жита
01
HUB
ПОМЕХ
ПОД РЕДАКЦИЕЙ М. В. МАКСИМОВА
МОСКВА «СОВЕТСКОЕ РАДИО» 197$
6Ф2.4
3-40
УДК 621.391.828
Защита от радиопомех. Под ред. Максимова М. В. М., «Сов.
радио», 1976, 496 с.
Авт.: М. В. Максимов, М. П. Бобнев, Б. X. Кривицкий и др.
В книге приведены основные характеристики различных типов
естественных, взаимных и организованных помех и описываются
методы защиты радиоэлектронных средств (РЭС) от радиопомех.
В отличие от ранее изданных книг здесь много внимания уделено
рассмотрению методов защиты РЭС от организованных помех.
Анализируются способы защиты приемников от перегрузок,
компенсация радиопомех, пространственная, поляризационная,
частотная, фазовая, временная, амплитудная, структурная, ампли-
тудно-частотная и пространственно-временная селекции сигналов
на фоне помех, а также комплексное использование информации
для повышения помехоустойчивости.
Книга рассчитана на широкий круг радиоспециалистов, зани-
мающихся разработкой и эксплуатацией радиоаппаратуры различ-
ного назначения, и может также служить учебным пособием для сту-
дентов старших курсов радиотехнических факультетов вузов.
Рис, 170, табл. 1, библ. 214 назв.
М. В. Максимов, М. П. Бобнев, Б. X. Кривицкий, Г. И. Горгонов,
Б. М. Степанов, Л. Н. Шустов, В. А. Ильин.
Редакция литературы по вопросам космической радиоэлектроники
3 30402-033
046(01)-76
10-76
© Издательство «Советское радио», 1976 г,
ВВЕДЕНИЕ
Защита радиоэлектронных средств различного назначе-
ния от радиопомех представляет собой одну из важнейших
проблем, возникающих как при разработке, так и при ис-
пользовании радиотехнических устройств и систем. Данная
проблема обусловлена прежде всего увеличением количе-
ства радиоэлектронной аппаратуры и разнообразием выпол-
няемых ею задач, вследствие чего резко возрос уровень вза-
имных помех. Помехи создаются также промышленными
предприятиями, электробытовыми приборами и т. п. Чтобы
обеспечить нормальное функционирование радиоаппара-
туры в подобных условиях, потребовалось в последние годы
интенсивно решать проблему электромагнитной совмести-
мости. Задача защиты радиоэлектронных средств от радио-
помех связана также с быстрым и эффективным развитием
систем радиопротиводействия.
Вопросам помехозащиты посвящено большое число ста-
тей в журналах, докладов на конференциях и симпозиумах.
Отдельные аспекты проблемы помехозащиты рассматрива-
ются во многих учебных пособиях, учебниках и моногра-
фиях. Первой в Советском Союзе книгой по этой проблеме
была книга Папалекси Н. Д. «Радиопомехи и борьба с
ними», изданная в 1942 г. Значительная роль в области повы-
шения помехоустойчивости систем радиосвязи, особенно по
отношению к мешающим радиоизлучениям собственных ра-
диостанций, принадлежит советскому ученому Момоту Е. Г.
[115], который плодотворно исследовал методы синхронного
приема. В 1946 г. появилась выдающаяся работа Котель-
никова В. А. «Теория потенциальной помехоустойчивости»,
являющаяся классическим исследованием проблемы помехо-
устойчивости.
Компактное и доступное для инженеров-исследователей
и инженеров-эксплуатационников изложение теории поме-
хоустойчивости дано в монографии Харкевича А. А. «Борь-
ба с помехами» (Физматгиз, 1963).
Значительный вклад в решение проблемы защиты радио-
электронных средств от помех внесли также работы совет-
3
бких ученых [8, 52, 77, 159, 167 и др.1. Большое число книг
и периодических публикаций [9, 20, 26, 73, 79, 147] свиде-
тельствует о внимании, которое уделяется этой проблеме
за рубежом.
До конца 50-х годов в технической литературе рассмат-
ривалась главным образом защита от помех естественного
происхождения и взаимных помех. В течение последних
10—15 лет в журнальных статьях опубликовано большое
количество работ, посвященных борьбе со специально ор-
ганизуемыми помехами. Вместе с тем известны и книги,
в которых рассматриваются отдельные вопросы радиопро-
тиводействия и борьбы с ним [24].
В настоящее время имеется необходимость обобщить
результаты исследований по защите от радиопомех, рассмот-
рев вопросы помехозащиты по возможности с единых по-
зиций. Решению этой задачи и посвящается данная книга.
При ее написании коллектив авторов учитывал, что полу-
чившая развитие теория оптимального приема дает наибо-
лее часто рекомендации в предположении, что полезные
сигналы сопровождаются аддитивными шумами. Такое
предположение обычно приемлемо при учете собственных
шумов приемных устройств и некоторых видов организо-
ванных помех. Однако использование оптимального приема
является скорее способом достижения потенциальных воз-
можностей радиоэлектронных средств, чем способом повы-
шения их помехозащищенности в условиях действия орга-
низованных радиопомех. Отыскание же оптимальных схем
защиты от организованных помех, весьма разнообразных
по своей структуре и параметрам, затруднено, что объяс-
няется сильной зависимостью схем оптимальных приемни-
ков от статистических свойств помех и полезных сигналов.
Поэтому методы и средства защиты от организованных помех
в книге анализируются в соответствии с конкретными раз-
личиями структуры и параметров, определяющих полезные
сигналы и помехи.
По своему содержанию книга может быть разделена на
две связанные между собою части. Первая часть посвящена
рассмотрению естественных, организованных и взаимных
помех. Здесь дается достаточно полное представление об
ассортименте известных радиопомех с точки зрения их
структуры и параметров, с тем чтобы можно было опреде-
лить признаки, в соответствии с которыми различаются по-
4
Лезные сигналы и помехи, а также могут быть созданы сред-
ства помехозащиты.
В гл. 1 кратко охарактеризованы особенности естест-
венных помех. Гл. 2 объединяет материалы, относящиеся
к активным и пассивным организованным радиопомехам,
которые разделены на две группы: маскирующие и имитиру-
ющие. Первые из них создают шумовой фон, на котором
трудно выделить полезный сигнал, и, кроме того, подавля-
ют этот сигнал в нелинейных элементах приемника. Ими-
тирующие помехи являются подделкой полезных сигналов
по одному или большему числу их параметров.
Среди маскирующих помех рассмотрены непрерывные
шумовые помехи, хаотические импульсные помехи, после-
довательности детерминированных радиоимпульсов и ди-
польные отражатели. Анализ активных имитирующих по-
мех дан применительно к радиолокационным станциям,
работающим в режиме обнаружения и автоматического со-
провождения цели по направлению, дальности и скорости.
Рассмотрены пассивные имитирующие помехи в виде лож-
ных целей, радиолокационных ловушек и облаков диполь-
ных отражателей.
В гл. 3 наряду с общими сведениями об электромагнит-
ной совместимости и взаимных помехах, которые могут быть
маскирующими или имитирующими, освещены вопросы из-
лучения на гармониках и субгармониках основной частоты,
комбинационные, интермодуляционные и внеполосные из-
лучения, а также неосновные каналы приема.
Во второй части книги рассматриваются вопросы защиты
радиоэлектронных средств от радиопомех. Гл. 4 является
вводной для всей второй части, поскольку в ней дается об-
щая характеристика методов помехозащиты. Считается, что
помехозащищенность любого радиоэлектронного средства
(РЭС) определяется его скрытностью, т. е. способностью
затруднять противнику создание организованных радио-
помех на входе радиоприемника, и помехоустойчивостью,
характеризующей способность нормального функциониро-
вания РЭС в условиях наличия на его входе и естественных,
и организованных радиопомех.
После введения необходимых исходных понятий и оп-
ределений в гл. 4 устанавливаются основные и вспомогатель-
ные количественные характеристики, а также кратко впи-
сываются методы исследования помехозащищенности радио-
электронных средств различного назначения. Здесь же да-
5
ются основные сведения о нахождении математических мо-
делей для радиоэлектронных средств при учете действия
на них радиопомех. Вопросу о методах повышения скрыт-
ности РЭС посвящен лишь один параграф, что связано глав-
ным образом с недостаточностью исследований в этой об-
ласти. Остальная часть гл. 4 отведена общей характеристике
методов повышения помехоустойчивости (защиты от помех)
РЭС в условиях наличия как естественных, так и органи-
зованных радиопомех, а также оптимизации обработки
радиосигналов.
В основу классификации методов повышения помехо-
устойчивости РЭС положены признаки сигнала и помехи
(поляризация, частота следования импульсов и т. д.), поз-
воляющие селектировать (выделять) полезный сигнал, ком-
пенсировать действующую помеху или использовать ее в ин-
тересах РЭС. Помимо того, рассматриваются методы, ос-
нованные на принципах адаптации и комплексного исполь-
зования информации различных измерителей.
Поскольку сигналы и помехи могут описываться по
крайней мере как функции времени или частоты, опреде-
ление методов повышения помехоустойчивости оказывается
не всегда однозначным. Так, например, в широко известных
радиолокационных системах с селекцией движущихся целей
(СДЦ) выделение сигналов подвижных целей можно рас-
сматривать как метод компенсации импульсных сигналов,
отражаемых неподвижными объектами, и одновременно как
способ, основанный на различии спектров напряжений,
характеризующих неподвижную и движущуюся цели. Ука-
занная неоднозначность авторами полностью осознается,
но специально в книге не обсуждается.
Оптимизация обработки сигналов дается применительно
к обнаружению и фильтрации сигналов. Главным при этом
является обсуждение тех схем, которые обеспечивают по-
тенциальные возможности РЭС при учете влияния на него
белого шума. Последний можно считать приемлемой моделью
для внутреннего шума радиоприемника и специально ор-
ганизованных шумовых широкополосных помех. Там, где
возможно, отмечается выигрыш, обеспечиваемый оптималь-
ными схемами. В целом теория оптимальной обработки све-
дена в данной книге не к набору рецептур для получения
наилучших схем, а к выработке общей ориентировки при
отыскании оптимальных структур радиотехнических уст-
ройств. Создание же совершенных помехоустойчивых РЭС,
6
по-видимому, будет в течение длительного времени в значи-
тельной степени искусством, в котором помимо интуиции
разработчика должно проявляться его умение сочетать эв-
ристические приемы с рекомендациями, даваемыми теорией
оптимальной обработки сигналов.
Все материалы гл. 5—9 размещены и написаны так, что
после углубленного изучения гл. 4 можно подробно знако-
миться сразу с тем методом помехозащиты, который пред-
ставляет непосредственный интерес. При этом не обязатель-
но последовательно читать всю книгу.
В гл. 5 рассматриваются методы защиты радиоприем-
ников от перегрузок в условиях действия помех (применение
логарифмических усилителей и систем АРУ), а также ме-
тоды компенсации помех.
В гл. 6 приведены материалы, относящиеся к простран-
ственной, поляризационной, частотной и фазовой селекциям
полезных сигналов на фоне помех, а гл. 7 посвящена времен-
ной и амплитудной селекциям.
Вопросы функциональной, структурной и комбиниро-
ванной селекций рассмотрены в гл. 8. При этом под функцио-
нальной селекцией понимается выделение сигнала с помо-
щью нескольких независимых каналов приема с последу -
ющей обработкой всей совокупности сигналов, которые дей-
ствуют на РЭС. Из большого числа возможных способов
комбинированной селекции детально проанализированы
лишь наиболее широко известные амплитудно-частотная се-
лекция, основанная на применении схемы «широкая поло-
са — ограничитель — узкая полоса», и пространственно-
временная селекция, обеспечиваемая при голографической
обработке сигналов.
Наконец, гл. 9 посвящена сравнительно детальному ана-
лизу метода защиты от помех, реализуемого при комплек-
сировании радиотехнических и нерадиотехнических изме-
рителей координат и их производных по времени.
Основные результаты теоретического анализа, приведен-
ного в книге, иллюстрируются числовыми примерами, дан-
ными экспериментальных исследований, графиками и таб-
лицами. При этом все числовые характеристики заимство-
ваны из открытой отечественной и иностранной литературы
или получены авторами при выполнении расчетов на основе
имеющихся теоретических формул. Исходные данные, ис-
пользуемые при расчетах, являются гипотетическими.
Математический аппарат, используемый в книге, а так-
же необходимый для ее понимания объем предварительных
сведений по радиоэлектронике не выходят за пределы про-
грамм радиотехнических вузов. Однако при этом предпо-
лагается, что читатель достаточно хорошо знает основы те-
ории и техники радиолокации, радиоуправления, радиона-
вигации и телефонно-телеграфной радиосвязи.
Книга рассчитана на широкий круг радиоинженеров,
аспирантов и научных работников, связанных с разработ-
кой и эксплуатацией радиотехнических устройств и систем.
Она может служить также учебным пособием для студентов
по различным учебным дисциплинам на радиотехнических
факультетах вузов.
Авторы благодарны рецензентам профессорам, докторам
технических наук Васильеву Б. В. и Царькову Н. М. за
их полезные советы, способствовавшие улучшению книги.
Труд по написанию книги был распределен между ав-
торами следующим образом: Бобнев М. П. — гл. 9 и § 8.4
(совместно с Шустовым Л. Н.); Горгонов Г. И. — § 4.4;
Ильин В. А. — гл. 3 и § 2.3; Кривицкий Б. X. — § 1.1, 5.1,
6.5 и 7.1; Максимов М. В.—Введение, § 4.1—4.3, 5.2—5.4,
7.2.3 и 8.2; Степанов Б. М. — § 2.1, 6.2 — 6.4, 7.2.1, 7.2.2
и 8.3; Шустов Л. Н.—§ 1.2, 2.2, 2.4, 6.1, 7.2.4, 8.1, 8.4
(совместно с Бобневым М. П.).
Глава 1
ЕСТЕСТВЕННЫЕ РАДИОПОМЕХИ
1.1. РАДИОПОМЕХИ, СОЗДАВАЕМЫЕ АКТИВНЫМИ
ИСТОЧНИКАМИ
1.	Внутренние шумы радиоприемника
Внутренние шумы радиоприемника обусловлены флук-
туациями напряжений и токов в усилительных приборах
(лампах и транзисторах), а также электрическими флук-
туациями в резисторах и активных составляющих комплекс-
ных сопротивлений. Основное значение имеет шум, дейст-
вующий во входных каскадах радиоприемника, поскольку
он подвергается наибольшему усилению.
Известно, что любое активное сопротивление 7? (так же,
как и активная составляющая комплексного сопротивления)
является источником широкополосного нормального шума
[38, 94, 114]. Дисперсия напряжения Ош этого шума в эк-
вивалентной (энергетической) полосе Д/Экв равна
= 4kTRkf3KB.	(1.1.1)
Здесь k = 1,38 • 10-23 Дж/град — постоянная Больцмана,
Т — абсолютная температура, К-
Активное сопротивление как источник шума может быть
представлено эквивалентным генератором напряжения иш
с внутренним (нешумящим) сопротивлением R (рис. 1.1, а)
или генератором тока im с внутренней проводимостью Y =
= 1/7? (рис. 1.1, б); причем дисперсия этого напряжения вы-
Рис. 1.1.
9
ражается формулой (1.1.1), а дисперсия <т-ш тока состав-
ляет
о?ш = 4kTYbf„K1i.	(1.1.2)
Активное сопротивление как источник шума можно харак-
теризовать номинальной (или располагаемой) мощностью
Рш = kTbf аКа = о2ш/4Я.	(1.1.3)
Часто вместо Ош и удобно рассматривать спектраль-
ные плотности Gu и Gi шумовых напряжений и токов, рав-
ные
Gu = о^/А/зкв = 4kTR,	(1.1.4)
Gt = а?ш/Д/Экв = 4kTY.	(1.1.5)
Спектральные плотности постоянны в очень широком
диапазоне частот, начиная с самых низких до частот поряд-
ка /= 10й Гц. На более высоких частотах Gu является функ-
цией частоты / и определяется следующей формулой:
Gu =
(1.1.6)
Здесь h — 6,62 • 10-34 Дж • с — постоянная Планка. Ана-
логичное выражение для Gt записывается путем замены R
на У.
Приемник как усилительное устройство в отношении
внутренних шумов характеризуется коэффициентом шума
(шум-фактором).
Коэффициентом шума называют отношение
р  Рс вх/Рш
Рс вых/Е ш вых
(1.1.7)
гдеРс ВХ/РШ и Рс Вых/Рш вых — отношения располагаемых
(номинальных) мощностей сигнала и шума на входе и выхо-
де приемника, согласованного с источником сигнала и шу-
ма. Здесь и далее в этом параграфе под радиоприемником
понимается его линейная часть (от входа до детектора).
Если бы приемник был нешумящим, то отношения сиг-
нал/шум на выходе и входе были одинаковыми и Гш= 1.
Превышение Рш над 1, т. е. величина Гш — 1, называемая
избыточным коэффициентом шума, дает представление о
10
мощности шума, добавляемой самим приемником. Обозна-
чим коэффициент усиления приемника по мощности
Кр Рс ВЫ^Рс вх1
Тогда (1.1.7) можно записать в виде
Рщ = Рщ вых1крРпг	(1.1.8)
Это отношение может служить другим определением ко-
эффициента шума. Так как приемник—устройство ли-
нейное, выходную мощность Ршвых можно разбить на
две составляющие: одну кРРш, обусловленную усиленным
шумом источника, и другую Ршва, обусловленную внутрен-
ними (собственными) шумами. Тогда
рш = (Ршвн?Ршкр) + 1-	(1.1.9)
Из этого соотношения ясно, что коэффициент шума одно--
значно характеризует внутренний шум приемника, если
только «стандартизовать» величину Рш. В качестве такого
источника шума может выступать активное сопротивление R
при температуре То = 293 К. Тогда
Рш = 1 + (Лпвн/крЛпо),	(1.1.10)
где Рш0 = кТоА/экв — располагаемая мощность шума со-
противления R, величина которого не влияет на Ршо.
Энергетическая полоса приемника
= S |К(/<^/К2(«ир).	(1.1.11)
о	,
Здесь | Р(/ю) | — амплитудно-частотная характеристика при-
емника, а Р(ипР)— коэффициент усиления приемника на
номинальной промежуточной частоте conD. Подставив зна-
чение Рш0 в формулу (1-1.10), получим
Рш = 1 + (Ршвн^адэквКр).	(1.1.12)
Отсюда
Ршвн = (Рш - 1) kTQ\fBKBttP.	(1.1.13)
Внутренний шум можно отнести не только к выходу,
но и ко входу приемника. Тогда вместо (1,1,13) будем иметь
Ршвнвх=(^ш 1) ^РоД/акв*	(1.1.14)
11
Рис. 1.2.
Коэффициент шума приемника Еш может быть выражен
через коэффициенты шума отдельных каскадов по формуле
[85]:
=	+	+	+	(1.1.15)
КР1	КР\ КР2
Здесь Fm, Fm2, Kpi, кР2, ... — коэффициенты шума и
коэффициенты усиления по мощности соответственно пер-
вого, второго и т. д. каскадов (при написании этой формулы
полагается, что частотная характеристика каждого каскада
близка к прямоугольной, хотя формула может быть обоб-
щена и для характеристик других видов).
Шумы, свойственные электронной лампе как электрон-
ному прибору, образуются дробовым шумом, шумом рас-
пределения, наведенным шумом и шумом мерцания [85,
94, 1811.
Дробовой шум обусловлен дискретной природой элект-
рического тока: число электронов, поступающих в единицу
времени на анод, непостоянно и быстро флуктуирует от-
носительно среднего значения.
Шум тока распределения имеется в многосеточных ра-
диолампах и является следствием случайного распределения
электронов между электродами (главным образом анодом
и экранной сеткой) лампы. Оба названных шума — широко-
полосные и нормальные. Они могут быть характеризованы
случайной э. д. с. идр (рис. 1.2), которую можно приписать
некоторому эквивалентному сопротивлению Ддр, находя-
щемуся при заранее обусловленной (стандартной) темпе-
ратуре То. Дисперсия этого шума
о*Р = 4kT0Rnp Д/экв.	(1.1.16)
Величина шумового сопротивления 7?др зависит от типа
и параметров лампы. Для триода 7?др » 2,5/S, где S —
крутизна анодного тока, а для пентодов [94)
п ____ / 2,5	20/Зо \	/ао
др " U +	) До+д, ’
12
здесь Iао, /э0 — постоянные .составляющие анодного и
экранного токов лампы.
Наведенный шумовой ток также является широкополос-
ным, он наводится электронами на участке сетка — катод
лампы; его величина зависит от сопротивления Rc., в цепи
сетки. Этот шум удобно характеризовать генератором тока
/н (рис. 1.2) с дисперсией
О/и = 4йТн Ус.к A/JKB,	(1.1.17)
где Гек = 1//?с-к — проводимость участка сетка — ка-
тод, определяемая при такой температуре Та, которая обус-
ловливает дисперсию шума, равную имеющейся в дейст-
вительности.
Шум входного контура учитывается генератором тока
/к (рис. 1.2) с проводимостью YK = 1/AJP и температурой
Тк, при которой находится контур (здесь Rp — резонанс-
ное сопротивление контура), причем дисперсия шумового
тока от обоих генераторов
Ь =	+ о2н = 4/е [TKyk + ТнУс-к] А/экв
(1.1.18)
Генераторы токов iK и /н можно заменить одним гене-
ратором шумового тока 1ШЭ с проводимостью Ушэ =
= Ус-к + У к (рис. 1-3), а для дисперсии напряжения Оа.ь
из (1.1.18) записать
°‘аЬ_ льд/	У^ + УС_КТН
— у2	/у 1 у \2
1 ш з	V кТ1 c-kJ
= 4йЛ/экв
/?к /?е-к
(WW
h «с-к
«н
Дисперсия Ос-к напряжения пс.к между сеткой и катодом
лампы равна
Ос-к —	ь 4“ Одр.
(1.1.19)
Напряжение ис-к в дальнейшем усиливается, что приводит
к появлению шума на выходе радиоприемника.
Сеточная цепь лампы соединена с антенной, которая яв-
ляется источником сигнала и шума. Поэтому схему широко-
полосного шума необходимо дополнить источником тока
ima, характеризующим шумовые свойства антенны, с «не-
шумящей» проводимостью Уш а. Дисперсия о2ш а тока
1Ш а составляет
О/ш а — зкп Уш а Л/экв.	(1.1 -20)
В результате схема на рис. 1.3 преобразуется к виду
рис. 1.4.
Шумы мерцания ламп убывают обратно пропорциональ-
но частоте, и их величина имеет значение лишь для низких
частот порядка 10—100 Гц. Эти шумы необходимо учиты-
вать только в некоторых специальных случаях радио-
приема.
Шумы полупроводниковых приборов аналогичны шумам
ламп [181].
Источником низкочастотных шумов (в области частот
ниже 500—20 000 Гц) являются процессы на поверхности
полупроводника. Интенсивность этих шумов убывает про-
порционально I//2 и зависит от конструкции и технологии
производства полупроводникового прибора.
Широкополосные флуктуационные шумы возникают
вследствие дробового эффекта и из-за наличия активных
сопротивлений в цепях эмиттера, базы и коллектора, при-
чем наибольшее значение имеют шумы сопротивления базы.
Общая упрощенная шумовая Т-образная схема транзи-
стора приведена на рис. 1.5 [19,181]. Здесь генератор э. д. с.
ишб с дисперсией Ошб = 4й7'07?бА/экв характеризует шумы
сопротивления базы. Два других генератора шума
цшэ и *шк обусловлены дробовым характером инжекции
носителей через эмиттерный и коллекторный переходы.
Возникающие на эмиттерном переходе шумы обуслов-
лены дробовым характером инжекции носителей через эмит-
терный переход. Дисперсия этого шумового тока о2ш э =
— 2е/э,)А/экв, где 7ад — постоянная составляющая тока;
е — заряд электрона. Так как 7ЭЪ = kTbY Je(Y9—проводи-
мость эмиттерной цепи), то рассматриваемые шумы можно
Рис. 1.3.
14
Рис. 1.4
Рис. 1.5.
учесть также генератором задающего напряжения иш а
с дисперсией
= 2£Т0Я9Д/8ИВ.
В коллекторном переходе действуют два статистически
независимых источника шума. Это шумы, приходящие .из
эмиттерной цепи, и шумы токораспределения. Первые кор-
релированы с шумовым током эмиттера и учтены генера-
тором шума мш з в эмиттерной цепи (рис. 1.5). Шумы токо-
распределения характеризуются генератором задающего
шумового тока 1ШК с дисперсией О;?шк == 2е/оэао(1 —
—ао)Д/экв. где а0 — коэффициент передачи тока от эмит-
тера к коллектору.
Эквивалентные шумовые схемы лампы и транзистора
(если каскад является входным, то дополнительно необ-
ходимо учесть шумы антенны) позволяют вычислять коэффи-
циенты шума каскадов в выбранных вариантах включения
усилительных приборов [181, 1501.
2.	Шумы антенной системы
На антенную систему помимо сигналов искусственного
происхождения в виде излучения различных радиостанций
или индустриальных помех от работающих электрических
устройств воздействует электромагнитное излучение есте-
ственного происхождения.
К естественным шумам относятся [19]:-
а)	собственный шум сопротивления потерь антенны, име-
ющий характер теплового шума активного сопротивления;
б)	шум, обусловленный излучением внеземных источ-
ников, или шум космического пространства;
15
в)	шум, обусловленный флуктуационным характером
поглощения радиоволн в атмосфере Земли;
г)	шум, обусловленный тепловым излучением Земли;
д)	помехи, обусловленные грозовыми разрядами в ат-
мосфере.
Шумы первых четырех типов имеют весьма широкий
спектр. В пределах полосы пропускания радиоприемников
спектральные плотности этих шумов постоянны и шумы
можно считать белыми. Атмосферный шум является более
узкополосным, в силу чего его удобно рассматривать от-
дельно, не включая в шумы антенной системы.
Спектральная плотность шума, порождаемого сопротив-
лением потерь антенны, G = 4kTnRn, а дисперсия э. д. с.
On = 4kTaRa\fWB. В этих формулах Т„ —температура,
при которой находится антенна, Ru — сопротивление по-
терь. На практике вместо Rn удобнее пользоваться выра-
жением полного сопротивления антенны Ra = Rn + Re.
где Rx — сопротивление излучения.
Так как к. п. д. антенны
Ла = R^/Ra = Rs/(Rx + Rn),
для /?п получаем
Rn = Ra(l — Ла)
и, следовательно,
ой = 4£TnRa(l - ЛаЖкв.	(1.1.21)
Шумы, обусловленные приемом внешних излучений (шу-
мов космоса, поглощения в атмосфере и теплового излуче-
ния Земли), статистически независимы, в силу чего их
спектральные плотности суммируются
^внш и Ок *1” ^погл ^з’
Удобно считать, что каждая компонента этих шумов соз-
дается эквивалентным сопротивлением, которое равно со-
противлению излучения, находящемуся при температурах
Тк, Тпогл, Тя соответственно. Температуры определяются
равенствами
Тк = GK/4kR£, Тпогл = Gnorn/4kRz; Та ~ G3/4kR-z,
16
а общий шум создается тем же сопротивлением, находящим-
ся при температуре Двнши = <3ВНШ и(4&/?2)~1. Поэтому
Двнши = Д« + Люгл + Та.	(1.1.22)
Дисперсия шумовой э. д. с. антенны от внешних источников
равна
°впш и = 4ЙТВНШ иА/Э1(В.	(1.1.23)
Учитывая, что = ца/?а, из (1.1.21) и (1.1.22), находим
дисперсию шумов, создаваемых антенной:
Па = Оп + О1НШ „ = 4Лг/?а д/экв [Tn (1 — Т)а)Ч- Т’внш и Па1-
(1.1.24)
Таким образом, антенную систему в отношении шумов
можно представить эквивалентной схемой, состоящей из
источника шумовой э. д. с. иша и последовательно включен-
ного сопротивления Ra = 1/Уша, которое находится при
температуре
Да = Тп(1 -Т]а) + Двнши Ла1	(1.1.25)
Указанная эквивалентная схема используется для опре-
деления шумов, передаваемых из антенны во входные цепи
радиоприемника, и вычисления коэффициента шума прием-
ника.
Шум, обусловленный излучением внеземных источ-
ников, зависит от углового положения максимума диаграммы
направленности антенны (ДНА). Различают фоновый шум
и шум дискретных источников излучений («радиозвезд»).
Фоновый шум характеризуется температурой ТКф, явля-
ющейся функцией угловых координат <р, 0 точки небесной
сферы.
Для узконаправленных антенн в пределах ширины диа-
граммы ТКф практически постоянна.
Температура фона зависит от частоты. Из рис. 1.6, где
представлена типовая зависимость ТКф(/), следует, что для
частот, превышающих 3—5 ГГц, фоновая температура мала
и ее можно не учитывать [94, 147, 19].
Шумовая температура дискретных источников с угло-
выми размерами, не превышающими угловой размер основ-
ного лепестка диаграммы йа,
Дкди —
(1.1.26)
17
где Ти — эффективная температура источника, a Q„ —
его угловой размер.
Примерами дискретных источников могут служить
Солнце [Ткаи = (10* — 10е) К1 и Луна [Ткди = (150—
250) KI. Заметим, что угловые размеры этих источников
приблизительно одинаковы и составляют Q = 0,5®.
Тепловой шум атмосферы обусловлен флуктуационным
характером рассеяния радиоволн кислородом и парами воды
атмосферы. Тепловой шум атмосферы Тпогл имеет сущест-
венное значение в области очень высоких частот (от 0,5 ГГц
и выше) и зависит от ориентации антенны, возрастая по мере
приближения максимума диаграммы направленности к го-
ризонту, Графики зависимости температур атмосферы от
частоты приведены на рис. 1.6 для углов возвышения от
6 = 90® (зенит) до 0° (горизонт). Наименьший уровень кос-
мических шумов и теплового шума атмосферы наблюдает-
ся в диапазоне от 2—3 до 10—15 ГГц, причем средняя
суммарная температура этих шумов имеет порядок 10—20
К, если углы возвышения не менее 10° [1471.
На антенну действует также излучение Земли, посколь-
ку ее нагретая поверхность является источником шумового
Рис. 1.6.
18
электромагнитного излучения. Температура Т3 будет ве-
лика для антенны, направленной на Землю (например, в па-
норамной радиолокационной станции, для допплеровского
измерителя скорости самолета, радиовысотомера) и мала
для антенны, у которой на Землю направлены только бо-
ковые лепестки. Таким образом, Та может меняться в до-
вольно широких пределах.
3.	Атмосферные помехи
Источником атмосферных помех являются многочислен-
ные грозовые разряды, происходящие одновременно в раз-
личных районах земного шара. Число таких разрядов мо-
жет достигать нескольких тысяч. Если не учитывать мест-
ных гроз, уровень атмосферных шумов носит квазистацио-
нарный характер. Он зависит от географических координат
пункта приема и сравнительно медленно изменяется в те-
чение суток и от сезона к сезону. Это позволяет прогнози-
ровать уровень атмосферных помех. Такие прогнозы поды-
тожены в специальном отчете № 322 [59] X пленарной ас-
самблеи Международного консультативного Комитета по
радио (МККР).
Для характеристики атмосферных помех МККР были
предложены две величины: эффективный коэффициент по-
мех, представляющий энергетическую характеристику, и
распределение вероятности амплитуд (АРД—в обозначе-
ниях Отчета), с помощью которых можно в большинстве
случаев удовлетворить потребность практики.
Распределение вероятности амплитуд имеет важное
значение в тех случаях, когда требуется знание вероят-
ности превышения помехой определенного уровня (напри-
мер, в случае радиосвязи с помощью бинарных амплитудных
посылок).
Эффективный коэффициент атмосферных помех опре-
деляется соотношением:
/атм = п/^оА/зкв'
Здесь Рп — мощность помех (в ваттах), получаемая от ко-
роткой эквивалентной антенны без потерь (т. е. к. п. д.
г]а = 1) над идеально проводящей поверхностью Земли.
19
Удобно величину располагаемой мощности Ра, отдава-
емой антенной в согласованную нагрузку, выразить в виде
соотношения
Рп-^аД/экв,	(1.1.27)
где Т& — некоторая эквивалентная шумовая температура,
Характеризующая интенсивность помех. Такое представ-
ление не является строгим, поскольку атмосферные помехи
значительно узкополоснее, других составляющих шумов
антенны. Однако обычно в пределах сравнительно узкой
эквивалентной полосы приемника спектр помех можно счи-
тать равномерным и, следовательно, коэффициент /а можно
определить как отношение шумовых температур:
/а = Та/Т0.	(1.1.28)
В упомянутом. отчете МККР приведены таблицы для
/а, в децибелах: Еа = 10 lg/a (дБ). Для вычисления средне-
квадратического значения напряженности поля £атм атмос-
ферных радиопомех для полосы приемника 1 кГц пользу-
ются соотношением [59]
£а = Fa — 65,5 + 20 1g/.	(1.1.29)
Здесь Ea дано в децибелах относительно 1 мкВ/м для по-
лосы 1 кГц, / — частота, МГц.
Величину напряженности поля помех для любой полосы
Д/экв 1Гц.], отличной от 1 кГц, получают добавлением к £а
величины 10 IgA/aKB — 30. Для медианного значения ве-
личины Fa = Fam поля помех (в децибелах относительно
^ТцД/экв) составлены карты земного шара, на которые на-
несены усредненные линии одинаковых уровней Fam для
длины волны X = 300 м (/ = 1 МГц). Весь год при этом раз-
бит на четыре сезона (зима, весна, лето, осень), а сутки —
на 6 отрезков по 4 ч в каждом. Для пересчета значений Fam
на другие частоты каждой карте ставится в соответствие
график зависимости усредненных значений Fam от частоты,
приведенный на рис. 1.7 (числа, которыми помечены кривые,
соответствуют значениями Fam на частоте / = 1 МГц).
Мощность помех резко убывает с частотой, и лишь в области
частот 4—20 МГц имеет место некоторый подъем кривых.
На частотах, превышающих 20—30 МГц, атмосферные по-
мехи можно не учитывать.
На рис. 1.7 штрих-пунктирной кривой помечен ожидае-
мый уровень индустриальных помех в «спокойных» районах
20
X!
Рис. 1.7,
вдали от больших городов и крупных населённых пунктов,
линий передач и сосредоточенных источников индустриаль-
ного шума. Здесь же пунктиром нанесена кривая космиче-
ского фонового шума.
Другая характеристика—АРД — это величина, пока-
зывающая процент времени t (Е), в течение которого не пре-
вышается заданный уровень помех. Установлено, что t (Е)
подчиняется закону распределения, который можно аппрок-
симировать двумя следующими законами [67]:
0,9
Du
/(Е)=ф|0,9 £~|ч
L Du J
t (Е) = Ф
Е^Ет,
Е>Ет.
(1.1.30)
(1.1.31)
Здесь Du Д),9 Е т, Dt Ет	Ео д;	Дм
значения Ё, не превышаемые в течение 90% и 10% времени
каждого 6-часового интервала; Ет — медианное значение
шумов;
9	2
Ф (z) = —— С е -x2 ,7х.
о
-	21
Величина Ет связана с медианным значением Fam соот-
ношением (1.1.29).
Основным параметром для Dz и Du является частота /.
В [59] для каждого семейства Fam приведено соответствую-
щее ему семейство Du и Dt для всех районов земного шара.
Там же содержатся и другие графики, характеризующие
различные параметры атмосферных помех.
Более детальные исследования законов распределения
амплитуд помех для частот 20—30 МГц и сверхнизких час-
тот проводятся в [72, 138, 139].
4.	Индустриальные помехи
Индустриальные помехи вызываются работающими элек-
трическими аппаратами, системой зажигания двигателей
внутреннего сгорания различного назначения, а также элек-
трическими линиями передач. Спектр индустриальных помех
и их интенсивность зависят не только от характера источни-
ков, но и от степени и эффективности мер, принятых для их
локализации (экранировка местных источников). Наиболь-
ший уровень этих помех характерен для больших городов,
индустриальных центров, а также для движущихся объек-
тов (автомобилей, самолетов и т. п.). Уровень и спектр инду-
стриальных помех с трудом поддается прогнозированию
и расчету (за исключением помех от линий электропередач).
Для каждого случая эти данные контролируются экспе-
риментально с помощью специальных измерительных при-
емников. Некоторые данные об уровне индустриальных по-
мех в пунктах, удаленных от их источников, содержатся
в Отчете № 322 МККР. Имеются нормы, ограничивающие
уровни индустриальных радиопомех, источники которых
расположены в городах и поселках.
1.2. ПАССИВНЫЕ РАДИОПОМЕХИ
1. Мешающие отражения от земной поверхности
Общая характеристика мешающих отражений. Радио-
сигналы, излучаемые как по основному, так и по боковым
лепесткам диаграммы направленности передающей антен-
ны, отражаются земной поверхностью и, поступая на вход
приемника, мешают его работе. Отражения от поверхности
22
Земли сказываются на работе наземных РЛС тем сильнее,
чем выше поднята антенна РЛС над земной поверхностью.
Самолетные РЛС в большей степени подвержены действию
мешающих отражений от земной поверхности, чем наземные.
Это связано с движением самолета и характером отражения
от Земли при различных углах визирования.
Интенсивность мешающих отражений зависит от мно-
гих факторов: прежде всего от длины волны, поляриза-
ции сигнала, структуры, физических и химических свойств
отражающей площадки, угла визирования и т. п. Отражение
волн от земной поверхности может быть зеркальным и диф-
фузным. Чисто зеркальное отражение имеет место только
для идеально гладких (зеркальных) поверхностей, которы-
ми, например, иногда можно считать бетонные дорожки
аэродромов и асфальтированные шоссе. Реальные земные
поверхности (трава, лес, пашня) создают как зеркальные,
так и диффузные отражения. Часто Зеркальную составля-
ющую называют когерентной, а диффузную—некогерент-
ной.
Диаграмма направленности зеркальной составляющей
излучения имеет ту же форму, что и при отражении волн
от идеально гладкой поверхности [167]. Диаграмма направ-
ленности диффузной составляющей излучения имеет форму,
близкую к сфере, касательной к поверхности земли. Доля
рассеянного диффузного излучения зависит в основном от
степени неровности (шероховатости).
Вид отражения (диффузный или зеркальный) по-разному
сказывается на работе РЛС. Так, зеркальное отражение
вызывает изрезанность диаграммы направленности, появ-
ление ложных целей—«двойников» и часто приводит к си-
стематическим ошибкам измерения координат. Зеркальные
отражения иногда эквивалентны действию имитирующих
помех. Интенсивность зеркальных мешающих отражений
оценивают с помощью коэффициента отражения котр, оп-
ределяемого как отношение отраженной мощности Ротр
к падающей Рпад.
Коэффициент отражения котр, определяющий долю мощ-
ности отраженной волны, сильно зависит не только от вида
поверхности и угла 0пр между нормалью к облучаемой пло-
щадке и направлением на РЛС, но и от поляризации сиг-
нала.
На рис. 1.8 приведены зависимости коэффициента отра-
жения котр от 0пр для радиоволн с горизонтальной и вер-
23
тикальной (нормальной) поляризациями [148, 74]. Эти
зависимости получены для длины волны 10 см (сплошная
линия) и 1 см (пунктир) для гладкой земной поверхности.
При некоторых углах ёпр, называемых углами Брюстера,
наблюдается явление полного преломления, и отраженная
волна отсутствует либо энергия ее очень мала. Физически
это объясняется тем, что при падении электромагнитной
волны из оптически менее плотной среды в среду, более плот-
ную, волна после преломления на границе раздела двух
сред полностью переходит в более плотную среду (землю)
и там поглощается. Это интересное явление может быть ис-
пользовано в радиолокации для устранения мешающих зер-
кальных отражений путем соответствующего выбора по-
зиции РЛС.
