметрирующий
трансформатор 4:1. На рис. 18.36 показа-
на его практическая реализация. Каркас ка-
тушки образован двумя трубками из ПВХ
диаметром 60 мм и длиной по 300 мм. На
каждой уложено по 7,5 м сдвоенного много-
жильного провода в синтетической изоля-
ции сечением 2x0,75 мм2 с расстоянием
между проводами 3,2 мм. Такая линия име-
ет волновое сопротивление около 100 Ом.
Поскольку в пробном варианте антенны
HB9ADQ была обнаружена реактивная со-
ставляющая, заметная главным образом на
28 МГц, для ее компенсации на конце линии
была включена емкость величиной 20 пФ в
виде разомкнутого отрезка кабеля (рис.
18.36). По утверждению автора антенны, ве-
личина КСВ в коаксиальном кабеле не дол-
жна превышать 2, но при работе в диапазоне
7 МГц приходится мириться с его увеличе-
нием до 3. Аналогичного результата следует
ожидать и при использовании симметриру-
ющего трансформатора на кольцевом сер-
дечнике.
Рис. 18.36. Эскиз симметрирующего
трансформатора 4:1
Применение 75-омного коаксиального ка-
беля позволяет вообще отказаться от транс-
формации, поскольку на частоте 7 МГц на-
блюдается почти идеальная согласован-
ность, а в остальных диапазонах КСВ в худ-
шем случае составит около 2,4. В таком
режиме необходим симметрирующий транс-
форматор 1:1 и может оказаться достаточ-
ным кабельный дроссель.
Размеры треугольной рамки в небольших
пределах могут быть изменены, так как сум-
марная длина треугольника и настроенного
фидера составляет 41,0-42,5 м. Ее выбор оп-
ределяется строительной высотой антенны
и влиянием на нее окружающих предметов.
При необходимости положение резонан-
сов корректируется на конце настроенной
320
18. Многодиапазонные направленные излучатели
двухпроводной линии, которая выполняет-
ся из обычного плоского УКВ кабеля с уче-
том коэффициента укорочения.
18.8. Вложенные
многодиапазонные
директорные антенны
Такие элементы рассчитываются для не-
скольких диапазонов и размещаются на об-
щем носителе антенны, один внутри друго-
го, поэтому их называют вложенными. Рас-
стояния между элементами выбираются
так, чтобы минимизировать их взаимное
влияние.
18.8.1. Двухдиапазонная директорная
антенна KH6OR на 20 и 15 м
Двухдиапазонная остронаправленная антен-
на, созданная оператором KH6OR, пред-
ставляет собой комбинацию активного «на-
стоящего» многодиапазонного элемента с
вложенными пассивными элементами. Схе-
ма такой антенны показана на рис. 18.37а,
а некоторые подробности ее устройства ил-
люстрирует рис. 18.376.
Активный элемент содержит два запира-
ющих контура такого же типа, как в антен-
не W3DZZ. Контуры настроены в резонанс
на частоте 20,5 МГц. При этом емкости кон-
денсаторов составляют по 25 пФ. Обе катуш-
ки по 2,4 мкГн имеют по шесть витков алю-
миниевого провода диаметром 3,0-3,5 мм.
Витки диаметром намотки 75 мм равномер-
но уложены на длине 50 мм. Здесь приме-
нена новинка: два гамма-согласующих зве-
на включены параллельно с целью обеспе-
чить хорошее согласование с коаксиальным
кабелем в обоих диапазонах. Параметры
этих согласующих звеньев приведены в ка-
честве ориентировочных значений. Они
корректируются при окончательной на-
стройке по минимуму КСВ в коаксиальном
кабеле. Активный элемент с представлен-
ными на рисунке параметрами поддержи-
вает резонанс антенны на частотах 14,3 и
21,3 МГц.
Полномерные пассивные элементы раз-
мещены на несущей мачте так, чтобы мини-
мизировать взаимное влияние. В варианте,
предназначенном для диапазонов 20 и 15 м,
рефлектор отстоит от излучателя на 0,12 X
и 0,13 X, а директор - на 0,17 X и 0,19 X соот-
ветственно. Общая длина несущей травер-
сы достигает 6,10 м. Разумеется, вместо ак-
тивного элемента можно включить любой
другой многодиапазонный, но примене-
ние чрезмерно укороченных бессмысленно.
Если уж используются полномерные пас-
сивные элементы, не стоит портить их хоро-
шие качества пониженной эффективностью
Рис. 18.37. Двухдиапазонная остронаправленная антенна KH6OR на 20 и 15 м: а - общая схема;
б - деталировка активного элемента
18 8. Вложенные многодиапозонные директорные антенны
321
укороченного излучателя. Активный трех-
диапазонный элемент направленной ан-
тенны DL1FK (рис. 18.18) способен слу-
жить полноценной заменой активному двух-
диапазонному элементу KH6OR. При этом
появится возможность установить пассив-
ные элементы 10-метрового диапазона на
несущей конструкции антенны и перевес-
ти ее в трехдиапазонный режим эксплуа-
тации.
18.8.2. Двухдиапазонная директорная
антенна с вложенными
элементами W8FYR на 20 и 15 м
На схеме этой антенны (рис. 18.38) отсут-
ствуют какие-либо особенности. Это две
обычные трехэлементные директорные ан-
тенны с раздельным питанием и гамма-со-
гласованием, размещенные на общей несу-
щей конструкции.
Директор 15м
Вибратор 75 м
Вибратор 20 м
6,40 м г
358 м
Рефлекторам
Рефлектор 20 м
5
Рис. 18.38. Двухдиапазонная остронаправленная
антенна с вложенными элементами на 15 и 20 м
Такая конструкция понравится тем, кто
хотел бы избежать сложностей создания
многодиапазонных направленных антенн и
располагает местом для их установки и до-
статочными средствами.
По сравнению с KH6OR элементы этой
антенны несколько удлинены, так что ее ре-
зонансные частоты смещены к низкочастот-
ным границам диапазонов - к участкам, пред-
назначенным для телеграфии. Параметры
гамма-звеньев согласования соответствуют
данным из раздела 6.3. Антенне нужны два
отдельных коаксиальных фидера. Можно
обойтись и одним, предусмотрев переключе-
ние излучателя с помощью коаксиального
реле, размещенного на каркасе антенны.
Антенна, аналогичная представленной на
рис. 18.38, но с вложенными элементами
для диапазонов 15 и 10 м, показана на рис.
18.39. К ней применимы те же данные, что
и к антенне для диапазонов 20 и 15 м.
Директор 455 м
Директор 75м
Вибратор
Вибратор 75м|
Рефлектор Юм
Рефлектор
6,41м
5,04 м
6,85 м
5,37м
7,23 м
Рис. 18.39. Двухдиапазонная стронаправленная
антенна с вложенными элементами на 10 и 15 м
18.8.3. Двухдиапазонная директорная
антенна с вложенными
элементами W4KFC на 15 и 10 м
У двухдиапазонной остронаправленной ан-
тенны W4KFC (рис. 18.40) есть маленькая
особенность: один из пассивных элементов
отсутствует, а средний вторичный элемент
служит одновременно рефлектором для
10-метрового и директором для 15-метро-
вого диапазонов. Однако для диапазона
10 м он длинноват. Кроме того, двойное
применение потребовало иначе распреде-
лить элементы антенны, и длина траверсы
теперь составляет 6,05 м. Но у компактного
варианта на рис. 18.39 ее длина равна лишь
4,60 м при той же эффективности. Поэтому
экономия одного элемента не дает решаю-
щих преимуществ варианту W4KFC.
18.8.4. Конструкция остронаправленной
антенны VK2ABQ
Работа этой антенны станет понятнее, если
исходить из комбинации полуволнового виб-
ратора с пассивным элементом (рис. 18.41а).
Она является простейшей однонаправлен-
ной двухэлементной антенной с усилением
до 4 dBd. Такое усиление имеет место при
входном сопротивлении 50-60 Ом, когда
пассивный элемент служит рефлектором
и отстоит от вибратора на 0,25 X. Ради
удобства последующих сопоставлений при-
мем, что длина элемента равна 10 м (Х/2)
и расстояние между ним и рефлектором
составляет 5 м (Х/4); это служит предпосыл-
кой резонанса в 20-метровом диапазоне.
Такая антенна описывает окружность ра-
диусом более 7 м, покрывая площадь около
50 м2.
Обычно антенна излучает радиоволны
из пучности тока, максимумы которого
322
18. Многодиапазонные направленные излучатели
Рис. 18.40. Двухдиапазонная остронаправленная
антенна W4KFC с вложенными элементами
на 10 и 15 м
приходятся на середину вибратора. Поэто-
му излом внешних концов вибратора не
оказывает существенного влияния на излу-
чение системы. Антенна, реализующая этот
принцип, изображена на рис. 18.416, где
концы обоих элементов длиной по Х/8 ото-
гнуты под прямым углом навстречу друг
другу и стыкуются через изолятор. При
этом эффективное расстояние между эле-
ментами оказывается несколько меньшим
Х/4. Так образуется двухэлементный на-
правленный излучатель, имеющий преиму-
щества перед «развернутым» вариантом
(рис. 18.41а): в диапазоне 20 м антенна
VK2ABQ при вращении описывает окруж-
ность радиусом всего лишь 3,60 м и ей нуж-
на только половина площади (25 м2).
Разумеется, приходится смириться с мень-
шим усилением относительно нормального
варианта (рис. 18.41а), да и описание прин-
ципа действия антенны нуждается в уточ-
нении. На самом деле электрические пара-
метры антенны VK2ABQ таковы, что реф-
лектор уже не является чисто пассивным
элементом. Благодаря тесному взаимодей-
ствию концов элементов в узле напряже-
ния, где они отделены друг от друга только
изолятором, рефлектор оказывается свя-
занным с излучателем по напряжению, но
с разностью фаз в 90°. Поэтому диаграмма
направленности должна принять форму
кардиоиды. Принцип действия антенны
VK2ABQ все еще не имеет эксперимен-
тального обоснования.
Каркасом этой направленной антенны
служит крестовина с перекладинами (спи-
цами) из дерева, бамбука или полиэфир-
ной смолы, армированной стекловолокном.
Рис. 18.41. Формирование элемента VK2ABQ
а - двухэлементный направленный излучатель
с рефлектором, отстоящим на 0,25 X; б - элемент
антенны VK2ABQ
Сами элементы выполняются из провода
произвольного сечения, проложенного по
крестовине. В ее центре имеется деревян-
ная или текстолитовая пластина для креп-
ления спиц. При создании антенны следует
избегать близкого расположения взаимо-
связанных масс металла и ее каркаса. Ме-
таллические крепежные детали не должны
контактировать друг с другом и мачтой ан-
тенны. Для увеличения жесткости кресто-
вины концы спиц обвязываются синтети-
ческим нерастягивающимся шнуром, кото-
рый одновременно служит для прокладки
провода элементов, упрощая подгонку их
длины и обеспечивая хорошую изоляцию.
По внешнему виду и величине перимет-
ра антенна VK2ABQ напоминает лежащий
квадратный элемент - рамку, но радикаль-
но отличается от нее принципом действия.
VK2ABQ представляет собой однонаправ-
ленный двухэлементный излучатель с уси-
лением до 4 dBd (по оценкам автора антен-
ны), тогда как рамка при том же расходе ма-
териалов и занимаемой площади служит
двунаправленной волновой петлей с усиле-
нием около 1 dBd, работающей в верти-
кальном положении.
Для работы антенны VK2ABQ крайне
важны изоляторы Z на концах элементов,
сближенных на минимальное расстояние в
пучности напряжения при емкостной кон-
цевой нагрузке. Ясно, что в этих условиях
18.8. Вложенные многодиапазонные директорные антенны
323
неприменимы известные формулы для вы-
числения значений параметров полувол-
нового вибратора, но они годятся для полу-
чения ориентировочной оценки этих па-
раметров с последующей корректировкой
длины элементов. На эффективность изо-
ляторов отрицательно влияют обледенение
и иней.
«Вложение» элементов легко превраща-
ет однодиапазонную антенну в многодиапа-
зонную (рис. 18.42), в рассматриваемом
примере - в антенну для диапазонов с час-
тотами 14, 21 и 28 МГц. Здесь любопытен
способ питания элементов трех диапазонов
через единственный коаксиальный кабель
без подключения симметрирующего уст-
ройства в точках XX. Для связи элементов
оператор VK2ABQ выбрал 75-омную двух-
проводную линию, но можно восполь-
зоваться и 300-омным плоским кабелем.
Скрутка такой линии недопустима. На-
стройка трехдиапазонного режима требует
большого терпения и заключается преиму-
щественно в том, чтобы настроить актив-
ные элементы на полуволновый резонанс
путем подбора длины элементов и точек
для отводов питания на двухпроводной ли-
нии связи (только на 21 и 28 МГц). При на-
стройке антенны вблизи земной поверх-
ности (на высоте до 2 м) резонанс устанав-
ливается у нижней частотной границы
диапазона. Тогда после монтажа антенны на
рабочей высоте резонансы окажутся при-
близительно в центре частотных полос ди-
апазонов. Необходимая длина элементов
лежит в пределах 9,30-10,40, 6,70-7,20 и
4,95-5,20 м для резонанса вблизи частот 14,
21 и 28 МГц соответственно. При этом рас-
стояние от центра крестовины до крепле-
ния провода к спице составляет 3,60, 2,55 и
1,80 м для той же последовательности диа-
пазонов (рис. 18.42).
На рис. 18.43а представлен миниатюр-
ный вариант трехдиапазонной антенны с
радиусом описываемой окружности (дли-
ной спицы крестовины) 2,50 м. Длина про-
вода, недостающая для полуволнового ре-
зонанса, входит в длину линии из двух па-
раллельных проводов с расстоянием между
ними не менее 50 мм. К клеммам питания
XX напрямую подключается 50-омный ко-
аксиальный кабель, если величина КСВ не
выходит за допустимые пределы. Более
рациональный способ подключения коак-
сиального фидера показан на рис. 18.436;
смещение отводов позволяет добиваться
лучшего согласования с коаксиальными
Рис. 18.42. Трехдиапазонная остронаправленная
антенна VK2 ABQ
кабелями разного волнового сопротивле-
ния. Расстояние от центра крестовины до
крепления провода к спице составляет 2,50,
1,67 и 1,25 м для диапазонов с частотами 14,
21 и 28 МГц. По оценке автора VK2ABQ,
усиление мини-версии антенны достигает
3 dBd при подавлении обратного излуче-
ния на 12-15 дБ. Элементы для частот 21 и
28 МГц подстраиваются путем смещения
отводов от параллельных проводов линии
питания.
Оператор G3LZR сконструировал вари-
ант антенны (рис. 18.44), несколько отлича-
ющийся от изображенного на рис. 18.42.
Рис. 18.43. Миниатюрный вариант
трехдиапазонной остронаправленной антенны
VK2 ABQ: а - вид сверху; б - улучшенный
способ согласования коаксиального кабеля
324
18. Многодиапазонные направленные излучатели
В нем нет линии из параллельных прово-
дов, клеммы питания всех элементов не-
посредственно соединены друг с другом,
а середины рефлекторов сведены вместе,
но не имеют гальванической связи бла-
годаря мелким изоляторам между ними.
G3LZR предупреждает, что концы элемен-
тов с изоляторами Z не должны отстоять
друг от друга более чем на 6 мм. В данной
версии возросла не только длина спиц крес-
товины (рис. 18.44), но и периметр каждой
из систем. Они составляют 21,03, 14,17 и
10,62 м для 14, 21 и 28 МГц соответственно.
При таких параметрах облегчается настрой-
ка. В случае необходимости средние части
рефлекторов разводятся и к ним подключа-
ются настроечные шлейфы. В качестве фи-
дера к клеммам XX присоединяется 75-ом-
ный коаксиальный кабель произвольной
длины без симметрирующего устройства.
Варианты антенны VK2ABQ описывают-
ся в [16-18].
Рис. 18.44. Вариант антенны VK2ABQ,
предложенный оператором G3LZR
18.9. Вложенные
трехдиапазонные двойные
рамочные антенны
Рамочный принцип построения излучате-
лей Cubical Quad (см. раздел 15.1) особен-
но удобен для создания вложенных конст-
рукций многодиапазонных антенн, так
как элементы высокочастотных диапазо-
нов органично вписываются в рамочные
конфигурации. Впрочем, сторона квадрата
для диапазона 20 м имеет длину 5 м, и не
каждый любитель справится с элементом
подобных габаритов. Тем не менее суще-
ствуют экземпляры трехдиапазонных ра-
мочных антенн, способные противостоять
сильным бурям, несмотря на легкость сво-
ей конструкции. Такая антенна с бамбуко-
вым каркасом весит около 20 кг. Имеется
возможность снизить ее массу и ветровое
сопротивление, изготовив детали карка-
са из полиэфирной смолы, армированной
стекловолокном (из удилищ).
Описываемые далее трехдиапазонные ра-
мочные антенны легко превратить в двух-
диапазонные на 10 и 15 м ценой отказа от
работы в 20-метровом диапазоне.
18.9.1. Трехдиапазонная рамочная
антенна W4NNQ
При построении рамочной антенны глав-
ная трудность заключается в конструирова-
нии легкого каркаса, который не поддавал-
ся бы скручиванию. Оператор W4NNQ
первым предложил многолучевую конст-
рукцию центральной части каркаса, весьма
удачную по своим механическим и элект-
рическим свойствам.
Эскиз трехдиапазонной рамочной антен-
ны представлен на рис. 18.45. В центре кон-
струкции имеется отрезок трубы с восемью
опорами для бамбуковых раскосов (шес-
тов), приваренными к трубе под опреде-
ленными углами к ее оси. Каждая опора вы-
полнена из стального уголка размерами
500x40x40x5 мм. Длина отрезка трубы со-
ставляет 400-600 мм, а ее внутренний диа-
метр равен внешнему диаметру предпола-
гаемой несущей мачты. Трудно дать общую
рекомендацию относительно значений уг-
лов, под которыми следует приваривать
опоры к отрезку трубы, поскольку угол ус-
тановки зависит от расстояния рефлектор-
излучатель. Исходя из требований механи-
ческой прочности, раскосы надо закрепить
не в одной и той же горизонтальной плос-
кости, а в двух, разнесенных на определен-
ное расстояние по вертикали (каждая плос-
кость должна содержать по четыре рас-
коса).
Устройство центрального сварного узла,
предложенного W4NNQ, показано на рис.
18.46а. Конец уголка обработан так, чтобы
он плотно прилегал к отрезку трубы и на-
дежно сваривался с ней под углом 55°.
Пары раскосов фиксируются в уголковых
опорах вокруг трубы, попарно образуя углы
110° и 70° (рис. 18.466). Необходима хоро-
шая точность изготовления центрального
18.9. Вложенные трехдиапазонные двойные рамочные антенны
315
Синтетический фал
Рис. 18.45. Трехдиапазонная двойная рамочная
антенна
узла. Он является самой ответственной и
вместе с тем наиболее трудной для выпол-
нения частью трехдиапазонной рамочной
антенны.
На каждой из уголковых опор крепится
бамбуковый раскос (шест) длиной не менее
4 м, причем в средней части его толщина
должна составлять не менее 30 мм. Реко-
мендуется придать шероховатость поверх-
ности раскоса, обработав ее грубой наждач-
ной бумагой, а затем покрыть его глифтале-
вым лаком. Без этого бамбук быстро придет
в негодность. Для предотвращения растрес-
кивания бамбука в каждой его секции рас-
сверливается вентиляционное отверстие
диаметром 3 мм. С этой же целью на сек-
цию туго наматывают несколько витков
мягкого медного провода и спаивают их
между собой.
Бамбуковые трубки фиксируют на угол-
ках парами мощных хомутов либо обвязоч-
ной проволокой. В последнем случае на
кромках уголка делают прорези, чтобы про-
волока не сползала. Одновременно реко-
мендуется обернуть концы раскосов синте-
тической пленкой для защиты поверхности
бамбука от повреждения обвязочной про-
волокой. Поскольку бамбук - неплохой
изолятор и протяженность изолирующей
поверхности весьма велика, проводник ан-
тенны без всякого риска крепится прямо к
бамбуковым шестам. Проводники излуча-
теля и рефлектора 20-метрового диапазона,
Рис. 18.46. Центральный узел трехдиапазонной
двойной рамочной антенны: а - вид сбоку;
б - вид сверху
проложенные на максимальном удалении
от мачты, образуют на конце каждого шес-
та петлю, зафиксированную обвязочной
проволокой, что улучшает стабильность
конструкции. Проводники элементов 15- и
10-метрового диапазонов достаточно закре-
пить обвязочной проволокой (возможно
использование легких изоляторов). Анало-
гичная «рамка-паук» и подробные реко-
мендации по ее изготовлению описаны в
[19-20].
Элементы антенны
В качестве проводника пригодны медные
провод или канатик любого сечения, но
предпочтительна бронзовая проволока ди-
аметром 1,5-2,0 мм. На излучатель и реф-
лектор 20-метрового диапазона уйдет око-
ло 25 м такого провода. Отмечают середину
провода и в обе стороны от нее откладыва-
ют по 2,60 м. Полученный таким способом
размер 5,20 м равен длине верхней горизон-
тальной стороны 20-метровой рамки. Те-
перь остается закрепить проводник на кон-
цах бамбуковых шестов. Затем подключают
вертикальные отрезки длиной по 5,20 м
и монтируют проводник нижней гори-
зонтальной стороны с входом антенны. В
разрыве средней части этого проводни-
ка крепят изолятор, оставляя «хвосты»
проводника необрезанными. Затем в той
же последовательности прокладывают про-
водники рамок 15- и 10-метрового диапазо-
нов. Естественно располагать проводники
рамок на бамбуковых раскосах так, чтобы
между парой раскосов сразу получались
стороны рамок заданной длины. Точки
крепления проводников вычисляются по
тригонометрическим формулам, но их мож-
но также найти опытным путем. Длина
сторон рефлектора и активного элемента
326
18. Многодиапазонные направленные излучатели
одинаковы. Для поддержания эффекта от-
ражения к нижней части рефлектора под-
ключается замкнутый шлейф в виде двух-
проводной линии. Он обеспечивает элект-
рическое удлинение элемента и смещает
резонансную частоту вниз. Длина шлейфов
рефлекторов составляет 2,00, 1,50 и 1,00 м
для диапазонов 20, 15 и 10 м соответст-
венно.
Окончательное положение шлейфов на-
ходят при настройке. Расстояние до реф-
лектора влияет на входное сопротивление
и усиление системы. Естественно и целесо-
образно выбрать расстояние излучатель-
рефлектор таким, чтобы входное сопротив-
ление системы соответствовало волновому
сопротивлению предполагаемого фидера. В
табл. 18.4 представлены результаты при-
близительных оценок ожидаемого входно-
го сопротивления в зависимости от этого
расстояния, выраженного в долях длины
волны, а также соответствующие геометри-
ческие расстояния между излучателем и
рефлектором для высокочастотных люби-
тельских диапазонов.
Разумеется, эти расстояния надо знать
еще до изготовления центрального сварно-
го узла: они определяют углы, под которы-
ми уголковые опоры раскосов приварива-
ются к отрезку трубы. При сборке система
подкрепляется растяжками из синтетичес-
кого шнура для придания ей большей жес-
ткости. Здесь лучше всего применить шнур
из стекловолокна в ПВХ оболочке, который
гарантирует высокую прочность на разрыв,
хорошую изоляцию и, что особенно важно,
почти не растягивается.
Питание
Входное сопротивление системы близко к
70 Ом, и поэтому напрашивается прямое
питание по коаксиальному кабелю любой
длины. Как показывает практика, в корот-
коволновых диапазонах симметрирование
коаксиального кабеля необязательно, и по-
чти все двойные рамочные антенны, пост-
роенные для этих диапазонов, работают
при непосредственном подключении коак-
сиального фидера.
Согласно традиционному способу пита-
ния трехдиапазонных рамочных антенн, на
каждый диапазон выделяется отдельный
фидер. Но при значительной протяженнос-
ти линий питания резко возрастает потреб-
ность в кабеле. Если каждую систему на-
строить на оптимум согласования, то входы
питания элементов трехдиапазонной ра-
мочной антенны можно подключить парал-
лельно к общему фидеру (рис. 18.47). Це-
лесообразно присоединить его к входу
15-метрового излучателя и уже от него про-
вести двухпроводные линии-связки к клем-
мам питания 20- и 10-метрового элементов.
Однако эти линии нагрузят излучатели, и их
резонансная частота окажется ниже расчет-
ной. Поэтому длина излучателей должна
быть уменьшена на длину линий-связок. Тот
же результат даст электрическое укорочение,
а) б)
Фидер Изолятор
Рис. 18.47. Устройство и питание элемента- а - фронтальный вид активного элемента;
б - активные элементы и рефлекторы, вид сбоку
18.9. Вложенные трехдиапазонные двойные рамочные антенны
327
если в цепи излучателей включить конден-
саторы. Случается, что питание трех эле-
ментов излучателей через общий коак-
сиальный кабель ограничивает эффектив-
ность работы в 15-метровом диапазоне.
В таких случаях рекомендуется переходить
на безотказное питание через отдельные
фидеры.
Настройка
Сначала активные элементы выводят на их
резонансные частоты. Для этого фидер со
встроенным рефлектометром подключают к
настраиваемому элементу. Излучатель воз-
буждают от штатного передатчика, измери-
тельного генератора или волномера, изме-
няя частоту в широких пределах и следя за
рефлектометром. Резонансной частотой ак-
тивного элемента будет та, при которой
КСВ линии станет минимальным. Если она
не совпадает с расчетной, надо соответствен-
но изменить длину элемента (см. рис. 15.4).
Затем настраивают рефлекторы на мак-
симальное подавление обратного излуче-
ния с помощью простого измерителя на-
пряженности поля (вспомогательная ан-
тенна, германиевый диод и индикатор),
размещенного приблизительно в 50 м от
настраиваемой антенны на ее высоте. Ан-
тенну разворачивают рамкой рефлектора к
этому измерителю. При включенном излу-
чателе находят такое положение замыкаю-
щих перемычек шлейфа рефлектора, когда
показания измерителя минимальны. Эта
установка является весьма острой из-за ма-
лой ширины минимума. Настройка реф-
лектора слегка влияет на резонанс излуча-
теля, поэтому в заключение рекомендуется
проконтролировать уход резонанса с помо-
щью рефлектометра.
18.9.2. Трехдиапазонная рамочная
антенна CQ-PA
В голландском любительском журнале
CQ-РА оператор РАОХЕ описал трехдиапа-
зонную рамочную антенну, очень простую
по конструкции и привлекательную для ра-
диолюбителей своей рациональностью. В
этой антенне нет никаких шлейфов и про-
чих средств согласования, и во всех диапа-
зонах сохраняется оптимальное расстояние
до рефлектора. При строгом соблюдении
размеров отпадает надобность в настройке.
В качестве центрального перекрестия
РАОХЕ применил не сварной стальной
узел, а удачную жесткую конструкцию из
квадратных пластин клееной фанеры тол-
щиной 20 мм (рис. 18.48). У пластин со сто-
роной 300 мм выпиливается прорезь длиной
150 мм и шириной 20 мм. Кромки прорезей
выполнены под таким углом к поверхности
пластины, что после сочленения пластин по
прорезям они фиксируются под углом 105°
и 75° одна к другой (рис. 18.486). Из той
же фанеры вырезана опорная пластина
242x184 мм. При установке фанерной крес-
товины на правильно выполненной опорной
пластине сразу получаются необходимые
углы раскрыва 105° и 75°.
Рис. 18.48. Центральный узел рамочной
антенны CQ-РА: а - пластины; б - узел в сборе
Этот главный механический узел антен-
ны тщательно проклеивают и свинчивают
(головки шурупов утоплены в опорной
пластине). Крестовину несколько раз по-
крывают льняной олифой или хорошим
лодочным лаком. Еще более стабильными
и стойкими были бы пластины из слоисто-
го пластика на тканевой основе (стеклотек-
столит).
Затем готовится крепление опорной плас-
тины к несущей мачте. Стальной диск толщи-
ной 3-5 мм и диаметром 180 мм кладется
на нижнюю сторону пластины (рис. 18.49),
и в сложенных вместе диске и пластине свер-
лится шесть отверстий диаметром 5 мм, рас-
положенных по окружности через 60° так,
чтобы при последующей сборке вокруг голо-
вок болтов было достаточно места между пе-
рекрещенными пластинами. Вместо диска
из стального листа можно воспользоваться
стальной пластиной тех же размеров, что и
фанерная опорная пластина.
В качестве мачты РАОХЕ рекомендует
полуторадюймовую стальную водопровод-
ную трубу. Сначала берут трубу длиной 3 м.
На одном конце нарезают резьбу для по-
следующего наращивания мачты через
328
18. Многодиапазонные направленные излучатели
Рис. 18.49. Крепление перекрестия на мачте:
а - опорная пластина;
б - металлический фланец после сварки
резьбовую муфту, а на торец другого накла-
дывают стальной диск с отверстиями, цент-
рируют его и приваривают строго перпенди-
кулярно к трубе. Рекомендуется укрепить
сочленение диска с мачтой, приварив три
треугольных ребра жесткости (рис. 18.496).
Несущими кронштейнами служат восемь
бамбуковых спиц длиной по 4,5 м. Они кре-
пятся к крестовине с помощью 16 скоб, а их
размеры определяются сечением бамбука.
Следует применять оцинкованные или кад-
мированные скобы, гайки, шайбы и другие
металлические крепежные детали. В край-
нем случае можно покрыть их антикорро-
зионным лаком.
Способ крепления кронштейнов к крес-
товине иллюстрирует рис. 18.50. Чтобы не
загромождать изображение, показаны толь-
ко четыре спицы, остальные монтируются
на сторонах противолежащего угла. Наклон
спиц относительно вертикали должен быть
равен строго 52,5°. Этот угол легко найти,
если снять шаблон с раскрыва крестовины
105° и сложить его пополам (105 / 2 = 52,5).
С помощью такого шаблона намечают от-
верстия под крепежные скобы. Внутрен-
нюю скобу лучше располагать не слишком
близко к оси крестовины, чтобы оставить
свободный доступ к гайкам с противопо-
ложной стороны. Коренной конец бамбу-
кового шеста оборачивают изоляционной
лентой или другим подходящим материа-
лом для защиты от повреждения при затя-
гивании крепящих скоб с помощью гаек. В
начале раздела уже говорилось о защитной
обработке самих бамбуковых спиц.
Рис. 18.50. Крепление кронштейнов
Теперь приступают к сборке элементов
антенны. В качестве проводников годятся
любые медные провода или канатик, отвеча-
ющие механическим требованиям. Общая
длина проводников составляет около 100 м.
PA0XE применял многожильный легко
обрабатываемый провод в пластиковой изо-
ляции. Резонансные (сами по себе) излуча-
тель и рефлектор не нуждаются в шлейфах
или иных средствах настройки. Но это де-
лает необходимым применение отдельных
фидеров для каждого элемента излучателя,
и потому от антенны до помещения с ап-
паратурой прокладываются три коакси-
альных кабеля. Здесь подходят любые ти-
пы кабелей с волновым сопротивлением
50-75 Ом.
Рефлекторами служат замкнутые четы-
рехугольники из проводника (рис. 18.516);
у четырехугольников-излучателей на ниж-
ней горизонтальной стороне имеется раз-
рыв для подключения кабеля питания (рис.
18.51а). Чтобы изготовить элементы, нуж-
ны следующие отрезки проводника:
• 20-метровый диапазон:
-для излучателя - проводник длиной
21,06 м (из них 2x50 мм на крепление
разделительного изолятора), что дает
длину проводника излучателя 20,96 м
и соответствует стороне рамки длиной
5,24 м;
• 15-метровый диапазон:
-для излучателя - проводник длиной
14,34 м (из них 2x50 мм на крепление
разделительного изолятора), что дает
длину проводника излучателя 14,24 м
и соответствует стороне рамки длиной
3,56 м;
-длина проводника рефлектора 15,13 м
(из них 50 мм на привинчивание и пайку
18.9. Вложенные трехдиапазонные двойные рамочные антенны
329
Рис. 18.51. Элементы рамочной антенны: а - активные элементы; б - рефлекторы
концов проводника), что дает длину
проводника рефлектора 15,08 м и соот-
ветствует стороне рамки длиной 3,77 м;
• 10-метровый диапазон:
-для излучателя - проводник длиной
10,66 м (из них 2x50 мм на крепление
разделительного изолятора), что дает
длину проводника излучателя 10,56 м
и соответствует стороне рамки длиной
2,64 м;
-длина проводника рефлектора 11,25 м
(из них 50 мм на привинчивание и пай-
ку концов проводника), что дает длину
проводника рефлектора 11,20 м и соот-
ветствует стороне рамки длиной 2,80 м.
Готовые отрезки проводника растягивают
и отмечают на них точки крепления к крон-
штейнам, нанося метки быстросохнущим
лаком или накладывая цветные марки из
прочного синтетического шнура. Свободные
концы марок служат затем для привязыва-
ния проводника к кронштейнам. Рис. 18.51,
где прказаны порядок установки элементов
и длина сторон, поможет правильно разме-
тить отрезки проводника.
Сборку системы целесообразно вести в
такой последовательности:
1. Смонтировать на крестовине четыре на-
правленных вверх кронштейна.
2. Закрепить на них горизонтальные сто-
роны излучателей и рефлекторов так,
чтобы проводники повисли между крон-
штейнами, образующими угол 75°. Ре-
комендуется усилить верхние кронш-
тейны растяжками из синтетического
шнура, пока доступ к ним свободен.
3. Опорную пластину крестовины привин-
тить к трехметровой секции мачты и ус-
тановить вертикально для продолжения
монтажа. PA0XE советует воспользовать-
ся большим ящиком, сделать отверстия
под трубу мачты в крышке и днище,
вставить в них секцию и оставить ее в
таком положении до окончания сборки
антенны.
4. Привинтить к крестовине четыре на-
правленных вниз кронштейна и закре-
пить вертикальные отрезки элементов
на нижних кронштейнах.
5. У рефлекторов спаять концы проводни-
ков так, чтобы из них получилась нижняя
горизонтальная сторона рамки. Между
концами излучателей закрепить неболь-
шой изолятор. Такие изоляторы посреди-
не нижней стороны рамки образуют ввод
питания.
6. Усилить растяжками из синтетического
шнура нижние кронштейны. Тем самым
всей системе будет придана должная
стабильность и более правильная куби-
ческая форма. Подключить коаксиаль-
ный кабель с волновым сопротивлени-
ем 5075 Ом к вводу питания и проло-
жить его к крестовине.
После этого антенна CQ-РА готова к ра-
боте, остается лишь водрузить ее на крышу
или мачту.
18.9.3. Вантовая трехдиапазонная
рамочная антенна
При всех электрических достоинствах ра-
мочных антенн типа Cubical Quad жесткость
их несущего каркаса обычно не рассчитана
на разрушительное действие непогоды, и
довольно часто «рамка-паук» оказывается
жертвой первой же сильной бури. Да и срок
службы популярных шестов из бамбука от-
носительно невелик. В зависимости от мес-
тных условий их приходится обновлять
330
18 Многодиапазонные направленные излучатели
Рис 18 52 Вантовая трехдиапазонная рамочная
антенна DM2ARD (фото Ф Тракслера)
не реже одного раза в пять лет Исходя
из этих фактов, Ф Тракслер (F Traxler,
DL1RMD, бывший DM2 AMD, а еще раньше
Y2IRD) разработал несущую систему, отли-
чающуюся долговечностью, легкостью, ма-
лым ветровым сопротивлением и внутрен-
ней стабильностью
Рис 18 52 иллюстрирует ее принципиаль-
ное устройство отказ от применения спиц
для подвески рамок, размещение на одной
короткой траверсе изогнутых крестообразных
вантовых носителей элементов Необходи-
мая эластичность такой конструкции обес-
печивается только стекловолоконным фа-
лом диаметром 14 мм Для двухдиапазонно-
го варианта достаточен диаметр 12 мм
Кривизна несущей конструкции дает сле-
дующие преимущества
• обеспечивается правильное расстояние
излучатель-рефлектор для каждого диа-
пазона,
• подобно луку, натягивающему тетиву,
эластичный стекловолоконный фал натя-
гивает антенный элемент и усиливает
стабильность несущей конструкции,
• благодаря применению стекловолокон-
ных прутков элементы антенны крепятся
непосредственно к ним без изоляторов,
отсутствие острых кромок снижает опас-
ность обрыва проводников
Несущее устройство
Мачта-опора составлена из двух стальных
труб (одна - длиной 5 м, диаметром 3 дюй-
ма, вторая - длиной 6 м, диаметром 2,5 дюй-
ма) На свободный конец второй посажен
швеллер длиной 600 мм, в который вклады-
вается несущая траверса Ради снижения
веса конструкции рекомендуется выполнить
ее их двухдюймовой трубы легкого сплава,
но годится и стальная труба подходящих
размеров
Втулки с фланцем на тугой посадке встав-
ляются в торцы трубы траверсы (рис 18 53)
Наружный диаметр втулок равен внутрен-
нему диаметру траверсы Важно правильно
отторцевать фланец втулки, к которому при-
винчивается пластина с несущей крестови-
ной (рис 18 54) Втулки фиксируются на
траверсе болтами М8 в сквозных отверсти-
ях В] и В2 Они должны быть просверлены
уже при пробной сборке, чтобы гарантиро-
вать строгое соответствие внешнего вида эн-
тенны заданным параметрам
Пластина для несущей крестовины выпол-
няется из листа легкого сплава толщиной
Рис 18 53 Рабочий эскиз втулки с фланцем из легкого сплава
18.9. Вложенные трехдиапазонные двойные рамочные антенны
331
Рис. 18.54. Пластина с несущей крестовиной
5 мм (рис. 18.54). Центральное отверстие
и четыре отверстия вокруг него сверлятся
по разметке фланца втулки, показанной
на рис. 18.53. Четыре гильзы диаметром
18-24 мм из легкого сплава привинчивают-
ся к пластине по ее диагоналям тремя вин-
тами М5 каждая. Осевые отверстия в гиль-
зах рассверливаются на глубину не менее
100 мм под диаметр стекловолоконных
прутков так, чтобы обеспечить их тугую
посадку.
Расчет размеров антенны
Размеры элементов и расстояния между
ними заранее заданы, поэтому для дости-
жения оптимальных условий необходимо
рассчитывать длину траверсы и радиус
изгиба стекловолоконных прутков. Исхо-
дя из принципиального устройства трех-
диапазонной рамочной антенны W4NNQ
(см. раздел 18.8.1), возьмем из табл. 18.4
величину расстояния между элемента-
ми при входном сопротивлении антенны
52-75 Ом.
Согласно рис. 18.55, для расчета длины
дуги Z, стягиваемой хордой а, справедливы
формулы:
Хл/2 2 Xl 2
а = —,а 2= — (18.1)
l = (18.2)
Множитель у/2 появился потому, что а яв-
ляется диагональю рамки. Точность при-
ближенного равенства (18.2) достаточна,
так как при h/a = 0,25 ошибка I составляет
лишь 0,44%, а при h/a = 0,5 она не превосхо-
дит 3%.
Рис. 18.55. Иллюстрация к вычислению
геометрических размеров: а - хорда, h - стрела
сегмента, I - длина дуги, г - радиус кривизны
В табл. 18.4 промежутки между элемен-
тами таковы, что дугу невозможно предста-
вить в виде кривой постоянной кривизны.
В качестве компромисса введем следующие
соотношения для искомых размеров:
a = 2i/2hr-h2
(18.3)
(18-4)
Таблица 18.4. Входные сопротивления
рамочной антенны
Входное сопротив- ление, Ом Расстояние до рефлектора, длин волн Расстояние, соответствующее диапазонам, м
20 м 15 м 10 м
52 0,11 2,34 1,56 1,17
60 0,13 2,76 1,85 1,38
70 0,17 3,62 2,41 1,80
72 0,18 3,83 2,56 1,91
75 0,20 4,25 2,84 2,12
Результаты расчетов представлены в табл.
