Автор: Школьный Л.А.
Теги: электротехника радиолокация разведка военное дело основы радиолокации
Год: 2008
Текст
РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ ВОЗДУШНОЙ РАЗВЕДКИ,
ДЕШИФРИРОВАНИЕ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ ИЗОБРАЖЕНИЙ
РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ
ВОЗДУШНОЙ РАЗВЕДКИ,
ДЕШИФРИРОВАНИЕ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ
ИЗОБРАЖЕНИЙ
РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ
СИСТЕМЫ ВОЗДУШНОЙ
РАЗВЕДКИ, ДЕШИФРИРОВАНИЕ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ
ИЗОБРАЖЕНИЙ
Под редакцией Л. А. ШКОЛЬНОГО
Допущено Учебно-методическим объединением ВВС
б качестве учебника для курсантов
Военно-воздушной инженерной академии
имени профессора Н. Е. Жуковского, обучающихся по специальности
«Эксплуатация наземных систем комплексов воздушной разведки»
Издание ВВИА им. проф. Н.Е. Жуковского
2008
УДК 621.396.967 : 629.735.33 : 396.969 : 528.77
К64
ББК 32.95
Рецензенты:
доктор технических наук Татарский Б.Г.
доктор технических наук Марьин Н.П.
Под ред. Л.А. Школьного
Радиолокационные системы воздушной разведки,
дешифрирование радиолокационных изображений: учебник для
курсантов ВВИА имени профессора Н.Е. Жуковского. Л.А. Школьный,
Е.Ф. Толстов, А.И. Деткое, О.А. Карпов, А.М. Яковлев, М.П. Титов,
А. А. Филатов, А.Н. Тонких, О.Е. Цветков, А. С. Архангельский. Под ред.
Л.А. Школьного. - М.: изд. ВВИА им. проф. Н.Е. Жуковского, 2008. -
531с.
Настоящая книга представляет собой учебник по дисциплине
«Радиолокационные системы воздушной разведки, дешифрирование
радиолокационных изображений» для курсантов академии по
специальности «Эксплуатация наземных систем комплексов воздушной
разведки». В учебнике на современном уровне излагается материал по
принципам построения, составу бортовой и наземной аппаратуры,
особенностям функционирования, методам и алгоритмам оптической и
цифровой обработки сигналов и изображений, вопросам эксплуатации и
применения радиолокационных систем воздушной разведки с
синтезированной апертурой антенны.
Учебник написан в соответствии с программой по одноименной
дисциплине и предназначен для курсантов ВВИА имени профессора
Н.Е.Жуковского, а также он может быть полезен для адъюнктов и
преподавателей академии и других инженерных ВВУЗов ВВС.
УДК 621.396.967 : 629.735.33 :
396.969 : 528.77
К64
ББК 32.95
© Под. ред. Л.А. Школьного, 2008
© Издательство ВВИА
им. проф. Н.Е. Жуковского, 2008
ПРЕДИСЛОВИЕ
В учебнике, написанном в полном соответствии с учебной
программой по дисциплине «Радиолокационные системы воздушной
разведки, дешифрирование радиолокационных изображений», излагаются
принципы построения, состав и назначение основных элементов, узлов и
устройств; особенности технической эксплуатации и применения
бортовой и наземной аппаратуры радиолокационных систем воздушной
разведки. Большое внимание в учебнике уделено рассмотрению
современных методов и алгоритмов цифровой обработки радио-
локационных сигналов, автоматизированных методов дешифрирования и
радарграмметрической обработки радиолокационных изображений.
При написании учебника использованы результаты многолетних
научных исследований авторов, проводимых на кафедре №42 по
аппаратуре и алгоритмическому обеспечению обработки сигналов и
изображений в РЛС с синтезированной апертурой (РСА), а также опыт
преподавания указанной дисциплины курсантам по специальности
«Эксплуатация наземных систем комплексов воздушной разведки».
Учебник написан коллективом авторов под общей редакцией
профессора Л.А.Школьного. Работа над учебником между авторами была
распределена следующим образом: введение и глава 1 написаны
Л.А.Школьным и Е.Ф.Толстовым совместно; глава 2 - Л.А.Школьным;
глава 3 - Е.Ф.То лотовым, Л.А.Школьным; О.А.Карповым, и
О.Е. Цветковым совместно; главы 4 и 5 - Л.А.Школьным; глава 6 -
М.П.Титовым; глава 7 - А.М.Яковлевым; глава 8 - Л.А.Школьным,
О.А.Карповым, А.М.Яковлевым, А.Н.Тонких и А.А.Филатовым
совместно; глава 9 - А.Н.Детковым и А.С.Архангельским совместно;
глава 10 - Е. Ф. Толстовым, Л. А. Школьным и М.П.Титовым.
Авторы считают своим приятным долгом выразить благодарность
рецензентам учебника - заведующему кафедрой радиолокации и
радионавигации Московского авиационного института профессору,
доктору технических наук Татарскому Б.Г. и ведущему научному
сотруднику экспериментально-исследовательского управления МО РФ
профессору, доктору технических наук Марьину Н.П., внимательно
просмотревшим рукопись и сделавшим ряд ценных замечаний. Авторы
также благодарны за большую помощь в оформлении и подготовке
рукописи учебника к изданию сотрудникам кафедры №42 —
И. Н. Ерманенок, И. А. Шингаревой и Е. В. Степановой. Значительная
заслуга в подготовке электронной версии учебника при его издании
принадлежит одному из соавторов учебника А.Н. Тонких.
3
СПИСОК ПРИМЕНЯЕМЫХ СОКРАЩЕНИЙ
АРМ
АРУ
АФА
АФАР
АЦП
АЧС
АЧХ
БД
БЗУ
БО
БПФ
БС
БФРУ
ВВС
ВМС
ВМФ
ВПП
ВР
ГА
ГЦ
дисс
ДНА, ДН
ДОЛ
ДПФ
DSP
ЗГ
ЗУ
ИНС
ИС
их
иэс
КА
КВР
кнд
КР
КС
ЛА
лзп
лтх
ЛЧМ
МР
- автоматизированное рабочее место
- автоматическая регулировка усиления
- аэрофотоаппарат
- активная фазированная антенная решетка
- аналогово-цифровой преобразователь
- амплитудно-частотный спектр
- амплитудно-частотная характеристика
- база данных
- буферное запоминающее устройство
- боковой обзор
- быстрое преобразование Фурье
- быстрая свертка
- бортовое фоторегистрирующее устройство
- военно-воздушные силы
- военно-морские силы
- военно-морской флот
- взлетно-посадочная полоса
- воздушная разведка
- гармонический анализ
- групповая цель
- доплеровский измеритель скорости и угла сноса
- диаграмма направленности антенны
- доплеровское обужение луча
- дискретное преобразование Фурье
- цифровой сигнальный процессор
- задающий генератор
- запоминающее устройство
- инерциальная навигационная система
- интервал синтезирования
- импульсная характеристика
- информационная эргатическая система
- космический аппарат
- комплекс воздушной разведки
- коэффициент направленного действия
- космическая разведка
- космические силы
- летательный аппарат
- линия заданного пути
- летно-технические характеристики
- линейно-частотная модуляция
- магнитный регистратор
4
МЦ - малоразмерная цель
НМД - накопитель на магнитных дисках
НМЛ - накопитель на магнитной ленте
ОБПФ - обратное быстрое преобразование Фурье
ОД - оператор-диспетчер
ОДД - оператор детального дешифрирования
ОДПФ - обратное дискретное преобразование Фурье
ОЗУ - оперативное запоминающее устройство
ОКР - опытно-конструкторская работа (разработка)
ООН - отделение обработки информации
ОС - операционная система
ПЗУ - постоянное запоминающее устройство
ПЛИС - программируемые логические интегральные схемы
ПНК - пилотажно-навигационный комплекс
ПО - программное обеспечение
ПОД - пункт обработки данных
ППО - пункт приема и обработки данных
ППС - программируемый процессор сигналов
ПРД - передатчик
ПРМ - приемник
ПС - прямая свертка
ПСО - пункт сбора и обработки информации
ПУПЧ - предварительный усилитель промежуточной частоты
ПЦФ - предварительный цифровой фильтр
РЛИ - радиолокационное изображение
РЛС - радиолокационная станция
РМВ - реальный масштаб времени
РСА - РЛС с синтезированной апертурой антенны
РТР - радиотехническая разведка
РЭБ - радиоэлектронная борьба
РЭП - радиоэлектронное подавление
РЭС -радиоэлектронное средство (система)
СВ - сухопутные войска
СВЧ - сверхвысокие частоты
СДИ - синтезированная диаграмма направленности
СДЦ - селекция движущихся целей
СКО - среднеквадратическое отклонение
СО - секторный обзор
СФ - сигнальная функция
ТВД - театр военных действий
ТЗ - техническое задание
ТО - телескопический обзор
ТСО - технические средства обработки
5
ТТХ - тактико-технические характеристики
УВЧ - усилитель высокой частоты
УПЧ - усилитель промежуточной частоты
ФАР - фазированная антенная решетка
ФД - фазовый детектор
ФКМ - фазокодовая манипуляция
Ф11Ч - фильтр нижних частот
ФРР - функция радиолокационного рельефа
ФРУ - фоторегистрирующее устройство
ФЦА - фазовый центр антенны
ФЧС - фазо-частотный спектр
ФЧХ - фазо-частотная характеристика
ЦАП - цифро-аналоговый преобразователь
ЦРСА - РСА с цифровой обработкой сигналов
ЦСО - цифровая система обработки информации
ЧС - частичная сумма
ЭВМ - электронно-вычислительная машина
ЭЛТ - электроннолучевая трубка
ЭМВ - электромагнитные волны
ЭМП - электромагнитное поле
ЭПО - эффективная площадь отражения
ЭПР - эффективная площадь рассеяния
6
ВВЕДЕНИЕ
Современные радиолокационные системы воздушной
разведки (РЛС ВР) обеспечивают непрерывное детальное
наблюдение земной (морской) поверхности и объектов независимо
от времени суток и метеорологических условий на большом
удалении от самолета-разведчика (до 200 км и более). Поэтому они
играют важную и всё возрастающую роль в информационном
обеспечении боевых действий войск. В РЛС ВР благодаря
реализации принципа синтезированной апертуры антенны и
высоким технологиям по цифровой обработке сигналов удается
получить разрешающую способность на радиолокационном
изображении (РЛИ), сравнимую с разрешающей способностью
аэрофотографических и оптико-электронных средств воздушной
разведки, а в отличие от последних РЛС обеспечивают получение
информации о наблюдаемой поверхности, заключенную не только
в интенсивности, но и в частоте, фазе и поляризации отраженных
радиолокационных сигналов. Высокая проникающая способность
электромагнитных волн (ЭМВ) радиодиапазона позволяет с
помощью РЛС вести наблюдение местности и объектов через
туман, облака, дымовые и пылевые завесы, растительные, снежные
и ледовые покровы, рыхлые породы почв.
Отмеченные достоинства радиолокационного землеобзора с
использованием принципа синтезированной апертуры антенны
обусловили широкое применение этого режима не только в РЛС
воздушной и космической разведки, но и в многофункциональных
РЛС неразведывательной авиации для решения навигационных и
разведывательно-ударных задач по наземным и морским объектам
в сложных метеорологических условиях и ночью.
В силу высокой информативности РЛС с использованием
принципа синтезированной апертуры стали применяться, начиная с
70-х годов, и в настоящее время заняли одно из ведущих
положений среди систем дистанционного зондирования при
осуществлении мониторингов поверхности земли в интересах
невоенных отраслей человеческой деятельности: исследования
природных ресурсов, картографии, сельского и лесного хозяйства,
океанологии, градостроительства, судоходства, контроля
7
чрезвычайных ситуаций, исследований научного и прикладного
характера и др. Поэтому РЛС воздушной и космической разведки,
обладая возможностями двойного применения, в мирное время
могут привлекаться для решения этого круга задач.
Начало интенсивного применения самолетных РЛС обзора
земной и морской поверхности относится ко времени Второй
мировой войны, когда у нас в стране и за рубежом (в США,
Германии, Великобритании) стали разрабатываться и приниматься
на вооружение самолетные РЛС наблюдения за наземными и
воздушными целями. Так, например, в СССР в 1943г. была принята
на вооружение самолетов морской авиации РЛС «Гнейс-2М» [1],
обеспечивающая в сложных метеоусловиях и ночью разведку
морских надводных целей и обнаружение самолетов противника. В
США во время Второй мировой войны была разработана и принята
на вооружение стратегических самолетов-бомбардировщиков В-29
панорамная РЛС обзора земли для решения задач навигации и
бомбометания по крупным площадным объектам. После войны в
1946-1948гг. на основе самолета В-29 и его оборудования в СССР
был разработан и принят на вооружение стратегический самолет-
бомбардировщик Ту-4 [3], оснащенный панорамной РЛС
землеобзора «Кобальт», а затем ее модернизированным вариантом
«Рубидий», которые позволяли решать задачи навигации и
прицельного бомбометания по наземным и морским площадным
целям ночью и в сложных метеоусловиях. В последующем, в конце
40-х и в 50-60-х годах, развивая и совершенствуя это направление
РЛС, в стране был разработан и принят на вооружение самолетов
реактивной авиации целый ряд панорамных РЛС: РБП-4, ПСБН-М,
РБП-3, «Рубин», «Прогресс», «Обзор» и др. для стратегических и
фронтовых самолётов-бомбардировщиков и ракетоносцев Ту-16,
Ил-28, Ту-95, Ту-22, Як-28, Ту-22МЗ, М-3, М-4 и др. [2].
Однако возможности решения задач воздушной разведки с
помощью панорамных РЛС были ограничены из-за низкой
линейной разрешающей способности по азимутальной координате
х, составляющей сотни метров на малых дальностях (г < 50 км) и
единицы километров на больших дальностях (г "200...300 км).
Их азимутальная разрешающая способность определяется шириной
диаграммы направленности антенны по азимуту (0Л=1..2°),
которая, в свою очередь, ограничивалась возможным для
8
реализации на борту самолета горизонтальным размером антенны
(dA <1...1.5л/). Поэтому эти РЛС использовались и используются
до настоящего времени на самолетах стратегической авиации в
интересах навигации и применения средств поражения «воздух-
земля» по крупным площадным объектам: промышленным
сооружениям, мостам, железнодорожным узлам, морским портам,
кораблям, аэродромам и т.п.
Значительное повышение разрешающей способности в
авиационных РЛС землеобзора удалось получить в середине 50-х
годов при применении принципа бокового обзора с
использованием длинной вдольфюзеляжной антенны размером
dA ~ 8...Юл/. В миллиметровом диапазоне волн в этих РЛС
удалось повысить разрешающую способность на дальностях
г < 100 км до нескольких десятков метров, что позволило их
широко использовать для целей воздушной разведки,
картографирования, геологической разведки и разведки ледовой
обстановки. Примерами таких РЛС являются РЛС БО AN/APS-94
(США), «Игла-1» и «Торос» (СССР). Гем не менее и эти РЛС на
больших дальностях обладают низкой разрешающей способностью
по координате путевая дальность х, так как она ухудшается
пропорционально увеличению дальности наблюдения:
<5х = r&/dA .
Поистине революционные возможности повышения
разрешающей способности РЛС землеобзора открылись во второй
половине 50-х годов с реализацией в них принципа формирования
по траектории полета самолета синтезированной (искусственной)
апертуры антенны больших размеров. Этот принцип при весьма
ограниченных размерах реальной антенны РЛС путем регистрации
и специальной обработки отраженных от объектов и местности
сигналов обеспечивал получение разрешающей способности РЛС
по координате движения самолета, на несколько порядков
превышающей разрешение, получаемое в панорамных РЛС.
Радиолокационные станции, реализующие этот принцип получения
детальных радиолокационных изображений, получили название
РЛС с синтезированной апертурой антенны (РСА). При этом ко
времени внедрения этого принципа в РЛС землеобзора (конец 50-х
- начало 60-х годов) были уже известны методы значительного
9
повышения разрешающей способности в них и по координате
наклонной дальности г при использовании в РЛС зондирующих
импульсов с внутриимпульсной частотой или фазовой модуляцией
несущего колебания и сжатия по времени принимаемых
отраженных сигналов.
Впервые идея повышения разрешающей способности
движущихся относительно облучаемой поверхности РЛС
посредством частотного анализа отраженных сигналов была
выдвинута в 1951г. сотрудником американской фирмы Goodyer
Карлом Уайли. Интенсивные исследования по аппаратурной
реализации этого принципа во второй половине 50-х годов в
Мичиганском университете (США) и практически одновременно у
нас в стране в ВВИА им. проф. Н. Е. Жуковского, ВВИА им.
А.Ф. Можайского и ряде научно-исследовательских организаций
промышленности привели к разработке и испытанию в конце 50-х
- начале 60-х годов экспериментальных и опытных образцов, а в
середине 60-х годов серийных образцов аппаратуры РСА первого
поколения: РСА ВР AN/APQ-102 самолёта RF-4C (США), РСА ВР
«Булат» самолета Як-28БИ и «Сабля» самолета МиГ-25РБ (СССР).
При аппаратурной реализации принципа синтезированной
апертуры антенны в РСА были решены совершенно новые для
авиационной радиолокации научно-технические задачи [5], а
именно:
- разработка самолетных когерентных приемо-передатчиков на
основе высокостабильных по частоте (фазе) задающих
генераторов гармонических колебаний;
запись отраженных сигналов (их комплексных огибающих) с
учетом их амплитудно-фазовых соотношений со всей полосы
обзора по наклонной дальности;
- суммирование записанных сигналов от каждого
элементарного отражателя облучаемой поверхности на
интервале синтезированной апертуры при коррекции их фаз с
учетом сферичности фронтов отраженных ЭМВ;
разработка методов и систем компенсации флуктуаций фаз
отраженных сигналов, обусловленных траекторными
нестабильностями при полете самолета в турбулентной
атмосфере.
10
Задача регистрации и обработки огромного массива
сигналов при весьма ограниченных возможностях цифровой
вычислительной техники того времени была решена применением
фотооптических систем регистрации и обработки
радиолокационных сигналов. Сигналы с выхода фазовых
детекторов (ФД) приемника РСА регистрировались на первичную
фотопленку в бортовом фоторегистрирующем устройстве. Пленки
с записью сигналов доставлялись самолетом на аэродром
базирования, где зарегистрированные сигналы обрабатывались с
помощью оптического когерентного процессора с регистрацией
полученных радиолокационных изображений (РЛИ) наблюдаемой
местности и объектов на вторичную фотопленку. Полученные
таким образом РЛИ подвергались дешифрированию и
фотограмметрической обработке. Всё это приводило к
значительной задержке по времени (больше 2...2,5 ч) и
обесцениванию выдаваемой по результатам разведки информации.
Поэтому в ВВИА им. проф. Н.Е. Жуковского уже с начала
60-х годов параллельно с исследованиями практической
реализации принципа синтезированной апертуры с оптической
обработкой сигналов (кафедра №44), предвидя стремительное
развитие цифровых технологий обработки информации, стали
интенсивно проводиться исследования по цифровым методам
обработки сигналов в РСА (кафедры №42), значительно опережая
подобные исследования в США и других странах. В результате
этих исследований уже в 1966 г. был разработан, изготовлен и
испытан лабораторный маке г РСА с цифровым синтезированием
апертуры антенны. Макет включал в себя ультразвуковой
когерентный имитатор приёмо-передатчика РСА, аналого-
цифровой преобразователь (АЦП) сигналов с выхода ФД
приемника на электроннолучевой трубке и цифровую систему
обработки сигналов, выполненную на дискретных
полупроводниковых элементах. Результаты этих исследований
были положены в основу совместных научно-исследовательских
работ НПО «Ленинец» (г. Ленинград) и академии по разработке,
изготовлению и лётным испытаниям в 1976 г. экспериментальной
РСА с цифровой обработкой сигналов (ЦРСА). По существу
впервые в СССР была создана и испытана ЦРСА с разрешением
порядка 20 м.
И
Важным результатом проведенных в этой области
исследований явилось формирование в академии, начиная с 60-х
годов, научного направления по цифровым методам обработки
сигналов, а в последующем и радиолокационных изображений с
внедрением этих методов в учебный процесс. С этой целью в
академии была написана и издана в 1970г. монография по основам
дискретизации и цифровой фильтрации сигналов [19], а в
последующем по этому направлению сотрудниками академии была
написана и издана в 1988г. монография, систематизирующая и
обобщающая результаты исследований отечественных и
зарубежных авторов по цифровому синтезированию апертуры
антенны [7].
С конца 60-х и в 70-х годах с учетом опыта разработки и
эксплуатации РСА ВР первого поколения у нас в стране и за
рубежом (в основном в США, Франции, Великобритании)
широким фронтом были развернуты работы по созданию и
испытаниям РСА ВР второго поколения с поступлением их на
вооружение в конце 70-х - начале 80-х годов. Это РСА ВР «Штык»
(самолёт Су-24МР) и «Шомпол» (МиГ-25РБ, Ту-22РМ) - СССР,
AN/APD-10, AN/APD-11 (самолёты RF-4B, RF-4E, F-18) - США,
«Рафаэль-ТН» - Франция и «CASTOR» - Великобритания.
Характерными особенностями этого поколения РСА ВР явились:
значительное повышение разрешающей способности до
7...3м (против 30... 15м РСА ВР первого поколения);
- применение широкополосных радиоканалов (ШРК) передачи
сигналов от РСА ВР на наземные пункты и центры сбора и
обработки данных радиолокационной разведки;
более эффективные наземные системы обработки сигналов и
дешифрирования РЛИ, включающие аппаратуру вывода
радиолокационных изображений на экраны мониторов с
возможностью совместной обработки двух РЛИ, РЛИ и
изображений, получаемых с помощью видовых систем
разведки оптического диапазона или РЛИ и топографической
карты, а также аппаратуру автоматизированной фото-
грамметрической обработки РЛИ;
- объединение бортовых и наземных систем, а также ШРК
передачи данных в единый комплекс радиолокационной
воздушной разведки: AN/UPD-4, AN/UPD-6, AN/UPD-8
12
(США), объединяющие РСА ВР AN/APD-10 и AN/APD-11,
ШРК AN/GRQ-17 и аппаратуру фотохимической и
оптической обработки первичных фотопленок ES-86A.
В этот период в СССР и за рубежом начали интенсивно
проводиться теоретические и экспериментальные исследования по
разработке наземных систем цифровой автоматизированной
обработки сигналов и изображений в РСА ВР. С учетом прогресса
в технологиях производства элементной базы цифровой
вычислительной техники, самих ЭВМ и их математического
обеспечения значительно расширились возможности по созданию
таких систем. Так, например, уже в 1980г. на авиабазе США в ФРГ
Цвайбрюккен была развернута экспериментальная наземная
система цифровой обработки данных радиолокационной
воздушной разведки ABLE-1 (от РСА AN/APD-10, самолета RF-
4В), включающая в себя 4 ЭВМ средней мощности и до 40 мини-
ЭВМ (микропроцессоров). Информация в процессе ее обработки
выводилась операторам-дешифровщикам на экраны мониторов 4-х
автоматизированных рабочих мест (АРМ). В процессе
эксперимента отрабатывались методы и аппаратура автомати-
зированной обработки данных радиолокационной воздушной
разведки, получаемых с борта самолета. В ходе проведенного
эксперимента по опытной эксплуатации системы автомати-
зированной цифровой обработки сигналов и изображений была
доказана техническая возможность получения на войсковых
командных пунктах радиолокационной информации через
несколько минут после ее поступления с борта самолёта-
разведчика. Однако в силу сложности наземного оборудования и
его алгоритмического обеспечения поступление в войска подобных
систем было намечено на 90-е годы.
К третьему поколению РСА ВР следует отнести РСА
ASARS-2 тактического самолета-разведчика TR-1 (США), работы
над которой были начаты в конце 70-х годов. Система ASARS-2
позволяла с передачей по широкополосному радиоканалу получать
на земле в реальном масштабе времени радиолокационное
изображение с разрешением Зм. В состав новой наземной системы
FRIGS самолёта FR-1 входила аппаратура APS цифровой
обработки сигналов и аппаратура анализа (дешифрирования)
изображений. Поступление системы в войска относится к концу
80-х годов.
13
К этому же поколению РСА относится разработанная в
США в 80-х годах и запущенная в серийное производство в 1993г.
система радиолокационной разведки и целеуказания JSTARS
самолета С-8А, предназначенная для контроля наземной
обстановки в зоне ответственности армейского корпуса. Система
обеспечивала выявление передвижения и развертывания боевой
техники частей и соединений противника, осуществляла целеука-
зание по вскрытым объектам, ударным средствам ВВС и
сухопутных войск (СВ). Система JSTARS прошла успешные
испытания в Европе и в зоне Тихого океана, а также в Иракской
войне в районе Персидского залива (1991г.) и на Балканах (1999г.).
Вся автоматизированная цифровая обработка сигналов и
изображений в системе осуществляется на борту самолета
операторами с помощью 18-и АРМов. Данные радиолокационной
разведки о вскрытых важных наземных объектах противника с
помощью специализированной линии передачи данных
транслируются на наземные пункты ВВС и СВ [40].
В России из-за известных экономических трудностей
второй половины 80-х и 90-х годов работы в научно-
исследовательских организациях промышленности по созданию
РСА ВР третьего поколения были приостановлены. Тем не менее
значительный задел, имевшийся в нашей стране в этой области к
концу 80-х годов, был реализован в разработанной для самолета
Ту-154 ЛМ-ОН в соответствии с международным «Договором по
открытому небу» в середине 90-х годов РЛС воздушной разведки
РОНСАР с разрешающей способностью Зм и цифровой обработкой
радиолокационных сигналов как на борту самолета для отобра-
жения радиолокационной информации экипажу, так и на наземном
пункте обработки данных радиолокационного наблюдения [14].
В настоящее время принцип получения высокодетальных
радиолокационных изображений на основе синтезированной
апертуры антенны широко используется как для решения задач
воздушной и космической разведки, так и для решения широкого
круга хозяйственных и научных задач. Кроме того, режим
синтезированной апертуры антенны широко используется в
многофункциональных РЛС самолетов истребительной (такти-
ческой) авиации для решения задач «воздух-поверхность» Су-27,
МиГ-29 (Россия), F-15, F-16 (США) и др.
14
Глава 1
ПРИНЦИПЫ ПОЛУЧЕНИЯ ВЫСОКОЙ
РАЗРЕШАЮЩЕЙ СПОСОБНОСТИ В АВИАЦИОННЫХ
РЛС ОБЗОРА ЗЕМНОЙ (МОРСКОЙ) ПОВЕРХНОСТИ
1.1. ОСНОВНЫЕ НАПРАВЛЕНИЯ ПОВЫШЕНИЯ
РАЗРЕШАЮЩЕЙ СПОСОБНОСТИ РЛС ЗЕМЛЕОБЗОРА
В первых самолётных РЛС землеобзора использовался
панорамный принцип обзора земной поверхности при круговом или
секторном сканировании узким лучом диаграммы направленности
антенны (ДНА) по азимуту за счёт вращения антенны в
горизонтальной плоскости. В угломестной плоскости ДНА была
достаточно широкой, обеспечивающей заданную полосу обзора по
наклонной г и соответственно по горизонтальной у дальностям.
Линейная разрешающая способность этих РЛС по азимуту 8х,
определяемая шириной диаграммы направленности антенны вА в
горизонтальной плоскости и наклонной дальностью г, составляла
от нескольких сот метров (на малых дальностях г <100 км) до
нескольких километров (на больших дальностях г - 200...300 км).
По наклонной дальности г она определялась длительностью
зондирующих импульсов ти, а по горизонтальной дальности у -
длительностью ти и углом визирования (наблюдения) у (рис. 1.1):
8r = crJ2, Sy = 3rsecy, 3x = 0Ar = dA, (1.1)
где dA - горизонтальный размер апертуры антенны.
Возможности повышения разрешающей способности по
дальности за счёт уменьшения длительности зондирующих
импульсов были ограничены, так как при ограниченной
импульсной мощности РЛС это снижало их энергию, а
следовательно и максимальную дальность наблюдения. Проблема
повышения разрешающей способности по дальности была решена
в 50-х годах применением в РЛС зондирующих импульсов с
внутриимпульсной частотной или фазовой модуляцией с
15
последующим сжатием отраженных сигналов за счёт их
корреляционной (согласованной) обработки, что позволило, не
уменьшая энергетику зондирующих импульсов, повысить
разрешающую способность по дальности: 8r — c/2kf (kf —
ширина спектра зондирующего сигнала).
Рис. 1.1. Разрешающая способность панорамных РЛС и РЛС БО
по наклонной дальности и азимуту
Разрешающая способность РЛС по азимуту 8х, как это
следует из (1.1), обратно пропорциональна горизонтальному
размеру антенны dA , который в панорамных РЛС ограничен
размером поперечного сечения фюзеляжа самолёта. Если антенну с
горизонтальным размером dA установить неподвижно вдоль
фюзеляжа самолёта и перейти от панорамного к боковому обзору,
то в этом случае размер dA будет ограничиваться длиной
фюзеляжа, а следовательно разрешение 8х можно увеличить в
5... 10 раз. Правда, в этом случае сканирование наблюдаемой
местности будет осуществляться жестко закрепленным лучом
антенны при поступательном движении самолёта (рис. 1.2). Этот
принцип повышения разрешения по азимуту был использован в
РЛС бокового обзора (РЛС БО) с вдолъфюзеляжными антеннами
больших размеров (8...Юм), разработанных в конце 50-х годов
(«Игла-1», «Торос» - СССР и AN/APS-94 - США). Однако и в этих
РЛС линейное разрешение по азимуту 8х (по координате
движения носителя) ухудшалось с увеличением дальности г и на
малых дальностях rmax <100 км составляло несколько десятков, а
16
на больших г >150км - сотни метров, что также не
max 1
удовлетворяло требованиям к воздушной разведке.
Рис. 1.2. Обзор местности и объектов с помощью РЛС БО
с вдольфюзеляжной антенной
Радикально проблему повышения разрешающей
способности в РЛС БО по координате движения носителя х
удалось решить при реализации формирования по траектории
полета самолета синтезированного (искусственного) раскрыва
антенны большого размера, значительно превышающего
продольный размер самолета (десятки, сотни метров и до десятков
километров в космических РЛС). В современных РЛС с
синтезированной апертурой (РСА) может быть получено
разрешение Sx по координате движения носителя до десятка
сантиметров, что стало сравнимым, а на больших дальностях
rmax > 100 км и превышающим разрешение видовых систем
воздушной разведки оптического диапазона ЭМВ (аэрофото-
графических и оптико-электронных систем).
В основу этого принципа положены облучение каждого
элемента наблюдаемой поверхности, прием, регистрация и
обработка отраженных сигналов на больших интервалах
траектории полета носителя - интервалах синтезирования Х( .
Процесс формирования радиолокационных изображений в РСА
значительно сложнее как в практической реализации, так и в
освоении его специалистами, чем аналогичный процесс,
реализуемый в панорамных РЛС и РЛС БО с вдольфюзеляжными
2. Изд. №9977 17
антеннами. В настоящее время имеется несколько способов
(версий) его объяснения, различающихся по физической
наглядности, строгости, глубине и зависящих от способов его
технической (аппаратурной) реализации. К таким версиям
принципа синтезированной апертуры относятся объяснения:
- на основе теории формирования диаграмм направленности
излучения реальных антенн — антенная версия*,
- на основе теории голографии — голографическая версия*,
на основе анализа процесса формирования и обработки
сигналов — фильтровая (корреляционно-спектральная)
версия*,
- на основе доплеровской томографии.
Ниже более подробно рассмотрим первые три версии
принципа синтезированной апертуры антенны, получившие
наиболее широкое распространение в практике изучения и
освоения РСА.
1.2. АНТЕННАЯ ВЕРСИЯ ПРИНЦИПА
СИНТЕЗИРОВАННОЙ АПЕРТУРЫ
Принцип значительного повышения разрешающей
способности в РЛС землеобзора по азимутальной координате был
предложен на основе анализа доплеровского набега частоты
отраженных сигналов при движении РЛС относительно
облучаемых поверхностей. Однако физически наиболее наглядно
для широкого круга специалистов этот принцип можно объяснить
на основе теории антенн. Отсюда и вошло в обиход широко
распространенное его название - принцип синтезированной
апертуры антенны.
Из теории антенн известно, что свойства направленного
излучения ЭМВ антеннами, описываемые их диаграммами
направленности ($ и ср - угловые координаты в
азимутальной и угломестной плоскостях соответственно), обеспе-
чиваются соответствующими амплитудно - фазовыми распреде-
лениями электромагнитных полей (ЭМП) в их апертурах F(£,rj)
(£ и т/ - координаты апертуры антенн в горизонтальной и
18
вертикальной плоскостях). При амплитудно-фазовом распре-
делении поля в прямоугольном раскрыве антенны, работающей в
дальней зоне (когда сферичностью фронта волны на апертуре
антенны можно пренебречь), описываемом комплексной разде-
ляющейся по ортогональным координатам £ и т] функцией
ад=/Ш),
диаграмма направленности антенны (ДНА) связана с
распределением поля в раскрыве преобразованием Фурье [10]:
G(&, ср)
а!2 Ы2
-а/2-Ы2
F(^)F(77>//csin,9^cos^z?sl^)Jg6777, (1.2)
где к — 2я/Я - волновой коэффициент; г - дальность до
рассматриваемых отражателей; а, b - размеры апертуры антенны
в горизонтальной и угломестной плоскостях.
В дальнейшем при рассмотрении принципа синтезирования
апертуры основное внимание будем уделять формированию ДНА в
азимутальной плоскости (при (р = 0). Опуская множитель перед
интегралом (1.2), запишем одномерное преобразование Фурье,
связывающее ДНА в азимутальной плоскости с распределением
поля на апертуре по координате :
а/2
G(«9) = J F(£)ejkis'n9d£ . (1.3)
-а 12
В полученном выражении удобно перейти к новым безразмерным
переменным и - (ла sin $)/Я и х = (2/ а)^ , тогда
1
G(u)- ^F(x)ejuxdx, (1.4)
-i
т. е. ДНА в дальней зоне определяется преобразованием Фурье
функции F(x}, характеризующей распределение поля в апертуре.
Справедливо и обратное преобразование:
1 "г
F(x) = — Г G(u)e~jyxdu . (1.5)
2л J
—СО
При синфазном и равномерном по амплитуде распреде-
лении поля в апертуре антенны, т. е. при F(£) = 1/а ДНА примет
19
вид (рис. 1.3, а)
G(z/) = sinw/w (1.6)
или в угловых (полярных) координатах (рис. 1.3, б)
sin {(ла/ Л) sin .9]
G(<9) =----------------i. (1.7)
(ла / Л) sin <9
Таким образом, при синфазном излучении ЭМВ по всей
апертуре антенны dA~ а по нормали к центру апертуры
концентрируется максимум интенсивности излучения в силу
суммирования в фазе всех ЭМВ, излучаемых отдельными точками
апертуры. При отклонении от нормали ЭМВ, излучаемые этими
точками, суммируются с разными фазами, что приводит к
ослаблению излучения в данном направлении за счет их взаимной
компенсации. При некоторых углах отклонения может
происходить полная взаимная компенсация ЭМВ, что приводит к
формированию нулей ДНА в этих направлениях. Несовершенство
такой компенсации ЭМВ по всем направлениям вне главного
лепестка ДН приводит к появлению боковых лепестков (рис. 1.3).
Рис. 1.3. Формирование направленных свойств излучения (приема)
реальных антенн РЛС
Чем больше размер dA апертуры антенны, тем быстрее с
отклонением от нормали происходит спад интенсивности
излучения, а следовательно тем меньше ширина 0^ основного
лепестка ДНА:
20
®Л=^4~’ (1.8)
dA
где k} =0,8...2,0 - коэффициент, определяемый распределением
амплитуды ЭМП по апертуре антенны и уровнем, на котором
проводится отсчёт ширины 0Z главного лепестка ДНА. При
равномерном по амплитуде распределением поля в апертуре
антенны ширина главного лепестка по нулям ДНА (1.7) составляет
®^=2Я/б/л, т.е. коэффициент к}~2, а по уровню -ЗдБ от
максимума 0^ «1.2Л/dA (рис. 1.3, а).
При изменении фазы ЭМП в апертуре антенны по
линейному закону: F = ехр(—j/Зх} максимум ДНА, как это
следует из свойства преобразования Фурье (1.4), смещается на
постоянный угол 0^ = arcsin(2/?/A^ ), что соответствует как бы
повороту синфазно излучающей апертуры антенны на угол 0 3 и
уменьшению ее размера до величины dA cos 0^, а следовательно
расширению главного лепестка ДНА (0А - h[dA cos®/?).
Для реальных антенн РЛС свойства направленности
излучения (приема) одинаковы и независимо формируются как при
излучении, так и при приеме отраженных ЭМВ, поэтому ДНА в
дальней зоне при излучении Сизл и приеме Gnp ($) одинаковы:
следовательно, результирующая ДН
реальной антенны РЛС
GPA($) = G2(S). (1.9)
Ширина главного лепестка по нулям ДН реальной антенны
РЛС (1.9) при равномерном распределении амплитуд поля в
апертуре также составит &РА = 2Я/dA , однако с учетом обычно
ненулевого уровня определения &РА ширина главного лепестка
ДН реальной антенны РЛС будет меньше ширины главного
лепестка ДН(1.7):
®Я4 “ ^2 < ®А ’
21
так как к2 < к{ за счет обужения лепестков ДН реальной антенны
(1-9).
Равномерное распределение амплитуд ЭМП в раскрыве
характеризуется большим уровнем боковых лепестков ДНА. При
спаде амплитуды поля к краям апертуры снижается уровень
боковых лепестков, правда, при некотором расширении главного
лепестка. Соответствующим выбором распределения амплитуд
поля в апертурах реальных антенн можно обеспечить заданный
уровень боковых лепестков их ДНА GPA ($).
В дальнейшем будем рассматривать антенны только РЛС,
поэтому целесообразно для обозначения ДН этих антенн оставить
более простое обозначение GA(ff) = GPA(S), а коэффициент к2
принять равным единице. При этом ширину ДН реальной антенны
РЛС будем обозначать
® л = &РА = к2Л/dA — Я/dA .
Разрешающая способность РЛС в азимутальной плоскости
Sx в панорамных РЛС и РЛС БО с вдольфюзеляжными
антеннами, как это следует из (1.1), ограничена размерами апертур
dA реальных антенн, которые в свою очередь ограничиваются
поперечным для панорамных РЛС и продольным для РЛС БО
размерами фюзеляжа самолета. Однако, если смоделировать
процесс формирования ДН реальной антенны на интервале Хс
пути самолета-носителя, значительно превосходящем его размеры,
то можно на несколько порядков повысить разрешающую
способность РЛС по координате движения самолета х.
Суть такого формирования заключается в следующем.
Реальная антенна РЛС БО небольших размеров (dA — 1,0...1,5.м)
излучает в боковом направлении зондирующие импульсы
постоянной частоты и одинаковой фазы (рис. 1.4).
Радиолокационные сигналы, отраженные от каждого
элементарного участка облучаемой поверхности, принимаются и
запоминаются (регистрируются) в аппаратуре РЛС с учетом их
амплитуд и фаз, а затем суммируются так же, как это происходит в
реальных антеннах, только не в пределах апертуры реальной
антенны, а на отрезке пути самолета - интервале синтезирования
22
Хс (синтезированной апертуре), значительно превосходящем
размер реальной антенны ( Хс » dA ).
Рис. 1.4. Формирование синтезированной апертуры антенны в РСА
при боковом
Отметим основные особенности, во многом определившие
трудности реализации принципа синтезированной апертуры:
1. Для обеспечения синфазности поля в синтезируемом
раскрыве необходимо облучать наблюдаемую поверхность
когерентной последовательностью зондирующих радиоимпульсов,
несущая частота которых, а также колебания гетеродинов
приемника должны задаваться высокостабильным по фазе (частоте)
задающим генератором.
2. Синтезируемая апертура формируется не одновременно,
как это происходит в реальных антеннах с излучением каждого
зондирующего импульса и приемом отраженных в пределах
периода Т\ сигналов, а последовательно во времени и пространстве
при tk=kTjf xk—tkVu, к = 0,1,2,... - путевая скорость
носителя РЛС), следовательно, все отраженные в пределах
23
интервала Тс — XjVn сигналы от каждого элементарного участка
облучаемой поверхности должны быть запомнены (зарегистри-
рованы) с учетом их амплитуд и фаз. Для выполнения этого
требования в регистрируемых сигналах должна сохраняться
информация об их амплитудах и фазах, что возможно при фазовом
детектировании радиолокационных сигналов на выходе приемника
РЛС. На начальном этапе создания РЛС с синтезированной
апертурой запоминание такого огромного массива данных с выхода
фазовых детекторов удалось реализовать путем регистрации
сигналов на фотопленку с помощью бортового фоторегистри-
рующего устройства (БФРУ).
3. Так как фронты волн, отраженных электромагнитных
сигналов на достаточно протяженной прямолинейной синте-
зированной апертуре в отличие от реальных апертур не являются
плоскими, то перед суммированием зарегистрированных сигналов
должна проводиться коррекция их фаз с учетом сферичности
фронтов волн. В РСА первых поколений реализация такой
операции осуществлялась с помощью когерентных оптических
процессоров, а в современных РСА с цифровой обработкой
сигналов эта коррекция осуществляется цифровым способом.
4. Траектория движения фазового центра антенны РСА при
приеме отраженных сигналов на интервале синтезирования должна
быть строго прямолинейной или другой, заданной с точностью до
долей длины волны Л. Реально при полете самолета в турбу-
лентной атмосфере из-за неконтролируемых даже очень малых
отклонений его траектории от заданной, упругих колебаний
фюзеляжа и вибраций возникают случайные флуктуации фазы
сигналов, что нарушает синфазность их суммирования.
Действительно, если допустить максимальный неконтролируемый
набег фазы принимаемых сигналов на интервале синтезирования
Тс равным тг/2, то допустимое отклонение траектории Дгтах
самолета (фазового центра антенны РЛС) на этом интервале,
определяемое равенством 4тгДгтах/Л = тг/2, составит Armax = 2/8.
Реализовать такие жесткие требования к траектории движения
носителя РСА на интервале Хс в несколько сот метров при полете
в турбулентной атмосфере практически невозможно. Поэтому в
РСА первых поколений (РСА «Булат» - СССР и РСА AN/APQ-102
24
- США) интервал синтезирования ограничивался размерами
невозмущенных отрезков траектории (составляющих несколько
десятков метров), что ограничивало разрешающую способность
РСА по путевой дальности величиной порядка 15 метров.
Увеличение интервала синтезирования и соответственно повы-
шение разрешающей способности в РСА следующих поколений
осуществлялось за счет высокоточного измерения отклонений
траектории фазового центра антенны с помощью специальных
самолетных систем микронавигации с последующей коррекцией
фаз радиолокационных сигналов. Точность такой коррекции
ограничивалась точностными характеристиками самолетных
инерциальных систем микронавигации. В настоящее время при
реализации разрешающей способности до значений 3... 1 м и выше
наряду с отмеченной коррекцией фаз сигналов используются
адаптивные методы и алгоритмы оценки и компенсации
траекторных флуктуаций фазы радиолокационных сигналов
(алгоритмы автофокусировки радиолокационных изображений), в
которых источником информации о случайных отклонениях фазы
является сам радиолокационный сигнал. Эти алгоритмы позволяют
скомпенсировать не только флуктуации фазы, обусловленные
траекторными нестабильностями самолета, но и флуктуации фазы,
вызываемые электрической неоднородностью атмосферы на
интервале синтезирования, что очень важно при обеспечении
высокой разрешающей способности РСА на больших дальностях
наблюдения (г0 > 150...200юи) и с больших высот носителя
(Н > 20000л/).
При выполнении рассмотренных требований к процессу
формирования синтезированной апертуры разрешающая способ-
ность РСА по координате путевой дальности может быть
определена соотношением, аналогичным (1.1):
£x = r02/2Xt, (1.10)
где г0 = л/х +Н ~ наклонная дальность по траверзу самолета до
наземной (надводной) цели (рис. 1.4).
Это соотношение отличается от формулы (1.1) разре-
шающей способности некогерентных РЛС землеобзора наличием
цифры 2 в знаменателе, т. е. при одинаковых размерах апертур
реальной и синтезированной антенн разрешающая способность 5х
25
РЛС с синтезированной апертурой в два раза выше, что
объясняется двойным набегом фазы ЭМВ вдоль синтезированной
апертуры, обусловленным их прохождением в прямом (от антенны
до наблюдаемой цели) и обратном (от наблюдаемой цели до
антенны РЛС) направлениях. Однако здесь следует учитывать, что
ДН реальной антенны GA(&) формируется дважды - при
излучении зондирующих импульсов и приеме отраженных
сигналов (1.9), поэтому с учетом ее обужения за счет квадрата ДН
реальной антенны G(<9) разница между разрешениями,
определяемыми формулами (1.1) и (1.10), при оценке ширины
главного лепестка ДНА по уровню -ЗдБ от максимума будет
существенно меньше.
Соотношение (1.10) позволяет определить размер тре-
буемого интервала синтезирования Хс для обеспечения заданной
разрешающей способности 5х:
Хс = rQA/28x. (1.11)
Так, например, для реализованной в первом поколении РСА ВР
разрешающей способности 8х~\5м интервал синтезирования на
дальности г0 = 30км и 2 = 3,2см составил
„ ЗОЮ3-3,2-10~2 „„
и ----------------= 52м .
с 30
Такое ограничение интервала синтезирования и,
соответственно, разрешающей способности 8х определялось
возможностями когерентной обработки принимаемых сигналов в
условиях траекторных нестабильностей самолета при полете в
турбулентной атмосфере. В РСА первого поколения отсутствовали
системы компенсации траекторных флуктуаций фазы радиолока-
ционных сигналов. В РСА последующих поколений, например,
РСА РОНСАР (СССР) и РСА ASARS-2 (США) за счет оснащения
их системами компенсации траекторных флуктуаций фазы
сигналов удалось получить разрешающую способность §х = 3 м .
Этому разрешению для РСА РОНСАР при г0 = 50 км и Л - 4 см
[14] соответствовал интервал синтезирования
„ 50Ю3-4Ю’2
X =-------------~ 330 м.
с 6
26
Максимальный интервал синтезирования при боковом
обзоре (^/л=я/2) и жесткой ориентации максимума ДНА
относительно траектории полета самолета с учетом компенсации
траекторных флуктуаций фаз сигналов равен интервалу
наблюдения Хн, который определяется шириной ДНА ® и
наклонной дальностью г0 (рис. 1.4):
Xcmsx=Xn=re®A=r^/dA. (1.12)
При таком интервале синтезирования разрешающая способность
РСА по путевой дальности составит величину
dxmiB=r0A/2Xll=dA/2, (1.13)
не зависящую от дальности до цели и равную половине
горизонтального размера антенны РСА. Выше этой можно
получить разрешающую способность 8х<3хтт ~d /2 за счет
сопровождения (отслеживания) лучом ДНА интересующего
участка земной (морской) поверхности, т. е. при изменении угла
ориентации ДНА в азимутальной плоскости в процессе
движения носителя РСА. Естественно, при этом должна быть
обеспечена компенсация флуктуаций фазы сигналов на всем
интервале наблюдения.
В отличие от апертуры реальной антенны синтезированная
апертура формирует ДНА Gc ($) только на прием системой
дискретных (с интервалом VnTy) элементов (рис. 1.4). Направлен-
ные свойства излучения синтезированной апертуры с учетом ее
дискретности и направленных свойств отдельных элементов
G^(»9) (апертур реальной антенны РСА) можно описать сле-
дующим произведением [16, 33]:
GcW = GA(&)Gp(&), (1.14)
где Gp ($) - множитель решетки, представляющий собой периоди-
ческую функцию с периодом Л/2УиТз , определяемым шагом VnT3
и шириной лепестков, определяемой интервалом синтезирования
X . При синфазном и равномерном распределении амплитуд поля
в раскрывах реальной и синтезированной антенн ДН антенной
решетки в дальней зоне опишется функцией вида [16]
G (й} = G (sin _sin(2V2^n7//2)
°( ndjilA J Nз1п(2лУаТзй/Л)
где w = sin<9; Go =Gc(0); N - число зондирований на интервале
синтезирования: N = XjVnT . При получении этого выражения
учтено, что волновой коэффициент в преобразовании Фурье при
нахождении множителя решетки Gp(S) равен к —Ал! Л за счет
двойного набега фазы по синтезированной апертуре. На рис, 1.5
приведены графики функций Gc(u) (сплошной жирной линией),
Ga(u) и Gp(u) (сплошными нежирными линиями) для двух
интервалов дискретизации сигнала по координате х : Дх = XjN
(для N - 36 и 20), из которых следует, что для формирования ДН
синтезированной апертурой с одним главным лепестком
необходимо выполнить условие
dA < 2ГЛ
или T3<dA!2Vn,
(1-16)
которое в литературе называют условием однозначного
отображения объектов на РЛИ по координате х путевой
дальности. Согласно этому условию, РСА на отрезке траектории
полета носителя, равном горизонтальному размеру антенны
dA = м, должна излучить не менее двух зондирующих
импульсов.
Принципиальной особенностью РСА является отображение
движущихся наземных (надводных) объектов (целей). Наличие
радиальной по отношению к РСА составляющей скорости
движения цели приводит к дополнительному доплеровскому
смещению частоты отраженных и принимаемых от них на
интервале синтезирования сигналов на величину
4тг
АбУ =—V . (1.17)
ДЦ о иг 47
28
Рис. 1.5. Диаграмма направленности G( ($), формируемая дискретной
синтезированной апертурой при N = 36 (а) и N = 20 (б)
При этом можно принять, что в пределах главного лепестка ДН
реальной антенны (0 я = 1,0... 1,5°) Vw - const, т. е. для всех при-
нятых на интервале Хс от движущейся цели сигналов смещение
частоты будет одинаковым и равным Лб9ц, что приведет к линей-
ному изменению фазы отраженной волны по синтезированной
апертуре:
или, учитывая, что £ = А .х/2 (1-4),
(1.18)
29
где /? =
В этом случае, согласно свойству преобразо-
вания Фурье (1.3), (1.4), максимум ДН синтезированной апертуры
(w) по переменной и (1.3) сместится на величину Aw , опреде-
ляемую крутизной (3 изменения фазы i/J (1.18), а его угловое
смещение А0ц при этом с учетом значения /3 (см. стр. 21) может
быть определено из уравнения:
2л V 2л
Р =----~Х<. = — XsinA0u,
2 Vn 2 ц
откуда
V
sinA0u«A0I1=-2-, (1.19)
здесь учтено, что волновой коэффициент для синтезированной
апертуры к = 4тг/2.
Таким образом, движение наблюдаемых целей приводит к
повороту по отношению к ним луча синтезированной антенны (на
рис. 1.5, а обозначен штриховой линией), вызывающему смещение
на РЛИ по путевой дальности х отметок от движущихся объектов
на величину Ах - К r0 / Vn, и к ослаблению их интенсивности. Так,
например, при V^.-Skm/ч, Vn-^00 км/ч, rQ-20 км,
А®ц « 0,36°, а Ах составит 125 м. При Vw > ЛУп / dA отметки от
движущихся объектов, как это следует из рис. 1.5, а, вообще
пропадут на РЛИ. Кроме того, наличие радиальной составляющей
скорости наблюдаемого объекта приведет к смещению его отметки
на РЛИ по наклонной дальности за время синтезирования Тс на
расстояние Дг = К Тс, что вызовет её смаз. Так, например, при
У^ - 5м/с (\%км/ч}, Ип = 250 м/с, г0 = 30 км, 5х — 5г — 3 м и
2 - 3,2 см смещение Аг составит порядка 3 м.
Антенная версия принципа синтезированной апертуры при
ее физической прозрачности и наглядности для специалистов не
позволяет проводить строгий анализ и синтез процессов
регистрации (запоминания) и обработки сигналов оптическими и
30
цифровыми когерентными системами, в особенности с
применением методов и алгоритмов статистической теории
радиоэлектронных систем.
1.3. ГОЛОГРАФИЧЕСКАЯ ВЕРСИЯ ПРИНЦИПА
СИНТЕЗИРОВАННОЙ АПЕРТУРЫ
В РСА первых поколений 60-х, 70-х и первой половины
80-х годов единственно возможными способами регистрации и
когерентной обработки радиолокационных сигналов на интервале
синтезирования явились фотооптические способы, которые могли
обеспечить регистрацию и когерентное суммирование с учетом
коррекции фаз на сферичность фронтов, рассеянных объектами
ЭМВ, сотен тысяч отсчетов сигналов на траектории радиолока-
ционного наблюдения в нескольких тысячах каналов по наклонной
дальности. При реализации этих способов сигналы с выхода
фазовых детекторов приемника регистрировались с учетом их
амплитудно-фазовых соотношений на фотопленку в бортовом
фоторегистрирующем устройстве (БФРУ). Экспонированные на
борту фотопленки доставлялись самолетом на аэродром базиро-
вания, где осуществлялась обработка зарегистрированных на
фотопленке данных с помощью когерентного оптического
процессора, а сам процесс оптической обработки сопровождался
двойной химико-фотографической обработкой фотопленок:
первичной с записью сигналов и вторичной с записью РЛИ. С
учетом процессов дешифрирования и радарграмметрической
обработки полученных РЛИ задержка в выдаче данных радиоло-
кационной разведки составляла несколько часов, что значительно
снижало ценность получаемой информации.
Конкуренцию оптическим способам обработки сигналов в
РСА могли составить быстро развивающиеся цифровые способы
обработки на основе применения высокопроизводительной
вычислительной техники. В связи с этим еще в середине 60-х годов
в ВВИА им. проф. Н. Е. Жуковского была продемонстрирована
возможность и перспективность цифровых методов обработки
сигналов РСА в процессе разработки и испытания лабораторного
макета РСА с цифровой обработкой сигналов (ЦРСА). Макет
состоял из ультразвуковой модели когерентного приемо-
передатчика, АЦП на электронно-лучевой трубке (16 уровней
31
квантования сигналов) и спецпроцессора цифровой обработки
сигналов на дискретных полупроводниковых элементах. По
результатам этой работы в 70-х годах совместно с НПО «Ленинец»
(г. Ленинград) был разработан и испытан летный эксперимен-
тальный макет ЦРСА. Однако реализовать цифровую обработку
сигналов в РСА в те годы из-за ограниченного быстродействия и
объема памяти элементной базы цифровой вычислительной
техники было практически невозможно. Больше того, даже в
настоящее время при все возрастающих требованиях к информа-
ционным возможностям РСА реализация цифровой обработки
сигналов и изображений в реальном масштабе времени (особенно
на борту самолетов и космических аппаратов для достаточно
широкого диапазона применений) является проблематичной для
современных и даже перспективных вычислительных систем.
Поэтому оптические системы регистрации и обработки сигналов
будут находить применение в авиационных и космических РСА
военного (например, для целей картографирования) и гражданского
применения в силу их фантастического объема памяти и
быстродействия.
1.3.1. Запись и восстановление волнового фронта, отраженной
от точечного отражателя ЭМВ
Принципы оптической регистрации и обработки сигналов в
РСА при формировании радиолокационного изображения по
координате путевой дальности х наиболее удобно рассматривать
на основе голографических методов получения и анализа
изображений.
Голография как способ регистрации на плоском черно-
белом изображении (фотопленке, фотопластинке) амплитудно-
фазовых портретов, дефрагированных (рассеянных) поверхностью
объекта ЭМВ, обеспечивающих получение трехмерного изображе-
ния объекта по восстановленному дифракционному портрету
объекта, впервые был предложен и описан английским физиком
Габором Д. в 1948г. [52]. Габор в исследованиях по повышению
разрешающей способности электронного микроскопа решил
основную проблему регистрации волновых фронтов, рассеянных
объектами ЭМВ - проблему регистрации не только их амплитуд,
но и фаз. Он использовал при регистрации опорную когерентную
32
волну, которая при интерферировании с рассеянными объектом
волнами преобразует изменение их фаз в изменение
интенсивностей интерферограмм. Таким образом, фаза оказывается
закодированной в интенсивности света, которую можно записать
на фотопленку. Эту запись Габор назвал голограммой, т.е. полной
записью рассеянного электромагнитного поля (от греческих слов
«holos» - целый, полный и «qrafo» - записывать). По голограмме
можно полностью восстановить волновое поле путем просвечива-
ния голограммы когерентным пучком света. Пучок света, проходя
через голограмму, модулируется, приобретая фазовую и ампли-
тудную модуляции исходного волнового поля. При этом восста-
новленная волна распространяется таким образом, как если бы
первоначальное распространение исходных дифрагированных
объектом волн не прерывалось. Наблюдатель, находясь на пути
восстановленных ЭМВ, увидит объект таким, каким он увидел бы
его, находясь рядом с ним.
Габор в своих опытах стремился улучшить качество
изображения в электронном микроскопе путем компенсации
(коррекции) сферических аберраций электронных линз. Он
записывал голограмму в электронных пучках, увеличивал ее во
столько раз, во сколько Лсв > Аэл, и восстанавливал дифракцион-
ную картину с помощью света с такими же аберрациями, которыми
обладал электронный микроскоп. Затем он пытался
компенсировать аберрации системы электронной оптики
оптическими линзами, являющейся задачей более простой, чем
коррекция аберраций электронных линз.
Таким образом, суть записи голограммы объекта состоит в
том, что ЭМВ, рассеянные объектом (объектные волны).
интерферируя с опорной (референтной) волной, образует
интерференционную картину, распределение интенсивности в
которой несет информацию об амплитудно-фазовых соотношениях
объектных волн. Это распределение интенсивности можно легко
зарегистрировать на фотопленке и тем самым сохранить полную
информацию об отраженных световых волнах. Необходимым
условием получения голограммы является когерентность
объектных и опорной волн, т.е. пучки света освещающей объект и
опорный должны быть монохроматическими когерентными
пучками света.
3. Изд. №9977
33
Процесс записи голограммы удобно показать на примере
записи световой волны от точечного источника (объекта). Пусть
сферическая волна от точечного источника 5 с комплексной
амплитудой w(x,jy) распространяется перпендикулярно плоской
поверхности (х,)?) регистрирующей среды - фотопленки (фото-
пластинки) Р (рис. 1.6). Источник расположен на расстоянии R от
фотопленки. Кроме сферической объектной волны на фотопленку
падает когерентная опорная плоская волна с комплексной
амплитудой й(х,>>). На поверхности фотопленки (т.е. при z = 0)
эти волны опишутся выражениями
= uocx^{jkr),
(1-20)
а(х,^) = аоехр[Д7?], (1.21)
где й0 и а0 - комплексные постоянные, являющиеся
вещественными постоянными при равенстве их начальных фаз;
1/2
к — 2л / Я - волновое число; р1 = х2 + у2, г — (7?2 + р2) .
Рис. 1.6. Процесс записи волнового фронта (голограммы) точечного
объекта при осевой плоской опорной волне
34
Результирующее распределение комплексных амплитуд
света в некоторой точке (х,у) на фотопленке, обусловленное
этими двумя волнами, представляется их суммой:
й(х, у) + а(х, у) = й0 exp(jkr) + а0 exp(jkR), (1.22)
где
1/2
1/2
Если расстояние R много больше апертуры регистрации
। олограммы, то можно воспользоваться приближением
r^K + p/lK (разложив +р в степенной ряд и
ограничившись двумя первыми членами разложения).
В этом случае
2R
О
9
а при й, и вещественных (или совпадающих по фазе)
exp(jkR) woexp jk^-
о
Освещенность (интенсивность) суммы волн в плоскости
фотопленки
-1*
= exp (jkR) иоехр Д—
X
о
2
X exp (-jkR) м0 exp -jk —
О
2R
2R
о о
"о '
Энергия W, падающая на фотопленку за время
экспонирования t (экспозиция), пропорциональна интенсивности;
35
W — Et, и если записываемый волновой фронт регистрируется на
линейном участке зависимости коэффициента пропускания (по
амплитуде) полученного негатива от экспозиции, то амплитудный
коэффициент пропускания Т(/э) негатива записанной голограм-
мой с учетом (1.23) можно описать выражением:
Т(/?) = Кх - К2 ехр( jkp1 /27?)- К2 ехр(- jkp2 /27?) =
/ 2 А (к24)
= X1-2/C2cos(^p2/27?),
где К{ и К2 - коэффициенты пропорциональности. Два последних
экспоненциальных члена в записанном выражении показывают,
что в голограмме зарегистрированы амплитудно-фазовые
соотношения фронта волны г/(х5<у) точечного объекта 5.
Полученное выражение для зарегистрированной голограм-
мы фронта волны от точечного объекта (источника) представляет
собой зонную линзу Френеля, которая на фотопленке изображается
радиально симметричным чередованием концентрических темных
и светлых полос с уменьшающимся от центра шагом (рис. 1.7).
Кривая профиля оптической плотности этой голограммы по
координате х, изменяющаяся по закону (1.24) (при р — х\
показана на рис. 1.8.
Если зарегистрированную на фотопленке голограмму
точечного объекта просветить когерентной волной с плоским
фронтом, падающей нормально к плоскости фотопленки и
называемой восстанавливающей волной, то по другую сторону от
плоскости фотопленки в соответствии с записанным амплитудным
коэффициентом пропускания зарегистрированной голограммы
(1.24) по ее оси сформируются три пучка света и соответствующие
им изображения: пучок света SQ, соответствующий прямому
прохождению восстанавливающей волны через светлые и темные
участки голограммы, прошедший через негатив без изменения
направления, формирующий фоновое изображение (ФИ)\ пучок
света, восстанавливающий расходящуюся сферическую волну от
точечного объекта (порождаемый первым экспоненциальным
членом выражения (1.24)), который формирует в фокальной
плоскости голограммы расфокусированное мнимое изображение
36
Рис. 1.7. Негативное изображение оптической осевой голограммы
точечного объекта (зонная линза Френеля)
Аг(*)
Рис. 1.8. Кривая профиля оптической плотности осевой голограммы по
координате х
плоская
когерентная
волна
Рис. 1.9. Процесс восстановления волнового фронта ЭМВ по
голограмме точечного объекта S’, записанной при осевой опорной
волне (в плоскости Oyz )
37
Sr (РИ) объекта S и сопряженный ему сходящийся пучок света
(порождаемый вторым экспоненциальным членом выражения
(1.24)), формирующий сфокусированное действительное
изображение S" (СИ) объекта S (рис. 1.9). Все три пучка
формируют по оси голограммы в её фокусе перекрывающиеся
действительное (сфокусированное) изображение S”, мнимое
слабоконтрастное (расфокусированное) изображение S' и фоновое
изображение 50. Из-за наложения изображений существенно
искажается восстановленное (действительное) изображение 5",
что затрудняет его наблюдение.
После изобретения Габором голографии многие
исследователи начали работать в этой области. Однако
интенсивность этих работ из-за сложности получения когерентных
световых волн и низкого качества восстанавливаемых
изображений, обусловленного наложением формируемых при
реконструкции голограмм изображений, постепенно падала, и в
середине 50-х годов работы практически прекратились. «Мини-
возрождение» работ по голографии было связано с исследованиями
ученых Мичиганского университета (США) по разработке системы
оптической когерентной обработки радиолокационных сигналов в
РЛС с синтезированной апертурой [32].
В 1955 г., занимаясь вопросами оптической когерентной
обработки сигналов при реализации принципа синтезированной
апертуры антенны, они показали, что если принимаемые
когерентной РЛС отраженные сигналы записать с учетом их
амплитудно-фазовых соотношений на фотопленку или
аналогичный оптический транспарант и затем просветить этот
транспарант пучком когерентного света, то дифрагированные
световые волны будут миниатюрными копиями исходных
принимаемых на приемной апертуре радиоволн. По сути дела, они
вновь открыли габоровский процесс голографии независимо от
основополагающих исследований Габора и значительно продви-
нулись в этом направлении. Их работы были в известном смысле
работами Габора «наоборот». Вместо того, чтобы идти от
сверхкоротких волн в электронном микроскопе к оптическим,
более длинным волнам, они шли к оптическим волнам от более
длинных радиоволн. Причем запись фазы электромагнитных
сигналов, к чему стремился Габор, была фактически известным
38
делом для радиоволн уже много лет (до изобретения голографии).
Однако новый габоровский метод описания известных процессов
позволил им во многом по-новому понять процессы оптической
обработки радиолокационных сигналов в РСА. Хотя специалисты
по радиолокации признали этот метод не сразу, в конечном счете
он утвердился среди них примерно в начале 60-х годов.
Этой группой специалистов, а в частности физиками
Мичиганского университета Лейтом Э. и Упатниексом Ю., в
1962 г. при записи и реконструкции голограмм стали использовать
новые когерентные источники света - лазеры, а самое главное, они
решали проблему значительного улучшения качества голограмм за
счет пространственного разделения действительного, мнимого и
фонового пучков света и изображений путем использования
внеосевой части голограммы [32]. При записи радиоголограмм они
записывали их на некоторой несущей (поднесущей) частоте, что
вносило асимметрию в запись голограммы. Применительно к
оптической голографии это было эквивалентно падению опорного
пучка на фотопленку не соосно с объектным пучком, а под
некоторым углом 0 к направлению распространения объектной
волны (рис. 1.10). В этом случае при просвечивании голограммы
восстанавливающим пучком с плоским волновым фронтом под
этим же углом О изображения So, S' и S" пространственно
разделялись в плоскости фокусировки действительного луча
(рис. 1.11), что позволяло получать практически неискаженное
действительное изображение, а при наблюдении волны, исходящей
из мнимого изображения со стороны обратной облучаемой
восстанавливающей волны, получать мнимое изображение такого
же качества.
1.3.2. Формирование, запись и реконструкция голографических
сигналов в РСА по путевой дальности
При записи голограммы от объемного объекта А со
сложной поверхностью объект также освещается когерентной
волной света. Согласно принципу Гюйгенса, каждая точка объекта
является источником элементарной сферической волны,
распространяющейся в сторону фотопленки. Комплексная
амплитуда волны в каждой точке определяется суммой
39
комплексных амплитуд отдельных элементарных волн,
распространяющихся от каждой точки объекта. В результате на
фотопленке записывается голограмма — результат интерференции
рассеянных объектом ЭМВ и когерентной с ними опорной волны
(рис. 1.12).
Рис. 1.10. Запись голограммы точечного объекта 5* при внеосевой
опорной волне
плоская
когерентная
волна
Рис. 1.11. Процесс восстановления волнового фронта ЭМВ точечного
объекта S' по его голограмме, записанной при внеосевой опорной
волне (в плоскости Oyz)
40
При просвечивании зарегистрированной голограммы
восстанавливающим когерентным пучком света происходит
процесс восстановления отраженных от действительного объекта
ЭМВ и формирование ЭМВ рассеянных «мнимым» объектом, т.е. в
фокусах голограммы будет сформировано два изображения:
мнимое Аг со стороны падающего восстанавливающего пучка
света и действительное А" с противоположной стороны
фотопленки. Наблюдение через фотопленку просвеченной
голограммы двумя глазами создаст ощущение объемного
изображения объекта (рис. 1.13). Разрешающая способность в
восстановленном изображении зависит от размера записанной и
просвечиваемой голограммы объекта. Чем больше размер
голограммы, тем выше разрешение (детальность отображения) в
восстановленном изображении. Информация от всех точечных
отражателей объекта регистрируется во всех точках голограммы,
поэтому при просвечивании любого участка голограммы можно
восстановить изображение объекта с разрешением, определяемым
размерами (площадью) реконструируемой голограммы.
В РСА запись волновых фронтов отраженных от земной
(морской) поверхности и объектов ЭМВ осуществляется только по
координате путевой дальности х. Интерферирование отраженных
сигналов по этой координате с опорным смодулированным
когерентным колебанием при формировании голограммы
происходит в фазовом детекторе (ФД) приемника. В каждой
элементарной полоске по наклонной дальности формируются
одномерные сигналы голограмм по координате х. По координате
наклонной дальности сигнал с выхода ФД содержит информацию
только об интенсивности отраженных ЭМВ. Сигналы с выхода ФД
регистрируются на фотопленку в бортовом фоторегистрирующем
устройстве (БФРУ). Восстановление радиолокационных
изображений по зарегистрированным одномерным голограммам
осуществляется в наземной системе фотооптической обработки при
просвечивании голограмм монохроматической плоской ЭМВ
оптического диапазона от лазера. При этом в передней и задней
фокальных плоскостях голограмм фокусируются мнимое и
действительное изображения по координате путевой дальности.
Запись осуществляется действительного изображения, фокуси-
руемого по другую сторону от просвечивающего фотопленку
41
лазер
коллиматор
зеркало
фотопленка
объект
Рис. 1.12. Регистрация голограммы Р произвольного объекта А при
внеосевой опорной волне
опорная волна
----->--------
Рис. 1.13. Реконструкция голограммы объекта, полученной при
внеосевой опорной волне
луча лазера. По координате наклонной дальности г0 изображение
передается на вторичную пленку без преобразования.
Разрешающая способность по координате х в получаемом РЛИ
определяется размером просвечиваемых голограмм, т.е.
интервалом синтезирования: Sx - г^Л/2Хс , что обеспечивается
просвечиванием зарегистрированных голограмм по координате х
через апертурное окно соответствующего размера по длине
фотопленки.
Для пространственного разделения рассмотренных выше
трех пучков света, формирующих в задней фокальной плоскости
сфокусированное действительное, расфокусированное мнимое и
42
фоновое изображения, здесь также используется поднесущая
пространственная частота при записи голограмм, обеспечи-
вающая их асимметрию. Поднесущая пространственная частота в
РСА формируется либо смещением максима ДН реальной антенны
относительно траверза к траектории самолета на небольшой угол
(Д^/«Г), либо смещением частоты опорного напряжения,
подаваемого на ФД, на поднесущую частоту по отношению к
промежуточной частоте радиолокационного сигнала. При
соответствующем выборе поднесущей частоты можно обеспечить
пространственное разделение указанных изображений в плоскости
регистрации РЛИ.
Более подробно принципы оптической обработки
радиолокационных сигналов в РСА будут рассмотрены в
следующей главе.
1.4. ФИЛЬТРОВАЯ ВЕРСИЯ ПРИНЦИПА
СИНТЕЗИРОВАННОЙ АПЕРТУРЫ. МАТЕМАТИЧЕСКАЯ
МОДЕЛЬ ПРОЦЕССА ФОРМИРОВАНИЯ
РАДИОЛОКАЦИОННОГО ИЗОБРАЖЕНИЯ
Недостаток антенной и голографической версий принципа
синтезированной апертуры антенны заключается в невозможности
анализа динамики формирования радиолокационных сигналов и
изображений, обусловленной движением носителя РСА и в том
числе нестабильностями его траектории, движениями объектов
наблюдения как поступательных, так и колебательных
относительно центра масс, а также движением отдельных
элементов объектов (например, колес, гусениц, сканирующих
антенн и т.п.). Поэтому разработка достаточно сложных
оптимальных и квазиоптимальных методов синтеза алгоритмов
обработки сигналов и изображений в РСА, учитывающих эту
динамику, а также шумы, помехи и нестабильности параметров
аппаратуры может проводиться на основе их цифровой реализации
с использованием современных вычислительных систем, что
требует достаточно строгих математических методов и моделей
отражающих свойств наблюдаемых поверхностей и их преобра-
зование в процессе формирования и обработки радиолокационных
сигналов и изображений. Эти модели, как правило, являются
43
статистическими и базируются на основе пространственно-
временных и корреляционно-спектральных методов. При этом весь
процесс преобразования функции, описывающей отражающие
свойства наблюдаемой поверхности, удобно представить
последовательностью линейных, нелинейных и параметрических
операторов (фильтров), т.е. рассматривать принцип синтезирован-
ной апертуры на основе фильтровой или корреляционно -
фильтровой версии.
Математическая модель процесса формирования РЛИ в
РСА включает модели следующих основных процессов и факторов
(рис. 1.14) [34]:
— отражения (рассеяния) ЭМВ земной (морской) поверхностью
и объектами, описываемые оператором радиолокационного
рассеяния ( £рр );
- формирования радиолокационного сигнала, несущего
информацию об амплитудно-фазовом портрете ЭМП в
апертуре синтезированной антенны, включающей, в свою
очередь, две процедуры: процедуру преобразования ЭМП
рассеянного наблюдаемой поверхностью в звене «свободное
пространство» (с учетом относительного движения РСА и
поверхности) - антенна - приемно-передающий тракт РСА
до фазовых детекторов (ФД) включительно, описываемую
оператором зондирования (£3), и процедуру развертки
двумерного ЭМП на апертуре антенны в одномерный
радиолокационный сигнал с помощью оператора
пространственно-временного сканирования ( £пвс);
- шумов аппаратуры, помех и других искажающих факторов,
представляемых операторами искажений ( );
- обработки комплексной огибающей радиолокационного
сигнала и формирования РЛИ, включающей также две
процедуры: процедуру обработки, описываемую оператором
£о6р, и процедуру формирования РЛИ путем свертки
одномерного сигнала изображения в двумерное РЛИ -
оператором £“вс, обратным оператору развертки.
В качестве математической модели отражающих свойств
наблюдаемой поверхности ещё в 60-х годах на кафедре №42
44
академии была введена так называемая функция
радиолокационного рельефа (ФРР), описывающая комплексную
огибающую рассеянного поверхностями ЭМП (его амплитудно-
фазовый портрет) ё(г,х), численно равная с точностью до
постоянной зависимости локального коэффициента отражения
ЭМВ в сторону РСА от координат путевой (х) и наклонной
= дальностей (рис. 1.4), приведенная к некоторой
плоскости у наблюдаемой поверхности [34, 36]:
ё(г, х) = e(r, х) exp[j> (г, х)], (1.25)
где е(г,х) и у/(г,х) - амплитудная и фазовая характеристики
(портреты) рассеянного ЭМП.
поверхности
Рис. 1.14. Структура математической модели процесса формирования
радиолокационного изображения
Функция радиолокационного рельефа, несущая в себе
информацию о геометрических и электрических свойствах
поверхности, в общем случае зависит от длины волны Л,
поляризации из.лучаемых ЭМВ, углов наблюдения , у и
времени t. Однако при заданных А, поляризации и углах
наблюдения у/, у, а также, если не учитывать изменения
отражающих свойств поверхности на интервале наблюдения
Хн = 0. г0, можно ограничиться её зависимостью только от
пространственных координат г, х. Здесь и в дальнейшем с учетом
формирования РЛИ в РСА в координатах путевой х и наклонной
г дальностей в качестве второй ортогональной координаты
принимается не горизонтальная у9 а наклонная г дальность.
45
Математическое описание ФРР связано с решением
уравнений Максвелла, описывающих дифракцию ЭМВ на
облучаемой поверхности. Получить строгое решение этой задачи
даже для поверхностей с известными геометрическими и
электрическими характеристиками практически не представляется
возможным. Тем не менее, для поверхностей искусственных
объектов с известными геометрическими и электрическими
характеристиками можно найти приближенное решение на основе
асимптотических или численных методов решения задачи
дифракции ЭМВ на поверхностях объектов сложной формы [20].
Для подстилающей поверхности со случайным изменением
геометрических и электрических свойств ФРР может быть описана
только на основе статистических методов и моделей, учитывающих
процессы дифракции ЭМВ на этих поверхностях.
При анализе преобразований радиолокационных сигналов в
свободном пространстве (при движении РСА относительно
поверхности), антенне и приемно-передающем тракте главный
интерес представляет преобразование их комплексных огибающих,
несущих информацию об амплитудно-фазовых соотношениях
рассеянного отражающими поверхностями ЭМП. Само несущее
колебание радиолокационных сигналов при известной частоте и
поляризации зондирующих сигналов практически не несет в себе
информацию о наблюдаемой поверхности.
Для сохранения информации об амплитудно-фазовых
соотношениях функции радиолокационного рельефа ё(г,х) на
входе системы обработки сигналов (на выходе приемного
устройства РСА) используется не амплитудный, а фазовый
детектор (ФД), в котором с помощью когерентного опорного
колебания выделяется комплексная огибающая s(t) радиолока-
ционного сигнала u(t), при переносе спектра радиосигнала в
низкочастотную область на нулевую или низкочастотную
поднесущую частоту [7]. Это позволяет значительно сократить
требования к производительности системы цифровой обработки
при сохранении амплитудно-фазовой информации рассеянного
поверхностями ЭМП.
Для получения комплексной огибающей действительного
фазомодулированного радиосигнала со случайной начальной
фазой, действующего на вход ФД. требуется его квадратурное
46
фазовое детектирование, реализуемое с помощью двух ФД со
сдвигом по фазе на я/2 подаваемых на них опорных колебаний
(рис. 1.15). Это эквивалентно подаче на вход такого ФД
комплексного радиосигнала й(Г)9 действительная часть которого
представляет сам радиосигнал u(f) = uc(t), а мнимая часть его
квадратурная копия us (t) :
ii(z) = wc(z)+jw5(z). (i-26)
Если u(f) записывается через косинусную функцию и (/) = u(f),
то u^(t) записывается через синусную функцию.
Для узкополосных радиосигналов (при Да>с «(0о) этот
комплексный сигнал можно считать аналитическим радиосигна-
лом, для которого us (Z) достаточно строго описывается преобразо-
ванием Гильберта сигнала u(t):
us (Z) = .Ж{и (z)},
где <Ж{-} - обозначение операции преобразования Гильберта.
Рис. 1.15. Квадратурный фазовый детектор
Аналитический радиосигнал, как известно [17], обладает
односторонним спектром (рис. 1.16), при его переносе на нулевую
или низкочастотную поднесущую частоту исключается наложение
47
составляющих спектра положительной и отрицательной областей
частот, которое может привести к искажению комплексной
огибающей радиосигнала, т.е. к искажению видеосигнала на
выходе ФД
5(Z) = 5c(Z) + 755(/), (1.27)
где sc (t) = Uc (/), (/) = Us (t) - действительная и мнимая
составляющие комплексной огибающей радиосигнала u(t) ,
которые в литературе часто называют синфазной и квадратурной
составляющими соответственно.
Таким образом, все преобразования комплексных амплитуд
ЭМП у наблюдаемой поверхности ё(г, х) в комплексные
амплитуды s(r, х) поля на синтезированной апертуре, информация
о которых заключена в сигнале s(f) на выходе квадратурных ФД
приемника РСА, в рассматриваемой математической модели
описываются оператором зондирования £,з. Если пренебречь
нелинейностью приемного тракта относительно комплексной
огибающей радиолокационного сигнала, то этот оператор можно
считать линейным.
Рис. 1.16. АЧС радиолокационного сигнала (а), его комплексной
огибающей (б) и аналитического (комплексного) радиосигнала (в)
При развертке двумерной функции радиолокационного
рельефа е(г,х) в одномерный радиолокационный сигнал u(t)
оператор зондирования £ реализуется совместно с оператором
48
пространственно-временного сканирования £пвс, осуществляющее-
го дискретизацию поля на синтезированной апертуре, а следова-
тельно и его комплексной амплитуды s(r9x) по координате
путевой дальности х с интервалом дискретизации Ах = 7"3Рп,
равным отрезку пути самолета-носителя за период повторения Т3
зондирующих импульсов РСА. Поэтому информация о ФРР по
координате наклонной дальности г содержится в радиолока-
ционном сигнале в аналоговой, а по координате путевой дальности
х в дискретной форме. Оператор £пвс также является линейным.
Это позволяет операторы £3 и £пвс рассматривать раздельно и
последовательно, а так как параметр дискретизации Т3 оператора
£пвс выбирается с учетом сглаживающих свойств оператора £3 по
координатам г и х, то в начале целесообразно рассмотреть
двумерный аналоговый оператор £з, а затем его выход s(r9x)
подвергнуть преобразованию оператором .
При рассмотрении операторов £ и £пвс применительно к
РСА воздушной разведки можно принять ряд допущений,
практически не снижающих строгости анализа, а именно:
1) пренебрежем изменениями отражающих свойств
элементарных участков поверхности на интервале
синтезирования Хс;
2) примем, что самолет-носитель РСА совершает полет по
прямолинейной траектории при постоянных высоте Н и
путевой скорости Vn;
3) будем считать, что изменение расстояния по наклонной
дальности г. (/) до элементарного i -го точечного отражателя
поверхности (рис. 1.4) на интервале синтезирования Хс
меньше разрешения РСА 8 г по наклонной дальности, но
многократно превышает длину волны А зондирующего
колебания:
Я«л;.(/)-г0. <8г,
4. Изд. №9977
49
т. е. рассмотрим случай отсутствия “миграции” отсчетов
сигнала от i - го отражателя на интервале синтезирования по
полоскам дальности г шириной Sr;
4) пренебрежем также изменением расстояния до
элементарного отражателя за время с следования
ЭМВ до него и обратно, т.е. пренебрежем изменением
задержки огибающих и фаз зондирующих
импульсов по координате х на интервале синтезирования.
Учет “миграции” отсчетов сигнала на интервале
синтезирования по наклонной дальности будет проведен в главе 3.
Оператор зондирования Сз как линейный аналоговый
оператор можно описать двумерной аналоговой сверткой:
со
s(r, х) = {ё(г, х)} = J р(р, /)4 (г - р, X - %)dpd%,
—со
Г>хе^фрр> С1-28)
где /гз(г,х) - импульсная характеристика (импульсный отклик)
оператора зондирования; JL - область определения ФРР по
тгг
координатам г и х соответственно.
Импульсная характеристика h3 (г. х) оператора
зондирования Сз представляет собой комплексную амплитуду
поля на синтезированной апертуре, порожденного точечным
отражателем поверхности, а развертка этого поля в одномерный
сигнал s(f) с помощью оператора £пвс представляет собой сигнал
от него с выхода квадратурных ФД приемника РСА.
При определении отклика оператора зондирования на
точечный отражатель примем, что в передающем устройстве РСА
из высокостабильного по фазе колебания формируются и
усиливаются до необходимой мощности зондирующие
радиоимпульсы с расширенной базой, которые позволяют при
заданной энергии импульсов значительно повысить разрешающую
способность РСА по наклонной дальности г [17]. В качестве таких
радиоимпульсов в РЛС широко используются радиоимпульсы с
внутриимпульсной линейной частотной модуляцией несущего
50
колебания (ЛЧМ — радиоимпульсы). Важным достоинством этих
зондирующих сигналов является возможность их формирования и
обработки в реальном масштабе времени с помощью аналоговых
устройств (например, с помощью дисперсионных акустических
линий задержки - ДАЛЗ), что позволяет значительно снизить
нагрузку на спецпроцессор цифровой обработки сигналов в РСА,
освободив его от операции сжатия сигнала по наклонной
дальности.
Пусть в момент времени t передатчик РСА излучает
зондирующий радиоимпульс uQ (/) при координате фазового
центра антенны (ФЦА) по линии пути х = Vnt :
U(t)cos[co0t + i//(t) + <p0]
О , t > ти ,
(1-29)
где U(t)9 y/(t) - функции, описывающие огибающую амплитуд и
закон модуляции фазы зондирующего сигнала соответственно;
(/)$ — начальная фаза сигнала; ти — длительность зондирующего
импульса. Для ЛЧМ - радиосигнала = тогда
= art2 /2 (осг- крутизна линейной частотной модуляции).
Отраженный от z-й точечной цели Д(0,^о/,0)
радиолокационный сигнал может быть представлен следующим
выражением (рис. 1.4):
Ч (О = ^1,UQ -t, )G(t, Гй1) cos[<w0 (/ - < ) + y/(t - О + %, ] • О -3°)
Здесь функции Utt-t,) и у/(/-/,) задаются на интервале
t, <t<tt + а с учетом принятого допущения о малости
изменения задержки на интервале синтезирования
-Tc/2<t<TJ2 её можно принять в этих функциях постоянной:
Ь ~ С ’ Г0/ “ у У Qi +Н ’ 2r0min /с* < t. < 2r0max /с (rOmin , rOmax —
минимальная и максимальная наклонные дальности обзора по
траверзу самолета-носителя); G(t9r(}j) ~ огибающая сигнала по
координате х движения носителя, определяемая диаграммой
направленности реальной антенны 6^(5), задается на интервале
наблюдения -Тн/2 < / < Тн/2 (Т^^Л/Х = < (0 = 2г;(/)/с -
изменяемая на интервале наблюдения задержка сигнала в фазе
несущего колебания ^0(/ —Г), определяющая доплеровский набег
фазы (частоты) несущей на интервале наблюдения; г (/) - текущая
наклонная дальность до z-й точечной цели; r/i - коэффициент,
учитывающий изменение амплитуды сигнала при
распространении, отражении и усилении в приемном тракте на
основе уравнения радиолокации [2]; (рОг - начальная фаза
радиолокационного сигнала с учетом её изменения при отражении
от точечной цели.
Учитывая, что изменение координаты x(t) ФЦА на
интервале синтезирования и наблюдения значительно меньше
наклонной дальности г0/, найдем
Г, (0 = Jx2 (0 + г2 « г0/ + = rOi + . (1.31)
2Ч, 2г0,
В этом случае отраженный от точечной цели радиосигнал
запишется в виде
4тг '"Хтт
и, (О = r),U(t -)G(t,r0l)cos[6V ——rOi---(Г/)2 + </(Г - О + p0.],
Л г0,Я
или, обозначая 2nV21 г01Л — a (rOl) и (рй1 — 4лт01 /Я = <pt, получим
Ч (О = О ~ С W, ro,)cos[ry0r + y/(t -t,)-a (r0,)t2 + <p,], (1.32)
где 2a (r0,) = 4kV2 / rOjA - крутизна линейной частотной
модуляции сигнала по координате х, обусловленной
доплеровским набегом частоты (фазы) при прямолинейном с
постоянной скоростью движении РСА относительно точечного
отражателя:
52
(в дальнейшем в записи коэффициента а (г^ ) будем опускать rG/,
имея ввиду зависимость его от дальности г0/).
С учетом (1.30) и (1.32) отраженный от точечной цели
радиолокационный сигнал в РСА за счет движения ФЦА
относительно цели приобретает квадратичный набег фазы, что
соответствует линейному изменению частоты сигнала на интервале
наблюдения Хн. Таким образом, радиолокационный сигнал от
точечного отражателя при ЛЧМ - зондирующих импульсах имеет
линейную частотную модуляцию несущего колебания и линейный
доплеровский набег частоты за счет прямолинейного движения
РЛС относительно отражателя.
Запишем комплексную огибающую этого сигнала, которая
с точностью до постоянной представляет собой комплексный
сигнал на выходе квадратурных фазовых детекторов приемника:
(О = ПРУ -1, )G(^ r0,) exp{J[-a t2 + i//(Z - ti) + <pt ]}, (1.33)
где - коэффициент, учитывающий изменение амплитуды
сигнала с учетом коэффициента передачи ФД; cpt - начальная фаза
сигнала на выходе ФД (при нулевой начальной фазе опорного
колебания).
Принимая во внимание огромную разницу в скорости
распространения ЭМВ с и путевой скорости самолета-носителя
РСА И с учетом принятых выше допущений, сигнал (1.33) можно
представить в виде функции двух временных координат:
«быстрого» времени tr, связанного с распространением ЭМВ
(/Г=2г/г) в выражениях и и «медленного»
времени tx, связанного с движением носителя РСА (/л =х/Кп) в
выражениях G(Z,r0;) и at2:
= )G(tx,r0l)exp{j[-at2 + i//(tr -/,) + $?,]} ,(1.34)
/,</r<Z,+7a , t^2r0l/c, -TH/2<tx<TJ2.
Часто это выражение удобно представлять не во времени, а
в пространственных координатах г ~ctr! 2. х = Vntx :
53
2^
S, (г, х) = JjuU(r - rOi )G(x, rw) exp{ j[-- x2 + y(r - rOi) + (p, ]}.
r0i^r<r0l+cTu/2 , rOmin <rOi <rOinax, -XJ2<x<XJ2 (1-35)
В алгебраической форме комплексное выражение (1.35)
запишется в виде:
5, <Г, х) = Sic (Г, X) + X (Г, X),
где
sic(г, х) = 77).С7(г - г0) )G(x, r0,) cos[--х2 + y/(r - rQi) + <р, ], (1.36)
^ТТ
(r,x) = ^,U(r- rOl )G(x, Fo,) sin[--------x2+i//(r-r0l) + <p,] (1.37)
- синфазная и квадратурная составляющие двумерной аналоговой
комплексной огибающей радиолокационного сигнала
соответственно.
Изображение синфазной составляющей (1.36) комплексной
огибающей сигнала от точечного отражателя при ЛЧМ
зондирующем сигнале показано на рис. 1.17. Это изображение по
Рис. 1.17. Изображение синфазной составляющей (по координате х)
комплексной огибающей сигнала от точечного отражателя при ЛЧМ
зондирующем радиосигнале (по координате г )
54
виду аналогично изображению оптической голограммы от
точечного источника (рис. 1.7). Однако в отличие от последнего
изображение на рис. 1.17 представляет собой запись сферического
фронта волны от точечного отражателя только по координате х, по
координате г на этом изображении отображается синфазная
составляющая комплексной огибающей ЛЧМ-радиоимпульса для
соответствующих значений координаты х.
Полученные выражения (1.34) - (1.37) описывают
комплексный двумерный аналоговый сигнал на выходе оператора
зондирования С3 при воздействии на его вход комплексной
амплитуды поля от i - го точечного отражателя Д. Этот
сигнал при принятых допущениях является разделяющимся по
координатам г и х (или tr и tx):
о/
2тт 2
?
L I L 'О/" JJJ
поэтому его обработка может осуществляться независимо по
координатам наклонной г и путевой х дальности, например,
вначале осуществить сжатие сигнала по наклонной дальности г , а
затем для каждой дальности г0 сжать сигнал по координате
путевой дальности х.
Если в выражении (1.38) положить r)Xi- 1, а в сомножителе
г0/ - 0 и путевой дальности г01 = г0,
по наклонной дальности
получим импульсную характеристику оператора зондирования:
о
О Отах5 н
11
О 0 v ’ Опмп
С учетом (1.28) отклик оператора зондирования б(г,х)на
ФРР произвольной поверхности может быть найден путем ее
свертки с импульсной характеристикой оператора £. :
55
s (r, x) = ё(г, x) * h3 (r, x), (1-40)
где * - обозначение операции свертки.
Комплексная огибающая радиолокационного сигнала (1.40)
на выходе оператора зондирования представляет совокупность
огибающих (1.38), получаемых от каждого точечного отражателя
наблюдаемой поверхности.
В результате пространственно-временного сканирования
при боковом обзоре земной (морской) поверхности рассеянное
ЭМП 5(г, х) на апертуре наблюдения преобразуется в одномерный
сигнал s(t). При принятых допущениях оператор £пвс можно
описать выражением
^(0 = £rac Р(г>х)} = s(r^x)D(r,x,t)drdx, (1.41)
где
, х - int
функция развертки; int(Z / Т) - целая часть отношения t !Т3\
8(г^х) - двумерная 8 -функция.
В результате фильтрующего свойства 8 -функции [17] при
развертке двумерного сигнала л(г, х) происходит его
дискретизация по координате х с интервалом Ах, определяемым
периодом повторения зондирующих импульсов Тз и путевой
скоростью Vn носителя: Ах = VnT3. По координате наклонной
дальности г информация в сигнале s(t) сохраняется в аналоговой
форме (рис. 1.18). Поэтому при цифровой обработке сигнала s(t) в
РСА он при вводе в систему цифровой обработки (ЦСО) должен
быть подвергнут дискретизации и по наклонной датьности с шагом
Аг, обеспечивающим согласно теореме отсчетов 1-2 отсчета
сигнала на элемент разрешения 8г :
Зг = кДг,
где кг - коэффициент выборки сигнала по наклонной дальности г.
Формирование сигнала s(t) происходит на фоне шумов
аппаратуры, которые в простейшем случае можно представить
56
моделью аддитивного гауссовского белого процесса с нулевым
математическим ожиданием. Поэтому сигнал на выходе приемника
РСА, являющийся результатом преобразования операторами С ,
£пвс, £и ФРР ё(г,х) (рис. 1.14), может быть описан выражением
£(0 =-КО+«(О > (1-43)
где — комплексный гауссовский белый шум, действительная и
мнимая составляющие которого распределены по нормальному
закону с нулевым математическим ожиданием, описываемый
внутри каждого периода повторения Тз аналоговой а от
периода к периоду повторения дискретной п(пТ) случайной
функцией.
Рис. 1.18. Развертка двумерного радиолокационного сигнала s(tr,tx) в
одномерный сигнал 5(7)
При аналоговой обработке по сжатию отраженных сигналов
по наклонной дальности в приемнике РСА на вход ЦСО будут
поступать уже сжатые по наклонной дальности сигналы 5, (t), и их
цифровая обработка будет осуществляться только по координате
путевой дальности х. Таким образом, на вход ЦСО от каждой
точечной цели поверхности на интервале синтезирования X
поступит Nx = Хс / Ах = XJ VnT отсчетов сигнала радиого-
57
лограммы по координате х и Nf. = АТ? / Аг ( AT? = rmax - rmn)
отсчетов сжатого по координате г сигнала. На рис. 1.19
изображена радиоголограмма точечного отражателя (по
координате х) при предварительном сжатии ЛЧМ - радиосигналов
в приемнике РСА по наклонной дальности г. Ее цифровая
обработка по координате путевой дальности х дает двумерное
РЛИ точечного отражателя (рис. 1.20).
Цифровая обработка радиоголограмм от всех элементарных
отражателей поверхности проводится для всей полосы обзора РСА
по наклонной дальности АТ?, включающей Nr отсчетов сигнала по
координате г. Поэтому при рассмотрении фильтровой версии
принципа синтезированной апертуры антенны основной интерес
представляют сам сигнал и его обработка по координате путевой
дальности х для заданной наклонной дальности г0. Переход от
двумерного сигнала (г, х) к одномерному сигналу
А(х’го) = •?(*) ’ част0 называемому траекторным сигналом, значи-
тельно упрощает рассмотрение принципа обработки сигнала
Рис. 1.19. Изображение радиоголограмм точечного отражателя (по
координате X ) при предварительном сжатии ЛЧМ - радиоимпульсов
в приемнике (по координате г )
58
Рис. 1.20. Трехмерный график (а) и радиолокационное изображение (б)
точечной цели при прямоугольной огибающей импульсной
характеристике согласованного фильтра
в РЛС с синтезированной апертурой антенны. Правда, такое
упрощение можно использовать при условии разделимости сигнала
i(x,r) по координатам г и х:
$(г,х) = $(г)л(х,Г0),
(1 -44)
которое выполняется в случае отсутствия миграции отсчетов
сигнала от каждого элементарного отражателя поверхности на
интервале синтезирования Тс-Хс! Гп по полоскам дальности, т.е.
при выполнении на этом интервале условия
Д^(0 = ^(0-^<Дг, -TJ2<t <ТС/2, (1.45)
где Дг(/) - изменение наклонной дальности до z-ro
элементарного отражателя на интервале синтезирования Тс; rok -
траверзная наклонная дальность до к -ой полоски дальности, в
которой находится z-й отражатель; Аг = Sr / кг — интервал
дискретизации сигнала по наклонной дальности (1.42). С учетом
(1.31) и равенства 8х — Sr неравенство (1.45) приводится к виду
kr '
88х3
(1-46)
из которого следует, что с увеличением наклонной дальности г0 и
повышением разрешающей способности РСА может не выпол-
няться условие разделимости по координатам г и х сигнала
5(г,х), а следовательно и его независимой обработки по
59
координатам г и х. Так, например, уже при го=5О км, Л =3.2 см и
это условие не выполняется при Лс = £г<1,8м. Способы
цифровой обработки сигналов в РСА при неразделимости ее по
координатам г и х будут рассмотрены в гл. 3.
При разделимости сигнала по координатам г и х
траекторный сигнал от точечного отражателя с учетом (1.38) и
(1.44) может быть представлен в аналоговом и дискретном виде:
5,(/,r0) = /7,G(/,r0)exp[-j(«/2 -^)], (1.47)
5, (пГ,, r0) = U,G(nT}, r0) exp -J а (пТ3 )2 - (pt
и = 0,±1,±2,...,
5
где Ц - максимальное значение огибающей сигнала с учетом
уравнения радиолокации и сжатия сигнала по координате г .
Запишем выражения для траекторного сигнала в
пространственных координатах х = Vnt; иДх = nVnT3:
2
(иАг) = ЦО(иАх, г0 ) ехр < -у
— (иДх)2 - <р,
1Г0Л
(1.50)
На рис. 1.21 показаны графики синфазной составляющей
S“(Z) аналогового траекторного сигнала i(/,r0) с диаграммной
огибающей прямоугольной формы: G(x,r0) = rect[x/XH]
ДЛЯ
(pt =0, 7l/6, тг/3 и л/2.
Доплеровский набег частоты радиолокационного сигнала
(1.32) по координате путевой дальности х на интервале
наблюдения Тн при прямолинейном полете носителя РСА с
постоянной скоростью Vn и при жестко закрепленном луче ДНА
относительно траектории полета ( у/А — л / 2) определяет ширину
спектра траекторного сигнала (1.47):
60
Afi?„m„
дтах
dt
или
А/ = 2-°-,
J дтах j ’
dA
а максимальная граничная частота его спектра
л
дг дтах/ л А J дг п А '
Спектральная плотность $(а)д) аналогового траекторного
сигнала (1.49) показана на рис. 1.22.
Аналогично можно определить доплеровский набег частоты
траекторного сигнала на интервале синтезирования Г :
2тгС
Дй> =2аТ = -^-Х = =^
д с л с с
Г0Л ох
Известно [7, 17], что при корреляционной
комплексной огибающей (1.47) ЛЧМ - радиосигнала
равносильно, ее обработке согласованным с ней
происходит ее сжатие по времени и формирование отклика РСА на
точечный отражатель:
= -t)dT = ^s(r)h(t ~T)dr = ^s(t-r)h(r)dr ,
обработке
или, что
фильтром,
(1.54)
где h(f) = s(-f) - импульсная характеристика согласованного
фильтра. При этом длительность сжатого сигнала тх на уровне
-ЗдБ от максимума определяется приближенным соотношением:
JT
44
а разрешающая способность РСА по координате путевой дальности
= (1.56)
Отсюда при обработке сигнал на интервале наблюдения
JfH=r0/l/ dA с учетом (1.51)
5х = Sx™ = К ! 44™ = dA ! 2, (1.57)
61
Рис. 1.22. Спектральная плотность аналогового траекторного
сигнала (1.47) на выходе ФД приемника 5 (/, г0 )
62
а на интервале синтезирования Хс=г^А/2ёх согласно (1.53),
(1.55) и (1.56)
ёх = г^Л12Хс, (1.58)
что соответствует значениям этих характеристик, полученным в
первых двух версиях объяснения принципа синтезированной
апертуры.
При импульсной работе РСА траекторный сигнал является
дискретным с интервалом дискретизации Тз (1.48). Спектральная
плотность 57(б9д) такого сигнала является периодической функ-
цией с периодом 2тт /Тз (рис. 1.23). Согласно теореме отсчетов
[17], ошибки дискретизации практически будут отсутствовать при
выполнении неравенства
из которого следует ограничение на период зондирующих
импульсов:
Т3 <dA /2ГП, (1.59)
т. е. ошибки дискретизации будут практически отсутствовать, если
РСА на отрезке траектории носителя, равном dA, излучит не менее
двух зондирующих сигналов. Аналогичное ограничение на период
Рис. 1.23. Спектральная плотность дискретизированного траекторного
сигнала на выходе ФД приемника 5 (п7\, )
со 2л/Т й)
ДГ / 3 д
63
Тз (1.16) было получено в п. 1.2 на основе рассмотрения антенной
версии принципа синтезированной апертуры.
Для ЛЧМ - сигналов ошибки дискретизации проявляются в
появлении боковых лепестков откликов на элементарные
отражатели при значительном удалении их от главного лепестка
(рис. 1.5 6), которые при дешифрировании РЛИ могут быть
восприняты как отметки от целей. Поэтому неравенство (1.59)
часто называют условием однозначного отображения целей по
координате путевой дальности х. Кроме того, в импульсных РЛС
должно выполняться другое ограничение, накладываемое на
период повторения Ts зондирующих импульсов:
Tn>K^Jc, (1.60)
называемое условием однозначного отображения целей по
наклонной дальности г, невыполнение которого приведет к
наложению отметок от дальних целей предыдущего периода
зондирования на отметки от ближних целей текущего периода
зондирования. Таким образом, в РСА в отличие от других РЛС
землеобзора накладываются два ограничения на период
зондирования Т3:
^Jc<T3<dA!2Vn, (1.61)
1.5. ВЛИЯНИЕ ДВИЖЕНИЯ НАЗЕМНЫХ И НАДВОДНЫХ
ОБЪЕКТОВ НА ИХ РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ
ИЗОБРАЖЕНИЯ В РСА
При анализе особенностей отображения на РЛИ объектов
(целей), поступательно движущихся с радиальной по отношению к
РСА составляющей скорости Vw, одинаковой для всех
элементарных отражателей их поверхностей, достаточно
ограничиться рассмотрением движения одиночного точечного
объекта. Примем при этом, что величина и направление его
радиальной скорости (рис. 1.24)
= s^n 0 cos У
при ширине ДНА РСА ^=1-1.5° остаются постоянными на
интервале наблюдения Х„=3Аг0. В этом случае отраженный от
64
объекта радиолокационный сигнал получает постоянный
дополнительный доплеровский сдвиг частоты:
А<уц = 4яГ1<г/Л, (1.62)
который вызовет линейную составляющую фазы его
траекторного сигнала:
s(t) = UG(t,r0)exp -j(at2 ±ka>nt-<pl') ,
(1-63)
где знак дополнительного линейного во времени сдвига фазы будет
зависеть от направления движения цели по отношению к РСА (на
РСА или от РСА).