Чаще всего в радиолокации встречаются с диффузным
отражением, которое порождает случайный помеховый сиг-
нал, оказывающий маскирующее действие. Энергетически
мешающее влияние маскирующего диффузного отражения
оценивается значением удельной эффективной площади рас-
сеяния (ЭПР) 5уД отражающего участка земной поверхности.
Удельная ЭПР 5уд представляет собой эффективную пло-
щадь рассеяния, приходящуюся на единицу площади по-
верхности отражения. Значения удельной ЭПР определяют
в основном экспериментально. Наиболее полный материал
по измерениям Зуд собран в работе [65]. В таблице приве-
дены характеристики удельной ЭПР для некоторых типов
поверхности при вертикальных углах визирования [21].
Отраженный от земной поверхности сигнал £ может быть
представлен в виде аддитивной смеси когерентной (зеркаль-
ной) составляющей = Ат cos a>ct и узкополосного нор-
мального шума £д = А(0 cos [<юс/ + <р(/)], порожден-
ного диффузной составляющей, т. е.
= Вк + Вд = V (0 cos [оэс/ +
+ Ф (01,
где V (t) — огибающая, ф(^) — слу-
чайная фаза.
В общем случае одномерный за-
кон распределения амплитуды под-
чинен закону Райса[65]
w (V)
I/
2
<Пд
ехр
, — 2а(д/
24
Таблица
ция Бесселя нулевого порядка от мнимого аргумента.
Если поверхность обладает крупной шероховатостью
и когерентная составляющая мала (Лт«0), то распре-
деление огибающей близко к закону Релея
При мелкой шероховатости, когда когерентная состав-
ляющая преобладает (Ат > <щд), закон распределения
переходит в нормальный:
—^ехр (-<*=».
уА 2л0£Д	\	J
Закон распределения фазы ip отраженного сигнала также
зависит от соотношения интенсивности Xm/ogA когерентной
и некогерентной составляющих. В общем виде плотность
вероятности для фазы ф выражается формулой [172]
w (ф) = — ехр [ —-	11 + V 2л — Ф ( — cos ф\ х
4	2л И\ 2 °£д/ [	°£д \°|д
— л sC ф
Л.
При ArJa^st > 1 плотность распределения w (ф) нерав-
номерна и имеет максимум при ф = 0. С увеличением ше-
роховатости распределение w (ф) приближается к равно-
мерному. В сантиметровом диапазоне часто можно не счи-
таться с когерентной составляющей. В этом случае закон
распределения амплитуд можно принимать релеевским,
а фаз — равномерным.
При анализе мешающих отражений важное значение
имеет также вид корреляционной функции отраженного
сигнала или форма его спектра.
Относительное движение радиоэлектронного средства
и цели приводит к тому, что спектр мешающего сигнала на
входе приемника РЛС существенно искажается по сравне-
нию со спектром полезного сигнала. На рис. 1.9 показана
часть спектра, соответствующего импульсному сигналу са-
молетной РЛС и примыкающего к несущей частоте fQ зон-
дирующего сигнала [147]. Форма спектра всего сигнала
может быть легко получена, если учесть симметрию состав-
ляющих /о ± kF„ (k = 1, 2, 3, ...), где Fa — частота по-
вторения импульсов.
Зондирующий сигнал, непосредственно проходящий в
приемный тракт, имеет дискретную составляющую /, во-
круг которой располагается выброс 2 сигнала, поступаю-
щего от земной поверхности, находящейся непосредственно
под самолетом. Спектральные составляющие 3 соответствуют
отраженным от местных предметов сигналам, принимаемым
передними и задними боковыми лепестками. Несимметрия
этой части спектра <3 относительно частоты f0 объясняется
наличием различных допплеровских сдвигов частоты у сиг-
налов, принимаемых боковыми лепестками диаграммы на-
правленности антенны с разных направлений.
Вредное отражение от земной поверхности, принимаемое
главным лучом, создает выброс 4. Полезный сигнал 5, по-
ступающий от цели, которая сближается с РЛС, наблюдает-
Рис. 1.9.
26
ся в данном случае на фоне внутренних шумов 6. Отражаю-
щая поверхность может влиять и на величину систематиче-
ского допплеровского сдвига частоты. При отражении от
морской поверхности из-за движения волн возникает си-
стематическое смещение частоты, составляющее доли и да-
же единицы процента относительно средней частоты Доп-
плера [65].
Можно отметить некоторые факторы влияния Земли,
ухудшающие характеристики РЛС (дальность обнаружения,
разрешающую способность, точность и т. д.):
—	изрезанность диаграмм направленности антенн РЛС
в области малых углов места, приводящая к сокращению
дальности обнаружения маловысотных целей;
—	наличие местных предметов, вызывающее сокращение
дальности действия из-за затенения целей;
—	многолучевость распространения, увеличивающая
ошибку сопровождения цели по углу места (происходит раз-
двоение цели на истинную цель и ее антипод);
—	интерференция прямого и отраженного лучей в РЛС
с коническим сканированием, вызывающая биения прини-
маемого сигнала, что порождает появление значительных
угловых ошибок;
—	шероховатость земной поверхности, вызывающая при
отражении от нее радиоволн существенное искажение спект-
ра сигнала, что затрудняет рабэту схем селекции движущих-
ся целей и систем автоматического сопровождения по ско-
рости.
Подробный анализ этих мешающих факторов позволяет
определить рациональные (в определенном смысле) способы
и устройства борьбы с помехами, вызываемыми естественным
влиянием Земли.
Дальность обнаружения низколетящих целей. Влияние
Земли при малых углах места приводит к многолепестко-
вости диаграммы направленности антенны РЛС. Нижний
лепесток отжат от земли на угол 0, значение которого свя-
зано с высотой подъема антенны Нл и длиной волны X фор-
мулой [166]
Р = Х/4 Нл.
27
Мощность сигнала, принимаемого РЛС, с учетом влияния
земли записывается в виде [166]
х>»Уф;<Р)'	(1-21)
где Рс — мощность передатчика РЛС; Gc — коэффициент
усиления антенны РЛС; Su — эффективная площадь рас-
сеяния (ЭПР) цели; гц —дальность до цели; Фи(0) — ин-
терференционный множитель, который для малых углов
места р равен
ФИ(Р) = 4лЯцЯа/Хгц,	(1-2.2)
Нц — высота цели относительно поверхности земли.
Если чувствительность приемника РЛС равна Рсвх =
= РПр мин, то из (1-2.1) и (1.2.2) получим максимальную
дальность действия РЛС при обнаружении низколетящей
цели
макс
У Рс Cl 4пНд Hi 5Ц
Р пр мин
(1.2.3)
Принимая во внимание, что максимальная дальность дейст-
вия РЛС, вычисляемая без учета влияния земли, равна
У Рс Ос А2 5ц
(4л)3 Рцр мин
из (1. 2. 3) и (1.2.4) получаем
макс к V Ррдс ’
(1.2.4)
(1.2.5)
где к =	.
Формулы (1.2.3) и (1.2.5) получены путем линеаризации
функции Фи(р) и поэтому справедливы при условии
Рц макс ~-> 10я//ц//а/Х.
Выражение (1.2.5) показывает, что дальность обнару-
жения маловысотных целей существенно снижается. Повы-
шение энергетического потенциала PCGC еще меньше
сказывается на величине максимальной дальности обнару-
жения (корень восьмой степени) по сравнению с обнаруже-
нием высоколетящих целей (корень четвертой степени).
28
Рис. 1.10.
Препятствия также влияют на дальность обнаружения
РЛС вследствие затенения (экранирования) целей. Поле в об-
ласти тени (за препятствием) значительно ослабляется. Ко-
эффициент ослабления зависит от геометрических размеров
и формы препятствия. Значение коэффициента ослабления
и соответствующее уменьшение дальности действия РЛС
может быть подсчитано по методике, изложенной в [57].
Следует заметить, что даже сравнительно невысокие препят-
ствия (холм, деревья и др.) могут приводить к снижению
дальности обнаружения в несколько раз.
Флуктуации эффективного центра отражения низколе-
тящей цели. Многолучевость распространения радиоволн
вблизи земли приводит к тому, что низколетящая одиноч-
ная цель представляется как групповая. С приемлемым для
практики приближением одиночная цель может быть пред-
ставлена как парная цель (истинная цель Ц и ее антипод Ц')
на рис. 1.10.
Различают три основных случая образования антипода.
Первый из них характеризуется тем, что отражение радио-
волн происходит в области, примыкающей к месту располо-
жения антенны РЛС (рис. 1.10, точка OJ. Образующаяся
парная цель ЦЦ' оказывает мешающее действие на назем-
ную РЛС, антенна которой отслеживает цель Ц с ошибкой,
особенно заметной в. угломестной плоскости. Эффектив-
ный центр парной цели ЦЦ' блуждает в угломестной пло-
скости и может даже выходить за базу.
второй случай характеризует отражение радиоволн в,об-
ласти нахождения цели (рис. 1.10, точка 02). Этот случай
неблагоприятен для работы разнесенных радиолокационных
29
Рис. 1.11.
систем, в которых передающие и приемные устройства уда-
лены на некоторое расстояние. Примером такой системы яв-
ляется система полуактивного самонаведения ракеты типа
«земля—воздух».
Наконец, в третьем случае отражение происходит в рай-
онах расположения цели и РЛС (точки 0L и 0г). Мешающее
действие парной цели сказывается на работе совмещенных
и разнесенных радиолокационных систем. Применительно
к системе полуактивного самонаведения ракет отражения
оказывают мешающее влияние как на наземную РЛС, так
и на радиолокационную головку самонаведения ракеты.
В статье [120] получено выражение для плотности ве-
роятности w (х) ошибки сопровождения геометрического
центра флуктуирующих источников ЦЦ'
w(x) = 	э--------г-г,	(1.2.6)
/1+?с2 [(1-Н2)+<?с (1-Х2)]3'2	’
где х = £//7ц — относительная ошибка сопровождения
центра парных источников (рис. 1.11); Яц — высота полета,
£ — линейная ошибка; ql — отношение мощностей сигна-
лов, переизлученных целью и землей.
Среднее значение относительной ошибки равно
М. ~	I
Мх = —- = I xw (х) dx — ——.
Х	J	<7^ + 1
-- OQ
Отсюда
Яс — 1
= "•7ГП-	О-2-7»
Ус
30
Выражение (1.2.7) показывает, что при сопровождении
низколетящих целей математическое ожидание линейной
ошибки отклонения равносигнального направления /рсн =
= Нц — М$ не может быть больше высоты полета, т. е.
^рсн Яц.
Если цель Ц имеет линейные размеры 21 (рис. 1.11),
то вероятность того, что линия визирования при сопровож-
дении цели будет находиться в ее пределах, определяется
по формуле
Р = w (х) dx = ср (U — <Р (U.
Ь
где
_	0+^)1+(1-^)
2]Л-Но2 [(l+^ + ?02(l-U2l
?1 = (Яц4-/)///ц;	£2 = (//ц—/)//7ц.
На рис. 1.12 приведены зависимости вероятности р от
ql для некоторых значений отношения ///7Ц. Кривые пока-
зывают сильное влияние отраженного сигнала на точ-
ность сопровождения низколетящей цели. Значительное
ухудшение точности автосопровождения цели, даже при сла-
бых отражениях от земли, существенно снижает эффектив-
ность применения радиоэлектронных систем.
Влияние интерференции прямого и отраженного сигна-
лов на точность автоматического сопровождения по направ-
лению. При движении летательного аппарата на входе РЛС
образуются низкочастотные
биения, которые обусловлены
интерференцией сигналов, пе-
реизлучаемых воздушной
целью (прямой сигнал) и
землей [64]. Кроме того,
возникает второй мешающий
сигнал за счет взаимных бие-
ний сигналов, отраженных
местными предметами. Наи-
более сильно действуют по-
мехи, порожденные взаимны-
ми биениями прямого и отра-
женного сигналов. Значитель-
0 2 Р 6 8 (Оу*
Рис. 1.12.

ное влияние мешающее отражение будет оказывать, если
допплеровское смещение спектров Fa близко к частоте
сканирования антенны РЛС.
При оценке ошибок сопровождения низколетящей цели
будем считать, что РЛС работает в пассивном режиме пе-
ленгации с непрерывным зондирующим сигналом. В таких
условиях на входе антенны РЛС будут действовать сигналы
и± = UY cos и2 = U2 cos ю2/,
где их — амплитуда полезного сигнала; (/2 — амплитуда
мешающего сигнала, порожденного отражениями от земли;
®1 = С00 [1 4- (осб1/с)1, И2 = 0)0[1 + (l»c6S/c)l,
ю0 —несущая частота; oc6i и цсб2 — радиальные скорости
сближения цели ц и ее антипода ц' с РЛС.
Суммарный сигнал при иг = U2 равен
и = ur + u2 = 2(7 cos М1~М2 t cos <°1~^c°2 t.
12	2	2
При использовании в пеленгаторе квадратичного детек-
тора на его выходе образуется напряжение
= кр + у cos 2о>1 ( + тр cos 2со2 t -ф-
, + cos(G)i + (O^-bCOSf©!—со2)/j ,	(1.2.8)
где к — постоянный коэффициент.
Исследуя (1.2.8), замечаем, что в составе продетектиро-
ванного напряжения присутствует составляющая частоты
биений £2б = 0:4 — <и2. Если радиальные скорости исб1 и
асб2 таковы, что частота биений йб станет близка к частоте
сканирования йск, т. ё.
^0 = ®!—со2 = -^-(о(.б1 —цсб2) «Йск,	(1.2.9)
то на частоте сканирования образуется помеха, которая вы-
зовет в контуре слежения возмущение.
Для определения ошибки 6 сопровождения цели Ц най-
дем обобщенную пеленгационную характеристику для слу-
чая пеленгации парных движущихся источников
(рис. 1,10),
32
В результате действия сигналов ut и иг на выходе прием-
ной сканирующей антенны РЛС с диаграммой направлен-
ности Р(Р) получим
u = f71L1(0)[l +/n1(9)cosQCK/]cos<x>i/ +
+ t72L2(0, Д0)'[1 + /тг2(0, ДО)cosQCK/]cos<о21, (1.2.10)
где
ii(0)= yim-9)+m+e)L
L2(0, Д0) = l[F(0o-0 + A0) + f (0о + 0-Д0)],
m-e)-F(90+e)
1U F(0o-6)4-F(%+6) ’
m m Am т-е+Ав)-т+е-ле)
2 ’	} г(0о-9+д0)+?(еа+е-д0) ’
(1.2.11)
(1.2.12)
(1.2.13)
(1.2.14)
90 — смещение максимума диаграммы направленности от-
носительно равносигнального направления; Д0 — угловое
расстояние между источниками Z/i и Uz-
Пропуская далее сигнал и через квадратичный детек-
тор и селективный усилитель, настроенный на частоту
QCK, и считая Wj — ю2 = £)ск, на выходе фазового детектора
получаем напряжение «фД, равное с точностью до постоян-
ного множителя
ифд = Щ Ц (0) т1 (0) + UILI (0, Д0) т2 (0, ДО) +
+	(0) игЬ2 (0, Д0) + Y и, и2 Ц (0) £, (0, Д0) т, (0) х
хт2(0, Д0).	(1.2.15)
Выражение (1.2.15) представляет собой обобщенную пе-
ленгационную характеристику. В стационарном состоянии
ифд = 0.	(1.2.16)
Соотношения (1.2.10) — (1.2.16) позволяют записать урав-
нение, с помощью которого может быть найдена ошибка уг-
лового сопровождения цели Ц.
F* (0О—0) — F2 (0О + 0) + qa [F* (0О- 0 + Д0) -
- F (0О + 0 - ДО) ] + {F (0О - 0 + ДО) X
X [7F (0О - 0) + F (0О + 0)] + F (0О + 0 - ДО) х
X[F(9l,-O) + 7F(0o + 0)]} = O,	(1.2.J7)
где £?п=1/<?с.
2 Зак. 583	33
Рис. 1.13.
Численное решение уравнения (1.2.17) позволяет полу-
чить зависимости величины ошибки сопровождения 0/0о 5
цели от угла Д0. Эти зависимости для разных qn = 1;
4; 8; 10 приведены на рис. 1.13. Анализ графиков показывает,
что при сравнимых мощностях полезного и мешающего сиг-
налов (qa 1) эффективный центр может находиться выше
цели Ц. При увеличении мощности мешающего сигнала
(росте <?п) ошибка сопровождения цели Ц уменьшается и при
малых Д0 (Д0/0О 5 = 0,1 —0,3) эффективный центр сме-
щается вниз от цели.
Помеховые возмущения наблюдаются всякий раз, как
только частота биений Q6 становится близкой к частоте
сканирования или ее гармоникам. Эффективность этих воз-
мущений может быть ослаблена изменением частоты ска-
нирования или сужением полосы пропускания угломерного
канала. Последняя мера влияет на время действия помехи,
т. е. на время, в течение которого помеховые возмуще-
ния частоты |Q6 — Йск| находятся в полосе пропускания
контура слежения.
2. Помехи от метеорологических образований
В некоторых случаях могут возникнуть помехи, обус-
ловленные неоднородной структурой той среды, в которой
происходит распространение радиоволн. Неоднородности
среды чаще всего связаны с наличием различных гидроме-
54
теорных образований в виде дождя, града, грозовых оча-
гов, облачности. Причиной рассматриваемых здесь помех
могут быть также аномально большие градиенты поля тем-
ператур в различных областях атмосферы.
Мешающие отражения от облаков и осадков. К настоя-
щему времени проведено и обобщено достаточно много эк-
спериментальных исследований и наблюдений, связанных
с изучением тех видов помех, которые возникают за счет
отражений радиолокационных сигналов от зон облачности
и осадков. Применительно к обзорным РЛС с большой даль-
ностью действия и высоким энергетическим потенциалом
эти помехи момую грубо разделить на четыре большие
группы.
К первой группе относятся помехи, создающие на экра-
не индикаторов кругового обзора ярко засвеченные и резко
очерченные полосы, длина которых в ряде случаев дости-
гает 200—300 км и более, а ширина — нескольких десятков
километров. Иногда яркие полосы, образующие засветку
экрана, имеют очаговую структуру. Горизонтальные раз-
меры отдельных очагов оцениваются величинами в 5—40 км
а их вертикальные размеры достигают 12—15 км.
Сопоставление результатов радиолокационных наблю-
дений с анализом метеорологической обстановки в соответ-
ствующих районах позволяет сделать вывод о том, что по-
мехи рассматриваемого типа обусловлены прохождением
холодных фронтов, окклюзий по типу холодных фронтов
или ярко выраженных вторичных холодных фронтов. Поло-
сы помех, вызываемых кучево-дождевыми облачностями,
являются, как правило, устойчивыми и наблюдаются на
экранах РЛС в течение нескольких часов.
Наличие в атмосфере холодных фронтов может привести
к возникновению помех, которые на экранах индикаторов
кругового обзора фиксируются в виде деформированной
волнообразной засвеченной полосы или отдельных, не сли-
вающихся друг с другом и не ориентированных вдоль од-
ной прямой засвеченных областей экрана, соответствующих
участкам местности с линейными размерами в 5—10 км.
Помехи такого же вида вызываются дождево-кучевыми,
мощными кучевыми облаками и ливневыми осадками на ос-
новных холодных фронтах, расположенных на больших
удалениях от РЛС.
Ко второй группе относятся помехи, вызывающие за-
светку большого числа отдельных, не связанных друг с дру-
2*	35
гом участков экрана, хаотически разбросанных по всему
экрану. Интенсивность засветки этих участков экрана, как
правило, бывает достаточно высокой, а их границы — рез-
ко очерченными. Помехи подобного типа вызываются лив-
нями и грозами.
Третью группу образуют помехи, возникновение кото-
рых, как правило, связано либо с теплыми фронтами, либо
с фронтами окклюзий по типу теплого фронта, на которых
развивается слоисто-дождевая облачность и выпадают об-
ложные осадки, охватывающие большие участки местности.
В связи с этим помехи, порождаемые такими атмосфер-
ными образованиями, вызывают приблизительно равно-
мерную в средней своей части и медленно убывающую
к периферии засветку больших областей экрана, не имею-
щую четко выраженных границ. Величина засвеченной
части экрана соответствует участкам местности с линей-
ными размерами, достигающими десятков и сотен кило-
метров .
Помехи четвертой группы наблюдаются на экранах РЛС,
работающих в тропических и субтропических районах. Воз-
никновение помех обусловлено при этом облаками и осад-
ками, вызванными тропическими циклонами (тайфунами).
Засветка экранов кругового обзора помеховыми отра-
жениями образуется, как правило, круговыми или спи-
ральными полосами, конвергирующими вблизи центра
циклона.
Ослабление радиоволн в тропосфере. Когда простран-
ство между РЛС и целью заполнено смесью различных га-
зов, парами воды, а иногда облаками и зонами выпадения
осадков, при определении мощности принимаемого сигнала
приходится считаться с дополнительными его ослаблениями.
Эти ослабления вызываются поглощением и молекулярным
рассеянием энергии сигнала газами, образующими атмо-
сферу, а также поглощением и рассеянием этой энергии ча-
стицами облаков и осадков.
Уменьшение мощности отраженного сигнала учитывается
в расчетах путем введения в соответствующие формулы мно-
жителя ослабления косл. На величину косл влияет расстоя-
ние от РЛС до цели и свойства вещества, заполняющего ту
среду, в которой распространяются радиоволны. Из газов,
входящих в состав земной атмосферы, наибольшее ослаб-
ление электромагнитных волн вызывают кислород и водя-
ные пары.
36
Рис. 1.14.
*.=10 Ч 21,5 10,8 0,4- 0,2 CM
Не останавливаясь на описании механизма поглощения,
отметим лишь, что оно связано с резонансными явлениями
в дипольных молекулах газов и в силу этого носит ярко вы-
раженный частотно-зависимый характер. На рис. 1.14 [4]
показана зависимость коэффициента поглощения от длины
волны %. Кривые построены для атмосферы, характеризу-
емой давлением 760 мм и температурой 20° С. С уменьшением
давления, вызванным, например, увеличением высоты,
снижается плотность воздуха и, как следствие, поглоще-
ние энергии молекулами кислорода. Так, для радиоволн
длиною от 0,7 до 10 см поглощение молекулами кис-
лорода уменьшается пропорционально квадрату давления
[135, 41.
Если между РЛС и целью встречаются облака, то ослаб-
ление энергии электромагнитной волны возрастает из-за
поглощения и рассеяния ее частицами облаков. Эти допол-
нительные ослабления характеризуются эффективными пло-
щадями поглощения частиц облаков 8П0ГЛ и общими эф-
фективными площадями рассеяния этих частиц 8Р.
Указанные площади определяются как отношение мощ-
ности, поглощаемой (рассеиваемой) частицей, к плотности
потока ро, падающей на эту частицу мощности:
Зпогл = ^*ПОГЛ^Ро> '"'р ^р/ро-
Здесь Рцогл и — мощности, теряемые электромагнит-
ной волной из-за поглощения и рассеяния.
37
3. Отражения от водной поверхности
До сих пор отсутствуют простые аналитические способы
анализа состояния водной поверхности. Это не только ус-
ложняет теоретическое изучение отражения электромагнит-
ной энергии от водной поверхности, но и затрудняет обоб-
щение и систематизацию результатов экспериментальных
исследований.
Состояние того участка водной поверхности, который'
в каждом конкретном опыте является отражающим, допу-
скает лишь грубо приближенное, главным образом словес-
ное, описание. Поэтому при обобщениях результатов изме-
рений приходится оперировать величинами, усредненными
по не очень четко определенному ансамблю параметров,
и достоверными, по-видимому, следует считать лишь каче-
ственные зависимости характеристик отраженного сигнала
от параметров падающей волны и типа отражающей поверх-
ности. Количественные же прогнозы отражений в каждом
конкретном случае могут носить лишь сугубо оценочный
характер.
В большинстве случаев, важных с практической точки
зрения, интерес представляют характеристики «обратного»
рассеяния, т. е. характеристики того сигнала, который от-
ражается в сторону облучающего источника.
В настоящее время при теоретическом определении ха-
рактеристик такого сигнала считается, что условиям рас-
сеяния радиоволн водной (например, морской) поверх-
ностью более всего соответствует теоретическая модель,
представляющая собой суперпозицию двух статистических
шероховатых поверхностей. Первая из них крупномасштаб-
ная и «гладкая». Ее статистические параметры: дисперсия
случайной высоты шероховатостей и пространственный
радиус их корреляции — должны выбираться в соответ-
ствии с параметрами большого морского волнения. Пара-
метры второй поверхности задаются таким образом, чтобы
их можно было рассматривать как малые отклонения от
средних величин, соответствующих точкам первой поверх-
ности. Эти параметры соответствуют «мелкому» волнению,
вызываемому, например, местными ветрами и представля-
ющие собой мелкую рябь на склонах и гребнях волн.
Применение описанной модели позволяет получить ре-
зультаты, удовлетворительно согласующиеся с эксперимен-
38
том в большинстве диапазонов длин волн, используемых
в радиолокации.
Анализ имеющихся результатов показывает, что при уг-
лах скольжения, меньших 60°, основная часть энергии отра-
женного сигнала обусловлена отражениями от мелкомас-
штабной резонансной ряби. При этом интенсивность отра-
женного сигнала зависит от поляризации передающей
и приемной антенн и в случае их вертикальной поляризации
оказывается более высокой, чем при горизонтальной.
Крупномасштабная статистическая шероховатость воды
определяется среднеквадратическим значением тангенса
угла наклона крупных волн. При описании мелкомасштаб-
ной шероховатой поверхности (ряби) используется величи-
на среднеквадратического отклонения этой поверхности от
плоскости, образующей угол а с горизонтальной плоско-
стью, и величина относительного пространственного радиу-
са корреляции к/, где к — 2я/к — волновое число, а I —
абсолютное значение пространственного радиуса корре-
ляции.
Теоретический анализ показывает, что при малых углах
скольжения 0С (меньше 60°) определяющий вклад в «обрат-
ное» отражение вносит резонансная рябь, т. е. те мелкие
неровности морской поверхности, волновые числа х кото-
рых связаны с волновым числом к облучающего электромаг-
нитного поля соотношением х = 2к cos 0С, а высота и ха-
рактер волн ряби зависит от скорости ветра над водной
поверхностью. Поэтому возникает предположение, что су-
ществует прямая связь между скоростью местного ветра
над тем или иным участком водной поверхности и интен-
сивностью сигнала, отраженного этим участком поверхности
в «обратном» направлении. Такое предположение подтверж-
дается результатами ряда прямых и косвенных эксперимен-
тов.
Глава 2
ОРГАНИЗОВАННЫЕ РАДИОПОМЕХИ
2.1.	АКТИВНЫЕ МАСКИРУЮЩИЕ ПОМЕХИ
Активными помехами называются радиосигналы, соз-
даваемые специальными радиопередатчиками и предназна-
ченные для ухудшения или исключения нормальной работы
радиоэлектронных средств (РЭС) противника. Активные
маскирующие помехи создают на входе приемника подав-
ляемого РЭС фон, который затрудняет обнаружение полез-
ных сигналов, их распознавание и определение параметров.
Как правило, маскирующие помехи линейно суммируются
с сигналом на входе приемника и поэтому называются ад-
дитивными.
Активные маскирующие помехи можно разделить на три
группы: непрерывные шумовые помехи, хаотические им-
пульсные помехи и последовательности детерминированных
импульсных сигналов. Использование маскирующих помех
любого типа приводит к уменьшению вероятности правиль-
ного обнаружения полезного сигнала, увеличению вероят-
ности ложной тревоги и снижению точности измерения его
характеристик. Так, в панорамной импульсной РЛС с элек-
тронно-лучевым индикатором в качестве выходного уст-
ройства при приеме сигналов от одной цели и отсутствии
помех на экране электронно-лучевой трубки образуется
одна отметка (рис. 2.1, а). Помеха вызывает образование
вдоль всей развертки дальности мерцающих (флуктуиру-
ющих) отметок, которые затрудняют обнаружение сигна-
ла (рис. 2.1,6).
При использовании в РЛС системы автоматического
слежения за целью по дальности положение следящих им-
пульсов дальномера однозначно определяется местонахож-
дением импульсных сигналов на временной оси. Наличие
шумовой помехи нарушает нормальную работу этой системы,
так как случайное изменение амплитуды импульсных сиг-
49
Рис. 2.1.
налов по всей шкале дальности делает невозможным устой-
чивое расположение следящих импульсов дальномера в оп-
ределенном положении.
Аналогичная картина имеет место при воздействии по-
мехи на канал передачи радиотелеграфных или радиотеле-
фонных сигналов. Помеха, складываясь с полезными сиг-
налами, искажает последние на выходе приемника, что сни-
жает вероятность правильного распознавания переданных
сигналов.
Эффективность маскирующих помех зависит от многих
факторов, и, в первую очередь, от временной и частотной
структуры как помехи, так и сигнала, а также от энерге-
тического соотношения помехи и сигнала на входе прием-
ника подавляемого РЭС,
1.	Характеристика непрерывных шумовых помех
Помехи этого вида являются наиболее универсальными.
Они с успехом могут быть использованы для подавления
радиоэлектронных средств любого назначения при самых
разнообразных режимах их работы [5, 14, 24, 79, 156, 2031.
Непрерывные шумовые помехи могут маскировать полезные
сигналы на временной и частотной осях, а также по направ-
лению прихода.
Рассматриваемые здесь шумовые помехи представляют
собой непрерывные высокочастотные колебания, один или
несколько параметров которых (амплитуда, частота, фаза)
изменяются случайным образом. Реализуемые средства
создания помех характеризуются следующими особенно-
стями 179, 121, 153, 154, 203, 2061:
—	постоянством значений основных параметров при
выбранном режиме работы передатчика помех (к таким
параметрам относятся, например, мощность излучаемых
колебаний, ширина спектра помехи и др.);
41
—	относительной узостью спектра излучаемых коле-
баний;
—	.сравнительной равномерностью спектральной плот-
ности помехи.
В первом приближении можно считать, что напряжение
шумовой помехи нп(/) на входе приемника представляет
собой стационарный эргодический узкополосный случай-
ный процесс, имеющий нормальный закон распределения
мгновенных значений и равномерный частотный спектр
в пределах полосы Д/п. Такой процесс называют нормаль-
ным шумом с равномерным ограниченным спектром
[129, 172].
Таким образом, напряжение помехи ип (t) представляет
собой случайный процесс, который зависит только от од-
ного действительного параметра — времени t. Конкретный
вид случайного процесса на некотором интервале наблюде-
ния называют его реализацией. От опыта к опыту вид реа-
лизации меняется. Совокупность всех возможных реали-
заций представляет собой случайный процесс в целом.
Случайный процесс называется стационарным (в широком
смысле), если его математическое ожидание не изменяется
во времени, а функция корреляции зависит лишь от вре-
менного сдвига между двумя рассматриваемыми моментами
времени т = | — /2|. В силу свойства эргодичности усред-
нение процесса ип(0 по времени дает тот же результат, что
и статистическое усреднение для данного момента времени
по всем возможным реализациям процесса.
Узкополосными называются случайные процессы, шири-
на спектра которых много меньше их средней частоты /0,
т. е.
Д/п</о.	(2.1.1)
Для определенности в последующем будем считать, что энер-
гетический спектр Gn(/) рассматриваемого случайного про-
цесса ип(0 имеет постоянную спектральную плотность Nа
в пределах полосы Д/п.
Одномерная плотность вероятности процесса выражается
гауссовым законом
/1	1 ovn Г (un 1	/о | ох
ш (ып) =---— ехР----------•1 -2)
оа у^2л L 2°п J
42
здесь Мп — математическое ожидание; о?—дисперсия
процесса un(t), равная средней мощности, которая выде-
ляется на сопротивлении в 1 Ом от переменной составляю-
щей напряжения ua(t). Обычно математическое ожидание Мп
может быть принято равным нулю.
Если мощность помехи на входе приемника РЭС состав-
ляет о’, то ее спектральная плотность равна
Gn = On/A/n-	(2.1.3)
Если спектральная плотность процесса Gn(f) симмет-
рична относительно центральной частоты f0, функция кор-
реляции узкополосного процесса имеет вид [1291
R (т) = Оп Р (т) cos <л0 т = cos со0 т х
X Gn(/0—v)cos2nvTdv,	(2.1.4)
— 00
где й0 == 2n/0; р(т) — коэффициент корреляции, который
является медленно изменяющейся функцией по сравнению
с cos (ОоТ.
Если спектральная плотность узкополосного процесса
постоянна в пределах полосы Д/п, то
R(i) = Ga AZgsin^M COSCOoT.	(2.1.5)
Зависимость R(x), определяемая формулой (2.1.5), по-
казана на рис. 2.2. Время корреляции узкополосного про-
цесса определяется из соотношения
ЧИp(T)dx-	<2-L6>
р(0) J
На практике часто принимают, что вне интервала ти кор-
реляция отсутствует.
Применительно к узкополосному процессу с равномер-
ным спектром шириной Д/п, время корреляции равно
тк = 1/2 Д/п.	(2.1.7)
Так как реализации узкополосного процесса по виду
напоминают модулированное гармоническое колебание, ча-
сто используют приближенное представление такого .про-
цесса в виде
un(/) = Ua(t) cos [со0/ — <p(/)l,	(2.1.8)
43
где Un(f} и <р(0 — медленно меняющиеся (по сравнению
с cos<o0/) случайные функции. Скорость изменения огиба-
ющей и фазы колебания цп(/) обратно пропорциональна
ширине спектра процесса.
Реально создаваемые непрерывные шумовые помехи ока-
зывают худшее маскирующее действие, чем нормальный
шум. Ниже на конкретных примерах будут пояснены при-
чины уменьшения эффективности реальных помех.
Количественно эффективность помехи характеризуется
коэффициентом подавления кпод, который определяет ми-
нимально необходимое отношение мощности помехи Ра
к мощности сигнала Рс на его входе в пределах полосы про-
пускания Д/пр линейной части приемника для заданной
степени подавления РЭС [5, 24], т. е.
КПОД ~ (Р п^с)вхмин-	(2.1.9)
Под заданной степенью подавления для РЭС различного
вида следует понимать разные события. Так, например, при
использовании в радиотелеграфном канале связи двух де-
терминированных сигналов эффект подавления будет со-
стоять в увеличении вероятности общей ошибки распозна-
вания этих сигналов до заданного уровня. В радиолокации

Рис. 2.2.
44’
необходимый эффект подавления в обзорных устройствах
заключается либо в увеличении вероятности ложной тре-
воги до уровня, при котором нормальная работа невозмож-
на (вероятность правильного обнаружения остается по-
стоянной), либо в снижении вероятности правильного об-
наружения ниже допустимого предела при постоянстве ве-
роятности ложной тревоги. Заданная степень подавления
радиолокационных устройств, обеспечивающих автомати-
ческое слежение за целями, может выражаться вероятностью
срыва слежения.
Радиоэлектронное устройство считается подавленным,
если в течение всего времени подавления отношение
помеха/сигнал на входе приемника удовлетворяет нера-
венству
(Pn^cU > «под-	(2.1.10)
Чем меньше значение коэффициента подавления (при про-
чих равных условиях), тем эффективнее помеха.
Если при воздействии нормального шума на приемник
РЭС коэффициент подавления составляет кпо, а при исполь-
зовании реальной помехи он становится равным кпод, то
справедливо неравенство
«ПО < «ПОД.	(2.1.11)
Обычно «под можно выразить через кпо следующим образом
124]:
«под = «по(Рзащ^Л)'	(2.1.12)
Здесь т] <2 1 — так называемый коэффициент качества по-
мехи, представляющий собой отношение мощностей нор-
мального шума и реальной шумовой помехи на входе прием-
ника подавляемого РЭС при одинаковом эффекте подав-
ления; рзащ 1 — коэффициент, характеризующий ослаб-
ление помехи специальными схемами защиты, которые мо-
гут быть использованы в приемнике. Предполагая, что
в приемнике РЭС всегда имеется фильтр, согласованный
с сигналом, можно для нормального шума принять 0защ =
= 1.
Ниже рассматриваются некоторые виды непрерывных
шумовых помех и поясняются зависимости г| и рзащ от харак-
теристик этих помех.	-
45
2.	Виды непрерывных шумовых помех
Прямошумовые помехи. Прямошумовые помехи в на-
ибольшей степени приближаются к нормальному шуму.
Могут применяться два пути создания прямошумовых по-
мех. Первый из них состоит в использовании генератора
шума сверхвысоких частот. Колебания, образующиеся на
выходе такого генератора, усиливаются по мощности и излу-
чаются в пространство. В качестве первичных источников
шума на СВЧ пригодны, например, газоразрядные лампы.
Генератор шума состоит из газоразрядной трубки, отрезка
передающей высокочастотной линии и согласующего уст-
ройства. В зависимости от типа применяемой высокочастот-
ной линии генераторы бывают коаксиальными и волновод-
ными. Генераторы шума волноводного типа создаются для
волн от 0,2 до 10 см, а коаксиального —от 10—12 до 120—
140 см [168]. Газоразрядные трубки являются весьма широ-
кодиапазонными источниками высокочастотных шумов и
характеризуются высокой равномерностью спектра.
Второй путь создания прямошумовой помехи заключает-
ся в использовании метода гетеродинирования для переноса
в область высоких частот шума низкочастотного генератора.
На низких частотах роль первичных источников шума иг-
рают диоды прямого накала, тиратроны в магнитном поле
и фотоэлектронные умножители [5, 168].
Коэффициент качества прямошумовой помехи был бы
равен единице (при обычно выполняющемся условии Д/п >
> Д/Пр), если бы не ограничение колебаний по амплитуде,
имеющее место в любом физически реализуемом усилитель-
ном тракте. Амплитудное ограничение приводит к измене-
нию спектра помехи и закона распределения ее мгновенных
значений, в результате чего качество помехи снижается.
Если допустить, что спектр источника высокочастотного
шума имеет прямоугольную огибающую и среднее значение
частоты в спектре равно /0, то после безынерционного сим-
метричного ограничителя спектр шума будет состоять из
бесконечного ряда составляющих, группирующихся вблизи
частот /0, 3/0, 5/0, ... [174]. Расширение основной части
спектра (вблизи частоты /0), объясняемое образованием при
ограничении комбинационных частот от составляющих
спектра входного шума, не превышает 10%. На выходе
ограничителя в основной части спектра содержится не ме-
нее 70% мощности выходного шума.
4В
Плотность вероятности нормального процесса (2.1.2)
деформируется на выходе безынерционного ограничителя.
Пусть ограничитель имеет характеристику, изображенную
па рис. 2.3, т. е.
“аых
Uогр	При	^вх	orpi
Ивх	При	U0Гр й^ UBX йС ^огр,
U огр	При	Ивх > ^огр’
(2.1.13)
где f7orp — порог ограничения.
На интервале [—170гр. Погр] преобразование ивЫХ =
= f(uBX) является линейным, поэтому внутри этого ин-
тервала плотность вероятности не изменяется, Вероят-
ность того, что ивых < — Uогр или мвых > Uотру равна
нулю. Все значения ивх, для которых справедливо wBX <
< — (/0Гр, преобразуются ограничителем в одно значение
выходного напряжения ивых =—£/0Гр; соответственно для
всех значений uBX> Uогр получается ивых = t70rp' Поэтому
вероятности
-tiorp	с
Р1 =	®(«вх)^«вх	J &у(«вх)^вх
— оо	^огр
преобразуются для ивых в дельта-функции, расположенные
в точках wBBjX = tJогр И пВВ]Х UогР, множители
при дельта-функциях составляют pt и р2.
Таким образом, плотность вероятности шума на выходе
ограничителя будет равна
[ w(uвх)+pt6(H
вых "bHojp) -фРг ^(^вых ИоГр)
к?(^вых)= | При —^orp^S ивых ^orpi	(2.1.14)
I 0 При Нвых С ^огр И ^вых---'* ^огр*
График плотности вероятности w (ивых) приведен на
рис. 2.4.