18.5 для входных сопротивлений от 60 до
75 Ом.
Рекомендации
по сборке и обслуживанию
Группы излучателей и рефлекторов монти-
руются на земле. Благодаря легкости крес-
товин готовые узлы элементов поднимают
в сборе и крепят к траверсе.
Сначала натягивают самые крупные про-
волочные рамки антенны, затем остальные.
При этом необходимо обеспечить одина-
ковое натяжение проводников всех рамок
и параллельность их сторон. Сверление
332
18. Многодиапазонные направленные излучатели
Таблица 18.5. Размеры вантовой антенны DM2ARD
Z, Ом f, МГц Х/4, м 41 х X / 4, м г, м h, м S, м Vs,% Sq, М 1, м Д/, м/%
75 14,10 5,24 7,39 7,75 0,95 3,90 -8 2 7,73 0,34/4,5
75 21,15 3,56 5,03 7,75 0,42 2,84 0 2 5,14 0,11/2
75 28,20 2,64 3,73 7,75 0,23 2,46 +16 2 3,77 0,04/1
60 14,10 5,24 7,39 7,75 0,95 2,90 +5 1 7,73 0,34/4,5
60 21,15 3,56 5,03 7,75 0,42 1,84 -0,5 1 5,14 0,11/2
60 28,20 2,64 3,73 7,75 0,23 1,46 +6 1 3,77 0,04/1
s - расстояние между вибратором и рефлектором vs - относительная погрешность s по сравнению с данными в табл. 18.4 Sq - остаточная длина для поперечины (s = 2h - sa) Д1 - абсолютное расхождение между 1 и Х/4
стекловолоконных прутков недопустимо.
Размеры проволочных рамок и шлейфов
рефлекторов приведены в разделе 18.8.1 и
на рис. 18.47. Не рекомендуется применять
параллельное возбуждение трехдиапазон-
ной антенны через один кабель по схеме,
изображенной на рис. 18.47: опыт свидетель-
ствует о трудности возбуждения 15-метро-
вого диапазона. Питание по трем отдель-
ным коаксиальным кабелям снимает эти
трудности, но требует несколько увеличить
размеры рамок по сравнению с показанны-
ми на рис. 18.51.
В случае неполадок (например, при об-
рыве проводника) любая крестовина пере-
водится в положение, удобное для ремонта.
Для этого удаляют четыре болта М8, ослаб-
ляют осевой винт и вращают крестовину.
Такой прием приближает поврежденный
участок антенны на 5 м к земле.
Установка дополнительных растяжек, кре-
пление шлейфов рефлекторов и прочие
подробности представлены на рис. 18.52.
Расчетные фронтальная и боковая ветро-
вые нагрузки трехдиапазонной рамочной
антенны описанного типа достигают 330 и
280 Н соответственно.
18.9.4. Многодиапазонные рамочные
антенны с директорами
При необходимости повысить усиление
двойной рамочной антенны к ней добавля-
ют пассивный директор в виде квадратной
рамки, что существенно повышает требова-
ния к конструкции и затраты на нее. Здесь
уже не годятся испытанные узлы с наклон-
ными спицами, и крестовины рамок при-
ходится монтировать на длинных гори-
зонтальных траверсах длиной 6-12 м. Та-
кие траверсы выполняют из трехдюймовых
стальных труб и подкрепляют натяжными
устройствами. Это приводит к существен-
ному увеличению весовой и ветровой на-
грузок, так что нужны особо мощные опор-
ные мачты.
Для обеспечения необходимого веса и
стойкости тут хорошо подходят только
кронштейны из стекловолоконных прут-
ков, а иногда и изделия типа тех, что при-
меняют при прыжках с шестом. Они выдер-
жат любые возможные в данном случае на-
грузки, однако часто недоступны по цене.
Другая трудность связана с крепежны-
ми узлами, которые предназначены для
надежной фиксации стекловолоконных
прутков на траверсе (на каждой по четы-
ре). Они подвержены значительным на-
грузкам и должны быть предельно ста-
бильными, но не слишком тяжелыми. Для
построения внешних крестовин (носите-
лей элементов антенны) удобна конст-
рукция, представленная на рис. 18.53 и
18.54. В [1] описано более простое кре-
пежное устройство. Однако здесь вряд
ли найдется универсальное решение, по-
скольку построение такой антенны всегда
связано с применением нестандартных
материалов.
Несмотря на дороговизну конструкции,
радиолюбители строят и успешно эксплу-
атируют подобные антенные гиганты. Са-
мой «дешевой» частью подобных уст-
ройств является собственно антенна, то
есть проводник. Поэтому естественно до-
рогостоящую несущую конструкцию со-
здавать так, чтобы прокладывать по ней
проводник сразу на несколько диапазонов без
существенного повышения затрат. Труд-
ность заключается в том, что для всех трех
диапазонов (20, 15 и 10 м) расстояния меж-
ду элементами должны быть одинаковыми,
18.9. Вложенные трехдиапазонные двойные рамочные антенны
333
но тогда те же расстояния, приведенные
к длинам волн, и, следовательно, входные
сопротивления в разных диапазонах ока-
зываются различными. Более сильное
взаимодействие элементов при концент-
рическом монтаже и неодинаковость вход-
ных сопротивлений не позволяют парал-
лельно питать три антенных входа. Уже
была попытка применить гамма-согласо-
вание, конденсаторы и преобразующие ли-
нии [21]; однако четыре компенсирующих
конденсатора вышли из строя по метеоус-
ловиям, и понадобилось в нескольких ме-
стах перепаять проводник, поэтому пред-
ставляется более разумным возбуждать
каждую систему через отдельный коакси-
альный кабель. Кроме того, выяснилось,
что при концентрическом расположении
элементов трудно возбуждать трехдиапа-
зонную рамочную антенну на 15 м (в кон-
струкциях с наклонными спицами это не
отмечалось).
Вопрос об установке элементов в виде
ромба или квадрата решается просто, так
как оба варианта электрически равнознач-
ны. Преимущество ромбической компонов-
ки заключается в меньшей опасности ее об-
леденения, поскольку вода быстрее стекает
с наклонных сторон рамки. Как уже сказа-
но, рамочным антеннам не требуется сим-
метрирующее устройство при непосред-
ственном возбуждении через коаксиаль-
ный кабель.
Трехдиапазонная рамочная антенна
с четырьмя элементами
Расстояния между группами элементов на
рис. 18.56 одинаковы. Они составляют
0,143 X, 0,213 X и 0,28 X для диапазонов 20,
15 и 10 м соответственно. Поскольку это
расстояние великовато для 10-метрового
диапазона, волновое сопротивление воз-
растает до 110 Ом, и для подключения
50-омного коаксиального кабеля требует-
ся симметрирующее звено. Им служит от-
резок 75-омного коаксиального кабеля
с электрической длиной Х/4, работающий
как четвертьволновый трансформатор (см.
раздел 6.5). Он включается между входом
антенны и 50-омным фидером произволь-
ной длины. Хотя есть указания на возмож-
ность прямого возбуждения секций 20-
и 15-метрового диапазонов через 50-омный
кабель, следует признать более подход-
ящим питание секции 15-метрового диа-
пазона через 75-омный коаксиальный ка-
бель.
Размеры элементов приведены в табл. 18.6.
Усиление, несколько меняясь от диапазона
к диапазону, должно составлять приблизи-
тельно 8 dBd.
Трехдиапазонная рамочная антенна
с тремя-пятью элементами
Этой антенне требуется самая короткая тра-
верса- 7,93 м. Секция для 20-метрового
Рефлекторы
Рис. 18.56. Устройство и размеры четырехэлементной рамочной антенны
334
18. Многодиапазонные направленные излучатели
Таблица 18.6. Размеры четырехэлементной рамочной антенны
Диапазоны 20 м 15 м 10 м
Длина рефлектора R, м 21,98 (22,07)* 14,83 10,88
Длина активного элемента S, м 21,37 (21,46)* 14,43 10,58
Длина директора Db м 21,06 14,12 10,24
Длина директора D2, м 21,06 14,12 10,24
Возбуждение Непосредственно через 50-омный коаксиальный кабель Непосредственно через 50-омный коаксиальный кабель Через 75-омный коаксиальный кабель длиной Х/4, далее через 50-омный
Длина траверсы 9,15 м, наибольшая длина раскоса (диагональ) 7,80 м * Значения в скобках - для 20-метрового диапазона в телеграфном режиме
диапазона образована тремя элементами с
расстоянием между ними по 0,17 X; для
15-метрового - четырьмя элементами с
расстоянием до рефлектора 0,26 X и до ди-
ректоров по 0,15 X; для 10-метрового - пя-
тью элементами с расстояниями рефлек-
тор-директор 1 равным 0,17 X, a Dj-D2 и
D2-D3 - по 0,2 X (рис. 18.57). Тем самым
для всех трех диапазонов реализованы по-
чти оптимальные промежутки и, следова-
тельно, весьма близкие входные сопротив-
ления. Поэтому отпадает надобность в
трансформирующем звене, и три системы
могут возбуждаться через 50-омный коак-
сиальный кабель. Данная очень компакт-
ная и привлекательная конструкция опи-
сана также в [22] без оценок усиления.
Размеры отдельных элементов представ-
лены в табл. 18.7.
Пятидиапазонная рамочная антенна
с двумя элементами
Оператор КС6Т в 1992 г. опубликовал кон-
струкцию пятидиапазонной двухэлемент-
ной рамочной антенны для диапазонов от
20 до 10 м с малым радиусом вращения
[23]. Ее рефлекторы и излучатели показа-
ны на рис. 18.58. В каждой плоскости содер-
жится по пять концентрических проволоч-
ных рамок. Длина траверсы составляет
2,44 м. Каждый излучатель питается через
отдельный гамма-элемент, состоящий из
провода с последовательно включенным
конденсатором в корпусе с коаксиальным
разъемом. На рис. 18.59 изображены схем-
ные элементы согласования и конденсато-
ры для настройки рефлектора, а также рас-
стояния между отверстиями в распорках.
Рис. 18.57. Схема и размеры рамочной антенны из трех-пяти элементов согласно табл. 18.7
18.9 Вложенные трехдиапазонные двойные рамочные антенны
335
Таблица 18.7. Параметры антенны из трех-пяти элементов
Диапазоны 20 м 15 м 10 м
Длина рефлектора R, м 22,15 14,80 11,04
Длина активного элемента S, м 21,72 14,52 10,82
Длина директора Db м 21,18 14,15 10,54
Длина директора D2, м - 14,15 10,54
Длина директора D3, м - - 10,54
Резонансная частота, МГц 14,10 21,10 28,30
Возбуждение Непосредственно через 50-омный коаксиальный кабель Непосредственно через 50-омный коаксиальный кабель Непосредственно через 50-омный коаксиальный кабель
Длина траверсы 7,95 м, наибольшая длина раскоса (диагональ) 7,85 м
Фидер подсоединяется к нужному излуча-
телю посредством дистанционного пере-
ключателя радиосигнала.
Интересен способ крепления квадратных
рамок на распорках. В отверстия распорок
пропускается не проводник антенны, а отре-
зок обвязочной проволоки длиной 50-60 см,
которой проводник прикручивается к рас-
порке. Тем самым предотвращается обрыв
проводника.
Антенна была изготовлена в двух вер-
сиях. Для крепления элементов оператор
КС6Т применял полихлорвиниловые рас-
порки, усиленные алюминиевой трубкой.
Более легкие, короткие и дорогостоящие
стекловолоконные распорки использова-
лись оператором W6NBH, благодаря чему
20-метровый рефлектор получился несколько
укороченным. Кроме того, версии антенны
незначительно различались длиной эле-
ментов гамма-согласования и величиной
емкостей.
В табл. 18.8 приведена длина элементов
гамма-согласования, а в табл. 18.9 - рассто-
яния между отверстиями в распорках. Не-
большие различия в реализации этих вер-
сий рамочной антенны соответствуют раз-
ным отношениям прямого излучения к
обратному (табл. 18.10).
После сборки антенна выводится настро-
ечным конденсатором рефлектора на мак-
симум отношения прямого и обратного
излучения, а затем настраивается на ми-
нимум КСВ посредством гамма-согласова-
ния. Данные об усилении антенны не сооб-
щаются.
Траверса
20-м-эле менты
17-м
15-м
12-м
10-м
Емкости/
изоляторы
Рефлектор (5 мест)
Раскосы
Емкости
гамма-
согласователя
Стержни
гамма-
согласователя
Рис 18 58 Пятидиапазонная двухэлементная рамочная антенна
336
18. Многодиапазонные направленные излучатели
Экран
• 50-омный ।
„ „ безындукционный резистор .
Радиочастотный
ВХОД!
Байонетный 2 __
разъем “ 5
। 100 Ом j 1
Латунная трубка или петля
(2-3 витка провода № 22 - 0,7мм
V Коаксиальный
кабель Изолятор
к радиостанции
Рис. 18 59. Отдельные узлы антенны
Изолятор
CR
Таблица 18.9. Расстояния между отверстиями
в распорках
Размер Излучатель, м Рефлектор, м
А 1,89 2,02
В 2,17 2,31
С 2,55 2,72
D 2,99 3,17
КС6Т Е 3,82 4,05
W6NBH Е 3,82 4,00
Таблица 18.10. Измеренные отношения
прямого излучения к обратному
Диапазон, м КС6Т, дБ W6NBH, дБ
20 25 16
17 15 10
15 25 >20
12 20 >20
10 20 >20}
18.9.5. Трехдиапазонная антенна
типа «птичья клетка»
С тех пор как оператор DK4NA разработал
вариант антенны типа «птичья клетка»,
удобной для повторения, эта компактная и
несложная версия рамочной антенны полу-
чила широкое распространение.
Фотография (см. рис. 18.60) достаточно
подробно демонстрирует ее конструкцию.
Таблица 18.8. Размеры элементов согласования антенн
Диапазон, м Излучатель Г амма-согласователь Рефлектор
L ,м Lg, см S, см Cg, пФ L, м CR, пФ
КС6Т
20 21,62 84 5 125 22,92 68
17 16,91 61 5 ПО 17,92 47
15 14,43 61 4 90 15,36 43
12 12,27 76 3 56 13,07 33
10 10,71 67 3 52 11,40 (перемычка)
W6NBH
20 21,62 79 5 117 22,62 120
17 16,91 53 5 114 17,92 56
15 14,43 66 4 69 15,36 58
12 12,27 38 3 76 13,07 54
10 10,71 46 3 41 11,40 (перемычка)
18 10 Прочие многодиапазонные антенны Delta-Loop
337
Рис 18 60 Трехдиапазонная антенна типа
«птичья клетка» DK4NA
Электрически такое антенное устройство
образовано тремя как бы вложенными от-
дельными системами для 20-, 15- и 10-мет-
рового диапазонов, построенными по схеме,
которая изображена на рис 15 15, и с пара-
метрами из табл 15 2
Ради простоты каждая система возбуж-
дается через отдельный коаксиальный ка-
бель без симметрирования на входах ан-
тенн Попытки применить общий фидер
приводили к серьезному ухудшению согла-
сованности кабеля с излучателем Исходя
из требований механической стабильности
и ради экономии кабеля, ввод питания осу-
ществлялся в нижней плоскости излучате-
лей (рис 15156) При такой конфигурации
шлейфы рефлекторов должны быть закреп-
лены Свободные концы шлейфов фиксиру-
ются посредине отрезков синтетическо-
го шнура, протянутых таким образом, что
шлейф проходит по биссектрисе угла меж-
ду нижними сторонами рефлекторов Бла-
годаря этому почти полностью устраняется
емкостное влияние металлической мачты
на шлейфы
На верхушке мачты, выступающей над
верхней плоскостью антенны, смонтирована
еще и трехэлементная антенна Delta-Loop
диапазона 2 м Удлинение мачты одновре-
менно позволило усилить оттяжками самые
нагруженные элементы 20-метрового диапа-
зона и применить дюралевые трубки (на-
пример, трубку диаметром 18 мм с толщи-
ной стенок 1,5 мм из сплава марки AlCuMg
F 40) длиной 2,90 м для изготовления сто-
рон 20-метровой рамки Для сторон 15-мет-
ровой антенны достаточны трубки диамет-
ром 15 мм с толщиной стенки 1,5 мм и дли-
ной по 1,98 м из того же металла Подобные
трубки идут и на 10-метровые элементы
Выбор диаметра трубок зависит от конст-
руктивных требований, их электрические
качества второстепенны Это также отно-
сится к боковым отвесным сторонам рамок,
выполненным из проволоки легкого сплава
Антенный канатик более прочен и гибок, но
он требует особой защиты соединений с дю-
ралевыми трубками от электролитической
коррозии
Настройка каждой из систем сводится к
оптимальной настройке шлейфа рефлекто-
ра При этом положение замыкающей пере-
мычки шлейфа выбирается так, чтобы реф-
лектометр, подключенный к фидеру, пока-
зывал минимальный обратный сигнал
Антенна типа «птичья клетка» явно вы-
игрывает по легкости изготовления и габа-
ритам у своего «предка» - двойной рамоч-
ной антенны Cubical Quad
18.10. Прочие многодиапазонные
антенны Delta-Loop
Радиолюбители много экспериментирова-
ли с волновыми треугольными рамками
скорее всего потому, что их проще сделать,
нежели квадратные рамки Большинство
разработчиков отказываются от пассивного
рефлектора При всем различии исполне-
ния эти антенны применяются в виде про-
стых двунаправленных излучателей с гори-
зонтальной поляризацией
18.10.1. Вложенные много диапазонные
дельтообразные антенны
Как и в случае двойной рамочной антенны
(см раздел 18 9), «вложение» элементов
позволяет реализовать многодиапазонный
режим работы антенн с дельтообразными
рамками (рис 18 61) Крайне трудно постро-
ить достаточно стабильный полномерный
338
18. Многодиапазонные направленные излучатели
дельтообразный элемент для 20-метрового
диапазона, поэтому такой способ обеспече-
ния многодиапазонности используют лишь
при создании модификации антенн на 15 и
10 м. Размеры требуемых элементов можно
взять из табл. 15.4 или рассчитать по фор-
мулам (15.10) и (15.11).
Рис. 18.61. Вариант вложенной антенны
Delta-Loop для диапазонов 15 и 10 м
10-метровый элемент, вложенный в ста-
бильный элемент на 15 м, выполняется из
медного канатика. Он растягивается внутри
последнего растяжками (а) из синтетическо-
го или стекловолоконного шнура. В верхних
углах вложенного элемента рекомендуется
ввести небольшие изоляторы (Ь), чтобы пре-
дотвратить трение канатика о шнур. Элемен-
ты питаются раздельно, каждый через соб-
ственный коаксиальный кабель. При этом
несущий 15-метровый элемент возбуждается
через гамма-согласователь.
Размеры элементов активной рамки As и
Bs, а также элементов рефлектора AR и BR
приведены в табл. 15.4. Расстояние между
излучателем и рефлектором не требует точ-
ного соблюдения и в варианте, рассчитан-
ном на диапазоны 15 и 10 м, составляет
2,00-2,50 м.
18.10.2. Комбинированная
многодиапазонная
антенна Delta-Loop
W2EGH описал антенну под названием
Inverted Dipole Delta Loop (антенна с пере-
вернутыми дельтообразными элементами),
рассчитанную на работу в любительских ди-
апазонах 160, 80 и 40 м [14]. Как видно из
рис. 18.62, она представляет собой волновую
петлю треугольной формы для 80-метрово-
го диапазона, у которой вершина треуголь-
ника с антенным входом XX расположена
выше противолежащей стороны, параллель-
ной земной поверхности. Кроме того, к вхо-
ду XX параллельно подключен 80-метровый
полуволновый вибратор с наклонными вет-
вями. Для работы в 160-метровом диапазо-
не горизонтальная сторона треугольника
разрывается посредине в точках ZZ, в ре-
зультате чего и получается полуволновый
вибратор полной длины 160 м с изломами. В
40-метровом диапазоне вибратор с наклон-
ными плечами приблизительно отвечает
волновому резонансу, в то время как парал-
лельная ему дельтообразная петля с Kaiyni-
кой между точками ZZ характеризуется
двухволновым резонансом.
Основные преимущества антенн такого ти-
па состоят в том, что они требуют умеренных
затрат, позволяют легко переключаться на
один из трех низкочастотных любительских
диапазонов и питаются непосредственно
Рис. 18.62. Перевернутая антенна Delta-Loop для диапазонов 160,80 и 40 м: а - схема антенны;
б - устройство переключателя
18.10. Прочие многодиапазонные антенны Delta-Loop
339
через 50-омный коаксиальный кабель. Час-
тотная полоса пропускания антенны срав-
нительно широка, а КСВ растет к ее грани-
цам не более, чем до 1,5. С помощью этого
излучателя оператор W2EGH добился вы-
дающихся результатов, что подтверждается
исчерпывающим обзором [15].
Перевернутой дельтообразной рамке нуж-
на мачта высотой 14 м, считая от грунта, и
два столба по 4-5 м высотой. В качестве
опор могут также служить окружающие
строения или деревья. Нижняя сторона
треугольника протянута параллельно зем-
ной поверхности на высоте 3 м. При мень-
шей высоте изменяются частота резонанса,
входное сопротивление и КПД антенны.
Описываемая конфигурация излучателя
отличается рядом успешных нововведений
по части многодиапазонности, и потому
стоит поближе познакомиться с теорией
подобных антенн.
Согласно рис. 18.62, длины горизонталь-
ной и боковой сторон треугольника относят-
ся как 1,73:1, так что подобная дельтообраз-
ная рамка по своей форме близка к петлево-
му вибратору и, следовательно, отличается
более высоким входным сопротивлением по
сравнению с «настоящим» дельтообразным
элементом. В данном случае входное сопро-
тивление в точках XX должно составлять
около 160 Ом. Это весьма неудобная вели-
чина для питания многодиапазонной антен-
ны через общий 50-омный кабель. Оператор
W2EGH нашел простое решение, подклю-
чив параллельно клеммам XX подходящий
полуволновый вибратор. Поскольку тонко-
проводному 80-метровому вибратору прису-
ще входное сопротивление 65 Ом, его парал-
лельное подключение к треугольной рамке
снижает входное сопротивление антенны до
величины
65x160
65 + 160
= 46,2 Ом
и обеспечивает согласование с 50-омным
кабелем (значение КСВ близко к 1,08). Па-
раллельный вибратор расширяет полосу
частот антенны, особенно если его резонан-
сную частоту слегка сместить относитель-
но резонанса треугольной петли (напри-
мер, 3600 кГц для вибратора и 3700 кГц для
треугольника или наоборот).
Кроме того, наличие провода общей дли-
ной 1,5 X обещает улучшенное излучение ра-
диоволн 80-метрового диапазона. Разрыв
проводника в точках ZZ для перехода в режим
полуволнового вибратора 160-метрового
диапазона не вызывает помех со стороны
80-метрового вибратора; он лишь образует
емкостную нагрузку и почти не влияет на
входное сопротивление. Для работы в
40-метровом диапазоне служит волновый
вибратор с высоким входным сопротивлени-
ем, параллельный двухволновому дельтооб-
разному элементу. По-видимому, здесь следу-
ет ожидать сильного рассогласования. Одна-
ко, по утверждению оператора W2EGH,
входное сопротивление в 40-метровом ре-
жиме составляет 50 Ом, а по измерениям
DL8TP установлено, что при питании через
60-омный коаксиальный кабель величина
КСВ оказалась равной примерно 1,2, повы-
шаясь до 1,5 по краям диапазона. Даже в диа-
пазонах 20, 15 и Юм DL8FP смог получить
неплохие результаты, хотя КСВ в среднем
достигал 1,9, 2,4 и 2,8 соответственно. Пока-
затели многодиапазонного режима, вероятно,
могли бы быть улучшены, если бы в каждом
из высокочастотных любительских диапазо-
нов к клеммам XX дополнительно подклю-
чался полуволновый вибратор.
Согласно измерениям оператора W2EGH,
антенне, схема которой изображена на
рис. 18.62, свойственны следующие резо-
нансы:
80-метровой дельтообразной петле - ре-
зонанс 3,7 МГц, соответствующий
__ 293,34
Zm f
1 МГц
80-метровому полуволновому вибрато-
ру - 3,9 МГц, соответствующий
(18.6)
147,4
ZM - f
1 МГц
40-метровой двухволновой дельтообраз-
ной петле - 7,4 МГц, соответствующий
_ 586,7
ZM “ f
1 МГц
160-метровому полуволновому вибрато-
ру - 1,825 МГц, соответствующий
(18.7)
__ 144,7
ZM - f
1 МГц
(18.8)
Здесь / обозначает суммарный периметр
дельтообразной петли или общую длину по-
луволнового вибратора. Расчетные форму-
лы выведены по результатам измерений.
340
18. Многодиапазонные направленные излучатели
80-метровый полуволновый вибратор,
рассчитанный на резонанс при 3,9 МГц, не
годится для Европы. При копировании
каждую из его половинок надо удлинить до
20,45 м (резонансная частота 3,6 МГц). По
условиям резонанса дельтообразной петли
40-метрового диапазона видно, что в точках
ZZ должна быть включена удлиняющая ка-
тушка. Ее обмотка из 20 витков медно-
го провода диаметром 2 мм укладывается
на каркасе диаметром 65 мм с шагом
2 мм. Закорачивая витки, находят необходи-
мую резонансную частоту. Не во всех стра-
нах любителям разрешается пользоваться
160-метровым диапазоном, поэтому от него
обычно отказываются. Тогда параметры ан-
тенны становятся более благоприятными,
если дельтообразную петлю рассчитать на
3,6 МГц (периметр 81,5 м), а дополнитель-
ный вибратор - на 3,7 МГц (длина сторон
2x19,9 м). В 40-метровом диапазоне двух-
волновый резонанс приходится на 7,2 МГц.
Вследствие этого для резонанса посредине
40-метрового диапазона понадобится толь-
ко небольшая катушка, которая вызовет
лишь слабый эффект удлинения в диапазо-
не 80 м. В результате отпадает надобность в
переключателе в точках ZZ, и удлиняющая
катушка остается постоянно включенной.
Немного поэкспериментировав, можно
было бы воспользоваться принципом антен-
ны DL7AB (см. раздел 11.3) и преобразовать
эту дельтообразную антенну в излучатель,
оптимально согласованный во всех лю-
бительских диапазонах. Вышеприведенные
формулы позволяют пересчитывать антен-
ны на другие частоты. При заданной высоте
мачты размеры антенны с перевернутыми
дельтообразными элементами определяют-
ся без всяких вычислений - графически
с помощью масштабной бумаги и циркуля.
18.11. Рамка с низким цоколем
В 1974 г. Е. Бастиан (Е. Bastian) разработал
удобную рамочную антенну, названную им
Low Base Quad [26] и позднее запатенто-
ванную в США [27].
Преимущество этой антенны по сравнению
с рамками на траверсах или наклонных спи-
цах состоит в том, что она легко обслужива-
ется и разбирается. Опоры элементов крепят-
ся в одном узле, выполненном в виде головки
с гнездовыми отверстиями и помещенном
посредине цокольной плоскости антенны.
Вся антенна собирается над этой головкой.
На рис. 18.63 показан объемный эскиз дву-
хэлементной рамочной антенны на три
частотные полосы, на рис. 18.64 - ее вид
сверху, а на рис. 18.65 - вид сбоку.
Рис. 18.63. Трехдиапазонная антенна
Low Base Quad
Рис. 18.64. Антенна Low Base Quad, вид сверху
Рис. 18.65. Антенна Low Base Quad, вид сбоку
На рисунках показаны:
1 - головка в цокольной плоскости;
4 - опоры элементов из стекловолокон-
ных трубок:
4a-4d - горизонтальные распорки в цо-
кольной плоскости;
4e-4h - распорки с раствором вверх;
5 - натяжной шнур (изолирован):
5а-5Ь - верхние диагональные шнуры;
5c-5d - верхние поперечные шнуры;
5e-5f - нижние поперечные шнуры;
7 - фидер;
18.71. Рамка с низким цоколем
341
11,12,13 - излучатели;
21,22,23 - рефлекторы.
Монтаж и настройка антенны осуществ-
ляются у поверхности земли. Антенна пи-
тается через гамма-согласующее устрой-
ство и фидер в цокольной плоскости, кото-
рая вполне доступна после монтажа на
мачте антенны. Антенна легко и надежно
собирается.
Единственный недостаток этой конст-
рукции по сравнению с рамкой на спицах
состоит в том, что распорки с раствором
вверх должны быть почти на два метра
длиннее спиц.
18.12. Логопериодические
антенны
(R. Н. DuHamel - патент США № 2085879,1958 г.)
18.12.1. Введение
В 1957 г. на съезде IRE (Института радиоин-
женеров США) Р. Г. Дюамель (R. Н. Du-
hamel) и Д. Э. Избелл (D. Е. Isbell) из уни-
верситета штата Иллинойс представили
этот новый тип антенн [28]. Позднее таки-
ми антеннами занялись ведущие фирмы
мира (Collins, Marconi, Rohde & Schwarz). С
разработкой логопериодических антенн свя-
заны такие имена, как Op (Е. R. Ore) [29],
Берри (D. G. Berry) [30], Майес (Р. Е. May-
es) и Кэррел (R. L. Carrell) [31], в США; Ред-
форд (М. Е Redford ) и Волушчак (Е. W. Wo-
luszczak) [32], в Великобритании; Грайф
(R. Greif) и Шойерекер (Е Scheuerecker) в
Германии [33].
Логарифмически периодическими антен-
нами (ЛПА) называют определенный тип
широкополосных антенн, которые констру-
ируются в расчете на сколь угодно широкие
области частот и в пределах своей рабочей
области характеризуются независимостью
электрических свойств от рабочей частоты.
У большинства широкополосных антенн
частотная область, выраженная через отно-
шение fmax:fmin, едва превосходит 4:1, при-
чем в рабочей области постоянно лишь
входное сопротивление, а диаграмма на-
правленности излучения изменяется с час-
тотой. Как правило, с ростом частоты сужа-
ется главный лепесток и растет число боко-
вых лепестков диаграммы направленности
[34-36,37-38].
У логопериодических антенн этот эффект
отсутствует, и диаграмма направленности
остается неизменной во всей рабочей облас-
ти. Нижние частоты fH определяются толь-
ко габаритами антенны, а максимальная
верхняя частота fB зависит от типа и разме-
ров системы питания и достижимой точно-
сти изготовления антенны [16]. Отношение
пределов области частот ЛПА возрастает
до 20:1. Усиление ЛПА, приведенное к мате-
риальным затратам, сравнительно невели-
ко и при подавлении обратного излучения
на 15-25 дБ и обычных габаритах составля-
ет 4-8,5 dBd.
ЛПА находят разнообразное применение и
широко используются в коммерческом веща-
нии. Они успешно работают в коротковолно-
вых диапазонах, где меняющиеся условия
распространения волн требуют быстрой сме-
ны частоты передачи. ЛПА применяются для
радиоконтроля, слежения за спутниками и
ракетами в радиоастрономии, при решении
специальных задач в военной технике.
В связи с выделением новых любительс-
ких диапазонов растет интерес к антеннам,
пригодным для работы в нескольких радио-
любительских полосах без изменений соб-
ственных электрических характеристик.
Существует множество описаний разных
вариантов ЛПА, например [39-42].
В зависимости от исполнения ЛПА быва-
ют линейной или круговой поляризации.
Их диаграммам направленности почти все-
гда свойствен единственный главный луч,
но строятся и двунаправленные антенны,
а также линейно поляризованные ЛПА с
круговой диаграммой [20]. Среди всех кон-
струкций ЛПА самым распространенным
типом является логопериодическая виб-
раторная антенна (ЛПВА). Ее отличает на-
глядность устройства и возможность лег-
ко рассчитывать параметры конструкции.
Этот тип ЛПА лучше других отвечает зап-
росам радиолюбителей.
18.12.2. Логопериодические вибраторные
антенны
На рис. 18.66 представлена структура ЛПВА
вместе с размерами, служащими основой
расчетов конструкции антенны. Она обра-
зована множеством вибраторов неодинако-
вой длины на разных расстояниях один от
другого, связанных перекрещивающейся
двухпроводной линией питания.
Симметричный фидер ЛПВА всегда под-
ключается в точках XX самого короткого
342
18. Многодиапазонные направленные излучатели
Рис. 18.66. Схема и размеры логопериодической вибраторной антенны
вибратора. В режиме передачи волна рас-
пространяется вдоль возбуждающей ли-
нии без излучения, пока длина вибраторов
слишком мала по сравнению с длиной вол-
ны. Такие вибраторы действуют лишь как
емкостная реактивная нагрузка. Излучение
начинается только с приближением длины
вибратора к трети от рабочей длины волны
(Х/3), а затем в нем участвуют и следующие
вибраторы. Такая активная область BAR на-
чинается сверху от вибратора, длина кото-
рого приблизительно соответствует Х/2.
Все следующие более длинные вибраторы
почти не влияют на излучение. Активная
область BAR простирается от вибратора с
максимальным током до диполей справа и
слева от него, в которых ток на 10 дБ слабее
максимального [35]. У антенн с обычными
параметрами активная область охватывает
3-5 вибраторов.
Рабочая область ограничивается значе-
ниями длины Zmax самого длинного и Zmin са-
мого короткого вибраторов. При обычных
размерах антенн справедливы соотноше-
ния:
I «А™*. и i . «Ъшп. (18.9)
‘max m,n з
Zmax отвечает нижнему частотному преде-
лу fH, a Zmin - верхнему fB. Отсюда следует
выражение для частот рабочей области:
В = Ь- (18.10)
^тах
соответствующее отношению длин волн ~.
^min
Плотность размещения вибраторов меж-
ду ^тах и Anin определяется безразмерным
коэффициентом t и углом раскрыва а. Ко-
эффициент t называют периодом структу-
ры и определяют как отношение длин двух
соседних вибраторов. Согласно рис. 18.66,
т = In±L - Rn±i = Ro ~Rn+i (18.11)
Zn Rn Rn-1-Rn
Зависимость между т и углом раскрыва а
выражается следующим образом:
и
tg«/2=— (18.13)
т
равно как и
ctga/2=—(18.14)
1-т tga/2
Еще одним важным параметром являет-
ся относительное расстояние между вибра-
торами с, называемое также междурядным
коэффициентом. В определенных пределах
G выбирается произвольно и задает «на-
чальное расстояние» Sp
18.12. Логопериодические антенны
343
Si =abmax =0’5(7! -72)ctga/2 (18.15)
Если S] задано, то S2 = SjT; S3 = SjT2 и т.д.
Величины о, т и а связаны зависимостью
о = 0,25 (l-T)ctga/2 (18.16)
С изменением междурядного коэффици-
ента о меняется угол раскрыва а, и ctg а/2
уже не может быть рассчитан по формуле
(18.14). Тогда
ctga/2 = — (18.17)
1 — т
Каждому периоду структуры т соответ-
ствует определенный междурядный коэф-
фициент оопт, при котором достигается мак-
симальное усиление:
<jopt= 0,258т-0,066 (18.18)
При о < о0ПТ падает усиление, а при
о > о0ПТ диаграмма направленности ухуд-
шается из-за появления боковых лепест-
ков. В зависимости от величины т опти-
мальные значения о лежат в пределах от
0,12 до 0,19.
На рис. 18.67 представлен график, позво-
ляющий оптимизировать усиление ЛПВА,
выполненной по схеме на рис. 18.66. Как
правило, усиление тем выше, чем меньше
угол раскрыва а и чем ближе период струк-
туры т к значению 0,98. С ростом т растет и
количество элементов, а уменьшение т при-
водит к увеличению длины антенны А.
Кривые равного усиления в зависимос-
ти от о и т представлены на рис. 18.68.
Сверху их ограничивает величина о0ПТ.
Дополнительные сведения, необходимые
для проектирования ЛПВА, имеются в
табл. 18.11, где приведены данные графи-
ков из [43-44] в табулированном виде.
Рис. 18.68. Кривые равного усиления ЛПВА
в зависимости от т и о [44]
Если задаться пределами рабочей облас-
ти ^тах И ^min “ ИЛИ ВСЛИЧИНОЙ В С0ГЛЗСН0
выражению (18.10) - и выбрать коэффици-
енты т и о, то можно быстро оценить разме-
ры антенны, рассчитав необходимое коли-
чество элементов Еп и ее длину. Для этого
надо сначала определить ширину структу-
ры Bs, связанную с рабочей областью В и
активной областью Ваг выражением:
В5 = ВВаг (18.19)
Bs представляет собой отношение значе-
ний длины наиболее и наименее длинного
элементов. Для его расчета в [44] предложе-
на приближенная зависимость:
-—a
Рис. 18.67. Приближенные значения максимального усиления ЛПВА в зависимости от а и т
при оптимальной величине о
г опт
344
18. Многодиапазонные направленные излучатели
Таблица 18.11. Ориентировочные оценки
усиления ЛПВА при разных значениях тиа
т Усиление, dBd ОопТ
0 = 0,05 0 = 0,10 0 = 0,15 О — Оопт
0,750 3,3 4,4 5,3 5,4 0,128
0,775 3,8 4,9 5,8 5,6 0,134
0,800 4,3 5,2 6,0 5,8 0,140
0,825 4,8 5,4 6,3 6,2 0,147
0,850 5,3 5,8 6,5 6,7 0,153
0,875 5,8 6,1 6,8 7,5 0,160
0,900 6,3 6,4 7,2 8,0 0,166
0,925 6,8 6,8 7,5 8,6 0,173
0,950 7,2 7,1 7,9 9,1 0,179
0,975 7,7 7,4 8,5 9,5 0,186
Ваг= 1,1+30,8 (1-т)а (18.20)
По известному Ваг рассчитывается коли-
чество необходимых элементов:
lgBs
lg(l/t)
(18.21)
Результат всегда округляется до целого
числа. Для длины антенны получим:
A=fl-+lxf—1х^- (18.22)
Bs J (1-t J 4
Согласно выражению (18.9), для самого
длинного вибратора l\ = Хтах / 2 (рис.
18.66). В большинстве случаев коэффици-
ент укорочения не учитывается. Если это
необходимо, воспользуйтесь приближен-
ной формулой (3.7) для проволочной КВ
антенны. В случае вибраторов из трубок
(например, в метровом и дециметровом ди-
апазонах) величина этого коэффициента
определяется по графику на рис. 3.7.
Зная 1Ь находим длину остальных вибра-
торов умножением на величину периода
структуры т: /2 = /it; /3 = /2т; /4 = Z3T и т.д.
Для длины короткозамкнутого шлейфа Zt
имеем:
у < ^тах
‘ “ 8
(18.23)
Шлейф Zt обязательно используется в
диапазонах УКВ и ДМВ. Для КВ антенн
достаточно вместо Zt применить перемыч-
ку из провода, если допустима компро-
миссная величина КСВ. В этом случае спо-
соб замыкания концов двухпроводной ли-
нии играет второстепенную роль, так как
волны в ней настолько ослабляются благо-
даря излучению энергии в активной облас-
ти, что за самым длинным вибратором они
становятся пренебрежимо слабыми. Пере-
мычка Zt несколько улучшает подавление
обратного излучения на минимальных ра-
бочих частотах fH.
Диаграмма направленности ЛПВА почти
одинакова на всех частотах в рабочей обла-
сти В и обнаруживает лишь слабые перио-
дические изменения. Ширина главного ле-
пестка диаграммы в плоскости Е - аЕ 60°.
Только ширина главного лепестка в плоско-
сти Н ан зависит от а и т. Она убывает с ро-
стом т и увеличивается с убыванием а. Ког-
да ширина диаграммы в плоскости Н близ-
ка к ширине в плоскости Е, последняя также
зависит от а и т [35].