Рис. 1.24. К определению радиальной составляющей скорости
движения объекта
После дополнения фазы сигнала (1.63) до полного квадрата
и несложных ее преобразований получим
s(f) = UG(t,rQ )exp{-/[a(r±AQ2 + <рц]} , (1.64)
где А/ц = Ай)ц /2а; (рц = -Ла)2 /4а + (р,.
Следовательно, движение объекта приводит к смещению по
времени сигнала s(t), которое, в свою очередь, вызовет смещение
отметки движущейся цели по координате х на величину
что можно рассматривать как следствие поворота луча
синтезированной антенны по отношению к движущейся цели на
угол
5. Изд. №9977 65
Лх V
Л®ц« —(1.66)
r0 Vu
Смещение по углу диаграммы направленности
синтезированной антенны по отношению к направлению на
движущуюся цель (штриховой линией, обозначенной на рис. 1.5 а)
при жесткой ориентации по отношению к траектории полета луча
реальной антенны РСА приведет к ослаблению амплитуды отметки
цели, а при угловом смещении Д0ц больше половины ширины
главного лепестка ДН реальной антенны @А :
Д0ц>®л/2
отметка на РЛИ от движущейся цели может вообще пропасть.
Аналогичное было показано в п. 1.2 (см. рис. 1.5) на основе теории
антенн.
Особенности формирования ДН синтезированной антенны
в отношении движущихся объектов могут быть использованы при
селекции отметок от движущихся объектов на фоне изображения
местности и неподвижных объектов. Дело в том, что спектральная
плотность Ущ(б/Л.) сигнала от движущейся цели смещается по оси
частот на частоту (1.62) по отношению к спектральной плотности
неподвижных целей и местности (рис. 1.25). Для селекции
движущихся целей в РСА можно ввести дополнительный канал
регистрации и обработки траекторных сигналов в режиме селекции
движущихся целей (СДЦ), в котором осуществляется селекция по
частоте спектров сигналов от подвижных целей и подавление
составляющих спектра от неподвижных целей и местности. Если
принять, что эффективная селекция отметок от движущихся целей
происходит при смещении максимума 5дц(б9д) за граничную
частоту спектральной плотности ^нц(^д)
сигналов от
неподвижных целей сол} (1.52), т. е. при
то минимальная радиальная составляющая скорости движущихся
целей, при которой возможна их селекция, может быть оценена по
формуле
66
IV min
A
(1.67)
Так, например, при Р^=800км/ч, А =4 см и dA— 1,2 м
цг пип
«13,3 км/ч.
С расширением луча реальной антенны РСА и увеличением
путевой скорости Vu самолета-носителя расширяется спектр
доплеровских частот от неподвижных целей, что приводит к
увеличению ИЦЛП1{П селектируемых подвижных целей на РЛИ.
В силу зависимости фазы сигнала (1.64) от направления
радиальной составляющей скорости движения цели для выделения
отметок от движущихся целей независимо от направления их
движения (при ±К) следует применить двухканальную согласо-
ванную обработку сигналов в режиме СДЦ. В этом случае может
определяться и направление движения цели (знак Vw.).
Рис. 1.25. Смещение по частоте спектральной плотности сигнала от
движущейся цели
Следует учитывать также, что отметки от подвижных целей
на РЛИ смещаются по координате х относительно своего
местоположения на местности пропорционально их радиальной
скорости V . Если при обработке сигналов в режиме СДЦ в
каждом из каналов применить многоканальный или перестраи-
ваемый по доплеровским частотам фильтр, то наряду с селекцией
движущихся целей можно будет оценить их радиальную скорость и
координату х.
67
С учетом дискретизации траекторного сигнала с частотой
повторения F зондирующих импульсов в режиме СДЦ имеется
ограничение и на максимальную радиальную составляющую
скорости F^.max селектируемых целей. Она не должна приводить к
сдвигу спектра 5дц(б?д) сигнала от движущихся целей, превы-
шающему частоту F3 — /дг (рис. 1.25), так как при большем сдвиге
не будет выполняться теорема отсчетов для сигналов от
движущихся целей, что приведет к ошибкам дискретизации. Для
увеличения следует повышать частоту F3 в режиме СДЦ.
Методы и алгоритмы селекции движущихся целей будут
рассмотрены в главе 3.
1.6. МАТЕМАТИЧЕСКИЕ МОДЕЛИ ФАКТОРОВ,
ИСКАЖАЮЩИХ РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ ИЗОБРАЖЕНИЯ
В РСА
При рассмотрении принципов синтезирования апертуры
антенны в РСА ВР не учитывались шумы аппаратуры, помехи, а
также предполагалось, что на интервале синтезирования самолет-
носитель совершает полет по прямолинейной траектории на
постоянной высоте и с постоянной скоростью. Кроме того,
принималось, что в приемо-передатчике РСА отсутствуют флук-
туации фазы колебаний задающего генератора, отсутствуют
случайные изменения фазы сигналов, обусловленных неоднород-
ностью условий распространения ЭМВ в атмосфере, и ряд других
искажающих факторов. При оценке информационных возмож-
ностей и разработке методов и алгоритмов обработки сигналов
РСА в реальных условиях их применения следует учитывать все
искажающие факторы, сопровождающие процессы формирования
радиолокационных сигналов и изображений, их усиления и
преобразования в приемо-передающем тракте и в системе обра-
ботки. Разработка методов снижения уровня и компенсации иска-
жающих факторов предполагает их математическое моделирова-
ние.
68
1.6.1. Математическая модель траекторных флуктуаций фаз
радиолокационных сигналов
Одним из факторов, ограничивающим возможность
получения высокой разрешающей способности РСА по координате
путевой дальности х, является «разрушение» фазы отраженных
сигналов за счет различного рода нестабильностей:
- нестабильностей траектории полета самолета и упругих
колебаний его конструкции при полете в турбулентной
атмосфере;
- флуктуаций фазы (частоты) задающих СВЧ генераторов
передатчика и нестабильностей фазовых характеристик
приемника;
— нестабильностей условий распространения ЭМВ на
интервале синтезирования.
Эти нестабильности можно учесть в математической
модели фазы радиолокационного сигнала (1.32) от каждого
элементарного отражателя местности и объектов:
т,(0=—г^(0+ > (1-68)
z 0
где
д7 (/) - случайные отклонения самолета по координатам z
и у соответственно; gv (^) - флуктуации путевой скорости само-
лета; - флуктуации частоты сигнала,
обусловленные нестабильностями в приемо-передающем тракте
РСА.
С учетом малости случайных отклонений д (t),
gv (/) и изменений координаты Ах - Vnt на интервале
наблюдения по сравнению с = Н2 + у2 выражение (1.69) можно
69
разложить в степенной ряд и пренебречь величинами второго
порядка малости, тогда запишем
(^)2
+(0,
г> (О
(1-70)
где г0/ - траверзная наклонная дальности до отражателя;
Учитывая (1.70) в выражении для фазы (/) (1.68), получим
где
1
о
- функция, описывающая флуктуации фазы радиолокационного
сигнала РСА. С учетом (1.33), (1.35) и (1.71) искажение
комплексной огибающей s(r,x) радиолокационного сигнала,
обусловленное траекторными флуктуациями его фазы, в
математической модели РСА (рис. 1.14) можно учесть умножением
неискаженной огибающей на выходе оператора зондирования на
комплексный фазовый множитель
который в
ехР ’
общем случае является функцией двух координат г и х.
При случайной составляющей фазы д^ (z) радиолокацион-
ного сигнала осуществить согласованную обработку сигнала на
интервале синтезирования невозможно. Случайное отклонение
фазы сигнала приводит к расширению откликов в РСА на точечные
отражатели, т.е. к ухудшению разрешающей способности 8х по
координате путевой дальности, к увеличению уровня их боковых
лепестков и к смещению по координате х максимумов этих
откликов, что приводит к ошибкам определения местоположения
70
малоразмерных и искажения изображений распределенных
объектов (целей). Для компенсации флуктуаций фаз сигналов,
вызываемых случайными отклонениями траектории фазового
центра антенны (ФЦА) на интервале синтезирования, в РСА ВР
вблизи ФЦА устанавливается высокоточная система измерения
параметров его движения (система микронавигации), работающая
на инерциальных датчиках ускорений. По сигналам от этой
системы проводится коррекция опорной функции (импульсной
характеристики) системы согласованной обработки траекторных
сигналов. К датчикам и алгоритмам обработки системы
вычисления параметров движения предъявляются достаточно
высокие требования. На интервале синтезирования (порядка
нескольких секунд) она должна обеспечить очень высокую
точность измерения траектории ФЦА антенны (порядка единиц
миллиметров) в достаточно широкой (до десятков Герц) полосе
частот, охватывающей всю возможную полосу частот траекторных
и упругих колебаний самолета [14].
Однако с помощью внешних измерителей траектории
невозможно компенсировать флуктуации фазы сигналов,
вызываемые фазовой нестабильностью приемо-передатчика РСА и
неоднородностями условий распространения ЭМВ. Достаточно
полную компенсацию всех флуктуаций фазы сигналов можно
обеспечить с помощью интенсивно развивающихся методов
автофокусировки РЛИ, основанных на оценке флуктуаций фазы
путем адаптивной обработки отраженных сигналов.
1.6.2. Математическое моделирование спекл-искажений
радиолокационных изображений в РСА
Для когерентной РЛС с синтезированной апертурой
антенны (РСА) характерна пятнистость РЛИ однородных по
электрическим свойствам шероховатых поверхностей типа луг,
пашня; участки местности, покрытые кустарником: лесные
массивы, морская поверхность при волнении и др. Эти искажения
РЛИ, называемые в литературе спекл-структурой (спекл-
искажениями), обусловлены интерференцией ЭМВ, рассеянных
отдельными элементарными отражателями шероховатой поверх-
ности (при высотах шероховатостей, существенно превышающих
длину волны Л РСА) в пределах элемента разрешения РСА.
71
Спекл-структура РЛИ существенно снижает их дешифри-
руемость: увеличивается время поиска и уменьшается вероятность
обнаружения малоразмерных объектов, снижаются радиометрии-
ческие свойства и ухудшается передача на РЛИ текстурных приз-
наков местности и распределенных объектов, чем обусловлено сни-
жение эффективности их распознавания.
В рамках рассмотренной выше математической модели
можно провести моделирование процесса формирования спекл-
структуры РЛИ в РСА и анализ их статистических характеристик
При моделировании спекл-структуры можно ограничиться одно-
мерной моделью процесса формирования РЛИ по координате х
при когерентной обработке сигнала для одной i - ой полоски по
наклонной дальности:
(1.72)
xA>6P(x-zW
где
- оценка ФРР по одной (i - ой) полоске
наклонной дальности; Лобр (%) - импульсная характеристика
фильтра обработки сигнала по координате х.
Учитывая, что шум аппаратуры л(х) на РЛИ обычно
подавляется до -20дБ, им пренебрежем при анализе спекл-
искажений. В этом случае (1.72) запишется в виде
8x12
—8х!2
^x)kcAx~x)dX = ^(х)^М^рса(х~х)^Х
(L73)
здесь ЛРСА (х) = Л3 (х) * Лобр (х) - отклик РСА на одиночный
точечный отражатель, фаза которого не влияет на оценку модуля
ё (х) , поэтому будем полагать ЛРСА (х) — ЛРСА (х).
При моделировании и анализе спекл-искажений примем
следующие существенно не снижающие строгость моделирования
допущения:
72
- фаза у/ (х) функций радиолокационного рельефа (ФРР)
однородной шероховатой поверхности может быть
представлена стационарным гауссовским процессом с нуле-
вым математическим ожиданием т - 0 и корреляционной
функцией
(%) = м р (*) w (*+/)} = U);
- случайные процессы е(х) и — статистически незави-
симы;
- интервалы корреляции %е, % процессов е(х) и у/(х)
значительно меньше размера элемента разрешения РСА:
Представим модуль ФРР е(х) однородной шероховатой
поверхности суммой среднего е (х) = М |е(х)| и флуктуирующей
г/ (х) в силу шероховатости поверхности составляющей:
е(х) - e(x) + 7? (х), (1-74)
где М (x)j = 0. Учтем это в выражении (1.73):
р (z)еЛ'( г)ЛРСЛ (х -/) d% +
8х
+ %)dx
fix
На основании принятых выше допущений
слагаемым можно пренебречь, следовательно,
(1-75)
вторым
(1-76)
ё
fix
Если принять, что среднее значение £ (х) модуля ФРР является
медленно изменяющимся в пределах элемента разрешения 8х
функцией, то его можно вынести за знак интеграла:
73
Sx
(1.77)
Модуль интеграла в полученном выражении описывает
спекл-искажения РЛИ однородной по отражающим свойствам
шероховатой поверхности. Таким образом, только при сделанном
допущении в отношении измерения среднего
е (х)
спекл-
искажений могут быть описаны согласно (1.77)
мультипликативным искажающим РЛИ процессом псг1 (х)
(рис. 1.26):
ё(х) « ё(х) псп (х), (1.78)
где
(1.79)
Исп(Х) =
Рис. 1.26. Структура математической модели формирования спекл-
искажений
При изменчивости е (х) на интервале разрешения РСА
искаженное спекл-структурой РЛИ описывается более сложным
выражением (1.76).
Можно показать [39], что плотность распределения
вероятности спекл-искаженного модуля оценки е(х)
однородной шероховатой поверхности (РЛИ на «линейном»
выходе РСА) с достаточной для практики строгостью описывается
рэлеевским законом:
(1.80)
а квадрата модуля оценки ё2 (х) (РЛИ на «квадратичном» выходе
РСА) - экспоненциальным законом:
74
?ехр
е
> 2
(1-81)
Средний размер пятен спекл-структуры на РЛИ при
интервале корреляции % << Sr? 8х определяется разрешающей
способностью Зх, Sr РСА по координатам путевой х и наклон-
ной г дальности.
Важной количественной характеристикой спекл-искажений
РЛИ является величина контраста /ссп пятнистости, характери-
зующего отношением среднеквадратического значения яркости
РЛИ однородной поверхности к средней яркости. Для «линейного»
и «квадратичного» выходов РСА с учетом плотностей распреде-
ления вероятности (1.80) и (1.81)
где
2
для «линейного» выхода;
е
D.2 = 4 а4 - для «квадратичною» выхода РСА.
Среди методов снижения контраста спекл-структуры РЛИ в
РСА наибольшее распространение получили методы некогерент-
ного накопления (суммирования) РЛИ с некоррелированными
спекл-структурами. Получение РЛИ с некоррелированными спекл-
структурами можно осуществить путем обработки траекторного
сигнала на непсрекрывающихся интервалах синтезирования XCJ по
координате путевой дальности х в пределах интервала
наблюдения Хн, путем зондирования поверхности на нескольких
несущих частотах с непрерывающимися спектрами
зондирующих импульсов и суммированием сигналов, принятых на
ортогональных поляризациях (ВВ, ГТ, ВГ, ГВ). При этом число N
некогерентно суммируемых РЛИ при разносе субапертур
75
обработки сигналов составляет Nx—XjХс=28х dA, при
разносе каналов обработки по несущей частоте Nf = \f^]x/Xfc
(Д/прд - полоса частот передатчика, отведенная для формирования
зондирующих сигналов с полосой частот Xfc\ при разносе по
поляризации Nn = 3 (одно из четырех РЛИ будет коррелированно с
тремя остальными).
Первые два способа обеспечивают снижение контраста
спекл-структур РЛИ за счет ухудшения разрешающей способности
РСА: при Хс = Хн ,NX = 1, при Д/с = Xf^, Nf=\. Поэтому при
получении высоких разрешающих способностей 8х, 8г в
современных РСА возможности снижения контраста спекл-
структур при реализации этих методов снижаются.
1.6.3. Ослабление низкочастотной области спектра функции
радиолокационного рельефа в РСА по наклонной дальности
При анализе дешифрируемое™ радиолокационных
изображений земной поверхности и объектов следует более полно
учитывать факторы, искажающие ФРР при формировании РЛИ,
вызывающие потери информации о наблюдаемой поверхности. К
одному из таких факторов можно отнести особенность отобра-
жения на РЛИ наблюдаемой поверхности по координате наклонной
дапьности, обусловленному ослаблением низкочастотной части
спектра ФРР [38].
Дело в том, что при формировании радиолокационного
сигнала в его фазе наряду с доплеровским набегом фазы (частоты)
за счет относительного движения РСА и поверхности появляется
набег фазы, связанный с распространением электромагнитных
сигналов от антенны РСА до поверхности и обратно по наклонной
дальности 4яг0 /Я (г0 - траверзная наклонная дальность до отра-
жателей поверхности). При рассмотрении модели радиолокацион-
ного сигнала Для одного точечного отражателя (1.32) этот
набег фазы, являющийся постоянным для рассматриваемой
полоски дальности, как правило, относится к постоянной
76
неизвестной начальной фазе сигнала у/ =
r0 + (pQl. Однако этот
набег фазы сигнала при изменении наклонной дальности
изменяется по линейному закону, что можно учесть умножением
ФРР ё(г,х) на комплексный множитель ехр
с линейно
изменяющимся по координате г аргументом. Такая операция, как
известно [17], приводит к сдвигу спектральной плотности ФРР по
пространственной частоте соу на частоту 4^/2 (рис. 1.27)
относительно АЧХ тракта формирования РЛИ
где
^обР (м» м)=? {А,бР (*>*)} •
Рис. 1.27. Смещение спектральной плотности функции
радиолокационного рельефа по пространственной частоте G)r
относительно АЧХ тракта формирования РЛИ по координате Г
Смещение спектра ФРР по частоте сог приводит к
ослаблению постоянной и низкочастотных составляющих спектра
ФРР по данной частоте, что приведет к подчеркиванию на РЛИ по
координате г контуров, перепадов интенсивности, мелких деталей
и шероховатой структуры наблюдаемой поверхности и ослаблению
интенсивности отображения неизменяющихся и медленно изме-
няющихся по характеристикам отражения фрагментов наблю-
даемой поверхности по координате г .
77
1.7. ВИДЫ ОБЗОРА ЗЕМНОЙ ПОВЕРХНОСТИ
С ПОМОЩЬЮ РСА ВР
Наиболее распространённым для РСА, хорошо изученным
и практически освоенным к настоящему времени является боковой
обзор (БО), Обработка сигнала вдоль линии пути (по азимуту), при
реализации синтезированной апертуры антенны, описывается
соотношением (1.54), которое в пространственных координатах
может быть представлено или корреляционным интегралом с
использованием опорной функции, согласованной с сигналом
(1.49) М') = *(0 , или интегралом свертки, описывающим
согласованную фильтрацию сигнала с импульсной
характеристикой h(t}-s (—t} [39]:
xcti
-Хс/2
Хс/2
J s,(x-x)Kx)dx ,
-Хс /2
(1.83)
где ё,(х) - оценка функции отражения (ФРР) от элементарного
i -го отражателя поверхности;
— траекторный сигнал от i -й точечной
цели. Здесь рассмотрим вариант БО, когда диаграмма
направленности антенны в пределах интервала синтезирования Хс
практически не модулирует отражённый сигнал s, (х), т.е. примем
UlG(x,r0) = UQi - const. Импульсная характеристика согласован-
ного фильтра при этом с точностью до начальной фазы будет
комплексно сопряжена с сигналом (х) :
2
(1.84)
При обработке сигнала (1.49) согласованным фильтром
получим реакцию РСА на точечный отражатель по координате
путевой дальности:
78
Из (1.85) следует, что реакция РСА на одиночную точечную
цель имеет форму бшФ/Ф, причём максимальное её значение
пропорционально значению сигнала цели UQl и длине интервала
синтезирования. Эту реакцию часто называют сигнальной функцией
(СФ), или синтезированной диаграммой направленности (СДН).
Долгое время боковой вид обзора в РСА был
единственным. Напомним, что при боковом обзоре, как показано в
п.1.4, РЛИ формируется в виде полосы местности, а наилучшее
разрешение по линии пути соответствует d J 2. Однако в теории и
практике РСА постоянно возникал вопрос о дальнейшем
повышении разрешающей способности по азимуту, о выносе зоны
обзора вперёд для использования РСА при нанесении удара по
наземным целям, о гибком изменении формы зоны обзора с целью
более полного приспособления РСА к сути решаемых задач.
Наиболее весомым вкладом цифровой обработки сигналов в
теорию и практику РСА можно считать введение на ее основе
наряду с боковым новых видов обзора, синтезирования апертуры
при произвольном угле наблюдения и маневрировании носителя
РСА, реализацию новых способов обработки, включая
пространственно-временную и, конечно, обеспечение оператив-
ности обработки сигналов, вплоть до реального масштаба времени
(РМВ). Именно всё это и позволяет оперативно изменять дальность
наблюдения и разрешающую способность, а также форму и
размеры зоны обзора.
Прежде чем перейти к рассмотрению новых видов обзора,
требуется несколько расширить взгляды на разрешающую
способность РСА по азимуту. Для упрощения рассуждений будем
полагать, что высота полёта Н значительно меньше наклонной
79
дальности до цели г0. Тогда картину синтезирования апертуры
можно считать плоской. Теперь, если переходить к
синтезированию апертуры при прямолинейном полёте и
произвольном угле наблюдения у/А (рис. 1.28), то по мере выноса
зоны обзора вперёд или назад, ближе к линии пути, постепенно
изменяется смысл разрешения вдоль линии пути 8х. Более того,
при у/А — 0 и ц/А = я оно вообще теряется. В связи с этим при
анализе обзора при произвольном угле наблюдения целесообразно
перейти к разрешению по азимутальному углу 8\ff.
Рис. 1.28. Главные лепестки синтезированной диаграммы
направленности при различных углах наблюдения
Для бокового обзора
2^с
что следует из (1.58). В работе [7] показано, что при произвольном
угле наблюдения и прямолинейном полёте разрешающая
способность по азимуту описывается соотношением
80
8y/ = -tgy/A + ltg2igA +
(1.86)
COS у/A
Эта формула позволяет вычислить разрешение по азимуту при
постоянной длине интервала синтезирования Хс во всём
диапазоне углов наблюдения 0 < ^ < 2яг, включая направление
полёта. Общая картина точной зависимости нормированного
разрешения по азимуту 3 у/ — Зу/ rQ/Зх (нормировка к
разрешению при боковом обзоре) показана на рис. 1.29,а сплошной
линией, из которого видно, что разрешение ухудшается по мере
ухода от бокового обзора, причём поначалу разрешение растёт
сравнительно медленно. Так, при изменении угла наблюдения от
90° до 30° разрешение ухудшается в два раза, а далее до 10° -
примерно в 5 раз. Чтобы более подробно рассмотреть изменение
разрешения при углах наблюдения менее 10°, эта зависимость
вынесена на отдельный график (см. рис. 1.29, б). В дальнейшем
ухудшение разрешения становится всё более интенсивным. В
частности, когда у/А = 0,
что напоминает соотношение для антенны типа «волновой канал».
При этом разрешение по азимуту ухудшается в J2XC / Л раз по
отношению к боковому обзору. Для примера на рис. 1.29
разрешающая способность по азимуту составляет 4 угловых
секунды (линейное разрешение 2 м на дальности 100 км), а это
ухудшение - примерно в 250 раз (длина волны 4 см).
Для углов наблюдения, которые соответствуют неравенству
Л СО8^.4
радикал в (1.86) можно представить усечённым рядом и получить
зависимость
^=-|^л|+|^л| 1 +
sin^
. (1.87)
6. Ичд. №9977
81
Именно эта формула и используется в большинстве
расчётов. На рис. 1.29, а, б кроме точного значения разрешающей
способности по азимуту (1.86) показаны зависимости (1.87)
штриховыми линиями и разница между «точным» и «прибли-
жённым» значениями пунктиром. Если судить по росту ошибки, то
формулу (1.87) можно использовать вплоть до 1°.
Угол наблюдения у/А , град
Угол наблюдения у/А , град.
Рис. 1.29. Зависимость нормированной разрешающей способности по
азимуту бу/ от угла наблюдения у/А
Теперь, если ввести обозначения проекций интервала
синтезирования на линию визирования цели Lc и нормаль к ней
Ls-
Ls = Хс sin у/А
и LC=XC cosy/x ,
то (1.86) можно преобразовать к виду
Эта формула будет справедливой и для криволинейной
траектории. Отметим тот очевидный факт, что линейное
82
разрешение по азимуту За (нормально к линии визирования) и
угловое Зу/ имеют простую связь:
За = г0Зу/.
(1.89)
Анализ зависимости разрешающей способности по азимуту
от угла наблюдения показывает, что для обеспечения высокого
разрешения зона обзора РСА ВР должна находиться в окрестностях
траверза, а полёт самолёта по возможности равномерным и
прямолинейным. Тем не менее, в зависимости от поставленных на
разведку задач приходится гибко изменять угол наблюдения,
разрешающую способность и размеры зоны обзора, добиваясь
оптимального их сочетания. Главную роль при выборе этих
сочетаний играют виды обзора земной поверхности.
В настоящее время их классификацию можно свести к
четырём видам обзора: боковому, переднебоковому, телеско-
пическому, или прожекторному, и секторному. Часто боковой и
переднебоковой объединяют в один вид обзора, причём
переднебоковой (или заднебоковой) называют скошенным
(перевод с английского), наклонным или косоугольным.
Можно предложить ещё ряд различных видов обзора,
однако, как показывает анализ, все они могут быть сведены к
комбинации перечисленных. Все эти виды обзора действительно
могут быть использованы при реализации режимов работы РСА
ВР.
Классификацию видов обзора в РСА можно осуществлять
по следующим признакам:
1) закон управления реальной диаграммой направленности
РСА по азимуту y/A(t) и углу места (падения) /п (на рис. 1.4
Уа = ^12~Г\
2) закон управления стробом выделения отражённого сигнала:
положение центра строба гш (f) и его размерами A/n(Z),
3) закон управления СДН (факшчески вид импульсной
характеристики или опорной функции).
Схема формирования вида обзора и роль законов
управления могут быть рассмотрены с помощью рис. 1.30.
Для описания перечисленных выше видов обзора удобно
ввести центральную точку (ЦТ) кадра или полосы РЛИ,
получаемых на данном интервале синтезирования. Центральная
6* 83
Рис. 1.30. Схема формирования вида обзора
точка в зависимости от вида обзора может двигаться или быть
неподвижной. Эта точка указывает направление оси диаграммы
направленности реальной антенны РСА и положение центра строба
выделения отражённого сигнала в процессе формирования РЛИ.
Именно относительное движение ЛА и этой точки диктуют законы
управления реальной диаграммой направленности по азимуту
у/л(7)и углу места /n(Z). Вместе с тем во время формирования
РЛИ из принятого радиосигнала необходимо выделить ту часть
отражённого сигнала, которая соответствует данному виду обзора.
Исходя из этой необходимости, в каждом виде обзора формируется
свой закон управления положением г1ГГ(0 и размерами строба
выделения отражённого сигнала АЯ(/). И, наконец, закон
управления СДН или закон формирования опорной функции
выбирается в зависимости от вида обзора и тесно связан со
способами обработки сигналов в РСА. При этом независимо от
способов обработки и видов обзора опорную функцию и
84
импульсную характеристику всегда можно свести к виду.
являющемуся следствием обобщения (1.84):
4(^х,^,) = я(/)ехр
fх,у,) , h(t,xi,yi) = h()(-t,x„y,).
(1.90)
Здесь f(/,xz,ja) - текущее изменение расстояния между фазовым
центром антенны РСА и точкой А(х1, у,) земной поверхности, для
которой формируется сигнал РЛИ. Само текущее расстояние
(/) = r0/ + г (t, х , yf), что полностью соответствует (1.31).
Напомним, что связь между временными и пространственными
координатами определяется соотношениями: х = Vnt, г - ct/2.
Боковой и переднебоковой виды обзора
Схемы этих видов обзора показаны на рис. 1.31, а. При БО и
ПБО получение РЛИ осуществляется в полосе местности, границы
которой располагаются параллельно линии пути. РЛИ формируется
либо построчно по мере пролёта картографируемой местности,
либо в виде отдельных парциальных кадров, которые затем
стыкуются между собой. При этом центральная точка совершает
поступательное движение синхронно с движением ЛА, а ось ДНА
ориентирована под заданными углами (0 к линии пути /п(0 к
местной вертикали, причём
Va (0 = ^А = COnSt И /п(0 = Гп = COnSt
в течение всего времени формирования РЛИ. Остаются
постоянными и параметры, связанные с положением и размерами
строба гцти АТ?. Можно показать, что опорная функция ho (л при
равномерном прямолинейном полёте на всём участке получения
РЛИ для центральной точки имеет вид
/?0 (г) = Н (/)ехр| j -(4zr/2)l^/cos^ sin/n +
+ (2тг/Я)(Иг/)2 ^1-cos2 i//x sin2 /п)/г0 .
Отсюда следует, что фаза опорной функции включает линейный
член, зависящий от угла наблюдения и соответствующий
постоянной частоте вследствие того, что у/А = const, а также
85
Рис. 1.31, а. Схема бокового, переднебокового
и заднебокового обзоров
Рис. 1.31, б. Схема телескопического обзора
86
Рис. 1.31, в. Схема попутного секторного обзора
Рис. 1.31, г. Схема встречного секторного обзора
87
квадратичный член, зависящий как от угла наблюдения у/А , так и
от расстояния г0 до обрабатываемой полоски дальности (элемента
разрешения по дальности). Для получения РЛИ во всей полосе
обзора земной поверхности зависимость опорной функции от
дальности г0 часто приходится учитывать. Опорная функция
сохраняется неизменной для данной дальности в процессе всего
синтезирования при заданном угле наблюдения. Следовательно,
система обработки оказывается инвариантной к сдвигу. Лишь при
изменении угла наблюдения изменяется и опорная функция.
Одним из наиважнейших вопросов синтезирования
апертуры при любом виде обзора становится максимально
достижимое разрешение по азимуту <5хшш. Для переднебокового,
как и для бокового обзора,
^п=^/2. (1.91)
Действительно, по мере отклонения угла наблюдения от траверза
максимальное значение длины интервала синтезирования растёт:
-ПВО
С шах
max Z Sin
Учитывая (1.87), справедливость (1.91) очевидна. Размеры РЛИ
поперёк линии пути ограничены шириной диаграммы
направленности. Излишне напоминать, что размеры РЛИ вдоль
линии пути законами управления не ограничиваются.
Телескопический обзор
При телескопическом обзоре РЛИ формируется в виде
отдельного кадра в окрестности выбранной точки - центральной
точки участка местности (рис. 1.31,6). Весь кадр формируется на
одном интервале синтезирования (ИС). Положение центральной
точки остаётся неизменным. Размер кадра РЛИ определяется
раскрывом ДНА и может быть определён как
Ада = (<A / 2) « ГцД,
где гт = гцт(0) - расстояние до центра кадра в середине ИС, 04 -
угловой размер ДНА. Ось ДНА отслеживает центральную точку
кадра местности, при этом закон управления ДНА
^л(0 = агс^[(хцг-^/)/);ц1]. (1-92)
88
где Хцг, - координаты центра кадра РЛИ. Положение центра
строба выбора сигнала по дальности соответствует текущему
значению расстояния «ФЦА-ЦТ» гцт (/), а размеры строба можно
сохранять постоянными АТ?.
Вид опорной функции на конкретном интервале
синтезирования определяется соотношением (1.90). Анализ
показывает, что параметры опорной функции оказываются
разными для каждой точки зоны обзора, и система обработки в
отличие от ПВО становится неинвариантной к сдвигу.
Главное достоинство телескопического обзора состоит в
том, что по отношению к боковому - снимаются принципиальные
ограничения на разрешающую способность. Теоретически время
облучения зоны обзора и длина интервала синтезирования
оказываются неограниченными. Реально, конечно же, возникают
технические ограничения на то и другое. Тем не менее,
разрешающая способность по азимуту может быть значительно
выше, чем при боковом обзоре.
Секторный обзор
Секторный обзор применяется для расширения по азимуту
участка местности, помещающегося в кадр РЛИ при
телескопическом обзоре. В этом случае ДН сканирует по азимуту
произвольно. Форма зоны обзора в простейшем варианте так или
иначе оказывается близка к сектору (см. рисунки 1.31, в,г).
Траектория центральной точки стремится к дуге окружности.
Однако отметим, что, во-первых, движение центральной точки и,
следовательно, сканирование может производиться в разные
стороны (по часовой стрелке или против), во-вторых, с разной
угловой скоростью Q. Размеры строба должны постоянно
включать выбранный сектор. Импульсная характеристика
соответствует (1.90). Даже если угловая скорость постоянна,
движение оказывается сложным, поскольку она накладывается на
смещение ДН из-за движения носителя РСА. При этом движение
ДН из-за сканирования может совпадать со смещением из-за
движения самолета, и тогда вид обзора называют секторным
попутным, или оказаться противоположным, и тогда обзор
называют секторным встречным. И наилучшее разрешение, и
размеры сектора при этом оказываются существенно разными.
89
Специфика работы РСА воздушной разведки состоит, в
частности, в том, что обзор земной поверхности производится так
или иначе в окрестностях траверза в рамках небольших
азимутальных углов. Это позволяет, прежде всего, чётко
определиться с наилучшей разрешающей способностью при
секторном обзоре. Максимальное время пребывания 7^тах любого
объекта в ДН при обзоре вблизи траверза, что и определяет
наивысшее разрешение вдоль линии пути <?xmin , составляет
при этом
Из (1.94) следует, что разрешение в зависимости от знака и
значения угловой скорости сканирования Q может быть лучше
или хуже, чем при боковом обзоре. Отметим, что разрешение при
боковом обзоре соответствует (1.94) при Q = 0 .
Анализ рассмотренных видов обзора показывает, что
наиболее сложным обзором является секторный. При этом следует
отметить, что в случае необходимости просмотра достаточно
широкого диапазона углов для получения постоянного разрешения
по азимуту Sx необходимо изменять скорость сканирования
с учетом зависимости интервала синтезирования Тс от угла
наблюдения. При постоянной скорости сканирования следует
смириться с переменным разрешением по кадру РЛИ. что в
некоторых случаях оказывается приемлемым, но позволяет
упростить закон управления ДНА [7].
90
Глава 2
ОПТИЧЕСКАЯ ОБРАБОТКА ТРАЕКТОРНЫХ
СИГНАЛОВ В РСА ВР
2.1. ОПТИЧЕСКАЯ ОБРАБОТКА ТРАЕКТОРНЫХ
СИГНАЛОВ В РЕЖИМЕ НАБЛЮДЕНИЯ МЕСТНОСТИ
И НЕПОДВИЖНЫХ ОБЪЕКТОВ
В РСА первых поколений (60 - 70 гг.) удалось реализовать
принцип синтезированной апертуры благодаря применению
фотооптических методов регистрации и обработки отраженных
сигналов задолго до появившихся в 80-х годах возможностей их
цифровой обработки. Но и с внедрением и развитием цифровых
методов обработки радиолокационных сигналов в РСА воздушного
и космического базирования в тех областях их применения, где
временной фактор при получении радиолокационной информации
не является решающим, оптические методы обработки сигналов
применяются до настоящего времени и, по-видимому, будут
применяться и в будущем. Кроме того, внедрение быстро
развивающихся теории и методов оптической голографии в другие
диапазоны ЭМВ, в том числе в радиодиапазон, может привести к
новым технологиям передачи, обработки и хранения данных в
информационных системах военного и гражданского применения.
Поэтому изучение и освоение специалистами оптических методов
регистрации и обработки радиолокационных сигналов на основе
принципов голографии, наряду с освоением современных
цифровых методов и алгоритмов их обработки, позволит глубже и
полнее понять особенности формирования синтезированной
апертуры и обработки радиолокационной информации в
современных РСА при получении и дешифрировании
высокоинформативных РЛИ земной поверхности и объектов.
Информация о наблюдаемой поверхности по координатам
путевой х и наклонной г дальности в РСА заключена в
амплитудно-фазовых соотношениях отраженных сигналов. Однако
при формировании синтезированной апертуры эти соотношения
используются только при обработке радиолокационных сигналов
91
по координате х, так как они несут в себе голографические данные
о фронтах отраженных ЭМВ. Следовательно, при голографической
обработке радиолокационных сигналов, зарегистрированных на
синтезированной апертуре в РСА, восстановление фронтов ЭМВ и
получение соответствующего им изображения поверхности
происходит только по координате движения носителя, т. е.
применительно к РСА рассматривается случай записи и
реконструкции одномерных радиоголограмм. Кроме того, в
отличие от оптической голографии здесь получение и регистрация
голограммы осуществляется с помощью ЭМВ радиодиапазона, а
реконструкция записанных на фотопленке одномерных голограмм
при получении РЛИ происходит с помощью ЭМВ оптического
диапазона. Это возможно благодаря тому, что вся амплитудно-
фазовая информация о ФРР содержится в комплексной огибающей
электромагнитных сигналов, независимо от частоты несущего
колебания. Еще Габор при открытии голографии использовал при
записи и обработке голограммы переход от длины волны пучков
электронов в электронном микроскопе к значительно большей
длине волны светового пучка. В РСА при регистрации
голографических сигналов и их обработке происходит наоборот -
переход от длинных волн электромагнитных колебаний
радиодиапазона к более коротким ЭМВ оптического диапазона.
Рассмотрим особенности процессов формирования
сигналов радиоголограмм и их регистрации на фотопленку в
бортовой аппаратуре РСА бокового обзора (у/4=тг/2) при
прямолинейном движении носителя. При этом вначале
ограничимся формированием радиоголограммы от одного
неподвижного точечного отражателя (ТО) наблюдаемой
поверхности.
Информация об амплитудно-фазовых соотношениях в
отраженной от точечного отражателя сферической
электромагнитной волне на интервале синтезирования Т
содержится в сечении радиолокационного сигнала РСА по
координате х (при допущении об отсутствии «миграции» сигнала
на интервале Г по полоскам наклонной дальности г ):
их (Z) = r/G(t. rQ) cos бУ0/ -
(2.1)
92
где г/ - постоянная, определяемая уравнением радиолокации;
G(7,r0) - огибающая радиосигнала по координате х,
определяемая ДН антенны; г0 - траверзная наклонная дальность до
отражателя; (р^ - постоянная случайная начальная фаза сигнала.
При формировании сигнала голограммы в приемнике РСА
используется фазовый детектор (ФД). В качестве опорного
электромагнитного сигнала с плоской волной здесь выступает
высокочастотное колебание промежуточной частоты, когерентное
с несущим колебанием радиолокационного сигнала от точечного
отражателя на входе ФД. Интенсивность сигнала на выходе ФД
s(t) описывается законом интерференции отраженного (/) и
опорного uon(f) = Uon cos(6y0Z + ^?ол) сигналов:
.у(0 = G1 (t,r0) cos -2л-Гп2/2 /(r02) + <pt
(2.2)
где G, (t, r0) = k^Uon T]G(t, r0); (pt=(p0- (pon.
Этот сигнал имеет отрицательные значения, поэтому для
его записи на фотопленку путем изменения прозрачности негатива,
т. е. для получения голограммы, к сигналу следует прибавить
постоянную составляющую 50, задающую начальный уровень
прозрачности пленки. Тогда голографический сигнал 5Г (7) может
быть представлен в виде
(О = + G1 (Л r0) cos [-2я-Кп2Г2 /(г0Л) + <р, _
или с учетом разложения косинуса по формуле Эйлера
^(0 = -S'o +|<?1О,'о)ехр{>[2я’^2 +
(23)
(2.4)
(f, Го) exp [2тгГп2Г /(r02) - ср,
Если этот сигнал записать на фотопленку, а при
экспонировании не выходить за линейный участок характеристи-
ческой кривой прозрачности негатива, то коэффициент пропуска-
ния голограммы на негативе сохранит структуру сигнала (2.4):
93
Т (хпп) = Ти - Т. (х
Г ' ПЛ ' U 1 Fiji
(2.5)
/(г0Л)-р, },
-Жл :)ехр{-у 2я(хГО1пЛ)2
где ГГх^,. ) = Г1(х )/2; хпл=Гпл( - координата записи
голограммы по длине первичной фотопленки с масштабным
коэффициентом пх = х / хпл ; - скорость протяжки фотопленки
при записи голограмм в процессе полета самолета с учетом
масштаба пх; Л - длина волны РСА. Таким образом, координаты
путевой х и наклонной г0 дальности связаны с продольной х^ и
поперечной гОпл координатами на первичной пленке соотноше-
ниями
^о=¥опи=“-^
%
(2.6)
здесь V — скорость развертки на индикаторе БФРУ.
На рис. 2.1 показаны графики сигнала голограммы ^(х^)
точечного отражателя (а), функции прозрачности негатива
голограммы Тт (xwl) (б) и запись голограммы на первичной
фотопленке (в).
При просвечивании такой голограммы когерентной плоской
волной (коллимированным пучком света лазера), фронт которой
параллелен плоскости голограммы по другую сторону фотопленки,
сформируются три волны. Две из этих волн являются сигнальными
- расходящаяся волна, соответствующая первому экспоненциаль-
ному слагаемому выражения (2.5), которая формирует в фокальной
плоскости за фотопленкой расфокусированное мнимое изображе-
ние (РИ) точечного отражателя, и сходящаяся волна, соответствую-
щая второму экспоненциальному слагаемому (2.5), формирующая
в фокальной плоскости сфокусированное действительное изобра-
94
жение (СИ) отражателя. Третья, нефокусирующаяся волна, форми-
рующая фоновое изображение (ФИ), обусловлена прямым
прохождением луча лазера через светлые и темные участки
голограммы (рис. 2.2).
Рис. 2.1. Сигнал голограммы, модулирующий яркость луча
индикатора БФРУ (а), функция прозрачности негатива с записью
голограммы (б), запись голограммы точечного отражателя на
первичной пленке при = О
Все три изображения при просвечивании симметричной
голограммы формируются по оси голограммы, накладываясь друг
на друга. При этом значительно искажается сфокусированное
действительное изображение (рис. 2.2). В оптической голографии
проблема наложения пучков света при реконструкции голограмм,
как уже указывалось в п. 1.3, решается путем записи голограммы
при падении опорной волны света на фотопленку не соосно с
объектными волнами, а под некоторым углом в к направлению
распространения объектной волны (рис. 1.10). В этом случае в
голограммы от каждого элементарного отражателя объекта
вносится асимметрия, и при реконструкции таких голо1рамм
происходит пространственное разделение рассмотренных пучков
света, что позволяет получить практически неискаженное
сфокусированное действительное изображение (рис. 2.3, 2.4).
Запись результата интерференции объектной и опорной
волны, падающей под некоторым углом к направлению
распрос гранения первой, эквивалентна записи голограммы на
некоторой пространственной поднесущей частоте. Это
95
обеспечивалось смещением на небольшой угол (порядка 1°) ДН
антенны РСА по азимуту от траверза к траектории носителя (РСА
ВР первых поколений «Булат» и «Сабля») или путем смещения
частоты опорного колебания uon(t) на поднесущую частоту FnH
(РСА ВР «Штык», «Шомпол»). И то и другое вносит асимметрию в
запись голограмм и обеспечивает разделение изображений в
фокальной плоскости при их просвечивании когерентным пучком
света лазера (рис.2.3). Функция прозрачности негатива в этом
случае описывается выражением
^г(^) = то -nxra)exp{;[27rFIlAjI !Vm + 2лх2тп2 /(r0A)-(p^-
~т(*™)exP {~J + 2^^ /(г0Л) - ^ ]},
(2.7)
где поднесущую частоту обычно выбирают равную четверти
частоты повторения зондирующих импульсов: Fm = F /А.
Рис. 2.2. Формирование изображений при просвечивании лучом
лазера симметричной голограммы точечного отражателя
При облучении полученной голограммы монохромати-
ческой плоской волной света все три волны за плоскостью
первичной фотопленки будут пространственно разделены
(рис. 2.3): постоянная составляющая Fo дает дефокусирующуюся
засветку в фокальной плоскости на оптической оси (фоновое
изображении - ФИ), сходящаяся волна сформирует в фокальной
плоскости выше оптической оси действительное сфокусированное
96
изображение (СИ), а расходящаяся волна пойдет под углом к
оптической оси вниз и сформирует в фокальной плоскости
расфокусированное слабоконтрастное мнимое изображение (РИ).
Это позволит с помощью непрозрачного экрана, имеющего
экспозиционную щель в области фокусировки действительного
изображения, подавить мешающие изображения (рис. 2.3).
ЯПТСПГТК 1Л шя
Рис. 2.3. Формирование изображений при просвечивании лучом
лазера асимметричной голограммы
Для получения действительного сфокусированного
изображения по оси оптической системы за плоскостью первичной
фотопленки устанавливается оптический клин с соответствующей
преломляющей способностью (рис. 2.4).
При выборе поднесущей частоты Frai следует учитывать,
что чем больше эта частота, тем на больший угол расходятся пучки
света за просвечиваемой первичной фотопленкой, и при
определенном значении Апн обеспечивается их пространственное
разделение в фокальной плоскости. Однако с увеличением
поднесущей частоты увеличивается верхняя граничная частота
спектра доплеровских частот сигнала на выходе ФД приемника, а
это может вступить в противоречие с теоремой отсчетов, согласно
которой частота дискретизации траекторного сигнала (в РСА это
7. Изд. №9977
97
частота повторения F3 зондирующих импульсов) должна
превосходить удвоенную верхнюю граничную частоту сигнала
F3 > 2f . При увеличении интервала синтезирования, т. е. при
повышении разрешающей способности РСА, это потребует
увеличения частоты повторения F3. В РСА ВР при боковом обзоре
>4/;,max =2|ZrA/;i-’ а с учетом того, что Хс<Хя=го0А
поднесущую частоту при оптической обработке сигналов
выбирают равной F3/A, т. е. спектр доплеровских частот
голографического сигнала смещается по частоте на половину
максимальной граничной частоты: - A/^r / 2 (1.52).
яркость изображения
Рис. 2.4. Формирование сфокусированного по оси оптической
системы изображения
В аппаратуре такой сдвиг по частоте FH, составляющий
порядка 250Гг/, реализуется смещением на эту частоту опорного
колебания, подаваемого на ФД. Такое смещение несущей частоты
опорного колебания, равной промежуточной частоте приемника
«100 МГц, является достаточно сложной технической задачей,
98
которая в РСА ВР второго поколения была решена путем
изменение фазы опорных колебаний от периода к периоду
зондирования на я/2 с помощью электронного коммутатора фазы,
что обеспечивало дополнительный линейный набег фазы опорного
колебания во времени &y/(KT3} = к л/2 с крутизной
тг/2Т3 = л F3 /2, соответствующей постоянному смещению его
частоты на величину 2 я F^ -л F3/2 [14]. Следовательно, таким
образом удалось сдвинуть частоту опорного колебания порядка 100
МГц на частоту Fim — F3 /4 ~ 250 Гц.
При фоторегистрации сигналов голограмм и их оптической
обработке разрешающая способность фотопленок, экрана
электронно-лучевых трубок, оптических систем БФРУ и
оптического процессора должна соответствовать детальности
регистрируемых и обрабатываемых данных. Так, например, в РСА
ВР AN/APQ-102 (США) число элементов Nr разрешения 8 г в
полосе обзора по наклонной дальности Д7? составляло Nr =1400,
что при ширине первичной фотопленки 50 мм требовало разреше-
ния фотопленки и оптики при регистрации и обработке голограмм
свыше 30 пар линий/мм (R >30 лин/мм).
Для реализации неискаженной регистрации сигнала по
координате х, например, при f = Fj2 = 1000 Гц и разрешении
системы фоторегистрации Rx = 30 лин/мм требуется скорость
протяжки фотопленки Vlu} — f№/Rx = F3 2Rx & 33мм/с, что при
масштабном коэффициенте /7х=5555 и скорости самолета
700 км/ч позволит записать на первичную фотопленку длиной 60 м
траекторный сигнал на маршруте радиолокационной съемки
порядка 340 км [9]. Для поддержания при записи постоянного
масштабного коэффициента пх скорость протяжки пленки Г ч
изменяется в БФРУ пропорционально путевой скорости самолета
И по сигналам бортового измерителя путевой скорости и угла
сноса навигационной системы самолета.
Обеспечение линейности амплитудной характеристики
тракта записи траекторного сигнала, включающего ФД,
7* 99
видеоусилитель, экран ЭЛТ и характеристическую кривую
прозрачности негатива первичной фотопленки, осуществляется с
помощью соответствующего выбора амплитудной характеристики
специального нелинейного видеоусилителя — гамма-корректора:
5.Дг) = (£о+М')Г- <2-8)
Подбором коэффициента yt обеспечивается линейность
амплитудной характеристики всего тракта записи голограмм на
первичную фотопленку [9].
Реальный зарегистрированный на первичную фотопленку
сигнал представляет собой сумму сигналов голограмм от каждого
элементарного отражателя наблюдаемой поверхности в полосе
дальности AT? = rOmax - rOmin. Голограммы от отдельных
отражателей при записи на фотопленку накладываются друг на
друга, образуя результирующее голографическое изображение по
длине пленки со сложным распределением плотности почернения
негатива. При просвечивании светом лазера такого голографии-
ческого изображения через апертурное окно в процессе протяжки
первичной фотопленки от каждой просвечиваемой голограммы на
вторичную фотопленку экспонируется изображение (отметка),
размеры которого в масштабе РЛИ по координатам х и г
соответствуют разрешающим способностям 8х и 8г. При этом
размеры апертурного окна по длине первичной фотопленки (по
координате ) соответствуют интервалу синтезирования
X ™ — Xjn. а поперек пленки (координате г ) - полосе обзора
по наклонной дальности — ЛЛ/пг.
На рис. 2.5 показана фотография голографического
изображения, отпечатанная с первичной фотопленки РСА с
оптической обработкой сигналов. Следует отметить, что
записанные на поднесущей частоте голограммы при их
реконструкции с негативной записи на первичной фотопленке
воспроизводят в фокальной плоскости позитивные изображения,
так как запись на поднесущей частоте делает их изображения на
первичной пленке нечувствительными к полярности процесса
записи.
100
Рис. 2.5. Изображение, отпечатанное с первичной фотопленки (темные
продольные линии - масштабные метки по наклонной дальности)
Расстояние, на котором фокусируется действительное
радиолокационное изображение при обработке радиоголограмм
когерентным светом, определяется формулой [9]
где Л, Лс - длины электромагнитных волн РСА и света лазера
соответственно; пх — масштаб записи голограмм на первичную
фотопленку.
Для используемого в РСА ВР диапазона наклонных
дальностей г0, соотношения длин волн Л, Лс и масштаба записи
пх это расстояние fr составляет несколько десятков метров.
Кроме того, фокусное расстояние fT, как следует из (2.9),
значительно изменяется в полосе обзора A/? = по
г итак итш
наклонной дальности г0 (по ширине пленки). Сокращение
расстояния между первичной и вторичной пленками в оптической
системе обработки обеспечивается с помощью специального
телескопического объектива с анаморфотной (астигмати-
ческой) оптикой, устанавливаемого между первичной и
вторичной фотопленками. Этот объектив, состоящий из двух
цилиндрических линз Z, и L2 с разными фокусными расстояниями
fx, f2 и расстоянием между ними, равным сумме фокусных
расстояний (рис. 2.6), увеличивает масштаб записи
101
первичного изображения в плоскости Р по длине фотопленки в
fj f2 раз: пх = пх fjf2, вследствие чего уменьшается фокусное
расстояние формируемых после анаморфотного объектива
голограмм:
до приемлемых размеров (до нескольких сантиметров). Масштаб
изображения по ширине фотопленки гОпл при этом остается
неизменным. Тем не менее для неискаженной передачи
изображения по координате гОпл с первичной на вторичную пленку
в оптической системе предусмотрен второй анаморфотный
объектив, состоящий также из двух цилиндрических линз L3, £4 с
одинаковыми фокусными расстояниями /3 = /4, развернутый на
90° по отношению к первому объективу. Таким образом, объектив
Lx , L2 формирует РЛИ на вторичной пленке по координате х11Л, а
объектив Z3, L4 - по координате .
первичная
Рис. 2.6. Анаморфотный телескопический объектив
вторичная
пленка
Для фокусировки изображения в плоскости вторичной
фотопленки во всей полосе обзора AR по наклонной дальности с
учетом зависимости от г0 фокусного расстояния fT (2.10)
плоскости первичной и вторичной фотопленок разворачиваются по
ширине фотопленок на небольшой угол (порядка нескольких
градусов). Однако и в этом случае возникает необходимость
изменения этого угла при переходе от режима наблюдения по
102
наклонной дальности в ближней зоне (например, при г0=4-16км) к
дальней зоне (г0 =16...28км) и наоборот. Для этих целей в системе
оптической обработки используется специальная наклонная
цилиндрическая линза, управляемая по сигналам режимной
информации, записываемым на первичную фотопленку.
В процессе обработки первичных изображений и
формировании на вторичной фотопленке РЛИ механизмы
протяжки первичной и вторичной пленок должны обеспечивать
скорости протяжки, соответствующие масштабам записи
изображений на первичную и вторичную пленки по координате
путевой дальности х. Учитывая увеличение масштаба записи РЛИ
пх на вторичную пленку по данной координате по сравнению с
масштабом записи на первичную фотопленку пх:
”х=”х
fi
(2-Н)
скорость протяжки вторичной фотопленки должна быть в
fjf2 раз меньше скорости протяжки первичной пленки :
(2-12)
Таким образом, в оптической системе обработки
траекторных (голографических) сигналов РСА реализуется
скользящий алгоритм обработки при синхронном движении
первичной и вторичной фотопленок и построчном формировании
РЛИ изображения на вторичной пленке.
При оптической обработке достаточно просто реализуется
принцип некогерентного суммирования РЛИ при снижении
контраста их спекл-структур. Это обеспечивается за счет
соответствующего увеличения по координате хп1 размера
диафрагмы (экспозиционной щели), через которую производится
запись на вторичную фотопленку РЛИ. В этом случае каждая
строка РЛИ по наклонной дальности гОпл формируется при
практически мгновенной когерентной обработке траекторных
сигналов во всей полосе обзора Д7? в процессе просвечивания
103
голограмм лучом лазера на интервале синтезирования Хс,
задаваемого размером апертурного окна по координате . При
перемещении сформировавшейся таким образом строки РЛИ
относительно увеличенной по размерам экспозиционной щели на
нее некогерентно накладываются строки РЛИ, формируемые таким
же образом от других участков голограмм в пределах интервала
наблюдения Хи при синхронном перемещении первичного и
вторичного изображений. Максимально число некогерентно
суммируемых строк РЛИ с некоррелированными спекл-
структурами при соответствующем выборе размера диафрагмы
составит = г0©А/Хс = 2Sx;dA .
Использование при оптической обработке когерентного
света лазера приводит к дополнительным искажениям РЛИ,
обусловленным оптической неоднородностью («шероховатостью»)
первичной фотопленки по отношению к длине волны света
Ас~0,5мкм. Эти искажения приводят к дополнительным спекл-
искажениям (пятнистости), вызываемым оптической «шерохова-
тостью» фотопленки. Для снижения уровня этих искажений
первичную фотопленку с записью голограмм при просвечивании
лучом лазера омывают в специальном иммерсионном фильмовом
канале жидкостью, коэффициент преломления которой равен
коэффициенту преломления фотопленки (например, водным
раствором спирта). За счет поверхностного натяжения жидкости
таким способом обеспечивается выравнивание шероховатой
поверхности фотопленки и снижение искажений РЛИ.
2.2. ОПТИЧЕСКАЯ ОБРАБОТКА ТРАЕКТОРНЫХ
СИГНАЛОВ В РЕЖИМЕ СЕЛЕКЦИИ
ДВИЖУЩИХСЯ ЦЕЛЕЙ
В режиме селекции движущихся целей (СДЦ) запись
сигнала с выхода ФД на первичную фотопленку осуществляется
без смещения частоты опорного колебания, подаваемого на ФД.
Асимметрия голограмм при их записи на первичную пленку, а,
следовательно, пространственное разделение трех формируемых в
фокальной плоскости изображений (СИ, РИ и ФИ) здесь
104
получается за счет доплеровского сдвига частоты траекторных
сигналов ЛбУ (1.62) от движущихся с радиальными по отношению
к РСА составляющими скоростей целей. При этом
сфокусированные изображения от подвижных целей могут быть
выделены с помощью диафрагмы фильмового канала и
зарегистрированы на вторичную фотопленку. При выделении
действительного сфокусированного изображения (СИ) от
подвижной цели кроме мнимого и фонового изображений (РИ,ФИ)
мешающими в режиме СДЦ являются также изображения
местности и неподвижных объектов (СИ, РИ и ФИ) формируемые в
отсутствие поднесущей частоты по оси оптической системы.
Именно они, главным образом, будут ограничивать эффективность
селекции движущихся с малыми скоростями целей. При
формировании сфокусированных изображений от подвижных
целей по оси оптической системы здесь также используется
оптический преломляющий клин.
В режиме СДЦ диафрагма фильмового канала должна
обеспечивать выделение изображений от движущихся объектов в
диапазоне их пространственных частот, определяемых радиальны-
ми составляющими скорости их движения, от ^min ограничиваю-
щей минимальные скорости их движения, до /цтах, определяемой
максимальным значением радиальной составляющей скорости
движения. Для неискаженной передачи в траекторном сигнале
скоростей движения целей необходимо выполнить условие
с увеличением и соответственно /цтах
необходимо увеличить частоту повторения F, зондирующих
импульсов.
Однако в зависимости от направления (знака) радиальной
составляющей скорости движения цели, которое, как правило,
априорно неизвестно, на вторичную пленку может быть
зарегистрировано или действительное (например, при >0), или
мнимое расфокусированное (при Vw < 0) изображение (рис.2.7). В
этом случае можно провести две обработки первичной фотопленки.
При первой обработке первичной пленки будут селектированы
цели, например, движущиеся с >0, тогда при ее повторной
105
обработке с повернутым вокруг оси системы на 180° оптическим
клином будут выделены движущиеся с Vw < 0 цели. Такая
обработка наряду с селекцией движущихся целей позволит оценить
знак их радиальной скорости но потребует значительного
усложнения оптической системы и существенно увеличит время
обработки пленки.
Рис. 2.7. Формирование изображения при оптической обработке в
режиме СДЦ при > 0 и Vw < 0
яркость изображения
При реализации однократной обработки первичной
фотопленки, например, в режиме СДЦ РСА ВР «Штык» при
соответствующем выборе размера апертурного окна
проекционного аппарата по длине первичной пленки применена
нефокусированная обработка траекторных сигналов при интервале
синтезирования Хс = у]г0Л , соответствующем размеру первой
зоны Френеля голограммы от точечного отражателя. В этом случае
сфокусированное и расфокусированное изображения практически
будут одинаковыми, соответствующими разрешающей
способности РСА по координате путевой дальности
Sx-r^/lXc . Таким образом, путем ухудшения
разрешающей способности по координате х обеспечивается
независимость оптической обработки траекторного сигнала в
режиме СДЦ от знака радиальной составляющей скорости
106
движения объектов наблюдения. На рис.2.8 показано
формирование изображений подвижных целей при V>0 и
< 0, а на рис.2.9 - такая обработка при формировании
изображения подвижных целей по оси оптической системы с
помощью оптического преломляющего клина.
яркость изображения
Рис. 2.8. Формирование изображения при просвечивании голограммы
в режиме СДЦ при Хс =
яркость изображения
Рис. 2.9. Формирование изображений в режиме СДЦ
107
За счет худшей разрешающей способности в режиме СДЦ
снижается эффективность обнаружения подвижных целей по
сравнению с режимом наблюдения местности и неподвижных
объектов. Кроме того, в режиме СДЦ при оптической обработке
сигналов не оцениваются значения радиальных составляющих
скоростей движения целей, что приводит к неконтролируемому
смещению их отметок на РЛИ, а следовательно к ошибкам
определения местоположения движущихся целей по координате
путевой дальности. Это является существенным недостатком
оптической обработки сигналов в РСА. Цифровая обработка
траекторных сигналов в этом режиме, как будет показано в гл.З,
при использовании соответствующих алгоритмов может обеспе-
чить не только эффективную селекцию движущихся наземных и
надводных объектов, но и оценивать их радиальную и
тангенциальную составляющие скорости движения, а также
определять их местоположение.
108
Глава 3
ЦИФРОВАЯ ОБРАБОТКА ТРАЕКТОРНЫХ
СИГНАЛОВ В РСА ВР
3.1. ОСНОВНЫЕ СООТНОШЕНИЯ ПРИ ФОРМИРОВАНИИ
ТРАЕКТОРНОГО СИГНАЛА НА ВХОДЕ ЦИФРОВОЙ
СИСТЕМЫ ОБРАБОТКИ
Основными недостатками РСА ВР с оптической обработкой
траекторных сигналов являются:
- большая задержка во времени выдачи радиолокационных
изображений (РЛИ) на дешифрирование и
радарграмметрическую обработку, обусловленная доставкой
первичных фотопленок на аэродром базирования и
длительностью их оптической и химико-фотографической
наземной обработки;
- невозможность получения и использования РЛИ на борту
самолета-разведчика в интересах конгроля результатов
радиолокационной разведки, навигации и предварительной
обработки их с передачей результатов по радиоканалу в
реальном масштабе времени;
- громоздкость, сложность технической эксплуатации и
недостаточно высокая надежность наземной аппаратуры
фотооптической обработки первичных фотопленок;
ограниченные возможности и сложность перестройки
режимов обработки сигналов и невозможность реализации
адаптивных и оптимальных алгоритмов обработки;
- ограниченный динамический диапазон регистрируемых на
фотопленку сигналов (<20 дБ).
Эти недостатки существенно снижали эффективность
применения РСА первых поколений при решении большинства
задач ВР, разведки и целеуказания ударным средствам,
разведывательно-ударных и ударных задач. Все эти недостатки в
значительной степени устраняются с применением цифровых
методов и систем регистрации, передачи по радиоканалам и
обработки радиолокационных сигналов с последующей цифровой
109
автоматизированной обработкой получаемых РЛИ на наземных
НПО, ПОД (ЦОД) или на борту самолетов разведки и
целеуказания.
При рассмотрении методов и алгоритмов цифровой
обработки (ЦО) сигналов в РСА можно принять, что весь тракт
формирования сигналов от земной поверхности, включая среду
распространения электромагнитных волн (ЭМВ), до выхода ФД
приемника и сам процесс цифровой обработки до операции взятия
модуля на выходе являются линейными (учет их нелинейности при
формировании РЛИ можно провести отдельно), а поэтому для
процесса формирования и обработки сигналов справедлив принцип
суперпозиции. В этом случае формирование и обработка сигналов
от каждого элементарного отражателя наблюдаемой поверхности
могут рассматриваться в отдельности, независимо от других
сигналов, а реакция РСА на сложный объект достаточно просто
находится суммированием реакций на элементарные отражатели
его поверхности.
Для РСА ВР бокового обзора, как было показано в п. 1.4,
сигнал от i -го точечного отражателя на выходе квадратурного ФД
является аналоговым по координате наклонной дальности
t = tr = 2г/с и дискретным по координате путевой дальности пТ3
(и = 0,1,2,...), кроме того, он является разделяющимся по
координатам t и пТ3 (1.34), (1.41):
5, (t, п) = 5, (/, пТ3) - 1}ьи, (/-/,) G(t, ,пТ3)х
xexpjj y/(t-t^-a(nT3^2 + q\ к
(3.1)
где tt<t <t}+Tu, t^Zr^/c - задержка сигнала по наклонной
дальности в каждом периоде зондирования от i - го элементарного
отражателя; ти - длительность зондирующего импульса;
a -2nV^ у/(7) “ функция, описывающая закон
внутриимпульсной фазовой (частотной) модуляции зондирующих
сигналов.
Результирующий сигнал (t, п) на выходе приемника РСА
с учетом шумов аппаратуры и помех представляется суммой
110
(t,n) = Sj (t,n) + n(t.n), (3.2)
где й(т,и) - комплексный белый шум, описываемый двумерной
случайной функцией, аналоговой внутри каждого периода зондиро-
вания и дискретной от периода к периоду. Комплексный сигнал
(3.2) можно представить действительными и мнимыми
составляющими:
£ {t,п) = £, (/,п) + (t, п), s, (t,п) = sci (t,п) + jss, (t, n), (3.3)
где sei(t,n) и ssi (t,n) - действительная (синфазная) и мнимая
(квадратурная) составляющая комплексной огибающей
радиолокационного сигнала ul(t9nT,') (1.26). Изображение
действительной составляющей (по координате путевой дальности
х) при ЛЧМ зондирующем импульсе (по координате наклонной
дальности г) показано на рис. 1.17, а при предварительном сжатии
ЛЧМ радиоимпульсов в приемнике - на рис. 1.19.
Здесь уместно напомнить, что сигнал от земной поверх-
ности и сложных объектов ц(/,«) представляет собой сумму’
сигналов от элементарных точечных отражателей, попавших в
диаграммму направленности в п -ом периоде зондирования:
/
В РСА с цифровой системой обработки (ЦСО)
действительная и мнимая составляющие сигнала с выхода фазового
детектора поступают на двухканальный аналого-цифровой
преобразователь (АЦП) (один канал для действительной, а
второй - для мнимой составляющей сигнала), который
осуществляет дискретизацию по времени и квантование по уровню
сигналов по наклонной дальности, принимаемых в каждом периоде
зондирования. Основными характеристиками АЦП являются
частота дискретизации , шаг квантования и количество
разрядов в цифровом представлении сигнала . Число уровней
квантования входного сигнала связано с /АЦ11 следующим
соотношением:
^=2^'. (3.4)
111
При выборе частоты дискретизации КАЦП АЦП
руководствуются теоремой отсчетов, согласно которой [17]
^АЦП —
(3.5)
где /гр - верхняя граничная частота спектра сигнала по координате
наклонной дальности. Если для ЛЧМ зондирующих сигналов
принять за девиацию частоты А/, то с учетом того, что
длительность основного лепестка на нулевом уровне сжатого ЛЧМ
сигнала тсж = 1/Af [17], неравенство (3.5) преобразуется к виду
(3.6)
АЦП
т.е. на длительность (по нулям основного лепестка) сжатого
сигнала согласно теореме отсчетов должно приходиться не менее
двух периодов дискретизации, что соответствует не менее одного
периода дискретизации — на активную длительность (на уровне
—3 дБ) сжатого сигнала или не менее одного отсчета цифрового
сигнала на элемент разрешения РСА 8г по наклонной дальности.
В общем случае, при выборе ^АЦП можно
руководствоваться соотношением
^ацп krcl(28r}
(3.7)
где kr - коэффициент выборки при дискретизации по наклонной
дальности, т.е. количество отсчетов цифрового сигнала на выходе
АЦП, приходящихся на один элемент разрешения РСА по
наклонной дальности 8 г. Коэффициент выборки обычно
определяется из условия: 1 < kr < 2. В результате шаг
дискретизации РЛИ по координате г
= cAz/2 = 8r/кг.
С уменьшением коэффициента выборки происходит
уменьшение (в среднем) амплитуд откликов РСА на точечные
отражатели, что может привести к снижению эффективности
обнаружения мелких деталей наблюдаемой поверхности на РЛИ.
Увеличение коэффициента кг повышает требования к
производительности ЦСО.
112
При выборе шага квантования AKB важно учесть
следующие противоречивые требования: 1) минимизировать шум
квантования; 2) ограничить число разрядов квантования. Ясно, что
увеличение шума ухудшит формируемое РЛИ, а увеличение числа
разрядов усложнит и замедлит вычислительные операции. Для
выбора шага квантования с учётом этих двух условий следует
воспользоваться методикой, представленной в [18, 19]. Эта
методика предписывает выбирать шаг квантования, равным
среднеквадратическому значению шума на входе АЦП. В этом
случае, с одной стороны, АЦП работает в так называемом
«линейном» режиме, что позволяет считать шум квантования
аддитивным, с другой стороны, при таком выборе отношение
сигнал-шум ухудшается примерно на 0,35 дБ. что представляется
вполне приемлемым.
Выбрав шаг квантования, можно обосновать необходимое
для АЦП число разрядов IлЦП. Прежде всего, следует определить
число уровней квантования 7VKB и далее, используя соотношение
(3.4), вычислить количество разрядов. Расчётное число уровней
квантования N'KH можно определить, зная размах квантуемого
сигнала на входе АЦП - разницу между максимальным и
минимальным значениями сигнала UALn с учётом его знака:
-^кв ~~ ^{идцн/А^} + 1 .
Здесь int{*} - символ вычисления целой части (единица
добавляется для компенсации отбрасывания дробной части).
Поскольку реальное количество разрядов /ЛЦП может быть только
целой степенью числа 2, то для его определения следует
воспользоваться соотношением:
^ацп = 1* 0*8)
При этом соотношение (3.4) будет справедливым.
Остаётся определиться со значением размаха сигнала
на входе АЦП. Напомним, что сигнал на входе АЦП представляет
собой комплексную огибающую аддитивной смеси отражённого
местностью радиосигнала и шума. Совершенно очевидно, что этот
сигнал носит случайный характер и может быть описан
8. Изд. №9977 ИЗ
плотностью распределения и параметрами случайных сигналов, в
частности, математическим ожиданием и среднеквадратическим
значением. В большинстве случаев сигналы действительной и
мнимой составляющих близки к нормальным. Отношение сигнал-
шум может быть как меньше, так и больше единицы. Сама
величина сигналов зависит от работы автоматической системы
усиления. Тем не менее, самые общие соображения по выбору
размаха сигнала на входе АЦП сводятся к тому, что следует
соблюсти условие
UАЦП ~ >
где - среднеквадратическое значение сигнала ^^(/,7?) на
входе АЦП. Это означает, что в пределах размаха ±3о\ сигнал
будет находиться в рамках «линейной» модели АЦП. При уходе за
значения размаха возникает ограничение сигнала, что подробно
рассмотрено в [18], [44].
Для характеристики АЦП и цифрового сигнала часто
используется понятие динамического диапазона D. Связь между
параметрами АЦП и динамическим диапазоном (в дБ)
устанавливается через количество разрядов:
D = 201g2'A«n=20ZAIinlg2=6/AIin.
Это соотношение отражает тот факт, что добавление нового
разряда расширяет число уровней цифрового сигнала в два раза,
что по логарифмической шкале соответствует шести децибелам.
На выходе АЦП формируется комплексный цифровой
сигнал
£ (т, п) = dig{^ (t, п)} = dig{sj (t, п) + n(t, п)}, (3.9)
где символ dig{*} соответствует преобразованию (дискретизации и
квантованию по уровню) непрерывного сигнала в цифровой,
т = int \tjА/ - номер отсчёта сигнала по дальности. В случае
отражения от земной поверхности и объектов такой сигнал
£ п) = dig{£(t, п)} (3.10)
соответствует оцифрованной сумме шума и сигналов точечных
отражателей наблюдаемой поверхности, попавших в диаграмму
направленности в п -м периоде зондирования.
114
В последующем изложении материала этой главы при
рассмотрении методов и алгоритмов ЦО сигналов в обозначении
цифровых сигналов и характеристик их преобразования будем
опускать символ dig{*} операции цифрового преобразования,
считая, что выражения
являются неискаженными решетчатыми функциями аналоговых
процессов и характеристик £ (/r, tx), s , tx ), п (tr, tx ), h , tx) .
При этом ошибки их квантования в силу их малости можно учесть
дополнительной аддитивной составляющей шумов аппаратуры
[18, 19]. Следовательно, цифровые сигналы и характеристики их
преобразования будем представлять решетчатыми функциями их
аналогов:
5 (тп,п) - £, + s(m,n) = s (т9п) +
= + jns(m9ri)9 h(m9n) = h((m.n) + jhs(m9n}9
в качестве аргументов которых могут использоваться временные
тА/, пТ3 (At - 2Дг/с) или пространственные mAr, пЛх
(Ar = c/ZF^ , Ах = переменные.
С выхода АЦП цифровые сигналы %с(т,п)9 £й.(т9п)
поступают в оперативную память ЦСО. Если представить память
ЦСО в виде двух двумерных матриц (одна для хранения
действительной составляющей сигнала, другая - для мнимой)
размерностью Nr - строк и Nx - Nc - столбцов, где
Nr = int {(rmax — rmin )/AfJ +1 - количество отсчётов цифрового
сигнала по дальности в одном периоде зондирования, Nc -
количество отсчётов цифрового сигнала на интервале
синтезирования (ИС), то в каждом периоде зондирования
заполняется один столбец каждой из этих матриц. За время ИС
оперативная память ЦСО будет заполнена полностью. В
литературе по цифровой обработке сигналов РСА ячейки памяти
одной строки матриц принято называть каналом дальности, так как
в эти ячейки памяти в соседних периодах зондирования
записываются цифровые отсчеты сигнала, соответствующие одной
и той же полоске дальности. Размер этой полоски по координате г
8* 115
j, (т, п) = UtG (т/±г, (п - и,) Дх) exp < —j
для kr -1 соответствует разрешающей способности РСА по
дальности. При боковом обзоре и отсутствии эффекта миграции
отсчетов сигнала на интервале синтезирования по каналам
дальности эта полоска дальности размещается параллельно линии
пути ЛА. Записываемые на ИС и хранимые в памяти ЦСО сигналы
в каждой полоске дальности (строке матицы) являются цифровыми
радиоголограммами (РГ).
В простейшем случае, когда внутриимпульсная модуляция
в зондирующих сигналах отсутствует, соотношения (1.49) и (1.50) с
учетом цифрового преобразования позволяют представить сигнал
от I -й одиночной точечной цели в т -й полоске дальности
выражением:
2л
тЛгЛ
(3.11)
где UtG(m,ri) - огибающая сигнала, определяемая формой
диаграммы направленности антенны в азимутальной плоскости (по
координате х); Дг = Sr/к, и Дх = VuTy - интервалы дискретизации
по координатам г и х; тДг - минимальное расстояние между
антенной и рассматриваемой т -й полоской дальности. При этом
предполагается, что все отражающие элементы расположены в
полоске дальности: mfXr <r < (т +1) Дг.
Сечение сигнала 5(т0,л?) по наклонной дальности (3.11),
на которой находится одиночная точечная цель, при
нормированной прямоугольной огибающей на интервале
наблюдения цели и (pt = 0 представлено на рис. 3.1 действительной
5/r(m0,77) и мнимой 5/v(m0,/7) составляющими. Конечно, в
данном случае специально подобраны параметры РСА таким
образом, чтобы были видны его особенности: амплитуда сигнала
принята равной 1, начальная фаза cpt = 0, а на период верхней
частоты сигнала приходится не менее двух отсчётов. На рис. 1.23
показан амплитудно-частотный спектр траекторного сигнала
одиночной точечной цели. Обращает на себя внимание тот факт,
что ширина спектра доплеровских частот траекторного сигнала
116
(рис. 1.23) по отношению к спектру зондирующею сигнала
небольшая и составляет от нескольких десятков до сотен Гц.
Изображение рассмотренной радиоголограммы приведено на
рис. 3.2, на котором номера отсчётов т по вертикали
соответствуют отсчётам по наклонной дальности, а номера
отсчётов п по горизонтали - периодам повторения Т3. Сам сигнал
по дальности содержит несколько (более двух) отсчётов. Это
сделано специально, чтобы была возможность хорошо рассмотреть
особенности сигнала.
В случае использования зондирующего сигнала в виде ЛЧМ
радиоимпульса формула (3.1) приобретает вид
S,(rn, п) = t]vu,
(3.12)
5
)Дх)2+^,
9
)дЛ2 —£L_
где ocr = 2кй)!ти - крутизна внутриимпульсной ЛЧМ, = 2яД/*
- девиация частоты [17].
Радиоголограмма для этого случая показана на рис. 3.3.
Отметим, что радиоголограмма в этом случае имеет весьма
причудливую форму. Такая форма образуется в результате
интерференции двух ЛЧМ сигналов: сигнала по дальности (он
включает около 150 отсчётов) и траекторного сигнала
радиоголограммы (он включает примерно 800 отсчётов).
Важно подчеркнуть, что все приведенные выше
соотношения остаются справедливыми и при формировании РЛИ
земной поверхности и сложных распределенных объектов.
Напомним, что процесс отражения радиоволн от шероховатых
поверхностей и объектов сложной формы можно достаточно точно
описать моделью в виде локальных (точечных) центров
переотражения. Благодаря линейности всех процессов, связанных с
формированием и обработкой отраженного сигнала, сигнал от
сложного объекта представляет собой сумму сигналов от
элементарных точечных отражателей, а его РЛИ - сумму откликов
РСА на эти отражатели. Для иллюстрации этого факта на рис. 3.4
показаны: а - фрагмент изображения реального двумерного
цифрового сигнала на входе ЦСО; б — соответствующее этому
сигналу РЛИ. Это изображение полигона с радиолокационными
мирами, соответствующими требованиям «Договора по открытому
небу» [141.
Рис. 3.1. Действительная и мнимая составляющие цифрового
траекторного сигнала одиночной точечной цели
Таким образом, согласно (3.1), сигнал на выходе фазового
детектора импульсной РСА можно рассматривать как некоторое
двухмерное комплексное поле в координатах «быстрого» tr и
«медленного» tx времени или, что то же самое, в координатах
наклонной г = ст/2 и путевой х ~ Vntx дальности. Это поле по
строкам (координате путевой дальности х) представляет собой
одномерные радиоголограммы, по столбцам (координате
наклонной дальности г) даже при ЛЧМ зондирующих сигналах
оно не несет в себе голографической информации о наблюдаемой
поверхности. Тем не менее, в литературе иногда эту двумерную
запись сигнала с выхода ФД в РСА на первичные фотопленки не
совсем корректно называют радиоголограммой, или радио-
голографическим изображением, имея в виду тот факт, что строки
118
этого поля представляют собой радиоголографические сигналы
(радиоголограммы).
В большинстве случаев для реальных траекторных сигналов
(радиоголограмм) плотности вероятности сигналов квадратур
близки к нормальным, модуля - к рэлеевским, а фазы - к
равномерным. Для примера на рис. 3.5 показаны изображение
реального двумерного сигнала с выхода ФД приемника РСА
п
Рис. 3.2. Радиоголограмма одиночной точечной цели при
простом зондирующем импульсе
Рис. 3.3. Радиоголограмма одиночной точечной цели при
ЛЧМ зондирующем импульсе
119
Рис. 3.4. Изображение цифрового траекторного сигнала на входе ЦСО (а)
и соответствующее ему РЛИ полигона с мерительными объектами (б)
120
(первичное изображение) и гистограммы сигнала действительной
составляющей (гистограмма мнимой составляющей близка к ней) и
модуля комплексного сигнала, подтверждающие тот факт, что
плотность вероятности квадратур близка к нормальной, а модуля -
к рэлеевской.
3.2. ЦИФРОВАЯ ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ В РСА
ПРИ ФОРМИРОВАНИИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ
ИЗОБРАЖЕНИЙ
В отличие от оптической обработки сигналов в РСА методы
и алгоритмы ЦО сигналов при формировании РЛИ с высокой
разрешающей способностью по координатам наклонной и путевой
дальностям удобнее рассматривать на основе фильтровой версии
(см. п. 1.4). Согласно этой версии, для повышения разрешающей
способности в РСА по координатам х и г используется
расширение спектра сигнала за счет доплеровского набега фазы
(частоты) в сечении сигнала по координате х движения самолета и
за счет внутриимпульсной ЛЧМ или ФКМ зондирующих
радиоимпульсов в сечении сигнала по наклонной дальности г.
Корреляционная (согласованная) обработка комплексной
огибающей принимаемого сигнала в этих сечениях обеспечивает
сжатие сигналов от элементарных отражателей поверхности по
координатам х и г.
Сечения сигнала s(m^n) по путевой (при фиксировании
координаты ш) и наклонной (при фиксировании и) дальностям,
как показано в п. 1.4 и 3.1, при принятом допущении об отсутствии
миграции сигналов от точечных целей на интервале
синтезирования (ИС) по полоскам наклонной дальности являются
независимыми, а сам сигнал s(m,ri) является разделяющимся по
координатам тип (1.44), (3.12). Поэтому обработку сигналов и
разработку алгоритмов для этой обработки можно вести
независимо по координатам т и п (г и х). В силу линейности
тракта формирования и обработки сигнала последовательность
обработки сигнала в сечениях может быть произвольной,
например,
121
a)
Рис. 3.5. Изображение типового двумерного сигнала с выхода ФД
приемника (а) - первичное изображение и гистограммы его
действительной составляющей (б) и модуля (в)
122
сначала сигнал s(m.n) обрабатывается по координате наклонной
дальности (т), а затем осуществляется его обработка по
координате путевой дальности ( п ) или наоборот. Цель обработки -
на основе имеющегося расширения спектра сигнала в сечениях по
координатам г и х провести сжатие сигналов в этих сечениях от
каждого элементарного отражателя наблюдаемой поверхности,
обеспечивая тем самым высокое разрешение РСА по
рассматриваемым координатам.
Известно [17], что радиолокационные сигналы с
расширенной базой или сигналы их комплексных амплитуд можно
сжать по длительности путем корреляционной или согласованной
обработки (1.54), (1.83) и (1.84). Кроме того, такая обработка
сигналов в присутствии белого гауссова шума обеспечивает
максимум отношения сигнал/шум (пикового значения сигнала к
среднеквадратическому значению шума) на выходе [20]. В связи с
этим, результат обработки, являющийся, согласно математической
модели РСА (рис. 1.14), радиолокационным изображением (РЛИ),
можно считать модулем оптимальной по критерию максимума
отношения сигнал/шум оценки функции радиолокационного
рельефа (ФРР), описывающей отражающие свойства наблюдаемой
В отличие от выражений (1.83) и (1.85), записанных для
аналоговых сигналов, при цифровой обработке в реальных
условиях нумерацию отсчетов принятого сигнала (тьп) удобно
начинать с нуля и увеличивать по мере распространения сигналов и
полета самолета (ш,и — 0,1,2,...). Таким же образом нумеруются
ячейки памяти и отсчеты опорной h0 и импульсной
характеристик = 0,1,2....,/И -1; п - 0,1,2,...,N-1).
При корреляционной обработке используется согласован-
ная с сигналом от точечной цели, а следовательно также разде-
ляющаяся по координатам г и х опорная функция:
Ло (ш,и) = hQr (т}hQx (и) — s* (т,п) (здесь знак * обозначает
комплексное сопряжение):
123
M-l N-l
1=0 к=0
N-l fM-1 4 ]
GnM*)
k=O I 1=0 J
•>
(3.13)
где m - O,l,2,...,7Vr -1; n- 0,1,2,...; M и N - число отсчетов
опорных функций по наклонной (m) и путевой hQx (и)
дальностям.
Корреляционная цифровая обработка сигнала (3.13), как
известно, эквивалентна его обработке с помощью согласованного
цифрового фильтра (ЦФ) с импульсной характеристикой
п) - hr (rn)hx (и) = s* [5]:
М-\ N-1
ё(т,п
1=0 к=0
(З.М)
N-Х (М-\ . )
к=0 I 1=0 J
При использовании фильтровой версии принципа
синтезированной апертуры физически нагляднее рассматривать не
корреляционную обработку, а цифровую согласованную фильтра-
цию сигнала на основе математического аппарата цифровых
фильтров и линейных дискретных преобразований.
В принципе, рассмотренную цифровую обработку сигнала
по координатам т и п можно провести в реальном
масштабе времени с помощью специализированных цифровых
вычислительных систем, структура которых может оптимизиро-
ваться для решения задачи обработки сигналов в РСА при
формировании РЛИ по алгоритму (3.14). Однако такая цифровая
обработка сигналов в РСА ВР при разрешающей способности
Sr.Sx <3м и полосах захвата по наклонной дальности в
несколько десятков километров может потребовать
производительность спецпроцессора единиц и десятков
миллиардов операций типа комплексного умножения в секунду,
объем долговременной памяти — сотни гигабайт, а оперативной
124
памяти - от сотен мегабайт до десятков гигабайт и пропускную
способность шин обмена от сотен мегабайт/с до единиц гигабайт/с.
Учитывая серьезные ограничения по массогабаритным
характеристикам и энергопотреблению, а также специфические
условия эксплуатации при размещении аппаратуры в передвижных
или перевозимых лабораториях ППО и ПОД и особенно на борту
самолетов разведки и целеуказания, создание вычислительных
систем такого класса является достаточно сложной задачей.
Поэтому весьма актуальной при создании таких цифровых систем
является задача разработки методов и алгоритмов,
обеспечивающих значительное снижение требуемых
вычислительных затрат при реализации такой обработки.
В современных РСА ВР с цифровой обработкой сигналов
значительное снижение требований к спецпроцессорным
вычислительным системам обработки сигналов обеспечивается за
счет возложения операций обработки сигнала по координате
наклонной дальности, наиболее затратной в отношении требуемой
производительности ЦСО, на аналоговые системы формирования
зондирующих сигналов с внутриимпульсной модуляцией и сжатия
принимаемых радиолокационных сигналов. Благодаря такой
обработке снимается значительная вычислительная нагрузка с ЦСО
по обработке сигналов. На цифровую систему в таких РСА
поступают сжатые по дальности в приемо-передатчике сигналы, в
которой осуществляется цифровая обработка сигнала только по
координате путевой дальности для каждой полоски по наклонной
дальности, т.е. ЦСО ведет обработку траекторных сигналов
s(rn9 п} в полосках по наклонной дальности.
В РСА при формировании зондирующих радиосигналов
широко используются внутриимпулъсная линейная частотная
модуляция (ЛЧМ) и фазо-кодовая манипуляция (ФКМ) [17].
Наиболее широкое применение в РСА ВР в настоящее время
находят ЛЧМ зондирующие радиоимпульсы, к числу несомненных
достоинств которых следует отнести возможность их
формирования и обработки в реальном масштабе времени с
помощью аналоговых устройств, например, с помощью
дисперсионных акустических линий задержки (ДАЛЗ), В связи с
этим в главе основное внимание будет уделено цифровой
125
обработке траекторных сигналов, т.е. обработке сечений сигнала
по полоскам наклонной дальности.
Траекторный сигнал от точечных отражателей поверхности,
расположенных в m-й полоске дальности, с учетом (3.11)
опишется соотношением
s{m,n) - st {т.п) - ^UG^mXr^n-^
)Лх)х
(3.15)
хехр
В силу нарушения когерентности радиолокационных
сигналов на интервале наблюдения по путевой дальности
Хи = 0Arl. главным образом из-за траекторных флуктуаций фазы
сигнала, согласованная обработка траекторных сигналов в каждой
полоске по наклонной дальности осуществляется на интервале
синтезирования Хс < Хн. ограничиваемого длительностью
импульсной характеристики N - Nc~ Xc/V^3 :
ё{т.п) -
Nc-\ .
k)h{m. Л)1
, т = 0, (Nr -1); п = 0,1,2,
(3.16)
здесь импульсная характеристика ЦФ h(m, nj согласуется по фазе
с сигналом от точечного отражателя на интервале синтезирования
= AW, = ХсЛх:
h{m.n) = Н{т. /?)ехр| j (a?Ay)2|, (3.17)
где Н{т.п) - огибающая импульсной характеристики ЦФ,
задаваемая на ИС: п = 0,1,2,..., Nc — 1.
Однако часто операционная система вычислительного
комплекса не представляет возможностей работать с
комплексными переменными. В таком случае структура алгоритма
цифровой обработки реализуется в рамках действительных
переменных, но повторяет все операции комплексной обработки.
При рассмотрении этого алгоритма входной сигнал и импульсную
126
характеристику цифрового фильтра в выражении
представляют в алгебраической форме:
£ (т, и) = (т, и) + j£s (т, и),
h\m,n) = hc (т,и) + jhs (т,п),
(3.16)
(3.18)
(3.19)
где действительные и мнимые составляющие - вполне реальные
функции. Часто их называют косинусными и синусными
(синфазными и квадратурными) составляющими (отсюда нижние
индексы «5» и «с» в обозначении функций). Учитывая выраже-
ния (3.18) и (3.19) в дискретной комплексной свертке (3.16),
получим алгоритм цифровой фильтрации на основе четырех
действительных дискретных сверток:
М.-1
А--0
Л^-1 .V-1
у
У А(т,кУс{т,п-к^~ У (»/,«-£)
£=0 А-=0
AL-1
к~0
т.п
у -1
-Аг)+ У/г^.(т,кУс(т,п
*=0
(т.и) + jes (т.п)
и = 0Д,2,....
(3.20)
Структура алгоритма рассмотренной цифровой согласован-
ной обработки траекторного сигнала, включающая АЦП, показана
на рис. 3.6.
На рис. 3.7 представлены квадратурные составляющие
траекторного сигнала от точечного отражателя в т-й полоске
дальности (при ^=0) и импульсной характеристики, а также
сжатый дискретный (цифровой) сигнал на выходе, иллюстри-
рующие процесс цифровой обработки траекторного сигнала при
формировании РЛИ точечного отражателя. Поскольку модуляция
сигнала диаграммой направленности на интервале синтезирования
практически отсутствует, реакция на одиночную точечную цель
при прямоугольной огибающей импульсной характеристике близка
к форме «sin(x)/x». Такой форме, с точки зрения радиолокации,
127
присущ тот недостаток, что боковые лепестки оказываются
значительного уровня. В частности, первый боковой лепесток
синтезированной диаграммы направленности на рис. 3.7 имеет
уровень по отношению к максимуму порядка -13 дБ. Это
совершенно неприемлемо для РЛИ, поскольку слабо отражающие
цели на фоне боковых лепестков мощных целей будут совершенно
не видны. Приемлемым считается уровень максимальных боковых
лепестков порядка -40.. .-50 дБ.
от системы формирования и коррекции
импульсных характеристик
Рис. 3.6. Структурная схема алгоритма обработки комплексного
траекторного сигнала
Для обеспечения такого уровня боковых лепестков отклика
РСА на точечный отражатель используют огибающую
импульсной характеристики специальной (спадающей к краям
интервала синтезирования) формы. В качестве огибающей могут
быть использованы так называемые окна Тейлора, Блекмана,
Хемминга и т. д. [17]. Такие окна позволяют значительно
уменьшить уровень боковых лепестков. Правда, при этом основной
лепесток несколько расширяется, максимум синтезированной
диаграммы направленности уменьшается, а разрешающая
способность, измеряемая на уровне —3 дБ, несколько ухудшается.
Но на это приходится идти для уменьшения уровня боковых
лепестков синтезированной диаграммы направленности.
128
п
100 200 300 400
1 1 Li 11 Vi Li L 1, 1 J.ll r- - 1. - 1 1 ~T ill 'll ~T H 11 jT r
1 1_ ! - 1 1 “ — — - -J L ... L __L TT 1 ! 1
-400 -300 -200 -100
Рис. 3.7. Цифровые квадратурные составляющие траекторного сигнала
точечной цели, импульсной характеристики
и сигнал РЛИ точечной цели
9. Изд. №9977
129
Для примера рассмотрим использование окна Хемминга. На
рис. 3.8 изображены импульсные характеристики с прямоугольной
огибающей (рис. 3.8, а) и огибающей по Хеммингу (рис. 3.8, б), а
также соответствующие им сигналы на выходе цифрового фильтра
Рис. 3.8. Импульсные характеристики ЦФ с прямоугольной огибающей
(а) и огибающей по Хэммингу (б), ниже - соответствующие им
отклики РСА на точечный отражатель
(синтезированные диаграммы направленности). Разница в синтези-
рованных диаграммах направленности очевидна: подавление
боковых лепестков сопровождается расширением и заметным
снижением значения максимума основного лепестка. Оправдан-
ность таких потерь можно уяснить с помощью рисунка 3.9. Здесь
изображены сигналы РЛИ трёх целей, сигналы радиоголограмм
которых уменьшаются в соотношении 1:4:9. По картине на
рис. 3.9, а едва ли можно утверждать, что изображение
соответствует трём целям. Из рисунка же 3.9, б это очевидно
следует. Конечно, здесь не учтены шумы, но в корректно
спроектированной РСА шумы РЛИ должны быть значительно ниже
сигнала фона местности.
130
Рис. 3.9. Отклики РСА натри точечные цели с разной интенсивностью
отражения на выходе ЦФ с прямоугольной огибающей (а) и
огибающей по Хэммингу (б) импульсной характеристики
33. СПОСОБЫ СНИЖЕНИЯ ТРЕБОВАНИЙ
К БЫСТРОДЕЙСТВИЮ И ОБЪЕМУ ПАМЯТИ ЦСО РСА.
ДВУХЭТАПНАЯ ЦИФРОВАЯ ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ
Важными характеристиками ЦСО РСА при реализации
рассмотренного алгоритма обработки сигнала (3.20) в реальном
масштабе времени (РМВ), т. е. в темпе поступления сигнала с
выхода приемника, являются требуемые быстродействие и объем
памяти. В качестве примера проведем анализ этих требований
применительно к отечественной ЦРСА РОНСАР, разработанной в
рамках «Международного договора по открытому небу» [14]. В
последующем при разработке новых РСА ВР с более высокими
информационными возможностями эти требования будут
ужесточаться.
9*
131
Требуемое быстродействие ЦСО при обработке
траекторных сигналов определяется количеством соответствующих
вычислительных операций, выполняемых в единицу времени. Для
его оценки следует определить объем вычислительных операций,
необходимых для реализации алгоритма (3.20) на каждом периоде
повторения Т3 зондирующих импульсов во всех полосках
(дискретах) по наклонной дальности m = 0, [Nr — 1).
В соответствии с алгоритмом (3.20) за время Т3 ЦСО
должна выполнить NrNc(Nr = AT?/Ar,Nc-Xc/T3Vn) операции
комплексного умножения, что соответствует 4NrNc операций
вещественного умножения и 2NrNc операции вещественного
сложения (рис. 3.6). Здесь и в дальнейшем операциями
комплексного и вещественного умножения (сложения) будем
называть операции умножения (сложения) комплексных и
вещественных чисел соответственно. Кроме того, при реализации
алгоритма происходит накопление результатов умножения
отсчетов сигнала на соответствующие отсчеты импульсной
характеристики, для чего требуется дополнительно выполнить
(Nc — 1) операций комплексного сложения, каждая из которых
осуществляется двумя операциями вещественного сложения.
Таким образом, при цифровой обработке сигнала в ЦСО
полное количество выполняемых комплексных или вещественных
операций умножения Вк^ и сложения Ак^ за время Т3 будет
равно
Вк = NrNc,BB = 4NrNc; (3.21)
Л = - а Л = 2NrNc + 2^ (Nc -1) = 4NrNc - 2Nr. (3.22)
В силу разнотипности вычислительных операций
(умножения и сложения) возникают сложности в оценке
требуемого быстродействия ЦСО. Если в практической реализации
ЦСО время выполнения операций комплексного (вещественного)
умножения значительно (на порядок и больше) превышает время
выполнения соответствующей операции сложения, то при оценке
требуемого быстродействия можно ограничиться подсчетом
операций комплексного (вещественного) умножения в секунду
132
У^КУ’Ъ'ВУ
QKy =Nr'Nc/T3, QBy = 4Nr -NCIT3. (3.23)
В случае, когда нельзя пренебречь операциями сложения
при оценке требуемого быстродействия одной численной
величиной, операции комплексного (вещественного) умножения
приводится к эквивалентному количеству операций комплексного
(вещественного) сложения, либо наоборот. Так, например, если в
ЦСО РСА цифровой сигнал представляется в виде двоичного кода
с фиксированной запятой, а операция вещественного умножения
выполняется по алгоритму сложения со сдвигом, то время
выполнения одной операции вещественного умножения будет
Равно 4,(/лч/7-1), где tcn — время выполнения в арифметическом
устройстве ЦСО одной операции вещественного сложения, I щп -
количество разрядов в цифровом представлении сигнала. При этом,
количество эквивалентных операций вещественного сложения,
выполняемых при реализации алгоритма на каждом периоде Т во
всех полосках дальности Nr с учетом (3.21) и (3.22), будет равно
Ав = Ав + (1АцП — 1)Вв = ^ацп^г-^с (3.24)
а требуемое быстродействие ЦСО оценивается величиной
Qk =(4lAIinN^Nc-2Nr)/T3. (3.25)
В качестве примера определим требуемое быстродействие
ЦСО РСА для исходных данных РЛС РОНСАР [14]: способ
обработки - алгоритм прямой свертки (ПС), 7^=1мс, ;V=103,
Nr=104, 1АцП^ бит, 8г = 3х = 3м, kr-kx=2, АТ? =25 км. Для
этих исходных данных требуемое быстродействие равно:
QKy = NrNc /Т3 = 1О10 комплексных операций умножения в
секунду или Qbc = ^ацп^г^с *” 2TVr) /Т3 « 32 • 1010 эквивалент-
ных операций вещественного сложения в секунду. Емкость памяти
ЦСО в случае рассмотренного примера М — 4N N I шп ~40
Мбайт-320 Мбит.
Приведенная оценка требований к ЦСО РСА обработки
траекторных сигналов показала, что даже при реальных исходных
133
данных по характеристикам РСА требования к ЦСО являются
достаточно жесткими, особенно по быстродействию. Удовлетворе-
ние этих требований без принятия специальных технических
решений (например, распараллеливание процесса вычислений) в
современных условиях является проблематичным. Однако, если
учесть ряд особенностей функционирования РСА ВР, то можно
значительно снизить требование к ЦСО по быстродействию.
Первая особенность заключается в том, что время приема
Т отраженных сигналов с полосы захвата РСА по наклонной
дальности АТ? = rmax — rniin существенно меньше периода
зондирования:
Т„=2ЛЯ/с<Т,.
Для РСА РОНСАР при АТ? =25 км 7^ «166,7 мкс, а
7^=1000мкс. Только в течение Т с АЦП поступает цифровой
сигнал в ЦСО с тактовой частотой КАЦП, а все остальное время
7^-7^ «833,3 мкс приемник РСА закрыт. Данное обстоятельство
позволяет на периоде зондирования организовать запись сигнала на
интервале с частотой FAun, а считать в ЦСО с частотой
^ацп * ’ существенно меньшей (для РСА РОНСАР
Т /Т3 «0,167). Эту операцию можно осуществить в специальном
блоке изменения временного масштаба (БИВМ), включаемого
между АЦП и ЦФ обработки сигнала, с которого в каждом периоде
зондирования сигнал поступает на ЦФ обработки с тактовой
частотой
F =F Т !Т
Второй особенностью, учет которой позволит снизить
требование к быстродействию и объему памяти ЦСО, является
возможность увеличения интервала дискретизации траекторного
сигнала на входе ЦСО с периода зондирования Т3 до интервала
T„=Sx/kxVn, (3.26)
достаточного для высококачественного воспроизведения РЛИ на
выходе ЦСО по координате путевой дальности при коэффициенте
134
выборки кх = 1...2. Вариант выборки кх-\ (один отсчет сигнала
РЛИ на элемент разрешения Зх) является оправданным, когда
речь идет об использовании РЛИ для целей самолетовождения или
позиционной коррекции. Такой выбор при ограниченном числе
элементов отображения экрана системы визуализации
радиолокационной информации позволяет получить на экране
изображение сравнительно крупного участка поверхности при
достаточно высоком качестве РЛИ. Однако один отсчет сигнала
РЛИ, приходящийся на элемент разрешения, при обнаружении
малоразмерных деталей поверхности или картографировании
может оказаться недостаточным. В этом режиме может быть
выбран кх =2.
Дело в том, что частота повторения F3 зондирующих
импульсов, являющаяся частотой дискретизации траекторных
сигналов, выбирается в соответствии с теоремой отсчетов, исходя
из его ширины спектра доплеровских частот, определяемой
шириной диаграммы направленности антенны (1.59): Fs > 2Vn / dA .
Невыполнение этого условия приводит к ошибкам дискретизации,
проявляющимся на РЛИ в появлении боковых лепестков откликов
РСА на точечные отражатели, располагаемых на значительном
удалении от главного лепестка, что может вызвать
неоднозначность отображения целей на РЛИ. Поэтому частота F ,
выбираемая с учетом условия (1.59), оказывается значительно
выше требуемой для высококачественной обработки сигналов в
ЦСО и воспроизведения РЛИ на экране системы отображения. Но
если учесть, что не вся полоса частот траекторного сигнала
используется при его сжатии (из-за нарушения когерентности
радиолокационных сигналов), то частота дискретизации сигнала на
входе ЦСО может быть уменьшена без нарушения однозначности
отображения целей после предварительного сужения (фильтрации)
спектра сигнала до величины, соответствующей реализуемой
разрешающей способности, т.е. после уменьшения ширины спектра
траекторного сигнала с учетом (1.52) и (1.53) в 25x1 dA раз. В это
же число раз после предварительной фильтрации может быть
понижена частота его дискретизации на входе ЦФ обработки.