Амплитудное ограничение
снижает эффективность по-
мехи, во-первых, из-за пере-
распределения ее энергии по
спектру. Но это не самое
главное. Существенное ухуд-
шение эффективности помехи
связано с изменением ее
47
структуры при глубоком ограниче-
нии.
Если среднеквадратическое значе-
ние шума много больше порога огра-
ничения (оп Uorp), то помеха вы-
рождается в импульсы ua(t) с при-
близительно постоянной амплитудой
и меняющимися по случайному зако-
ну длительностями т( и интервалами
Д2 (рис. 2.5, а). Допустив, что ши-
рина спектра помехи согласована с
полосой пропускания приемника подавляемого РЭС
(Д/п « Д/пр), придем к выводу, что постоянство амплитуды
помеховых импульсов сохранится и на выходе приемника
(рис. 2.5, б). Помеха такого вида обладает плохими маски-
рующими свойствами [241.
Естественно поставить вопрос об уменьшении отношения
Оц/^огр Для повышения эффективности помехи. Дейст-
вительно, при (an/t/orp) 1 амплитудное ограничение
в усилителе не влияет на помеху, ее маскирующие свойства
оказываются наилучшими, но выходные усилители мощ-
ности передатчика помех работали бы при этом в крайне
невыгодном режиме и к. п. д. передатчика оказался бы весь-
ма низким. Разумный компромисс мог бы быть получен при
выборе (оп/(/Огр) — 1- В этом случае качество помехи ока-
жется несколько хуже, чем у нормального шума, но это
Рис. 2.5,
48
GM	Cnffk
Рис. 2.6.
О Рмакс • б
а
ухудшение не очень существенно и коэффициент качества
реальной помехи остается близким к единице.
По имеющимся данным [5, 79, 156], прямошумовая по-
меха считается перспективным видом помех.
Амплитудно-модулированные шумовые помехи. Ам-
плитудно-модулированные шумовые помехи представляют
собой незатухающие гармонические колебания, модулиро-
ванные по амплитуде шумом. Помеховый сигнал на входе
приемника может быть записан таким образом:
«п(0 = t/DU + каД£/мод (01 cos<a0/.'	(2.1.15)
Здесь ка — крутизна модуляционной характеристики пере-
датчика; Д1/мод(0— модулирующее напряжение, которое
поступает от генератора шума.
Если модулирующий шум имеет постоянную спектраль-
ную плотность в пределах от нулевой частоты до Емакс
(рис. 2.6, а), то спектральная плотность модулированного
колебания так же будет постоянной (рис, 2.6, б), а ширина
спектра равна
Д/п = 2Емако.	(2.1.16)
Спектр помехи включает колебание на несущей частоте
и боковые составляющие. Нетрудно показать, что при 100%-
ной модуляции гармонического колебания прямоугольными
биполярными импульсами со средней скважностью 2 отно-
шение мощности боковых составляющих Рбок к мощности
на несущей частоте Рае0 равно единице. Поэтому справед-
ливо неравенство
Рбок </’нес > 0.5 Рв,	(2.1.17)
где Рп — мощность передатчика помех.
Так как маскирующий эффект создают только боковые
составляющие спектра, при амплитудной модуляции по
49
прямому назначению используется не более 50% мощности
помехи.
Если ширина спектра Д/п помехи превышает полосу про-
пускания Д/пр приемника подавляемого РЭС, а средняя
частота спектра Помехи /0 и резонансная частота приемника
одинаковы, то через приемник пройдет часть мощности бо-
ковых составляющих спектра помехи, равная
Рбоппр = Рбок(А/пр/А/п).	(2.1.18)
Для подавления сигнала при отсутствии Рнес как минимум
должно выполняться условие
(Рбокпр/Рс) = «по.	(2.1.19)
С учетом Раес для мощности помехи Рппр, попадающей
в полосу пропускания приемника, находим:
Р ппр = Р нес + Р бокпр
и реальное значение коэффициента подавления будет равно
₽ппр	/’нес + ^’бок пр	,о , оп.
«под = — =----------Гс------ 	(2Л-2°)
Принимая, что Рнес = Рбок и подставляя (2.1.18) и
(2.1.19) в (2.1.20), получим
«под = «noli + (Д/п/Д/пр)].	(2.1.21)
т. е. при расширении спектра амплитудно-модулированной
помехи по сравнению с полосой пропускания приемника
РЭС коэффициент подавления почти пропорционально ра-
стет. Коэффициент качества помехи при этом соответствен-
но уменьшается
II       ---------- .	1^.1 .А.А.)
1+(Д/п/Д/пр)
Из-за наличия в спектре помехи составляющей на несу-
щей частоте, не создающей маскирующего эффекта, коэффи-
циент качества помехи не может быть больше 0,5 и умень-
шается при возрастании Д/п по сравнению с Д/пр.
На качестве помехи сказывается ограничение амп-
литуды колебаний, имеющее место в любом передат-
чике. Для определенности рассмотрим ограничение в
модуляторе. На рис. 2.7 изображена характеристика,
представляющая собой зависимость амплитуды 1/кол вы-
5о
сокочастотных колебаний от модулирующего напряжения
1/моя. Рабочая точка А выбирается в середине этой харак-
теристики. Начальное смещение, определяющее положение
рабочей точки, равно U0. При изменении модулирующего
напряжения амплитуда колебаний может изменяться от О
До ^/макс- Переменная составляющая управляющего напря-
жения Д{7мод(/) поступает от генератора шума. Если
| Д[/моя (/) | > [70, то наступает ограничение амплитуды
помехового сигнала. На рис. 2.7 ограничение имеет место
на интервалах t1 — t2 и t3 — /4.
Напряжение Uo можно назвать порогом ограничения.
Отношение эффективного значения модулирующего напря-
жения Д(/э к порогу ограничения обозначим коэффициен-
том
/71а	Д6/д/(Уо.
(2.1.23)
Эффективность помехи в большой степени зависит от
выбора значения та. Вид зависимости rj = f(ma) показан
на рис. 2.8. Характер этой зависимости объясняется сле-
дующим образом. Если ms<< 1, то влиянием амплитудного
ограничения можно пренебречь, помеха обладает хорошими
маскирующими свойствами, но при этом очень мала глубина
модуляции высокочастотных колебаний. Следовательно,
мощность боковых состав-
ляющих спектра помехи
много меньше мощности на
несущей и в результате
этого коэффициент качест-
ва помехи мал.
При увеличении тэ от-
ношение Рбок/^нес растет
и становится равным еди-
нице при т3 -* оо . Поэто-
му при возрастании та
51
вначале наблюдается рост коэффициента качества помехи.
Однако для тъ [эффективность помехи снова становится
низкой из-за изменения ее структуры: помеха превращает-
ся в импульсы приблизительно постоянной амплитуды,
обладающие, как уже пояснялось выше, плохими маски-
рующими качествами.
Для наибольшей эффективности амплитудно-модулиро-
ванных шумовых помех целесообразно выбирать тэ ~ 1,
А/п ~ А/пр. При выполнении указанных условий помеха
рассматриваемого вида мало чем отличается от нормаль-
ного шума (за исключением наличия несущей частоты) и за-
щищаться от ее воздействия можно с помощью методов оп-
тимальной фильтрации.
Частотно-модулированные шумовые помехи.
Напряжение частотно-модулированной шумовой помехи
на входе приемника можно представить следующим обра-
зом:
«п W = cos 2л/0 / + 2л А/ (£)<% + <р0
(2.1.24)
где Un — амплитуда колебаний; — среднее значение
высокой частоты; А/(/) = кчА£7мод (/)—случайное изме-
нение частоты колебаний; кч — крутизна модуляционной
характеристики.
Одним из основных параметров частотно-модулирован-
ных колебаний является эффективное значение индекса ча-
стотной девиации рч, равное отношению эффективного значе-
ния девиации частоты /дЭ к эффективному значению ширины
спектра модулирующего напряжения ДЕМЭ, т. е.
Рч -- /дэ/А^МЭ-
(2.1.25)
При использовании для модуляции узкополосного шу-
ма, т. е. при рч^> 1, ширину спектра помехи можно при-
нять равной 2/да.
Как известно, при частотной модуляции девиация ча-
стоты пропорциональна амплитуде модулирующего напря-
жения и не зависит от частоты модуляции. Если распреде-
ление w (А (7МОД) мгновенных значений узкополосного моду-
лирующего напряжения ДЕ/мод (0 подчинено нормальному
закону, то нормальным же законом будет определяться
52
Рис. 2.9.
и распределение мощности Un(f) в спектре модулированных
колебаний (39], т. е. спектр будет заведомо неравномерным
(рис. 2.9).
Непостоянство спектральной плотности помехи снижает
коэффициент качества. Если частотно-модулированная по-
меха имеет широкий спектр (помеха прицельно-заградитель-
ная [24]) и выполняется условие Afap, то на краю
спектра (рис. 2.9, б) отношение мощности помехи к мощ-
ности сигнала будет существенно меньше, чем в средней
части спектра. Для обеспечения заданных условий подав-
ления РЭС необходимо, чтобы в пределах всей полосы Д/п
выполнялось условие
h
GaM _ „
D	''-под-
‘с
Если это условие выполнено на краю спектра помехи,
то в его средней части будет излишнее превышение помехи
над сигналом.
Коэффициент качества частотно-модулированной шумо-
вой помехи в большой степени зависит от соотношения
между шириной спектра помехи и полосой пропускания
приемника подавляемого РЭС. Для узкополосного моду-
лирующего шума, при выполнении условий /дэ>> АЕМЭ
и А/пр>»АЕмэ зависимость г] =/(Д/п/Д/пр) качественно
характеризуется так же, как и связь т] с тэ. Для иллюстра-
ции сказанного рассмотрим вопрос о подавлении импульс-
ной радиолокационной станции. В приемнике такой-ра-
диолокационной станции-частотно-модулированная помеха
53
Рие. 2.10.
создает маскирующий эффект в выходном устройстве, лишь
превращаясь в амплитудно-модулированное колебание на
выходе фильтра с полосой А/пр. На рис. 2.10, а изображена
частотная характеристика | Купч(/) | приемника, на который
воздействует помеховый сигнал со случайно изменяющей-
ся частотой /0 + А/(/). При А/п << А/пр флуктуационная
составляющая помехи А(7 много меньше ее постоянной со-
ставляющей [/макс (рис. 2.10, б), т. е. мощность помехи ис-
пользуется крайне нецелесообразно и, как следствие, ко-
эффициент качества помехи мал.
Если А/п !>> Д/пр, то эффективность помехи снижается
вследствие изменения ее структуры: на выходе высокоча-
стотного фильтра помеха будет представлять собой радио-
импульсы с приблизительно постоянной амплитудой, с из-
меняющимися случайным образом длительностями и интер-
валами. Среднее значение скважности этих импульсов будет
возрастать пропорционально отношению Д/п/Д/пр.
Временная структура широкополосной частотно-моду-
лированной помехи на выходе селективного фильтра поз-
воляет эффективно использовать специальные схемы за-
щиты от помех, например селекторы по уровню. Следует
считать, что применительно к широкополосной частотно-
модулнрованной помехе раа1Ц 1,
54
3.	Характеристики хаотических импульсных помех (ХИП)
В общем виде помехи указанного типа можно предста-
вить как последовательность радиоимпульсов с заданной
частотой заполнения, амплитуды и длительности которых,
а также интервалы между соседними импульсами изменя-
ются случайным образом. Практическая реализация таких
помех затруднительна. Значительно проще реализовать по-
следовательность радиоимпульсов, имеющих постоянную
амплитуду и характеризующихся случайным изменением
длительности импульсов и временных интервалов между
ними. Принцип создания такой помехи поясняет рис. 2.11.
Генерация высокочастотных колебаний заданной частоты
происходит только в те моменты времени, когда напряжение
иш(/), поступающее от генератора шума, превышает порог
Uo. Например, для управления высокочастотными коле-
баниями может быть использована триггерная схема, ко-
торая переводится в одно устойчивое состояние при пере-
сечении шумовым напряжением порогового уровня снизу
вверх и возвращается в первоначальное состояние при пере-
сечении этого уровня сверху вниз. Если плотность вероят-
ности мгновенных значений шума подчинена нормальному
закону со средним значением, равным нулю, то средние зна-
чения длительности импульсов Мх, паузы между ними Л4Д
и числа пересечений AZcp порогового уровня в единицу вре-
мени могут быть определены с помощью следующих фор-
мул [129]:
Mz
exp (-f).
55
где
di р (т) I
° йт2 I r = o’
р(т) — коэффициент корреляции шума генератора,
9 ?
Ф(у)= zA е-х
Ул J
— интеграл вероятности, отличающийся от используемого
в [1291; у = ио/сш‘, Ош — дисперсия шума, создаваемого
генератором.
Так, например, для широкополосного шумового напря-
жения, характеризуемого равномерным спектром в преде-
лах частотного диапазона &Fm = FMa[lC — FKnH, коэффи-
циент корреляции равен
р(т) = sin (лДГщ^/лДГщТ).
При этом средние значения длительности импульсов,
паузы между ними и числа пересечений заданного уровня
являются функциями порога Uo и имеют следующий вид:
Мх =
Мд =
ехр
Д^ш L \	/
^ср = —- ехр
/з
ul
2аш
/ 1Л \
\2а2ш/’
ехр
( и°\
\ 2аш /
Изменяя Uо, можно подбирать желаемое соотношение
между Mt и Л4Д. Среднее значение частоты следования по-
меховых импульсов определяется шириной спектра моду-
лирующего шума.
Выбором порогового уровня Uo значения Мх и Л4д
можно уравнять, т. е. сделать среднюю скважность импуль-
сов равной двум. При этом условии считается [1291, что плот-
ности вероятностей для т и Д определяются экспоненциаль-
ным законом:
ш(т) = Л/Ср ехр(—,УСрт),
ш(Д) = Л/СР ехр (—МсрД),
66
т > 0;
Д >0.
Спектральная плотность G(Q) и функция корреляции
R(t) стационарной последовательности независимых им-
пульсов прямоугольной формы с постоянной амплитудой
Uorp и Мх = Л/д равны
О(П) = 7/2грУср/П2 + 4УсР,
R(t) = (1/4) /7огРехр(—2/Vcp|t |).
Время корреляции тк, однозначно связанное с шириной
спектра процесса, составляет тк = 1/2Уср.
Могут быть созданы радиоимпульсы с заданной частотой
заполнения, постоянными амплитудой и длительностью,
но со случайно меняющимся интервалом между импуль-
сами. В принципе для решения указанной задачи достаточ-
но фиксировать с помощью электронного реле каждое пере-
сечение шумовым напряжением порогового уровня {7огр
снизу вверх. После каждого такого пересечения электрон-
ное реле выдает импульс напряжения с определенными зна-
чениями амплитуды и длительности, который используется
для управления высокочастотными колебаниями.
Относительно высокочастотного заполнения импульсов
ХИП следует заметить, что имеются реальные возможности
создания когерентных последовательностей помеховых им-
пульсов при использовании схем длительного запоминания
частоты разведанного сигнала [24].
Хаотические импульсные помехи оказывают эффектив-
ное воздействие на командные радиолинии управления
(КРУ), линии радиосвязи, а также на некоторые типы ра-
диолокационных станций. Применительно к работе КРУ
хаотические импульсные помехи являются заградитель-
ными по коду. Они вызывают полное или частичное подав-
ление передаваемых команд, изменение значений парамет-
ров модуляции поднесущих колебаний и образование лож-
ных команд. При оценке влияния помех, заградительных
по коду, на работу КРУ одним из важнейших показателей
является среднее число помеховых импульсов, поступаю-
щих на вход приемника в единицу времени (0,5 Ncp). Оп-
тимальное значение Лср зависит от вида полезного сигнала.
Кроме этого, существенное значение имеет и отношение
импульсных мощностей помехи и сигнала.
При подавлении линий радиотелеграфной и радиоте-
лефонной связи для эффективности ХИП также необхо-
димо оптимальным образом подбирать средние значения
57
длительностей помеховых импульсов и пауз между ними.
Так, например, для подавления линии телефонной радио-
связи, исходя из энергетического спектра русской речи,
целесообразно иметь среднее значение частоты следования
импульсов помехи 300—400 Гц при скважности, равной
двум [24].
ХИП могут отличаться от полезных сигналов по ряду
показателей. Различия могут быть во временной структуре.
Так, например, ХИП используются для подавления ка-
налов радиосвязи, которые в ряде случаев характеризу-
ются непрерывным сигналом, в то время как помеха носит
явно выраженный импульсный характер. Могут иметь мес-
то различия в ширине спектра сигнала и помехи. При
организации защиты от помех одним из важных факторов
является то, что значения средней частоты помехи и сиг-
нала всегда различны. При создании активных помех ми-
нимальная ошибка настройки передатчиков помех сопоста-
вима с полосой пропускания приемника подавляемой РЭС.
И если в приемнике применяется, например, когерентная
обработка сигналов, то различие частот сигнала и помехи
может способствовать существенному снижению эффектив-
ности помех.
Большое значение для защиты от ХИП может иметь
также случайность положения помеховых импульсов на
временной оси: применение, например, схем череспериод-
ного суммирования может существенно улучшить отноше-
ние сигнал/помеха.
4.	Характеристика последовательностей
детерминированных импульсных радиосигналов
Примером помех указанного типа являются многократ-
ные синхронные импульсные помехи, представляющие со-
бой серию радиоимпульсов, излучаемых в ответ на сиг-
нал, принятый устройством радиопротиводействия от ра-
диолокационной станции. Импульсы помехи по форме
и длительности соответствуют полезному сигналу. Суще-
ственным обстоятельством является синхронность огиба-
ющих помеховых импульсов относительно начала отсчета
времени в РЛС. В то же время помехи имеют ряд отличий
от полезных сигналов. Как правило, имеет место сущест-
венное превышение помехи над сигналом по амплитуде
68
(мощности). Следовательно, большое значение для защи-
ты от помех преобретает амплитудная селекция.
Импульсы помехи часто могут характеризоваться по-
стоянством амплитуды и периода следования, что указы-
вает на возможность применения для борьбы с помехой,
например, схем череспериодной компенсации (ЧПК).
При борьбе с помехами рассматриваемого типа очень
важное значение может иметь различие частот сигнала и
помехи; при использовании, например, когерентной об-
работки частота помехи после фазового детектора может
оказаться далеко за пределами полосы пропускания его
фильтра.
Существенное значение для ослабления эффективно-
сти помехи имеет изменение в РЛС от периода к периоду
частоты следования импульсов или высокой частоты сиг-
налов. При выполнении указанных условий помеха мо-
жет маскировать лишь те области, которые удалены от
радиолокационной станции на расстояние, превышающее
расстояние до источника помех.
2.2.	АКТИВНЫЕ ИМИТИРУЮЩИЕ ПОМЕХИ
1.	Общие сведения
Активные имитирующие помехи обычно предназнача-
ются для внесения ложной информации в подавляемое ра-
диоэлектронное устройство. Иногда под действием имити-
рующей помехи происходит перегрузка соответствующих
информационных каналов. В последнем случае помехи при-
водят к тому, что радиоэлектронное устройство работает
на пределе пропускной способности, или, более того, ап-
паратурная пропускная способность канала становится не-
достаточной для передачи необходимой информации.
Чтобы исключить возможность фильтрации, помеховый
имитирующий сигнал не должен значительно отличаться от
имитируемого сигнала по несущественным (сопутствующим)
параметрам. Например, при имитации ложной цели, находя-
щейся на одном пеленге с действительной целью, но на иной
дальности, помеховый сигнал должен иметь по крайней
мере одинаковую с полезным сигналом поляризацию и не-
сущую частоту. Однако по информационному параметру
он Отличается от полезного, т, е. помеховые сигналы из-
59
ручаются по отношению к полезным с Некоторой задерж-
кой.
Информационные и сопутствующие параметры помехо-
вого и полезного сигналов имеют между собой статистиче-
скую связь, которая в ряде случаев может переходить в
функциональную зависимость.
В соответствии с назначением подавляемого РЭС раз-
личают имитирующие помехи для противодействия РЛС,
линиям радиосвязи, командным радиолиниям управления,
системам радионавигации и др.
Из большого разнообразия активных имитирующих по-
мех РЛС можно выделить две группы: первая предназначе-
на для подавления РЛС, работающих в режиме обнаруже-
ния, а вторая служит в основном для подавления РЛС,
работающих в режиме автоматического сопровождения.
2.	Имитирующие помехи для подавления импульсных РЛС,
работающих в режиме обнаружения
Помехи этой группы создают на экране РЛС ложные от-
метки, не отличающиеся от отметок реальных целей. При
действии таких помех, которые, в свою очередь, подразде-
ляются на многократные и однократные ответные импульс-
ные помехи, можно в значительной степени дезориентиро-
вать оператора и перегрузить систему обработки инфор-
мации.
Многократная ответная импульсная помеха представляет
собой серию радиоимпульсов, излучаемых в ответ на приня-
тый сигнал подавляемой РЛС (рис. 2.12,6). Радиоимпульсы
помехи и полезного отраженного сигнала по форме, длитель-
ности и мощности идентичны. Различают синхронные и не-
синхронные по отношению к частоте следования зондирую-
щих, импульсов РЛС многократные ответные помехи.
Несинхронные импульсные помехи создаются излуче-
нием пачек радиоимпульсов в произвольные моменты вре-
мени, в общем случае не связанные с временным положе-
нием зондирующих импульсов. Несинхронные импульсные
помехи могут создаваться для имитации взаимных помех,
чтобы усложнить общую радиотехническую обстановку
и ввести в заблуждение лиц, ответственных за электромаг-
нитную совместимость. Отличие несинхронных импульсных
помех и импульсного полезного сигнала по частоте повторе-
ния используется при создании устройств помехозащиты.
60
<Л,
О -
Сигнал
Многократная (трехкратная!
помеха
У} макс
Рис. 2.12.
Синхронные импульсные помехи формируются станция-
ми многократных импульсных помех, построенными по
принципу многократной ретрансляции импульсных сигна-
лов подавляемой РЛС. На экранах РЛС многократные от-
ветные помехи порождают серии отметок, имитирующих
несуществующие цели. Отметки могут быть впереди или
сзади реальной цели. Для создания упреждающих отметок
время задержки помеховых импульсов имеет порядок пе-
риода следования зондирующих импульсов.
Однократная ответная помеха — это радиоимпульс, из-
лучаемый в ответ на принятый сигнал подавляемой РЛС
с некоторой задержкой т3, изменяющейся в диапазоне
Ъ мин — тзмакс (Рис- 2.12, б)- Время задержки обычно ме-
няется так, чтобы создать на экране РЛС имитацию ре-
ально движущейся цели. Скорость изменения задержки
dijdt соответствует скорости движения имитируемой цели
(танка, корабля, самолета). При достаточно большой мощ-
ности передатчика помех за счет воздействия через боковые
лепестки диаграммы направленности антенны на экране
РЛС создается несколько ложных отметок, движущихся
с определенной скоростью, что значительно осложняет ра-
боту оператора или вычислительной машины.
61
3.	Имитирующие помехи РЛС, работающим в режиме
автоматического сопровождения
Имитирующие помехи, которые создаются РЛС, рабо-
тающим в режиме автоматического сопровождения, приво-
дят к следующим эффектам:
—	измерение информационного параметра осуществ-
ляется с недопустимо большими ошибками;
—	неправильно решается задача разрешения сигналов;
—	во многих случаях изменяются характеристики пре-
образования сигналов и ухудшаются динамические свойства
системы;
—	нарушается работа схем в режиме автоматического
сопровождения (по дальности, скорости и угловым коор-
динатам) и происходит срыв слежения.
4.	Имитирующие помехи системам автоматического
сопровождения по направлению
Канал автоматического сопровождения по направлению
(АСН), осуществляющий угловую селекцию целей, а так-
же измерение ее угловых координат и их производных, яв-
ляется одним из основных измерительных каналов РЛС
управления оружием. В большинстве случаев потеря ин-
формации об угловых координатах цели (или нарушение уг-
ловой селекции цели) приводит к невыполнению задачи,
решаемой РЛС.
Способы создания помех каналу АСН зависят от числа
независимых каналов (антенн) приема. Так, работа одно-
канальной системы АСН, в которой информация об угловых
координатах цели получается за счет сканирования антен-
ны, может быть нарушена при создании помехи из одной
точки (помеха по частоте сканирования). Однако эта помеха
полностью устраняется в моноимпульсных системах АСН,
имеющих два независимых канала приема (две разнесен-
ные точки приема.) Для подавления двухканальных систем
АСН применяются помехи, создаваемые из двух и более
точек пространства.
Следует заметить, что существует принцип «старшин-
ства» помехи, т. е. помеха, создаваемая из двух и более
точек пространства является эффективной как для двух-
канальной (моноимпульсной) системы АСН, так и для одно-
канальной системы (с коническим сканированием).
62
В некоторых случаях помехи «низшего» класса могут
оказывать действие на системы АСН, имеющие несколько
независимых каналов приема. Например, моноимпульсные
системы АСН могут быть подавлены помехой, создаваемой
из одной точки, с поляризацией, ортогональной поляриза-’
ции полезного сигнала. При этом используется несовершен-
ство антенных систем, имеющих различные диаграммы на-
правленности на основной и ортогональной поляризациях.
Системам АСН могут быть созданы помехи из одной,
двух и более точек пространства.
К одноточечным помехам относятся:
—	помеха, прицельная по частоте сканирования;
—	помеха, заградительная по частоте сканирования;
—	прерывистая помеха;
—	помеха на кросс-поляризации.
Из двух и более точек могут создаваться:
—	некогерентные помехи;
—	когерентные помехи;
—	мерцающие помехи.
Помеха, прицельная по частоте сканирования. Эта по-
меха представляет собой амплитудно-модулированное ко-
лебание. Частота помеховой модуляции £2П примерно сов-
падает с частотой сканирования антенны Q0K. Помеха,
прицельная по частоте сканирования, может быть создана
лишь тем РЛС, частота сканирования которых либо точно
известна, либо может определяться в процессе радиотех-
нической разведки.
При действии помехи на входе РЛС образуется сигнал
и = ис 4- иа = Uc [ 1 + т0 (0) cos (QCK t + Фс)] cos	+
+ Ua 11 + mn cos (Qnt4-<pn)] cosсй0 t,	(2.2.1)
где Uc, Un — амплитуды полезного и помехового сигналов;
фс, фп — фазы огибающих полезного и помехового сигналов;
mo(0), тп — коэффициенты полезной и помеховой модуля-
ций. Значение коэффициента модуляции /по(0) зависит от
угловой ошибки 0 сопровождения цели.
Действие помехи вызывает деформацию пеленгационной
характеристики, которая при Qn = QCK, фс — фп = 180°
и фс = 0 для одного из каналов пеленгации записывается
в виде [24]
= Нцу = Кфд[/Пр(0) — /Лц(<7ц/(2 4" <7Д))],	(2.2.2)
где qn = Ua!Uc. В отсутствие помехи qa = 0 и ыпу =
= КфДтс(0).
Зависимость ипу от 0 при qn = 0 имеет вид, изображен-
ный на рис. 2.13 (кривая /).
При росте тп и <?п пеленгационная характеристика ста-
новится несимметричной. Точка устойчивого состояния рав-
новесия смещается вправо на величину 0, значение которой
равно угловой ошибке сопровождения цели. Ошибка 0
может быть найдена из уравнения (2.2.2). Если ыпу = 0, то
mn.
(2.2.3)
(2.2.4)
mc(9) = ^J-
2 + <?п
При малых значениях ошибки 0 получим
А_ = о,36-^-	т„,
00,5	00	24~?П
где 0О — угол между равносигнальным направлением и мак-
симумом диаграммы направленности.
Как следует из (2.2.4), даже при бесконечно большом
значении мощности помехи нельзя получить величину ошиб-
ки больше значения
(2.2.5)
_= 0,ЗбА1 тп.
00,5	00 П
Это объясняется тем, что помеховый сигнал, излучаемый
с прикрываемого объекта, сам несет информацию об его уг-
ловых координатах. При действии помехи антенна РЛС от-
клоняется до тех пор, пока помеховая модуляция не будет
скомпенсирована полезной модуляцией, которая вызывает-
ся сканированием антенны, отклоненной от цели на угол 0.
Рис. 2.13.
Помеха вызывает также изменение динамических ха-
рактеристик системы. С ростом тп и qn коэффициент пере-
дачи кп7 пеленгационного устройства уменьшается. Чтобы
в этом убедиться, определим кпу = duBy/dQ в точке устой-
чивого состояния равновесия системы АСН. Для простоты
рассуждения аппроксимируем пеленгационную характе-
ристику функцией
«пу = КфДтс(0) = кфд sin 0,	(2.2.6)
Тогда с учетом (2.2.6) из (2.2.3) найдем значение углов
О = 6ОШ1 при которых наблюдается устойчивое состоя-
ние равновесия
Oom = arcsin ——— т п.
2-Нп п
Коэффициент передачи пеленгатора, определяемый из
(2.2.2) и (2.2.6) при 0 = 0ОШ, равен
к = —cos [arcsin ( ——— т„ 1 =
“/<2-27)
Уменьшение кпу ПРИ росте qn и та может привести к потере
устойчивости системы АСН.
Помеха, заградительная по частоте сканирования. Ко-
гда частота сканирования антенны РЛС неизвестна, может
применяться помеха, заградительная по частоте сканиро-
вания. Различают шумовую и скользящую заградительные
по частоте сканирования помехи. Помеха первого вида —
это гармонический сигнал несущей частоты, модулирован-
ный по амплитуде низкочастотным шумовым напряжением
с равномерным спектром, перекрывающим диапазон возмож-
ных частот сканирования. Если несущая модулируется по
амплитуде синусоидальным напряжением, частота которого
периодически изменяется в определенном диапазоне, то
получается скользящая заградительная помеха.
Для шумовой заградительной помехи помеховый сигнал
на входе системы АСН может быть представлен в виде
цп(/) = t/Jl + tnn(t)l cos СОс/,
где тп(/) — коэффициент амплитудной модуляции помёхо-
вого сигнала,
3 Зак. 5§з	65
При действии низкочастотной шумовой помехи на си-
стему АСН в отсутствие сигнала дисперсия угловой ошибки
определяется формулой [861
= _2_0т(^ск)Д^АсН,	(2.2.8)
где кт — 2,8Оо/0о,5; Gm(FCK) — спектральная плотность
случайного коэффициента амплитудной модуляции помехо-
вого сигнала на частоте сканирования; AFAch — полоса
пропускания системы АСН. Так как AFn > AFAch, можно
считать
Gm(FCK) = ml 3/bFu,	(2.2.9)
где та э — эффективное значение коэффициента амплитуд-
ной модуляции помехового сигнала. Из (2.2.8) и (2.2.9)
получим
о0 =
AFach
AFn
(2.2.10)
Как следует из (2.2.10), эффективное значение угловой
ошибки сопровождения уменьшается при увеличении ши-
рины спектра шумов AFn и сужении полосы пропускания
АКдсн системы АСН.
Наиболее просто эффективное значение коэффициента
модуляции определяется, когда модулирующий шум та(1)
представляет собой случайный телеграфный сигнал («би-
нарный» шум). При этом та а = 0,5 [172].
Подставляя тпэ = 0,5 и кт ~ 2,8(0о/0о15) в (2.2.10),
получим
ае
®0,5
0,25
6о
AFach
AFn
(2.2.11)
Сравнивая (2.2.11) и (2.2.5), можно убедиться, что эффек-
тивность заградительной помехи в |F2AFAch/AFd меньше
эффективности прицельной помехи.
Заградительная по частоте сканирования помеха, соз-
даваемая путем изменения частоты помеховой модуляции
Qn(/), вызывает периодические возмущения в моменты вре-
мени, когда частота помеховой модуляции совпадает с ча-
66
стотой сканирования (с точностью до полосы пропускания
системы АСН).
Величина угловой ошибки сопровождения цели зависит
от времени Д/эф эффективного действия помехи на систему
АСН, которое определяется скоростью изменения модули-
рующей функции dFn(t)ldt. Время эффективного действия
помехи при заданной скорости перестройки dFB (t)/dt
равно
а/гасн
dFa/dt
(2.2.12)
При медленной перестройке скорость изменения частоты
помеховой модуляции выбирается из условия Д/аф >
> Зтдсн, где
Г АСН « 1/AFaCH-
(2.2.13)
Из (2.2.12) и (2.2.13) имеем
(2.2.14)
Условие (2.2.14) показывает, что при медленной пере-
стройке период следования возмущений довольно большой.
Он определяется формулой
гр. &Fп _______ &Fп
dFB/dt	АДДсн
где ДГП — диапазон перестройки генератора помеховой
модуляции.
При быстрой перестройке частоты помеховой модуляции
скорость изменения ее частоты велика
-^>ДГкн.
dt
Время воздействия помехи Д/эфмало (Д^фСтасн), однако
период следования возмущений близок к постоянной вре-
мени системы. В этом случае помеха по эффекту действия
приближается к заградительной шумовой помехе [24].
Угловая ошибка также зависит от отношения эквивалент-
ной полосы пропускания к полосе перестройки ДГасн/Д^п-
3*	67
Прицельные и заградительные по частоте сканирования
помехи нарушают также работу измерителей угловой ско-
рости линии визирования систем самонаведения ракет при
методе пропорционального наведения. Дисперсия ошиб-
ки измерения угловой скорости 0И линии визирования
равна
00
= -Т~ f I фё (W I2 Grn (FcK) dbtF,	(2.2.15)
2л J
О
где Ф^ (/2л/7)— передаточная функция замкнутого контура
измерителя угловой скорости линии визирования.
Особенностью измерителя угловой скорости является
то, что квадрат модуля его амплитудно-частотной харак-
теристики Ф^(/2лК) имеет релеевскую форму. При F = О
выполняется равенство |Ф^(0)|2 = 0, а на некоторой ре-
зонансной частоте FM функция | Фд^л/7) |а достигает мак-
симума
'фё (/2л7?м)12 = ^.
где к„ — коэффициент передачи угломерного канала по
скорости.
Квадрат модуля передаточной функции (Ф^/Зл/7) | хо-
рошо аппроксимируется релеевской кривой
| Фй ()2л/7)|а = к1/7ехр( — k2F2),	(2.2.16)
где и к2 — коэффициенты аппроксимации.
Из (2.2.15) и (2.2.16) с учетом (2.2.9) получим
^-^[l-exp(-«2AFa)].	(2.2.17)
Анализ формулы (2.2.17) показывает, что при некотором оп-
тимальном значении &Fa опт дисперсия измерения уг-
ловой ошибки принимает максимальное значение. При
уменьшении ширины спектра помехи AFn, как и при ее уве-
личении, наблюдается снижение эффективности помехи.
Некогерентные многоточечные помехи. Некогерентные
помехи создаются двумя и более разнесенными в простран-
стве передатчиками. Между фазами генерируемых высоко-
частотных колебаний отсутствует детерминированная связь.
68
Рис. 2.14.
иг
\0
РСН
Излучаемые колебания могут быть модулированными и не-
модулированными. Вид модулирующей функции в значи-
тельной степени определяет эффективность помех.
В простейшем случае некогерентные помехи создаются
двумя отражающими объектами (например, парой самоле-
тов, кораблей и др.). Действие такой немодулированной
помехи проявляется в создании угловой ошибки сопровож-
дения целей.
Если угловое расстояние между целями/Д и меньше
ширины луча подавляемой РЛС, то равносигнальное на-
правление (РСН) ориентируется на эффективный центр пар-
ной цели 0 (рис. 2.14), положение которого зависит от от-
ношения мощностей <?12 = PJPi помеховых сигналов. Уг-
ловая ошибка 0 сопровождения центра 0 при малых угло-
вых расстояниях между источниками Л0 определяется фор-
мулой [24]
0 _	<712	1
2	?12 + 1
Если цели одинаковые и д12яь1, то 0 = 0 и ошибки
сопровождения этих целей по модулю одинаковы и состав-
ляют Д0/2. Увеличение мощности одного из источников
приводит к смещению равносигнального направления в сто-
рону источника с большей мощностью. При qi2 = 4—5
ошибка сопровождения источника с большей мощностью
становится незначительной. Это обстоятельство использует-
ся в специальных схемах углового стробирования мешаю-
щего источника. Например, в схеме Кука [101, 214] соот-
ношение q12	1 достигается «подчеркиванием» одной из
целей за счет облучения групповой цели передающей ан-
тенной с неравномерной диаграммой направленности. .
Необходимо отметить, что выражение (2.2.18) справед-
ливо для малых углов Д0 = (0,1—О,2)Оо 5. С ростом Д0
69
(2.2.18)
начинает сказываться нелинейность диаграммы направлен-
ности и поведение системы АСН при сопровождении парной
или сложной цели приходится анализировать с помощью
семейства обобщенных пеленгационных характеристик
[24, 101].
Анализ обобщенных пеленгационных характеристик
показывает, что угол разрешения источников немодулпро-
ванных помех Д0Р = (0,8—О,9)0о 5.
Мерцающие и прерывистые помехи. Мерцающие помехи
создаются с помощью двух (и более) передатчиков помех
путем их поочередного включения. Зарубежные специа-
листы рассматривают мерцающую помеху как эффектив-
ный способ радиоэлектронного противодействия РЛС уп-
равляемых ракет [214, 1011.
При анализе воздействия мерцающих помех на систему
АСН существенным является то, что в каждый данный мо-
мент включен один из передатчиков Цг или Ц2 (рис. 2.14),
Эго позволяет оценивать эффективность мерцающих помех,
анализируя воздействия на систему АСН помеховых сиг-
налов каждого из источников /4 или Ц2 при использовании
пеленгационной характеристики угломерного устройства
для одиночного источника.
При действии мерцающей помехи управляющий сигнал
ипу системы АСН представляет собой меандровое напря-
жение с периодом мерцания Тм (рис. 2.15, б). Амплитуда
входного воздействия равна А0/2. Медленно меняющаяся
(постоянная) составляющая 0° определяет ошибку сопро-
вождения геометрического центра парных источников.
70
Входной возмущающий сигнал может быть представлен
в виде
0 (0 = 6о + 2 а* cos (kQm z — ф«).	(2.2.19)
K=1
где = 2л/Тм, а а, и фк—амплитуда и фаза к-й гар-
моники.
Выходной сигнал пеленгатора, который считается безы-
нерционным, равен
00
uny(/) = u° + 2 uxcos(/cQM/—фк),
«= 1
(2.2.20)
где и° — медленно меняющаяся составляющая, величина
и знак которой соответствуют углу 0о.
Анализируя выходной сигнал пеленгатора пПу, можно
отметить два качественно отличных вида мерцающих помех:
медленные и быстрые мерцания.
Для медленных мерцаний характерным является то, что
частота мерцания QM лежит в пределах полосы пропускания
системы АСН, т. е. выполняется условие
Ям < ЛЯасн-
(2.2.21)
В этом случае через систему АСН проходят составля-
ющие частоты QM и отдельных ее гармоник, в результате
чего антенна РЛС поочередно отрабатывает направления
на цели Цх и Ц2. При значении угла между источниками А0,
превышающем ширину главного лепестка пеленгационной
характеристики А0О, мерцающие источники разрешаются.
Следовательно, угол разрешения для мерцающих помех
при малой частоте коммутации равен А0р = А0О.
При быстрых мерцаниях и йм > АЯдсн частота пере-
ключений лежит вне полосы пропускания системы АСН
Иными словами, ни одна из гармонических составляющих
управляющего напряжения ипу не проходит через систему
АСН и управляющий сигнал записывается в виде
«упр = и°‘	(2.2.22)
Таким образом, управляющее напряжение в случае воз-
действия на систему АСН быстрых мерцаний представляет
собой медленно меняющуюся составляющую, которая про-
порциональна значению угла Oq. Действие парной мер-
71
цающей цели в этом случае не проявляется в. раскачивании
антенны с частотой QM. Система АСН воспринимает парную
мерцающую цель как одиночную и следит за положением
центра О источников Д( и Д2.