Расчет параметров конструкции ЛПВА
Для расчетов, необходимых при самостоя-
тельном изготовлении ЛПВА «по мерке»,
достаточно располагать обычным калькуля-
тором, тем более, что найденные величины
можно округлять в большую или меньшую
сторону. Параметры широкополосной ан-
тенны это допускают, а в процессе ее пост-
роения «миллиметровая» точность будет из-
лишней, по крайней мере в КВ диапазонах.
Прежде всего зададим рабочую область,
например от 14 до 30 МГц. В таком случае,
согласно выражению (18.10), В составляет
30/14 = 2,14. Ради надежного подавления
обратного излучения у нижнего предела ра-
бочей области (fH = 14 МГц) надо снизить fH
примерно на 5%, так что фактически fH = 14 х
х 0,95 = 13,3 МГц. Тогда В = 30 /13,3 = 2,25.
При определении параметров антенны ре-
комендуется такая последовательность
операций:
1. Выбрать рабочую область и задать об-
ласть частот В согласно формуле (18.10).
2. С помощью рис. 18.68 или табл. 18.11
определить тио, причем одновременно
с графика считать предполагаемое уси-
ление в dBd.
3. Рассчитать Ваг по формуле (18.20).
4. Рассчитать Bs по формуле (18.19).
5. По формуле (18.17) найти половину
угла раскрыва а/2 через ctg а/2, пользу-
ясь тригонометрическими таблицами
или калькулятором.
6. По формуле (18.22) рассчитать предпо-
лагаемую длину антенны А. Если она
слишком велика для местных условий,
увеличить а/2 и повторить расчеты.
18.12. Логопериодические антенны
345
7. По формуле (18.21) найти количество
вибраторов Еп, округляя полученную
оценку в большую сторону до целого
числа.
8. По формуле (18.9) рассчитать длину
вибратора /ь а затем длину остальных
вибраторов /2-/п.
9. По формуле (18.15) найти расстояние
St и всю серию расстояний S2-Sn.
Пример
Рассчитаем ЛПВА, схема которой изобра-
жена на рис. 18.66, так, чтобы ее длина А
оказалась минимальной, усиление достига-
ло 6 dBd, а рабочая область простиралась от
14 до 30 МГц. В этот интервал частот попа-
дают любительские диапазоны 10,12,15,17
и 20 м.
1. Введем в fн = 14 МГц 5-процентную
поправку, получим 13,3 МГц и найдем
В = 30: 13,3 = 2,25.
2. Пользуясь рис. 18.68 или табл. 18.11 вы-
берем т = 0,9 и о = 0,05, которым со-
ответствует предполагаемое усиление
6 dBd+ 0,3 дБ.
3. Ваг= 1,1+ 30,8(1-т)о= 1,1+ (30,8 х
х 0,1x0,05)= 1,254.
4. Bs = В Ваг = 2,25 х 1,254 = 2,82.
- 4о 4x0,05 го
5. ctga/2 = у— = у= 2, сс/2 = 26,5 .
6. A = fl—— ]ctga/2^EB!L = fl---—12— =
Bs J 4 2,82 J 4
= 0,645 х 2 X 5,625= 7,26 м.
7.En
lgBs =
lg(l/t)
= 10,83.
0,0458
Выбираем 11 элементов.
Ig2,82
lgl,H
8./, = ^, W=-|^ = 22,5 м,
11 2 133 МГц
li== 11,25 м,
/2= 10,13 м,/3 = 9,11м,/4 8,20 м,
/5 = 7,38 м, /6 = 6,64, м
/7 = 5,98 м, /8 = 5,38 м, /9 - 4,84 м,
/10= 4,36 м, = 3,92 м.
9. Si = Хтах х о = 22,5 х 0,05 = 1,125 м,
S2 = 1,012 м, S3 = 0,911 м, S4 = 0,820 м,
S5 = 0,738 м, S6 = 0,664 м,
S7 = 0,598 м, S8 = 0,538 м, S9 = 0,484 м,
S10 = 0,436 м.
С учетом расстояний S длина антенны
становится равной 7,33 м. Расчет по п. 6 дал
величину 7,26 м. Столь незначительным
расхождением можно пренебречь.
Питание ЛПВА
Чтобы приблизительно оценить фактичес-
кое входное сопротивление Re в точках XX,
требуется знать коэффициенты т и а, а так-
же значения средних волновых сопротив-
лений Za подключенных вибраторов и вол-
новое сопротивление ненагруженной двух-
проводной линии связи Zo.
Для Za справедливо выражение:
Za =120
(18.24)
где I - удвоенная длина,
d - диаметр проводника.
Для проволочных вибраторов в КВ ди-
апазонах величина Z/d составляет от 2000
до 6000, так что волновое сопротивление
Za лежит в пределах 600-800 Ом. Толстые
трубчатые проводники характеризуются
соответственно более низкими Za. Волно-
вые сопротивления Za у всех вибраторов
системы одинаковы только в том случае,
если всем им свойственно одно и то же от-
ношение Z/d, то есть при применении эле-
ментов разного диаметра. Это вряд ли
доступно любителю, и потому ориенти-
руются обычно на средний диаметр эле-
ментов.
Принимается, что нагрузка двухпровод-
ной связующей линии является емкостной
из-за коротких вибраторов, а на ее конце от-
ражения отсутствуют благодаря действию
активной области. Тогда входное сопротив-
ление двухпроводной линии Zo равно вход-
ному сопротивлению R^ [16]. Для Zo имеет
место соотношение:
(18.25)
где
о' = -^ (18.26)
среднее междурядное расстояние.
Параметры двухпроводной связующей
линии определяются величиной Zo - см.
формулу (5.2) и рис. 5.4. Они практически
не влияют на свойства антенны. Расстояние
346
18. Многодиапазонные направленные излучатели
посредине вибратора между клеммами двух-
проводной линии в КВ диапазонах состав-
ляет от 50 до 150 мм. В диапазонах УКВ и
ДМВ оно не должно превосходить Xmin / 8.
Приблизительное значение нужного
входного сопротивления Re заранее изве-
стно. В случае проволочных вибраторов с
их сравнительно большими Za величина
Re оказывается практически близкой к
200 Ом. Поэтому Zo принимает здесь
значения, позволяющие воспользоваться
двухпроводной линией. Чтобы использо-
вать коаксиальный фидер, требуется сим-
метрирующий трансформатор. Он может
быть выполнен на кольцевом сердечнике
(см. раздел 7.3.1, «Широкополосные транс-
форматоры») с таким коэффициентом
преобразования, чтобы импеданс кабеля
был согласован с Zo. Благодаря этому ве-
личина КСВ оказывается малой во всей
рабочей области. Рекомендуется приме-
нять простое согласующее устройство
(см. главу 8) на конце коаксиального ка-
беля со стороны передатчика, поскольку
оно не только устранит имеющиеся рас-
согласования, но и предотвратит излуче-
ние высших гармоник, свойственное ши-
рокополосным антеннам.
Пример
Найдем входное сопротивление Re и Zo для
ЛПВА, рассчитанной выше, и ее согласова-
ние с коаксиальным кабелем.
Дано: т = 0,9; о = 0,05; отрезки дли-
ной Ь-l и изготовлены из медного провода
диаметром 2 мм^ входное сопротивление
Re = 220 Ом.
По формуле (18.24) рассчитываем сред-
нее волновое сопротивление вибратора Za в
любом из любительских диапазонов в пре-
делах рабочей области.
Получаем:
Частоты, МГц 14 21 24 28
Волновое 760 705 685 676
сопротивление, Ом
Для простоты в последующих расчетах
используем Za = 705 Ом.
Прежде всего по формуле (18.26) на-
ходим средний междурядный коэффи-
циент:
о 0,05
7т ~ 0,9487
= 0,0527,
а затем по формуле (18.25) рассчитываем:
220 2_____
8 х 0,0527 х 705 +
220
8x0,0527x705
+1 = 436 Ом.
Re = 220 Ом требует Zo = 436 Ом.
Для согласования с коаксиальным кабе-
лем произвольной длины и симметрирова-
ния к клеммам XX подключается симмет-
рирующий трансформатор на кольцевом
сердечнике (см. раздел 7.3.1). Почти иде-
альное согласование с 75-омным кабелем
обеспечивается при коэффициенте транс-
формации 6:1. Согласование 50-омного ка-
беля тоже будет приемлемым при коэффи-
циенте трансформации 9:1. Можно найти
необходимые трансформаторы промыш-
ленного изготовления.
Если для граничных диапазонов рабочей
области 14 и 28 МГц дополнительно рас-
считать Zo, пользуясь найденными для них
Za = 760 Ом и Za = 676 Ом, то получится
Zo = 4180mhZ0 = 448 Ом соответственно.
Отсюда следует, что величина КСВ по всей
рабочей области будет менее 1,1.
Схема рассчитанной ЛПВА вместе с ее раз-
мерами представлена на рис. 18.69. Здесь
двухпроводная линия связи изображена не
так, как на рис. 18.66. В промежутках между
плечами вибраторов введены вставки из ди-
электрика, облегчающие переполюсовку. Бу-
дучи в принципе аналогичным схеме на рис.
18.66, решение с использованием вставок
проще реализуется и допускает более строгое
определение волнового сопротивления. В
данном случае промежуток равен 40 мм, а
диаметр провода - 2 мм, так что волновое со-
противление линии составляет 443 Ом, со-
гласно формуле (5.2) и рис. 5.4. Если диаметр
провода уменьшить, например, до 1,6 мм,
то расстояние D надо взять равным 32 мм
(D/d = 20).
Существует множество возможностей стро-
ить ЛПВА с самыми разнообразными свой-
ствами и в самых разных конструктивных
вариантах. Об этом еще пойдет речь в разде-
ле 26.6 (см. том 2) при описании ЛПВА
для УКВ и ДМВ диапазонов. Организации
18.12. Логопериодические антенны
347
ЯеъЦ70Ом
Рис. 18.69. Схема ЛПВА для рабочей области 14-30 МГц. Параметры: т = 0,9; а в 0,05; а - 53°
коммерческого радиовещания часто приме-
няют поворотные ЛПВА в коротковолно-
вых диапазонах, однако любители строят их
лишь в исключительных случаях. Вполне
реальны проволочные неподвижные вариан-
ты ЛПВА, если хватает места и есть четыре
возвышающиеся опорные точки для подвес-
ки всей системы. Этот вариант требует ми-
нимальных материальных затрат.
18.12.3. Логопериодические директорные
антенны
Логопериодическая директорная антенна
представляет собой нечто среднее между
ЛПВА и директорной антенной. Она состо-
ит из ЛПВА, к которой на определенных
расстояниях добавлены рефлектор и один
или несколько директоров. На рис. 18.70
приведена схема антенны, подробно опи-
санной в [45].
Логопериодический возбудитель образо-
ван четырьмя элементами и рассчитан на
(рефлектор)
Рис. 18.70. Схема логопериодической
директорной антенны; указаны размеры
для области частот 14,00-14,35 МГц
область частот 14,00-14,35 МГц (В = 1,025).
Пассивный рефлектор на расстоянии 0,85 X
улучшает подавление обратного излучения,
а директор, отстоящий на 0,15 X, сужает ши-
рину диаграммы главного луча. При об-
щей длине антенны всего 8,09 м расчетная
348
18. Многодиапазонные направленные излучатели
оценка усиления этой системы достигает
11,5 dBd. Ширина диаграммы направленно-
сти в горизонтальной плоскости составляет
42°, а обратное излучение подавляется на
32 дБ. Поворотный прототип антенны изго-
товлен из трубок легкого сплава. Входное
сопротивление (Re = Zo) оценивается вели-
чиной 37 Ом, что позволяет питать антенну
через симметрирующий трансформатор 1:1
и 50-омный коаксиальный кабель произ-
вольной длины. В этом случае КСВ = 1,35.
Логопериодический возбудитель рассчи-
тывается в соответствии с разделом 18.12.1,
исходя из схемы, изображенной на рис. 18.66.
При этом получаются следующие параметры:
частотная область 14,00-14,35 МГц; В = 1,025;
Bs= 1,1788; Ваг= 1,15; т= 0,9467; о = 0,05;
а/2 = 14,92° (ctga/2 = 3,753); усиление=7 dBd
(по рис. 18.68 или табл. 18.11).
С собственным усилением логопериоди-
ческого возбудителя складываются состав-
ляющие усиления от пассивных элементов,
обусловленные более глубоким подавлени-
ем обратного излучения и сужением глав-
ного луча. Поэтому оценка суммарного
усиления ~ 11 dBd представляется вполне
правдоподобной.
Впрочем, добавление пассивных элемен-
тов ограничивает частотную область такой
антенны, поскольку с ростом частоты реф-
лектор утрачивает свою отражательную
способность, а директор начинает действо-
вать как рефлектор. Поэтому обычно стро-
ятся только однодиапазонные директорные
логопериодические антенны. Параметры их
пассивных элементов рассчитывают по сле-
дующим формулам (частоты выражены в
мегагерцах, а длины - в метрах):
• длина рефлектора
155,3/fmin (18.27)
• расстояние до рефлектора
25,6 /fmm (18.28)
• длина директора
137,4/fmin (18.29)
• расстояние до директора
45,1 /fmm (18.30)
Подробные указания по устройству пово-
ротных директорных ЛПА приведены в
[45], сокращенное описание содержится
также в [22].
18.12.4. Логопериодические антенны
с уголковыми вибраторами
Внешнее отличие логопериодической ан-
тенны с уголковыми вибраторами от ЛПВА
сводится к тому, что вибраторы первой из
них выполнены с изломом, острие которого
противоположно главному лучу (рис. 18.71).
Электрические параметры уголковых виб-
раторов рассчитываются на возбуждение в
различных колебательных модах. На часто-
те fmin излучают уголковые вибраторы с дли-
ной, близкой к Х/2. С ростом частоты актив-
ная область смещается к более коротким
вибраторам вплоть до наступления полуто-
раволнового резонанса у самых длинных из
них. При дальнейшем повышении частоты
до определенной величины наблюдается ре-
зонансное возбуждение по условию 5Х/2 и
так далее для всех значений, кратных нечет-
ному числу полуволн. Смена моды колеба-
ний происходит не непрерывно, а путем
перехода через частотные интервалы, где ан-
тенна не излучает [35]. Таким образом, ан-
тенна не является частотно-независимой,
хотя и построена по логопериодическому
принципу. Теоретически можно создавать
сколь угодно широкие частотные полосы
вплоть до переходных интервалов. Излом
вибраторов увеличивает усиление на высо-
ких модах, причем эта прибавка зависит от
угла излома и длины плеч вибратора (см.
раздел 11.4).
Логопериодическая антенна с уголковы-
ми вибраторами, рассчитанными на об-
ласть частот 7-14 МГц, благодаря полуто-
раволновому резонансу способна работать
и в области 21-42 МГц. Подобная антенна,
испытанная на практике, описана Родсом
[45], а ее схема и параметры показаны на
рис. 18.71. Направленная антенна выпол-
нена в виде поворотной конструкции из
трубок легкого сплава. В действительнос-
ти самый длинный элемент укорочен с
21,42 до 17,12 м и нагружен концевыми
емкостями в виде легких металлических
колец.
На частотах 7 и 14 МГц усиление близ-
ко к 7 dBd при горизонтальной ширине
главного луча 68-70°; работа в области
21-42 МГц характеризуется повышением
усиления до 10 dBd (горизонтальная ши-
рина составляет 59° на частоте 21 МГц и
58° на 28 МГц). Аналогичных величин сле-
дует ожидать и в полосах 10,1, 18 и
25 МГц. 300-омный двухпроводной фидер
прямо присоединяется к клеммам пита-
ния XX. Подключение симметрирующего
трансформатора 4:1 позволяет питать ан-
тенну через коаксиальный кабель. Осталь-
ные данные о конструкции и схеме антен-
ны содержатся в [46].
18.12. Логопериодические антенны
349
Рис. 18 71. Размеры логопериодической антенны с уголковыми вибраторами K4EWG;
частотная область 7-30 МГц; т = 0,8; о = 0,05; плечи вибратора одинаковы по длине
Аналогичная направленная антенна
с V-образными логопериодическими эле-
ментами была разработана оператором
YV5DLT [47]. Из-за внешнего сходства с
паутиной ее прозвали Telerana (исп. - «пау-
тина»). Схема антенны изображена на рис.
18.72. Это легкая поворотная проволочная
антенна для полосы от 13 до 30 МГц. Ее носи-
телем служит крестообразный вантовый кар-
кас со стекловолоконными штангами. Обра-
зец антенны весит 14 кг. Достаточно подроб-
ное описание системы содержится в [47].
Линия возбудителя показана перекрещен-
ной только ради наглядности; на самом деле
она проложена способом, представленным
на рис. 18.69, поэтому ее волновое сопротив-
ление должно быть близким к 400 Ом. К
клеммам XX подключен симметрирующий
трансформатор 4:1, благодаря чему антенна
питается через 50-омный коаксиальный ка-
бель.
Полутораволновый резонанс этой антенны
приходится на диапазон ДМВ между 39 и
90 МГц, но здесь она не используется. Надо
Рис. 18.72. Схема и параметры направленной антенны YV5DLT; частотная область 13-30 МГц, т = 0,9;
о = 0,05, плечи вибратора одинаковы по длине
350
18. Многодиапазонные направленные излучатели
иметь в виду, что вибраторам придают V-
образную форму главным образом для дости-
жения предельной компактности. Дополни-
тельная информация приводится в [48-52].
Литература к главе 18
[I] Bird, G. A.: Three Band Mini Beam. RSGB Bulletin,
February 1956, pp. 355-358.
[2] Auerbach, R.: Multiband-Richtstrahler. DL-QTC 12/56,
S. 530-537.
[3] Auerbach, R.: Neues vom Dreiband-Beam. DL-QTC 3/58,
S. 98-99.
[4] Riickert, H. E: Der Weg zum VK 2 AOU-Dreiband Beam.
DL-QTC 3/58, S. 100-114.
[5] Auerbach, R.: Der DL 1 FK Drei-Element-Dreiband-Beam.
DL-QTC 7/60, S. 299-308.
[6] Auerbach, R.: Noch einiges zum DL 1 FK-Dreiband-Beam.
DL-QTC 9/60, S. 417—418.
[7] R. Auerbach - Dt. Patentanmeld. 1 132 199 - 1958 (Pa-
tenterteilung versagt).
[8] Lennartz, H: Multiband-Antennen. Funktechnik 7/1977,
S. 207-209.
[9] Riickert, H. F: Dreiband-Eindraht-Cubical-Quad-Element.
DL-QTC 4/68, S. 201-209.
[10] Riickert, H E: Dreiband Cubical Quad nach VK2AOU.
DL-QTC 4/70, S. 199-204.
[11] Boldt, Wi: Die DJ 4 VM-Multiband-Quad. DL-QTC
9/1968, S. 515-526.
[12] Gaysert, G.: Quad-Antennen mit zentraler Element-
speisung. CQ-DL 5/1981, S. 216-220.
[13] Nanasi, K.: Mini Delta Loop. Radiotechnika, Budapest,
Heft 4/1973, S. 140.
[14] Grossmann, R.: Triband-Delta-Loop Beam. QST,
December 1969, pp. 52-53.
[15] Richartz, W.: HB 9-Multiband-Delta-Loop-Antenne. CQ-
DL 3/1980, S. 129.
[16] Hawker, P: The VK 2 ABQ antenna again. (Technical
Topics) Radio Communication, March 1980, pp. 260-261.
[17] Hawker, P.: Amateur Radio Techniques. (The VK 2 ABQ
Ihreeband Beam, pp. 315-316; Miniature VK 2 ABQ «X»
Beams, pp. 320-321), RSGB, London, 1980.
[18] Dale, G. N.: HF antennas: a practical application of the
VK 2 ABQ. Radio Communication, September 1980,
pp. 891-892.
[19] Tyskiewicz, J. R: Low profile three-band quad. Ham
Radio, July 1975, pp. 22-26.
[20] James, R. E.: A Seven Band Boomless Quad. CQ, April
1982, pp. 17-21.
[21] Riickert, H: Quad-Probleme und deren Losung. CQ-DL
1/1977, S. 6-9.
[22] Straw, R. D. (Ed.), The ARRL Antenna Book. (Chapt.
12-4). ARRL, Newington, CT, 1994.
[23] Stein, W. A.: A Five-Band Two-Element Quad for 20
through 10 Meters. QST, April 1992, pp. 52-56.
[24] Vanzant, E: 160, 75 and 40 Meter Inverted Dipol Delta
Loop. QST, January 1973, pp. 37-39.
[25] Henkes, J.: Erfahrungsbericht mit einer 160-, 80 und
40-Meter-Inverted-Dipol-Delta-Loop. CQ-DL 12/1974,
S. 706-711.
[26] Weissleder, H: Servicefreundliche Quadantenne. Funk-
amateur 9/82, S. 454.
[27] E. Bastian - US Pat. 4,021,811 - Dt. Prior. 1974.
[28] DuHamel, R. H; Isbell, D. E.: Broadband Logarithmically
Periodic Antenna Structures. IRE Nat. Conv. Rec., 1957,
pp. 119-128.
[29] R. H DuHamel; E R. Ore - US Pat. 3, 079, 602 - 1958.
[30] R. H DuHamel; D. G. Berry-XIS Pat. 2, 984, 835 - 1959.
[31] P. E. Mayes, R. L. Carrel- US Pat. 3, 108, 280 - 1960.
[32] E. W. Woluszczuk -US Pat. 3,165,748 - Brit. Prior. 1961.
[33] R. Greif; E Scheuerecker; J. Gropp - Dt. Pat. 1 286 590 -
1969.
[34] Greif, R.: Logarithmisch periodische Antennen. Nach-
richtentechnische Fachberichte, Braunschweig (1961),
Band 23, S. 81-92.
[35] Nowatzky, D.; Logarithmisch periodische Dipolantennen.
Technische Mitteilungen RFZ, 7 (1963), Juni, H. 2, S. 77-
80; September, H. 3, S. 127-133.
[36] Wbhlleben, R.: Die Typen linear-polarisierter log.-period.
Antennen. NTZ 1969, H. 9, S. 531-542.
[37] Smith, С. E.: Log Periodic Antenna Design Handbook,
Smith Electronics Inc., Cleveland, OH, 1966.
[38] Rumsey, V. H: Frequency Independent Antennas.
Academic Press, New York, 1966.
[39] Heslin, R. E: Three-Band Log-Periodic-Antenna. QST,
June 1963, p. 50.
[40] Blick, A. E.; The Design of Log-Periodic Antennas. 73
Magazine, May 1965, p. 62.
[41] Nagle, W. L.: Antenna Designs for UHF/VHP. 73 Ma-
gazine, August 1970, pp. 45-47.
[42] Smith, G. E.: Threeband HF Log-Periodic Antennas. Ham
Radio, September 1972, pp. 28-35.
[43] Rhodes, P. D.: The Log-Periodic Dipole Array. QST,
November 1973, pp. 16-22.
[44] Scholz, P. A.; Smith, G. E.: Log-Periodic Antenna Design.
Ham Radio, December 1979, pp. 34-39.
[45] Anderson, M. S.: Antenna Anthology (The Log-Yag Array,
pp. 49-52). ARRL, Newington, CT, 1978.
[46] Rhodos, P. D.: The Log-Periodic V Array. QST, October
1979, pp. 40-43.
[47] Eckols, A.: The TELERANA - A Broadband 13 to 30
MHz Directional Antenna. QST July 1981, pp. 24-27.
[48] Smith, G. E.; Scholz, R A.; Log-Periodic Antennas for
the HP Amateur Bands. Ham Radio, January 1980,
pp. 66-68.
[49] Johnson, L. D.: Log-Yagis simplified. Ham Radio, May
1983, pp. 78-82.
[50] Collins, A. E.: Log-Periodic Dipole Arrays for the Upper
HF Bands. QST, November 1988, pp. 21-23, 28.
[51] Koslow, D.: Log Periodic Dipole Array for 2 Meters. 73
Magazine, May 1992, pp. 14, 16.
[52] Sturm, A.: Eine logarithmisch-periodische Antenne fur 14
bis 30 MHz. CQ-DL 7/92, S. 419-423.
19. Коротковолновые антенны
вертикальной поляризации
Коротковолновые антенны, поворотные на-
правленные излучатели, будь то директор-
ная, двойная рамочная или дельтообразная
антенны, остаются несбыточной мечтой
многих радиолюбителей из-за ограниче-
ний, накладываемых местными условиями
или недостатком средств и материалов. К
тому же такие излучатели создаются пре-
имущественно для пяти высокочастотных
любительских КВ диапазонов от 10 до 20 м.
Все это вынуждает отказываться от пово-
ротных направленных излучателей и обра-
щаться к излучателям с круговой диаграм-
мой направленности.
Круговой излучатель горизонтальной по-
ляризации может быть построен для КВ
диапазонов только в виде угловых вибрато-
ров (см. раздел 10.4). Напротив, вертикаль-
но поляризованные излучатели позволяют
без особых затрат создавать в горизонталь-
ной плоскости круговое излучение безуп-
речной формы. При дальнем радиообмене
с опорой на ионосферное распространение
волн нет значимых различий между гори-
зонтальной и вертикальной поляризацией,
так как поляризация волн меняется при
прохождении ионосферы.
В принципе любая простая антенна вер-
тикальной поляризации обладает круго-
вой диаграммой направленности в гори-
зонтальной плоскости. Это качество счи-
тается достоинством или недостатком в
зависимости от назначения антенны. Ра-
диоприем посредством кругового излуча-
теля вертикальной поляризации всегда со-
провождается более высоким уровнем ме-
стных и атмосферных помех, чем прием
через сравнимую горизонтально поляризо-
ванную антенну. Ясно также, что для при-
ема с круговой направленностью требуется
приемник, обладающий высокой избира-
тельностью при минимальной перекрест-
ной модуляции. Однако горизонтальная
круговая диаграмма гарантирует: ни одно из
направлений не окажется «обделенным», что
почти всегда случается при горизонтально
поляризованных антеннах. Можно заранее
утверждать, что вертикально поляризован-
ный излучатель с правильно заданными па-
раметрами способен служить отличной
приемной или передающей антенной даль-
ней связи.
Антенне с вертикальным проводником
требуется очень мало места. Минимальная
длина при собственном четвертьволновом
резонансе составляет около 5 и 2,5 м для
20 и 10-метрового диапазонов соответствен-
но и в любом случае вполне реальна хотя бы
для высокочастотных КВ диапазонов. И без
того низкое ветровое сопротивление ста-
новится минимальным, если применять
антенну, сужающуюся к верхнему концу.
Вертикальному излучателю очень опасны
молнии. Для уверенного приема и почти
горизонтального излучения самое важ-
ное - обеспечить первоклассное высокоча-
стотное заземление (не путать с надежным
грозозащитным заземлением). Предельно
упрощая действительную ситуацию, можно
сказать, что проблемы горизонтально поля-
ризованного излучателя решаются над зем-
лей; иначе говоря, излучатель тем лучше,
чем выше проложен его проводник. Напро-
тив, успешность вертикально поляризо-
ванного излучателя «кроется» на или в
земле, поскольку качество излучателя в
первую очередь определяется проводимо-
стью грунта.
19.1. Высокочастотное
заземление
Большинство теоретических исследований
вертикальных излучателей опирается на
представления об идеальном грунте, кото-
рого на самом деле не существует. Однако
при некоторых затратах вполне осуществи-
мо надежное заземление по высокой часто-
те. Для этого есть две возможности:
• сеть заземления;
• противовес.
352
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
19.1.1 . Сеть заземления
(R. A. Fassenden - патент США№ 706746,1902 г.)
При излучении высокочастотных радио-
волн вертикальной антенной в окружаю-
щем ее свободном пространстве образуют-
ся токи смещения Iv. Соприкасаясь с зем-
лей, они возвращаются к антенне в виде
конвективных токов (рис. 19.1). Потери
на тепловыделение, неизбежные при проте-
кании тока в грунте, зависят от его прово-
димости. Вблизи антенны токи радиально
сходятся к антенне, плотность тока стано-
вится максимальной, а потому и потери
здесь особенно велики [1,2].
Рис. 19.1. Гипотетическое распределение тока
смещения Iv во внешнем пространстве и тока
конвекции Ik в грунте около вертикального
излучателя
Влияние грунта на излучение радиоволн
подробно описано в литературе. На работе
антенного устройства не сказывается со-
противление грунта постоянному току,
важно лишь его сопротивление переменно-
му току высокой частоты. Благодаря повер-
хностному эффекту токи текут главным об-
разом в верхнем слое грунта. Плохая про-
водимость этого слоя приводит к большим
потерям.
Сеть заземления позволяет обеспечить
независимость потерь от проводимости
грунта. Такие сети раскладываются по по-
верхности земли или закапываются на не-
большую глубину. Их образуют проводни-
ки, радиально расходящиеся от основания
антенны в виде многолучевой звезды. По-
добные проводники называют радиальным
заземлением.
Впрочем, применение заземляющей сети
полезно и для горизонтальных антенн. Сеть
должна быть согласована с линиями тока в
грунте и поэтому отличается по конфигура-
ции: проводники длиной от Х/2 до X укла-
дываются параллельно вибратору с проме-
жутком Х/200.
Заземление следует делать такой длины,
которая по крайней мере равна высоте ан-
тенны, а лучше - ее полуторакратной высо-
те. Провода заземления должны иметь дли-
ну от Х/4 до Х/2, еще лучше - от Х/2 до X.
Имеет смысл заземлить их концы или со-
единить друг с другом.
Сеть заземления укладывают на глубину
25-30 см, а если грунт вспахан - на 60 см. В
случае каменистого грунта сеть можно рас-
кладывать по поверхности.
Для обеспечения круговой симметрии
вокруг вертикальной антенны по лучам
звезды следует проложить не менее 12 про-
водников, лучше - 18, а для гарантии - 24.
Множество коротких лучей предпочти-
тельнее нескольких длинных. При плохой
проводимости грунта лучей должно быть
как можно больше.
Для изготовления сети заземления при-
меняются бронзовый или оцинкованный
стальной канатик, оцинкованный стальной
одножильный или многожильный провод в
ПВХ изоляции. Предпочтительнее пользо-
ваться изолированным проводом. В этом
случае происходит чисто емкостное распро-
странение высокочастотного тока в грунте,
имеют место только диэлектрические поте-
ри и на переходах между проводником и
грунтом не возникает омических потерь.
Для сборки сети заземления хорошо под-
ходит проводник диаметром 3-5 мм.
Детали из оцинкованной стали следует
соединять болтами, гайками и шайбами
только из нержавеющей стали. Для соеди-
нения деталей, содержащих медь, исполь-
зуются обязательно бронзовые или латун-
ные метизы. Особенно подвержены корро-
зии выходные отрезки проводников на
глубине до 10 см. Здесь надо применять
специальную защиту, например битумное
покрытие.
При монтаже антенны на здании необхо-
димо связать сеть заземления с кольцевым
заземлением, глубинным заземлителем или
другими грозозащитными средствами. Не-
обходимо гарантировать хороший электри-
ческий контакт листов жести, кроющих
плоскую крышу, а сторона такой крыши не
должна быть короче 10 м. Жестяная кров-
ля обязательно заземляется с помощью
стальной ленты 2x50 мм, проложенной вер-
тикально по стенам здания.
19.1. Высокочастотное заземление
353
Рис. 19.2. Сеть заземления короткой
вертикальной антенны
Рис. 19.3. Замкнутые контуры проводов
заземления
В случае плоской бетонной крыши без же-
стяной кровли на ней укладывается 18-луче-
вая сеть, которую соединяют с металли-
ческими деталями крыши (арматурой, во-
доотводами и др.). На рис. 19.2 показана
подобная сеть для короткой вертикальной
Рис. 19.5. Зависимость относительной
напряженности поля от радиуса сети
заземления для вертикальных излучателей
разной длины
антенны. Замкнутые контуры проводов за-
земления французской конструкции изоб-
ражены на рис. 19.3. На рис. 19.4 представ-
лена сеть заземления Т-образной антенны
из США. Зависимость относительной на-
пряженности поля от радиуса сети заземле-
ния вертикальных излучателей разной дли-
ны приведена на рис. 19.5 [И].
Из рис. 19.5 следует, что:
• при длине излучателя до Х/4 требуется
проводник заземления длиной не менее
0,5 X;
• при длинах излучателя от Х/4 до 5Х/8
нужна сеть заземления радиусом 0,3 X;
• полуволновому излучателю сеть заземле-
ния вообще не требуется.
Рис. 19.4. Сеть заземления Т-образной антенны: R - проводник заземления; Н - высота антенны;
L - длина антенны
354
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
19.1.2 . Противовес
(Е Braun - германский патент № 148001,1901 г.)
В патенте проф. Брауна противовес, назван-
ный «приставкой», выполнен из провода, ка-
тушек или пластин. Название «провод-
ловушка» [12] восходит к 1907 г., тогда же
родился термин «противовес» [13]. По-ан-
глийски его именуют counterpoise, ground
plane или (ground) radials. Первое из наз-
ваний употреблялось еще в 20-х гг. Выра-
жение ground plane впервые появилось в
1935 г., a ground radials - в 1943 [14]. В па-
тенте на антенну типа Groundplane [15] от
1933 г. фигурирует диск диаметром Х/2 для
блокировки поверхностных волн.
Концы противовесов свободны и изо-
лированы, поэтому их входные сопротив-
ления со стороны антенны крайне малы.
Удлинение слишком коротких противове-
сов посредством индуктивности известно
с 1937 г. [16].
Длина противовеса равна Х/4 или, со-
гласно эмпирическому правилу, Х/4 + 5%.
Противовес может быть единственным,
и тогда возникает направленность в соот-
ветствии с его расположением. Как прави-
ло, применяют три-четыре противовеса.
Количество и наклон противовесов вли-
яют на сопротивление у основания мач-
ты [17].
В случае остроконечной черепичной кры-
ши противовесы можно располагать на ее
стропилах.
Дж. Л. Рейнартц (J. L. Reinartz) применил
антенну с одним изолированным противове-
сом для первой трансатлантической люби-
тельской радиосвязи в 1923 г. [18]. Такая сис-
тема оставалась весьма популярной вплоть
до 80-х гг. Сведения о системах с изолирован-
ными противовесами приведены в [19-22].
19.2. Параметры вертикальных
антенн
При установке проводника антенны по вер-
тикали и хорошей проводимости земной
поверхности вполне достаточен излучатель
длиной Х/4. В данном случае входное со-
противление излучателя оказывается ак-
тивным и резонансным. При этом речь идет
все-таки о полуволновом излучателе, так как
благодаря грунту, который можно считать
более или менее приличным проводником,
четвертьволновый отрезок зеркально до-
полняется до полуволнового вибратора В
своей простейшей форме такой четверть-
волновый (над грунтом) излучатель извес-
тен как антенна Маркони (рис. 19.6).
Рис. 19.6. Распределение тока и напряжения
в антенне Маркони
Четвертьволновые штыри над грунтом
называют также несимметричными антен-
нами, поскольку в противоположность го-
ризонтальным полуволновым вибраторам
они несимметричны относительно земли. В
отличие от диполей их называют монопо-
лями. Эквивалентная схема входного со-
противления вертикальной четвертьволно-
вой антенны состоит из последовательно
включенных сопротивления излучения Rs,
реактивного сопротивления Xs (равного
нулю при резонансе) и сопротивления грун-
та Re (рис. 19.7). Отсюда следует, что сум-
марная мощность Ра, поданная на резонан-
сную антенну Маркони, рассеивается на
сопротивлении излучения IC и сопротивле-
нии грунта Re, так что справедливо соотно-
шение
Pa = l2(Rs + Re) (W.1)
где I - эффективная величина тока антенны.
Рис. 19.7. Эквивалентная схема входного
сопротивления четвертьволнового излучателя
над землей
Сопротивление земли Re является чис-
тым сопротивлением потерь, на котором
высокочастотная энергия расходуется на
нагревание грунта. Отсюда вытекает за-
висимость между мощностью излучения
Ps = I2 Rs и мощностью потерь Pv = I2 Rc:
Р = Р - Р
s a v
(19.2)
19.2. Параметры вертикальных антенн
355
Для эксплуатации антенны Маркони с вы-
соким КПД необходимо, прежде всего, пре-
дельно низкое сопротивление земли Re,
чтобы сделать отношение Rs:Re как можно
более высоким. На практике к сопротивле-
нию Re следовало бы добавить и все про-
чие сопротивления потерь, которых может
быть достаточно много. Поскольку длина
(или высота) четвертьволнового излучате-
ля составляет только половину полуволно-
вого вибратора, его эффективная высота
также оказывается вдвое меньшей:
hefT —-------
еТ 2л 6,28
Подставив вместо длины волны частоту f,
получаем:
1 47,75
heffM“7 (19.4)
1 МГц
Общие сведения о значении эффектив-
ной высоты и длины излагаются в разделе
3.1.6.
Эффективная высота входит в соотноше-
ние Рюденберга (Rudenberg) для определе-
ния сопротивления излучения:
Rs°M = 1579^ <19-5>
2яЛ,м
Отсюда для четвертьволнового излуча-
теля получается сопротивление излучения
Rs величиной 40 Ом. По теории Э. Зигеля
(Е. Siegel) [23] точное значение равно
36,6 Ом, если резонансный четвертьволно-
вый излучатель установлен прямо на зем-
ле (рис. 19.10).
Входное сопротивление RE резонансного
четвертьволнового излучателя над землей
равно сумме сопротивления излучения Rs и
сопротивления потерь Rv:
Re = Rs + Rv (19.6)
В Rv входят все сопротивления потерь, но
главный вклад вносят потери в грунте.
В идеальных условиях входное сопротив-
ление Re при резонансе равно сопротивле-
нию излучения R^, составляющему 36,6 Ом
у антенны Маркони. Но поскольку сопро-
тивление земли Re и сопротивление излуче-
ния Rs включены последовательно, входное
сопротивление RE надо складывать с сопро-
тивлением Re. Поэтому у любой действую-
щей антенны Маркони фактическое входное
сопротивление RE всегда выше идеального,
равного 36,6 Ом. Тогда вполне реальна си-
туация, при которой входное сопротивле-
ние составляет 75 Ом и 75-омный коакси-
альный кабель оказывается безупречно со-
гласованным с излучателем. Однако это не
дает оснований для ликования, поскольку
такое значение параметра свидетельствует о
том, что сопротивление суммарных потерь
достигает 38,4 Ом и почти целиком обуслов-
лено сопротивлением земли Re. В итоге по-
чти половина мощности Ра, посылаемой ан-
тенне, излучается в виде мощности излу-
чения Ps, а оставшаяся половина является
мощностью потерь Pv и расходуется на на-
гревание грунта. В этих условия для повы-
шения КПД следует снизить сопротивле-
ние земли Re, применив соответственно уве-
личенную сеть заземления. Другой способ
улучшить КПД антенны при неблагоприят-
ных условиях заземления состоит в том, что-
бы повысить сопротивление излучения Rs
путем изменения конструкции излучателя
(например, применить несколько провод-
ников) и тем самым сделать Rs » Re.
Коэффициент укорочения V четвертьвол-
нового штыря зависит от отношения его дли-
ны к диаметру //d. Его называют степенью
утолщения S. На рис. 19.8 показаны прибли-
зительные значения, свойственные антенне в
свободном пространстве на хорошо проводя-
щем грунте. Для практических целей в них
надо вносить незначительные поправки.
Рис. 19.8. Коэффициент укорочения V
четвертьволнового штыря в зависимости
от степени его утолщения
Степень утолщения S определяет также
среднее волновое сопротивление ZA шты-
ревой антенны согласно соотношению:
ZA = 60 In (1,15 S)
(19.7)
356
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
Это выражение представлено на рис. 19.9
в виде графика, с которого считываются
требуемые значения без всяких вычисле-
ний. Из соотношения следует, что ZA антен-
ны уменьшается вслед за степенью ее утол-
щения S. С другой стороны, известно, что у
«толстых» излучателей полоса частот шире,
чем у «тонких». Наглядный пример тому -
широкополосные вибраторы (см. раздел 4.3).