135
которая будет согласована с частотой дискретизации сигнала
изображения (3.26):
F ~kV / 8х.
И X п
Для РСА РОНСАР при кх=29 Г =250 м/с, &=3м это частота
F «167 ГЦ вместо F3 =1000 Гц.
При реализации рассмотренных способов снижения
требований по быстродействию и объему памяти ЦСО основная
цифровая согласованная фильтрация траекторного сигнала будет
проходить при пониженной частоте дискретизации и потребует
меньшего объема памяти. Именно эта идея лежит в основе
двухэтапной цифровой обработки сигналов в РСА, реализованной
еще в середине 60-х годов в лабораторном макете ЦРСА на
кафедре № 42 ВВИА им. проф. Н. Е. Жуковского.
Таким образом, цифровую обработку сигналов в РСА даже
при современном уровне развития вычислительной техники,
следует проводить в два этапа. На первом этапе осуществляется
предварительная обработка сигналов, поступающих с АЦП, по
снижению требований к быстродействию и объему памяти
основной цифровой согласованной обработки (цифровому
синтезированию). Это реализуется путем изменения временного
масштаба поступающих с АЦП отсчетов сигнала в каждом периоде
зондирования и предварительной фильтрации сигналов,
обужающей их спектр, с последующим прореживанием отсчетов
сигнала по координате путевой дальности на входе основного ЦФ
согласованной обработки. На втором этапе проводится основная
цифровая обработка траекторного сигнала при пониженных
частотах дискретизации РБИВМ и . Структурная схема цифровой
системы обработки сигналов, представленная на рис. 3.10,
включает в себя блок изменения временного масштаба (БИВМ),
предварительный цифровой фильтр (ПЦФ) с ключом
прореживания отсчетов на выходе и основной цифровой фильтр
обработки с операцией вычисления модуля (ОВМ) на его выходе.
Предварительный цифровой фильтр (ПЦФ) обеспечивает
фильтрацию полосы спектра доплеровских частот траекторного
сигнала (1.53):
¥д = ИпМх,
136
Рис. 3.10. Структурная схема системы двухэтапной цифровой
обработки сигналов в РСА
соответствующей реализуемой в РСА разрешающей способности
Sx по координате путевой дальности. Разработка (синтез)
алгоритма ЦФ нижних частот может проводиться по заданным
характеристикам его пастозной избирательности [17]. Однако при
разработке ПЦФ в первую очередь следует учитывать высокие
требования к его быстродействию, обусловленные высокой
скоростью поступления на его вход отсчетов сигнала. Наиболее
затратной в отношении требуемого быстродействия, как
отмечалось выше, является операция умножения, характерная для
весового суммирования отсчетов входного сигнала при реализации
алгоритма цифровой фильтрации (3.20). В этом отношении
наиболее простым в реализации, при высоких требованиях к
быстродействию, является цифровой фильтр с прямоугольной
импульсной характеристикой (равномерной на интервале
обработки), в алгоритме которого отсутствуют операции
умножения (рис. 3.11, а):
М-1
Ь£?(.т)(ffii > *0 ~~ * Ьс(.у)(^i~ 0? И —0,1,2..., (3.27)
где - действительная (^ ) или мнимая (£ ) составляю-
щая траекторного сигнала на входе ЦСО. На рис. 3.11, б показана
амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) такого ЦФ, опреде-
ляемая формулой [15]:
137
sin(Ari2^/r,/2) _ sinCTV^yT.)
11'1' sin(2zr fT312) sin(zr fT3)
(3.28)
Правда, частотная избирательность ЦФ с прямоугольной
импульсной характеристикой является недостаточно высокой, что
может привести к повышению уровня ошибки дискретизации или к
соответствующему увеличению частоты дискретизации сигнала на
выходе предварительного фильтра.
Рис. 3.11. Импульсная (а) и амплитудно-частотная (б)
характеристики ПЦФ
С учетом прореживания отсчетов сигнала на выходе ПЦФ
появляется возможность дополнительного снижения требований к
быстродействию ПЦФ за счет сокращения числа операций,
приходящихся на один отсчет выходного сигнала. Дело в том, что
частота отсчетов сигнала на выходе ПЦФ такая же, что и на входе —
равна F3, поэтому фильтр, кроме остающихся после прореживания
отсчетов, формирует и все остальные, отбрасываемые при
прореживании отсчеты на его выходе, затрачивая на их
формирование вычислительные операции. Если формирование
таких отсчетов исключить из процедуры ПЦФ, то можно
существенно снизить число вычислительных операций при его
реализации, а следовательно и требование к его быстродействию.
В связи с этим весьма удачным оказался алгоритм
цифровой предварительной обработки траекторных сигналов,
названный алгоритмом «частичного суммирования», который был
предложен сотрудником кафедры № 42 ВВИА им. проф. Н. Е.
Жуковского Фирсовым Л. П. еще в середине 60-х годов при
разработке на кафедре лабораторного макета ЦРСА. Этот алгоритм
138
совмещал в себе операции фильтрации и прореживания отсчетов
сигнала на выходе ПЦФ:
м-1
^c(s)(^р ^i) “ /\ ^c(s) (^р + — 0,1,2.... (3.29)
/=0
Здесь N\ - число отсчетов входного сигнала, суммируемых при
формировании выходных отсчетов; интервал дискретизации
входного сигнала - Т' а выходного - Т —NJ\
Суть алгоритма частичного суммирования (ЧС).
проиллюстрированного на рис. 3.12, сводится к последовательному
суммированию no N\ отсчетов входного сигнала ,
формируя при каждом суммировании выходные отсчеты
Суммированием отсчетов сигнала на интервале N{T3
обеспечивается обужение его спектра, а формированием сумм на
неперекрывающихся интервалах осуществляется прорежива-
ние сигналов на выходе ПЦФ. Несмотря на простоту реализации и
высокое быстродействие этот алгоритм предварительной цифровой
обработки траекторных сигналов имеет существенный недостаток,
заключающийся в том, что интервал накопления отсчетов NXT,
определяющий полосу пропускания VN}T ПЦФ, и
Рис. 3.12. Формирование сигнала на выходе предварительного этапа
обработки по алгоритму «частичного суммирования»
139
интервал дискретизации сигнала на выходе алгоритма ЧС
Г = N\T3, практически совпадают, что обусловливает значитель-
ные наложения лепестков спектральной характеристики сигнала на
выходе алгоритма (на входе ОЦФ), при которых максимумы
лепестков спектральной функции попадают на нули соседних
лепестков (рис. 3.13, в), что приводит к повышению уровня ошибок
дискретизации.
На рис. 3.13 представлены амплитудно-частотные
спектральные характеристики траекторного сигнала на входе ЦСО
5Д(/) > на выходе ПЦФ $ПЦф(Р) (б) и на выходе предвари-
тельной обработки способом ЧС S{ (/) (в) , а также амплитудно-
частотные характеристики (АЧХ) ПЦФ и первого этапа
обработки В силу существенного превышения полосы
А/^тах спектРа доплеровских частот траекторного сигнала на входе
ЦСО полосы пропускания ПЦФ &/ПЦФ - АЛ спектральная
характеристика сигнала на выходе ПЦФ по форме
практически совпадает с АЧХ предварительного фильтра (рис.
3.13, б).
Для упрощения и большей наглядности, существенно не
теряя строгости анализа, лепестки спектральной плотности
траекторного сигнала S^(f) на рис. 3.13, а изображены колоко-
лообразной формы, хотя реально при равномерном распределении
амплитуд поля в раскрыве антенны огибающая амплитуд
траекторного сигнала, определяемая диаграммным множителем,
описывается функцией вида (sinw/u)?, а форма спектральной
плотности будет определяться преобразованием Фурье от ЛЧМ
сигнала с огибающей такого вида, т. е. будет отличаться от
изображенной на рис. 3.13, а.
Амплитудно-частотные характеристики, изображенные на
рис. 3.13, позволяют проанализировать изменения спектра
траекторного сигнала в процессе его предварительной цифровой
обработки. На входе ЦСО сигнал занимает полосу A/^max, которая
в соответствии с (1.51) определяется шириной ДН антенны (на
140
уровне -3 дБ от максимума). Ширина полосы пропускания ПЦФ
^/пцф зависит от размера частичной суммы N}T3 (рис. 3.11 и
3.13,6):
Д/п =VJ3x. (3.30)
Рис. 3.13. Амплитудно-частотные характеристики сигналов и ПЦФ,
иллюстрирующие предварительную обработку траекторного сигнала с
помощью алгоритма частичного суммирования
(сх, с2 — нормирующие коэффициенты)
141
Основной цифровой фильгр (фильтр синтезирования) по
ширине полосы пропускания ^/ОЦФ должен соответствовать
ширине спектра доплеровских частот Д/д, соответствующего
реализуемой разрешающей способности £х(1.53):
(з.з1)
тогда
ОЦФ — ПЦФ 4/дтах ' (3.32)
В случае, если в сигнале РЛИ приходится один отсчет на
элемент разрешения ( (кх = 1)/^ПЦФ = &ГОЦФ. Именно такой случай
показан на рис. 3.13.
После предварительной обработки траекторного сигнала на
втором этапе (в ОЦФ) в соответствии с выражением (3.20), но для
меньшего числа отсчетов цифрового сигнала N2 и большего шага
дискретизации Ти = N\T39 формируется сигнал РЛИ:
w2-i ~
А-0
^=(0,^-1), ^=0,1,2...,
(3.33)
где N2 - int{iVc/^}+ 1 - число частичных сумм на интервале
синтезирования Тс; - импульсная характеристика ОЦФ,
квадра7урные составляющие которой (3.19) для согласования с
сигналом также должны быть подвергнуты обработке по алгоритму
ЧС:
A^-l _________
4ф) (mi> ni)=X (mt > niNi + о, =о, - О- (з.з4)
/-0
Частота дискретизации Fn на выходе алгоритма ЧС, как
уже указывалось, равна ширине полосы пропускания Ь/ПЦФ (рис.
3.13,6 и 3.13, в). Из-за значительного наложения лепестков АЧХ
Kj(f) сигнал через ПЦФ проходит не только в окрестности
нулевой частоты, но и в окрестностях более высоких частот (от
смежных лепестков его спектра), кратных Fn (рис. 3.13, в), что
142
вызывает ошибки дискретизации. Эти ошибки для ЛЧМ
траекторных сигналов после их сжатия имеют специфический
характер: наряду с отметками радиоконтрастных точечных целей
на РЛИ появляются ложные отметки, повторяющиеся с
ослаблением через интервалы кхХс по координате х (рис. 3.14).
Это обусловлено линейной зависимостью для ЛЧМ траекторных
сигналов между доплеровской частотой и пространственной
(временной) координатой:
r0A f
х или х =-------(3.35)
2^п
поэтому при F^—ky^/Sx кратные ей доплеровские частоты
f ~ mF^ > а координаты ложных отметок х = ткх X с ,
т = ±1,2,....
Рис. 3.14. Ошибки дискретизации отклика РСА
на точечную цель (для кх — 1)
Однако уровень ошибок дискретизации даже при такой
АЧХ Kj (/) оказывается достаточно низким, что является
результатом прохождения спектра траекторного сигнала в
окрестностях частот, соответствующих нулям АЧХ K^f) (рис.
3.13, в). Тем не менее, и такие ошибки не всегда допустимы. В
случаях, когда возникает необходимость уменьшения этих
искажений РЛИ, применяется многоканальный алгоритм ЧС,
который позволяет уменьшить интервал дискретизации, а
следовательно и ошибки дискретизации при той же полосе
пропускания Ь/ПЦФ 31 Д/^ • При этом рассмотренный выше
алгоритм ЧС становится одним из каналов многоканального
143
алгоритма, что и дало основание такой алгоритм называть
одноканалъным алгоритмом ЧС. Для увеличения частоты
дискретизации на выходе многоканального алгоритма ЧС
частичные суммы в каналах формируются с перекрытием во
времени. Начало набора частичной суммы в каждом канале
сдвигается относительно предыдущего на число отсчетов
Nk=NJnk, (3.36)
где nk - число каналов многоканального алгоритма ЧС;
Nk = 1, Nx . Для одноканального алгоритма Nk = Nx, а при Nk — 1
прореживание отсчетов на выходе ПЦФ отсутствует.
Сигнал на выходе многоканального алгоритма ЧС
> "1’) = S к + 0> (3.37)
7=0
а соответствующая ему импульсная характеристика второго этапа
(ОЦФ) формируемого с учетом многоканального алгоритма ЧС,
4(w1,«1')= 2^h(mvn[Nk +z), п[ = 0, (TV'-1), (3.38)
7=0
где N? - fat {Ncnk /TVj +1 - число отсчетов траекторного сигнала
на интервале синтезирования при многоканальном алгоритме ЧС.
За счет последовательной выборки отсчетов из отдельных
каналов многоканального алгоритма ЧС обеспечивается
увеличение частоты дискретизации на его выходе в пк раз:
F' = n,F . Важно отметить, что число отсчетов сигнала РЛИ на
элемент разрешения в случае многоканального алгоритма ЧС
обеспечивается равным числу каналов: кх = пк .
Но даже при двухканальном алгоритме ЧС (рис. 3.15, а)
удается значительно снизить уровень ошибок дискретизации, так
как при этом алгоритме наложение лепестков КЧХ Kf (f)
происходит не по основным, а по боковым лепесткам КЧХ
КПЦФ{/} (рис. 3.16). Процесс формирования выходных отсчетов
двухканального алгоритма ЧС показан на рис. 3.15,6. Звеном
144
Рис. 3.15. Структура двухканального алгоритма предварительной
цифровой обработки траекторного сигнала (а) и схема формирования
отсчетов сигнала на выходе (б)
Рис. 3.16. Амплитудно-частотные характеристики
двухканального ПЦФ и основного ЦФ
10. Изд. №9977
145
_м
Z 2 на рис. 3.15,а моделируется запаздывание сигнала на NJ2
отсчетов. При двухканальном алгоритме ЧС обеспечивается
коэффициент выборки кх - 2, а частота дискретизации сигнала на
выходе будет в два раза выше по сравнению с одноканальным
алгоритмом: F^ = 2I NXT. = 2F„ при том же интервале накопления
частичных сумм NT*.
В общем случае многоканальный алгоритм ЧС можно
рассматривать как ПЦФ с изменением шага дискретизации на
выходе.
3.4. МЕТОДЫ ЦИФРОВОЙ ОБРАБОТКИ
СИГНАЛОВ В РСА ВР
После первого этапа предварительной цифровой обработки
(ЦО) траекторных сигналов, обеспечивающего снижение
требований к быстродействию и объему памяти основного этапа,
сигналы поступают на основной цифровой фильтр (ОЦФ),
осуществляющий согласованную (по фазе) обработку сигналов
(синтезирование апертуры) при формировании РЛИ.
В предыдущих параграфах этой главы в качестве алгоритма
основной ЦО сигнала рассматривался алгоритм дискретной
свертки (3.14), (3.20), обеспечивающей сжатие ЛЧМ траекторных
сигналов. Однако при цифровой реализации процесса
синтезирования апертуры могут применяться и другие методы
(алгоритмы), подобные тем, которые используются при анализе
аналоговых линейных систем (фильтров): классический,
операционный, спектральный и др. [17]. Дискретными вариантами
этих методов являются: метод разностных уравнений, метод Z -
преобразования, дискретный спектральный метод. Так, например,
методы разностных уравнений и Z - преобразования, в принципе,
могут использоваться при разработке рекурсивных алгоритмов
цифровой фильтрации сигналов. Однако их применение
ограничено значительными трудностями в описании
согласованных с ЛЧМ -сигналами фильтров разностными
уравнениями или в представлении их передаточных функций
дробно-рациональными выражениями.
146
Для согласованной цифровой обработки ЛЧМ - сигналов в
РСА наиболее широкое распространение получили методы
дискретной свертки, спектральный метод и специфический для
обработки ЛЧМ - сигналов метод «гармонического анализа» (ГА).
Последний из них основан на линейной связи в ЛЧМ сигналах
координат частоты и времени (пространства).
Поскольку перемножение дискретных преобразований
Фурье (ДПФ) функций соответствует их свертке, то саму свертку
можно заменить тремя ДПФ и умножением, что составляет основу
дискретного спектрального метода. А так как при использовании
процедуры ДПФ на ЭВМ применяются «быстрые» алгоритмы их
реализации (БПФ), такая замена может дать экономию в числе
операций, затрачиваемых на один отсчет выходного сигнала,
особенно при больших интервалах синтезирования Тс. Поэтому
спектральный метод ЦО сигналов на основе использований
процедур ДПФ (БПФ) традиционно в теории цифровой фильтрации
называют методом «быстрой свертки» (БС), а метод дискретной
свертки - методом «прямой свертки» (ПС) [7, 17].
3.4.1. Метод прямой свертки
Цифровая двухэтапная обработка траекторного сигнала по
методу «прямой свертки» в общем случае при многоканальном
алгоритме ЧС с учетом (3.33), (3.37) и (3.38) может быть описана
следующими выражениями:
е(«г1.и1') =
л-;-1 _
к=0
п{ - 0,1.2...,
(3.39)
где т} —0,Nr— 1; NkTs - шаг дискретизации РЛИ по координате
л»
х. В случае, если сигнал задан на ограниченном
интервале: п\ — 0, — 1), реакция ОЦФ будет определена на
интервале п{ = 0, (N? + — 1).
Структурная схема ЦСО принятого сигнала с(т,п),
реализующая двухэтапный алгоритм по методу прямой свертки при
*
10
147
одноканальном ПЦФ (пк =1) показана на рис. 3.10. Рассмотрим
некоторые особенности функционирования этого алгоритма.
Сигнал л) с выхода АЦП после изменения масштаба
отсчетов по наклонной дальности (в БИВМ) на каждом и-ом
периоде зондирования распределяется по Nr каналам дальности в
соответствии с номером отсчета тл. Далее в каждом -ом канале
дальности реализуется два последовательно выполняемых этапа
ЦО траекторного сигнала. В случае многоканального ПЦФ
выполняются операции, описываемые выражениями (3.37) - (3.39).
Практически допустимый уровень ошибок дискретизации можно
обеспечить при одно- или двухканальном ПЦФ, т. е. при Nk - N\
(кх = 1) или Nk - N{/ 2 (kx = 2). Формирование отсчетов сигнала
с выхода первого этапа происходит одновременно во всех Nr
каналах дальности. Сформированные отсчеты выходного сигнала
поступают в оперативную память ОЦФ. Если эту память
рассматривать для Nr каналов, то запись сигнала в такую общую
память производится строками по дальности.
В оперативной памяти ОЦФ при Тс — const для каждого
канала дальности хранится отсчетов выходного сигнала ПЦФ.
Считывание сигнала из этой памяти производится строкой по
азимутальной координате. После реализации над считанным
сигналом операции (3.39) формируется один отсчет сигнала РЛИ
по координате х. При поступлении нового отсчета выходного с
ПЦФ сигнала нулевой отсчет в памяти ОЦФ «стирается», все
остальные сдвигаются на один шаг в сторону нулевого, новый
отсчет записывается в освободившуюся ячейку и реализация
повторяется. Так, шаг за шагом, образуется строка изображения по
координате путевой дальности х. Для реализации ОЦФ в его состав
кроме оперативной памяти сигналов (w15 W0 включается
память для отсчетов импульсной характеристики . На
выходе ОЦФ выполняется операция вычисления модуля (ОВМ),
формирующая отсчеты РЛИ (рис. 3.10).
148
С выхода второго этапа сигнала РЛИ ё(т19п{) поступает на
систему отображения строками по дальности. Таким образом, по
мере полета самолета с РСА строка за строкой по наклонной
дальности формируется РЛИ полосы местности (рис. 3.17). Способ
формирования РЛИ в РСА, когда на каждом интервале
синтезирования в результате -го цикла обработки сигнала
образуется одна строка РЛИ по дальности, а далее по мере полета
самолета строка следует за строкой, называется построчным, В
свою очередь, ЦСО, обеспечивающую формирование одной строки
РЛИ по дальности в процессе цикла обработки на интервале
синтезирования, иногда называют однолучевой.
у строка РЛИ
линия пути к—— да
k с
Рис. 3.17. Схема формирования РЛИ при цифровой обработке сигналов
методом прямой свертки
При одноканальном алгоритме ЧС {кх =1). обеспечивающем
в ряде случаев достаточно высокое качество РЛИ, основные
соотношения, определяющие число отсчетов сигнала, имеют вид:
- для входного сигнала на интервале синтезирования:
(3-40)
- для отсчетов, накапливаемых в ЧС с учетом (3.26),
N^FJF^SxFJV^, (3.41)
- для выходного сигнала алгоритма ЧС (при кх=1) на
интервале синтезирования:
N2 = Nc/N{ = Xc!Sx, (3.42)
при одноканальном алгоритме ЧС частота дискретизации РЛИ
равна ширине полосы пропускания ПЦФ:
149
FK=VJ8x = \fnil<J>. (3.43)
В тех же довольно редких случаях, когда приходится
использовать многоканальный алгоритм ЧС, ширина полосы ПЦФ
остается такой же:
ПЦФ
а частота дискретизации сигнала РЛИ увеличивается в пк раз:
F^nkVJ6x. (3.44)
Увеличение частоты дискретизации вызывает рост числа отсчетов
сигнала в ОЦФ на интервале синтезирования
N'2=nkN2, (3.45)
а также уменьшение шага дискретизации РЛИ:
&х = 8х/пк. (3.46)
Для реализации ЦСО траекторных сигналов требуется определенный
объем оперативной памяти системы хранения входных, промежуточных и
выходных данных и постоянной памяти для хранения отсчетов импульсной
(опорной) характеристики ОЦФ. При этом объем оперативной памяти оказывается
значительно больше объема памяти для хранения отсчетов характеристики ОЦФ.
Дело в том, что при прямоугольной импульсной характеристике ПЦФ память для
хранения ее не требуется, а память для хранения импульсной характеристики
ОЦФ можно заметно уменьшить, используя одну и ту же импульсную
характеристику для обработки отсчетов нескольких полосок дальности.
Такая возможность следует из слабой зависимости закона изменения
фазы траекторного сигнала (р ~ 2лX2 / Г()А от наклонной дальности Го . Так,
если импульсная характеристика ОЦФ рассчитана на дальность , а отраженный
точечной целью сигнал соответствует дальности Го + Г„ , то разность фаз на
концах интервала синтезирования &<рп можно вычислить по формуле [7]:
При Го Гп справедливо соотношение:
t
откуда следует
150
Если допустимым значением разности фаз считать Я/16, что
вполне оправдано, и учесть возможность отклонения дальности Л*о в обе стороны,
то ширина полосы по дальности Г = 2г* в пределах которой можно
использовать одну и ту же импульсную характеристику, может оцениваться,
исходя из условия:
^о2 /0Л2 ) = (<^)2 /Л (3.48)
Здесь — середина полосы по наклонной дальности шириной Гг ~ 2гп. При
этом число отсчетов сигнала по дальности N(^, для которых может быть
использована одна и та же импульсная характеристика, определяется формулой
№ф Я ПРИ ^г(х) = 1 и ~
Иф = rn!8х - 8x1 Л. (3.49)
Нередко оказывается возможным обойтись всего несколькими, а иногда и одной
импульсной характеристикой для получения РЛИ во всей полосе обзора по
наклонной дальности.
Емкость оперативной памяти ПЦФ, обрабатывающих квадратурные
составляющие траекторного сигнала
= 2nklxNr,
здесь /| — число разрядов двоичного представления отсчетов сигнала на выходе
ПЦФ. Значительно более емкой является оперативная память второго этапа
(ОЦФ):
М2 = 2N'±N « 2nkNJ,Nr » М, (3.50)
поскольку Пк N'2 . Общая емкость оперативной памяти ЦСО при обработке
сигналов методом ПС включает память обеих этапов:
Мпс = М[+М2 = 21лЫг(пк + N’). (3.51)
В качестве оценки требуемого быстродействия ЦСО, как указывалось
ранее, часто используют количество комплексных операций умножения и
сложения (или только умножения), необходимое для получения одного отсчета
сигнала РЛИ. При обработке способы ПС для получения одного отсчета сигнала
РЛИ должно проводиться
Nnc =N2= nkN2 (3.52)
комплексных умножений, при этом операции вычисления модуля обычно не
учитываются, поскольку она выполняется по приближенным соотношениям и
реализуется достаточно легко и быстро. В расчетах по оценке требований по
быстродействию исходят из следующих соображений. Строка РЛИ по дальности,
состоящая из Nr отсчетов, при обработке сигналов в реальном масштабе времени
151
должна быть получена за время пролета самолетом дискрета Лх РЛИ по путевой
дальности. При этом будет обеспечено получение РЛИ полосы местности без
пропусков. Следовательно, скорость обработки, если учитывать только операции
комплексного умножения, определяется соотношением:
Qnc = NncNrVn / Ar = пkN2NrVa I Ax. (3.53)
В заключение отметим, что все основные параметры ЦСО,
определяемые приведенными выше соотношениями, связаны так
или иначе с минимальным числом отсчетов сигнала на интервале
синтезирования N2 при выборе кх =1 (3.42). В частности, число
комплексных операций умножения Nnc при обработке методом
ПС линейно связано с N2 (3.52). Как следует из (3.42),
минимальное число отсчетов с выхода первого этапа на интервале
синтезирования
N2 = Хс /6х = г02 /(2А?) (3.54)
зависит от разрешения и меняется в широком диапазоне от единиц
до тысяч. На рис. 3.18 показана зависимость минимального числа
отсчетов сигнала на интервале синтезирования от разрешающей
способности 8х, длины волны Л и дальности г0 [7]. Графики
позволяют оценить значения N2 при изменении Л от 2-10'л до 2 м
и г0 от 1 до 100 км.
Рис. 3.18. Зависимость числа отсчетов сигнала на интервале
синтезирования от разрешающей способности, дальности и длины
волны РСА
152
Подставив в (3.50), (3.52) и (3.53) выражение (3.54) для N2,
можно получить явную зависимость емкости оперативной памяти
М2, необходимого числа комплексных умножений Nnc и
скорости выполнения операций умножения Qnc от разрешающей
способности 8х:
М2 - nkArJ}Nrt 8x2,Nnc = nkArQ /(28x2\Qnc = n2kArQNrVD /(28r ).
Отсюда следует, что первые два параметра обратно
пропорциональны квадрату, а третий - кубу разрешающей
способности 8х.
3.4.2. Метод быстрой свертки
Применение спектрального метода при реализации
алгоритма цифровой фильтрации сигналов способом быстрой
свертки (БС) основано на возможности значительного сокращения
вычислительных затрат ЦСО благодаря использованию при
выполнении процедуры дискретного преобразования Фурье (ДПФ)
алгоритма быстрого преобразования Фурье (БПФ). Дело в том.
что при выполнении свертки двух комплексных дискретных
последовательностей размером по N отсчетов требуемые
вычислительные затраты (число комплексных умножений)
пропорциональны N29 а при реализации двух N -точечных
процедур БПФ (прямой и обратной) по основанию 2 и операции
умножения, выполняемых в алгоритме БС, пропорциональны
2V(log2N + l). Коэффициент снижения требуемых вычисли-
тельных затрат при реализации алгоритма БС по сравнению с
алгоритмом ПС составляет N' (log? N + 1) . С увеличением N этот
коэффициент быстро растёт. Так, например, при 7V =128 он
составит 16, а при N =1024 он равен 93.
Поскольку ДПФ свертки двух дискретных последова-
тельностей соответствует произведению их ДПФ, то цифровая
обработка сигнала по методу БС включает в себя процедуру ДПФ
(БПФ) входного сигнала; умножение ДПФ сигнала на ДПФ
импульсной характеристики (КЧХ цифрового фильтра),
вычисляемого, как правило, заранее; процедуру обратного
153
преобразования Фурье (ОДПФ) полученного произведения и
операцию вычисления модуля на её выходе. Таким образом,
алгоритм БС включает две процедуры ДПФ, вычисляемых с
помощью алгоритма БПФ, операции умножения и вычисления
модуля. Однако использование процедуры ДПФ при реализации
спектрального метода в алгоритме БС связано с рядом
особенностей, которые необходимо учитывать при разработке
алгоритма. Рассмотрим эти особенности.
Дискретное преобразование Фурье применяется только к
ограниченным по времени (пространственным координатам)
последовательностям. Поэтому алгоритм БС при непрерывном
поступлении сигнала на вход ЦСО может применяться лишь для
Л*
ограниченных последовательностей его отсчетов
п[ = О, (N^ -1) и ограниченных импульсной (т1 ,п[),
п[ = 0, ~ 1) или комплексной частотной К(тх, к),
к — 0, (N2 — 1) характеристик. При каждом цикле обработки на
выходе ЦСО формируется не одна строка, как это происходит в
алгоритме ПС, а отдельный парциальный кадр РЛИ, состоящий из
множества строк по дальности (рис. 3.20).
Размеры выборок процессов на входе и выходе операции
ДПФ должны быть одинаковыми. В силу того, что цифровая
последовательность сигнала на выходе алгоритма ПС при
Л*
ограниченных последовательностях £ (т{, п\) и h2 (тл, п\)
включает + N2—l ненулевых отсчетов [17], такой же размер
должна иметь последовательность сигнала на выходе алгоритма
БС. Следовательно, входные последовательности сигнала
и импульсной характеристики h2(mx,n\} (или КЧХ) в алгоритме
БС должны иметь размер N3 > + N2 — l. Это можно обеспечить
добавлением к информационным отсчетам % и h2
соответствующего числа нулевых отсчетов.
Важной особенностью процедуры ДПФ является
дискретизация спектральной характеристики преобразуемого
154
процесса с некоторым шагом ДбУ. В силу того, что сам процесс
является преобразованием Фурье (обратным) его спектральной
плотности, дискретизация последней, как известно [17],
соответствует его периодическому продолжению. Для исключения
наложений периодов процесса при его периодическом
продолжении период его продолжения Тп должен быть равен или
больше длительности процесса 7^п, что обеспечивается при выборе
шага дискретизации по частоте
ДбУ < 2л/Т.
дп
В связи с этим перемножение ДПФ сигнала и импульсной
характеристики будет соответствовать свертке периодически
продолженных с периодом N3 > + N'? — 1 сигнала с импульсной
характеристикой в отличие от обычной апериодической свертки,
реализуемой в алгоритме ПС. Сигнал на выходе алгоритма БС
будет также периодическим и с тем же периодом N3.
Периодическую свертку часто называют круговой или кольцевой
сверткой. Результат круговой (периодической) свертки в отличие
от апериодической линейной свертки может быть подвержен
искажениям за счет межпериодной интерференции. В этом случае
результат круговой свертки на периоде будет отличаться от
апериодической свертки процессов и (3.39). Эту трудность
можно преодолеть, если заставить периодическую свертку давать
такой же численный результат, как и апериодическая свертка, что
можно сделать путем прибавления к каждому периоду обеих
функций нулевых отсчетов, для того, чтобы создать нечто вроде
«разделительной полосы», на протяжении которой межпериодная
интерференция считается имеющей нулевые значения. Эта
разделительная полоса может быть больше или меньше в
зависимости от того, какая часть периодической свертки
приводится в апериодический эквивалент. Если принять
N3> N + N': -1, то сигнал РЛИ на выходе в конце периодов
будет иметь N3— — N'2 +1 нулевых отсчетов.
В случае использования двухступенчатой системы
обработки предварительная обработка осуществляется в
155
соответствии с (3.37) и (3.38), а основная ЦО с помощью алгоритма
БС осуществляется над сигналом с выхода первого этапа ^(т1?^) .
При цифровой обработке непрерывно поступающих на
достаточно продолжительном интервале отсчетов траекторного
сигнала методом БС сигнал ^(и?ри') на входе ОЦФ разделяется на
секции по N, отсчетов [50]:
i =К0”1 pN{'-(р+11|;
[0, в остальных случаях, р = 0,1,2,... .
Тогда
р=0
а апериодическая (линейная) свертка ^(m1?/i') с
формируется суммированием сверток 5р(^,^) с A2(m15^):
,«;) * 4 (wi ’ "О=S > ni') * 4 Oi >n!) • <3-55)
p=0
С учетом длительности сигналов секций л'), равной
TV отсчетов и N'. - точечной импульсной характеристики
h2(mx,пх) суммируемые в (3.55) свертки имеют длительность N3.
Поэтому, как уже указывалось, для реализации этих сверток в
частотной области потребуется N3 точечных ДПФ при
N > + N, ~1. В этом случае периодическая свертка,
соответствующая процедуре БС, на периоде будет повторять без
искажений линейную свертку. Сигнал РЛИ, получающийся на
выходе процедуры БС, после обработки траекторного сигнала
одной р -й секции опишется выражением:
156
N3-l _
z?i = O
При формировании непрерывного (без пропусков)
выходного сигнала РЛИ на выходе алгоритма БС следует
учитывать, что при N - точечных секциях траекторного сигнала
на входе д и N3 - точечных результатов их обработки
алгоритмом БС ненулевые отсчеты обработанных секций при
суммировании по (3.55) будут перекрываться в А' -1 точках:
N2 -1 последних ненулевых отсчетов предыдущих секций
перекрываются с N2 -1 первыми отсчетами последующих секций.
А если учесть, что N2 — 1 первых ненулевых отсчетов каждой
секции выходного сигнала является «неправильными» (не
взвешенными всеми отсчетами h2(ml9n[)), то суммирование не
перекрывающихся отсчетов выходных секций обеспечивает их
правильность на всех - точечных интервалах секций
непрерывно формируемого на выходе процедуры БС РЛИ.
Рассмотренная процедура формирования непрерывного
РЛИ с помощью алгоритмов БС в литературе называется методом
перекрытия с суммированием. Структура алгоритма цифровой
обработки траекторного сигнала методом БС представлена на
рис. 3.19.
л*
Распределение сигнала «Дт^и') по каналам дальности в
этом алгоритме, ровно, как и предварительная фильтрация,
осуществляется таким же образом, как и в случае обработки
сигналов способом ПС. В связи с этим структура ПЦФ может
остаться неизменной. Сигнал с выхода ПЦФ поступает в память
второго этапа. Однако в памяти ОЦФ накапливается не N\
отсчетов комплексного сигнала, как это было в случае
157
использования алгоритма по методу ПС, a N3 отсчетов. Эти
Л/
отсчеты сигнала включающие только N ненулевых,
поступают в процессор БПФ, на выходе которого формируются N3
отсчетов ДПФ сигнала (т}, к). Импульсная характеристика
ОЦФ /г2(т15^) дополняется N3-N'2 числом нулевых отсчетов и
заранее преобразуется с помощью процедуры ОБПФ в N3 отсчетов
КЧХ фильтра К(т19к)9 которые хранятся в постоянной памяти
ОЦФ в виде комплексных коэффициентов. Далее ДПФ сигнала и
импульсной характеристики перемножаются, и результат
перемножения поступает в процессор БПФ, который осуществляет
обратное ДПФ. После суммирования перекрывающихся отсчетов
секций выходного сигнала и операции взятия модуля строки РЛИ
всех каналов дальности подаются в систему отображения.
Процесс формирования РЛИ в рассматриваемом алгоритме
иллюстрируется на рис. 3.20. Строки РЛИ складываются из групп
по отсчетов (секций), образующихся за один цикл обработки,
формируются на перекрывающихся интервалах синтезирования.
После образования группы из N. отсчетов по мере полета
самолета новые N? отсчеты сигнала «вытесняют» из памяти
вычислительной системы столько же устаревших, и цикл
обработки повторяется.
Рис. 3.19. Структура алгоритма обработки траекторного сигнала по
методу быстрой свертки
158
парциальные кадры
строки РЛИ
по дальности
линия пути
Рис. 3.20. Схема формирования РЛИ при ЦО методом БС
Запись сигнала £(тХ9п{) в оперативную память второго
этапа производится строками по наклонной дальности г9
считывание — строками по путевой дальности х. ЦСО, в которых за
один цикл обработки формируется несколько отсчетов сигнала
РЛИ, называют многолучевыми. Если рассматривать при этом все
Nr каналов дальности, то становится ясно, что РЛИ формируется
парциальными кадрами из N отсчетов по путевой и Nг отсчетов
по наклонной дальностям. По мере полета самолета парциальные
кадры-выстраиваются в полосу, как показано на рис. 3.20. Такой
способ формирования РЛИ называется покадровым.
Ёмкость оперативной памяти ПЦФ при обработке методом БС остается
такой же, как и случаях ПС. Однако емкость памяти на втором этапе
увеличивается в связи с тем, что приходится хранить в оперативной памяти на
N— 1 больше число отсчетов комплексного сигнала:
М7 = 2NJ}Nr = 2(N. + N' -\)LN. (3.56)
Общая емкость памяти также возрастает по сравнению с ПС (3.51):
М);с = 2l,Nr(nk + AQ = МПС + 2(^ -1)/^. (3.57)
Число операций умножения комплексных чисел, необходимое для
получения одного отсчета РЛИ с использованием алгоритма БПФ
NEC = N3(log2 N3 + 1)/Nf , (3.58)
существенно зависит от числа «правильных» отсчетов сигнала РЛИ в
парциальном кадре N,-. Оно также зависит от минимально возможного числа
отсчетов сигнала N2 на интервале синтезирования. Эта зависимость становится
159
явной, если в (3.58) подставить значение N3 — + N2 — 1:
= («Л + - 1)[Н2 (nkN2 + N{ -1) + 1]/^.
Вопрос о том, в каком случае требования по
быстродействию оказываются более жесткие - при использовании
методов ПС или БС, может быть решен лишь для конкретных
значении и Ц2. На рис. 3.21 показаны зависимости необходи-
мого числа комплексных умножений от значения N2 при
обработке сигналов методом БС при = N2 (кривая 2) и
методом ПС (кривая 1) при одноканальном алгоритме ЧС первого
этапа (пк = 1). Из приведенных зависимостей следует, что сущест-
вует такое значение > 1, превышение которого обеспечивает
при обработке методом БС менее жесткие требования по
быстродействию, чем при обработке методом ПС. Так, в частности,
при ~ N2 требуемое быстродействие при обработке сигнала
способом БС оказывается значительно ниже, чем способом ПС.
Рис. 3.21. Графики зависимостей числа комплексных умножений на
один отсчет РЛИ от числа отсчетов сигнала N2 на интервале
синтезирования для алгоритмов ПС, БС и ГА
Если выдвинуть требование получения РЛИ в реальном масштабе
времени алгоритмов БС без пропусков местности, то можно сформулировать
следующее требование к скорости ЦО:
«^c^Kn/^ = ^(log2^+l)rn/(^Ax). (3.59)
160
Подставив в (3.56), (3.58) и (3.59) значение ТУ2 из (3.54), можно
получить явную зависимость емкости памяти М2, необходимое число
умножений Nec и скорости выполнения этих умножений QBC от разрешающей
способности по координате путевой дальности х при обработке сигналов по
методу БС.
3.4.3. Метод гармонического анализа
Траекторный сигнал п), отраженный от земной
поверхности в пределах т -ой полоски дальности, согласно (3.15),
представляет собой сумму сигналов s{ (т, п) , отраженных от
элементарных отражателей (3.11). Если для упрощения
рассуждений отвлечься от дискретного характера сигнала, что
вполне допустимо при рассмотрении принципа синтезирования, и
считать элементарный отраженный сигнал функцией непрерывного
времени t — tx, то для любой т -ой полоски дальности его можно
описать выражением
А™ (0 = UiG(f - ti) ®ХР {-- О2 - <Po J J =
= (/,(?(/-/,)exp[-/(a/2 = (3.60)
= UtG(t -t,) exp(-j«/2) exp ( j (co^t + ^ )),
где
a = 2тгГп2 /Лг0; rm < r0 < rm+Ar;
CD^ = 47tV2tti Ar0 = 4яГпх; / Ar0 (3.61)
- круговая доплеровская частота в центре наблюдаемого от z-ой
точечной цели сигнала = 0); х. = Vntt; q>t - /Лг0 =
= const.
При умножении этого сигнала на опорную функцию
А„о(О = н (0exp(jaf2),
не зависящую от координат х элементарных отражателей
рассматриваемой полоски дальности, где H(t) - огибающая
опорной функции на интервале синтезирования Тс, сигналы от
11. Изд. №9977
161
точечных целей будут представлять собой гармонические сигналы
с огибающими, длительность которых определяется интервалом
синтезирования и частотами <уд/ = 4лУпх. / Аг0, линейно зависящи-
ми от координат х. отражателей. Следовательно, умножение
сигналов (3.60) на опорную функцию соответствует их
ЛЧМ - демодуляции, осуществляющей коррекцию фазы сигналов с
учетом сферичности фронтов отраженных ЭМВ. Естественно, что
при выделении таких сигналов с априорно неизвестными
частотами из смеси с шумами £т1 (0 используется
гармонический анализ [39].
Таким образом, преобразование Фурье произведений
сигналов (3.60) на опорную функцию hmQ(f) в m-й полоске
дальности дает совокупность откликов на точечные отражатели,
амплитуды которых будут определяться интенсивностью
отражения ими ЭМВ, длительности - обратно пропорциональны
интервалу синтезирования Гс, а координаты максимумов будут
равны в определенном масштабе средним доплеровским частотам
траекторных сигналов от точечных отражателей (3.61):
х = бУд/2г0/4лИп, т. е. формирует строку сигнала РЛИ по
координате путевой дальности х.
При цифровой обработке сигнал строки РЛИ будет
представлять собой модуль ДПФ результата перемножения сигнала
п) = (/и, п) и опорной функции (т, п) :
ё(т, к) =
(3.62)
п-0
где т - 0, (Nr -1); к = 0, (Nc -1), Nc - число отсчетов сигнала на
интервале синтезирования (при одноэтапной обработке
Nc -Тс/Т3}. Каждый £-тый отсчет сигнала на выходе процедуры
ДПФ (3.62) соответствует определенной доплеровской частоте
траекторного сигнала кксо^. Шаг между отсчетами по частоте в
процедуре ДПФ, как известно, определяется длительностью
162
анализируемого сигнала: ДбУд < 2тг / Тс , с другой стороны, в силу
линейной зависимости между и координатой х (3.61):
Дб9д = 4тгИиДх/Лг0 шаг по частоте будет соответствовать по
путевой дальности шагу Дх = Лг0ДбУд/(4яГп), который при
Дб9д - 2я !ТС будет равен разрешающей способности Зх :
Дх = ЛгЛа /(4я-И ) = Лг. / 2VT = Зх.
О Д'- п / U пс*
Следовательно, координату частоты кЛсо* в сигнале РЛИ (3.62)
можно заменить координатой путевой дальности пЗх, где
Зх = 8xAnVn / Лг0 и записать
ё(т, п) -
£(m,n)h0(т,и)ехр(-/2л:ни/Nc)
n=Q
(3.63)
где координата частоты кЛсо^ с учетом масштабного
коэффициента равна пространственной координате пЗх.
Процедура ДПФ в рассматриваемом алгоритме, также как и
в алгоритме БС, выполняется с помощью процедуры БПФ. В
основе алгоритма цифровой обработки сигналов методом ГА лежит
операция гармонического анализа ЛЧМ - демодулированного
траекторного сигнала. Поэтому этот метод обработки был назван
методом «гармонического анализа» (ГА). На рис. 3.22 показана
структура алгоритма цифровой обработки траекторных сигналов
методом ГА, включающего операции перемножения сигнала
и опорной функции Л0(т,и)в пределах интервала
синтезирования, вычисления ДПФ (способом БПФ) результата
перемножения и получения модуля сигнала на выходе при
формировании сигнала РЛИ.
Рис. 3.22. Структура алгоритма обработки траекторного сигнала
методом гармонического анализа
е(т,п
163
В случае использования двухступенчатой ЦСО
предварительная ЦО описывается соотношением, подобным (3.37)
и (3.38), а алгоритм (3.63) реализуется на втором этапе:
, ^ ) = , И]')42 (/Hi > jinrift / N'2)
(3.64)
«{=0
здесь пространственная координата определяется соотношением
nxSxl kx при 8х = / Яг0.
Распределение сигнала £(тх,п{) по каналам наклонной
дальности в этом случае осуществляется также, как и в случае
обработки методами ПС и БС. Работа и структура ПЦФ также
аналогичны рассмотренным ранее способам. Однако здесь следует
учитывать особенности алгоритма ГА. Дело в том, что умножение
сигналов (3.60) на функцию окна, определяемую огибающей H(t)
опорной функции, эквивалентно операции свертки спектров
сигналов с преобразованием Фурье окна, что приводит к
расширению спектров умноженных сигналов. В этом случае при
одноканальном ПЦФ при том же интервале дискретизации на его
выходе F}1 - NXT3 происходит перекрытие не только смежных, но
и следующих через один лепестков спектров сигналов, приводящее
к значительному увеличению ошибок дискретизации. В связи с
этим одноканалъные ПЦФ при ЦО методом ГА практически не
используются. Кроме того, в ряде случаев обработки сигналов
методом ГА оказывается целесообразным исключить ПЦФ из
структуры ЦСО. При этом цифровой сигнал £(ш,и) с АЦП
поступает непосредственно в память процедуры ГА.
Независимо от того, имеется ли в ЦСО ПЦФ и каким
образом он построен, процесс обработки сигнала методом ГА
заключается в следующем. В память фильтра синтезирования
записывается N- - TIТ (при одноэтапной ЦО) или N., —Т! N.T
(при двухэтапной ЦО) отсчетов сигнала, относящихся к одному
интервалу синтезирования. Зафиксированный в памяти сигнал
умножается на опорную функцию, и результат перемножения
поступает в процессор БПФ. Комплексный сигнал с выхода
164
процессора направляется в устройство вычисления модуля, на
выходе которого формируются N2 отсчетов сигнала РЛИ.
Как и при других методах обработки, сигнал в памяти
процедуры ГА в данном случае записывается строками по
наклонной дальности, а считывание — строками по путевой
дальности. В результате одного цикла обработки сигнала на
одном интервале синтезирования Тс в каждом канале дальности
формируется целая строка РЛИ, При этом образуется
парциальный кадр размером Хпь по путевой дальности с Nr
строками по наклонной дальности. Далее хранимые в памяти
основного этапа М отсчетов сигнала полностью обновляются, и в
результате нового цикла обработки сигнала на другом интервале
синтезирования образуется новый парциальный кадр и т. д. Таким
образом, при обработке сигналов методом гармонического анализа
ЦСО является многолучевой, а РЛИ формируется по кадрам
(рис. 3.23).
Рис. 3.23. Схема формирования РЛИ при обработке сигналов методом
гармонического анализа
При обработке траекторного сигнала методом ГА кроме
отмеченного выше расширения спектра доплеровских частот
сигнала после его ЛЧМ-демодуляции следует учитывать еще ряд
особенностей.
В частности, размер парциального кадра Хт по
координате х в процессе обработки сигналов способом ГА должен
удовлетворять неравенству Хпк < Хн - Хс = г0&А — Хс. Это
условие следует из необходимости в течение всего интервала
165
синтезирования Хс облучать участок местности протяженностью
JfnK вдоль линии пути (рис. 3.24). При этом число отсчетов 7V
сигнала РЛИ в строке парциального кадра , которое следует
выносить на экран системы отображения, при кх = 1 определяется
соотношением:
Nm=Xm/3x<{XH-X^I8x. (3.65)
В реальных условиях число N,.ПгП = N., отсчетов сигнала на
J. ЯД 'Я' Лм
интервале синтезирования с выхода процессора БПФ всегда
оказывается больше, чем допустимое, исходя из (3.65):
X -TF>2TV Id -r& ISx>N
В этом случае длина ХДПФ строки кадра БПФ,
соответствующая числу отсчетов сигнала на выходе процессора
БПФ, часто выходит за пределы диаграммы направленности
антенны. Во всяком случае, она всегда оказывается больше
возможной длины парциального кадра Хпк (рис. 3.24):
-V — X X — X Sx > у (Я) — X > X
ДПФ ДПФиЛ ^н^^пк*
Избыточные отсчеты сигнала РЛИ Х=Х - X могут быть
И /ЦТ/У-7 ПК «
отброшены или использованы для селекции движущихся целей
(СДЦ).
Рис. 3.24. Иллюстрация к выбору строки РЛИ Хпк
при реализации алгоритма ГА
166
В тех случаях, когда избыточных отсчетов N* очень много
или длина строки парциального кадра по тем или иным причинам
выбирается заметно меньше максимально возможной, при
обработке методом ГА так же, как и в случае обработки методами
ПС и БС, используют ПЦФ. При этом полоса пропускания ПЦФ
определяется не только длиной интервала синтезирования
(требуемой разрешающей способностью 8х (3.32)), но и размером
строки Лг< парциального кадра.
При выборе полосы пропускания А/пцф следует учитывать
существенную особенность процесса формирования парциальных
кадров РЛИ в РСА с использованием алгоритма обработки
траекторных сигналов по методу ГА. Дело в том, что РЛИ в
парциальном кадре при ГА формируется по координатам средних
доплеровских частот Д/^ сигналов от точечных отражателей,
линейно связанным с их координатами xt на интервале синтезиро-
вания (±Jf/2). Поэтому амплитуды ЛЧМ - демодулированных
траекторных сигналов па входе процедуры ДПФ будут
промодулированы АЧХ ПЦФ. Аналогично будут
промодулированы амплитуды сигналов РЛИ от точечных
отражателей на выходе ОЦФ, а это означает, что амплитуды
сигналов РЛИ от точечных целей в пределах парциального кадра
А’пк при одинаковой их ЭПР будут уменьшаться к краям
парциального кадра практически по закону изменения АЧХ ПЦФ,
вызывая искажения РЛИ. Эти искажения при заданной полосе
Д/^ф будут увеличиваться с увеличением Хт.
Однако можно показать, что для типового варианта
получения непрерывного (без пропусков) РЛИ в реальном
масштабе времени при Хпк = Хс максимальная доплеровская
частота сигналов на границах парциального кадра (iX^) и
интервала синтезирования ( ±Хс) определяется соотношением
Д = К + хпк)/(2го) = 2VuXc/(^ = VjSx.
При выборе полосы пропускания ПЦФ равной / :
167
^=fm=Vj8x
спад амплитуд сигналов РЛИ на краях парциального кадра, а
следовательно и отношение сигнал/шум составит не более 3 дБ. На
рис. 3.25 показаны зависимости S(x — xt}амплитуды траекторного
сигнала на выходе ПЦФ с Д/пцф=^/^ от пространственной
координаты х = для точечного отражателя, находящегося в
центре xt = 0 (сплошная линия), и на краю интервала синтезиро-
вания xi—Xc/2 (штриховая линия), там же показаны
соответствующие им сигналы РЛИ на выходе ПЦФ (зачернены).
Таким образом, при размерах парциальных кадров
Хт{-Хс ПЦФ с шириной полосы Л/1щф и частотой следования
отсчетов сигнала на его выходе пк > 2 может быть
использован при ЦО траекторных сигналов методом ГА. При этом
следует иметь в виду, что длина строки Хпц парциального кадра
будет составлять лишь часть строки кадра ДПФ ХДПФ (рис. 3.24).
Рис. 3.25. Законы изменения амплитуд сигналов от точечных
отражателей на входе и выходе процедуры БПФ алгоритма ГА
Емкость памяти ПЦФ и необходимое быстродействие определяются так
же, как и в случае обработки алгоритмом ПС. Память второго этапа
характеризуется емкостью, оцениваемой по формуле (3.50). Подчеркнем лишь тот
факт, что минимально возможная емкость памяти как на первом, так и на втором
168
этапах при обработке способом ГА в два раза больше, чем при использовании
способа ПС. Это объясняется тем, что одноканальный ПЦФ при обработке
сигналов способом ГА не используется.
Таким образом, при ширине полосы пропускания ПЦФ, определяемой
соотношением Д/Г1.ф = Vn / 8х (3.30), в случае обработки сигналов способом
ГА общая емкость памяти ЦСО
МГА = М^+М2 = 2nklxN + 2N'2l}N = 2nkltNr (N2 +1), nk > 2.
(3.66)
Число комплексных умножений на втором этапе, потребное для
получения одного отсчета РЛИ. исходя из (3.65),
ГА = log2 ^2 = ^к — > (3.67)
оказывается почти всегда меньше, чем требуемое число умножений при обработке
сигналов методом ПС в соответствии с (3.52). Для случая Ик = 2 зависимосзь
NГА от TV2 штрихпунктирной линией показана на рис. 3.21 (кривая 3). Из
приведенных на рисунке зависимостей следует, что в отношении требований по
быстродействию метод ГА практически всегда оказывается предпочтительнее
метода ПС, а в ряде случаев (при >5) обеспечивает определенный выигрыш и
по сравнению с методом БС.
Скорость обработки сигналов в ЦРСА при использовании алгоритма ГА,
если учитывать только операции умножения комплексных чисел на втором этане,
QrA = nk (0,5 log2 N'2 + 1)ГХ / Зх. (3.68)
Эта скорость также заметно меньше, чем требуемая в соответствии с (3.53)
скорость Qnc.
Иногда при обработке сигналов методом ГА требуется получить больше
одного отсчета сигнала РЛИ на элемент разрешения, т. е. обеспечить
Дх = 3х/кх (£х>1). Для этого достаточно дополнить число отсчетов
сигнала на входе процессора БПФ Л 0 нулевыми отсчетами. В общем случае
число добавляемых нулевых отсчетов
7V0 = (кх — N2 = (кх — А / 6х, Пк >2 не связано с расширением
памяти, однако приводит к существенному повышению требуемого
быстродействия:
NГА = Пк С0’ 5 1О§2 0^2 + N0 ) + О • (3-69)
Если ПЦФ отсутствует, то требования к объем)' памяти и
быстродействию обработки сигналов способом ГА становится иным. Это связано
не только с отсутствием ПЦФ, но и с изменением числа запоминаемых отсчетов
сигнала (вместо N2 используют NдПф). В соответствии с этим потребная
емкость памяти и общее число умножений равно
169
ГА ^2 ’ДПф1\^г И ^ГА 10^2 NдпФ ’ (3.70)
В тех случаях, когда имеется возможность использовать
специализированный цифровой умножитель комплексных чисел, быстродействие
которого обеспечивает умножение в реальном масштабе времени, т. е. с тактом
работы АЦП, операция умножения сигнала £(ш, и) на опорную функцию
производится с частотой ГАцП . При таком способе ЦО сигналов РСА
основные требования к ЦСО остаются прежними, исключая необходимость
использования быстродействующего умножителя. Время формирования РЛИ и
возникающие при этом шумы дискретизации могут быть несколько снижены.
Умножитель комплексных чисел, работающий в реальном масштабе времени,
часто называется цифровым гетеродином (ЦГ).
3.4.4. Некогерентное суммирование радиолокационных
изображений при цифровой обработке сигналов в РСА
В рассмотренных алгоритмах цифровой обработки траек-
торных сигналов их согласованная (корреляционная) обработка
осуществлялась на интервале синтезирования Хс , ограниченном
интервалом когерентности радиолокационных сигналов, который, в
свою очередь, ограничивается флуктуациями фазы сигналов,
обусловленными нестабильностями траектории и аэроупругими
колебаниями конструкции самолета при полетах в турбулентной
атмосфере, а также искажениями фазы, вносимыми электрической
неоднородностью среды распространения ЭМВ. При этом
значительная часть энергии сигналов, принимаемых на интервале
наблюдения Хн = 0ArQ » Хс теряется, что приводит к уменьше-
нию отношения сигнал/шум на выходе системы обработки. Эти
потери можно снизить, если интервал наблюдения сигналов от
элементарных отражателей поверхности разбить на интервалы
когерентности Хс (субапертуры), в пределах которых осуществить
когерентную обработку сигналов, и затем
просуммировать полученные в субапертурах РЛИ\
некогерентно
(3.71)
N
к=1
где (т, п) - сигнал на входе системы обработки в пределах к-й
170
субапертуры по координате х; - импульсная характе-
ристика, согласованная с сигналом в пределах к~й субапертуры;
N = Хп / Хс - число субапертур, на которые разбит интервал
наблюдения; * - знак дискретной свертки.
Кроме того, как было показано в п.п. 1.6.2, специфической
особенностью РЛИ, получаемых с помощью РСА, является спекл-
искажения (пятнистость) отображения однородных шероховатых
поверхностей, которая снижает эффективность поиска, обнаруже-
ния, различения и распознавания объектов и участков земной
(морской) поверхности.
Наиболее распространенным способом ослабления
контраста спекл-структур РЛИ является также некогерентное
суммирование изображений с некоррелированными спекл-
структурами. Интервал корреляции спекл-структур РЛИ при
размерах шероховатостей поверхности значительно меньших
разрешающей способности РСА 8г, 6х определяется последней,
на апертуре этому интервалу соответствует интервал синтезирова-
ния Хс. Поэтому корреляция спекл-структур РЛИ., получаемых в
неперекрывающихся субапертурах (размерами Хс), практи-
ческими отсутствует, что обеспечивает снижение контраста
пятнистости РЛИ при их суммировании примерно в раз.
Таким образом, некогерентное суммирование РЛИ одних и тех же
участков местности с некоррелированными спекл-структурами
повышает дешифрируемость РЛИ за счет повышения отношения
сигнал/шум аппаратуры и снижения контраста спекл-кскажений.
Реализация некогерентного суммирования РЛИ в РСА с
оптической обработкой сигналов не требует существенных
технических затрат (см. п.2.1). Однако при цифровой обработке
сигналов в РСА некогерентное суммирование РЛИ требует
значительных дополнительных усложнений алгоритма и
процессора ЦСО, связанных с обеспечением многоканального
режима работы. Можно рассмотреть реализацию алгоритмов
некогерентного суммирования РЛИ в ЦРСА применительно к трем
рассмотренным алгоритмам обработки траекторного сигнала (ПС.
БС и ГА).
171
Применительно к алгоритму ПС некогерентное суммирование РЛИ
может осуществляться тремя способами. В первом способе после АЦП сигнал
%(т9п) параллельно обрабатывается в N каналах с импульсными
• • •
характеристиками h2(m,ri), hN(m,n), согласованными с
траекторным сигналом на интервалах синтезирования Tcl,Tc2,....9TcN, которые
следуют друг за другом встык по координате tn — пТ3 (рис. 3.26, а):
j- [Гп7;(лг-(Т-1)ЛГС] >,
тАгЛ J
k = l,N, и = 0,(ДГс-1), (3.72)
где h(m9ri) — импульсная характеристика (3.19), согласованная с траекторным
сигналом на интервале синтезирования; Hk(m9ri) — огибающая импульсной
характеристики на £-ой субапертуре; Nc — Тс /Тз .
Так как выходные сигналы в каналах формируются последовательно во
времени, то перед суммированием их следует совмещать, для чего требуется
запоминающее устройство (ЗУ) (рис. 3.26,а). Возможности по снижению
требований к производительности ОЦФ за счет предварительного этапа обработки
(ПЦФ) здесь ограничены, так как при этом используется весь диапазон
доплеровских частот наблюдаемого траекторного сигнала.
Рис. 3.26. Структуры алгоритмов ЦО траекторных сигналов методом
ПС с некогерентным суммированием РЛИ
172
Требование к производительности ОЦФ можно значительно снизить,
если после АЦП осуществить цифровое гетеродинирование сигнала с помощью
цифрового умножителя, работающего с тактом Т поступления отсчетов сигнала
с АЦП. Это может быть реализовано во втором способе при смещении сигналов
на входе каналов по частоте на величину б)к — (к — Г/ДбУ,
ДбУ — 4тгУпХс /Лг0? к = 1, 2, ..., N (рис. 3.26, б), компенсируя тем самым
поднесущие частоты G)k в каждом канале. Параллельная обработка сигнала в
каждом канале здесь ведется на нулевой доплеровской частоте с одинаковыми
импульсными характеристиками. Поэтому становится возможной
предварительная с помощью ПЦФ обработка сигналов после операции
гетеродинирования во всех каналах, снижающая требование по быстродействию к
ОЦФ до величины такой же, как при одноканальной ЦО.
При соответствующей производительности спецпроцессора основная ЦО
сигналов может быть осуществлена во всех каналах последовательно с помощью
одного ОЦФ (третий способ ЦО). Правда здесь для обеспечения последовательной
обработки потребуется два запоминающих устройства (ЗУ-1 и ЗУ-2), а требование
к производительности ОЦФ возрастает в N раз (рис. 3.26, в).
Некогерентное суммирование РЛИ при ЦО траекторных сигналов по
методу БС можно осуществить аналогично рассмотренным способам для метода
4
ПС путем замены операции свертки сигнала (т, п) с импульсными
характеристиками hk(jnpri) (рис. 3.26, б и 3.26, в) её реализацией в спектральной
области, включающей три операции ДПФ и одно умножение. Структура этого
алгоритма ЦО представлена на рис. 3.27, где штриховой линией выделена часть
алгоритма, заменяющего свертки в рассмотренных выше способах для алгоритмов
ПС. Здесь также может быть реализован двухэтапный процесс ЦО при
предварительной обработке сигналов после их цифрового гетеродинирования,
позволяющей снизить требование к производительности ОЦФ.
Структура алгоритма некогерентного суммирования РЛИ при
обработке сигналов по методу ГА представлена на рис. 3.28. Входной сигнал
после ЛЧМ-демодуляции разделяется во времени на неперекрывающиеся выборки
длительностью 7^ по числу каналов N путем умножения сигнала на
последовательность огибающих опорных функций H(tn — (£ — 1)7^), здесь
k = \N. В каждом канале выборки сигнала подвергаются
операциям ДПФ. После выполнения операции вычисления модуля выходной
сигнал, соответствующий кадру РЛИ, в каждом канале поступает в запоминающее
устройство ЗУ. Суммирование сигналов изображения всех N каналов
осуществляется с учетом их взаимных пространственных сдвигов и временных
задержек моментов их получения. Сигнал е{1Пь п) на выходе системы обработки
соответствует одному кадру суммарного изображения, в котором каждое из
слагаемых изображений получают путе*м обработки на интервале 7^ ,
173
Рис. 3.28. Структура алгоритма ЦО траекторного сигнала методом ГА
с некогерентным суммированием РЛИ
174
пеперекрывающимся с другими интервалами синтезирования. На рис. 3.28
приведена структура алгоритма ЦО траекторного сигнала методом ГА с
некогерентным суммированием трех изображений ( N =3). Под размером каждого
кадра Хк подразумевается эффективный размер кадра РЛИ, в пределах которого
обеспечивается допустимый уровень искажений, вызванных снижением контраста
и ухудшением разрешения на краях кадра: Хк <rQ0A Для обеспечения
возможности некогерентного суммирования N изображений (от пепрерывающихся
интервалов синтезирования) требуется выполнение соотношения
На рис, 3.29 показан случай, когда NXC < Хк , при N = 3 . Размещение
интервалов синтезирования на длине кадра осуществляется встык. Этим
обеспечивается сведение к минимуму искажения суммарного изображения,
вызванных флуктуациями фазы отраженных сигналов из-за траекторных
нестабильностей самолета. В случае выполнения неравенства NX <Хк
возможна предварительная обработка сигнала в интересах снижения требований к
быстродействию ОЦФ.
Рис. 3,29. Принцип формирования кадров РЛИ методом ГА
для некогерентного суммирования при N — 3
3.5. ОБРАБОТКА ТРАЕКТОРНЫХ СИГНАЛОВ В РСА,
МИГРИРУЮЩИХ ПО КАНАЛАМ ДАЛЬНОСТИ
В первой главе (п. 1.4) при рассмотрении математических
моделей радиолокационных сигналов в РСА было сделано
допущение о том, что изменение расстояния по наклонной
дальности r}(t} до элементарных отражателей наблюдаемой
поверхности на интервале синтезирования Хс не превышает
175
разрешающей способности РСА 8 г по наклонной дальности
(дискрета по дальности Дг при цифровой обработке сигналов с
г^)-г^<ёг,
где rOi - траверзная наклонная дальность до i - отражателя, т.е.
предполагалось отсутствие миграции отсчетов сигнала от точечных
отражателей на интервале синтезирования по полоскам (каналам)
дальности г. Величина дискрета Дг определяется в ЦРСА
тактовой частотой АЦП F : Дг - с /(2F ).
АЦП АЦП
В РСА первых поколений значение Дг и протяженность
интервала синтезирования были такими, что сигнал точечного
отражателя полностью находился в одном канале дальности
(рис. 3.30 а). При этом обеспечиваемое разрешение составляло
величину от десятков до нескольких метров. Улучшение
детальности РЛИ по наклонной и путевой дальностям приводит,
во-первых, к уменьшению дискрета дальности Дг, во-вторых, к
увеличению интервала синтезирования (рис. 3.30 б), вследствие
чего происходит переход отсчетов сигнала из текущего канала
дальности в соседние. Например, при дальности на траверзе г0 -25
километров и угловом интервале синтезирования ®с=1,5°, что для
трехсантиметровой РСА соответствует разрешению 0,55 метра, при
боковом обзоре (БО) текущая дальность до точки изменяется за
время синтезирования на 2,14 м. При тактовой частоте АЦП
F = бООМгц, \г = 0,25л/, отсчеты сигнала наблюдаются в 9
АЦП
каналах дальности. Для воздушных носителей РСА миграция
сигналов будет наблюдаться при разрешении порядка одного метра
и выше. На рис. 3.30 представлены графики функций текущего
расстояния г(/г) до точечного отражателя при БО для случая
отсутствия (рис. 3.30 а) и наличия (рис. 3.30 б) миграции, а на
рис. 3.31 приведена радиоголограмма точечной цели с эффектом
миграции по каналам дальности. Понятно, что эффект миграции
будет наблюдаться при переднебоковом и телескопическом
обзорах.
176
Закон изменения дальности до точечного отражателя при
БО описывается параболической функцией (1.31):
Рис. 3-30. Графики функций текущего расстояния до точечного
отражателя при боковом обзоре
Рис. 3.31. Голограмма точечной цели с эффектом миграции по
каналам дальности
При условии непревышения изменения дальности r(tx) на
интервале —Тс /2<tx ^Тс/2 половины дискрета Дг, т.е. при
выполнении условия:
\2
0 I
9
можно пренебрегать миграцией. Обычно Sr-8x и кх тогда
это условие можно записать в виде ограничения на максимальную
дальность rOmax, до которой при заданном разрешении кх -kr = 1
можно пренебрегать эффектом миграции:
12. Изд. №9977
177
165х3
Г < -----------
Отах ^2
Понятно, что рассматриваемый эффект приводит к
невозможности обеспечения путевого разрешения, соответствую-
щего интервалу синтезирования: сигнал точечного отражателя не
сосредоточен в одной полоске наклонной дальности. Для
разработки алгоритмов формирования РЛИ с учетом миграции
траекторного сигнала по каналам дальности рассмотрим его модель
в двумерной области: путевое время - время задержки (в
координатах путевая - наклонная дальности).
В общем случае и для простых, и для сложных сигналов
зондирующий импульс г/0(О можно записать (1.29):
/ ч |Wr)cos[tfV, +KO + ^oL 0<^т„;
МЧ = 1А t
С- — ’
где U(tr) - огибающая зондирующего сигнала, ти ~ его
длительность, б90 - несущая частота, y/(tr) - функция, описы-
вающая фазовую (внутриимпульсную) модуляцию, (pQ - начальная
фаза, которая не оказывает никакого влияния в РЛС с квадратурной
обработкой сигналов. В случае простого импульса у/ (zr)
отсутствует. Принимаемый сигнал точечного отражателя сдвинут
по времени tr на величину задержки t3 и по форме повторяет
излученный импульс: имеет случайную начальную фазу у/1 и
амплитуду
= А,„и(.1г -^)cOS[<90(/r ~t3) + y/(tr +
Задержка t3 пропорциональна текущему расстоянию между
2г(Г )
носителем и точечной целью t3 =-—. Функция r(tx) зависит от
с
времени tx: дальность до точечной цели изменяется по мере
пролета носителя относительно ее со скоростью Vn, что приводит к
математическому описанию сигнала в виде двумерной функции
178
s(tx9tr)- После квадратурного фазового детектирования,
отраженного от точечной цели сигнала, формируется его
комплексная огибающая (1.34):
G(tx,tr)• U(tr -13)• exp{j -
c
й&Л) = <
(3.74)
0,для других tx.
В выражении (3.74) амплитуда Ат принята единичной,
начальная фаза переотражения - нулевой. Тн - время наблюдения
сигнала. Функция G(/x,/r) определяется формой диаграммы
направленности антенны по азимуту и дальности. Закон фазовой
модуляции в случае сигнала с внутриимпульсной линейной
частотной модуляцией (ЛЧМ) описывается выражением:
ИО = , (~Ти12< tr <
Ти
где Af - ширина спектра излучаемого сигнала. Для ФКМ
импульса
т(^) = Я • 2с, • rect(tr
j
где С, - бинарная модулирующая последовательность, т -
длительность парциального импульса.
Процесс формирования двумерного сигнала точечной цели
для прямоугольной огибающей импульса иллюстрируется на
рис. 3.32, где представлена квадратурная составляющая
комплексной огибающей радиоимпульса с ЛЧМ. Относительно
траверзного положения импульс ЛЧМ сдвинут по дальности на
величину миграции сигнала t . Текущее значение I является
функцией времени tx по путевой дальности и повторяет закон
изменения текущего расстояния до цели:
12
179
мигр
= 2(r(/x)-r0)/c«
В траверзном положении относительно цели t равно
нулю и принимает максимальное значение на краях интервала
синтезирования.
Таким образом, длительность сигнала одиночной точечной
цели по наклонной дальности (времени задержки) тг определяется
длительностью зондирующего импульса и максимальной
величиной миграции сигнала: тг = tMU?pmax + ти,
Рис. 3.32. Миграция сигнала при ЛЧМ - зондирующих импульсах с
прямоугольной огибающей
Сечение плоскостью одной из составляющих
комплексного сигнала (3.74) для равномерной диаграммы
направленности и огибающей зондирующего ЛЧМ-импульса вида
представлена на рис. 3.33. На рис. 3.34 для примера
представлена квадратурная составляющая двумерного сигнала при
ФКМ - зондирующем импульсе.
180
Рис. 3.33. Действительная составляющая комплексной огибающей
сигнала (ЛЧМ - зондирующие импульсы)
Рис. 3.34. Действительная составляющая комплексной огибающей
сигнала (ФКМ - зондирующие импульсы)
В отличие от рассмотренного в п. 1.4 процесса
формирования комплексной огибающей сигнала на выходе ФД.
описываемого двумерным интегралом свертки, разделимым по
координатам г и х (1.28), здесь при учете миграции для
траверзной дальности г0 этот процесс описывается двумерным
неразделимым по координатам г и х интегралом свертки в силу
неразделимоеги оператора зондирования:
2 2
з(1х^г,г0) = J tr-2r0/c-v)h3(u,v,r0)dudv,
2 * 2
181
где e(w,v) = ё(%,г) х=Уи rz=ct/2 - функция радиолокационного
рельефа; h3 (г/, у) - ИХ оператора зондирования (см. рис. 3.35).
Прием полезного сигнала осуществляется на фоне шума
приемника. Наблюдаемая реализация представляет собой
аддитивную смесь белого шума наблюдения n(l., tr) и
отраженного сигнала s(t
£ Ох * С ’ ^0 ) ~ $(*х Or > ^0 ) 4” ^Х 9^ГУ •
Рис. 3.35. Составляющая ИХ формирующего фильтра
Рассмотрим процесс согласованной обработки траекторного
сигнала ^(Zx,Zr5r0), описываемого с учетом эффекта миграции
двумерной функции координат tx9 tr. Фильтр синтезирования
должен выполнять операцию двумерной свертки функции
<^(/л,/г, г()) и ИХ согласованного с сигналом s(tx9tr,rQ) фильтра.
Строка РЛИ, соответствующая наклонной дальности г0,
представляет собой модуль результата свертки:
тг ?с
2 2
2 " 2
Импульсная характеристика согласованного фильтра
hc(tx,tr) в отличие от сигнала одиночного точечного отражателя
(3.74) должна быть комплексно сопряженной и «перевернутой» по
182
наклонной дальности. Тогда функция, описывающая ИХ фильтра,
примет следующий вид:
4 «Л > го ) = * * (“G > Ч + 2г0 / с) - 5 * (tx, -tr + 2r0 / с)
0,для других tx,tr.
(3.76)
По путевой координате tx «переворачивание» ИХ в силу ее
симметричности можно не учитывать. Здесь функция сдвинута по
2г
времени tr в нуль (смещена на —- ).
с
Разделимость комплексной огибающей радиолокационного
сигнала s(tx9tr,rQ) при отсутствии миграции позволяет
осуществить сжатие по наклонной и путевой дальностям
последовательно и независимо друг от друга. Выполняемые
операции в цифровой системе обработки при этом предполагают
оперирование с одномерными массивами, что является весьма
привлекательным с точки зрения сокращения времени вычислений.
В высокодетальных РСА, когда имеет место миграция
отсчетов сигнала по каналам дальности, проводить независимую
обработку по координатам г и х не представляется возможным. В
этом случае согласованный фильтр должен реализовывать
операцию неразделимой двумерной свертки. Ее выполнение
связано с определенными математическими и значительными
вычислительными трудностями. Поэтому дальнейший анализ этого
алгоритма обработки будем проводить на основе численных
расчетов. В частности, для параметров РСА: г0 =50 км, Х= 0.03 м,
7^да=500МГц, Дх= 0,35 м., Дг= 0.3 м., на рисунке 3.36
представлен импульсный отклик на одиночную точечную цель
согласованного двумерного фильтра с операцией вычисления
183
модуля на выходе. Интервал синтезирования при расчете отклика
соответствует разрешению 0,5 м.
Анализ показывает, что здесь наблюдается существенное
падение уровня боковых лепестков отклика в сечении х (см.
рисунок 3.36), хотя специальной амплитудной огибающей в ИХ
для снижения уровня боковых лепестков не применялось.
Отмеченная особенность связана именно с миграцией сигнала.
Форма отклика прежде всего зависит от скорости миграции. При
моделировании в качестве зондирующего импульса рассматривался
ЛЧМ - сигнал. Сечение по наклонной дальности представляет
собой типичную функцию sine, что подчеркивает, естественно,
независимость формы отклика в этом сечении от наличия или
отсутствия миграции сигнала.
Реализовывать непосредственно неразделимый двумерный
фильтр на практике достаточно сложно с точки зрения объема
вычислений. Возможный выход из этой ситуации заключается в
сжатии сигнала по наклонной дальности, а затем сжатие сигнала по
путевой координате с учетом его миграции. В этом случае в
качестве ИХ следует использовать ее модель (3.76) без учета
внутриимпульсной модуляции, а огибающая характеристики
U(tr} по наклонной дальности повторяет сигнальную функцию
сжатого сигнала в пределах эффективной длительности. В
простейшем случае в качестве ИХ можно использовать сигнал с
одним отсчетом по дальности (см. рис. 3.37). Однако
предложенный алгоритм также потребует процедуры двумерной
свертки.
На первый взгляд операция устранения миграции может
решаться «выпрямлением» в голограмме (смещением отсчетов по
координате г) кривой дальности от точечной цели в один канал
параллельно, например, со сжатием сигнала по дальности. Но тогда
отсчеты сигналов от соседних целей, имеющих другой закон
миграции относительно рассматриваемой точки, естественно не
сосредоточатся в одном канале дальности (см. рис. 3.38).
Возможный путь сведения двумерной дискретной операции
к двум одномерным заключается в переходе на первом этапе
синтеза РЛИ в частотную область по путевой координате х.
Проанализируем зависимость доплеровской частоты сигнала от
184
, где = -
путевого времени: f(tx)
1 d<p(tx)
2л dtx
функция, описывающая фазовую модуляцию азимутального
сигнала РСА. Согласно (3.73), получаем линейную связь между
временем и частотой:
fit ) = f = , /=-2214. (3.77)
х Jx Лг0 х 2Г„2
Рис. 3.36. Отклик на точечную цель двумерного фильтра РСА
HIIMIHI’1*1111 "
1И11И1И1
1 l,l4timiin Ч II ши.........
|,|,|,’|ц пи inn
I
Рис. 3.37. Сечения ИХ фильтра синтезирования при отсутствии
внутриимпульсной модуляции по дальности
185
Величина текущего приращения наклонной дальности
относительно траверзного канала (миграция) как функция путевого
V2-t2
времени имеет вид: r(tx) — r(tx) — r0= ——Время связано с
доплеровской частотой fx линейно. Тогда, подставляя
функцию дальности г(/х), получаем зависимость
миграции от доплеровской частоты сигнала:
ДЛ
текущей
?( fx) = ^—у1,
v х> 8К2
II
Здесь kfx - ширина спектра траекторного сигнала РСА.
X о
Рис. 3.38. Выпрямление дальностей миграции
Формула (3.78) выявляет параболический закон изменения
дальности от текущей частоты. Причем, кривизна параболы
пропорциональна наклонной дальности г0 в отличие от временной
зависимости (3.73), где кривизна обратно пропорциональна г0.
Преобразованием Фурье только по путевой координате х
осуществляется переход из двумерной области: наклонная
дальность — путевая дальность, в двумерную область: наклонная
дальность - доплеровская частота fx . Применительно к цифровой
системе обработки здесь идет речь об одномерных ДПФ всех
каналов дальности сигнала. При этом для всех точек поверхности,
имеющих одинаковую траверзную дальность, зависимость величи-
ны миграции от частоты одна и та же. Следовательно,
186
последующее непосредственное выпрямление по закону (3.78)
позволяет «переместить» в один канал сигналы с одинаковой
траверзной дальностью. Такой алгоритм коррекции миграции в
зарубежной литературе носит название «дальность — доплер»
(RANGE DOPPLER ALGORITHM). Проведение процедуры
выпрямления «путевых» спектров для всех каналов дальности
одновременно позволяет сформировать двумерный сигнал с
отсутствием миграции.
Однако кривая (3.78), как уже отмечалось, зависит от
наклонной дальности. Естественно, вдоль наклонной дальности
коррекция спектра будет происходить с ошибкой, так как от канала
дальности к каналу изменяется величина г0. Понятно, что чем
шире кадр РЛИ Д7? по наклонной дальности, тем ошибка
выпрямления с ростом наклонной дальности относительно
рассматриваемого канала будет выше (см. рисунок 3.39). Проведем
оценку погрешности выпрямления 8 г относительно ширины
кадра и величины дискрета по наклонной дальности. Ясно, что
если с изменением г максимальное приращение функции (3.78) не
превосходит дискрета по дальности Дг = с /(2F ), процедура
АЦП
будет корректной.
Кроме того, коррекцию кривой целесообразно
осуществлять относительно центральной точки кадра с наклонной
187
дальностях будут минимальны. Разница величины миграции в
зависимости от текущей доплеровской частоты для центральной
точки кадра по наклонной дальности ( гОг/) и точки, находящейся на
краю кадра (г0// + АЛ / 2 ), будет иметь вид:
г2 2 2
WJ = ^-^/2. (3.79)
Из формулы видно, что ошибка коррекции зависит только
от ширины кадра и не зависит от наклонной дальности. Дискрет по
дальности Аг определяется частотой АЦП и скоростью
распространения радиоволн. Максимальная ошибка (из (3.79))
У®
будет наблюдаться для максимальной частоты где
0с - угловой интервал синтезирования в радианах. Тогда, с учетом
(3.78) выпрямление спектра относительно центральной точки для
заданной ширины кадра будет приемлемо, если выполняется
следующее неравенство:
£r(f)
\ J х /max
или для ширины кадра, соответственно:
где / - значение максимальной доплеровской частоты на
интервале Тс.
В цифровой РСА дискретизация сигнала по путевой
координате производится с частотой зондирования F3. Тогда для
расчета максимальной ширины кадра необходимо учитывать
половину частоты зондирования. В этом случае формула
максимальной ширины примет вид:
А г.
АЛ <-у—г------,
£2A2F
К'г^сГАЦ11
коэффициент выборки kr = FJ(2/хтах) •
188
Возвращаясь к вопросу сжатия сигнала по наклонной
дальности, следует отметить важное свойство спектра сигнала РСА
с ЛЧМ - зондирующим импульсом. Как уже отмечалось, спектр
сигнала в любом сечении частоты fx по наклонной дальности г
представляет собой также ЛЧМ - сигнал с крутизной изменения
А/
частоты .
ти
Отмеченное свойство позволяет сделать вывод о том, что
сигнал по дальности можно сжимать в каждом частотном канале по
fx с опорной функцией ЛЧМ - зондирующего импульса. Проводя
сжатие методом БС, целесообразно опорный спектр (по fr)
перемножать с линейной фазовой функцией Ск,
обеспечивающей сдвиг в текущем частотном канале по fx сдвиг
сигнала по дальности г: CKOp{fx,fr) = exp {-7 In fr (2r(/x))/c},
здесь fK - «дальностная» частота. В данном случае речь идет о
свойстве преобразования Фурье: «спектральная плотность
смещенного во времени сигнала». Следовательно, одной
процедурой сжатия по наклонной дальности устраняется и
миграция спектра. Последующая обработка заключается в
одномерных процедурах сжатия сигнала по путевой координате х.
С учетом того, что теперь в каждом канале дальности будет
находиться спектр сигнала, сжатие на последнем этапе
целесообразно выполнять методом БС. Таким образом, описанный
алгоритм в цифровой системе обработки реализуется с помощью
одномерных операций преобразования сигнала по наклонной и
путевой дальностям. Объем вычислительных затрат аналогичен для
случая разделимости оператора зондирования. Алгоритм с
частотной коррекцией миграции иллюстрируется рисунком 3.40,
где представлены составляющие сигнала трех точечных целей в
режиме БО и этапы обработки.
В случае простого зондирующего импульса после ДПФ по
путевой координате выполняется ДПФ по дальности и затем
следует умножение на корректирующую линейную фазовую
функцию Скор (fx ,fr), обеспечивающую коррекцию миграции
189
........
41.
......................,.........
> II 11
‘".''.'jihhT.'1' .
.I-’1*
а) Траекторный сигнал с эффектом миграции
б) ДПФ БО - сигнала по координате X
в) Коррекция путевого спектра по дальности
г) Сжатие БО - сигнала по координате х
Рис. 3.40. Алгоритм обработки сигнала с учетом миграции
сигналов по каналам дальности
190
сигнала по дальности после ОДПФ. В принципе, здесь идет речь об
интерполяционной задаче для дискретного вектора, в котором
выполняется сдвиг отсчетов сигнала на нецелую величину.
Понятно, что в данном случае интерполяция выполняется
посредством ДПФ по дальности. Если сдвиг выполнять на
ближайшее целое число отсчетов, то сечение отклика по путевой
координате, в подавляющем большинстве случаев, имеет
постоянную величину боковых лепестков в пределах интервала
синтезирования, что существенно снижает качество РЛИ.
Здесь нужно отметить существенную особенность
«выпрямления» пространственного спектра. Простым «сдвигом»
сигнала по наклонной дальности задача, в общем случае, решается
некорректно, поскольку величина миграции зависит от наклонной
дальности г0, изменяющейся в пределах ширины кадра АТ?. В
литературе приводятся разнообразные методы нелинейной
интерполяции, или «эквилизации» кривых r(f) [58]. Однако для
реальных размеров кадра РЛИ эти процедуры могут оказаться
излишними.
Описанный метод синтеза РЛИ часто используется при
обработке сигналов РСА. Его главное преимущество — достаточная
простота. Однако алгоритм имеет и свои недостатки. Разрешающая
способность будет определяться только параметрами зондирующе-
го импульса и интервалом когерентного накопления, но уровень
боковых лепестков при очень высоком уровне миграции может
иметь недопустимо большую величину.
Большой уровень боковых лепестков является следствием
коррекции миграции путем «выпрямления» пространственного
спектра. При высоком уровне миграции сигнала его длительность в
текущем канале дальности будет относительно мала. При большой
длительности путевой спектр близок по форме к прямоугольному и
сосредотачивается в области частот, определяемой только
девиацией частоты. Если же длительность сигнала мала, спектр
«расплывается» по частотным каналам (см. рис. 3.41).
После коррекции миграции и сжатия по дальности путевой
спектр “расширятся” по каналам дальности с ростом
пространственной частоты, как показано на рис. 3.42, где
представлен спектр сигнала (рис. 3.42,а) и его обратное
преобразования Фурье (рис. 3.42,6). Из рисунка видно, что в
191
соседних каналах дальности остаются составляющие сигнала.
Следствием высокого уровня миграции является Х-образный
импульсный отклик РСА с высокими боковыми лепестками в
соседних каналах (см. рис. 3.43). Возможной альтернативой этому
методу является алгоритм неразделимой двумерной свертки, в
котором отсутствуют отмеченные недостатки.
Составляющая азимутального сигнала с миграцией
Азимутальный спектр сигнала с миграцией
Рис. 3.41. Коррекция миграции спектра
Впрочем отмеченный эффект наблюдается при параметрах
съемки, соответствующих высокой разрешающей способности. Для
авиационных РСА отклик ^разваливается” при разрешениях
порядка единиц-десятков сантиметров.
192
Приведенный алгоритм синтезирования РЛИ далеко не
единственный. В настоящее время существует большое
многообразие методов обработки голограмм РСА с миграцией по
каналам дальности [57]. Большинство этих методов позволяет
осуществить быстрый синтез изображения в режиме
телескопического обзора. Поиск ускоренных алгоритмов
двумерной обработки остается актуальным и в настоящее время.
Рис. 3.42. Сигнал после коррекции миграции
Рис. 3.43. Отклик фильтра синтезирования
13. Изд. №9977
193
3.6. ОПТИМАЛЬНЫЕ МЕТОДЫ И АЛГОРИТМЫ
ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ В РСА ПРИ ФОРМИРОВАНИИ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ ИЗОБРАЖЕНИЙ
Несмотря на интенсивно развивающиеся методы
автоматической и автоматизированной (человеко-машинной)
обработки РЛИ при извлечении заключенной в них информации о
земной (морской) поверхности и объектах исключить из этого
процесса оператора-дешифровщика, по-видимому, не удастся на
ближайшую и отдаленную перспективу из-за значительных
трудностей математического описания процессов восприятия и
анализа изображений человеком. Поэтому при всех видах
дешифрования РЛИ (визуальном, машинно-визуальном и
автоматизированном) для оператора должны формироваться
изображения, отвечающие его субъективным требованиям к их
качеству. Это можно обеспечить, если при синтезе систем
обработки радиолокационных сигналов критерии оптимальности
будут учитывать требования дешифровщиков к качеству РЛИ.
При цифровой обработке сигналов, в отличие от
оптической обработки, имеются широкие возможности по
реализации методов и алгоритмов обработки радиолокационных
сигналов, практически не имеющие ограничений на сложность их
математического представления.
Вся информация об объектах и местности, доступная для
радиолокационного наблюдения, заключена, как уже указывалось,
в так называемой функции ё(г,х) радиолокационного рельефа
(ФРР), модулем оценки которой е(г,х) является РЛИ. Качество
РЛИ, в значительной степени определяющее информативность
процесса дешифрирования, зависит от следующих основных
факторов:
- пространственного разрешения РСА, определяющего
достоверность передачи мелких деталей и контуров на РЛИ;
- уровня шумов, помех, спекл-флуктуаций яркости РЛИ;
- измерительных свойств РЛИ, определяемых уровнем
геометрических искажений отображаемой поверхности;
- динамического диапазона передаваемых на РЛИ
интенсивностей сигналов, радиометрической точности и
разрешающей способности, отвечающих за качество передачи
194
текстурных признаков объектов и элементов местности на
РЛИ.
На рис. 3.44, а с учетом рассмотренной в первой главе
математической модели сигналов (рис. 1.14) представлена мате-
матическая модель процесса формирования РЛИ с учетом
основных искажающих факторов. Экспоненциальным множителем
exp[ji//(r,x)] в модели описываются флуктуации фаз отраженных
ЭМВ, обусловленных геометрическими и электрическими
неоднородностями объектов и подстилающей поверхности,
которые вызывают флуктуации яркости отметок целей, местных
предметов и спекл-искажения РЛИ однородных шероховатых
поверхностей. Эти искажения снижают эффективность поиска и
обнаружения объектов разведки, различения мелких деталей
наблюдаемой поверхности, а также достоверность передачи
контурных и текстурных признаков.
Искажения РЛИ, вносимые флуктуациями фаз траекторных
сигналов ср(г, х), учитываемых в модели экспоненциальным
множителем exp[j^(r,x)], обусловлены траекторными нестабиль-
ностями самолета при полете в турбулентной атмосфере,
аэроупругими колебаниями конструкции самолета и электрической
неоднородностью среды распространения ЭМВ. Эти искажения
проявляются в расфокусировке и снижении контраста РЛИ.
нарушении геометрического подобия между наблюдаемо!!
поверхностью и её изображением.
Шумы аппаратуры й(г,х) снижают динамический диапа-
зон, радиометрическую точность и разрешающую способность
РЛИ. На РЛИ, представляемых оператору, стремятся обеспечить за
счет энергетического потенциала РСА и когерентной обработки
сигналов подавление шумов аппаратуры до уровня -15 ...- 20 дБ
по отношению к среднему уровню сигналов от подстилающей
поверхности.
Оператор восстановления £в в рассматриваемой модели
(рис. 3.44, а) обеспечивает обработку сигналов £(г,х) по оценке
ФРР при формировании РЛИ Критерий синтеза этого оператора
выбирается на основе показателей качества оценки е(г, х),
определяющих информативность процесса дешифрирования РЛИ,
13* 195
в частности, с учетом субъективных требований оператора-
дешифровщика. Учет всех отмеченных выше искажающих
факторов в некотором интегральном показателе качества РЛИ,
обеспечивающем наиболее эффективное визуальное восприятие и
анализ РЛИ, связан со значительными практически непреодоли-
мыми трудностями при синтезе оператора . Однако учет шумов
аппаратуры, спекл-искажений и флуктуаций фаз траекторных
сигналов при синтезе оператора £в в силу независимости
случайных процессов у/(г,х), ^?(г,х) и й(г,х) можно провести
раздельно. Отдельно можно учесть также искажения РЛИ,
обусловленные нелинейностью амплитудной характеристики
тракта формирования РЛИ (приемника, АЦП и ЦСО).
Рис. 3.44. Математические модели процесса формирования РЛИ
с учетом искажающих факторов
Так, например, компенсацию искажений РЛИ, обусловлен-
ных траекторными флуктуациями фаз сигналов ф(г. х) при синтезе
оператора восстановления £в, можно осуществить путем измере-
ния и компенсации фаз (р(г, х) по сигналам от внешних измерите-
лей (акселерометрических датчиков, устанавливаемых на платфор-
ме антенны) или (и) путем синтеза адаптивных алгоритмов
совместной оценки ФРР и параметров флуктуации фаз сигналов
(см. п. 3.7). Снижение контраста спекл-искажений РЛИ
осуществляется с помощью последетекторной обработки
(например, некогерентного накопления) изображений. Что касается
учета нелинейности тракта формирования РЛИ, то здесь весь тракт
196
приемника до выхода ФД с достаточной степенью строгости можно
считать линейным относительно комплексной амплитуды
радиолокационных сигналов, а нелинейность АЦП и ЦСО можно
учесть их линейной моделью с добавлением к сигналу аддитивного
шума квантования (рис. 3.44, б) [18].
В этом случае синтез оператора £в, обеспечивающего опти-
мальную оценку (восстановления) ФРР объектов и подстилающей
поверхности на фоне шумов аппаратуры, можно реализовать на
основе линейного относительно ФРР уравнения наблюдения:
£(г,х) = Д{<?(г,х)}+ ./)(/•, х) =
со
f Jё(АХУ*3(г-р,х-X)dpd% + n(r,х),
—СО
где £3 - детерминированный оператор, учитывающий преобразо-
вание ФРР в звене «свободное пространство» с учетом движения
носителя - антенна - приемно-передающий тракт РСА до ФД
включительно. В этом случае и оценку ФРР ё(г,х) следует искать
в классе линейных операторов (рис. 3.44, б). Нелинейная операция
взятия модуля при этом исключается из оценки в предположении
оптимальности РЛИ ё(г, х) при оптимальной оценке щ г, х).
Нахождение (оценка) ФРР, соответствующее данному
уравнению наблюдения, с математической точки зрения сводится к
решению интегрального уравнения относительно ё(г,х) с неточно
известной правой частью:
СО
J fё(р,хУь(г-р,х-X}dpd% = %(г,х), (3.80)
где ^(r, х) = s(r, х) + й(х), а
со
s(r,x)= | ^e{p,x)h3(r-p,x-%~)dpdx
—со
(3.81)
- точное значение правой части уравнения (3.80) в отсутствие
шумов: й(х) = 0.
Решение уравнения типа (3.80) относится, как известно, к
классу образных задач, которые при неточно известной правой
197
части являются некорректно поставленными и не имеют решения,
понимаемого в классическом смысле, т.е. определяемого по
формуле e(r,x) = ZT1 |^(r,x)j, где Z71 - оператор, обратный
оператору С3. Однако имеются хорошо разработанные отечествен-
ной (возглавляемой академиком А.Н. Тихоновым) и зарубежной
математическими школами методы приближенного решения этих
задач на основе детерминированных и вероятностных подходов.
Одним из эффективных методов решения таких задач
является метод регуляризации, в основе которого лежат понятия
регуляризации решения и регуляризирующего оператора,
введенные А.Н. Тихоновым [23].
Синтез алгоритмов обработки (восстановления) сигналов на
основе метода регуляризации рассмотрим в предположении
разделимости оператора зондирования по координатам г и х -
случая отсутствия миграции траекторного сигнала по полоскам
наклонной дальности на интервале Хс или наличия миграции, но
после её компенсации. В этом случае и алгоритм обработки
сигналов при формировании РЛИ будет разделимым по
координатам г и х, а следовательно может быть реализован двумя
последовательно выполняемыми по координатам г и х
алгоритмами согласованной обработки сигналов. При этом
ограничимся рассмотрением алгоритма обработки траекторного
сигнала (по координате х) в каждой полоске (канале) дальности по
г, представляющего наибольший интерес при синтезировании
апертуры в РСА. При цифровой обработке сигнала и по наклонной
дальности синтез её алгоритма может быть проведен по
аналогичной методике.
Приближенное решение уравнения (3.80) при оценке ФРР
ё(г,х), согласно методу А. Н. Тихонова решения некорректных
задач, находятся путем преобразования правой части уравнения с
помощью так называемого регуляризирующего (восстанавли-
вающего) оператора £в:
где арх - параметр регуляризации (аг1>0), выбираемый в
198
соответствии с уровнем искажений (шумов) й(г0,х) и требуемым
качеством получаемой оценки ё(г0?х). Регуляризирующий
оператор обеспечивает регуляризацию решения обратной задачи
при искаженной правой части уравнения (3.80), т.е. обеспечивает
приближенное решение обратной задачи, устойчивое к малым
отклонениям правой части данного уравнения. При этом
используется минимум априорной информации о
восстанавливаемом процессе, например, лишь качественная
информация о его гладкости (о характере его спектральной
характеристики).
Задача синтеза оператора £в по методу регуляризации
решения обратных задач решается в два этапа: на первом этапе
определяется класс (семейство) регуляризирующих операторов
£в к(г0,х),(7 на втором - по заданному критерию находится
параметр регуляризации арх и соответствующая ему оценка
ё(г0,х).
Для интегральных уравнений типа свертки (3.80) и
аддитивных некоррелированных с сигналом е(г0,х) искажений
й(х) в работе [23] показано, что КЧХ для класса регуляризи-
рующих (восстанавливающих) операторов (фильтров) описывается
функцией
KSjcox,arx,r.) = х й’ , (3.82)
где /(бУх,/7гх,г0) ~ некоторый стабилизирующий решение
обратной задачи множитель, являющийся четной функцией
частоты сох по координате путевой дальности х и обладающий
свойствами: 0 < f < 1 для всех значений а > 0 и су ; f = 1 при
а = 0; f -> 0 при со —> ±ос; для а> Ф 0 f —> 0 при ос —> ос ;
при а —>0 /—>1 К - КЧХ - оператора зондирования
£ .
3
199
Таким образом, заданием функции /(бУл,с^5г0),
удовлетворяющей этим условиям, определяется однопараметри-
ческий регуляризирующий (восстанавливающий) оператор:
/. Л_ 1 “f-z-
exp(ja>xx)da>x,
где
В общем случае стабилизирующий множитель
виде следующей функции:
задается в
2
2
где М(а>х) - некоторая четная неотрицательная
например, М(со ) = со
случае семейство регуляризирующих операторов с учетом (3.82) и
(3.83) задается выражением
1 СО
функция,
, р = 1,2,... - порядок функции f. В этом
О’
X 5 рх ’
—со
где
* /I
(J<»x ,ocpx,r0) = К3 (jcox, г0 )/ , г0 ) + архсох т -
КЧХ регуляризирующего (восстанавливающего) оператора.
На рис. 3.45 приведены графики АЧХ восстанавливающего
фильтра ЛГв(бУ*,б£*х,г0), рассчитанные для КЧХ оператора
зондирования Кзх (а>х= , при различных
параметрах регуляризации а = 0,84#^ / /3, здесь
G)x =l92yfpcox. Штриховой линией на графиках показана АЧХ
обратного фильтра 1/А?э(бУ*,г0), а пприхпунктирной линией -
АЧХ согласованного фильтра Кв (со , г0) = Кз (бУ*, г0). Из
представленных графиков видно, что с уменьшением параметра
200
регуляризации полоса восстанавливаемых частот траекторного
сигнала увеличивается с подчеркиванием амплитуд составляющих
спектра сигнала более высоких частот, что приводит к повышению
разрешающей способности РЛИ, но при этом увеличивается
уровень шумов. Следовательно, изменением параметра
регуляризации можно обеспечить разумный компромисс между
искажениями РЛИ шумами и их резкостью.
гл / * * \
Рис. 3.45. АЧХ восстанавливающего фильтра для различных значений
параметра регуляризации арх = 0.84 а рх /р (сплошные линии),
АЧХ обратного (штриховая) и согласованного (штрих-пунктирная
линия) фильтров
При заданном классе операторов восстановления (3.84)
оптимальное значение оператора находится путем выбора
параметра регуляризации апо соответствующему критерию
близости приближенного решения е(г0.х) к точному е(г,х) с
учетом дополнительной информации о процессах e(rQ9x) и й(х).
В случае стационарных некоррелированных между собой
201
процессов е(г0,х) и п(х) со спектральными плотностями
мощностей Se(fi)x^) и N(a>x) и критерия минимума среднего
квадрата (МСК) искажения
min г2 = min М
арх
ё(г0,х)-ё(г0,х)
как показано в [23], оптимальность оператора £в (3.84)
обеспечивается на функции М(а>х) = M0(cdx) - N(ai)la S^a)*):
<mO(pX) =
(3.86)
Таким образом, тихоновский регуляризирующий оператор
С¥ при выборе арх по критерию min б*2 совпадает с процедурой
оптимальной фильтрации по Винеру. Для нахождения
оптимального решения в этом случае требуется знать спектральные
плотности мощностей шума N(p)x) и искомого решения
Se(a)x,r0). Для однородной модели отражающих свойств в
поверхности, т.е. при Se(a)x,rQ) - Se - const и белой гауссовской
модели шума аппаратуры N(a>x) = N = const КЧХ винеровского
восстанавливающего фильтра
(3.87)
Представленные выражения (3.86) и (3.87) показывают, что
восстанавливающий по критерию МСК винеровский фильтр
представляет собой последовательное соединение согласованного
*
фильтра K3{jcDxh^) и фильтра с КЧХ
КЛ^х,гй +N!Se
который, по существу, выполняет коррекцию спектра сигнала РЛИ,
полученного на выходе согласованного фильтра.
При согласованной обработке сигналов в РСА, т.е. при
А?в(7^,г0) = Л?*(7бУх,г0)? обеспечивающей максимум отношения
202
сигнал/шум (мощности сигнала к дисперсии шума), наблюдается
заметная расфокусировка РЛИ по сравнению с обработкой
винеровским фильтром (3.87). На рис. 3.46 показана зависимость
разрешающей способности РСА Зх(ъ) при обработке сигналов
винеровским восстанавливающим фильтром, отнесенная к этому
показателю 8х(с) при согласованной обработке, от отношения q
сигнал/шум на выходе ФД приемника [13]:
здесь ти и Г - длительности зондирующих импульсов и
интервата наблюдения соответственно. Из представленной
зависимости следует, что при реально существующих отношениях
сигнал/шум # = 3...5дБ винеровский фильтр по сравнению с
согласованным позволяет улучшить разрешающую способность
РСА на 20 ... 30%, а улучшение разрешения в 2 раза наблюдается
при # = 12... 13 дБ (вполне достижимом на современном этапе)
[13].