Из рис. 2,15 видно, что при малых значениях 0?,
и* = кпу0о,
где
_ duny 1
пу“ de |е = д0/2
Для систем АСН неустойчивое состояние равновесия
наступает при кпу ~ 0. Пользуясь пеленгационной харак-
теристикой (рис. 2.15, а), можно определить угол разреше-
ния быстро мерцающих источников, при котором кПу = 0.
Этот угол равен угловому расстоянию Д08 между экстрему-
мами пеленгационной характеристики.
Частным случаем мерцающих помех является прерыви-
стая йомеха. Она представляет собой периодическую после-
довательность мощных радиоимпульсов, излучаемых одним
передатчиком помех со скважностью Q. Действие преры-
вистых помех на систему АСН со сканирующей антенной ос-
новано на использовании переходных процессов, проте-
кающих в системе АРУ при поступлении на ее вход мощных
импульсных сигналов. Вследствие инерционности системы
АРУ коэффициент усиления приемного тракта не может из-
меняться скачком. Кроме того, приемное устройство имеет
ограничение сверху и снизу. По этим причинам прерыви-
стая помеха приводит к перегрузке приемника и вызывает
перерывы поступления информации в угломерный канал за
счет срезания переменной составляющей с частотой скани-
рования в интервалах времени, примыкающих к началу
и концу импульса помехи.
Прерывистая помеха вызывает уменьшение среднего
коэффициента передачи системы АСН. Эффективность ее
зависит прежде всего от интенсивности помехового сигнала,
длительности помеховых импульсов, периода их следова-
ния и параметров системы АРУ [8].
Двухточечные когерентные помехи. Возможность соз-
дания помех каналам АСН с помощью двух разнесенных
и пространстве когерентных источников основывается на
вскажении фазовой и амплитудной структуры электромаг-
нитного поля в раскрыве антенны угломерного устройства,
РЛС
Рис. 2.16.
ле'
РСН
диаграмма
/ А Фаговая
диаграмма

Если размеры антенны малы, так что можно считать распре-
деление амплитуды электрического поля по ее раскрыву
равномерным, то определение угловых координат источника
излучения сводится к определению пространственного поло-
жения нормали к поверхности равных фаз. Для одиночного
точечного источника эта поверхность представляет собой
сферу, и нормаль к любой ее точке совпадает с направлением
на источник — цель.
Для двух когерентных источников Цг и Ц2, разнесенных
на расстояние d друг от друга, эквифазная поверхность
результирующей волны существенно деформируется.
На некоторых направлениях появляются искривленные
участки фазового фронта. При равенстве амплитуд Ur и U2
[<?12 — (UUUl) = 1] сигналов, излучаемых когерентными
источниками Цг и Ц2 (рис. 2.16), амплитудная диаграмма
является многолепестковой, а фазовая диаграмма претер-
певает скачки на л в направлениях, соответствующих от-
сутствию излучения электромагнитной энергии. Диаграмма
направленности двух излучателей разной амплитуды (qlt
1) не содержит нулей, а ее фазовая характеристика на
границе смежных лепестков плавно переходит от нексгго-
рого значения <р до <р ± л в интервале углов Д0' конечной
ширины (рис. 2.16). В области углов Д0', соответствующей
скачку или плавному изменению фазы от ср до <р ± л (об-
73
ласть фазовой инверсии) амплитудная характеристика имеет
минимум.
На достаточно больших расстояниях от источников Цг
и Ц2 линейные размеры области фазовой инверсии могут
значительно превосходить размеры антенны РЛС, что поз-
воляет считать распределение амплитуды по раскрыву по-
стоянным, а фазы — линейным. В силу принципа действия
системы АСН равносигнальное направление автоматически
ориентируется перпендикулярно фазовому фронту волны.
Поэтому если наложить участок с инверсией фазы на ан-
тенну РЛС, то система АСН будет сопровождать центр пар-
ных источников с ошибкой 0.
Ошибка сопровождения в линейном приближении оп-
ределяется формулой [54, 105, 24, 101]
q = Д9_______1—<?ы_______
2	912+2 Д/1?12 cos 1|>+1
где ДО — угол, под которым видны помеховые источники
из центра антенны РЛС; ф — разность фаз колебаний, изме-
ренная в центре раскрыва антенны РЛС.
Наибольшее значение ошибки 0 имеет место при ф ==
= ±л и q12 -> 1, Если ф = л, то
0 = — 1+J/^ .	(2.2.24)
2	1—1/?12
Необходимо заметить, что формулами (2.2.23) и (2.2.24)
можно пользоваться лишь при Д0 0,05 0o S и ^12>1,1
или q12	0,9. Точное значение ошибки 0 определяется пу-
тем анализа семейства обобщенных пеленгационных харак-
теристик системы АСН при действии на нее когерентных
помех. При этом необходимо учитывать амплитудные и фа-
зовые характеристики антенны РЛС. Анализ показывает,
что максимальная ошибка при создании когерентных помех
не превышает значения 0макс » 0,7 0о 5.
Когерентная помеха создается естественным образом
при сопровождении сложной цели. В этом случае фазовая
и амплитудная диаграммы (рис. 2.16) случайным обра-
зом вращаются вокруг эффективного центра цели. Си-
стема АСН ощущает возмущения «ударного» типа в момен-
ты наложения на антенну РЛС участков с инверсией фазы.
Такую помеху иногда называют «угловым» (или базовым!
шумом.
74
Помеха на кросс-поляри-
зации. У большинства совре-
менных антенн наряду с из-
лучением на собственной по-
ляризации существует пара-
зитное излучение на ортого-
нальной поляризации. Это
излучение получило назва-
ние кросс-поляризационного.
Особенно ярко проявляется
кросс-поляризационное излу-
чение у зеркальных антенн,
содержащих отражатели с
двойной кривизной.
Диаграмма направленности антенн на ортогональной
поляризации значительно отличается от основной ди-
аграммы. Явление искажения результирующей диаграммы
направленности антенны РЛС при облучении ее полем с ор-
тогональной поляризацией используется при создании
помех на кросс-поляризации, которые можно назвать кросс-
поляризационными.
При возбуждении параболического отражателя элект-
рическим диполем по поверхности параболоида начинают
протекать токи, распределение которых отличается от
линейного [2,101]. В результате поле Ев раскрыве антенны
наряду с основной поляризацией Ео = Еу будет иметь
составляющую с паразитной поляризацией Еп = Еж,
(Еп Ес) = (Ех Е„) = 0.
Анализ распределения поля в раскрыве параболической
антенны (рис. 2.17) показывает, что в горизонтальной и вер-
тикальной плоскостях (оси х и у) кросс-поляризационное
излучение отсутствует. Максимум кросс-поляризацион-
ного излучения имеет место в плоскостях, проходящих
через ось параболоида и оси % и т], образующие с осями х
и у угол 459. Он совпадает с направлением первого минимума
диаграммы на основной поляризации. Структура кросс-
поляризационных диаграмм зависит отк многих факторов
и прежде всего от кривизны отражателя, вида облучателя,
выноса облучателя из фокуса и дифракции на краях зер-
кала, близлежащих телах, обтекателе и т. д. Уровень
кр.осс-поляризационного излучения невелик. Для зеркаль-
75
ных антенн он составляет—(10—20) дБ относительно глав-
ного максимума.
Поляризационная помеха может вызывать значитель-
ные ошибки измерения угловых координат. Подробный
анализ действия ее на системы АСН проводится с помощью
семейства пеленгационных характеристик и является тру-
доемким [101].
При действии кросс-поляризационной помехи на
простейший разностный амплитудный пеленгатор на его
выходе образуются сигналы управления:
— для полезного сигнала
“пуоп =	Gon 1Л?п (6U-9)-Pon(0O + 0)],	(2.2.25)
— для помехи
«пуки = Gnn I F«n(0О—9)- F*n (0О + 6)],	(2.2.26)
где к — постоянный коэффициент; боп, GHn — коэффи-
циенты усиления антенны на основной и ортогональной
поляризациях соответственно; Fon, FKn — нормированные
диаграммы направленности на основной и ортогональных
поляризациях.
Выражение (2.2.26) описывает пеленгационную харак-
теристику на кросс-поляризации. Суммарный сигнал на
выходе пеленгатора
Нпу = ^пуоп “Ь ^пукп = ^1 [^оп (®) КОСЛ Qn Анп (9)],
где = KU2cGon, Косп = GHn/Gon — коэффициент ослабле-
ния поляризационной помехи; Lon(0) — Fon(0o — 0) —
—Fon (0О + 0) — пеленгационная характеристика для сиг-
нала; LKn (0) =Fku (60 — 0)—Pin (0о + 0) — пеленгаци-
онная характеристика для помехи.
Можно заметить два качественно различных случая дей-
ствия помехи. При малой мощности помехового сигнала,
когда кОсл?п 1, уменьшается лишь крутизна пеленга-
ционной характеристики. С увеличением мощности помехи
крутизна пеленгационной характеристики снижается все
больше и при «: СЛ <7П » 1 ее форма существенно дефор-
мируется: появляются две точки устойчивого равновесия,
что говорит о возникновении в системе АСН ошибки в
сопровождении цели. Ошибка 0, обусловленная помехой,
может быть определена из уравнения ииу(0) = 0. Она
составляет 0 « 0О 5.
76
При угловом рассогласовании уп плоскостей поляриза-
ции помехового и полезного сигналов электрический вектор
помехового сигнала Еп может быть разложен на две ортого-
нальные составляющие: помеховую Ек = En sin уп и по-
лезную Ес = Еп cos уп-
Величина Еа действует на рабочей поляризации и бу-
дет полезной составляющей. Помеховая составляющая ос-
лабляется в косл раз, и на выходе антенны отношение сиг-
нал/помеха
«/2 Г2	'
\)СЛ ск	<эсл
увеличивается. Выражение (2.2.27) показывает сильную
зависимость эффективности помехи от угла уп.
5.	Помехи системам автоматического сопровождения
по дальности
К имитирующим помехам системам автоматического
сопровождения по дальности (АСД) относятся импульсные
уводящие помехи. Эти помехи представляют собой после-
довательность ответных импульсов, задержанных относи-
тельно сигнала на величину, монотонно изменяющуюся от
нуля до некоторого заданного значения т3. В момент вклю-
чения передатчика помех время задержки помехового сиг-
нала т3 = 0, вследствие чего на вход системы АСД посту-
пает одновременно два совмещенных по времени импульса —
сигнал и помеха. Если амплитуда помехового импульса
больше амплитуды сигнала, то при увеличении задержки
строб дальности начнет перемещаться за более мощным поме-
ховым сигналом. При значении т3, превышающем апертуру
характеристики временного различителя, система АСД «по-
теряет» цель и перейдет на слежение за помехой.
Однако несмотря на то, что автодальномер будет со-
провождать имитируемую помеховым сигналом ложную
цель, РЛС будет получать информацию об угловом поло-
жении цели. Канал АСН функционирует нормально, так
как помеховый сигнал несет информацию об угловых
координатах цели, на которой размещен источник помех.
Для внесения помеховых возмущений в канал АСН после
окончания серии помеховых импульсов передатчик помех
выключается и система АСД переходит в режим поиска.
77
В течение времени поиска Тпск на вход канала АСН сигнал
не поступает и информация об угловых координатах цели
теряется. После захвата цели системой АСД начинается
новый цикл увода. Скважность поступления информа-
ции определяется выражением
Q = (ТуВ + ТПск)/ТуВ,
где Тув — время увода строба дальности.
Таким образом, уводящая по дальности помеха вызывает
ошибки в измерении дальности (а следовательно, и ско-
рости) и приводит к перерывам информации в угломерном
канале.
6.	Помехи системам автоматического сопровождения
по скорости
Системам автоматического сопровождения по скорости
(АСС) также создаются уводящие помехи, которые осу-
ществляют увод строба скорости и вызывают прекращение
автосопровождения по допплеровской частоте полезного
сигнала*.
Возможность увода строба скорости основана на осо-
бенностях воздействия двух сигналов (полезного и поме-
хового) с различными амплитудами и частотами на частот-
ный детектор.
При поступлении на частотный детектор системы АСС
двух сигналов устойчивый нуль обобщенной дискрими-
национной характеристики смещается за частотой более
мощной помехи. Несущая частота помехи плавно изменяет-
ся и строб скорости перемещается вслед за частотой помехи.
Система АСС переходит на автосопровождение помехи. По-
ка длится цикл увода, канал АСС выдает ложную инфор-
мацию о скорости и ускорении цели. Угловое сопровождение
цели не нарушается, так как сигналы с селектора скорости
поступают на вход канала АСН. После прекращения цик-
ла увода сигнал в стробе скорости пропадает и система АСС
переходит в режим поиска. РЛС в течение цикла увода
получает ложную информацию о скорости и ускорении це-
ли. Кроме того, информация об угловых координатах це-
* В системе АСС настройка узкополосного избирательного
фильтра не изменяется, а перестраивается лишь гетеродин. Понятие
«строб скорости» введено по аналогии с термином «строб дальности»
в системах АСД.
78
ли поступает прерывисто только в промежутках времени
действия помехового сигнала. Во время поиска РЛС теряет
цель. Значение скважности поступления информации может
быть подсчитано для заданной РЛС и конкретной помехи.
На скважность существенное влияние оказывает продол-
жительность цикла увода и скорость поиска системы АСС.
2.3. МАСКИРУЮЩИЕ ПАССИВНЫЕ ПОМЕХИ
Один из наиболее широко известных способов созда-
ния маскирующих пассивных помех сводится к разбрасы-
ванию в атмосфере большого числа дипольных отража-
телей. Наибольшее распространение дипольные отража-
тели получили для подавления РЛС.
Дипольные отражатели представляют собой тонкие
металлизированные пассивные вибраторы, резонансная ча-
стота которых совпадает (или близка) с несущей частотой
подавляемой РЛС. Если число диполей, попадающих в им-
пульсный объем подавляемой РЛС велико, а размеры
облака значительны, то помеховый сигнал оказывается
существенно интенсивнее сигнала, поступающего от цели
(например, самолета), находящегося внутри этого облака.
Средства создания и характеристики помех рассматри-
ваемого типа непрерывно совершенствуются. Так, эф-
фективная площадь рассеяния (ЭПР) одного килограмма
диполей (2—3) • 103 м2 [5].
Дипольные отражатели должны удовлетворять широ-
кому кругу подчас трудно совместимых друг с другом
требований. Многие из них обусловлены тем, что постанов-
ка помех ведется, как правило, с самолетов или летатель-
ных аппаратов иного типа. Современные дипольные отра-
жатели изготавливаются на основе либо фольги, либо стек-
ловолокна, покрытого чрезвычайно тонким слоем цинка
или алюминия. Поперечные размеры дипольного отра-
жателя измеряются десятыми, а иногда и сотыми долями
миллиметра [5]. При этом отражатели не должны изги-
баться после сброса их в атмосферу и ломаться во время
хранения и транспортировки. Кроме того, поверхности
диполей необходимо обрабатывать так, чтобы не происхо-
дило их слипания друг с другом даже при длительном
хранении.
79
Основными характеристиками дипольных отражателей
являются: эффективная площадь рассеяния, днапазонность,
характер и время развертывания облака диполей, спектры
сигналов, отражаемых этим облаком, и ширина полосы,
маскирующей цель.
1. Эффективная площадь рассеяния
Эффективная площадь рассеяния 80Д одиночного полу-
волнового дипольного отражателя, как источника переизлу-
ченной энергии, аналитически определяется следующим
соотношением:
80Д ~ 0.86V cos4 0,
Здесь % — длина волны; 0 — угол между осью диполя и на-
правлением электрического вектора Е электромагнитной
волны, облучающей дипольный отражатель. Когда ось
дипольного отражателя и вектора Е параллельны, вели-
чина 80Д максимальна и равна 0,86V.
При создании пассивных помех в атмосферу выбрасы-
вается большое количество дипольных отражателей, ко-
торые перемешиваются спутными струями постановщика по-
мех и турбулентными потоками атмосферы. Вследствие этого
оси диполей ориентируются относительно вектора Е про-
извольно.
При приближенных расчетах ЭПР облака диполей
можно полагать равновероятной любую пространственную
ориентацию каждого отдельно взятого диполя и учитывать
лишь математическое ожидание А1$од его ЭПР. Расчеты по-
казывают, что
Мз0д= 0,17V.	(2.3.1)
Полученное значение Мзод является расчетным и исполь-
зуется при определении необходимого количества диполь-
ных отражателей. Дипольные отражатели обычно комплек-
туются в пачки, которые выбрасываются с самолета (или
другого летательного аппарата)—постановщика помех. Чис-
ло диполей в пачке колеблется от нескольких десятков
тысяч до нескольких миллионов единиц [5]. Попадая в силь-
но возмущенные спутные струи постановщика помех, ди-
поли разлетаются, образуя «облака» или (при периодиче-
ском сбрасывании пачек отражателей) полосы диполей.
80
Ввиду некогерентиости полей, порождаемых отраже-
ниями от различных диполей, математическое ожидание
Ms?, для ЭПР облака из W дипольных отражателей харак-
теризуется формулой
= 0,17 Х2Л%	(2.3.2)
где т] < 1 — коэффициент, учитывающий эффект слипа-
ния отдельных диполей, их излома и т. д. и называемый
коэффициентом разлета.
Это выражение позволяет получить лишь сравнительно
грубую оценку величины среднего значения ЭПР облака
в связи с тем, что предположение о равновероятной про-
странственной ориентации диполей в облаке, как это
будет показано ниже, далеко не всегда можно считать при-
емлемым. Следует также иметь в виду, что во всех приве-
денных выше рассуждениях рассматривался тот случай,
когда поляризация и место расположения приемной и пере-
дающей антенн совпадают, что характерно, например, для
подавляющего большинства радиолокационных измерите-
лей.
2. Диапазонные свойства дипольных отражателей
Серьезным недостатком дипольных отражателей как
средства радиопротиводействия является их относительно
малая диапазонность. Приведенные выше выражения для
определения ЭПР диполей относятся к тому случаю, когда
отражатель настроен в резонанс с частотой облучающей его
РЛС. Длина диполя при этом должна быть несколько меньше
половины длины волны подавляемой станции. Степень
укорочения зависит от поперечных размеров диполя. В свя-
зи с тем, что для сокращения веса диполей и габаритов па-
чек отражатели стараются сделать по возможности более
тонкими, указанное «укорочение» диполей, как правило,
оказывается незначительным. Так, чтобы отрезок круглого
в поперечном сечении провода с радиусом поперечного се-
чения гпс = 0.005Х был резонансным, длину / этого провода
следует выбрать равной 0,45 X.
На рис. 2.18 приведен график, характеризующий диапа-
зонные свойства дипольного отражателя в указанном слу-
чае (гпс = 0.005Х). Нетрудно заметить, что эффективность
отражателя, характеризуемая величиной его ЭПР, резко
81
падает в том случае, когда X становится больше резонансной.
Если же к меньше резонансной длины волны диполя, то
уменьшение его ЭПР происходит значительно медленнее.
Характер зависимости MsOn от приведенный на
рис. 2.18, является типичным и несущественно меняется
с изменением отношения гпс/Х. Это следует учитывать при
выборе длины дипольных отражателей в тех случаях, когда
длина волны радиолокационной системы, которая подлежит
подавлению, известна стороне, создающей помехи лишь при-
ближенно.
При значительном увеличении длины диполя его сред-
няя ЭПР вновь начинает возрастать и при I к. X даже не-
сколько превосходит ЭПР полуволнового вибратора. Од-
нако такое увеличение длины дипольных отражателей при-
водит к существенному увеличению их веса и габаритов, что
связано с уменьшением ЭПР единицы веса отражателей
(например, одного килограмма) и поэтому практического
применения не находит.
Чтобы сделать облако дипольных отражателей более ши-
рокодиапазонным, в пачку комплектуются диполи разной
длины. Но такой способ расширения диапазонных свойств
пассивных помех связан со значительным увеличением веса
диполей, необходимых для образования облака отра-
жателей с заданной средней эффективной отражающей пло-
щадью.
Проблема широкодиапазонности пассивных помех может
быть решена также с помощью аппаратуры, способной «на-

0,8
Рис. 2.16.
82

резать» дипольные отражатели
нужной длины непосредственно
на борту летательного аппара-
та — постановщика помех. Для
этого в контейнеры автоматов
сбрасывания загружаются длин-
ные жгуты из тонких полосок
фольги или металлизированного
стекловолокна. Жгуты являются
исходным материалом для «про-
изводства» дипольных отражате-
лей. Аппаратура постановщика
помех содержит также станцию
0,3 о,¥ 0,5 0,6 1/Z радиотехнической разведки, оп-
ределяющую рабочие длины волн
РЛС, подлежащих подавлению.
3.	Развертывание облака дипольных отражателей
При постановке пассивных помех самолетом сброшенные
им пачки дипольных отражателей попадают в спутные
струи, характеризуемые высокой степенью турбулентности.
Диполи, разлетаясь под действием большого числа сильно
«закрученных» местных вихрей, приобретают значитель-
ные скорости и образуют относительно небольшие по раз-
мерам облака. При этом как распределение концентрации
диполей, так и распределение их пространственной ориен-
тации являются случайными.
В течение небольшого интервала времени, непосред-
ственно следующего за развертыванием пачки, наиболее
оправданным следует считать предположение о равноверо-
ятной пространственной ориентации диполей в облаке.
В дальнейшем, когда влияние спутных струй постановщика
помех становится незначительным, рассеяние диполей
в пространстве продолжается за счет вихревого движения
(турбулентной диффузии) отдельных участков атмосферы.
В силу этого размеры облака продолжают возрастать, а
среднее значение концентрации диполей в нем — умень-
шаться; причем эта концентрация будет неодинаковой
в различных местах внутри облака. Скорости, с которыми
движутся разные диполи как в горизонтальной, так и в
вертикальной плоскостях, также оказываются различ-
ными. Геометрический центр облака в целом смещается от-
носительно начальной точки развертывания под действием
ветра и спускается вниз за счет силы тяжести.
Экспериментально установлено, что в подавляющем
большинстве случаев рассеяние диполей в горизонталь-
ной плоскости больше, чем вертикальное их рассеяние.
Поэтому облако диполей, как правило, представляет
собой образование, вытянутое в горизонтальной пло-
скости, причем его наибольший размер совпадает с направ-
лением скорости ветра.
Исследования показывают, что при движении диполь-
ных отражателей в сильно возмущенной атмосфере допусти-
мо предположение о равновероятной ориентации их в об-
лаке. Если степень турбулентности атмосферы невелика, то
появляется преобладание некоторых пространственных
ориентаций и связанное с этим «разделение» диполей по
скоростям снижения. Последнее объясняется следующим
образом. Когда дипольный отражатель идеально одноро-
83
ден по всей своей длине, он, снижаясь под действием силы
тяжести в однородной невозмущенной атмосфере, ориен-
тируется горизонтально с тем, чтобы его сопротивление
набегающему потоку воздуха было максимальным. Если
же вес диполя распределен по его длине неравномерно,
то, снижаясь в спокойной атмосфере, он ориентируется
вертикально «тяжелым» концом вниз. В связи с тем, что
диполи, входящие в одну и ту же пачку, не строго иден-
тичны, при развертывании блока образуется группа как
горизонтально, так и вертикально ориентированных отра-
жателей.
Исследования, проведенные с диполями сантиметрового
диапазона, показали, что отношение числа горизонтально
ориентированных диполей к количеству вертикально
ориентированных в различных опытах и разных условиях
погоды колеблется от 1,5 до 8 [5].
Различие в ориентации двух групп диполей приводит
и к различию в скоростях их снижения. Горизонтально ори-
ентированные отражатели образуют «медленную», а верти-
кально ориентированные — «быструю» группы диполей.
Отражатели с промежуточными пространственными
ориентациями обладают и промежуточными скоростями
снижения.
Различие в скоростях снижения постепенно приводит
и к пространственному «расслоению» облака в вертикальной
плоскости — создаются два движущихся с различными
скоростями уплотненных слоя отражателей, разделенных
между собой областью, в которой диполи имеют мень-
шую концентрацию. Расстояние между указанными слоями
в связи с разницей в скоростях снижения монотонно уве-
личивается.
Рассмотренная картина монотонного снижения центра
облака (или центров «скоростных групп») диполей может
оказаться существенно нарушенной в том случае, когда
отражатели выбрасываются с достаточно большой высоты.
Причиной этого является наличие постоянных воздушных
течений над нашим континентом на высотах, равных при-
близительно 10—12 км. «Толщина» слоя атмосферы, в ко-
тором имеют место такие течения, оценочно равна 1 км,
а скорость самих течений измеряется десятками и сотнями
километров в час. Воздушный поток внутри движущегося
слоя характеризуется относительно невысокой турбулент-
ностью. Однако на границах, отделяющих быстро переме-
84
щающнеся массы воздуха от смежных относительно непо-
движных его слоев, возникают сильно турбулентные слои
с большим количеством восходящих потоков и вихрей.
Попадая в верхний пограничный слой, диполи «переме-
шиваются» имеющимися там вихрями. Их установившиеся
пространственные ориентации меняются, и закон распре-
деления пространственных ориентаций отражателей при-
ближается к равновероятному. Размеры облака увеличива-
ются, а средняя концентрация диполей падает. При этом
облако может оказаться «отброшенным» вверх восходя-
щими потоками воздуха, за счет чего средняя скорость его
снижения существенно уменьшается.
Такие «отбрасывания» всего облака или отдельных его
частей могут повторяться многократно, вследствие чего
диполи в ряде случаев находятся вблизи пограничных слоев
аномально долгое время. Линейные размеры подобного об-
лака значительно увеличиваются, а концентрация отража-
телей в областях, прилегающих к его середине, умень-
шается.
4.	Спектры сигналов, отражаемых облаком диполей
В общем случае спектр сигнала, отраженного облаком
диполей, не совпадает со спектром сигнала облучающего
это облако. Такое различие объясняется движением отно-
сительно подавляемой РЛС всего облака как единого це-
лого, и хаотическим перемещением диполей внутри него.
На рис. 2.19 приведен вид спектральной плотности Ga(f),
отраженного облаком радиосигнала для случая, когда зон-
дирующий сигнал представляет собой монохроматическое
колебание. Центральная частота /От спектра отраженного
сигнала смещена и отстоит от частоты f0 облучающих обла-
ко колебаний на величину Гд,
характеризующую допплеров-
ское смещение частоты, порож-
даемое движением облака в це-
лом относительно подавляемой
станции.
Спектр отраженного сигнала,
даже при монохроматическом об-
лучении, занимает конечную
область частотной оси. Это рас-
ширение спектра объясняется
Излучаемый сигнал
fo
л:
foi f
Рис. 2.19,

4
85
различием в скоростях движения отдельных отражателей
образующих облако, и оказывается зависящим от степени
турбулентности атмосферы.
Как известно, движение газов (или жидкостей) может
носить либо ламинарный, либо турбулентный характер. Ла-
минарному движению присуща определенная «упорядочен-
ность». При таком движении один слой газа перемещается
относительно других его слоев с некоторой постоянной
(или медленно изменяющейся по модулю) скоростью, одно-
временно присущей всем элементам объема этого слоя.
Характерной же особенностью турбулентного движения
является ярко выраженное непостоянство как величины,
так и направления скорости движения отдельных элементов
объема движущегося газа (жидкости). Скорость в каждой
точке этого объема газа хаотически пульсирует вокруг не-
которого среднего, значения; причем величины указанных
пульсаций не являются малыми по сравнению со средней
скоростью движения.
При заданных условиях погоды, высоте сброса дипо-
лей и коэффициентах турбулентной диффузии сравнитель-
но высокие скорости присущи лишь относительно неболь-
шим объемам и, следовательно, относительно малому коли-
честву дипольных отражателей. В связи с этим и интенсив-
ность составляющих спектра отраженного сигнала, обуслов-
ленных турбулентной диффузией атмосферы, монотонно
падает по мере увеличения частоты этих составляющих.
Турбулентная диффузия атмосферы не является единствен-
ным источником хаотического распределения скорости дви-
жения диполей и, следовательно, расширения спектра от-
ражаемого ими сигнала. Выше уже указывалось, что ввиду
неполной идентичности отражателей и различия начальных
условий, создающихся при развертывании пачки, диполи,
входящие в состав облака, характеризуются разными ско-
ростями снижения. Это влечет за собой дальнейшее расши-
рение спектра отраженного сигнала. Указанное расширение
максимально при относительно небольших размерах облака
непосредственно после его развертывания, пока не успели
установиться стационарные скорости снижения отдельных
групп диполей.
Еще одной причиной расширения спектра отраженного
сигнала является различие скоростей ветра на разных вы-
сотах. Если облако имеет значительные вертикальные раз-
86
меры, это может привести к заметному расширению спектра
отражаемого им сигнала.
Спектр отраженного сигнала существенно зависит от
скорости ветра и является тем более широким, чем выше эта
скорость. Однако даже при значительных скоростях ветра
и связанных с этим высоких уровнях турбулентности ат-
мосферы спектры сигналов, отраженных от облака диполей,
остаются относительно узкими. Эффективная ширина спект-
ра помех в десятисантиметровом диапазоне волн, как пра-
вило, не превышает нескольких десятков герц. С умень-
шением X ширина спектра будет расти обратно пропорцио-
нально длине волны, но в пределах радиотехнического диа-
пазона волн спектр остается относительно узким.
При расчетах спектральная плотность GU(F) флуктуи-
рующей огибающей отраженного сигнала за счет переме-
щения дипольных отражателей часто аппроксимируется
колокольной функцией. При такой аппроксимации спект-
ральная плотность G JF) при F 0 записывается в виде
[167]
Ga(F) = Go exp(-FW),	(2.3.3)
где Go — значение функции Ga(F) при F = 0; вр —
= 2<jvp/X — среднеквадратический разброс допплеров-
ских частот, соответствующий половине ширины энергети-
ческого спектра на уровне 0,61Содля радиосигнала, посту-
пающего от облака пассивных отражателей; aVp — средне-
квадратический разброс радиальной скорости сближения
РЛС и дипольных отражателей.
В ряде случаев функциюGa (F) при F > 0 считают рав-
ной [24, 166]
GB(F) = Go exp (-Р/1,6 AFJ ,5).	(2.3.4)
Здесь AF0,s — половина ширины энергетического спектра
на уровне O,5Go для того же радиосигнала, что и в формуле
(2.3.3).
В связи со сравнительно малым значением q? помехи
создаваемые дипольными отражателями, воспроизводятся
приемно-индикаторными устройствами подавляемых стан-
ций как очень узкополосный шумовой сигнал, чем и опре-
деляются маскирующие свойства таких помех.
Современные воздушные цели движутся, как правило,
с большими скоростями, вследствие чего появляются зна-
чительные допплеровские смещения частоты отраженного
87
ими сигнала. Различия спектров, свойственные помеховым
и рабочим сигналам, позволяют отфильтровывать помехи
и тем самым существенно снизить их эффективность. Это
обстоятельство широко используется в импульсных РЛС
с системами селекции движущихся целей, а также при ис-
пользовании непрерывных зондирующих сигналов и импуль-
сов с большой частотой повторения.
Вместе с тем, создаваемые дипольными отражателями
помехи при традиционных методах их применения явля-
ются эффективным средством прикрытия высокоскоростных
целей (например, самолетов) от наблюдения импульсными
радиолокационными системами, не имеющими специальных
схем защиты от подобных помех. Необходимые для подав-
ления таких РЛС плотности отражателей (темпы сбрасы-
вания пачек отражателей) оказываются относительно не-
высокими. Что же касается РЛС с непрерывными и квази-
непрерывными (при большой частоте следования импульсов)
зондирующими сигналами, то их, по-видимому, нужно счи-
тать хорошо защищенными от воздействия помех рассмат-
риваемого класса.
5.	Полосы дипольных отражателей
Пассивные помехи, создаваемые дипольными отража-
телями, могут иметь своим назначением воспрещение обна-
ружения цели, например, самолета или группы самолетов.
Именно так формулируется задача на подавление импульс-
ных РЛС дальнего обнаружения и целеуказания. Такая же
задача часто возникает и при противодействии импульсным
радиолокационным системам сопровождения целей по на-
правлению и дальности.
Помехи ставятся, как правило, периодическим сбрасы-
ванием пачек дипольных отражателей с самолета или како-
го-либо другого летательного аппарата —постановщика по-
мех. Если пачки сбрасываются достаточно часто, формиру-
емые ими облака сливаются друг с другом, в результате
чего образуются довольно широкие и протяженные об-
ласти пространства, внутри которых хаотически «разбро-
саны» дипольные отражатели. Такие области пространства
называются полосами пассивных помех (полосами диполь-
ных отражателей). Сигналы РЛС, отражаясь от облучаемой
полосы, засвечивают экран индикатора РЛС в тех его точ-
ках, которые соответствуют координатам полосы отража-
83
телей. Таким образом на экране создаются засвеченные «ко-
ридоры». Яркость засветки «коридора» зависит от мощности
отраженного диполями сигнала, которая, в свою очередь,
при прочих равных условиях пропорциональна количеству
диполей, одновременно отражающих зондирующий сигнал
РЛС. Когда эта яркость достаточно велика, то на ее фоне
бывает затруднительно или невозможно выделить отметку,
создаваемую целью, например, самолетом, идущим в полосе
дипольных отражателей или над этой полосой. Если выход-
ное устройство станции представляет собой не визуальный
индикатор, а какой-либо автомат, то и этот автомат не в со-
стоянии выделить сигнал цели из шумоподобного сигнала,
порождаемого отражениями от полосы диполей.
Степень помехозащищенности РЛС в отношении помех,
создаваемых дипольными отражателями, может быть раз-
лична и количественно оценивается коэффициентом подав-
ления кПОд.
Так как при полете самолета в полосе дипольных отра-
жателей помеховый и полезный сигналы поступают на вход
станции с одной и той же дальности, то мощности помехи Ра
и сигнала Рс пропорциональны Sq и Sj д, где 5Ц — эффек-
тивная площадь рассеяния цели, a S2 д — суммарная
ЭПР тех диполей, которые одновременно облучаются зон-
дирующим сигналом подавляемой станции, т. е. тех диполей,
которые попадают в «импульсный объем» РЛС. Последний
характеризуется объемом той области пространства, в ко-
торой распределена энергия одного излученного станцией
зондирующего импульса. В силу сказанного РЛС оказы-
вается подавленной при
$£ д = ^ПОД^Ц-	(2.3.5)
Величина «импульсного объема» зависит от длительно-
сти ти рабочего импульса РЛС, ширины основного лепест-
ка диаграммы направленности антенны 0ум и 0аз в угло-
местной и азимутальной плоскостях, расстояния г до зон-
дируемой точки пространства и оказывается равной
Уио = С1/2) СТи^Оазвум-
Важной характеристикой полосы дипольных отража-
телей является ширина маскируемой области Ln, т. е. об-
ласти пространства, внутри которой выполняется соотно-
шение (2,3,5) и, следовательно, цель маскируется поме-
89
хами. Применительно к полосам диполей, поставленным для
подавления РЛС дальнего обнаружения и целераспреде-
ления, наиболее интересной представляется характеристика
«разлета» диполей в направлении, перпендикулярном оси
полосы. Это объясняется тем, что из-за «разлета» в верти-
кальном направлении диполи обычно не выходят из импульс-
ного объема, так как диаграммы направленности антенн этих
РЛС в угломестной плоскости, как правило, широкие. При
достаточно выеоких темпах сбрасывания, когда облака,
создаваемые отдельными пачками диполей сливаются друг
с другом, разлет диполей в направлении оси полосы не из-
меняет их средних концентраций, поскольку поток диполей
из одного облака в другое компенсируется встречным по-
током диполей из второго облака в первое. Разлет же отра-
жателей в направлении, перпендикулярном оси полосы,
ведет к изменению ширины полосы и концентрации диполей
в различных ее точках.
Ширина маскируемой области Ln зависит не только от
ширины полосы и абсолютного значения плотности отра-
жателей, но и от длительности рабочего импульса РЛС,
ширины основного лепестка диаграммы направленности
ее антенной системы, положения полосы и РЛС и вели-
чины ЭПР прикрываемой цели.
Определим £п, полагая, что ширина /п полосы диполь-
ных отражателей удовлетворяет неравенству /п г0аз во
всем рабочем диапазоне значений г. Пусть полоса отражате-
лей поставлена постановщиком, летящим со скоростью vu
при темпе сбрасывания Zn (темп сбрасывания измеряется вре-
менным интервалом между сбрасыванием двух следующих
друг за другом пачек). Выберем систему координат Охуг
таким образом, чтобы ось Оу совпадала с серединой полосы,
а ось Oz была направлена вверх. Будем считать, что РЛС
излучает импульсы длительностью ти и в угломестной пло-
скости имеет достаточно широкую диаграмму направлен-
ности, вследствие чего на всех рассматриваемых дальностях
вся полоса диполей попадает внутрь этой диаграммы.
Смещая РЛС параллельно оси Ох, определим количе-
ство диполей, попадающих в пределы импульсного объ-
ема станции при различных значениях координаты х (есь
основного лепестка все время остается параллельной оси-
полосы). Учитывая, что количество пачек диполей, сбро-
шенных на участке пути постановщика длиной 0,5 с ти
(длина импульсного объема), равно стц/2цд/п, и интегрируя
90
fro импульсному объему РЛС. получаем количество ди-
полей
J еХР
д/ ЩСг СТп
2 УлОГ/ 2vn /„
г2 \
-----— |dx; (2.3.6)
wx t )
попадающих в этот объем.
Здесь Dx—коэффициент турбулентной диффузии по оси
Ох, которая в общем случае не совпадает с направлением
скорости ветра, а А/„ — количество диполей в одной пачке.
Поэтому при пользовании таблицами коэффициентов турбу-
лентной диффузии вместо истинной скорости ветра пв
следует учитывать величину ив cos (3, где р — угол между
вектором скорости ветра и осью Ох. Пренебрегая измене-
нием концентрации диполей вдоль относительно небольшой
«ширины» импульсного объема, вместо (2.3.6) можно
записать следующее приближенное равенство-.
Na0 =------г6аз ехр (-Х2/ 4DX /).	(2.3.7)
/п V ^Dx t
Последнее выражение, как и (2.3.6), не учитывает влия-
ния спутных струй постановщика помех и поэтому может
быть использовано лишь при достаточно больших значениях
времени t. Оно показывает, что число диполей в импульс-
ном объеме станции зависит от координаты х, характеризую-
щей положение этого объема относительно середины полосы
отражателей и времени t. При заданных х и t число отра-
жателей в импульсном объеме пропорционально количеству
пачек, сброшенных на участке пути длиной 0,5 с ти, и «ши-
рине» гОзз импульсного объема. Стечением времени ширина
полосы отражателей возрастает, а плотность полосы в об-
ластях, прилегающих к ее оси, монотонно падает.
Выше уже указывалось, что для прикрытия помехами
цели, находящейся в полосе диполей, необходимо выпол-
нение соотношения (2.3.5), которое с учетом (2.3.7) прини-
мает вид
^4SQ^
...... г8азехр ( --^_\^Кп0Д5ц.
4чп tu 4/^Dx t	\ il)xt !
(2.3.8)
Если цель имеет относительно небольшие размеры и
всегда «помещается» в импульсном объеме РЛС, то можно
91
определить эффективную ширину маскируемой области,
т. е. ширину той части полосы помех, в пределах которой
выполняется неравенство (2.3.8). Принимая знак равенства
между правой и левой частями последнего выражения и ре-
шая получившееся таким образом уравнение относительно
х = 0,5 Ln, получаем
/	г0 аз г]Л/псти ^0.5
Ьп = 4 ( Dx t In--------
(2.3.9)
4*под "I/t vn tn
График, приведенный на рис. 2.20, иллюстрирует зависи-
мость La от t.
Дифференцируя выражение (2.3.9) по аргументу Dxt
и приравнивая нулю значение получившейся производной,
можно определить величину (Ож/)м соответствующую мак-
симальному значению ширины маскируемой области £пм.