Взаимосвязь степени утолщения S и шири-
ны полосы В легко представить в виде фор-
мулы, если исходить из добротности излуча-
теля Q. Это безразмерная величина, пред-
ставляющая собой отношение волнового
сопротивления антенны ZA к ее входному
сопротивлению RE:
Q = ^ (19.8)
Ширина полосы пропускания В в герцах:
В = ^ (19.9)
После подстановки имеем:
В-f
res ZA (19.10)
Из этого соотношения следует правило:
полоса частот антенны тем шире, чем боль-
ше ее входное сопротивление RE и чем мень-
ше волновое сопротивление ZA антенны. По-
скольку ZA зависит от степени утолщения
S, из формулы (19.7) ясно, что ширина по-
лосы В растет с уменьшением S.
Рис. 19.9. Зависимость среднего волнового
сопротивления ZA вертикального излучателя,
возбуждаемого относительно земли,
от степени утолщения S
19.3. Свойства излучения
вертикальных антенн
Диаграмма направленности в вертикальной
плоскости отвесного излучателя над зем-
лей отличается малым углом возвышения,
что крайне желательно для дальнего радио-
обмена. Однако при этом предполагается,
что антенна установлена непосредственно на
хорошо проводящем грунте или что его про-
водимость улучшена благодаря соответству-
ющей сети заземления (см. раздел 19.1.1).
Графики на рис. 19.11 демонстрируют, на-
сколько недостаточная проводимость зем-
ной поверхности отрицательно влияет не
только на КПД антенной системы при от-
весном положении излучателя, но и на его
вертикальную диаграмму направленности,
вызывая рост угла возвышения. Идеаль-
ный случай представлен кривой 1, когда
угол возвышения теоретически равен 0.
На практике этот случай нереализуем, по-
скольку предполагает идеальную проводи-
мость грунта на высоких частотах. Кривая 2
относится к ситуации, когда четвертьвол-
новый штырь установлен на плохо прово-
дящем грунте. Из-за больших потерь в зем-
ле КПД антенны явно ниже 50% даже в
максимуме, где угол возвышения возраста-
ет до 30°. Кривая 3 описывает положение,
реализуемое при хорошей проводимости
Рис. 19.10. Сопротивление излучения Rs
в пучности тока тонкого вертикального штыря
над идеальным грунтом в зависимости
от длины штыря, приведенной к длине волны X
19.3. Свойства излучения вертикальных антенн
357
Рис. 19.11. Вертикальные диаграммы отвесных четвертьволновых излучателей в зависимости
от проводимости грунта на высокой частоте
грунта, когда КПД достигает 65%, а угол
возвышения в максимуме составляет 20-25°.
Подобные диаграммы имеют место, только
если вход излучателя находится непосред-
ственно на грунте. При подъеме входа ан-
тенны над грунтом на диаграмме появляют-
ся различные боковые лепестки.
Простой вертикальный излучатель ха-
рактеризуется круговой диаграммой на-
правленности в горизонтальной плоскости.
Диаграмма зависит от свойств грунта, а так-
же от наличия окружающих препятствий,
которые искажают ее форму.
На вертикальные диаграммы отвесных из-
лучателей существенно влияет их длина /
(высота), приведенная к рабочей длине
волны X. Отметим, что необязательно вы-
бирать геометрическую длину излучателя
так, чтобы выполнялись условия собствен-
ного резонанса. Механическая длина шты-
ря может быть совершенно произвольной,
лишь бы обеспечивался электрический ре-
зонанс (Х/4, Х/2, ЗХ/4 и т.д.) с помощью та-
ких дискретных схемных элементов, как
удлиняющие катушки или укорачивающие
конденсаторы. Эту возможность широко
используют на практике.
На рис. 19.12. представлены примеры вер-
тикальных диаграмм отвесных излучателей
различной длины, установленных прямо на
грунте средней проводимости. У четверть-
волнового излучателя вертикальная ширина
диаграммы по половинной мощности со-
ставляет около 45°, а угол возвышения мак-
симума близок к 30° (рис. 19.12а). Ширина
диаграммы штыря длиной ЗХ/8 сужается до
32°, угол возвышения ее максимума убывает
до 23° (рис. 19.126). Еще благоприятнее ши-
рина 30° и угол возвышения 17° у полуволно-
вого штыря над грунтом (рис. 19.12в). Наи-
лучшими свойствами обладает известный
излучатель длиной 5Х/8 с шириной 24° и уг-
лом возвышения всего 12° (рис. 19.12г). При
дальнейшем удлинении излучателя его
свойства вновь ухудшаются. Сопоставление
вертикальной диаграммы излучения го-
ризонтального полуволнового вибратора
(см. рис. 3.12) с вертикальными диаграмма-
ми отвесных излучателей (рис. 19.12) явно
указывает на преимущества последних для
дальней связи по такому параметру, как угол
возвышения.
Это заключение справедливо и по отно-
шению к директорным антеннам, если по-
лагать, что малый угол возвышения являет-
ся важнейшей предпосылкой успешности
дальнего распространения волн в ионо-
сфере.
Геометрическую длину излучателя 5Х/8
можно считать оптимальной при дальнем
радиообмене. С увеличением длины верти-
кальная диаграмма становится все менее
благоприятной для дальней связи из-за бы-
строго роста угла возвышения главного
луча и слишком крутого излучения радио-
волн.
Излучатели, размер которых превышает
четверть длины волны, благоприятны так-
же и по величине сопротивления излуче-
ния Rs. Как видно из рис. 19.10, Rs прохо-
дит через максимум между значениями
длины Х/4 и Х/2. Благодаря этому в данном
интервале повышается КПД и расширяет-
ся частотная область излучателя.
Вертикальная антенна не реализует сво-
его назначения, если ее не установить на
открытом и по возможности плоском уча-
стке местности. Это значит, например, что
ее не следует сооружать в промежутке меж-
ду городскими зданиями. На густо застроен-
ных территориях такую антенну надо ста-
вить на самых высоких опорах, чтобы она
358
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
Рис. 19.12. Вертикальные диаграммы отвесных излучателей различной длины
над грунтом средней проводимости
возвышалась над любыми окрестными
препятствиями. Разумеется, вертикальный
штырь, удалённый от грунта, уже не сможет
вести себя «нормально» относительно зем-
ли и станет, образно говоря, искать свою
«вторую половину» в первую очередь сре-
ди металлоконструкций близлежащих зда-
ний, что самым непредсказуемым образом
изменит его параметры. К тому же возрас-
тает вероятность превратить его в источник
помех телевизионному и радиоприему. По-
этому сеть заземления должна быть при-
способлена к условиям, когда вход антенны
удален от грунта. Такая сеть строится в
виде совокупности ненастроенных ради-
альных противовесов, описанных в разделе
19.1.1. Если поблизости имеются какие-
либо металлоконструкции, то их следует
включить в состав сети заземления.
На практике редко удается разместить
столь растянутую систему проводников на
возвышенном основании. В таких случа-
ях почти всегда применяются радиальные
противовесы, настроенные рабочей длиной
волны на четвертьволновый резонанс.
Здесь достаточно трех настроенных чет-
вертьволновых противовесов, но их ис-
пользуют и в большем количестве. Проти-
вовесы распределяют вдоль радиусов через
равные угловые интервалы вокруг антенны
и гальванически соединяют у ее основания.
Сюда же подключают грозозащитное за-
земление.
Как правило, настроенные противовесы
располагают горизонтально, тогда входной
импеданс четвертьволнового излучателя
составляет около 40 Ом. Более высокая ве-
личина (к примеру, 70 Ом) является при-
знаком наличия в системе больших сопро-
тивлений потерь, понижающих ее КПД.
«Естественный» способ увеличить вход-
ное сопротивление состоит в том, чтобы
/ 9.4. Конструкции вертикальных антенн с круговым излучением
359
проложить лучевые противовесы с накло-
ном вниз. Чем больше наклон, тем сильнее
растет сопротивление. В предельном слу-
чае, когда лучи идут отвесно вниз, входное
сопротивление достигает 60 Ом, поскольку
при этом образуется вертикальный полу-
волновый вибратор.
Вертикальные антенны несимметричны
относительно земли и поэтому всегда дол-
жны возбуждаться такими же несиммет-
ричными фидерами, то есть коаксиальны-
ми кабелями.
19.4. Конструкции
вертикальных антенн
с круговым излучением
Радиолюбители уже почти не пользуются
классической антенной Маркони, посколь-
ку гораздо выгоднее установить верти-
кальный излучатель как можно выше, за-
менив естественное заземление противо-
весом вокруг входа антенны. Подобные
противовесы расходятся от основания ан-
тенны по радиусам, поэтому их называют
радиальными. На любительском жаргоне
вертикальную антенну с несколькими на-
строенными четвертьволновыми радиаль-
ными противовесами именуют антенной
Groundplane (англ, ground plane - плос-
кость заземления) [24, 25].
В принципе антенна Groundplane с на-
строенными радиальными противовесами
представляет собой полуволновый вибра-
тор с центральным питанием и характери-
зуется таким же, как у него, теоретическим
усилением 6,83 dBi (приведенным к изот-
ропному излучателю). Усиление же антенны
Маркони составляет 5,61 dBi (см. табл. 3.1).
При этом предполагается, что речь идет о
согласованных вертикальных антеннах без
потерь над идеальны^ грунтом. Большее
усиление вертикальной полуволновой ан-
тенны по сравнению с горизонтальной по-
луволновой объясняется полным отраже-
нием волн от идеального грунта, чего на
самом деле никогда не происходит.
19.4.1. Антенна Groundplane
(М Ponte - французский патент № 764473,1933 г.)
Схема такой антенны представлена на
рис. 19.13. Как можно большее количество
проводников (радиальных противовесов)
длиной по Х/4 прокладывается в горизон-
тальной плоскости вокруг входа антенны
по радиусам от ее оси. Вблизи ее входа про-
тивовесы соединяются друг с другом, но вер-
тикальный штырь остается изолированным
от них. Должно быть как минимум четыре
таких противовеса, а поскольку здесь ра-
ботают с резонансными четвертьволновы-
ми отрезками, имеющими пучности на-
пряжения на концах, их надо подвешивать
на изоляторах.
Рис. 19.13. Антенна Groundplane
с горизонтальными радиальными противовесами
Входное сопротивление антенны Gro-
undplane составляет около 36 Ом, поэтому
при питании через коаксиальный кабель
возникает рассогласованность с фидером.
Этого можно избежать, натянув проти-
вовесы не горизонтально, а наклонно вниз
под углом 135° к излучателю. В таком
случае входное сопротивление достигает
50 Ом.
Для обеспечения согласованности с 50-
омным коаксиальным кабелем приходится
прокладывать противовесы круто вниз, и
Groundplane превращается в почти отвес-
ный полуволновый вибратор двойной дли-
ны относительно антенны Groundplane.
Точное согласование коаксиального кабе-
ля с входным сопротивлением подобной
антенны обеспечивается четвертьволновым
согласующим шлейфом (см. раздел 6.6).
Однако изготовить коаксиальный тупико-
вый шлейф механически сложно без подхо-
дящего коаксиального тройника. Тому, кто
не верит в возможность электрически бе-
зупречного герметичного соединения коак-
сиальных кабелей, лучше реализовать со-
гласование с помощью схем на дискретных
элементах.
360
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
На рис. 19.14 демонстрируется весьма
удачная схема трансформатора, разработан-
ная В. Зеефридом (W. Seefried). Речь идет о
Т-образной цепочке, которой можно заме-
нять четвертьволновый коаксиальный транс-
форматор в силу эквивалентности их элект-
рических свойств. Индуктивность катушек
Lj и Ь2 одинакова. Они размещаются так,
чтобы индуктивная связь между ними ока-
залась невозможной. Рекомендуется изго-
товить катушки без каркаса из жесткой
проволоки, чтобы подстраивать индуктив-
ность в определенных границах, слегка ме-
няя промежуток между витками. Для све-
дения к минимуму потерь в согласующем
устройстве целесообразно применить пе-
ременный конденсатор С с воздушной изо-
ляцией.
Радиальный противовес
Рис. 19.14. Согласование антенны Groundplane
через эквивалент трансформатора
При расчете эквивалента трансформато-
ра исходят из необходимости согласовать
полное сопротивление кабеля ZK с вход-
ным сопротивлением антенны ZA, не допус-
кая отражений. Импеданс цепочки транс-
форматора ZT рассчитывается по известной
формуле (5.30):
ZT - .
Кроме того, справедливы следующие вы-
ражения:
г, т т 1
Zt — coL, — coL? — — ,
Т 1 (DC
(О = 2 nf = 6,28 f.
Пример
Пусть входное сопротивление антенны рав-
но 36 Ом, для ее питания используется ко-
аксиальный кабель с волновым сопротив-
лением 50 Ом.
ZT = л/36х50 = 42,43 Ом = cdLj = cdL2
Для рабочей частоты 14,15 МГц получим:
L|=L2 = Zx = ^43^
«о 2ЛХ14Д5Х106
“0,477 мкГн.
Емкость конденсатора С рассчитывается
по соотношению:
С = — =-----------Ц----------- 265 пФ
wZT 2лх14,15хЮ6х42,43
(см. также рис. 6.20 и 6.21).
В итоге воспользуемся конденсатором на
300 пФ - «с запасом», чтобы учесть факто-
ры, которые не принимались во внимание
при расчетах.
Катушки и конденсатор следует помес-
тить в герметичную коробку, например в
корпус какого-либо электротехнического
изделия, предназначенного для сырых по-
мещений (рис. 19.15). Точная настройка
возможна лишь с помощью рефлектометра.
Если его нет, следует настраиваться по мак-
симуму сигнала с помощью индикатора на-
пряженности поля.
Рис. 19.15. Размещение эквивалента
трансформатора в корпусе
При согласовании посредством частот-
но-зависимых цепочек надо помнить, что
они сужают полосу частот антенны. Поэто-
му необходимо заранее решить, стоит ли
несколько сузить полосу ради более строго-
го согласования (например, при работе
только в телеграфном режиме) или лучше
смириться с КСВ величиной 2 при прямом
подключении кабеля ради более широкой
19.4. Конструкции вертикальных антенн с круговым излучением
361
полосы. На практике любители часто выби-
рают прямое питание антенн Groundplane
через 50-омный коаксиальный кабель. В
таком случае следует ожидать КСВ около
1,5, что считается приемлемым.
Простейший способ непосредственного
согласования антенны Groundplane состоит
в том, чтобы воспользоваться фидером из
двух параллельно включенных 75-омных
коаксиальных кабелей. Суммарное волно-
вое сопротивление такого фидера прибли-
зительно равно 38 Ом и мало отличается от
входного сопротивления самой антенны.
Впрочем, этот способ применим лишь на
малых расстояниях между входом антенны
и передатчиком.
Если изготовить коаксиальный четверть-
волновый трансформатор из стандартного
кабеля, параллельно соединив отрезки
75-омного и 50-омного кабелей, согласо-
вание будет обеспечено, согласно форму-
ле (6.6), при входном сопротивлении антен-
ны Groundplane 33,3 Ом. Кроме того, 70-ом-
ный трансформатор вместе с 50-омным
фидером гарантирует согласование с вход-
ным сопротивлением антенны величиной
35,7 Ом, а вместе с 60-омным фидером - с
входным сопротивлением 41,7 Ом. Во всех
указанных случаях согласование окажется
достаточно строгим, если антенна работает в
режиме резонанса.
Заземленная антенна Groundplane
Создание антенн любительскими средства-
ми не всегда позволяет соблюдать требова-
ния к заземлению антенны и ее носителей.
Решение данной проблемы в технически бе-
зупречной форме для антенн Groundplane
предложил оператор DL7UXO (бывший
Y21XO, он же DM2 АХО).
У четвертьволнового излучателя мини-
мум напряжения приурочен к входу антен-
ны (рис. 19.6), и потому в этом месте он
может быть заземлен. Заземление в узле
напряжения практически не влияет на ха-
рактеристики излучения, о чем свидетель-
ствуют металлические антенны для УКВ и
телевещания, которые в минимуме напряже-
ния всегда гальванически связаны со своими
заземленными опорами.
Для согласования входа заземленной ан-
тенны Groundplane с коаксиальным фидером
надо, как и в случае гамма-согласующего уст-
ройства (рис. 6.4), найти точку на четверть-
волновом штыре, где входное сопротив-
ление соответствует волновому сопротивле-
нию кабеля. Внутренняя жила коаксиального
кабеля соединяется с определенной точкой ан-
тенны через хомут (рис. 19.16), а экран кабеля
заземляется на входе антенны.
Рис 19 16 Заземленная антенна Groundplane
Точку подключения внутренней жилы ка-
беля трудно найти расчетным путем, так как
ее положение сильно зависит от объектов,
окружающих антенну. Поэтому хомут дол-
жен перемещаться по штырю в достаточно
широких пределах. Опытным путем подби-
рается такое положение хомута, при кото-
ром величина КСВ по показаниям рефлек-
тометра оказывается наименьшей. Затем
выполняется подстройка с помощью пере-
менного конденсатора С. Таким образом, га-
рантируется, что вертикальный излучатель,
радиальные противовесы и коаксиальный
кабель надежно заземлены, обеспечена наи-
лучшая грозозащита и исключено накопле-
ние в антенной цепи нежелательных стати-
ческих зарядов.
Еще один вариант заземления антенны
Groundplane показан на рис. 19.17. Здесь
переменный конденсатор включается пос-
ледовательно с внутренней жилой кабеля и
служит для емкостной компенсации ин-
дуктивной реактивной составляющей, воз-
никающей из-за гамма-согласующего уст-
ройства. В обоих вариантах подходит кон-
денсатор настройки радиовещательного
Рис 19 17. Вариант заземления антенны
Groundplane
362
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
приемника на 300 или 500 пФ. Конденсатор
в герметичной коробке крепится на подвиж-
ном хомуте.
Антенна с тремя противовесами
Как установил оператор НВ9ОР, антенна
Groundplane приобретает определенную
направленность, если ограничиться тремя
радиальными противовесами с угловым
интервалом 120° между ними, протянув их
наклонно вниз под углом 45° (рис. 19.18).
Такая антенна излучает преимущественно
вдоль биссектрисы угла между противове-
сами с углом возвышения вертикального
максимума 6-7°. Диаграмма направленно-
сти такого излучателя напоминает листок
клевера (рис. 19.19). Весьма благоприят-
ный угол возвышения (7°) реализуется
лишь в случае установки антенны на опти-
мальной высоте над грунтом. По данным
НВ9ОР, эта высота равна 6 м, однако на
ней сказывается качество грунта вблизи
излучателя, так что указанную величину
надо рассматривать лишь как ориентиро-
вочную.
При выбранном угле наклона противове-
сов в 45° их количество влияет на входное
сопротивление излучателя, и если их всего
три, сопротивление антенны составит 50-
53 Ом, что позволяет питать ее прямо через
стандартный коаксиальный кабель. При
наличии четырех равномерно расходящих-
ся противовесов входное сопротивление
убывает до 44 Ом.
Антенна НВ9ОР с тремя противовесами
хорошо проявила себя в различных ситуа-
циях [26].
Многопроводная антенна Groundplane
Создание многопроводной системы типа пет-
левого вибратора позволяет повысить вход-
ное сопротивление антенны Groundplane и
расширить ее частотный диапазон. В про-
стейшем случае многопроводная Ground-
plane образуется из половинки петлевого
вибратора (рис. 19.20). При одинаковом ди-
аметре проводника обоих плеч сопротив-
ление на входе XX антенны составит около
145 Ом. Конец плеча, противоположного
входу антенны, служит общей точкой про-
тивовесов и заземляется.
Рис. 19.18. Антенна с тремя противовесами
Рис. 19.20. Антенна Groundplane
с двумя проводниками
Радиальный
противовес
Радиальный
противовес
Радиальный
противовес
Рис. 19.19. Горизонтальная диаграмма
направленности антенны
с тремя противовесами
Двухпроводниковая Groundplane подоб-
ного типа неплохо согласуется с экраниро-
ванным двухпроводным кабелем, обладаю-
щим волновым сопротивлением 120 Ом,
что позволяет применять его для прямого
питания такой антенны.
Однако, вопреки правилам, здесь несим-
метричная антенна запитывается через
симметричный кабель, поэтому следует
воспользоваться вариантом конструкции,
представленным на рис. 19.22.
Половина петлевого вибратора ведет себя
по отношению к трансформации сопротив-
лений точно так же, как и обычный петлевой
вибратор длиной Х/2 (см. раздел 3.4). Это
значит, что входное сопротивление однопро-
водной Groundplane величиной около 30 Ом
/ 9.4. Конструкции вертикальных антенн с круговым излучением
363
при переходе к двухпроводной Groundplane
преобразуется в 120 Ом согласно соотноше-
нию 1:4. Следует ожидать, что в случае трех-
проводной Groundplane, показанной на рис.
19.21, входное сопротивление в точках XX
достигнет 270 Ом, поскольку такая конфи-
гурация соответствует двойному петлевому
вибратору с преобразованием в пропорции
1:9. Для этого требуется равенство диамет-
ров плеч вибратора и одинаковое расстоя-
ние между центральным и боковыми про-
водниками. Функционирование антенны не
зависит от того, в каком из трех проводни-
ков сделан разрыв для ввода питания.
Рис. 19.21. Антенна Groundplane
с тремя проводниками
Рис. 19.22. Антенна Groundplane
с двумя проводниками разного диаметра
Петлевой вибратор может быть изготов-
лен так, чтобы преобразование сопротивле-
ния происходило в соотношении меньшем,
чем 1:4. Для этого диаметр d2 цельного пле-
ча проводника должен быть меньше диа-
метра dj плеча с разрывом для ввода пита-
ния. В частности, сказанное касается ан-
тенны Groundplane из двух проводников
(рис. 19.22). В таком варианте входное со-
противление данной антенны может транс-
формироваться в любое значение от 60 до
120 Ом для согласования с коаксиальным
фидером. Коэффициент преобразования на
входе XX определяется отношениями диа-
метров (d2/dt) и промежутка к диаметру
(D/d2). График на рис. 19.23 одинаково при-
годен для полуволнового петлевого вибра-
тора и антенны Groundplane с двумя про-
водниками, изображенной на рис. 19.22.
Рис. 19.23. Отношение входного сопротивления
петлевого вибратора с неодинаковыми
диаметрами элементов, приведенное
к разрезному вибратору, в зависимости
от d2/dt и D/d2
Рекомендуемые размеры
простых антенн Groundplane
В табл. 19.1 представлены значения меха-
нической длины излучателей и резонанс-
ной частоты простых четвертьволновых ан-
тенн типа Groundplane. Здесь учитывается
коэффициент укорочения, связанный с раз-
личиями степени утолщения проводников
разного диаметра. Значения резонансной
длины даны в зависимости от частоты в со-
ответствии с шириной любительского диа-
пазона, чтобы сделать возможным выбор
размеров антенны для работы в телеграф-
ном режиме или посредине частотной по-
лосы диапазона. На резонансную длину
влияет окружающая обстановка.
Радиальные противовесы также должны
строго отвечать условиям резонанса. В этом
смысле к ним следует относиться столь'же
внимательно, как и к вертикальной секции
антенны Groundplane. Теоретические дан-
ные о длине противовесов всегда приблизи-
тельны. В отдельных случаях они совпадают
с практически используемыми значениями,
но гораздо чаще их приходится корректиро-
вать. Как правило, они несколько длиннее,
чем следовало бы. Нередко противовесы
находятся у поверхности земли или в не-
посредственном соседстве с заземленными
364
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
Таблица 19.1. Расчетная длина
четвертьволновых антенн Groundplane
Диаметр элемента, мм 2 6 10 20 40
Длина /, м
Диапазон 10 м
28,3 МГц 2,59 2,58 2,58 2,57 2,55
28,8 МГц 2,54 2,53 2,53 2,52 2,50
Диапазон 12 м
24,94 МГц 2,94 | 2,93 | 2,93 2,92 | 2,89
Диапазон 15 м
21,10 МГц 3,47 3,46 3,45 3,45 3,44
21,30 МГц 3,43 3,43 3,42 3,42 3,41
Диапазон 17 м
18,10 МГц 4,05 | 4,04 4,03 4,02 4,01
Диапазон 20 м
14,05 МГц 5,22 5,21 5,20 5,19 2,17
14,15 МГц 5,18 5,17 5,16 5,15 5,13
Диапазон 30 м
10,12 МГц 7,25 7,24 7,22 7,20 7,18
Диапазон 40 м
7,05 МГц 10,41 110Д1 10,39 ю,36 10,36
частями зданий, следовательно, в той или
иной степени подвержены самым разным
влияниям.
Оператор DL6DO приводит подробные
указания по методике последующей под-
гонки длины элементов антенны Ground-
plane. Для этого требуются антенный инди-
катор и волномер.
Настройка
Все радиальные противовесы отделяются
от центральной точки крепления; два про-
тиволежащих четвертьволновых противо-
веса соединяются через промежуточный
антенный индикатор и образуют полувол-
новый вибратор. Поскольку входное сопро-
тивление этого вибратора составляет около
73 Ом, переменное сопротивление индика-
тора также устанавливается на 73 Ом. Если
теперь запитать антенный индикатор от
волномера, то в большинстве случаев выяс-
нится, что резонансная частота лежит вне
требуемой частотной полосы. Подправляя
оба противовеса, добиваются резонанса на
заданной частоте. Затем аналогичным об-
разом проверяют и корректируют следую-
щую пару противовесов, не подключая пре-
дыдущую пару к центральной точке. Когда
все пары противовесов пройдут проверку и
настройку, восстанавливают подключение
противовесов к общей центральной точке,
чем и завершается грубая настройка по-
следних.
При тонкой настройке противовесы по
одному подключают к данной точке через
антенный индикатор. С помощью волноме-
ра вновь выставляют требуемую резонанс-
ную частоту, меняя длину четвертьволново-
го отрезка. Так поступают со всеми проти-
вовесами, восстанавливая подключение
уже настроенного противовеса к цент-
ральной точке в основании антенны. При
каждом измерении все противовесы, кро-
ме настраиваемого, соединены с этой точ-
кой. Теперь строгий минимум показаний ан-
тенного измерителя наблюдается не при ус-
тановке на 73 Ом, а в интервале 30-60 Ом.
После правильной настройки наступает ре-
зонанс системы противовесов в целом, и
можно приступать к настройке четверть-
волнового излучателя на рабочую длину
волны, пользуясь теми же антенным инди-
катором и волномером.
Вся описанная процедура представляет-
ся несколько громоздкой, но только тща-
тельно настроенная Groundplane не разоча-
рует своего создателя.
Удлиненная антенна Groundplane
Увеличение вертикальной части излуча-
теля Groundplane сверх четвертьволно-
вой длины сопровождается повышением
входного сопротивления антенны: из-за
удлинения излучателя вход антенны как
бы смещается из минимума напряжения
на участок его роста. Рост напряжения при
убывании тока создает повышенное сопро-
тивление.
При соответствующем удлинении излу-
чателя сопротивление антенны увеличи-
вается настолько, что становится реальной
строгая согласованность волнового соп-
ротивления используемого коаксиального
фидера с входным сопротивлением излуча-
теля. Однако теперь антенна уже не отвеча-
ет условию резонанса на заданной рабочей
частоте; она слишком длинна и потому
отягощена индуктивной реактивной со-
ставляющей. Для ее компенсации к входу
антенны подключается конденсатор с реак-
тивным емкостным сопротивлением, соот-
ветствующим индуктивной реактивности
удлиненного излучателя. Тем самым реак-
тивные составляющие взаимно компенси-
руются, и входное сопротивление оказыва-
ется активным.
19.4. Конструкции вертикальных антенн с круговым излучением
365
Схема удлиненной антенны Groundplane
приведена на рис. 19.24. Чтобы обеспечить
возможность подстройки, последовательно
с внутренней жилой кабеля включен пере-
менный конденсатор емкостью С в обыч-
ном исполнении, так как здесь нет высоких
напряжений. Напротив, следует позабо-
титься о надежности подвижных контактов
конденсатора, поскольку тут текут сильные
токи.
Коаксиальный фидер
произвольной длины
Рис. 19.24. Удлиненная антенна Groundplane
Желательно заключить переменный кон-
денсатор в герметичную коробку из пласти-
ка и привинтить ее прямо к нижнему концу
излучателя так, чтобы крепежные болты
одновременно обеспечивали гальваничес-
кую связь между ним и переменным кон-
денсатором. Коаксиальный кабель вводит-
ся внутрь коробки, а его центральная жила
припаивается к свободной клемме конден-
сатора. Экран коаксиального кабеля соеди-
няется с основанием радиальных противо-
весов. Такой монтаж защищает коаксиаль-
ный кабель от влаги: «промокший» кабель
приходит в негодность, поскольку его не-
возможно полностью высушить.
После настройки переменный конденса-
тор заменяется постоянным с емкостью, ко-
торая равна емкости переменного конден-
сатора, найденной в ходе настройки.
Как и у всякой «настоящей» Groundplane,
радиальные противовесы протягиваются по
горизонтали. Обычно их делают из проволо-
ки или многожильного провода диаметром
2 мм. Значения резонансной длины антенны
с противовесами из проводников диаметром
2 мм представлены в табл. 19.2.
Удлиненная Groundplane легко настраи-
вается на максимум излучения. Для этого
с помощью переменного конденсатора вы-
ставляют КСВ минимальной величины,
руководствуясь показаниями рефлектомет-
ра в цепи фидера.
Заземленные вертикальные антенны
с омега-согласованием
Омега-согласование (см. раздел 6.4) особен-
но хорошо проявило себя в случае верти-
кальных антенн 80- и 40-метрового люби-
тельских диапазонов. С его помощью удает-
ся настраивать на резонанс заземленные
вертикальные антенны почти произвольной
длины и вместе с тем согласовывать коакси-
альный фидер. Оператор DL1BU подробно
описал изготовление такой антенны [27]. Ее
главное достоинство состоит в возможности
использовать трубчатую или решетчатую
металлическую мачту в качестве «автоколе-
бательной» вертикальной антенны, поме-
щая на нее антенны других типов (напри-
мер, поворотный направленный излуча-
тель). Ей не мешают даже фидеры и кабели
управления приводом поворотных антенн.
Схема антенны представлена на рис.
19.25. Заземленная металлоконструкция у
основания может быть произвольной дли-
ны, но для дальней связи она не должна
превышать 0,63 X, поскольку свыше 5Х/8
растет крутизна главного луча. Длину ли-
нии гамма-согласования не требуется точ-
но выдерживать, так как длина, необходи-
мая для резонансного согласования, устанав-
ливается настроечным конденсатором Са.
Коаксиальный фидер подключается через
емкость Cs. В общей точке указанных кон-
денсаторов образуется большое высокочас-
тотное напряжение, поэтому здесь требу-
ются надежная изоляция, высоковольтные
конденсаторы и защита от случайных при-
косновений.
Простейший способ защиты состоит в том,
что участок с высоким напряжением разме-
щают приблизительно в трех метрах от грун-
та (рис. 19.256). С высоковольтным конден-
сатором также нет проблем. Подобрав не-
обходимую емкость с помощью обычного
переменного конденсатора при пониженной
мощности, его заменяют конденсатором той
же емкости, изготовленным из отрезка коак-
сиального кабеля соответствующей длины.
Как известно, такой кабель характеризуется
погонной емкостью, величина которой ука-
зывается в спецификации. В зависимости от
волнового сопротивления и типа диэлектри-
ка эта емкость составляет от 50 до 500 пФ/м.
Подобный «коаксиально-кабельный» кон-
денсатор является более дешевым и более
стойким к погодным условиям, нежели
366
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
Таблица 19.2. Размеры удлиненной антенны Groundplane
Диаметр элемента, мм 2 6 10 20 | 40 Противовесы Стах, пФ
Длина /, м
Диапазон 10 м (28,10 МГц)
Z = 52 0m 2,97 2,94 2,92 2,89 2,84 2,60 100
Z = 60 Ом 3,11 3,08 3,05 3,02 2,97 2,60 100
Z = 75 Ом 3,29 3,25 3,23 3,19 3,14 2,60 100
Диапазон 12 м (24,94 МГц)
Z = 52 Ом 3,35 3,31 3,29 3,26 3,20 2,94 по
Z = 60 Ом 3,50 3,47 3,44 3,40 3,35 2,94 по
Z = 75 0m 3,71 3,66 3,64 3,59 3,54 2,94 по
Диапазон 15 м (21,10 МГц)
Z = 52 Ом 3,96 3,95 3,91 3,87 3,83 3,47 130
Z = 60 Ом 4,14 4,13 4,09 4,05 4,01 3,47 130
Z = 75 0m 4,40 4,39 4,34 4,30 4,25 3,47 130
Диапазон 17 м (18,10 МГц)
Z = 52 Ом 4,62 4,60 4,56 4,51 4,46 4,04 140
Z = 60 Ом 4,82 4,81 4,77 4,72 4,67 4,04 140
Z = 75 Ом 5,13 5,12 5,06 5,01 4,95 4,04 140
Диапазон 20 м-(14,10 МГц)
Z = 52 0m 5,93 5,91 5,9 5,88 5,76 5,2 150
Z = 60 Ом 6,20 6,19 6,18 6,15 6,02 5,2 150
Z = 75 Ом 6,58 6,56 6,55 6,53 6,40 5,2 150
Диапазон 30 м (10,12 МГц)
Z = 52 0m 8,26 8,23 8,22 8,19 8,03 7,25 200
Z = 60 Ом 8,64 8,62 8,61 8,57 8,39 7,25 200
Z = 75 Ом 9,17 9,14 9,12 9,10 8,92 7,25 200
Диапазон 40 м (7,05 МГц)
Z = 52 0m 11,86 11,85 11,83 11,77 11,64 10,41 250
Z = 60 Ом 12,40 12,39 12,36 12,30 12,17 10,41 250
Z = 75 0m 13,11 13,10 13,07 13,00 12,86 10,41 250
Z - волновое сопротивление коаксиального кабеля
обычный переменный конденсатор, и облада-
ет высокой прочностью на пробой. Величина
требуемой емкости сильно зависит от конк-
ретных обстоятельств. На примере DL1BU
(рис. 19.256) укажем, что для Cs = 86 пФ по-
требовалось взять Са = 150 пФ. Аналогичная
конфигурация возбуждается в 160-метровом
диапазоне при Cs = 210 пФ и Са = 640 пФ.
Общая длина мачты на рис. 19.256 со-
ставляет 18,5 м. На трубчатой мачте смон-
тированы две поворотные антенны, образу-
ющие необходимую емкостную концевую
нагрузку излучателя. В сочетании с этой
нагрузкой устройство в целом приближает-
ся к условиям четвертьволнового резонан-
са на частоте 3,5 МГц. В качестве омега-со-
гласования оператор DL1BU применил два
параллельно включенных отрезка толстого
многожильного алюминиевого провода дли-
ной по 7,5 м, закрепив их параллельно
мачте на двух металлических поперечинах.
Верхняя из них обеспечивает гальваничес-
кую связь омега-согласования с мачтой, а
нижняя снабжена изоляторами, к которым
и крепятся алюминиевые провода (рис.
19.25в). Остальные подробности приводят-
ся в [2]. Вариант двухпроводного омега-со-
гласования был выбран в основном ради
малых потерь, но здесь применима и одно-
проводная система. Сеть заземления доста-
точных размеров является предпосылкой
высокого КПД заземленных вертикальных
излучателей. Благодаря отсутствию излу-
чения под большими углами к горизонту,
7 9.4. Конструкции вертикальных антенн с круговым излучением
367
Рис. 19.25. Возбуждение металлической мачты с омега-согласованием: а - схема;
б - пример исполнения по DL1BU; в - детали двухпроводного омега-согласования
они обеспечивают хорошую связь в зоне дей-
ствия поверхностных волн, посредствен-
ную - на средних расстояниях и отличную -
на больших.
Сложенные вертикальные антенны
длиной ЗХ/8
Эта разновидность антенны Groundplane
предложена оператором W8JK (рис. 19.26а).
Своим происхождением она обязана редко
используемому петлевому вибратору дли-
ной ЗХ/4 с входным сопротивлением 450 Ом
и разрывом обоих проводников в геометри-
ческой середине (рис. 19.266). Убрав одну
из половинок вибратора и заменив ее зем-
лей, получим вместо сложенного диполя
Рис. 19.26. Сложенная вертикальная антенна
длиной 37/8: а - схема с размерами для полосы
14 МГц; б - образование антенны из петлевого
вибратора длиной ЗХ/4
длиной ЗХ\4 сложенный монополь длиной
ЗХ/8, причем входное сопротивление также
уменьшится до теоретической величины
225 Ом. Но поскольку вход окажется отя-
гощенным сопротивлением потерь (пре-
имущественно в грунте), реальное входное
сопротивление достигнет 250 Ом. Усиле-
ние такой антенны составит около 0,6 дБ
относительно четвертьволновой антенны
Groundplane.
Входное сопротивление является актив-
ным благодаря наличию резонанса на 3/4
длины волны, причем длину, недостаю-
щую до ЗХ/4, надо представлять себе как
зеркальное отображение антенны в земле.
Сравнительно высокое сопротивление из-
лучения Rr (около 200 Ом) позволяет на-
деяться на приличный КПД антенны (см.
раздел 19.2), поскольку при включении Rr
последовательно с Rv величина Rr даст ос-
новной вклад в их сумму. Иначе говоря,
с этой антенной также не обойтись без про-
тивовеса, но если переходное сопротивле-
ние грунта сравнительно велико, то КПД
антенны падает не столь сильно, как, напри-
мер, в случае четвертьволновой Ground-
plane. Еще одно достоинство излучате-
ля на ЗЛ/8 заключается в его относительно
широкой частотной области. Согласова-
ние с произвольным коаксиальным кабе-
лем лучше всего осуществляется посред-
ством коаксиального шлейфа (см. раздел
6.6) или трансформирующей цепочки (см.
раздел 6.7).
368
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
Вертикальные антенны длиной 5Х/8
Из рис. 19.11 ясно, что вертикальная антен-
на длиной 5Х/8 особенно эффективна для
дальнего радиообмена благодаря малому
углу возвышения главного луча, которого
невозможно достичь любой другой верти-
кальной антенной с круговой горизонталь-
ной диаграммой направленности в интер-
вале длин Х/4-Х.С помощью бокового ле-
пестка вертикальной диаграммы с углом
возвышения 60° та же антенна дает удов-
летворительные результаты и для связи на
средних дистанциях. Несмотря на все свои
достоинства, данный излучатель еще не по-
лучил распространения в качестве коротко-
волновой антенны. Возможно, это вызвано
тем, что из-за довольно значительной высо-
ты его трудно строить для низкочастотных
КВ диапазонов, зато такая антенна незаме-
нима в дециметровом диапазоне волн.
По сравнению с четвертьволновой Ground-
plane излучатель на 5 Х/8 дает средний выиг-
рыш по усилению на ЗдБ. Механическая
длина излучателя составляет от 0,625 X (со-
противление излучения Rr ~ 54 Ом) до 0,64 X
(Rr~ 49 Ом). Длина 5Х/8 не является резо-
нансной. Для обеспечения активного вход-
ного сопротивления (что равнозначно резо-
нансу) излучатель должен быть удлинен до
резонансных 6Х/8 (ЗХ/4), тогда активное
входное сопротивление достигнет 60 Ом.