Рис. 3.46. Зависимость отношения 8х{ъ} /8х'
от отношения сигнал; шум q
203
Однако и винеровский восстанавливающий фильтр по
мнению многих специалистов по обработке изображений [25, 26]
не отвечает субъективным требованиям операторов к их качеству
при решении многих задач дешифрирования. Дело в том, что
критерий МСК учитывает интегрально с равным весом искажения
РЛИ, обусловленные как наличием шумов, так и расфокусировкой.
Вес ошибки в данном критерии определяется только её величиной
и не зависит от характера искажений, поэтому значимость тех или
иных искажений изображения для оператора при визуальном
анализе РЛИ в этом критерии не учитывается.
Исследования характеристик изображений и задач их
дешифрирования показали, что подавляющая часть энергии
сигнала изображения связана с низкочастотной областью спектра
изображения, тогда как большая часть информации, заключенной в
РЛИ для оператора-дешифровщика, приходится на долю верхних
частот его спектральной плотности, ответственных за передачу
мелких деталей, границ, контуров.
Многочисленные эксперименты по исследованию
пространственно-частотных характеристик аппарата зрительного
анализа оператора при обработке изображений показали, что эти
характеристики являются немонотонными функциями, они имеют
подъем в полосе пропускания, что соответствует усилению
верхних и ослаблению нижних пространственных частот
зрительным анализатором. При этом в зависимости от характера
решаемых задач по дешифрированию изображений (интересующих
деталей) максимум пространственно-частотной характеристики
оператора Kon(yr9vx) может смещаться в область более высоких
(при поиске, обнаружении и распознавании объектов) или низких
(при анализе особенностей ландшафта земной поверхности)
пространственных частот:
где Ro - коэффициент, определяющий частоту максимальной
чувствительности зрительного анализатора при решении
соответствующей задачи анализа изображения.
204
На рис. 3.47 приведены зависимости Kon(0,vx), широко
используемые при аппроксимации частотных характеристик
зрительного анализатора оператора.
Рис. 3.47. АЧХ зрительного анализатора оператора
В связи с этим весьма рациональным является подход к
синтезу системы обработки сигналов в РСА при формировании
РЛИ оператору, при котором в рамках аналитического решения
задачи синтеза удается учесть особенности визуального восприятия
РЛИ. Это можно осуществить при использовании критерия МСК
путем обеспечения возможности интерактивного управления
оператору при дешифрировании весами искажений в критерии
МСК, обусловленных зашумленностью и ограниченностью
резкости изображения:
min ъ ’ = ,
где <
- составляющая СКО, обуслов-
2
ленная шумами аппаратуры;
|2
(^х,г0)1-АГв(УбУх,г0)| dox
составляющая, обусловленная расфокусировкой изображения. КЧХ
восстанавливающего фильтра, синтезированного по данному
критерию, опишется выражением:
205
KAjCOx^') =
(3.88)
Л se~M
Этот фильтр, в литературе [45, 46] называемый фильтром
Бакуса-Гильберта, относится к классу параметрических
винеровских фильтров, входящих, как и обычные винеровские
фильтры (при \ = 1), в семейство тихоновских восстанавли-
вающих фильтров.
При цифровой обработке сигналов в РСА реализация
рассмотренных способов обработки сигналов при формировании
РЛИ может быть осуществлена по методу прямой или быстрой
свертки:
е(»?о, п) = к (т0, ri) * Лв (т0, п)
е(т0, п) = ОДЛФ | ДПФ[^(ти0, и)] • (т0, jk)}
где /?в (т0, п) = ОДПФ {Кв (т0, jk)}.
При реализации оптимальных алгоритмов винеровской
фильтрации (3.86) - (3.88) необходимы данные о спектральной
плотности ФРР е(г,х), которые практически отсутствуют в силу
неоднородности и изменчивости отражающих свойств земной
(морской) поверхности. Устранить эту априорную неопределен-
ность можно за счет адаптивной оценки спектральной плотности
наблюдаемой поверхности, используя, например, усредненный по
нескольким каналам дальности квадрат модуля спектра наблю-
даемого сигнала
Н(0)
2
уср
[11]. При этом величина среднего
квадрата модуля спектра наблюдаемого сигнала на краю частотной
& о
характеристики
Ks(jco,r0)
характеризует спектральную
плотность шума наблюдения NQ .
Спектральную плотность
вычислить по формуле:
ФРР можно приближенно
2
уср о
е
206
Таким образом, можно получить эмпирическую оценку
отношения Nq/ Se, которую можно использовать в адаптивной
подстройке восстанавливающего фильтра. Как показали экспери-
менты с обработкой реального сигнала РСА МЕЧ-КУ, записанного
на борту космического аппарата «Алмаз», адаптивный винеровский
фильтр обеспечивает в два и более раз лучшую разрешающую
способность по сравнению с традиционно применяемым согласо-
ванным фильтром. На рис. 3.48 представлены фотографии РЛИ при
обработке траекторных сигналов алгоритмами согласованной
фильтрации (а), стационарной винеровской фильтрации (б) и
адаптивной к неоднородностям поверхности винеровской
фильтрации (в). Анализ приведенных РЛИ показывает, что
адаптивная винеровская фильтрация при более высокой, по
сравнению с согласованной фильтрацией разрешающей
способности, обеспечивает меньший уровень шумов по сравнению
со стационарным фильтром Винера на РЛИ слабоотражающих
поверхностей.
3.7. КОМПЕНСАЦИЯ ФАЗОВЫХ ИСКАЖЕНИЙ
ТРАЕКТОРНЫХ СИГНАЛОВ
Богатство информационных возможностей РСА как
эффективной системы видовой воздушной разведки, может быть
реализовано лишь при достаточно высоком разрешении,
соизмеримым и выше разрешения систем воздушной разведки
оптического диапазона. В настоящее время реально ставить задачу
получения в РСА ВР субметрового (1 м и выше) разрешения по
путевой и наклонной дальностям. Одним из ключевых вопросов
получения таких высокодетальных РЛИ является обеспечение
когерентной обработки сигналов на протяженных (до десятка
секунд и больше) интервалах синтезирования, что требует оценки и
учета при обработке траекторных сигналов в РСА отклонений от
заданной траектории движения фазового центра антенны (ФЦА)
при полете самолета-носителя в турбулентной атмосфере с
точностью до десятых долей длины волны. С технической точки
зрения это требует решения ряда сложных научных и технических
задач:
207
поверхности многоканального винеровского фильтра (в)
208
- осуществление обработки траекторных сигналов с учетом их
миграции по каналам дальности;
- оценка (измерение) и компенсация искажения фазы
траекторных сигналов на интервале синтезирования,
обусловленных нестабильностью траектории (НТ) и упругими
колебаниями конструкции (УКК) самолета, частотной
(фазовой) нестабильностью приемо-передатчика РСА и
электрической неоднородностью среды распространения
ЭМВ;
- повышение разрешающей способности по дальности за счет
формирования широкополосных зондирующих сигналов (с
полосой спектра свыше 200 МГц) и соответствующая
обработка отраженных сш налов.
В этом параграфе будут рассмотрены вопросы компенсации
флуктуаций фазы траекторных сигналов при обеспечении высокого
разрешения РСА по путевой дальности (по азимуту).
По мнению отечественных [6, 13] и зарубежных [57]
специалистов по РСА процесс измерения и компенсации
флуктуаций фаз траекторных сигналов целесообразно проводить в
два этапа. На первом этапе компенсация искажений фаз сигналов
проводится по сигналам от внешних по отношению к РСА
датчиков — специализированных высокоточных измерителей
траектории самолета на интервалах синтезирования (систем
микронавигации), включающих, как правило, инерциальные
навигационные измерители, лазерный гироскоп и приемник
глобальной спутниковой системы ГЛОНАС (GPS). В силу
ограниченной точности системы микронавигации на втором этапе
окончательная компенсация фазовых искажений сигнала
осуществляется с помощью адаптивной их обработки, которая
часто в литературе называется фокусировкой или
автофокусировкой РЛИ.
Использование современных оптимальных и адаптивных
методов обработки траекторных сигналов при фокусировке РЛИ
позволяет перейти на новый уровень совершенствования РСА и
вплотную приблизиться к достижению потенциально возможных
характеристик по разрешению. Современные методы цифровой
обработки сигналов способны реализовать в реальном или в
близком к реальному масштабе времени любой, в том числе
14. Изд. №9977
209
адаптивный, алгоритм обработки практически неограниченной
сложности.
3.7.1. Компенсация флуктуаций фаз сигналов по данным
от внешних измерителей траектории носителя РСА
При всех рассмотренных выше алгоритмах обработки
траекторных сигналов РСА предполагается известным закон
изменения их фаз, за исключением начальных фаз сигналов от
элементарных отражателей на интервале синтезирования. При этом
принималось, что самолет-носитель и соответственно фазовый
центр антенны (ФЦА) РСА совершают прямолинейное движение с
постоянными путевой скоростью и высотой 77. На самом деле,
при полете самолета в турбулентной атмосфере, если
рассматривать полет с позиции специалистов по когерентной
обработке сигналов в РСА, самолет никогда не двигается
равномерно и прямолинейно. Его траектория совершает случайные
отклонения в пространстве от линии заданного пути, что приводит
к флуктуациям фаз траекторных сигналов, нарушающих их
когерентность. Благодаря инерционным свойствам самолета
предположение о равномерном и прямолинейном полете условно
можно считать справедливым на интервале синтезирования (ИС)
длительностью примерно до 0,5 с. На интервалах большей
длительности отклонения ФЦА от прямолинейной траектории,
вызванные траекторными нестабильностями движений носителя и
упругими деформациями его конструкции, становятся
соизмеримыми с длиной волны РСА и должны быть учтены в
процессе сжатия сигналов по азимуту (координате х ). Кроме того,
свой вклад в флуктуации фаз траекторных сигналов могут внести
нестабильности условий распространения ЭМВ на интервале
синтезирования, особенно на больших дальностях наблюдения
rmax - км, и фазовая нестабильность задающего генератора
приемо-передатчика РСА. Тем не менее, основной вклад во
флуктуацию фаз сигналов в РСА на современном этапе вносят
нестабильности траектории носителя и упругие колебания его
конструкции.
Влияние траекторных флуктуаций фаз радиолокационных
сигналов на характеристики РСА удобно рассмотреть на сигнале от
210
элементарного точечного отражателя. Для этого воспользуемся
математической моделью флуктуаций фазы траекторного сигнала
от точечного отражателя, рассмотренной в первой главе (п.п. 1.6.1).
Согласно (1.68) - (1.71), пренебрегая нестабильностью частоты
задающего генератора приемо-передатчика и путевой скорости
самолета, запишем выражение для траекторных флуктуаций
сигнала:
(0 =—С = -у (0 sin / + (О COS у],
(3.89)
где Cz, £у и - случайные отклонения ФЦА по координатам Z,
Y и R соответственно; у - угол визирования. Комплексная
амплитуда траекторного сигнала от точечной цели на выходе
оператора зондирования (рис. 3.1) в этом случае опишется
формулой:
^(О = ^(Оехр[-у^(/)],
здесь st (f) - комплексная огибающая сигнала при прямолинейной
траектории движения ФЦА. При этом фильтр сжатия траекторного
сигнала с импульсной характеристикой (3.17) уже не будет
согласован с огибающей отраженного сигнала
(Г/)2
2г0
(3.90)
+<Г,(0
и в зависимости от формы и интенсивности траекторных фазовых
флуктуаций (Z) отклик РСА на точечную цель (сигнальная
функция РСА) может значительно исказиться.
Влияние формы фазовых искажений на вид сигнальной
функции (отклика на точечную цель) РСА достаточно полно
изучено [7]. Так, например, линейное изменение фазы приводит к
смещению максимума сигнальной функции по координате х
(рис. 3.49, кривые 2), изменение по квадратичному закону - к
уменьшению амплитуды и расширению ее главного лепестка, а
также к увеличению уровня боковых лепестков (рис. 3.49,
кривые 3), а флуктуации гармонической формы с периодом меньше
интервала синтезирования Тс вызывает значительные искажения
формы импульсного отклика (рис. 3.49, кривые 4). Смещение
14*
211
максимумов откликов на точечные отражатели приводят к
геометрическим искажениям, снижающим измерительные свойства
РЛИ. Уменьшение амплитуды и увеличение ширины главного
Рис. 3.49. Искажения откликов РСА на элементарные отражатели,
обусловленные траекторными нестабильностями и упругими
колебаниями конструкции
лепестка откликов приводят к ухудшению разрешающей
способности и контраста изображений, что снижает эффективность
поиска, обнаружения и распознавания объектов по РЛИ. Таким
образом, по искажениям откликов РСА на точечные отражатели
поверхности можно анализировать ухудшение основных
информационных показателей РСА. Как показывают расчеты,
предельный набег неконтролируемой фазы ^/тах на краях
интервала синтезирования при квадратичной форме фазовых
флуктуаций или амплитуд флуктуаций гармонической формы, при
котором качество РЛИ можно считать удовлетворительным, не
должен превышать л / 4, что соответствует отклонению ФЦА от
прямолинейной траектории на интервале Тс £7тах = Я /16. В
212
сантиметровом диапазоне длин волн это составляет порядка
нескольких миллиметров. Флуктуации фазы траекторного сигнала,
вызванные траекторными нестабильностями (TH) и упругими
колебаниями конструкции (УКК) самолета, носят случайный
характер. Поскольку траектория ФЦА в таком случае представляет
собой реализацию случайного процесса, то для исследования
влияния искажений фазы на характеристики РСА необходимо
знать статистические характеристики случайных процессов TH и
УКК. Такие характеристики можно получить либо путем
экспериментальных исследований, либо с помощью моделирования
на ЭВМ. В результате исследования таких характеристик
выяснилось, что в первом приближении случайное изменение
любого параметра TH и УКК может быть аппроксимировано
нормальным стационарным процессом с нулевым математическим
ожиданием, интервал корреляции которого в значительной степени
зависит от типа нестабильности (TH, УКК), параметров траектории
и типа самолета-носителя. Следует обратить внимание на то, что
для типовых интервалов синтезирования, составляющих доли -
единицы секунд, наблюдается соотношение: время корреляции TH
значительно больше, а УКК соизмеримо и меньше по отношению
ко времени синтезирования. Следовательно, отклонения ФЦА на
интервале синтезирования от заданной траектории, вызванные TH,
можно представить усеченным степенным рядом Маклорена, а
смещения, порожденные УКК, отрезком гармонического
колебания:
t2 1?
С 0 ) « + <7 + ^ — + сз - + crsin Ц/,
2 6
где —Тс 12<t <Тс /2 - текущее время на интервале
синтезирования; с0,с1?с2,с3 - радиальное отклонение, скорость,
ускорение и его производная (коэффициенты ряда Маклорена);
cr, Qr - амплитуда и круговая частота УКК.
Таким образом, если отклонения ФЦА от прямолинейной
траектории движения на интервале синтезирования превышают
несколько миллиметров, возникают значительные граекторные
фазовые искажения сигнала, которые могут значительно снизить
разрешающую способность РСА по координате путевой дальности
х и другие информационные характеристики РЛИ. При этом
213
характер и интенсивность этих искажений в значительной степени
зависят от дисперсии флуктуации и их интервала корреляции тк,
отнесенного к интервалу синтезирования {тк!Тс), случайных
отклонений движения ФЦА от прямолинейной траектории.
Для их устранения могут использоваться внешние по
отношению к РСА измерители траектории самолета. Так,
например, на платформе антенны РСА вблизи ФЦА располагают
датчики измерения параметров движения, работающие по
принципу инерциальных навигационных измерений. По сигналам
от этих датчиков после соответствующей обработки оценивается
закон изменения фазы:
£(f)sin/ + <r(/)cos/
и формируется комплексный фазовый множитель ехр[у^],
умножение которого на сигнал (3.90) обеспечивает компенсацию с
некоторой точностью паразитной фазовой модуляции траекторного
сигнала 5. (f).
К датчикам и алгоритмам оценки параметров движения
самолета при этом предъявляются специфические требования,
заключающиеся в том, что на малых временных интервалах
(порядка нескольких секунд) датчики должны обеспечить высокую
(порядка единиц миллиметров) точность измерения
относительного перемещения ФЦА в достаточно широкой (до
десятков Гц) полосе частот, охватывающей всю возможную полосу
траекторных и упругих колебаний носителя. Навигационную
систему, удовлетворяющую этим требованиям и предназначенную
для компенсации фазовых искажений сигнала РСА принято
называть системой микронавигации.
3.7.2. Алгоритм автофокусировки радиолокационных
изображений по минимуму энтропии
Метод компенсации искажений траекторных сигналов,
обусловленных флуктуациями их фаз, по сигналам от
специализированной системы микронавигации, имеет два
недостатка. Первый из них заключается в том, что этим методом
214
могут компенсироваться искажения фаз сигналов, вызванные
нестабильностью траектории носителя РСА и упругими
колебаниями его конструкции. Этим методом не устраняются
искажения сигналов, обусловленные электрической неоднород-
ностью среды распространения ЭМВ и фазовой нестабильностью
приемо-передатчика, которые становятся заметными при больших
дальностях и высокой разрешающей способности РСА. Вторым
недостатком метода является ограниченная точность
навигационных измерителей. 1 очность современных ИНС
характеризуются среднеквадратическими ошибками измерения
ускорений - 0,001...0,01 м/с2, курса - 0,02°, крена и тангажа -
0,01°, скорости по строительной оси самолета — 0,03 м/с.
Исследования показали, что при получении разрешающей
способности по координате движения носителя выше 1 м этот
метод становится неэффективным.
Поэтому на втором этапе остаточные нескомпенсированные
фазовые ошибки сигналов, обусловленные ГН и УКК,
неоднородностью среды распространения ЭМВ и нестабильностью
приемо-передатчика РСА, можно значительно уменьшить только за
счет адаптивной обработки траекторных сигналов на основе
использования информации об отклонениях траектории ФЦА от
заданной, заключенной в этих сигналах. В литературе [6, 11, 57]
процесс компенсации фазовых искажений сигналов на основе
информации об этих искажениях, заключенной в самих
траекторных сигналах и в РЛИ, при участии оператора называют
фокусировкой, а в автоматическом режиме — автофокусировкой
РЛИ. Цель фокусировки — получение заданной высокой
разрешающей способности РСА в условиях реального полета при
ограниченной точности используемых систем микронавигаиии.
Ужесточение требований к качеству и информативности
формируемых с помощью РСА радиолокационных изображений и
значительные возможности, открывающиеся при использовании
для обработки сигналов в этих РЛС цифровой вычислительной
техники, стимулировало развитие методов автофокусировки РЛИ в
последние десятилетия прошедшего столетия (начиная с 70-х годов
[57]).
В эти годы был разработан и нашел практическое
применение ряд эмпирических, далеко не оптимальных но в ряде
215
случаев эффективно используемых на практике алгоритмов
автофокусировки РЛИ в РСА. В этих алгоритмах тем или иным
способом оценивались параметры флуктуаций фаз сигналов по
самим траекторным сигналам или РЛИ. С учетом полученных
оценок осуществлялась компенсация фазовых искажений при
обработке сигналов по формированию РЛИ. Некоторые из этих
алгоритмов описаны в отечественной [6] и зарубежной [57]
литературе.
В разработанных алгоритмах автофокусировки в качестве
источников информации о фазовых искажениях используются либо
сигналы РЛИ от одиночных легко селектируемых радио-
контрастных отражателей, либо сигналы от всех отражателей
наблюдаемой поверхности в диаграмме направленности антенны.
Недостаток алгоритмов первой группы - необходимость наличия
радиоконтрастных ориентиров в районе целей. Отсутствие таких
ориентиров при работе алгоритмов второй группы не нарушает их
работу, а их наличие может повысить эффективность
автофокусировки. В простейших методах автофокусировки оцени-
вается, как правило, только коэффициент квадратичной составляю-
щей фазовой ошибки, ухудшающей разрешающую способность
РСА (детальность РЛИ), снижающей его контраст и увеличи-
вающей уровень боковых лепестков откликов РСА на точечные
отражатели. Правда, такая фокусировка обеспечивает компенсацию
только низкочастотной части спектра флуктуаций фаз при интерва-
ле их корреляции тк > TL . Более сложные методы автофокусировки
оценивают коэффициенты аппроксимирующего степенного ряда
более высокого порядка, компенсируя и высокочастотные
составляющие спектра флуктуаций (в полосе до 10...20 Гц).
Все алгоритмы автофокусировки применяются, как
правило, после предварительной компенсации фазовых искажений
траекторного сигнала по информации, поступающей от системы
микро-навигации. Причем оценки параметров флуктуаций
предварительного этапа часто используются в алгоритмах
автофокусировки.
В качестве примера одного из современных алгоритмов
автофокусировки в дополнение к алгоритмам, рассмотренным в
учебном пособии [6], рассмотрим алгоритм автофокусировки по
минимуму функции энтропии^ в котором при оценке искажения
216
фазы используются все отражатели наблюдаемой поверхности.
Правда, этот алгоритм, как и некоторые другие алгоритмы
автофокусировки, не компенсирует линейный член фазовых
флуктуагщй, который вызывает геометрические искажения РЛИ.
Количественно оценить влияние траекторных флуктуаций
фазы сигналов на такие характеристики качества РЛИ, как
контраст, разрешение и детальность можно с помощью энтропии, в
значительной степени определяющей информативность изобра-
жения. Для ее вычисления воспользуемся определением Шеннона:
Н = “X £ Ру )’ (3 -91)
I J
л 2
ёУ г
где р.=------,е - комплексный отсчет РЛИ в точке z, j;
У / > J
2
- энергия отсчетов РЛИ; N,,NX - число отсчетов
РЛИ по наклонной г и путевой х дальностям. При точной
фокусировке изображения значение энтропии минимально, а при
наличии расфокусировки энтропия начинает расти.
На рис. 3.50 для примера показаны 4 изображения размером
10x10 элементов, на которых на черном фоне выставлены 1, 3, 10 и
100 белых точечных отметок соответственно. На рис. 3.51
представлены реальные РЛИ: а) расфокусированные изображения,
б) и в) в разной степени сфокусированное изображение. Из
приведенных рисунков видно, что чем больше расфокусированы
изображения, тем большую энтропию они имеют. Таким образом,
можно считать, что энтропия является некоторой функцией от
расфокусировки изображения.
Рассмотрим траекторный сигнал от точечной цели,
расположенной в i -ом канале дальности:
S, (0 = и. exp [- j (ул (0 + £• (О)] > (3.92)
где ^(0 “ изменение фазы траекторного сигнала, обусловленное
изменением расстояния «РЛС-цель» при движении ФЦА по линии
заданного пути; (/) - остагочный фазовый набег, вызванный
отклонениями носителя от расчетной траектории, а также
217
нестабильностью среды распространения после компенсации
флуктуаций фазы по данным от системы микронавигации;
i — 1, Nr.Nr - число принимаемых каналов по дальности.
Н=0 H=log(3) H=log(10) H=log(100)
а) б) в) г)
Рис. 3.50. Модели радиолокационных изображений
Рис. 3.51. Реальные радиолокационные изображения
При медленных флуктуациях фазы, когда время
синтезирования Т3 существенно меньше интервала корреляции
фазовых флуктуаций, искажающую функцию £ (У) можно
аппроксимировать степенным полиномом с постоянными, но
случайными коэффициентами:
£(/) = с0+с/+с/+с/+....
Опыт показывает, наибольший вклад в ухудшение качества
РЛИ вносит квадратичная составляющая ошибки фазы. Наличие
квадратичного искажения фазы сигнала ^(2) = C2t2 приводит к
уменьшению максимума изображения точечного объекта,
расширению главного лепестка и увеличению уровня боковых
лепестков. Так как расфокусировка приводит к ухудшению
качества изображения, то можно считать энтропию некоторой
функцией от коэффициента квадратичной составляющей фазовой
ошибки Н(С2).
218
Для компенсации этой фазовой ошибки следует
комплексный траекторный сигнал st (/) умножить на
компенсирующий фазовый множитель exp jC1Gat . Можно
подобрать значение коэффициента С2о11 таким образом, чтобы
квадратичная фазовая ошибка траекторного сигнала была бы
полностью скомпенсирована. В этом случае значение энтропии
будет минимальным H(C1Qn) = Нт-п и задачу фокусировки РЛИ
можно считать решенной. Коэффициент С?оп удобно измерять
величиной фазового набега на краях интервала синтезирования.
Считается, что максимально допустимый фазовый набег на краях
интервала синтезирования не должен превышать тг/4. В этом случае
снижение амплитуды сигнала изображения составляет 0,5 дБ.
Таким образом, С2оп < л / .
Определение С2оп можно осуществить путем развертки
алгоритма обработки траекторного сигнала, умноженного на
компенсирующий фазовый множитель exp jC2t
, по значениям
параметра С2 с определенным шагом в диапазоне возможных его
значений [C2min, C2max ]. Для каждого значения параметра С2
рассчитывается энтропия получаемого РЛИ. По min/f(C2)
выбирается значение параметра С2оп. Структура алгоритма
автофокусировки приведена на рис. 3.52.
В ряде случаев существенный вклад в расфокусировку РЛИ
может вносить кубическая составляющая фазовой ошибки. Ее
также можно оценить по значению энтропии. В этом случае
энтропия будет являться функцией двух переменных Н(С2,С3) ,
Проверка работоспособности алгоритма осуществлялась по
экспериментальным данным. Для этого была использована
радиоголограмма реального полета РСА с Л = 3, 2см,
Зх — 5г -20м, при Рп=200 м/с и дальности до центра кадра
35000 м. Обработка осуществлялась методом гармонического
анализа.
219
На рис. 3.53 показана зависимость энтропии от величины
параметра С2. График построен по реальному РЛИ, приведенному
на рис. 3.54, сфокусированному по данным от системы микро-
навигации. Значения С2 приведены в величинах фазового набега
на краях интервала синтезирования: С2 = С2Т^ / 4. Из приведен-
ных рисунков видно, что фокусировка сигналов на первом этапе по
навигационным данным была выполнена правильно ( С2 = 0).
Затем искусственно была внесена квадратичная фазовая
ошибка С2, соответствующая набегу фазы на краях интервала
синтезирования 8тг. В результате произошло полное разрушение
РЛИ (рис. 3.55). Зависимость энтропии от коэффициента С2 в этом
случае приведено на рис. 3.56, из которого следует, что минимум
энтропии точно соответствует внесенной расфокусировке.
На рис. 3.57 приведен результат работы алгоритма
автофокусировки по сигналам от точечных отражателей, имеющих-
ся на РЛИ, а на рис. 3.58 приведены результаты автофокусировки
по минимуму энтропии. Анализ приведенных изображений
показывает, что алгоритм автофокусировки по минимуму энтропии
хорошо работает даже в случае большой фазовой ошибки и в
отсутствии точечных отражателей.
Однако рассмотренный алгоритм требует высокого
быстродействия ЦСО. Снизить нагрузку на неё можно за счет
использования одной опорной функции (компенсирующего
фазового множителя) на несколько каналов дальности. В этом
случае вся зона обзора АТ? по дальности разбивается на
фрагменты. Размер таких фрагментов, в пределах которых можно
использовать одну опорную функцию, определяется известным
выражением (3.49):
8г8х
Число фрагментов (опорных функций), необходимых для
формирования РЛИ всей зоны обзора по дальности Д7?:
220
a
husjcLlmc э BLfRHtss do^rsg
A
Рис. 3 52 Структура алгоритма авто фокусировки РЛИ по минимуму энтропии
221
Рис. 3.53. Зависимость энтропии от параметра С2 = с2Т^ /4 для
РЛИ, показанных на рис. 3.54
Рис. 3.54. Реальное РЛИ, сфокусированное по данным от системы
микронавигации
222
Рис. 3.55. Изображение рис. 3.54, расфокусированное внесением
квадратичной фазовой ошибки С2 = 8тг
Рис. 3.56. Зависимость энтропии от коэффициента для
расфокусированного РЛИ рис. 3.55
223
Рис. 3.57. Результат фокусировки РЛИ рис. 3.54 алгоритмом
автофокусировки по сигналам от точечных отражателей
Рис. 3.58. Результат фокусировки РЛИ рис. 3.54 алгоритмом по
минимуму энтропии
224
Кроме того, коэффициент квадратичной фазовой
составляющей ошибки С2 зависит обратно пропорционально
дальности г0 (3.90).
Если коэффициент квадратичной фазовой ошибки для
первого фрагмента равен С21, то для и-го фрагмента этот
коэффициент может быть найден по формуле
2п
(3.93)
где Fj - дальность до первого фрагмента, гп - дальность до и-ого
фрагмента.
В этом случае отпадает необходимость в поиске минимума
энтропии для всего изображения. Для определения С2 необходимо
найти минимум энтропии только для одного фрагмента по
дальности, а для остальных произвести перерасчет коэффициентов
квадратичной фазовой ошибки с учетом формулы (3.93).
Приведенный анализ показал высокую эффективность
работы алгоритма при фокусировке РЛИ с высокой степенью
расфокусировки. К достоинствам алгоритма автофокусировки
изображения по минимуму функции энтропии можно отнести:
- отсутствие необходимости поиска мощных точечных
отражателей;
- учет при вычислении опорной функции всех отражателей
поверхности, находящихся в зоне обзора;
- простота в практической реализации.
Недостатком алгоритма является компенсация только
квадратичных фазовых ошибок, алгоритм не компенсирует
линейные фазовые ошибки, вызывающие геометрические
искажения РЛИ.
3.7.3. Оптимальный адаптивный алгоритм автофокусировки
радиолокационных изображений
Рассмотренные выше эмпирические алгоритмы автофокусировки,
разработанные главным образом на основе инженерной интуиции и опыта
специалистов по обработке сигналов и изображений в РСА. в ряде случаев
обеспечивали достаточно эффективное решение задач по улучшению качества
15. Изд. №9977
225
РЛИ. Однако эти алгоритмы не были оптимальными, не было общего подхода к
их разработке и совершенствованию. Кроме того, их разработка осуществлялась
как правило на основе упрощенных математических моделей сигналов, процессов
их формирования и помех. Эффективность конкретных алгоритмов
автофокусировки этой группы в значительной степени определялась характером
фокусируемых РЛИ. Поэтому в последние годы центр тяжести внимания
специалистов по обработке сигналов в РСА переместился в сторону разработки
алгоритмов автофокусировки РЛИ на основе статистических методов синтеза
оптимальных радиотехнических систем, в том числе адаптивных, т. е. способных
работать в условиях существенной априорной неопределенности. Это направление
получило развитие в нашей стране и за рубежом (например, [21], [57], [13] и др.).
В качестве примера разработки алгоритма автофокусировки такого типа
сформулируем и рассмотрим задачу синтеза алгоритма адаптивной рекуррентной
оптимальной фильтрации траекторных сигналов в РСА при формировании РЛИ,
предполагая, что априорная неопределенность относительно фазовых искажений
сигнала ограничивается конечным числом (вектором) неизвестных параметров £.
Пусть при полете носителя РСА в одном из стробов (каналов) по
наклонной дальности г формируется траекторный сигнал, который на интервале
наблюдения 0 < t < Тп может быть описан выражением
оо
£(/) = s(Z. С)+ «(/) = fax)g(t,x,Qdx + n(f), (3.94)
где s(t,Q - полезный сигнал; n(t) - шум наблюдения (шум аппаратуры,
помехи); е(х) - сечение функции радиолокационного рельефа (ФРР) по
координате путевой дальности; g(t,x,Q — - импульсная
характеристика оператора зондирования, описывающего преобразование сигнала
в звене среда распространения — антенна — приемо-передающий тракт РСА (до ФД
включительно); £ - вектор параметров искажений фазы траекторного сигнала
размерностью (Мх1).
Под импульсной характеристикой g(t,x,Q, как уже указывалось,
подразумевается траекторный сигнал, отраженный от одиночной точечной цели:
где G(t,x) - функция, учитывающая модуляцию сигнала ДН антенны РСА;
г (Л X, Q = - ~хс (/, <) J? + [у - ус (/, 0]2 + Z2 (z, + Да- (z, <) (3.96)
— расстояние между текущим положением ФЦА Zc(t,Q и
точкой поверхности с учетом эквивалентного изменения пути
распространения ЭМВ (Дг (/,£)) за счет искажений, вызванных
неоднородностью атмосферы. В предположении, что траектория перемещения
226
ФЦА на интервале наблюдения не слишком сильно отличается от заданной,
выражение (3.96) можно упростить:
Г (t, X, С) « г (I, х) + С г (t, х) ,
где г(х,0 - изменение текущего расстояния при движении ФЦА по заданной
траектории; Qr (t, л) - отклонения от заданного закона движения, обусловленные
траекторными нестабильностями ФЦА и неоднородностью распространения ЭМВ
в атмосфере. В этом случае модель искажений траекторного сигнала в отсутствие
шумов можно описать мультипликативной помехой:
Здесь s(t) и g(Z,x) - траекторный сигнал и импульсная характеристика
оператора зондирования при движении ФЦА по заданной траектории и отсу тствии
атмосферных фазовых искажений.
При цифровой обработке сигналов в РСА пространственную координату
х удобно представить в дискретной форме, а для лучшего понимания
математических преобразований непрерывное время (Z) оставить в неизменном
виде. Тогда выражение (3.94) можно представить следующим образом [11]:
f(r) = G(z/)E+ «(/), (3.97)
где G(Z,£) - вектор строка (1x7V) значений импульсной характеристики
g(Z,x,£) ; Е - вектор-столбец (A’xl) отсчетов ФРР.
В рамках введенных математических моделей необходимо получить выражения
для оптимальной по выбранному критерию оценки ФРР ё(л)или вектора се
отсчетов Е, при условии, что наблюдаемый полезный сигнал s(Z,£) описан с
точностью до неизвестных параметров £ фазовых искажений.
В основе статистического синтеза, как известно, лежит знание
апостериорной плотности вероятности, которую на любом конечном интервале
наблюдения, в частности, на интервале синтезирования 0 < t < Тс при точно
известных зависимостях g(Z,x,£k r(Z,x,£), а также параметрах фазовых
искажений £ и априорных распределениях плотностей вероятности ё(х) и h(t),
можно представить в виде
ХЕ Z to > О = Г1 Ра (Е)Р(>о' ! Е, О >
где Д,(Е) - априорная плотность вероятности вектора Е; - реализация
траекторного сигнала на интервале синтезирования; - нормирующий
множитель; / Е. £) - функция правдоподобия. Оптимальная оценка вектора
Е может быть найдена по критерию максимума апостериорной вероятности
(МАВ):
227
ИЁлм/^,С) = тах, (3.98)
Е
ijjpi по критерию максимального правдоподобия (МП):
р(^/ЁЛЙ7,О = п1аХ. (3.99)
Е
Пусть ё(х) - гауссовский (в общем случае нестационарный) случайный
процесс, а шум наблюдения и(7) — комплексный белый нормальный шум с
корреляционной функцией вида
Тогда
A(E) = r2exp[-E’R£,E],
/Е,$ = г3ехр -T-E-A(C)E + T-ReE‘B(C)
(3.100)
где Re - корреляционная матрица выборочных значений функции ё(л') (вектора
Е); »/з “ нормирующие множители;
тс
А«)= fG*(Z,C)G(/,O<//
О
- автокорреляционная матрица (A х N) сигнала от точечной цели;
т.
о
- вектор-столбец (N х 1), каждый элемент которого имеет смысл сигнала на
выходе коррелятора, соответствующего i -й цели. По существу, В(£) - это
вектор элементов комплексного РЛИ на выходе линейной части тракта
формирования при согласованной обработке.
Оценка Ёшв для гауссова распределения, найденная по критерию МАВ
(3.98), будет также оптимальной по критерию минимума среднего квадрата
ошибки (СКО)’.
(3.101)
М\ Е-Е = min ,
I Е
а оптимальный алгоритм ее вычисления имеет вид
ЁД£4В=Ё = А-,©В©>
где A(O = A(C) + A0REl.
Алгоритм получения оценки, оптимальной по критерию МП, получается
как частный случай алгоритма (3.101), если RE’ = ||о||:
Ё^^А-ЧОВ©. (3.102)
При априорной неопределенности относительно фазовых искажений
228
сигнала, описываемой вектором £, для ее устранения, следуя принципам
адаптивного байесова подхода [21], включим вектор параметров траекторных
фазовых искажений £ в состав вектора оцениваемых параметров
Л = [ЕГ,ГГ,
а его априорное распределение будем считать гауссовым и достаточно плавным.
Размерность нового вектора оцениваемых параметров будет ((ЛГ 4- М) х 1) , где Л/
- число параметров в модели фазовых искажений.
Доказано [21], что оценка Е вектора Е на выходе канала формирования
РЛИ, полученная по тем же алгоритмам, что и в неадаптивном случае, будет
близка к оптимальной, если вместо априорно неизвестного вектора
использовать его оценку £, вычисляемую в канале оценки параметров
траектории. Таким образом, остается дополнить рассмотренный выше алгоритм
формирования изображения ЕЛ£42? алгоритмом оценки параметров траектории £ .
Теперь в структуре адаптивного алгоритма можно условно выделить два
параллельных, но взаимосвязанных канала обработки данных (рис. 3.59): канал
формирования изображения (КФИ) - оценки вектора Е и канал оценки
параметров фазовых искажений £ (КОПТ).
Рис. 3.59. Структура адаптивного алгоритма
Апостериорная плотность вероятности расширенного вектора
сообщений Л с учетом независимости параметров траектории ФЦА и ФРР имеет
вид
Р(Л ) = р(Е«/^) = У.Р^Р^Р^ /Е,0, (3.103)
где /4 - нормирующий множитель; рД£) = /5 ехр[-«-mJ' Rf'«-mJ] -
гауссова априорная плотность вероятности вектора £ с математическим
ожиданием и корреляционной матрицей R . Остальные сомножители такие
же, как в выражении (3.100).
Проин гегрировав (3.103) по компонентам вектора Е, получим
апостериорную плотность вероятности параметра £:
ХСМ) = /6ехр ,
229
согласно которой оптимальная оценка вектора £ находится из выражения
(Сл/ЛА ^>ШВ ^П^) —ШЯХ, (3.104)
а оценка вектора РЛИ реализуется согласно (3.101) следующим образом:
EftW? — ^ЛмАВ) ~ А ^мав^^швУ (3.105)
Решить уравнение (3.104) можно простым перебором значений £ или
любым другим методом максимизации функции многих переменных.
В основе полученных алгоритмов (3.98), (3.101) и (3.105) лежат
нерекуррентные процедуры максимизации функций по энергии или интенсивности
РЛИ, формируемой для всей реализации траекторного сигнала на интервале
синтезирования, что является существенным недостатком, особенно для
обработки сигналов на борту носителя. Более выгодным по быстродействию
может оказаться применение рекуррентных адаптивных алгоритмов, для
получения которых требуется располагать рекуррентными выражениями для
апостериорной плотности вероятности, моделей наблюдения и расширенного
вектора оцениваемых параметров.
Компоненты расширенного вектора Л оцениваемых параметров зависят
от времени, а динамика их изменения подчиняется стохастическим разностным
уравнениям вида
АД) = ЬлЛД.,) + па(/Л, (3.106)
где
матрица переходов
((;V + M)'x(N + Л/)) и вектор ((N + Л/)х1) формирующих шумов процессов
E(/v) и С(С) соответственно.
При боковом и переднебоковом обзоре, когда антенна РСА равномерно
сканирует земную поверхность, а размерность вектора Е в каждый отдельный
момент времени ограничена шириной ДН антенны, можно воспользоваться
следующей динамической моделью:
E(O = bEE(Zv_J + nE(O, (3.107)
где
(3.108)
0 0 ... 1 0
в ко юром элементы вектора Е сдвигаются на одну позицию через интервал
времени = 4 = Дх/Ух(Ух = Кп - скорость движения носителя РСА по
230
координате х).
В качестве модели вектора случайных параметров траектории можно
выбрать, например, широко распространенную динамическую модель вида [13]:
dt
d^ (<)
dt
(3.109)
(О-
dt
В этой модели вектор параметров £ = £(/) отклонения траектории от
заданной имеет три элемента: ^(t) — \£r, ]7 - отклонение текущего
расстояния радиальной скорости (/) и ускорения £,(/)• Модель
(3.109) представляет собой формирующий фильтр второго порядка относительно
радиальной скорости или доплеровской частоты. Во многих случаях для
упрощения аналитических преобразований ее можно заменить более простой
моделью в виде низкочастотного формирующего фильтра первого порядка по
скорости (доплеровской частоте), удовлетворяющего уравнению полного вектора
неизвестных параметров (3.106). На основании упрощенной аналоговой модели
может быть получена дискретная модель уравнения состояния вектора параметров
траектории:
C(^) = b<C(V1)+n?v
Особенность синтеза рекуррентного адаптивного алгоритма,
выполняющего совместную оценку вектора ФРР и параметров траектории ФЦА.
заключается в нелинейной зависимости наблюдения £ (f) от вектора
оцениваемых параметров Л (3.94), (3.95) и (3.97). Текущая апостериорная
плотность вероятности p[A(rv)/f0'v ] вектора A(/V) = AV (3.103) становится
негауссовой даже при нормальном априорном распределении, что не позволяет
записать точное и простое аналитическое выражение для рекуррентного
вычисления как самой плотности, так и оптимальной оценки A(ZV) . Поэтому для
получения адаптивного рекуррентного алгоритма можно применить метод
локальной гауссовой аппроксимации апостериорной плотности вероятности
вектора Л в окрестности его экстраполированной оценки Л, = bAAv4.
Есть несколько методов такой аппроксимации [20], из которых самым
простым и надежным является метод текущей линеаризации уравнения
наблюдения (3.97). Он заключается в разложении модели полезного сигнала
^,Cl) = G0,C)El
в ряд Тэйлора по компонентам вектора Л„ в окрестности его экстраполированной
оценки Лг :
231
где
5(Л <J н (Z, <v. )(Л „ - Ли),
$ (Л С,.) ~ G (Л К )Ё„; Н (/,<„) = р5(?, Си) / 9Л „ ]
М( •**
вектор-строка
((W + Л/) х 1) производных сигнала по компонентам вектора Лг .
В результате получаем следующее приближенное выражение для
апостериорной плотности вероятности
р[Ли /#] = 71 exp[(A„ -A„)’(bAR^X + DA )*' х
х (л„ -л к)-2-лХ(С)Ли+-^-лел;,вдСи)
М) М)
(3.110)
квазиоптимальной (квазилинейной) оценки вектора Av размером ((Лг 4- М)х 1) :
Av=Av+^-RJBv(t)-SnX)
Л'о L
(3.111)
матрицы ((Лг + M)x(N + М)) дисперсий ошибок фильтрации:
ЙХьХ-Х+ОлиГ'+^АДСи). (3.112)
где DAv - матрица ((А + М) х (N + Л/)) дисперсий вектора формирующих
шумов nA(/v) = nAv; Bv(Ch)= - вектор ((.¥ + Л/)х1);
S„(AJ = I Н *(/,<„ )s(t, С„ )dt= Р Н*(Г,С„)С(Си)Ёр</Г -вектор
((.<V + Л/)х 1) ; AV(C„)= Г” матрица размером
((N + M)x(N + M)).
По существу, выражения (3.111) и (3.112) описывают дискретно-
непрерывный квазилинейный фильтр Калмана (вариант расширенного фильтра
Колмана) [20]. Алгоритм (3.111), (3.112) назовём алгоритмом адаптивной
рекуррентной оптимальной фильтрации.
Таким образом, применение адаптивного байесова подхода к синтезу
алгоритмов формирования РЛИ позволило записать адаптивные к траектории
движения ФЦА процедуры обработки сигналов, которые могут быть
использованы в РСА, не содержащих в своей структуре специальных измерителей
движения антенны. Эти процедуры позволяют получить оптимальные (или
близкие к ним) по выбранному критерию оптимизации оценки как ФРР, так и
параметров отклонений траектории ФЦА. Однако, расширение вектора состояния
системы и связанной с этим переход к нелинейной задаче, в значительной степени
увеличивают зависимость точности формируемых оценок от величины
отношения сигнал/шум на входе. Как показывают расчеты, для достижения
удовлетворительных результатов отношение сигнал/шум на входе системы
обработки сигналов, реализующей адаптивный алгоритм, должно быть не ниже
12-13 дБ.
232
Для устранения этого недостатка можно, оставаясь в рамках заданной
структуры РСА, максимально расширить вектор наблюдения, что позволит
поднять точность оценок при фиксированном отношении сигнал/шум на входе
оптимального адаптивного алгоритма. Поскольку описанный выше адаптивный к
параметрам траектории алгоритм работает по сигналу (Z) одной полоски
дальности РСА, то естественным путем расширения вектора наблюдения является
оценка параметров траектории по £ полоскам дальности. При этом желательно,
чтобы, во-первых, объединяемые сигналы наблюдения были независимы, во-
вторых, чтобы они принадлежали к интервалу дальностей A R, для которого
параметры траектории С можно считать одинаковыми.
Синтез оптимального адаптивного алгоритма по L — компонентному
вектору-столбцу наблюдений
т
при условии, что шумы наблюдения для всех компонентов независимы и имеют
одинаковую спектральную плотность No , дает тот же алгоритм (3.111), (3.112), в
котором соответствующие матрицы и вектора имеет вид:
Л, =[E^EL,.,EL,...,ELX]r, ((XZ + M)xl);
В, (С)=[в; (с) X (СД в; , ((лт+м) х 1);
, ((М, + Л/)х(Д7, + Л/));
((Л’£ + Л/)х(Л'£ + Л/));
((М + Л/)х(М, + Л/)).
о
о
На рис. 3.60 показаны фотографии РЛИ сюжета местности до (а) и после
(б) обработки траекторных сигналов субоптимальным адаптивным алгоритмом
автофокусировки.
233
Рис 3 60. Вид РЛИ до (а) и после (6) устранения квадратичной составляющей фазы
234
Глава 4
БОРТОВАЯ АППАРАТУРА РСА ВОЗДУШНОЙ
РАЗВЕДКИ
4.1. ОСНОВНЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ ЭФФЕКТИВНОСТИ
СОВРЕМЕННЫХ РСА ВР
Современная радиолокационная станция ВР с
синтезированной апертурой антенны является сложной
информационной системой. Она включает в себя бортовую
аппаратуру, предназначенную для получения и регистрации или
ввода в радиоканал данных радиолокационной ВР, и наземную
аппаратуру обработки радиолокационных сигналов и изображений.
В РЛС самолетов программы «Открытое небо», а также
перспективных самолетов ВР на борту может осуществляться
частичная или полная обработка сигналов. В РЛС самолетов
разведки и целеуказания (например, РЛС системы JSTARS - США)
не только обработка сигналов, но и полная обработка РЛИ
осуществляется на борту самолета.
На всех этапах, а именно в процессе обоснования тактико-
технических требований на новые образцы аппаратуры, ее
разработки, испытания, технической эксплуатации и боевого
применения возникают задачи по оценке эффективности РСА ВР.
При решении этих задач на основе рационально выбираемых
показателей эффективности формулируются критерии и
обосновываются методы синтеза и оптимального построения
подобных радиолокационных систем. Однако выбор показателя
(показателей) и оценка эффективности такой информационной
системы представляет значительную трудность. Решение этой
задачи зависит от ряда факторов: характера решаемых задач ВР.
требований к полноте, достоверности, точности и оперативности
получаемых данных, характеристик бортовой и наземной
аппаратуры, способов боевого применения, возможностей
противника по противодействию радиолокационным системам ВР
и др. Наибольшую сложность при этом представляет выбор
некоторого интегрального скалярного показателя или группы
235
показателей (векторного показателя) и на их основе методов
оценки эффективности РСА ВР, учитывающих достаточно
широкий набор отмеченных факторов.
При оценке эффективности сложных систем, к числу
которых следует отнести РСА ВР, используют, как правило, не
скалярный, а векторный показатель эффективности Е,
включающий набор частных показателей Et:
Е = [£1ед..Л]\ / = (4-1)
Одна группа частных показателей характеризует обычно
отдельные стороны качества функционирования радиолокационной
системы (достоверность, полноту и точность получаемых
разведывательных данных, оперативность их получения и др.).
Другая группа учитывает затраты, обеспечивающие качество
функционирования (массу и габариты бортовой аппаратуры,
сложность и время наземной обработки разведывательных данных,
стоимость разработки и производства бортовой и наземной
аппаратуры и др.). Показатели второй группы часто называют
стоимостными показателями. Иногда векторный показатель
эффективности для ограниченного набора сопровождающих
применение РСА ВР факторов удается свести к скалярному
обобщенному (интегральному) показателю качества Е путем
объединения функциональной зависимостью отдельных частных
показателей:
E = E(El,E2,E3,...,Ek). (4.2)
Использование скалярных показателей эффективности в задачах
оптимизации сложных систем значительно упрощает их решение.
При скалярном показателе эффективности системы в
качестве критерия принимают максимум или минимум показателя
(максимум вероятности обнаружения и распознавания объектов
определенного класса по РЛИ, минимум ошибки определения
координат объектов, максимум апостериорной вероятности,
минимум среднего квадрата ошибки и т.п.). Более сложно
формулируется критерий оптимизации на основе векторного
показателя эффективности, но и в этом случае в соответствии с
принципом однозначности для каждой конкретной задачи синтеза
(оптимизации) критерий (правило предпочтения) должен быть
один. Оптимизацию системы можно провести также на основе
236
анализа ее эффективности, решая задачу о поиске экстремума
показателя эффективности путем варьирования ее структурой,
составом и (или) характеристиками (параметрами).
Частные показатели эффективности РСА ВР, как, впрочем,
и показатели эффективности других видовых систем ВР, могут
быть разделены на три группы: информационные, тактические и
эксплуатационные показатели [16].
4.1.1. Информационные показатели эффективности
Эти показатели, в первую очередь, обеспечивают основной
информационный выход РСА по результатам радиолокационной
ВР. РСА являются видовыми системами ВР, данные
радиолокационного наблюдения в них представляются в виде
изображений объектов и местности. Вся информация по
результатам радиолокационной ВР получается в процессе
дешифрирования и радарграмметрической обработки РЛИ,
выполняемого визуально или автоматизированно с использованием
вычислительных средств обработки радиолокационной информа-
ции. Поэтому большая часть характеристик, определяющих
информативность РСА ВР, являются характеристики, опреде-
ляемые по РЛИ.
В панорамных РЛС, РЛС бокового обзора с вдольфюзе-
ляжными антеннами и РСА первых поколений, характеризующих-
ся низкой детальностью получаемых РЛИ, в качестве основных
информационных показателей, определяющих детальность РЛИ,
рассматривались разрешающая способность по азимуту 83 = Зх/г
и дальности 8 г (в панорамных РЛС), по путевой Зх и наклонной
8г дальностям (в РЛС БО и РСА), а также динамический диапазон
сигналов РЛИ.
В современных РСА с учетом значительно возросшей
детальностью РЛИ (с разрешающей способностью от единиц
метров до десятка сантиметров) существенно расширился круг
контролируемых по РЛИ информационных показателей и характе-
ристик РСА и повысились требования к достоверности их оценки.
К числу таких характеристик следует отнести:
— разрешающая способность по пространственным
координатам 8г, Зх;
237
- уровень боковых лепестков отклика на точечный
отражатель;
- контраст спекл-структуры РЛИ однородных участков
местности;
- радиометрическое разрешение;
- уровень шумов аппаратуры в выходном РЛИ;
- динамический диапазон сигналов на выходе
радиолокационного тракта;
- геометрические искажения РЛИ.
Разрешающая способность по пространственным
координатам. В РСА ВР разрешающая способность по
пространственным координатам определяется величиной
линейного разрешения по путевой ёх, наклонной ёг или
горизонтальной ёу дальностям:
ёх = -^-9 ёг = -^—, ёу = ——sec/,. (4.3)
2Х 2А/ 2А/
где Af - ширина спектра зондирующего импульса; у - угол
наблюдения (рис. 1.4). Эти характеристики оцениваются по
активной ширине отклика РСА на точечный отражатель или по
величине минимального расстояния между точечными
отражателями, при котором они на РЛИ наблюдаются раздельно по
наличию «провала» в яркости между отметками. Подробнее о
методах оценки разрешающей способности РСА в процессе их
испытаний излагается в гл.7.
Разрешающая способность определяет детальность РЛИ,
от которой, в свою очередь, зависит эффективность обнаружения и
распознавания объектов и мелких деталей (особенностей)
местности по РЛИ. Основные направления в решении проблемы
повышения пространственной разрешающей способности по
координатам путевой и наклонной дальностям будут рассмотрены
в гл. 10.
Уровень боковых лепестков отклика РСА на точечный
отражатель. Этот показатель определяет эффективность РСА при
наблюдении на РЛИ слабоконтрастных объектов и элементов
местности на фоне боковиков отметок от близко расположенных
радиоконтрастных объектов, маскирующих отметки первых.
Боковые лепестки сильно отражающих «блестящих» точек на РЛИ
238
распределенных объектов существенно снижает эффективность
восприятия по РЛИ их формы и текстурных признаков, что
затрудняет их распознавание (рис. 4.1).
а) б)
Рис. 4.1. Радиолокационное изображение самолета с
неподавленным (а) и подавленным (б) уровнем боковых лепестков
отклика на точечный отражатель
Уровень боковых лепестков и ширина основного лепестка
отклика РСА на точечный отражатель зависят от вида (формы)
огибающей весовой функции (импульсной характеристики)
системы обработки сигналов. Спад весовой функции к краям
интервала обработки сигналов уменьшает уровень боковых
лепестков, но при этом несколько расширяется основной лепесток
отклика, что снижает при заданном интервале обработки
разрешающую способность РСА. Скомпенсировать это снижение
можно по координате г за счет увеличения длительности или
девиации частоты зондирующих ЛЧМ радиосигналов, по
координате х за счет увеличения интервала синтезирования.
Контраст спекл-структуры (пятнистости) РЛИ. Для
когерентных РЛС ВР, как уже отмечалось в п.п. 1.6.2, свойственна
пятнистость (спекл-искажение) РЛИ однородных шероховатых
поверхностей, обусловленная интерференцией сигналов от
отдельных отражателей такой поверхности в элементах разреше-
ния. Спекл-структура РЛИ затрудняет процесс их дешифрирова-
ния: снижается эффективность обнаружения малоразмерных
объектов и деталей земной поверхности; увеличивается время
поиска объектов; искажается текстура и форма распределенных
239
объектов, что затрудняет их распознавание; снижается эффектив-
ность оценки удельной ЭПР однородных поверхностей,
являющейся основным опознавательным признаком их класса,
функционального состояния и др.
Уровень спекл-искажений оценивается их контрастом на
РЛИ, определяемого для однородных поверхностей отношением
среднеквадратического отклонения флуктуаций яркости РЛИ к их
средней яркости. Для «линейного» и «квадратичного» выходов
РСА (соответствующих операциям взятия модуля ё и квадрата
модуля ё2 оценки ФРР на выходе системы обработки) контрасты
спекл-структур имеют значения (1.82) £с^=0.52, А:£^=1.0
соответственно.
Одним из наиболее эффективных методов снижения этих
искажений является некогерентное накопление РЛИ одной и той
же поверхности с некоррелированными спекл-структурами. При
этом для однородных поверхностей контраст спекл-структур
снижается в ' N раз [39], где N — число некогерентно
суммируемых РЛИ. Однако при этом существенно усложняется
обработка сигналов (особенно цифровая), а снижение этих
искажений проводится, как правило, за счет ухудшения
разрешающей способности РСА 8х, 8 г .
Радиометрическое разрешение РСА характеризует
возможности различения и точной оценки удельных ЭПР (сг°)
поверхностей на РЛИ в присутствии шумов аппаратуры и спекл-
искажений. При оценке радиометрического разрешения учиты-
вается, главным образом, значение среднеквадратического откло-
нения флуктуации яркости ст однородных распределенных
поверхностей от их среднего значения т . При этом используют
разрешаемое приращение контраста (дифференциальный
контраст):
(4.4)
и разрешаемый абсолютный контраст [11]:
=l + av, (4.5)
где зависит от типа выхода системы обработки сигналов РСА и
числа N некогерентно суммируемых РЛИ:
240
здесь (у/т - отношение среднеквадратического значения
флуктуаций яркости РЛИ к ее среднему значению в отсутствие
некогерентного суммирования изображений. При рэлеевской
плотности распределения флуктуаций яркости РЛИ на «линейном»
выходе РСА, как указывалось выше (см. п. 1.6.2) сг/т=0,52, при
экспоненциальной плотности на «квадратичном» выходе су/т =1.0.
При визуальном дешифрировании РЛИ происходит
дополнительное усреднение флуктуаций яркости изображений
однородных участков наблюдаемой поверхности, которое зависит
от типа поверхности (лесные массивы, поля, волнистая водная
поверхность и т. п.), отношения площади усреднения к площади
элемента разрешения и отношения сигнал/шум на выходе
когерентной обработки сигналов РСА. С учетом такого усреднения
радиометрическое разрешение (4.5), выраженное в децибелах,
примет вид [11]:
KN -101g
s
где Ns — число элементов разрешения по площади
распределенного объекта; <у ° — удельная ЭПР распределенного
объекта; су°ш - чувствительность приемника РСА с учетом
когерентной обработки радиолокационных сигналов, определяемая
мощностью шумов аппаратуры на РЛИ при коэффициенте
усиления тракта формирования РЛИ, соответствующем среднему
уровню сигнала изображения.
Динамический диапазон сигналов на выходе радиолока-
ционного тракта определяется отношением максимального уровня
(мощности) сигнала РЛИ к уровню шумов (сигнала в отсутствие
отраженных сигналов). Динамический диапазон зависит от способа
построения передающего и приемного устройств, включая сжатие
сигналов по наклонной дальности и азимуту и некогерентное
накопление. Динамический диапазон радиотракта и системы
обработки РСА значительно превосходит динамический диапазон
16. Изд. №9977
241
систем фоторегистрации (меньше 20 дБ) и отображения (меньше
35 дБ).
В РСА ВР динамический диапазон сигналов, несущий в
себе информацию о земной (морской) поверхности и объектах,
может составлять 70...80 дБ и использоваться полностью только
при цифровых автоматизированных методах дешифрирования
РЛИ. Это обстоятельство вынуждает при передаче и хранении
сигналов РЛИ, особенно с квадратичного выхода РСА,
представлять их в формате не менее 2 байт на отсчет.
Кроме динамического диапазона важной информационной
характеристикой РСА является амплитудная характеристика
тракта формирования РЛИ, которая должна учитываться при
оценке разрешающей способности РСА по координатам х и г по
активной ширине отклика РСА на точечный отражатель. Неучет
этой характеристики, особенно ее нелинейности, при оценке таким
методом разрешающей способности может привести к
существенным ошибкам в оценке.
Геометрические искажения РЛИ нарушают степень
геометрического подобия радиолокационного изображения отобра-
жаемой поверхности. Геометрические искажения оцениваются
среднеквадратическим отклонением положения отметок объектов,
координаты которых определяются по РЛИ, относительно их
реального местоположения. Геометрические искажения в
значительной степени влияют на точность определения координат-
объектов, обнаруженных по РЛИ, достоверность отображения
формы распределенных объектов и точность измерения расстояний
по изображению. Главными факторами, вызывающими геометрии-
ческие искажения, являются флуктуации фаз траекторных сигналов
(на искажение РЛИ по координате путевой дальности х ) и неучет
высот рельефа местности и объектов при формировании РЛИ.
Кроме того, формирование РЛИ в координатах путевой х и
/2 тг2 ~
наклонной r = yjy~+n дальностей вызывает геометрические
искажения РЛИ по наклонной дальности, особенно на малых
дальностях. Правда, последнее искажение можно скомпенсировать
при точном измерении высоты полета самолета-разведчика на
интервале радиолокационного наблюдения.
Рассмотрим ряд других важных информационных
показателей и характеристик РСА ВР.
242
Захват на местности по ширине маршрута Этот
показатель определяет площадь радиолокационного наблюдения
при однократном пролете самолетом района разведки. В РСА ВР
обзор местности осуществляется справа или слева от линии пути
самолета в полосе по наклонной:
V — F
Отах 0min ’
или горизонтальной:
АГ = COS/-rom.n COS/
(4-7)
(4-8)
дальности (рис. 1.4).
В РСА первого поколения «Булат» полоса захвата ограни-
чивалась разрешающей способностью ЭЛТ фоторегистратора,
которая составляла 10... 15 лин./мм. При таком разрешении ЭЛТ
удалось записать строку первичного РЛИ по наклонной дальности
АА = 15 км (при разрешении Зг = Зх~\5 м). В РСА второго
поколения за счет использования двух ЭЛТ в БФРУ при том же
разрешении ЭЛТ удалось увеличить полосу захвата примерно в два
раза.
При цифровой регистрации и обработке радиолокационных
сигналов полоса захвата РСА ограничивается возможностями (по
производительности и объему памяти) цифровой системы их
обработки, а при передаче данных радиолокационной разведки по
радиоканалу - допустимой скоростью передачи сигналов по
радиоканалу.
Кроме указанных выше ограничений следует учитывать
также, что гОгаах ограничен энергетикой РСА, а гОпш1 - допустимым
ухудшением разрешающей способности РСА по горизонтальной
дальности Зу = Srsecy (4.3).
Точность определения координат объектов, обнаруженных
с помощью РСА ВР. Эта характеристика определяется
измерительными свойствами РЛИ, т. е. их геометрическими
искажениями, ошибками привязки РЛИ к местоположению
самолета-разведчика, ошибками привязки самолета к топогра-
фической карте и ошибками самой карты.
Определение координат, обнаруженных с помощью РСА
объектов, и все измерения по РЛИ проводятся в процессе
радарграмметрической обработки РЛИ на основе методов и алго-
ритмов решения радарграмметрического уравнения, связывающего
16
243
координаты объектов на РЛИ и их действительные координатаы, с
учетом всех искажающих факторов. В РСА первых поколений эта
точность оценивалась среднеквадратической ошибкой порядка
300...800 м. В современных РСА с учетом методов компенсации
геометрических искажений РЛИ и применения высокоточных
спутниковых систем самолетной навигации СКО определения
координат объектов может составлять несколько десятков метров.
Устойчивость к противодействию противника системам
воздушной радиолокационной ВР. В силу специфики отражения
ЭМВ радиодиапазона от различных поверхностей с помощью РСА
ВР эффективно вскрываются маскировочные и имитационные
мероприятия, организуемые противником по противодействию
системам ВР оптического диапазона. Для маскировки и имитации
объектов в радиодиапазоне используются различные уголковые и
дипольные отражатели, радиолокационные маски и козырьки,
радиорассеивающие и радиопоглощающие покрытия. Однако
габариты, масса и стоимость средств маскировки и имитации
радиодиапазона значительно выше аналогичных средств опти-
ческого диапазона ЭМВ, поэтому при ведении боевых действий
они будут применяться в более ограниченном масштабе.
РСА являются активными системами, излучающими в
пространство ЭМВ, поэтому работа их может обнаруживаться с
помощью систем радиотехнической разведки противника и им
могут быть созданы помехи станциями РЭП. Однако при
построчном обзоре местности достаточно узким лучом ДН антенны
(#л=1...1,5°)и когерентной обработке на интервале синтезирова-
ния сигналов эффективность подавления РСА значительно ниже,
чем панорамных и других некогерентных РЛС. Для повышения
помехозащищенности РСА ВР следует обеспечивать скрытность их
работы за счет снижения импульсной мощности зондирующего
сигнала. При сохранении энергетики зондирующих импульсов, а
следовательно при сохранении максимальной дальности радиоло-
кационного наблюдения, значительное уменьшение импульсной
мощности излучения можно осуществить за счет увеличения
длительности зондирующих импульсов с применением
внутриимпульсной ЛЧМ и ФКМ. Таким образом, в режиме
скрытой работы РСА можно импульсную мощность РСА с
десятков (до сотен и выше) киловатт снизить до нескольких
244
десятков ватт, чем значительно понизить дальность обнаружения
РСА наземными системами РТР.
Диапазон углов, в котором может быть обнаружена работа
РСА ВР, может быть уменьшен за счет снижения уровня боковых
лепестков ДН её реальной антенны, что осуществимо при
современных технологиях в антенной технике, особенно в области
реализации антенн на основе фазированных антенных решеток
(ФАР).
4.1.2. Тактические показатели эффективности
Диапазон применения РСА по высоте полета самолета
ограничивает тактические возможности самолета при ведении
радиолокационной ВР. Однако обеспечение всевысотности
применения РСА связано с рядом существенных конструктивных
трудностей, обусловленных, главным образом, усложнением
механизации антенной системы. При увеличении диапазона высот
радиолокационной разведки антенна РСА в большем секторе углов
должна управляться и стабилизироваться в пространстве.
Технически осуществить это в РСА первого поколения не удалось.
Аппаратура «Булат» (самолет ЯК-28 БИ) имела диапазон высот
77=200...2000 м, РСА «Сабля» (самолет МиГ-25РБ) -
77=17000...24000 м. В РСА AN/APQ-102 (самолет RF-4C, США)
высотность применения Н-150... 15000м обеспечивалась уста-
новкой на борту двух антенн (малых и средних, больших высот),
причем антенна для больших высот устанавливалась в подвесном
контейнере. В последующих поколениях удалось обеспечить весь
диапазон высот применения самолета с помощью одной антенной
системы.
Диапазон применения РСА по скорости самолета. С
увеличением путевой скорости Vn самолета на маршруте радиоло-
кационной разведки снижается эффективность селекции движу-
щихся целей за счет расширения спектра доплеровских частот
сигналов от неподвижных целей (1.67). Однако при больших
скоростях снижается влияние траекторных нестабильностей
самолета на качество получаемых РЛИ. Для обеспечения
однозначного отображения объектов по путевой дальности и
постоянства энергии, падающей на единицу площади наблюдаемой
245
поверхности в широком диапазоне скоростей самолета, в
современных РСА пропорционально V{ изменяется частота F3
повторения зондирующих импульсов передатчика.
Вынос полосы захвата относительно линии пути самолета
(romir ) обеспечивает возможность ведения радиолокационной ВР
объектов без непосредственного пролета над ними и без захода в
зону интенсивной ПВО противника. Однако увеличение r0 jn при
сохранении полосы захвата (обзора) по наклонной дальности
требует увеличения максимальной дальности РСА (увеличение
энергетики РСА). Кроме того, с увеличением гОгаш при заданной
высоте полета увеличивается перспективность наблюдения, что
сказывается на снижении информативности РЛИ.
Принципиальная невозможность радиолокационного
наблюдения с помощью импульсных РЛС бокового обзора,
объектов и местности, расположенных под самолетом, затрудняет
их комплексирование с аппаратурой ВР оптического диапазона
ЭМВ.
Скрытность радиолокационной воздушной разведки, РСА
ВР, как уже указывалось выше, являются активным средством,
работа которого может обнаруживаться системами РТР
противника. Меры повышения скрытности работы РСА были
рассмотрены выше. Помимо уменьшения импульсной мощности
РСА, уровня боковых лепестков ДНА и ограничения включений
РСА на излучение на маршруте полета радикальное обеспечение
скрытности работы можно обеспечить за счет применения
бистатического режима работы РСА. В этом режиме самолет
совершает радиолокационное наблюдение при выключенном
передатчике на излучение, а подсвет местности и объектов
осуществляется с помощью РЛС другого самолета или
космического аппарата.
Характер ограничений на маневр самолета. Принцип
синтезированной апертуры антенны наиболее просто реализуется
при прямолинейной траектории самолета на постоянных высоте и
скорости полета. Это ограничение существенно снижает
эффективность боевого применения РСА, особенно в условиях
интенсивной ПВО противника. Тем не менее, в настоящее время
нет принципиальных трудностей формирования синтезированной
246
апертуры при маневре самолета-разведчика. Практическая
реализация синтезированных апертур на криволинейных
траекториях полета связана с необходимостью точного измерения
траектории и параметров движения самолета на маршруте
радиолокационного наблюдения и коррекции фаз отраженных
сигналов с учетом этих измерений. Правда, даже при несложных
маневрах потребуется значительное усложнение системы
управления лучом ДНА, реализовать которую можно только с
использованием в качестве антенны ФАР.
4.1.3. Эксплуатационные показатели эффективности
Время подготовки бортовой аппаратуры РЛС ВР к
боевому применению. В РСА ВР, начиная со второго поколения
(РСА «Штык»), время подготовки бортовой аппаратуры значи-
тельно сократилось за счет проверки исправности аппаратуры с
использованием систем автоматического встроенного контроля на
основе бортовой ЭВМ. Среднее время наработки на отказ
существенно увеличилось с использованием в аппаратуре совре-
менной элементной базы. Наиболее ненадежными системами РСА
являются БФРУ и передающее устройство.
Частные показатели эффективности РСА ВР
обеспечиваются их тактико-техническими характеристиками,
которые задаются на этапе формирования ТТЗ на новые образцы
систем радиолокационной ВР и подлежат оценке в процессе
лабораторных и летных испытаний аппаратуры. Методики оценки
наиболее важных информационных характеристик РСА будут
рассмотрены в гл.7 учебника.
4.2. СТРУКТУРНАЯ СХЕМА, СОСТАВ И НАЗНАЧЕНИЕ
ОСНОВНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ И УСТРОЙСТВ БОРТОВОЙ
АППАРАТУРЫ РСА ВР
4.2.1. Обобщенная структурная схема РСА ВР
Современные РСА ВР пилотируемых и беспилотных
самолетов-разведчиков включают в свой состав, как правило,
бортовую аппаратуру, размещаемую на летательных аппаратах, и
наземную аппаратуру обработки данных радиолокационной
247
разведки, входящую в состав наземных пунктов (центров) сбора и
обработки данных ВР. Бортовая аппаратура обеспечивает
формирование и излучение в сторону наблюдаемой поверхности
электромагнитных зондирующих сигналов, прием, усиление,
предварительную обработку и регистрацию отраженных от
объектов и местности сигналов или передачу их по широко-
полосному радиоканалу (ШРК) на наземные пункты и центры.
Основной информационный выход РСА ВР осуществляется с
наземной аппаратуры после обработки поступающих с борта
самолета-разведчика сигналов, дешифрирования и радарграм-
метрической обработки радиолокационных изображений (РЛИ).
В отличие от видовых систем ВР оптического диапазона в
РСА для получения РЛИ требуется достаточно сложная наземная
обработка поступающих с борта самолета сигналов. В РСА первых
поколений эта обработка проводилась оптическим способом,
поэтому данные радиолокационной разведки (сигналы с выхода
ФД приемника) в процессе полета самолета-разведчика регистри-
ровались на борту с помощью бортового фоторегистрирующего
устройства (БФРУ) на фотопленку. В РСА ВР с цифровой
обработкой сигналов эти данные в цифровой форме регистри-
руются на магнитные носители информации с помощью бортовых
магнитных регистраторов (БМР) или передаются по ШРК. С
учетом совершенствования бортовых систем цифровой обработки
сигналов и данных в современных РСА ВР частичная цифровая
обработка сигналов по формированию РЛИ может проводиться и
на борту самолета с выводом РЛИ на систему отображения
экипажу самолета-разведчика. Эта информация может использо-
ваться экипажем для навигации в сложных метеоусловиях и ночью,
а также для визуальной разведки.
В локальных войнах и военных конфликтах 90-годов
высокую эффективность показали системы воздушной радиоло-
кационной разведки и целеуказания, выполненные на основе РСА,
типа JSTARS (США), обеспечивающие наблюдение за наземной
обстановкой в районе боевых действий с выдачей целеуказания
ударным средствам сухопутных войск (СВ) и ВВС по вскрытым
важным наземным (надводным) объектам противника. В этих
системах полная обработка сигналов, дешифрирование и
радарграмметрическая обработка РЛИ осуществляется на борту
широкофюзеляжного самолета типа Е-8А (США). Для этих целей
248
на борту самолета предусмотрено размещение до 18 автоматизи-
рованных рабочих мест АРМов операторов обработки радиолока-
ционной информации.
Рассмотрение структурных схем, состава, назначения и
характеристик элементов и устройств бортовой аппаратуры РСА
ВР с оптической обработкой сигналов проведем на основе РСА ВР
второго поколения «Штык» самолета Су-24МРК (разработка 70-х
годов, поступление на вооружение - начала 80-х годов), а бортовой
аппаратуры РСА ВР с цифровой обработкой сит налов - на основе
РЛС БО РОНСАР (Российский Открытого Неба с Синтезированной
Апертурой Радиолокатор), входящей в состав бортового комплекса
авиационного наблюдения (БКАН) самолета Гу-154 ЛМ-ОН
(разработка середина 90-х годов в интересах международной
программы «Открытое небо»).
На рис. 4.2 показана обобщенная структурная схема
бортовой аппаратуры РСА ВР. Основу бортовой аппаратуры
составляет аппаратура радиолокационного тракта, включающая
приемо-передатчик задающий (НПЗ), приемо-передатчик
оконечный (ППО) и антенну.
Рис 4.2. Обобщенная структурная схема бортовой аппарагуры
249
Приема-персдатчик задающий формирует высокостабиль-
ное гармоническое колебание, из которого, в свою очередь, форми-
руются несущее колебание для когерентной последовательности
зондирующих радиоимпульсов и опорные колебания для высоко-
частотных преобразователей частоты и фазовых детекторов. В этом
же блоке осуществляется усиление, преобразование частоты и
фазовое детектирование отраженных от объектов и местности
сигналов.
В РСА, использующих зондирующие сигналы с
внутриимпульсной модуляцией несущего колебания, в ППЗ и ППО
формируются такие зондирующие сигналы, а в приемнике
происходит сжатие по длительности отраженных сигналов. В
настоящее время в РСА ВР чаще используются зондирующие
импульсы с внутриимпульсной линейной частотной модуляцией
(ЛЧМ - радиоимпульсы). Формирование таких зондирующих
импульсов и сжатие принимаемых сигналов осуществляется путем
аналоговой обработки колебаний с использованием дисперсионных
акустических линий задержки (ДАЛЗ).
Приемо-передатчик оконечный формирует и усиливает по
мощности зондирующие радиоимпульсы с помощью двухкас-
кадного клистронного усилителя мощности. В этом усилителе
происходит окончательное формирование формы огибающей и
длительности зондирующих импульсов. С выхода усилителя
мощности зондирующие импульсы через циркулятор и
волноводные переключатели поступают в антенну правого или
левого борта.
Антенная система состоит из излучающих полотен левого
и правого борта и механизма стабилизации и управления антенной.
Кроме того, в РСА с компенсацией траекторных флуктуаций фазы
радиолокационных сигналов на раме антенны устанавливается
платформа с датчиками линейных ускорений, сигналы которых
используются в устройстве компенсации траекторных флуктуаций
фазы сигналов (УКТФФ). Антенна РСА ВР выполняется в виде
двух волноводно-щелевых решеток, симметрично расположенных
относительно общей продольной оси.
Стабилизация и управление антенной может осуществлять-
ся механическим, механико-электрическим и электрическим
способом (при использовании в качестве антенны ФАР).
Управление антенной и её стабилизация по углам происходит по
250
сигналам крена, тангажа и высоты полета самолета, выдаваемым с
навигационного комплекса (НК) самолета, По этим сигналам в
устройстве управления и контроля формируются управляющие
сигналы, выдаваемые в механизмы управления антенной (рис.4.2).
Сигналы с выхода ФД приемников в РСА с оптической
обработкой сигналов подаются в БФРУ, где они регистрируются на
первичной фотопленке. В РСА с цифровой обработкой сигналы с
выхода ФД преобразуются в цифровую форму и регистрируются на
магнитном носителе с помощью БМР, Эти же сигналы могут
передавагься на наземные пункты и центры обработки с помощью
аппаратуры ШРК. В современных РСА ВР сигналы с выхода ФД
могут обрабатываться с помощью бортового сигнального
цифрового процессора, с выхода которого РЛИ подается на
бортовую систему отображения информации (СОИ) экипажу
(рис. 4.2).
4.2.2. Структурная схема бортовой аппаратуры РСА ВР
с оптической обработкой сигналов
Бортовая аппаратура РСА ВР конструктивно выполняется в
виде отдельных блоков:
- блок антенн (Б-1), включающий излучающие полотна,
волноводный тракт и механизм управления;
- приемо-передатчик оконечный (ППО) - блок 2 (Б-2);
- приемо-передатчик задающий (ППЗ) - блок 3 (Б-3);
- бортовой фоторегистратор (БФРУ) - блок 4 (Б-4);
- блок управления и коммутаций - блок 5 (Б-5);
- система встроенного контроля — блок 6 (Б-6).
Передающее устройство РСА, элементы которого
располагаются в блоках ППЗ (рис. 4.3) и ППО (рис. 4.4), выполнено
по следующей схеме. Задающее когерентность приемо-
передающего тракта РСА опорное колебание вырабатывается
генератором гармонических колебаний (ГОЧ) с кварцевой
стабилизацией в непрерывном режиме на промежуточной частоте
приемника £ (порядка 100 МГц). Колебания с ГОЧ поступают на
умножитель частоты, увеличивающий частоту ГОЧ до /0 — / г ,
- несущая частота зондирующих импульсов (рис. 4.3).
251
Рис 4.3. Структурная схема приемо-передатчика задающего с оптической
обработкой сигналов
управления антенной управления
Рис 4.4. Структурная схема антенны и приемо-передатчика оконечного с
оптической обработкой сигналов
252
Из колебания ГОЧ формируется также опорное колебание частоты
f для фазовых детекторов ФД приемника.
Колебание частоты fQ — fs мощностью порядка 10 мВт с
выхода умножителя подается на полупроводниковый преобразо-
ватель частоты передающего устройства (смеситель СМ-1), на
второй вход которого поступает колебание частоты f Кроме
того, колебание частоты /0 — f с выхода умножителя подается
также на балансный смеситель (СМ-2) преобразователя частоты
приемника. В РСА ВР «Штык» используются простые зонди-
рующие импульсы без внутриимпульсной частотной или фазовой
модуляции. Здесь высокое разрешение по наклонной дальности
обеспечивается применением коротких зондирующих импульсов
длительностью ти ~ 28г/с .
Колебание несущей частоты /0 с выхода преобразователя
частоты (СМ-1) поступает в блок ППО на двухкаскадный
усилитель-модулятор на клистронах (рис. 4.4). В усилителе
осуществляется импульсная модуляция поступающего с блока ППЗ
колебания несущей частоты f0 путем подачи на аноды клистронов
импульсного напряжения с модуляторов усилительного и
выходного каскадов. С выхода усилителя мощности через цирку-
лятор (Ц) и волноводные переключатели ашенна-эквивалент
антенны (ВП-1) и антенна правого борта — антенна левого борта
(ВП-2) зондирующие импульсы поступают в одну из антенн и
излучаются в пространство. Период повторения Тз зондирующих
импульсов задается импульсной последовательностью, подаваемой
с синхронизатора (блок 4) на подмодулятор передатчика. Для
обеспечения независимости энергии зондирующих импульсов,
приходящихся на единицу площади облучаемой поверхности, и
выполнения теоремы отсчетов Т3 < dA/2Vn 9 от изменения путевой
скорости самолета Vn в РСА применяется автоматическое
изменение частоты повторения F зондирующих импульсов
пропорционально изменению скорости самолета.
253
Антенная система РСА состоит из высокочастотного
тракта и механизма управления антенной. Высокочастотный тракт
антенны включает в себя излучающие полотна волноводно-
щелевого типа, формирующие ДН излучения, и волноводный
тракт. Пространственное положение ДНА, стабилизирующееся в
пространстве в трех плоскостях: в азимутальной по углу (рс по
отношению к вектору И путевой скорости самолета, по крену
и тангажу За. Для этого полотна антенн укрепляются на
специальной управляемой по азимуту и углам тангажа кардановой
подвеске. Изменение положения ДНА при ее стабилизации и
управлении в угломестной плоскости в РСА осуществляется
электрическим путем с помощью систем фазовращателей,
управляемых специальным электродвигателем.
Система управления антенной обеспечивает стабилизацию
ДНА в пространстве при полете самолета-разведчика по крену в
диапазоне ±5° с точностью не хуже 1°, тангажу в диапазоне 0°...8°
с точностью не хуже 20 , азимуту относительно перпендикуляра к
вектору К в диапазоне ±8° с точностью не хуже 5', а также
управление ДНА при изменении высоты Н полета самолета и угла
его сноса. При этом поворот осей диаграммы направленности
антенны осуществляется согласно выражениям:
(Ра= Рс~ Ге^-Ге^
ra^-Yc+a,„ (4.9)
$а=-$с-$о-Ус<Ра’
где <90 - начальный установочный угол тангажа блока антенн
относительно строительной оси самолета; ^,«9 ,/? - углы крена,
тангажа и сноса (рыскания) самолета; ah - расчетная поправка на
изменение высоты Н самолета.
Управление антенной осуществляется по сигналам от
навигационного комплекса самолета: по крену и тангажу - от
малогабаритной инерциальной системы (МИС), по углу места - от
радиовысотомера, по углу сноса - от доплеровского измерителя
скорости и углов сноса (ДИСС). Элементы и узлы системы
254
управления антенной располагаются в блоках 5 и 1. В блоке 5
находятся (рис. 4.6):
- преобразователь сигналов от навигационных датчиков крена
и тангажа, а также устройства управления приводами антенн;
- вычислитель угла сноса /? и путевой скорости Vn по
частотам F,E,E отДИСС.
В блоке 1 расположена электромеханическая часть системы
управления антенной, с помощью которой осуществляется
перемещение излучающих полотен и управление
фазовращателями.
Приемное устройство (рис. 4.3) РСА представляет собой
супергетеродинный приемник с усилителем высокой частоты
(УВЧ) на ЛБВ с малым коэффициентом шума (порядка 6 дБ).
Радиолокационные сигналы с выхода УВЧ на несущей частоте с
учетом доплеровского её смещения поступают на
балансный смеситель (СМ-2), а затем на усилитель промежуточной
частоты (УПЧ). В качестве напряжения гетеродина, подаваемого на
смеситель преобразователя частоты приемника (СМ-2),
используется колебание частоты /0 — , поступающее с
умножителя частоты. С выхода преобразователя частоты сигналы
на частоте Хф+./д(О постУпают на предварительный усилитель
промежуточной частоты ( ПУПЧ) и основной УПЧ.
Сигналы с УПЧ поступают на два ФД: основного режима и
режима СДЦ (рис. 4.3). В качестве опорных колебаний,
поступающих на ФД, используются колебания, вырабатываемые
генератором опорной частоты f (ГОН). На ФД канала СДЦ. как
указывалось в гл. 2, подается опорное колебание частоты / , а на
ФД режима общего обзора частота подаваемого опорного
колебания сдвигается на F /4 . Этот сдвиг частоты обеспечивается
с помощью электронного коммутатора фазы опорного колебания,
сдвигающего фазу опорного колебания от периода к периоду
зондирования на л/2 (см. п. 2.1).
Для сжатия большого динамического диапазона амплитуд
сигналов в УПЧ приемника вводится ограничение уровня сигналов
255
с помощью «быстрой» автоматической регулировки усиления
(БАРУ) приемника с постоянной времени 10... 15 мкс. Кроме того,
в УПЧ предусмотрена также автоматическая регулировка усиления
по шумам.
Бортовое фоторегистрирующее устройство (БФРУ). С
выхода ФД сигналы после усиления в видеоусилителе (ВУ) через
коммутатор выходов ВУ подаются либо на один, либо на другой
индикатор БФРУ для записи на первичные фотопленки (рис.4.5).
Запись сигнала осуществляется с двух ЭЛТ, имеющих
двухстрочные развертки лучей. Вся полоса обзора по наклонной
дальности ДА в РСА «Штык» разбивается на четыре равных
участка, каждому из которых соответствует одна строка развертки
индикатора. Запись сигналов на первичные фотопленки осу-
ществляется в последовательности, определяемой режимом работы
РСА.
Первичное изображение с этих разверток с помощью двух
объективов и систем зеркал проецируется на две фотопленки
шириной 80 мм так, что левые развертки каждого индикатора
проецируются на одну фотопленку, а правые - на другую.
Изображение с одной развертки индикатора, проецируемое на
фотопленку, занимает 35 мм. На каждую фотопленку регистри-
руется половина ширины полосы обзора по ДА. Обе фотопленки
протягиваются синхронно со скоростью, пропорциональной
путевой скорости Ип самолета. Движение фотопленки обеспечи-
вается лентопротяжным механизмом (единым для обеих
фотопленок), приводящим в движение два ведущих вала,
транспортирующих пленки. Управление скоростью протяжения
фотопленки в соответствии с Vu осуществляется с помощью
специальной схемы управления протяжкой по сигналам,
поступающим от ДИССС через вычислитель путевой скорости и
угла сноса блока 5 (рис.4.5, 4.6).
Для обеспечения постоянного уровня записи сигнала
яркость свечения разверток ЭЛТ стабилизируется по сигналам
фотоэлементов, устанавливаемых перед экраном каждой ЭЛТ.
Сигнал с выхода приемника на модулятор яркости ЭЛТ поступает
через видеоусилитель - коммутатор, который осуществляет их
распределение по разверткам первой и второй трубки в
соответствии с режимом работы РСА.
256
Кассеты
С устройства управления
Рис 4.5. Функциональная схема БФРУ
От НК самолета
ОтБ-5
команд
управления
Рис 4.6. Структурная схема устройства управления и коммутации, система
встроенного контроля
17. Изд. №9977
257
На первичную фотопленку кроме сигналов с выхода ФД
приемника регистрируются сигналы режимной и служебной
информации. Режимная информация представляется пространст-
венными кодами признака режима РСА и служит для
автоматического управления оптическим процессором. Служебная
информация содержит данные, необходимые для дешифрирования
и радарграмметрической обработки РЛИ. Эти данные поступают с
бортовой ЭВМ комплекса разведки на специальный преобразова-
тель режимной и служебной информации БФРУ (рис.4.5), который
преобразует коды поступающих из БЭВМ данных в коды
управления светодиодами БФРУ. Световые сигналы этих кодов с
панели световодов проецируются на край фотопленки. Режимная
информация записывается с разверток ЭЛТ на все рабочее поле
фотопленки. При этом запись проводится в течение 2 с после
установки соответствующего режима работы РСА.
В блоке БФРУ расположен также синхронизатор, выраба-
тывающий все основные сигналы управления работой различных
устройств бортовой аппаратуры РСА. В синхронизаторе форми-
руются импульсные последовательности для запуска модуляторов
передатчика, управления электронным коммутатором фазы
приемника и запуска разверток индикаторов БФРУ. Частота
повторения F3 импульсной последовательности с выхода синхро-
низатора изменяется пропорционально путевой скорости самолета:
F3 -kVu, Для этого в синхронизатор с вычислителя скорости и
угла сноса (Б-5) поступают сигналы путевой скорости К (рис. 4.5,
4.6).
Система встроенного контроля (ВСК). Для
осуществления встроенного автоматического контроля работы
бортовой аппаратуры в РСА имеется встроенная система контроля
(ВСК, рис. 4.6). Эта система осуществляет автоматическую
проверку работоспособности бортовой аппаратуры РСА при всех
видах ее подготовки, а также в полете. Контроль работы РСА
проводится раздельно по блокам с выдачей информации об
исправности (неисправности) узлов и устройств в контрольный
блок ВСК, осуществляющий обработку поступающих сигналов и
управление работой табло, на котором высвечиваются номера
отказавших блоков, приборов и узлов (если обнаруживается отказ).
258
Бортовая аппаратура РСА ВР “Штык” самолета Су-24 МРК
устанавливается в носовой части фюзеляжа самолета [15]. Антенна
РСА находится под радиопрозрачным обтекателем. Доступ к БФРУ
для установки кассет, заряженных фотопленкой, и съемка кассет с
экспонированной фотопленкой обеспечиваются через специальный
люк на нижней поверхности носовой части фюзеляжа.
4.2.3. Особенности построения и структурная схема бортовой
аппаратуры РСА ВР с цифровой обработкой сигналов
РЛС БО РОНСАР с цифровой обработкой сигналов
относится к третьему поколению отечественных РСА. Она входит в
состав бортового комплекса авиационного наблюдения (БКАН),
размещаемого на борту самолета Ту-154 ЛМ —ОН, и
предназначена для радиолокационного наблюдения земной
поверхности в интересах международной программы «Открытое
небо» [14]. Эта РСА при максимальной дальности 50 км
обеспечивает ширину полосы захвата 25 км с линейным
разрешением по наклонной и путевой дальностям 8х~8г- 3 м.
Регистрация данных радиолокационного наблюдения осуществ-
ляется на борту в виде оцифрованных сигналов голограмм на
магнитной ленте. Для контроля режима наблюдения в бортовой
аппаратуре предусмотрен сигнальный процессор обработки
траекторных сигналов с отображением радиолокационной инфор-
мации экипажу в реальном масштабе времени (РМВ).
РЛС РОНСАР состоит из бортовой аппаратуры,
размещаемой на самолете, и наземной аппаратуры, размещаемой на
наземном пункте сбора, обработки и дешифрирования данных
авиационной системы наблюдения.
В зависимости от режима работы бортового
спецпроцессора обработки сигналов на его выходе может
формироваться РЛИ с разрешением 3 м в узкой полосе обзора (до
4096 отсчетов наклонной дальности), либо с разрешением 10 м в
полосе обзора по наклонной дальности 25 км. В отличие от РСА ВР
«Штык» в РЛС РОНСАР применены зондирующие ЛЧМ-
радиоимпульсы с аналоговыми устройствами формирования и
обработки отраженных сигналов на дисперсионных акустических
линиях задержки (ДАЛЗ) и система компенсации траекторных
17* 259
флуктуаций фазы радиолокационных сигналов с использованием
сигналов от датчиков линейных ускорений, расположенных на
отдельной платформе, установленной вблизи фазового центра
антенны.
В состав бортовой аппаратуры РСА входят шесть блоков:
- антенная система;
- передатчик;
- приемник-возбудитель;
- цифровой сигнальный процессор;
цифровой магнитный регистратор;
- блок управления, контроля и связи с бортовым навига-
ционным комплексом самолета;
- устройство компенсации траекторных флуктуаций фазы
сигналов.
Основу бортовой аппаратуры РСА РОНСАР так же, как и
аппаратуры РСА «Штык», составляет радиолокационный тракт,
включающий в себя антенную систему, приемник-возбудитель и
передатчик. Структурная схема приемно-передающей аппаратуры
этого тракта показана на рис. 4.7.
Формирование зондирующих импульсов производится в
приемнике-возбудителе из напряжения кварцевого генератора
опорной частоты (ГОЧ), соответствующей промежуточной частоте
приемника (рис. 4.7). С помощью электронного ключа
Рис 4.7. Структурная схема приемо-передатчика РСА ВР
с цифровой обработкой сигналов
260
формируются короткие радиоимпульсы в момент прихода
импульсов запуска из синхронизатора сигнального процессора с
частотой F3. Эти радиоимпульсы поступают на дисперсионную
акустическую линию задержки (ДАЛЗ - 2), в которой они
растягиваются по длительности до 1 мкс и приобретают
внутриимпульсную линейную частотную модуляцию (ЛЧМ) со
средней частотой / .Сформированные ЛЧМ - радиоимпульсы в
смесителе СМ-2 с помощью опорного колебания частоты /0
переносятся на частоту fQ излучения РСА. Опорное колебание
формируется из колебания ГОН путем умножения его частоты в 64
раза.
После усилителя боковой частоты (УБП) ЛЧМ -
радиоимпульсы поступают на двухкаскадный клистронный
усилитель мощности передатчика. Модулирующие импульсы,
подаваемые на оба клистронных усилителя, формируются в
модуляторе передатчика, на вход которого поступают запус-
кающие импульсы со схемы формирования импульсов приемника-
возбудителя (рис. 4.7). Передатчик имеет автономный источник
питания. Для формирования модулирующего импульса оконечного
каскада клистронного усилителя используется источник высокого
напряжения 18 кВ. С выхода клистронного усилителя СВЧ-
радиоимпульсы через ферритовый циркулятор (Ц), направленный
ответвитель и волноводные переключатели поступают в антенну
правого или левого борта. Антенная система здесь во многом
аналогична антенне РСА «Штык». Она включает два полотна
волноводно-щелевых решеток и систему пространственной
стабилизации антенны на основе трехосного электромеханического
привода по курсу, тангажу и крену. На тангажной раме антенны
установлена дополнительная платформа с датчиками линейных
ускорений, сигналы которых используются в устройстве
компенсации траекторных флуктуаций фаз сигналов (УКТФФ).
Отраженные сигналы через волноводные переключатели и
циркулятор (Ц) поступают на вход усилителя высокой частоты
(УВЧ) приемника-возбудителя. После усиления в УВЧ сигналы
преобразуются в смесителе СМ-1 на частоту затем
после усиления в предварительном усилителе промежуточной
261
частоты (ПУПЧ) они сжимаются по длительности с помощью
ДАЛЗ -1, сопряженной с ДАЛЗ - 2, используемой в канале
формирования ЛЧМ - радиоимпульсов. После ДАЛЗ отраженные
сигналы усиливаются в усилителе промежуточной частоты и
поступают на квадратурный фазовый детектор, формирующий
комплексную огибающую траекторного сигнала. Опорные
колебания, подаваемые на квадратурный ФД и сдвинутые на 90°
относительно друг друга, формируются из напряжений кварцевого
генератора (ГОН) и электронного коммутатора фазы (ЭКФ). В ЭКВ
осуществляется также ввод поправки на фазу опорного сигнал от
УТКФФ (рис. 4.7).
Сигналы с выходов квадратурного ФД подаются на
регистрацию в бортовой магнитный регистратор, на бортовой
сигнальный процессор и могут передаваться по ШРК на наземные
пункты (центры) обработки разведывательной информации.
4.3. ОСОБЕННОСТИ ЭКСПЛУАТАЦИИ БОРТОВОЙ
АППАРАТУРЫ РСА ВР
По своим информационным и тактическим возможностям
современные РСА могут решать широкий круг задач воздушной
разведки и целеуказания. Они позволяют оперативно получать
достоверную и точную информацию об объектах и местности днем
и ночью, в сложных метеоусловиях на значительном удалении от
линии пути самолета-разведчика. При этом с достаточной
эффективностью могут решаться следующие задачи ВР:
- обнаружение радиоконтрастных малоразмерных объектов на
однородном фоне с вероятностью 0,8 - 0,95, а при
разрешении РСА порядка 1 м и выше с учетом регистрации
дополнительных вторичных признаков объектов может
проводиться их грубое распознавание (танков, БТР, БМП,
автомобилей, ПУ ракет, элементов системы ПВО, пунктов и
центров управления и т. п.);
- обнаружение факта и параметров движения, движущихся
наземных и надводных объектов, обнаружение объектов с
движущимися элементами (сканирующими антеннами,
вращающимися винтами и лопастями и др.), различение
движущихся объектов с колесными или гусеничными
262
движителями;
- обнаружение и распознавание (с вероятностью 0,7...0,8)
групповых и распределенных объектов (боевой и
автотранспортной техники на марше, боевой техники в
местах сосредоточения и в боевых порядках, самолетов на
аэродромах, кораблей и транспортных судов, портов,
железнодорожных узлов, промышленных сооружений,
объектов инфраструктуры и т. п.);
- оперативное обнаружение изменений в обстановке в районах
боевых действий при совместной автоматизированной обра-
ботке двух РЛИ района разведки, полученных в разное
время;
- вести разведку местности и решать задачи
картографирования.
Радиолокационное наблюдение с помощью РСА ВР ведется
под небольшими углами к поверхности, т. е. оно обладает резко
выраженной перспективностью особенно при полетах на малых и
средних высотах. Поэтому при планировании полетов на
радиолокационную разведку следует учитывать рельеф местности
и возвышающихся искусственных и естественных объектов. Так,
например, при разведке дорог, проходящих в лесу, или с
лесонасаждениями по их обочинам следует выбирать маршруты
непараллельные дорогам, то же следует учитывать при выборе
маршрутов со стороны леса в отношении границ: лес - поле,
высоких берегов водоемов. Радиолокационные тени от возвышаю-
щихся объектов, которые могут использоваться противником для
сокрытия объектов, всегда направлены в противоположную от
самолета сторону. В то же время возвышающиеся малоразмерные
объекты с малой ЭПР могут эффективно обнаруживаться по их
теням. Радиолокационные тени могут значительно добавлять
информацию о форме распределенных объектов (самолетах на
аэродромах, кораблях и др.). Так, например, при наблюдении
кораблей с параллельного им курса можно получить информацию
об их надстройках, а по тени от самолетов, расположенных на
аэродроме, можно получить информацию об их форме и размерах.
Особенно тщательно следует разрабатывать маршрут
радиолокационной разведки при ведении боевых действий в
горной местности, где передвижение и сосредоточение войск и
263
боевой техники противника происходит, как правило, в ущельях.
При разведке передвижения войск и техники противника
маршрут полета самолета-разведчика на участках радиолокацион-
ного наблюдения следует прокладывать под углами, близкими к
перпендикулярным к ожидаемому направлению передвижения. В
этом случае обеспечивается максимальное значение радиальной по
отношению к РСА составляющей скорости объектов, а
следовательно эффективное их обнаружение в режиме СДЦ.
Вынос полосы захвата относительно линии пути самолета
следует выбирать с учетом возможного противодействия системы
ПВО противника самолету-разведчику. Самолет не должен на
маршруте радиолокационной разведки заходить в зону активной
ПВО противника. Для обеспечения скрытности полета самолета-
разведчика его РЛС должна включаться непосредственно на
участках разведки, а при обнаружении объектов противника
следует переходить на режим пониженной импульсной мощности
передатчика (если он предусмотрен в РСА).
Техническая эксплуатация аппаратуры РСА ВР так же, как
и других средств ВР комплекса, в авиационных разведывательных
частях и подразделениях ведется двумя группами специалистов.
Все виды работ по подготовке бортовой аппаратуры РСА к
полетам, ремонту и регламентным работам проводится
специалистами инженерно - авиационной службы (ИАС), а работы
по техническому обслуживанию и эксплуатации (обработки
данных ВР) наземной аппаратуры обработки сигналов и РЛИ
выполняются специалистами радиоэлектронной разведки
отделения обработки информации (ООИ).
Работа по планированию и проведению полетов на
радиолокационную разведку выполняется летным составом
авиационных частей.
Эффективность боевого применения РСА ВР во многом
зависит от взаимодействия между этими группами специалистов,
от знания принципов работы и особенностей технической
эксплуатации и боевого применения бортовой и наземной
аппаратуры специалистами каждой из этих групп, а также от
знания особенностей пилотирования на маршруте радиолокацион-
ного наблюдения летным составом. Специалисты ООИ должны
участвовать совместно с летным составом в планировании и
подготовке полетов с применением РСА ВР.
264
Глава 5
НАЗЕМНАЯ АППАРАТУРА ФОТООПТИЧЕСКОЙ
ОБРАБОТКИ ТРАЕКТОРНЫХ СИГНАЛОВ РСА ВР
5.1. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ, СОСТАВ И НАЗНАЧЕНИЕ
ОСНОВНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ И УЗЛОВ
НАЗЕМНОЙ АППАРАТУРЫ ФОТООПТИЧЕСКОЙ
ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ
Кассеты с зарегистрированными на первичную фотопленку
траекторными сигналами (голографическим изображением по
координате путевой дальности) после посадки самолета-разведчика
на аэродром базирования доставляются в отделение обработки
разведывательной информации, где сигналы подвергаются опти-
ческой обработке с записью получаемых РЛИ на вторичную
фотопленку. При этом в силу специфики регистрации данных на
фотопленку процессы оптической обработки первичного изображе-
ния и регистрации получаемого и выдаваемого на дешифрирование
РЛИ должны сопровождаться химико-фотографической обработ-
кой экспонированных первичной и вторичной (с записью РЛИ)
фотопленок. Для этих целей в состав наземной системы приема,
оптической обработки и дешифрирования разведывательной
информации, доставляемой самолетами-разведчиками, включается
аппаратура обработки фотоматериалов с данными радиолокацион-
ной ВР.
Вся наземная аппаратура комплекса воздушной разведки
(КВР) размещается в кузовах-фургонах, смонтированных на шасси
автомобилей (Россия), или в специальных транспортируемых
контейнерах (США), объединяемых в систему взаимосвязанных
лабораторий с автономными источниками питания, приспособлен-
ных для сбора и обработки разведывательных данных в полевых
условиях с последующей передачей получаемой информации
потребителям.
В РСА ВР первого поколения химико-фотографическая
обработка фотопленок и оптическая обработка зарегистрированных
сигналов проводились в отдельных лабораториях. Для сокращения
265
времени получения вторичной фотопленки с зарегистрированными
РЛИ в наземной аппаратуре РСА ВР, начиная со второго поколения
(РСА ВР «Штык» - СССР, AN/UPD-4 - США), процессы
оптической и ускоренной химико-фотографической обработки
были объединены в аппаратуре одной лаборатории обработки
данных радиолокационной разведки.