Сама величина Лпм определяется путем подстановки (Пж/)м
в (2.3.9) и оказывается равной
2 ________од______
(2.3.10)
£
Д/2ел Кпод^цЬп/п
Отсюда следует, что максимальное значение ширины
маскируемой области пропорционально количеству пачек
диполей, сбрасываемых на участке сти/2, эффективной по-
верхности рассеяния развернувшейся пачки Msonr\N и даль-
ности до прикрываемой цели. Эта ширина обратно пропор-
циональна ЭПР цели и коэффициенту подавления РЛС.
Она не зависит от коэффициентов турбулентной диффузии
атмосферы, которыми определяется время, необходимое для
того, чтобы ширина маскируемой области достигла своего
максимального значения.
При Dxt > (Ож/)м разлет диполей в направлении, пер-
пендикулярном оси полосы, продолжается. Вследствие
этого продолжает уменьшаться плотность отражателей
в областях, пространственно прилегающих к оси полосы
помех, и ширина маскируемой области уменьшается. Спу-
Рис. 2.20.
92
стя определенный промежуток времени полоса окажется
настолько «размытой», что потеряет свои маскирующие свой-
ства, т. е. ширина маскируемой области станет равной нулю.
«Время жизни» полосы помех можно определить, если по-
ложить в выражении (2.3.9) La = 0 и решить его относи-
тельно Dxt. Выполнив такое решение, получим
(Пж/Дп=о =
r0a3AIs т]Упсти\2
_________оД________ |
4 "|/л кпод 5ц vn ta /
Интересно отметить, что «время жизни» полосы помех
в е раз превосходит тот промежуток времени, в течение ко-
торого ширина маскируемой области (при условии /п>
> ''баз) достигает своего максимального значения. Рассмот-
ренное здесь «время жизни» полосы диполей имеет смысл
лишь при условии, что отражатели, снижаясь в среднем со
скоростью 1—1,5 м/с, не упали на землю.
2.4. ПАССИВНЫЕ ИМИТИРУЮЩИЕ ПОМЕХИ
Пассивные имитирующие помехи создаются с помощью
ложных целей, радиолокационных ловушек и дипольных
отражателей. Особенностью помех этого класса является
то, что для их создания используется энергия электромаг-
нитных волн зондирующих сигналов подавляемой РЛС.
Как правило, с помощью пассивных имитирующих помех
создаются радиолокационные образы целей.
Ложные цели осуществляют имитацию движущихся
реальных целей. В качестве ложных целей могут служить
различные макеты реальных целей. Для имитации самолетов
применяют ракеты, оснащенные стартовыми или маршевыми
двигателями, наличие которых позволяет осуществлять
автономный, управляемый или неуправляемый полет в те-
чение длительного времени (до нескольких десятков минут).
Чтобы ракета—ложная цель — создавала такой же по ин-
тенсивности и спектру сигнал, как и имитируемый объект,
она оборудуется соответствующими пассивными рет-
рансляторами.
Ложные цели применяются в основном для противодей-
ствия РЛС обнаружения и целераспределения и вызывают
дезориентацию операторов РЛС перегрузку вычислитель-
ных устройств системы целераспределения, увеличение
93
времени на опознавание образа целей, отвлечение ударных
средств на поражение ложных целей.
В отличие от ложных целей радиолокационные ловуш-
ки предназначаются для срыва автоматического сопровож-
дения цели РЛС или головкой самонаведения управляемой
ракеты. Применение ловушки приводит к срыву атаки уп-
равляемой ракеты или к значительному промаху снаряда,
безопасному для прикрываемого самолета. Чтобы обеспе-
чить переключение системы наведения (самонаведения)
снаряда на ловушку, ее ЭПР должна быть несколько боль-
ше ЭПР прикрываемого объекта. Увеличение ЭПР ловушек
достигается установкой на них пассивных переизлучателей
электромагнитной энергии (уголковых и линзовых отра-
жателей, пассивных решеток и др.)
Радиолокационные ловушки могут быть буксируемыми
и сбрасываемыми. Последние, в свою очередь, делятся на
неуправляемые и управляемые. Буксируемая ловушка имеет
небольшой вес, обтекаемую форму и в момент опасности вы-
пускается с прикрываемого объекта с помощью стартового
приспособления (лебедка с тонким тросом).
Сбрасываемые неуправляемые ловушки служат для за-
щиты самолетов и ракет. Они не имеют двигателей и пред-
ставляют собой пассивные переизлучатели, обладающие
большей эффективной площадью рассеяния, чем прикрыва-
емый объект, подвергающийся атаке. В простейшем случае
ловушкой может служить линза Люнеберга или пачка ди-
польных отражателей. С самолета пачки дипольных отра-
жателей выбрасываются специальным автоматом периоди-
чески с интервалом Т„. ЭПР раскрывшейся пачки больше
ЭПР цели. Интервал Тп выбирается из условия попадания
цели и ближайшего к ней облака помех в объем разрешения
РЛС.
Перенацеливание ракеты на ловушку, создаваемую
облаком дипольных отражателей, происходит за счет пе-
рехода на автосопровождение облака диполей сначала си-
стемой АСД, а затем и системой АСН. Недостатком сбра-
сываемых неуправляемых ловушек являются значительные
отличия их скорости и ускорения от аналогичных парамет-
ров реальной цели. Эти отличия могут быть использованы
для селекции ловушек по соответствующим информацион-
ным и сопутствующим признакам. В сбрасываемых управ-
ляемых ловушках устранение этого недостатка достигается
94
применением двигателей, которые обеспечивают управля-
емый полет и более плавный увод следящих стробов.
При создании имитирующих помех для изменения ЭПР
целей могут применяться противорадиолокационные по-
крытия и устройства управления переизлучаемой энер-
гией [241. Противорадиолокационными покрытиями назы-
ваются материалы со специальными свойствами. Эти ма-
териалы при нанесении на отражающие поверхности су-
щественно снижают их радиолокационную наблюдаемость.
Принцип действия покрытий основан на явлениях интер-
ференции и поглощения электромагнитных волн в слоистых
средах.
По принципу действия различают интерференционные,
поглощающие и комбинированные противорадиолокацион-
ные покрытия. Интерференционные покрытия снижают
интенсивность переизлучаемой энергии за счет взаимодей-
ствия двух и более когерентных пучков электромагнит-
ных волн, прошедших различные пути распространения
от цели до приемника РЛС. Покрытия, обеспечивающие
снижение ЭПР цели в результате значительного погло-
щения падающих волн, называются поглощающими. На
практике находят применение комбинированные покрытия,
эффект действия которых вызывается интерференцией и
поглощением падающих и отражающих волн. Комбиниро-
ванные покрытия позволяют снизить коэффициент отра-
жения в несколько десятков раз в широком диапазоне
частот (более октавы).
Пассивные имитирующие помехи могут быть отфильтро-
ваны на основе сопоставления параметров вектора —
признаков помехи с аналогичными характеристиками по-
лезного сигнала. При этом возникает задача опознавания
образа цели. Вид спектра, мощность помехи, скорость дви-
жения и ускорение цели могут часто служить отличитель-
ным признаком пассивных имитирующих помех от полез-
ных сигналов.
Глава 3
ВЗАИМНЫЕ ПОМЕХИ И ЭЛЕКТРОМАГНИТНАЯ
СОВМЕСТИМОСТЬ РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ
УСТРОЙСТВ
3.1, ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ВЗАИМНЫХ ПОМЕХАХ
И ЭЛЕКТРОМАГНИТНОЙ СОВМЕСТИМОСТИ
В современных условиях радиоэлектронные устройства
широко используются в самых различных, часто практи-
чески не связанных друг с другом областях человеческой
деятельности. При этом увеличивается мощность излучае-
мых сигналов, улучшается чувствительность приемных
устройств, расширяются спектры модулирующих сигналов,
в связи с чем возрастают полосы пропускания приемных
устройств.
Освоенный диапазон радиочастот уже в настоящее время
«перегружен» излучениями радиотехнических систем, ра-
ботающих в различных радиосетях и создающих взаимные
помехи, уровень которых непрерывно повышается. Ин-
тенсивность этих помех подчас оказывается настолько вы-
сокой, что нормальное функционирование приемной аппа-
ратуры становится невозможным. К тому же как прием-
ные, так и передающие устройства радиотехнических си-
стем помимо основных (рабочих) всегда имеют неосновные
(паразитные) частотные каналы излучения и приема, а ан-
тенны этих устройств помимо основных всегда имеют боко-
вые лепестки диаграммы направленности. Поэтому взаим-
ные помехи могут возникать как в системах, работающих на
несовпадающих, подчас достаточно далеко разнесенных друг
от друга частотах, так и в системах, имеющих неперекрываю-
щиеся по основным лепесткам диаграммы направленности
антенн.
Условия работы радиоприемников часто существенно
ухудшаются из-за воздействия помех, порождаемых различ-
ного рода электрическими системами и установками, не
имеющими своим назначением излучение электромагнит-
ной энергии. Такими установками являются электродвига-
%
тели, которые содержат искрящие контактные группы,
системы зажигания двигателей внутреннего сгорания, ли-
нии электропередачи, аппараты дуговой сварки и т. д.
Уровень подобных помех (получивших название индустри-
альных) различен в разных областях земного шара и су-
щественно колеблется в зависимости от времени года и су-
ток. Он поддается лишь сугубо приближенному прогнози-
рованию, но имеет устойчивую тенденцию к росту. Уже
в настоящее время в большинстве районов этот уровень пре-
вышает уровень естественных шумов атмосферного и ко-
смического происхождения и накладывает ограничения на
возможности реализации высокочувствительных приемных
каналов радиотехнической аппаратуры.
Современные условия работы радиоэлектронных средств
(РЭС) привели к возникновению проблемы их электромаг-
нитной Совместимости (ЭМС). Существо этой проблемы сво-
дится к изысканию возможностей создания РЭС с совокуп-
ностью свойств, определяемых, прежде всего, характеристи-
ками паразитных каналов излучения и приема, структурой
спектра рабочего сигнала, а также условий, характеризу-
емых размещением РЭС на местности, разносом по рабочим
частотам, временным регламентированием работы, при ко-
торых не возникало бы помех, нарушающих функциониро-
вание других РЭС и, в то же время, обеспечивалось нор-
мальное протекание процессов в своих приемных каналах.
Естественно, что успешное решение проблемы ЭМС мо-
жет быть осуществлено лишь в том случае, когда уровень
индустриальных помех в месте размещения РЭС не будет
чрезмерно большим. Поэтому важной является задача рег-
ламентации и отыскания путей уменьшения уровня инду-
стриальных помех. Решение задач ЭМС связано также с по-
вышением общего уровня помехозащищенности приемных
устройств радиотехнической аппаратуры. Однако в силу
ряда специфических особенностей проблема ЭМС имеет и
самостоятельное значение.
Задача обеспечения электромагнитной совместимости
РЭС не является новой. Вопрос о рациональном использо-
вании радиочастотных диапазонов и нормирование допусти-
мых уровней радиоизлучений как по основным, так и пара-
зитным каналам решался давно. Разработаны общесоюзные
нормы на стабильность частот и интенсивность побочных
и внеполосных излучений передающих устройств, допусти-
мые уровни индустриальных помех, ширину спектров излу-
4 Зак. 5$з	97
чаемых сигналов и т. д. Имеются соответствующие рекомен-
дации международных организаций и конференций. Вместе
с тем наблюдаются чрезвычайно высокие темпы роста ко-
личества РЭС в условиях уже имеющей место практически
полной «загрузки» наиболее широко используемых радио-
частотных диапазонов, непрерывно расширяется круг задач,
решаемых этими средствами, повышаются мощности излу-
чаемых сигналов, быстро увеличивается уровень индуст-
риальных помех в наиболее важных районах земного шара.
Все это создает качественно новую электромагнитную обста-
новку, которая требует тщательной разработки и неуклон
ного выполнения целого комплекса мероприятий, обеспе-
чивающих электромагнитную совместимость радиотехниче-
ских и электрических устройств.
3.2. ЭЛЕКТРОМАГНИТНАЯ ОБСТАНОВКА
И ПАРАМЕТРЫ ЭМС
Электромагнитная обстановка, в которой функциони-
руют приемные устройства той или иной радиоэлектронной
системы, характеризуется совокупностью электромагнит-
ных излучений, действующих на эти устройства и создава-
емых радиочастотными генераторами других систем, элек-
трическими устройствами, не предназначенными для гене-
рирования электромагнитных колебаний, источниками есте-
ственного происхождения и т. д. Для описания электромаг-
нитной обстановки не разработано еще единых методов и
единой системы параметров. На практике электромагнитная
обстановка оценивается как для радиоэлектронных систем,
так и для индивидуальных устройств, входящих в эти си-
стемы.
В первом случае обычно определяется «внешний» по от-
ношению к рассматриваемой системе уровень излучений
в месте ее размещения (внешняя электромагнитная обста-
новка). При этом не учитываются интенсивность и характер
излучений, создаваемых радиоэлектронными средствами
самой системы. Помехи, характеризующие внешнюю элект-
ромагнитную обстановку, создаются, как правило, источни-
ками, удаленными от данной радиоэлектронной системы на
значительные расстояния. Такие помехи удается достаточно
четко разделить на регулярные сигналы радиопередатчи-
ков и шумоподобные сигналы, возникающие главным
98
образом за счет излучений различных электрических уст-
ройств (линий электропередачи, сварочных аппаратов, си-
стем зажигания автомобильных двигателей и т. д.)
Регулярные электромагнитные излучения оцениваются
путем составления специальных карт [76], характеризую-
щих электромагнитную обстановку в данной местности.
На эти карты наносятся сведения о частотах и уровнях мощ-
ности излучений всех применяемых в данной местности пе-
редатчиков, временных режимах их работы, спектрах сиг-
налов, стабильности частот и др. Там же указываются ста-
тистические характеристики нерегулярно возникающих ра-
диопередач (например, передач самолетных, корабельных
и других подвижных радиостанций). Такие карты позволя-
ют прогнозировать вероятный уровень помех и рациональ-
но выбирать параметры и регламенты работы РЭС системы.
Как правило, они характеризуют электромагнитную обста-
новку на относительно больших участках местности.
Уровень шумоподобного фона, создаваемого за счет из-
лучения различных электрических устройств, может быть
определен лишь статистически и характерен для сравни-
тельно небольших районов, окружающих ту точку, в ко-
торой проводились его измерения. Он зависит от близости
этой точки к линиям электропередач, шоссе с интенсивным
автомобильным движением, различным промышленным объ-
ектам и т. д. В ряде случаев перенос точки измерения на не-
сколько сотен метров приводит к чрезвычайно большому
изменению уровня шума. Интенсивность шумоподобного
фона претерпевает резкие суточные колебания и существен-
но зависит от условий погоды и времени года.
Общая электромагнитная обстановка в месте размеще-
ния РЭС оценивается путем наложения результатов изме-
рения индустриальных шумов, характерных для данного
места, на карту, содержащую сведения о регулярных излу-
чениях в рассматриваемом районе. Внутренняя электромаг -
нитная обстановка в радиоэлектронной системе, т. е. та
электромагнитная обстановка, в которой приходится рабо-
тать каждому конкретному устройству системы, опреде-
ляется помехами, возникающими из-за работы других
средств той же системы. К таким устройствам относятся ра-
диопередатчики со своими основными и неосновными кана-
лами излучения, гетеродины приемных устройств, источ-
ники электропитания, различного рода регуляторы, комму-
таторы и т. п.
4*	99
В целом ряде радиоэлектронных систем, например в ком-
плексах радиоэлектронного оборудования современных са-
молетов, помехи, создаваемые средствами самого комплекса,
практически полностью определяют условия работы его
приемных устройств. Источники помеховых излучений рас-
полагаются в таких системах рядом с устройствами, воспри-
нимающими помехи. Это приводит к необходимости рассмат-
ривать многочисленные возможные связи между генерато-
рами и приемными устройствами, антенно-фидерными трак-
тами и т. д. Если к тому же учесть, что при незначительных
удалениях устройства, воспринимающие помехи, часто рас-
полагаются в ближней зоне генераторов помех, то станет
ясной вся трудность аналитического анализа внутренней
электромагнитной обстановки в сложных радиоэлектронных
системах
При оценке электромагнитной совместимости РЭС при-
ходится учитывать значительное число их параметров. Глав-
ными из них являются:
—	энергетические и спектральные характеристики ос-
новных и неосновных излучений передающих устройств
системы, гетеродинов ее приемников, а также передаю-
щих устройств, определяющих внешнюю электромагнитную
обстановку;
—	реальные чувствительности приемных устройств си-
стемы по основным и неосновным каналам приема;
—	динамический диапазон приемных устройств;
—	уровень шумовых излучений в месте расположения
приемных устройств;
—	коэффициенты связи между различными элементами
(в том числе между антеннами) устройств, излучающих и вос-
принимающих помехи.
3.3. НЕОСНОВНЫЕ ИЗЛУЧАТЕЛИ
РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ СРЕДСТВ
При проектировании любого радиопередающего устрой-
ства помимо несущей частоты задается ширина полосы ча-
стот его основного излучения, соответствующая той мини-
мальной ширине спектра излучаемого сигнала, которая
необходима для того, чтобы при используемом классе излу-
чений обеспечить передачу сообщений заданного типа с тре-
буемыми скоростью и качеством. Излучения на частотах,
100
лежащих вне полосы частот основного излучения, называ-
ются неосновными излучениями.
Неосновные излучения приводят к нерациональному рас-
ходованию высокочастотной мощности передатчика и в ря-
де случаев могут существенно ухудшить условия ЭМС,
создавая помехи приемным каналам различных РЭС Эти
излучения принято делить на побочные и внеполосные.
Побочными называют широкий класс неосновных из-
лучений. Причиной их возникновения являются различного
рода нелинейные эффекты в элементах передающего устрой-
ства, не связанные с процессом модуляции. Частоты, на
которых возникают побочные излучения, могут сущест-
венно отличаться от несущей частоты со0 передатчика (яв-
ляться, например, гармониками о>0). Поэтому побочные
излучения могут создавать помехи РЭС, которые работают
на частотах, существенно отличающихся от основной рабо-
чей частоты мешающего передатчика.
Основными видами побочного излучения Являются (761:
— излучения на гармониках основной частоты;
—	излучения на субгармониках основной частоты;
—	паразитные излучения;
—	комбинационные излучения;
—	интермодуляционные излучения.
Под внеполосными понимают излучения в полосах ча-
стот, непосредственно примыкающих к полосе частот основ-
ного излучения передатчика. Их появление связано с про-
цессом модуляции излучаемого сигнала. При этом учиты-
вается как полезная модуляция сигнала, так и паразитная
модуляция, возникающая, например, за счет нестабильности
питающих напряжений или каких-либо других флуктуа-
ционных явлений. Внеполосные излучения способны созда-
вать помехи РЭС, работающим на частотах, близких к ча-
стотам мешающего передатчика.
1. Излучения на гармониках основной частоты
Излучения такого типа осуществляются на частотах,
кратных несущей частоте <оо передатчика. Механизм воз-
никновения гармоник частоты о>0 и относительная их ин-
тенсивность различны в передатчиках разных волновых
диапазонов и конструкций.
В генераторах, собранных на вакуумных лампах с внеш-
ними колебательными системами, высшие гармоники ос-
101
новной частоты возникают в каскадах, работающих с углом
нижней отсечки 0ОтС < 180°
Известно, что форма импульса анодного тока ;а(/) при
работе каскада в недонапряженном режиме (без верхней
отсечки) определяется выражением
. /а _ г COS / — CQS 0QTC
С V/ ‘ ам , а	।
1 — COS иQ.ус
а амплитуда n-й гармоники /ап связана с амплитудой пер-
вой гармоники /а1 соотношением
I ___у sin n9OTccos боте — n cos л0отс sin 0ОТО
an~ al n(n2-l)(l-cos еотс)
и может составлять значительную долю амплитуды /ам
импульса анодного тока.
В случае работы каскада в перенапряженном режиме .
(с отличным от нуля углом верхней отсечки 0В) форма им-
пульса анодного тока описывается выражением
• //\ г	COS <й0 / — COS 0ОТС
1а V/ ‘ ам __„ д _ „ д
COS vg““COS vqtc
и, как правило, характеризуется еще более богатым частот-
ным спектром.
Уменьшение уровня излучения гармоник достигается
фильтрацией их промежуточным и антенным контурами.
Эта фильтрация наиболее эффективна, если антенный кон-
тур имеет емкостную связь с индуктивной ветвью промежу-
точного контура. Однако и в данном случае антенной пере-
датчика (особенно при большой общей мощности излучения)
может излучаться помеха на высших гармониках основной
частоты соо со значительной мощностью.
В диапазоне СВЧ, где в качестве генераторных прибо-
ров используются магнетроны, лампы бегущей волны
(ЛБВ) и клистроны, высшие гармоники основной частоты
возникают за счет того, что в пространстве дрейфа прибора
происходит модуляция электронного потока по плотности,
и форма тока резко отличается от синусоидальной даже при
возбуждения гармоническим напряжением (например в про-
летных клистронах и ЛБВ). Для уменьшения уровня из-
лучения на высших гармониках здесь применяются различ-
ного рода волноводные и коаксиальные фильтры.
102
2.	Излучения на субгармониках основной частоты
Частоты таких излучений в целое число раз меньше ос-
новной частоты <й0 передатчика. Излучения на субгармо-
никах основной частоты свойственны, например, передат-
чикам, в которых для образования высокостабильных по
частоте колебаний из более низкочастотных стабилизирован-
ных кварцем сигналов используются режимы умножения
частоты. Такой принцип особенно широко распространен
при построении передающих устройств дециметрового диа-
пазона волн. Субгармоники частоты излучаемых колебаний
являются при этом высшими гармониками частоты кварца.
Уменьшение интенсивности субгармоник достигается с по-
мощью фильтров передатчяка и антенно-фидерной системы.
3.	Паразитные излучения
Паразитные излучения — это побочные излучения пере-
датчика, причина возникновения которых не связана с ге-
нерацией колебаний основной частоты. В генераторах, со-
бранных на электронных вакуумных лампах с внешними ко-
лебательными системами, они могут возникать, например,
из-за того, что реактивные сопротивления соединительных
проводников, элементов развязки, выводов электродов ламп
и т. д. образуют колебательные цепи и цепи обратной связи
для частот, чаще более высоких и реже относительно низких
по сравнению с частотой ы0.
Достаточно часто в передатчиках средневолнового и ко-
ротковолнового диапазонов возникают паразитные колеба-
ния, частоты которых соответствуют метровому и даже де-
циметровому диапазону волн. Эти колебания обусловлены
наличием связи между анодным и сеточным контурами
через межэлектродные емкости лампы, близко расположен-
ные монтажные элементы и общие источники питания.
Схемы нейтрализации, рассчитанные на основную ча-
стоту, как правило, не только препятствуют возникнове-
нию колебаний с частотами, на несколько порядков более
высокими, чем основная расчетная частота, а наоборот, за
счет элементов нейтрализующих цепей сами часто образуют
колебательные системы и цепи обратной связи для паразит-
ных колебаний.
В качестве примера на рис. 3.1, а показана схема про-
межуточного каскада лампового генератора с общим като-
103
Рис. 3.1.
zz i
Сак
дом. Эквивалентная схема этого каскада для СВЧ колеба-
ний изображена на рис. 3.1, б. Для СВЧ колебаний индук-
тивности Lj и С2 представляют собой очень большие сопро-
тивления и могут не приниматься во внимание. «Паразит-
ный» анодный контур образуется емкостью Сг, емкостью
Са.к между анодом и катодом лампы и индуктивностями
£г11, Лп2 соединительных проводов. «Паразитный» же сеточ-
ный контур состоит из емкости С2, емкости Сг.к между сет-
кой и катодом лампы, индуктивностей £пз, £П4 соединитель-
ных проводов и индуктивности катодного ввода £к. Экви-
валентная схема каскада для колебаний СВЧ представляет
собой схему двухконтурного автогенератора с общим ка-
тодом.
В генераторах СВЧ, не имеющих внешних колебатель-
ных цепей и цепей обратной связи (например, в магнет-
ронах), паразитные колебания возникают чаще всего из-за
того, что вследствие тех или иных причин (например, не-
стабильности напряжения источников питания) срываются
колебания основного типа (типа л) и возникают колебания
других типов, частоты которых существенно отличаются
от частоты <в0 колебаний основного типа.
4.	Комбинационные излучения
Комбинационные излучения возникают при формирова-
нии сигнала основной частоты путем преобразования коле-
баний двух или большего числа вспомогательных генера-
торов нелинейными устройствами.
Схемы подобного рода используются, например, при по-
строении стабилизированных кварцем диапазонных пере-
датчиков. На рис. 3.2. приведена структурная схема одного
из таких передатчиков (интерполяционная схема) .Она со-
стоит из кварцевого генератора и генератора с плавной пере-
104
Рис. 3.2.
п/к	фильтр1^-—*
стройкой. Колебания, создаваемые этими генераторами,
смешиваются в смесителе, на выходе которого возникают
напряжения с частотами nfK ± mfn. С выходом смесителя
связывается полосовой фильтр, пропускающий нужную
комбинационную составляющую (чаще всего / = /,. ±
± /п)- Можно показать, что при выполнении определенных
условий относительная нестабильность выходных колеба-
ний будет выше, чем относительная нестабильность частоты
fn плавно перестраиваемого генератора.
Излучения на комбинационных частотах могут возникать
в таких передатчиках как вследствие того, что при неко-
торых значениях тип частота nfK + т/п может попасть
в полосу прозрачности полосового фильтра, так и из-за от-
личия от нуля амплитудно-частотной характеристики этого
фильтра вне полосы его прозрачности.
Уменьшение уровня комбинационных излучений при
использовании передатчиков, построенных по подобным
схемам, требует тщательного анализа частот и амплитуд
нерабочих комбинационных составляющих выходного на-
пряжения смесителя и подбора амплитудно-частотной харак-
теристики полосового фильтра.
5.	Интермодуляционные излучения
Такие побочные излучения образуются в тех случаях,
когда два или большее число передатчиков работают на об-
щую широкополосную антенну или когда антенны передат-
чиков, имеющих достаточно большую мощность, располо-
жены в непосредственной близости друг от друга.
Подобные ситуации часто возникают, например, на ко-
раблях и в других малогабаритных объектах, оснащенных
большим количеством РЭС. В случае одновременной работы
высокочастотные колебания одного передатчика через ан-
тенно-фидерный тракт воздействуют на выходные каскады
других передатчиков, которые для этих колебаний пред-
ставляются активными двухполюсниками с нелинейными
105
характеристиками. В результате происходит периодическое
(с частотой /у воздействующего передатчика) изменение па-
раметра второго передатчика, который наряду с основной
своей частотой /2 излучает колебания с частотами nft ±
± /и/2. Последние образуют спектр помехового излучения.
Чем выше мощность взаимодействующих передатчиков и чем
сильнее связь между их выходными каскадами, тем больше
мощность интермодуляционных излучений. Как правило,
наибольшей интенсивностью обладают интермодуляцион-
ные составляющие с суммарными и разностными частотами
А ± /г- Однако в ряде случаев при близких значениях ча-
стот Д и /2 наибольшей интенсивностью обладают состав-
ляющие интермодуляционных излучений с частотами 2Д —
/2 и 2/2 — Д, которые в силу их близости к рабочим часто-
там Д и /2 плохо фильтруются промежуточными и антенными
контурами.
6.	Внеполосные излучения
При анализе спектрального состава и определении уров-
ня внеполосного излучения, вызываемого процессом моду-
ляции высокочастотного сигнала
передатчика, необходимо оце-
нивать ширину полосы излуче-
ния (ШПИ), занимаемую дан-
ным передатчиком. Согласно ре-
комендации Международного
консультативного комитета по
радио (МККР), шириной полосы
излучения ЛЕ считается такая
часть частотного диапазона, в
пределах которой сосредоточено
(100 — 0)% излучаемой передат-
чиком средней мощности. При
этом 0,5(3 % мощности излучает-
ся на частотах, лежащих выше
верхней границы ШПИ, и
0,50% — на частотах, располо-
женных ниже нижней границы
ШПИ.
Если ШПИ совпадает с необ-
ходимой полосой частот Д/, то
распределение излучаемой пере-
106
датчиком мощности называется «совершенным» (рис. 3.3, а).
Если же ШПИ превышает необходимую полосу частот
(рис. 3.3, б), то такое излучение называется «несовершен-
ным». В случае несовершенного излучения вне пределов
необходимой полосы частот излучается более чем 0 % мощ-
ности передатчика. Именно такой тип распределения мощ-
ности встречается, к сожалению, в большинстве работаю-
щих устройств. Излучение более узкое, чем совершенное
(рис. 3.3, в), встречается крайне редко и используется лишь
в тех случаях, когда можно снизить качество или скорость
передачи информации.
Допустимая величина 0,5 0% определяется для каждого
конкретного вида излучения.
Согласно общим рекомендациям МККР по уменьше-
нию уровня внеполосных излучений необходимо:
—	применять наиболее эффективные виды модуляции;
—	уменьшать девиацию частоты в передатчиках с ча-
стотной модуляцией;
—	при работе в режиме амплитудной и частотной теле-
графии стремиться к понижению крутизны фронта и среза
модулирующего телеграфного сигнала;
—	оптимизировать форму огибающей импульсов в соот-
ветствии с критерием минимума боковых лепестков спектра
при заданной ширине основного лепестка.
3.4.	ИЗЛУЧЕНИЯ ГЕТЕРОДИНОВ ПРИЕМНИКОВ
Гетеродины приемных устройств супергетеродинного
типа, представляющие собой маломощные генераторы, спо-
собны создавать помехи близко расположенным приемни-
кам. Такое излучение обычно идет по двум основным кана-
лам: через антенну приемного устройства или через метал-
лическое шасси приемника. Последний канал особенно опа-
сен в СВЧ приемных устройствах, использующих достаточ-
но мощные гетеродины, собранные на отражательных кли-
стронах .Такие гетеродины в силу специфической формы тока
в резонаторах клистронов способны создавать помехи ощу-
тимого уровня не только на основной частоте, но и на ее выс-
ших гармониках. Помимо того, помехи, создаваемые гете-
родинами в сложных радиоэлектронных системах, вклю-
чающих в свой состав несколько приемников, могут рас-
пространяться также через общие источники питания и
цели коммутации этих устройств.
107
С помехами, создаваемыми излучениями,/гетеродинов,
приходится считаться, например, в телевизионной и радио-
вещательной практике, где они проявляются в виде харак-
терных свистов, возникающих в то время, когда происходит
перестройка близкорасположенного приемника.
Средние уровни напряжения, создаваемые в приемной
антенне за счет излучения гетеродина типового широкове-
щательного приемника, в зависимости от качества его из-
готовления (главным образом числа каскадов усилителя
высокой частоты, селективности его контуров и схемы ге-
теродина) колеблются в пределах от нескольких микровольт
до десятков милливольт и более, возрастая по мере умень-
шения числа каскадов УВЧ и расширения их полосы про-
пускания.
Замена ламп транзисторами в усилительных каскадах
приемных устройств влечет за собой (при прочих равных ус-
ловиях) увеличение мощности сигналов, вырабатываемых
гетеродинами и требует более надежной фильтрации этого
излучения. Такая фильтрация обеспечивается не только
увеличением числа каскадов усилителя высокой частоты
и добротности его контуров, но и уменьшением связи между
гетеродином и смесителем до минимально допустимых зна-
чений, включением надежно действующих фильтров в цепи
коммутации высокочастотных элементов и цепи питания ге-
теродинов и смесителей.
Целесообразно также выполнять отдельные экранирую-
щие устройства гетеродина и смесителя. При этом в связи
с тем, что токи, протекающие по поверхности экрана, спо-
собны создавать помеховые излучения на частоте гетероди-
на, указанные экраны не должны использоваться в качестве
обратного провода.
3.5.	НЕОСНОВНЫЕ КАНАЛЫ ПРИЕМА
По ряду причин, основными из которых являются не-
стабильности частоты передатчика и гетеродина приемника,
полоса пропускания линейной части большинства приемных
устройств, определяемая главным образом общей полосой
пропускания их усилителей промежуточной частоты, пре-
восходит (и в ряде случаев существенно) необходимую по-
лосу излучения. Это ухудшает избирательные свойства при-
108
емника относительно близких по частоте сигналов и услож-
няет условий ЭМС.
Помимо частотных характеристик основного канала,
приходится считаться с наличием в приемниках (особенно
супергетеродинного типа) значительного количества неос-
новных каналов приема. Последние возникают как за счет
несовершенства амплитудно-частотных характеристик ис-
пользуемых в приемнике фильтров, так и за счет нелиней-
ных свойств его смесительных и некоторых усилительных
каскадов.
В результате появляются новые частотные составляющие
в спектре сигнала, усиливаемого приемником.
Неосновные каналы приема могут быть разделены на
побочные и внеполосные, подобно тому, как это было сде-
лано при рассмотрении неосновных каналов излучения. По-
бочные каналы приема образуются за счет нелинейности
смесительных и усилительных каскадов приемника и недо-
статочно высокой избирательности антенных контуров уси-
лителей высокой частоты. Эти каналы могут быть разделены
на комбинационные и интермодуляционные.
Комбинационные побочные каналы приема возникают
в результате взаимодействия мешающего сигнала и его гар-
моник с напряжением гетеродина в смесительном каскаде
приемника. При таком взаимодействии на выходе смесителя
возникают колебания с частотами | mfn ± «/г|> гДе т и п —
целые числа, а /г, и /г — частоты помехового сигнала и гете-
родина соответственно. Если какие-либо из частот этой ком-
бинации попадают в полосу пропускания усилителя проме-
жуточной частоты, то они не фильтруются его контурами
и проходят на выходные устройства приемников.
Мешающий сигнал, воздействующий по какому-либо ком-
бинационному каналу приема, ослабляется контурами всех
избирательных элементов, включенных перед смесителем
(преселектором приемника). Если преселектор содержит пк
одинаковых контуров с добротностью Q, а частота меша-
ющего сигнала отличается от частоты fG настройки прием-
ника на величину А/, то степень этого ослабления, харак-
теризуемая коэффициентом ослабления косл, может быть
рассчитана по формуле
М>сл
(2Д/<2)2 , . 1° 5
.2 "Г 1
109
Отсюда следует, что степень ослабления оказывается тем
сильнее, чем большее число контуров включаете себя пресе-
лектор и чем выше добротность этих контуров и расстрой-
ка А/.	'
Вторым фактором, приводящим к ослаблению сигналов,
которые действуют по комбинационным каналам приема,
является уменьшение коэффициента передачи смесителя на
частотах, соответствующих гармоникам сигнала и гетеро-
дина. В первом приближении можно считать, что ослабление
смесителем сигналов комбинационных каналов тем выше,
чем больше сумма номеров гармоник сигнала и гетеродина
т + п, образующих данный комбинационный канал.
Интермодуляционные побочные каналы приема возни-
кают в тех случаях, когда на входе приемника действует
больше чем один мешающий сигнал. Они обусловливаются
взаимодействием двух или большего числа мешающих сиг-
налов с интенсивностями, достаточными для проявления
нелинейных свойств тракта, либо взаимодействием между
несколькими мешающими сигналами и сигналом гетеродина
приемника.
Если считать, что частоты мешающих сигналов равны
f15 /25 ••5 /п> то в первом из указанных случаев мешающий
сигнал проходит на выходные устройства приемника лишь
при условии, что в полосу пропускания усилителя промежу-
точной частоты попадает одна (или несколько) из комбина-
ций частот n1f1 ± H2/2 ± ••• ± Пп/п> и в° втором случае,
когда в эту полосу попадает хотя бы одна из частот
П1/1±п3/2±-..+ «п/п ± Pfv Здесь пъ п2, ..., пп; q — целые
числа, а /г — частота гетеродина.
Способы повышения помехоустойчивости приемных уст-
ройств относительно побочных излучений, действующих по
интермодуляционным каналам приема, связаны с макси-
мально возможным повышением избирательных свойств
преселектора, уменьшением усиления в высокочастотном
тракте приемника и т. д.
3.6.	ИНДУСТРИАЛЬНЫЕ ПОМЕХИ
Вопросу изучения явлений, порождающих индустриаль-
ные помехи, и методов предотвращения их возникновения
в последнее время уделяется значительное внимание. Про-
веденные исследования показали, что как плотности, так
110
и спектральный состав помех промышленного происхожде-
ния существенно отличаются в различных, подчас близко
расположениях друг к другу районах. Наиболее высокие
плотности этих помех наблюдаются в больших городах
и прилегающий,к ним местностях.
Источники помех здесь можно разделить на две большие
группы. К первой группе относятся устройства, генерирую-
щие относительно регулярные высокочастотные колебания,
не предназначенные для излучения, такие, как системы раз-
вертки электронно-лучевых трубок, различного рода про-
мышленные, медицинские высокочастотные установки и т. д.
Помехи, излучаемые такими источниками, как на основной
рабочей частоте, так и на гармониках представляют собой
колебания, близкие к синусоидальным. Эти источники от-
носительно легко определяются, допускают простое про-
гнозирование эффектов, порождаемых их воздействием, но
не легко контролируются.
К источникам второй группы, являющейся наиболее об-
ширной, относяТСяГразличныё электрические устройства,
не вырабатывающие периодических высокочастотных сиг-
налов. К ним относятся линии передачи электроэнергии,
системы зажигания автомобильных двигателей, высокоча-
стотная аппаратура для дуговой сварки, газоразрядные
устройства, динамомашины, генераторы электрического
тока, индукционная и переключающая аппаратура.
Исследования показали, что «удельные веса» той или
иной группы источников помех оказываются приблизитель-
но одинаковыми в различных районах с примерно одинако-
вым уровнем развития промышленности. Так, в крупных
промышленных центрах и прилегающих к ним районах ос-
новными источниками помех рассматриваемого типа яв-
ляются системы зажигания двигателей внутреннего сгора-
ния, линии электропередачи и аппаратура, используемая
при дуговой сварке.
На частотах, превышающих 30 МГц, помехи, порождае-
мые системами зажигания, обычно преобладают над поме-
хами, создаваемыми другими источниками. На частотах же,
меньших 30 МГц, преобладающими обычно являются по-
мехи, порождаемые линиями электропередачи.
1.	Помехи от систем зажигания
Помехи от системы зажигания автомобильного двига-
теля представляют собой приблизительно/шериодический
импульсный сигнал сложной формы. При ркоплении в раз-
личных точках большого числа автомобилей, движущихся
с различными скоростями, измеряющая аппаратура реги-
стрирует серии импульсов со случайными амплитудами и
временными интервалами. Длительность регистрируемых
групп импульсов колеблется в пределах от нескольких
микросекунд до нескольких миллисекунд, а длительность
отдельных импульсов от 1 до 6 нс.
В современном городе общая интенсивность помех рас-
сматриваемого типа характеризуется суточными измене-
ниями приблизительно в 16 дБ (между периодами макси-
мальной и минимальной плотности движения). При этом
наблюдается корреляция абсолютного уровня помех с чис-
ленностью населения в городе. Рассматриваемый вид
индустриальных помех практически всегда преобладает над
другими их типами в полосах местности шириной 60—
80 м, прилегающих к автострадам и шоссе с интенсивным
автомобильным движением.
2.	Помехи от линий электропередач
. Высоковольтная аппаратура и линии передачи электро-
энергии создают помехи, которые достигают максимальной
интенсивности во время дождя, снега, тумана и высокой
относительной влажности воздуха.
В засушливых районах увеличению интенсивности по-
мех способствует большая турбулентность воздуха и повы-
шенный уровень солнечной радиации. Уровень помех резко
возрастает при неисправности линии передачи.
Помехи от высоковольтных линий передачи носят слу-
чайный характер и имеют форму непрямоугольных импуль-
сов, длительность которых существенно превосходит шири-
ну помеховых импульсов, вызываемых работой систем за-
жигания автомобильных двигателей. Частоты же следо-
вания помеховых импульсов от линий электропередач зна-
чительно ниже частот следования помеховых импульсов от
систем зажигания.