Некоторые способы резонансного согла-
сования с коаксиальным кабелем показаны
на рис. 19.27. Они не затрагивают электри-
Рис. 19.27. Настройка и согласование антенны Groundplane длиной 5Х/8: а - добавочным
индуктивным сопротивлением; б - то же с удлиняющей катушкой сбоку; в - индуктивностью
вытянутой петли; г - отрезком коаксиального кабеля (замкнутым шлейфом); д - коаксиальной
тупиковой линией; е - гамма-согласователем; ж - параллельным колебательным контуром
в качестве резонансного и согласующего звена
представлена конфигурация преимуще-
ственно для дециметрового диапазона, ког-
да удлиняющая катушка входит в цепь из-
лучателя. На рис. 19.276 демонстрируется
электрически идентичная, но конструктив-
но иная конфигурация, которую предпо-
читают применять в диапазонах коротких
волн. Катушку здесь можно заменить вытя-
нутой петлей, играющей роль индуктивнос-
ти (рис. 5.29), что видно из рис. 19.27в. Зам-
кнутый коаксиальный шлейф (рис. 19.27г)
более практичен, но по своему действию ана-
логичен вытянутой петле. Довольно сложно
обеспечить резонансное согласование несим-
метричным шлейфом (рис. 19.27д), но он
чаще других используется в КВ диапазо-
нах. Знаменитый гамма-согласователь (см.
раздел 6.3) применительно к рассматривае-
мой антенне представлен на рис. 19.27е; его
нетрудно превратить в менее сложное оме-
га-согласование (см. раздел 6.4). При гам-
ма- и омега-согласованиях излучатель за-
земляется напрямую. Изредка применяется
конфигурация с параллельным резонансным
контуром на входе антенны, настроенным
на рабочую частоту (рис. 19.27ж). Импе-
данс антенны, соответствующий волновому
сопротивлению коаксиального кабеля, опре-
деляется катушкой контура. Через нее же из-
лучатель гальванически связан с землей.
Всем способам резонансного согласова-
ния, представленным на рис. 19.27, требует-
ся подстройка на готовой антенне. Она зак-
лючается в том, чтобы свести к минимуму
КСВ фидера, изменяя согласующие элемен-
/ 9.4. Конструкции вертикальных антенн с круговым излучением
369
компенсировать емкостное реактивное со-
противление посредством катушки, то
есть индуктивного реактивного сопротив-
ления (см. рис. 19.27а и 19.376), то ориен-
тировочные значения индуктивности, за-
висящие от степени утолщения излу-
чателя, нужно взять из табл. 19.3, где при-
ведены данные для высокочастотных КВ
диапазонов. Под степенью утолщения l/d
понимается отношение геометрической
длины излучателя / к его диаметру d; обе
величины должны быть выражены в оди-
наковых единицах длины, например в мил-
лиметрах.
Таблица 19.3. Индуктивности удлиняющих
катушек для излучателей длиной 5Х/8
в зависимости от степени их утолщения
Z/d Диапазоны
Юм 12м 1 15 м 1 17м 20 м
Индуктивность, мкГн
50 0,6 0,7 0,8 0,9 1,2
100 0,9 1,0 1,2 1,3 1,7
200 1,2 1,3 1,5 1,8 2,3
500 1,5 1,7 2,0 2,3 3,0
1000 1,7 1,9 2,3 2,6 3,4
2000 2,0 2,3 2,7 3,1 4,0
4000 2,3 2,6 3,0 3,5 4,5
Замкнутый шлейф в форме вытянутой
петли (рис. 19.27в) почти не применяют в
диапазонах коротких волн, поскольку та-
кой же шлейф из коаксиального кабеля
(рис. 19.27г) более короткий и гибкий. Его
электрическая длина приблизительно рав-
на 0,2 X. Кабельный шлейф оказывается ко-
роче петлевого из-за необходимости учиты-
вать коэффициент укорочения выбранного
кабеля. На практике начинают с заведомо
более длинного отрезка (например, элект-
рической длиной 0,23 X) и постепенно уко-
рачивают его вплоть до достижения мини-
мума КСВ. Отрезав очередной кусок, цент-
ральную жилу кабеля вновь соединяют с
его экраном.
Размеры коаксиальной тупиковой линии
на рис. 19.27д рассчитываются по форму-
лам раздела 6.6. Однако проще воспользо-
ваться проверенными данными для пяти
диапазонов из табл. 19.4, которые соответ-
ствуют обозначениям на рис. 19.28.
Антенна снабжается двумя-четырьмя ра-
диальными противовесами, которые мон-
тируются с нак попом к грунту. Поскольку в
Таблица 19.4. Размеры антенны
с коаксиальной тупиковой линией
Диапазон, м Размеры, м
1 R А В
10 6,48 2,52 1,32 0,32
12 7,17 2,84 1,51 0,36
15 8,46 3,35 1,78 0,43
17 9,85 3,93 2,06 0,50
20 12,65 5,05 2,64 0,64
Рис. 19.28. Обозначения размеров
вертикального излучателя длиной 5Х/8
с коаксиальной тупиковой линией
готовую тупиковую линию едва ли будут
вноситься какие-либо механические изме-
нения для настройки, придется находить
минимум КСВ путем некоторого укороче-
ния или удлинения самой вертикальной
антенны. Значения геометрической длины
тупиковой линии в табл. 19.4 относятся к
50-омному коаксиальному кабелю с коэф-
фициентом укорочения V = 0,66. Эта линия
и произвольно длинный фидер могут быть
изготовлены из однотипного коаксиально-
го кабеля.
Укороченная антенна Groundplane
Бывают случаи, когда невозможно пост-
роить полномерный вертикальный чет-
вертьволновый излучатель - например,
при создании антенны Groundplane 40- и
80-метрового диапазонов или мобильной
антенной системы. Тогда вертикальный
штырь делается короче четверти длины
волны.
Укороченная таким способом антенна
выходит из резонанса на рабочей частоте, а
ее входное сопротивление отягощается ре-
активной составляющей. Для устранения
370
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
последней емкостную реактивную состав-
ляющую компенсируют индуктивностью, и
если входное сопротивление оказывается
при этом чисто активным, то антенна воз-
вращается в резонансный режим.
Обычно подключают индуктивное сопро-
тивление в виде катушки. Ее называют удли-
няющей, подчеркивая, что она вызывает
электрическое удлинение излучателя. Схема
укороченной антенны Groundplane с удлиня-
ющей катушкой представлена на рис. 19.29.
Она ухудшает свойства антенны: в против-
ном случае все пользовались бы компактны-
ми антеннами с катушками. Поскольку сама
катушка почти или совсем не излучает, одна-
ко занимает часть длины излучателя, КПД
антенны соответственно уменьшается. Сюда
добавляются потери в проводнике катушки,
и при значительном укорочении антенны
(например, для мобильной связи) КПД не-
редко оказывается не более 10%. Чтобы свес-
ти потери к минимуму, нужна катушка высо-
кой добротности Q, которая служит час-
тотно-зависимым звеном с очень острым
резонансом и сужает область частот. Укоро-
ченные антенны, будучи более или менее уз-
кополосными и обладая пониженным КПД,
всегда являются следствием компромиссных
решений. Но если потери в грунте и катушке
сведены к минимуму, даже сильно укорочен-
ные антенны Groundplane дают вполне при-
личные результаты в дальней связи, мало
уступающие результатам полномерной ан-
тенны Groundplane. Четвертьволновая Gro-
undplane и укороченная Groundplane длиной
0,1 X различаются по усилению менее чем на
0,25 дБ. К сожалению, потери в грунте силь-
но меняются в зависимости от места, и для их
снижения приходится работать с громоздки-
ми сетями заземления. Монтаж и расчеты
удлиняющих катушек подробно излагаются
в разделе 28.2 (см. том 2).
Изготовление высококачественной удли-
няющей катушки - самый трудный этап
построения укороченной антенны Ground-
plane. Если удастся сделать катушку с дву-
мя ползунками, то осуществить последую-
щую настройку сравнительно несложно. С
помощью волномера, подключенного к ка-
тушке L, определяется резонансная частота
излучателя, которая задается равной рабо-
чей частоте путем подбора положения пол-
зунка А. Затем внутренняя жила фидера
подключается к ползунку В, и система воз-
буждается от штатного передатчика. В цепь
коаксиального фидера включается рефлек-
тометр для измерения КСВ. Изменяя поло-
жение ползунка В, находят величину импе-
данса катушки, соответствующего волново-
му сопротивлению фидера. Это отвечает
позиции ползунка, при которой рефлекто-
метр покажет минимальный КСВ.
Подробные данные об укороченных чет-
вертьволновых излучателях вместе с расче-
тами и типичными размерами приведены в
разделе 28.2 (см. том 2).
Антенны Groundplane
с емкостной нагрузкой
Наличие так называемой концевой емкос-
ти также позволяет уменьшить строитель-
ную высоту вертикального излучателя. Эта
емкость образуется отдельными проводами
или плоскостной металлической конструк-
цией. Некоторые примеры вертикальных
антенн с концевыми емкостями представ-
лены на рис. 19.30.
Рис. 19.29. Укороченная антенна Groundplane
Рис. 19.30. Популярные типы вертикальных
антенн с концевыми емкостями
Емкостная нагрузка в максимуме напряже-
ния создает дополнительную емкость отно-
сительно земли. Подобно тому как допол-
нительная емкость снижает резонансную
19.4. Конструкции вертикальных антенн с круговым излучением
371
частоту колебательного контура, с появлени-
ем концевой емкости уменьшается резонанс-
ная частота антенны. А это значит, что кон-
цевая емкость позволяет настраивать в ре-
зонанс недостаточно длинный излучатель.
Пока величина концевой емкости находится
в заданных пределах, антенну с емкостной на-
грузкой нельзя рассматривать как результат
компромиссного решения. Такие антенны ха-
рактеризуются даже большим сопротивлени-
ем излучения, нежели ненагруженные вер-
тикальные, и, следовательно, выгодно отли-
чаются от последних значениями КПД.
Впрочем, большая величина концевой ем-
кости при известных обстоятельствах при-
водит к некоторой деформации диаграммы
направленности, да и реализация концевой
емкости связана с трудностями. Вертикаль-
ные антенны с концевой нагрузкой строят
Рис. 19.31. Пример конструкции концевой
емкости в форме колеса со спицами
(d соответствует диаметру диска на рис. 19.32)
преимущественно для 40-, 80- и 160-метрового
диапазонов (если статическая концевая на-
грузка не слишком велика). Емкостная кон-
цевая нагрузка применяется не только в чет-
вертьволновых вертикальных антеннах, но и
в любых иных типах настроенных антенн со
свободным концом излучателя.
На практике концевая нагрузка реализует-
ся в виде металлического диска. Недостаток
диска - большой вес и ветровое сопротивле-
ние, поэтому вместо него часто используется
конструкция колеса с четырьмя-восемью ме-
таллическими спицами, концы которых со-
единены проволокой (рис. 19.31). При той же
эффективности получается более легкая кон-
цевая емкость с меньшим ветровым сопро-
тивлением. В диапазонах метровых и де-
циметровых волн иногда строят концевые
емкости в виде металлического шара или
цилиндра. Величина этой емкости для дис-
ка, шара и цилиндра представлена на диаг-
рамме (рис. 19.32). Следующий пример ил-
люстрирует ее применение [28].
Пример
Требуется соорудить четвертьволновую ан-
тенну Groundplane длиной менее Юм для
40-метрового диапазона. Если четвертьвол-
новый излучатель укоротить до Х/6, то
электрическое удлинение, выполненное по
схеме на рис. 19.29, приведет к падению
КПД и сопротивления излучения. Проще и
электрически выгоднее добиться четверть-
волнового резонанса, добавив недостаю-
щую длину посредством концевой емкости.
Геометрическая длина антенны должна
равняться Х/6 и, следовательно, соответ-
ствует 60° (IX соответствует 360°). Длина
антенны / определяется формулой:
Рис. 19.32. Зависимость емкости диска, шара и цилиндра от диаметра d
372
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
^0,832х/град
М f МГц
Откуда:
(19.11)
, 0,832x60° _
/ = -2—Т-----= 7,08м.
7,05
Теперь по формуле (19.7) определим вол-
новое сопротивление излучателя ZA. Допу-
стим, что имеется мачта из трубы диамет-
ром d = 0,05 м. В таком случае l/d составля-
ет 7,08 м / 0,05 м = 141,6.
При подстановке в (19.7) получим волно-
вое сопротивление:
ZA = 60 In (11,5 х 141,6) = 305,6 Ом.
Из рис. 5.30 найдем отношение XC/ZA, от-
вечающее недостающим до резонанса 30°.
Оно равно 1,7. Емкостное сопротивление
Хс необходимой емкостной нагрузки полу-
чим умножением волнового сопротивления
ZA (305,6 Ом) на 1,7:
хс = 305,6 х 1,7 = 519 Ом.
Теперь из рис. 6.21 определим, какой дол-
жна быть емкость (в пикофарадах), соответ-
ствующая емкостному сопротивлению Хс
для антенны 40-метрового диапазона; она
оказывается равной 40 пФ. С помощью ди-
аграммы на рис. 19.32 выясним, что такой
емкостью характеризуется диск диаметром
1,125 м. Вместо диска можно применить
«колесо» с шестью спицами (рис. 19.31).
Несмотря на уменьшенную геометри-
ческую длину, сопротивление излучения в
подобном исполнении антенны не умень-
шается; входное сопротивление является
активным и, как в случае полномерной
четвертьволновой Groundplane, составляет
36,6 Ом, включая возможные сопротивле-
ния потерь Rj.
Подробные данные и результаты изме-
рений, касающиеся механически укоро-
ченных излучателей с концевыми емкос-
тями, приведены в [29]. Там же описаны
предельно укороченные вертикальные ан-
тенны в виде спирали с концевой емкост-
ной нагрузкой.
19.4.2. Вертикальные полуволновые
излучатели и вибраторные ряды
Иногда имеется возможность работать в
диапазонах дальней связи, соорудив верти-
кальную антенну высотой Х/2 и более. Как
правило, в силу механических трудностей
приходится отказываться от самонесущей
конструкции излучателя, поскольку его ос-
нование должно покоиться на высококаче-
ственном изоляторе (максимум напряже-
ния!), а все боковые нагрузки следует ком-
пенсировать оттяжками. Деревянная мачта
соответствующих размеров не только де-
шевле, но и обладает рядом преимуществ
по электрическим свойствам. В крайнем
случае антенной на ней служит обычный
провод. На деревянную мачту можно взби-
раться или сделать ее откидной.
Вертикальный полуволновый вибратор
Такому вибратору свойствен малый вер-
тикальный угол возвышения, причем он
убывает с высотой вибратора. Круговая
диаграмма направленности характеризу-
ет излучение вибратора в горизонтальной
плоскости. Обычно полуволновый верти-
кальный вибратор сооружается из легких
металлических трубок и монтируется по
схеме на рис. 19.33. При достаточной высо-
те мачты для изготовления вибратора под-
ходят также провода любого диаметра. По-
скольку речь идет о полуволновом вибра-
торе, антенна напрямую питается через
60-омный коаксиальный кабель. При этом
фидер должен как можно дальше отводить-
ся по горизонтали от клемм питания вибра-
тора. Рекомендуется нижнее плечо вибра-
тора несколько укоротить по сравнению
с верхним: оно находится ближе к земле
и характеризуется большей концевой емкос-
тью. Данная рекомендация относится преж-
де всего к вибраторам из металлических
Рис. 19.33. Вертикальный полуволновый
вибратор
19.4. Конструкции вертикальных антенн с круговым излучением
373
трубок. Еще рациональнее построить верти-
кальный полуволновый вибратор из коак-
сиального кабеля.
Коаксиальная антенна
(А. В. Bailey - патент США № 2194720, 1937 г.)
На рис. 19.34 показан обычный полуволно-
вый вибратор из трубчатых проводников,
закрепленный на деревянной мачте. Отли-
чительная черта этой антенны - весьма ра-
циональный способ питания. Коаксиаль-
ный фидер выведен сквозь нижнее чет-
вертьволновое плечо к клеммам питания.
Внешняя ПВХ оболочка кабеля предотвра-
щает его гальваническую связь с трубкой
внутри нее. Экран фидера свободен от
внешней оболочки только у верхнего торца
трубки, где и обеспечивается надежный
контакт между ними (рис. 19.346). Внут-
ренняя жила кабеля соединяется с торцом
верхней трубки вибратора.
Рис. 19.34. Коаксиальная антенна: а - эскиз
антенны; б - распайка ввода питания
Нижняя половина излучателя выполняет
здесь две функции: служит излучающим
плечом вибратора и вместе с пропущенным
в ней кабелем образует четвертьволновый
изолирующий контур (см. раздел 7.1). Бла-
годаря такому симметрированию поверх-
ностные волны блокируются на кабеле и
реализуется прокладка фидера, которая
во многих практических случаях является
кратчайшей и простейшей. В англоязычной
литературе подобная антенна носит назва-
ние sleeve antenna (sleeve - рукав).
Вертикальный полуволновый вибратор
с концевым питанием
Обычно любители предпочитают питать
полуволновые вертикальные вибраторы с
нижнего конца в пучности напряжения, а
поскольку импеданс там всегда велик, при-
ходится прибегать к трансформированию
или пользоваться настроенным фидером.
Вертикальная антенна типа «Цеппелин»
Вертикальный «Цеппелин» (рис. 19.35) воз-
буждается через настроенный фидер. При-
меняя антенну в режиме полуволнового ре-
зонанса и поместив ее вход вблизи хорошо
проводящего грунта, получают вертикаль-
ную диаграмму направленности излучения,
аналогичную представленной на рис. 19.11.
Изменения диаграммы направленности вер-
тикального полуволнового излучателя в за-
висимости от его высоты над идеальным
грунтом представлены на рис. 3.16. Предпо-
лагаемое усиление, приведенное к четверть-
волновый антенне Groundplane, составляет
1,6 дБ.
Рис. 19.35. Вертикальный полуволновый
излучатель с питанием типа «Цеппелин»
Способ питания антенн типа «Цеппелин»
сейчас почти не применяется, так как совре-
менные любительские передатчики оснаще-
ны исключительно несимметричными ан-
тенными разъемами для коаксиальных фи-
деров. Поэтому исследуются возможности
возбуждения подобных антенн через коак-
сиальный кабель. Вход антенны приурочен
374
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
к пучности напряжения и входное сопротив-
ление, зависящее от степени утолщения виб-
ратора, очень велико - 1000 Ом. Отсюда вы-
текает необходимость преобразовать его
к волновому сопротивлению коаксиального
кабеля. Выход состоит в том, чтобы к антен-
ному входу подключить параллельный ре-
зонансный контур и посредством ползун-
ка катушки контура найти его импеданс, со-
ответствующий волновому сопротивлению
коаксиального кабеля (рис. 19.36а). Другое
решение отражает рис. 19.366. Здесь к входу
антенны подключается четвертьволновый
трансформатор (см. раздел 6.5) с волновым
сопротивлением от 300 до 500 Ом. Расчеты
по формуле (6.6) показывают, что подобный
трансформатор позволяет преобразовать
входные сопротивления 1000-5000 Ом к
импедансу кабеля 50-75 Ом. К сожалению,
высокоомное входное сопротивление не под-
дается измерению обычными средствами,
так что волновое сопротивление четверть-
волнового трансформатора, оптимальное д ля
согласования, определяется только опыт-
ным путем. Впрочем, в любом случае согла-
сование должно оказаться удачным, если
не заземлять конец четвертьволновой линии
со стороны антенны. Тогда четвертьволно-
вая линия становится как бы удлинением
полуволнового излучателя до ЗХ/4, и неза-
висимо от волнового сопротивления чет-
вертьволновой линии сопротивление на
входе антенны получается приблизительно
равным 50 Ом.
С входом антенны связан максимум
напряжения, поэтому здесь требуется на-
дежная изоляция. При согласовании по
способу а (см. рис. 19.36) излучатель галь-
ванически заземляется через колебатель-
ный контур. Вертикальный полуволновый
излучатель не предъявляет особых тре-
бований к качеству заземления, поскольку
сам по себе является резонансным. Ему
Рис. 19.36. Возбуждение вертикального
полуволнового излучателя через коаксиальный
кабель
достаточно обычного грозозащитного за-
земления.
J-образная антенна
(Британский патент № 237584 с приоритетом
Германии от 1924 г.)
Питание вертикальной полуволновой ан-
тенны становится особенно рациональным,
когда к высокоомному входу антенны под-
ключается короткозамкнутый четвертьвол-
новый согласующий шлейф с импедансом,
соответствующим волновому сопротивле-
нию фидера. На таком шлейфе реализуется
импеданс от многих тысяч омов на входе ан-
тенны (пучность напряжения) до нуля на за-
короченном конце, что позволяет оптималь-
но согласовывать различные фидеры от ко-
аксиального кабеля произвольной длины до
плоского УКВ кабеля или 600-омной двух-
проводной линии с воздушной изоляцией.
Полуволновый излучатель с таким согла-
сованием называют J-образной антенной
(рис. 19.37).
Рис. 19.37. Полуволновая вертикальная антенна
с четвертьволновым согласующим устройством
(J-образная антенна)
Полуволновый излучатель и плечо согласу-
ющего шлейфа могут быть выполнены в ви-
де единой конструкции, если воспользовать-
ся цельной трубой длиною ЗХ/4. В этом зак-
лючается особое преимущество описанного
19.4. Конструкции вертикальных антенн с круговым излучением
375
способа питания, поскольку вход четверть-
волнового согласователя заземляется не-
посредственно и окончательно. При надле-
жащем механическом исполнении подоб-
ная J-образная антенна действует и как
громоотвод без ущерба для своих качеств
приличной передающей антенны.
Согласование J-образной антенны легко
оптимизировать. Лампу тлеющего разряда
прикладывают к входу антенны и смещают
вместе с четвертьволновым шлейфом, пока
лампа не станет светиться с максимальной
яркостью.
Длина излучателя с достаточной точнос-
тью определяется по формуле:
Z = “5- •
^МГц
Длина четвертьволнового согласующего
шлейфа составляет:
если он изготовлен из параллельных прово-
дов, или
/ 71,25
м £МГц’
когда он выполнен из трубок сравнительно
большого диаметра.
Для точной настройки важно сделать
четвертьволновый шлейф несколько длин-
нее расчетной величины с тем, чтобы сво-
бодно изменять положение закорачиваю-
щей перемычки на конце шлейфа. Не под-
ключая фидер к четвертьволновому согла-
сователю вертикальной антенны, ее пас-
сивно возбуждают передатчиком через рас-
положенную рядом вспомогательную ан-
тенну. Затем подбирают такое положение
замыкающей перемычки четвертьволно-
вого шлейфа, при котором яркость лампы
тлеющего разряда становится наибольшей.
Это значит, что излучатель и шлейф на-
строены в резонанс на частоте передатчика.
В заключение убирают вспомогательную
антенну и переходят на возбуждение верти-
кальной антенны непосредственно через
«свой» фидер. Остается лишь определить
правильное место подключения кабеля,
пользуясь уже описанным приемом. Излу-
чатель, настройка которого оптимизирова-
на таким способом, служит хорошей антен-
ной дальней связи с круговой диаграммой
направленности, если он смонтирован на
достаточно большой высоте.
Ради полноты картины на рис. 19.38 по-
казаны два варианта возбуждения J-образ-
ной антенны. Четвертьволновые отрезки
действуют как четвертьволновые транс-
форматоры, а полуволновые отрезки воз-
буждаются по напряжению (высокоомно).
Волновое сопротивление Z четвертьвол-
новых трансформаторов, рассчитываемое
по формуле (5.30), составляет от 200 до 350
Ом. Варианты а и Ь электрически равно-
значны. Второй из них обеспечивает более
надежную грозозащиту, так как полуволно-
вый отрезок непосредственно заземлен че-
рез экран кабеля.
Рис. 19.38. Питание J-образной антенны:
а - обычное исполнение; б - вариант
с улучшенной грозозащитой
Вертикальные вибраторные ряды
с концевым питанием
Если есть условия для монтажа сооружений
высотой более Х/2, целесообразно строить
многоэтажные вертикальные вибраторы с
синфазным возбуждением. В данном случае
под строительной высотой понимается воз-
можная длина антенны от земли
до конца излучателя. На деревянной мач-
те, свободная длина которой равна 12 м,
крепится, например, вертикальный излуча-
тель, на 3 м выступающий над верхушкой
мачты, так что общая длина антенны со-
ставляет 15 м. Этого достаточно, чтобы на
ней электрически уложилось 1,5 X или 1 X
для работы в 10- или 15-метровом диапа-
зонах соответственно. Обеспечив синфаз-
ное возбуждение полуволновых элементов,
получим отличный круговой излучатель
376
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
с усилением вибраторного ряда, которое по-
вышается благодаря сужению главного
луча. В разделе 13.1 рассматриваются соот-
ветствующие зависимости. Как известно,
вертикальная антенна на хорошо проводя-
щем грунте зеркально продолжается в зем-
ле. Для вертикального вибраторного ряда
это значит, например, что антенна по схеме
рис. 19.39 в земле дополняется до вибратор-
ного ряда из трех коллинеарных полувол-
новых элементов, хотя вся ее длина состав-
ляет лишь ЗХ/4. Усиление вибраторного
ряда из трех синфазно возбуждаемых полу-
волновых секций достигает 3,2 дБ (см. раз-
дел 13.1). Следовательно, мы вправе ожи-
дать усиления 3,2 дБ от синфазно возбуж-
даемого вертикального излучателя длиной
ЗХ/4, установленного непосредственно на
идеальном грунте. Поскольку всегда име-
ются более или менее заметные потери,
усиление не достигает максимально воз-
можной величины, но может быть очень
близким к нему при наличии хорошей сети
заземления.
Как обычно, обращение фазы, необхо-
димое для синфазного возбуждения, под-
держивается замкнутым четвертьволновым
шлейфом. Система питается через отвод на
такой секции из пары параллельных прово-
дов. Вертикальная диаграмма на рис. 19.39,
реализуемая при благоприятном качестве
грунта, отличается шириной диаграммы на-
правленности в вертикальной плоскости
20° при угле возвышения максимума всего
лишь 10°.
Рис. 19.39. Вертикальный вибраторный ряд
на хорошо проводящей земле
19.4.3. Т- и Г-образные антенны
вертикальной поляризации
Часть вертикальных антенн Т- и Г-образной
формы относится к Groundplane с емкост-
ной нагрузкой (см. раздел «Антенны Gro-
undplane с емкостной нагрузкой»). Это всего
лишь замена обычной дисковой концевой
емкости (рис. 19.31) горизонтальным отрез-
ком проволоки (рис. 19.30, вверху). Несим-
метричные Т- и Г-образные формы характе-
ризуются не только преимущественно вер-
тикальной поляризацией, но и более или
менее заметной составляющей горизонталь-
но поляризованного излучения.
Г-образную антенну часто выбирают в ка-
честве временной для 80-метрового диапа-
зона, если удается протянуть горизонталь-
ный отрезок между деревьями. Г-образной
антенне в режиме четвертьволнового из-
лучателя достаточно общей длины 21м.
В примере на рис. 19.40 высота вертикаль-
ной части равна 7,5 м, а горизонтальной -
13,5 м; вместе они отвечают условию чет-
вертьволнового резонанса в 80-метровом
диапазоне. Как и в случае антенны Ground-
plane, здесь необходимы радиальные проти-
вовесы, которые следует сосредоточить под
горизонтальным отрезком. Хотя верти-
кальная секция антенны короче горизон-
тальной, ее излучение обладает преиму-
щественно вертикальной поляризацией с
небольшой примесью горизонтально по-
ляризованного излучения. Это происхо-
дит потому, что основное излучение всегда
исходит из пучности тока. Конденсатор,
включенный последовательно с вертикаль-
ной секцией, облегчает точную настройку в
диапазоне 80 м. Подобные Г-образные ан-
тенны строятся для любых диапазонов. Со-
отношение вертикальной и горизонтальной
секций произвольно, важно лишь, чтобы их
суммарная длина слегка превышала Х/4. В
этом случае антенна работает как удлинен-
ная Groundplane, настраиваемая в резонанс
с помощью конденсатора, и питается через
коаксиальный кабель произвольной длины.
Совсем иные соотношения наблюдаются,
когда длины вертикальной и горизонталь-
ной секций Г-образной антенны одинаковы
19.4 Конструкции вертикальных антенн с круговым излучением
377
и составляют по Х/4. Рис. 19.41а показыва-
ет, что в этом случае речь идет о полуволно-
вом излучателе с изломом, электрически
соответствующим вертикальному полувол-
новому излучателю на рис. 19.35. Коакси-
альный кабель согласуется с высокоомным
входом, как представлено на рис. 19.36
Рис. 19.41. Формирование Г- и Т-образной
антенн на основе полуволнового излучателя
а - Г-образная антенна, б - обращенная
Groundplane
Следующий шаг - переход к Т-образной
антенне, где от средней точки полуволново-
го излучателя горизонтально отходят два
противоположных четвертьволновых от-
резка. Так образуется знакомая авторезо-
нансная антенна, известная под названи-
ем Inverted Groundplane - «перевернутая
Groundplane». В этом случае противовесы
прокладывают у конца излучателя, благо-
даря чему усиление антенны гораздо мень-
ше зависит от проводимости грунта, чем
у «нормальной» Groundplane, и пучность
тока оказывается на относительно большей
высоте. Как и ранее, согласование коакси-
ального кабеля с высокоомным входом ан-
тенны осуществляется согласно рис. 19.36.
Недостаток антенны Inverted Ground-
plane состоит в том, что наряду с вертикаль-
но поляризованным излучением она излу-
чает заметную составляющую горизонталь-
ной поляризации под большим углом к
горизонту. Последняя могла бы послужить
для связи на коротких и средних расстоя-
ниях, однако вместе с тем она уменьшает
долю вертикально поляризованного излу-
чения, важного для дальней связи.
У оптимизированной Т-образной антен-
ны, описанной в [30], горизонтально поля-
ризованное излучение полностью подавле-
но. Решение проблемы основано на патенте
(К. Н. Hille - британский патент № 1454101,
1973 г.). Полуволновый горизонтальный
отрезок делится на три секции длиной по X/
6. Они включены так, что токи в секциях
взаимно уничтожаются. Чтобы понять этот
процесс, вспомним, что резонансная линия
из параллельных проводов не излучает бла-
годаря противоположной направленности
токов в них, поскольку фаза сдвинута на
180° (см. рис. 5.32 и 5.34). В данном случае
горизонтальный проводник сложен таким
образом, что его секции длиной по Х/6 от-
стоят друг от друга на Х/100. Математи-
чески доказано: при подобной конфигура-
ции токи взаимно уничтожаются, поэтому
излучения радиоволн не происходит. На-
глядное графическое подтверждение тому
приведено в [30]. Оптимизированная Т-об-
разная антенна строится по схеме, пред-
ставленной на рис. 19.426. Практический
пример такой антенны 40-метрового диа-
пазона рассмотрен в [30]. Здесь горизон-
тальная часть выполнена в форме призмы с
сечением в виде равностороннего треуголь-
ника. Для согласования входного сопротив-
ления (около 2800 Ом) с 52-омным коак-
сиальным кабелем подходит Г-образный
элемент (несимметричный полуэлемент в
качестве трансформатора реактивности -
см. рис. 19.48). Электрически он действует
как четвертьволновый трансформатор. В
разделе 19.5.1 описывается, как рассчитать
подобный трансформатор реактивности.
Кроме того, здесь применимы трансформи-
рующие цепочки на дискретных элементах
(см. раздел 6.7).
Рис 19 42 Оптимизированная Т-образная
антенна а - схема сложенной горизонтальной
части, б - устройство антенны с Г-образным
согласователем
Взяв в качестве среднего входного сопро-
тивления величину Ra = 2800 Ом [30] и
приняв вполне реальную величину потерь в
грунте Re = 28 Ом, находим, что в дан-
ном случае потери едва превышают 1% от
подводимой высокочастотной мощности.
Столь высокий КПД антенны недостижим
378
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
для «обычной» четвертьволновой Ground -
plane с сетью заземления любых размеров.
Даже если задать предельно высокое Re,
например 500 Ом, то и тогда потери в грун-
те не превысят 18%. Это позволяет вообще
отказаться от расходов на сеть противове-
сов и обойтись грозозащитным заземлени-
ем (см. раздел 19.1.1). Т-образная антенна
удобна и для монтажа на возвышениях, в
частности на крышах, поскольку обязатель-
ное при этом грозозащитное заземление
достаточно и для высокой частоты [31].
19.4.4. Коаксиальные вертикальные
антенны
Так называют антенны типа Groundplane с
встроенным короткозамкнутым четверть-
волновым шлейфом из коаксиального кабе-
ля (рис. 19.43). Основное преимущество ан-
тенн подобного типа - расширенная поло-
са частот.

Z7*/2
™ 36 Ом+Ry
Рис. 19.43 Схема коаксиальной вертикальной
антенны (Ry - сумма сопротивлений потерь)
Она образована отвесно расположенным
коаксиальным кабелем с произвольным вол-
новым сопротивлением. Нижний конец цен-
тральной жилы кабеля соединен с сетью за-
земления, а ее верхний конец припаян к эк-
рану кабеля. Длина I кабеля равна X/4 х VK,
где VK - величина коэффициента укорочения
из спецификации (обычно 0,66). Таким обра-
зом, речь идет о коаксиальной замкну-той чет-
вертьволновой линии (см. рис. 5.29), высту-
пающей в качестве параллельного резонанс-
ного контура. Радиоволны излучаются
только экраном кабеля, но вследствие малого
отношения l/d его коэффициент укороче-
ния близок к 0,95, и потому он слишком коро-
ток для четвертьволнового резонанса. Чтобы
сформировалась четвертьволновая Ground-
plane, требуется Ц нарастить отрезком /2 до
резонансной длины Х/4.
Пример
Используется коаксиальный кабель с
VK = 0,66. Геометрическая четверть дли-
ны волны = 0,25 X х 0,66 = 0,165 X. Если
для экрана кабеля принять с учетом его
отношения l/d коэффициент укорочения
V = 0,95, то нормальная длина составит
Ц + /2 = 0,25 X х 0,95 = 0,2376 X, а длина
отрезка /2 = 0,2376 X - 0,165 X = 0,0725 X.
При резонансе встроенный четвертьвол-
новый шлейф не работает из-за очень высо-
кого входного сопротивления (параллель-
ный резонансный контур). Если повысить
частоту передатчика, то отрезок Ц + /2 ока-
жется слишком длинным - иначе говоря, на
нем появится индуктивная реактивная со-
ставляющая. Одновременно станет чрезмер-
но длинной и короткозамкнутая четверть-
волновая коаксиальная линия (шлейф). Как
видно из рис. 5.29, линия, превосходящая
четверть длины волны, оказывает емкостное
действие, и в результате индуктивная со-
ставляющая отрезка излучателя и емкост-
ная реактивность четвертьволнового шлей-
фа взаимно компенсируются, а сопротивле-
ние излучению Rs возрастает.
С понижением частоты передатчика
происходит обратное: отрезок излучателя
становится емкостным, а шлейф - индук-
тивным, что также приводит к взаимной
компенсации реактивных составляющих.
Благодаря такой способности четвертьвол-
новой линии частотная полоса антенны
расширяется. Сверху ее ограничивают не-
желательные изменения диаграммы на-
правленности, а снизу - резкое падение со-
противления излучения. Благодаря подоб-
ной широкополосности длину элементов
антенны не обязательно точно выдержи-
вать. В границах полосы частот сопротив-
ление излучения и вместе с ним входное со-
противление изменяются в соответствии с
информацией, изложенной в разделе 19.5.1
(см. также рис. 19.46). Как и для остальных
вертикальных антенн, добротная сеть за-
земления - предпосылка высокого КПД.
Оператор DL2FA подробно описал ко-
аксиальные антенны [32]. Эскиз простей-
шей из них представлен на рис. 19.44а. Если
коэффициент укорочения коаксиального
19.4. Конструкции вертикальных антенн с круговым излучением
379
кабеля VK = 0,66, то его геометрическая дли-
на составит 0,25 X х 0,66 = 0,165 X; она явля-
ется длиной излучателя, поскольку никакие
способы удлинения этого элемента не при-
менялись. Следовательно, здесь имеется
укороченная Groundplane длиной ~ 60° (1
X = 360°). Согласно рис. 19.47, сопротивле-
ние излучения Rs этого варианта антенны
приблизительно равно 13 Ом. Для достиже-
ния высокого КПД антенны сопротивление
потерь должно быть тем ниже, чем меньше
сопротивление излучения (см. раздел
19.5.1). Несколько более благоприятные ус-
ловия создает применение коаксиального
кабеля с полувоздушным диэлектриком и
VK = 0,82. Тогда длина кабеля = 0,25 X х
0,82 = 0,205 X (около 74°), откуда с помощью
рис. 19.47 находим величину сопротивления
излучения (20 Ом). Благодаря уже описан-
ному действию коаксиального четвертьвол-
нового шлейфа входное сопротивление ос-
тается активным в широкой области частот,
а его величина изменяется вместе с сопро-
тивлением излучения. С помощью омега-
согласующего звена (СА-СК) осуществля-
ется согласование с волновым сопротивле-
нием любого кабеля.
Рис. 19.446 в принципе соответствует рис.
19.43, отличаясь лишь отображением пара-
метров антенны и омега-образным согласо-
ванием. На рис. 19.44в показана сильно уко-
роченная Groundplane с удлиняющей ка-
тушкой и концевой емкостью.
Коаксиальные антенны эксплуатируются
в многодиапазонном режиме. В этом случае
следует помнить об изменениях вертикаль-
ной диаграммы направленности с переходом
от одного диапазона к другому (см. рис.
19.11) и сопротивления излучения (см. рис.
19.47), а также о необходимости подстройки
омега-образного звена при переключении
диапазонов. Этого не требуется при работе в
единственном диапазоне.
Значительная ширина частотного диапа-
зона открывает много возможностей под-
стройки под местные условия. Коаксиаль-
ный кабель нуждается в искусственной или
естественной опоре. Идеальным решением
была бы фиберглассовая труба с коаксиаль-
ным кабелем внутри. Иногда можно протя-
нуть кабель между двумя высоко располо-
женными опорными точками (например, на
деревьях).
19.4.5. Двухдиапазонная Т-образная
антенна
Т-образная антенна для двух диапазонов,
разработанная оператором W6BCX (см.
рис. 19.45), известна под названием Multee.
Размеры антенны (табл. 19.5) опубликова-
ны оператором G3VA [33].
На низкой частоте антенна выполняет
функции четвертьволнового вертикально
поляризованного петлевого вибратора, вер-
хняя половина которого сжата по вертика-
ли, поэтому антенна получается Т-образ-
ной формы. Длина как вертикальной, так и
горизонтальной частей равна Х/8. Почти
вся высокочастотная мощность излучается
Рис. 19.44. Типы вертикальных коаксиальных антенн: а - укороченная Groundplane;
б - полноразмерная Groundplane; в - сильно укороченная Groundplane с удлиняющей катушкой L
и концевой емкостью CD
380
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
Противовесы
или земля
Рис. 19.45. Двухдиапазонная Т-образная
антенна
Таблица 19.5. Размеры двухдиапазонной
Т-образной антенны
Частота, МГц 1,8/3,5 3,5/7,0 7,0/14,0
Ы,м 19,81 10,06 5,18
L2, м 16,46 8,23 4,12
L3, м 15,24 7,62 3,66
вертикальной частью, а горизонтальная
служит концевым излучателем. Следова-
тельно, благоприятное состояние грунта
имеет решающее значение для успешного
функционирования антенны.
На высокой частоте антенна работает
как горизонтально поляризованный чет-
вертьволновый петлевой вибратор. Длина
и вертикальной, и горизонтальной части
равна Х/4. Поэтому вертикальная часть из-
лучателя служит четвертьволновым транс-
форматором (см. раздел 6.5), с помощью
которого низкоомный коаксиальный фи-
дер согласуется с высокоомным входом
питания (около 6000 Ом) горизонтальной
части.
Строение секции излучателя Lt соответ-
ствует петлевому вибратору. Величина рас-
стояния между проводниками не оказыва-
ет существенного влияния на работу. От-
весная секция излучателя Ь2 образована
плоской двухпроводной линией с волно-
вым сопротивлением 300-400 Ом. Необхо-
димо учитывать коэффициент укорочения
такой линии, в среднем он составляет от 0,8
до 0,9.
В справочниках «US Radio Handbook» и
«Antenna Book» приведены другие значе-
ния длины с неправдоподобным коэффи-
циентом укорочения 0,7.