Принципы конструктивного выполнения, состав и
назначение основных элементов и узлов, особенностей
эксплуатации и технического обслуживания такой аппаратуры
рассмотрим на примере наземной аппаратуры «Конвейер-2У» РСА
ВР «Штык» комплекса воздушной разведки самолета Су-24МРК
[15], размещаемой в лаборатории Л-12 наземной системы приема,
обработки и дешифрирования данных воздушной разведки этого
самолета. Схема доставки и обработки материалов воздушной
радиолокационной разведки РСА ВР «Штык» представлена на
рис. 5.1.
После посадки самолета-разведчика на аэродром
базирования первичные фотопленки с зарегистрированными
сигналами РСА «Штык» доставляются в лабораторию Л-12 для
химико-фотографической и оптической обработки на аппаратуре
«Конвейер-2У». Получаемые после обработки вторичные
фотопленки с записью РЛИ с Л-12 передаются в лабораторию Л-06
для дешифрирования и автоматизированного определения
координат обнаруженных объектов. По результатам
дешифрирования и радарграмметрической обработки РЛИ
составляются разведывательные донесения, которые передаются на
узел связи. Вторичные фотопленки, с которых при подготовке
разведдокументов по результатам радиолокационной ВР
необходимо изготовить фотоотпечатки, передаются из лаборатории
Л-06 в лабораторию Л-09-1 позитивной печати и обработки
позитивных фотоматериалов. Затем эти фотоотпечатки
возвращаются из лаборатории Л-09-1 обратно в лабораторию Л-06,
где выполняется их повторное дешифрирование и оформление
фотосхем для представления потребителю.
Наземная система фотооптической обработки траекторных
сигналов «Конвейер-2У» РСА ВР «Штык» размещена в кузове-
фургоне подвижной лаборатории Л-12, смонтированном на шасси
автомобиля «Урал-4320». Аппаратура лаборатории предназначена
266
Рис 5 1 Схема прохождения материалов радиолокационной разведки в наземной системе КВР
267
для следующих операций:
- химико-фотографической обработки и сушки первичных
фотопленок с записью радиоголограмм;
- фотооптического преобразования голографического изобра-
жения в РЛИ объектов и местности с регистрацией его на
вторичную фотопленку;
- перепечатки служебной информации с первичной на вторич-
ную фотопленку;
- химико-фотографической обработки, сушки и предвари-
тельного просмотра вторичных фотопленок с РЛИ.
В РСА для регистрации первичных и вторичных
изображений используется неперфорированная фотопленка шири-
ной 80мм. Первичная фотопленка длиной 90м протягивается при
обработке со скоростью бОмм/с, вторичная пленка длиной 30м - со
скоростью 2,5мм/с. Производительность лаборатории составляет не
менее 15 аэрофильмов длиной 60м в сутки.
В аппаратуру “Конвейер-2У” входят:
- машина фотооптической обработки (преобразования);
- установка приготовления растворов;
- термоблок.
На рис. 5.2 показан общий вид машины фотооптической
обработки, включающей в себя собственно систему фотооптичес-
кой обработки и основание [15].
Система фотооптической обработки состоит из следующих
блоков и узлов (рис. 5.2): блока питания лазера (1), лазера с
формирующей оптической системой (2), бака для расходной
иммерсионной жидкости (3), подающего устройства (4), блока
управления с лентопротяжным трактом проявочной машины
первичной фотопленки (5), проекционного аппарата (6), узла
объективов (7), съемочной камеры вторичной пленки (8),
просмотрового устройства (9), проявочной машины вторичной
фотопленки (10), панели управления (11).
В основании машины размещаются: бак с иммерсионной
жидкостью (12), баки с коммутационными трубами проявочной
машины первичной пленки (13), блок подготовки растворов,
коммутационные трубы проявочной машины вторичной пленки
(14), шкаф автоматики (15), вводные и выводные штуцера гидро-
системы (16), разъемы для подключения машины к электросети.
268
Рис. 5.2. Общий вид конструкции машины наземной фотооптической
обработки материалов радиолокационной ВР
Принцип работы машины фотооптической обработки
траекторных сигналов удобно рассмотреть с помощью
функциональной схемы, представленной на рис. 5.3.
Кассета с экспонированной первичной фотопленкой, на
которой зарегистрированы сигналы голограмм от каждого
элементарного отражателя облучаемой поверхности (по длине
фотопленки), устанавливаются в подающее устройство машины
(1). При включении машины пленка подается в проявочную
машину (2) первичной пленки и через барабан (3) узла считывания
кодов режимной информации поступает в проекционный аппарат
(4). Считанные с первичной фотопленки сигналы режимной
информации (информации о параметрах условий радиолокацион-
ной съемки) поступают в блок считывания и управляют системой
перестройки узла объективов оптической системы (7). Коллими-
рованный когерентный пучок света от лазера (6) просвечивает
через апертурное окно (диафрагму фильмового канала) первичную
пленку и затем, проходя через оптическую систему (7),
269
фокусируется в плоскости вторичной пленки. После обработки
первичная фотопленка поступает в кассету намотки (8).
Кинематическая схема машины предусматривает возмож-
ность обратной перемотки и повторного просмотра первичной
пленки (без химико-фотографической обработки) при необходи-
мости печати изображения, потерянного при автоматической
перестройке оптической системы на различные режимы по
сигналам режимной информации.
Рис. 5.3. - Функциональная схема машины фотооптической обработки
Неэкспонированная вторичная пленка поступает из
подающей кассеты (9) на печатный барабан (10) ведущего
фрикционного прецизионного привода. На пленку, проходящую по
поверхности гладкого ведущего барабана, с помощью съемочной
камеры (11) через соответствующую диафрагму производится
печать (экспонирование) РЛИ. Затем экспонированная вторичная
фотопленка поступает в проявочную машину (12) вторичной
пленки и сушильную камеру. После прохождения фильмового
канала (13) просмотрового устройства (14) фотопленка поступает в
приемную кассету (15). Кинематическая схема движения пленки
предусматривает её остановку в фильмовом канале на время до
двух минут для просмотра РЛИ на экране просмотрового
устройства. Обработанная вторичная пленка передается
дешифровщикам в лабораторию Л-06.
270
5.2. ОСОБЕННОСТИ ЭКСПЛУАТАЦИИ НАЗЕМНОЙ
АППАРАТУРЫ ФОТООПТИЧЕСКОЙ ОБРАБОТКИ
Все виды работ по фотооптической и химико-
фотографической обработке первичных фотопленок,
дешифрированию и радарграмметрической обработке РЛИ
выполняются специалистами отделения обработки разведыватель-
ной информации разведывательных частей. Эти же специалисты
обеспечивают техническое обслуживание и ремонт аппаратуры
лабораторий наземной системы сбора и обработки данных ВР
[15, 16].
Основой качества организации ВР является планирование
приема и обработки материалов разведки. Сложность планиро-
вания заключается в том, что в ходе его выполнения практически
невозможно предусмотреть все нестандартные ситуации, возни-
кающие при полетах на ВР и в процессе приема и обработки
данных радиолокационной разведки. Это может быть связано с
отказом бортового оборудования в воздухе или перенацеливанием
экипажа в воздухе на выполнение незапланированных задач,
перерасходом аэрофотопленки и другими факторами.
С целью четкой организации ВР порядок использования сил
и средств ВР, сбора и обработки разведывательных данных
отображают в план-графике полетов на ВР. Выписку из этого плана
представляют в подразделение обработки разведывательной
информации в качестве основного документа, по которому осу-
ществляется разработка план-графика диспетчеризации обработки
представляемых по результатам полетов самолетов-разведчиков
материалов разведки, в том числе и материалов радиолокационной
ВР.
Экипажи самолетов-разведчиков при полете на радио-
локационную ВР должны с особой тщательностью учитывать
размер разведываемого района, направление захода или маршрут
полета относительно предполагаемого местоположения объектов
разведки, вынос полосы захвата и высоту разведки. РСА в полете
следует включать прицельно, чтобы уменьшить длину аэрофильма
и обеспечить скрытность ведения радиолокационной разведки. По
результатам полета на радиолокационную ВР экипаж оформляет
отчетную документацию с указанием в ней времени разведки,
направление захода и основные ориентиры, облегчающие привязку
271
РЛИ к карте. Вся эта документация представляется в
подразделение обработки данных ВР.
План доставки разведывательных материалов в
подразделение обработки данных ВР разрабатывается
специалистами ИАС эскадрилий, осуществляющих доставку кассет
с первичной фотопленкой с места посадки самолета-разведчика.
Выписка из плана доставки разведывательных материалов
заблаговременно представляется в подразделение обработки
разведывательной информации.
Специалисты подразделения наземной обработки данных
ВР, закрепленные за оборудованием лабораторий Л-12,
обеспечивают прием кассет с первичной фотопленкой от
инженерно-авиационной службы эскадрилий, их обработку и
передачу вторичных пленок с РЛИ специалистам по дешифри-
рованию и радарграмметрической обработке лаборатории Л-06.
Кроме того, на экипаж лаборатории Л-12 возлагаются обязанности
по её техническому обслуживанию — проведению всех видов
подготовок и других работ в соответствии с регламентом
технического обслуживания по поддержанию оборудования лабо-
ратории, инструмента, приспособлений и средств эксплуата-
ционного контроля, кабельного хозяйства и транспортной базы в
исправном, готовом к применению состоянии:
- предварительной, предполетной и послеполетной подго-
товкам лаборатории и её оборудования;
- регламентным работам и ремонту;
работ по развертыванию и свертыванию лаборатории на
местности при перебазировании наземной системы
комплекса ВР;
- транспортировке лаборатории при перебазировании и др.
Особенностью эксплуатации наземной аппаратуры фото-
оптической и химико-фотографической обработки первичных
фотопленок лаборатории Л-12 является относительно большое
время подготовки к работе, которое может достигать (в особен-
ности при низких температурах) 6 часов. Время непрерывной
работы аппаратуры не должно превышать 5 часов, после чего
необходим технологический перерыв па 1-1,5 часа. Отсутствие
унификации кассет бортовой и наземной аппаратуры вызывает
272
необходимость перемотки первичной фотопленки в штатную
кассету аппаратуры «Конвейер - 2У».
Для поддержания работоспособности членов экипажа,
находящихся в лаборатории Л-12 во время работы аппаратуры,
необходимо применять шумопоглощающие наушники.
С целью облегчения режима работы лаборатории Л-12
рекомендуется по возможности использовать её без включения
режима химико-фотографической обработки первичной и
вторичной фотопленок. При таком режиме работы значительно
сокращается потребляемая лабораторией мощность, улучшаются
условия работы экипажа, однако возрастает время обработки
материалов радиолокационной разведки. Химико-фотографическая
обработка первичной и вторичной пленок при этом может
осуществляться предварительно в лабораториях машинной
негативной обработки аэрофотоматериалов Л-08-ПМ или
приборной негативной обработки фотоматериалов Л-08-2.
18. Изд. №9977
273
Глава 6
БОРТОВЫЕ И НАЗЕМНЫЕ СИСТЕМЫ ЦИФРОВОЙ
ОБРАБОТКИ ТРАЕКТОРНЫХ СИГНАЛОВ РСА
6.1. СТРУКТУРА СИСТЕМЫ ЦИФРОВОЙ ОБРАБОТКИ
ТРАЕКТОРНЫХ СИГНАЛОВ РСА
Использование цифровых систем обработки сигналов в
РСА, где в качестве основного вычислительного устройства
применяются программируемые процессоры сигналов (ППС), дает
возможность не только устранить большинство из указанных в
четвертой главе недостатков аналоговых оптических систем, но и
обеспечивает дополнительные возможности:
наличие программируемого процессора снижает риски при
проектировании системы, так как появляется возможность
вносить коррекцию в работу РСА с целью устранения
ошибок и (или) недостатков непосредственно в процессе
испытаний путем внесения исправлений в программы;
- аналогичным образом существенно удешевляется и
ускоряется процесс модернизации устаревших РЛС;
- стремительное развитие технологий изготовления интег-
ральных микросхем обусловило возможность создания ППС
малых габаритов с небольшим потреблением энергии и
высоким быстродействием, которые могут быть установлены
на борту самолета даже небольших размеров, например,
беспилотного летательного аппарата;
- высокая производительность ППС дает возможность
обеспечить обработку сигналов и получить радиолокацион-
ное изображение (РЛИ) в реальном масштабе времени, в том
числе и непосредственно на борту самолета.
Как бортовые, так и наземные ППС представляют собой
специализированные вычислительные машины, структура которых
оптимизирована для решения задач обработки сигналов в РСА при
формировании РЛИ. Требования, предъявляемые к таким ЦВМ,
достаточно специфичны и определяются, прежде всего, набором
реализуемых алгоритмов, требованием обработки в реальном
274
(квазиреальном) времени и большим объемом и темпом посту-
пающей информации. Поэтому требования по производительности
к ППС в разведывательных РСА зачастую достигают единиц и
десятков миллиардов операций типа комплексного умножения в
секунду, по долговременной памяти - сотни гигабайт, по
оперативной памяти - от сотен мегабайт до десятков гигабайт, а по
пропускной способности шин обмена - от сотен мегабайт/с до
единиц гигабайт/с. Учитывая серьезные ограничения по
массогабаритным характеристикам и по энергопотреблению, а
также специфические условия эксплуатации (особенно для
бортового варианта) создание вычислительных машин такого
класса является достаточно сложной задачей. Даже для наземных
стационарных систем обработки, где не предъявляются очень
серьезные требования к габаритам и потребляемой мощности, а
условия эксплуатации являются очень щадящими, и имеется
возможность использовать универсальные ЦВМ, применяют
специализированные компьютеры
Для примера можно привести следующие цифры:
практический опыт показывает, что получение РЛИ 4000x4000
отсчетов на ПЭВМ с ЗГГц процессором Pentium 4 и двухканальной
(dual channel) памятью требует около 25 минут. Это означает, что
за такое время при разрешении по обеим координатам 1м и даже
при одном отсчете на элемент разрешения будет получено РЛИ
участка местности порядка лишь 4x4 км. К тому же надо еще
добавить время, необходимое для закачки массива данных
радиоголограммы в память ЦВМ.
Все выше сказанное подтверждает, что как бортовые, так и
наземные системы цифровой обработки информации в РЛС
воздушной разведки должны строиться на основе специализи-
рованных вычислительных машин (ППС), оптимизированных для
решения конкретных задач, поставленных перед данным
комплексом воздушной разведки. Кроме ТГХ разведывательного
комплекса при оптимизации таких ППС учитываются виды обзора,
способы обработки, характеристики систем обеспечения (прежде
всего навигационного) и, следовательно, алгоритмы обработки
сигналов. Задача оптимизации является достаточно сложной,
требующей нескольких итераций. Она плохо поддается
формализации [29], поэтому вместо классической оптимизации по
заданному критерию часто применяют рациональные подходы на
18* 275
основании опыта и имеющихся в распоряжении материальных
ресурсов. В общем виде структура бортовой системы обработки и
бортового ППС представлена на рис.6.1, а. На рис.6.1, б показана
структура наземной системы обработки, включая ППС, отличия
которой от бортового варианта с точки зрения ППС не носят
принципиального характера. Выделенным штриховыми (жирными)
линиями на рисунке показаны устройства, с которыми ППС
взаимодействует, но которые обычно не входят в его состав.
Рис. 6.1. Структурные схемы бортовой (а) и наземной (б)
систем обработки сигналов
276
6.2. ИНТЕРФЕЙС ВХОДНЫХ ДАННЫХ ППС
Поток входных данных из приемника ШРК или с
магнитного регистратора, а на борту самолета из приемника РСА
после преобразования из аналоговой формы в цифровую по
широкополосному интерфейсу поступает в оперативное
запоминающее устройство (ОЗУ) большой емкости. Широкопо-
лосный входной интерфейс ППС имеет свои особенности. Прежде
всего он должен обеспечить передачу сигналов в ОЗУ ППС с
темпом их поступления. При этом особое значение играет величина
пропускной способности каналов передачи данных.
Нетрудно подсчитать, что для типичных задач воздушной
разведки: ширине полосы обзора Д2? =50км, разрешении
8х - Sr = 1 х 1 м, частоте зондирования F3 =2000 Гц объем данных,
получаемой за одну секунду, даже исходя из расчета одного
отсчета на элемент разрешения kr = kx — 1, составит:
М ~ -F3-kr ~ Ю8 машинных слов. (6.1)
or
Если же коэффициент выборки kr принять равным двум (что
является предпочтительным), то объем потока данных увеличится
вдвое. Знак приближения в (6.1) означает, что формула не является
точной, так как в ней не учитывается длина кода зондирующего
сигнала. Реальный объем данных будет несколько большим.
Из выражения (6.1) следует, что типичная производи-
тельность РСА воздушной разведки достигает 100 комплексных
мегаслов в секунду или 200 действительных мегаслов/с. Если на
вход системы подается поток данных из слов с фиксированной
запятой с восьми разрядного АЦГ1 (что типично для РСА), то поток
данных, поступающих на вход 11ПС равен 200 Мбайт/с, а если же
это слова с плавающей запятой (4-х байтные), то — соответственно
800 Мбайт/с. Такой поток данных превышает возможности
подавляющего большинства современных интерфейсов, исполь-
зуемых в универсальных ПЭВМ или сетях. Так, например, для
канала Ethernet-1000 с учетом «накладных расходов') реальная
пропускная способность составит 600-800 Мбит/с, т.е. не
превышает 100 Мбайт/с.
277
Приведенный пример оценки производительности РСА
показывает, что поток поступающей информации весьма большой
и создание интерфейсов для его передачи - задача нетривиальная, а
использование стандартных интерфейсов далеко не всегда может
привести к желаемому результату. Понятно, что для различных
режимов работы РСА потоки могут быть различными, однако
пример показывает, что этому вопросу необходимо уделить
должное внимание.
Другая особенность входного интерфейса заключается в
том, что входные сигналы следуют равными для данного режима
(хотя для разных режимов и различными) и достаточно большими
порциями (строками по путевой дальности). Это дает возможность
организовать передачу пакетами и тем самым упростить задачу.
Третья особенность интерфейса - это синхронность
передачи информации, т.е заранее известны (для заданного
режима) время прихода и объем поступающих данных. Таким
образом можно отказаться от асинхронных протоколов передачи
данных и тем самым уменьшить накладные расходы и повысить
реальную производительность интерфейса.
Еще одна особенность входного интерфейса - невысокая
чувствительность качества получаемого РЛИ к возможным
искажениям отдельных разрядов радиоголограммы. Конечно, это
не значит, что допускаются серьезные искажения голограммы,
однако единичные сбои отдельных разрядов не приводят к
заметным искажениям конечного РЛИ, т.е. требования к
надежности передачи в данном случае заметно ниже, чем таковые
для универсальных ЭВМ, поэтому в интерфейсе обычно не
предусматривается квитирование (проверка) достоверности
передачи данных, что опять таки снижает накладные расходы
линии связи.
63. ОПЕРАТИВНАЯ ПАМЯТЬ ППС
Поступающая через широкополосный интерфейс
информация записывается в оперативную память ППС.
Оперативная память (часто используется также стандартный
термин ОЗУ - оперативное запоминающее устройство) предназна-
чена для хранения часто требуемой информации и обеспечивает
278
режимы ее записи, чтения и хранения. Этот вид памяти называют
также памятью с произвольным доступом (Random Access Memory,
RAM). Емкость ОЗУ должна быть достаточной, по крайней мере,
для хранения целого кадра траекторных сигналов. Обычно
разработчики программного обеспечения предпочитают иметь ОЗУ
большей емкости, для обеспечения хранения кадра, сигналы
которого обрабатываются сигнальным процессором в настоящий
момент, и для записи текущих вновь поступающих сигналов. Это
дает возможность производить когерентное накопление сигналов
на фоне обработки и тем самым снизить время получения РЛИ.
Под термином “кадр” здесь понимается тот объем цифровых
данных, обработка которого по заданному алгоритму обеспечивает
получение РЛИ или его фрагмента с заданными параметрами.
Величина дополнительной памяти зависит от режима работы РСА,
вида обзора и способа обработки (см. главу 3 настоящего
учебника), и в предельном случае равна величине удвоенного
кадра. Она может быть определена для каждого конкретного
случая следующим образом: обозначим через S„ матрицу отсчетов
п -ого кадра голограммы, тогда разность
SA=S„-S„+1 (6.2)
даст матрицу SA такого же размера, количество ненулевых
элементов которой показывает тот дополнительный (желаемый)
объем ОЗУ ППС, который необходим для записи вновь
поступающих отсчетов сигнала следующего кадра радиоголограм-
мы. Одинаковые же отсчеты уже имеются в памяти ППС, и
дополнительного объема для них не требуется.
Так, например, для режима покадрового обзора и обработки
способом гармонического анализа (см. главу 3) размер кадра равен
Vs = 2'(М + к — 1)-NL байт, (6.3)
где Vs — объем кадра, М - количество отсчетов в строке по
наклонной дальности, к ~ длина зондирующего сигнала в
отсчетах, N — количество отсчетов на интервале когерентного
накопления, L — разрядность АЦП в байтах, коэффициент 2
учитывает две квадратуры комплексного сигнала.
Размер следующего п +1 кадра сигнала будет таким же как
и для п-ого, а все отсчеты нового кадра будут приняты на п -ом
279
интервале накопления, иными словами, они будут другими, и все
элементы матрицы SA в таком случае будут ненулевыми (рис. 6.2).
Тогда для обеспечения возможности их записи в ОЗУ на фоне
обработки п-ого кадра потребуется память объемом
Г8л = \ • (6-4)
Для режима полосового обзора и обработки способом
прямой свертки ситуация будет другой (рис. 6.3). Разность матриц
даст только одну ненулевую строку (N +1), так как в результате
обработки сигнала в данном случае получается РЛИ размером в
одну азимутальную строку. Для получения следующей строки РЛИ
используется та же матрица Sn (6.2), в которой первый столбец
удаляется, все столбцы смещаются влево на единицу и в последний
освободившийся столбец дописывается вновь принятая п +1
строка матрицы радиоголограммы. Таким образом, в этом случае
= 2(М + £-1)£. (6.5)
С точки зрения организации вычислительных алгоритмов
это означает, что ОЗУ ППС должно быть увеличено на объем,
равный одной азимутальной строке, куда на фоне обработки
голограммы записываются вновь поступающие отсчеты. При этом
в программном обеспечении требуется предусмотреть
программный сдвиг номеров азимутальных строк, чтобы не
производить физическое перераспределение сигналов по ячейкам
ОЗУ.
Так как в каждом конкретном режиме РСА различны как
требуемый дополнительный объем памяти, так и организация
работы с ним, то при проектировании оцениваются требования со
стороны каждого из режимов и закладывается максимальный
размер. Величина оперативной памяти при типичных интервалах
накопления в несколько секунд может достигать единиц и десятков
гигабайт (см. пример выше). Организация памяти такого большого
объема связана с определенными трудностями. Кратко
остановимся на характеристике современного технологического
уровня производства микросхем памяти.
По способу хранения информации полупроводниковые
запоминающие устройства делятся на статические и
динамические.
280
Интервалы синтезирования
Рис. 6.2. Формирование и размеры
кадров при телескопическом обзоре
и обработке способом
гармонического анализа
Интервалы синтезирования
Рис. 6.3. Формирование
и размеры кадров при
полосовом обзоре и обработке
способом прямой свертки
Динамическая память используется обычно в качестве
основной по объему оперативной памяти хранения данных.
Моделью одной ячейки динамической памяти служит конденсатор.
Время хранения заряда конденсатором из-за паразитных утечек
ограничено. Чтобы не потерять имеющиеся данные, необходима
периодическая перезапись информации, которая выполняется во
время регенерации. Операции разрядки-перезарядки занимают
определенное время, которое снижает скорость работы динами-
ческой памяти. Это является, пожалуй, одним из основных
недостатков динамической памяти, так как по информационной
емкости, стоимости и энергопотреблению этот тип памяти во
многих случаях предпочтительнее статической.
Современное состояние технологии производства микро-
схем памяти динамического типа позволяет без особых проблем
реализовать требуемые объемы ОЗУ ППС. Однако общеизвестны и
недостатки динамических ОЗУ:
- довольно большие ограничения по рабочему температур-
ному диапазону (особенно со стороны низких температур),
- низкая радиационная стойкость,
281
- необходимость регенерации хранимых данных путем
обращения к ячейкам памяти, что заметно усложняет циклограмму
работы с ней и снижает ее эффективное быстродействие.
Первые два недостатка существенны для бортового ППС,
где необходимо предусматривать как обеспечение температурного
режима (и снизу и сверху) так и дополнительной радиационной
защиты, если таковая требуется. Невысокое же быстродействие
подталкивает к применению микросхем статического типа, в
значительной степени лишенных вышеуказанных недостатков.
Статическая память выполняется обычно на основе ТТЛ,
КМОП или БиКМОП-микросхем. Ячейкой такой памяти служит
триггер. Эта память не нуждается в регенерации и имеет более
высокое быстродействие, чем динамическая память. Другим ее
преимуществом является большая стойкость к климатическим и
радиационным условиям, что немаловажно для бортового
применения. На ее базе часто выполняются кэш-память различного
уровня и так называемое сверхоперативное ОЗУ. Однако по
плотности упаковки на кристалле статическое ОЗУ значительно
уступает динамическому, и организация банков памяти требуемого
размера ведет к использованию большого количества микросхем и,
следовательно, к большим габаритам, энергопотреблению и к
снижению надежности. Поэтому часто ОЗУ ППС делят на две
части: оперативную и сверхоперативную. При этом первая —
большой емкости, построенная на основе динамической
технологии, а вторая — заметно меньшей емкости, но с существенно
большим быстродействием, построенная на основе статических ЗУ
и предназначенная для непосредственной работы с сигнальным
процессором в процессе обработки сигналов. Часто обе они
выполняются в виде двух- и более портовых для обеспечения
возможности подкачки новых данных на фоне чтения уже
записанных ранее. Как и для входного интерфейса, требования к
надежности хранения сигналов, т.е. к такой характеристике ЗУ, как
вероятность сбоя, для ОЗУ ППС заметно ниже, чем для ЗУ
универсальных ЭВМ, что дает возможность не использовать
алгоритмы контроля четности и коррекции ошибок и тем самым
упростить организацию памяти.
282
6.4. СИГНАЛЬНЫЙ ПРОЦЕССОР ППС
Следующим важным устройством ППС является
сигнальный процессор, который осуществляет собственно
цифровую обработку сигналов с целью получения РЛИ. К нему
предъявляются очень высокие требования по производительности
и пересылке данных. Известно, что с точки зрения организации
потока данных и одновременно выполняемых над ними команд (за
один такт) процессоры делят на:
- ОКОД (SISD) - одиночный поток данных и одиночный поток
команд;
- ОКМД (SIMD) - множественный поток данных и одиночный
поток команд;
- МКОД (MISD) - одиночный поток данных и множественный
поток команд;
- МКМД (MIMD) - множественный поток данных и
множественный поток команд.
На рис.6.4 приведены структурные схемы, поясняющие
функционирование процессоров этих типов. На рис. 6.4, а показана
структура обработки данных в процессоре типа ОКОД, где данные
последовательно поступают в процессор и обрабатываются там
последовательно поступающими командами, при этом, как
правило, одна команда выполняется за несколько машинных
тактов. Процессоры такого типа весьма просты в организации
взаимодействия и функционирования всех узлов, но имеют
довольно ограниченную производительность, зависящую, в первую
очередь, от их тактовой частоты. Она, в свою очередь,
определяется состоянием технологии разработки микросхем. Так
как на конкретный срез времени технологический уровень один и
тот же, то такие процессоры имеют наименьшую
производительность.
Все остальные типы процессоров представляют собой
различные разновидности распараллеливания. Так, ОКМД
(рис. 6.4, б) представляет собой определенное количество (воз-
можно и большое) параллельно работающих одинаковых процесс-
сорных элементов (ПЭ), на которые одновременно подается один и
тот же поток команд (как и в случае ОКОД), но на каждый из них
поступают свои разные (хотя и одинаковые по сзрукзуре) данные.
283
Применительно к РСА это могут быть, например, азимутальные
строки, которые требуется сжать по наклонной дальности, а затем
на следующем этапе это могут быть строки по наклонной
дальности, которые сжимаются по азимуту. Иногда в литературе
такие процессоры называют векторными. При одинаковой с ОКОД
тактовой частоте они в предельном случае могут иметь
производительность в М раз большую, однако на практике это не
достигается. Дело в том, что такой процессор хорошо работает (под
этим обычно понимают высокий коэффициент загрузки ПЭ) с
потоком векторных данных. В случае же скалярных операций
(расчет коэффициентов, получение и обработка вспомогательной
информации и т.д.), которых набирается немало, эффективность
распараллеливания существенно падает, что снижает общую
производительность.
Следующий тип МКОД использует параллелизм другого
уровня - здесь параллельно выполняется несколько команд над
одним последовательным потоком данных. Процессоры такого
типа часто называют конвейерными (рис. 6.4,в). Такие процессоры
имеют, как правило, разные ПЭ, каждый из которых за один
машинный такт производит одну “свою” операцию с данными,
передает результат следующему ПЭ и принимает следующие
данные для обработки. Последующий ПЭ производит, в свою
очередь, другую операцию и передает далее. Таким образом, в
конце конвейера получается результат преобразования входных
данных с помощью сложной команды. Так выполняются,
например, умножение комплексных чисел с накоплением (основа
алгоритма прямой свертки), операция “бабочка” с различным
основанием (основа для алгоритма БПФ) и т.д. На выходе
процессора получается преобразованный заданным алгоритмом
сигнал с темпом, равным такту внутренней частоты процессора,
при этом над сигналом производится М простых операций, где М -
число ПЭ в конвейере (в литературе это называют глубиной
конвейера равной М). Такой тип процессоров оптимизирован под
выполнение конкретных операций (алгоритмов), где увеличение
его производительности приближается к М. На практике такого не
происходит, так существует большое количество скалярных
команд (операций), которые “не ложатся” на архитектуру
конвейера. Например, если выполняется умножение скалярной
величины на коэффициент, то это производится в одном ПЭ, а все
284
остальные она минует без изменений. Таким образом, часть
элементов простаивает и итоговая производительность падает. В
последнее время такой принцип распараллеливания применяют
даже в универсальных ПЭВМ. Так процессор PENTIUM (всех
модификаций) имеет конвейерную архитектуру, а для снижения
указанной выше неэффективности использования ПЭ (их простоя)
в процессор встроен механизм предсказания, который с
определенной вероятностью по кодам программы предсказывает,
какие операции с данной величиной будут выполняться следующи-
ми и выполняет их в следующем ПЭ. Этот шаг заметно повысил
эффективность конвейера в целом.
Последний тип - МКМД - в определенном смысле является
сочетанием ОКМД и МКОД, и поэтому имеет и преимущества и
недостатки обоих типов (рис.6.4,г). Очевидно, что предельно
возможное увеличение его производительности по сравнению с
ОКОД равно MxN, которое, однако, на практике недостижимо по
указанным выше причинам.
Бурное внедрение технологий цифровой обработки сигна-
лов во все отрасли деятельности человека, начавшееся в 80-е годы
прошлого столетия, породило большой спрос на процессоры сигна-
лов, и, как следствие, стимулировало разработчиков микросхем к
разработке и внедрению специальных однокристальных процессо-
ров сигналов (называемых в литературе DSP — digital signal proces-
sor). Известно, что для цифровой обработки сигналов (в том числе
и сигналов РСА) применяется достаточно определенный и ограни-
ченный набор алгоритмов, поэтому DSP - процессоры применяют-
ся в основном как базовые для построения ППС РСА. Ведущими
заграничными производителями DSP являются такие фирмы как
Analog Devices, Intel, Texas Instruments, Motorola и ряд других.
6.5. ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ПРИБОРОВ УНИВЕРСАЛЬНОЙ
ПРОГРАММИРУЕМОЙ ЛОГИКИ В ЦИФРОВЫХ
СИГНАЛЬНЫХ ПРОЦЕССОРАХ (DSP)
В настоящее время широкое распространение в различных
цифровых устройствах получили приборы универсальной
программируемой логики. Наиболее перспективным типом
приборов универсальной программируемой логики являются
программируемые логические интеграпьные схемы (ПЛИС).
285
Последова-
тельность
данных
процессор
ОКОД
тельность
команд
Результаты
вычислений
Последовательность команд
Рис. 6.4. Структурные схемы функционирования сигнальных
процессоров ОКОД (а), ОКМД (б), МКОД (в) и МКМД (г)
286
Отличительными особенностями ПЛИС являются:
1) возможность использования самых передовых микроэлектрон-
ных технологий для аппаратной реализации вычислительных
алгоритмов прикладной задачи;
2) сокращение проектно-технологического цикла, включающего в
себя разработку, отладку и производство устройства;
3) невысокие затраты и малый риск проектирования (наличие
мощных САПР с несколькими уровнями моделирования, облег-
чающих обнаружение ошибок на ранних стадиях проекти-
рования);
4) высокая гибкость и возможность перепрограммирования не-
посредственно в системе (время динамической реконфигурации
структуры ПЛИС составляет порядка 20.. .200 мс);
5) уменьшение номенклатуры применяемых ИС и реализация
концепции “система на кристалле”.
На базе ПЛИС можно аппаратно реализовывать
схемотехнические фрагменты: логические блоки и системы,
микропрограммные автоматы и другие специализированные
устройства, например, умножители, схемы обработки сигналов и
изображения, различные цифровые фильтры, процессоры ЦОС и
даже полнофункциональные центральные МП с RISC - архитек-
турой. ПЛИС широко используются в качестве интерфейсных
(периферийных) контроллеров, в микропроцессорных системах для
организации обмена и стыковки различных БИС между собой и
УВВ (логика обрамления микропроцессоров), микропрограммных
УУ, преобразователей кодов, адресных дешифраторов, формиро-
вателей управляющих сигналов.
Наиболее эффективно использование ПЛИС в изделиях,
требующих нестандартных схемотехнических решений, а также
для замены обычных ИС малой и средней степени интеграции. Как
правило, ПЛИС даже средней степени интеграции (24 вывода)
заменяет до 10... 15 обычных ИС, при этом значительно умень-
шаются размеры устройства, снижается потребляемая мощность и
повышается надежность. Высокая степень интеграции ПЛИС
позволяет реализовать устройство цифровой обработки сигналов
(ЦОС) на одном кристалле, благодаря чему сокращаются затраты
времени и средств на производство печатных плат и уменьшаются
их размеры.
Возможность динамической реконфигурации ПЛИС при на-
287
личии библиотеки конфигураций реализуемых алгоритмов ЦОС
позволяет в одни и те же кристаллы ПЛИС модуля ЦОС загружать
разные варианты вычислительных алгоритмов. Это позволяет
реализовывать различные прикладные задачи с максимальной
эффективностью на базе одной программно-аппаратной плат-
формы.
Применение ПЛИС для реализации ЦОС в РСА позволит
распараллелить и аппаратно реализовать алгоритм формирования
РЛИ в реальном масштабе времени и высвободить большую часть
вычислительных ресурсов ППС для решения задач автофо-
кусировки, СДЦ, помехозащиты и др., а также в зависимости от
выбранного вида обзора и режима работы РЛС реализовывать
различные алгоритмы ЦОС.
На сегодняшний день несколько десятков фирм занимаются
разработкой и производством ПЛИС, ведущие позиции среди
которых занимают следующие: Xilinx, Altera, Actel, AMD, Atmel,
Intel, ICT, National, Lattice, Motorola, PLX, Philips, Texas
Instruments, Toshiba, TriQuint и др.
Особенностями современных ПЛИС ведущих
производителей являются:
1) значительный объем ресурсов (информационная ёмкость)
до 4 млн. логических вентилей на кристалле;
2) технологические нормы до 0,18 мкм на шести слоях
металла;
3) высокая производительность с системными частотами до
300 МГц;
4) высокая гибкость архитектуры с множеством системных
особенностей: распределенное и блочное ОЗУ, логика
ускоренного переноса, внутренние буфера с третьим
состоянием и т.д.;
5) возможность инициализации и верификации через JTAG
(Joint Test Action Group) выводы;
6) возможность программирования непосредственно в
системе;
7) широкая номенклатура кристаллов по типу исполнения;
8) низкое энергопотребление;
9) короткий цикл проектирования и быстрое время
компиляции;
10) развитые и недорогие средства проектирования;
288
И) наличие кристаллов индустриального применения и с
военной приемкой.
Необходимо отметить так же возможности каскадирования
и высокую пропускную способность ПЛИС. Так, ПЛИС
фирмы Xilinx в корпусе PQ/HQ240 имеют до 192 пользовательских
выводов, позволяющих осуществлять двунаправленный ввод-
вывод данных с частотой до ПО МГц (серии ХС4000Х, Spartan) и
до 200 МГц (серия Virtex). Благодаря этому пропускная
способность FPGA серий ХС4000Х, Spartan составляет около
21,1 Гбит/с, a FPGA серии Virtex до 38,4Гбит/с. В то же время
существуют корпуса с большим числом пользовательских выводов
до 514 в корпусе BG560 (серия Virtex), а пропускная способность
достигает 103 Гбит/с.
Таким образом, программируемые логические интеграль-
ные схемы могут найти и находят широкое применение при
построении как бортовых, так и наземных устройств цифровой
обработки сигналов РСА.
6.6. ПАМЯТЬ ПРОГРАММ
Еще одно устройство, входящее в состав ППС - память
программ. В качестве такой памяти может быть использовано как
ОЗУ, так и постоянное ЗУ в зависимости от поставленных задач.
Постоянная память (часто используется стандартный термин
ПЗУ - постоянное запоминающее устройство) используется в
основном для хранения редко изменяющейся информации,
например, программ. Постоянная память обладает тем
преимуществом, что может сохранять информацию и при
отключенном питании. Это свойство получило название
энергонезависимости. Все микросхемы постоянной памяти по
способу занесения в них информации (программированию) делятся
на однократно программируемые и многократно
программируемые. Последние, в свою очередь, подразделяются на
стираемые электрически и с помощью ультрафиолетового
облучения. К элементам с электрическим стиранием информации
относятся и микросхемы флэш-памяти (flash). Они отличаются
высокой скоростью доступа и быстрым стиранием записанной
информации. Так как в современных РСА обычно реализуется
большое количество режимов, то устанавливают флэш-память с
19. Изд. №9977 280
возможностью ввода в нее нового пакета программ при смене
режима работы. Запись программ осуществляется с помощью
управляющего процессора (обычно скалярного). Иногда этот
процессор является выделенным специально для управления
работой ППС. В этом случае он включатся с состав ППС. Иногда
для решения задач управления обработкой сигналов на борту
самолета применяется БЦВМ управления РЛС, связанная с ППС
специальным каналом связи. В таком случае она включается в
состав РЛС, поэтому на рис.6.1,а она показана пунктиром. В
наземных системах обработки в качестве управляющего часто
используют ПЭВМ. С помощью ПЭВМ несложно организовать
интерактивный интерфейс между системой обработки в целом и
оператором, отвечающим за правильное функционирование
разведывательной РСА.
6.7. ВНЕШНИЕ УСТРОЙСТВА, ПОДКЛЮЧАЕМЫЕ К ППС
Результаты обработки сигналов в РСА подаются на
бортовую систему отображения, если таковая предусмотрена, на
долговременное ЗУ и на передатчик широкополосного радиоканала
(ШРК) связи, откуда полученное РЛИ передается на наземный
пункт и (или) ретранслятор. Необходимо подчеркнуть, что наличие
сигнального процессора и системы отображения в бортовой части
разведывательной РСА не является обязательным, если в задачу
экипажа самолета-разведчика не входит использование РЛИ на
борту. Однако обязательным для большинства авиационных
разведывательных комплексов является передача на наземный
пункт сбора и обработки данных ВР собственно сигналов радио-
голограмм для их обработки и получения высококачественных
РЛИ. Часто при наземной обработке сигналов радиоголограмм,
передаваемых по радиоканалу, требуется применять алгоритмы,
которые не предусмотрены в штатном варианте, возможном для
реализации в современных РСА на борту самолета - разведчика, с
последующей передачей РЛИ по ШРК. Такая обработка обычно
выполняется уже необязательно в реальном масштабе времени, но
она может позволить получить такие характеристики
картографируемого участка местности, которые отсутствуют в
готовых РЛИ, полученных в штатных режимах обработки. Для
290
наземной системы обработки (рис.6.1б) в отличие от бортовой
наличие системы отображения и процессора сигналов является
обязательным условием. Как в бортовой, так и в наземной системах
обработки требуется долговременное запоминающее устройство
для записи и хранения всего объема данных, полученных за время
полета на задание. Очевидно, что объем такого ЗУ может
исчисляться терабайтами. И если на земле этот вопрос может быть
решен путем хранения в архивных банках данных, например, на
жестких дисках и (или) оптических дисках (рис.6.16), то на борту
самолета организация такого ЗУ представляется непростой задачей.
Во-первых, на борту имеются существенные ограничения по
габаритно-массовым характеристикам и энергопотреблению. Во-
вторых, эксплуатационные ограничения (по температурному
диапазону, механическим воздействиям и т.д.) диктуют
применение специальных дисковых накопителей и (или) флэш-
дисков очень больших емкостей и обеспечивающих высокую
скорость записи, которая необходима для записи сигналов
радиоголограмм в реальном времени (см. выше). Поэтому создание
таких устройств является серьезной технической проблемой,
которая должна решаться отдельно для каждого конкретного
случая. В связи с этим становится актуальной такая научно-
техническая задача, как разработка алгоритмов сжатия
радиоголограмм (и изображений) с целью снижения требований к
скорости передачи и (или) записи голограмм и к объемам памяти
долговременного хранения. Имея ввиду тот факт, что требования к
отсутствию искажений первичного сигнала в данном случае
заметно ниже этих требований в универсальных ЭВМ, возможно
применение алгоритмов сжатия с потерями, имеющих
коэффициент сжатия много больше, чем у алгоритмов без потерь,
которые широко используются для хранения данных.
291
6.8. ОПЕРАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ БОРТОВЫХ
И НАЗЕМНЫХ ВЫЧИСЛИТЕЛЬНЫХ СИСТЕМ
ОБРАБОТКИ РАДИОЛОКАЦИОННОЙ ИНФОРМАЦИИ
Любая вычислительная система для нормальной работы
требует загрузки операционной системы (ОС). Здесь обычно
применяют ОС реального времени. Дадим краткую характеристику
некоторым из них.
VxWorks - это UNIX-подобная многоплатформенная
операционная система (ОС) реального времени (РВ). Она была
разработана фирмой Wind River Systems, Inc., которая и обеспечила
поддержку этой ОС РВ.
VxWorks состоит из многозадачного ядра и набора
библиотек, наделяющих ОС такими свойствами как:
- «семафоринг» и очереди сообщений;
- подгружаемые драйвера устройств (включая сетевой);
- Internet протокол (IP, UDP/IP, TCP, IP, NFS и др.);
- поддержка файловой системы и др.
VxWorks является однопользовательской ОС. Она
поддерживает различные архитектуры процессоров включая:
Motorola 680X0, PowerPC, SPARC, Intel i960 и пр. (всего 21164
процессора). Наибольшее распространение получила на
платформах с шиной VME.
VxWorks — первая среда, как разрабатывающая так и исполняющая
встраиваемые приложения на целевом процессоре. Эта среда содержит в себе три
высоко интегрированных компонента:
— масштабируемую ОС РВ, работающую на целевом процессоре;
— набор мощных (глубоко пересекающихся) программных средств, которые
используются на машине разработчика (на «инструментальной» машине);
— обширный круг программного обеспечения (ПО) для коммуникации с
целевой машиной (с помощью Ethernet, последовательный порт и др.).
Такая схема позволила Wind River реализовать ряд особешюстей,
направленных на удовлетворение требований разработчиков приложений
реального времени.
VxWorks поддерживает широкий круг стандартов, включая POSIX
1003.1b (расширения РВ), ANSI С и TCP/IP.
Как и у большинства ОС РВ, VxWorks в центре своей архитектуры имеет
микроядро. В его обязанности входит: быстрое переключение между задачами,
поддержка прерываний, выполнение двух методов распределения приоритетов
задач (preemtive и round-robin). Контекстное время переключения между задачами
на процессоре 68К ( плата MV167C) - 3.8 мкс.
292
VxWorks также обеспечивает эффективную систему межзадачной связи
(Interprocess Communication (IPC)):
— использование разделяемой памяти;
очереди сообщений (на одном CPU);
— использование TCP-сокетов и вызов удалённых процедур (на разных
узлах);
— сигналы (исторически сложившийся UNIX-IPC).
Для разделения критически важных системных ресурсов VxWorks
использует семафоры.
Для удобства разработки ПО под целевые процессоры уже существует
несколько сред разработок, встраиваемых в различные ОС на различных
платформах. Наибольшее распространение из них получила среда «Торнадо». А
существование «Торнадо» для ППС (DSP) делает VxWorks особенно
привлекательной в обширной области применения ППС.
QNX. Первая версия ОС была разработана в 1982 г.
Фирмой Quantum Software Systems (основанной в 1980 г. в Канаде)
по заказу Министерства обороны США. До 1989 г. эта ОС была
запрещена к вывозу и перепродаже.
QNX используется в бортовых информационных системах
самолётов F-16 и Boeing (по известным данным), в космической
системе визуального контроля ASVS (ASVS прошла испытания
при стыковке космического корабля shuttle с орбитальным
комплексом «Мир»), а также в коммерческих системах
повышенной ответственности (банковские, биржевые, системы
управления техническими объектами и т.д.)., одним словом там,
где необходима очень быстрая реакция системы на происходящее
событие при большом количестве наблюдаемых событий.
На данный момент к этой ОС разработано и адаптировано
большое количество инструментального обеспечения, а также
разработана специализированная оконная графическая оболочка
Photon и адаптирован X Window (XI1R5).
QNX - ОС, удовлетворяющая стандартам POSIX и IEFE.
На основе описанных ниже свойств системы и на основе требований,
которые предъявлены к ОС РВ в программе Joint Advanced Strike Technology
(JAST), начатой в 1993 г. ВВС США, QNX можно выдвинуть одним из возможных
кандидатов на место ОС РВ в самолётах Х-35 и Х-32, разработанных по
программе Joint Strike Fighter (JSF) фирмами Boeing и Lockheed Martin.
QNX - это многозадачная многопользовательская сетевая операционная
система реального времени. В качестве основного средства взаимодействия между
процессами (IPC) здесь используется ‘передача сообщений’ (message passing).
Причём процесс, посылающий сообщение, совершенно не заботится о
местонахождении процесса в ЛВС. принимающего это сообщение.
293
За счёт построения QNX на базе технологии IPC с передачей сообщений
ОС приобрела огромную гибкость и простоту в обращении с ней. Мощность же
этой ОС проявляется в очень умелой реализации IPC на низком уровне.
Операционная система МСВС 3.0
МСВС 3.0 — защищенная многопользовательская много-
задачная ОС с разделением времени, разработанная на основе
Linux. Операционная система обеспечивает многоуровневую
систему приоритетов с вытесняющей многозадачностью, виртуаль-
ную организацию памяти и полную сетевую поддержку; работает с
многопроцессорными (SMP — symmetrical multiprocessing) и
кластерными конфигурациями на платформах Intel, MIPS и SPARC.
Особенность МСВС 3.0 — встроенные средства защиты от
несанкционированного доступа, удовлетворяющие требованиям
Руководящего документа Гостехкомиссии при Президенте РФ по
классу 2 средств вычислительной техники [42]. Средства защиты
включают мандатное управление доступом, списки контроля
доступа, ролевую модель и развитые средства аудита
(протоколирования событий).
Файловая система МСВС 3.0 поддерживает имена файлов длинной до
256 символов с возможностью создания русскоязычных имен файлов и каталогов,
символьные ссылки, систему квот и списки прав доступа. Существует
возможность монтирования файловых систем FAT и NTFS, а также ISO-9660
(компакт-диски). Механизм квотирования позволяет контролировать
использование пользователями дискового пространства, количество запускаемых
процессов и объем памяти, выделяемой каждому процессу. Система может быть
настроена на выдачу предупреждений при приближении запрошенных
пользователем ресурсов к заданной квоте.
В состав МСВС 3.0 входит графическая система на основе X Window.
Для работы в графической среде поставляются два оконных менеджера: IceWM и
KDE. Большинство программ в МСВС ориентировано на работу в графической
среде, что создает благоприятные условия нс только для работы пользователей, но
также и для их перехода с ОС Windows на МСВС.
МСВС 3.0 поставляется в конфигурации, которая кроме ядра включает
набор дополнительных программных продуктов. Сама операционная система
используется как базовый элемент организации автоматизированных рабочих мест
(АРМ) и построении автоматизированных систем. Дополнительное программное
обеспечение может устанавливаться по выбору и ориентировано на максимальную
автоматизацию управления и администрирования домена, что позволяет
уменьшить затраты на обслуживание АРМов и сконцентрироваться на
выполнении пользователями их целевой задачи.
294
6.9. КРАТКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ НЕКОТОРЫХ ППС,
ПРИМЕНЯЕМЫХ В БОРТОВЫХ СИСТЕМАХ
ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ РСА
Цифровые вычислительные средства в составе бортового оборудования
самолетов появились на рубеже 60-х годов и за относительно короткий срок
практически полностью заменили используемые ранее аналоговые вычислители,
поскольку обеспечивали более высокую точность решения задач,
характеризовались большей универсальностью применения и обладали широкими
логическими возможностями. В ХК ’’Ленинец'’ был создан первый в России
промышленный программируемый процессор сигналов Ц200 [43]. Он был
предназначен для обработки сигналов РСА в составе бортовой цифровой
вычислительной системы обработки сигналов и вывода РЛИ па систему
отображения радиолокационной информации рис. 6.5.
[ДАРУ
АЦП -> S
Ц200
БФТИ
ЭЛИ
АЦП
МПИ
Управление блоками
► БРЛС
Ц101
Ц102
..... Коррекция приемных
каналов
< В СОК
Разовые команды ПУ
Навигационные данные
Рис. 6.5. Структурная схема борговой цифровой системы обработки
сигналов и вывода РЛИ в РСА
Ввод сигналов в систему обработки осуществляется с помощью двух
(синфазного и квадратурного) аналого-цифровых преобразователей (АЦП)
основного приемного канала БРЛС. Частота дискретизации АЦП Fn = 14МГц,
количество разрядов - 8 (7+зн).
Сумматоры на выходах АЦП обеспечивают суммирование выборок по
дальности. Режим суммирования задастся программно по сигналам, поступающим
295
от БЦВМ Ц102. На выходах сумматоров разрядность сигнала увеличивается до 12.
Сигнал, поступающий на вход Ц200 упаковывается в 24 разрядные слова по 12р
(Н+зн).
Алгоритмы картографирования реализуются в БЦВС, состоящей из
управляющих БЦВМ Ц101, Ц102 и программируемого процессора сигналов
(ППС) Ц200.
Ц101 [43] - обеспечивает прием и обработку команд и навигационных
сигналов, выдачу их в Ц102 (Vx, Vy Vz, ах, ау, az, Н, команды и сигналы с
пульта управления и т.п.), формирование команд и сигналов управления блоком
формирования РЛИ для вывода на систему отображения телевизионного типа
(БФТИ). СОК, КЗА.
Ц102 [43] — обеспечивает формирование сигналов и команд управления
блоками БРЛС, загрузку и запуск программ Ц200, коррекцию приемных каналов,
управление и контроль системы.
Программируемый процессор сигналов Ц200 реализует в реальном
времени цифровую обработку радиолокационных сигналов, поступающих с
выходов приемных каналов БРЛС. Результаты этой обработки выдаются:
1) в БФТИ для формирования радиолокационного изображения;
2) в БРЛС для управления работой системы цифровой автоматической
регулировки усиления (ЦАРУ);
3) в Ц102 для организации процедур обработки информации в интересах
автоматического сопровождения целей.
Управление ППС осуществляет Ц102 путем пересылки ему по шине
МНИ набора программ, задающего текущий режим работы БРЛС. Ввод РЛ
сигналов производится по входной магистрам Е устройства предварительной
обработки (УНО) информации.
На рис. 6.6 приведена обобщенная структурная схема Ц200, в состав
которого входят:
— центральное процессорное устройство (ЦПУ) с памятью программ (ПП) и
сверхоперативной памятью СОЗУ;
— трехпортовое главное запоминающее устройство (ГЗУ);
— интерфейс внешнего управления (ИУ) с буферной памятью СЗУ;
— интерфейс вывода (ИВ) с буферной памятью ИЗУ;
— УПО с буферной памятью БЗУ;
- адаптер внутреннего интерфейса (АВИ), организующий потоки обмена
информации между устройслвами ППС.
Основные характеристики ППС Ц200 сведены в табл. 6.1. Несколько
позже на базе этого ППС был создан ЦЗОО, имеющий сходную структуру со своим
прототипом.
Одновременно велись работы по созданию специализированных
процессоров для обработки сигналов в НИИСИ РАН (КБ "Корунд-М"). Несколько
позже они представили свой образец сигнального процессора "Багет-55-02"
(Ц400), который выполняет операции ’’бабочка" со скоростью 42 млн. оп./с [42]. В
первых БЦВМ использовались неунифицированные шины, обеспечивающие
взаимодействие между блоками машины и преобразователи "код - аналог" и
"аналог - код” для связи с абонентами (шина Е в Ц200). По мере развития
296
структуры БЦВМ в качестве внутреннего интерфейса сначала использовался
интерфейс ’’общая шина”, ГОСТ 26765.51-86, а затем и системная шина VME,
которая уже является открытым интерфейсом. Аналоговый внешний интерфейс
дополняется радиальными каналами для передачи последовательных кодов с
пропускной способностью 48 кбит/с (ГОСТ 18977-79), затем в состав внешнего
интерфейса вводятся мультиплексные каналы с пропускной способностью
1 Мбит/с (ГОСТ 26765.52—87). В дальнейшем, по мере совершенствования
структуры, в составе внешнего интерфейса можно использовать каналы по
1ОСТ50832-95 (20 Мбит/с), сетевые интерфейсы типа AS4074 (HSDB), а в
интерфейс типа SCI (в варианте для систем реального времени - 1394) каналы с
пропускной способностью 1 Гбит/с и 1 Гб/с.
Рис. 6.6. Обобщенная структурная схема программируемого
процессора Ц200
Таблица 6.1. Основные характеристики ППС Ц200
Параметр Значение параметра
1. Быстродействие ЦПУ, млн. Компл. операций в секунду 7,14
2.Разрядность данных команд 12/24 44
3. Количество команд 202
4. Емкость ГЗУ, Кбайт 1536
5. Емкость СОЗУ, Кбайт 18
6. Скорость ввода данных по шине Е, млн 24-раз-рядных слов в секунду 20,0
7. Скорость ввода-вывода информации по шине МПИ , млн 16-разрядных слов в секунду 1,0
297
Масштабируемый ППС типа «Багет» представляет собой вычислитель-
ную систему типа МКМД со слабыми связями между процессорными элементами
(ПЭ) [42]. Архитектура ППС является открытой и использует две 32-разрядных
информационные шины с топологией, обеспечивающей поддержку модульного
принципа построения системы, а также поддержку гибкого масштабирования и
реконфигурации системы для выполнения различных задач ЦОС и расширения
системы в ходе всего ее жизненного цикла.
Каждый ПЭ по производительности на реальных задачах не уступает
ППС Ц-200. Все вычисления проводятся над 32-х разрядными числами с ПТ, что
устраняет проблему обеспечения требуемого динамического диапазона при ЦОС.
Количество ПЭ в блоке может изменяться в зависимости от вычислительной
сложности решаемых задач. Количество блоков в системе не ограничено. В
настоящее время максимальное количество ПЭ в одном ППС равно 128, пиковая
производительность этой системы равна 9,6 GFLOPS.
ППС строится на основе трех типов модулей, объединяемых
специализированной высокоскоростной шиной.
Модуль процессора данных (МПД) БТ55-202 используется как средство
интерфейса с инструментальной машиной (хостом), обеспечивает хранение и
загрузку специального ПО и управление ходом вычислений на ППС в целом.
МПД может нести до 2 мезонинных плат контроллеров интерфейсов и графики.
Модуль обработки сигналов (МОС) БТ55-201 построен на основе
четырех сигнальных микропроцессоров 1В577 (аналог DSP96002 фирмы Motorola)
и обеспечивает основную вычислительную мощность ППС. Производительность
ППС растет практически линейно с увеличением числа МОС. МОС с
микропроцессорами 1В577 50 МГц имеет пиковую производительность 25 млн.
«бабочек» в секунду или до 300 MFLOPS.
Модуль приема и буферизации данных (МБД) БТ55-401 используется как
средство интерфейса с АЦП, обеспечивает высокоскоростной прием и выдачу па
обработку информации, поступающей из внешних источников со скоростью до
120 Мбайт/с (30 млн. 32-разрядных слов в секунду) МБД обеспечивает также
каскадирование нескольких ППС.
Перечисленные модули объединены между собой тремя шинами: I-bus
(16 МГц, 64 Мбайт/с), HS-bus (16 МГц, 64 Мбайт/с) и ECD (0,5 МГц), как это
показано на рис. 6.7.
Физически шипы представляют собой 32-х разрядные цепочки
соединений типа точка/точка. что позволяет наращивать число модулей в системе
без снижения частоты работы шин. Каждая шина состоит из N сегментов, которые
могут работать как совместно, образуя глобальный канал, передающий 64 Мбайт в
секунду, так и независимо, как N отдельных шин с суммарной пропускной
способностью Nx64 Мбайт/с. Для обеспечения требуемой производительности и
пропускной способности внешних каналов производится наращивание конфигу-
рации ППС путем добавления в кольцо шин любого из названных модулей.
Во всех интеллектуальных модулях, включая графический контроллер,
используется только один тип микропроцессора - 1В577. Это обеспечивает
единство средств разработки программного обеспечения и упрощения процедуры
отладки программ пользователя.
Специализированная шина ППС конструктивно выполняется в виде
298
кросс-платы с разъемами для модулей. На кросс-плате размещена системная шина
УМЕ.
Рис. 6.7. Структурная схема - простейшая конфигурация ППС «Багет»
Управляющее вычислительное устройство (УВУ) — в составе
комплексов обеспечивает решение задач управления и сопряжения с внешними
устройствами. В качестве УВУ используется VME-модуль ЦП БТ23(33)-202 -
фактически одномодульная управляющая ЭВМ с собственной ОС. Этот модуль на
микропроцессоре 1В578 50 МГц с ОЗУ 16 Мбайт и РПЗУ 32 Мбайт имеет
производительность 37,1 VAX MIPS (Dhrystone21). Модуль может нести до 2
мезонинов и управлять дополнительными VME-модулями.
С внешними устройствами ППС может быть связан по RS-232C (с
хостом) и по параллельному 32-битному интерфейсу (с АЦП). Существуют также
и другие варианты внешних каналов.
ППС работают под управлением специализированного ПО реального
времени, хранящегося в ПЗУ МПД. Имеется программно-технологический
комплекс кросс-разработки и отладки прикладных программ в среде ОС типа
Unix. Программный комплекс составляется из компонент, предназначенных для
выполнения па ПЭ, но с учетом взаимодействия с остальными ПЭ. Прикладная
программа в каждом ПЭ выполняется без участия ОС. ППС предназначен для
потоковых, но достаточно простых по своим алгоритмам вычислений, не требую-
щих для их языка программирования высокого уровня (ЯПВУ). Параллельное
про1раммирование ППС производится на языке Ассемблер ASM96002. Отказ от
использования ЯПВУ обеспечивает, с одной стороны снижение накладных расхо-
дов по производительности, с другой - предоставляет широкие возможности
оптимизации кода за счёт использования развитого внутреннего параллелизма
процессора DSP96002.
Семейство ППС «Багет» включает в себя многомашинные комплексы
«Багет-25», «Багет-55» и «Багет-56», варианты конфигурации которых представ-
лены в табл. 6.2 [42]. Достоинством ППС семейства «Багет» является универсаль-
ность, позволяющая решать любые задачи ЦОС за счёт стопроцентной
программи-руемости. Основным недостатком является относительная
«дороговизна» выполнения массовых макрокоманд («свертка» и алгоритмы БПФ),
к которым в основном сводится ЦОС.
В табл. 6.3 для сравнения приведены основные характеристики бортовых
ППС, применяющихся в настоящее время в системах обработки сигналов РСА.
299
Таблица 6.2. Варианты конфигурации многомашинных комплексов Багет-25,
Багет-55 и Багет-56
Тип модуля Тип программируемого процессора сигналов
Багет-25 Багет-55 Багет-56
19 мест спецшины ППС и 2 места УМЕ 9 мест шины ППС и 1 место УМЕ 6 мест шины ППС и 3 места VMF
Базовая конфигурация
МИД 1 МПД БТ55-202А 1 МПД БТ55-202 1 МОД БТ55-202
МВД 1 МВД БТ55-401А 1 МВД ВТ55-401 1 МВД БТ55-401
мос 1 МОС БТ55-201А 1 МОС БТ55-201 4 МОС БТ55-201
Максимальная конфигурация
МИД 1 МОД 1 МПД 1 МПД БТ55-202 до двух мезонинных плат на МПД 1 МПД БТ55-202, до двух мезонинных плат на МПД
МВД — — 1 МВД БТ55-401 1 МВДБТ55-401
мос 18 МОС до 14- 17 МОС 6-7 МОС БТ55-201 4 МОС БТ55-201
МБД нет 1-4 МБД 1-2 МБД 1 МБД
УВУ — — 1 УВУ БТЗЗ-202 с двумя мезонинными платами на УВУ 3 УВУ БТЗЗ-202 с двумя мезонинными платами на каждом УВУ (всего 6 мезонинов)
Пиковая произво- дитель- ность при макси- мальной конфигу- рации до 450 млн. "бабочек” или до 5400 MFLOPS до 100-150 млн. "бабочек" или до 1800 MFLOPS, при вводе до 60 млн. 32- разрядных слов данных в секунду до 100 млн. "бабочек" в секунду или до 1200 MFLOPS. при вводе до 30 млн. 32- разрядных слов данных в секунду
Таблица 6.3. Основные характеристики бортовых НИС
ППС Разрядность, данных, бит Число ПЭ, шт. Производительность ППС
сФТ с ПТ млн. бабочек/с млн. ДУ/с MFLOPS
Ц200 12/24 — 9 7,14 28,56 —
ЦЗОО 16/32 32 8 94 376 1128
Ц400 — 32 12 42 168 1008
Багет-25 — 32 17 450 — 5400
Багет-55 — 32 7 150 — 1800
Багет-56 — 32 4 100 — 1200
300
Глава 7
ОЦЕНКА ОСНОВНЫХ ИНФОРМАЦИОННЫХ
ПОКАЗАТЕЛЕЙ РСА ВР В ПРОЦЕССЕ ЛЕТНЫХ
ИСПЫТАНИЙ И ОСВИДЕТЕЛЬСТВОВАНИЯ
АППАРАТУРЫ
7.1. ОСНОВНЫЕ ИНФОРМАЦИОННЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ
РСА ВР И МЕТОДИКИ ИХ ОЦЕНКИ
РСА, входящая в состав бортового комплекса самолета ВР,
предназначена для получения РЛИ, которые используются для
решения задач обнаружения, классификации, определения
параметров и координат наземных объектов. Следовательно,
оценка качества функционирования и эффективность такой
системы должны проводиться прежде всего по характеристикам
РЛИ. При этом необходимо располагать показателями для
количественной оценки качества таких систем.
Необходимо отметить, что несмотря на стремительное
приближение по разрешающей способности современных РСА к
видовым системам ВР оптического диапазона (аэрофотоанпаратам
и оптико-электронным средствам), радиолокационные изображе-
ния обладают существенными особенностями, обусловленными,
главным образом, спецификой дифракции электромагнитных волн
радиодиапазона на телах сложной формы и когерентным
характером обработки отраженных от них сигналов (рис. 7.1):
радиолокационное изображение объектов в значительной
степени зависит от угла наблюдения;
~ наличие зернистости (“спекл”-шума) на изображениях
однородных участков поверхности;
- динамический диапазон РЛИ на несколько порядков
превышает динамический диапазон оптического снимка;
- на изображениях объектов и участков поверхности,
обладающих сильными отражениями электромагнитных
волн в сторону антенны РСА, появляются яркие
крестообразные “ореолы*’, вызванные боковыми лепестками
301
отклика системы обработки сигналов на точечный
отражатель.
В настоящее время не существует общепринятого
интегрального показателя оценки качества работы РСА. Трудность
выработки такого показателя, как уже указывалось в п. 4.1,
обусловлена не только сложностью структуры подобной системы и
множеством случайных факторов, сопровождающих ее
функционирование, но и многообразием условий применения
системы. В качестве частных показателей оценки качества работы
систем обычно используются отдельные информационные
характеристики РСА, которые можно оценить по РЛИ:
- разрешающая способность по координатам путевой Зх,
наклонной 8г и горизонтальной 8у = 8г secy дальностям
(пространственное разрешение);
- интегральный &блинт и максимальный 6блтах уровни
боковых лепестков откликов РСА на точечные отражатели
(импульсных откликов);
- динамический диапазон £>РЛИ сигналов радиолокационного
изображения;
- масштабы изображения Мх, Mr, Mv по координатам х,
г и у соответственно;
- уровень геометрических искажений РЛИ;
- радиометрическое разрешение aN;
РЛИ в РСА ВР формируется по координатам наклонной г
и путевой х дальностям. Однако при сопоставлении данных
радиолокационной ВР с топографической картой информационные
характеристики (да и само РЛИ) целесообразно оценивать в
координатах путевой х и горизонтальной у дальностей, т.е.
следует осуществлять пересчет координаты г, характеристик 8г и
Мг в характеристики у, 8у и Мv.
302
a)
Рис. 7.1. Фотография участка местности (а) и его радиолокационное
изображение (б)
303
7.1.1. Разрешающая способность
Одним из важнейших информационных показателей РСА
является разрешающая способность, которая определяет деталь-
ность и качество радиолокационного изображения (рис. 7.2 - 7.4).
Рис. 7.2. РЛИ аэродрома (РСА “КОМПАКТ”, разрешающая способность
8х = 8у « Зм [55])
Рис. 7.3. РЛИ вертолетной площадки (РСА “PAMIR”, разрешающая
способность 8х = 8 у » 0,1м [55])
304
Рис. 7.4. РЛИ участка местности с различной разрешающей способностью
(а и б - РСА “AER-II” разрешение 1м, в и г ~ РСА ’’PAMIR” [55]
разрешение 0.1м)
При разработке и анализе возможностей РСА обычно
используются характеристики, называемые потенциальными
(потенциально достижимыми для данной аппаратуры РСА).
Потенциальная разрешающая способность по наклонной и
горизонтальной дальностям определяется шириной спектра
зондирующего сигнала Af и углом наблюдения у:
tVj/ = ^rsec/, (7.1)
2 2Д/
20. Изд. №9977
305
где с = 3-IO8 м/с - скорость распространения радиоволн; rtii -
длительность сжатого по дальности импульса передатчика РСА.
Потенциально достижимая разрешающая способность по
координате путевой дальности (азимуту) РСА БО в режиме
картографирования равна половине линейного размера d 4 антенны
РСА:
Sx = . (7.2)
2
В реальных условиях характеристики радиолокационных
изображений, формируемых аппаратурой РСА, отличаются от
потенциальных. Воздействие различных факторов при формиро-
вании зондирующих сигналов, их распространение до подсти-
лающей поверхности и обратно, прохождение через тракт приема и
обработки приводят к появлению искажений в выходной
информации. Главными источниками искажающих воздействий
являются:
- нестабильности отражающих свойств объектов, движение
подстилающей поверхности (море, растительность,
подвижные объекты);
- затухание сигналов, фазовые и поляризационные нестабиль-
ности в трассе распространения сигналов;
- аппаратурные нестабильности и искажения, связанные с
прохождением сигналов через тракт РСА;
- нестабильности траектории движения носителя РЛС;
- ограниченные возможности систем отображения и регистра-
ции РЛИ.
Реальную разрешающую способность радиолокационной
системы, как правило, оценивают по результатам испытательных
полетов над специальным полигоном с мерительными объектами
(радиополигоном) путем статистической обработки получаемых
РЛИ.
Традиционно (исторически) при визуальных способах
оценки разрешающей способности по РЛИ в некогерентных РЛС в
качестве количественной характеристики разрешающей способ-
ности удобнее было рассматривать минимальные расстояния
между точечными отражателями по координатам путевой
306
Лх - Axnun, наклонной Аг = Дг^ или (и) горизонтальной
Ду = Д);п дальностям, при которых они наблюдаются на РЛИ
раздельно, по наличию “провала” яркости между их отметками
(критерий Рэлея). Эти параметры и были приняты в качестве
количественной оценки характеристик разрешающей способности
по “методу разделения объектов”. Экспериментально такая оценка
получается путем облета радиолокационной миры, образуемой по
координатам х и у набором близко расположенных с перемен-
ным шагом уголковых отражателей (УО) на однородном слабо
отражающем участке местности (радиополигоне) и последующей
визуально-инструментальной обработкой РЛИ миры (рис. 7.5, а).
Существенным недостатком такой оценки разрешающей
способности в когерентных РЛС, и в частности в РСА, является
зависимость ее от разности фаз сигналов, отраженных от близко
расположенных У О. В силу интерференции сигналов, отраженных
от близко расположенных элементов миры, случайность их
начальных фаз обуславливает случайный характер величины
провала в яркости (интенсивности) между отметками отражателей
на РЛИ. Достоверную оценку разрешающей способности РСА при
этом можно получить только при многократном облете
радиолокационной миры с последующим усреднением результатов
измерений.
В связи с этим, а также с учетом применения
автоматизированных (с помощью ЭВМ) методов обработки
радиолокационных изображений на современном этапе для РСА
более предпочтительной является оценка разрешающей
способности по ширине отклика на точечный отражатель
(“метод импульсного реагирования”} (рис. 7.5, б), которую можно
получить за один пролет радиолокационной миры, образованной из
совокупности отдельно расположенных на местности УО (на
расстоянии между УО значительно большем 8х, 8у ).
Определенным недостатком этой методики оценки
разрешающей способности является существенно большая ее
зависимость по сравнению с методикой разделения отражателей от
нелинейности тракта приема, обработки и регистрации сигналов
РСА, которая в большей степени влияет на ширин)7 отклика РСА,
чем на величину провала в интенсивности отметок от близко
20* 307
расположенных У О. Поэтому для учета влияния нелинейности
тракта формирования РЛИ на ширину импульсного отклика РСА
при данной методике следует контролировать (определять) по
специальной (градационной) мире амплитудную характеристику
тракта и корректировать в соответствии с ней отсчеты сигналов
от УО при определении ширины откликов РСА на УО.
Градационная мира должна состоять из последовательности УО с
нарастающей ЭПР от отражателя к отражателю с шагом
расположения на местности, значительно большем величин Sx,
§У-
Рис. 7.5. Методы оценки разрешающей способности по РЛИ: “метод
разделения объектов” (а), “метод импульсного реагирования” (б), “метод
резкости границы” (в)
При цифровой обработке сигналов в современных РСА
радиолокационное изображение представляется матрицей отсчетов
интенсивности, т.е. является дискретным по координатам х и г. В
этом случае оценке ширины отклика РСА должна предшествовать
операция восстановления его по дискретным отсчетам (аппрокси-
мация цифровых отсчетов некоторой непрерывной функцией).
Методы аппроксимации отсчетов подробно будут рассмотрены в
пп. 7.3.3.
Необходимо отметить, что если точечные объекты
отсутствуют на радиолокационном изображении, есть большой
соблазн оценивать разрешение по интервалу корреляции РЛИ при
наблюдении однородного фона, но этот метод не регистрирует
ухудшение разрешения РСА, вызванного фазовыми ошибками -
главным источником искажений формы передаточной функции
308
тракта формирования РЛИ. Наиболее предпочтительным в этом
случае является метод, который состоит в оценке разрешения по
резкости границы. После выбора фрагмента делают интерполяцию
и поворот РЛИ таким образом, чтобы граница была направлена
вдоль строки и далее снимают переходную функцию, усредняя её
отсчеты вдоль границы. Для колоколообразной передаточной
функции переходная функция описывается интегралом
вероятности, а разрешение по уровню -3 дБ численно равно
расстоянию между уровнями 0,15 и 0,85 переходной функции
(рис. 7.5, в), умноженному на масштабы РЛИ [11].
7.1.2. Уровень боковых лепестков отклика РСА на точечный
отражатель
Информационные свойства радиолокационного изображе-
ния существенно зависят от уровня боковых лепестков (БЛ)
отклика РСА на точечный отражатель, создающих вблизи ярких
целей “ореолы” в виде четырехлучевой звезды (рис. 7.6). Наличие
боковых лепестков на РЛИ приводит к искажению формы
радиолокационных портретов объектов и маскированию отметок от
малоразмерных слабоотражающих объектов.
Интегральный уровень боковых лепестков характеризует
величину максимума импульсного отклика РСА по отношению к
фону, создаваемому боковыми лепестками:
р2(р)ф- I /2(р)ф
блинт
р2(р)ф
где
вектор координат
(7.3)
РЛИ;
®xf — \-ЛЛёх < х <Л А8х.—\ASr <г <1.4т>г] - область вблизи
основного пика сигнальной функции (рис. 7.6); 7(р) = е(р) - РЛИ
мерительных объектов.
Максимальный уровень боковых лепестков определяется
отношением амплитуды ZGnmax самого интенсивного по яркости
309
бокового лепестка к амплитуде 7тах главного лепестка (ГЛ)
отклика:
блтах битах / max * (7»4)
Максимальный уровень боковых лепестков так же, как и ширина
основного лепестка сигнальной функции, зависят от вида
используемой в РСА весовой (огибающей) импульсной
характеристики при согласованной обработке сигналов (табл. 7.1).
Рис. 7.6. Боковые лепестки импульсного отклика РСА
Таблица 7.1. Интегральный и максимальный уровни Б Л
для различных весовых функций
Вид весовой функции Относительная ширина ГЛ бл ИНТ 20lgZ>, ,дБ v о бл max ’
Равномерная 1,0 0,0705 -13,3
Параболическая 1,3 — -20,6
Хеннинга 1,6 0,0103 -32,0
Хэмминга 1,45 0,178 -42,0
Под относительной шириной в табл. 7.1 понимается ширина
сигнальной функции, нормированная к ширине отклика при
равномерной весовой функции.
Отметим, что в современных РСА для уменьшения уровня
боковых лепестков отклика на точечный отражатель по дальности
при использовании ФКМ зондирующих импульсов применяются
310
специальные коды (например, М - последовательности). Такой
сигнал позволяет снизить интегральный уровень боковых
лепестков по наклонной дальности до -бОдБ за счет усложнения
процедуры формирования и обработки сигналов.
Однако в реальных условиях, также как и значение
разрешающей способности, уровень боковых лепестков опреде-
ляется большим числом других факторов: нестабильностями
траектории носителя, нриемопередающего тракта и системы обра-
ботки, ошибками дискретизации сигналов, конечной разрядностью
вычислений в сигнальном процессоре и др. Эти нестабильности и
ошибки приводят к флуктуациям фазы траекторного сигнала, что, в
свою очередь, приводит к увеличению максимального и интеграль-
ного уровня боковых лепестков. В табл. 7.2 приведены
характерные значения интегрального уровня боковых лепестков,
обусловленных перечисленными факторами [6].
Таблица 7.2. Характерные величины 6блин> для различных источников
флуктуаций
Источник флуктуаций 201g с? ОЛ ИНТ по азимуту, дБ 201g b.nmrr по о ОЛ ИНТ дальности, дБ
Траекторные нестабильности Среда распространения Приемопередатчик Фазовый детектор АЦП (6 разрядов) Цифровая система обработки (32 разряда) Неопределенность “азимут — дальность” - 25 ... -30 - 25 ... -30 - 25 ... -35 - 30 ... -35 -30 -40 - 30 ... -40 -30...-35 •я* -40 -40 ... -50
7.1.3. Уровень собственных шумов и динамический
диапазон РЛИ
Уровень собственных шумов определяется средним
значением сг1гнала РЛИ в отсутствие радиолокационных сигналов
на входе приемника РСА, Уровень шумов 1Ш соответствует
среднему уровню сигнала на участках РЛИ со слабо отражающими
свойствами (тени, спокойная водная поверхность и т.п.). Этот
311
параметр отражает влияние всей совокупности шумов РСА в
процессе приема и обработки сигналов и характеризует
чувствительность РСА.
Динамический диапазон РЛИ определяется как отношение
/тах максимального уровня сигнала РЛИ к уровню шумов 1ш:
Чли = • (7-5)
1 Ш
Динамический диапазон зависит от способа построения
приемопередающего устройства, наличия регулировки усиления
приемника, нелинейностей в радио- и видеотракте, характеристик
системы обработки, формата хранения цифровых
радиолокационных изображений и т.д.
Отметим, что в сантиметровом диапазоне волн
динамический диапазон на входе РСА при высокой разрешающей
способности =сг„т^/сг, может достигать 60 ... 70 дБ
(°"фт>п“ 10 4м2 - ЭПР фона типа водная поверхность, <тцтах =10^
- ЭПР уголкового отражателя). Это обстоятельство вынуждает при
цифровой системе обработки формировать РЛИ в формате 2 байта
на отсчет (пиксель), достаточного для сохранения необходимого
динамического диапазона. При выводе радиолокационного
изображения на экран монитора ЭВМ, динамический диапазон
которого не превышает 30 ... 35 дБ, используют дополнительные
методы цифровой обработки изображений (преобразование
гистограммы, изменение яркости и контрастности, псевдоцветовое
кодирование и т.п.).
7.1.4. Геометрические искажения РЛИ
Геометрические искажения нарушают точность передачи на
РЛИ относительного положения и размеров элементов местности и
объектов, от которых зависит точность определения координат,
достоверность передачи формы распределенных объектов и
расстояний между объектами и элементами местности.
Геометрические искажения РЛИ поперек линии пути (по
горизонтальной дальности) обусловлены:
312
- масштабными искажениями пересчета наклонной дальности
Г в горизонтальную дальность у в соответствии с
изменением углов падения;
- смещениями отметок обусловленными случайным
характером изменения высот элементов местности
объектов;
- траекторными нестабильностями самолета.
Влияние рельефа иллюстрирует рис. 7.7. В зависимости от
угла визирования у отражатели, равномерно расположенные на
местности по горизонтальной дальности, могут давать отметки на
РЛИ со смещением по наклонной дальности (рис. 7.7, б) вплоть до
инверсии (рис. 7.7, а) или исчезновения отметок из-за попадания в
зону радиолокационной тени (рис. 7.7, в) [11].
Рис. 7.7. Влияние угла падения на смещения отметок, вызванные
рельефом местности
Геометрические искажения РЛИ вдоль линии пути (по
азимуту) вызываются следующими факторами:
- масштабными искажениями при синтезе РЛИ;
- флуктуациями фазы траекторных сигналов на интервале
синтезирования, вызывающими случайные отклонения в
азимутальной плоскости синтезированной диаграммы
направленности;
- смещениями отметок, вызванными движением
наблюдаемых объектов.
Уровень геометрических искажений определяется при
испытании РСА путем измерения по РЛИ расстояний между
отметками УО с известными координатами.
313
7.1.5. Радиометрическое разрешение
Известно, что информативность и интерпретируемость
(дешифрируемость) РЛИ зависят не только от пространственного,
но и от радиометрического разрешения aN (4.5) [12, 53], которое
характеризует возможность различения на РЛИ распределенных
объектов, отличающихся по удельной ЭПР, и определяет
достоверность оценки интенсивности отражения от той или иной
поверхности.
На основании анализа большого количества
экспериментальных материалов в [53] предложена эмпирическая
формула для количественной оценки дешифрируемости РЛИ:
U = UQ exp
8x8rcrN
(7.6)
где U - численный показатель дешифрируемости РЛИ; Uo -
начальное максимальное значение дешифрируемости; F -
критическое значение “объема” 8x8r(JN интегрального элемента
разрешения, при котором показатель дешифрируемости
ухудшается более чем в 2,7 раза;
mJN
(7.7)
- относительное радиометрическое разрешение (см. п. 4.1, (4.4),
(4.5)); er9 т - СКО и среднее значение флуктуаций яркости РЛИ
однородной шероховатой поверхности; N - число некогерентно
суммируемых РЛИ. Для “линейного” выхода (детектора) РСА при
рэлеевской плотности распределения флуктуаций яркости РЛИ, как
указывалось в п.п. 1.6.2 отношение а/т — 0.52. при квадратичном
выходе для экспоненциальной плотности флуктуаций сх/т -1.0. В
РСА при значительном подавлении шумов аппаратуры в РЛИ
основным фактором, определяющим радиометрическое
разрешение <т¥, являются спекл-флуктуации яркости изображений
однородных шероховатых поверхностей.
314
Из приведенной формулы (7.6) следует, что при оценке
дешифрируемости РЛИ радиометрическое разрешение (разрешение
по полутонам серого) выступает на равных правах с
пространственным разрешением по наклонной г и путевой х
дальностям. Правда, это утверждение справедливо в основном при
дешифрировании РЛИ распределенных объектов: земных
(морских) поверхностей различных структур и с различными
покровами. При обнаружении, распознавании и определении
координат искусственных объектов (особенно малоразмерных)
дешифрируемость в большей степени определяется
пространственным разрешением РСА.
7.2. КАЛИБРОВКА РАДИОЛОКАЦИОННЫХ
ИЗОБРАЖЕНИЙ В РСА ВР
Возникнув первоначально как всепогодное средство
наблюдения земной (морской) поверхности и объектов с высоким
разрешением, в последующем РСА ВР в силу высокой
информативности и специфики визуальной интерпретируемости
получаемых РЛИ стали широко использовать передовые цифровые
технологии по обработке сигналов и изображений: методы и
алгоритмы автоматического и автоматизированного обнаружения,
распознавания, определения характеристик и функционального
состояния целей, координатометрии и измерений по РЛИ. Это
позволило заметно расширить ее функциональные возможности.
Поэтому современные РСА ВР должны обладать характеристиками
измерительного инструмента, позволяющего обеспечить высокую
точность получаемой радиометрической и геометрической
информации, а также соответствие ее заданным требованиям. Эта
задача достигается при калибровке РЛИ в процессе летных
испытаний и эксплуатации аппаратуры РСА.
Калибровка предполагает сравнение результата с некоторой
эталонной величиной с тем, чтобы обеспечить независимость
полученных данных от характеристик конкретной аппаратуры РСА
и метода формирования конечных изображений. При калибровке
РСА соответствующей процедуре должны подвергаться [11]:
315
- радиолокационный канал (объект наблюдения, трасса
прохождения сигнала, антенная система и
приемопередающее устройство);
ц система регистрации данных;
- процессор формирования изображений;
- методика и аппаратура определения характеристик РЛИ.
В РСА широко применяют методы внутренней и внешней
калибровки.
Внутренняя калибровка используется при предполетной
подготовке РСА, а также в полете. Она реализуется с помощью
специальных технических средств (измерителей, датчиков Конт-
рольных сигналов и т.д.), закладываемых в бортовую аппаратуру, и
соответствующих контрольных режимов, включаемых в цикло-
грамму наземной отработки РСА или ее контроля в полете.
В целях внутренней калибровки в состав РСА включаются
следующие датчики и устройства (рис. 7.8):
- измеритель проходящей мощности передатчика (направлен-
ный ответвитель с детекторной секцией);
измеритель шумфактора приемника (генератор шума на
лавинопролетном диоде);
- имитаторы цели на гиперзвуковых линиях задержки,
включаемых в СВЧ тракт и формирующих задержанную
копию зондирующего сигнала для сквозной проверки
тракта;
- генератор контрольного сигнала, формируемого из зонди-
рующего сигнала передатчика для снятия фазочастотной
характеристики УПЧ и фазовых детекторов;
- калибратор АЦП;
датчики контрольных задач для проверки и калибровки
цифровых устройств обработки сигналов (калибратор
процессора сигналов).
Внешняя калибровка выполняется в полете при штатной
работе РСА по специально подготовленной обстановке наземных
средств (эталонных отражателей) с известными характеристиками.
Кроме того, применяются специальные контрольные или
юстировочные режимы, позволяющие в полете оценить
характеристики устройств, входящих в РСА. В результате внешней
калибровки обеспечивается сверка получаемой информации с
316
известными характеристиками тест-объектов, а также
производится поверка бортовых средств внутренней калибровки.
Н
И
Измеритель
проходящей
мощности
Генератор
контрольного *
chi нала
Калибратор
АЦП
Приемник
Фазовый
детектор
АЦП
Антенный
коммутатор
Генератор
опорных частот
СВЧ - тракт
Пиита гор
цели
< '
Калибратор
процессора
сигналов
. М •-
Усилитель
мощности
Блок
формирова
ния
Процессор
сигналов
шзш
РЛИ
Рис. 7.8. Обобщенная структурная схема РСА с устройствами внутренней
калибровки
Внешняя калибровка производится с помощью пассивных и
активных источников эталонных сигналов. Она считается
универсальным способом получения полной информации об
истинных характеристиках РСА. В качестве источников
калибровочных сигналов используют различные средства:
- точечные пассивные отражатели - пластины, уголковые
отражатели, сфера (рис. 7.9, а и б);
— активные калибрагоры - приемо-передатчики
(транспондеры), создающие эталонные отражения со строго
определенными параметрами (рис. 7.9, в);
- поверхностно-распределенные цели с известными и
постоянными значениями УЭПР.
К основным техническим характеристикам указанных
средств относятся:
- диапазон углов наблюдения, в пределах которого
сохраняется заданное значение ЭПР;
- вероятность и степень искажений диаграммы обратного
рассеяния;
- степень выраженности краевых эффектов.
317
Типы и основные характеристики пассивных отражателей
приведены в табл. 7.3 [11]. Отметим, что особо эффективным
пассивным калибратором считаются линзы Люнеберга, которые
отличаются высокой однородностью диаграммы обратного
рассеяния в широком диапазоне углов наблюдения, в отличие от
уголковых отражателей, требующих точной ориентации и более
чувствительных к переотражениям от подстилающего фона.
Однако единственным типом пассивного отражателя, с помощью
которого можно обеспечить большие значения ЭПР являются на
сегодняшний день только уголковые отражатели.
Рис. 7.9. Пассивные (а - пластина и уголок, б — линза Люнеберга)
и активный (в) источники эталонных сигналов
для внешней калибровки РСА
Активные радиолокационные калибраторы (транспондеры)
(рис. 7.10) - это устройства, принимающие, усиливающие и
переизлу чающие сигнал с сохранением его когерентности [54].
С помощью управляемого аттенюатора транспондера
(рис. 7.10, а) принятый сигнал РСА модулируется доплеровской
318
частотой Q таким образом, чтобы переизлученный сигнал
представлял собой комбинацию трех составляющих:
i4„o,=(l + cos(O())«''»=le/<‘w>'+e>“+AH0"’'' (7.8)
где со - несущая частота РСА, Q - частота модуляции
транспондера.
Таблица 7.3. Характеристики пассивных отражателей
Тип Диаграмма обратного рассеяния, град Максим ум ЭПР, м2 Воздействие от переотраже- ний фона Выражен- ность краевых эффектов
Пластина 10 10 Сильное Сильная
Уголковый отражатель 40 10000 Сильное Сильная
Диск- цилиндр (“шляпа”) 60 10 Слабое Сильная
Линза Люнеберга 140 10 Слабое
сФеРа 360 10 Слабое Слабая
а)
Рис. 7.10. Обобщенная функциональная схема (а) и конструкция (б)
активного радиолокационного калибратора
319
Применение усилителя мощности в калибраторе позволяет
использовать слабонаправленные антенны. Давая мощные отметки
на РЛИ, транспондеры используются для радиометрической и
геометрической калибровки РСА.
7.3. ОРГАНИЗАЦИЯ ПОЛЕТОВ И НАЗЕМНАЯ ЦИФРОВАЯ
ОБРАБОТКА ДАННЫХ ПРИ ОЦЕНКЕ
ИНФОРМАЦИОННЫХ ХАРАКТЕРИСТИК РСА
7.3.1. Радиолокационный полигон для оценки характеристик
РСА
Радиолокационный полигон предназначен для испытаний и
освидетельствования аппаратуры РСА. Зона полигона представляет
собой статистически однородную слабоотражающую поверхность
с расположенными на ней радиолокационными мирами.
Проверочные миры представляют собой наборы определенным
образом расположенных уголковых отражателей. Как правило, в
состав радиолокационного полигона включают два набора мир:
мира для оценки разрешающей способности и мира для оценки
динамического диапазона и линейности амплитудного тракта РСА
(рис. 7.11).
Направление облета полигона носителем РСА
Рис. 7.11. Пример схемы радиолокационного полигона для оценки
характеристик РСА
320
Уголковые отражатели (УО), входящие в состав мир,
изготавливаются из металлических равносторонних треугольных
граней (рис. 7.12).
Рис. 7.12. Уголковый отражатель проверочных мир
Размер а внутреннего ребра грани должен соответствовать
заданной эффективной поверхности отражения УО, рассчиты-
ваемой по формуле
4 а4
<т = -я(—), (7.9)
J
где а — ЭПР УО в квадратных метрах, Л - длина волны РСА.
Рассчитанные по формуле (7.9) размеры и соответствующие ЭПР
УО для длин волн А =0,03м и Л =0,05м приведены в табл. 7.4.
Таблица 7.4. Размеры и соответствующие ЭПР УО для различных длин
волн
№ УО Длина(а) внутреннего ребра У О, см 2=0,03 м Л=0,05м
ЭПР ЭПР
м2 ДБ ? М~ ДБ
1 6,8 0,10 -10 0,036 -14,4
2 9Д 0,32 -5 0,115 -9,4
3 12,1 1,00 0 0,36 -4,4
4 16,1 3,16 5 1,13 0,51
5 21,5 10,00 10 3,6 5,5
6 28,7 31,6 15 11,36 10,5
7 38,3 100 20 36,05 15,5
8 51,1 316 25 114,2 20,5
9 68,1 1000 30 360,2 25,5
10 90,8 3162 35 1138,9 30,5
11 121,1 10000 40 3605,6 35.5
12 161,5 31623 45 11398,8 40,5
13 215,3 100000 50 36003,6 45,5
21. Изд. №9977
321
Особое внимание при изготовлении конструкции У О
уделяется точности изготовления граней и перпендикулярности их
соединения. Общая погрешность в ЭПР уголкового отражателя не
должна превышать 1дБ. Для каждого изготовленного УО,
входящего в состав радиолокационных мир, должны быть
проведены экспериментальные измерения индикатрисы рассеяния
в вертикальной и горизонтальных плоскостях.
Проверочная мира для оценки разрешающей способности
состоит из 9 УО, расположенных квадратом в 3 ряда по 3
отражателя (рис. 7.11). Одна из диагоналей квадрата перпенди-
кулярна к маршруту полета самолета - носителя РСА. Размеры УО
этой миры выбираются таким образом, чтобы обеспечить
превышение ЭПР подстилающей поверхности (короткая сухая
трава, бетон или асфальт) на 25 ... 30 дБ. Уголковые отражатели
устанавливаются на подставках и с помощью специальных
приспособлений ориентируются таким образом, чтобы оси,
проходящие через максимумы диаграммы переотражения, были в
азимутальной плоскости перпендикулярны линии полета самолета
с точностью ±3°, а в вертикальной плоскости установлены с
точностью ±3° относительно угла наблюдения РСА.
Расстояние между соседними У О выбирается в диапазоне
100 ... 120м для исключения взаимного влияния откликов на РЛИ
друг на друга. Координаты расположения УО с высокой точностью
привязываются к карте местности.
Мира, используемая для измерения динамического
диапазона и линейности приемного тракта РСА, состоит из 12
уголковых отражателей, ЭПР которых увеличивается на 5дБ - от
наименьшей (-ЮдБ) до наибольшей ЭПР (45дБ). Уголковые
отражатели размещаются на бетонной площадке. При этом ось
миры направлена под углом 45° по отношению к линии пути
самолета. Радиолокационное изображение радиополигона с
мерительными объектами приведено на рис. 7.13.
Отметим, что при размещении уголковых отражателей
проверочных мир на радиолокационном полигоне должны быть
приняты меры к ослаблению переотражений от подстилающей
поверхности. С этой целью перед УО рассыпают песок для
рассеивания электромагнитной энергии или поглощающие
материалы.
322
Для измерения уровня шумов РСА могут использоваться
тени от искусственных или естественных объектов, а также
спокойная водная поверхность (например, пруд, озеро и т.п.),
которые находятся в районе мерительных мир.
Рис. 7.13. Радиолокационное изображение радиополигона с
мерительными объектами
7.3.2. Организация полетов
Перед проведением летных испытаний аппаратуры РСА
составляется план полета, включающий в себя количество
проходов над мирами, профили полета, временные характеристики
и т.п. При планировании полетов учитываются параметры полета,
соответствующие режимам работы РСА, обеспечивающим
получение изображений наилучшего качества. В процессе полета
навигационные параметры регистрируются одновременно с
регистрацией сигнала радиоголограммы.
323
Записанная на бортовой регистратор цифровая
радиоголограмма обрабатывается на наземном процессоре
сигналов с целью получения радиолокационного изображения,
которое выводится на экран монитора для поиска участка
радиополигона.
7.3.3. Измерение разрешающей способности
Разрешающая способность РСА определяется по
радиолокационному изображению уголковых отражателей миры
разрешения (импульсному реагированию). Так как импульсное
реагирование РСА представлено в виде дискретных отсчетов, для
определения ширины откликов на уровне -3 дБ применяются
методы их аппроксимации по цифровым отсчетам. В настоящее
время наиболее распространены два метода аппроксимации
импульсного отклика РСА:
- аппроксимация отклика по его цифровым отсчетам
гауссовской двумерной функцией;
- интерполяция отклика по его отсчетам с использованием
дискретного преобразования Фурье.
Аппроксимация импульсного отклика РСА по его цифровым
отсчетам гауссовской функцией
Предполагается, что аппаратура РСА и процедура
обработки радиоголограмм реализованы таким образом, что форма
откликов импульсного реагирования не искажается различными
дестабилизирующими факторами, а уровень боковых лепестков
достаточно мал. Тогда форма основного лепестка может быть
аппроксимирована следующей двумерной гауссовской функцией
[И]:
•ехр
(7.10)
где А - значение максимума функции (пика); х0,г0 - координаты
максимума функции /г(х,г); dx,dr - параметры, характеризующие
ширину функции.
В представленной выше функции имеется пять неизвестных
324
параметров (A, xQ,rQ,dx, dr), для нахождения которых требуется
совпадение аппроксимирующей функции (7.10) в пяти точках
радиолокационного изображения отклика (рис. 7.14). Цифровые
отсчеты РЛИ каждого отклика на У О радиолокационной миры
предварительно корректируются с учетом полученной по методике
(п.п. 7.3.5) амплитудной характеристики тракта формирования
РЛИ. Скорректированные отсчеты сводятся в таблицы
(рис. 7.14, б).
а) I Ь5
Рис. 7.14. Выбор отсчетов РЛИ для аппроксимации функцией Гаусса
Для контроля за правильностью построения аппроксими-
рующей кривой строится график радиолокационных срезов по
путевой и наклонной дальностям. Примеры таких срезов
приведены на рис. 7.15. На эти же графики наносится исходное
значение сигнала РЛИ. С учетом найденных по пяти точкам
радиолокационного изображения параметров аппроксимирующей
функции вычисляется ширина откликов на уровне половинной
мощности (-ЗдБ) в пикселах:
по координате х рх = 2- dx [0.51п(2)]° 5 =1.177 dx пикселов,
по координате г рг = 2- dr [0.51п(2)]°5 =1.177 dr пикселов.
Аналогичные вычисления и построение графиков
осуществляется для всех изображений 9 уголков миры разрешения.
325
Поиск максимумов откликов от уголковых отражателей на РЛИ
может осуществляться как вручную, так и автоматически,
вычисляются средние значения ширины откликов по
координатам:
Далее
двум
/=1
Рис. 7.15. Аппроксимация отсчетов РЛИ по путевой (а) и наклонной (б)
дальностям
Интерполяция импульсного отклика по цифровым отсчетам с
использованием дискретного преобразования Фурье
Интерполяция методом дискретного преобразования Фурье
(ДПФ) осуществляется с помощью значений РЛИ У О, представлен-
ных в виде квадратной матрицы I размером 16x16 элементов по
наклонной дальности и азимуту. К матрице I применяют
двумерное ДПФ (рис. 7.16). Полученная в результате прямого ДПФ
матрица 11 комплексных чисел разбивается на 4 квадратных
матрицы размером 8x8 элементов, которые расставляются по углам
матрицы 12 256x256 элементов, при этом незанятые центральные
326
элементы заполняются нулями («раздвижка» спектра). К сформи-
рованной таким образом матрице применяют обратное двумерное
ДПФ, получая при этом матрицу отсчетов импульсного отклика
размером 256x256, по которой достаточно точно можно оценить
ширину отклика по координатам х и г.
Интерполированные значения получают путем вычисления
модуля комплексных элементов матрицы 13. После вычисления
модуля определяется ширина интерполирующей функции на
уровне половинной мощности путем линейной интерполяции
полученных дискретных отсчетов. Для этого в матрице модулей
находится максимальное значение функции Лтах (х, г), выбирается
строка и столбец элементов матрицы, проходящих через
найденный максимум, и измеряется ширина функции по путевой
рх и наклонной рг дальностям на уровне /? = ЛП1ах/л/2 в
пикселах (рис. 7.17):
(7.12)
где х2?х3 - координаты минимальных значений элементов, для
которых /? (х2, г ,ах) > р-, h(x3, rmax) > р,
(х2-x1)[/?(x2,rmax)-p]
(х4-х3)[Л(х3,гтах) - р]
По аналогичным соотношениям вычисляется рг.
Далее строятся графики функций интерполяции отсчетов
РЛИ по азимуту и наклонной дальности. Данные для графика
выбираются таким образом, чтобы они проходили через отклик
радиолокационного изображения с максимальной амплитудой и
включали выборки РЛИ и непрерывную функцию, полученную
путем линейной интерполяции аппроксимирующих отсчетов. На
рис. 7.18 представлены примеры графиков интерполяции отсчетов
методом ДПФ по координатам х и г.
327
I (16x16)
I2 (256x256)
I3 (256x256)
Рис. 7.16. Аппроксимация отсчетов РЛИ отклика
методом ДПФ — F
328
Рис. 7.17. Определение ширины функции на уровне половинной
мощности в методе преобразования Фурье
160
0 3 6 9 12 15
О 3 6 9 12 15
а) б)
Рис. 7.18. Интерполяция мегодом преобразования Фурье
по координатам х (а) и г (б)
Переход от ширины отклика в пикселах к разрешению на
местности
Для расчета разрешения на местности РСА по азимуту и
наклонной дальности используется процедура определения
масштаба или коэффициентов пространственного градуирования
КХ,КГ. Расчет Кх,Кг выполняется на основе информации о
329
расстояниях Lx, Ly между диагональными уголковыми отражате-
лями миры разрешения (рис. 7.19) и угле у наблюдения УО.
Определяются координаты пикселов РЛИ, в которых
расположены максимальные отклики от максимально удаленных
уголковых отражателей миры А, В, С и D (рис. 7.19). Обозначим
эти координаты через (хА,гА), (хв,rB), (xr,rc), (xD,rD). На основа-
нии использования одного из рассмотренных выше методов
аппроксимации цифровых отсчетов определяется смещение
максимумов аппроксимирующих функций соответствующих
откликов:
Расчет КХ,КГ выполняется по следующим формулам:
a2(Ly cosy)-c2L2x
где у = arcsin —; г0 - наклонная
го
77 - высота полета самолета.
дальность до миры разрешения;
Рис. 7.19. Геометрия расположения УО миры разрешения, используемая
для определения масштабных коэффициентов
330
Разрешающая способность РСА на местности в метрах
определяется по следующим соотношениям:
8г = кгрг,
(7-13)
Sy = Sr sec/,
где px и pr - средняя ширина отклика РСА по координатам х и
г.
7.3.4. Оценка максимального и интегрального уровня боковых
лепестков импульсного отклика РСА
Измерение на РЛИ уровня боковых лепестков
осуществляется с использованием интерполированных срезов,
полученных методом преобразования Фурье.
Согласно (7.3) измерение интегрального уровня боковых
лепестков осуществляется с использованием элементов РЛИ,
отстоящих от положения максимума основного лепестка на
расстояние ±1,4 рх и ±1,4 рг. На рис. 7.20, а такая область обозна-
чена точками п}, п2, а максимальное значение бокового лепестка
обозначено hs . Уровень максимального бокового лепестка опреде-
ляется по соотношению
дБ,
(7.14)
где hp - амплитуда пика основного лепестка.
Как правило, качество РЛИ характеризуют средней оценкой
максимального уровня боковых лепестков
ол max5
(7.15)
где Ь16лтах - значения максимальных уровней боковых лепестков
из ряда измерений по 9 уголкам миры разрешения, из которого
исключены самое минимальное и самое максимальное значения.