Причиной возникновения помех от линий электропере-
дачи являются переходные процессы, вызываемые электри-
112
ческими разрядами, которые хаотически возникают на по-
верхностях проводников и изоляторов линии. Импульсные
токи, появляющиеся при таких разрядах, распространяются
вдоль линии, которая может выступать либо в качестве коак-
сиального волновода (в этом случае поток энергии ограни-
чивается внутренним проводом и оплеткой), либо в качестве
одиночной линии над земной поверхностью.
3.	Помехи от аппаратуры дуговой сварки
Аппаратура дуговой сварки создает помехи очень высо-
кого уровня. Только тот факт, что в пределах каждого ло-
кального района одновременно может работать, как пра-
вило, лишь незначительное количество таких аппаратов,
не делает эту аппаратуру основным источником индустри-
альных помех. Спектры помех, возникающих при работе
аппаратуры различной конструкции, не совпадают друг
с другом. Результаты измерений, проведенных с большим
числом аппаратов разной конструкции, показали наличие
трех широких резонансных полос, центры которых соответ-
ствуют частотам 750 кГц, 3 МГц и 20 МГц.Спектр излучения
каждого отдельно взятого аппарата не обязательно включает
в себя все три резонансные полосы.
Глава 4
ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА
МЕТОДОВ ЗАЩИТЫ ОД РАДИОПОМЕХ
4.1. ПОМЕХОЗАЩИЩЕННОСТЬ РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ
СРЕДСТВ И МЕТОДЫ ЕЕ ИССЛЕДОВАНИЯ
1. Количественные характеристики помехозащищенности
Современные радиоэлектронные средства наиболее часто
используются как составные части систем и комплексов
различного назначения. Комплексы образуются функцио-
нально связанными между собой полуавтоматическими и ав-
томатическими системами, к которым относятся системы
радиоуправления движением самолетов, ракет и космиче-
ских летательных аппаратов, стрельбой из пушек, боевыми
зарядами и т. д.
Среди комплексов, содержащих радиоэлектронные сред-
ства, широко известны авиационно-ракетные комплексы
перехвата и комплексы зенитного оружия, предназначен-
ные для борьбы с воздушными целями; ударные авиационно-
ракетные комплексы, обеспечивающие поражение ракетами
наземных, надводных и подводных целей; авиационные раз-
ведывательные комплексы и т. д.
Помехозащищенность радиоэлектронного комплекса (си-
стемы) характеризует его (ее) способность эффективно рабо-
тать при одновременном ведении противником радиораз-
ведки и создании радиопомех. Количественно помехоза-
щищенность радиоэлектронных устройств, входящих в со-
став комплексов и систем, необходимо оценивать такими по-
казателями, которые позволяют определять их помехоза-
щищенность. Основным показателем помехозащищенности
радиоэлектронного устройства является вероятность рпа
выполнения им своих задач в условиях ведения противни-
ком радиоэлектронного противодействия, которая опре-
деляется следующей формулой:
Раз РдпРпуо G Рдп) Рау’	(4.1.1)
114
где рдп — вероятность действия специально организован-
ных радиопомех на рассматриваемое радиоэлектронное уст-
ройство; рпу0 и рпу —вероятности успешного решения своих
задач радиоэлектронным устройством при условии, что
на него наряду с полезными сигналами воздействуют орга-
низованные и естественные или только естественные радио-
помехи соответственно.
Вероятность рдп в формуле (4.1.1) характеризует скрыт-
ность работы радиоэлектронного устройства и эффектив-
ность системы разведки противника, а рпу0 и рПу являются
основными количественными показателями помехоустой-
чивости радиоэлектронного устройства при наличии и от-
сутствии организованных радиопомех.
Конкретный смысл вероятностей рпуо и рПу определяется
назначением радиоэлектронного устройства. Так, рпуо
РЛС обнаружения, входящей в комплекс управляемого
ракетного оружия, оценивается вероятностью правильного
обнаружения одиночной или групповой цели при фиксиро-
ванном уровне ложных тревог в условиях радиопротиво-
действия со стороны противника. Зная рпу0 для такой РЛС,
можно определить степень снижения эффективности всего
комплекса. Если РЛС применяется для управления раке-
той, например, по радиолучу, то рпу0 характеризует веро-
ятность сопровождения поражаемой цели по угловым ко-
ординатам при действии организованных радиопомех с ошиб-
ками, не превышающими заданных значений.
Вместе с основными показателями помехоустойчивости
радиоэлектронных устройств широко используются частные
показатели. Число частных показателей, непосредственно
или косвенно связанных с основными показателями, часто
бывает большим. Так, в ряде случаев радиопомехи вызывают
лишь аддитивные случайные ошибки измерения координат,
передачи команд управления и т. д. При нормальном законе
распределения этих ошибок знание их математических ожи-
даний и дисперсий, которые являются частными показа-
телями помехоустойчивости, достаточно, как известно, для
определения рпу0 и рпу соответствующих радиоэлектрон-
ных устройств. Однако помимо аддитивных могут быть и
мультипликативные ошибки. В таких условиях приходится
определять условные математические ожидания и диспер-
сии ошибок, вычисляемые для каждого фиксированного
значения измеряемой координаты передаваемой команды
и т. л.
115
Если радиоэлектронные устройства исполмуются в ка-
честве динамических звеньев автоматически/ или полуав-
томатических систем управления, то при офенке эффектив-
ности таких систем часто важно знать математические мо-
дели (динамические эквиваленты) радиоэлектронных уст-
ройств, отличающиеся обычно от того, что имеет место при
отсутствии радиопомех [8, 51, 106, 107, 110].
При сравнительных оценках помехозащищенности радио-
электронных устройств иногда вводится отношение риз/рв,
где рв — вероятность выполнения радиоэлектронным уст-
ройством своих задач при отсутствии радиопротиводейст-
вия [192].
В качестве частных показателей помехоустойчивости
радиоэлектронных устройств используются также отноше-
ния эффективных мощностей сигналов и помех на выходах
линейных частей радиоприемников, вероятности ложной
тревоги и пропуска цели, вероятности ошибок при передаче
дискретных сообщений, среднее время работы следящей
системы до первого перехода в режим поиска, вероятность
того, что произойдет срыв автосопровождения сигналов
цели радиолокатором и т. д. Более детальное обсуждение
частных критериев, которые находят основное применение
при анализе средств помехозащиты, дается в последующих
главах.
2. Методы исследования помехозащищенности
Общие положения. Для-исследования помехозащищен-
ности радиоэлектронных устройств используются как тео-
ретический, так и экспериментальные методы.
К экспериментальным методам относятся лабораторные
испытания, а также испытания в реальных условиях работы
радиоэлектронных устройств. При испытаниях в реальных
условиях наиболее полно учитывается специфика испыту-
емого устройства. Однако из-за ограниченности времени
и допустимых затрат не удается изучить все свойства радио-
электронного устройства при учете организации ему радио-
помех. Одновременно возникают большие трудности по соз-
данию имитаторов средств радиоразведки и радиопротиво-
действия, которые имеются у вероятного противника.
Лабораторные испытания часто проводятся методом сме-
шанного моделирования и имеют очень важное значение,
так как они обеспечивают получение результатов, близких
116
к тому, что' будет в реальных условиях работы испытуемого
радиоэлектронного устройства, не требуя значительных за-
трат времени и средств для реализации.
Сущность смешанного моделирования сводится к частич-
ному использованию реальной аппаратуры, соединенной
с электронной вычислительной машиной, которая имитирует
работу элементов, отображаемых математическими моделя-
ми В реальном виде используются устройства, уравнения
которых не удается получить с заданной точностью.
При смешанном моделировании решение заданной за-
дачи осуществляется в реальном масштабе времени и тре-
буется создание дополнительной аппаратуры, обеспечиваю-
щей сопряжение вычислительной машины с элементами ис-
следуемого устройства.
Достаточно точное теоретическое исследование, имею-
щее целью оценить работоспособность действующего или
вновь разрабатываемого устройства в условиях радиопро-
тиводействия, часто наталкивается на практически непрео-
долимые трудности. Это связано с необходимостью анализи-
ровать прохождение различных и, как правило, сложных
по структуре сигналов и помех не только через линейные,
но и большое количество нелинейных преобразователей как
с постоянными, так и переменными во времени параметрами.
Однако приближенное теоретическое исследование и осо-
бенно исследование помехоустойчивости средств различ-
ного назначения широко практикуется, и в настоящее время
по этому вопросу имеется значительное число журнальных
статей, монографий и учебных пособий.
Трудности, возникающие при теоретическом исследова-
нии помехозащищенности радиоэлектронных средств, обус-
ловливаются не только необходимостью нахождения их
математических моделей, но и ограниченными возможностя-
ми разработанных математических методов решения слож-
ных систем уравнений. Поэтому стремление получить бо-
лее точные результаты при теоретических исследованиях
приводит к необходимости привлекать электронные цифро-
вые вычислительные машины. Последние обеспечивают ста-
тистическое моделирование как процессов, протекающих
в радиоэлектронных устройствах, так и действующих на них
радиопомех.
При исследовании помехозащищенности аналитически
или с помощью ЭВМ успех в значительной степени зависит
от возможности создать такую модель анализируемых
117
средств радиопротиводействия и подавляемого/устройства,
которая была бы приемлема для получения /'желаемых ре-
зультатов и в то же время не учитывала второстепенных
явлений, излишне усложняющих процессы вычислений.
В процессе теоретического исследования непосредствен-
но отыскиваются вероятности рдп, рпуо и рпу или дина-
мические эквиваленты радиоэлектронных устройств, или
вероятность рдп и статистические характеристики (обычно
математические ожидания, корреляционные функции, ди-
сперсии) для ошибок получаемых сообщений.
Принципы определения вероятносней рдп и рпуо. Ве-
роятность рдп действия специально организованных радио-
помех на радиоэлектронное устройство определяется сле-
дующей формулой [192]:
Рдп — РрРиспРпп-	(4.1.2)
Здесь рр — вероятность того, что параметры радиоэлек-
тронного устройства, необходимые для создания ему радио-
помех, разведаны противником; рисп — вероятность ис-
пользования противником средств радиопомех при условии,
что параметры радиоэлектронного устройства разведаны;
рпп — вероятность действия помех на приемник рассмат-
риваемого радиоэлектронного устройства при условии, что
его параметры разведены и средства радиопомех исполь-
зуются.
Если для организации помех радиоэлектронному уст-
ройству нужно знать пп его независимых параметров, то
пп
Рр= П Ppi,
г = 1
где рр; — вероятность разведки t-го параметра. При опре-
делении ип и Рр, необходимо учитывать возможности средств
помех и разведки, а также свойства анализируемого радио-
электронного устройства.
Целесообразность использования (включения) против-
ником соответствующего средства радиопротиводействия
зависит главным образом от направления на подавляемое
радиоэлектронное устройство, дальности до него и диапа-
зона частот, в котором могут быть сформированы помеховые
сигналы. При этом предполагается, что все другие пара-
метры средства радиопротиводействия обеспечивают необ-
ходимую эффективность
118
Если дальность до подавляемого радиоэлектронного уст-
ройства находится в допустимых пределах, то [192]
Риса = Р/Рс,
где ру — вероятность того, что рабочие диапазоны частот
подавляемого радиоэлектронного устройства и средства
радиопомех совпадают, а рс — вероятность того, что ан-
тенна источника помех будет направлена на подавляемое
радиосредство.
Расчет вероятностей ру и р0 может быть выполнен лишь
в процессе решения конкретных задач, при постановке ко-
торых следует принимать во внимание характеристики ан-
тенных систем, рабочие диапазоны частот, организацию при-
менения подавляемых радиоэлектронных средств и т. п.
Некоторые примеры расчета pt и рс в условиях воздействия
активных радиопомех приведены в [192]. Здесь же для иллю-
страции сказанного выше упомяним лишь, что при приме-
нении заградительных по частоте радиопомех вероятность
pf = 1 для всех радиоэлектронных устройств, рабочие ча-
стоты которых лежат в пределах диапазона частот источ-
ника радиопомех. Если же это условие не выполняется, то
Ру = 0. Во всех случаях, когда источник помех и подавля-
емое радиоэлектронное средство расположены в простран-
стве так, что между ними обеспечивается надежная радио-
связь, рс = 1.
Действие помех на приемник подавляемого радиоэлект-
ронного устройства при условии, что параметры его разве-
даны и противник использует помехи, зависит от того, на-
сколько точно осуществлены настройка по частоте и наве-
дение по направлению антенны средства радиопротиводей-
ствия. Оно связано также с продолжительностью использо-
вания подавляемого радиоэлектронного устройства, вре-
менем его нахождения в зоне действия применяемых против
него средств радиопротиводействия и их быстродействием.
При этом требуемая точность настройки средства радиопро-
тиводействия связана с шириной спектра помех и полосой
пропускания приемника, входящего в состав подавляемого
радиоэлектронного устройства, а допустимые ошибки наве-
дения антенны средства радиопротиводействия лимитиру-
ются ее шириной диаграммы направленности.С учетом ска-
занного можно записать:
Р аа = Рид /Раин Pan t'
119
Здесь рпп/ — вероятность настройки средства радиопроти-
водействия с такой точностью, что помеховые сигналы по-
падают в полосу пропускания приемника, применяемого
в подавляемом радиоэлектронном устройстве; рппн — ве-
роятность наведения антенны средства радиопротиводей-
ствия с точностью, необходимой для того, чтобы осуществля-
лась его радиосвязь с подавляемым радиоэлектронным уст-
ройством; рпп( — вероятность того, что помеховые сигна-
лы попадают в приемное устройство подавляемого радио-
электронного средства во время выполнения им необходимых
функций. Вероятности рпп/ и рпп„ должны определяться
при условии, что средства радиопротиводействия исполь-
зуются, а рпп1 — при условии настройки средства радио-
противодействия на заданную частоту и наведения его ан-
тенны на подавляемое устройство.
Ошибки, возникающие при настройке средства радио-
противодействия, обусловливаются погрешностями изме-
рения Д/п0 рабочей частоты fu0 подавляемого радиоэлект-
ронного устройства и неточностью Д/рв установки частоты
/рс средства радиопротиводействия на частоту /По + Д/11е.
Обычно ошибки Д/По и Д/рс можно считать независимыми
нормально распределенными случайными величинами с ма-
тематическими ожиданиями, равными нулю. В таких ус-
ловиях суммарная ошибка Д/2 = Д/Пс + Д/рс также будет
нормально распределенной случайной величиной и иметь
нулевое математическое ожидание. Величина pnaf при по-
лосе пропускания Д/пр подавляемого радиоэлектронного
устройства и ширине спектра помехового сигнала Д/п оп-
ределяется вероятностью того, что Д/2 отличается от /пс
на ±0,5(Д/п + Д/пр)- Поэтому
0.5 (Afn-f-Afnp)
Рпп / —	\ е^Р I 0 2 МД/х —
/2л оу J	\ 2а|	/
Г	-O,6(Mn + ifnp)
__ф/ Д/п-Ь'Упр \
\ V2 /
где сг2 — 0Ра + tfnc! сГрС и </с — дисперсии случайных
величин Д/рв и Д/Пс соответственно;
2 л
Ф(г) = ~Me-*’dx
1/11 0
— табулированный интеграл вероятности.
120
(4.1.3)
В тех случаях, когда
А/п ~г А/пр	j
2<jj-
что всегда имеет место при действии ретранслированных
(os « 0) и заградительных по частоте (А/п > о^) помех,
вероятность puaf практически равна единице.
Ошибки А0ум и А0аа наведения по углу места и азимуту
антенны Ап, входящей в состав станции помех, зависят от
точности пеленгации подавляемого радиоэлектронного
средства и системы управления движением антенны Лп.
Если однако применяется антенна А п с шириной диаграммы
направленности, существенно большей, чем возможные мак-
симальные Ошибки А0ум И А0аз, ТО Рппн = 1-
Когда помехи являются прицельными по направлению,
расчет рппн можно выполнить, если известна двумерная
плотность вероятностей ш(А9ум, А0аа). Кроме того, необ-
ходимо знать допустимые значения Д9ум и А0аа. На прак-
тике очень часто ошибки А0ум и Д9аз могут считаться нор-
мально распределенными случайными некоррелированными
величинами с нулевыми математическими ожиданиями.
В таких условиях
w(A0yM, А9аа) = w(А9ум) w (Д9аз),
где да(А0ум) и о/(А0аз) — плотности вероятностей для
А9ум и А0аз соответственно, и
Д0)д Д02д
Рппн — J $ МЛ^мН(А0аз) ^Д0ум dA0a3-
— Л01д ~Л02д
Здесь — А91д, А61д и —А92Д, А92д — допустимые значе-
ния ошибок А9ум и А0аа.
Осуществив интегрирование при
где аум и оаэ — дисперсии ошибок Д9ум и А9аз, полупим:
121
На вероятность pun t основное влияние оказывают про-
должительность работы и время ta пребывания подавляемого
радиоэлектронного устройства в зоне действия средств ра-
диопротиводействия, а также быстродействие последних.
При этом под быстродействием понимается интервал вре-
мени /рп между моментами начала приема сигналов подав-
ляемого радиоэлектронного устройства разведыватель-
ным приемником и создания помеховых сигналов. Если по-
давляемое радиоэлектронное устройство работает в течение
времени t3, то помеха будет попадать в приемное устройство
При 13
Аналитическое нахождение вероятности рпуо, характе-
ризующей успешное решение радиоэлектронным устрой-
ством своих задач при условии, что на него наряду с полез-
ными сигналами поступают огранизованные радиопомехи,
чаще всего связано со значительными трудностями. Однако
в некоторых случаях вычисление рпуо оказывается возмож-
ным; при этом необходимо:
—	учитывать начало и продолжительность действия ор-
ганизованных радиопомех;
—	знать параметры действующего помехового сигнала
и их изменение во времени и пространстве;
—	исследовать прохождение полезных сигналов и помех
через подавляемое радиоэлектронное устройство для опре-
деления получающихся при этом его характеристик;
—	рассчитать вероятность рцу 0 по найденным такти-
ческим характеристикам:
Математические модели радиоэлектронных устройств.
При оценке помехоустойчивости радиоэлектронных систем
и комплексов возникает необходимость определять матема-
тические модели для радиотехнических измерителей ко-
ординат, командных радиолиний управления (систем пере-
дачи команд) и других радиоэлектронных устройств, обес-
печивающих передачу информации в системах управления
самолетами, ракетами, космическими летательными аппара-
тами и т. п.
Радиоэлектронные средства подобного типа обычно име-
нуют радиозвеньями. Часто встречающиеся радиозвенья
можно разделить условно на две группы. К первой из них
относятся радиотехнические устройства, формирующие ко-
манды типа «включить» — «выключить». Математической
моделью одноканального устройства первой группы яв-
ляется переключатель на два положения, замыкающийся
122
в соответствии с тем законом распределения вероятностей,
который характеризует работу радиозвена при действии
на него помех рассматриваемого вида. Ко второй группе от-
носятся устройства, обеспечивающие функциональную за-
висимость выходных сигналов от измеряемых координат
или передаваемых сообщений: радиолокационные измери-
тели координат, некоторые командные радиолинии управле-
ния и т. п. Радиозвено второй группы содержит безынер-
ционный преобразователь, который из принимаемого ра-
диосигнала выделяет информационный параметр (например,
формирует напряжение, характеризующее расстояние меж-
ду самолетом и атакуемой им целью) и усилительно-сгла-
живающие цепи этого параметра, обладающие обычно срав-
нительно большой инерционностью.
Безынерционный преобразователь, называемый также
дискриминатором, в зависимости от типа радиозвена имеет
различные схемные решения. Так, в угломере — это пелен-
гационное устройство, в измерителе допплеровской часто-
ты — радиоприемник с частотным детектором, в командной
радиолинии — радиоприемник совместно с дешифратором
(декодирующим и демодулирующим устройствами) и т. д.
При отсутствии помех преобразовательные свойства дис-
криминатора характеризуются дискриминационной харак-
теристикой, определяющей зависимость выходного сигнала
дискриминатора от передаваемого сообщения (измеряемая
координата, ее производная, передаваемая команда управ-
ления и т. п.). Под действием помех свойства дискримина-
тора часто изменяются и, следовательно, меняется его мате-
матическая модель. Изменение свойств дискриминатора
связано с наличием в нем параметрических и нелинейных
элементов. Так известно [86], что амплитудные флуктуации
сигнала, поступающего на пеленгатор с коническим ска-
нированием, приводит к следующей зависимости выходного
напряжения нпу пеленгатора от угла рассогласования
0 в одной (например, вертикальной) плоскости пеленгации:
«пу = кпу П + mn (0J 0 + (2 кау/кт) тп (0 cos QCK t. (4.1.4)
Здесь km — крутизна модуляционной характеристики ан-
тенны; та (0 — глубина помеховой модуляции; йпу — коэф-
фициент передачи пеленгатора при отсутствии помех;
йск — частота сканирования.
Как видно из приведенного уравнения, записанного при
условии, что составляющие с частотой сканирования и ее
123
гармониками полностью устранены выходным фильтром,
коэффициент передачи кпу1 = кпу [1 + тп (/)] пеленгатора
при приеме им флуктуирующих по амплитуде сигналов из-
меняется вместе с та (/) и оказывается поэтому случайной
функцией времени. Одновременно появляется аддитивная
составляющая напряжения «пу, равная (2 кпу/кт) cosOCb t.
Уравнение (4.1.4) определяет математическую модель
пеленгатора с коническим сканированием при приеме флук-
туирующих по амплитуде сигналов. В общем случае наряду
со случайным изменением крутизны дискриминационной
характеристики и появлением аддитивной ошибки помехи
приводят к резкому уменьшению диапазона, в котором вы-
ходной сигнал дискриминатора линейно зависит от переда-
ваемого параметра.
Уравнения дискриминаторов в явном виде находятся
в результате решения задачи о прохождении сигналов и по-
мех через все элементы рассматриваемого устройства. Од-
нако непосредственное получение уравнений связано, как
правило, с практически непреодолимыми трудностями.
Особенно большие трудности возникают при учете помех
значительной интенсивности.
Теоретически или экспериментально удается чаще всего
определять лишь статистические характеристики напряже-
ния дискриминатора ид при фиксированных значениях пе-
редаваемого сообщения или измеряемой координаты х.
По этим характеристикам можно получить математическую
модель дискриминатора в соответствии с заранее установ-
ленным критерием статистической эквивалентности. На
практике чаще всего требуются совпадения математических
ожиданий Л1 д, Л1С экв и спектральных плотностей Сд (<о),
Gc экв (ш) (или корреляционных функций) для выходных
сигналов цд и псэкв, получающихся на выходах реального
дискриминатора и его математической модели, называемой
также статистическим эквивалентом.
Уравнение статистического эквивалента, устанавливаю-
щее связь «сэкв с х, принципиально может быть любым.
Это объясняется возможностью определения-значительного
числа функций цСЭкв W, которые обеспечивают получение
Мсэкв и Gc акв (<*>), совпадающих с Мя и Од (оэ) соответствен-
но. Однако на практике в качестве уравнения статистичес-
кого эквивалента целесообразно использовать многочлен
n-й степени. В таких условиях тождественность реального
дискриминатооа и его статистического эквивалента обеспе-
124
чивается определением величины п и коэффициентов много-
члена. При этом если коэффициенты оказываются случай-
ными, то возникает необходимость отыскания их математи-
ческих ожиданий, а также спектральных и взаимных спект-
ральных плотностей.
Применение многочлена в качестве уравнения для ста-
тистического эквивалента оправдано наличием линейной
зависимости между исакв и коэффициентами многочлена,
чго упрощает вычислительную работу. Кроме того, много-
члены удобны дл>( их отображения с помощью стандартных
ЭВМ, которые могут быть использованы для исследования
различных по своему назначению систем радиоуправления.
Методика нахождения статистических эквивалентов в со-
ответствии с указанным выше критерием детально рассмот-
рена в [51, 106, 107, НО]. Поэтому здесь даются лишь два
примера, иллюстрирующие ее сущность.
Первый пример относится к пеленгатору, для которого
теоретически или экспериментально определены математи-
ческое ожидание Мпу и спектральная плотность Gny (со)
для напряжения «пу, формируемого пеленгатором при любом
фиксированном значении угла 0 между направлением на
пеленгуемый объект и осью антенны пеленгатора.
Пусть математическое ожидание Мпу и спектральная
плотность Gay (со) напряжения, формируемого пеленгато-
ром, равны
^Dy = Knye.	(4.1.5)
Gny (“) = Go («) + Gx (со) 0 + G2 (со) 0а.	(4.1.6)
Так как в рассматриваемом примере Л4пу изменяется
пропорционально 0, a Gnr (со) зависит от 0 и 0а, то естест-
венно предположить, что реальный пеленгатор является
линейным измерителем угла 0 и уравнение его статистичес-
кого эквивалента имеет вид
«сэкв = (О + Bi (О 6-	(4.1.7)
Здесь |0 (0 и (0 — коэффициенты уравнения, которые
могут быть как постоянными величинами, так и детермини-
рованными или случайными функциями времени.
Математические ожидания М$а и Algi, спектральные
плотности Gso (со) и Gji (со), а также взаимные спектраль-
125
ные плотности G01 (со) и GK (со) коэффициентов (/) и (/)
должны выбираться так, чтобы выполнялись равенства
Л1О8КВ = ЛГПУ,	(4.1.8)
Ge зкв (<о) == GD7 (со),	(4.1.9)
где Л4С Э1(В и Gc гкв (со)—математическое ожидание и спект-
ральная плотность напряжения нСЭквпри фиксированном
значении 0.
Из уравнения (4.1.7) при предположении, что £0 (/)
и (/) являются случайными функциями времени, а зна-
чение угла 0 фиксировано, следует
Л4сэкв = Л4?о + Л1|1 0;	(4.1.10)
GO3KB(co) = GlQ (со) + G^ (со) 02-HGol (co)+Glo (со)]0. (4.1.11)
Сравнение соотношений (4.1.5) и (4.1.10) показывает,
что условие (4.1.8) удовлетворяется, если М^о = 0 и
Л4£1 = «пГ Чтобы GCBKB (со) = Gny (со) требуется:
G^o (со) = Go (со); G6i (со) = G2 (со),	G01 (со) + G10 (со) =
= G1(co).
Следовательно, уравнение статистического эквивалента
для рассматриваемого пеленгатора может быть записано
в виде
«сэкв = [Кпу + ^? (01 б + ёо (0-	(4.1.12)
Здесь gf (/) = gj (0 — Afgi — центрированная случайная
функция (/).
В качестве второго примера иллюстрирующего методику
нахождения статистического эквивалента и показывающего
одновременно идентичность результатов, получающихся
при точном решении задачи и использовании статистическо-
го эквивалента, рассмотрим устройство, содержащее высоко-
частотный линейный усилитель и амплитудный детектор,
нагрузкой которого являются параллельно соединенные
резистор R и конденсатор С. Пусть на вход высокочастот-
ного усилителя поступают аддитивная смесь независимых
друг от друга гармонического сигнала, модулированного
по амплитуде, и широкополосных стационарных флук-
туаций, а полезный эффект представляет собой напряже-
ние т] (0, образующееся на нагрузке.
126
Будем считать, что (2л7и0) < RC « тк, где <оо — угло-
вая частота сигнала, совпадающая с центральной частотой
амплитудно-частотной характеристики высокочастотного
усилителя, ат„ — время корреляции огибающей сигнала и
флуктуаций. При этом условии и применении квадратич-
ного детектора с характеристикой нелинейного-элемента
g (и) = 0g и2 при
g (и) = 0 при
п йС О,
н < О
можно найти, 'что [1721
(4.1.13)
В соотношении (4.1.13), справедливом при 0g RV (?)	0,1,
V2 (О = Wc (t) + Л 0Р + A2 (t)	(4.1.14)
представляет собой квадрат огибающей напряжения, выра-
батываемого высокочастотным линейным усилителем; при-
чем Uc (/) — огибающая принимаемого сигнала, а Лс (!) и
Д8(0 —огибающие косинусоидального и синусоидального
слагаемых, образующих флуктуации g (/) = Ac(t) х
X cos соо sin <о/о на выходе того же высокочастотного
усилителя.
С другой стороны общеизвестными являются формулы,
определяющие математическое ожидание Му и корреля-
ционную функцию Rv (т) для квадрата V (i) огибающей
смеси гармонического сигнала с постоянной амплитудой
Uc и узкополосного шума £ (t). Эти формулы имеют вид
[172]:
Му = 2 а2 + UI,
Rv (т) = 4 [о2р2 (т) + U2C(> (т)] а2,
(4.1.15)
(4.1.16)
где о2 и р (т) — дисперсия и огибающая коэффициента кор-
реляции для флуктуаций | (0.
Сточки зрения рассматриваемой здесь задачи, когда оги-
бающая Uс (0 принимаемого сигнала может считаться мед-
ленно изменяющейся случайной функцией времени, Му. и
Ry (т) являются условными математическим ожиданием’ и
корреляционной функцией для квадрата огибающей, вы-
численными при условии, что Uo (/) = Uc. Тогда условные
127
математическое ожидание Мn (Uc) и корреляционная функ-
ция /?г| (Uc, т) процесса г] (0 будут равны:
AM^-^g^W + ^c),	(4.1.17)
Wc т)=-^р2/?2а2р(т)[о2р(т) + ^].	(4.1.18)
4
Считая функции Л4П (Ue) и /?п (Ua, т) заданными, най-
дем уравнение статистического эквивалента, связывающее
Лсэкв и ^с. где Лсэкв — выходной сигнал статистического
эквивалента, равный
Лсэнв = Ео (0 + 11 (0	(0 ui.	(4.1.19)
Математические ожидания М^а, M$t и а также кор-
реляционные функции R^ (т),	(т) и /?^2 (т) для коэф-
фициентов |0 (0, £i (0 и |2 (0 в соответствии с критерием
о равенстве математических ожиданий и корреляционных
функций для сигналов, образующихся на выходах реаль-
ного устройства и его статистического эквивалента, долж-
ны составлять
= O,50g /?о2;	= 0; М& = О,250й;
/?.0(т) = 0,250g 7?2о4р2(т);
(т) = 0,2501о2 р(т);	^2(т) = 0.
Сравнивая уравнения (4.1.13) и (4.1.19) с учетом соотно-
шения (4,1.14), легко убеждаемся, чтот)сэкв=т], если счи-
тать, что
|0 (0 = 0,25 0Й R [Агс (0 + А1 (01,
(0 = 0,5 0g RAC (0 и £г (О = 0,25 0g R,
Рассмотренные здесь примеры наглядно показывают
возможность находить уравнения статистических эквива-
лентов по заданным условным математическим ожиданиям
и корреляционным функциям (или спектральным плотно-
стям) для выходных сигналов анализируемого одноканаль-
ного радиотехнического устройства. Если радиотехническое
устройство является многоканальным, то при нахождении
статистического эквивалента для каждого из его каналов
необходимо учитывать и появляющиеся из-за помех меж-
128
канальные связи. Однако сущность методики определения
статистических эквивалентов для многоканальных радио-
технических устройств остается такой же, как и для одно-
канальных [106].
4.2. МЕТОДЫ ПОВЫШЕНИЯ СКРЫТНОСТИ
Скрытность радиоэлектронного устройства — это его
способность противостоять разведке противником радиосиг-
налов и тем самым затруднить ему создание радиопомех.
Известны частотный, структурный, временной, ампли-
тудный и пространственный методы повышения скрытности.
Сущность частотного метода сводится к перестройке
приемопередающих устройств в процессе их работы и час-
тотной маскировке излучаемых радиосигналов. В угломер-
ных устройствах с коническим сканированием целесообраз-
но, помимо того, применение скрытой частоты сканирова-
ния (постоянной или изменяющейся во времени). Частотный
метод направлен на то, чтобы затруднить противнику обна-
ружение рабочей частоты радиоэлектронного устройства
с необходимой вероятностью или ее измерение с требуемой
точностью.
Сравнительно детальный анализ возможностей поиско-
вых и беспоисковых устройств, осуществляющих обнару-
жение радиосигналов и измерение их несущей частоты,
имеется в книге [24] и поэтому устройства данного вида
здесь не рассматриваются.
Применение скрытой частоты сканирования часто не поз-
воляет противнику создавать помехи, прицельные по этой
частоте; причем чем больше диапазон частот сканирования,
тем менее эффективными будут помехи. Частотная маски-
ровка излучаемых радиосигналов сводится к одновремен-
ному использованию NB (Мп> 1) передатчиков в составе
одного радиоэлектронного устройства. Все 2Vn передатчи-
ков работают на разных и далеко отстоящих друг от друга
несущих частотах, но формируют одинаково модулирован-
ные сигналы. Обрабатываться в приемной установке могут
только 1, 2, ...,-Л/п сигналов. При таком условии и очень
большом разносе рабочих частот у Nn передатчиков разведы-
ваемого радиоэлектронного устройства может потребовать-
ся Afn передатчиков, формирующих заградительные помехи,
и наверняка передатчиков при создании помех, прицель-
5 Зак. 583	129
ных по частоте. Применение Уп передатчиков помех исклю-
чено в значительном числе случаев, что связано с ограни-
чениями веса, габаритов, потребления энергии и т. п. Вмес-
те с тем при использовании многочастотного излучения ус-
ложняется решение проблемы ЭМС.
Структурный метод повышения скрытности основан на
использовании квазислучайных сигналов. Сущность дан-
ного метода состоит в том, что разведываемое устройство
формирует шумоподобный сигнал или кодовые группы им-
пульсов (сложные сигналы), закон обработки которых про-
тивнику не известен. Типичными представителями таких
кодовых групп являются М-последовательности [27], коды
Баркера [172] и другие типы сложных сигналов, обеспечи-
вающих реализацию принципа сжатия. В простейших слу-
чаях структурная скрытность достигается тем, что к после-
довательности импульсов, отображающих передаваемые
сообщения (например, команды управления ракетой), до-
бавляются импульсы, которые противнику представляются
хаотически следующими, и в то же время известны для
приемной установки разведываемого радиоэлектронного
устройства. У противника при этом возникают затруднения
по определению вида модуляции, используемых кодов и т. д.,
что снижает возможность создания эффективных радиопо-
мех.
Квазислучайные сигналы могут применяться в самых
разнообразных по своему назначению радиотехнических
устройствах.
Временной метод повышения скрытности основан на
уменьшении длительности и частоты повторения излучае-
мых радиосигналов. Если за время подготовки радиотехни-
ческого устройства к работе и его функционирования ра-
диосигналы не излучаются, что характерно для систем пас-
сивного самонаведения, пассивных радиопеленгаторов
и т. п., то это устройство, содержащее лишь приемную
установку, оказывается практически скрытным. Значитель-
ное сокращение времени радиоизлучений достигается при ис-
пользовании комбинированных (комплексных) систем, обес-
печивающих измерение координат и содержащих радиотех-
нические и нерадиотехнические (например, инерциальные)
датчики информации. Нерадиотехнические датчики инфор-
мации, будучи скорректированными по сигналам радио-
технических измерителей, сравнительно большое время
способны осуществлять измерение координат с ошибками,
130
не превышающими допустимых значений. Детальное рас-
смотрение комплексных систем с анализом их основных
свойств дается в гл. 9 данной книги.
Амплитудный метод повышения скрытности предусмат-
ривает снижение мощности передатчика разведываемого
радиотехнического устройства с тем, чтобы мощность сиг-
нала на входе разведывательного приемника была меньше
его реальной чувствительности. Такой метод практически
нецелесообразен, поскольку при этом ухудшается помехо-
устойчивость разведываемого радиотехнического устрой-
ства.
Пространственная скрытность определяется диаграм-
мами направленности антенных систем, используемых в раз-
ведываемом радиотехническом устройстве. Она тем выше,
чем уже диаграмма направленности применяемых антенн и
ниже уровень их боковых лепестков.
В радиотехнических системах радиотелефонной и радио-
телеграфной связи, командных радиолиниях управления,
системах передачи данных и других системах нерадиолока^
ционного типа в принципе возможны неследящие и следящие
антенны. Уменьшение секторов излучения и приема не сле-
дящими антеннами ограничивается требованием бесперебой-
ной радиосвязи при всех возможных положениях пунктов
передачи и приема. При этом необходимые форма и ширина
диаграммы направленности определяются в соответствии
с известными методами расчета линий радиосвязи.
Если антенны радиотехнических устройств нерадиоло-
кационного типа следящие, то сужение их диаграмм на-
правленности лимитируется ошибками следящих систем и
допустимыми размерами антенн.
Необходимые диаграммы направленности антенн, ис-
пользуемых в следящих радиолокационных измерителях
координат, также определяются в значительной мере тре-
буемой точностью измерений и допустимыми габаритами.
Выбор формы и ширины диаграммы направленности антенн,
применяемых в радиолокационных станциях иного типа,
обусловливается конкретно решаемыми задачами и осущест-
вляется в соответствии с рекомендациями теории и техники
радиолокации.
5*
4.3. МЕТОДЫ ПОВЫШЕНИЯ ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТИ
1.	Общие сведения
В целом проблема защиты радиоэлектронных устройств
от естественных, взаимных и организованных радиопомех
еще далека от своего решения. Однако в наатоящее время
известно значительное число методов борьбы с отдельными
видами и группами помех.
Влияние индустриальных и взаимных помех обычно су-
щественно ослабляется. Это достигается разносом несу-
щих частот, соответствующим расположением антенн ме-
шающих друг другу радиопередатчиков, кодированием
сигналов, применением средств подавления помех в элект-
роприборах и т. п.
Естественные помехи типа внутренних шумов радио-
приемников и флуктуации принимаемых сигналов, возни-
кающие при отражении от радиолокационных целей и
в процессе распространения радиоволн, существуют прак-
тически непрерывно. К непрерывно действующим часто
принадлежат также шумы подстилающей поверхности и от-
ражения от местных предметов.
Современные радиоэлектронные устройства и системы
строятся так, чтобы обеспечивалось их нормальное функ-
ционирование в условиях непрерывно действующих помех.
Создание таких устройств и систем — весьма сложная за-
дача. Однако сейчас она довольно успешно решается, чему
в значительной степени способствуют имеющиеся успехи,
достигнутые в области теории и практики оптимального
радиоприема.
Разработка оптимальной или близкой к ней схемы прием-
ника по отношению к его внутренним шумам и близким
к ним по структуре активным шумовым радиопомехам яв-
ляется обязательной для каждого конструктора. Поэтому
вопросам оптимизации приема сигналов посвящается спе-
циальный параграф данной главы. Одновременно радио-
электронные устройства и системы строятся так, чтобы они
были защищены от действия не только наиболее вероятных,
но и наиболее опасных организованных помех. Это делается
даже в тех случаях, когда применяемые средства защиты
получаются сложными и дорогостоящими. Кроме того, все
радиоэлектронные средства защищаются от организованных
помех, влияние которых устраняется просто и дешево.
132
Принципиально защита от естественных, взаимных и
организованных помех базируется на отличии структуры и
закономерностей изменения параметров, свойственных по-
лезным сигналам и мешающим воздействиям. Она обеспе-
чивается предотвращением перегрузки приемников, компен-
сацией радиопомех, первичной, вторичной и функциональ-
ной селекциями, адаптацией, комплексным использованием
информации и использованием помеховых сигналов в си-
стемах, содержащих подавляемые радиоэлектронные уст-
ройства.
2.	Предотвращение перегрузки радиоприемника
При действии полезного сигнала совместно с помехой
большой интенсивности на радиоприемник его усилители
работают в нелинейном режиме. Это приводит к искажению
огибающей полезного сигнала. Когда помеха достигает уров-
ня, при котором усилители периодически переходят от на-
сыщения к отсечке, наступает, как говорят, перегрузка
приемника. Она является опасной при приеме непрерывных
и импульсных сигналов, модулированных по амплитуде,
а также немодулированных радиоимпульсов.