Считается достаточным установить шесть
радиальных противовесов.
19.5. Вертикально
поляризованные антенны
для работы
в многодиапазонном режиме
Существуют разные способы реализации
многодиапазонного режима работы верти-
кальных антенн. Если исходить из чет-
вертьволновой Groundplane и есть возмож-
ность реализовать строительную высоту
антенны в расчете на диапазон с наиболь-
шей длиной волны, достаточно воспользо-
ваться простым механическим переключе-
нием длины посредством троса или реле.
Подобные устройства описываются ниже
(см. раздел 19.5.1). Можно обойтись мень-
шей строительной высотой и более прос-
той механикой, если применять электри-
ческое укорочение или удлинение излуча-
теля с помощью звена L/C на его входе.
Однако такой способ всегда связан с замет-
ными дополнительными потерями. Нако-
нец, по аналогии с вседиапазонной антен-
ной W3DZZ (см. раздел 10.2.8) запираю-
щие контуры встраиваются в проводник,
что позволяет отказаться от механических
переключений и обеспечивает подлинную
многодиапазонность рабочего режима. Од-
нако в случае вертикальных антенн такие
устройства труднее поддаются реализации,
да и для создания высококачественных за-
пирающих контуров требуются определен-
ные навыки. Поэтому большинство подоб-
ных конструкций - промышленного изго-
товления.
Интерес к многодиапазонным антеннам
усилился после выделения новых люби-
тельских диапазонов. Существует множе-
ство типов вертикально поляризованных
многодиапазонных антенн, но любая из них
нуждается в довольно громоздкой системе
радиальных противовесов или добротной
сети заземления.
19.5.1. Многодиапазонные антенны
Groundplane с переключаемыми
удлиняющими катушками
Большинство практически изготовленных
многодиапазонных антенн Groundplane ра-
ботают с переключаемыми удлиняющими
катушками, а иногда и с укорачивающими
конденсаторами. При этом в принципе вер-
тикальные антенны приблизительно рас-
считываются под четвертьволновый резо-
нанс в одном из любительских диапазонов.
19.5. Вертикально поляризованные антенны для многодиапазонного режима 381
Рис. 19.46. Ориентировочные значения
реактивного сопротивления вертикальной
антенны над идеальным грунтом в зависимости
от длины излучателя (IX соответствует 360°)
Чтобы работать в низкочастотном диапа-
зоне, емкостное реактивное сопротивле-ние,
которое появляется на входе антенны, ком-
пенсируют с помощью индуктивной
реактивности (удлиняющей катушки), чем
обеспечивается активный характер входно-
го сопротивления антенны. Для высокочас-
тотных диапазонов вертикальная антенна
слишком длинна, то есть у нее имеется ин-
дуктивное реактивное сопротивление, ко-
торое надо скомпенсировать равновеликим
емкостным реактивным сопротивлением
(укорачивающим конденсатором).
На рис. 19.46 приведены ориентировоч-
ные оценки параметров, когда излучатель
характеризуется отношением 1/d = 1000. У
антенн большего сечения (меньшей степени
утолщения) реактивные сопротивления
ниже, а при утолщении антенны они растут.
Из графика видно, что реактивное сопро-
тивление переходит через нуль и наступает
четвертьволновый резонанс, когда длина
излучателя достигает 83° (следовательно,
не строго при 90° или при Х/2)- Это объяс-
няется влиянием коэффициента укороче-
ния излучателя на степень его утолщения.
Реактивное сопротивление является ин-
дуктивным, когда излучатель длиннее 87°
(слишком длинен), и емкостным в против-
ном случае (слишком короток).
Чтобы добиться четвертьволнового резо-
нанса укороченного или удлиненного излу-
чателя, необходимо прежде всего найти
приближенную величину реактивного со-
противления с помощью рис. 19.46 и опре-
делить индуктивность удлиняющей катуш-
ки (см. рис. 6.20) или емкость укорачи-
вающего конденсатора (см. рис. 6.21) в
зависимости от частоты. Поскольку на рис.
19.46 приведены лишь ориентировочные
значения, катушка или конденсатор должны
быть переменными, позволяя производить
подстройку.
Сопротивление излучения вертикальной
антенны над идеальным грунтом в зависи-
мости от ее длины определяется графика-
ми, изображенными на рис. 19.47. Для дли-
ны Х/4 (90°) величина сопротивления излу-
чения оказывается равной 36,6 Ом, что
характерно для четвертьволновой антенны
Groundplane. При Х/3 (120°) оно возраста-
ет до 100 Ом и убывает до 13 Ом при Х/6
(60°)- В случае еще большего укорочения,
Рис. 19.47. Сопротивление излучения вертикальной антенны над идеальным грунтом в зависимости
от длины излучателя: а - для длин излучателя между 50° и 140°; б - для длин менее 60°
382
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
типичного для мобильных антенн, оно ста-
новится крайне низким (рис. 19.47).
Согласно формуле (19.6), входное сопро-
тивление RE равно сумме сопротивления
излучения Rr и сопротивления потерь Rv.
Однако на излучение расходуется только
энергия, приходящаяся на Rr, тогда как
энергия, выделяемая на Rv, безвозвратно те-
ряется в виде тепла. На практике это оз-
начает, что при равных сопротивлениях по-
терь Rv антенна с меньшим сопротивлени-
ем излучения обладает меньшим КПД.
Покажем это на простом примере.
Пример
Длина вертикальной антенны над землей
составляет 30° (Х/12). Имеющееся при этом
емкостное реактивное сопротивление на
входе антенны нужно скомпенсировать ин-
дуктивностью (удлиняющей катушкой)
так, чтобы входное сопротивление RE мож-
но было полагать активным.
Согласно рис. 19.47, сопротивление излу-
чения Rr = 3 Ом, если длина излучателя
равна 30°. С помощью измерительного мос-
та полных сопротивлений найдено, что
входное сопротивление RE = 10 Ом. Со-
гласно формуле (19.6) Re= Rr+ Rv, нахо-
дим, что суммарное сопротивление потерь
Rv = 7 Ом.
КПД антенны рассчитывается по формуле:
Rr = Rr
11 Rr + Rv Re
(19.12)
При подстановке значений параметров
из примера получаем:
п=2_=о,з.
10
Если бы длина излучателя равнялась 60°,
то сопротивление излучения приняло бы зна-
чение 13 Ом (рис. 19.476) и КПД вырос бы:
П = —= 0,65.
20
Следует признать, что вертикальная ан-
тенна настраивается в резонанс на несколь-
ких любительских диапазонах посредством
переключаемых удлиняющих катушек или
укорачивающих конденсаторов. Иначе го-
воря, в любом из режимов входное сопро-
тивление Re является активным. Сказанное
нетрудно проверить с помощью волномера.
Будучи связанным с удлиняющей катушкой
в цепи излучателя (рис. 19.48а), он покажет
наличие резонанса в рабочем любительском
диапазоне. При этом конец катушки должен
быть соединен с сетью заземления (рис.
Рис. 19.48. Измерения на электрически
удлиненной вертикальной антенне:
а - измерение резонансной частоты
волномером; б - измерение входного
сопротивления антенноскопом
Входное сопротивление RE подлежит со-
гласованию с волновым сопротивлением
фидера. Для этого сначала определяют RE.
Проще всего это сделать с помощью изме-
рительного моста полных сопротивлений
(антенноскопа - см. главу 31 тома 2). Как
правило, расчеты дают лишь приближен-
ные значения, поскольку сопротивления
потерь, являясь частью входного сопротив-
ления, точно неизвестны. Антенноскоп
включается вместо фидера (рис. 19.486).
При этом мост питается током ранее най-
денной частоты. Случается, что из-за поля
рассеяния трудно определить момент урав-
новешивания моста. В большинстве случа-
ев такую трудность устраняют, включив па-
раллельно входу прибора безындуктивное
сопротивление величиной до 2000 Ом, вли-
яние которого на результат измерений счи-
тается пренебрежимо малым. При незначи-
тельном отклонении измеренного RE от
волнового сопротивления Z нет смысла
специально заниматься согласованием, и
излучатель в данном диапазоне запитывает-
ся прямо через кабель. В остальных случаях
проще всего добиться согласования, изгото-
вив трансформатор реактивностей.
На рис. 19.49 представлена Г-образная схе-
ма, функционирующая как трансформатор
реактивностей. Большее из двух сопротив-
лений Rpar всегда находится в параллельном
плече, а меньшее R^ - в последовательном.
19.5. Вертикально поляризованные антенны для многодиапазонного режима 383
Таким образом, если входное сопротивление
излучателя RE больше волнового сопротив-
ления фидера Z и Re равно Rpar, то антенну
следует подключать в точке А, во внутрен-
нюю жилу кабеля - к точке В; в противном
случае (Z > RE) сопротивление кабеля Z за-
нимает место Rpar и антенна подключается
в точке В (RE = Rser)-
A Х$ег В Rser
Рис. 19.49. Трансформатор реактивностей
Найдем теперь значения индуктивного
Xser и емкостного Храг сопротивлений. Сна-
чала определим добротность:
Гр
Q =
VRser
(19.13)
Теперь найдем индуктивное сопротив-
ление:
Xser = QRser
и емкостное сопротивление:
р
у - Раг
par Q
(19.14)
(19.15)
Пример
Вертикальную антенну с входным сопро-
тивлением RE = 10 Ом надо питать через
50-омный коаксиальный кабель. RE < Z,
поэтому Re = Rser и Z = Rpar.
Таким образом, антенну следует подклю-
чить к точке В, а фидер - к точке А.
Согласно формуле (19.12):
Q= /—-1= Л = 2.
V 10
По формулам (19.14) и (19.15) находим:
Xser = 2х 10= 20 Ом
и
Храг — 2 — 25 Ом
соответственно.
Теперь из диаграммы на рис. 6.20 опре-
делим зависящую от частоты индуктив-
ность, необходимую для индуктивного
(19.17)
реактивного сопротивления величиной
20 Ом, а из рис. 6.21 - емкость, соответству-
ющую емкостному реактивному сопротив-
лению 25 Ом. Вместо не вполне точных ди-
аграмм лучше воспользоваться расчетными
формулами:
ЬмкГ„ =0,159^-^ (19.16)
МК1 Н 7 р
1 МГц
_ 159000
^пФ “ Y f
Лраг ТМГц
Рассмотренные преобразования реактив-
ностей необходимо применять для всех не-
симметричных вертикальных антенн, не ог-
раничиваясь переключаемыми многодиа-
пазонными антеннами с удлиняющими
катушками.
Готовые «рецепты» для таких вертикаль-
ных антенн трудно подобрать из-за обилия
переменных величин, которые надо учиты-
вать. Не так уж сложно согласовывать вер-
тикальные антенны в нескольких диапазо-
нах описанными выше методами, если рас-
полагать волномером, антенноскопом и по
возможности рефлектометром (см. том 2,
главы 31 и 32). Обычно речь идет о длине
антенн между 5 и 10 м, преимущественно -
7 м. Механическое переключение согласу-
ющих цепочек неудобно и сопряжено с
лишними потерями, поэтому для стацио-
нарной работы в многодиапазонном режи-
ме предпочитают пользоваться нескольки-
ми вертикальными антеннами. Напротив, в
мобильном режиме, когда приходится при-
менять очень укороченные вертикальные
антенны, лучше вводить удлиняющие ка-
тушки в сочетании с Г-образными схемами.
19.5.2. Переключаемые
многодиапазонные вертикальные
антенны
Вариант исполнения переключаемой трех-
диапазонной антенны Groundplane пред-
ставлен на рис. 19.50. Переключатель диапа-
зонов находится у антенного входа и потому
доступен. Вертикальный штырь резонансом
не обладает.
Резонанс излучателя реализуется с по-
мощью настроечного элемента в составе
катушки и переменного конденсатора. На-
стройка контролируется волномером, свя-
занным с катушкой того или иного диапа-
зона.
384
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
Рис. 19.50. Схема трехдиапазонной антенны
Groundplane
Поочередный переход на 20-, 15- или
10-метровый диапазон производится пере-
ключателем. Предельная емкость перемен-
ных конденсаторов составляет 100 пФ, раз-
меры катушек подбираются опытным пу-
тем. Рекомендуется первые резонансные
измерения выполнить с бескаркасной ка-
тушкой без сердечника диаметром 40 мм из
15 витков достаточно толстой посеребрен-
ной медной проволоки.
С такой антенной применяются отдель-
ные наборы резонансных радиальных про-
тивовесов для каждого диапазона. Проти-
вовесы сходятся к общей центральной точ-
ке и там соединяются (рис. 19.51). Они
раздельно настраиваются точно на диапазо-
ны вышеописанным способом с помощью
антенноскопа и волномера.
Согласование коаксиального фидера зак-
лючается в том, чтобы найти положение
ползунка катушки, при котором импеданс
соответствует волновому сопротивлению
фидера. Для этого антенноскоп включают
между точкой соединения катушек и пол-
зунком, подают на него сигнал волномера и
меняют положение ползунка, пока прибор
не покажет нужную величину импеданса.
Настройка требует особой тщательности;
рекомендуется в ходе работы контролиро-
вать частоту волномера с помощью прием-
ника.
Рис. 19.51. Расположение радиальных
противовесов
Переключатель диапазонов важен для
трехдиапазонной Groundplane. Будет он уп-
равляться тросиком или посредством кон-
тактов реле, безразлично. Очень важна вы-
сокая добротность катушек. Они располо-
жены в пучностях тока, и потому здесь
требуется особенно хорошая поверхностная
проводимость при большом сечении про-
водника.
Четырехдиапазонная вертикальная ан-
тенна описана оператором WB1FSB [34] -
см. рис. 19.52. Длина ее штыря равна 7,6 м
и геометрически соответствует длине 0,72 X
на частоте 28,5 МГц. Допустимо считать,
что с учетом коэффициента укорочения
это отвечает резонансной длине ЗХ/4, и
подключать антенный вход прямо к коак-
сиальному кабелю без удлиняющей ка-
тушки. Переменный конденсатор С емко-
стью 100 пФ в линии питания служит для
настройки на минимум КСВ, но он не яв-
ляется обязательным. Вертикальная диа-
грамма неоптимальна для 10-метрового
диапазона, поскольку излучатель длиной
0,72 X направляет значительную долю из-
лучения под большим углом к линии гори-
зонта.
На резонансной частоте 21,2 МГц геомет-
рическая длина излучателя составляет 0,54 X,
так что вертикальная диаграмма должна
быть весьма благоприятной (рис. 19.12в).
Чтобы приблизить активное входное сопро-
тивление к величине 50 Ом, надо нарастить
излучатель до резонансной длины ЗХ/4,
применив удлиняющую катушку.
В режиме 40-метрового диапазона длина
излучателя составляет только 0,18 X, что
требует электрического удлинения до чет-
вертьволнового резонанса, благодаря чему
19.5. Вертикально поляризованные антенны для многодиапазонного режима 385
Рис. 19.52. Вертикальная антенна
с переключением на диапазоны 80, 40, 15 и 10 м
активное входное сопротивление антенны
составит около 40 Ом. Как выяснилось,
возможен общий отвод катушки на 15- и
40-метровый диапазоны, когда его положе-
ние равно благоприятно для обоих диапа-
зонов, а величина КСВ не превышает 2.
При раздельных отводах получаются мень-
шие КСВ.
Излучатель для 80-метрового диапазона
служит вспомогательной антенной, по-
скольку его геометрическая длина 0,09 X со-
вершенно недостаточна. Удлиняющая ка-
тушка электрически доводит эту длину до
четвертьволнового резонанса.
Ради минимизации потерь удлиняю-
щие катушки должны отличаться высокой
добротностью. Они изготавливаются из
медного провода диаметром 2 мм в виде
30 витков на каркасе диаметром 65 мм, рав-
номерно распределенных на длине 130 мм.
Положение отводов катушки подбирается
опытным путем по минимуму КСВ. Для
питания антенны хорошо подходит 50-ом-
ный коаксиальный кабель любой длины.
Переход на 75-омный кабель приводит к уве-
личению уровня стоячих волн. Антенна
нуждается в надежной сети заземления, но
ее можно монтировать и на возвышениях
вместе с набором настроенных радиальных
противовесов по образцу, показанному на
рис. 19.51.
Оператор W1RN описал улучшенный ва-
риант этой антенны со штырем длиной
6,34 м для работы в пяти диапазонах [35].
Вертикальная антенна LA1EI
с переключением диапазонов 20, 40 и 80 м
Как правило, переключатель диапазонов
многодиапазонной вертикальной антенны
устанавливают рядом с ее входом, что по
меньшей мере неудобно. Оператор LA1EI
нашел способ перенести переключатель в
помещение с аппаратурой, требующий лишь
дополнительных расходов на коаксиаль-
ный кабель. Схема такой антенны изобра-
жена на рис. 19.53 [36].
Рис. 19.53. Переключаемая трехдиапазонная
вертикальная антенна LA1EI
Геометрическая длина излучателя соот-
ветствует приблизительно 0,62 X для 20 м,
0,31 X для 40 м и 0,1 6Х для 80 м. Таким об-
разом, имеется излучатель длиной 5Х/8 на
диапазон 20 м, удлиненная Groundplane на
40 м и Groundplane, укороченная до Х/4, на
80 м. Чтобы входное сопротивление было
активным, излучатель электрически удли-
няется на ЗХ/4 для работы в 20-метровом
диапазоне (катушкой L на 2,8 мкГн), а для
40-метрового диапазона он электрически
укорачивается на Х/4 емкостью С ~ 90 пФ.
Теперь можно было бы, как всегда, распо-
ложить обычный переключатель рядом с вхо-
дом переключаемой антенны (рис. 19.52).
Для дистанционного переключения излуча-
теля между ним и антенной параллельно про-
ложены три коаксиальных кабеля одинако-
вой длины (по 14 м или кратной 14 м). Это
настроенные линии, в которых учтен коэф-
фициент укорочения V = 0,66 коаксиального
кабеля. Отсюда получается электрически эф-
фективная длина 21,21м. Она составляет Х/4,
Х/2 и 1 X в диапазонах 80, 40 и 20 м соответ-
ственно. Если от помещения до антенны
386
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
больше 14 м, то надо использовать дополни-
тельные отрезки кабеля длиной по 14 м. Дан-
ное решение опирается на возможности пере-
дачи колебаний по настроенным линиям (см.
раздел 5.3.2). Подробные сведения о принци-
пе действия антенны приведены в оригиналь-
ной публикации [71].
Переключаемая четырехдиапазонная
антенна DL2EO
Оператор DL2EO [37] разработал весьма
любопытный четырехдиапазонный излуча-
тель (рис. 19.54) на основе антенны по схе-
ме, изображенной на рис. 19.416. Это про-
волочная антенна с параметрами излучате-
ля Inverted Groundplane для 40-метрового
диапазона (см. раздел 19.4.3). Чтобы вход-
ное сопротивление не оказалось слишком
большим, вертикальная часть антенны дли-
ной 9 м выполнена из двух проводов, что
снижает степень утолщения.
Таблица 19.6. Значения согласующих
элементов антенны DL2EO
Любительские диапазоны, м
40 20 15 10
L, мкГн 6,0 2,3 1,4 1,0
С, пФ 80 50 40 30
диапазоне оказалось сравнительно низ-
ким, рекомендуется для работы в нем про-
ложить специальные радиальные противо-
весы.
Все это позволяет строить эффективную
многодиапазонную коротковолновую ан-
тенну с малыми затратами. Неудобно лишь
переключать или переставлять контакты
LC-цепочек для смены диапазонов у входа
антенны, но и здесь есть возможность вос-
пользоваться дистанционным переключе-
нием.
Рис. 19.54. Четырехдиапазонная антенна
DL2EO
19.5.3. Многодиапазонные вертикальные
антенны без переключений
Ф. Режье (Е Regier) разработал вертикаль-
ную антенну для диапазонов 10, 15 и 20 м
без переключателя и запирающих контуров
в цепях проводников антенны. Она отличает-
ся замечательными достоинствами для даль-
ней связи, несмотря на небольшие затраты.
Излучающая вертикальная секция (рис.
19.55) образована 300-омной плоской лини-
ей, замкнутой с обоих концов. Ее можно за-
менить металлической трубой той же длины
или другим металлическим проводником.
В таком исполнении входное сопротивле-
ние составляет 1500 Ом для диапазона 40 м,
около 800 Ом для 20 м и 600 Ом для 10 м.
Большие входные сопротивления (пучность
напряжения!) обеспечивают достаточно вы-
сокий КПД даже при плохом качестве грун-
та.
Г-образные цепочки, необходимые для
согласования с коаксиальным кабелем,
рассчитываются как трансформаторы
реактивностей согласно рис. 19.48. Соответ-
ствующие расчетные формулы и примеры
расчетов приведены в разделе 19.5.1, а в
табл. 19.6 представлены ориентировочные
значения согласующих элементов, найден-
ные оператором DL2EO для данной версии
антенны.
Было установлено, что антенна с LC-
цепочкой для настройки на 20-метровый
диапазон возбуждается и в диапазоне 80 м.
Поскольку входное сопротивление в этом
Рис. 19.55. Трехдиапазонная
вертикальная антенна оператора OD5CG
Длина антенны в 10-метровом диапазоне
равна 0,63 X и соответствует излучателю
длиной 5Х/8, оптимальному по малому зна-
чению угла возвышения главного луча ди-
аграммы направленности в вертикальной
плоскости. В диапазоне 15 м длина излуча-
теля приблизительно равна Х/2, так что
19.5. Вертикально поляризованные антенны для многодиапазонного режима 387
и в этом режиме вполне вероятны хорошие
свойства излучения (см. рис. 19.12). В
20-метровом диапазоне антенна работает
как удлиненная четвертьволновая Ground-
plane длиной 0,32 X.
Чтобы не загромождать рисунок, на нем
не показана сеть из 12 настроенных ради-
альных противовесов, которая выполнена
в соответствии со схемой на рис. 19.51 (по
четыре противовеса на диапазон) и под-
ключена в точке R. У входа антенны начи-
нается двухпроводная линия длиной 8,5 м,
сформированная стандартным симметрич-
ным 300-омным плоским УКВ кабелем
с коэффициентом укорочения V = 0,82.
При других значениях этого коэффициен-
та длину линии следует изменить (напри-
мер, V = 0,80 - 8,3 м; V = 0,85 - 8,8 м). В ди-
апазоне 15 м длина линии равна ЗЛ./4, и она
действует как четвертьволновый трансфор-
матор, преобразующий высокоомное вход-
ное сопротивление полуволнового излуча-
теля в 65 Ом активного сопротивления на
конце линии. Поскольку электрическая
длина линии в диапазонах 10 и 20 м состав-
ляет 1 X и Х/2, полное входное сопротивле-
ние антенны почти без изменений переда-
ется на конец линии. Следовательно, в
20-метровом диапазоне можно рассчиты-
вать на активное сопротивление величиной
95 Ом, усиленное индуктивным реактивным
сопротивлением XL ~ 180 Ом; в 10-метровом
диапазоне получается активная составляю-
щая величиной 75 Ом, нагруженная емкос-
тной реактивностью Хс ~ 280 Ом. Эти реак-
тивные сопротивления устраняются затем
посредством трансформатора реактивнос-
тей, состоящего из элементов L, С! С2. Та-
ким образом, выходное сопротивление ан-
тенны оказывается активным и равным
приблизительно 75 Ом для всех трех диа-
пазонов.
Расчетные значения составляют: Q == 23 пФ
и С2 = 41,7 пФ. В качестве Ct и С2 целесо-
образно применить переменные конденса-
торы на 30 пФ и 100 пФ соответственно.
Оператор OD5CG дает следующие реко-
мендации по настройке трансформатора ре-
активностей. Изменяя Ci, параллельный
контур L-С} с помощью волномера настра-
ивают в резонанс на частоту 35,85 МГц.
Затем С2 временно включается параллель-
но контуру L-Ci и служит для настройки
контура в резонанс на частоту 21,37 МГц.
После этого С2 возвращается на свое перво-
начальное место в схеме, чем и заканчивает-
ся настройка. Катушка L индуктивностью
0,86 мкГн образована семью витками медно-
го провода диаметром 1,3 мм. Длина и диа-
метр намотки катушки одинаковы и равны
25 мм.
Трехдиапазонный излучатель OD5CG
позволяет решить проблему согласования
без переключений в трех диапазонах, а по
своим свойствам излучения сравним с трех-
диапазонной Groundplane (рис. 19.50).
Четырехдиапазонная антенна
Groundplane без переключателя
На рис. 19.56 представлена четырехдиапа-
зонная антенна Groundplane без сложных
переключающих устройств и прочих схем-
ных элементов, чреватых потерями. Она
продолжает ряд множественных вибрато-
ров (см. раздел 10.2.6) и представляет со-
бой жесткую стальную трубу четвертьвол-
новой длины для 40-метрового диапазона,
служащую также несущей мачтой для чет-
вертьволновых излучателей 20- и 10-мет-
рового диапазонов. На входе антенны все
три излучателя спаяны друг с другом, и к
ним подключена внутренняя жила коакси-
ального кабеля. Его экран служит базой
возможно большего количества радиаль-
ных противовесов длиной по 10,35 м. Для
приблизительного согласования с 50-ом-
ным фидером противовесы должны быть
наклонены вниз под углом 135° (см. раз-
дел 19.4.1). Для этого антенный вход вер-
тикальных штырей должен находиться в
одном метре от земли. Рекомендуется при-
менять противовесы разных размеров по
образцу, показанному на рис. 19.51, доба-
вив к ним противовесы для 40-метрового
диапазона.
Четвертьволновые трубы крепятся к не-
сущей трубе для 40-метрового диапазона
(рис. 19.566), причем поперечина делается
из пластика с малыми потерями (например,
из полиакрила). Аналогичный способ креп-
ления используется и у антенного входа, но
с металлической поперечиной.
Принцип действия такой четырехдиа-
пазонной Groundplane вполне понятен. В
режиме 40-метрового диапазона работает
штырь длиной 9,95 м. Он несколько укоро-
чен против нормы, что обусловлено его
сравнительно большим сечением и наличи-
ем двух параллельно включенных элемен-
тов. Этот штырь служит также резонанс-
ным излучателем 15-метрового диапазона
длиной ЗХ/4. Он небезупречен, поскольку
его диаграмма направленности расщеплена.
Для работы в 20- и 10-метровом диапазонах
388
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
Рис. 19.56. Четырехдиапазонная антенна
Groundplane без переключателя: а - устройство
антенны; б - вариант крепления с изоляцией
от опоры
предназначены четвертьволновые штыри
нормальных размеров.
Как уже говорилось, в пространстве, сво-
бодном от препятствий, вертикальную ан-
тенну лучше всего размещать в непосред-
ственной близости от земли. Но тогда про-
тивовесы обязательно прокладывают по
горизонтали, и входное сопротивление ан-
тенны едва достигает 30 Ом. В этом слу-
чае помогает принцип удлиненной Ground-
plane, рассмотренный в разделе 19.1.5. Шты-
ри для диапазонов 10 и 20 м удлиняются до
5Х/16 и, согласно схеме на рис. 19.24, вновь
электрически укорачиваются до Х/4 путем
последовательного включения конденсато-
ра. Тем самым вход антенны как бы смеща-
ется в область повышенного импеданса, что
значительно упрощает согласование с лю-
бым коаксиальным кабелем. Все необходи-
мые размеры имеются в табл. 19.2.
Возможная конструкция антенны такого
типа показана на рис. 19.57. Исходя из тре-
бований к механической части, удлинение
элемента для 40-метрового диапазона не
предусмотрено, и он собран как заземленная
Groundplane (рис. 19.17). Конец излучателя
заземлен напрямую, а согласование обеспе-
чивается компенсированным гамма-эле-
ментом. Остальные четвертьволновые
штыри удлинены в соответствии с данны-
ми табл. 19.2 и электрически укорочены пе-
ременными конденсаторами. Эти элементы
закреплены на среднем заземленном шты-
ре с помощью перекладины из диэлектри-
ка. Только роторы трех переменных кон-
денсаторов соединены между собой, и к
ним припаяна внутренняя жила коаксиаль-
ного фидера. Экран кабеля соединен с вхо-
дом заземленного излучателя диапазона
40 м, к нему же подключены сеть заземле-
ния или противовесы. При подобной кон-
струкции несущий 40-метровый излуча-
тель изготавливается из прочной стальной
трубы. Она входит в землю так, чтобы дли-
на излучателя над грунтом составляла
9,9 м. Нижний конец трубы бетонируется.
Оба удлиненных четвертьволновых излу-
чателя крепятся своими основаниями через
изолятор на несущей трубе (рис. 19.57). Та-
кое устройство антенны одновременно
обеспечивает надежную грозозащиту.
19.5.4. Вертикальные многодиапазонные
антенны с многодиапазонными
контурами
При построении многодиапазонной антен-
ны Groundplane вполне естественно вос-
пользоваться принципом многодиапазон-
ных элементов, проверенным на остронап-
равленном трехдиапазонном излучателе
VK2AOU (см. раздел 18.2) и трехдиапазон-
ной рамочной антенне VK2AOU (см. раз-
дел 18.5). Эта идея успешно реализована
оператором VK2AZN [38].
Антенна Groundplane VK2AZN
с многодиапазонными контурами
для диапазонов 10,15 и 20 м
Антенна VK2AZN состоит из единственно-
го свободного штыря длиной 4,12 м и четы-
рех радиальных противовесов той же длины
(рис. 19.58). При таких размерах резонанс
излучателя приходится на интервал длин
волн между 20 и 15 м. Вполне реально уко-
ротить штырь и противовесы до минималь-
ных (3,35 м), но тогда резко упадет КПД и
придется изменить оба многодиапазонных
контура. Поэтому лучше придерживаться
параметров, проверенных самим VK2AZN.
19.5. Вертикально поляризованные антенны для многодиапазонного режима 389
Излучатель 40-метрового
диапазона длиной 9,95 м
Рис. 19.57. Четырехдиапазонная Groundplane с кабельным согласованием
Штырь 10-метрового
диапазона длиной более Х/4
Горизонтальные
противовесы
или сеть заземления
Коаксиальный
кабель
Рис. 19.58. Устройство трехдиапазонной
Groundplane с многодиапазонными контурами
Все элементы антенны изготовлены из
трубок легкого сплава диаметром 25 мм. Ди-
аметр и профиль трубок не играет особой
роли. На входе вертикальной секции после-
довательно включены параллельные резо-
нансные контуры Ц-С! и L2-C2, с
помощью которых поддерживается резо-
нанс вертикальной секции и противовесов
в нескольких диапазонах. Индуктивность
Lt образована отрезком провода длиной
165 мм и диаметром 2,0-2,5 мм, изогнутым
в виде полукруга, a L2 - двумя витками того
же провода. Витки диаметром намотки
38 мм уложены на отрезке длиной 13 мм.
Длина линии связи между L2 и центральной
клеммой А составляет 50 мм, а отрезок ли-
нии между Lj и Ь2 равен 100 мм. Емкостями
Ct (160 пФ) и С2 (60 пФ) служат подстро-
ечные конденсаторы с воздушной изоля-
цией или комбинации подходящих посто-
янных конденсаторов с подстроечными,
заключенные в защитные пластиковые ко-
робки.
Коаксиальный фидер можно согласовать
с помощью индуктивностей Lt и L2, но опе-
ратор VK2AZN нашел электрически безуп-
речный и механически более выгодный
метод, в принципе аналогичный гамма-со-
гласованию (см. раздел 6.3). Экран коакси-
ального фидера соединен с центральной
клеммой А. Вплотную к внутренней жиле
кабеля расположены подстроечные кон-
денсаторы С3 (55 пФ) и С4 (52 пФ). Пер-
вый из них используется при согласова-
нии на частоте 28 МГц и обладает очень ост-
рой настройкой. Сд служит для согласова-
ния коаксиального кабеля на частотах 14
и 21 МГц. Здесь настройка не слишком чув-
ствительна к изменениям емкости. Провод-
ником между С3 и точкой С на вертикаль-
ном штыре служит толстая проволока, про-
кладываемая по кратчайшему расстоянию.
Промежуток В-С составляет 140 мм, но это
расстояние некритично. Проводник между
Сд и точкой D должен проходить парал-
лельно вертикальному элементу. Для наи-
лучшего согласования на частоте 14 МГц
расстояние d следует сделать малым, одна-
ко если оно будет слишком мало, то КСВ на
частоте 28 МГц окажется недопустимо
большим. Разумный компромисс имеет ме-
сто, когда d = 20 мм. Проводник к точке D
390
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
прокладывают так, чтобы он обязательно
оставался параллельным вертикальной
трубе в любых условиях.
В качестве опоры конструкции антенны
оператор VK2AZN выбрал узел из твердой
древесины или пластика, состоящий из
квадратной плиты толщиной 25 мм со сто-
роной 300 мм (рис. 19.59). К плите привин-
чены четыре деревянных бруска длиной,
шириной и толщиной по 600, 80 и 50 мм,
к которым крепятся четыре трубчатых про-
тивовеса, и две полосы из дерева или пласт-
массы длиной по 300 мм, где размещаются
компоненты колебательных контуров и си-
стема питания. В центре пластины имеется
изолятор для установки на земле, куда
вставляется вертикальный штырь. Здесь не
требуется особого качества изолятора, так
как на входе вертикальной антенны высо-
кочастотное напряжение невелико. Четыре
растяжки придают жесткость вертикально-
му элементу. Они крепятся одним концом
к штырю на высоте 1,2 м, а другим - к про-
тивовесам на расстоянии 1,2 м от оси шты-
ря. В проволочные растяжки должны быть
вставлены орешковые изоляторы не реже,
чем через 0,6 м.
Рис. 19.59. Вариант деревянного опорного узла
для трехдиапазонной Groundplane
Предварительная настройка выполняет-
ся с помощью волномера при отключенной
системе питания и противовесах, находя-
щихся по крайней мере на 0,3 м выше грун-
та. Волномер связывается с Ц или L2. Из-
менения Li сказываются прежде всего на
резонансе при частоте 14 МГц. Резонанс на
частоте 21 МГц настраивается с помощью
Ь2 и Сь а от С2 зависит в основном резо-
нанс на частоте 28 МГц. Имеет место и вза-
имное влияние установок разных элемен-
тов.
Затем Ci и С2 выставляют на 160 и 60 пФ
соответственно. При этом обычно три резо-
нансные частоты, настроенные с помощью
волномера, оказываются в пределах или
вблизи трех любительских диапазонов. Не-
обходимые частоты в каждом диапазоне ус-
танавливаются поочередными изменения-
ми настроечных элементов Lb Ci, L2, С2.
Наконец, подключается система питания,
причем точка соединения С находится на
140 мм выше точки В. Расстояние B-D
составляет 740 мм. Сначала Сз устанавли-
вают на 55 пФ, а С4 - на 52 пФ. Рефлек-
тометр, рассмотренный в разделе 31.2.2
(том 2), наилучшим образом подходит как
для оптимального согласования во всех
трех диапазонах, так и для точной настрой-
ки резонанса излучателей. Прибор подклю-
чается к фидеру у входа антенны или рядом
с ним. Настроив рабочий передатчик на
нужную резонансную частоту в 14-мегагер-
цевом диапазоне, начинают возбуждать ан-
тенну на этой частоте при пониженной вы-
ходной мощности передатчика. Волномер,
установленный на индикацию обратного
хода, покажет наличие более или менее зна-
чительной доли отраженных волн. Затем в
катушку L2 вводится ферритовый стер-
жень. Если это вызовет уменьшение (или
увеличение) доли стоячих волн, надо уве-
личить (или уменьшить) Lj. Наконец, С4
также выставляют на минимум КСВ.
Теперь антенну возбуждают рабочей час-
тотой от передатчика в 21-мегагерцевом
диапазоне. С^ устанавливается так, чтобы
величина КСВ вновь оказалась минималь-
ной и, следовательно, был бы подстроен ре-
зонанс для 21 МГц. В заключение систему
возбуждают на 28 МГц и емкостью С2 сво-
дят КСВ к минимуму, продолжая умень-
шать его с помощью емкости С3.
Из-за взаимного влияния установок про-
цесс настройки необходимо повторять до
оптимального результата в каждом диапа-
зоне. При этом подстраивают только кон-
денсаторы, причем начинают всегда с Ct и
С2 для настройки резонанса и затем пере-
ходят к подстройке согласования с помо-
щью С3 и С4. Лишь в исключительных слу-
чаях требуется изменять L2 или положение
контактов С и D.
Двухдиапазонная Groundplane
с многодиапазонным контуром
для 80 и 40 м
Хорошие результаты применения трехдиапа-
зонной Groundplane с многодиапазонными
19 5 Вертикально поляризованные антенны для многодиапазонного режима 391
контурами побудили оператора VK2AZN
разработать двухдиапазонную версию. В
ней предусмотрены только два противове-
са длиной по 13,40 м при длине вертикаль-
ной секции 9,15 м.
В системе имеется единственный парал-
лельный резонансный контур Lt—Ct (рис.
19.60). Удлиняющая катушка L2 пред-
назначена для доведения с помощью ин-
дуктивности вертикальной секции антен-
ны до электрически эффективной длины
13,40 м. Ь2 состоит из восьми витков мед-
ного эмалированного провода диаметром
2-3 мм. Диаметр и длина катушки равны
60 и 35 мм соответственно. Свободный от-
резок излучателя Е-F имеет длину 8,23 м,
но при необходимости может быть укоро-
чен; правда, тогда придется увеличить L2
ценой ухудшения КПД. При удлинении Е-
F повышается КПД, и L2 можно умень-
шить.
Рис 19 60 Схема двухдиапазонной Groundplane
для 80- и 40-метрового диапазонов
Катушка колебательного контура Ц диа-
метром 60 мм и длиной 65 мм содержит 18
витков провода диаметром 2-2,5 мм. Целе-
сообразно уложить витки катушки на кера-
мическом рифленом каркасе. Чтобы изме-
нять индуктивность в ходе настройки, число
витков Lt делается «с запасом». При сборке
антенны ради оптимальности настройки
оператор VK2 AZN замкнул накоротко после-
дние четыре витка после точки В, оставив
лишь 14 витков в качестве индуктивности
контура. Емкостью Ct служит подстроеч-
ный конденсатор с воздушной изоляцией на
100 пФ, который изначально устанавлива-
ется на 45 пФ.
При настройке волномер связывается с
Lb и резонанс в 7-мегагерцевом диапазоне
находят с помощью конденсатора Ср Вто-
рой резонанс, отвечающий диапазону с час-
тотой 3,5 МГц, корректируется закорачива-
нием витков катушки Ц. После приблизи-
тельной настройки подключают систему
питания. При этом экран кабеля питания
подводится к точке А; рядом с внутренней
жилой коаксиального кабеля находится
подстроечный конденсатор С2 емкостью
150 пФ, установленный сначала на 85 пФ.
От конденсатора С2 проводник гамма-со-
гласователя идет к точке С, расположенной
на 300 мм выше точки В.
Для окончательной настройки резонанса
и согласования непосредственно около вхо-
да антенны включается рефлектометр. Сна-
чала рабочий передатчик устанавливают на
требуемую частоту 80-метрового диапазона
и на ней возбуждают систему. Чтобы уло-
вить направленность предполагаемых из-
менений, в катушку Lj вводят ферритовый
стержень. Если доля отраженных волн
уменьшится, надо увеличивать Lb то есть
смещать замыкающую перемычку к точке В.
В противном случае следует замкнуть боль-
ше витков. Найденный таким способом ми-
нимум КСВ дополнительно углубляется
подстройкой конденсатора С2. Аналогич-
ный процесс настройки повторяется на ра-
бочей частоте передатчика в 40-метровом
диапазоне, когда резонанс достигается по-
средством конденсатора Сь а для коррек-
ции согласования служит С2. Весь процесс
настройки повторяется, пока на обеих час-
тотах не будут обеспечены резонанс и наи-
лучшее согласование. Если оптимальные
установки С2 для 3,5 и 7 МГц не совпадают,
приходится идти на компромисс и выби-
рать С2 между минимумами КСВ так, что-
бы приемлемая согласованность поддержи-
валось в обоих диапазонах.