331
Интегральный уровень боковых лепестков (6блинг) характе-
ризует способность РСА проводить точные измерения ЭПО в
областях слабого отраженного сигнала. Этот параметр определяет
возможность РСА по обнаружению малоразмерных объектов и
является одной из характеристик РСА, которые определяют общий
уровень шума на РЛИ.
а) б)
Рис. 7.20. Измерение максимального и интегрального уровня боковых
лепестков
Интегральный уровень боковых лепестков определяется из
соотношения (рис. 7.20, б):
1 9 J -J
1 1 V 1 л I РЛИ/ ° р/
^=71 lOlog —--------------L
9 L Лли,
(7.16)
где *7РЛИ/ - сумма квадратов амплитуд РЛИ в области 256x256
элементов интерполированного профиля отклика /-го У О
(рис. 7.20, б); <7 - сумма квадратов амплитуд РЛИ в области
основного лепестка / -го У О.
332
7.3.5. Оценка линейности амплитудной характеристики
и динамического диапазона тракта формирования РЛИ
Для определения динамического диапазона и линейности
характеристики приемного тракта РСА используется радиолока-
ционное изображение амплитудной (градационной) миры. С этой
целью строится график, характеризующий реакцию РСА на
каждый УО амплитудной миры (рис. 7.21). На график наносятся
максимумы амплитуд откликов, полученных путем аппроксимации
отсчетов изображений уголковых отражателей. Используя метод
наименьших квадратов, строится прямая идеального амплитудного
реагирования РСА (штриховая линия на рис. 7.21).
Характеристикой линейности амплитудного тракта является
степень отклонения реального реагирования РСА от идеального.
Уровень насыщения (точка Лтах на рис. 7.21) определяется
как уровень, при котором амплитуды откликов составляют не
более 0,707 амплитуд идеального реагирования.
Для измерения уровня шумов на радиолокационном
изображении находятся участки со слабо отражающими
свойствами (водная поверхность, тени и т.п.), по которым
вычисляется средняя амплитуда шумов.
Динамический диапазон РСА вычисляется из соотношения:
Отклики РСА на линейном участке амплитудной характе-
ристики РСА используются для определения калибровочного
коэффициента Кр пересчета цифровых отсчетов РЛИ (мощности
или квадратов амплитуды) в ЭПР:
(7.18)
где .7V - количество максимумов амплитуд откликов РСА миры
линейного участка амплитудной характеристики; Ап - значение
333
максимума амплитуды отклика РСА п -го уголкового отражателя;
<т - ЭПР n-го уголкового отражателя; Кг - оценка калибро-
вочного коэффициента.
Рис. 7.21. Измерение динамического диапазона и линейности
амплитудного тракта
По найденному коэффициенту Кр можно вычислять ЭПР
компактных распределенных целей:
= (7-19)
\ Ju J
где ifi, jn - координаты пикселей по площади цели, М -
средняя мощность шума, вычисленная по неотражающему участку
(река, озеро) на РЛИ, Nro - размер в пикселях площадки
измерения ЭПР точечного отражателя.
Для удельной ЭПР фона имеем
где Кх. Кг - масштабы РЛИ по координатам х, г. -
мощность процесса фон+шум, усредненная по участку рядом с
эталонными отражателями.
334
Глава 8
ДЕШИФРИРОВАНИЕ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ
ИЗОБРАЖЕНИЙ
8.1. ЦЕЛИ, ЗАДАЧИ И МЕТОДЫ ДЕШИФРИРОВАНИЯ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ ИЗОБРАЖЕНИЙ
Результаты воздушной радиолокационной разведки
представляются в виде сигналов первичных (голографических)
РЛИ, регистрируемых на борту самолета на фотопленках, жестких
магнитных дисках, флэш-памяти и других носителях информации и
(или) передаваемых по широкополосному радиоканалу (ШРК) на
наземные пункты и центры сбора и обработки данных ВР. Процесс
получения разведывательной информации по данным радиолока-
ционной разведки включает следующие этапы их обработки:
1. Обработка первичных радиолокационных сигналов при
формировании РЛИ местности и объектов, включающая опе-
рации сжатия сигналов по наклонной г и путевой х даль-
ностям, подавление шумов аппаратуры и помех, компенсацию
траекторных нестабильностей фазы сигналов, снижение Конт-
раста спекл-искажений и других искажающих РЛИ факторов.
2. Дешифрирование РЛИ, включающее в себя процессы
обнаружения, распознавания (классификации), оценку пара-
метров и определения функционального состояния объектов
по РЛИ. Обнаружение - установление факта наличия объекта.
При обнаружении все элементы наблюдаемой поверхности
классифицируются на два класса: элементы, являющиеся
объектами разведки или относящиеся к ним, и элементы,
относящиеся к фону местности (подстилающей поверхности),
а также к неинтересующим разведку искусственным и
естественным объектам, т.е. обнаружение можно рассматри-
вать как грубую классификацию элементов наблюдаемой
поверхности. Распознавание (классификация) — определение
по РЛИ принадлежности обнаруженного объекта к определен-
ному классу. Набор рассматриваемых классов образует
алфавит классов определенной мерности (размерности). При
335
распознавании объекты каждого класса описываются
совокупностью опознавательных (дешифровочных) признаков.
Как человек-оператор, так и автомат распознавание осу-
ществляют путем сопоставления и определения степени
близости некоторого набора признаков (описания) дешифри-
руемого объекта, полученных по РЛИ, с соответствующими
признаками объектов-эталонов классов, находящимися в памя-
ти человека или машины. Если при распознавании объектов
требуется определить и их функциональное состояние, то
расширяют алфавит классов, считая каждое функциональное
состояние объекта определенного класса новым классом
(самолет на ВПП, готовый к взлету; самолет на стоянке,
зачехлен; самолет на стоянке ТЭЧ во время регламентных
работ или ремонта и т.п.).
3. Радарграмметрическая обработка РЛИ — определение
координат обнаруженных объектов, измерение размеров и
расстояний по РЛИ, геометрические преобразования и коррек-
ция геометрических искажений изображений.
4. Обработка радиолокационных сигналов и изображений по
сокращению их избыточности при передаче по радиоканалу и
хранении.
Все перечисленные процессы обработки радиолокационных
сигналов и изображений, с точки зрения получения разведыва-
тельной информации по данным радиолокационной ВР, можно
отнести к первичной обработке данных радиолокационной
разведки.
Анализ результатов первичной обработки при оценке
обстановки в районе ответственности разведывательной части
(подразделения) путем сопоставления полученных данных с дан-
ными, полученными по предыдущим полетам на радиолокацион-
ную разведку, и (или) данными от других систем ВР
(аэрофотографиических, оптико-электронных и радиотехнических),
а также с использованием всей имеющейся априорной информации
о районе ВР (полученной, например, от других видов разведки),
можно отнести к вторичной обработке данных радиолокационной
разведки, результаты которой обеспечивают повышение полноты,
достоверности и точности информации, выдаваемой потребителям.
Предварительная (частичная) обработка радиолокационных
сигналов с целью отображения радиолокационной информации
336
экипажу или для сокращения избыточности данных при их
передаче по радиоканалу может проводиться на борту самолета-
разведчика. Окончательная и полная обработка сигналов, процессы
дешифрирования и радарграмметрической обработки РЛИ, а также
вторичная обработка данных радиолокационной ВР осуществляют-
ся специалистами подразделений обработки разведывательных
данных частей и подразделений ВР. В комплексах воздушной
радиолокационной разведки и целеуказания типа JSTARS (США)
все рассмотренные процессы обработки данных реализуются на
борту специальных самолетов.
Из всех перечисленных видов обработки данных
радиолокационной разведки наиболее ответственным, трудоемким,
требующим большого опыта и знаний специалистов является
процесс дешифрирования — обнаружения и распознавания объектов
разведки по РЛИ. Кроме того, процесс визуального дешифриро-
вания и анализа изображений относится к наиболее интеллектуаль-
ному и трудно формализуемому виду деятельности человека.
Поэтому разработка теории и систем автоматизированного
распознавания образов, являющихся основой дешифрирования
изображений, стала одной из важнейших проблем кибернетики со
времени возникновения и становления (начало 50-х годов) этого
важного научного направления.
Эффективность процесса дешифрирования РЛИ опреде-
ляется, с одной стороны, полнотой, достоверностью и точностью
получаемых разведывательных данных, с другой - временем,
затрачиваемым на обработку изображений. При высокой
информативности современных РСА ВР, обеспечиваемой повы-
шенной детальностью РЛИ, применением многочастотных РСА с
поляризационной обработкой данных, использованием в них
бистатических режимов и режима интерферометрии, значительно
увеличился объем получаемой в процессе дешифрирования
радиолокационной информации. Но вместе с этим увеличились
сложность и время обработки данных радиолокационной ВР, что
стало приводить к потере информации за счет ее “старения”.
Решение проблемы сокращения времени дешифрирования
разведывательных данных, получаемых от РСА ВР, можно
обеспечить за счет его автоматизации на основе использования
современных средств вычислительной техники.
22. Изд. №9977
337
В зависимости от степени автоматизации обработки
разведывательных данных можно выделить следующие основные
методы дешифрирования [16, 31]:
- визуальный, при котором дешифрирование РЛИ
осуществляется оператором-дешифровщиком с
использованием простейших приборов и инструментов;
- машинно-визуальный, в котором РЛИ предварительно
преобразуется с помощью ЭВМ, как правило, в интерактивном
режиме в удобную для оператора форму с отображением
данных на экране монитора;
- автоматизированный, предполагающий выполнение ряда
операций по дешифрированию РЛИ на ЭВМ;
- автоматический, обеспечивающий полную автоматизацию
решения задач дешифрирования РЛИ.
Следует отметить, что границы между рассмотренными
методами дешифрирования весьма условны в силу размытости
границ между операциями, выполняемыми оператором-
дешифровщиком и машиной (ЭВМ).
При визуальном дешифрировании оператор даже при
ограниченной информации об объектах и районе разведки,
используя свой аппарат зрительного восприятия и логического
мышления, может трансформировать признаки объектов к
конкретным условиям, экстраполировать их, привлекать к
распознаванию косвенные признаки, контекстную информацию,
исключать некоторые шумы и искажения на РЛИ (в силу феномена
восприятия) и тем самым извлекать достаточно большой объем
информации о наблюдаемых земной поверхности и объектах.
Однако визуальное дешифрирование требует значительных
времен-ных затрат и не всегда обеспечивает требуемую
достоверность и точность получаемых данных.
При машинно-визуальном дешифрировании РЛИ подвер-
гается предварительной машинной обработке, облегчающей про-
цесс восприятия и анализа РЛИ: псевдоцветовое кодирование
изображения, подчеркивание контуров, изменение контраста и
амплитудной характеристики яркостей изображения и др.
Операции по обнаружению, распознаванию и определению
функционального состояния объектов по РЛИ при таком
дешифрировании осуществляет сам оператор.
338
Полную автоматизацию процесса дешифрирования РЛИ в
настоящее время, а по мнению многих специалистов в области
обработки изображений, и в ближайшей перспективе осуществить,
по-видимому, не удасться, в силу сложности формализации
высокоинтеллектуальной деятельности человека, которой является
восприятие и анализ визуальной информации, представляемой в
виде изображений. Следовательно, даже в отдаленной перспективе
реализовать процесс дешифрирования РЛИ без участия оператора-
дешифровщика вряд ли будет возможно. Поэтому основным видом
дешифрирования РЛИ на ближайшую и отдаленную перспективу
будет являться автоматизированное (человеко-магиинное)
дешифрирование РЛИ с рациональным распределением функций
между оператором и ЭВМ.
8.2. ОБЪЕКТЫ РАДИОЛОКАЦИОННОЙ ВОЗДУШНОЙ
РАЗВЕДКИ И ИХ ОПОЗНАВАТЕЛЬНЫЕ ПРИЗНАКИ
Наряду с общепринятой классификацией объектов воздуш-
ной разведки [16] важное значение для радиолокационной ВР
имеет их классификация с учетом информационных возможностей
РСА и особенностей решения задач обнаружения и распознавания
объектов по РЛИ. Учитывая это, все объекты радиолокационной
разведки можно разделить на три основные группы: одиночные
малоразмерные (при размерах объекта меньше элемента
разрешения РСА - сосредоточенные), распределенные и групповые
объекты.
Малоразмерные объекты — объекты, размеры которых
соизмеримы и несколько больше размеров элемента разрешения
РСА. На РЛИ не воспроизводится форма и не передаются размеры
таких объектов. При разрешении <5>х = <5г = 5...8м к таким
объектам относится большая часть объектов боевой техники
сухопутных войск (СВ): танки, самоходные орудия, БТР, БМП,
автомобили. ПУ ракет, объекты систем ПВО, пунктов управления и
т.п. В отношении этих объектов могут ставиться задачи только их
эффективного обнаружения на фоне подстилающей поверхности.
Однако при разрешении РСА меньше Зм по РЛИ таких объектов
может проводиться грубая оценка их формы и размеров, а с учетом
возможности использования вторичных опознавательных призна-
22* 339
ков МЦ, например, определение по спектру доплеровских частот
отраженных сигналов типа движителя (колесный или гусеничный)
движущихся наземных объектов или наличия в их составе
движущихся элементов (сканирующих антенн и др.) может и в
отношении этих объектов ставиться задача грубой классификации
(распознавания).
Распределенные объекты имеют один или оба габаритных
размера, значительно превосходящих размеры элемента разреше-
ния. Объекты, у которых только один из размеров значительно
превышает размеры элемента разрешения, часто называют
протяженными объектами [3]. К таким объектам относятся:
аэродромы, самолеты на аэродромах, морские базы, корабли,
военно-промышленные и промышленные сооружения, мосты,
переправы, ЛЭП, плотины электростанций, дороги, железно-
дорожные узлы, отдельные участки местности и т.п. На РЛИ этих
объектов воспроизводятся форма, размеры и текстурные признаки
объектов, поэтому в отношении их может ставиться задача
распознавания. С повышением разрешающей способности совре-
менных РСА все большее число интересующих ВР объектов
переходит в разряд распределенных объектов.
Групповые объекты представляют собой совокупность
определенным образом компактно расположенных на местности
одиночных малоразмерных или распределенных, как правило,
функционально связанных между собой объектов. Большинство
важных объектов противника являются групповыми: подразде-
ления мотопехотных и танковых войск, тактических и оперативно-
тактических ракет, мобильных и стационарных зенитных
комплексов и др. в колоннах (на марше), в местах сосредоточения и
боевых порядках. По структуре и характеристикам построения
таких объектов и характеру входящих в их состав элементов в
отношении групповых объектов может ставиться задача их
обнаружения и распознавания по РЛИ.
Обнаружение и распознавание объектов радиолокационной
разведки (так же, как и других способов ВР) ведется по
совокупности априорно известных для каждого класса объектов
опознавательных признаков. Применительно к процессу визуаль-
ного дешифрирования данных разведки эти признаки часто в
литературе называют дешифровочными признаками. Все опознава-
340
тельные признаки объектов разведки разделяют на две основные
группы: прямые и косвенные.
Прямые опознавательные признаки присущи самим
объектам и воспринимаются по их РЛИ благодаря геометрическим
и электрическим характеристикам объектов, которые, в свою
очередь, можно разделить на первичные и вторичные. К первичным
опознавательным признакам обычно относят размер, форму, тон и
текстуру, взаимное расположение составляющих объект элементов.
В качестве вторичных опознавательных признаков в РСА могут
использоваться характеристики спектра доплеровских частот
сигналов, отраженных от движущихся объектов или их элементов,
поляризационные характеристики сигналов, изменение характе-
ристик объектов при изменении несущей частоты РСА (в
многочастотных РСА) и др. Вторичные опознавательные признаки
становятся доступными для визуального дешифрирования обычно
только после дополнительной, как правило, машинной обработки
сигналов и изображений. Наиболее информативными особенно при
визуальном дешифрировании являются форма и размеры объектов.
Однако в силу специфики дифракции электромагнитных волн
(ЭМВ) радиодиапазона на поверхностях сложной формы
воспроизведение формы распределенных объектов на РЛИ
значительно отличается от изображений, получаемых в оптическом
диапазоне при той же и даже более высокой разрешающей
способности РСА. По этой же причине существенно снижается
информативность текстурных признаков (распределение яркости
по РЛИ объектов), определяемых структурой и характеристиками
элементов поверхностей объектов.
Косвенные опознавательные признаки не связаны
непосредственно с объектами разведки, но они несут в себе
информацию об объектах и их функциональном состоянии. К
косвенным признакам можно отнести тень от объекта, взаимное
расположение объектов, расположение объектов на местности,
следы деятельности и т. п.
Тень от объекта является важным опознавательным
признаком, в особенности при обзоре местности и объектов под
малыми углами визирования. Тень дает информацию о высоте и
форме объекта, она всегда отбрасывается в сторону, противо-
положную от направления на РСА. По тени можно обнаруживать
сосредоточенные и распределенные слабоконтрастные объекты,
341
определять их высоту. В тени от объектов на РЛИ часто передается
больше информации об их форме, чем самим РЛИ объекта,
подверженным дифракционным искажениям. На рис. 8.1
иллюстри-руется информативность тени при отображении на фоне
подсти-лающей поверхности самолета, на рис. 8.2 - пусковой
установки ракеты.
Рис. 8.1
Рис. 8.2
Важным косвенным признаком объектов является их
расположение по отношению к другим объектам и элементам
местности. Дело в том, что различные объекты, располагаясь на
местности, находятся во взаимодействии друг с другом в
соответствии с их назначением и характером функционирования.
Следовательно, наличие одних объектов обусловливает обязатель-
ное присутствие других, а вполне определенное расположение
элементов сложного группового объекта на местности является его
важным опознавательным признаком. Так, например, в позицион-
ном районе ЗРК обязательно наличие не только позиций для
пусковых установок и технических позиций, но и позиций
наведения (РЛС) и управления, которые располагаются определен-
342
ным образом относительно стартовых и технических позиций и
отстоят от них на определенном расстоянии.
Достаточно информативными косвенными опознавательны-
ми признаками объектов, особенно в условиях их маскировки и
имитации, являются следы их деятельности', следы от колес
автомобилей, от гусениц танков (или их отсутствие у ложных
переправ), кильватерный след надводных судов и подводных лодок
(обнаруживаемый по изменению характера волнения водной
поверхности в кильватерных следах) и т. п.
Успешное обнаружение и распознавание объектов разведки
при дешифрировании достигается лишь при учете возможно
большего числа их опознавательных признаков. Если при
визуальном анализе изображений используемые опознавательные
признаки носят качественный характер, а результаты распознава-
ния соответственно оказываются субъективными, во многом
зависящими от опыта и искусства дешифровщика, то при
машинном распознавании дешифровочные признаки формализуют-
ся и преобразуются в цифровую форму, а решение автомат
принимает на основе определенного алгоритма, как правило, по
количественным признакам. Автомат может использовать при
распознавании существенно большее число признаков и на их
основе за более короткое время выдавать оператору достаточно
достоверные данные о классе представляемого объекта.
8.3. ОСОБЕННОСТИ ДЕШИФРИРОВАНИЯ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ ИЗОБРАЖЕНИЙ ЗЕМНОЙ
(МОРСКОЙ) ПОВЕРХНОСТИ И ОБЪЕКТОВ
Вся информация о земной (морской) поверхности и
объектах, доступная для радиолокационного наблюдения,
заключена в отраженных (рассеянных) ими ЭМВ. При этом
характер отражения ЭМВ в радиодиапазоне зависит от электри-
ческих и геометрических свойств отражающих поверхностей, от
длины волны Л, поляризации и углов падения ЭМВ.
При облучении наблюдаемой поверхности энергия
электромагнитного поля (ЭМП) частично поглощается, а часть ее
отражается, в том числе, в сторону РЛС. Чем выше электрическая
проводимость поверхности, тем большие токи наводятся в ней
343
падающими волнами и тем большая часть их энергии отражается.
Поэтому объекты с металлической поверхностью, к которым
относятся большинство интересующих воздушную разведку
объектов боевой техники СВ, ВМС, ВВС, военно-промышленные
объекты и др., обладают лучшими отражающими свойствами по
сравнению с земной и морской поверхностями, что позволяет
достаточно эффективно обнаруживать их с помощью РСА ВР на
фоне подстилающей поверхности, шумов аппаратуры и помех.
Однако специфические особенности дифракции ЭМВ
радиодиапазона на поверхности искусственных объектов сложной
формы определяют значительные отличия их РЛИ от изображений,
получаемых видовыми системами ВР оптического диапазона, что
существенно затрудняет их визуальное дешифрирование даже при
сравнимом или более высоком разрешении РСА по отношению к
системам разведки оптического диапазона. К этим особенностям
следует отнести:
- зеркальное отражение падающих под малыми углами
радиоволн в сторону от РСА большинством плоских
поверхностей искусственных объектов, что вызывает
«дробление» РЛИ распределенных объектов;
- к этому же эффекту приводит затенение части поверхности
распределенных объектов их выступающими по высоте
деталями;
- зеркально отражающие плоские поверхности при нормальном
падении на них ЭМВ, а также выпуклые и вогнутые
поверхности объектов дают очень интенсивные отражения,
образующие блики на РЛИ (рис. 4.1);
- в силу когерентности отраженных сигналов радиолокацион-
ным изображениям, получаемых в РСА, свойственны интерфе-
ренционные искажения, обусловленные флуктуациями яркости
элементов изображений по площади распределенных объектов
(спекл-искажения) и флуктуациями яркости отметок в
зависимости от углов наблюдения сосредоточенных объектов;
- ошибки дискретизации сигналов в РСА приводят к появлению
ложных отметок на РЛИ;
- из-за нелинейности тракта формирования РЛИ (приемника,
АЦП), вызывающей ограничения амплитуд сигналов от сильно
отражающих объектов, происходит подавление сигналов от
344
фона местности в окрестности их отметок в пределах интер-
вала синтезирования по координате путевой дальности х;
- при получении РЛИ по координатам наклонной г и путевой х
дальностям и перспективности наблюдения радиолокационные
изображения местности выглядят как плановые аэрофото-
снимки;
- геометрические искажения РЛИ, обусловленные по горизон-
тальнои дальности у — yjr —Н нелинейной ее зависи-
мостью от наклонной дальности (особенно при малых г) и
незнанием высот объектов и рельефа местности, по путевой
дальности х - траекторными флуктуациями фазы сигналов и
движением объектов;
- возвышающиеся элементы местности и объектов могут
отображаться с инверсией элементов изображения по наклон-
ной дальности вплоть до исчезновения отметок из-за
попадания их в зону радиолокационной тени (рис. 8.3).
Рис. 8.3. Инверсия отображения элементов распределенного
возвышенного объекта по наклонной дальности: r0J > г02 при у} < у2
В силу отмеченных особенностей отображения
искусственных объектов на РЛИ даже при очень высокой
разрешающей способности РСА (до десятка сантиметров)
значительно искажаются форма и текстурные портреты объектов
(рис. 8.4), что затрудняет их визуальное обнаружение и распозна-
вание операторами, даже имеющими опыт дешифрирования
изображений, получаемых в оптическом диапазоне ЭМВ.
345
Рис. 8.4. Фотография танков (а) и их радиолокационные
изображения (б) при разрешении 8х = 8г » 10см
Более подобно изображениям, получаемым с помощью
систем ВР оптического диапазона, выглядят детальные РЛИ
земной поверхности с различными покровами (рис. 8.5). Дело в
том, что в сантиметровом и в коротковолновой части
дециметрового диапазона волн эти поверхности в большинстве
случаев (при <rhl Я > 2, ah - среднеквадратическое значение
высот неровностей) являются шероховатыми диффузно отра-
346
жающими. В сантиметровом диапазоне ЭМВ зеркально
отражающими поверхностями, для которых выполняется известное
неравенство (условие Рэлея) crh /Я < 1 / 8 sin у (у— угол визирова-
ния), являются спокойная водная поверхность, бетонированные и
асфальтированные поверхности (дороги, ВПП и рулежные дорожки
аэродромов и т. п.). Такие поверхности на РЛИ отображаются
темными участками в отличие от полутоновых изображений
шероховатых поверхностей. С увеличением длины волны Я и
уменьшением угла у относительное количество зеркально отра-
жающих поверхностей при наблюдении местности увеличивается.
Поверхности, диффузно отражающие ЭМВ в сантиметровом
диапазоне, в дециметровом и метровом диапазонах становятся
зеркально отражающими (рис. 8.6), т. е. тон отображения
поверхностей на РЛИ определяется отношением <rhl Л. Зависи-
мость характера отражения радиоволн от длины волны Я является
информативным опознавательным признаком при классификации
земных покровов по РЛИ, получаемым с помощью много-
частотных РСА воздушного и космического базирования. На
рис. 8.6 показаны РЛИ заболоченного участка местности,
полученные в сантиметровом, дециметровом и метровом
диапазонах волн.
В силу высокой проникающей способности ЭМВ
радиодиапазона их отражение от земной поверхности зависит не
только от проводимости верхнего слоя (травы, кустарников, леса,
рыхлых почв, снежных покровов и др.), но и от свойств более
глубоких слоев, в которые проникают ЭМВ. При этом глубина
проникновения ЭМВ зависит от длины волны ЭМВ, диэлектри-
ческой проницаемости материала и структуры верхних слоев.
Диэлектрическая проницаемость почв и растительных покровов, а
следовательно и глубина проникновения ЭМВ зависит, в первую
очередь, от их влажности. Чем более влажная почва, тем меньше
глубина проникновения в нее ЭМВ (рис. 8.7). За глубину
проникновения обычно принимают глубину 1, на которой
амплитуда ЭМВ снижается до 37 % от ее значения на поверхности
[9]. Для сухих рыхлых почв, например, пустынных почв глубина
проникновения ЭМВ метрового диапазона может достигать
десятки метров. Это свойство ЭМВ радио диапазона ис пользуется
347
Рис. 8.5. Радиолокационные изображения местности, полученные при
разрешении 1 м (а, Ь) и 0.1 м (с, d)
348
для подповерхностного зондирования местности (в метровом
диапазоне ЭМВ). На большей части земной поверхности влажность
почв такова, что ЭМВ радиодиапазона проникают на глубину не
более 1 м.
Рис. 8.6. Радиолокационные изображения заболоченного участка
местности, полученные в сантиметровом (а), дециметровом (Ь)
и метровом (с) диапазонах волн
Рис. 8.7. Зависимость глубины проникновения ЭМВ в почву от А и
влажности (процента содержания воды в почве)
Проникающая способность ЭМВ радиодиапазона через
растительные покровы: травы, кустарника, леса зависит от длины
волны, поляризации излучения, объема биомассы, содержания
влаги, определяемых типом растительности, фазой вегетации и
сезонными изменениями. В сантиметровом диапазоне основное
отражение дает листва, в диапазоне 10...25 см ветви, в метровом
349
диапазоне - стволы и почвенный слой. В метровом диапазоне
можно обнаруживать объекты военной техники, скрытые в лесу.
Задача радиолокационного зондирования растительных
покровов имеет большое значение для получения количественной
информации об объеме биомассы, степени созревания в целях
прогнозирования урожаев, выявления заболеваний, контроля
вырубки леса и т.п. [11].
Глубина проникновения ЭМВ радиодиапазона в морскую
воду, имеющую высокую проводимость, не превышает нескольких
сантиметров. Проникновение в пресную воду может достигать
нескольких метров. Значительной может быть глубина
проникновения радиоволн в лед. Особенности отражения и
поглощения ЭМВ радиодиапазона для снежного покрова и льда
обусловлены их низкой диэлектрической проницаемостью от 8 =1
для снега (как у воздуха) до 8 =3...4,5 для льда в отличие от
морской воды 8 =80. В связи с этим снежный покров в СВЧ
диапазоне практически прозрачен, а ледовые образования
формируют сигнал как слоистые структуры. Удельная ЭПР льда
существенно зависит от его возраста, что позволяет классифи-
цировать типы ледовых образований по их РЛИ.
Отражение ЭМВ радиодиапазона от морской поверхности
имеет сложный характер, в сильной степени зависящее от угла
падения и волнения морской поверхности. Состояние морской
поверхности определяется скоростью ветра. Действие ветра
приводит к появлению на морской поверхности больших волн и
ряби, располагаемой поверх больших волн. Крупные волны на РЛИ
отображаются благодаря их модуляции рябью. При загрязнении
морской поверхности нефтепродуктами происходит выглаживание
морского волнения, поверхность становится более зеркально
отражающей в сторону от РСА. Это позволяет по РЛИ обнару-
живать участки поверхности с таким загрязнением.
При движении надводных и подводных объектов
изменяется структура волнения морской поверхности в их
кильватерных следах, что позволяет обнаруживать малоразмерные
и слабоконтрастные движущиеся надводные и, что очень важно,
подводные объекты. Особенно информативным при обнаружении с
помощью РСА подводных лодок, движущихся в подводном
положении, является скоростной радиолокационный портрет
350
волнения морской поверхности в их кильватерных следах, который
можно получить при соответствующей доплеровской фильтрации
отраженных от морской поверхности сигналов.
Радиолокационное наблюдение морских и других водных
поверхностей (рек, озер, водохранилищ) может эффективно
использоваться для изучения гидродинамических процессов,
ветрового волнения и зыби, гидрологических фронтов, динамики
течений, поверхностного проявления внутренних волн, несущих
информацию о рельефе дна (особенно в прибрежных акваториях),
исследования механизма взаимодействия океан - атмосфера в
интересах фундаментальной и промысловой океанологии, обеспе-
чения безопасности судовождения, рыбной ловли, оценки биопро-
дуктивности внутренних водоемов и морей, климатологии,
экологии, оперативной оценки гидрологической обстановки при
наводнениях, паводках, составления геологических карт и поиска
полезных ископаемых в зоне прибрежного шельфа.
Радиолокационные изображения однородных шероховатых
поверхностей в РСА имеют пятнистую структуру (спекл-
структуру), обусловленную интерференцией сигналов, рассеянных
элементарными отражателями поверхности в каждом элементе
разрешения РСА. Спекл-структура РЛИ. как уже указывалось,
затрудняет обнаружение малоразмерных слабоконтрастных
искусственных объектов на фоне подстилающей поверхности и
затрудняет оценку радиометрических характеристик однородных
поверхностей земных покровов, являющихся основными
признаками их классификации.
Мощность отраженного сигнала для подстилающей
поверхности зависит от поляризации излучения и взаимного
направления поляризаций излучаемых и принимаемых ЭМВ. Если
поляризация ЭМВ при излучении и приеме совпадают, то для
большинства диффузно отражающих (шероховатых) поверхностей
(пашня; местность, покрытая растительностью и др.) уровень
отраженного сигнала для горизонтальной и вертикальной
поляризации близки. Исключение составляют гладкие поверхности
(бетон, асфальт, гравий, спокойная водная поверхность). Для них
(особенно при Я > 3 см) отражение сигнала на горизонтальной
поляризации меньше, чем при вертикальной.
351
В случае, если плоскость поляризации падающей волны
параллельна удлиненным элементам отражающей поверхности
(края, кромки, изломы и т.п.), более мощным будет отраженный
сигнал с той же поляризацией и минимальным с ортогональной.
Большое количество случайно ориентированных линейных
элементов дает одинаковый по интенсивности отраженный сигнал
на различных поляризациях. Влияние поляризации сказывается на
подчеркивании контраста линейных деталей поверхностей
местности и объектов в направлении, совпадающем с
направлением поляризации. Так, при вертикальной поляризации
подчеркиваются контрасты объектов или их деталей протяженных
по высоте: опор линий электропередач, деревьев (особенно елей),
морских волн и т.п. При горизонтальной поляризации ЭМВ могут
дать интенсивное отражение провода линий электропередач,
железнодорожные рельсы при соответствующем ракурсе их
наблюдения, деревья с вытянутой по горизонтали кроной, что
позволяет на РЛИ различать лиственные и хвойные породы
деревьев лесов.
В общем случае отражение земной и водной поверхности
при вертикальной поляризации выше, чем при горизонтальной и
перекрестной поляризации. Особенно сильно это различие
проявляется при малых углах наблюдения / и при гладких
поверхностях. При малых углах наблюдения в случае спокойного
моря удельная ЭПР (сг0) морской поверхности при вертикальной
поляризации может быть на 22 дБ выше, чем при горизонтальной
поляризации [11]. Эта разница уменьшается с увеличением
волнения моря и углов наблюдения и практически исчезает при
скоростях ветра 28.. .37 км/ч и углах наблюдения > 60°.
Технология выполнения современных РСА ВР позволяет
реализовать полную поляризационную обработку сигналов (при
двух ортогональных поляризациях на излучение и прием сигналов).
Это позволит на РЛИ подчеркнуть контрасты объектов или их
элементов с преобладанием на их поверхностях поляризационно-
избирательных особенностей за счет увеличения мощности
отраженных от них сигналов.
352
8.4. ОРГАНИЗАЦИЯ ПРОЦЕССА ДЕШИФРИРОВАНИЯ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ ИЗОБРАЖЕНИЙ
В общем случае процесс обработки данных
радиолокационной ВР включает в себя следующие этапы:
- подготовку к процессу дешифрирования в соответствии с
задачей на воздушную радиолокационную разведку (ВРР);
- обработку сигналов по формированию РЛИ;
- преддешифровочную обработку РЛИ;
- выделение зон интереса и фрагментов РЛИ для детального
дешифрирования;
- детальное (подробное) дешифрирование выделенных
фрагментов РЛИ;
- радарграмметрическую обработку РЛИ;
- вторичную обработку результатов дешифрирования и
радарграмметрической обработки РЛИ по оценке
объектной обстановки в районе наблюдения.
При подготовке к дешифрированию РЛИ перед их
поступлением в отделение обработки осуществляется сбор и под-
готовка опорных данных для дешифрирования: топографических
карт района разведки соответствующего масштаба; всех имеющих-
ся данных по району разведки, полученных ранее с помощью
средств воздушной и космической разведки, а также всей
априорной информации о районе разведки.
В связи с постоянно повышающимися требованиями к
сокращению сроков обработки и представления данных ВР
выполнение этапов обработки целесообразно поручить разным
операторам (группам операторов): операторам обработки первич-
ных изображений по формированию РЛИ и их преддешифро-
вочной обработке; операторам-диспетчерам (ОД) для выявления в
поступающих РЛИ зон интереса и выделения фрагментов РЛИ для
детального дешифрирования; операторам детального дешифриро-
вания выделенных фрагментов РЛИ; операторам радарграмметри-
ческой обработки изображений и операторам оценки объектной
(тактической) обстановки в районе разведки.
Задачей операторов (групп операторов) является получение
достоверной и полной информации о районе разведки в масштабе
времени, близком к реальному (с минимальной задержкой
23. Изд. №9977
353
относительно момента поступления данных). Численность и состав
групп операторов обработки данных ВРР зависит от мощности
пунктов и центров сбора и обработки данных ВР. Все операторы
при машинно-визуальном и автоматизированном дешифрировании
обеспечиваются автоматизированными рабочими местами
(АРМами), оснащенными высокопроизводительной вычислитель-
ной техникой (ЭВМ и спецпроцессорами) и эффективными
средствами визуализации и интерактивного управления, которые
входят в состав наземной (для систем типа JSTARS бортовой)
автоматизированной системы сбора и обработки данных ВР.
Современные автоматизированные системы обработки
данных ВР представляют собой достаточно сложную вычисли-
тельную систему, оснащенную общим и специальным программ-
ным обеспечением. Общее программное обеспечение представляет
набор программ, обеспечивающих функционирование ЭВМ и
спецпроцессоров обработки сигналов, изображений и данных, а
также пакеты прикладных программ, являющихся оболочками
автоматизированной системы обработки и экспертной системы
дешифрирования. Специальное алгоритмическое обеспечение
дополняет этот набор программами автоматических и автомати-
зированных методов дешифрирования и заполнения оболочки
экспертной системы информацией из предметной области, в
частности, области дешифрирования РЛИ.
Экспертная система дешифрирования предназначена для
использования не формализуемых методик и правил дешифриро-
вания, включая интуитивные действия опытных операторов-
дешифровшиков. Для построения экспертной системы дешифри-
рования РЛИ необходимо иметь базу знаний, которая
аккумулирует в себе знания и опыт о данной области, пакет
прикладных программ и алгоритмы, способные обрабатывать РЛИ
и извлекать из них требуемую информацию и знания о порядке
применения этих алгоритмов и программ. Этот пакет может
пополняться и видоизменяться не только программистами извне,
но и в результате работы самой экспертной системы.
Операторы обработки сигналов (ООС) по
формированию РЛИ должны владеть методами и алгоритмами
автоматической и автоматизированной обработки сигналов РСА
при формировании РЛИ с учетом компенсации эффекта миграции
отсчетов сигнала по каналам дальности, снижения уровня шумов,
354
помех и спекл-искажений, фокусировки и автофокусировки РЛИ,
селекции и определения параметров движения целей и др. Эти же
операторы осуществляют преддешифровочную обработку РЛИ,
обеспечивающую их качество, удовлетворяющих требованиям
операторов-дешифровщиков. Эта обработка включает в себя
операции сшивки отдельных фрагментов РЛИ; радиометрической и
геометрической коррекции изображений, обеспечивающие
комфортные условия восприятия РЛИ и повышение эффективности
решения радарграмметрических задач, и др. Следует подчеркнуть,
что преддешифровочная обработка РЛИ при необходимости в
соответствии с решаемыми задачами дешифрирования может
выполняться в интерактивном режиме и на последующих этапах
обработки РЛИ операторами-диспетчерами, операторами детально-
го дешифрирования и радарграмметрической обработки.
Главной задачей оператора-диспетчера (ОД) является
выделение зон интереса на поступающем РЛИ в реальном
масштабе времени с учетом поставленной задачи на ВРР. Под
зонами интереса будем понимать «подозрительные» с точки зрения
оператора участки (фрагменты) РЛИ, на которых имеются
признаки интересующих объектов.
Обычно при боковом обзоре РСА ВР изображение
формируется последовательностью строк или парциальных кадров,
которое постепенно меняется на экране монитора (режим
«движущегося окна»). Это соответствует движению самолета, но
очень неудобно для операторов. Лучшим вариантом визуализации
РЛИ для оператора представляется неподвижный кадр местности.
По движущимся на экране мониторов РЛИ сложнее
ориентироваться, очень трудно концентрировать внимание на
отдельных его фрагментах и почти невозможно уловить связи
между частями РЛИ. Поэтому движение РЛИ лучше сохранить для
возможности их наблюдения. Что же касается каждого ОД, то им
лучше выделять неподвижные кадры РЛИ, соответствующие
размерам экрана. При этом анализу должна подвергагься вся зона
обзора, в рамках которой формируется РЛИ. Это можно
осуществить различными способами. Рассмотрим два из них,
представляющие крайние точки зрения.
Суть первого способа состоит в том, что на экран монитора
ОД поступает изображение всей или большой части полосы обзора
местности. При этом разрешающая способность в отображаемом
23* 355
РЛИ определяется не возможностями РСА, а размером экрана,
удовлетворяющая эргономическим требованиям зрительного
восприятия изображения, и изображаемого участка местности. В
случае, если ОД может даже не по прямым, а по косвенным
признакам заподозрить наличие интересующих объектов, он может
этот ограниченный по площади участок РЛИ отобразить и
рассмотреть его при самом высоком разрешении. Убедившись в
том, что данный участок представляет зону интереса, ОД выделяет
его для детального дешифрирования.
Альтернативой такому способу действий может быть
просмотр выделенных участков с максимально высоким разреше-
нием. Это может оказаться не под силу одному ОД. В этом случае
поступающее РЛИ может быть разделено на участки (полосы),
ответственность за анализ каждого из которых будет нести
отдельный ОД. Кроме того, в случае, если возникают сомнения в
надежности решения этой задачи одним ОД в связи с тем, что он не
успевает использовать все имеющиеся у него средства визуального
анализа даже на выделенном для него участке РЛИ, есть смысл
параллельно с ним организовать работу второго ОД, разделив
между этими операторами набор средств анализа.
Наиболее эффективным может оказаться вариант
организации работы, представляющий нечто среднее между этими
крайними. Так, например, старший ОД, производящий выделение
зон интереса по всему РЛИ с ухудшенным разрешением, может
иметь двух-ipex помощников. Задачей подчиненных ОД является
выполнение указаний старшего ОД по более глубокому поиску зон
интереса, а в случае необходимости и временная замена старшего
ОД.
Важной задачей ОД является выделение фрагментов РЛИ в
зоне интересов для детального дешифрирования. Этот фрагмент
должен быть, с одной стороны, достаточно полным, чтобы
включать по возможности все имеющиеся на РЛИ прямые и
косвенные признаки интересующих объектов, а с другой стороны,
достаточно компактным, чтобы не загружать внимание оператора
детального дешифрирования лишними деталями.
Таким образом, для эффективной работы по этому этапу
дешифрирования РЛИ минимальный коллектив ОД должен
включать двух человек: пока один из них занимается выделением
фрагментов, второй продолжает анализ выделенного участка РЛИ.
356
Деятельность операторов детального дешифрирования
(ОДД) традиционна для дешифровщиков изображений. Главными
задачами ОДД * являются обнаружение и распознавание
(классификация) объектов, определение их количественных
характеристик, взаимосвязей, функционального состояния,
характера деятельности и документирование (регистрация)
полученной информации.
После детального дешифрирования его результаты
поступают на радарграмметрическую обработку РЛИ,
обеспечивающую определение координат обнаруженных объектов
и проведение измерений по РЛИ. Её осуществляют, как правило,
специально подготовленные операторы радарграмметрической
обработки РЛИ (ОРГО), использующие соответствующее
алгоритмическое обеспечение по машинным методам решения
радарграмметрических задач. Координаты объектов определяются
ОРГО в той системе координат, которой пользуются вышестоящее
командование или другие потребители разведывательной
информации. Алгоритмы должны обеспечивать не только
автоматизированный съем координат, но и их пересчет из одних
систем координат в другие.
Операторы оценки объектной (тактической) обстановки
в районе разведки объединяют результаты дешифрирования
отдельных ОДД, уточняют и перепроверяют их путем
сопоставления полученных результатов ВРР с ранее полученными
данными воздушной и другими видами разведки, предлагают
уточнить результаты дешифрирования и радарграмметрической
обработки по наиболее важным результатам, вызывающим
сомнение, принимают окончательное решение по результатам ВРР
и участвуют в документировании и оформлении данных для их
представления потребителям.
Между всеми перечисленными группами операторов
(операторами) в процессе обработки данных ВРР поддерживается
тесная связь. Операторы обработки сигналов по формированию
РЛИ и их преддешифровочной обработки выполняют требования
операторов-диспетчеров, осуществляющих первичное дешифриро-
вание по выявлению зон интереса. Взаимодействие ОД с операто-
рами детального дешифрирования может быть организовано
следующим образом. Оператор-диспетчер определяет зону
интересов и выделяет фрагмент РЛИ. Он же придает фрагменту
357
РЛИ признак из перечня стандартных объектов (колонна,
скопление техники, позиции ЗУР, аэродром, корабль и т.д.), а
также указывает его приоритет в соответствии с поставленной
задачей ВРР. Выделенные файлы РЛИ направляются в базу данных
для постановки в очередь на детальное дешифрирование. Затем при
освобождении очередного ОДД помеченный файл с наивысшим
приоритетом выдается на экран монитора этого оператора. ОДД
производит дешифрирование РЛИ в зоне интереса всеми
доступными ему способами с использованием опорных данных и
всей априорно известной информации о данном районе ВРР и
осуществляет регистрацию на обработанном файле полученной
информации. Все полученные по результатам ВРР операторами
детального дешифрирования и операторами оценки тактической
обстановки данные сопровождаются показателями их
достоверности (например, вероятностью).
8.5. МЕТОДЫ И АЛГОРИТМЫ АВТОМАТИЗИРОВАННОГО
ДЕШИФРИРОВАНИЯ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ
ИЗОБРАЖЕНИЙ
8.5.1. Основные направления автоматизации процесса
дешифрирования радиолокационных изображений в РСА
По информационным и тактическим характеристикам
современные РСА ВР существенно превосходят видовые системы
разведки оптического диапазона волн (фотоаппараты и оптико-
электронные средства). Они дают возможность осуществлять
непрерывное наблюдение объектов и местности независимо от
времени суток и метеорологических условий, а высокая
проникающая способность электромагнитных волн радиодиапазона
позволяет с помощью РСА ВР наблюдать искусственные и
естественные объекты через облака, туманы, дымовые завесы,
растительные покровы, снег и лед, рыхлые почвы, песок и т.п. При
этом особенно эффективно обнаруживаются на фоне отражений от
земной (морской) поверхности искусственные и естественные
объекты с металлическими поверхностями, представляющие
наибольший интерес для ВР. При радиолокационном наблюдении
может использоваться и уже используется информация, заключен-
358
ная не только в интенсивности отраженных сигналов, но и в их
фазовой структуре, поляризации, доплеровском смещении частоты.
Радиолокационным системам значительно сложнее организовать
противником противодействие путем маскировки и имитации
объектов, чем средствам разведки оптического диапазона. Все это
обусловило их широкое применение в локальных войнах и военных
конфликтах последних лет и то исключительно большое внимание
к их разработке, развитию и совершенствованию в США,
Европейских странах (Великобритании, Франции, Германии,
Италии и др.) и странах Востока (Японии, Китае, Индии и др.).
Однако используемые до 90-х годов для обработки данных
радиолокационной разведки традиционные для видовых средств
разведки оптического диапазона визуальные и визуально-
инструментальные методы дешифрирования в силу существенных
особенностей РЛИ не обеспечивали требуемых полноты, досто-
верности, точности и особенно оперативности получения
разведывательной информации. Дело в том, что производи-
тельность современных РСА ВР может составлять 106...107
элементов (пикселов) РЛИ в секунду и выше, а производительность
оператора-дешифровщика при визуальной обработке РЛИ
характеризуется величиной порядка 103...104 пикс/с. Кроме того,
при визуальном анализе РЛИ практически не возможно учесть ряд
вторичных признаков объектов разведки, информация о которых
заключена в радиолокационном сигнале (в его динамическом
диапазоне, составляющем 60...80 дБ, поляризации, фазовой
структуре, статистических характеристиках и др.).
Поэтому время обработки материалов радиолокационного
наблюдения, получаемых за один полет, составляло от нескольких
десятков минут до нескольких часов. Эффективность же решения
большой группы важных разведывательных и разведывательно-
ударных задач при современной мобильности и маневренности
войск, а также высокой подвижности объектов обеспечивается при
задержке данных наблюдения не более 3.. .5 до 10...15 мин.
Разрешение возникшего противоречия межд> требованиями
к полноте, достоверности, точности, с одной стороны, и к срокам
представления данных по результатам радиолокационной ВР, с
другой стороны, можно обеспечить только на пути автоматизации
процесса обработки радиолокационной информации с использова-
нием современных высокопроизводительных средств цифровой
359
вычислительной техники в составе бортовой и наземной
аппаратуры радиолокационных систем ВР. Однако проблема
полной автоматизации процесса дешифрирования визуальной
информации (в том числе РЛИ) несмотря на интенсивные
исследования, проводимые на протяжении многих лет (начиная с
середины 50-х годов) широким кругом отечественных и
зарубежных специалистов, до настоящего времени не решена ни в
теоретическом, ни в практическом отношении. Больше того,
специалистам по обработке изображений в настоящее время
становится все более очевидным нереальность создания в
ближайшем будущем, а по мнению многих из них, и в отдаленной
перспективе универсальных автоматов, сравнимых с человеком в
области восприятия и анализа изображений.
В связи с этим решение проблемы дешифрирования РЛИ,
получаемых с помощью РСА ВР, стоит на пути разумного
сочетания усилий операторов-дешифровщиков и средств автомати-
зации обработки, объединяемых в единую автоматизированную
(человеко-машинную) систему обработки данных радиолокацион-
ной разведки. Систему автоматизированной обработки радиолока-
ционной информации, включающую технические средства обра-
ботки и визуализации информации (ТСО) с соответствующим
алгоритмическим обеспечением, а также самого человека-
оператора в качестве элемента системы, следует рассматривать как
информационную эргатическую (человеко-машинную) систему
(ИЭС). Включение человека в систему обуславливает принци-
пиальное отличие ИЭС от других технических систем и определяет
специфику ее разработки.
Общепринятой при построении автоматизированных
человеко-машинных систем обработки информации является
антропоцентрическая концепция, в соответствии с которой за
человеком - оператором сохраняется основная роль и вся полнота
ответственности за процесс обработки и достоверность
результатов, при этом ТСО включаются в процесс обработки
информации в рамках каждой конкретной задачи, выступая как
дополняющие человеческий интеллект, а иногда и заменяющие его,
как инструмент его усиления, компенсации его недостатков в
части быстродействия и объема памяти [28].
В этих системах уже в настоящее время на ТСО можно
возложить решение следующих задач по обработке РЛИ в РСА ВР:
360
- обнаружение и определение координат наземных
одиночных малоразмерных объектов типа танк,
автомобиль, БТР, ПУ ракет, РЛС и др.;
- грубая классификация малоразмерных объектов (при
разрешении РСА Зх- 8r < 1 м)по размерам и вторичным
признакам, например, по спектру доплеровских частот
сигналов, отраженных от движущихся объектов или
объектов с движущимися элементами, различать движу-
щиеся объекты с колесными или гусеничными движи-
телями, объекты со сканирующими антеннами и т.п.;
- обнаружение, классификацию (распознавание) и определе-
ние координат ГЦ, состоящих из компактно
расположенных на местности одиночных объектов: колонн
боевой и автотранспортной техники на марше,
сосредоточений боевой техники в позиционных районах и в
боевых порядках и т.п.;
- обнаружение, распознавание и определение координат
пространственно-распределенных наземных и надводных
целей (аэродромов, самолетов на аэродромах, промышлен-
ных сооружений, кораблей, транспортных судов и др.);
- определение факта движения и параметров движения
наземных (морских) объектов;
- обнаружение изменений в обстановке при совместной
обработке РЛИ района разведки, полученных в разное
время;
- обнаружение движущихся подводных объектов по
аномалиям в скоростном (доплеровском) портрете морской
поверхности;
классификация земных покровов (водная поверхность,
суша, поле, лес, сельскохозяйственные насаждения и их
состояния, снежный покров и др.);
- совмещение РЛИ с топографической картой.
В силу недостаточной достоверности автомата при решении
рассмотренных задач принятие окончательного решения об
обнаружении и распознавании объектов целесообразно возлагать
на оператора-дешифровщика, которому на фоне высококачествен-
ного РЛИ наблюдаемого района в цвете с применением
специальной символики могут быть отображены результаты
361
работы автомата. Оператор при принятии решения использует
дополнительно априорную информацию о районе разведки и
объектах противника, косвенные признаки и контекстную
информацию, заключенную в РЛИ, которые сложно реализовать в
автомате. Поэтому ТСО помимо автоматического выполнения ряда
операций дешифрирования должны формировать высококачествен-
ное для визуализации оператору РЛИ (с учетом его субъективных
требований).
Строгих аналитических методов синтеза подобных ИЭС не
существует из-за неформализуемости деятельности оператора при
визуальной обработке изображений. Поэтому единственным прак-
тически возможным направлением оптимального (рационального)
проектирования таких систем является системно-согласованная
декомпозиция проблемы синтеза ИЭС на отдельные задачи
(этапы) синтеза и их решение на основе строгих количественных
системно-технических и инженерно-психологических (эргономии-
ческих) методов и моделей.
В качестве таких частных задач синтеза ИЭС целесообразно
рассмотреть следующие задачи:
- распределение функций по обработке радиолокационной
информации между оператором (или группой операторов) и
ТСО, обеспечивающее при их ограниченных возможностях
максимум эффективности W ИЭС (Хр -множество
вариантов распределения функций);
- синтез и реализация на ТСО алгоритмов обработки
радиолокационной информации с учетом проведенного
распределения функций и требований оператора (ХА -
множество возможных алгоритмов обработки);
- создание человеко-машинного интерфейса: технических
средств визуализации и управления, алгоритмического
обеспечения интерактивного взаимодействия оператора с
ТСО (ХИ -множество вариантов реализации интерфейса);
- разработка и обоснование стратегий оператора (операторов)
при работе в составе ИЭС (Хо — множество возможных
стратегий оператора).
362
Сущность системного синтеза ИЭС состоит в определении
вектора оценок X = (Хр ХА Хи Ха I из условия максимизации
показателя эффективности W (X) :
X = arg max W (X) (8.1)
на множестве
допустимых вариантов,
определяемом заданными требованиями и ограничениями.
В качестве обобщенного показателя эффективности W
ИЭС можно принять, например, ее информационную производи-
тельность, измеряемую числом обрабатываемых элементов РЛИ в
единицу времени при заданной плотности целей в районе разведки,
достоверности и точности результатов.
Одной из важных задач синтеза ИЭС является опти-
мальное распределение функций по обработке радиолокационной
информации между оператором и автоматом. В инженерной
психологии сформулирован принцип преимущественных возмож-
ностей, согласно которому рациональное распределение функций
между человеком-оператором и ТСО осуществляется таким
образом, чтобы на оператора возлагались те функции, которые
позволили бы ему наиболее эффективно реализовать свои
возможности, а на ТСО те, которые требуют выполнения
стереотипных, но трудоемких операций высокого быстродействия
и точности. При этом одной из важных задач является разработка
способов информационного сопряжения возможностей ТСО с
деятельностью оператора. Все формализуемые требования
оператора при этом могут быть реализованы при синтезе алго-
ритмов работы ТСО, неформализуемые требования реализуются
путем обеспечения интерактивного режима обработки информа-
ции. при котором в силу принципа рационального поведения
стратегия оператора стремится максимизировать эффективность
ИЭС в целом.
Реализация цифровых автоматизированных методов
обработки сигналов и изображений в бортовой и наземной
аппаратуре систем радиолокационной ВР может обеспечить
непрерывное получение достаточно полной, достоверной и точной
363
информации о наиболее важных (первоочередных) объектах
противника в масштабе времени близком к реальному с задержкой
относительно контакта самолета-разведчика с объектом разведки,
составляющей от 3...5 до 10... 15 мин. Это позволит эффективно
решать широкий круг разведывательных и разведывательно-
ударных задач при ведении боевых действий в современных
войнах и военных конфликтах. В связи с этим центр тяжести работ
в области создания систем радиолокационной воздушной и
космической разведки в США и других странах НАТО в последние
два десятилетия (начиная с середины 80-х годов) все больше
смещается в сторону развертывания и выполнения научно-
исследовательских и опытно-конструкторских работ по разработке
и внедрению в войска бортовых и наземных систем
автоматизированной цифровой обработки радиолокационной
информации, получаемой от РСА, на основе широкого применения
современной высокопроизводительной цифровой вычислительной
техники.
Одной из важных проблем, решаемых при создании таких
систем, является разработка их алгоритмического обеспечения.
Проблеме разработки алгоритмического и программного
обеспечения (математического обеспечения — МО) подобных
сложных информационных систем в последние годы уделяется
особенно большое внимание. Разработка МО информационных
человеко-машинных систем требует высокой квалификации
специалистов, отличается большой сложностью и стоимостью,
зачастую превышающей в 2...5 раз затраты на разработку
аппаратуры этих систем. При этом сроки разработки МО могут
оказаться определяющими при создании таких систем.
8.5.2. Обнаружение одиночных малоразмерных целей
Большинство одиночных и элементов групповых военных
объектов на сухопутных ТВД являются малоразмерными целями
(МЦ), размеры которых (/цг,/их) соизмеримы или несколько
больше размера элемента разрешения РСА (Sr, 5х) . В отношении
МЦ по данным от РСА даже при разрешении меньше метра можно
ставить в основном задачу их эффективного обнаружения на фоне
364
шумов аппаратуры и подстилающей поверхности, используя
различия в корреляционно-спектральных характеристиках
сигналов и шумов, а также в интенсивностях отражений ЭМВ
целями и подстилающей поверхностью. Дело в том, что даже при
десятикратном и большем превышении размеров целей элемента
разрешения РСА в силу отмеченных в п. 8.3 особенностей
дифракции ЭМВ на поверхностях искусственных объектов их
форма и текстура не передаются на РЛИ так, как это происходит в
системах оптического диапазона ЭМВ. Для таких объектов по РЛИ
можно лишь грубо оценить их размеры. Правда, используя
вторичные признаки МЦ, например, характеристики спектров
доплеровских частот отраженных от движущихся объектов или их
элементов сигналов, можно различить движущиеся и неподвижные
объекты, объекты с колёсными и гусеничными движителями или
обнаружить объекты с движущимися элементами. Здесь в отноше-
нии МЦ ограничимся рассмотрением алгоритмов их автомати-
ческого обнаружения на фоне шумов аппаратуры, отражений от
местности и других искажающих и дестабилизирующих факторов,
сопровождающих процесс радиолокационного наблюдения.
На рис. 8.8 показана структура математической модели
РСА применительно к решению задачи обнаружения МЦ, где
процессами ё (г,х) и ё.(г,х) обозначены функции радиолока-
циопного рельефа (ФРР) целей и подстилающей поверхности
(фона), экспоненциальным множителем ехр[у^,(г,х)] - муль-
типликативная помеха, обусловленная флуктуациями фаз
траекторных сигналов, а комплексным гауссовым процессом
й(г,х) моделируется шум аппаратуры. При рассмотрении
алгоритмов обнаружения и распознавания недвижущихся целей
удобно использовать не временные tr, tx, а пространственные
г - ctr / 2, х = Vntx аргументы процессов.
На вход обнаружителя МЦ (оператора Х^ц) в отсутствие
флуктуаций фаз ^(г,х) траекторных сигналов поступает адци-
тивная смесь сигналов от целей 5ц(г,х), фона 5ф(г,х) и шумов
аппаратуры й(г,х):
365
^(r, x) = s(r, x) + n(r, x) = iu(r, x) + 5ф (r, x) + n(r, x). (8.2)
Можно принять, что сигналы от целей s (г,х) и фона
(г, х) при размерах целей > 8г. Зх являются
пространственно ортогональными:
5ц(г,х)5ф(г, x}drdx « 0. (8.3)
Рис. 8.8. Структура математической модели РСА применительно к
задаче обнаружения МЦ
В представленной математической модели оператором
, включающим процедуры формирования достаточной
статистики £дс и испытание на порог Си описываются процедуры
обнаружения и определения координат МЦ на фоне подстилающей
поверхности с учетом случайных амплитуд и начальных фаз
сигналов от элементарных отражателей, флуктуаций фаз (г,х)
траекторных сигналов и шумов аппаратуры й(г,х). На выходе
оператора формируется поле решений FMU(r,%) обнаружителя
МЦ, на котором единицами отмечаются местоположения
обнаруженных целей, а нулями - все остальные пиксели РЛИ,
Наиболее распространенным в радиолокации методом
оптимального принятия решения об обнаружении цели в
наблюдаемом процессе (8.2) является сравнение с порогом h,
выбираемым по критерию Неймана-Пирсона, отношение
правдоподобия /(^) [3, 20]:
W,x)] = W " h, (8.4)
Ро(£) <
366
где р^) и р0(£) - условные функции (функционалы)
правдоподобия для гипотез присутствия Нх и отсутствия цели
в процессе £(г,х) соответственно. Эта процедура обеспечивает
максимум вероятности правильного обнаружения цели РПО при
фиксированной вероятности Рло ложных обнаружений (ложных
тревог).
Однако алгоритм (8.4) предполагает полную априорную
определенность в отношении сигналов от целей, фона и шумов
(помех). При неопределенности и изменчивости статистических
характеристик сигналов и помех алгоритм теряет свою
оптимальность и может оказаться даже неработоспособным.
Применительно к реальным условиям радиолокационного
наблюдения отношение правдоподобия может быть определено с
точностью до конечных совокупностей Aj и Ло неизвестных
параметров, тогда
h, (8.5)
Л($/Ло) <
#0
где А, и Ао - множества информационных и неинформационных
неизвестных параметров распределений р^) и р0(£) при
гипотезах Нх и Но (в общем случае часть компонент множеств Aj
и л0 может быть общей). В этом случае следует рассматривать
различение двух сложных гипотез, т.е. проверку сложной гипотезы
против сложной альтернативы [20].
Если все неизвестные параметры являются неинформа-
ционными. то их можно исключить путем осреднения функциона-
лов правдоподобия соотношения (8.5) по ним с их априорными
плотностями вероятности. В этом случае задача сводится к
разделению двух простых гипотез. При наличии среди неизвестных
информационных параметров требуется совместно принимать
решение о гипотезах и оценивать информационные параметры. В
случае обнаружения МЦ в качестве неизвестных информационных
367
параметров могут рассматриваться координаты целей (г, , их
размеры, ракурс наблюдения (при размерах МЦ существенно
больших Jr, Sx) и др., а в качестве неинформационных
параметров — амплитуды и начальные фазы сигналов, отраженных
от элементарных отражателей целей и фона, интенсивность фона,
параметры шумов, помех и траекторных флуктуаций фаз сигналов
и др.
Функции правдоподобия для гипотез Н{ и Н{) в
выражении (8.5) вычисляются на основе функционала шума
наблюдения уравнения (8.2) [47]:
2
?
где кп — нормирующий множитель; No - спектральная плотность
шума наблюдения; QH - область (апертура) наблюдения, ограни-
чиваемая длительностью зондирующего импульса ти и интервалом
наблюдения по координатам г и х соответственно.
При гауссовой плотности распределения шума в качестве
достаточной статистики можно взять натуральный логарифм от
отношения правдоподобия. Тогда с учетом в выражении (8.5)
функционалов правдоподобия (8.6) и пространственной
ортогональности сигналов и 5ф(г,х) можно показать, что
оптимальная процедура обнаружения МЦ сводится к сравнению с
порогом модуля (в случае «линейного» детектора) или квадрата
модуля (при квадратичном детектировании) корреляционного
интеграла:
)dpd% — Л,, (8.7)
или сигнала на выходе согласованного фильтра
368
-X}dpd% (8.8)
I
с импульсной характеристикой Лц (r,x) = 5* (-r,-x), согласован-
ной с сигналом МЦ, который будет определяться совокупностью
элементарных сигналов, отраженных от всей поверхности цели.
При размерах элемента разрешения РСА меньше размеров МЦ в
силу случайности фаз сигналов от отдельных элементов
поверхности цели их следует некогерентно суммировать (сумми-
ровать их модули или квадраты модулей) со всей площади МЦ.
С учетом независимости процессов 5ф(г,х), й(г,х) и
значительного подавления шумов аппаратуры при когерентной
обработке и некогерентном суммировании сигналов изображений
вычисление достаточной статистики, а следовательно и
реализацию самого алгоритма обнаружения МЦ (8.8) можно
существенно упростить при вычислении достаточной статистики в
два последовательных этапа.
На первом этапе следует сформировать статистику 1Х (г, х),
обеспечивающую максимум отношения мощности сигнала от
каждого элементарного отражателя поверхностей объектов и фона
к дисперсии некоррелированного гауссова шума и(г,х), путем
согласованной с сигналом от элементарного отражателя
поверхности обработки наблюдения ^(г,х). Эта статистика
представляет собой оценку ФРР (т.е. РЛИ), полученную по
критерию максимума отношения сигнал/шум. На втором этапе
полученная статистика 1х(г,х) должна быть подвергнута
обработке по формированию статистики 12 (г, х), обеспечивающей
максимум отношения (сигнал от МЦ)/(сигнал фона местности). В
полученной таким образом достаточной статистике
I(г9 х) - /2 (г, х) практически обеспечивается максимум
отношения (сигналов от целей)/(шум + фон местности).
При неизвестных начальных фазах (р^ сигналов от
элементарных отражателей и отсутствии флуктуации фаз (^ =0)
24. Изд. №9977
369
траекторных сигналов
формирование статистики 1Х
первого этапа, как известно, сводится к согласованной
квадратурной обработке сигналов и операции взятия модуля или
квадрата модуля на выходе согласованного фильтра с импульсной
характеристикой /?с(г5х):
В первом случае говорят о линейном детекторе (получении
огибающей сигнала) на выходе РСА, а во втором - о квадратичном
детекторе, хотя обе эти операции являются нелинейными. Анализ
для линейного выхода (детектора) приемника обычно является
более сложным и громоздким по сравнению с квадратичным
выходом, а характеристики обнаружения практически не зависят от
применяемого детектора, поэтому при разработке алгоритмов
автоматического обнаружения часто используют квадратичный
детектор [4]. Однако при формировании РЛИ для визуального и
машинно-визуального дешифрирования целесообразнее использо-
вать линейный выход, особенно при небольшом числе
некогерентно накапливаемых РЛИ, так как контраст спекл-
структуры изображений при отсутствии некогерентного
суммирования РЛИ на линейном выходе =0,52, а
квадратичном выходе ) = 1,0 (см. п.п. 1.6.2).
При наличии нескомпенсированных флуктуаций фазы
траекторного сигнала формирование достаточной статистики
/х (г, х) сводится к процедуре разбиения траекторного сигнала по
координате х в пределах интервала наблюдения Хи = rQ0A на
субапертуры, в которых значения флуктуаций £*Дг,х) жестко
коррелированны и практически некоррелированы между
субапертурами; согласованной обработке его в пределах
субапертур и некогерентному суммированию квадратов модулей
полученных частных статистик [5]:
370
где (г, х) - сигнал на выходе ФД в пределах k-й субапертуры по
координате х; h ,к (г9 х) ~ импульсный отклик фильтра, согласован-
ного с сигналом по координате х в пределах к-й субапертуры; N-
число субапертур, на которые разбит интервал наблюдения целей:
N - г 0 J Хс. Структура алгоритма формирования достаточной
статистики /1N(r,x) при некогерентном суммировании сигналов
показана на рис. 8.9.
Рис. 8.9. Структура алгоритма формирования достаточной статистики
/1V (г,х) при некогерентном суммировании РЛИ
Второй этап формирования достаточной статистики 7 (г, х)
алгоритма (8.8), обеспечивающий максимум отношения сигнал
цели/фон местности, при размерах цели больше элемента
разрешения должен осуществлять весовое суммирование сигналов
от всех элементов разрешения, укладывающихся на площади i-й
МЦ:
Л = \\lm,<r,x)Wr,x)drdx,
nu(
(8.П)
где hxv{r,x) - весовая функция, согласованная с формой и
текстурой Z-й МЦ. Из-за флуктуации интенсивности сигналов от
отдельных её элементов, вызванных интерференционными
процессами сигналов в элементах разрешения, текстурные
признаки МЦ в весовой функции /гц7 не могут быть учтены,
поэтому её можно согласовать только по размерам и ракурсу
наблюдения каждой i-й МЦ:
*
24
371
, , J1- ПРИ rei„
^{г,х) = \ (8.12)
[О, при гш,Хц1^€1ш,
где Q1V — область, занимаемая z-й МЦ (в г, х плоскости).
При неизвестных размерах углах наблюдения и
координатах rz, xt i-й МЦ они будут выступать в качестве
априорно неизвестных параметров. В этом случае оценка
координат обнаруживаемых МЦ может быть получена по
максимуму правдоподобия при развертывании процедуры
обнаружения (8.8) по области Qj формирования достаточной
статистики Z(r,x) (области наблюдения).
Однако такую процедуру сложно реализовать из-за её
неинвариантности к размерам и углам наблюдения целей. Поэтому
дальнейшее упрощение квазиоптимальной процедуры
обнаружения можно осуществить путём выбора в выражении (8.11)
усредненной по множеству интересующих МЦ формы и размеров
весовой функции /гц; = /?ц, независящей от углов наблюдения и
размеров конкретных МЦ:
I(r,x)= p,x-%)dpdx, r,xe£\. (8.13)
Сформированная достаточная статистика Z(r,x) испытывается на
порог , выбираемый по критерию Неймана-Пирсона для
задаваемой вероятности Рло ложных обнаружений.
При параметрической априорной неопределенности и
изменчивости фона его плотность вероятности Pq(I IW а
следовательно и порог решающей процедуры будут зависеть от
параметра :
[1, Z>fy(20); ---
(г - , х - х,) = Гп Z(r, х) = 1 \ °' i = 1,7УЦ,
[О, /<^(4),
где N — число обнаруженных целей (действительных и ложных).
В качестве неизвестного параметра плотности распределения
372
достаточной статистики по фону рассматривают среднюю ЭПР
поверхности = <тф = o^Mxsec/ (<т0 - удельная ЭПР
поверхности, у - угол визирования). Порог решающей процедуры
при этом находят из уравнения
J А(//<7фХ/ = Рло.
М°ф)
(8.14)
1пр0(//сгф)
Неизвестный параметр фона сгф можно адаптивно
оценивать по максимуму правдоподобия с использованием
обучающей выборки статистики /(г, х) в окрестности
испытываемых на порог её элементов путем решения уравнения
правдоподобия:
= 0. (8.15)
°ф =^ф
Для локально однородных диффузно отражающих участков
подстилающей поверхности с учетом некогерентного суммиро-
вания сигналов РЛИ плотность вероятности /70(//<тф) доста-
точной статистики Z(r,x) на квадратичном выходе РСА может
быть описана законом %2 с 2N степенями свободы:
Z>0, (8.16)
где F(N) - гамма функция (для целых N F(N) = (АГ -1)!); N-
число некогерентно накапливаемых изображений Z/r.x) .
Для обучающей выборки
2 /с’***’
размерностью К
А(1/^ф) = П7Л^ехР
4=1 V (А)сгф
Учитывая (8.17) в уравнении (8.15), получим
(8.17)
373
In pQ (I / €Тф) _ 7V/C 1 т __ (x
~ Л H ~^2 Zj * “ U’
б'°ф ^ф °ф *=1
откуда находим оценку сг$ по выборочному среднему :
(8.18)
где К = lrlx-\, lr> h “ РазмеРы цифровой обучающей
выборки по координатам г и х соответственно.
На рис. 8.10 показана структурная схема обнаружителя МЦ,
на выходе которого формируется поле решений
о
^мц(Г’Х) = 2^Г“^’Х-^)’ r'’ X/eQI’ <8-19)
/=1
□
где 8(г.х) - двумерный символ Кронекера.
Рис. 8.10. Структура алгоритма обнаружения МЦ
Оценку эффективности алгоритмов обнаружения проводят,
как правило, по характеристикам обнаружения сигналов целей на
фоне шумов аппаратуры и подстилающей поверхности. В
современных когерентных РСА ВР на выходе в РЛИ (в
достаточной статистике IXN(r9x) первого этапа) обеспечивается
высокое отно-шение мощности сигнала, отраженного от земной
поверхности (от объектов и местности), к дисперсии шума
аппаратуры. Поэтому основным фактором, затрудняющим
обнаружение МЦ, является фон подстилающей поверхности с
характерной для него спекл-структурой, маскирующей
374
слабоконтрастные МЦ, В связи с этим в качестве характеристик
обнаружения МЦ используются обычно зависимости вероятности
правильного обнаружения Рпо от отношения / сгф (аи - средняя
ЭПР цели) при заданных вероятности Рло ложных обнаружений и
числе N некогерентно накапливаемых РЛИ.
Эффективность обнаружения МЦ на фоне подстилающей
поверхности существенно зависит от флуктуаций амплитуд
сигналов от МЦ и фона местности. При этом большое значение
имеют интервалы корреляции этих флуктуаций. Интервал
корреляции флуктуаций сигнала от однородной шероховатой
подстилающей поверхности, характеризующейся наличием в
элементе разрешения множества независимых элементарных
(точечных) отражателей, определяется в основном интервалом
синтезирования Хс, а следовательно флуктуации сигналов фона в
субапертурах между собой можно считать некоррелированными.
Интервалы корреляции сигналов от МЦ зависят от размеров и
сложности их поверхности.
В зависимости от корреляции сигналов МЦ на интервале
наблюдения можно рассмотреть следующие математические
модели флуктуаций отраженных от них сигналов:
1. Случай стационарного (нефлуктуирующего) сигнала от
цели. Эта модель характерна для целей с неизменяющейся ЭПР в
широком секторе углов: искусственных уголковых отражателей
и естественных уголковых образований на местности и
поверхности распределенных объектов. Для таких объектов
сигналы во всех субапертурах на интервале наблюдения имеют
одно и то же значение.
2. Случай медленных («дружных») флуктуаций ЭПР цели,
при которых диаграмма ЭПР цели существенно не изменяется
во всем диапазоне формируемых субапертур, но может
значительно изменяться от условий наблюдения (ракурса и угла
места). В этом случае средний интервал корреляции флуктуации
отраженного сигнала может превышать интервал наблюдения.
Это имеет место при размерах цели, существенно меньших
размера элемента разрешения: £ = £ • £ /8г8х 1. Здесь
принимается, что минимальная ширина лепестков диаграммы
375
интенсивности отражения цели определяется максимальным
размером цели.
3. Случай независимых флуктуаций ЭПР цели, когда
интервал корреляции флуктуаций сигнала от цели меньше
интервала синтезирования ( £ц > 1).
Порог обнаружения определяется для заданной
вероятности ложных обнаружений Рпо по плотности
распределения достаточной статистики р0(^/<тф) в отсутствии
сигнала от цели (гипотеза 770) из уравнения (8.14) с учетом ее
распределения при квадратичном выходе РСА по закону %" с 2N
степенями свободы (8.16):
(8.20)
В качестве примера рассмотрим характеристики обнару-
жения МЦ применительно к стационарной нефлуктуирующей цели
(модель № 1) и цели с независимыми в субапертурах флуктуациями
амплитуд отраженных сигналов (модель № 3).
Для стационарной цели (уголковых отражателей) с ЭПР
ац при #=1 плотность вероятности достаточной статистики
для гипотезы описывается известным соотношением
[4]:
р1(у/Я1) = ехр{-(^+Г)]/0(2Л/^), У>0, у>0,(8.21)
где у = //(Тф; у = стц ; /0 (•) - модифицированная функция
Бесселя первого рода нулевого порядка. При некогерентном
суммировании N статистик с некоррелированными спекл-
структурами фона получим
TV—1
л? 2 . / 1----\
р\у1нх)= exp{-(^ + ^y)}7v_j2^y у),
(8.22)
376
где IN_} (•) - модифицированная функция Бесселя первого рода
N — 1 порядка, тогда
СО
Ло = (8.23)
К
где l\ =hj&^ Тъ(т.п,г^ - табулированная неполная функция
Торонто [4].
На рис.8.11 показаны рассчитанные по формулам (8.20) и
(8.23) характеристики обнаружения для Рло =10’4 и различных N .
Аналогичные характеристики рассчитаны для случая
независимых флуктуаций сигнала от МЦ (модель № 3), в составе
которых имеются преобладающие в сравнении с другими по ЭПР
отражатели, по формулам [35]
Графики этих характеристик показаны на рис. 8.12.
При двухэтапном формировании достаточной статистики
обнаружителя МЦ для £ц > 1 в число N следует включать
число N{ некогерентно суммируемых РЛИ, формируемых в
субапертурах при формировании статистики (г,х), и число А
элементов разрешения 8гSx, приходящихся на площадь весовой
функции при формировании достаточной статистики Z(r,x) :
где - размеры весовой функции hu по координатам г и х
соответственно, усредненные по множеству интересующих МЦ;
int {•} - целая часть числа в скобках.
377
В основе рассмотренного адаптивного алгоритма
обнаружения лежит определение порога Л, (<тф j решающей
процедуры при оценке параметра фона <т(, по обучающей выборке:
z, zr х 9 mn ~ 1V $mn' 1 Ф'""’ ZOOZX
С (I ) = 5 (8.26)
nV mnS 0 r x V
где I - цифровые отсчеты достаточной статистики; Т}
коэффициент, зависящий от значения вероятности PnQ, числа N и
размера обучающей выборки К при оценке параметра фона
(8.18). В качестве обучающей выборки обычно выбирают область
РЛИ Imn (область адаптации) в окрестности испытываемого на
порог элемента изображения. Текущая максимально
правдоподобная оценка интенсивности фона для однородной
подстилающей поверхности является, как уже указывалось (8.18),
выборочным средним'.
(Zr-l)/2
/ 4 / 4 i+m,i+n>
(4-l)/2j=-(2x-l)/2
где
7л = (/г+1)/2,[Мг-(/г+1)/2 + 1];п = (/л4-1)/2,[Мх-(/д.+1)/2 + 1];
Мх - размеры (число пикселов) обрабатываемого РЛИ;
К — I, • Д ~ 1 - число отсчетов обучающей выборки; /г, /у - числа
отсчетов обучающей выборки по координатам г и х, которые
удобно выбирать нечетными.
Однако рассмотренный алгоритм на основе использования
выборочного среднего (ВС) при оценке интенсивности фона по
обучающей выборке может оказаться неэффективным и даже нера-
ботоспособным при непараметрических «засорениях» обучающей
выборки локальными неоднородностями фона. К наиболее часто
вс гречающимся параметрическими «засорениями» обучающей
выборки относятся отражения от целей и местников (импульсные
помехи) и перепады интенсивности отражения поверхности
379
(границы поле-лес, водная поверхность-суша, облучаемая
поверхность-тень и т. п.), попадающие в область адаптации.
Для борьбы с импульсными засорениями обучающей
выборки в качестве оцениваемого параметра распределения фона
целесообразно использовать не выборочное среднее, а выборочную
порядковую статистику (ВПС), являющуюся элементом вариа-
ционного ряда = (7(1)7(2).../(г)...7(А:))г, г = полученного
путем упорядочения по возрастанию отсчетов обучающей
выборки: 7(1) <1т <...</(г) <...1(ку Для г = (7Г + 1)/2 (при
нечетном К) ВПС представляет собой выборочную медиану (ВМ)
Imed ~ ^(k+i\ * При оценке порога по выборочной медиане,
V 2 J
являющейся, как известно, состоятельной и несмещенной оценкой
медианы распределения (8.16):
(8-28)
где Т2 — коэффициент, зависящий от вероятности Р} (, числа N и
связи между параметрами среднего и медианы для данного
распределения, обеспечивается высокая устойчивость алгоритма
обнаружения по отношению к засорениям обучающей выборки
импульсными сигналами от соседних целей и радиоконтрастных
местников.
Однако этот алгоритм на однородном незасоренном фоне
по эффективности будет уступать алгоритму, использующему для
определения порога h{ выборочное среднее (ВС). Кроме того,
использование ВМ при формировании адаптивного порога не
обеспечивает стабилизацию вероятности ложных обнаружений Рло
при попадании в обучающую выборку перепадов интенсивности
флуктуирующего фона. На рис. 8.13 показано изменение
математического ожидания оценки удельной ЭПР фона М{а,.},
полученной по ВМ (г = (К +1) / 2) в окрестности перепада
интенсивности для обучающей выборки размером К-81 и числа
некогерентных суммирований РЛИ N - 1 и N = 3 . Сглаживание
перепада интенсивности при оценке параметров фона, как это
следует из приведенных графиков, занижает оценку интенсивности
380
сильно отражающего фона и завышает ее на слабоотражающем
фоне в окрестности перепада, что снижает эффективность
обнаружения целей, достаточно часто находящихся на границах
различающихся по интенсивности отражения фонов (поле-лес,
вода-суша, и т.п.).
Рис. 8.13. Графики изменения математического ожидания
оценки фона М (сТф 1 в окрестности перепада его интенсивности
Обеспечение робастности алгоритма к перепадам
интенсивности отражения фона можно обеспечить за счет дополне-
ния алгоритма обнаружения МЦ процедурой автоматического
обнаружения границ однородных поверхностей с различной ЭПР и
исключения этих границ из обучающих выборок, по которым
оцениваются параметры фона. Так, например, в предтагаемом в
работе [41] алгоритме при величине перепада удельной ЭПР
больше 10 дБ точность определения границ на РЛИ составляет
порядка одного элемента разрешения. При автоматизированном
дешифрировании границы поверхностей с различными ЭПР могут
задаваться по РЛИ оператором (например, с помощью курсора).
Эффективность рассмотренного алгоритма оценивалась по
математическим моделям радиолокационных сигналов и
изображений для достаточно широкого набора характерных
неоднородностей подстилающей поверхности [49]. Цели на РЛИ
располагались с учетом наиболее вероятного их местоположения
на реальной местности (на дорогах, вблизи лесных массивов, у
переправ, вблизи местных объектов и т. п.). Так, например, на
одном из сюжетов моделируемых РЛИ подстилающая поверхность
представлялась локально однородными участками местности:
лесной массив (бто = -'16 дБ), различные растительные покровы
381
(сго = -2О...-24 дБ), водная поверхность и тени (сго = -4О...-45 дБ),
дороги (ст0 = -36 дБ) и местные предметы (посадки вдоль дорог,
кромки типа вода-суша, поле-лес, жилые строения). В кадре РЛИ
размещалось 120 флуктуирующих МЦ со средней ЭПР а =3 м2,
при этом вблизи лесного массива располагались 12 целей, в группе
- 42 цели, на дорогах — 11 целей, в поселке — 5 целей.
Моделирование проводилось при следующих значениях
параметров: 8х - 8г - 5 м, Ро =10 “4, N - 3 .
По результатам проведенной оценки эффективности
алгоритма получены следующие вероятности правильного
обнаружения: для алгоритма, использующего ВПС для оценки
параметров фона РПО=0.93, Рло=10'4; для алгоритма,
использующего ВС для оценки параметров фона Рпо=0.83,
Рло =3*1(Г4; при установлении оптимального порога на локально
однородных участках рассмотренных моделей эти вероятности
составили величины Ро =0.98, Рло =10 “4.
Обеспечение робастности алгоритма автоматического
обнаружения МЦ к более широкому кругу локальных
неоднородностей подстилающей поверхности, особенно в условиях
сильно пересеченной местности, потребует выдвижения
дополнительных встречных гипотез в отношении статистики фона.
При этом процедура расширения набора гипотез или их замена
должна быть автоматизирована, что потребует значительного
усложнения алгоритма. Однако и в этом случае при современных
возможностях цифровой вычислительной техники алгоритм может
быть реализован в реальном (или в близко к реальному) масштабе
времени.
8.5.3. Обнаружение и распознавание групповых целей
Большинство важных наземных объектов противника
являются групповыми: подразделения мотопехотных и танковых
войск, тактических и оперативно-тактических ракет, мобильных и
стационарных зенитных ракетных комплексов и др. в колоннах (на
марше), в позиционных районах, в боевых порядках, в местах
382
сосредоточения (рис. 8.14). Групповая цель (ГЦ) представляет
собой совокупность определенным образом компактно
расположенных на местности одиночных, как правило,
малоразмерных целей (МЦ). В отличие от МЦ в отношении ГЦ в
современных автоматизирован-ных системах обработки данных
воздушной радиолокационной разведки может ставиться задача их
обнаружения, распознавания (классификации), определения
функционального состояния и местонахождения.
Рис. 8.14. Фотографии групповых объектов бронетанковой техники
(а) и их радиолокационные изображения (б)
383
Функция радиолокационного рельефа (ФРР) групповых
целей и подстилающей поверхности может быть описана
выражением:
МГЦ Nm т
ё(р)=£ p=hx] ’ <8-29)
/и=1 и-1
где ew„(p) “ и-ой МЦ, входящей в состав т -ой ГЦ; еф(р) -
ФРР подстилающей поверхности с расположенными на ней
одиночными объектами и местными предметами; Мгц — число ГЦ
в районе наблюдения; Nm - число МЦ, входящих в состав т -ой
ГЦ, ртп - вектор координат п -ой МЦ, входящей в состав т -ой
ГЦ. При этом предполагается, что ФРР МЦ пространственно
ортогональны с ФРР подстилающей поверхности.
При полной априорной определенности в отношении
сигналов от целей, подстилающей поверхности и шумов аппарату-
ры оптимальной процедурой обнаружения и распознавания
является байесовское правило, минимизирующее средний риск,
которое для обычно принимаемой при классификации простой
функции потерь переходит в процедуру, максимизирующую
апостериорную вероятность'.
<ц{/(р)} = Я/> если р,р\%)> PkPk(£\> i*k, (8.30)
где — априорная вероятность наличия в районе
радиолокационного наблюдения ГЦ i - го класса; Л ) -
функция правдоподобия (плотность вероятности сигнала £ (р) при
наличии сигнала от ГЦ i - го класса).
В результате синтеза оптимальный алгоритм сводится к
формированию изображения каждого разрешаемого отражателя
наблюдаемых объектов в зоне обзора РСА и корреляции
полученного изображения с эталонным изображением, представ-
ляющем собой функции отражения каждой классифицируемой
групповой цели с учетом различных вариантов расположения ее
элементов и ракурсов наблюдения ГЦ [8, 45]. Реализация такого
алгоритма предъявляет чрезвычайно высокие требования к
производительности и объему памяти спецпроцессора.
384
Значительное упрощение алгоритма при контролируемом
снижении его достоверности можно получить, используя
декомпозицию оптимального алгоритма на ряд последовательно
выполняемых процедур (этапов) с сокращением избыточности
обрабатываемых данных от этапа к этапу. Задача синтеза
алгоритма обнаружения и классификации ГЦ в этом случае
сводится к условной оптимизации (синтезу) процедур отдельных
этапов по частным критериям с последующей параметрической
оптимизации алгоритма в целом по критерию эффективности
обнаружения и классификации ГЦ. При декомпозиции алгоритма
его можно представить следующей совокупностью
последовательно выполняемых процедур (рис. 8.15):
- процедура формирования достаточной статистики 1(р)
обнаружителя МЦ (оператор );
- решающая процедура обнаружителя одиночных целей -
амплитудная сегментация РЛИ (оператор Z* с);
- процедура пространственной сегментации (оператор £пс)
выделенных отметок FMlt(p) по параметрам компактности их
расположения в ГЦ, включающая процедуру кластеризации
отметок (оператор £к ) и решающую процедуру обнаружения
ГЦ (оператор £гц);
- процедура формирования вектора признаков Az
обнаруженных ГЦ - описание ГЦ (оператор £оп );
- решающая процедура классификации ГЦ (оператор ).
Процедуры ZZj и по существу являются алгоритмом
обнаружения МЦ с адаптивным порогом, на выходе которого
формируется бинарное поле решений FMU (р) :
/?mu(p)=Ej(p-p.)=
1, /(р)>Л(^);
О, в других случаях,
где /?(<Тф) - порог обнаружения, выставляемый по выборочной
оценке интенсивности фона; ^(р) - символ Кронекера.
25. Изд. №9977
385
Рис. 8.15. Структурная схема алгоритма обнаружения и классификации
групповых целей
Оптимальный синтез этих процедур для заданного значения
вероятности Рло ложных обнаружений (критерий Неймана-
Пирсона) приведен в пп. 8.5.2. Поле решений 7\1Ц (р) обнаружи-
теля МЦ обладают значительно меньшим объемом данных, чем
сама достаточная статистика 1(р). Правда, это поле помимо
элементов ГЦ включает также отметки отдельных одиночных
объектов и группы отметок, не относящихся к интересующим ГЦ
(радиоконтрастные одиночные местные предметы и их скопления,
кромки, не интересующие групповые объекты и др.).
При размерах МЦ, существенно больших размера элемента
разрешения (£ц>10), может быть проведена грубая классификация
МЦ по размерам и форме объектов (оператор г* на рис. 8.15),
результаты которой являются дополнительными информативными
признаками ЛмцГЦ.
Выделение отметок ГЦ из поля решений Кмц(р)
осуществляется с помощью процедуры £лс пространственной
сегментации, которая может быть разделена на процедуру £к
кластеризации, разделяющую отметки поля решений FMU(p) по
признакам компактности их расположения на отдельные кластеры
386
rkj (p), и процедуру Лгц выделения кластеров гП1/(Р), параметры
которых ) соответствуют интересующим ГЦ
(процедуру обнаружения ГЦ):
где бгц ) - Nk мерная область значений
параметров компактности ГЦ, используемых при их обнаружении;
- число образовавшихся в области наблюдения Q
кластеров и число обнаруженных ГЦ соответственно.
Процедура оператора £пс оптимизируется по критерию
эффективности обнаружения ГЦ при заданных (фиксированных)
параметров оператора £мц. На выходе оператора £пс через ключи
(Ki и К2) поступают группы отметок FrvJ обнаруженных ГЦ:
^(p) = Z<5(p-pJ, (8.33)
где N] - число элементов I -й обнаруженной ГЦ, рй/ - оценка их
координат; Лмц и Л/; - параметры, которые были оценены и
использованы при кластеризации отметок поля решений Кмц (р) .
В настоящее время для группирования отметок используют
различные процедуры кластерного анализа: алгоритм «минимально
связывающего дерева», алгоритм «оценки ближайшего соседства»
(ранговой кластеризации), алгоритм кластеризации на основе
информационного критерия и алгоритм «с фиксированным
радиусом».
Дальнейшее сокращение объема данных при формировании
достаточной статистики классификатора ГЦ можно обеспечить
путем формирования с помощью процедуры описания £сп
рационального вектора признаков Az = Аг ]Т для
классификации обнаруженных ГЦ с требуемой достоверностью.
25* 387
Этот вектор формируется из совокупности параметров Kkj
кластеризации, параметров Лмц по результатам грубой классифи-
кации МЦ и дополнительно измеряемых оператором £оп пара-
метров выделенных кластеров Flu], Строгих аналитических
методов оптимального отбора признаков при данном методе
распознавания не существует, поэтому их отбор, как правило,
осуществляется по критерию эффективности классификации и
допустимым вычислительным затратам на реализацию процедуры
£кл классификации.
Процедура Х^ классификации ГЦ при их параметрическом
описании, когда процесс оценки признаков сопровождается
совокупностью случайных факторов, сводится к расчету
апостериорных вероятностей для каждой обнаруженной ГЦ и
принятию решения о принадлежности /-ой ГЦ к /-му классу по
максимуму апостериорной вероятности:
4л(А/) = еслм^А(Л/)>ЛА(Л/); к = 0,Мт; I* к, (8.34)
где Рг - априорная вероятность ГЦ z-го класса; p, (Az) -
совместная плотность распределения параметров ГЦ /-го класса;
А/гц - размерность алфавита классов ГЦ.
На выходе алгоритма формируется поле решений Frv (р)
классификатора ГЦ:
Мгц О
^(Р) = £^(РЛ)> (8-35)
1=1
где FrijJ — метка класса обнаруженной Z-ой ГЦ; 7Угц - число
обнаруженных и распознанных ГЦ; ргц/ - оценка координат
каждой обнаруженной I -ой ГЦ, получаемая путем обработки
координат ее элементов р.^.
Оптимизация алгоритма в целом при рассмотренной его
декомпозиции осуществляется выбором зафиксированных при
синтезе отдельных процедур (£мц, £пс, £оп, Х^) параметров
388
обработки по максимуму достоверности обнаружения и
классификации ГЦ.
Необходимо отметить, что выделенные в результате
процедуры £гц кластеры FriV (р) отметок содержат в себе
информацию только о геометрическом построении ГЦ, которое
претерпевает существенные изменения в зависимости от
функционального состояния ГЦ, характера боевых действий,
условий расположения на местности и многих других факторов.
Это обуславливает «размытость» образов ГЦ в признаковом
пространстве и, следовательно, низкую эффективность их
детальной классификации. Поэтому в отношении ГЦ в РСА ВР
целесообразно ставить задачу лишь их грубой классификации
(различие колонн боевой и автотранспортной техники, техники в
боевых порядках, скоплений техники, боевой техники в
позиционных районах и т.п.). Тем не менее, автоматическое
выполнение этой процедуры при автоматизированной обработке
РЛИ в РСА может значительно сократить время и повысить
достоверность анализа данных с выхода обнаружителя ГЦ
оператором - дешифровщиком (рис. 8.16). На оператора в этом
случае возлагается задача проверки достоверности работы автомата
и детальный анализ выделенных ГЦ с привлечением
дополнительной априорной и контекстной информации в
интересах более детальной классификации ГЦ.
Рис. 8.16. РЛИ с результатами обнаружения МЦ (а) и результатом
обнаружения и классификации ГЦ (б)
В силу того, что информация о ГЦ в выделенных
обнаружителем кластерах точечных отметок заключена только в
геометрических особенностях их построения, в качестве описания
389
2exp{-l/2(A-mJT D;1(A-mA/)J,
ГЦ при их классификации можно использовать совокупность
Л - [Л|, Л2,..., Л ]Г их геометрических признаков (среднее
расстояние между элементами в группе, размеры, площадь, число
элементов ГЦ, признаки формы и др.). Выбор признаков должен
обеспечить, с одной стороны, требуемую эффективность
классификации ГЦ, с другой стороны, простоту и реализуемость
решающей процедуры. При этом одним из важных требований к
описанию ГЦ является инвариантность описания к условиям
наблюдения.
Из-за влияния достаточно большого числа случайных
факторов на процесс измерения параметров ГЦ плотность
распределения параметров д (Л) можно с высокой степенью
достоверности принять гауссовской:
1
^(Л)= (2^)rdetDw
(8.36)
где mA , - вектор математических ожиданий и ковариационная
матрица оценок признаков ГЦ соответственно (принимаются
априорно известными).
В этом случае выражение для решающей процедуры
запишется в виде:
F. = аГё ИЗЗХ ln [Р,Р, (\ )1 = аГё тах Vi (\ ) ’ (8-37)
/€1,Л71Ч *- -*
где УЛ (\ ) = Р + Ь? \ DL‘ \;
Р,= 2 In Р, - In {det } - т JX'm*,; b2 = 2m TAjD;', здесь Fri(, -
метка класса ГЦ, полученная по совокупности признаков
обнаруженной / - ой ГЦ. Структурная схема оператора £кт,
реализующего процедуру (8.37), показана на рис. 8.17.
При выборе алфавита классов исходят обычно из
специфики решаемой задачи, требуемой детальности
классификации, информативности регистрируемых данных об
объектах разведки и требований к достоверности классификации.
Применительно к задаче распознавания ГЦ по РЛИ в РСА вся
информация о ГЦ заключена в числовых характеристиках
390
конфигурации расположения элементов ГЦ на местности.
Используя эту информацию, можно выделить, например,
следующие четыре класса важных ГЦ:
- скопление техники (СТ);
- техника в боевых порядках (БП);
- боевая техника в районе сосредоточения (танковая рота (ТР)
в районе сосредоточения);
- колонны боевой и автотранспортной техники (КТ).
Рис. 8.17. Структурная схема процедуры классификации ГЦ
Наиболее приемлемым подходом к формированию
признаков ГЦ для выбранного алфавита классов является метод
отбора признаков в несколько этапов. На первом этапе при этом
формируется исходный набор признаков, доступный для измерения
по РЛИ, который отображает наиболее существенные свойства ГЦ
рассматриваемого алфавита классов. На втором этапе по
показателю разделяющей способности осуществляется отбраковка
признаков с низкой разделяющей способностью и, наконец,
окончательный отбор признаков проводится по критерию
эффективности распознавания и вычислительным затратам на
реализацию процедур £оп и .
Предварительный отбор признаков на втором этапе может
быть осуществлен на основе оценки их разделяющей способности.
Наиболее достоверным показателем разделяющей способности
391
вектора Л признаков является средний «объем» пересечения
многомерных областей признаковых пространств для рассматри-
ваемого алфавита классов:
1 М‘Ц
(s’8)
Z i*j 7=1
При гауссовских распределениях признаков (8.37) в
выражении (8.38) удобно перейти к математическому ожиданию
логарифма «объема» пересечения многомерных областей
признаков:
1 ^П1
jMAWA)JA> <839>
7=1
характеризующего разделяющую способность (информативность)
вектора Л признаков. После интегрирования в (8.39) с учетом
гауссовских плотностей pt (Л) и р} (Л) получим
Этот показатель разделяющей способности вектора
признаков Л представляется физически более наглядным по
сравнению с широко известными в литературе показателями,
формируемыми на основе верхней границы Чернова ошибки
классификации и расстояния Бхаттачария [24].
Окончательный отбор признаков ГЦ проводился по
критерию эффективности распознавания ГЦ. В качестве показателя
эффективности в этом случае наибольшее распространение
получила средняя вероятность Ро ошибок классификации:
(8.41)
392
где Pt} -вероятность принятия решения в пользу z-ro класса при
действии на вход классификатора отметки от ГЦ j -го класса для
различных комбинаций признаков, составляющих Л .
Для формирования признакового пространства (на первом
этапе) ГЦ можно представить совокупностью координат точечных
объектов Fr4 = {pw} с центром в точке
где пт — число МЦ в составе ГЦ.
Одним из важных признаков компактности группы, служит
среднее расстояние между соседними элементами (ближайшими
соседями - БС) ГЦ:
где dEC/=mind,r
d//
i * j;
Р,>Р, еГгц.
Для учета в признаках конфигурации ГЦ можно в качестве
признака выбрать местоположение средней точки двух mt и
т2? наиболее удаленных элементов группы с координатами рпЛ и
Рт2 (рис. 8.18, а):
Рг2 “ (Pml Рш2 )/2 ?
где pwl и рт2 определяются для элементов с расстоянием
d_ = maxd. .
W1W2 IJ
Аналогично определяется средняя точка рг3 трех (ть т2 и
т3) наиболее удаленных элементов группы:
РгЗ “ (Рт1 + Рт2 Р/иЗ )/3 •
Введение этих характеристических точек позволит
вычислить следующие дополнительные параметры конфигурации
ГЦ: расстояние dr2rl от центра рг группы до точки рг2;
393
расстояние dr3rl от рг до рг3 и расстояние dr2r3 между
характеристическими точками рг2 и рг3.
В качестве признаков конфигурации ГЦ рассматривают
также среднее расстояние от элементов группы до центра:
| "г
и отношение d^ /dB0 , где
| «г
пг-2 j=1
- среднее расстояние от элементов группы до большой оси (БО)
объекта (рис. 8.18, б), а также отношение dBO /^БС *
Рис. 8.18. Признаки конфигурации построения групповых целей.
При описании ГЦ, состоящей из сосредоточенных
(точечных) объектов, рассматривают также параметры, связанные с
площадью £ и периметром рг области расположения ГЦ
(рис. 8.18, б):
394
г z?7jm2
d КП+О
//БО vEO / ’
Pr=E ^<+1
где dpbo, dvBO - расстояние от БО до наиболее удаленных от нее
точек ГЦ; птк - число контурных точек; tZ7\+1 - расстояние от z-ой
до (i 4-1 )-ой контурной точки.
Для распознавания колонн техники, особенно при
непрямолинейных их конфигурациях (повторяющих форму линий
дорог), может быть использован параметр Д у/ , характеризующий
среднее значение изменения угла между прямыми, соединяющими
две соседние пары элементов ГЦ (рис. 8.18, в):
Ду/ =
где
Ду/, = arctg
- arctg
rt, х. - координаты i -го элемента ГЦ.
Оценка информативности признаков ГЦ показала, что для
обеспечения вероятности ошибки классификации Р0<10 “ можно
ограничиться из рассмотренных выше тремя признаками:
d /dBO> dBO/dBC и Ду/ . Кроме этих признаков достаточно
информативным неучтенным в проведенном выше анализе
исходного описания ГЦ может оказаться целочисленный параметр
пг - число элементов, составляющих ГЦ.
Экспериментальная оценка эффективности алгоритмов
обнаружения и распознавания ГЦ проводилась с применением
моделей реальных РЛИ. С этой целью на сюжетах моделируемых
РЛИ располагались несколько ГЦ с заданными параметрами и с
учетом их наиболее вероятного расположения на реальной
местности (на дорогах, открытой местности, вблизи лесных
массивов, у переправ и т.п.). Кроме того, в процессе эксперимента
использовались оцифрованные реальные РЛИ РСА, на которые
цифровым способом наносилась с помощью соответствующей
замены пикселов РЛИ объектная обстановка [50]. Однако в этом
395
случае возможности по управлению параметрами и характе-
ристиками РСА были ограничены.
Сформированные РЛИ с нанесенной объектной
обстановкой подвергались вначале обработке алгоритмом
обнаружения МЦ. Затем поле решений Амц(р) обрабатывалось
алгоритмом обнаружения ГЦ на основе кластеризации по методу
минимально связывающего дерева. Для обнаруженных ГЦ
формировался вектор признаков, с учетом которого в
классификаторе принималось решение о классе ГЦ. Обнаруженные
ГЦ и метки их классов подвергались цветовому кодированию и
накладывались на исходные РЛИ для визуализации оператору
(рис. 8.16).
Количественно оценка эффективности алгоритмов проводи-
лась методом статистического моделирования с усреднением
оценок по множеству реализации моделируемых РЛИ:
1 1 1
pi'U* _ 1 ПГЦ* , ргЧ* _ 1 \ 1 «ГЦ* , ПГЦ* _ 1 \ ' ргц* ZQ л у у
~ АГ 9 Г™ ~~ ДГ Z-J Л<>/ ’Л) ~ ДТ kLj »/ А5-42’
р 7=1 1УР 7=1 1Np 7=1
где “-оценочные значения вероятностей
правильного обнаружения, ложного обнаружения и ошибки
классификации ГЦ соответственно; N? -число независимых по
случайным факторам реализаций РЛИ; Р™’ = NTli; N -
число обнаруженных ГЦ в j-й реализации РЛИ; Nru - число ГЦ в
моделируемом РЛИ; Рл1л = /М; - число ложных ГЦ,
обнаруженных в J-ой реализации РЛИ; М = /5гц -
максимально возможное число участков наблюдаемой поверхности
площадью 5гц, в которой могут быть обнаружены ГЦ; -
общая площадь РЛИ, на которой потенциально могут
располагаться ГЦ.