Чтобы устранить перегрузку радиоприемника и тем самым
обеспечить сохранение наиболее существенных признаков
полезного сигнала и эффективное использование средств
помехозащиты в УВЧ, УПЧ и видеоцепях, необходимо ре-
гулировать динамический диапазон напряжения ир, дейст-
вующего на входе группы или каждого из усилителей прием-
ника и представляющего собой смесь полезного сигнала и
помехи. Для этого используются системы АРУ и усилители
с линейно-логарифмическими характеристиками. Среди сис-
тем АРУ наиболее целесообразны быстродействующие.
Это объясняется тем, что помехи могут представлять собой
мощные импульсы с малой скважностью (прерывистые по-
мехи), а система АРУ с большой постоянной времени не в со-
стоянии резко изменять усиление приемника. На практике
быстродействующие системы АРУ (БАРУ) не всегда прием-
лемы: их нельзя использовать, например, в угломерных
устройствах с коническим сканированием.
Детально вопрос о предотвращении перегрузки радио-
приемников с помощью различных технических средств и
получающиеся при этом результаты, рассматриваются
в гл. 5.
133
3.	Компенсация радиопомех
Идея о компенсации радиопомех впервые была высказа-
на советским ученым академиком Н. Д. Папалекси в его
книге «Радиопомехи и борьба с ними», изданной в 1942 г.
В этой книге задача о компенсации радиопомех поставлена
и решена следующим образом. Помимо основного приемни-
ка, реагирующего на смесь сигнала и помехи, используется
дополнительный (компенсационный) приемник, антенна
которого воспринимает только помехи. Интенсивности и
фазы помех в компенсационном и основном приемниках
устанавливаются одинаковыми и противоположными соот-
ветственно. В результате, как утверждается в 1122], помеха
на выходе основного приемника компенсируется, а полез-
ный сигнал остается неискаженным.
Такие постановка и решение задачи о компенсации по-
мех являются классическими и полностью соответствуют
случаю, когда основной и компенсационный приемники
осуществляют линейные преобразования действующих сиг-
налов и помех. Математически изложенная выше задача
ставится следующим образом. На входе основного прием-
ника имеется аддитивная смесь
(0 = Wco (/) + Un0 (/)
полезного сигнала «со (/) и помех ипо (/), а на вход компен-
сационного приемника поступает только помеха ппк (/),
функционально связанная с ипо (/).
Если должным образом подобрать операторы О0 и Ок,
характеризующие процессы в линейных преобразователях
напряжений uBX (t) и unK (t) соответственно, то можно до-
биться того, что
Дц (О = Оо{«вх (0} — 0«{«пк (0} = °о («со (01-	(4.3.1)
Здесь О0 {ивх (/)} = О0{исо (/)} + Оо {ипо (/)} — полезный
сигнал и помеха на выходе основного канала, a OK{«nK(/)} —
выходная помеха компенсационного приемника. Посколь-
ку оператор О0 известен, восстановление сигнала ис0 (t)
не представляется затруднительным.
На практике полезный сигнал и помеха могут действо-
вать как одновременно, так и в разное время. Последнее
характерно для импульсных радиоэлектронных устройств,
подверженных действию импульсных помех, которые обра-
зуются на интервалах времени, где отсутствует полезный
сигнал. В таких условиях возможна компенсация помех
134
как на основе классического метода, называемого амплитуд-
но-фазовым или когерентным, когда основной и компенса-
ционный приемники являются линейными преобразовате-
лями, так и методом компенсации помех после предвари-
тельного формирования их огибающих, именуемым ампли-
тудным или некогерентным.
Рассмотренные выше методы компенсации помех, ко-
торые в настоящее время имеют значительное число схем-
ных реализаций, широко известны для компенсации помех,
действующих по боковым лепесткам диаграммы направлен-
ности основных приемных антенн. Существенно при этом
требование наличия в радиоэлектронном устройстве двух
приемников. Один из них должен принимать только помехи,
а другой — помехи и полезный сигнал. Однако возможна
компенсация помех при использовании лишь одной антенны
и одного радиоприемника. Обязательным условием при этом
является то, что полезный сигнал и помеха представляют
собой импульсы с периодом следования Та, возникающие
на этом интервале в разное время. Кроме того, интенсивно-
сти полезного сигнала и помех во времени должны изменять-
ся и оставаться постоянными соответственно. Математиче-
ски данное условие характеризуется тем, что входной сигнал
«вд (0 = «с (0	при т0 + k Ти < t < т0 4- ти + kTи,
нвх (0 = иа (0	при тп0 4- kTa < t < тпо 4- тп 4- kTa,
«вх (0 = 0 при других значениях t.	(4.3.2)
Здесь т0 — момент возникновения первого импульса,
характеризующего полезный сигнал; ти — длительность
полезного импульса; тп0 — момент возникновения пер-
вого импульса помехи; тп — длительность импульса по-
мехи; k — целое число, принимающее значения 0; 1; 2-,...-,
нс (0 — функция, характеризующая закон изменения по-
лезного сигнала во времени, причем амплитуда этого сиг-
нала изменяется за время Ти\ ии (/) — функция, опреде-
ляющая закон изменения помехи во времени, причем
в отличие от ис (/) амплитуда Uu (0 импульса помехи ип (/)
за период Тп одна и та же.
Если в приемной установке, на которую действуют по-
мехи, иметь устройство, осуществляющее задержку напря-
жения ивх (/) на Та и формирующее сигнал
(I - Л) =	(/ - Та) + ua(t- Ти),	(4.3.3)
135
то, подав uBX (0 и ивх (/ — Тв) на вычитающее устройство,
можно получить разностное напряжение
Ди (0 = «вх (0 —«вх (/ — Та) = ис (/) — ис (t— Ти), (4.3.4)
характеризующее свободный от помех полезный сигнал.
Рассмотренный выше метод компенсации помех, осно-
ванный на том, что помеха является периодически следую-
щими не перекрывающимися между собой импульсами,
принято называть методом череспериодной компенсации.
Возможна также компенсация помех путем их декор-
реляции. Сущность этого метода сводится к следующему.
Пусть имеется смесь
«вх (0 = «со (0 + «по (О
полезного сигнала ис0 (/) и помехи ипо (/) на выходе основ-
ного приемника и опорное напряжение ноп (/), формируе-
мое вспомогательным приемником или передающей установ-
кой РЛС. Для конкретности последующего изложения
будем полагать, что основной приемник является радиоло-
кационным и реагирует на непрерывные во времени сиг-
налы, a uoa(t)— характеризует не искаженное помехами
опорное напряжение, вырабатываемое передатчиком РЛС.
Имея в распоряжении иоп(/), можно образовать заранее
известное напряжение Uon (0> отличающееся, например,
по фазе, от иоп (t). В результате совместного преобразова-
ния иоп (?) и ивх (f), а также ивп (0 и ивх (/) можно получить
два напряжения
«1 (0 = «С1 (0 + «П1 (0,	«2 V) = «С2 (0 + «П2 (0>
где ип1 (0 и ип2 (/) — некоррелированные помехи, а ис1 (/)
и «с2 (0 — функционально связанные полезные сигналы.
Суммирование или вычитание щ (/) и и2 (/) (в зависимо-
сти от конкретно решаемой задачи) приводит к возникнове-
нию Напряжений U2 (0 = Uj (/) + u2 (/) или ид (/) =
= их (/)—и2 (/). Интенсивность помех в и2(/) и ид (/) меньше
по сравнению с составляющей полезного сигнала, чем в ис-
ходной смеси uBX (I). Детальное обсуждение метода компен-
сации помех и получающихся при этом основных свойств
дается в следующей главе данной книги.
Резюмируя все сказанное выше, необходимо отметить,
что в настоящее время известны следующие три основных
метода компенсации помех;
—	компенсация помех с помощью вспомогательных
(компенсационных) радиоприемников;
—	череспериодная компенсация помех;
—	компенсация помех путем их декорреляции.
Эти методы используются при борьбе со сравнительно
большим числом видов радиопомех.
4.	Первичная селекция
Под первичной селекцией понимают выделение полезно-
го сигнала из смеси его с помехами в различных элементах
радиоприемника при использовании лишь тех параметров
полезного сигнала, которые обусловливаются принципом
построения радиотехнического устройства. В соответствии
с этим различают пространственную, поляризационную,
частотную, фазовую, временную, амплитудную, структур-
ную и комбинированную первичные селекции.
Пространственная селекция обеспечивается антенной.
Чем уже ее диаграмма направленности и меньше уровень
боковых лепестков, тем выше пространственная селекция.
Эта селекция дает возможность вести борьбу с многоточеч-
ными помехами, т. е. помехами, создаваемыми несколькими
разнесенными в пространстве источниками. Однако неиз-
бежное наличие боковых лепестков не позволяет полностью
избавиться от влияния таких помех.
Поляризационная селекция основывается на различии
поляризации принимаемых сигналов и помех. Она исполь-
зуется для борьбы как с естественными, так и организован-
ными помехами, особенно в радиолокационных угломерных
устройствах различного назначения. Поляризационная се-
лекция организованных помех может быть пассивной и
активной. Первая из них достигается согласованием поля-
ризации принимаемого сигнала и антенны, а вторая обеспе-
чивается поляризационным фильтром и является эффектив-
ным средством борьбы с кросс-поляризационной помехой,
которая считается универсальной для угломерных уст-
ройств.
Поляризационный фильтр представляет собой сетку из
близко расположенных друг от друга параллельных
проволок или металлических пластин. Эта сетка, уста-
навливаемая в раскрыве антенн, отражает радиоволны
с плоскостью поляризации, параллельной осям проволок
(или пластинам), и является прозрачной для волн с орто-
137
тональной поляризацией. Роль поляризационного филь-
тра может выполнять также и отражатель антенны, если
его сделать прозрачным для помеховых сигналов. Возмож-
ны и иные виды поляризационных фильтров.
Первичная частотная селекция основывается на раз-
личии спектров полезного сигнала и помех. Она обеспечи-
вается перестройкой и максимально возможным сужением
полосы пропускания приемника. В угломерных устройст-
вах с коническим сканированием применяется, кроме того,
перестройка частоты сканирования FCK = йск/2л, позво-
ляющая устранять или существенно уменьшать влияние
прицельных и заградительных помех по FCK. Эти помехи
представляют собой непрерывный или импульсный сигнал
несущей частоты, модулированный по амплитуде гармони-
ческим напряжением с частотой FCH или шумом, спектр
которого располагается вокруг FCK. Сужение полосы про-
пускания приемника достигается с помощью высокочас-
тотных систем стабилизации частоты излучаемых колеба-
ний и подстройки частоты гетеродина в радиоприемнике,
а также системами слежения за допплеровской частотой
и скоростью изменения ее во времени.
Первичная частотная селекция наиболее эффективно
позволяет вести борьбу с активными и пассивными маски-
рующими помехами. Она способствует также полному уст-
ранению или существенному уменьшению влияния отра-
жений от подстилающей поверхности и местных предметов.
При фазовой первичной селекции учитывается разли-
чие фазово-частотных характеристик у принимаемых по-
лезных сигналов и действующих радиопомех. Такая селек-
ция осуществляется системами фазовой автоподстройки
частоты, которые полностью подавляют помехи, ортого-
нальные по фазе с опорным сигналом, и существенно умень-
шают мощность широкополосных шумовых помех на выходе
радиоприемника. Ослабление влияния ширпкпплгтп^Н1|1у
помех при фазовой селекции объясняется тем, что и спстя-
ве эт их помех содержатся составляющие, фазы кдтпрых
совпадают и ортогональны по фазе с опорным сигналом.
Первичная временная селекция основывается на воз-
можности различать импульсные сигналы и помехи по дли-
тельности и моментам появления их во времени, а также по
частоте повторения импульсов. Эта селекция осуществляет-
ся автоселекторами импульсов по длительности, их поло-
жению во времени и частоте следования.
138
Автоселектор импульсов по длительности пропускает
сигналы, время действия которых лежит в заранее установ-
ленном диапазоне. Из-за всякого рода нестабильностей этот
диапазон несколько превышает длительность используемых
импульсных сигналов, что не позволяет подавлять помехи
полностью.
Селекция импульсов по частоте их следования (повторе-
ния) Fn осуществляется устройством, содержащим схему
И и линию задержки. Последняя задерживает входные ви-
деосигналы на время Ти = \/Fn. Задержанные и незадер-
жанные импульсы подаются на схему И, которая пропускает
лишь импульсы с периодом повторения Та и является ра-
зомкнутым ключом для помеховых импульсов, если их час-
тота повторения не равняется Fn. Принципиально авто-
селекторы импульсов по частоте повторения могут рабо-
тать в диапазоне не только видео-, но и радиочастот. Авто-
селекторы импульсов по длительности и частоте повторения
пригодны для применения во всех типах радиотехнических
устройств, передатчики которых излучают периодически
следующие во времени импульсные сигналы с неизменными
длительностями.
Первичная временная селекция импульсов по положе-
нию реализуется в импульсных автодальномерах, сигналы
которых применяются для стробирования (отпирания) ра-
диоприемников на время действия принимаемых полезных
импульсов. Такие автодальномеры обеспечивают защиту
как от импульсных помех, синхронных по периоду повторе-
ния с полезными импульсами, но отличающихся от послед-
них по моментам возникновения, так и от помех типа отра-
жения радиосигналов от протяженных целей. Возможны,
например, ситуации, когда удаляющийся от РЛС самолет
выбрасывает дипольные отражатели в заднюю полусферу.
Цель создания помех такого типа состоит в том, чтобы при-
нудить автодальномер, а вместе с ним и угломерное устрой-
ство РЛС автоматически сопровождать не самолет, а облако
дипольных отражателей. Однако если в радиолокационном
автодальномере ось следящих полустробов совмещается не
с центром «тяжести» принимаемого импульсного сигнала,
а с его срезом, то можно сопровождать по дальности самый
удаленный отражающий объект из группы, образующей
протяженную цель, и тем самым обеспечить автоматическое
определение координат цели (самолета), а не облака пассив-
ных помех (9). Одновременно появляется возможность за-
139
щиты автодальномера и РЛС в целом от действия уводя-
щих по дальности помех.
Отделение полезных сигналов от помех по различию их
интенсивности на входе радиоприемника или какого-либо
другого его элемента принято называть первичной ампли-
тудной селекцией. Наиболее просто отсеиваются помехи,
которые менее интенсивны, чем полезный импульсный сиг-
нал на входе приемника и не совпадают с ним по времени
действия. Для этого достаточно использовать ограничитель
снизу. Подобный ограничитель часто полезен и в системах
с непрерывными во времени полезными радиосигналами.
Чтобы ограничитель снизу незначительно искажал переда-
ваемую информацию, требуется как можно больше повы-
шать мощность передатчика.
В импульсных радиоэлектронных системах помимо ог-
раничителей снизу могут применяться селекторы импульсов
по уровню, исключающие прохождение помеховых импуль-
сов, амплитуда которых превышает уровень полезного
сигнала. Работа селектора импульсов по уровню основана
на использовании ограничителя снизу, выделяющего лишь
импульсы помехи, и схемы НЕ. На эту схему подаются вы-
ходные импульсы ограничителя и смесь полезного сигнала
с помехой. При одновременном действии двух сигналов на
схему НЕ ее выходной эффект оказывается равным нулю,
вследствие чего она пропускает только полные сигналы.
В реальных условиях полное устранение помех не обеспе-
чивается. Однако их влияние может быть существенно сни-
жено. Амплитудная селекция достигается также методом
накопления и путем углового стробирования.
Сущность метода накопления, которое пригодно для всех
типов радиотехнических устройств, сводится к тому, что
решение о наличии сигнала принимается не сразу после его
поступления в приемник, а спустя некоторое сравнительно
продолжительное время Тн. Величина Тн выбирается так,
чтобы можно было выявить статистические свойства дейст-
вующей помехи, но при этом не должны заметно изменять-
ся контролируемые параметры (угловые координаты цели,
команды управления движением летательных аппаратов
и т. д.).
Накопление сигнала в импульсных системах осущест-
вляется сумматорами, а в системах с непрерывным излуче-
нием — интеграторами. Сумматоры и интеграторы умень-
шают эффективность широкополосных шумовых помех.
140
Это объясняется тем, что накапливаемые сигналы являются
когерентными, а шумы суммируются энергетически. Накоп-
ление импульсного сигнала в течение п периодов его повто-
рения улучшает отношение^ мощностей сигнала и шумовой
помехи в п раз по сравнению с тем, что имеет место на входе
сумматора (или интегратора); причем для интегратора эк-
вивалентом п является величина Тн/т:к, где тк — время кор-
реляции помех. Доказательство сделанного утверждения
можно нтйти в гл. 7 данной книги, а также в [185].
Наряду с временным накоплением, о чем речь шла выше,
возможно частотное и кодовое дублирование. Если при вре-
менном дублировании сигналы передаются последовательно
во времени, то частотное дублирование характеризуется
передачей данного сообщения одновременно на нескольких
несущих или поднесущих частотах. При кодовом дублиро-
вании каждое сообщение отображается соответствующей
кодовой комбинацией импульсов, которая одновременно
или последовательно во времени повторяется п раз.
Угловое стробирование является средством, обеспечи-
вающим повышение разрешающей способности радиотех-
нического устройства по угловым координатам благодаря
специальной обработке сигналов в приемнике. Поэтому по-
являются дополнительные возможности борьбы с радиопо-
мехами. Сущность метода углового стробирования поясним
на примере защиты угломерного радиотехнического устрой-
ства от действия на него двухточечной мерцающей помехи.
При этом считаем, что осуществляется выключение следя-
щей системы угломера на время излучения передатчиком
помех, расположенным на цели, которую не нужно сопро-
вождать по направлению или поражать самонаводящейся
ракетой. Факт излучения передатчиком помех устанавли-
вается следующим образом.
При отсутствии мерцающей помехи определение угловых
координат осуществляется сравнительно точно и сигнал рас-
согласования в следящей системе близок к нулю. Таким он
остается практически и при включении передатчика помех,
совмещенного пространственно с пеленгуемой целью. Как
только начинает работать передатчик помех, расположен-
ный вне пеленгуемой цели, величина сигнала рассогласо-
вания резко возрастает. Это фиксируется амплитудным се-
лектором и используется для выключения следящей системы
угломера. В момент окончания работы передатчика помех
сигнал рассогласования уменьшается и следящая система
141
снова замыкается. Возможны и иные пути реализации мето-
да углового стробирования.
Структурная селекция основывается на различии струк-
туры помех и полезных сигналов. При этом структура по-
следних зависит от используемых видов модуляции. Так,
известные в радиолокации импульсные сигналы с линейной
частотной модуляцией несущей частоты, позволяют реали-
зовать принцип сжатия в приемной установке. В соответ-
ствии с этим принципом импульс большой длительности
с заранее известным законом изменения его несущей час-
тоты преобразуется в узкий импульс. Поскольку отдельные
полуволны полезного импульса связаны между собой же-
сткой функциональной зависимостью, а помехи (например,
шумовые) являются случайными, накопление последних
в процессе сжатия происходит относительно слабо В то же
время амплитуда узкого импульса существенно возрастает
по сравнению с амплитудой широкого импульса.
В полном объеме структурная селекция может быть реа-
лизована лишь с помощью систем, осуществляющих рас-
познавание образов (сигналов). В настоящее время развитие
таких систем находится в начальной стадии.
Комбинированная первичная селекция представляет
собой различные совокупности рассмотренных выше селек-
ций и может быть частотно-временной, пространственно-
временной, пространственно-частотной и т. д. На практике
комбинированная первичная селекция используется очень
часто.
5.	Вторичная селекция
Вторичная селекция связана с контролем сопутствующих
параметров сигнала, которые формируются при специаль-
ном его кодировании на передающей стороне, чтобы повы-
сить помехоустойчивость радиотехнического устройства.
Это означает, что для осуществления вторичной селекции
требуется дополнительное увеличение энергии излучае-
мых колебаний. Различают частотную, фазовую, временную,
амплитудную и структурную вторичные селекции.
Частотная вторичная селекция обеспечивается модуля-
цией несущего сигнала дополнительными поднесущими коле-
баниями. Так, например, непрерывный сигнал подсвета
цели для полуактивной головки самонаведения может моду-
лироваться по частоте «дальномерным» синусоидальным на-
142
пряжением (1471, а в системах многоканальной радиосвязи
и командных радиолиниях управления часто используется
частотное разделение каналов, достигаемое с помощью
специальных отличающихся по частоте поднесущих коле-
баний.
Вторичная частотная селекция в приемных устройствах
осуществляется демодуляторами и фильтрами, которые свя-
зываются непосредственно с исполнительными устройст-
вами или входят в состав следящих систем. Благодаря вто-
ричной частотной селекции снижается уровень шумовых
помех, а в системах самонаведения с непрерывными сигна-
лами подсвета цели помимо того устраняется захват на ав-
тосопровождение помеховых сигналов, источники которых
располагаются за пределами дальности действия ракеты.
Фазовая, временная и амплитудная вторичные селекции
относятся к синусоидальным и импульсным поднесущим,
а не несущим колебаниям. По своим возможностям и спосо-
бам реализации они подобны одноименным видам первичной
селекции. При рассмотрении амплитудной вторичной селек-
ции следует иметь в виду, что в этом случае угловое стро-
бирование по поднесущим сигналам не применяется. Для
вторичной селекции импульсов по положению требуется
передача специальных опорных сигналов.
Для реализации вторичной структурной селекции, ос-
нованной на анализе видеосигналов приемника, исполь-
зуются не только сопутствующие параметры сигналов, но
и дополнительные сигналы. В настоящее время различают
вторичную структурную селекцию без обратной связи и
с обратной связью. Первая обеспечивается тем, что сигна-
лы, излучаемые передатчиком защищаемого радиотехни-
ческого устройства представляют собой кодовые группы
импульсов с известной на приемной стороне структурой.
Для этого могут использоваться избыточные числовые и
различного рода нечисловые коды, а также квазислучайные
сигналы. Среди избыточных двоичных кодов широко извест-
ны коды с обнаружением, коды с одновременным обнаруже-
нием и исправлением ошибок, а также нечисловые коды,
типичным представителем которых является временной
код, представляющий собой группу импульсов с заранее
известными интервалами между ними. Если структура при-
нятого сигнала после пребразования его в видеоимпул'ьсы
отличается от сигнала, сформированного в передатчике, то
при селекции без обратной связи фиксируется наличие по-
143
мехи и на исполнительное устройство напряжение не по-
дается.
Селекция без обратной связи применима в любом радио-
техническом устройстве и целесообразна для борьбы с им-
пульсными маскирующими помехами. При структурной
селекции с обратной связью помимо контроля за структу-
рой выходных сигналов радиоприемника осуществляется
устранение ошибок в передаче сообщений (например, ко-
манд управления). Это достигается применением систем
двусторонней радиосвязи, называемых также системами
с обратной связью.
Различают обратную связь с переспросом и со сравне-
нием [66, 75]. Если при наличии обратной связи с переспро-
сом приемник, анализируя поступивший на него сигнал,
устанавливает, что последний не отражает ни одного из
возможных сообщений, то на передающую установку посы-
лается сигнал переспроса. Получив этот сигнал, передатчик
в прямой цепи связи осуществляет повторную передачу пре-
дыдущего сигнала. Так происходит до тех пор, пока не прек-
ратятся посылки переспроса.
Когда используется обратная связь со сравнением,
приемник в прямой цепи связи (основной приемник) ин-
формирует передающую сторону о поступивших сигналах,
посылая для этого по цепи обратной связи сигналы, именуе-
мые квитанциями. В передатчике сведения, поставляемые
квитанциями, сравниваются с тем, что было передано.
В случае несоответствия сравниваемых данных с передат-
чика в основной приемник посылается команда, запрещаю-
щая использование предыдущего сообщения и повторяется
передача нужного сообщения. Если квитанция соответствует
переданному сообщению, то передача каких-либо дополни-
тельных сигналов по прямой цепи связи не производится и
в приемной установке фиксируется сообщение, полученное
к моменту формирования очередной квитанции. В простей-
ших системах роль квитанций выполняют сигналы, транс-
лируемые с выхода основного приемника.
Метод структурной селекции с обратной связью можно
реализовать лишь в радиотехнических устройствах связи
(радиолиниях передачи команд, системах передачи данных,
радиотелефонных станциях, неавтономных средствах ра-
дионавигации и т. п.) при передаче лишь дискретных сооб-
щений. Построение таким же образом радиолокационных
станций исключено, поскольку роль источников, формирую-
144
щих для них радиосигналы, играют цели противника или
радиолокационные объекты иного типа. Структурная селек-
ция с обратной связью позволяет бороться с импульсными
маскирующими помехами.
6.	Функциональная селекция
Функциональная селекция, называемая также функцио-
нальной обработкой сигналов, обеспечивает увеличение раз-
решающей способности радиолокационных измерителей уг-
ловых координат путем обработки сигналов, поступающих
от нескольких независимых приемников. Сущность этой
селекции поясним на примере пеленгации одного из двух
не совмещенных в пространстве источников радиоизлуче-
ний щ и ы2, полагая, что они охватываются главным лучом
антенны амплитудного моноимпульсного угломерного уст-
ройства [231].
Как известно, типовой моноимпульсный измеритель
углов имеет 4 антенны. На выходе каждой из них образуется
сигнал, содержащий сведения об углах места и азимута ис-
точников и и2. Обработав независимо выходные сигналы
всех 4 антенн и связанных с ними приемников, можно полу-
чить в конечном итоге систему уравнений с четырьмя не-
известными. В рассматриваемом примере эти уравнения
устанавливают связь между комплексными амплитудами
сигналов, сформированных соответствующими приемника-
ми, и угловыми координатами источников w/и и2. Совмест-
ное решение полученной системы уравнений дает возмож-
ность разрешить источники щ и w2, а также определить их
угловые координаты. В общем случае, когда имеется Ми ис-
точников радиоизлучений, требуется 2 Vи независимых ка-
налов приема.
Из сказанного следует, что благодаря функциональной
селекции достигается защита радиотехнического угломер-
ного устройства от помех, источники которых размещаются
вне пеленгуемой цели. Применение этого вида селекции
целесообразно в радиолокационных и радионавигационных
станциях, содержащих угломерные устройства, а также
в радиосвязи при использовании одной несущей частоты
для нескольких одновременно работающих передатчиков.
7.	Адаптация, комплексное использование
информации, использование радиопомех
Адаптация (приспособление к внешним условиям) пре*
дусматривает изменение структуры и параметров защищае-
мого радиотехнического устройства, чтобы оно в условиях
действия помех любого данного вида выполняло свои функ-
ции наилучшим образом. В настоящее время проблема адап-
тации радиотехнических средств при учете действия на них
специально организованных радиопомех еще далека от свое-
го разрешения, но усиленно изучается. Уже имеются неко-
торые рекомендации, вытекающие из теоретических иссле-
дований и направленные на улучшение отдельных элементов,
входящих в состав радиолокационных измерителей коорди-
нат, командных радиолиний управления, систем радио-
связи и т. д.
Так, хорошо известная система автоматического регу-
лирования шумов (ШАРУ) осуществляет адаптацию при-
емника, поддерживая на его выходе неизменным уровень
ложных тревог при действии широкополосных шумовых
помех. Другим примером адаптивной системы является ан-
тенна радиолокационного угломерного устройства с само-
настройкой его диаграммы направленности. Возможны так-
же автоматические регулировки интервала квантования пе-
зедаваемых сообщений по уровню (291, коэффициентов пе-
редачи измерителей и командных радиолиний управления
110] в зависимости от интенсивности действующих помех.
Принципы комплексного использования информации
реализуются в радиолокационных и радионавигационных
измерителях, размещаемых на подвижных объектах. В та-
ких измерителях сведения об искомых координатах полу-
чают в результате обработки сигналов, формируемых ра-
диотехническими и нерадиотехническими датчиками ин-
формации. Нерадиотехнические датчики контролируют дви-
жение объекта, на котором расположен радиотехнический
измеритель. При комплексном использовании информации
обеспечивается дополнительное сужение полосы пропуска-
ния радиотехнического измерителя при сохранении малого
уровня динамических ошибок. Это достигается благодаря
тому, что изменения содержащегося в радиосигнале и под-
лежащего измерению параметра, обусловленные движением
объекта, контролируются нерадиотехническими датчиками.
Примерами нерадиотехнических датчиков информации, спо-
146
собных работать совместно с радиотехническими измерите-
лями, являются акселерометры, гироскопические датчики,
измерители воздушной скорости самолетов.
В процессе работы радиотехнических и нерадиотехни-
ческих датчиков возможна их взаимная коррекция, которая
позволяет не только сужать полосу пропускания радиотех-
нического измерителя координат, но и осуществлять перио-
дическое выключение последнего. При этом в качестве по-
лезных используются сигналы, формируемые нерадиотех-
ническими датчиками. Чтобы имелась возможность произво-
дить необходимые переключения в радиотехническом уст-
ройстве при действии на него радиопомех, в состав комплек-
сного измерителя должен входить анализатор помех.
Метод комплексного использования информации яв-
ляется сравнительно универсальным. Он может применять-
ся при защите как от маскирующих, так и от имитационных
помех.
Использование помеховых сигналов в интересах радио-
электронных средств обеспечивается обычно пассивными из-
мерителями угловых координат целей (например, угломер-
ных устройств пассивных головок самонаведения ракет).
Кроме того, режим пассивной пеленгации предусматривает-
ся в самолетных, корабельных и наземных радиолокацион-
ных станциях военного назначения, активных и полуак-
тивных головках самонаведения ракет. Известны также пас-
сивные радиовзрыватели.
4.4.	ОПТИМИЗАЦИЯ ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ
1.	Общие сведения
Традиционными разделами теории оптимальной обработ-
ки сигналов являются:
—	обнаружение и распознавание сигналов;
—	оценка параметров;
—	фильтрация;
—	разрешение Сигналов.
В измерительных радиотехнических устройствах обна-
ружение сигнала, т. е. установление факта его наличия,
как правило, всегда предшествует измерению. Это обуслов-
лено тем, что ценность представляют лишь те результаты
измерений, которые получены с гарантированной заранее
147
точностью. Поэтому автоматические измерительные устрой-
ства, а также автоматические командные радиолинии управ-
ления содержат обнаружители, которые подключают цепи
измерения или регистрирующую аппаратуру при определен-
ном соотношении между сигналом и уровнем шумов. В би-
нарных системах связи обнаружитель представляет собой
элемент приемной аппаратуры, который фиксирует наличие
или отсутствие двоичных символов в принимаемом сигнале.
К теории обнаружения по применяемому математиче-
скому аппарату и схемным реализациям примыкает распоз-
навание (различение) сигналов, когда необходимо опреде-
лить, какой из возможных сигналов присутствует в приня-
том сообщении.
Оценка параметров является одной из классических
задач математической статистики. Суть ее состоит в том, что
по конечному числу выборочных значений некоторой случай-
ной величины, вид распределения которой предполагается
известным, определяются (оцениваются) значения парамет-
ров этого распределения. В радиотехнических приложениях
подобная задача состоит в определении некоторых харак-
теристик (параметров) принимаемого сигнала. Предпола-
гается, что измеряемая величина закодирована в одном из
параметров сигнала, принимаемого совместно с шумами.
При оптимальной оценке этот параметр должен быть изме-
рен (оценен) наилучшим образом в смысле принятого кри-
терия качества.
Как следует из общей формулировки задачи оценки па-
раметров, для ее решения необходимо знать вид закона рас-
пределения принимаемой смеси сигнала и шума. Помимо
этого одним из основных допущений, которое делается при
оценке параметра, является условие постоянства параметра
в течение времени измерения или, как часто говорят, вре-
мени наблюдения. Это условие сильно снижает прикладное
значение задачи оценки параметров применительно к авто-
матическим радиолокационным и радионавигационным из-
мерителям координат подвижных объектов.
Оптимальная фильтрация свободна от указанного допу-
щения. Такая фильтрация позволяет выделить наилучшим
образом из смеси полезного воздействия и шума само по-
лезное воздействие, которое представляет собой в общем
случае реализацию некоторого случайного процесса. Если
выделяемое воздействие является постоянной, но неизвест-
ной величиной, то получаются результаты, аналогичные тем,
148
которые дает теория оценки параметров. Поэтому иногда
фильтрацию называют оценкой процесса [100].
Проблема оптимального разрешения в статистическом
плане сводится к установлению факта наличия или отсутст-
вия данного сигнала при наличии мешающих сигналов
с близкими значениями параметров. Следовательно, ре-
шается задача обнаружения сигнала в условиях, когда сов-
местно принимаются сигналы, близкие по структуре к об-
наруживаемому.
Принимая во внимание все сказанное выше, отметим, что
можно получить общее представление о проблемах опти-
мальной обработки сигналов, если рассмотреть лишь зада-
чи оптимального обнаружения и фильтрации.
2.	Обнаружение сигналов
Для наглядности изложения введем основные понятия
и характеристики оптимального обнаружения, иллюстри-
руя их на простейшем примере. Предположим, что на ин-
тервале наблюдения (обработки) Т может присутствовать
или отсутствовать полезный сигнал, характеризуемый по-
стоянным значением ис (рис. 4.1, а). В качестве обнаружи-
ваемого сигнала можно было бы принять отрезок синусоиды
с постоянной амплитудой, однако это не изменит существа
рассматриваемой ниже процедуры обнаружения.
Достоверному обнаружению сигнала мешает наличие
шума (рис. 4.1, б), в смеси с которым наблюдается сигнал
(когда он присутствует). Следовательно, по реализациям,
содержащим смесь сигнала с шумом (рис. 4.1, или только
шум, необходимо установить факт присутствия сигнала.
Таким образом, процедура обнаружения сводится к об-
работке реализаций случайной функции
Y (0 = Uc + Um (t).	(4.4.1)
В каждой из этих реализаций возможно наличие или от-
сутствие обнаруживаемого сигнала.
Будем обозначать случайные функции и случайные ве-
личины большими (заглавными) буквами Y (t), U (/) и т. д.,
а'набор их возможных значений, а следовательно, и аргу-
менты (независимые переменные) соответствующих законов
распределения — малыми буквами, например у, иш и т. д.
Достаточно полной статистической характеристикой слу-
чайной функции Y (0 является ее многомерная плотность
149
распределения. Она вводится следующим образом. Рассмат-
риваются значения случайной функции в дискретные мо-
менты времени /ь Z2,..., tm, что означает замену случайной
функции случайной последовательностью. На всей совокуп-
ности возможных реализаций значения случайной функции
Y (/) в моменты времени /2, tm представляют собой
последовательность случайных величин Ух = Y (Q, Уг =
= У (/2), ..., Ут=У (tm). Такую последовательность иног-
да называют многомерной случайной величиной или случай-
ным вектором.
Совместная плотность распределения этих случайных ве-
личин wm (уи .... ут/ие), где Z/1 = у (/J, .... ут = у (tm) на
практике принимается за статистическую характеристику
случайной функции У (/). Такая многомерная плотность рас-
пределения зависит от наличия или отсутствия сигнала.
В этом смысле она является условной, что отмечено введе-
нием в аргумент плотности распределения символа ис.
а
Uq
о

Vie
Рис. 4.1.
150
Степень детализации случайного процесса, которая имеет
место при описании его m-мерной плотностью распределе-
ния, будет тем выше, чем больше значение т.
Совокупность значений ^tB, ..., утв случайных ве-
личин Ki,..., Yт, полученная из каждой конкретной реали-
зации (рис. 4.1, г), называется выборкой. В ряде случаев
саму совокупность случайных величин Ym называют
обобщенной выборкой.
Использование многомерных распределений для обна-
ружения позволяет получить обозримые результаты и тех-
нически реализуемые обнаружители лишь при определен-
ных ограничениях, которым должна удовлетворять обраба-
тываемая случайная последовательность. В большинстве
случаев эти ограничения не обременительны для практи-
ческих приложений. Одним из таких ограничений может
явиться требование нормальности случайных величин Ylt...,
...,Ym. Другое, часто используемое ограничение, состоит
в том, что рассматриваемые случайные величины прини-
маются независимыми. Независимость может быть обеспече-
на надлежащим выбором моментов отсчета tlt tm.
В дальнейшем будем полагать, что такая независимость
имеет место. Тогда при наличии сигнала
&т(У1, Ут!иа)= П wJt/z/Uc),	(4.4.2)
i-i
а при отсутствии сигнала
т
wm(y!,	ут/0) = Пг»1Ш	(4.4.3)
z=i
Следовательно, многомерные плотности распределения
достаточно просто выражаются через одномерные.
В статистической радиотехнике, которая использует
аппарат математической статистики, выводы о наличии сиг-
нала и его параметрах делаются на основе принятых реали-
заций и соответствующих им выборок. Хотя эти реализации
и содержат всю информацию об интересующих нас явлениях,
получить такую информацию непосредственно из реализа-
ции или выборки’часто не представляется возможным. Они
должны подвергнуться обработке (анализу). Важным эле-
ментом этого анализа является получение некоторых усред-
ненных характеристик выборки. Весьма продуктивной и
в ряде случаев оптимальной будет обработка выборки на
151
Основе использования функции правдоподобия и отношения
правдоподобия.
В математической статистике [22] функция правдоподо-
бия формируется из многомерной плотности распределения
(4.4.2) случайных величин путем замены в ней независимых
переменных уи..., ут значениями выборки г/1в, ..., утъ,
полученными в результате приема каждой конкретной
реализации.
В задачах обнаружения функции правдоподобия при на-
личии и отсутствии сигнала будут равны соответственно
/B(uc) = wm(y1B...утв/“с)= П ®i(t/iB/uc),	(4.4.4)
!=1
т
lB(O) = wm(y1B, .... (/mB/0)= П гШД	(4.4.5)
/ = i
Обычно в литературе не делают различий в обозначениях
аргументов функций распределения (4.4.2), (4.4.3) и число-
вых данных каждой конкретной выборки (4.4.4), (4.4.5),
что нередко приводит к недоразумениям. Поэтому в даль-
нейшем выборочные данные, представляющие набор случай-
ных чисел и функций от них, которые также являются слу-
чайными числами на совокупности выборок, будут снаб-
жаться индексом «в» (выборка).
Величина функции правдоподобия для каждой конкрет-
ной выборки характеризует, какое из двух событий ис =/= О
или ис = 0 является более правдоподобным. При построе-
нии процедур обнаружения сигналов на основе рассмот-
ренных выше статистических характеристик выборочных
данных бывает удобнее сравнивать между собой не величины
/в (нс) и /в (0), а их отношение
^Отнв = ^в(^с)^В (0),	(4.4.6)
называемое отношением правдоподобия, с порогом h. Отно-
шение правдоподобия также является случайной величиной
на совокупности выборок.
По соображениям, которые станут ясными из дальней-
шего, предпочитают сравнивать с порогом не само значение
/отнв, а его натуральный логарифм, т. е.
ов = 1п/отнв С,	(4.4.7)
152
где С = In h. Поскольку логарифмическая функция неубы-
вающая, а /отнв— неотрицательная величина, оказывают-
ся эквивалентными процедуры сравнения /отнв с порогом
h и ов с порогом С.
Процесс обнаружения сводится к следующему. Для каж-
дой реализации вычисляется логарифм отношения правдо-
подобия и сравнивается с порогом С. Если оказывается,
что vB > С, то принимается решение о наличии сигнала
в данной реализации, а при vB<Z С сигнал считается отсут-
ствующим.
При сравнительно малых отношениях сигнал/шум,
а также вследствие случайности принимаемых реализаций
логарифм отношения правдоподобия является случайной
величиной и возможно выполнение неравенства ив > С
при отсутствии сигнала. В этом случае обнаружитель при-
мет ошибочное решение о наличии сигнала. Ошибки такого
рода называются ложными тревогами. И наоборот, если
цв < С при наличии сигнала, то выдается ошибочное реше-
ние, называемое пропуском сигнала.