Приличные результаты были достигнуты
и с рассматриваемой двухдиапазонной ан-
тенной. Ее целесообразно использовать при
недостатке места для монтажа. Разумеется,
можно увеличить количество противове-
сов. До сих пор не изучено влияние их ко-
личества на диаграмму направленности ан-
тенны.
На рис. 19.61 показана более простая ме-
ханическая конструкция, представляющая
собой половину многодиапазонной антенны
с контурами-ловушками (см. раздел 10.2.7).
392
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
К сожалению, в диапазонах 80 и 40 м ее дли-
на огромна - 16,78 м, но она снижается до
8,3 м для диапазонов 40 и 20 м. На рис. 19.61
эти параметры даны в скобках.
8,ЗмкГн
(47мкГн)

Рис. 19.61. Вертикальная антенна
с контурами-ловушками для диапазонов
80 и 40 м
Сопротивление излучения в обоих случа-
ях равно 36 Ом. Поскольку входное сопро-
тивление равно сумме сопротивлений излу-
чения и потерь, вполне вероятна согласован-
ность с 50-омным коаксиальным кабелем.
В этом случае сопротивление потерь долж-
но составлять 14 Ом. Такая величина близ-
ка к реальной для посредственной сети за-
земления. Если же имеет место некоторая
рассогласованность, она объясняется срав-
нительно хорошим качеством указанной
сети (малым значением сопротивления по-
терь). Иногда предлагают применять пару
параллельных 75-омных кабелей в качест-
ве фидера с суммарным сопротивлением
37 Ом, что в данном случае бессмысленно,
поскольку предполагает О1сутствие потерь.
Все остальные сведения из раздела 10.2.7 от-
носятся и к данной антенне.
Вертикальная антенна
с многодиапазонными контурами DK9FN
Многодиапазонные контуры оператора
VK2AOU (см. раздел 18.2) применимы
также в трехдиапазонной антенне Ground-
plane, чем воспользовался DK9FN [39]. Схе-
ма его антенны, изображенная на рис. 19.62,
Рис. 19.62. Схема трехдиапазонной Groundplane
с многодиапазонными контурами VK2AOU
соответствует варианту исполнения для ди-
апазонов 10,15 и 20 м. С другими размерами
антенна пригодна для 12-, 17- и 30-
метрового диапазонов. Данные оператора
DK9FN приведены в табл. 19.7.
Расположение катушек Lj и Ь2 должно
гарантировать отсутствие связи между
ними; они устанавливаются взаимно пер-
пендикулярно и на максимально возмож-
ном удалении друг от друга. Изготовление
колебательных контуров подробно описано
в [39]. Гнезда Bui и Ви2 могут использо-
ваться по выбору. Как выяснил DK9FN,
подключение к гнезду Bui приводит к от-
носительному возрастанию КСВ в высоко-
частотном диапазоне, а к гнезду Ви2 - к та-
кому же эффекту в диапазоне с наимень-
шей частотой.
У антенны DK9FN четыре противовеса
наклонены книзу под углом 45°, но допусти-
мы и другие углы - от 30° до 60°. Рекоменда-
ции по настройке и результаты измерений
приведены в [39].
19.5.5. Двухдиапазонная вертикальная
антенна W1JF для 30 и 12 м
Этот тип антенны (рис. 19.63), обозначен-
ный оператором W1JF как «J2 антенна»
[40], рассчитан на диапазоны 30 и 12 м,
недавно разрешенные для радиолюбите-лей.
Он является дальнейшим развитием ан-
тенны JF (см. раздел 13.4.2 и рис. 13.11),
Таблица 19.7. Размеры трехдиапазонной антенны DK9FN
Диапазон, м Длина /, м Сь пФ С2, пФ Li, мкГн Ь2, мкГн Резонанс 1, МГц Резонанс 2, МГц
12, 17, 30 4,00 168 64 1,17 0,74 11,4 23,2
10, 15,20 3,40 88 56 0,95 0,66 17,4 26,2
19.6. Вертикально поляризованные кольцевые антенны
393
отличающейся наличием фазовращателя,
действующего в высокочастотном диапазоне.
Рис. 19.63. Вертикальная антенна W1JF
для диапазонов 30 и 12 м
В 30-метровом диапазоне длина антенны
составляет 5Х/8 при усилении 3 дБ по отно-
шению к четвертьволновой вертикальной
антенне. Подробные сведения приведены в
разделе 19.4.1, «Вертикальные антенны
длиной 5Х/8».
Для работы в 12-метровом диапазоне
имеется пара полуволновых отрезков, син-
фазно возбуждаемых благодаря фазовра-
щателю. Таким образом, здесь мы имеем
дело с вертикально ориентированным виб-
раторным рядом из двух коллинеарных по-
луволновых секций (см. раздел 13.1).
Для обеспечения приличного КПД необ-
ходимы радиальные противовесы длиной
по 7,25 м. Вход антенны должен находить-
ся не выше 0,6 м над грунтом. В режиме
12-метрового диапазона противовесы не
требуются.
В диапазоне 40 м антенна способна рабо-
тать как укороченный полуволновый излу-
чатель (длина ~ 0,4 X), а в 80-метровом -
еще и в качестве укороченной четвертьвол-
новой Groundplane (длина -0,21 X). Для
связи в этих режимах требуется расширить
сеть заземления.
Вследствие большого разнообразия ус-
ловий согласования антенну следует воз-
буждать посредством схем согласования
с переключением диапазонов или питать
через открытую двухпроводную линию
с подключенным согласующим устрой-
ством.
19-6. Вертикально
поляризованные кольцевые
антенны
Вертикально поляризованные кольцевые
антенны отличаются предельно малой стро-
ительной высотой. Они разрабатывались
для промышленного применения, но во мно-
гих случаях представляют интерес и для ра-
диолюбителей.
19.6.1 . Антенна DDRR
Оператор W6UYH создал тип антенны с
необычным излучателем [41-45]. За ее
форму антенне DDRR (Directional Dis-
continuity Ring Radiator - кольцевой из-
лучатель с дискретной направленностью)
дали кличку «хула-хуп».
DDRR может использоваться в коммер-
ческих целях. Строились даже антенны
диаметром до 1500 м для длинноволново-
го диапазона. Благодаря предельно малой
строительной высоте в сочетании с умерен-
ными горизонтальными размерами антен-
ны DDRR представляют особый интерес
для любителей, страдающих от недостатка
места под антенну или пользующихся мо-
бильной аппаратурой связи [45]. Имеется
опыт применения таких антенн в качестве
любительских коротковолновых, свидетель-
ствующий об их хороших потребительских
свойствах [47].
Между тем аббревиатура DDRR получи-
ла и другое толкование, лучше отражающее
принцип действия антенны: Directly Driven
Resonant Radiator - резонансный излуча-
тель с непосредственным возбуждением.
DDRR реализуется как четвертьволновая
или полуволновая кольцевая антенна.
Четвертьволновая кольцевая антенна
Q. М. Boyer - патент США № 3151328, 1962 г.)
Обычная антенна DDRR, или четвертьвол-
новая кольцевая [46-48], состоит из верти-
кальной антенны длиной 0,007 X, нагружен-
ной концевой емкостью (рис. 19.64). Диа-
метр кольца dt = 0,078 X, что соответствует
длине антенны 0,25 X. Антенна настраивает-
ся с помощью переменного конденсатора Ct.
При питании через коаксиальный кабель
используется гамма-согласующее устрой-
ство (см. раздел 6.3). Экран кабеля соеди-
няют с противовесом. Для подключения
внутренней жилы кабеля на кольце находят
394
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
d2xd1 +25%
Коаксиальный кабель
Рис. 19.64. Схема антенны DDRR
г
Изоляторы
точку, где полное входное сопротивление со-
ответствует волновому сопротивлению ка-
беля. При надлежащем выборе этой точки
любой коаксиальный кабель согласуется с
излучателем.
Несмотря на свое преимущественно гори-
зонтальное расположение, антенна DDRR
излучает радиоволны строго вертикальной
поляризации. Она является круговым излу-
чателем и, следовательно, относится к уко-
роченным резонансным вертикальным ан-
теннам по виду диаграммы направленности
и поляризации. Собственно излучателем
служит вертикальная часть кольцевой кон-
струкции.
К сожалению, сопротивление излучения Rr
антенны DDRR, рассчитанное по формуле
(19.5), оказывается крайне незначитель-
ным. Нужно стремиться к уменьшению
суммарного сопротивления потерь Rv, что-
бы КПД антенны оправдывал ее примене-
ние? В связи с этим кольцевой проводник
необходимо изготавливать из меди или
алюминия с возможно большей поверхнос-
тью во избежание потерь за счет поверхнос-
тного эффекта, а в качестве изоляторов и
переменного конденсатора следует исполь-
зовать отборные экземпляры наилучшего
качества и с минимальными потерями. На-
строечный конденсатор находится в пучно-
сти напряжения и потому должен быть сто-
ек к пробою. Лучшим решением был бы
конденсатор собственной конструкции с
чисто воздушной изоляцией подвижных
пластин. Не рекомендуется брать для на-
стройки большие емкости при малой длине
окружности кольца, поскольку КПД излу-
чателя быстро падает с ростом емкостной
концевой нагрузки.
Как и в случае Groundplane, еще одной
предпосылкой приличного КПД выступает
добротный противовес. В прототипе антен-
ны DDRR его функцию выполнял плоский
металлический диск с высокой поверхнос-
тной проводимостью. Его диаметр должен
по крайней мере на 25% превосходить диа-
метр кольцевого проводника. Угол возвы-
шения главного луча тем меньше, чем выше
отношение диаметров диска противовеса и
кольцевого проводника. Это отношение
увеличивается, если по окружности диска
закрепить как можно больше радиальных
противовесов длиной по 0,25 X, обеспечив
их надежный контакт с диском-противо-
весом.
При изготовлении антенны DDRR для
высокочастотных любительских диапазо-
нов 10 и 15 м едва ли возникнут особые
трудности с материалами. Впрочем, при
весьма ограниченных возможностях созда-
ния антенн для этих диапазонов с теми же
затратами можно построить антенну Gro-
undplane. Как свидетельствуют измерения,
при полной четвертьволновой высоте она
обладает КПД, на 2,5 дБ более высоким,
нежели излучатель DDRR. Напротив, для
мобильных применений в данных диапазо-
нах конструктивные преимущества DDRR
неоспоримы.
Выбор и строительство эффективных
антенн 160-, 80- и 40-метрового диапазо-
нов создают особые трудности для люби-
теля-коротковолновика. Не всегда хватает
места для прокладки полномерного вибра-
тора. И даже если свободное пространство
есть, оно редко сочетается с наличием воз-
вышений для опор антенны. 80-метровая
Groundplane требует сравнительно малой
площади, отличаясь круговой диаграммой
направленности излучения. Но кому под
силу соорудить вертикальный излучатель
почти 20-метровой высоты? А вот высота h
антенны DDRR составляет всего 70 см,
правда, ей требуется металлическая плас-
тина диаметром 7 м, которая лишь в ред-
ких случаях оказывается доступной, -
например, в виде плоской кровли из лис-
товой стали. Однако выяснилось, что ме-
таллическую пластину можно заменить
металлическим кольцом того же диаметра,
что и сам излучатель (рис. 19.65), если
пойти на некоторое снижение КПД антен-
ны. При таком решении антенна DDRR
представляет интерес и для ценителей
80-метрового диапазона.
Размеры в табл. 19.8 относятся к обоим ва-
риантам. В упрощенной модификации на рис.
19.65 нижнее кольцо имеет те же размеры,
19.6. Вертикально поляризованные кольцевые антенны
395
Рис. 19.65. Эскиз модифицированной антенны
DDRR (изоляторы-распорки не показаны)
что и верхнее. Здесь дано наименьшее зна-
чение расстояния Н. С его увеличением
КПД антенны быстро растет. Для X приве-
дена ориентировочная величина. Опти-
мальное место подключения коаксиаль-
ного кабеля находят при настройке ан-
тенны. В табл. 19.8 указаны наименьшие
диаметры кольца db поэтому рекоменду-
ется несколько увеличить их с тем, чтобы
обходиться минимально допустимыми кон-
цевыми емкостями. К тому же эта мера улуч-
шит КПД.
Диаметр проводника d3 должен быть как
можно большим, так как из-за малого сопро-
тивления излучения потери в проводнике
способны заметно снизить КПД. Тонкий
проводник сужает и без того неширокую по-
лосу частот антенны DDRR. Значения d3 в
табл. 19.8 относятся к меди или чистому
алюминию, и их следует рассматривать как
минимальные величины. Частотно-зависи-
мое сопротивление потерь применяемого
проводника, обусловленное поверхностным
эффектом, составляет около 0,16 Ом. Следо-
вательно, если сопротивление излучения
равно 0,3 Ом, то КПД ~ 0,6.
Когда не удается правильно выгнуть про-
водник, кольцо заменяется многоугольни-
ком из прямых отрезков.
Таблица 19.8. Размеры антенны DDRR
Настройку антенны DDRR начинают
при отключенном фидере. С помощью вол-
номера, присоединенного к точке изгиба за-
земленного плеча проводника, определяют
резонансную частоту, и конденсатором Ct
устанавливают ее на требуемое значение в
границах любительского диапазона. Теперь
антенна через «свой» фидер возбуждается
на заданной частоте. Изменяя место под-
ключения внутренней жилы кабеля на от-
резке X, находят точку, соответствующую
минимуму КСВ по показаниям рефлекто-
метра в цепи фидера, и надежно припаива-
ют жилу к проводнику в этой точке. В даль-
нейшем все изменения частоты в пределах
диапазона корректируются только посред-
ством Ct. Рефлектометр должен быть под-
ключен к фидеру в рабочем режиме как ин-
дикатор для подстройки резонанса конден-
сатором Ci по минимуму КСВ.
Практический опыт применения антенны
DDRR (рис. 19.65) описал DJ2RE [47]. Ис-
пытуемая антенна 10-метрового диапазона
была выполнена в соответствии с данными
табл. 19.8. Оба кольцевых проводника изго-
товлены из медной трубки внешним диамет-
ром 7 мм. Для тонкой настройки антенны
применялись две медные поворотные плас-
тины размером 60x60 мм между верхним
«горячим» концом проводника и нижним
кольцом (Cj). Антенной сравнения служил
трехэлементный направленный поворотный
излучатель, расположенный в 12 м от земли.
Антенна DDRR находилась на высоте 9 м от
грунта. Ее нижнее кольцо заземлялось толь-
ко через экран коаксиального кабеля. В ходе
испытательного приема сразу проявились
качества антенны DDRR как кругового из-
лучателя; принимаемый сигнал оказался на
две S-ступени ниже сигнала направленного
излучателя с усилением около 8 дБ. При пе-
редаче с мощностью до 150 Вт было выпол-
нено 125 сеансов связи в режиме телеграфии
Любительские диапазоны, м
10 12 15 17 20 30 40 80
Длина окружности, м 2,58 2,95 3,47 4,06 5,19 7,26 10,42 20,14
db м 0,82 0,94 1,11 1,29 1,65 2,31 3,32 6,41
Н,м 0,08 0,09 0,10 0,12 0,15 0,21 0,30 0,65
А, м 0,05 0,05 0,05 0,06 0,08 0,10 0,15 0,30
X, м 0,15 0,20 0,30 0,40 0,50 0,80 1,00 2,00
d3, мм 7,00 8,00 8,50 9,00 10,00 12,00 14,00 20,00
Ci, пФ 25 30 35 40 50 60 75 100
396
19. Коротковолновые онтенны вертикальной поляризации
и SSB, причем со всеми континентами и зо-
нами контрольного сигнала класса W.
Оценивая результаты экспериментов,
оператор DJ2RE подтвердил, что антенна
DDRR весьма перспективна благодаря сво-
ей компактности и способна играть не толь-
ко вспомогательную роль - по крайней
мере в обследованной частотной области.
Как и Groundplane, она мало пригодна для
ближней связи из-за особенностей верти-
кальной диаграммы направленности.
Имеется возможность применения ан-
тенны в двухдиапазонном режиме с участи-
ем более низкочастотного любительского
диапазона. Например, антенну DDRR, оп-
тимально настроенную для 10-метрового
диапазона, удается использовать в диапазо-
не 15 м, хотя и при пониженном КПД. Что-
бы обеспечить настройку на частоту резо-
нанса в низкочастотном диапазоне, надо
максимальную емкость переменного кон-
денсатора Cj увеличить в пять раз по срав-
нению с ее величиной в табл. 19.8. Разуме-
ется, этот конденсатор должен быть защи-
щен от атмосферных воздействий. Имеет
смысл с помощью Ct подстраивать частоты,
даже работая в однодиапазонном режиме,
поэтому желательно ввести дистанционное
управление данным конденсатором. Для
этого есть разные возможности, включая
тяговые тросы с направляющими блоками,
гибкие валики и сельсинные системы.
19.6.2 . Полуволновая кольцевая антенна
(J. М. Воуег - патент США № 3247515,1963 г.)
Основные недостатки четвертьволновой
антенны DDRR заключаются в чрезвычай-
но низком сопротивлении излучения, из-за
чего снижается КПД и ограничивается об-
ласть применения антенны, и в ее узкопо-
лосности (< 2%). Эти изъяны в меньшей
степени свойственны полуволновый коль-
цевой антенне. Она отличается от DDRR
большей длиной окружности, соответству-
ющей Х/2, и выполняется с замкнутым
кольцом [49]. На рис. 19.66 представлено
современное исполнение этой антенны для
дециметрового диапазона 890-960 МГц.
Внутренняя жила 50-омного коаксиаль-
ного кабеля, служащего фидером, подклю-
чается в точке, отстоящей на 0,01 X от клем-
мы кольцевого проводника (отрезок X на
рис. 19.65). Положение этой точки некри-
тично и не требует настройки. Вероятный
частотный диапазон составляет 10%; он
Рис. 19.66. Полуволновая кольцевая антенна
для дециметрового диапазона 890-960 МГц
расширяется с удлинением отрезка X (мак-
симум до 0,02 X) без заметного изменения
входного сопротивления величиной около
50 Ом. Строительная высота h должна рав-
няться 0,01 X. Она влияет на входное сопро-
тивление и резонансную частоту. Перемен-
ный конденсатор Ct служит для тонкой
подстройки частоты.
Все сказанное о противовесе четверть-
волновой антенны применимо и к полувол-
новому кольцу, но поскольку ему приписы-
вается более высокое сопротивление излу-
чения, оно не так чувствительно к потерям
в грунте и проводнике.
Выводы относительно полуволновой коль-
цевой антенны делались по результатам ра-
боты с моделью на частоте 400 МГц, но до
сих пор нет конкретных данных о диаграм-
ме направленности и опыте применения
антенны в коротковолновых диапазонах.
Расчетные данные в табл. 19.9 дают пред-
ставление о том, с какими величинами при-
дется иметь дело при переходе к этим диапа-
зонам, и могут послужить практической ос-
новой для экспериментирования.
19.7. Вертикально
поляризованные
широкополосные антенны
После того как в 1982 г. радиолюбителям
разрешили пользоваться еще несколькими
КВ диапазонами, возрос интерес к антен-
нам с круговой диаграммой, способным ра-
ботать в возможно большем количестве ди-
апазонов без особых мер по настройке
и согласованию, то есть к подлинно много-
диапазонным антеннам. Многие предпочли
19.7. Вертикально поляризованные широкополосные антенны
397
Таблица 19.9. Размеры антенн с полуволновым кольцом
Любительские диапазоны, м
10 12 15 17 20 30 40 80
Длина окружности, м 5,26 6,00 7,08 8,29 10,60 14,80 21,30 41,10
d, м 1,68 1,92 2,25 2,64 3,38 4,72 6,78 13,00
h, м 0,53 0,60 0,70 0,83 1,06 1,48 2,13 4,11
X, м 1,47 1,68 1,98 2,32 2,97 4,15 5,95 11,51
бы принимать передачи одной и той же ан-
тенной не только в любительских, но и в ра-
диовещательных диапазонах. Желаемую
круговую диаграмму направленности про-
ще всего получить при вертикальной поля-
ризации. Далее будет описан ряд вертикаль-
но поляризованных широкополосных ан-
тенн, отвечающих таким запросам.
19.7.1. Вертикальная многодиапазонная
антенна T2FD
Антенна T2FD вертикальной компоновки
также принадлежит к числу эффективных
устройств. Ее конструкция (рис. 19.67) при
общей высоте 7,50 м обеспечивает дальнюю
связь в диапазонах от 10 до 20 м. Сообща-
лось, что она возбуждается и в 40- и 80-мет-
ровом диапазонах, но дает не столь хоро-
шие результаты. Таким образом, вертикаль-
ная антенна T2FD позволяет работать во
вседиапазонном режиме.
Рис 19 67 Многодиапазонная вертикальная
антенна по принципу T2FD
При использовании нагрузочного сопро-
тивления 390 Ом, на котором должно рассе-
иваться не менее трети мощности передат-
чика, входное сопротивление антенны близ-
ко к 300 Ом, что позволяет питать ее
непосредственно через плоский УКВ ка-
бель. Для питания через коаксиальный ка-
бель рекомендуется элементы схем сим-
метрирования и согласования импедансов
разместить в водонепроницаемой коробке,
закрепив ее на деревянной мачте рядом с
входом антенны. Описываемая антенна не
нуждается в противовесах. Другие сведе-
ния о ней приведены в разделе 12.2.
19.7.2. Диско-конусная антенна
(A. G. Kandoian - патент США № 2368663,1943 г )
Эта антенна, сведения о которой опублико-
ваны в [50], представляет собой вертикаль-
но поляризованный излучатель с горизон-
тальной круговой диаграммой направлен-
ности, во многом аналогичной диаграмме
вертикального полуволнового вибратора.
Главное преимущество дисконусной антен-
ны (так она называется в российской лите-
ратуре) заключается в большой ширине по-
лосы частот, в пределах которой ее можно
питать по коаксиальному кабелю при соот-
ветствующих симметрии и импедансе. Она
сравнительно проста по своему устройству
и нечувствительна к отклонениям от номи-
нальных размеров. Поэтому такие антенны
широко используются в коммерческом ве-
щании, главным образом в диапазонах де-
циметровых и метровых волн.
Дисконусная антенна состоит из метал-
лического конуса с диском на вершине
(рис. 19.68а). Ее относят к антеннам с верх-
ним питанием, которые снабжены концевой
емкостью в виде диска и конусообразным
внешним проводником.
В своем исходном виде дисконусные
антенны применяются только в децимет-
ровом диапазоне. В диапазонах коротких
398
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
Рис. 19.68. Дисконусная антенна и ее разновидности: а - однородная; б - скелетная; в - смешанная
и метровых волн используются преимуще-
ственно «скелетные» формы («зонтики»),
когда металлические поверхности заменя-
ются фигурами из металлических прутков,
полос, трубок или проводов (рис. 19.686).
Тем самым обеспечивается существенное
снижение веса и ветрового сопротивления
антенны, а также затрат на ее изготовление
без заметного ущерба для электрических
свойств. В антеннах промышленного про-
изводства на диск и конус идет как мини-
мум по шесть, чаще по восемь, а в особых
случаях и по двенадцать стержней. Суще-
ствуют варианты исполнения из тонкого
провода или проволочной сетки, а также
смешанные формы из сплошного диска и
пруткового конуса (рис. 19.68в).
Принципиальная схема антенны пред-
ставлена на рис. 19.69. Коаксиальный ка-
бель питания проложен внутри конуса к его
вершине. Там экран кабеля припаивается к
конусу, так что последний служит как бы
продолжением экрана. Внутренняя жила
кабеля припаивается к центру диска, изо-
лированного от конуса.
Рис. 19.69. Принципиальная схема
дисконусной антенны
Дисконусная антенна представляет со-
бой вертикальный вибратор, который охва-
тывает широкую полосу частот благодаря
своей особой форме. Как и любой верти-
кальный вибратор, она, являясь круговым
горизонтальным излучателем, характери-
зуется круговой диаграммой направленно-
сти в горизонтальной плоскости Н и всем
знакомой диаграммой полуволнового виб-
ратора в виде восьмерки в вертикальной
плоскости Е. Последняя, впрочем, может
быть в той или иной степени искажена в за-
висимости от рабочей частоты. Выше циж-
ней частотной границы, на которую рассчи-
тана антенна, КСВ в 50-омном коаксиаль-
ном кабеле не превышает 2 во всей
частотной области с отношением пределов
1:10. Отсюда ясно, почему эту антенну так
любят использовать для коммерческого ве-
щания, где требуется часто менять рабочие
частоты или охватывать значительную час-
тотную область.
Нейл (Nail) детально исследовал пара-
метры дисконусных антенн и опубликовал
свои результаты [51]. Важнейшей среди ха-
рактеристик оказалась нижняя предельная
частота fH. Ее можно определить как наи-
меньшую рабочую частоту, на которой вели-
чина КСВ (s) в 50-омном коаксиальном ка-
беле не превышает 3. На частотах ниже fH
КСВ быстро растет, а выше fH - постепенно
убывает до своего среднего значения s < 1,5.
Дисконусная антенна электрически ведет
себя как фильтр верхних частот с относи-
тельно крутым спадом частотной характе-
ристики (рис. 19.70).
Результаты определений минимальной
рабочей частоты fH зависят от длины ко-
нуса /, диаметра диска d и угла при вер-
шине конуса а. Как показали опыты Ней-
ла, оптимальный d составляет 0,7 Стах неза-
висимо от угла а. Длина I определяется а.
По мнению Кандояна (Kandoian), эта дли-
на, приведенная к минимальной частоте,
7 9 7. Вертикально поляризованные широкополосные антенны
399
Рис. 19.70 Типичная зависимость КСВ (s) дисконусной антенны
с питанием по 50-омному коаксиальному кабелю от рабочей частоты
составляет приблизительно 0,25 X, но Нейл
определил, что I > 0,25 X.
Их соотношение проясняют кривые час-
тотной зависимости согласования, которые
Нейл получил опытным путем. Они приве-
дены на рис. 19.71 в несколько измененном
виде. По оси абсцисс отложена относитель-
ная частота К = f / fн причем I = 0,25 X как
опорная длина соответствует К = 1,0. Каж-
дому значению коэффициента К отвечает
длина 7, выраженная в X, и для оценки этой
длины достаточно умножить К на 0,25. Бес-
смысленно надеяться на приемлемую вели-
чину КСВ для fH в 50-омном коаксиальном
кабеле, если / составляет 0,25 X. В этом слу-
чае при а = 90° величина КСВ приближает-
ся к 3,5. Она быстро растет с уменьшением
угла раскрыва конуса.
По кривым видно, что при любых указан-
ных там углах раскрыва величина s < 2, если
выбрать К = 1,4, что соответствует длине
I = 0,35 X (0,25 X х 1,4), приведенной к мак-
симальной рабочей длине волны. Одновре-
менно К служит множителем для fH, делая
соотношение частоты и согласования более
отчетливым. Кривые показывают, что сход-
ство с фильтром верхних частот хорошо
проявляется только при больших углах рас-
крыва. При а < 50° на кривой согласования
появляется все больше промежуточных
максимумов, нежелательных для многих
применений. Скелетной конструкции ан-
тенны свойственны несколько иные значе-
ния, но ход соотношения между согласова-
нием и частотой подчиняется той же тен-
денции.
Как правило, предпочитают угол раскры-
ва а = 60°, при котором осевое сечение
конуса является равносторонним треуголь-
ником, a Cmax = I. У дисконусных антенн
промышленного изготовления угол а варь-
ируется от 50° до 70°. Ст1П ограничивает ча-
стотную область сверху таким образом, что
она расширяется с уменьшением Ст1П.
Между Cmm и промежутком S действует со-
отношение S = 0,3 Cmin, зависящее от угла
раскрыва а.
Диаграмма направленности в плоскости Н
является круговой и не зависит от угла рас-
крыва а на всех рабочих частотах. По дан-
ным промышленности, отклонение от кру-
говой формы в области рабочих частот не
превышает ±5 дБ. Диаграмма в плоскости Е
на частоте fH во многом аналогична диаг-
рамме вертикального полуволнового виб-
ратора, когда главный луч перпендикулярен
оси антенны. Угол раскрыва а слабо вли-
яет на диаграмму направленности в
горизонтальной плоскости на частоте fH.
С ростом рабочей частоты диаграмма де-
формируется, все больше отступая от пер-
воначальной правильной двухлепестковой
400
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
Рис. 19 71. Согласование дисконусной антенны и 50-омного коаксиального кабеля при различных
углах раскрыва а в зависимости от рабочей частоты
формы. Об этом свидетельствуют диаграм-
мы в плоскости Е, полученные Нейлом при
углах раскрыва 35°, 60° и 90° (рис. 19.72).
Максимум излучения на рабочих частотах
до 1,5 fH лежит преимущественно в горизон-
тальной плоскости при любых углах рас-
крыва Уже на частоте 2 fH диаграмма дефор-
мируется настолько, что напряженность
поля в горизонтальной плоскости убывает
на 1,5 дБ. У антенны с а = 60° на частоте 3 fH
потери доходят до 2 дБ, если привести их к
максимуму излучения резонансного верти-
кального полуволнового вибратора.
Своими измерениями Нейл показал, что
потери достигают 3,3 дБ на частоте 3,75 fH и
вновь убывают до 2,5 дБ на частоте 4,85 fH.
Судя по диаграммам направленности на бо-
лее высоких частотах, верхний предел ра-
бочей частоты f0 определяется не столько
согласованием, сколько практической при-
менимостью Е-диаграммы. Недаром постав-
щики антенн промышленного изготовления
19.7. Вертикально поляризованные широкополосные антенны
401
Рис. 19.72. Нормированные диаграммы направленности в плоскости Е для дисконусных антенн
с углом раскрыва а 35°, 60° и 90° (по Нейлу)
указывают в спецификациях существенно
более узкие области частот, нежели те, ко-
торые могут быть обеспечены надлежащим
согласованием.
Диаметр диска d также влияет на диаг-
рамму в плоскости Е на частотах выше fH.
При большом диске излучение над гори-
зонтом ослабляется, а при слишком малом
искажается частотная характеристика, и
излучение отклоняется в сторону конуса.
Уже по диаграммам в плоскости Е хорошо
видно, что усиление дисконусных антенн,
приведенное к полуволновому вибратору,
равно нулю. Поэтому серьезные поставщи-
ки таких антенн либо вообще не указывают
их усиление, либо дают значение 0 дБ (по
отношению к полуволновому вибратору)
или 2,15 дБ (к изотропному излучателю).
402
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
Сравнительная компактность дисконус-
ной антенны в «скелетном» исполнении оп-
равдывает ее применение в 10-метровом диа-
пазоне. Практически плоское излучение (см.
диаграммы в плоскости Е на рис. 19.72) де-
лает ее прекрасным круговым излучателем
для дальней связи. Огг [52] описывает даже
дисконусные антенны с нижним частотным
пределом в 15- и 20-метровом любительских
диапазонах. Рекомендуется делать конус из
множества проводов диаметром 2 мм. Они
придают мачте жесткость как растяжки, га-
рантируя ее устойчивость. Диск сплетается
из проводов, его жесткость обеспечивается
радиальными металлическими спицами.
Огг рекомендует использовать размеры ан-
тенны, представленные в табл. 19.10. Допол-
нительная литература по дисконусным ан-
теннам имеется в [53, 54].
Таблица 19.10. Размеры проволочной
дисконусной антенны
fH, МГц а, град. Стах» М d, м S, м Высота конуса, м
14 60 5,50 3,66 0,25 4,77
18 60 4,28 2,85 0,20 3,71
21 60 3,66 2,44 0,16 3,17
25 60 3,10 2,06 0,14 2,68
28 60 2,90 1,83 0,12 2,51
Для питания описываемых антенн через
коаксиальный кабель не требуются ни сим-
метрирующие устройства (как в случае по-
луволнового вибратора), ни согласующие
цепочки (как в случае антенн Groundplane).
Благодаря широкополосности дисконус-
ные антенны некритичны к размерам своих
элементов и не нуждаются в настройке.
Дисконусная антенна является как бы
развитием двухконусного волнового вибра-
тора (рис. 10.406 и 10.40в), одна половина
которого заменена диском. Ее можно также
представить себе как «перевернутую» по-
луволновую Groundplane. Допущение о по-
луволновом резонансе подкрепляется тем
фактом, что длина 1, приведенная к макси-
мальной рабочей длине волны, должна
быть не меньше 0,33 X. Это подтверждается
также данными на рис. 19.71. Коэффициент
укорочения «толстого» вибратора следует
брать равным 0,7, что позволяет получить
электрическую длину Х/2. С помощью рис.
10.41 нетрудно оценить предполагаемое
входное сопротивление в зависимости от
угла раскрыва а; поскольку мы имеем дело
с половиной вибратора, найденные значе-
ния надо делить пополам. При этом получа-
ются значения от 50 до 75 Ом, совпадающие
с практическими оценками.
19.7.3. Двухконусные широкополосные
антенны
Конусные антенны весьма популярны как
вариант вертикальных широкополосных
монополей. Они распространены в коммер-
ческом вещании, но крайне редко встреча-
ются среди любительских антенн. Почти
всегда они выполняются в виде проволоч-
ных «корзин», имеющих форму сдвоенного
конуса (рис. 19.73а). Конструкции подоб-
ных антенн для коротковолновых диапазо-
нов вплоть до 3,5 МГц рассмотрены в [55], а
результаты исследований двухконусных
антенн-«корзин» представлены в [56].
Рис. 19.73. Устройство широкополосной
конусной антенны W5WEU: а - сечение
антенны; б - распределение распорок
в виде спиц (вид сверху)
Приведенная к максимальной рабочей
длине волны геометрическая высота таких
широкополосных антенн составляет Х/4,
поэтому у нижней границы частотного диа-
пазона fH они работают как четвертьволно-
вые вертикальные антенны. Их возбуждают
прямо через 50-омный коаксиальный ка-
бель при удовлетворительном согласова-
нии. Так, КСВ в интервале частот по край-
ней мере до 8 fH не превышает 2. Однако на
практике пользуются частотным интерва-
лом лишь до 4 fH, поскольку на более высо-
ких частотах на диаграмме направленности
появляются боковые лепестки, связанные с
19.8. Антенны Delta-Loop вертикальной поляризации
403
излучением волн под большими углами к
горизонту.
На рис. 19.73 показана конструкция двух-
конусной антенны оператора W5WEU, а в
табл. 19.11 приведены ее геометрические
размеры. Антенну несет металлическая тру-
ба, от которой на высоте h2 == 6 м по радиу-
сам отходят шесть металлических распорок
(рис. 19.736). Второй набор коротких распо-
рок идет от мачты на расстоянии h3 от ее вер-
шины. Распорки фиксируют проводники
«корзины». Используется шесть проводни-
ков, в каждом по два провода на расстоянии
5 см друг от друга. Все провода гальваничес-
ки связаны с концами распорок и вершиной
мачты, а на входе антенны они соединены
кольцевым проводником, изолированным от
несущей мачты. К этому проводнику припа-
яна внутренняя жила коаксиального кабеля,
а его экран заземлен у основания мачты. До
сих пор нет достоверных данных о примени-
мости таких антенн в практике любительс-
кой радиосвязи.
Таблица 19.11. Размеры двойной конусной
антенны
Рабочая область, МГц hi, м /1, м h2, м h3, м /2, м
3,5-15,0 13,10 5,40 5,15 0,65 1,80
7-28 7,0 2,90 2,75 0,30 1,0
14-56 3,65 1,50 1,45 0,20 0,50
19.8. Антенны Delta-Loop
вертикальной поляризации
Известно, что волновые петли горизонталь-
ной поляризации типа рамочного, дельта-
образного или кольцевого излучателей слу-
жат прекрасными антеннами для дальней
связи, если установить их на большой вы-
соте по сравнению с рабочей длиной волны.
Если волновые петли, как и вибраторы, об-
ладающие горизонтальной поляризацией,
смонтированы близко к грунту, они излуча-
ют радиоволны круто вверх и потому мало
подходят для дальней связи. Здесь нужна
вертикальная поляризация, способствую-
щая почти горизонтальному излучению
волн. В первую очередь это касается диапа-
зонов 80 и 160 м и отчасти - 40-метрового
диапазона, где едва ли можно построить
антенну требуемой высоты (не ниже Z/2)
Антенны типа Delta-Loop вертикальной
поляризации считаются пригодными для
обеспечения успешной дальней связи в 80- и
40-метровом диапазонах. Их устройство и
способ питания показаны на рис. 19.74. От
выбора ввода питания зависит, будет антен-
на излучать преимущественно горизон-
тально или вертикально. В данном приме-
ре оба способа поддерживают вертикаль-
ную поляризацию при угле возвышения
главного луча около 25°, а также слабую со-
ставляющую с горизонтальной поляриза-
цией, направленную круто вверх. На прак-
тике предпочитают способ, схема которого
показана на рис. 19.746, поскольку он тре-
бует установки только одной центральной
мачты высотой около Z/4, приведенной
к рабочей длине волны.
>7777777777777777 77/77/777777/7/7
Рис. 19.74. Варианты устройства и питания
волновых рамок Delta-Loop вертикальной
поляризации: а - вершиной треугольника
к грунту, ввод питания сверху; б - стороной
треугольника к грунту, ввод питания снизу
Схемы практически проверенных антенн
Delta-Loop и их параметры представлены на
рис. 19.75. В варианте, который был реализо-
ван оператором G3AQC, потребовались две
мачты высотой по 16 м (рис. 19.75а). Когда
нет подходящих опор в виде деревьев или
зданий, предпочтительны «одномачтовые»
конструкции. Разрешается несколько варьи-
ровать соотношение длин сторон треугольни-
ка, однако важно сохранять его периметр рав-
ным длине волны. Входное сопротивление
близко к 90 Ом, что позволяет напрямую пи-
тать антенну через 75-омный кабель произ-
вольной длины при допустимой величине
КСВ. Если нужно почти идеальное согласо-
вание, рекомендуется воспользоваться схе-
мой, показанной на рис. 19.75в [57]
Вариант, разработанный оператором
ZL1BN [58] - см. рис. 19.756, весьма похож
на вариант, устройство которого рассмат-
ривается оператором DL1BU в [27] - см.
рис. 19.75в. Он советует применять коакси-
альный четвертьволновый трансформатор
с волновым сопротивлением 75 Ом, согла-
сующий входное сопротивление антенны
110 Ом с 50-омным коаксиальным кабелем
(см. раздел 6.5). Геометрическая длина ли-
нии трансформатора составит 13,7 м, если
75-омный кабель характеризуется обычным
404
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
коэффициентом укорочения V = 0,66. Рабо-
тая с рамками Delta-Loop вблизи грунта,
следует учитывать, что их периметр должен
быть почти строго равен 1 X, то есть здесь
не действуют ни удлинение, обычное для
волновых петель, ни укорочение. Частота
резонанса зависит от высоты горизонталь-
ного отрезка над грунтом. Поскольку ме-
нять ее в готовой антенне невозможно,
повышают частоту резонанса с помощью
емкости, включенной последовательно с
антенным входом, а понижают посредством
удлиняющей катушки. Целесообразно из-
готовить требуемые емкости и индуктивно-
сти из отрезков кабеля.
Область частот антенны сравнительно
велика: величина КСВ в интервале частот
160 кГц 80-метрового диапазона не превы-
шает 2. Если же согласиться с максималь-
ным КСВ, равным 3, полоса частот займет
интервал 3,5-3,8 МГц с резонансной часто-
той посредине. Более благоприятные свой-
ства излучения соответствуют варианту,
изображенному на рис. 19.75в.