На рис. 8.19 представлены рассчитанные по результатам
эксперимента зависимости вероятностей Р" и Р^ от порога h
обнаружителя МЦ для различных отношений б7мц/сГф и числа
некогерентно суммируемых РЛИ N -1 (рис. 8.19, a), N ~ 3
(рис. 8.19, б).
396
а) б)
Рис. 8.19. Графики зависимости вероятностей Pn™ и Р™ от
порога h обнаружителя МЦ
Оценка вычислительных затрат на реализацию алгоритма
обнаружения и распознавания ГЦ в реальном масштабе времени
потребуется производительность спецпроцессора порядка 15-10
простых операций в секунду, что вполне достижимо на
современном уровне развития вычислительной техники.
8.5.4. Обнаружение и распознавание распределенных целей
При достижимой в современных РСА разрешающей
способности (до одного метра и выше) многие объекты (цели)
воздушной разведки переходят в разряд распределенных целей
(РЦ) с передачей на их РЛИ формы, размеров, структуры
поверхности. В отношении РЦ по РЛИ может ставиться задача их
обнаружения, распознавания (классификации) и определения
функционального состояния. В общем случае т - я РЦ
характеризуется совокупностью компактно расположенных на их
поверхностях элементарных отражателей. Их ФРР можно описать
суммой
(Р) = Е 'Пт “ Р™ )’ Рп,„ 6 > С8’43)
Л=1
где Етп,(ртп - амплитуды и фазы коэффициентов отражения
397
(комплексных амплитуд ЭМП) элементарных отражателей,
приведенных к некоторой картинной плоскости у поверхности
цели; р = \rmn, хтп - координаты отражателей т -ой РЦ; -
область картинной плоскости, занимаемой отражателями РЦ; Nm -
число отражателей т -ой РЦ; 8(р) — символ Кронекера.
При полной априорной определенности в отношении
полезных и мешающих сигналов оптимальной процедурой
распознавания здесь, как и в случае ГЦ, является байесовское
правило, при котором в случае простой функции потерь
принимается решение о классе цели по максимуму апостериорной
вероятности:
4ц{4(р)} = Н„ = (8.44)
где Pf — априорные вероятности целей i - го класса; д(^) —
функция правдоподобия - условная плотность вероятности
значений сигнала <^(р) при наличии сигнала от i - ой РЦ;
ЛР) = [< (Р) + ёф (р)] * 4(Р) + Й(р) = \(р) + (р) + й(р); (8.45)
ец(р), ёф(р) - ФРР цели и фона соответственно; й(р) - шум
аппаратуры. При этом ФРР цели и фона будем считать
пространственно ортогональными:
рц(р)ёф(р)ф = 0.
Для модели сигнала (8.45) в работе [5] получены выражения
для апостериорных плотностей вероятности, согласно которым
квазиоптимальная процедура алгоритма (8.44) распознавания РЦ
может быть выполнена в три этапа.
Первый этап состоит в формировании РЛИ по максимуму
отношения сигнала от цели и фона к шуму аппаратуры путем
согласованной с сигналами от элементарных отражателей цели и
фона обработки в субапертурах на интервале синтезирования Хс и
некогерентного суммирования модулей
ё(Р)
или квадратов
модулей е(р)
2
, полученных в субапертурах РЛИ (8.9), (8.10).
398
Второй этап заключается в корреляции полученных РЛИ
целей и фона с эталонными РЛИ заданного набора (алфавита)
классов, хранимыми в «банке» эталонных изображений. Выходы
коррелятора по каждому поступающему РЛИ взвешиваются с
учетом априорных вероятностей Р t классов, формируя тем самым
достаточную статистику классификатора.
Третий этап с помощью компаратора реализует
собственно решающую процедуру классификатора по максимуму
апостериорной вероятности.
В силу положительной определенности сигнала РЛИ на
входе коррелятора второго этапа на его выходе при цифровой
обработке вычисляется корреляционная сумма с учетом ненулевых
математических ожиданий коррелируемых РЛИ:
£ Ё [X, 0 - ^ ] [% (к, I) - ёэу
7=0___________________________________
1 1 ’
wr-i Л2/Х-i Д5
£ [ец( (к, 7) - ёп1 ] X Ё [% 0 - % ]
/=о 7 /<=о /=о у
(8.46)
где Nr,Nx — число отсчетов по соответствующим координатам
РЛИ , ёэт} цели и ее эталона; её, . — математические
ожидания РЛИ цели и ее эталона.
Рассмотренный алгоритм реализуется при полной априор-
ной определенности, что практически невыполнимо в реальных
условиях радиолокационного обзора. В частности, неизвестны
координаты целей и углы их наблюдения (<9,^9). Кроме того, неиз-
вестны параметры подстилающей поверхности в силу ее неодно-
родности и нестационарное™. При параметрической априорной
неопределенности в отношении вектора параметров
Л = [Д,] можно воспользоваться адаптивным байесовс-
ким подходом, т. е. алгоритмом совместной классификации и
оценки параметров. Оценку параметров следует проводить по
максимуму правдоподобия на основе решения уравнения
правдоподобия:
399
V л1пр,(е/Л)/ д =0,
7 z7
(8.47)
где р(е / Л) - функция правдоподобия.
При невозможности аналитического решения уравнения
правдоподобия (8.47) оценки параметров находят либо
развертыванием In pt (е / Л) по неизвестным параметрам с оценкой
их по максимуму правдоподобия:
Д - arg max In pt(el Я.), (8.48)
Л
либо используют метод численного решения уравнения
правдоподобия (8.47). В силу неизвестности координат целей и
неинвариантности их формы и текстуры к условиям наблюдения
алгоритм классификации следует развернуть по всем координатам
возможного нахождения целей и по всем углам (р их
наблюдения в горизонтальной и угломестной плоскостях.
Кроме того, для реализации достаточной статистики (8.46)
классификатора в памяти автомата должен храниться весь набор
РЛИ эталонов, полученных под разными ракурсами наблюдения,
что практически неосуществимо в отношении реальных РЦ,
характеристик РСА и условий наблюдения.
Однако, как будет показано в п.8.6, имеются методики и
алгоритмы получения радиолокационных портретов (РЛП)
искусственных наземных и надводных РЦ для заданных
параметров РСА Я, 8х, 8г , угла поляризации антенны и условий
наблюдения <9, <р на основе математического моделирования
процесса рассеяния ЭМВ на поверхностях искусственных РЦ и
тракта формирования РЛИ в РСА. По этим алгоритмам для
заданного алфавита классов, известных геометрических
характеристик интересующих объектов, заданных параметров РСА
и условий наблюдения можно с помощью автомата рассчитать РЛП
эталонов практически в масштабе времени, близком к реальному.
Правда, для таких расчетов требуется знать ракурсы наблюдения
объектов. Эту задачу можно решить с помощью оператора-
дешифровщика, который по обнаруженным на РЛИ отметкам РЦ и
известным параметрам траектории носителя РСА сможет
определить с помощью автомата углы 3,(р ориентации цели
относительно ФЦА РСА. Но при этом алгоритм классификации
400
может быть выполнен только с помощью оператора, т. е. в
автоматизированном режиме дешифрирования РЛИ. Участие
оператора в процедуре обнаружения и распознавания РЦ позволит
значительно снизить вычислительную нагрузку на автомат (ЭВМ)
и реализовать эту процедуру с достаточной достоверностью в
масштабе времени, близком к реальному.
В качестве альтернативы рассмотренному алгоритму можно
рассмотреть другой алгоритм классификатора РЦ, который можно
получить с помощью упрощения рассмотренного выше квазиопти-
мального алгоритма путем его декомпозиции на отдельные этапы с
сокращением объема обрабатываемых данных от этапа к этапу и
перехода от избыточного описания классов радиолокационными
изображениями к инвариантному относительно условий наблюде-
ния параметрическому описанию классов РЦ.
Такой алгоритм может быть получен на основе
совокупности последовательно выполняемых процедур:
- согласованной с сигналами от элементарных отражателей
наблюдаемой поверхности обработки сигналов с выхода
ФД приемника;
- селекции обнаруженных (превышающих порог)
радиоконтрастных элементов поверхности (амплитудной
сегментации РЛИ);
- пространственной сегментации компактно расположенных
групп, обнаруженных на предыдущем этапе отметок с
учетом характеристик РЦ (селекции изображений РЦ);
оценки
составляющих вектора признаков
отселектированных РЛИ целей по их
геометрическим и текстурным характеристикам;
- формирования достаточной статистики классификатора РЦ
на основе полученных оценок признаков Л;
- процедуры принятия решения по критерию близости
описания обнаруженных РЦ описаниям эталонов.
Одним их важных и ответственных этапов синтеза этого
алгоритма является процедура отбора рационального состава
вектора опознавательных признаков Л и разработка автомати-
ческих процедур их оценки по РЛИ. Критерий отбора рациональ-
ного состава признаков должен учитывать их разделяющую
26. Изд. №9977 - 401
способность и вычислительные затраты на формирование
описания. Достаточно эффективным показателем разделяющей
способности набора признаков является рассмотренный в пп. 8.5.3
показатель - математическое ожидание логарифма «объема»
пересечения многомерных признаковых пространств по
рассматриваемому алфавиту классов (8.38).
В качестве решающей процедуры классификации здесь
удобно принять процедуру (8.37), использованную при классифи-
кации ГЦ, которая была получена на основе критерия максимума
апостериорной вероятности (8.34). Оптимизация алгоритма в целом
при его декомпозиции осуществляется выбором зафиксированных
при синтезе отдельных процедур параметров обработки по
максимуму достоверности обнаружения и классификации РЦ.
Таким образом, разработка методов, алгоритмов и
технических средств автоматического распознавания РЦ по их
реальным РЛИ при традиционных методах организации и
построения спецпроцессоров обработки изображений связана с
преодолением двух значительных трудностей. Первая из них
заключается в том, что при реализации статистических методов
распознавания целей по реальным РЛИ требуется значительный
объем априорных данных, зачастую неизвестных или не
поддающихся строгой оценке. С этой трудностью связана вторая
трудность - чрезвычайная сложность разрабатываемых алгоритмов
и невозможность их практической реализации на современной
элементной базе вычислительной техники.
В связи с этим широкие возможности по реализации
методов и алгоритмов автоматического распознавания и других
алгоритмов искусственного интеллекта открываются с внедрением
нейротехнологий в теорию и технику разработки сверхбыстро-
действующих систем цифровой вычислительной техники. Эти
технологии позволят создать алгоритмы и технические средства
автоматического распознавания, в которых описание объектов и
решающие процедуры классификации будут реализованы в
процессе обучения распознающих систем.
Главными составными элементами создаваемых на их осно-
ве вычислительных структур являются нелинейные вычислитель-
ные элементы, называемые нейронами, которые организуются в
виде систем, напоминающих предположительно способ соединения
нейронов в мозге человека. Такие системы известны под названием
402
нейронные сети, нейрокомпьютеры, нейроморфные системы,
многослойные самонастраиваюгциеся сети и др. Эти системы
могут применяться в качестве среды, в которой осуществляется
адаптивная настройка процедуры распознавания путем
последовательного предъявления обучающих выборок объектов
различных классов. В конце 50-х - начале 60-х годов Розенблаттом
был создан такой класс обучающих машин, получивших название
персептроны. В настоящее время наибольшее распространение
получили многослойные нейронные сети.
С применением нейротехнологий осуществляется прорыв в
разработке супер-ЭВМ сверхвысокой производительности. До
недавнего времени супер-ЭВМ строились путем создания
многопроцессорных вычислительных систем с переходом к более
распараллеленной обработке информации (например, на основе
транспьютеров), в которых рост производительности
обеспечивался увеличением числа и быстродействия соединяемых
между собой процессоров, построенных по классической
архитектуре Фон Неймана. В таких системах рост
производительности с увеличением числа объединяемых
процессоров сдерживался неэффективностью организации обмена
данными и командами. Нейротехнология открыла новое
направление в создании сверхпроизводительных ЭВМ, связанное с
созданием принципиально других алгоритмов решения
вычислительных задач с отказом от принятого двоичного
логического аппарата и переходом к нейросетевому логическому
аппарату, обеспечивающему принципиально более распарал-
леленную обработку. Подобно тому как двоичная логика является
основой для посгроения традиционных ЭВМ, теория искусствен-
ных нейронных сетей является логической основой нейро-
компьютеров сверхвысокой производительности.
Идею применения нейросетевого логического аппарата для
реализации обучающих систем на основе нейротехнологий удобно
рассмотреть на примере персептрона для двух классов.
Персептрон для двух классов. В самой простой форме
при обучении персептрона строится линейная дискриминантная
(разделяющая) функция, осуществляющая разделение двух
линейно разделимых обучающих выборок. На рис. 8.20, а
схематически показана модель персептрона в случае двух классов
26* 403
объектов. Выходной сигнал (реакция) этого элементарного
устройства базируется на взвешенной сумме его входных сигналов:
и
и+1 ’
, называемые весами, изменяют (масштабируют)
которая является линейной дискриминантной функцией по
отношению к компонентам вектора признаков х. Коэффициенты
входные сигналы перед тем, как они суммируются и подаются на
пороговое устройство. Функцию, которая отображает результат
суммирования в конечный выходной сигнал устройства, иногда
называют активирующей функцией 1 хЦ.
И
J=1
л
Рис. 8.20. Модель персептрона в случае двух классов объектов
404
Если <7(х)>0, пороговое устройство устанавливает на
выходе персептрона сигнал +1, указывающий, что объект х
опознан как принадлежащий классу . При d(x) < 0 на выходе
устанавливается сигнал -1, что соответствует классу а>2.
Уравнение разделяющей поверхности, реализуемой персептроном,
получается приравниванием нулю выражения (8.49):
п
</(х) = ]Ги’х,+w„(l =0
/=1
или
w,x, + w2x2 + ...wnxn + w„+, = 0,
что представляет собой уравнение гиперплоскости в п - мерном
пространстве признаков.
Выходной сигнал порогового устройства на рис. 8.20, а
зависит от знака функции d (х). Вместо того, чтобы исследовать
знак всей функции, можно сравнивать сумму в правой части
уравнения (8.49) со свободным членом wn^}. В этом случае
выходной сигнал системы формируется в соответствии с законом
п
ecnu^w,xt >-w,)+1,
Z = 1
п
если у w х, < -w ..
1 1 И+1
/=1
(8.50)
Такая реализация эквивалентна модели, изображенной на
рис.8.20, б. Единственное отличие между схемами на рис. 8.20, а и
б состоит в том, что пороговая функция смещается на величину
-ww+l и константа больше не присутствует в числе входов
сумматора.
При другом часто применяемом построении вектор
признаков расширяется посредством добавления к нему еще одной
(и + 1)-ой компоненты, которая всегда равна 1 независимо от
класса, к которому принадлежит объект. Иначе говоря, строится
405
расширенный вектор признаков объекта у, такой, что у. = xt,
i = l,n; ул+1 = 1. Тогда уравнение (8.49) примет вид
^(у) = 1Л«Л =wTy, (8.51)
/=1
где у = (yp>y2,...,^w,l)T — расширенный вектор признаков, а
(К т
w2,...,ww?ww+1) называется весовым вектором. Главная
задача построения нейронной сети всегда состоит в нахождении
вектора w по данной обучающей выборке объектов каждого из
двух классов.
Алгоритмы обучения линейно разделимых классов.
Рассмотрим простой итерационный алгоритм получения весового
вектора, являющегося решением для двух линейно разделимых
обучающих выборок. Пусть имеются две обучающие выборки
расширенных векторов признаков объектов, принадлежащих
классам сох и со2 соответственно, и пусть w(l) - начальный
весовой вектор, который можно выбрать произвольно. Тогда на к -
ом шаге итерации, если у(к}^сох и wT(&)y(&)<0, можно
заменить на выражение
w (к +1) = w (&) + су (к), (8.52)
где с - положительный коэффициент коррекции. Напротив, если
у(Л)е<у2 и wT (&)у (&)> 0, заменяем w(&) на
w(£ + l) = w(&)- су (к). (8.53)
В остальных случаях оставляем w (&) неизменным:
w(& + l) - w(&).
Данный алгоритм вносит изменения в весовой вектор w
только в тех случаях, когда рассматриваемый на к -ом шаге
обработки обучающей последовательности объект классифици-
руется ошибочно. Корректирующий коэффициент с считается
положительным и в данном случае постоянным. Такой алгоритм
иногда называют правилом постоянного коэффициента коррекции.
406
Сходимость алгоритма наступает, когда обучающие
выборки обоих классов целиком проходят через машину без
единой ошибки. Алгоритм с постоянным коэффициентом
коррекции сходится за конечное число шагов, если две
используемые обучающие выборки являются линейно
разделимыми.
Анализ вышеописанных алгоритмов распознавания
показывает необходимость иметь базу данных РЛИ искусственных
распределенных объектов, получаемых для различных условий
наблюдения и характеристик РСА. Получение и обслуживание
таких баз данных с использованием реальных РЛИ затруднено.
В связи с этим, становится актуальной задача расчета
радиолокационных портретов (РЛИ) искусственных РЦ на основе
математического моделирования процесса рассеяния объектами
ЭМВ и тракта формирования радиолокационных изображений в
станциях с синтезированной апертурой антенны. Принципы
построения математической модели РЛИ и ее возможности
описаны в следующем параграфе.
8.6. ФОРМИРОВАНИЕ БАНКА ЭТАЛОННЫХ
ИЗОБРАЖЕНИЙ ДЛЯ РАСПОЗНАВАНИЯ
РАСПРЕДЕЛЕННЫХ ЦЕЛЕЙ
8.6.1. Структура алгоритма математического моделирования
радиолокационных портретов распределенных объектов
Важность и практическая значимость моделирования РЛП
объектов определяется тем, что их экспериментальное получение
возможно лишь в процессе облета под разными ракурсами
наземных (морских) объектов с использованием существующих
образцов РСА, что связано с большими затратами и может быть
выполнено в небольшом диапазоне вариации параметров и
характеристик этих РСА. При математическом моделировании
РЛП возможно изменение характеристик РСА и условий
радиолокационного наблюдения в широких пределах.
Структура алгоритма математического моделирования
радиолокационных портретов (РЛП) РЦ может быть представлена
на рис. 8.21.
407
Рис. 8.21. Структура математической модели формирования РЛП
Среди множества возможных направлений применения
математической модели РЛП следует выделить наиболее важные.
Тренаж операторов-дешифровщиков по распознаванию
наземных и морских объектов с использованием РЛП эталонных
объектов.
В силу значительных отличий РЛИ объектов от их изобра-
жений, получаемых в оптическом диапазоне ЭМВ, у операторов-
дешифровщиков, традиционно занимающихся дешифрированием
этих изображений, возникают сложности при обнаружении и
распознавании объектов по РЛИ из-за отсутствия опыта интерпре-
тации детальных РЛИ. Поэтому использование при тренировке
операторов-дешифровщиков моделей РЛП известных объектов
может существенно повысить эффективность их обучения
дешифрированию РЛИ.
Обеспечение алгоритмов автоматического и
автоматизированного обнаружения и распознавания объектов по
РЛИ.
Для реализации этих алгоритмов требуется иметь большой
объем априорных данных по РЛП эталонных объектов рассматри-
ваемого алфавита классов. Эти данные можно получить либо путем
предварительного расчета РЛП с использованием математической
модели, либо уметь моделировать РЛП объектов в реальном или
близком к реальному масштабу времени. Моделирование РЛП
позволяет проводить оценку эффективности и отладку алгоритмов
автоматизированной и автоматической обработки радиолокацион-
ной информации, предсказывать характерные признаки РЛП
конкретных объектов в зависимости от их формы, состояния
408
поверхности и параметров РСА. В человеко-машинных методах
обработки РЛИ моделирование должно обеспечить оператору-
дешифровщику решение задачи интерпретации радиолокацион-
ных изображений как известных объектов, так и объектов, экспери-
ментальное получение РЛП которых недоступно. Моделирование
позволяет исследовать устойчивость достаточных статистик,
применяемых в алгоритмах автоматического и автоматизирован-
ного распознавания объектов по РЛИ.
Исследование информационных возможностей РСА.
Моделирование РЛП позволяет исследовать информа-
тивность РСА при их проектировании, на этапе отработки их
тактико-технических характеристик, корректировать технические
требования в процессе разработки РСА, а также оптимально при-
менять находящиеся в эксплуатации РСА в интересах обнаружения
и распознавания объектов по РЛИ. На основе моделирования могут
быть разработаны практические рекомендации по изменению пара-
метров и характеристик РСА в целях повышения информативности
РЛП при визуальном, автоматизированном и автоматическом
распознавании объектов.
Информационное обеспечение разработки алгоритмов
обработки радиолокационных сигналов.
Как было уже показано, на радиолокационные сигналы в
РСА влияет множество факторов (траекторные нестабильности
носителя РСА, сложное движение наблюдаемого объекта, шумы,
помехи и т.п.), приводящих к ухудшению качества радиолокацион-
ного изображения. Следовательно, возникает необходимость разра-
ботки алгоритмов компенсации влияния на сигналы этих факторов.
Синтез таких алгоритмов может быть проведен на основе экспери-
ментальных данных и (или) по результатам математического моде-
лирования процесса обработки сигналов при формировании РЛИ.
Исследование радиолокационной заметности искусствен-
ных распределенных объектов.
Моделирование РЛП объектов в работах по исследованию
радиолокационной заметности может проводиться по двум
направлениям. Во-первых, это получение РЛИ объектов, разрабо-
танных с учетом требований по снижению радиолокационной
заметности (технологии «Стеле»). Полученная при этом информа-
ция может быть использована для реализации алгоритмов обнару-
жения и распознавания объектов этого класса. Во-вторых, модели-
409
рование РЛП позволит изучать влияние геометрических особен-
ностей поверхности объектов на их радиолокационные характерис-
тики, что может использоваться для минимизации радиолокацион-
ной заметности существующих и перспективных образцов техники.
Построение математической модели осуществляется на
основе принципов описания функционирования радиолокационных
станций с синтезированной апертурой антенны (см. гл. 1).
8.6.2. Геометрическое моделирование поверхности объекта
Важной самостоятельной проблемой при моделировании
РЛП является способ описания поверхности объекта. Выбор
способа описания поверхности должен быть тесно связан с
используемыми методами решения задачи электромагнитного
рассеяния, так как точность решения задачи дифракции и точность
моделирования геометрии объекта должны быть согласованы. При
выборе способа описания поверхности объекта, как правило, в
качестве критериев используют: простоту, алгоритмичность (то
есть возможность эффективной реализации на ЭВМ), удобство
задания поверхности оператором при моделировании на ЭВМ и
возможность согласованного использования с различными
способами решения задачи дифракции ЭМВ.
Одними из самых старых моделей поверхности объекта
являются проволочные модели. Применение этих моделей
объяснялось необходимостью понижения размерности задачи
рассеяния, так как в проволочных моделях токи жестко связаны с
направлением каркаса. Проволочные модели использовались в
основном в решении задач низкочастотного рассеяния для
определения ЭПР. Для моделирования РЛП распределенного
объекта проволочная модель является слишком грубым
приближением.
Другим способом описания геометрии объекта является
представление его в виде набора простых тел. Такой подход
пригоден для теоретического анализа и оценки, однако при
моделировании реального тела трудно правильно аппроксимиро-
вать его форму небольшим количеством стандартных поверх-
ностей. Если использовать большое число поверхностей, то сильно
возрастают вычислительные расходы и модель становится не
согласованной по точности с методом решения задачи дифракции.
410
Наиболее распространенным способом описания формы
объекта является аппроксимация поверхности реального тела
совокупностью связанных между собой плоских многоугольников -
треугольных или четырехугольных площадок, называемых
фацетами (рис. 8.22). Для точного моделирования характеристик
рассеяния объекта, таких как ЭПР, необходимо, чтобы ошибка
аппроксимации не превышала А/16, то есть размер фацета
определяется кривизной поверхности объекта. Однако для
некоторых искусственных объектов с малой радиолокационной
заметностью, например, истребителя F-117A, фацетное представле-
ние поверхности является точным. Высокая распространенность
фацетных моделей объясняется тем, что при использовании
различных асимптотических приближений для рассеянного
объектом поля входящие в их состав интегралы удается вычислить
аналитически. Фацетные модели в настоящее время широко
применяются в различных системах автоматизированного расчета
характеристик рассеяния сложных объектов. Подобная задача
успешно решается в различных системах автоматизированного
проектирования (САПР). К наиболее известным на сегодняшний
день САПР, действующим на платформе персональных
компьютеров и рабочих станций, относятся отечественные системы
КОМПАС, ADEM, T-FLEX CAD и западные системы AutoCAD,
VicroStation, С ADDS. EDEAS, CATIA, EUCLID, PRO/Engineer и
другие. В этих системах фацетные модели часто используются для
визуализации модели тела или совместно с методом конечных
элементов применяются для расчета прочностных, температурных,
электрических и других характеристик исследуемого объекта.
Фацетная модель поверхности удобна для исследования
объекта, но для задания формы объекта она практически не
применяется в силу того, что модель сложного объекта образуется
сотнями и тысячами фацетов, координаты которых должны быть
каким-то образом заданы. Для этого используют другие методы
моделирования поверхности объекта, в которых фацетная модель
является результатом аппроксимации некоторой непрерывной
поверхности, для задания которой требуется значительно меньше
данных. Наиболее широкое применение получили параметри-
ческие бикубические поверхности, координаты точки на которых
можно представить в виде
411
Г - P[u9v)9
(8.54)
где
pY (и,у)
и е [о?1], у ей [0,1],
Px’Py’Pz ~
многочлены третьей степени относительно и и v. Границами этих
поверхностей являются параметрические бикубические кривые.
При таком методе моделирования поверхность объекта
представляется значительно меньшим количеством бикубических
модулей, чем в случае фацетной модели.
Рис. 8.22. Описания формы объекта совокупностью связанных
треугольных фацетов
Переход от непрерывного представления поверхности к
фацетной модели осуществляется следующим образом. Вся по-
верхность моделируемого объекта представляется совокупностью
небольшого числа модулей вида (8.54), заданных в области (г/, у)
на квадрате [0,1]х[0,1] - прообразе модуля. Каждый из модулей
независим от остальных, за исключением границ модулей, вдоль
которых два соседних модуля должны совпадать. Каждый из
модулей определяется относительно небольшим количеством
параметров, что упрощает задание модуля оператором ЭВМ при
моделировании. Затем на прообразе модуля задается дискретная
сетка, образ которой создает дискретную сетку на модуле. Шаг
дискретизации определяется с учетом ширины спектра функции
(8.54) по теореме отсчетов. Четыре вершины каждой ячейки
дискретной сетки в общем случае не лежат в одной плоскости,
поэтому каждую такую ячейку представляют два треугольных
фацета, чем и объясняется широкое применение треугольного
фацета.
412
8.6.3. Методы решения стационарных задач дифракции ЭВМ
на поверхностях сложной формы
Строгие методы. Строгими методами называются
методы, с помощью которых принципиально можно получить
решение, сколь угодно близкое к точному. К ним относятся: метод
разделения переменных, метод дифференциальных уравнений (ДУ),
метод интегро-дифференциальных уравнений, метод интеграль-
ных преобразований и метод интегральных уравнений (ИУ).
Метод разделения переменных основан на том, что в
некоторых случаях можно ввести такую ортогональную криволи-
нейную систему координат, в которой уравнения Максвелла распа-
даются на несколько обыкновенных дифференциальных
уравнений. Число таких систем координат ограничено, их
существование описывается условиями Боргниса [62]. С помощью
этого метода решается задача дифракции на полуплоскости, на
круговом и эллиптическом цилиндрах, на бесконечной полосе и
щели, на шаре, на эллипсоиде и параболоиде. Решение, получаемое
этим методом, обычно представлено в виде контурных интегралов
на комплексной плоскости или в виде рядов по специальным
функциям, скорость сходимости которых резко падает с
увеличением размеров тела относительно длины волны.
Непосредственные вычисления при помощи таких решений
бывают сопряжены с немалыми вычислительными трудностями.
Данный метод не может быть использован для решения задачи
дифракции при моделировании РЛП объектов сложной формы, но
может использоваться для проверки правильности вычислительной
процедуры в системе моделирования для ряда тестовых задач.
Метод дифференциальных уравнений задач дифракции
основывается на уравнениях Максвелла и применяется в основном
для решения внутренних краевых задач. Применение метода ДУ
требует значительно меньших аналитических выкладок, чем
использование метода интегральных уравнений. Дифференциаль-
ный оператор является локальным в отличие от функции Грина, на
которой основаны ИУ, являющейся глобальной характеристикой
поведения поля. Это означает, что при численном решении
внешней краевой задачи для отражения пространственных
изменений поля конечно-разностные методы потребуют значитель-
но меньшего шага дискретизации, чем численные методы ИУ.
413
Недостатком, сильно затрудняющим использование ДУ, является
тот факт, что задача рассеяния представляет собой внешнюю
краевую задачу математической физики с граничными условиями
на бесконечности. Все это приводит к очень большим вычисли-
тельным затратам при численной реализации, что позволяет
сделать вывод о непригодности дифференциальных уравнений для
решения задачи дифракции при моделировании РЛИ.
Метод интегральных преобразований основан на
представлении искомого поля и поверхностного тока в виде
пространственного спектра Фурье. Основным недостатком данного
метода является невозможность решения задачи дифракции на
ограниченных телах произвольного вида. Обычно этот метод
используется для расчета излучения из открытого конца волновода
либо для решения задачи рассеяния на отверстиях.
Метод интегральных уравнений. Метод ИУ привлекателен
тем, что переформулировка краевой задачи в виде соответствую-
щего ИУ, как правило, понижает размерность исходной задачи.
Кроме того, краевая задача в неограниченной области сводится к
задаче в ограниченной области (на поверхности тела). В отличие от
метода дифференциальных уравнений, метод ИУ автоматически
обеспечивает единственность решения и удовлетворяет условиям
излучения на бесконечности.
Стоит отметить особенность метода ИУ, которая заклю-
чается в том, что в зависимости от вида интегрального
представления поля и вида используемых граничных условий для
одной и той же задачи могут быть получены различные
интегральные уравнения первого и второго рода (уравнения
Фредгольма, сингулярные ИУ и гиперсингулярные ИУ). Примене-
ние сингулярных и гиперсингулярных интегральных уравнений
приводит к более простой форме ИУ, требующей меньшей
предварительной аналитической работы. В отличие от уравнений
Фредгольма первого рода, относящихся к классу некорректных
задач, сингулярные и гиперсингулярные уравнения первого рода
допускают устойчивое обращение интегрального оператора, а
также обладают большей устойчивостью при численном решении,
однако для их решения должны применяться специальные методы
(метод дискретных особенностей, предложенный в работах
С. М. Белоцерковского и получивший развитие в работах
И. К. Лифанова - ВВИА им. проф. Н.Е. Жуковского).
414
На сегодняшний день можно говорить о малопригодное™
метода ИУ в чистом виде для решения задачи электромагнитного
рассеяния при моделировании РЛП. Тем не менее, метод ИУ
остаётся одним из перспективных и быстро развивающихся мето-
дов. В системе современных методов вычислительной электро-
динамики метод ИУ незаменим при решении задач дифракции в
резонансном частотном диапазоне на цилиндрических, осесим-
метричных поверхностях. С использованием приближенного гра-
ничного условия Леонтовича-Щукина метод ИУ используется для
решения задачи дифракции на импедансных телах. В будущем
вполне вероятно расширение области применения метода
интегральных уравнений в задачах высокочастотного рассеяния, в
том числе и при моделировании РЛП.
Асимптотические и гибридные методы. Из
асимптотических методов, применяемых в высокочастотной
теории дифракции, наиболее известны: метод геометрической
оптики (ГО), метод физической оптики (ФО), геометрическая
теория дифракции (ГТД), метод локальных центров рассеяния
(ЛЦР), физическая теория дифракции (ФТД), метод
эквивалентных токов (ЭТ) и метод элементарных краевых волн
(ЭКВ). В зарубежной литературе часто последние три метода
имеют общее название ФТД.
Наиболее старым и наименее точным из перечисленных
выше асимптотических методов является метод геометрической
оптики. Основные соотношения ГО получаются при разложении
электромагнитного поля по отрицательным степеням параметра
^(F) = E^^exP(-z’^(^)), (8.55)
где kQ - волновое число в свободном пространстве. После
подстановки этого ряда в волновое уравнение и отбрасывании
степеней (zA0) получаются два основных уравнения ГО:
(v^)2
(8.56)
415
где п = Js/u/- показатель преломления; у/ - эйконал,
имеющий физический смысл оптической длины луча. Уравнения
(8.56) называются уравнением эйконала и уравнением переноса.
Они применимы при условии малого изменения свойств среды,
амплитуды и поляризации электромагнитного поля на расстояниях,
сравнимых с длиной волны. Физически предположение ГО озна-
чает, что энергия распространяется вдоль тонких лучевых трубок,
причем оптическая длина пути вдоль этих трубок минимальна
(принцип Ферма). Поведение поля на границах раздела двух сред
описывается законом Снеллиуса, а амплитуда и фаза отраженного
и преломленного лучей определяется коэффициентами Френеля.
Недостатками ГО являются: сингулярность геометроопти-
ческих полей на каустиках (поверхностях, огибающих систему
лучей) и непригодность решения задачи рассеяния на телах с
изломами. В настоящее время в теории дифракции ГО применяется
(под названием метода трассировки лучей) при расчете отражения
от полупрозрачных тел и тел с покрытиями. Метод ГО не
удовлетворяет современным требованиям к точности и не может
использоваться в качестве основного, но если математическая
модель РЛП учитывает многократные переотражения, то при их
расчете может применяться и метод геометрической оптики.
Более широкое применение нашел метод физической
оптики. Он основывается на принципе локальности электро-
магнитного поля при длине волны, много меньшей размеров тела и
его радиусов кривизны. Наиболее распространенным приближе-
нием ФО является приближение для плотности тока, наведенного
падающей волной в точке М :
. 2(и(Л/)хН7(М)),
= < ' V ’ V f) (8.57)
|o,
где n - нормаль к поверхности тела; Н1 - напряженность
магнитного поля падающей волны. Физически приближение ФО
означает, что поверхностная плотность тока на теле заменяется
плотностью тока на идеально проводящей плоскости, касательной
к поверхности в данной точке. Кроме того, в дальней зоне градиент
функции Грина свободного пространства аппроксимируется
416
выражением VpG(f9p) « -ikpQG(r9p) = iksG(f,p) . В этом
случае поле, рассеянное идеально проводящим телом, вычисляется
по формуле
H&o = i2kG0 ^sx(nxHJ jexp^zAz (z -s^dS, (8.58)
где Gq = exp(zA7?0)/4^A0; 7?0 - расстояние до центра системы
координат, связанной с телом. Если S является частью плоской
поверхности, то интеграл (8.58) вычисляется аналитически.
К важным достоинствам метода ФО относятся простота,
алгоритмичность и высокое быстродействие. Результаты ФО
хорошо согласуются с теорией в достаточно узком секторе углов
вблизи направления на источник излучения, то есть при решении
задач моностатической радиолокации. Метод ФО широко
используется для моделирования ЭПР и РЛП сложных объектов.
Недостатками ФО является то, что метод не учитывает
поведение поля на различных неоднородностях (разрывах
поверхности или се производных; границах света и тени). Поле в
методе ФО не удовлетворяет принципу взаимности, то есть
изменяется, если поменять местами приемник и передатчик. При
углах падения, значительно отличающихся от нормального,
решение ФО сильно отличается от точного. Метод ФО не
учитывает изменения поляризации при отражении, поэтому,
используя только ФО, невозможно моделировать прием на
ортогональной поляризации. Исходя из сказанного выше, можно
заключить, что применение только одного метода ФО для
моделирования РЛП представляется нецелесообразным.
В целях компенсации недостатков, присущих ФО, было
создано несколько теорий: ГТД, ФТД, МЭТ и МЭКВ. Появившаяся
раньше других геометрическая теория дифракции, разработанная
Дж. Б. Келлером, сейчас достаточно редко встречается в работах,
посвященных решению задач рассеяния. ГТД расширяет законы
геометрической оптики введением дополнительных дифракцион-
ных лучей, возникающих на изломах и остриях поверхности тела.
Всего в ГТД имеется четыре дополнительных по отношению к ГО
закона [63].
В настоящее время ГТД является в достаточной степени
законченной теорией. Однако подобно ГО ГТД имеет серьезные
27. Изд. №9977 417
недостатки: во-первых, дифракционные коэффициенты обра-
щаются в бесконечность вдоль границы света и тени; во-вторых,
теория предсказывает бесконечную амплитуду поля в области
каустик; в-третьих, рассеянное поле равно нулю для направлений,
отличных от конуса Келлера. Один из самых серьезных
недостатков ГТД заключается в плохой алгоритмичности этого
метода. Для расчета характеристик рассеяния сложного тела с
использованием ГТД требуется предварительное выполнение
сложных аналитических выкладок, которые нельзя возложить на
ЭВМ. При моделировании РЛП сложных распределенных объектов
процедура решения задачи дифракции должна быть автоматизи-
рована, поэтому использование ГТД для этих целей нежелательно.
Метод локальных центров рассеяния применяется при
исследовании рассеяния электромагнитных волн на объектах
сложной формы [49]. Он основан на следующей особенности
высокочастотного рассеяния на телах сложной формы: отражение
электромагнитных волн носит локальный характер, поэтому в
формирование рассеянного поля основной вклад вносят участки
зеркального отражения, выпуклые поверхности и уголковые обра-
зования. Рассеянное поле в методе ЛЦР представлено супер-
позицией сферических волн, создаваемых набором дискретных
ЛЦР. В работах Штагера Е.А. [64] теоретически и эксперимен-
тально подтверждена концепция ЛЦР, и показано, что отраженное
от объекта поле в сантиметровом и дециметровом диапазонах
формируется небольшим числом источников, локализованных на
освещенной части его поверхности, причем расстояние между
ними велико по сравнению с длиной волны, а занимаемая ими
площадь мала относительно всей освещенной части поверхности
объекта. Вклад трех-пяти наиболее сильных локальных источников
обеспечивает обычно более 90% энергии отраженного сигнала (а
следовательно и ЭПР объекта). Недостатком метода ЛЦР. помимо
не очень высокой точности, является потеря информации о
геометрии объекта уже на этапе решения задачи дифракции, что
делает этот метод не самым удачным для моделирования РЛП,
полученного РСА с высоким разрешением. Не существует строгого
способа определения количества, местоположения и величины ЭПР
локальных центров рассеяния сложного объекта.
Физическая теория дифракции, появившаяся примерно в то
же время, что и ГТД, была предложена П. Я. Уфимцевым [65].
418
ФТД постулирует, что плотность тока J, наводимого на
поверхности тела полем падающей волны, может быть
представлена в виде суммы J — где Jo - ток ФО (равно-
мерная часть тока), - дополнительный ток, обусловленный
неоднородностью поверхности (неравномерная часть тока). Ток J}
в основном сосредоточен вблизи неоднородности. Порождаемое им
поле называется краевой волной (КВ). Метод ФТД не предлагает
явного выражения для а выражает краевые волны через
падающую волну. Выражения для КВ получены как разность
между точным решением задачи дифракции на бесконечном
идеально проводящем клине и решением ФО. ФТД учитывает
явление изменения поляризации при отражении. В работе [65]
показано, что кросс-поляризационную составляющую рассеянного
поля создает неравномерная часть тока J (и что поэтому J
можно определить экспериментально). ФТД позволяет учесть
явление вторичной и многократной дифракции. Решения ФТД
обеспечивают высокую точность вплоть до резонансного
диапазона, для некоторых задач, например, для дифракции на
ленте, решение ФТД является точным. Однако ФТД описывает
краевую волну только в пределах конуса Келлера и предсказывает
нулевое рассеянное поле во всех остальных направлениях.
Недостатки ФТД преодолены в двух других эквивалентных
друг другу методах, предложенных в работах А. Михаэли: методе
эквивалентных токов и методе элементарных краевых волн.
Метод ЭТ постулирует существование эквивалентного электри-
ческого I и магнитного М токов, определенным образом связан-
ных с острой кромкой 8S. В работе А. Михаэли была введена
лучевая система координат, в которой были получены явные
выражения для ЭТ для произвольных углов наблюдения. В
последующем за счет уточнения этой системы координат в
выражениях для ЭТ были устранены лишние полюсы. Поле,
создаваемое эквивалентными токами, выражается в виде
криволинейного интеграла вдоль кромки 8S [66]:
Ё^-ik^ ZJ3x(sxt} + Msxt G(f,p)dl, (8.59)
SS
ТГ 419
где Z = 120тг Ом \ t — орт касательной к кромке; I и М -
эквивалентные электрический и магнитный токи; -
функция Грина свободного пространства.
К достоинствам метода ЭТ-ЭКВ можно отнести самую
высокую точность из всех рассмотренных выше асимптотических
методов решения задачи высокочастотного рассеяния электро-
магнитной волны на идеально проводящем теле произвольной
формы вплоть до резонансного частотного диапазона. Кроме того,
ЭТ-ЭКВ обладает гибкостью и алгоритмичностью, не требует
дополнительных аналитических построений. Метод учитывает
изменение поляризации при отражении и предсказывает конечное
значение поля для всех углов наблюдения (в случае обратного
рассеяния).
Метод ЭТ-ЭКВ на сегодняшний день является наиболее
перспективным и быстро развивающимся методом в асимпто-
тической теории дифракции. К недостаткам метода относится то,
что поле ЭКВ не удовлетворяет принципу взаимности (ему
удовлетворяет полное поле, являющееся суммой поля ФО и ЭКВ).
В заключение обзора методов решения стационарных задач
дифракции рассмотрим гибридные методы, которые, как правило,
основаны на одновременном использовании метода ИУ и одного из
асимптотических методов. Использование гибридных методов в
высокочастотном рассеянии зачастую приводит к лучшим
результатам, чем использование входящих в них методов по
отдельности. Это связано с тем, что длина волны много меньше
размеров тела. Решив ИУ, мы получаем полную информацию о
поведении рассеянного поля во всем пространстве. Однако столь
подробная информация при моделировании РЛП зачастую не
требуется, так как для моделирования используются значения
электромагнитного поля в дальней зоне. При высокочастотном
рассеянии поведение поля в дальней зоне хорошо описывается раз-
личными асимптотическими методами. Метод ИУ целесообразно
использовать там, где асимптотические методы не обеспечивают
приемлемой точности, то есть при решении задачи дифракции в
резонансном частотном диапазоне и при расчете отражений от
элементов поверхности объекта, имеющих резонансный размер, а
также при исследовании композитных объектов и тел с
покрытиями.
420
В качестве вывода можно сказать, что на сегодняшний день
метод ЭТ-ЭКВ является наиболее гибким и точным из
асимптотических методов, что делает метод ЭТ-ЭКВ совместно с
ФО наиболее подходящим методом решения задачи электро-
магнитного рассеяния в целях моделирования РЛП искусственных
объектов. Этот метод обеспечивает высокую точность решения
вплоть до резонансного частотного диапазона, применим для
любых ракурсов облучения в моностатическом и бистатическом
случаях, учитывает изменение поляризации при рассеянии,
позволяет получить аналитические выражения для рассеянного
поля и поверхностной плотности тока, удобен для эффективной
численной реализации [37].
8.6.4. Формирование эталонных радиолокационных
изображений
В качестве примера моделирования РЛИ сложного объекта
приведем изображения масштабной модели самолета В-52, которые
экспериментально получены в работе [67] и смоделированы в
работе [37] (рис. 8.23).
Эксперимент Фильтровая
Н.Фархата модель
Рис. 8.23. Радиолокационные изображения самолета В-52
На рис. 8.24 и 8.25 приведены радиолокационные
изображения распределенных объектов сложной формы,
полученных путем моделирования с качеством, пригодным для
формирования банка эталонных изображений.
421
Рис. 8.24. Примеры эталонных РЛИ воздушных объектов
422
Подводя итог, отметим, что задача моделирования процесса
формирования детальных радиолокационных изображений слож-
ных искусственных объектов является весьма актуальной и не до
конца решенной. Так, например, имеются сложности в моделирова-
нии РЛИ диэлектрических, импедансных и композитных объектов;
в учете влияния уголковых образований, антенн, отверстий; в учете
микрорельефа поверхности объекта и влияния подстилающей
поверхности; в более полном учете влияния движения на РЛП и
т.д. Все это позволяет ожидать появления новых теоретических и
экспериментальных работ, посвященных решению задачи модели-
рования радиолокационных изображений искусственных объектов
в интересах решения задачи автоматизации их распознавания.
8.7. МЕТОДЫ И АЛГОРИТМЫ АВТОМАТИЧЕСКОГО
ОБНАРУЖЕНИЯ И ОЦЕНКИ ПАРАМЕТРОВ
ДВИЖУЩИХСЯ ЦЕЛЕЙ В РСА С ЦИФРОВОЙ
ОБРАБОТКОЙ СИГНАЛОВ
8.7.1. Анализ физических принципов построения алгоритмов
СДЦ
Вскрытие передвижения войск и боевой техники на ТВД
является важной разведывательной информацией при организации
и проведении боевых операций. Поэтому обнаружение факта
передвижения, оценка координат и параметров движения объектов
на сухопутных и морских ТВД независимо от времени суток и
метеоусловий представляется весьма важной задачей среди других
задач, решаемых с помощью РСА ВР.
В основе принципа обработки траекторных сигналов в РСА
при синтезировании апертуры антенны лежит использование
доплеровского набега частоты (фазы) отраженных сигналов при
движении носителя РСА относительно наблюдаемых поверхности
и объектов. При собственном движении объектов к этому
доплеровскому набегу частоты добавляются доплеровские набеги
частот, получаемые за счет их движения, учет и оценка которых
позволяет обнаруживать и определять параметры движения
движущихся объектов на фоне земной (морской) поверхности и
неподвижных объектов.
424
Традиционно режим работы РЛС обзора земной
поверхности, обеспечивающий селекцию на РЛИ отметок от
движущихся объектов (целей), называется режимом селекции
движущихся целей (СДЦ). Если в панорамных некогерентных РЛС
и РСА первых поколений в этом режиме осуществлялось в
основном только выделение (селекция) отметок от движущихся
целей на РЛИ, т.е. определение факта движения и грубого
определения их координат, то в современных РСА с цифровой
обработкой сигналов имеется возможность не только обнаруживать
движущиеся объекты, но и определять их координаты и параметры
движения. Эти алгоритмы обработки сигналов и соответствующие
режимы работы РСА правильнее называть алгоритмами
(режимами) идентификации движущихся целей (ИДЦ). Под
идентификацией движущихся целей следует понимать
обнаружение факта движения целей, оценку радиальных (Ц^) и
тангенциальных (Ецг) составляющих векторов их скоростей (Ец), а
также определение их текущих координат.
Из теории РСА известно (см. п.1.5), что движение объектов
и элементов поверхности приводит к нескольким физическим
эффектам, которые могут быть использованы при реализации
режима обнаружения и определения параметров движущихся
объектов.
Первый из них связан с появлением дополнительной
радиальной составляющей скорости объекта У . Он заключается
в увеличении или уменьшении (в зависимости от направления
движения) средней доплеровской частоты отраженного сигнала на
частоту пропорциональную величине этой составляющей:
В силу линейной зависимости доплеровской частоты и
азимутальной координаты объекта это приведет, как известно, к
смещению его отметки на РЛИ по координате х и к изменению
яркости отметок от движущихся объектов за счет модуляции
отраженных сигналов ДН антенны (см. п.1.5). Смещение средней
доплеровской частоты сигнала от движущихся объектов по
отношению к сигналам от неподвижных объектов и элементов
425
местности может быть использовано при доплеровской фильтрации
сигналов от подвижных объектов.
Второй эффект также связан с радиальной составляющей
скорости объекта и заключается в миграции (переходе) отсчетов
сигнала движущегося объекта по каналам (стробам) дальности РСА
на интервале синтезирования. Здесь имеется ввиду миграция
сигнала, вызванная собственным движением цели. Если при
обработке сигналов не учесть этот эффект, то изображение
движущегося объекта может оказаться расфокусированным по
координате путевой дальности и размазанным по координате
наклонной дальности. При этом будет снижаться яркость отметок
движущихся объектов на РЛИ, что может привести к их
необнаружению. Этот эффект будет несущественным только в
случае, когда путь, пройденный объектом в радиальном
направлении на интервале синтезирования VwTc, будет меньше
дискрета Ar = 8г/кг по дальности:
(8.61)
Третий эффект обусловлен изменением тангенциальной
составляющей скорости движущегося объекта, которое приводит к
изменению крутизны линейной частотной модуляции траекторного
сигнала, что также приводит к эффекту расфокусировки отметок
от движущихся объектов с соответствующим уменьшением их
яркости. Этот эффект будет несущественным, если путь,
пройденный объектом в тангенциальном направлении V^TTC за
время синтезирования Тс, будет меньше дискрета /\х — 8х/кх по
азимутальной координате:
(8.62)
При коэффициентах выборки кг=кх=2 \х- 8х/2, fxr - 8г /2.
Тогда с учетом
р _ о
с ” 28xVn
получим формулу
8х =
(8.63)
426
позволяющую рассчитать разрешение 8х, при котором ещё
выполняется условие (8.62). Обычно разрешающие способности по
путевой и наклонной дальностям берут равными: 8г = 8х,
поэтому формулу (8.63) можно считать справедливой и для
эффекта перехода сигнала цели из строба в строб по дальности.
Согласно этой формуле, минимальная разрешающая способность,
при которой ещё можно пренебрегать эффектами миграции и
расфокусировки для РСА ВР, составляет величину порядка
7...10м.
8.7.2. Селекция движущихся целей на основе доплеровской
фильтрации сигналов
Приведенный выше анализ показывает, что в режиме СДЦ
РСА с разрешением хуже 7... 10 м (в режиме с низким
разрешением) можно оставить только один физический признак,
позволяющий обнаруживать движущуюся цель — это эффект
изменения доплеровской частоты отраженного от неё сигнала.
Сигналы, отраженные
сигналов неподвижных
доплеровской частоте
неподвижных объектов
лепестку ДНА, занимают полосу А/дтах
доплеровских частот, ограниченную частотами (1.52)
подвижными целями, отличаются ог
объектов и фона местности по средней
на величину
и фона, принимаемые по основному
в окрестности нуля
Л = 2К / Л . Сигналы
J дц ту
^=±VJdA. (8.64)
Спектры доплеровских частот сигналов движущихся целей
имеют ту же полосу частот Af4max = / dA, что и неподвижные.
В зависимости от направления движения сдвиг /дц спектра допле-
ровских частот сигналов от подвижных целей может иметь знак
плюс при движении объекта на РСА или минус - при движении от
РСА.
При сдвиге средней доплеровской частоты сигнала от
движущейся цели на величину
Лад > /дг
он может быть отфильтрован от сигналов фона и неподвижных
427
объектов. Минимальная радиальная скорость движущейся
цели, при которой она идентифицируется
определяется соотношением (1.67):
цг min
пА 2dA
Для типичных условий применения РСА
как движущаяся,
(8.65)
ВР: 2-3,2 см,
dA = 1 м и К = 250 м/с движущаяся цель может быть
обнаружена в режиме СДЦ при доплеровской фильтрации
траекторных сигналов с минимальной скоростью Р^.^ = 4 м/с
(14,4 км/ч). Эта скорость может быть уменьшена при данном
способе СДЦ и обычной антенне РСА только за счет снижения
путевой скорости самолета Vn и сужения ДНА (увеличения
апертуры dA реальной антенны). Однако следует иметь в виду, что
значительная группа подвижных объектов сухопутных войск при
движении в колоннах и боевых порядках на местности может
иметь среднюю скорость движения меньше 20...30 км/ч. Поэтому с
учетом их наблюдения под различными ракурсами эффективное их
обнаружение в режиме СДЦ будет обеспечиваться при
^пяп >3 м/с (11 км/ч).
Снизить эту скорость и, следовательно, повысить эффектив-
ность системы СДЦ можно только на основе использования
дополнительной информации об истинном угловом положении
движущихся целей по отношению к неподвижным. Дело в том, что
движущиеся с малой скоростью цели ( Р^ < Р^ппп )? спектральные
составляющие спектра доплеровских частот которых попадают в
полосу частот сигналов неподвижных объектов и фона, отличаются
от последних сдвигом по азимутальной координате на величину
(1.66)
Л0Ц = . (8.66)
' п
Такая информация может заключаться либо в модуляции амплитуд
сигналов диаграммой направленности антенны, либо в фазовом
распределении принимаемого сигнала в апертуре реальной
антенны. Получить эту информацию можно на основе использова-
428
ния многоэлементной антенны с разнесенными по линии пути
фазовыми центрами или с помощью антенны в виде фазированной
антенной решетки (ФАР). Идея использования таких антенн
заключается в значительном ослаблении сигналов, поступающих
на вход антенны от неподвижных объектов и фона местности
специально сформированной ДНА.
Такую идею можно реализовать, например, на основе
использования двухпозиционной моноимпулъсной суммарно-
разностной антенной системы [6,7], включающей две антенны,
разнесенные по координате движения носителя РСА (рис. 8.26). На
прием этими антеннами формируются две диаграммы
направленности: при формировании РЛИ местности и объектов
используется сумма сигналов, поступающих с этих антенн, а в
режиме СДЦ сигналы от антенн вычитаются. При использовании
разностной ДНА (рис. 8.27) в направлении приема сигналов от
неподвижных объектов и фона (при БО по траверзу к линии пути
носителя) формируется нуль ДНА, обеспечивающий значительное
ослабление этих сигналов. Можно показать [6], что применение
разностной ДНА в режиме СДЦ обеспечивает подавление
мощности фона в (2®л / $Э) раз ( д® = А / 2 Д - азимутальная
разрешающая способность РСА). При этом отношение сигнал/фон
в режиме СДЦ, определяющее эффективность обнаружения
малоскоростных движущихся целей, можно описать
соотношением:
где сгц - ЭПР цели; аф - 3®Srroa{} — ЭПР фона (<т0 — удельная
ЭПР фона). Эффективность обнаружения движущихся целей,
согласно (8.67), пропорциональна квадрату радиальной скорости
цели Цу. и квадрату коэффициента сжатия кс>/е=®А/ д® ДНА в
режиме синтезирования. Исследования показали [6], что в режиме
СДЦ при моноимпулъсной антенне можно снизить максимальную
радиальную скорость Ицгт1п обнаруживаемых в режиме СДЦ целей
до 1..1,5 м/с (3,6.5,4 км/ч).
429
Рис. 8.26. Структура формирования ДНА в режиме СДЦ с
моноимпульсной антенной системой
Рис. 8.27. Диаграмма направленности передающей
и приемной моноимпульсной антенны
(0)
Мешающие отражения от неподвижного фона могут быть
существенно подавлены во всем диапазоне углов приема их
сигналов с помощью специальной обработки сигналов, полученных
с нескольких подрешеток активной ФАР (АФАР) [13]. В этом
случае после их суммирования и вычитания с соответствующей
фазовой коррекцией может быть сформировано на прием
множество разностных по азимуту ДНА, закрывающих своими
нулями всю ДН АФАР на передачу, что обеспечит практически
430
полное подавление мешающих отражений от фона местности и
неподвижных объектов.
Для импульсных РСА при дискретизации траекторного
сигнала с периодом повторения Тз зондирующих импульсов •
диапазон
известно
однозначного измерения доплеровских частот, как
(рис. 1.25). ограничен интервалом -F,/2... + F/2....
Этими частотами ограничены сверху диапазоны однозначной
оценки радиальных скоростей движущихся целей
^.пах =^Л/4
и смещений их координат. При этом диапазоны однозначного
измерения частот сигналов от движущихся целей (при обычной
антенне) составляют fw...F3!2 для движущихся на РСА и
-fw ...-FJ2 для движущихся от РСА объектов.
Для расширения этих диапазонов за счет увеличения max
при заданных и Пп, т. е. при заданной ширине спектра
доплеровских частот сигнала от фона и неподвижных объектов
-/дг... + /кг, следует увеличивать частоту повторения F
зондирующих импульсов, верхняя граница которой ограничена
условием однозначного отображения наблюдаемой поверхности по
наклонной дальности (1.61): F <c/2R^(R^v максимальная
дальность обзора РСА). Так. например, для
7?тах = 200 км F < 750Гц. Частоту зондирования F можно
увеличить при стробировании приемника на время приема
отраженных сигналов с полосы обзора &R, обычно существенно
меньшей R^^, Для полосы обзора ЛЯ =50 км /\<3000Гц. При
этом максимальная однозначно измеряемая радиальная скорость
V движущейся цели для Л =3,2 см составит =24 м/с (86.4
км/ч). При такой частоте F3 диапазон однозначно измеряемых
скоростей движущихся целей при обычной антенне
ограничивается интервалом 14,4...86,4 км/ч, а при использовании
суммарно-разностной антенны 3,6...86,4 км/ч.
Обнаружение (селекцию) движущихся целей без
однозначного измерения их радиальных скоростей можно
431
осуществлять в большем интервале ±^т1Х, исключая при этом в
процессе фильтрации составляющие спектров сигналов непод-
вижных объектов и фона местности /'1нь (зоны слепых скоростей
для СДЦ), находящихся в границах
Лиц = ±(ИЛ ± Аг X « = 1, 2... .
В этом случае координаты обнаруженных на РЛИ движущихся
целей можно определять путем привязки их по координате х на
суше к дорогам, на море к кильватерному следу кораблей,
отображаемых на РЛИ.
При рассмотрении упрощенного принципа идентификации
движущихся целей в РСА представляет интерес оценка точности
измерения их радиальных скоростей и смещений по азимутальной
координате. В угловой мере азимутальное смещение движущейся
цели на РЛИ определяется формулой (1.66):
Известно, что неопределенность в азимутальном
положении движущегося объекта при отсутствии других эффектов
в сигнале, кроме изменения доплеровской частоты, как указыва-
лось выше, можно разрешить только с использованием дополни-
тельной информации о его истинном угловом положении, получен-
ной с помощью реальной антенной системы РСА (обычной, моно-
импульсной или ФАР). Во всех случаях потенциальную точность
измерения угловых координат (СКО) с помощью реальной
антенной системы можно оценить [3, 6] с помощью выражения:
®А_ *
(8.68)
где dA - азимутальный размер апертуры антенны; 0^ - угловая
ширина луча реальной антенны в азимутальной плоскости; q —
отношение сигнал/шум по мощности. Из (8.68) с учетом (8.66)
можно получить формулу для СКО измерения радиальной
скорости:
(8.69)
432
Как видно, точность измерений зависит от отношения
сигнал/шум в принимаемом сигнале. В качестве шумового сигнала
могут присутствовать как собственные шумы приемника РСА, так
и сигналы, отраженные от фона местности. Шумы фона зависят от
того, какое смещение % = Д0го движущиеся цели имеют
относительно интервала наблюдения Хн = в главном ле-
пестке ДНА. Если % > 0 лг0, то сигнал от движущейся цели оказы-
вается вне спектра отражений от неподвижной поверхности и в
(8.69) можно учитывать только шумы приемника. Для РСА с
моноимпульсной антенной высокая степень подавления сигнала
фона достигается вблизи нулевого направления ДН ее разностного
канала. При всех остальных углах разностной ДНА следует учиты-
вать как шум, так и сигналы от неподвижного фона местности.
Из приведенных соотношений (8.68) и (8.69) следует, что в
сантиметровом диапазоне волн РСА для обеспечения измерения
радиальной скорости движущихся целей с СКО порядка 1 м/с
необходимо обеспечить отношение сигнал/шум не хуже 33 дБ. При
этом СКО измерения угловой координаты составит
сг0 =5-10"3рад.
8.7.3. Реализация режима СДЦ в РСА с высокой разрешающей
способностью
Существенным недостатком методов селекции движущихся целей в РСА
на основе доплеровской фильтрации сигналов является необходимость
применения пространственно-временной обработки сигнатов при оценке
радиальной составляющей скорости их движения, что предполагает
использование многопозиционных антенных сисгем или фазированных антенных
решеток (ФАР). Этих недостатков можно избежать в РСА с высокой
разрешающей способностью (бг^бх < 5) , если в качестве признака радиального
перемещения цели использовать эффект миграции отраженного от движущегося
объекта (цели) сигнала по стробам наклонной дальности (см. п.3.5). Чем выше
разрешающая способность РСА, тем более существенным является этот признак
при обнаружении и оценке скорости движущейся цели. За потенциальное СКО
измерения радиальной и тангенциальной составляющих скорости объекта здесь с
учетом (8.61)-(8.63) при 6 г = 6х и kr ~кх = 1 можно принять величину [13]
6r(x) _ 2Vn6x*
28. Изд. №9977
(8.70)
433
При высоком разрешении РСА обеспечивает достаточно эффективное
обнаружение малоразмерных целей (танк, БТР, автомобиль, ПУ ракет и т. п.) на
слабо и средне отражающем фоне (степь, луг, кустарник) с отношением сигнал
цели/фон по мощности выше 15 дБ, а эффекты миграции и расфокусировки
позволяют обеспечить измерение радиальной и тангенциальной составляющих
скорости с СКО не хуже 1 м/с при отношении сигнал/фон 15 дБ и более.
Визуально эффект смещения отметки от движущегося малоразмерного
объекта по стробам дальности на РЛИ выглядит как наклон его радиоголограммы
в координатах наклонная (г) — путевая (х) дальность. На рис. 8.28 представлена
фотография первичного (голографического) изображения, полученного с
помощью РСА «РОНСАР» международной программы “Открытое небо” [14j. Па
нем отчетливо видны голограммы радиоконтрастных объектов трех типов: двух
движущихся (справа вверху объект №1 - удаляющийся, слева вверху объект №2 ~
приближающийся) и неподвижного (слева внизу объект №3).
Рис. 8.28. Фрагмент первичного (радиоголографического) изображения РСА
РОНСАР
Математически сигнал от движущегося с радиальной скоростью F
малоразмерного (соизмеримого и меньше размеров элемента разрешения) объекта
можно описать выражением
5ц (г, t, ) = ёц (г0, х() )й(г -r0- Vvt)g(Vat - х0) ехр
(8.71)
где ёц(/'0,х0,Г ) ““ комплексная амплитуда сигнала (ФРР точечного движущегося
объекта); й(г) — комплексная огибающая зондирующего сигнала по наклонной
дальности, в аргументе которой учтено собственное радиальное перемещение
434
объекта со скоростью Ицг;
-x„) = G(J 'nt - х„) exp
— огибающая сигнала по путевой дальности, описывающая изменение сигнала,
при движении носителя относительно объекта с путевой скоростью .
Если в выражении (8.71) положить 17цг =0, то оно будет описывать
неподвижный объект, который можно рассматривать как частный случай
движущегося при нулевом значении скорости движения:
= ёц(г0,х0)й(г-г0)я(К„/-л:0). (8.72)
Задача обнаружения и оценки параметров движущегося объекта
решается по наблюдению
^(г,0 = 5(г,Г,Гц„) + й(г,/) = su(r,t,Vm ) + s^r,t) + n(r,t) , (8.73)
в котором помимо сигнала объекта присутствует сигнал фона местности ,
описываемый интегральным преобразованием
Уф(''>0= J (8.74)
и шумовая составляющая й(х,/) — белый гауссовский шум с нулевым
математическим ожиданием и известной спектральной плотностью Лг( .
Процедура оптимального обнаружения сигнала от движущегося с
известной радиальной скоростью F цели по наблюдению (8.73) заключается в
сравнении с порогом h логарифма отношения правдоподобия:
где ^{^(r,/)/^-,/,^)}
p^(r,t)l s(r,t,vw}]
и po{4(r,O/^(r,Z)}
(функционалы) правдоподобия при наличии сигнала
я,
Л, (8.75)
я.
— условные функции
s(r,t,Vw) цели и фона
(гипотеза или только фона 5ф(г,/) (гипотеза //0), а порог обнаружения
обычно выбирают ио привычному в радиолокации критерию Неймана-Пирсона
[3,20] максимизирующему вероятность Рпо правильного обнаружения при
заданной вероятности Р10 ложного обнаружения (ложной тревоги).
Выражения для функционалов правдоподобия в (8.75) получаются
заменой переменной из функционала белого шума [47]:
7’{й(г,/)} ехр-
435
где уп — несущественный нормирующий множитель, R*, Гн — размеры области
наблюдения сигнала, и в данном случае имеют вид
= Г„ехр<
= /„exp-j
|~Re J ту- J J|ia(r,r,KIv.)|2Jr^
R, T,. R, T„
P0{^(.r,t)/s^(r,t)} =/J—J Л^(г,О-5ф(г,/)]2«/г(* >,
I N0 R„ Г,
(8.76)
(8.77)
где Re|*j — реальная часть выражения в скобках.
С учетом записанных выражений (8.76), (8.77) для функционалов
правдоподобия и соотношений (8.71) - (8.74) логарифм отношения правдоподобия
(8.75) может быть представлен следующим образом:
ln/{4(r,/)}=-y-j2Re- <(r0,x0) j р(г,/)г/,(г-г0-ИцгГ)х
Л“ [I к.т.
х g(V„t-xB)drdt} - 2Е0 Re{e*(r0,x0)х
ОС 00
х J £<J>
J
—QO —ЭО
(8.78)
в котором функция
Ж-'1Ло-^) = ^- f p*(*'-''o-r0,Og’(rn/-xn)x
/?,. ти
хехр
> й(г - Г( )g(Hn/ - x)drdt.
имеет смысл взаимной корреляционной функции сигналов движущегося и
неподвижного объектов, а постоянная
£0 = I G2{Vnt-x„)drdt
^Т«
— коэффициент передачи «среда распространения - РСА».
436
Комплексные амплитуды движущихся целей ёц (/], х, ) и фона
еф(г,х) в (8.78) остаются неизвестными, но вместо них допустимо использовать
их оценки, полученные, например, с помощью фильтров, согласованных с
соответствующими сигналами:
ёц(г0,х0)*ёц(гв,хв) = -±- j ^(r,t)hu(r-rB,Vnt-xB)drdt, (8.79)
Ьо КТ.
ёф(*-0,^)Я!ёф(г0,х0) = -^- j ^(r.j)h^r-re,Vnt-xB)drdt, (8.80)
ИЛ
где Лц(г,/) и — импульсные характеристики (ИХ) комплексно
сопряженные с сигналами от элементарных (точечных) отражателей объектов
(8.71) и фона (8.72):
йф (г - , V„t - л0) = и (г - r0 )g (Vat - л0).
На рис. 8.29 показаны изображения синфазных составляющих ИХ
фильтров, согласованных с сигналами от неподвижных объектов (а) и объектов,
движущихся с одинаковыми, но разными по направлению радиальными
скоростями (б, в).
Подставляя оценки (8.79), (8.80) в достаточную статистику (8.78),
пол} чим оптимальный алгоритм обнаружения движущейся с некоторой известной
радиальной скоростью Уцг цели:
2 СО 00
|<^(wo)| -2Ке{ёДг0,х0)х J |ёф(rt,x)ju(rB
-г15х0 — x)dt\dx
Д, (8.81)
где порог обнаружения hx = hNQ / Ео.
Рис. 8.29. Изображения синфазных составляющих ИХ согласованных с сигналами
от неподвижной (а) и движущихся (б, в) - точечных целей
При априори неизвестных скоростях движения целей задача их обна-
ружения и определения параметров движения может быть решена путем максими-
зации по неизвестному параметру Уцг алгоритма (8.81), что может быть реализо-
437
вано с помощью многоканальной схемы. Такой алгоритм наряду с обнаружением
движущейся цели осуществляет оценку ее координат по максимуму
правдоподобия. В многоканальной схеме алгоритма каждый канал обнаружения
(8.81) настраивается на определенное значение скорости = А 1^7,
i = 0,±1,±2,...,±/ с шагом АИ . Структурная схема такого оптимального
алгоритма представлена на рис.8.30.
Помимо согласованных фильтров СФ0,СФуг1,...,СФуН,...,СФуг/,
каждый канал обнаружителя содержит фильтры Ф^1,ФМ.,,...,Ф^, с ИХ
/Кт, (г “ 7о>^п^“Л) ’ сглаживающие сформированную в нулевом канале оценку
комплексной амплитуды неподвижного фона. Сглаженная оценка фона
используется затем для компенсации его влияния в каналах обнаружения
движущихся целей перед подачей сигналов на входы пороговых устройств (ПУ).
При размерах элемента разрешения РСА существенно меньших размеров
малоразмерных движущихся целей их РЛИ дробятся на ряд компактно располо-
женных отметок, по которым в силу специфики радиолокационных изображений
не может эффективно решаться задача их распознавания по форме и текстуре
отметок. Однако можно повысить эффективность обнаружения таких движущихся
целей за счет сглаживания достаточных статистик на входе пороговых устройств
скоростных каналов (рис. 8.30) пространственно согласованными со средними
размерами целей фильтрами, обеспечивающими повышение отношения
сигнал/фон местности и снижение контраста спекл-искажений.
Превысившие порог обнаружения выходные величины скоростных
каналов, пропорциональные логарифмам отношений правдоподобия, поступают
на логическое устройство (ЛУ), где при одновременном срабатывании нескольких
ПУ выбирается канал с максимальным значением статистик )j. На
выход ПУ выдаются: признак обнаружения (номер гипотезы Н - 0 или 1),
координаты (г0?х0), а также номер скоростного канала /, по которому
определяется оценка = ДИцг/ радиальной скорости обнаруженной цели.
Шаг по скорости ДИ , с которым осуществляется настройка каналов,
может быть выбран, исходя из предполагаемой потенциальной точности оценки
(8.70). Число каналов I обнаружителя будет определяться шагом ДИ^ и
диапазоном возможных скоростей движения целей / = 2Уцтах /.
На рис. 8.31 показана фотография РЛИ, сформированного после работы
многоканального обнаружителя движущихся целей (рис. 8.30) по первичному
(голографическому) изображению, представленному на рис. 8.28. Дпя параметров
исследуемого радиоголографического изображения ^г — 6х — Зм, Тс=1,3е,
q = 12дБ и диапазона скоростей движущихся объектов ±120 км/ч был выбран
шаг по скорости А И =2км/ч при числе каналов I-120.
438
ис8.30. Структурная схема оптимального алгоршма обнаружениям оценки параметров движущихся целен
439
Рис. 8.31. РЛИ с нанесенными на неподвижный фон местности результатами
работы оптимального алгоритма СДЦ (двойной светлой линией обозначено шоссе,
одинарными — дороги местного значения)
На РЛИ, взятом из канала оценки неподвижного фона, кружками
обозначены места кажущегося положения обнаруженных объектов, а квадратами
- места их истинного положения, определенные по оценкам радиальных
скоростей с учетом неоднозначности. На этом же РЛИ по информации, взятой с
топографической карты, нанесены шоссе и дороги местного значения. На
полученном РЛИ помимо визуально обнаруживаемых на голографическом
изображении движущихся объектов №1 и №2, автомат обнаружил еще пять
движущихся объектов. При этом все определенные обнаружителем места
истинного положения движущихся объектов с некоторым разбросом
группируются возле отмеченных на РЛИ дорог.
Очевидно, что для повышения достоверности обнаружения, точности
оценки скорости Vvr и координат движущихся объектов г0. , х(„ этим методом
необходимо повышать разрешение РСА и увеличивать время синтезирования Гс,
что, впрочем, приведет к соответствующему увеличению числа каналов
оптимального алгоритма.
440
Глава 9
РАДАРГРАММЕТРИЧЕСКАЯ ОБРАБОТКА
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ ИЗОБРАЖЕНИЙ
9.1. ЦЕЛИ, ЗАДАЧИ И МЕТОДЫ
РАДАРГРАММЕТРИЧЕСКОЙ ОБРАБОТКИ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ ИЗОБРАЖЕНИЙ В РСА ВР
Вторым важным видом обработки радиолокационных
изображений является радиолокационная фотограмметрическая
обработка, обеспечивающая определение координат обнаружен-
ных объектов и проведение геометрических измерений по
определению размеров и расстояний в интересах воздушной и
космической разведки, картографирования и задач дистанционного
зондирования при проведении различных мониторингов земной и
морской поверхности. С широким распространением машинно-
визуальных и автоматизированных методов обработки радиолока-
ционных изображений (РЛИ) фотограмметрическую обработку
стали проводить не по фотоснимкам РЛИ, регистрируемым на
вторичных фотопленках, а по изображениям, выводимым на экра-
ны мониторов автоматизированных рабочих мест (АРМ) операто-
ров. В связи с этим радиолокационную фотограмметрическую
обработку стали называть радарграмметрической обработкой, а
термин радиолокационная фотограмметрия — радарграмметрией.
Точность определения местоположения объектов по РЛИ
является одним из основных показателей эффективности РСА
разведывательных и разведывательно-ударных систем. Местополо-
жение обнаруженных по РЛИ объектов в современных разведыва-
тельных РСА может определяться в основном двумя способами:
- с использованием текущих координат самолета и элементов
внешнего ориентирования РЛИ, фиксируемых в процессе
полета;
- привязкой к измерительной основе (карте, изображениям,
полученным другими средствами ВР) по обнаруженным и
распознанным ориентирам (опорным точкам), координаты
которых известны.
441
Первый способ предполагает знание текущих координат
самолета и элементов внешнего ориентирования, определяющих
положение РЛИ относительно самолета (углы отклонения оси
антенны от строительной оси самолета, угол визирования,
наклонная дальность до центра зоны обзора и т.д.). Информация о
положении самолета и РЛИ при этом регистрируется в процессе
полета в открытой, кодированной или смешанной форме в матрице
навигационных данных, которая в процессе определения координат
объектов расшифровывается. По полученным данным опреде-
ляются координаты центра кадра РЛИ и относительно него -
координаты объекта. Для точного определения координат этим
способом при отсутствии геометрических искажений РЛИ
необходима высокая точность регистрации всех данных, которая
определяется точностью навигационной системы самолета-
носителя РСА. Анализ существующих самолетных навигационных
систем показывает, что они, за исключением высокоточных
спутниковых авиационных навигационных систем, в большинстве
случаев не обеспечивают необходимую точность навигационных
данных. Так, комплексные системы навигации, находящиеся в
настоящее время на вооружении самолетов-разведчиков, в
зависимости от режима работы имеют следующие СКО
определения местоположения летательного аппарата:
- инерциально-доплеровский режим - а = единицы км;
- с коррекцией по радиотехническим системам навигации -
о — (0,3... 1) км;
- с коррекцией по спутниковой навигационной системе -
о = (15...30) м.
Кроме того, при определении координат объектов этим
способом не учитываются геометрические (масштабные)
искажения РЛИ. Поэтому ошибка определения координат объектов
этим способом может составлять от нескольких сот метров до
нескольких километров, и его можно использовать в основном при
разведке над безориентирной местностью (пустыня, степь, море).
Второй способ определения координат объектов
основывается на привязке РЛИ к измерительной основе (карте,
эталонному РЛИ, изображениям, полученным с помощью других
средств ВР) по распознанным на нем и измерительной основе
топографическим объектам с известными координатами.
442
Известные методы определения координат объектов
местности по одиночным радиолокационным снимкам основа-
ны, главным образом, на использовании второго способа, так как
существующие навигационные системы (за исключением
спутниковой) в большинстве случаев не обеспечивают
необходимой точности.
Среди этих методов имеются простейшие, основанные на
переносе объектов с РЛИ на топографическую карту с помощью
графических, графо-аналитических и оптико-механических
способов [12], и более сложные, основанные на аналитическом
решении задачи с использованием ЭВМ.
Основным недостатком простейших методов, пре-
пятствующих их широкому применению, является повышенные
требования к плотности опорных точек и точности определения их
координат.
В основу известных аналитических методов определения
координат объектов местности положена априорная математи-
ческая модель РЛИ и ее связь с системой координат карты или
аппроксимирующие полиномы, коэффициенты которых опреде-
ляются по опорным точкам с учетом угловых и линейных
эволюций носителя.
В первом случае задача определения координат объектов
решается в два этапа. Вначале по известным значениям масштаба
отображаемой радиолокационной информации производится
преобразование измеренных координат точек снимка в
фотограмметрическую систему координат. Затем по опорным
точкам осуществляется геодезическое ориентирование
фотограмметрической системы координат.
Во втором случае используются полиномы третьего
порядка. Коэффициенты полиномов определяются как минимум
по 7-ми опорным точкам. Исследования точности метода,
выполненные по радиолокационным снимкам масштаба 1 : 250 000
на площади 21,6 тыс.км2, показали, что СКО определения
координат объектов местности составляют около 150м [12].
Недостатками этих аналитических методов являются
приближенное решение задачи в первом методе и слишком
большое количество требуемых опорных точек во втором
методе. В них также как при инструментальной, так и при
автоматизированной обработке не учитываются случайные
443
геометрические искажения РЛИ, что приводит к довольно
значительной СКО определения координат объектов даже при
автоматизированной обработке РЛИ (70... 150) м. Эта ошибка
зависит от масштаба карты, числа распознанных ориентиров и их
расположения относительно объекта, характера изображенной на
РЛИ местности, уровня и характера геометрических искажений
РЛИ и ошибок определения координат ориентиров по карте
( ^"кх ’ &ку ) '
При привязке РЛИ к карте по одному ориентиру СКО
определения координат объекта описываются соотношениями:
где Ах, Д у - расстояния от ориентира до объекта по координатам
путевой и горизонтальной дальности соответственно; -
СКО измерения отрезков по РЛИ; сг^ст^ - СКО определения
координат ориентиров по карте, которые в зависимости от
масштаба карты могут составлять (12... 100)м.
Для современных РСА, имеющих высокий уровень
геометрических искажений РЛИ, <э\. crAv, вследствие чего
ошибка в определении местоположения объекта по координате
путевой дальности определяется в основном ошибкой измерения
расстояния от ориентира до объекта. При наличии т ориентиров,
если ошибки измерения расстояний от них до объекта независимы,
точность определения координат повышается:
где croxi, <joyj — СКО измерения расстояния от i - го ориентира до
объекта разведки.
В современных РСА уровень геометрических искажений
РЛИ высок, поэтому СКО определения координат объектов
сг = (150...800)м, а время выполнения этой операции при
оперативном дешифрировании (по мокрым негативам) велико
444
(30...60 мин.), что определяет их низкую эффективность особенно
при решении разведывательно-ударных задач.
Наряду с методами определения координат объектов по
одиночному РЛИ существуют также методы, основанные на
использовании стереоскопической пары изображений одного и
того же участка местности. В настоящее время известны [12]
два способа получения стереоскопического РЛИ объекта
местности. В первом способе радиолокационная съемка одного
и того же объекта осуществляется при пролетах носителя с
противополож-ных сторон объекта. Во втором способе съемка
одного и того же объекта местности осуществляется при пролетах
носителя с одной стороны объекта, но на разных высотах. При
использовании и первого, и второго способа из-за различного
смещения за рельеф два изображения объекта разделены
радиолокационным параллаксом, поэтому при одновременном
рассматривании изображений удается получить стереоскопическое
изображение объекта.
Рассмотренным способам получения стереоскопического
РЛИ объекта присущи свои достоинства и недостатки. Первый
способ является наиболее точным, особенно когда наклонные
дальности до объекта местности пересекаются под углом, близким
к 45°, однако он обладает весьма существенным недостатком,
заключающимся в том, что в сильно пересеченной и горной
местности не всегда удается получить стереоскопический эффект
из-за наличия радиолокационной тени на скатах местности.
Второй способ является менее точным, но он лишен недостатка
первого способа, так как при этом способе съемка производится с
одной стороны объекта и радиолокационные тени не разрушают
стереоэффекта. Вопрос об использовании того или иного способа
решается отдельно в зависимости от конкретных условий
радиолокационного наблюдения и местности.
445
9.2. МАТЕМАТИЧЕСКИЕ МОДЕЛИ И АНАЛИЗ ФАКТОРОВ,
ВЛИЯЮЩИХ НА ТОЧНОСТЬ ИЗМЕРЕНИЙ ПО
РАДИОЛОКАЦИОННЫМ ИЗОБРАЖЕНИЯМ
Важной характеристикой РСА, определяющей в
значительной степени их информативность, является точность
передачи на изображении относительного положения элементов
местности и объектов, от которой зависят точность определения
координат объектов, достоверность отображения формы
протяженных и сложных (многоэлементных) объектов, точность
измерения размеров объектов и расстояний между ними.
Эта характеристика РСА определяется, главным образом,
уровнем геометрических искажений радиолокационного изображе-
ния, т.е. степенью нарушения геометрического подобия при
радиолокационном отображении местности и объектов.
Геометрические искажения радиолокационного изображе-
ния обусловлены рядом факторов, главными из которых являются:
- кривизна Земли и случайный характер изменения высоты
элементов местности и объектов;
- рефракция радиоволн и флуктуации коэффициента
преломления атмосферы;
- траекторные нестабильности самолета-носителя и упругие
колебания его конструкции;
- нестабильность фазы колебаний в приемопередающем
тракте радиолокационной станции.
Эти факторы удобно разделить на две группы:
1) факторы, непосредственно приводящие к геометрическим
искажениям (кривизна Земли и неровности рельефа местности,
рефракция радиоволн в атмосфере, траекторные нестабильности
самолета-носителя, нестабильность запуска передатчика);
2) факторы, приводящие к фазовым флуктуациям радиолока-
ционных сигналов и, вследствие этого, к геометрическим
искажениям радиолокационного изображения (флуктуации коэф-
фициента преломления атмосферы, траекторные нестабильности и
аэроупругие колебания конструкции самолета-носителя, фазовые
флуктуации в приемо-передающем тракте РСА).
446
Рассмотрим влияние данных факторов.
Влияние рельефа местности (рис. 9.1) сказывается на РЛИ
следующим образом. Возвышение объектов или элементов
местности приводит к искажениям РЛИ трех типов: возникает
смещение отметок объектов по горизонтальной дальности,
образуются радиолокационные тени и происходит маскировка
отдельных целей вследствие экранирования их другими объектами.
Смещение отметок по дальности обусловлено тем, что
возвышенные объекты располагаются ближе к РЛС, чем объекты,
расположенные внизу на той же горизонтальной дальности.
Смещение отметки объекта при положительном
превышении происходит в сторону уменьшения дальности. В
результате искажений отметки двух соседних объектов могут
сблизиться, накладываться друг на друга или даже располагаться в
обратном порядке (инверсия объектов) [11].
Ошибка Аун в отображении некоторой точки местное! и с
координатами (х,у) определяется соотношением
= <91)
где Z(x,y) - случайный двумерный процесс, описывающий
высоту неровностей местности и объектов относительно плоскости
Z = 0; /3 - угол падения электромагнитных волн (угол
визирования), соответствующий полоске дальности, находящейся
на расстоянии R от самолета-носителя.
При Z(x,y) <&: R имеем,
(х, у) К Дун (X, у) / cos р. (9.2)
В случае отклонения луча антенны в плоскости курса
(^//^0) и тангажа ($ = 0) погрешности определения координат,
вызванные изменением высот рельефа местности, можно
определить по приближенным формулам [12]:
h(2H-h)-sec2 3
ЛХ, » sin у/--v.— ' -h- cos (У • tgS,
2-V7?2-772sec2^
h(2H -h}-sec2 &
A К « cos ty--.....- + h • sin ly • tg&,
2-7R2 -H2 sec2 &
447
где h - превышение определяемой точки над точкой проекции
излучения импульса на местности. Ошибка определения координат
за счет рельефа местности при h < 50 м не превышает 8...10м.
АУн(х,у)
Рис. 9.1. Влияние рельефа местности на геометрические искажения РЛИ
Влияние кривизны Земли (рис. 9.2). Кривизна Земли
нарушает связь координат точек местности и координат точек РЛИ,
рассматриваемую в плоской фотограмметрической системе
координат местности. Вследствие чего возникают ошибки в
определении местоположения объектов. Эти ошибки носят
систематический характер и их можно устранить путем введения
соответствующей поправки, рассчитанной по формуле
a^<(^) = A);k(>’)/cos^’ (9-4)
где Дук (у) « у' sin Д 27?,; 7?, - радиус Земли.
Данные расчетов показывают, что даже при съемке с высот
до 10 км, величины ошибок весьма малы и ими можно пренебречь.
Однако при радиолокационном наблюдении с больших высот
(Н > 20км) погрешности определения координат, вызванные
кривизной Земли, могут быть значительными (до 90м) [12].
Поэтому в процессе радарграмметрической обработки РЛИ,
полученными высотными РСА, должны быть приняты меры к
исключению влияния кривизны Земли.
448
z
Рис. 9.2. Влияние кривизны Земли на геометрические искажения
РЛИ
Влияние атмосферной рефракции радиоволн (рис. 9.3)
обусловлено изменением показателя преломления тропосферы с
высотой. Это изменение можно представить в виде регулярной
составляющей, плавно изменяющейся с высотой, и флуктуацион-
ной, обусловленной в основном турбулентностью атмосферы
[7,12]. Влияние таких изменений двояко:
- изменение регулярной составляющей показателя
преломления с высотой приводит к искривлению
траектории распространения радиоволн, а отличие
показателя преломления от единицы - к увеличению
времени их распространения и, вследствие этого, к
искажениям геометрии РЛИ по поперечной дальности;
- флуктуационная составляющая показателя преломления
обуславливает паразитные флуктуации фазы радиолока-
ционных сигналов, что приводит к искажениям РЛИ по
путевой дальности.
Степень искривления радиолуча определяется радиусом
кривизны:
29. Изд. №9977 449
п
дп ’
♦cos#
где п - коэффициент преломления тропосферы на уровне моря
( и =1,00035); дп/дН - градиент коэффициента преломления по
высоте (в нормальной тропосфере равный - 4-10'8); /?- угол
падения радиолуча на Землю.
Изменение дальности из-за искривления траектории
радиоволн по радиусу S, определяемое разностью длин дуги и
хорды (рис. 9.3), может быть определено по соотношению вида [12]
ЛП 1 R3.
-----г~, (9.6)
s 24 8
Существенное влияние на точность определения координат
оказывает изменение дальности R из-за увеличения времени
распространения радиоволн, которое определяется соотношением
450
AR = R,„. ,\
и изм у ср у ’
(9.7)
где иср - средний коэффициент преломления тропосферы на пути
радиоволн, приближенно и « п + (Н/2)дп/дН .
В результате того, что измеренная по РЛИ наклонная
дальность 7?изм больше истинной наклонной дальности R на
величину
NR . =R -R = &R.-AR, (9.8)
при вычислении координат объектов будет допущена погрешность,
равная разности измеренной и истинной ординаты точки
местности:
(9.9)
Расчеты по приведенным соотношениям показывают, что
влиянием искривления траектории за счет атмосферной рефракции
радиоволн на точность определения координат точек местности
можно пренебречь, так как даже при съемке из космоса
погрешности выражаются единицами метров. В то же время
погрешности, вызванные увеличением времени распространения
радиоволн, достигают значительной величины. Например, при
ведении съемки с высоты 20 км на дальности 100 км погрешность
составит 40 м. Поэтому при радарграмметрической обработке РЛИ,
полученных с больших высот, необходимо в измеренные дальности
вводить поправки с учетом изменения коэффициента преломления
тропосферы по высоте.
К числу факторов, оказывающих существенное влияние на
геометрические свойства РЛИ в РСА по координате х, относятся
также, как указывалось в пп. 1.6.1, флуктуации фаз отраженных
сигналов, обусловленные нестабильностью траектории полета
самолета и аэроупругими колебаниями его конструкции при полете
в турбулентной атмосфере, нестабильностью условий распростра-
нения ЭМВ на интервале синтезирования и нестабильностью
фазовых характеристик приемо-передающего тракта. Эти
флуктуации наряду с искажениями откликов РСА на точечные
отражатели, снижающими разрешающую способность и повы-
29
451
тающие уровень их боковых лепестков, вызывают смещение по
координате х максимумов (“центров тяжести”) этих откликов, что
приводит к геометрическим искажениям РЛИ.
Ниже ограничимся рассмотрением наиболее значимых
геометрических искажений РЛИ, вызываемых траекторными
нестабильностями самолета при полете в турбулентной атмосфере.
В качестве количественной оценки таких геометрических
искажений удобно принять величину смещения % по путевой
дальности «центра тяжести» квадрата модуля отклика РСА на
точечный отражатепь (квадрата модуля сигнальной функции)
/2 (т) [60]:
СО
Х = ~т-----------, (9.10)
| /(г) dr
где
1 (Ц|2 = J Jехр{ft ) - (t2)]}ехр{-j[2a(t, -t2)г]}h (г,) h (t2 ) dtxdt2;
00 'JO
(9.H)
^(0 “ случайная фаза траекторного сигнала, обусловленная
отмеченными выше нестабильностями; а = 2яИп2/(г0Я); -
огибающая импульсной характеристики системы обработки
сигналов в РСА по путевой дальности х.
Величину смещения % здесь удобнее оценивать не по
пространственной координате х, а по времени t=x/Vn. При
малых искажениях импульсного отклика РСА величина %
достаточно точно характеризует смещение его максимума, однако
при значительных деформациях формы отклика наиболее
достоверно смещение отметок от точечных целей на РЛИ отражает
смещение их “центров тяжести” (9.10).
При случайном характере изменения фазы (/) смещение
% является случайной величиной, изменяющейся во времени в
процессе радиолокационного наблюдения. Поэтому в качестве
452
статистических характеристик геометрических искажений РЛИ по
координате х можно использовать математическое ожидание т
Л
и корреляционную функцию R(т) смещения г, а при оценке
43 л X ✓
интенсивности ошибок измерения координат объектов,
обусловленных флуктуациями фаз сигналов, удобно пользоваться
дисперсией ошибок ст2.
л
Для определения рассмотренных статистических характе-
ристик геометрических искажений (тя ,сгу /С (т)) следует найти
их связь со статистическими характеристиками флуктуаций фаз
траекторных сигналов, которые, в свою очередь, могут быть
выражены через статистические характеристики траекторных
нестабильностей самолета. Аналитическая связь между процессами
%(t) и (t) может быть получена путем несложных, но
достаточно громоздких преобразований выражения (9.10) с учетом
(9.11) приведенных в работе [60]:
1 00
= (9 12)
Л- _
С —со
00
где Те7 — j h2(t)dt - величина, численно равная интервалу
синтезирования Г, но имеющая размерность с'1. Здесь следует
иметь ввиду, что размерность огибающей импульсного отклика
РСА равна с'1. Математическая модель этой связи представлена
структурной схемой на рис.9.4.
В первом приближении флуктуации фазы сигналов можно
представить стационарным гауссовым случайным процессом с
нулевым математическим ожиданием (^=0) и корреляционной
функцией Rc (т). В этом случае корреляционная функция процесса
^(/), описываемого соотношением (9.12), может быть определена
обратным преобразованием Фурье произведения энергетических
спектров производной £г(/) и огибающей импульсной характе-
ристики
453
rM=f-'
A' \ J
J <y2
14a2r2
(913)
где (co) = F iRr - спектральная энергетическая плотность
процесса (/); H(ja)) = F\h2 (t
Рис. 9.4. Структурная схема математической модели связи процессов
Для определения связи статистических характеристик
флуктуаций фаз сигналов и траекторных нестабильностей самолета
рассмотрим случай прямолинейного полета с постоянной высотой
Н и скоростью Уп. При рассмотрении введем следующие
прямоугольные системы координат (рис.9.5):
- нормальную земную систему координат (90 X Y Z , центр
о о о
которой находится на поверхности Земли в начальной точке
маршрута радиолокационной разведки, ось g
направле-на по маршруту разведки, ось O^Zg направлена
по местной вертикали, а ось O^Yg с остальными осями
составляет правую систему координат;
- расчетную подвижную систему координат О0Х' Y'Z',
ООО
центр которой движется в плоскости Z ОХ нормальной
о о
земной системы координат, имея при этом постоянной
координату Zg-H и скорость Vn, а оси параллельными
454
соответствующим осям нормальной земной системы
координат;
- нормальную систему координат <90X'T''Z'' , центр которой
v о о о
совпадает с центром масс самолета, а оси параллельны
соответствующим осям нормальной земной системы
координат;
- связанную систему координат OXYZ, центр которой
находится в центре масс самолета, оси ОХ и OZ лежат в
плоскости симметрии самолета, ось ОХ совпадает со
строительной осью самолета, а ось OY перпендикулярна
плоскости симметрии.
Взаимное положение осей нормальной OX\OY",OY"n
связанной ОХ, OY, OZ систем координат определяется углами
рыскания ц/(t), тангажа <9(/)икрена y(t) (рис.9.5).
Линейные отклонения центра масс самолета в расчетной
подвижной системе координат ОX 'I 'Z' вследствие воздействия
Н о о о
различных дестабилизирующих факторов опишем вектором
рл=[дХрДУрА7р]Г, (9.14)
где АХ , АУ , AZ - линейные отклонения центра масс самолета в
расчетной подвижной системе координат (рис.9.5).
Для определения отклонений фазового центра антенны РСА
от расчетной траектории учтем, что в общем случае при выносе
антенны из центра масс самолета к флуктуациям фазового центра
антенны приводят как линейные отклонения центра масс самолета
в расчетной системе координат, характеризуемой вектором рл, так
и его угловые колебания. Положение фазового центра антенны в
связанной системе координат OXYZ (рис.9.5) характеризует
вектор
pa=[XayaZl ,
а в расчетной системе координат - вектор
Г ~1Г
(9.15)
(9.16)
455
При этом вектор линейных отклонений фазового центра
антенны на маршруте радиолокационного наблюдения в расчетной
системе координат опишется выражением
Рфц = Рл + Вра, (9.17)
где В — матрица направляющих косинусов между связанной и
нормальной системами координат [67], которая с учетом малости
величин углов y/(Z) ,$(/),/(Z) и пренебрежения произведениями
малых величин, имеет вид
(9.18)
Рис. 9.5. Системы координат, принятые при рассмотрении
статистических характеристик траекторных нестабильностей
самолета
456
В случае расположения антенны РСА по оси ОХ самолета,
когда Га = Za = 0, с учетом (9.17) получим
(9.19)
z,„ = AZP + Х.9.
В РСА ВР изображение формируется по координате
путевой (х) и наклонной (г) дальностям. Поэтому для оценки
флуктуаций фазы сигналов, вызываемых траекторными
нестабильностями ФЦА, следует рассматривать характер этих
нестабильностей по данным координатам. В пп. 1.6.1 первой главы
получено выражение для флуктуационной составляющей фазы
сигнала , обусловленной траекторными нестабильностями
самолета:
При рассмотрении в данной главе приняты обозначения:
£z(t) = 2фц(/), Сх (0 = (0 • С Учетом этих обозначений, а
также малости изменения координаты х (Ах = VnTH <s: г0) на
интервале наблюдения запишем
r«e z4>u (')> согласно соотношению (9.19), определяются
отклонениями от расчетной траектории центра масс самолета
AZp (^), Ч (') и его угловыми колебаниями $(7), ^/(/) • Таким
образом, соотношения (9.19) и (9.20) выражают флуктуации фаз
траекторных сигналов £ (/) через траекторные нестабильности
дгр(0’ ИО» но самолета-носителя РСА в случае
расположения антенны по оси ОХ (при = Za = 0).
457
Принимая во внимание, что случайные процессы AZp и
а также Д}^(7) и некоррелированы между собой,
получим выражения для корреляционных функций процессов
^фи(0’ ^фц(0 *
где R^ (т) и RAY (т) - корреляционные функции отклонения
центра масс самолета в расчетной системе координат; Rg (г) и
R^ (т) - корреляционные функции колебаний самолета по углу
тангажа и рыскания соответственно.
С учетом выражения (9.20) корреляционная функция
траекторных флуктуаций фазы сигналов может быть описана
выражением
Следовательно, для определения статистических
характеристик флуктуаций фаз траекторных сигналов необходимо
располагать корреляционными функциями отклонений центра масс
самолета (т), RAY (г), а также корреляционными функциями
его угловых колебаний. Такие корреляционные функции могут
быть получены экспериментальным путем в процессе летных
испытаний самолетов-носителей РСА или на основе
математического моделирования движения самолета в
турбулентной атмосфере.
По полученным корреляционным функциям R. (г)
флуктуаций фаз траекторных сигналов с использованием
соотношения (9.13) можно определить корреляционные функции
Rx(r) и дисперсии смещений отметок элементарных
отражателей на РЛИ, которые характеризуют статистику
геометрических искажений РЛИ, обусловленных флуктуациями
фаз траекторных сигналов.
458
На рис. 9.6 приведены графики нормированных корреля-
ционных функций г (т) при аппроксимации корреляционной
Д'
функции R, (т) выражением вида
75
где: р = 0,785/Н ; тс - интервал корреляции фазовых
флуктуаций, и гауссовой огибающей импульсной характеристики
= 1,38exp (-/Г2) системы обработки траекторных сигналов
^ = 5,б/Тс2). Графики гДт) приведены для различных значений
отношения /Тс интервала корреляции фазовых флуктуаций к
интервалу синтезирования.
Рис. 9.6. Нормированные корреляционные функции геометрических
искажений РЛИ
На рис.9.7 показана зависимость нормированного значения
среднеквадратического смещения &х от отношения т^1Тс^ где
(У — су Уп 1(7- -Зх. Зависимость построена для значений
г /Тс > 0,5. При меньших значениях этого соотношения нет
смысла рассматривать геометрические искажения РЛИ из-за
чрезмерного искажения формы откликов РСА на точечные
отражатели.
459
Рис. 9.7. Зависимость нормированного значения среднеквадратического
смещения от отношения Тг /Т
ъу/ j с
93. АНАЛИТИЧЕСКИЕ МЕТОДЫ ОПРЕДЕЛЕНИЯ
КООРДИНАТ ОБЪЕКТОВ ПО РАДИОЛОКАЦИОННОМУ
ИЗОБРАЖЕНИЮ
Как было сказано в пп. 9.1, решение радарграмметрических
задач осуществляется, в основном, либо с использованием текущих
координат самолета и элементов внешнего ориентирования РЛИ,
фиксируемых в процессе полета, либо привязкой к измерительной
основе (карте, изображениям, полученным другими средствами
ВР), по распознанным ориентирам (опорным точкам), координаты
которых известны. Рассмотрим эти способы более подробно.
93.1. Определение координат объекта по одиночному
радиолокационному изображению с использованием
навигационных данных
Данный метод предполагает знание текущих координат
самолета и элементов внешнего ориентирования, определяющих
положение РЛИ относительно самолета.
Для вывода соотношений, позволяющих определить
координаты объектов по одиночному РЛИ, наряду с общеизвестны-
460
ми системами координат: географической, геоцентрической и
прямоугольной системы координат Гаусса, воспользуемся
— системой координат РЛИ (0YX), начало которой находится в
центре изображения, ось 0Y направлена в сторону больших даль-
ностей; ось ОХ совпадает с направлением полета и образует правую
систему координат при левостороннем обзоре и левую систему
координат при правостороннем обзоре местности (рис. 9.8);
у Л (л обзор)
о
х
—к
У ▼ (п.обзор)
Рис. 9.8.Система координат снимка
— фотограмметрической системой координат (SX^Y^Z^ ),
начало которой расположено в фазовом центре антенны, ось SZ^
направлена по нормали, ось 8Хф совпадает с вектором путевой
скорости Гп самолета, ось SY$ занимает положение правой
системы координат (рис.9.9, а);
— система координат синтезированной апертуры антенны
(S X'Y'Z'), начало которой находится в геометрическом центре
синтезированной антенны; ось SX' совпадает с продольной осью
антенны; ось SY' совпадает с поперечной осью антенны и
образует правую систему координат; ось SZ' перпендикулярна к
плоскости, образуемой осями SX' и SY'.
Элементы ориентирования антенны определяют положение
синтезированного луча в момент его формирования (рис.9.9, б). Их
будем характеризовать:
- координатами X^LSZS центра S синтезированной апертуры;
- <9- продольным углом наклона антенны, заключенным
между осью SX’ и плоскостью ;
- Т- углом поворота антенны, между проекцией оси SX на
плоскости Хф¥ф и осью $Хф.
461
Рис. 9.9. Система координат (а) и элементы ориентирования антенны (б)
На рис.9.10 представлена блок-схема, описывающая метод
определения координат объекта по одиночному РЛИ при
наблюдении с высот до 5000м, когда влиянием кривизны Земли и
атмосферной рефракцией радиоволн на точность определения
координат можно пренебречь.
Для решения задачи определения координат объектов по
одиночному радиолокационному снимку необходимо знать
следующие исходные данные.
462
Ввод исходных данных
.....г
Измерение координат объекта
на снимке хо, уо
I
Определение наклонной дальности
до объекта R06
т
Определение фотограмметрических координат
объекта на местности Хф og, Уф об
I
Преобразование географических координат носителя
в прямоугольные координаты Гаусса Xrs? Yr s
Определение координат объекта в прямоугольной
системе координат Гаусса Хг Об, ¥ГОб
Рис. 9.10. Блок-схема метода определения координат
1. Навигационные параметры:
- географическая широта носителя - (ps ;
- географическая долгота носителя - Д,;
- высота полета носителя — Н;
- истинный текущий курс носителя - А*.
2. Элементы ориентирования реальной антенны:
- угол отворота антенны по курсу - у/;
- угол наклона антенны по тангажу - <9 .
3. Наклонная дальность R (соответствует центру условного
кадра).
463
4. Знаменатели масштаба записи изображения — М х., М г.
5. Признак обзора:
- левосторонний «+»,
- правосторонний « - ».
Наклонная дальность до объекта определяется формулой
Ro6=M-^0+R,
где у0 - координата объекта на РЛИ; М - масштаб отображения,
примем его равным М=М =М, .
X у
Координаты объекта на местности в фотограмметрической
системе координат определяются по формулам [12]:
хф об = Мх0 ± sin sec2,9 - (h - Я) cosy/tg$,
Y,l>.o6 = ± cos V'JrL sec2 9 - (A - Я) • sin y • tg9,
(9.23)
где x0 - координата объекта на РЛИ; h — превышение
определяемой точки над точкой проекции источника излучения.
При съемке местности с перепадом высот рельефа до 50м можно
принять h = 0.
Географические координаты носителя, зафиксированные в
полете, связаны с прямоугольными координатами Гаусса
следующими соотношениями [12]:
где
<рм ~ 6367558,5-(ps -16036,5-sin2</\ +16,83-sin4^s; t = tg$>s;
2 /2 2 f w ~ _
Г] = e cos <ps; e - второй меридианный эксцентриситет, равный
0,0821; N - радиус кривизны первого вертикала, вычисляемый по
формуле
2 *2 ?
fl-e~-sin (ps\
464
е - первый меридианный эксцентриситет, равный 0,0818; а -
большая полуось эллипсоида, равная 6378245м l = As—Aoc, Аос -
долгота осевого меридиана зоны, вычисляемая с учетом формул:
Лс=6 -^З Н-3 ’ПРИ Л-°’
Л = 6 -N33 + 3 , при <0;
N3B, N33 — номер зоны, отсчитываемый к востоку или к западу от
Гринвичского меридиана. Здесь
N3B =[As/6°]* +1 при As >0,
N33 =[ ]* - 1 при As <0,
где [ • ]* -целая часть отношения в скобках.
В соответствии с формулами преобразования координат на
плоскости и найденным значениям XrS? Yr.s, Хф об, УфОб определяем
координаты объекта на местности в прямоугольной системе
координат Гаусса:
хг ©б Хг Sjj + Хф об -cosAK+ Уф.об *sinAK, (9.25)
Угоб- Уг Хф об sinAK Уф об *cosАк
где
Yr. sn = М, в 10б+ Yr s при As >0,
Y„ Sn = (61+N3 3 ) • 106+Yr s при 4 <0.
В приведенном выше методе не учитывается расстояние
между фазовым центром антенны и точкой самолета, к которой
привязываются его координаты.
Определение координат объектов по РЛИ при съемке с
больших высот (более 10000м) требует учета кривизны Земли,
влияния атмосферы и характеристик рельефа местности, чтобы
исключить ошибки в определении координат, обусловленные
воздействием данных факторов на измерительные свойства РЛИ
(п.п. 9.2). В литературе [12] описан метод определения координат
объектов по РЛИ при съемке с больших высот, где вводятся
соответствующие поправки. Алгоритмы, реализующие оба
представленных метода, достаточно легко реализуются на
вычислительной технике и не требуют больших вычислительных
затрат. Но данные методы не позволяют оценить точность
определения координат объектов, которая зависит как от
30. Изд. №9977 465
аппаратурных погрешностей применяемого навигационного
оборудования, так и от траекторных нестабильностей полета
носителя, обусловленных турбулентностью атмосферы (пп. 1.6.1,
п. 9.2).
9.3.2. Определение координат объекта по опорным ориентирам
Анализ применяемых способов визуального и
инструментального определения координат объектов в современ-
ных РСА воздушной разведки показывает, что способ, основанный
на знании текущего положения носителя, определяемого навига-
ционной системой, не удовлетворяет требованиям воздушной
разведки. Так, СКО определения координат объектов по РЛИ этим
способом составляет 100... 1200 м и более. Такая ошибка в
основном обусловлена погрешностями применяемой
навигационной системы и геометрическими искажениями РЛИ,
вызванными траекторными нестабильностями самолета-носителя.
Применение этого способа целесообразно при полетах над
безориентирной местностью и над морем при условии
использования высокоточных спутниковых систем и систем
микронавигации, позволяющих снизить уровень траекторных
флуктуации фазы отраженного сигнала и, как следствие,
минимизировать геометрические искажения РЛИ.
При ВР в районах с наличием ориентиров ошибку в
определении координат объектов можно скорректировать с учетом
обнаруженных на РЛИ опорных ориентиров, координаты которых
известны или могут быть определены по карте. Способ
определения координат объектов, основанный на привязке РЛИ к
измерительной основе по опорным ориентирам, требует наличия в
районе радиолокационного наблюдения достаточного количества
ориентиров и обладает точностью 70...150м [12], что является
следствием нескомпенсированных случайных геометрических
искажений РЛИ, и также не удовлетворяет современным требова-
ниям. Этот способ включает в себя как простейшие процедуры,
основанные на переносе объектов со снимка на топографическую
карту с помощью графических, графоаналитических и оптико-
механических способов, так и более сложные процедуры,
основанные на аналитическом решении задачи с использованием
ЭВМ. Выход из создавшегося положения видится в автоматизации
466
процесса радарграмметрической обработки и, в частности,
процесса определения координат объектов по РЛИ с
использованием оптимальных и квазиоптимальных алгоритмов и
современных высокопроизводительных средств вычислительной
техники в составе наземной аппаратуры РСА. При этом на ЭВМ
целесообразно возложить операции по обработке на основе
оптимальных алгоритмов вводимых оператором данных. Струк-
турная схема алгоритма автоматизированного определения
координат объектов по РЛИ с помощью опорных ориентиров и с
учетом геометрических искажений РЛИ приведена на рисунке 9.11.
истинные
координаты
ориентиров
Рис. 9.11. Структурная схема алгоритма автоматизированного определения
координат объектов по РЛИ аналитическим способом
Оператор, наблюдая на экране монитора РЛИ и карту,
обнаруживает и распознает объекты и ориентиры. Накладывая
поочередно на них маркер (электронное перекрестие), снимает с
РЛИ их координаты, которые водятся в ЭВМ. Точные координаты
заранее известных ориентиров вводятся в ЭВМ перед полетом. Гак
же в ЭВМ поступает информация об «остаточных» геометрических
30
467
искажениях РЛИ, нескомпенсированных в процессе полета
системой микронавигации РСА. После ввода данных ЭВМ
выполняет пересчет координат объектов и ориентиров в систему
координат карты. Затем на основании статистических характе-
ристик геометрических искажений РЛИ вычисляются координаты
объектов. Вычисленные значения координат объектов выдаются
оператору и в систему регистрации РЛИ.
Следует отметить, что от характера опорных ориентиров и
ошибок, возникающих при определении их координат как по карте,
так и по РЛИ, во многом будет зависеть точность определения
координат объектов. Поэтому эти ошибки следует учесть в
алгоритме автоматизированного определения координат объектов
по РЛИ.
9.4. ПОЛУЧЕНИЕ ТРЁХМЕРНЫХ ИЗОБРАЖЕНИЙ
НАБЛЮДАЕМОЙ ЗЕМНОЙ (МОРСКОЙ) ПОВЕРХНОСТИ В
ИНТЕРФЕРОМЕТРИЧЕСКОМ РЕЖИМЕ РСА ВОЗДУШНОЙ
РАЗВЕДКИ
Радиолокационное наблюдение Земли с помощью РСА,
расположенной на борту самолета (беспилотного летательного
аппарата) или космического аппарата, — это современный высо-
копроизводительный метод дистанционного зондирования, позво-
ляющий получать независимо от времени суток и метеоусловий
высокоинформативные радиолокационные изображения наблю-
даемой поверхности в интересах воздушной и космической развед-
ки, картографирования, а также для проведения различных мони-
торингов земной и морской поверхностей при решении широкого
круга народнохозяйственных, экологических и научных задач.
Многоканальный интерферометрический приём отражен-
ного сигнала на пространственно разнесенные антенны на борту
носителя при наблюдении выбранного участка поверхности и
дальнейшая совместная когерентная обработка радиолокационных
сигналов позволяют добавить третье измерение (высоту) к
двумерным РЛИ. Такой режим применения РСА называется
интерферометрическим. Часто РСА, работающая в этом режиме,
называется интерферометрической РСА.
Получение трехмерных РЛИ может существенно повысить
эффективность решения задач по их визуальному и автоматизи-
468
рованному дешифрированию, а также скомпенсировать ошибки
определения координат объектов, обусловленные незнанием высог
рельефа местности и объектов.
Основным источником информации при радиолокационной
интерферометрической съёмке является относительный сдвиг фаз
между сигналами, принятыми на пространственно разнесённые
антенны.
Различают следующие схемы радиолокационной интерферо-
метрической съёмки:
1. Съёмка с ориентацией базы интерферометра (расстояние
между двумя антеннами, установленными на борту
носителя) поперек (вдоль) трассы полёта.
2. Съёмка радиолокационной системой с близких
повторяющихся траекторий носителя, расстояние между
которыми составляет базу синтезируемого интерферометра.
3. Съёмка РСА с одной антенной в режиме телескопического
обзора с прямолинейной траектории носителя, на которой
формируется синтезированная интерферометрическая база.
9.4.1. Геометрия радиолокационной интерферометрической
съёмки
Расстояние b между антеннами (точками съёмки) Д и Аг
является базой интерферометра (рис. 9.12). Комплексную
амплитуду принимаемого антенной Д отражённого от точки С
сигнала можно записать в виде
4,1 = 4,1 ехР (-2 Лп ) , (9-26)
где к = 2л/2 - волновое число, Л - длина волны отражённого
сигнала, т\ = А}С - наклонная дальность от антенны Д до точки
земной поверхности С. Аналогично, для антенны Д комплексная
амплитуда сигнала имеет вид
4,2 = 4,2 ехР (-2 jkr2), (9.27)
где г2 = А2С - наклонная дальность от антенны Д до точки
земной поверхности С.
469
Рис. 9.12. Геометрия радиолокационной интерферометрической съёмки
В результате комплексного перемножения двух сигналов
(9.26) и (9.27) получим
= 4>14»2 ехр(2Д(г2 -rj) = AmlAm2 exp(j(<p2 -^)).
Таким образом, измеренная разность фаз сигналов
у = ^2 ” одноименных элементов поверхности есть функция
разности наклонных дальностей Аг = г2 - . Разность фаз ц/
может быть вычислена по разности наклонных дальностей:
Здесь множитель 2 Аг в правой части выражения учитывает факт
двустороннего прохождения сигнала.
С другой стороны, разность наклонных дальностей
определяется исходя из геометрии системы, например, при
вертикальной базе (проекции произвольно ориентированной базы
b на ось O^Zg) (рис. 9.12)
Аг = 6 cos /, (9.29)
470
где у - угол наблюдения точки поверхности С (приггг2 »Ь).
Высота носителя Н — hc в точке Ах относительно высоты
hc точки поверхности С определяется из AAXCD :
Н -hc=rx cos у. (9.30)
Объединяя (9.27) - (9.30), получим выражение для высоты
точки поверхности С относительно средней поверхности OvXgYg :
Значение разности фаз I// для точки поверхности,
находящейся на расстоянии г от антенны, позволяет определить
отклонение высоты рельефа от средней поверхности.
Используя теорию ошибок измерений, из (9.31) можно
получить выражение для среднеквадратического значения
погрешности определения высоты рельефа
где сг2 — дисперсия погрешности определения разности фаз, <у2н -
дисперсия погрешности определения высоты носителя до средней
поверхности. Из (9.32) видно, что ошибки измерения высоты
рельефа уменьшаются при уменьшении ошибок измерения
разности фаз и высоты носителя до средней поверхности, выборе
более короткой длины волны Л, съёмке на меньших наклонных
дальностях гх и при увеличении базы интерферометра b .
На рис. 9.13, 9.14 показаны зависимости среднеквадрати-
ческого значения погрешности определения высоты рельефа <jh от
величины интерферометрической базы b и от наклонной
дальности до цели гх соответственно.
471
Рис. 9.13. Зависимость среднеквадратического значения погрешности
определения высоты рельефа от величины интерферометрической базы
Рис. 9.14. Зависимость среднеквадратического значения погрешности
определения высоты рельефа от наклонной дальности до цели
Из графиков, представленных на рис. 9.13, 9.14 видно, что
точность определения высоты рельефа существенно зависит от
величины интерферометрической базы и в меньшей степени - от
изменения наклонной дальности при больших значениях базы.
472
При уменьшении интерферометрической базы вплоть до
нуля связь между вариациями рельефа и измеренной разностью фаз
исчезает, что оказывается полезным для решения задачи
обнаружения динамики изменения подстилающих покровов.
Напротив, неограниченное увеличение базы в действительности
невозможно из-за роста так называемой пространственной
декорреляции отражений. Это объясняется тем, что элемент
разрешения длиной L на поверхности может быть рассмотрен как
антенна с апертурой равной L. Сигналы на концах базы будут
когерентны, если база находится в пределах апертуры с угловым
размером A/2Z. Коэффициент 2 в этом выражении также
учитывает двустороннее прохождение сигнала. Таким образом,
предельное значение проекции произвольно ориентированной базы
Ь на ось OgZg равно Z>lmav =
1L
Практически значение базы принимается равным 0.2 - 0.8
от предельного значения 611пах • Для РСА космического
базирования типа ERS эти границы соответствуют значениям 150 —
600 метров (съёмка с повторяющихся орбит носителя). При
значениях базы менее 100 метров интерферометрическая пара
считается более пригодной для исследования динамики изменения
подстилающей поверхности по маршруту носителя.
9.4.2. Неоднозначность измерения разносги фаз
в радиолокационной интерферометрии
Интерферограмма формируется в результате поэлементного
комплексного перемножения двух РЛИ: 1Х и комплексно -
сопряжённого Гг одной и той же области поверхности,
полученных с разных ракурсов наблюдения. Каждый элемент
истиной разности фаз двух РЛИ (интерферограммы)
Ч7 = [^/] = argfe} зависит от соотношения Дг/Л в (9.28) и
может превосходить значение 2тг. Особенностью
фазометрических систем является то, что измерение разности фаз
у/ производится только в интервале I// G [— 7С\7с\ Поэтому
473
может появиться неоднозначность в измерениях интерферо-
метрической разности фаз, прежде всего, в особых точках на
интерферограмме, в которых фаза «перескакивает» на величину 2л.
Существует три вида фазовой неоднозначности.
1. Фазовая неоднозначность начального уровня отсчёта
высоты. В качестве начального уровня отсчёта высоты обычно
выбирается один из пикселей в первой строке по координате даль-
ности. Так как истинная величина интерферометрической разности
фаз этого пикселя может быть больше чем 2л, то появляется
неоднозначность вычисления начального уровня высоты рельефа.
2. Фазовая неоднозначность «плоской» земли. Интерфе-
рограмма имеет дифференциальный вид, каждый пиксель интерфе-
рограммы связан с соседними пикселями, поэтому возникает набег
фазы от пикселя к пикселю. Это увеличение разности фаз в строке
интерферограммы по координате дальности происходит даже при
нулевой высоте («плоской» земле). Когда увеличение достигает
значения л, происходит обнуление («перескок» на величину 2л), а
затем снова рост величины разности фаз. Эта особенность
интерферограммы возникает и при значительном, но достаточно
медленном изменении высоты.
3. Фазовая неоднозначность, вызывающая ошибки определе-
ния высоты. Возникает в случае когда рельеф местности имеет
крутые изменения высоты (горы, высокие здания и т.д.). При этом
разность фаз в соседних пикселях интерферограммы превышает
величину 2л, поэтому высота определяется неверно (происходит
так называемое «слипание интерферометрических полос»).
Графики на рис. 9.15 поясняют все виды фазовой
неоднозначности. Допустим, что величина разности фаз, зависящая
от отношения Дг/Л, в первом элементе интерферограммы по
координате дальности равна 10.6л:, измеренное значение разности
фаз равно 10.6 л — 5 • 2л — 0.6 л, вследствие чего возникает
фазовая неоднозначность начального уровня отсчёта высоты. На
рис. 9.15,6 второй вид фазовой неоднозначности обозначен цифрой
2. Здесь же третий вид фазовой неоднозначности (при резком
изменении высоты рельефа) обозначен цифрой 3.
474
9.4.3. Ошибки определения разности фаз в радиолокационной
интерферометрии
Каждый элемент реально измеренной разности фаз двух
РЛИ (интерферограммы) ] = Arg [ij* } содержит
аддитивные ошибки измерений
y/z = u/ + A(p + v, i//z.Ncp,v е[-я;тг),
где - истинная разность фаз элемента интерферограммы, Д^> -
систематическая ошибка измерений разности фаз, вызванная
фазовой неоднозначностью, v — случайная ошибка измерений
разности фаз (фазовый шум). Например, для строки
интерферограммы, приведённой на рис. 9.15,6, наложение
аддитивного шума приведёт к её искажению особенно в моменты
«2я-перескока» (рис. 9.16).
Статистические характеристики фазового шума могут быть
оценены исходя из выражения для плотности вероятности
распределения разности фаз двух коррелированных гауссовских
случайных процессов:
где Р- pcos(v — $), р — р - модуль коэффициента корреляции
характеризующий степень когерентности двух РЛИ, в - средняя
интерферометрическая фаза.
Значения р и 0 вычисляются из выражения
р = |/?|ехр{;0} =
Здесь М [•} - операция усреднения по множеству реализаций.
Вид функций распределения плотности вероятности
разности фаз когерентных компонент для различных значений
коэффициента корреляции показан на рис. 9.17.
475
Рис. 9.15. Зависимость истиной разности фаз у и соответствующей ей
о
относительной высоты рельефа h — (а) и зависимость измеренной
интерферометрической разности фаз без учёта шумов фазы — (б) от
номера пикселя интерферограммы п по координате дальности
476
Рис. 9.16. Зависимость измеренной разности фаз z с учётом шума фазы
от номера пикселя интерферограммы п по координате дальности
Рис. 9.17. Плотность вероятности разности фаз когерентных компонент
для различных уровней корреляции при 0 = О
477
Дисперсия случайных ошибок измерения разности фаз Су
может быть вычислена с учётом (9.33) по формуле
71
= Му} = Jv2/?(v, p)dv • (9.34)
С достаточной точностью зависимость дисперсии от коэффициента
корреляции может быть аппроксимирована выражением:
г
'ft \ < \0.86
= • (9-35)
Представленная на рис. 9.18 зависимость среднеквадрати-
ческого значения погрешности определения разности фаз от
величины коэффициента корреляции (9.35) может быть
использована для оценки уровня искажения интерферограмм.
Рис. 9.18. Среднеквадратическое значение погрешности определения
разности фаз О для различных уровней коэффициента корреляции р
Различают несколько источников декорреляции
отраженных сигналов. Например, изменения условий прохождения
и отражения сигнала РСА за время между съёмками приводят к
временной декорреляции. Существует понятие когерентности
сцены, являющееся, по смыслу, дополнительным к понятию
степени декорреляции.
Следует отметить, что при увеличении интервала
однозначного определения истиной разности фаз и,
соответственно, высоты рельефа ухудшается точность оценок
478
разности фаз в интерферометрической системе. Таким образом,
интервал однозначного определения истиной разности фаз и
точность восстановления высоты рельефа находятся в
противоречии, решить которое в одночастотном однобазовом
интерферометре при отсутствии априорной информации не
удаётся. Решение задачи однозначного восстановления высоты при
одновременной высокой точности измерения можно получить при
использовании многочастотных и/или многобазовых
интерферометрических систем.
9.4.4. Этапы получения трёхмерного радиолокационного
изображения
Для получения трёхмерного радиолокационного
изображения необходимо выполнить следующие операции (рис
9.19).
1. Синтез пары двумерных комплексных радиолокацион-
ных изображения 1Х и 12, полученных при съёмке выбранного
участка поверхности с разных ракурсов наблюдения.
2. Пространственное совмещение радиолокационных
изображений /1 и /2 одной и той же области поверхности.
Необходимость согласования вызвана тем, что положение первого
отсчёта по дальности в обрабатываемых совместно изображениях
РСА может различаться на некоторую дискретную величину Ах,
кратную расстоянию между отсчётами изображения. Согласование
должно быть проведено с высокой точностью, например, с
использованием корреляционных методов.
3. Формирование интерферограммы. Путём поэлементно-
го комплексного перемножения двух предварительно согласован-
ных радиолокационных изображения: и комплексно - сопряжён-
ного /* формируется интерферограмма в координатах «азимут-
дальность».
4. Фильтрация шумов интерферограммы. Шум фазы
искажает интерферограмму и, в конце концов, информацию о
высоте рельефа. В качестве фильтров фазового шума обычно
используются:
479
одноканальный двумерный дискретный фильтр;
двухканальный фильтр на основе быстрого преобразования
Фурье;
двухканальный адаптивный винеровский фильтр;
двухканальный фильтр в комплексной вейвлет-области.
5. Раскрытие фазовой неоднозначности.
Вначале устраняется фаза «плоской» земли. Она
определяется градиентом доминирующей частоты в направлениях
«азимут-дальность» интерферограммы.
Затем следует операция устранения фазовой неоднозначности
или разворот разности фаз («развёртки фазы»). Это ключевой
момент обработки интерферограммы, т.к. для определения рельефа
местности необходимо знать непрерывное изменение разности фаз
без неоднозначности «2я-перескоков».
Основные методы разворота разности фаз:
безвесовая развёртка фазы — самый простой алгоритм на
основе метода наименьших квадратов (МНК);
метод итераций Пикарда — алгоритм на основе МНК с
использованием метода итераций Пикарда для решения системы
линейных алгебраических уравнений;
метод сопряжённых градиентов — алгоритм на основе МНК
с использованием метода сопряжённых градиентов для
итерационного решения системы линейных алгебраических
уравнений;
метод растущих пикселей — алгоритм, реализующий
локальный подход к развёртке фазы, которая проводится от
развёрнутого элемента к ближайшему неразвёрнутому. Качество
работы алгоритма проверяется пороговыми тестами.
Наиболее лучшими характеристиками обладает метод
сопряжённых градиентов.
6. Пересчёт разности фаз на высоты рельефа,
геокодирование (т.е. переход от полётной системы координат к
какой-либо картографической проекции) и формирование
визуального трёхмерного радиолокационного изображения.
480
Рис. 9.19. Этапы получения трехмерного радиолокационного изображения
31. Изд. №9977
481
Глава 10
ОСНОВНЫЕ НАПРАВЛЕНИЯ РАЗВИТИЯ
И СОВЕРШЕНСТВОВАНИЯ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ
СИСТЕМ ВОЗДУШНОЙ РАЗВЕДКИ
10.1. МЕТОДЫ ОЦЕНКИ ЭФФЕКТИВНОСТИ РСА ВР
РСА как самостоятельные средства видовой воздушной
разведки, осуществляющие непрерывное наблюдение земной
(морской) поверхности и объектов не зависимо от времени суток и
метеорологических условий играют все большую роль в
информационном обеспечении боевых действий войск. По
детальности получаемых радиолокационных изображений (РЛИ)
они практически приблизились к аэрофотоаппаратам и оптико-
электронным системам, однако за счет большей проникающей
способности электромагнитных волн (ЭМВ) радиодиапазона через
атмосферные образования (облака, туман, дождь, пылевые облака и
дымовые завесы), растительные покровы и лес, снег, лед, рыхлые
породы почв РСА ВР обладают значительно большей информа-
тивностью, чем средства наблюдения оптического диапазона.
Кроме того, в РСА используется практически весь набор
параметров и характеристик отраженных сигналов для получения
информации о наблюдаемых поверхностях (амплитуда, частота,
доплеровская модуляция частоты и фазы, поляризация сигналов).
Трудности же визуального дешифрирования РЛИ, обусловленные
спецификой изображений, получаемых в радиодиапазоне, в
настоящее время практически преодолеваются при использовании
машинно-визуальных, автоматизированных и автоматических
методов дешифрирования РЛИ, реализуемых с помощью
современной цифровой вычислительной техники.
В связи с этим вопросам развития и совершенствования
РСА воздушной и космической разведки, а также радиолокацион-
ных систем дистанционного зондирования земной и водной
поверхности в интересах невоенных отраслей человеческой
деятельности в нашей стране, США, странах НАТО и других
482
высокоразвитых странах Европы и Азии уделяется большое
внимание.
При проведении научно-исследовательских и опытно-
конструкторских работ в интересах развития и совершенствования
радиолокационных систем воздушной и космической разведки
важную роль приобретают вопросы достоверной оценки их
эффективности, количественно определяемой показателями
эффективности. К выбору показателей эффективности РСА
следует подходить особенно внимательно, так как от выбора
показателей и корректности постановки задач оценки эффек-
тивности зависит достоверность выводов и практическая ценность
рекомендаций по совершенствованию их структуры, состава,
характеристик и способов применения.
Эффективность РСА ВР определяется возможностью
обеспечивать непрерывное наблюдение земной (морской)
поверхности, осуществляя при этом оперативный сбор и
представление достаточно полных, достоверных и точных данных
об объектах разведки заинтересованным инстанциям. РСА ВР,
включающая бортовое и наземное оборудование, является сложной
информационной системой. Ее эффективность определяется не
одним показателем Е, а совокупностью частных показателей Ег
эффективности, которые условно можно разделить на следующие
группы:
— информационные показатели эффективности,
определяющие полноту, достоверность и точность
получаемых данных;
- тактические показатели, характеризующие эффективность
процесса получения разведывательной информации в
условиях противодействия противника;
~ эксплуатационные показатели, определяющие надежность
аппаратуры, сроки ее подготовки к боевому применению и
сроки сбора, обработки и представления данных
радиолокационной воздушной разведки потребителям;
- стоимостные показатели, определяющие массогабаритные
характеристики бортовой и наземной аппаратуры, а также
стоимость ее разработки, проектирования и серийного
производства.
483
Достаточно полная характеристика этих показателей дана в
параграфах 4.1 и 7.1 учебника. Разделение показателей
эффективности на первые три группы является весьма условным.
Дело в том, что и показатели второй группы, определяющие
эффективность самого процесса разведки и способы доставки
разведывательных данных, и показатели третьей группы,
определяющие надежность бортовой и наземной аппаратуры,
время подготовки ее к боевому применению и время обработки
сигналов и РЛИ, существенно влияют на информационные
возможности РСА ВР. Так, например, увеличение задержки в
получении данных радиолокационной ВР может значительно
снизить их информативность и даже свести её на нет из-за старения
полученных данных в условиях быстроменяющейся обстановки на
ТВД, мобильности и маневренности войск.
Следовательно, при оценке эффективности такой сложной
информационной системы, которой является РСА ВР, часто
приходиться использовать несколько частных показателей
£'рЕ2?...,Еп. В этом случае говорят об оценке системы векторным
показателем эффективности Е [16]:
E = [£p£2,.-,£j •
(Ю.1)
Критерий оптимизации (синтеза) сложной системы
формулируется на основе показателей эффективности. При
оптимизации системы по критерию, формулируемому на основе
одного (скалярного) показателя в качестве критерия принимается
максимум или минимум (экстремум) показателя (максимум
вероятности обнаружения цели, минимум средней вероятности
ошибки распознавания, минимум СКО определения координат и
др.). При этом в результате оптимизации требуется определить
вектор управляемых переменных (переменных решения)
обеспечивающих экстремум показателя
эффективности Е = Е(Л,а) при наложенных ограничениях на
переменные решения [16]:
X = arg{ex/rE(A,a)}, g,(A)<g,o, / = М, (Ю.2)
Л
484
где а[сг1?сг2,...,ат]2 - заданные (неуправляемые) при анализе
эффективности величины, параметры, факторы (задачи и условия
ведения ВР, пеоптимизируемые характеристики и параметры РСА,
априорные вероятности и др.).
Теория и методы решения задач оптимизации сложной
системы в такой постановке составляют предмет математического
программирования, которое является одним из разделов науки об
исследовании операций.
Значительно усложняется задача оптимизации системы при
оценке ее эффективности векторным показателем (10.1). В этом
случае требования к системе противоречивы и, как правило, нельзя
определить систему, наилучшую по всем частным показателям
Е^Е2,...,Е . Наибольшее распространение получили три метода
оптимизации систем по критерию, определяемому на основе
векторного показателя эффективности:
- метод, основанный на формировании обобщенного
скалярного показателя
Е = Е(ЕХ,Е2,. ..,Е„), (10.3)
определяемого путем объединения некоторой
функциональной зависимостью отдельных составляющих
векторного показателя, и оптимизации системы по
экстремуму этого показателя (10.2);
- метод выбора одного Е{ из частных показателей в качестве
главного (после предварительной их ранжировки по
значимости), и перевода других показателей Ег,Е3,...,Еп в
разряд ограничений:
Л = arg { extrEx (Л, а) },
а (10.4)
Е2 (Л)> £20; Е3 (Л)’ Езо;...; Е„ (Л)> Еп0,
- метод последовательных уступок [16].
Однако все эти методы не являются строгими и им
свойственен субъективизм в выборе как самой функциональной
зависимости (10.3) и главного показателя, гак и в выборе
коэффициентов веса частных показателей при их функциональном
объединении (свертки) в скалярный показатель с учетом их
значимости при оценке эффективности РСА ВР.
485
В любом случае при оптимизации сложной системы,
оцениваемой векторным показателем эффективности, критерий
оптимизации (синтеза) согласно принципу единственности
решения задачи оптимизации для каждой конкретной задачи
должен быть один.
Оценка эффективности РСА ВР может проводиться
следующими методами:
- методом натурных испытаний (экспериментов) в процессе
полета и в лабораторных условиях;
- методом аналитического (математического) моделирования;
- методом статистического моделирования;
- комбинированными методами.
Метод натурных испытаний аппаратуры в типовых
условиях её применения мог бы обеспечить наиболее объективную
и достоверную оценку эффективности, но он характеризуется
большими временными и материальными затратами. Натурные
испытания проводятся, как правило, на готовой аппаратуре или на
ее макетах, поэтому в процессе оценки эффективности практически
невозможно решать оптимизационные задачи. В связи с этим эта
оценка эффективности проводится лишь при заводских и
государственных испытаниях РСА ВР в целом или отдельных ее
элементов.
Метод математического моделирования основан на
математических моделях процесса получения радиолокационной
информации и отдельных его показателей эффективности при
применении современной вычислительной техники. Метод
позволяет проводить достаточно достоверную оценку показателей
эффективности и оперативно изменять характеристики аппаратуры,
обеспечивая максимум эффективности решения конкретных задач.
Недостаток этого метода - сложность математического описания
более или менее реальных условий функционирования аппаратуры
РСА, особенно при воздействии на нее множества случайных
факторов. Неизбежно допускаемые при этом упрощения модели
снижают достоверность результатов оценки эффективности.
В связи с этим большое распространение при анализе
эффективности сложных систем в процессе исследований и
проектирования получил метод статистического моделирования
(метод Монте-Карло). Он позволяет учесть большое, практически
486
неограниченное число факторов, не требует больших
материальных затрат и разработки сложных математических
моделей для получения достоверных оценок эффективности
системы. Метод основан на самых общих положениях теории
вероятности и математической статистики и принципиально не
имеет ограничений. Статистическая модель процесса получения
информации с помощью РСА ВР при этом представляется в виде
реализуемого на ЭВМ алгоритма, имитирующего условия работы
РСА и характеристики составляющих ее элементов. Для имитации
случайных факторов, событий и процессов здесь используются
случайные последовательности с заданными или определяемыми в
процессе моделирования статистическими характеристиками. С
помощью ЭВМ осуществляется многократный просчет модели с
последующей статистической обработкой полученных данных, в
процессе которой оцениваются показатели эффективности РСА.
Недостаток такого моделирования - большой объем расчетов на
ЭВМ не является определяющим при современном состоянии и
перспективах развития высокопроизводительных вычислительных
систем и их математического обеспечения. Этот метод широко
применяется при оценке эффективности и решения
оптимизационных задач в процессе научно-исследовательских и
опытно-конструкторских работ при модернизации,
совершенствовании и разработке новых образцов аппаратуры РСА
ВР.
Весьма продуктивными при оценке эффективности РСА ВР
иногда могут оказаться комбинированные методы, сочетающие
достаточно строгие математические модели отдельных процессов и
компонентов аппаратуры, методы статистического моделирования
при имитационном моделировании всей системы, лабораторные и
летные испытания макетов отдельных подсистем и аппаратуры в
целом.
487
10.2. ХАРАКТЕРИСТИКА ОСНОВНЫХ НАПРАВЛЕНИЙ
ПОВЫШЕНИЯ ЭФФЕКТИВНОСТИ РСА ВР
В главах 3 и 8 учебника рассмотрены основные
направления совершенствования РСА ВР, связанные с внедрением
современных цифровых технологий в обработку радиолокацион-
ных сигналов и изображений. Однако, с учетом проведенных
исследований в области повышения эффективности РСА, начиная с
80-х годов прошедшего столетия по настоящее время, в нашей
стране и за рубежом этот перечень направлений не является
достаточно полным. Поэтому представляется целесообразным
дополнить содержание учебника краткой характеристикой других
важных направлений повышения эффективности РСА ВР в
процессе их развития и совершенствования. Этот материал может
быть полезен для обучаемых при проведении научных
исследований, курсового и дипломного проектирования.
10.2.1. Повышение разрешающей способности РСА
по дальности методом межпериодного расширения спектра
сигнала
К настоящему времени в теории и практике РСА сложилась
такая ситуация, что главные сложности в решении задачи
повышения разрешающей способности сместились в область
дальности. Действительно, адаптивные методы и, в частности,
автофокусировка РЛИ, позволяют решить вопросы синтезирования
апертуры антенны при разрешающей способности по азимуту
лучше 1 м. Вместе с тем повышение разрешающей способности по
дальности до уровня лучше 1 м традиционными методами, т. е.
путём расширения полосы частот зондирующего сигнала и
приёмного тракта, связано с серьёзными сложностями техни-
ческого характера. В связи с этим специалисты по РСА изыскивают
иные пути повышения разрешения по дальности. Одним из таких
путей представляется межпериодное расширение спектра (МРС)
сигнала.
При использовании МРС период зондирования
длительностью Тз дополнительно разбивается на М периодов
длительностью Тз каждый:
488
M(0 = (7mcos((®o+rnA®)/ + ^m), 0</<<, (10.5)
где Um, срт - амплитуда и начальная фаза радиоимпульса с
несущей частотой (со} + т\со) , Л&> - шаг по круговой частоте от
периода к периоду Т', ш = 0, 1, 2..М-1 - номер периода
зондирования. Понятно, что ширина «суммарного» спектра
определяется числом импульсов m и шагом по частоте \со ,
Предположим, что взаимное положение РЛС и точечной
цели в течение всего периода Г. остается неизменным или
меняется незначительно. Тогда каждый отраженный комплексный
сигнал от цели на расстоянии г примет вид:
й„,«) = Ц • exp(-/(®о + mA®)/, + (pt), (10.6)
где Z, = 2r / с; ср. - задержка и начальная фаза отраженного
импульса; Ui - амплитуда отраженного сигнала.
В бортовой системе регистрации фиксируется каждый
отраженный сигнал. Ширина суммарного спектра всех принятых
импульсов определяется выражением:
A/max=A/J+(M-W, (Ю.7)
где Д4 — ширина спектра одиночного импульса, - Дсо /(2л) -
шаг по циклической частоте между импульсами (рис. 10.1).
Ширина спектра одиночного импульса А/ в каждом ш-м
периоде зондирования обеспечивает разрешение по дальности
8г = с/(28/з) (первичное разрешение). Суммарный сигнал с
полосой А/тах обеспечит уже разрешение 8r - c/(2/\fmzx)~
вторичное разрешение. В дальнейшем сосредоточимся на поиске
алгоритма обработки сигнала, позволяющего существенно
улучшить разрешение по дальности.
Для анализа улучшения разрешающей способности удобно
ввести коэффициент улучшения разрешения:
кег = 8г / 6 г' = А/^ / А/, = ( А/3 + (М -1)А/) / А/3.
Обозначим фазовый сдвиг для колебаний несущей
часто гы соо: ср. -cooti. А дополнительный фазовый сдвиг между
489
периодами колебаний с различными поднесущими частотами
=ДйМг Введя постоянную для точечной цели начальную
фазу y/f = ср( + сре), комплексную огибающую можно представить:
VO = и, -exp(-j(wA^ +у/,)). (10.8)
Считая, что период дискретизации АЦП не более
длительности импульса цифровой сигнал одного и того же
отсчета дальности для каждого m-го импульса можно переписать:
(т) = U, exp (- jtmkp, + ^ )). (10.9)
Рис. 10.1. Иллюстрация межпериодного расширения спектра
сигналов
Записанное выражение теперь представляет собой
комплексный гармонический сигнал с шагом дискретизации по
фазе А^, который в свою очередь определяется расстоянием г и
шагом изменения частоты &f :
490
\(pt = 4л- • Af • г / с.
Вследствие периодичности тригонометрических функций
связь дальности и шага по фазе в выражении (10.9) неоднозначна.
Однозначность сохраняется лишь в случае, если шаг по фазе -
удовлетворяет условию < 2тг . Отсюда следует ограничение на
длину отрезка дальности, в пределах которого однозначная связь
сохраняется:
Дгпмх=с/(2Д/).
Очевидно, что при повышении разрешения однозначность
отсчетов сигнала по дальности требуется обеспечить, по крайней
мере, в пределах элемента первичного разрешения:
8т = с /(2Afs) < Дгтах = с /(2 Д/). (10.10)
Откуда следует, что шаг по частоте между периодами
зондирования Af не должен превышать ширины спектра
зондирующего сигнала А/* :
а/<Д/;.
Иначе говоря, для однозначного отсчета по дальности при
МРС спектр «суммарного» сигнала на М периодах зондирования
должен быть сплошным.
Из анализа выражения (10.9) следует, что сигнал,
отраженный элементарным отражателем, содержит информацию о
положении цели в шаге по фазе А$>. Поскольку шаг по фазе и
число шагов М для данного положения цели постоянны, и,
следовательно, за М шагов фаза нарастает до значения (М — 1)А^ .
Тогда можно утверждать, что каждому положению элементарного
отражателя соответствует своя частота. Итак, амплитуда сигнала
sf (т) несет информацию об интенсивности отражений, а частота —
о положении элементарного отражателя в пределах отрезка
однозначности Агшах. Этот вывод имеет большое значение для
разработки алгоритма обработки сигнала с МРС.
Наблюдаемую реализацию можно рассматривать как
аддитивную смесь полезного сигнала и белого шума наблюдения
и(т):
491
£(т) = s^m) + n(m). (10.11)
Здесь нужно еще раз отметить, что индекс m представляет
номер импульса со смещенным спектром.
Синтез РЛИ по критерию максимума отношения
сигнал/шум для одиночной точечной цели предполагает
реализацию в цифровой системе обработки корреляционного
приемника с опорной функцией, представляющей собой
комплексно сопряженный сигнал одиночной точечной цели:
4(от) = ехр(;/мД^).
Тогда сигнал на выходе коррелятора можно представить
выражением:
М-1 . w М-1
е(Аг,) = = ^£O)exp(jmA^,), (10.12)
7И=0 w=0
где Ari I с; Art - расстояние от начала отрезка
однозначности до z - го отражателя.
Поскольку положение целей в пределах элемента
разрешения неизвестно, ИХ следует подготовить таким образом,
чтобы ни одна цель не была пропущена. Для этого требуется целый
набор ИХ, причем шаг по дальности Аг в импульсной
характеристике не должен превышать вторичное разрешение.
Тогда ИХ для k-го положения цели примет вид:
h(m,k) - ехр^тМлА/'Аг/с) = exp(jmA:A^A), (10.13)
где А(рк—ЛттА/Аг1с- шаг по фазе в наборе импульсных
характеристик, определяемый соотношением:
А.<рк =2л/(Nr-Nm) = 27t/N, N = Nr-Nm.
Здесь Nr= 3r / Ar , a Nm= Af, / А/.
В этом случае сигнал на выходе коррелятора можно
переписать:
М-1 . М-1
е(&) = х £ОЖ>Л) = X 4(w)exp(jMArA^) =
/л-0 т-0
М-1
= Е£(^)ехр
m=0
492
где к - номер отсчета сигнала по дальности в пределах элемента
первичного разрешения. Здесь нужно обратить внимание, что
записанное выражение с точностью до множителя 1/N
представляет собой обратное дискретное преобразование Фурье.
Для полного совпадения с ОДПФ необходимо, чтобы индексы m и
к изменялись в пределах 0,l,2,....N-l, что можно обеспечить
дополнением отсчетов входного сигнала нулевыми до N-1. Таким
образом, основная операция обработки сигнала по дальности - это
ДПФ.
В принципе, процедура обработки сигнала по дальности
может быть выполнена до или после азимутального сжатия.
Рассмотренный способ улучшения разрешения по
дальности позволяет, используя узкополосные РСА, сформировать
широкополосный зондирующий и отраженный сигналы,
существенно улучшив разрешение по дальности без повышения
тактовой частоты АЦП.
10.2.2. Многочастотные РСА
Традиционно в воздушной разведке используется
сантиметровый диапазон радиоволн для пилотируемых ЛА и в
последнее время начал использоваться миллиметровый диапазон
волн для ДПЛА. Это объясняется рядом причин, главные из
которых сводятся к следующему:
1) формируемые в сантиметровом и миллиметровом
диапазонах волн радиолокационные изображения (РЛИ)
оказываются довольно близкими по визуальному
восприятию к привычным для человека и сравнительно
легко дешифрируются;
2) объекты искусственного происхождения имеют достаточно
высокую ЭПР, что облегчает их обнаружение на РЛИ;
3) технология разработки и производства РЛС сантиметрового
диапазона волн хорошо освоена и имеет традиции в
авиации, связанные с использованием панорамных РЛС;
4) миллиметровый диапазон радиоволн оказался наиболее
подходящим для разведывательных БИЛА и ДПЛА как с
точки зрения тактико-технических характеристик, так и с
точки зрения готовности технологии разработки и
производства.
493
Вместе с тем следует иметь ввиду, что диапазон длин
радиоволн простирается от долей миллиметра до километров.
Общее представление о разделении на поддиапазоны и об областях
применения импульсных РЛС в этих поддиапазонах даёт таблица
10.1.
Каждый из рассмотренных в табл. 10.1 диапазонов ЭМВ
имеет свои особенности по отношению к радиолокации земной
поверхности и объектов и, в принципе, так или иначе может быть
использован в целях радиолокационной воздушной разведки. В
настоящее время ведутся интенсивные поиски оптимального для
радиолокационного комплекса воздушной разведки набора частот
радиоволн, который можно было бы объединить в многочастотную
РСА. При этом учитываются как информационные, так и тактико-
технические и технологические возможности разработки,
производства и применения таких комплексов. Рассмотрим
свойства разных диапазонов радиоволн с перспективой их
использования в воздушной разведке.
Радиоволны при распространении до наблюдаемой
поверхности и обратно теряют энергию из-за рассеяния и
поглощения в газах, водяных парах и метеообразованиях (дожде,
тумане, облаках и др.) атмосферы. Достигая земную поверхность и
объекты, а также проникая в глубь, они тоже теряют энергию и
рассеиваются (отражаются) в том числе в сторону РСА.
Потери энергии радиоволн в атмосфере снижают
максимальную дальность наблюдения, а при заданной дальности
предъявляют более высокие требования к энергии зондирующих
сигналов и чувствительности приемника. Эти потери для
одночастотных РСА с узкополосными сигналами не изменяют их
спектральный состав и учитываются коэффициентом поглощения
а [дБ/км]. Коэффициент поглощения для таких РСА увеличивается
с ростом частоты зондирующих сигналов. Однако это увеличение
является неравномерным: существуют так называемые окна
пропускания, в которых монотонность увеличения а нарушается,
образуя минимумы поглощения (рис. 10.2). Именно эти окна
пропускания обычно используются в радиолокации при выборе
частоты несущего колебания.
При увеличении частоты до 10... 15 ГГц (А = 2...Зел/, X-
диапазона) эти потери не превышают 0.01 дБ/км и считаются
494
пренебрежимо малыми. Далее отмечается резкое увеличение
потерь до 30 дБ/км с появлением окон пропускания в окрестностях
частот 35 ГГц (Л « 8мм, Ка - диапазон), 95 ГГц (Л «Змм, W-
диапазон) и 140 ГГц (Л- около 2мм). Тем не менее, в худшем
случае поглощение радиоволн в окнах характеризуется
коэффициентом затухания а « 1 дБ/км, что считается допустимым
в некоторых случаях при небольших дальностях наблюдения.
Таблица! 0.1. Области применения импульсных РЛС
Диапазон радиоволн Диапазон ЕГТц Диапазон Области использования
HF 0.003-0.03 10-100м Загоризонтная РЛС, подповерхн.зондирование
VHF 0.03-0.3 1—10м РЛС дальнего действия
UHF 0.3-1 30см-1м РЛС дальнего наблюдения
L 1-2 15-3 0см РЛС дальнего наблюдения
S 2-4 7.5-15см Управление воздушным движением
с 4-8 3.75-77.5 см РЛС слежения за траекториями
X 8-12 2.5-3.75 см Обнаружение ракет «ВВ»
Ku 12-18 1.67—2.5 см Дистанционное зондирование
К 18-27 1.11-1.67 см Дистанционное зондиро- вание. с ДПЛА и БПЛА
Ка 27-40 0.75-1.11 см Управление оружием дальнего действия
40-75 4-1.11мм Управление оружием дальнего действия
W 75-110 2.7-4мм Дистанционное управление оружием
mm 110-300 1-2.7мм
umm 300-3000 0.1—1мм
495
Потери радиоволн в облаках и тумане зависят от их
плотности и сильно возрастают с увеличением частоты. Даже в
сантиметровом диапазоне потери могут достигать 0.3 дБ/км, что
заметно ограничивает дальность наблюдения РСА.
Рис. 10.2. Потери энергии радиоволн в атмосфере
Главным же ограничивающим дальность действия РЛС
фактором атмосферы является дождь. Для сантиметрового и
миллиметрового диапазонов волн потери в атмосфере
представляются умеренными, но в случае осадков они возрастают
особенно для миллиметрового диапазона волн. Так, для Ка-
диапазона (Л- около 8мм) при интенсивности дождя 1мм\час
коэффициент поглощения а =0.57дБ/км, а для W-диапазона (yl-
около Змм) достигает 2дБ/км. Именно по этой причине
сантиметровый диапазон радиоволн используется для наблюдения
на больших дальностях (100.. .200км), а миллиметровый диапазон -
для сравнительно малых дальностей (10... 15км). При сильном
дожде коэффициент поглощения даже в сантиметровом диапазоне
доходит до 2дБ/км, а в миллиметровом - до 70дБ/км.
Отраженные в сторону РСА сигналы несут в себе
информацию об объектах, подстилающей поверхности и её
496
покровах, которая заключена в изменении параметров и
характеристик сигналов. Эти параметры и характеристики зависят
не только от физических, механических, химических и геометри-
ческих свойств наблюдаемых объектов и местности, но и от
частоты, поляризации зондирующих сигналов и углов наблюдения.
Зависимости характеристик и параметров отраженных сигналов от
используемых в РСА частот несущих колебаний являются
дополнительными информационными признаками объектов и
подстилающей поверхности, использование которых может
существенно повысить эффективность обнаружения, различения,
распознавания и определения функционального состояния
объектов и элементов местности.
Дело в том, что при совместном дешифрировании РЛИ,
полученных на различных частотах РСА. увеличивается мерность
векторов признаков объектов и элементов подстилающей
поверхности, используемых при обнаружении и распознавании.
При изменении частоты несущего колебания РСА нарушается
корреляция между РЛИ одних и тех же участков местности и
объектов. Чем больше декоррелируются их признаки, воспри-
нимаемые по РЛИ с изменением несущей частоты РСА, тем
больше информации об объектах и подстилающей поверхности
можно получить при совместном дешифрировании РЛИ,
полученных на разных частотах. Следовательно, с информативной
точки зрения различия между частотами несущих колебания в
многочастотных РСА следует выбирать по степени декорреляции
РЛИ интересующих объектов и элементов местности, получаемых
на различных частотах несущих колебаний.
Следует отметить, что в радиодиапазоне ЭМВ,
простирающемся от миллиметровых и субмиллиметровых волн до
длин волн в десятки и сотни метров, диапазонов волн, в пределах
которых происходит значительная декорреляция РЛИ, на
несколько порядков больше, чем в оптическом диапазоне при
спектрозональном наблюдении (в диапазоне Л от 0.45 до 8... 14
мкм). Это еще раз свидетельствует о более высокой информатив-
ности использования радиодиапазона при дистанционном
зондировании земной (морской) поверхности и объектов по
сравнению с используемым оптическим диапазоном ЭМВ.
32. Изд. №9977
497
При использовании длинноволновой части радиодиапазона
(дециметровых и метровых волн) за счет увеличивающейся
проникающей способности ЭМВ не только в атмосфере, но и в
покровах земной (морской) поверхности появляется возможность
наблюдения объектов через растительные покровы, снег, лед,
пресную воду, рыхлые породы почв, т.е. осуществлять
подповерхностное зондирование объектов. В этом случае
проникающую способность ЭМВ измеряют не в дБ/км, как при
оценке их поглощения в атмосфере, а в дБ/м. Эти потери находятся
в пределах от сотен дБ/м до сотых долей дБ/м. Самые большие
потери в морской воде, а самые слабые - в снеге.
Таким образом, существующие на современном этапе
взгляды по использованию разных диапазонов радиоволн в РСА
сводятся примерно к следующему:
1. Миллиметровый диапазон позволяет получить РЛИ с очень
высоким (до сантиметров) разрешением, близкое по
визуальному впечатлению к изображению в видимом
диапазоне волн. Однако на качество изображения оказывают
существенное влияние погодные условия, ограничивая
дальность действия РСА.
2. В сантиметровом диапазоне радиоволн можно формировать
РЛИ с высоким (до дециметров) разрешением весьма высокого
качества. Это изображение достаточно близко к зрительно
воспринимаемому.
3. РЛИ дециметрового диапазона радиоволн может быть
сформировано с разрешением до 1м и достаточно высоким
качеством. Несмотря на некоторые потери в яркостях фонов,
их различение сохраняется. Кроме того, на этом изображении
уже могут проявляться объекты, находящиеся в растительности
или под пресной водой.
4. На РЛИ метрового диапазона волн видны объекты,
находящиеся под пологом леса, в укрытиях и под землёй.
Разрешающая способность может достигать значения единиц
метров. Однако картина местности становится трудно
узнаваемой из-за потерь яркости в изображении полей и лугов,
а также из-за появления на РЛИ изображений укрытых
объектов.
498
Создание высокоинформативных многочастотных РСА ВР
предполагает решение трех основных очень важных и сложных
научно-технических проблем:
- выбор числа частотных каналов и разноса по частоте этих .
каналов, обеспечивающих максимальную эффективность
решения задач воздушной разведки с учетом энергетических,
технических, технологических, массогабаритных и
стоимостных ограничений при реализации бортовой
аппаратуры;
- реализация антенной системы и аппаратуры приемо-
передающего тракта многочастотных РСА ВР применительно к
конкретным самолетам-носителям;
- разработка методов, алгоритмов, аппаратуры и
математического обеспечения систем комплексного
автоматизированного дешифрирования РЛИ частотных
каналов.
В процессе теоретических и экспериментальных
исследований по разработке многочастотных РСА ВР большое
внимание следует обратить на следующие вопросы:
1. Исследование характера отображения на РЛИ отдельных
частотных каналов объектов СВ, ВВС, ВМФ и РВСН на
различных фонах.
2. Эффективность обнаружения, распознавания и определения
функционального состояния при визуальном, машинно-
визуальном и автоматизированном дешифрировании РЛИ
отдельных частотных каналов одиночных малоразмерных,
распределенных и групповых военных объектов.
3. Характер отображения на РЛИ различных каналов
замаскированных и ложных обьектов, объектов скрытых
растительностью и подповерхностных (подземных и
подводных) объектов.
5. Характер отображения на РЛИ каналов военно-
промышленных обьектов, сети шоссейных и железных дорог,
мостов, переправ, электростанций, ЛЭП, нефтепроводов и
газопроводов, аэродромов, портов и др.
6. Особенности отображения на РЛИ частотных каналов
рельефа местности, растительных покровов, различных почв,
их увлажненности и заболоченности, снежных и ледовых
32* 499
покрытий, волнений водных поверхностей, загрязнений почв
и водной поверхности и т.п.
7. Оценка точности определения координат обнаруженных
объектов и измерений, проводимых по РЛИ различных
каналов.
8. Определение по РЛИ каналов факта движения наземных и
надводных объектов и оценка параметров их движения,
определение наличия в составе объектов движущихся
элементов.
9. Исследование вопросов визуального, машинно-визуального и
автоматизированного совместного дешифрирования РЛИ,
получаемых с помощью многочастотных РСА ВР.
10.2.3* Использование поляризационных характеристик
при обработке радиолокационных сигналов в РСА
Действующие на вход РСА отраженные от объектов и
местности электромагнитные сигналы имеют явно выраженный
векторный характер, описываемый их поляризационными
характеристиками. Поляризационные характеристики
отраженных сигналов, определяемые поляризацией зондирующих
электромагнитных сигналов, электрическими и геометрическими
свойствами наблюдаемых поверхностей и углами их наблюдения,
заключают в себе важную информацию об объектах и
подстилающей поверхности. Эту информацию можно получить
путем поляризационной обработки сигналов.
Каждый объект, отражающий радиоволны, может быть
описан так называемой поляризационной матрицей рассеяния
(отражения):
s= л/о^-ехрОУ7')^^7® expOV>ra)
_д/о-8Г • ехрОУ'^л/ст®8 •ехр(у\зяя)_
Здесь индексы “Г“ и “В“ указывают на принадлежность к
горизонтальной и вертикальной поляризации, а ст и (р обозначают
ЭПР объекта и угол поворота фазы ЭМВ при отражении от
объекта. Характерно, что элементы поляризационной матрицы
отражения совершенно по-разному ведут себя при изменении
несущей частоты облучаемых ЭМВ. Это одинаково относится как к
500
сосредоточенным объектам, так и к удельной ЭПР статистически
неоднородной подстилающей поверхности.
В случае одновременного излучения радиоволн обеих
поляризаций при записи сигналов через их комплексные
огибающие
отраженный сигнал можно определить как
[иг
отр
при ЭТОМ
и =su
отр
Vo- • ехр( j(pIT ™p(JcprB ) t/,
Vo-£r • ехр(у(За )7о^-ехр(У^да)_
(10.15)
Если такой сигнал принимается, то говорят о полном
поляризационном приеме при полной поляризационной матрице
отражения. Если же излучение проходит на одной поляризации,
то вторая компонента вектора излучаемого сигнала становится
равной нулю. Однако это не означает, что вторая компонента
вектора отраженного сигнала, которую называют перекрестной,
также равна нулю. Все это дает дополнительные признаки целям и
фонам, которые могут быть использованы при их обнаружении и
распознавании.
Матрица рассеяния S является полной характеристикой
отражающих свойств объектов и элементов подстилающей
поверхности, так как с помощью этой матрицы определяется
амплитуда, фаза и поляризация каждой спектральной
составляющей рассеянной волны для заданных параметров
облучающего поля (длины волны, поляризации и углов
наблюдения). Комплексный характер элементов матрицы
рассеяния непосредственно указывает на учет фазовых набегов,
обусловленных рассеянием ортогонально поляризованных
компонент облучающей волны. Абсолютные значения аргументов
501
всех элементов матрицы S определяются также расстоянием между
РСА и целью. В силу одинаковости изменения аргументов
компонент матрицы S с изменением расстояния такой фазовый
множитель может быть вынесен за знак матрицы [70].
В современных РСА ВР не в полной мере используется
информация, содержащаяся в радиолокационных сигналах, в
частности, практически не используется информация об объектах и
местности, заключенная в векторных или поляризационных
характеристиках рассеянного ЭМП. В значительной степени это
связано со сложностью реализации и высокой стоимостью
антенной техники, предназначенной для приема и обработки
векторных сигналов.
Отсутствие полного поляризационного зондирования и
приема сигналов в РСА приводит к снижению их информа-
тивности, невозможности поляризационной селекции и как
результат, к ухудшению помехозащищенности и потенциальной
эффективности радиолокационной системы в целом.
Дело в том, что на поверхности объектов и элементов
местности имеются поляризационно-избирательные особенности:
кромки, края, ребра и другие линейно протяженные структуры,
которые максимально отражают ЭМВ при совпадении поляри-
зации падающей волны с их ориентацией на поверхности и слабое
отражение при ортогональной к ним ориентации падающей волны.
Такие особенности часто несут значительную информацию о
размерах, форме и ориентации особенно искусственных объектов
(кораблей, самолетов, бронетанковой техники СВ, железно-
дорожных путей, ЛЭП, нефтяных и газовых трубопроводов и т.п.
Повышение достоверности и точности отображения на РЛИ этих
объектов повышает эффективность их обнаружения и распозна-
вания в особенности объектов, выполненных по технологии
«СТЭЛС». На поверхностях объектов, выполненных по обычной
технологии, изображения поляризационно-избирательных особен-
ностей часто маскируются сильно отражающими выпуклыми и
вогнутыми элементами поверхности (рис.8.24, 8.25).
В качестве примера рассмотрим РЛИ (рис. 10.3,а и 10.3,6),
полученные с помощью исследовательского многочастотного
авиационного радиолокационного комплекса (ИМАРК) - Россия
[48]. Этот комплекс обеспечивает зондирование земной
поверхности на четырех несущих частотах диапазонов: Х(4см),
502
L(25cm), P(68cm),VHF(2.5m) и двух ортогональных поляризациях на
излучение и прием. Обратим внимание на протяженный объект
(рис. 10.3,6), ярко светящийся на РЛИ в центре по вертикали и
слева по горизонтали. Это изображение, полученное в L-диапазоне
при горизонтальной поляризации, того же участка местности, что и
на рис. 10.3,а для вертикальной поляризации. Его не видно ни в
одном диапазоне при вертикальной поляризации радиоволн на
рис. 10.3,а. И даже при горизонтальной поляризации в санти-
метровом диапазоне волн он также не виден. Совершенно
очевидно, что этот объект представляет собой некую протяжённую
в горизонтальном направлении структуру, видимую лишь при
горизонтальной поляризации радиоволн.
Использование поляризационной (векторной) обработки
сигналов в режиме интерферометрического обзора РСА (см. п.9.4)
при наличии дополнительной (поляриметрической) информации
позволяет использовать более детальные модели и более точно
интерпретировать данные. Решение задачи дистанционного
определения параметров растительных покровов в современных
исследованиях почти целиком основано на поляриметрической
интерферометрии. Анализ фазовых соотношений для разных
поляризаций позволяет обнаруживать цели с регулярной
пространственной ориентацией, характерной для искусственных
объектов. Кроме того, поляриметрическая интерферометрия
предоставляет возможность выбора оптимальной для конкретной
задачи поляризации на этапе обработки данных.
10.2.4. Многопозиционные РСА
Высокая эффективность РЛС с синтезированной апертурой
(СА) при наблюдении земной (морской) поверхности и объектов, а
также успехи в создании высокопроизводительных бортовых
цифровых вычислительных систем обусловили широкое внедрение
режимов СА не только в РЛС воздушной и космической разведки,
но и в РЛС ударной и истребительной авиации, что позволяет
последним достаточно эффективно решать разведывательные и
разведывательно-ударные задачи независимо от времени суток и
метеоусловий со значительным сокращением времени цикла
«разведка-удар».
503
Рис. 10.3,а. РЛИ местности в диапазонах радиоволн 4 см (верх) и 25см
(низ) при вертикальной поляризации
504
Рис. 10.3,6. РЛИ местности в диапазонах радиоволн 4 см (верх) и 25 см
(низ) при горизонтальной поляризации
505
Однако, недостатком принципа СА, реализуемого при
боковом и переднебоковом обзоре, является невозможность
получения детальных РЛИ непосредственно по направлению
полета, что особенно важно при прицеливании и нанесении удара
по наземным и надводным объектам.
Этого недостатка лишены многопозиционные РСА. Их
особенностью является то, что передающая и приемная части
(позиции) РЛС разнесены в пространстве, т.е. находятся на разных
носителях. В отличие от них РСА, в которых передатчик и
приемники совмещены (классический вариант), называют
моностатическилш. На рис. 10.4 приведена конфигурация
многопозиционной системы, в которой имеются так называемые
активные самолеты, несущие передатчики, и пассивные
самолеты, несущие приемники. Активные самолеты производят
подсвет цели, а пассивные - принимают отраженные от цели
сигналы, обрабатывают их в режиме синтезирования апертуры и
получают детальные РЛИ, используемые для обнаружения,
распознавания и атаки цели. При этом пассивные самолеты могут
лететь под любым ракурсом к цели, в том числе и непосредственно
на нее. Синтезирование в этом случае будет осуществляться за счет
движения активного самолета.
Частным случаем многопозиционной системы является
случай, когда самолетов всего два: один активный
(подсвечивающий), а другой - пассивный (принимающий). Такая
система называется бистатической РСА (рис. 10.5). Угол /3
называется бистатическим углом. Угол /3Л - угол между
направлением на цель и вектором скорости пассивного самолета
может быть любым, в пределах которого антенна самолета может
следить своей диаграммой направленности (ДН) за объектом
наблюдения. Такая конфигурация использования РСА
обеспечивает следующие преимущества перед моностатическими
РСА:
возможность получения РЛИ с высокой разрешающей
способностью прямо по направлению полета;
- повышение скрытности работы пассивной РСА, а,
следовательно, и её помехозащищенности;
506
Рис. 10.4.Применение многопозиционной РСА
Рис. 10.5. Применение бистатической РСА
507
- повышение вероятности обнаружения объектов,
изготовленных по технологи «СТЕЛС» за счет того, что эта
технология рассчитана на минимизацию переизлучения
радиоволн в сторону облучения (в сторону передатчика) и,
следовательно, на повышение переотражения в других
направлениях (в нашем случае, в направлении приема).
Однако реализация бистатического принципа
синтезированной апертуры при разнесении передающей и
приемной частей РСА по разным носителям связано с решением
новых проблем, отсутствующих в моностатических РСА - это
обеспечение синхронизации взаимодействия активной и пассивной
сторон. В моностатических РСА все составные части
располагаются вместе, синхронизируются от одного опорного
генератора и управляются одной бортовой ЭВМ по единой
циклограмме. Для нормального функционирования бистатической
РСА (БиРСА) также требуются обеспечить функционирование
обеих разнесенных составных частей как единого устройства, т.е.
обеспечить три вида синхронизации: пространственную, фазовую и
временную:
- передающая и приемная диаграммы направленности антенн
(ДНА) должны быть направлены на цель (пространственная
синхронизация);
- на приемной позиции должны быть точно известны
моменты времени излучения зондирующих сигналов на
всем интервале накопления принимаемых отраженных
сигналов (временная синхронизация);
- относительный уход частоты (фазы) колебаний задающих
гетеродинов приемной и передающей позиций не должен
превышать допустимого значения (фазовая синхронизация).
Отметим, что все эти требования равнозначны с точки
зрения их необходимости, но существенно различаются по степени
возможности их технической реализации. В настоящее время
технически наиболее сложными задачами для реализации при
авиационном базировании элементов БиРСА являются фазовая и
временная синхронизации.
Пространственная синхронизация. Под пространствен-
ной синхронизацией понимается отслеживание ДНА приемной
позиции положения центральной точки зоны обзора передающей
508
позиции. Поэтому на авиационном носителе, работающем в
пассивном режиме, должны быть данные о положении зоны
обзора, времени ее подсвета и характеристиках зондирующего
сигнала (литера, вид зондирующего сигнала, период повторения).
Эти вопросы обычно решаются с помощью организационных
мероприятий применения БиРСА. Для точной настройки
положения ДНА приемной позиции, после выхода ЛА в зону
видимости района цели, могут быть использованы алгоритмы
автоматического поиска.
Фазовая синхронизация.
При обосновании требований к фазовой синхронизации
следует разделить:
- требования к когерентности начальной фазы зондирующих
импульсов на интервалах времени сопоставимых с
длительностью интервала синтезирования (“кратковремен-
ная когерентность”);
- требования к долговременной стабильности частоты
(“долговременная когерентность”) на интервалах
существенно превышающих длительность ИС.
Требования к «кратковременной когерентности» опреде-
ляются как = а / V2 , где <т2 - дисперсия фазы, обуслов-
ленная некогерентностью генератора в бистатическом режи-
ме: сг2^^ - дисперсия фазы, обусловленная некогерентностью
генератора на одной из позиций, т.е. требования к стабильности
фазы в л/2 раз повысились и составляют (2.55 ... 25.5) градусов.
При представлении требований к ’’долговременной
когерентности” обычно предъявляют требования к относительному
уходу частоты в единицу времени:
(10.16)
Здесь (ркв - допустимый квадратичный набег фазы. При
<рке = я/4, f0 - ЮГГц, Т, = 2с, получим, что St должна быть не
хуже « 5-Ю'11.
Характеристики ЗГ большинства современных авиацион-
ных БРЛС удовлетворяют требованиям по кратковременной
509
нестабильности. С обеспечением долговременной стабильности
дело обстоит сложнее.
Разработчики авиационных БРЛС легко соглашаются с
выполнением приведенных выше требований к кратковременной
нестабильности, но выражают сомнения в возможности реализации
в ближайшем будущем требований по долговременной
нестабильности на вновь разрабатываемые БРЛС.
Следует подчеркнуть, что приведенные выше требования
сформулированы без учета возможности использования адаптив-
ных алгоритмов автофокусировки при формировании РЛИ.
Использование адаптации позволит снизить требования по
долговременной стабильности частоты.
Синхронизация периодов зондирования.
Попытаемся сформулировать требования к относительной
нестабильности задающих генераторов-синхронизаторов активной
и пассивной РСА по временной синхронизации, а именно:
требования к стабильности периода повторения импульсов
зондирования.
В моностатических РЛС используют единый генератор
стабильной частоты, на основе которого формируются все
временные интервалы, поэтому изменения всех временных
соотношений происходят одновременно и для передающей и для
приемной частей РЛС. В БиРСА в связи с наличием двух
независимых генераторов (для активной и для пассивной частей)
временные диаграммы начинают расходиться. Это приведет к
неучтенному сдвигу строба приемника относительно исходного
значения, т. е. строб приемника будет «плыть» в процессе
накопления сигнала. Так, для типовых значений долговременной
относительной нестабильности генераторов серийных РЛС
(например, 10-4) сдвиг может достигать единиц и даже десятков
километров за несколько секунд, что приведет к нарушению
работоспособности БРЛС в бистатическом режиме.
Требования к долговременной относительной нестабиль-
ности генераторов зависят от требований к допустимому сдвигу
полосок дальности радиоголограммы на интервале синтезиро-
вания. Если принять допустимый сдвиг строба приемника по
полоскам дальности равным половине элемента разрешения, то
510
5х
2СТ ‘
V
(10.17)
Так, для разрешения по дальности и азимуту не хуже 10м
при интервале синтезирования - около 1,5 с долговременная
нестабильность Д f должна быть не хуже 10“8.
Если это условие (10.17) не выполняется, то требу езся
периодически корректировать период повторения импульсов
передатчика. Частота проведения коррекции зависит от времени
взаимной корреляции относительных нестабильностей опорных
генераторов и должна рассчитываться для каждого случая
отдельно.
Если задача по синхронизации периода повторения
зондирующих импульсов сформулирована более жестко -
генераторы синхронизируются один раз перед вылетом на задание
и далее работают автономно в течение всего полета, то требования
к нестабильности вырастут до 2-10' для 2-х часового полета и
разрешающей способности 10м.
Варианты построения БиРСА.
Как уже отмечалось, нормальная работа БиРСА
обеспечивается тремя видами синхронизаций, требования к
которым описаны выше. Рассмотрим возможные варианты их
практической реализации.
При реализации пространственной синхронизации
возможны два основных варианта:
1. Использование командной линии для передачи с
активной на пассивную позицию координат
центральной точки обзора.
2. Использование алгоритмов поиска положения центра
ДН передающей позиции.
Требования к кратковременной относительной
нестабильности генераторов со стороны фазовой синхронизации
легко удовлетворяются и уже реализованы в существующих БРЛС.
На долговременную стабильность бортовых генераторов вряд ли
стоит рассчитывать в обозримом будущем. Эта проблема может
быть разрешена за счет использования адаптивных алгоритмов
обработки сигналов и отказа от использования классических
алгоритмов (прямой свертки, быстрой свертки и гармонического
511
анализа), что одновременно позволит снизить требования к системе
микронавигации (или отказаться от нее). Платой за это будет
повышение требований к ППС. Эти алгоритмы теоретически
разработаны, хорошо отработаны на моделях и успешно
применяются в БРЛС.
Наиболее сложной оказывается задача временной
синхронизации в плане обеспечения постоянства периода
следования импульсов зондирования и синхронизации момента
стробирования приемника с приходом отраженного сигнала от
объекта наблюдения. Рассмотрим возможные варианты решения
этой проблемы.
Вариант 7. Решение задачи определения момента
излучения зондирующего импульса может быть достигнуто путем
использования на обоих бортах высокостабильных генераторов с
относительной нестабильностью порядка 10'12, что обеспечивает
требуемую точность синхронизации в течение всего полета
современных истребителей ~ 2 часов. В таком варианте обе РЛС
(точнее их опорные генераторы) синхронизируются перед вылетом
на земле, и в процессе полета дополнительная синхронизация не
требуется.
Наличие на борту самолетов генераторов с
нестабильностью 10"8 (что на современном уровне развития
технологии вполне достижимо) обеспечивает синхронность работы
обоих бортов в течение нескольких секунд, т.е. на время
формирования карты. Тогда синхронизация должна производиться
один раз перед формированием очередной карты. Одним из путей
обеспечения такой синхронизации является применение в составе
ПНК аппаратуры спутниковых радионавигационных систем
(СРНС), которые являются высокоточными системами навигации.
С внедрением космических радионавигационных систем
ГЛОНАСС (Россия) и GPS (США) появляется возможность
удовлетворения большинства заданных требований по точности
для решения задач функционирования в составе
многопозиционных РЛС.
В настоящее время в нашей стране и за рубежом
разработана и нашла свое применение аппаратура потребителей
(АП) СРНС, которая используется в различных областях, в том
512
числе и на военных самолетах. Ряд приемоиндикаторов прошли
сертификацию и устанавливаются на ЛА.
Некоторые образцы АП СРНС позволяют получить
требуемую точность, в частности, АП СН - 99 при работе по ВТ
коду. Так, точность определения времени в 100нс обеспечивает
принципиальную возможность «привязки» строба ПРМ БРЛС в
БиРСА с точностью до 15м (по дальности), что вполне приемлемо
для разрешений 5... 10м. Однако необходимо отметить, что при
ведении боевых действий использование систем ГЛОНАСС может
оказаться затрудненным или невозможным Для достижения
требуемой устойчивости в работе РЛС в аномальных условиях, а
также при постановке противником радиопомех следует
осуществлять другие способы синхронизации, а СРНС
использовать как дополнительный датчик для комплексирования.
Вариант 2. Другим вариантом синхронизации может быть
применение канала связи между обеими частями БиРСА как
прямого самолет-самолет, так и через спутник-ретранслятор.
Очевидно, что для реализации этого варианта потребуется
введение в РЛС специального режима.
Вариант 3. Более простым (с точки зрения минимизации
аппаратурных затрат) вариантом синхронизации без организации
линии связи может быть прием и последующая обработка прямого
зондирующего импульса от активной БРЛС. Прием импульсов
может быть осуществлен как при их излучении по основному, так и
по боковым лепесткам ДН антенны. Функционирование такого
варианта возможно лишь при нахождении пассивного самолета в
пределах ДН активной РЛС или ее ближайших боковых лепестков,
что очевидно накладывает существенные ограничения на
возможные варианты тактики боевого применения, влияя в первую
очередь на возможные значения бистатического угла.
Вариант 4. Если по каким-то причинам не удается
обеспечить временную синхронизацию работы всех компонентов
БиРСА ни одним из выше предложенных способов, то можно
предложить к использованию следующий вариант работы.
Отсутствие информации о моменте излучения активной РЛС равно
как и о расстоянии от активного самолета до цели не позволяет
вычислить момент стробирования приемника. Однако целью
стробирования является необходимость «вырезать» из посту-
пающего на его вход сигнала ту полоску по дальности, на которой
33. Изд. №9977 513
находится интересующий нас объект, и не принимать и не
обрабатывать остальную часть сигнала. Такая необходимость
связана прежде всего с невозможностью отобразить на бортовом
индикаторе с высоким разрешением всю подсвеченную активным
самолетом полосу земной поверхности и желанием снизить
требования к бортовой системе обработки, на которую иначе легла
бы в несколько раз большая нагрузка. Поэтому если на время
пренебречь этими ограничениями, то в простейшем случае можно
открывать приемник на все время и принимать весь отраженный
сигнал, обрабатывать и получать РЛИ всей полосы подсвета. Затем,
с помощью адаптивных методов или вручную выбрать нужный
участок РЛИ и отобразить его на экране для целеуказания и
выполнения атаки. Эта задача может быть возложена, например, на
второго члена экипажа (при его наличии). Если на борту
предусмотрен лишь один член экипажа, то эффективно работать он
сможет лишь с помощью средств автоматизации. В качестве
одного из возможных адаптивных алгоритмов может быть
применен поиск центра ДН по максимуму сигнала. Тогда логика
работы БиРСА может быть представлена следующим образом.
Активный самолет летает на большом удалении от объекта и
производит его подсвет в течение всего выполнения задания.
Активный(ные) самолет(ы) производят полет к цели по маршруту,
минимизирующему вероятность их обнаружения средствами ПВО
противника. В определенный момент он совершает маневр для
выхода на траекторию, с которой имеется прямая видимость цели и
производят когерентное накопление и запись сигнала в течение
нескольких секунд со всей полосы приема по дальности. После
этого он опять возвращается на траекторию минимальной
заметности. Далее ППС производит адаптивный поиск максимума
сигнала (центра ДН) по дальности, синтезирует РЛИ размером
15x15 км (разрешение порядка 30x30м) с полученным центром ДН
и выводит его на бортовой индикатор. Летчик находит на РЛИ
нужный объект, наводит перекрестие на его центр и дает команду в
ППС на синтезирование этого участка с максимальным
разрешением. Надо также отметить, что современное развитие
технологии и разработок бортовых ППС позволяет возложить на
них дополнительную нагрузку по обработке сигналов и РЛИ.
514
На рис. 10.6 приведено РЛИ, полученное в результате
эксперимента по бистатическому режиму РСА [13], в котором
активный самолет подсвечивал цель (мосты) примерно по своем
траверсу, а пассивный - летел непосредственно на цель с
бистатическим углом примерно 20...25 градусов. На РЛИ
отчетливо видно, что направление ДН подсвета не совпадает с ДН
приема, что и составляет указанный бистатический угол.
Рис. 10.6. РЛИ, полученное в пассивном режиме бистатической РСА [13]
33* 515
10.2.5. Комплексирование РСА ВР с другими техническими
системами воздушной разведки
Решение задач воздушной разведки (ВР) в условиях совре-
менных боевых действий немыслимо без применения самых разно-
образных технических средств, работающих на различных физи-
ческих принципах: аэрофотографических, телевизионных, лазер-
ных, инфракрасных, радиолокационных, радиотехнических и др.
средств (систем) воздушной разведки (ТС ВР). Это обусловлено
тем, что каждое ТС ВР в силу своих ограниченных информацион-
ных и технических возможностей, а также особенностей примене-
ния не может обеспечить получение достаточно полной и досто-
верной разведывательной информации в любых метеоусловиях,
днем и ночью, в условиях противодействия противника силам и
средствам ВР.
Совместное применение ТС ВР при решении задач ВР и
совместная обработка получаемых от них разведывательных
данных в литературе называют комплексироеанием ТС ВР.
Комплексирование ТС ВР предполагает
- организацию и ведение воздушной разведки с применением
набора разнообразных ТС ВР;
- совместную обработку получаемых разведывательных данных.
При комплексировании обеспечивается, с одной стороны,
надежность и непрерывность получения данных о противнике, с
другой стороны, полнота, достоверность и точность получаемых
разведывательных данных.
Комплексирование радиолокационных систем ВР с
видовыми системами оптического диапазона волн (аэрофотогра-
фическими и оптико-электронными) позволяет на высоко
детальных привычных для визуального дешифрования
изображениях, получаемых в оптическом диапазоне, вскрывать
маскировку объектов и их имитацию противником, обнаруживать
объекты, скрытые растительностью и через рыхлые породы почв,
пресную воду (при работе РЛС в длинноволновой части
дециметрового и в метровом диапазоне волн). Правда при
организации такого комплексирования достаточно трудно
согласовать ТС ВР оптического диапазона особенно при плановой
съемке с РСА ВР, осуществляющей боковой или переднебоковой
обзор при малых углах наблюдения. Кроме того, геометрия
516
радиолокационных изображений (в координатах г и х)
значительно отличается от геометрии изображений, получаемых
фотоаппаратами, телевизионными и инфракрасными системами
ВР. Поэтому совместному дешифрированию РЛИ и изображений
от видовых систем оптического диапазона должна предшествовать
достаточно сложная обработка изображений по их геометрической
коррекции, осуществляющей совмещение изображения от
комплексируемых ТС ВР с точностью до пиксела.
Особый интерес при решении задач ВР представляет
комплексирование данных, получаемых от РСА ВР и систем
радиотехнической разведки, вскрывающих дополнительные
важные признаки объектов разведки — радиоэлектронные средства,
входящие в состав объектов противника. Эти системы совместимы
как по условиям применения (работают в радиодиапазоне), так и по
положению зоны захвата по отношению к линии пути самолета.
Здесь при совместной обработке данных кроме размеров, формы и
текстуры объектов, определяемых по РЛИ, вскрывается очень
информативный векторный опознавательный признак - состав РЭС
объекта, что существенно увеличивает мерность описания
объектов в системе совместно регистрируемых опознавательных
признаков, а, следовательно, повышает эффективность распозна-
вания обнаруженных объектов. При этом точность определения
координат вскрываемых объектов получается значительно более
высокой, чем точность определения координат в однопозиционных
системах радиотехнической разведки. А при использовании
многопозиционных систем РТР с высокой точностью определения
координат объектов точность определения координат вскрытых
объектов будет определяться последней.
Перспективными направлениями повышения эффективнос-
ти комплексирования различных ТС ВР являются обработка
данных от комплексируемых средств по совместной их визуализа-
ции на экранах мониторов при визуальной и машинно-визуальной
обработке и автоматизация процесса совместной обработки дан-
ных от комплексируемых средств ВР с отображением на экране
монитора результатов такой обработки. Например, при комплекси-
ровании РСА и системы РТР на РЛИ района наблюдения следует
отображать в цвете обнаруженные объекты с указанием их коорди-
нат и типов (классов).
517
ЛИТЕРАТУРА
1. Лобанов М.М. Начало советской радиолокации. — М.: Сов.
радио, 1975.
2. Авиация ВВС России и научно-технический прогресс.
Боевые комплексы и системы вчера, сегодня, завтра / Под
ред. Е. А.Федосова-М.: Дрофа, 2005.
3. Дудник П.И., Пересов Ю.И. Авиационные радиолокацион-
ные устройства.- М.: ВВИА им. проф. Н.Е. Жуковского,
1986.
4. Современная радиолокация. Перевод с англ, под ред. Ю.Б.
Кобзарева.-М.: Сов. радио, 1969.
5. Радиолокационные станции обзора Земли / Г.С.
Кондратенков, В.А.Потехин, А.П.Реутов, Ю.А.Феоктистов.
Под ред. Г.С. Кондратенкова- М.: Радио и связь, 1983.
6. Кондратенков Г.С., Фролов А.Ю. Радиовидение.
Радиолокационные системы дистанционного зондирования
Земли /Под ред. Г.С. Кондратенкова. - М.: Радиотехника,
2005.
7. Радиолокационные станции с цифровым синтезированием
апертуры антенны /В.Н. Антипов, В.Т. Горяйнов, А.Н.
Кулин и др. Под ред. В.Т. Горяйнова. - М.: Радио и связь,
1988.
8. Вопросы перспективной радиолокации. Коллективная
монография / Под ред. А.В.Соколова. - М.: Радиотехника,
2003.
9. Радиолокационные станции воздушной разведки/ Под ред.
Г.С. Кондратенкова. -М.: Воениздат, 1983.
10. Справочник по радиолокации. Под ред. М. Сколника -
Нью-Йорк, 1970, том 2. Перевод с англ, под ред. К.Н.
Трофимова. -М.: Сов. радио, 1977.
11. Неронский Л.Б., Михайлов В.Ф., Брагин И.В.
Микроволновая аппаратура дистанционного зондирования
поверхности Земли и атмосферы. Радиолокатор с
синтезированной апертурой антенны. Учебное пособие. -
Санкт-Петербург, 1999.
12. Аковецкий В.И., Донсков Г.Н., Корнеев Ю.Н., Неронский
Л.Б. Радиолокационная фотограмметрия. -М.: Недра, 1979.
518
13. Цифровая обработка сигналов в РСА / Под ред.
Е.Ф.Толстова. - Смоленск. Изд-во В А ВПВО ВС РФ, 2005.
14. Толстов Е.Ф., Яковлев А.М., Карпов О.А.
Радиолокационный комплекс аппаратуры наблюдения в
программе «Открытое небо» // Радиотехника, 1995, Nil.
15. Наземные системы обработки материалов воздушной
разведки. - М.: ВВИА им. проф. Н.Е.Жуковского, 2002.
16. Школьный Л.А. Радиоэлектронные комплексы воздушной
разведки. — М.: ВВИА им.проф. Н.Е.Жуковского, 1985.
17. Толстов Е.Ф., Филончиков В.Д., Школьный Л.А.
Радиотехнические цепи и сигналы. Теория сигналов,
линейных цепей и систем. - М.: ВВИА им. проф. Н.Е.
Жуковского, 1993.
18. Толстов Е.Ф., Филончиков В.Д., Школьный Л.А. Теория
радиотехнических цепей и сигналов. Линейные цепи с
распределенными параметрами, нелинейные и
параметрические цепи, автоколебания. - М.: ВВИА им.
проф. Н.Е.Жуковского, 2005.
19. Поздняков В.Г., Школьный Л.А. Дискретные сигналы и
цифровые фильтры, ч.1- М.: ВВИА им. проф.
Н.Е.Жуковского, 1970.
20. Тихонов В.И., Харисов В.Н. Теория, методы анализа и
синтеза радиоэлектронных систем. - М.: ВВИА им. проф.
Н.Е.Жуковского, 1989.
21. Стратонович Р.Л. Принципы адаптивного приема. - М.:
Сов. радио, 1983.
22. Карпов О.А., Вашкевич С.А. Оптимальная адаптивная
обработка сигналов в РЛС с цифровым синтезированием
апертуры антенны. - Смоленск.: Изд-во ВА ВПВО ВС РФ,
2005.
23. Тихонов А.Н., Арсенин В.Я. Методы решения некор-
ректных задач. - М.: Наука, 1979.
24. Фомин Я.А., Тарловский Г.Р. Статистическая теория
распознавания образов. - М.: Радио и связь, 1986.
25. Прэтт У.К. Цифровая обработка изображений: Перевод с
англ. -М.: Мир, 1982.
26. Методы передачи изображений. Сокращение избыточности.
Под ред. У.К. Прэтта - М.: Радио и связь, 1983.
519
27. Оппенгейм А.В., Шафер Р.В. Цифровая обработка
сигналов. Перевод с англ, под ред. С.Я. Шаца. - М.: Связь,
1979.
28. Смоляк Г.Л. Человек и компьютер: социально-философские
аспекты автоматизации управления и обработки информа-
ции. -М.: Политиздат, 1981.
29. Дружинин В.В., Конторов Д.С. Системотехника. - М.:
Радио и связь, 1985.
30. Живичин А.Н., Соколов В.С. Дешифрирование
фотографических изображений. -М.: Недра, 1980.
31. Обиралов А.И. Дешифрирование снимков для целей
сельского хозяйства. М.: Недра, 1982.
32. Оптическая голография: Пер. с англ./Под ред.
Г.Колфилда.Т.1,2-М.: Мир, 1982.
33. Цифровое управление диаграммой направленности ФАР/
Богачев А.С., Беляев В.М., Никулин С.М., Школьный Л.А.
Под ред. Л.А. Школьного. - М.: ВВИА им.
проф.Н.Е.Жуковского,1975.
34. Школьный Л.А. Два способа описания оператора
зондирования при синтезе системы обработки сигналов в
РСА по координате путевая дальность. НММ по
импульсной технике и дискретной обработке информации.
-М.: ВВИА им. проф. Н.Е. Жуковского, 1981.
35. Школьный Л.А., Шрамко В.Н. Характеристики обнару-
жения малоразмерных целей РСА с некогерентным
суммированием изображений. НММ по импульсной
технике и цифровой обработке сигналов. - М.: ВВИА им.
проф. Н.Е.Жуковского, 1986.
36. Школьный Л.А., Родионов В.Г. Линейная коррекция
радиолокационных изображений РСА в интересах
повышения их дешифрируемости. НММ по импульсной
технике и дискретной обработке информации. - М.: ВВИА
им. проф. Н.Е .Жуковского, 1978.
37. Анфиногенов А.Ю., Школьный Л.А. К вопросу о
математическом моделировании радиолокационных
портретов распределенных объектов. - Радиотехника, 1996,
N10.
38. Школьный Л.А. Уточнение математического описания
оператора зондирования РСА с учетом флуктуаций
520
траектории самолета. НММ по импульсной технике и
дискретной обработке информации. - М.: ВВИА им проф.
Н.Е. Жуковского, 2003.
39. Школьный Л.А., Глазков С.Л. Математическое моделиро-
вание и анализ статистических характеристик спекл-
искажений радиолокационного изображения в РСА. НММ
по импульсной технике и дискретной обработке
информации. -М.: ВВИА им. проф. Н.Е. Жуковского, 1982.
40. Вестник авиации и космонавтики 1999, N3.
41. Доросинский Л.Г., Лысенко Г.М. Анализ адаптивного
алгоритма обнаружения контуров малоконтрастных
изображений. - Исследование Земли из Космоса. АН СССР,
1988, N2.
42. Научно-исследовательский институт системных
исследований. Российская Академия Наук.
Программируемые процессоры сигналов (ППС), учебное
пособие - Москва, 1996.
43. Программно-управляемый процессор сигналов. 41. Под
ред. В.Т. Королева. - М.: ВВИА им. проф. Н.Е. Жуковского,
1986.
44. Школьный Л.А., Яковлев А.М. Анализ влияния
нелинейности аналого-цифрового преобразователя
сигналов в РСА на эффективность обнаружения
малоразмерных целей. НММ по цифровой обработке
сигналов. -М.: ВВИА им. проф. Н.Е. Жуковского. 1987.
45. Ван дер Спек. Обнаружение пространственно распределен-
ных целей. - Зарубежная радиоэлектроника, 1972, N9.
46. Тихонов ВИ. Оптимальный прием сигналов - М.: Радио и
связь.1983.
47. Амиантов И.Н. Избранные вопросы статистической теории
связи -М.: Сов. Радио, 1971.
48. Манаков А.В., Волков В.Т., Востров Э.А. и др. IMARK-
многочастотный бортовой комплекс радиолокационного
обзора с синтезированной апертурой. //Радиотехника, 1997,
№8.
49. Математические модели РСА. 4.1: Математическое
моделирование траекторного сигнала в РЛС с
синтезированной апертурой. / Под ред. Г.С, Кондратенкова.
- М.: ВВИА им. проф. Н.Е.Жуковского,1992.
521
50. Математическое моделирование РСА. Ч. 2: Математическое
моделирование радиолокационных изображений в РЛС с
синтезированной апертурой. // Под ред. Л.А. Школьного -
М.: ВВИА им. проф. Н.Е. Жуковского, 1996.
51. Harger R.O. Syntetic aperture radar system - New-York,
London Academic, 1970.
52. Gabor J.D. A new microscope principle, Nature, 161, 1948.
53. Walter G., Carrara, Ron S. Goodman, Ronald M., Majewski.
Spotlight Synthetic Aperture Radar. Signal Processing
Algorithms. Arteeh House, Boston, London, 1995.
54. Moor R.K. Tradeoff between picture element dimensions and
noncoherent averaging in Side - looking airborne radar. IEEE
Trans. Aerospace and Electron. Syst. Vol. AES-15, 1979.
55. M.Weib. A new trarsporter technique for calibrating wideband
radars. Proc, of EUSAR-2004, Uim, Germany, May, 2004
56. Dostovalov M.Y., Lifanov A.S., Moussiniants T.G., Suslov
V.E. Ainborne SAR “COMPACT” Using in practical rescue
works. Proc, of EUSAR-2004, Uim, Germany, May. 2004.
57. Kirk J.C. Motion Compensation for Synthetic Aperture Radar,
IEEE/AES, May. 1975.
58. A new and fundamental Fourier transform pair // IEEE, 1992,
№5.
59. Derenyi E.E. SLAR geometric test- Photogramm. Eng., v.40,
1974, №5.
60. Школьный Л.А., Морозов Л.М. Влияние флуктуаций фазы
сигналов на измерительные свойства РЛС с
синтезированной антенной. Радиотехника, 1983, №5.
61. Ильинский А.С., Кравцов В.В., Свешников А.Г.
Математические модели Электродинамики. - М.: Высшая
школа, 1991.
62. Боровиков В.А., Кинбер Б,Е. Геометрическая теория
дифракции. -М.: Сов. радио,1978.
63. Штагер Е.А.. Рассеяние радиоволн на телах сложной
формы. - М.: Радио и связь, 1986.
64. Уфимцев П.Я. Метод краевых волн в физической теории
дифракции. -М.; Сов. Радио, 1986.
522
65. Michaeli A. Equvalent currerts for second -order diffraction by
the edges of perfectly conducting polygonal plates. ~ IEEE
Trans. Antennas Propagat., vol. 35, №3, 1987.
66. Li H ., Farhat N.H. Shen Y. Image interpretation and prediction
in microwave diversity Imaging. ~ IEEE Trans. Geosc. Remote
Sensing, vol.,27, №1, 1989.
67. Красовский A.A. Вавилов Ю.А. Сучков А.И. Системы
автоматического управления летательных аппаратов. - М.:
ВВИА им. проф. Н.Е. Жуковского, 1986.
523
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие............................................3
Список применяемых сокращений..........................4
Введение...............................................7
Глава Г Принципы получения высокой разрешающей
способности в авиационных РЛС обзора земной
(морской) поверхности.................................15
1.1. Основные направления повышения разрешающей
способности РЛС землеобзора......................15
1.2. Антенная версия принципа синтезированной
апертуры.........................................18
1.3. Голографическая версия принципа синтезирован-
ной апертуры.....................................31
1.3.1. Запись и восстановление волнового
фронта, отраженной от точечного отража-
теля ЭМВ...................................32
1.3.2. Формирование, запись и реконструкция
голографических сигналов в РСА по
путевой дальности..........................39
1.4. Фильтровая версия принципа синтезированной
апертуры. Математическая модель процесса
формирования радиолокационного изображения.......43
1.5. Влияние движения наземных и надводных
объектов на их радиолокационные изображения в
РСА..............................................64
1.6. Математические модели факторов, искажающих
радиолокационные изображения в РСА...............68
1.6.1. Математическая модель траекторных
флуктуаций фаз радиолокационных сигна-
лов........................................69
1.6.2. Математическое моделирование спекл-
искажений радиолокационных изображе-
ний в РСА..................................71
1.6.3. Ослабление низкочастотной области
спектра функции радиолокационного
рельефа в РСА по наклонной дальности........76
1.7. Виды обзора земной поверхности с помощью
РСА ВР...........................................78
524
Глава 2. Оптическая обработка траекторных сигналов в РСА
ВР...............................................91
2.1. Оптическая обработка траекторных сигналов в
режиме наблюдения местности и неподвижных
объектов......................................91
2.2. Оптическая обработка траекторных сигналов в
режиме селекции движущихся целей............104
Глава 3. Цифровая обработка траекторных сигналов в РСА
ВР..............................................109
3.1. Основные соотношения при формировании
траекторного сигнала на входе цифровой системы
обработки....................................109
3.2. Цифровая обработка сигналов в РСА при
формировании радиолокационных изображений........121
3.3. Способы снижения требований к быстродействию
и объему памяти ЦСО РСА. Двухэтапная
цифровая обработка сигналов.....................131
3.4. Методы цифровой обработки сигналов в РСА ВР.146
3.4.1. Метод прямой свертки.................147
3.4.2. Метод быстрой свертки...............153
3.4.3. Метод гармонического анализа........161
3.4.4. Некогерентное суммирование радиолока-
ционных изображений при цифровой
обработке сигналов в РСА...................170
3.5. Обработка траекторных сигналов в РСА, мигри-
рующих по каналам дальности.....................175
3.6. Оптимальные методы и алгоритмы обработки
сигналов в РСА при формировании радиоло-
кационных изображений............................194
3.7. Компенсация фазовых искажений траекторных
сигналов.........................................207
3.7.1. Компенсация флуктуаций фаз сигналов по
данным от внешних измерителей траекто-
рии носителя РСА...........................210
3.7.2. Алгоритм автофокусировки радиолока-
ционных изображений по минимуму
энтропии...................................214
525
3.7.3. Оптимальный адаптивный алгоритм авто-
фокусировки радиолокационных изобра-
жений.......................................225
Глава 4. Бортовая аппаратура РСА воздушной разведки...235
4.1. Основные показатели эффективности
современных РСА ВР...........................235
4.1.1. Информационные показатели эффек-
тивности 237
4.1.2. Тактические показатели эффективности.245
4.1.3. Эксплуатационные показатели эффек-
тивности 247
4.2. Структурная схема, состав и назначение основных
элементов и устройств бортовой аппаратуры РСА
ВР...............................................247
4.2.1. Обобщенная структурная схема РСА ВР..247
4.2.2. Структурная схема бортовой аппаратуры
РСА ВР с оптической обработкой сигналов.... 251
4.2.3. Особенности построения и структурная
схема бортовой аппаратуры РСА ВР с
цифровой обработкой сигналов...............259
4.3. Особенности эксплуатации бортовой аппаратуры
РСА ВР........................................262
Глава 5. Наземная аппаратура фотооптической обработки
траекторных сигналов РСА ВР..................265
5.1. Принципы построения, состав и назначение
основных элементов и узлов наземной аппаратуры
фотооптической обработки сигналов............265
5.2. Особенности эксплуатации наземной аппаратуры
фотооптической обработки...................271
Глава 6. Бортовые и наземные системы цифровой обработки
траекторных сигналов РСА........................274
6.1. Структура системы цифровой обработки
траекторных сигналов РСА........................274
6.2. Интерфейс входных данных ППС...............277
6.3. Оперативная память ППС.....................278
6.4. Сигнальный процессор ППС...................283
6.5. Использование приборов универсальной
программируемой логики в цифровых сигнальных
процессорах (DSP)...............................285
526
6.6. Память программ...........................289
6.7. Внешние устройства, подключаемые к ППС....290
6.8. Операционные системы бортовых и наземных
вычислительных систем обработки радио-
локационной информации.........................292
6.9. Краткие характеристики некоторых ППС,
применяемых в бортовых системах обработки
сигналов РСА...................................295
Глава 7. Оценка основных информационных показателей
РСА ВР в процессе летных испытаний и
освидетельствования аппаратуры..............301
7.1. Основные информационные показатели РСА ВР и
методики их оценки.............................301
7.1.1. Разрешающая способность............304
7.1.2. Уровень боковых лепестков отклика РСА
на точечный отражатель.....................309
7.1.3. Уровень собственных шумов и
динамический диапазон РЛИ..................311
7.1.4. Геометрические искажения РЛИ.......312
7.1.5. Радиометрическое разрешение........314
7.2. Калибровка радиолокационных изображений в
РСА ВР......................................315
7.3. Организация полетов и наземная цифровая
обработка данных при оценке информационных
характеристик РСА..............................320
7.3.1. Радиолокационный полигон для оценки
характеристик РСА..........................320
7.3.2. Организация полетов................323
7.3.3. Измерение разрешающей способности..324
7.3.4. Оценка максимального и интегрального
уровня боковых лепестков импульсного
отклика РСА................................331
7.3.5. Оценка линейности амплитудной характе-
ристики и динамического диапазона тракта
формирования РЛИ...........................333
Глава 8. Дешифрирование радиолокационных изображений.335
8.1. Цели, задачи и методы дешифрирования
радиолокационных изображений...................335
527
8.2. Объекты радиолокационной воздушной разведки и
их опознавательные признаки.....................339
8.3. Особенности дешифрирования радиолокационных
изображений земной (морской) поверхности и
объектов...................................... 343
8.4. Организация процесса дешифрирования
радиолокационных изображений..................353
8.5. Методы и алгоритмы автоматизированного
дешифрирования радиолокационных изображений.... 358
8.5.1. Основные направления автоматизации
процесса дешифрирования радиолокацион-
ных изображений в РСА......................358
8.5.2. Обнаружение одиночных малоразмерных
целей......................................364
8.5.3. Обнаружение и распознавание групповых
целей......................................382
8.5.4. Обнаружение и распознавание распре-
деленных целей.............................397
8.6. Формирование банка эталонных изображений для
распознавания распределенных целей..............407
8.6.1. Структура алгоритма математического
моделирования радиолокационных портре-
тов распределенных объектов................407
8.6.2. Геометрическое моделирование
поверхности объекта...................410
8.6.3. Методы решения стационарных задач
дифракции ЭВМ на поверхностях сложной
формы......................................413
8.6.4. Формирование эталонных радиолокацион-
ных изображений............................421
8.7. Методы и алгоритмы автоматического
обнаружения и оценки параметров движущихся
целей в РСА с цифровой обработкой сигналов...424
8.7.1. Анализ физических принципов построения
алгоритмов СДЦ.............................424
8.7.2. Селекция движущихся целей на основе
доплеровской фильтрации сигналов...........427
8.7.3. Реализация режима СДЦ в РСА с высокой
разрешающей способностью...................433
528
Глава 9. Радарграмметрическая обработка радиолокацион-
ных изображений......................................441
9.1. Цели, задачи и методы радарграмметрической
обработки радиолокационных изображений в РСА
ВР..............................................441
9.2. Математические модели и анализ факторов,
влияющих на точность измерений по
радиолокационным изображениям....................446
9.3. Аналитические методы определения координат
объектов по радиолокационному изображению ......460
9.3.1. Определение координат объекта по
одиночному радиолокационному изобра-
жению с использованием навигационных
данных.....................................460
9.3.2. Определение координат объекта по
опорным ориентирам.........................466
9.4. Получение трёхмерных изображений
наблюдаемой земной (морской) поверхности в
интерферометрическом режиме РСА воздушной
разведки.....................................468
9.4.1. Геометрия радиолокационной интерферо-
метрической съёмки.........................469
9.4.2. Неоднозначность измерения разности фаз в
радиолокационной интерферометрии...........473
9.4.3. Ошибки определения разности фаз в
радиолокационной интерферометрии...........475
9.4.4. Этапы получения трёхмерного
радиолокационного изображения..............479
Глава 10. Основные направления развития и совершенст-
вования радиолокационных систем воздушной
разведки.............................................482
10.1. Методы оценки эффективности РСА ВР........482
10.2. Характеристика основных направлений
повышения эффективности РСА ВР.................488
10.2.1. Повышение разрешающей способности
РСА по дальности методом
межпериодного расширения спектра
сигнала.....................................488
10.2.2. Многочастотные РСА.................493
34. Изд. №9977 529
10.2.3. Использование поляризационных
характеристик при обработке
радиолокационных сигналов в РСА....500
10.2.4. Многопозиционные РСА.............503
10.2.5. Комплексирование РСА ВР с другими
техническими системами воздушной
разведки..................................516
Литература.........................................518
530
РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ
ВОЗДУШНОЙ РАЗВЕДКИ.
ДЕШИФРИРОВАНИЕ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ
ИЗОБРАЖЕНИЙ
Под редакцией Л.А. Школьного
Учебник
Технический редактор В.П. Попова
Корректор Н.А. Адамова
Сдано в производство 27.03.2008 г.
Подписано в печать 26.08.2008 г.
Формат 60 х 84/16 33,25 п.л. 31 усл.п.л.
Изд. № 9977 Тираж 220 экз. Зак. № 994
Свободная цена
Типография ВВИА им. проф. Н.Е. Жуковского
125190, Москва, ул. Планетная, д.З. тел. 614-29-90