Необходимо тщательно изолировать про-
вода от несущей мачты, поскольку рядом
с верхушкой мачты и примерно посредине
Рис. 19.75. Антенна Delta-Loop вертикальной
поляризации для 80-метрового диапазона:
а - в исполнении оператора G3AQC;
б - оператора ZL1BN; в - оператора DL1BU
горизонтальных отрезков находятся макси-
мумы напряжения. Преимущество Delta-
Loop по сравнению с остальными антеннами
вертикальной поляризации заключается в
том, что ей не нужны противовесы, а состоя-
ние грунта слабо влияет на ее КПД и свой-
ства излучения.
Оператор ZL1BN успешно испытал воз-
буждение антенны на высших гармониках.
Однако в таком случае входное сопротив-
ление достигает 200-300 Ом, поэтому избе-
жать применения переключаемых или на-
страиваемых трансформаторов на входе ан-
тенны не удается.
Для работы антенны Delta-Loop в 40-мет-
ровом диапазоне достаточно мачты высотой
10 м. Размеры 40-метровой Delta-Loop по-
лучаются делением пополам размеров ан-
тенны для диапазона 80 м, но необходимо
обеспечить равенство периметра треуголь-
ника 42,5 м, что соответствует 1 X посредине
диапазона 40 м. Антенны Delta-Loop верти-
кальной поляризации дают посредственные
результаты при радиообмене на средних рас-
стояниях, но прекрасно проявляют себя на
дальних трассах.
19.8.1. Антенна Delta-Loop с концевой
емкостью (антенна TLDL)
Большинство антенн Delta-Loop верти-
кальной поляризации выполняется в виде
прямоугольного треугольника с гипотену-
зой, параллельной земной поверхности. В
таком случае вершина треугольника нахо-
дится на высоте, равной половине гипоте-
нузы. При этом антенну выгодно возбуж-
дать в точке одного из катетов, удаленной
от вершины треугольника на 0,25 X. Тогда
максимум тока (и, следовательно, макси-
мум излучения) находится на наибольшей
возможной высоте и горизонтально поля-
ризованная составляющая излучения ока-
зывается минимальной (см. рис. 19.75в).
Как показал оператор W1DTV [59], свой-
ства антенны улучшаются, если Delta-Loop
выполнена в виде равностороннего треу-
гольника со сторонами по 0,25 X. Периметр
треугольника составляет 0,75 X, а длина, не-
достающая до волнового резонанса, добав-
ляется за счет емкостной нагрузки в верши-
не антенны. Нагрузкой служит горизон-
тальный проводник длиной не менее Х/8,
натянутый перпендикулярно боковым сто-
ронам треугольника (рис. 19.766 и 19.76в).
Допустимо небольшое отклонение провод-
ника от горизонтали. Согласно W1DTV,
/ 9.8. Антенны Delta-Loop вертикальной поляризации
405
Рис. 19.76. Антенна TLDL: а - вид спереди и размеры антенны; б - вид сбоку при одностороннем
расположении концевой емкости; в - то же при симметричном расположении емкости; г - вид сбоку
при наличии удлиняющей катушки (числа в скобках соответствуют резонансной частоте 3,65 МГц)
чтобы добиться волнового резонанса систе-
мы в целом, концевая емкость в виде провод-
ника длиной Х/8 должна быть удлинена
примерно на 30% в зависимости от его на-
клона и расстояния от антенны до грунта.
Геометрическая длина нагрузки может
быть уменьшена, если используется удли-
няющая катушка (рис. 19.76г). Фактически
(диапазон 80 м) длина проводника умень-
шается вдвое, если индуктивность удлиня-
ющей катушки составляет 32 мкГн, однако
при этом сужается частотная область ан-
тенны.
На рис. 19.76а направление тока показа-
но стрелками, а границы отрезков длиной
по Х/8 обозначены точками. Вход антенны
находится посредине стороны, что гаранти-
рует излучение вертикальной поляризации.
Согласно W1DTV, полное входное сопро-
тивление антенны составляет примерно 130
Ом. При наличии 75-омного четвертьволно-
вого трансформатора (рис. 19.75в) питание
антенны осуществляется 50-омным коакси-
альным кабелем, а КСВ составляет 1,16.
Автор назвал эту антенну TLDL (Тор
Loaded Delta-Loop - Delta-Loop с верхней
нагрузкой). Она имеет приблизительно ту же
строительную высоту, что и прямоугольная
Delta-Loop, но при гораздо более короткой
базе. Усиление TLDL, приведенное к прямоу-
гольной Delta-Loop, равно 2,3 дБ [59].
В 80-метровом диапазоне антенна TLDL
скорее всего характеризуется полосой час-
тот 290 кГц, но в варианте с удлиняющей
катушкой полоса сужается до 185 кГц.
Под полосой частот здесь понимается об-
ласть, где величина КСВ не поднимается
выше 2.
Размеры в скобках на рис. 19.76а задают
резонанс на частоте 3,65 МГц. Нетрудно пе-
ресчитать их на средние частоты других ди-
апазонов. Множество параметров и резуль-
татов измерений приведено в [59].
19.8.2. Половинчатая антенна Delta-Loop
Схема на рис. 19.77 представляет собой поло-
винчатую антенну Delta-Loop длиной Х/2,
состоящую из вертикальной секции высотой
h = Х/6 и наклонной секции длиной Х/3.
Штриховые линии показывают, что антенна
«достраивается» своим зеркальным отраже-
нием в земле до волновой Delta-Loop. Есте-
ственно, это сильно зависит от качества грун-
та. Преобладает вертикальная поляризация
волн, а главный луч излучается в двух проти-
воположных направлениях из наклонной
секции. Усиление, приведенное к изотропно-
му излучателю, составляет максимум 5 dBi.
Эти антенны детально исследованы и опи-
саны в [60, 61]. Выяснилось, что длина сек-
ций, рассчитанных по длине волны X, долж-
на умножаться на 1,15 для реализации вол-
нового резонанса. Поэтому h м = Х/6 х 1,15,
или, после приведения к частоте:
(19.18)
1 МГц
И
/м = Х/ЗХ 1,15
или, после приведения к частоте:
/М=-Н1 (19.19)
1 МГц
406
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
Рис. 19.77. Схема половинчатой антенны
Delta-Loop
Входное сопротивление зависит от доброт-
ности сети заземления; по сообщению
W1FB, на практике оно близко к 90 Ом [62].
Благодаря резонансу на высших гармо-
никах антенну 80-метрового диапазона уда-
ется применять в диапазонах 40, 20, 15 и
10 м. В режиме высших гармоник антенна
слишком длинна, поскольку действует не
коэффициент удлинения 1,15, а коэффици-
ент укорочения 0,98. В этом режиме по-
вышается полное входное сопротивление.
Невозможно указать универсально пра-
вильные значения параметров антенны: в
каждом случае конкретная сеть заземления
и специфические свойства грунта выступа-
ют как часть антенны, и их воздействие не-
воспроизводимо.
Практическое исполнение половинчатой
антенны Delta-Loop вместе с размерами
для частоты 3,65 МГц посредине диапазо-
на представлено на рис. 19.78. В скобках
указаны соответствующие размеры для
работы на первой гармонике с частотой
7,05 МГц. LC-цепочка согласует коаксиаль-
ный кабель с любым волновым сопротивле-
нием. Кабель желательно закопать в грунт.
Его экран заземляется сначала у согласую-
щего устройства, а затем - у основания
мачты. У основания мачты прототипа ан-
тенны было сделано заземление в виде тру-
бы длиной 1,8 м с закопанной сетью зазем-
ления из 16 радиальных противовесов раз-
ной длины. Еще четыре заземлителя длиной
по 1,20 м размещались у входа антенны. Там
же по поверхности земли было проложено
еще множество резонансных четвертьволно-
вых радиальных противовесов. Столь вну-
шительные меры не являются правилом, но
подчеркивают важность добротного зазем-
ления.
Если используется стальная решетчатая
мачта, то во избежание влияния плохих
контактов на стыках их надо обойти с помо-
щью медных перемычек, а еще лучше -
проложить медный проводник вдоль всей
мачты. Вполне подходит и любая другая
опора соответствующей высоты (например,
дерево), надо лишь обеспечить изоляцию
проводника антенны.
Для работы в многодиапазонном режиме
необходима переключаемая схема согласо-
вания. Вариант такой схемы с дистанцион-
ным управлением описан в [62].
19.9. Направленные антенны
вертикальной поляризации
Направленные антенны вертикальной по-
ляризации с пассивными элементами редко
Рис. 19.78. Практическое исполнение половинчатой антенны Delta-Loop для диапазона 80 м
(числа в скобках приведены для 40-метрового диапазона)
/ 9.9. Направленные антенны вертикальной поляризации 407
применяются радиолюбителями, хотя диа-
грамма направленности таких антенн по
крайней мере равноценна диаграммам ана-
логичных направленных излучателей гори-
зонтальной поляризации по параметрам,
важным для дальнего распространения волн
через ионосферу. При реализации верти-
кальной компоновки едва ли возникнет
больше трудностей, нежели в случае гори-
зонтальной поляризации. Несколько слож-
нее отводить фидер от середины активного
вибратора под прямым углом к нему. Более
заметная зависимость от качества грунта
также считается недостатком вертикальных
антенн. Они реагируют на окружающие вер-
тикально расположенные объекты и поэто-
му лучше всего подходят для использования
на открытых пространствах. Эксплуатация в
режиме приема передач четко показала, что
местный уровень помех у вертикальных на-
правленных антенн выше, нежели у равно-
ценных направленных антенн горизонталь-
ной поляризации.
19.9.1. Двухэлементная вертикальная
антенна со сменными элементами
Интересна простая и рациональная идея
конструкции этой антенны, предложенная
PA0LU. Электрически данная антенна
(рис. 19.79) представляет собой обычную
двухэлементную направленную систему, об-
разованную излучателем и директором. Рас-
стояние между ними составляет 0,1 При
оптимальных параметрах усиление антен-
ны в направлении главного луча достигает
3,5 dBd. Ради простоты согласования с фиде-
ром активный элемент изготовлен из плоско-
го УКВ кабеля, проводники которого замкну-
ты на обоих концах. Входом питания служит
разрыв одной из жил этого кабеля в его гео-
метрической середине, так что активный эле-
мент действует по типу петлевого вибратора.
Отсюда получается входное сопротивление
около 60 Ом, что позволяет питать антенну
через двухпроводную линию с волновым
сопротивлением 50-70 Ом при почти пра-
вильном согласовании антенны с фидером.
PA0LU применил стандартный скрученный
сетевой шнур, чье волновое сопротивление ук-
ладывалось в указанный интервал. Директор
был изготовлен из антенного канатика.
Конструкция антенны представлена на
рис. 19.79. Излучатель и директор выполне-
ны под каждый из трех диапазонов дальней
связи и на концах имеют по одному изоля-
тору и карабину. Резонансная длина актив-
ного элемента рассчитана по формуле:
Рис. 19.79 Двухэлементный направленный излучатель со сменными элементами
408
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
140,8
и составляет 10, 7,78, 6,67, 5,65 и 5,03 м для
диапазонов 20, 17, 15, 12 и 10 м соответ-
ственно; директоры на 5% короче.
Каркасом служат два деревянных бруска
с пропиткой длиной по 2,20 м, на которых
размещено по шесть крепежных колец с про-
межутками, показанными на рис. 19.79. Рас-
стояние между кольцами At и А2 составляет
2,14 м, к ним подвешиваются элементы для
20-метрового диапазона. К кольцам и В2
с промежутком 1,44 м крепятся элементы
15-метрового диапазона. Ct и С2 служат для
крепления элементов диапазона 10 м (про-
межуток 1,08 м).
Излучатель и директор фиксируются
бамбуковой распоркой в их средней части
во избежание перекоса системы весом фи-
дера. В верхнем подвесе используется шкив
для опускания антенны перед сменой ее эле-
ментов. При смене важно закреплять эле-
менты на кольцах, отвечающих выбранно-
му диапазону.
Вполне возможно построить антенну так,
чтобы она вращалась вокруг оси, совпадаю-
щей с фалом подвеса, и таким образом по-
лучить простой, но эффективный поворот-
ный излучатель. Небольшие затраты труда
и времени на смену диапазонов окупаются
хорошими результатами, которые достига-
ются с подобным излучателем при скром-
ном расходе средств.
19.9.2. Остронаправленная антенна
с быстрой сменой ориентации
Оригинальное название антенны - Quick
Heading Beam (QH-Beam) - сразу указыва-
ет на возможность быстрой смены направ-
ления главного луча. Она является разви-
тием вертикального полуволнового направ-
ленного излучателя и состоит из такого
излучателя и четырех пассивных элементов,
расположенных от него на расстоянии
0,15 X. Длина пассивных вибраторов пе-
реключается таким образом, что каждый
из них служит то директором, то рефлек-
тором. Тем самым обеспечивается воз-
можность менять направление главного
луча без вращения антенны. По своему
действию антенна QH-Beam соответствует
трехэлементной антенне «волновой канал»
с вероятным усилением 6,5 dBd. Устрой-
ство антенны довольно сложно; как и вся-
кий вертикальный излучатель, QH-Beam
нуждается в свободном пространстве и хо-
рошем грунте.
Вид на антенну сверху схематически
представлен на рис. 19.80. Там же даны ди-
аграммы направленности в горизонтальной
плоскости при различных способах вклю-
чения пассивных элементов. Как видно,
главный луч переключается на восемь на-
правлений с угловым интервалом 45°. Если
все вторичные элементы включить как ди-
ректоры, то получится горизонтальная кру-
говая диаграмма.
Вид той же антенны сбоку показан на рис.
19.81а. Чтобы не загромождать рисунок, не-
сущая мачта опущена. Активный элемент в
центре может быть как петлевым, так и раз-
резным вибратором. Входное сопротивле-
ние в пучности тока составляет 30-40 Ом,
так что в любом случае его надо преобразо-
вать к волновому сопротивлению фидера.
Для петлевого вибратора это осуществимо,
если подобрать отношение диаметров со-
гласно рис. 4.4 (в пропорции больше 1:4)
или рис. 19.23 (в пропорции меньше 1:4).
Испытанное гамма-согласование лучше дру-
гих подходит при питании через коаксиаль-
ный кабель. По возможности следует проло-
жить фидер в нижнем отрезке трубы вплоть
до клемм питания (рис. 19.34).
Посредине каждого из четырех вторич-
ных элементов имеется разрыв, его конст-
руктивное оформление показано на рис.
19.816. При замкнутых контактах переклю-
чателя элемент работает как директор,
а при разомкнутых - как рефлектор. Кон-
такты реле должны обладать минимальной
Рефлектор Рефлектор Директор
Рефлектор 1
Излучатель
0.15%
Рефлектор
Директор
Директор
Директор
Рефлектора Директор
Излучатель Кч Директору Излучатель
Директор
Рис. 19.80. Антенна QH-Beam: схематичный вид сверху и горизонтальная диаграмма направленности
/ 9.9. Направленные антенны вертикальной поляризации
409
Рис. 19.81. Антенна QH-Beam: а - вид сбоку;
б - эскиз вторичного элемента
емкостью. Практически проверенные па-
раметры антенны QH-Beam приведены в
табл. 19.12. У всех направленных вертикаль-
ных излучателей настройка по наилучшей
фокусировке главного луча недостаточно
однозначна, поэтому ее проводят по макси-
мальному подавлению обратного излуче-
ния. Для этого расстояние D выбирается
несколько большим, чем указано в таблице,
а замыкающая перемычка делается подвиж-
ной. Сначала расстояние D настраивают на
максимальное подавление обратного излу-
чения, а затем длину промежутка С уста-
навливают при замкнутых контактах на
оптимум работы директора. Оба процесса
повторяют до тех пор, пока улучшение ре-
зультатов не прекратится - фидер окажет-
ся оптимально согласованным с входным
сопротивлением антенны.
19.9.3. Двухэлементная антенна
Delta-Loop на 3,5 МГц
Автор данной антенны, DL6WD, назвал ее
«монстром» и описал в [63]. Это монстр не
только по своим габаритам, но и по отдаче
на вложенные затраты в виде замечатель-
ной эффективности для дальней связи.
Описываемое устройство удобно для про-
тяженных трасс, а в ближней области до
3000 км (радиообмен в Европе) она дает
лишь скромные результаты из-за малого
угла возвышения. В режиме приема данное
свойство обеспечивает значительное по-
давление помех от источников в ближней
области.
Найдется немного радиолюбителей, рас-
полагающих условиями для строительства
такой антенны. Но тем, кто интересуется
подобными проектами в 80-метровом диа-
пазоне, DL6WD предлагает массу сведений
и советов во избежание неудач.
DL6WD сделал выбор в пользу рамок
Delta-Loop вертикальной поляризации по
образцу, изображенному на рис. 19.74а
(Inverted Delta-Loop). Причина очевидна:
антенны горизонтальной поляризации с
подходящими диаграммами направленнос-
ти обладали бы недостижимой строитель-
ной высотой, тогда как антенны вертикаль-
ной поляризации строятся у земли и харак-
теризуются желанным «плоским» углом
возвышения до 30° (см. также [64]). Основ-
ной недостаток большинства антенн верти-
кальной поляризации состоит в том, что
они работают с грунтом в качестве проти-
вовеса, отягощенного потерями, и в 80-мет-
ровом диапазоне требуют особенно протя-
женной сети заземления. Тип антенны,
выбранный оператором DL6WD, в значи-
тельной степени свободен от этого изъяна,
поскольку такая антенна является резонан-
сной волновой системой и, следовательно,
гораздо менее зависит от качества грунта.
В двухэлементном варианте необходимо
обеспечить возможность электрически пере-
ключать направление главного луча на про-
тивоположное. Как установил автор антен-
ны, пассивное возбуждение элемента, слу-
жащего директором или рефлектором,
посредством связи за счет излучения почти
всегда дает разочаровывающий результат
у низкочастотных направленных антенн.
Таблица 19.12. Размеры антенны QH-Beam
Любительский диапазон, м Длина излучателя, м Расстояние до пассивного элемента, м А, м В, м С, м D, м
20 10,27 2,53 4,60 0,10 0,40 0,90
17 8,02 1,98 3,59 0,08 0,31 0,70
15 6,86 1,70 3,07 0,07 0,27 0,60
12 5,83 1,44 2,61 0,06 0,23 0,50
10 5,12 1,26 2,30 0,05 0,20 0,45
410
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
При этом смена направления главного луча
также оказывается проблематичной. Гораз-
до лучше возбуждать оба элемента через ли-
нии с равными, но сдвинутыми по фазе то-
ками (см. раздел 14.2). Тогда вертикальная
диаграмма принимает форму кардиоиды
(рис. 14.8). Типичным представителем из-
лучателей с подобным возбуждением
является двухэлементная антенна с пере-
ключением, описанная в разделе 14.2.3.
«Монстр» также работает по принципу эле-
мента со «сплошным» питанием.
Схема его возбуждения представлена на
рис. 19.82. Местные условия позволили
сделать расстояние между элементами рав-
ным Х/8, благодаря чему (см. раздел 14.2)
оба элемента возбуждаются с фазовым
сдвигом 135° (соответствует ЗХ/8). Чтобы
подаваемую мощность распределять поров-
ну между обеими рамками Delta-Loop, при-
меняется разделитель мощности Уилкин-
сона (Wilkinson) [65].
Рамки антенны разнесены на расстояние
Х/8 (рис. 19.83); они одинаковы по размерам
и питаются в вершинах одних и тех же уг-
лов. Преобразователем симметрии служат
симметрирующие трансформаторы на коль-
цевом сердечнике с коэффициентом транс-
формации 1:1 (см. раздел 7.3.1). DL6WD
дает важный совет по их подключению: у
обычных трансформаторов на кольцевом
сердечнике один из выходных зажимов дол-
жен быть в фазе с коаксиальным гнездом, а
другой - в противофазе. Поэтому оба транс-
форматора надо монтировать одинаково от-
носительно симметричных выходных зажи-
мов, иначе токи в рамках окажутся разно-
направленными, что приведет к полному
отказу антенны.
Длина 52-омного коаксиального кабеля
произвольна, но и /2 должны быть строго
равны друг другу (рис. 19.82). Обе линии
ведут к распределителю мощности Уил-
кинсона, скомбинированному с переключа-
ющим устройством. Его практическая реа-
лизация показана на рис. 19.84. В центре
рисунка видно керамическое переключаю-
щее реле, с помощью которого колено /3,
смещающее фазу на 135°, подключается к
линиям рамки 1 или рамки 2. DL6WD со-
брал 100-омное сопротивление - поглоти-
тель распределителя мощности - из двух
групп параллельно включенных металло-
пленочных резисторов по 30 штук в каждой
(1,5 кОм / 4,5 Вт), включив группы после-
довательно и разместив их на керамической
плате. При допустимой нагрузке 270 Вт та-
кое сопротивление-поглотитель обладает
большим запасом, так как оно должно пре-
образовывать в тепло только мощность,
отраженную антенной. Над переключаю-
щим реле находятся схема и кабель управ-
ления реле.
Линии /4 и /5 служат четвертьволновыми
трансформаторами с волновым сопротивле-
нием 75 Ом (см. раздел 6.5). Согласно форму-
ле (6.6), они пр образуют 52 Ом в 108 Ом
(752/52). В Т-образном звене эти сопротив-
ления параллельны друг другу и входное со-
противление оказывается равным 54 Ом,
чем обеспечивается хорошее согласование
с 52-омным фидером произвольной длины.
Этот результат почти неизменен при обыч-
ном допуске на волновое сопротивление ве-
личиной ±2 Ом. Чтобы исключить влияние
допусков на свойства кабеля, DL6WD опре-
делил точные значения /3, /4 и /5, восполь-
зовавшись измерениями частоты. К длине,
Симметрирующий
трансформатор
Рамка
Ъ&дмГ'—
।
13(52 0м) [
13*3/8М135'
Расстояние между рамками Х/8
Симметрирующий
трансформатор
Рамка
12&Ом)
I.(75О^Г-°Ъ^°е 175 °М)
у А <ODUnU л
Реле
с керамическим
основанием
J (5~ 7/4^90°
Коаксиальный кабель
Z = 52 Ом

Рис. 19.82. Схема возбуждения двухэлементной антенны Delta-Loop на 3,5 МГц с переключением
ориентации главного луча и распределителем мощности
/ 9.9. Направленные антенны вертикальной поляризации
411
Рис. 19.84. Распределитель мощности
Уилкинсона (Wilkinson) с переключающим реле
и его схемой
найденной с учетом коэффициента укороче-
ния 0,66, был добавлен запас 0,5 м, а затем
путем соответствующего укорочения линий
была выполнена настройка на следующие
частоты: четвертьволновым линиям /4 и /5
соответствовала частота 7,05 МГц, а линии /3
длиной 3А/8 - 4,70 МГц. Резонансное поведе-
ние таких линий представлено на рис. 5.29.
Как следует из рис. 19.83, рамки с разме-
рами, выбранными оператором DL6WD
в соответствии с местными условиями,
явно отличаются по форме от идеального
равностороннего треугольника. Допустима
асимметрия сторон вплоть до 1,3, но опыт
DL6WD говорит о том, что функционируют
рамки даже самых необычных форм, лишь
бы были увязаны резонансная частота и
согласование.
Периметр рамок составляет по 0,88 к.
С помощью пары двухпроводных линий
(длиной 7,45 м каждая) в правых верхних
углах к нему добавляется по 0,12 X, недоста-
ющих до волнового резонанса. Изменение
длины этих линий путем соответствующе-
го смещения перемычек, замыкающих про-
водники, позволяет точно настраиваться на
резонансную частоту. Нижние вершины
треугольников, зафиксированные грузами
и стопорными оттяжками, находятся на
высоте 4 м от земли, так что максимальная
высота антенны достигает 16 м.
По данным DL6WD, входное сопротив-
ление рамок составляет от 54 до 56 Ом. Об-
ласть частот по уровню s = 2 занимает
190 кГц (резонансная частота 3,525 МГц).
Свойства такой антенны характеризуются
следующим образом [63]:
• двухэлементная дельтообразная антенна
обладает диаграммой направленности в
форме хорошо выраженной кардиоиды.
Поэтому стяжки по нормали к главному
лучу здесь не так велики, как у одиноч-
ной дельтообразной петли с симметрич-
ной диаграммой в форме восьмерки. С
двухэлементной антенной QSO коротко-
волновая любительская связь становится
возможной по всем направлениям, по-
скольку мертвых углов почти нет;
• одно- или двухэлементная антенна In-
verted Delta-Loop является излучате-
лем с необычайно малым углом возвы-
шения и преимущественно вертикаль-
ной поляризацией. Она хорошо служит
для дальней связи на большие расстоя-
ния (с регионами ZL, LU, КН6, ZS), но
в ближней области до 3000 км уступит
412
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
любому проводу с большим углом излу-
чения волн;
• замечательные качества двухэлементной
антенны с дельтообразными рамками про-
являются особенно хорошо в режиме при-
ема радиоволн: малый угол возвышения,
усиление, невосприимчивость к помехам
и возможность щелчком тумблера «пере-
ключать» полушария - все это облегчает
дальнюю связь и часто представляет со-
бой большую ценность, чем усиление ан-
тенны;
• по сравнению с одиночной рамкой усиле-
ние двухэлементной антенны Delta-Loop
оценивается величиной 3-4 дБ. Не так
уж плохо: ведь если принять вслед за Огг,
что усиление одной петли составляет
2 dBd, то в итоге получается 5-6 dBd,
а это уже ощутимая разница.
Остается добавить, что построить антен-
ну рассмотренного образца смогут лишь
опытные радиолюбители, которые имеют
необходимые средства измерений.
19.10. Специальные типы антенн
Не всякий радиолюбитель располагает до-
статочным местом для длиннопроводной,
Groundplane или остронаправленной ан-
тенн. В литературе описываются стацио-
нарные вертикальные спиральные антенны
для коротковолновых диапазонов [66, 67].
19.10.1. Коротковолновые спиральные
антенны
Интересную антенну разработал Г. Бенш
(Н. Bensch, DL4KCJ, ранее DC8AZ). Она
представляет собой миниатюрный полувол-
новый КВ излучатель в форме спиральной
антенны без противовесов [68-70]. Сопро-
тивление излучения спирального четверть-
волнового излучателя с четырьмя противо-
весами составляет 10 Ом. Спиральный по-
луволновый излучатель без противовесов
характеризуется сопротивлением излучения
около 350 Ом. При этом спирали свиты из
посеребренной медной проволоки диамет-
ром 2 мм.
КПД четвертьволновой спирали с четырь-
мя противовесами приближается к 30%, а у
полуволновой спирали он достигает 85%.
Аналогично обстоит дело и с усилением. У
четвертьволновой спирали оно явно меньше
единицы (приблизительно -3 дБ), а у полу-
волновой - почти 1,4 дБ (для сравнения:
развернутая полуволновая антенна обла-
дает усилением 1,7 дБ). Все оценки приве-
дены к четвертьволновой антенне с питани-
ем у ее основания при угле возвышения 0°
над хорошо проводящим плоским грунтом.
Сопротивление 350 Ом через LC-цепочку
с переменными элементами согласуется с
сопротивлением 50 Ом (рис. 19.85). Здесь
безразлично, как подключается коаксиаль-
ный кабель. Согласование функционирует
с последовательной емкостью С и парал-
лельной индуктивностью L или с последо-
вательной L и параллельной С. При этом
согласование происходит то в верхней (ин-
дуктивной), то в нижней (емкостной) плос-
костях импеданса.
л/2 - спираль
м
50 Ом
Рис. 19.85. Принципиальная схема согласования
КВ спиральной антенны
Поскольку сопротивление у основания
антенны зависит от состояния грунта, к то-
му же на него влияют окружающие объек-
ты, необходимо применять переменные
элементы схемы согласования. Однако вме-
сто вариометра и переменного конденсато-
ра изменение индуктивности L осуществ-
ляется с помощью ферритового стержня, а
емкости С - посредством золотникового
конденсатора. Оба элемента являются са-
модельными. Для подавления поверхност-
ных волн и предотвращения помех веща-
нию используется коаксиальная линия в
виде вытянутой петли (рис. 19.86).
Другая возможность заключается в том,
чтобы кабельный дроссель из 3,6 м смотан-
ного коаксиального кабеля включить в ли-
нию фидера на удалении полуволны от
клемм питания антенны (от согласующего
устройства).
В обоих случаях антенна работает как
волновый вибратор с питанием посредине.
Вблизи грунта вероятен рост усиления до
2,5 дБ.
19.10. Специальные типы антенн
413
Полуволновая
КВ спираль
Вполне реален двухдиапазоннйй вариант
антенны, например для диапазонов 20 и
15 м. Полуволновая спираль для 20-метро-
вого диапазона действует в диапазоне 15 м
как спираль длиной 5Х/8 и обеспечивает
усиление антенны величиной в 2,5 дБ.
Спираль образована 170 витками посе-
ребренного провода диаметром 2 мм, плот-
но уложенными на сердечнике диаметром
20 мм. Она помещается в двухметровую
трубку из пластика марки PG21. При мон-
таже спираль растягивается и ее концы кре-
пятся в прорезях торцов трубки.
При создании антенны допустимы и дру-
гие значения длины, например 0,3 X для
20-метрового диапазона и 0,4 X - для диа-
пазона 15 м. В этом случае усиление соста-
вит около 0,4 и 1 дБ.
Возможен вариант антенны для диапазо-
нов 80 и 40 м с использованием спиралей
по 0,3 X и 0,6 X при усилении 0,4 и 2,9 дБ.
Если отношение граничных частот поло-
сы антенны составляет 1:2, вариации настро-
ечных элементов оказываются недостаточ-
ными и следует воспользоваться переключа-
емой схемой согласования (рис. 19.87):
• Cj + L2 - настройка в 40-метровом диа-
пазоне;
• С2 + L2 - настройка в 80-метровом диапа-
зоне.
При согласовании в 80-метровом диапа-
зоне действует параллельное включение ем-
костей и последовательное включение ин-
дуктивностей. Контакты S принадлежат пе-
реключателю или реле.
Рис. 19.87. Схема LC-согласования
с переключением диапазонов
Согласование начинают с 40-метрового
диапазона, затем переходят к 80-метровому.
В варианте на 80 и 40 м используется антен-
ный канатик, навитый на фиберглассовый
стержень (удилище). Две верхние секции
8-метрового удилища удаляются, и вместо
них насаживается метровый алюминиевый
штырь диаметром от 4 до 6 мм.
Литература к главе 19
[I] Brown, G. Н.; Lewis, R. F; Epstein, J.: Ground Systems
as a Factor in Antenna Efficiency. Proc. IRE, June 1937,
pp. 753-787.
[2] Briickmann, H.: Uber die Theorie der Erdverluste von
Antennen. TFT 27 (1938), H. 2, S. 29-38.
[3] Anderson, W. H.: Antenna Behavior Over Real Earth QST,
June 1965, pp. 61-64.
[4] Hills, R. C.: The Ground Beneath Us. RSGB Bulletin, June
1966, pp. 375-385.
[5] Grofikopf, J.: EinfluB des Bodens auf die Bodenwellen-
Ausbreitung, auf die Raumwellen-Abstrahlung und auf das
Empfangsfeld. Rundfunktech. Mitt. 12 (1968), H. 1, S. 14-22.
[6] Stanley, J. P: Optimum Ground Systems for Vertical
Antennas. QST, December 1976, pp. 13-15.
[7] Sevick, J.: Short Ground-Radial Systems for Short
Verticals. QST, April 978, pp. 30-33.
[8] Tippe, W.: Zur Dimensionierung von Erdnetzen fur
vertikale LW- bzw MW-Monopolantennen Rundfunk Tech.
Mitt. 24 (1980), H. 4, S. 154-164.
[9] Rautio, J. C.: The Effect of Real Ground on Antennas. QST,
February, April, June, August, November 1984.
[10] Edward, B.: Radial Systems for Ground-Mounted Vertical
Antennas. QST, June 1985, pp. 28-30.
[11] Potschkat, G.: Modelltechnische Nachbildung realer
Erdnetzsysteme fur vertikalpolarisierte Sendeantennen.
Rundfunktech. Mitt. 31 (1987), H. 3, S. 119-125.
[12] O. Scheller-Di. Pat. 208375 - 1907.
[13] Th. Meyenburg - Dt. Pat. 232257 - 1909.
[14] Krischke, A.: Die Geschichte der Groundplane. CQ-DL
11/87, S. 697-698.
[15] M. Ponte - Franz. Pat. 764473 - 1933.
[16] E. C. Cork, J. L. Pawsey - Brit. Pat. 509,500 - 1937.
[17] Dohlus, H: Zum FuBpunktwiderstand von Stabantennen.
UKW-Berichte, 1/1966, S. 22-33; 2/1966, S. 98-107.
414
19. Коротковолновые антенны вертикальной поляризации
[18] Doty, А С, Frey, J F, Mills, Н J Efficient Ground
Systems for Vertical Antennas QST, February 1983, pp
20-25
[19] Sherwood J R Ground screen - an alternative to a
buried radial System Ham Radio, May 1977, pp 22-24
[20] Christman A Elevated Vertical Antenna Systems QST,
August 1988, pp 35-42
[21] Christman, A , Radcliff, R Elevated Vertical Monopole
Antennas Effects of Changes in Radiator Height and Radial
Length Trans BC-36, No 4, December 1990, pp 262-269
[22] Hille, К H Radialsysteme unter Vertikalantennen CQ-
DL3/92, S 159-161
[23] Labus L Rechnensche Ermittlung der Impedanz von
Antennen HF-Technik und Elektroakustik, 41 (1933),
Januar, Seite 17
[24] Rohrbacher, H A Die Vertikalantenne DL-QTC 4/1964 -
6/1964
[25] Schwarzbeck, G Streifzug durch den Antennenwald
Groundplane- und Vertikalantennen CQ-DL 9/1981,
S 420-428
[26] Vbgel T Die Tnple-Leg-Antenne DL-QTC 1/68, S 7-9
[27] Schwarzbeck, G Streifzug durch den Antennenwald DX-
Antennen fur 80 m und 160 m CQ-DL 4/1979, S 150-155
[28] Schulz, W Designing a Vertical Antenna QST, September
1978, pp 19-21
[29] Sevick J The W 2 FMI Ground-Mounted Short Vertical
QST, March 1973, pp 13-18,41
[30] Hille, К H Optimierte T-Antenne CQ-DL 6/78, S 246-
249
[31] Brandt, H-J L- und T-Antennen fur Kurzwelle QRV
2/1975, S 65-71
[32] Wurtz H DX-Antennen mit spiegelnden Flachen -
Koaxiale Antennen cq-DL 7/1981, S 330-332
[33] Hawker, P Amateur Radio Techniques (W6BCX Multee,
pp 267-268) RSGB, London, 1980
[34] Anderson, H Build This Novice Four-Band Vertical
QST, June 1978, pp 16-18
[35] Woodward, G H On «Build This Novice» Four-Band
Vertical QST, October 1978, p 35
[36] Brekken P Three-band groundplane (LA 1 El) Ham
Radio, May 1972
[37] Brandt, H-J L- und T-Antennen fur Kurzwelle QRV,
2/1975, S 65-71
[38] Pogson L Multi-Band Vertical Aerials Electronics
Australia, August 1972, pp 40-43
[39] Han S Multiband-Antenne fur die neuen WARC-
Bander CQ-DL 4/1982, S 172-174,
[40] Schellenbach R The J2 Antenna for 10 and 24 MHz
QST March 1983, p 41
[41] Boyer J M Hula-Hoop Antennas A Coming Trend9
Electronics, 36 (1963) January, pp 44-46
[42] Quednau, В Die DDRR-Antenne DL-QTC 4/1968, S
220
[43] Dome, R В A Study of the DDRR-Antenna QST, July
1972, pp 27-31,36
[44] Belrose, J S Transmission-Line Low-Profile Antennas
QST, December 1975, p 19-25
[45] Dodd, P The Mobile Roof-Rack Antenna CQ, June 1980,
pp 74-75
[46] Fiebranz, A Erne neuartige Ringantenne und ihre
Anwendung Funk-Technik, 10/1964, S 357
[47] Eichenauer, W Erfahrungen mit der DDRR-Antenne,
DL-QTC 7/1968, S 395-397
[48] English, W E A 40-Meter DDRR-Antenna QST,
December 1971, pp 28-32
[49] Horn, G W The Half Wavelength DDRR Antenna CQ,
September 1967
[50] Kandoian, A G Three New Antenna Types and Their
Applications Proc IRE, February 1946, pp 70-75
[51 ] Nail, J Designing Discone Antennas Electronics, August
1953, pp 167-168
[52] Orr, W The Radio Handbook (The Low Frequency
Discone, pp 488-489) E & E, New Augusta, IN, 1970
[53] Belrose, J S The HF Discone Antenna QST, July 1975,
pp 11-14,56
[54] White, TEX Discone Antenna for 10 and 6 Meters CQ,
June 1980, pp 74-75
[55] Greif, R Sende-Antennen-Anlage fur den Kurzwellen-
bereich, Rohde & Schwarz - Mitteilungen, Munchen, 1952,
H 1, S 4
[56] Graziadei, H Erne vertikale Breitbandantenne von
besonderer Formgebung fur den Kurzwellen- und
Ultrakurzwellenbereich F & G-Rundschau, Koln, 1952,
Oktober, H 35, S 2-16
[57] Mayhead, L V Loop Aerials Close to Ground Radio
Communication, May 1974, pp 100
[58] Kirkwood, В Comer-fed loop antenna for low-frequency
dx Ham Radio, April 1976, pp 30-32
[59] Witt, F L Top-loaded delta loop antenna Ham Radio,
December 1978, pp 57-61
[60] Belrose, J S The Half-Delta Loop Ham Radio, May
1982, pp 37-39
[61] Belrose, J S, DeMaw, D The Half-Delta Loop
A Critical Analysis and Practical Deployment QST,
September 1982, pp 28-32
[62] De Maw, D Antenna Matching, Remotely -Some
Thougths- QST, July 1982, pp 14-16
[63] Fischer, R Das Monster, eine 2-Element Delta-Loop fur
3,5 MHz CQ-DL 7/1983, S 331-335
[64] Schwarzbeck, G Bedeutung des vertikalen Abstrahl-
wmkels von KW-Antennen CQ-DL 3/85, S 130-136
[65] Wilkinson, An N-Way Hybrid Power Divider IRE Trans
MTT (1960) January
[66] Hofbauer W Kleine und wirkungsvolle Antenne CQ-DL
6/82, S 268-271
[67] Kluss, A QRV auf 40 m mit 2,7 m langer Wendelantenne
CQ-DL 5/84, S 220
[68] Hille, К H Mmiatur-Halbwellenstrahler fur CB und KW
von Bensch Funk 8 86
[69] Bensch, H Mmi-Strahler fur KW Funkschau 24/1986,
S 71-74
[70] Bensch H Die Angelrute als Vertikal-Antennentrager
Beam 12/87, S 35-36
[71] Norvegen Amator Radio, 1970, Heft 9
АНТЕННЫ
Издание одиннадцатое, исправленное
том 1
Издание, полностью
переработанное
и дополненное
Алоизом Кришке
Радиолюбители уже в течение многих лет не-
изменно обращаются ксправочному пособию
Карла Ротхаммеля, ставшему стандартом тех-
нической литературы. Сжатые теоретические
сведения в сочетании с подробным описани-
ем технических решений позволяют успеш-
но строить перечисленные в книге антенны
даже тем, кто слабо разбирается в технике.
Содержание настоящего издания вновь рас-
ширено и дополнено за счет новейших техни-
ческих разработок. Заново переписаны главы
о типах антенн, симметрирующих и запираю-
щих звеньях. Устаревшие сведения опущены,
а устоявшиеся представления и данные при-
ведены в соответствие с новой информацией;
при этом сохранено прежнее разделение по
трем главным направлениям: основные по-
нятия, типы антенн и их конструкции.
Первый том содержит теоретические основы,
необходимые при конструировании и эксплу-
атации антенн, вопросы их симметрирования
и согласования, а также необходимые описа-
ния конструкций различных антенн коротко-
волнового диапазона.
КАРЛ РОТХАММЕЛЬ