При низком пороге пропуски сигнала будут практически
отсутствовать, но сильно поднимется процент ложных тре-
вог. Завышение порога увеличит число пропусков сигнала
при уменьшении ложных тревог. Интуитивно чувствуется,
что существует оптимальное значение порога. Такое значе-
ние действительно имеется, причем оно зависит от ряда ус-
ловий, и в частности от критерия, положенного в основу
построения оптимального обнаружителя. Выбор того или
иного критерия оптимальности системы, в том числе и для
систем обнаружения сигналов, является в значительной
степени субъективным актом, т. е. критерий не выводится
из теории, а назначается волевым приемом, исходя из осо-
бенностей функционирования конкретной оптимизируемой
системы. Разумность и ценность принятого критерия каче-
ства работы системы проверяется на практике.
Так, установлено, что для оптимизации обнаружителей
радиолокационных станций целесообразно использовать
критерий Неймана — Пирсона, а для систем связи более
подходит критерий идеального наблюдателя. При исполь-
зовании критерия Неймана — Пирсона задается уровень
ложных тревог и требуется, чтобы вероятность обнаруже-
ния при этом была бы максимальной. Критерий идеального
наблюдателя требует, чтобы суммарная ошибка, вызванная
153
как ложными тревогами, так и пропуском сигнала, была
минимальной.
После того, как критерий принят, определяется опти-
мальное значение порога С на основании требований дан-
ного критерия и устанавливается структура оптимального
обнаружителя.
Логарифм отношения правдоподобия цв, определяемый
формулой (4.4.7), представляет собой выборочное значение
некоторой случайной величины V. Вид плотности распреде-
ления этой случайной величины зависит от того, присутст-
вует в данной реализации сигнал или его нет.
Обозначим через w (v/uc) плотность распределения
V при наличии сигнала в реализации, а через w (и/0) — при
его отсутствии. В соответствии с принятыми ранее определе-
ниями, вероятность ложной тревоги выражается формулой:
00
Рлт = 5 W dv>
С
а вероятность пропуска сигнала —
с
Рпс= $ wtylujdv.
— 00
(4.4.8)
(4.4.9)
Полученным результатам можно дать наглядное геомет-
рическое представление (рис. 4.2). Здесь изображены плот-
ности распределения случайной величины V (логарифма
отношения правдоподобия) соответственно при отсутствии и
наличии сигнала. Вероятность ложной тревоги рлт пред-
ставляет собой площадь под кривой w (v/О) справа от порого-
вого значения С (луч gc), а вероятность пропуска сигнала
рвс — площадь под кривой w (у/ис) слева от него (луч g0).
w(v/0);w(v/uci,
Рис 4.2,
154
Очевидно, что вероятность правильного обнаружения
Рпо будет равна
оо
Рпо= 1—Рлс = $ w(vluc)dv.
С
(4.4.10)
Эта вероятность определяется как площадь под кривой
w (v/uc) справа от порога С.
Как следует из приведенного рисунка, с увеличением
порогового уровня уменьшается вероятность ложной тре-
воги, но одновременно уменьшается и вероятность правиль-
ного обнаружения. При снижении порога картина будет
обратной.
Для вычисления вероятностей рлт, рпс и рп0 можно вос-
пользоваться и непосредственно совместными плотностями
распределений wm (yi,..., ут/ис) и wm {у1У..., ym/Q) последо-
вательности случайных величин Ym, порождающих
анализируемые выборки г/1в, ..., утз. Такая возможность
обусловлена правилами обнаружения, сформулированными
ранее. Пространство всех возможных выборок (пространст-
во существования случайного вектора Y) разбивается на
две непересекающиеся области Gc и Go. Попадание данной
конкретной выборки в область Gc эквивалентно тому, что
случайная величина V примет значение vB, попадающее на
ЛУЧ go оси v (рис. 4.2). Если выборка попадает в область
Go, то ув будет находиться на луче g0. Отсюда следует, что
Рлт = Jo'm Ут/О) dyy... dym,	(4.4.11)
РпС = Joo... fwm (ylt..., ym/uc) dyL,...x dym, (4.4.12)
т. e. при таком подходе к определению рт и рпс требуется
вычисление /n-кратных интегралов, поэтому на практике
чаще пользуются выражениями (4.4.8) и (4.4.9).
Проведенный анализ показывает, что путем вычисления
отношения правдонодобия удалось преобразовать щ-мерное
(а в пределе бесконечномерное) пространство выборок (про-
странство наблюдений) в одномерное. Подобные преобразо-
вания широко применяются в математической статистике
и составляют суть анализа опытных данных для получения
из них определенных выводов.
Если преобразование осуществляется так, что не проис-
ходит потери информации, содержащейся в исходной выбор-
155
ке, то оно называется достаточным, а полученная в резуль-
тате его случайная величина — достаточной статистикой.
Отношение правдоподобия является достаточной статис-
тикой.
Оптимальность критерия Неймана — Пирсона состоит
в том, что при его использовании оперируют с достаточ-
ными статистиками (отношением правдоподобия), и выяв-
ляется лишь при сравнении с другими процедурами обра-
ботки, не приводящими к достаточным статистикам. Такое
сравнение показывает, что при заданном уровне ложных
тревог процедура Неймана — Пирсона дает наибольшую
вероятность правильного обнаружения. Пороговое значе-
ние Сн-п при использовании критерия Неймана —Пир-
сона находится в результате решения уравнения
оо	*
Рлто= 5	(4.4.13)
сн-п
в котором заданы вид плотности распределения w (ц/0) и
величина допустимой вероятности ложной тревоги рлт0.
Для определения порогового уровня СИ[1 при использо-
вании критерия идеального наблюдателя необходимо вы-
числить вероятность полной ошибки
оо	С
Рош = Ро5 w(vlO)dv+pc J w(v/uc)dv,	(4.4.14)
С	— оо
где р0 и рй — априорные (т. е. задаваемые до начала анали-
за реализации) вероятности отсутствия и наличия сигнала
соответственно.
Для нахождения порога Син, который обеспечивает ми-
нимум рош, необходимо производную по С от правой части
выражения (4.4.14) приравнять нулю. В результате полу-
чается уравнение
Роw (Син/0)  ।	(4 4 15)
Pc^IChh/uc)
Решая это уравнение относительно порога, находят значе-
ние Син, соответствующее критерию идеального наблюда-
теля.
С принципиальной точки зрения критерий идеального
наблюдателя кажется более содержательным в сравнении
с критерием Неймана — Пирсона, так как в нем учитывает-
156
ся прошлый опыт, отраженный в величинах априорных ве-
роятностей р0 и рс. Однако на практике бывает очень труд-
но найти ситуации, в которых можно заранее и достаточно
обоснованно указать величины р0 и рс, поэтому часто их
берут равными р0 = рс = 0,5. Тогда уравнение для опре-
деления будет иметь вид:
ц>(Син/0)	(4.4.16)
w (CaH/uD)
Этот частный случай критерия идеального наблюдателя
иногда называют критерием максимального правдоподобия.
Условие (4.4.16) означает, что порог должен соответство-
вать точке пересечения кривых w (ц/0) и w (v/uc) на рис. 4.2,
поэтому ложные тревоги и пропуски сигнала будут наблю-
даться с равными вероятностями. При использовании крите-
рия Неймана — Пирсона порог обычно устанавливается
так, чтобы вероятность ложных тревог была существенно
меньше вероятности пропуска сигнала. В этом основное раз-
личие рассмотренных критериев.
Общим для этих критериев является то, что процедуры
обнаружения при использовании каждого из них строятся
на основе вычисления отношения правдоподобия. Это об-
стоятельство обусловлено тем, что они входят в качестве
подклассов в более общий так называемый байесовский кри-
терий или, как его еще именуют, критерий минимума сред-
него риска.
Байесовское обнаружение, разработанное в теории ста-
тистических решений, состоит в том, что помимо выборки и
априорных вероятностей ри и рс задаются еще определенные
потери или ущерб, которые вызываются ложными тревогами
и пропуском сигнала. По этим данным вычисляется средний
риск, связанный с принятием решения о наличии или от-
сутствии сигнала. Пороговое значение С выбирается так,
чтобы средний риск был минимален. Если потери, обуслов-
ленные ложными тревогами и пропуском сигнала, принять
одинаковыми, то байесовский критерий переходит в крите-
рий идеального наблюдателя.
Поскольку задать обоснованные величины потерь для
реальных ситуаций очень трудно, практическая ценность
байесовского критерия невелика. Однако он позволяет в тео-
ретическом плане более четко обосновать оптимальность
всех процедур обнаружения, построенных на основе вычис-
ления отношения правдоподобия.
157
Для построения структурных схем обнаружителей, ис-
пользующих приведенные выше критерии, и получения дан-
ных о качестве работы этих обнаружителей необходимо
задаться конкретным видом плотностей распределения
w'mG/1. •,Ут/ис) И wm(ylt ...,ут/0) последовательности слу-
чайных величин Уц..., Ym, из которых формируется вы-
борка г/1в, .... утъ.
При переходе к непрерывному процессу обработки много-
мерные условные плотности распределения wm (ylt ..., ymluc)
и wm (г/i.. Ут^) преобразуются (там, где это возможно)
в функционалы F [у (1)/ис (/)] и F ly (0/01 соответственно,
а логарифм отношения правдоподобия записывается в виде
v = ln f [ув(/)/Цс(/)1.	(4.4.17)
^[Ув(/)/0]
Если сигнал обнаруживается в белом шуме, имеющем спект-
ральную плотность G (<а) = Мо, то вычисления по формуле
(4.4.17) дают [1001
т	т
(4.4.18)
No J	No J
0	0
T
Здесь j «с (0 dt = Е — энергия сигнала, выделяемая за
о
время Т. В задачах обнаружения известного сигнала Е счи-
тается заданной. Величина ов, полученная от каждой реа-
лизации, сравнивается с порогом
Сн_п =/2^хлт-((?1/2)	(4.4.19)
для критерия Неймана — Пирсона и
Син = 0	(4.4.20)
для критерия идеального наблюдателя. Здесь = (2£77VO) —
отношение удвоенной энергии сигнала к спектраль-
ной плотности шума; а хлт = a.-g Ф (х) — аргумент интег-
рала вероятности, вычисленный для заданного значения
вероятности ложной тревоги.
На основании (4.4.18) получается структурная схема
оптимального обнаружителя, показанная на рис. 4.3.
Основные операции, выполняемые в обнаружителе по-
добного типа, сводятся к следующим. Принимаемая смесь
сигнала с шумом или один шум умножаются в устройстве
158
Рис. 4.3.
tuc®
с коэффициентом передачи ку на копию сигнала ис (/), ко-
торая должна храниться в приемнике. Коэффициент пере-
дачи умножителя ку [ 1/В] введен лишь для согласования раз-
мерностей и величина его не имеет принципиального значе-
ния. Поэтому часто его полагают равным единице. С выхода
умножителя напряжение подается на интегратор, где оно
интегрируется в течение времени Т, и далее через звено
с коэффициентом передачи 2ки/Уо поступает на пороговое
устройство ПУ. Множитель 2/М0 введен для нормировки,
а коэффициент ки [В2] так же, как и коэффициент ку, согла-
сует размерность тракта обработки сигнала.
В момент окончания интегрирования на выходе звена
образуется сигнал
„ г
2к
«ВЫХ(П	(4.4.21)
‘Vo J
о
который сравнивается в пороговом устройстве с напряже-
нием иа для вынесения решения о наличии или отсутствии
сигнала в принятой реализации. После этого интегратор
устанавливается на нуль и цикл обнаружения начинается
вновь. Коэффициент ку „ = КуКи [В].
Величины пороговых напряжений ипин и «пн-п для
критериев идеального наблюдателя и Неймана — Пирсона
получаются из (4.4.18) —(4.4.20) и равны
«П ин = Ку И<?А	(4.4.22)
«п н —п = Ку и	(4.4.23)
Напряжение ивых(7’) на выходе интегратора, отсчитываемое
в момент времени t = Т, представляет собой выборочное
значение некоторой случайной величины U, распределенной
по нормальному закону. Его математическое ожидание
Ми0 и дисперсия о£0 при отсутствии сигнала равны соот-
ветственно
МиО = 0', ааи0 = к2у и^,	(4.4.24)
159
при наличии сигнала
34 ис—и ^i’ °ис — Куи71-	(4.4.25)
Вычисление вероятностей ложной тревоги рлт и правиль-
ного обнаружения рпо осуществляется по формулам:
00
(4.4.26)
00
Рпо= f	ехр
J /2л«2и1?1
(и — Ку и<71)2
9 а-2
2Лу И qi
| _ф/ цп~куи<?!
\ Ку и ]/ 2<71
(4.4.27)
Здесь Ф (х) = —С е~/!Л.
1/л J
При расчетах по формулам (4.4.26) и (4.4.27) пороговый
уровень ип определяется соотношениями (4.4.22) и (4.4.23)
в зависимости от принятого критерия обнаружения.
Для облегчения расчетов по формулам (4.4.22), (4.4.23)
(4.4.26) и (4.4.27) разработаны таблицы и графики [71].
Схема на рис. 4.3 отображает оптимальный обнаружитель
корреляционного типа или, как его еще называют, корреля-
ционный приемник. Можно показать, что эта схема эквива-
лентна по качественным показателям обнаружения схеме
с согласованным фильтром (рис. 4.4). Согласованный
фильтр задается весовой функцией h (т) или комплексной час-
тотной характеристикой Н (/<о), причем h (т) с точностью
до постоянного множителя является зеркальным отображе-
нием сигнала относительно прямой t = 772. Ключ Кл за-
мыкается в момент Т окончания сигнала.
Да
Нет
Рис. 4.4.
160
Выбор схемы обнаружителя в форме корреляционного
приемника или согласованного фильтра диктуется лишь
удобствами конструирования.
Практически разработанные системы обнаружения часто
еще далеки по своим свойствам от рассмотренных выше оп-
тимальных обнаружителей. Это объясняется рядом причин,
которые условно можно разбить на две группы.
Первую группу составляют те, которые вызваны измене-
нием условий, принимаемых при синтезе оптимального об-
наружителя, относительно обнаруживаемых сигналов и по-
мех, в силу следующих обстоятельств: помеховое воздейст-
вие не может быть сведено к белому шуму; в месте приема
не известна фаза принимаемого колебания; производится
прием флуктуирующего сигнала; не известно положение при-
нимаемого сигнала на оси времени и т. д.
Вторая группа вызвана отказом от применения тех эле-
ментов оптимальной схемы, которые сложны в технических
реализациях.
Ухудшения предельных показателей, вызванных пере-
численными причинами, принято характеризовать потерями
чувствительности обнаружителя.
Небелый гауссов шум будем характеризовать нулевым
средним значением и корреляционной функцией Кш (/ь Л2).
Такой шум называют также коррелированным или «окра-
шенным». Для получения алгоритма работы оптимального
обнаружителя сигнала, принимаемого в смеси с коррелиро-
ванным шумом, необходимо выполнить те же операции, что и
в случае белого шума, т. е. вычислить логарифм отношения
правдоподобия и сравнить его с порогом, величина которого
зависит от принятого критерия. Отличие от обнаружения
сигнала в белом шуме состоит лишь в больших трудностях,
возникающих при вычислении отношения правдоподобия.
Эти трудности связаны с тем, что при «окрашенном» шуме
обобщенная выборка представляет собой систему коррели-
рованных случайных величин Ylt ..., Ym, совместная плот-
ность распределения которых уже не может быть представ-
лена в виде произведения плотностей распределения каждой
из этих величин.
Наиболее известными являются два подхода к вычисле-
нию отношения правдоподобия, которым соответствуют две
формы структурной схемы оптимального обнаружителя.
Первый метод состоит в том, что отношение правдоподобия
вычисляется непосредственно на основе многомерных плот-
6 Здк. 5§з	161
ностей распределения коррелированных случайных вели-
чин ..... Ym при наличии и отсутствии сигнала [184, 61.
При втором подходе случайную функцию Y(t) раскладываю-
ют на интервале 0 — Т в ортогональный ряд, который обыч-
но называют рядом Корунена — Лоэва. Удобство такого
разложения состоит в том, что коэффициенты этого ряда об-
разуют систему некоррелированных случайных величин,
а если анализируемые процессы нормальны, то эти коэф-
фициенты еще и статистически независимы. Поэтому в от-
ношении их применима рассмотренная ранее методика по-
строения оптимальных обнаружителей сигнала в белом
шуме. Получение независимых отсчетов для коррелирован-
ного нормального процесса называют иногда отбеливанием
«окрашенного» шума [26].
Рассмотрим основные результаты, которые дают два упо--
минутых подхода к синтезу оптимальных обнаружителей.
Наибольшая сложность, возникающая при вычислении мно-
гомерной плотности распределения статистически зависи-
мых случайных величин, состоит в нахождении матрицы
Qm — Rm1. обратной по отношению к корреляционной мат-
рице Иш. При непрерывной обработке принимаемых реа-
лизаций обращение матриц сводится к решению интеграль-
ного уравнения [184, 6]
г
^ш(Л> №(Л	=	(4.4.28)
о
где Qm (<!, t2) — непрерывный аналог обратной корреля-
ционной матрицы. По аналогии с обратной матрицей Qm
функцию QM (tlf £2) называют иногда обратнокорреляцион-
ной функцией.
Основные трудности в решении уравнения (4.4.28) вы-
зывают конечные пределы интегрирования. Если уравнение
(4.4.28) решено и определена (/ъ ^2), то логарифм отно-
шения правдоподобия запишется в виде
т
Цв —	У в (О Чс (Л) Qin (^1. ^2)	^2
О
т
----Г if “с (Z1) «с (^) Qm (4. Qd^d^. (4.4.29)
о
162
Рис. 4.S.

Если шум белый, т. е. 7?ш (/ь /2) = Л/о 6 (tr — t2)/2, то из
(4.4.28) находим (/ь /2) = 2 6	— t2)/N0. Подставляя
это значение обратнокорреляционной функции в (4.4.29),
получаем выведенное ранее отношение (4.4.18).
Для удобства построения структурной схемы обнаружи-
теля введем функцию ф (/), определив ее как
т
Ф(^) = jj«c&)Q dt2.
о
Тогда
т	г.
=у ув (Л) ф (^) ^1— 4“ f dt^
о	о
(4.4.30)
(4.4.31)
Если принять, что функция ф (/) выполняет роль неко-
торого обобщенного опорного сигнала, то можно усмотреть
аналогию в выражениях (4.4.18) и (4.4.31) и построить-ст-
руктурную схему обнаружителя в виде, представленном на
рис. 4.5. Здесь напряжение u^t) = к^ф (/) умножается на
принимаемую реализацию ув (/), а результат умножения
интегрируется в течение интервала времени Т. ?
Напряжение ив (Т), сформированное на выходе интег-
ратора в момент времени Т,
т
«в (Л = ку ки J ув (/) Пф (/) dt
о
(4.4.32)
сравнивается в пороговом устройстве (ПУ) с пороговым
уровнем ип, который определяется формулами (4.4.22),
(4.4.23), если в них положить
г
?1=	(4.4.33)
о
6*
163
Показателями достоверности работы обнаружителя по-
прежнему являются вероятности ложной тревоги и пра-
вильного обнаружения, которые вычисляются по формулам
(4.4.26) и (4.4.27). Соотношение (4.4.33) показывает, что дос-
товерность обнаружения теперь зависит от формы сигнала.
Напомним, что при обнаружении сигнала в белом шуме ве-
личина определялась лишь энергией сигнала и спектраль-
ной плотностью шумов, а форма сигнала на нее не влияла.
Функция ф (/) может быть вычислена непосредственно
по корреляционной функции шумов /?ш (tlt t2) без перехода
к обратнокорреляционной функции Qm t2). Для этого
выражение (4.4.28) следует умножить справа и слева на
ис (Z2), проинтегрировать полученное соотношение от 0 до
Т и заменить переменную интегрирования
т
Х)ф(Х)^ = цс(/).	(4.4.34)
о
Возможно также построение оптимального обнаружите-
ля сигнала в коррелированном шуме по схеме с согласован-
ным фильтром. Весовая функция такого фильтра вычисляет-
ся по виду обобщенного сигнала ф (I), определяемого выра-
жением (4.4.34). Поэтому в любом случае для построения
оптимального обнаружителя необходимо решать интеграль-
ное уравнение (4.4.34).
В работе [184] показано, что если интегрирование про-
изводится в бесконечных пределах или же когда спектраль-
ная плотность помехи описывается дробно-рациональной
функцией частоты со, то решение уравнения (4.4.34) полу-
чается в замкнутой форме.
Структура согласованного фильтра при коррелирован-
ном шуме такова, что этот фильтр ослабляет в большей сте-
пени те спектральные составляющие принимаемой реали-
зации, частоты которых соответствуют частотам наибольшей
интенсивности в спектре шума.
Процесс оптимального обнаружения сигнала в коррели-
рованном шуме, основанный на переходе к статистически
независимым выборочным значениям, в случае непрерывной
обработки реализации сводится к введению в схему обнару-
жителей так называемого отбеливающего фильтра. Струк-
турная схема подобного обнаружителя представлена на
рис. 4.6. Реализация на выходе отбеливающего фильтра
164
Рис. 4.6.
(ОФ) уъ (0 = ис (0 + «шв (0 представляет собой смесь
преобразованного сигнала и белого шума.
Для сохранения необходимых соотношений между пре-
образованной реализацией и опорным сигналом на обоих
входах умножителя ky в тракт последнего также вводится
аналогичный фильтр. Остальная часть схемы полностью
соответствует схеме оптимального обнаружителя сигнала
в белом шуме.
Для нахождения параметров отбеливающего фильтра
положим, что на его вход подано лишь шумовое воздействие
ишв (О с нулевым средним значением и корреляционной
функцией (0, /2). Весовая функция фильтра Ьоф(11,
t2) должна быть такова, чтобы шум ишв (/) на его выходе
имел корреляционную функцию, равную No б (0 — t2)/2, т. е.
т
= ^оф(^, К)коф(и,	u)dKdu. (4.4.35)
о
Таким образом, для нахождения структуры отбеливаю-
щего фильтра необходимо решить интегральное уравнение
(4.4.35). Это решение зависит исключительно от вида кор-
реляционной функции входного шума. Если длительность
обрабатываемой реализации Т больше времени памяти филь-
тра, то допустимо расширение пределов интегрирования до
бесконечности. В этом случае при стационарном шумовом
воздействии уравнение (4.4.35) легко решается с помощью
преобразования Фурье
М> = | ЯОф(И2 ад-
165
Отсюда находим выражение для комплексного коэффициен-
та передачи фильтра Н 0<5)(/<о) через одностороннюю спект -
ральную плотность GK (w) коррелированного шума на его
входе и спектральную плотность Мо белого шума на его
выходе.
|^o*(/< = ^/GK(®).	(4.4.36)
Рассмотренная ранее задача, в которой при приеме
были точно известны амплитуда и начальная фаза обнару-
живаемого сигнала, на практике не встречается и принятое
условие является удобной математической абстрацией, слу-
жащей для получения предельных значений достоверности
обнаружения. Реальные условия приема радиосигналов нам-
ного сложнее. Первое приближение к таким условиям со-
ответствует случаю, когда в точке приема точно известны
частота полезного сигнала и его положение на оси времени
с точностью до периода высокочастотных колебаний, а не-
известными являются начальная фаза и амплитуда.
Применительно к радиолокационным задачам подобная
ситуация характеризует обнаружение отраженного от цели
сигнала при неизменном и заранее известном расстоянии
между целью и точкой приема. Предполагается также, что
частота передатчика РЛС абсолютно стабильна или влияние
нестабильности исключается путем запоминания частоты
излучаемого сигнала до момента прихода отраженного
импульса.
Если какой-либо параметр сигнала точно неизвестен,
а заданы лишь его статистические характеристики, то тео-
рия оптимальных методов приема рекомендует для этого
случая два различных подхода. Согласно первому неизвест-
ный параметр должен быть измерен, т. е. получена его оп-
тимальная оценка, и в схему обнаружителя вводится сиг-
нал, который вместо неизвестного параметра содержит оцен-
ку этого параметра. Такая рекомендация приводит к полу-
чению достаточно сложных схем с одновременным обна-
ружением и измерением [23, 164, 98]. Однако если влияние
неизвестных параметров на достоверность обнаружения не-
велико, такое усложнение нецелесообразно. В этом случае
предпочтителен другой подход, в соответствии с которым не-
обходимо усреднить отношение правдоподобия по неизвест-
ным параметрам и тем самым исключить их из структуры
оптимального обнаружителя. Этот подход основан на не сов-
сем точной концепции, состоящей в том, что неизвестные па-
166
раметры не несут информации об обнаруживаемом сигнале.
Такие параметры часто называют неинформативными и да-
же паразитными 1521, из чего следует необходимость указан-
ного выше усреднения. Второй подход считается более тра-
диционным при синтезе оптимальных обнаружителей.
Следующим этапом приближения к реальным условиям
работы обнаружителя является принятие допущения о не-
известной несущей частоте сигнала и неизвестном положе-
нии его на оси времени. Частота сигнала бывает неизвестна
в силу нестабильности частоты передатчика, а также из-за
наличия допплеровского смещения частоты, вызванного
взаимным перемещением пунктов передачи и приема. От-
сутствие данных о расстоянии между радиолокационной
станцией и целью, а также между двумя корреспондентами
в системе связи приводит к тому, что становится неизвест-
ным положение сигнала па оси времени.
В теоретическом плане задача сводится к так называе-
мому сложному или многоальтернативному обнаружению.
Оптимальный обнаружитель в этом случае строится в виде
многоканальной схемы. Возможный диапазон задержек
сигнала разбивается на интервалы, каждый из которых со-
ответствует одному элементу разрешения цели по дальности.
Для каждого такого интервала строится оптимальный обна-
ружитель. Отметим, что в таком многоканальном обнару-
жителе осуществляется процедура обнаружения и измере-
ния, так как появление сигнала в том или ином канале
позволяет установить по номеру канала временную за-
держку сигнала, а следовательно, и дальность до цели. Ана-
логично строится и многоканальная схема с частотным
разделением каналов, если неизвестна частота сигнала.
Теория оптимального обнаружения сигналов, основан-
ная на анализе отношений правдоподобия, предполагает
известными распределения вероятностей принимаемых реа-
лизаций. Вид закона распределения вероятностей опреде-
ляет структуру обнаружителя, а знание параметров этого
закона позволяет рассчитать величину порога, необходимую
для получения требуемой достоверности обнаружения.
В математической статистике методы, в которых для по-
лучения статистических выводов необходимо знание законов
распределения анализируемых процессов, называют пара-
метрическими. Несмотря на широкое применение парамет-
рических методов в статистической радиотехнике, их исполь-
зование может натолкнуться на трудности принципиального
167
характера, что наблюдается, например, при недостатке ста-
тистических данных в описании процессов на входе радио-
технического устройства или при изменении таких данных
во времени непредсказуемым образом. Простейшей, но весь-
ма характерной ситуацией подобного рода является возрас-
тание интенсивности шумов на выходе приемника, вызван-
ное либо увеличением коэффициента его усиления, либо дей-
ствием широкополосных шумовых помех. Если параметры
обнаружителя оставить неизменными, то это приведет к по-
вышению вероятности ложной тревоги.
Для стабилизации уровня ложной тревоги в рассмотрен-
ные выше обнаружители параметрического типа вводят
дополнительный канал приема, в котором осуществляется
оценка интенсивности шумов. В радиолокационных устрой-
ствах такой канал может быть выполнен дополнительным
стробированием приемника на дистанции (временном ин-
тервале), где заведомо отсутствует сигнал цели. Измеренное
значение интенсивности шумов используется либо для изме-
нения порога, либо для нормировки шумов. Некоторые
алгоритмы стабилизации ложных тревог путем изменения
порога приведены в [82, 179]. Теоретическое обоснование
нормирования шумов в оптимальном обнаружителе с неиз-
вестной их интенсивностью дает правило, называемое
i-тестом Стьюдента [12]. Приближенно это правило реали-
зуется в системах автоматической регулировки усиления
приемника по шумам (ШАРУ).
Основной недостаток рассмотренных схем стабилизации
ложных тревог состоит в том, что получаемая в таких схе-
мах оценка интенсивности шумов отличается от ее истин-
ного значения на величину ошибки измерения, к которой
очень чувствительны обнаружители параметрического типа.
Например, в [62] показано, что ошибка измерения среднего
уровня шумов, составляющая 10%, вызывает изменение
вероятности ложной тревоги приблизительно на порядок.
Отмеченная особенность, а также чувствительность подоб-
ных обнаружителей к изменению вида закона распределения
помех послужили причиной разработки обнаружителей не-
параметрического типа, для построения которых требуются
очень ограниченные сведения о распределениях анализируе-
мых реализации.
Непараметрическая теория решений позволяет получать
алгоритмы (на основе которых делаются статистические вы-
воды), инвариантные к форме закона распределения. Од-
163
пако в практическом приложении этой теории применитель-
но к обнаружению сигналов вопрос так широко не ставится.
Обычно под непараметрическим обнаружением понимают
алгоритм, который обеспечивает независимость от формы
закона распределения какой-либо характеристики качества
обнаружения. Такой характеристикой чаще всего бывает
уровень ложных тревог. Следовательно, в непараметриче-
ских обнаружителях обеспечивается стабилизация ложных
тревог при изменении условий приема. Это свойство приобре-
тается ценой потери оптимальности. Однако показатели
качества подобных обнаружителей могут быть сделаны
достаточно близкими к оптимальным [121.
Простейшим обнаружителем непараметрического типа
является знаковый обнаружитель [12, 52]. Этот обнаружи-
тель строится на основе следующих предположений относи-
тельно статистических свойств принятых реализаций. Если
сигнал отсутствует и реализация г/1в, .... утв состоит лишь
из шумовых компонент, то принимается, что случайные ве-
личины ylt..., Y т имеют симметричную плотность распреде-
ления, т. е. w (у) = w ( — у). Если в реализации присутст-
вует сигнал, то симметрия нарушается. Другими словами,
положительные и отрицательные выбросы шума считаются
равновероятными, а появление в реализации обнаруживае-
мого сигнала нарушает эту закономерность.
Алгоритм работы знакового обнаружителя получается
следующим образом. Анализируемая реализация квантуется
на два уровня 0 и 1 при нулевом пороге, т. е. образуется
случайная величина U с выборочным значением
^в(1/1в)
при
Угв>°>
при у1в < 0.
Затем формируется сумма этих выборочных значений, кото-
рая сравнивается с порогом Са
т
2 Ойв) s с3.
i=i
(4.4.37)
Величина порога Са вычисляется на основе требуемой
вероятности ложных тревог.
Одной из разновидностей знакового обнаружителя яв-
ляется так называемый фазовый автокоррелятор [179],
функциональная схема которого представлена на рис. 4.7.
Широкополосный и узкополосный фильтры (ШФ и УФ)
169
Рис. 4.7.
настроены на частоту сигнала. Полоса пропускания
узкополосного фильтра согласована с длительностью сиг-
нала Т, т. е. Д^уф = ИД. Для соотношения полос ДТ'шф и
Д/Пф фильтров ШФ и УФ выполняется следующее условие:
ДДЦ1ф/ДДуф » 1.
Напряжение с выходов фильтров подаются на ограничи-
тели (Огр) и далее на каскад совпадений (КС), формирую-
щий импульсы нормированной амплитуды, длительность
которых пропорциональна времени совпадения положитель-
ных полярностей напряжений, поступающих с ограничите-
лей. Далее следует интегратор и пороговое устройство
(ПУ). Обнаружение сигнала производится по превышению
напряжения на выходе интегратора порогового уровня иа.
В статье [188] рассмотрен усовершенствованный вариант
знакового обнаружителя.
3.	Фильтрация
В радиосвязи задача оптимальной фильтрации состоит
в наилучшем выделении передаваемого сообщения из при-
нимаемой смеси сигнала с шумом. В радиолокации и радио-
навигации такому выделению подлежат процессы, характе-
ризующие изменение во времени координат цели относи-
тельно РЛС или снабженного радионавигационной аппара-
турой подвижного объекта относительно некоторых ориен-
тиров. Применительно к автоматическим измерительным
устройствам подобные процессы часто называют входными
или полезными воздействиями. Объединяют такие понятия,
как сообщение и полезное воздействие, то, что они могут
рассматриваться в качестве отдельных реализаций некоторо-
го случайного процесса.
Существуют различные модели задания случайного про-
цесса. В радиосвязи, например, речевое сообщение отожде-
ствляется с выборочной функцией х (/) гауссова процесса.
Хотя это и не вплоне правомерно, но эксперименты показы-
170
нают, что если при проектировании исходят из допущения
о нормальности фильтруемого процесса, то полученная
система работает вполне удовлетворительно и при некото-
рых отклонениях входного процесса от гауссова [261.
В качестве статистической модели движения радиолока-
ционной цели также часто используются выборки некоторо-
го стационарого случайного процесса [1491. Наряду с этим
рассматривается и полиноминальная модель [93], когда
измеряемая координата х (/) представляется в виде поли-
нома
п
(4.4.38)
< = о
Для каждой проводки цели коэффициенты полинома аг ос-
таются постоянными. Но они меняются по случайному за
кону при переходе от одной проводки к другой. Статистичес-
кие характеристики коэффициентов считаются известными.
Аналогичными способами задаются законы изменения ко-
ординат и при радионавигационных измерениях.
Сообщением (измеряемым процессом) модулируется не-
сущее колебание, поэтому принимаемый сигнал ис (t, х (/))
представляет собой детерминированную функцию времени
и случайного процесса х (/). Прием сигнала сопровождает-
ся действием шумов (возмущений ) и1и (/). Задача фильтра-
ции состоит в выделении из принимаемой смеси
«у (0 = «с (Л * (0) + «ш (0	(4.4.39).
полезного сообщения x{t).
Схема выделения строится на основе статистических
свойств процесса х (i) и шумов иш (I), вида кодирования со-
общением несущего колебания и принятого критерия ка-
чества фильтрации. В зависимости от того, линейно или
нелинейно осуществляется кодирование несущего колеба-
ния процессом х (/), различают линейную или нелинейную
фильтрацию. Примером линейного кодирования является
амплитудная модуляция, а в качестве нелинейного можно
назвать фазовую и частотную модуляции.
Наиболее полные результаты получены в теории линей-
ной фильтрации. Эти результаты имеют важное значение и
для нелинейной фильтрации. Дело в том, что в большинстве
практически важных случаев устройства оптимальной ли-
нейной и нелинейной фильтрации радиосигналов можно
171
разделить на две части: безынерционный дискриминатор
(демодулятор) и фильтрующие частотно-избирательные цепи.
В дискриминаторе осуществляется «извлечение» из сигнала
ис (t, х (0) самого сообщения х (t), а выделение этого сооб-
щения из шумов производится в линейных инерционных
цепях оптимального фильтра [52, 8].
Встречаются также ситуации, когда оптимальный фильтр
не содержит дискриминатор и состоит только из частот-
но-избирательных цепей. Примерами таких ситуаций мож-
но назвать следующие: использование оптимального филь-
тра при вторичной обработке радиолокационных данных;
фильтрация в нерадиотехнических измерителях; совмест-
ная обработка данных, получаемых от нескольких радио-
технических и нерадиотехнических измерителей.
Поэтому синтез частотно-избирательных цепей, обеспе-
чивающих оптимальное выделение сообщения х (0 из смеси
его с шумом, в теории фильтрации имеет фундаментальное
значение.
Задача оптимальной линейной фильтрации формули-
руется следующим образом. Фильтруемый процесс х (0
совместно с шумом (помехами) g (0 образует аддитивную
смесь
У (0 = х (0 + I (0.	(4.4.40)
Как отдельные слагаемые, так и сумма в целом представ-
ляют собой реализации некоторых случайных процессов.
В соответствии с условием (стр. 152), составляющие выраже-
ния (4.4.40) следовало бы снабдить индексом «в» (выборка).
Однако в данном разделе не будут фигурировать законы
распределения и, следовательно, исключается опасность
путаницы выборочных значений и аргументов функций
распределения. Поэтому для упрощения записей индекс
«в» при обозначении реализации опускается.
В процессе фильтрации воспроизведению подлежит либо
само сообщение х (0, либо некоторое воздействие х* (0,
связанное с х (t) заданным функциональным преобразова-
нием. Таким функциональным преобразованием будет,
например, дифференцирование или интегрирование х (0.
В этом случае на выходе фильтра воспроизводятся произ-
водная или интеграл от х (0. Воспроизведение х (0 может
осуществляться в момент поступления данных (собственно
задача фильтрации), спустя время /0 после поступления
данных (задача интерполяции или сглаживания). Наряду
172
Рис. 4.8.
с этим возможно предсказание будущего поведения процес-
са х (t) на время t0 от момента поступления данных (задача
экстраполяции или предсказания).
Критерием оптимальности процедуры обработки являет-
ся минимум среднеквадратической ошибки. Если воспроиз-
водится сам процесс х (f), то должно обеспечиваться усло-
вие
М {Ах2} = М {[х (0 — х (/)]2} = min,
где х (0 — процесс на выходе фильтра, а символ Л1 {•}
обозначает операцию статистического усреднения.
Наиболее завершенные результаты в теории линейной
фильтрации получены для процесса х (/), являющегося ста-
ционарным и, в частности, для того практически важного
случая, когда спектральная плотность процесса описывает-
ся дробно-рациональной функцией частоты. Наглядное
представление о получении таких процессов дает метод фор-
мирующего фильтра. Суть метода состоит в том, что процесс
х(Д образуется на выходе линейного фильтра, на вход ко-
торого подается белый шум.
На рис. 4.8 показана процедура формирования сообще-
ния х (/) и выделение его из смеси с шумом £ (/) при помощи
оптимального фильтра. Для простоты будем полагать, что
шум ё (0 белый и не коррелирован с х (/). Учет отличия
шума от белого не вносит в процедуру отыскания оптималь-
ного фильтра ничего принципиально нового, но делает
синтез более громоздким.
Формирующий фильтр характеризуется весовой функ-
цией йф (т) или комплексной частотной характеристикой
Фф (/<о). Для оптимального фильтра имеем соответственно
весовую (в общем случае нестационарную) функцию
ha (t, т) или комплексную частотную характеристику
Фо (t, /и), вид которых должен быть определен в процессе
синтеза.
173
Шумовые воздействия и (/) и £ (/) задаются корреля-
ционными функциями
V	N.
(т> = -у- 6 (т) и (т) = -у-5 (т)
нои спектральными плотностями Gu (®) = Nи м. (са) =
/У; соответственно.
Корреляционная функция Rx (т) и спектральная плот-
ность Gx (со) процесса х (/) связаны с характеристиками фор-
мирующего фильтра /гф (т) и Фф (/со) следующими соотно-
шениями:
00
= ~ р. (Х)Лф(Х+т)А	(4.4.41)
О
Gx (a)~Nu |Фф(/со)|2.	(4.4.42)
Задача определения структуры и параметров оптималь-
ного фильтра в рассматриваемых условиях решалась Вине-
ром. Было найдено, что весовая функция hQ (t, т) должна
удовлетворять следующему интегральному уравнению:
$ [Я* (т, %) + Rt (т, %)] h0 (t, X) dX = Rx (t, т) (4.4.43)
0
или, учитывая, что шум белый
t
т) + ря(т, X)dk^Rx(t, т).	(4.4.44)
о
Как показывает (4.4.44), структура оптимального филь-
тра зависит от вида корреляционной функции Rx (т) филь-
труемого процесса, а та, в свою очередь, определяется весо-
вой функцией h$ (т) формирующего фильтра (4.4.41). Од-
нако связь между весовыми функциями достаточно сложная
и определить h0 (t, т) непосредственно по виду /гф (т), не ре-
шая интегральных уравнений (4.4.43) или (4.4.44), невоз-
можно.
При решении уравнения (4.4.43) возникают значитель-
ные трудности, особенно, если рассматривается неустано-
вившийся режим, т. е. учитывается момент включения оп-
тимального фильтра, а комплексный коэффициент передачи
формирующего фильтра представляет собой отношение по-
линомов высокого порядка. Некоторые примеры вычисления
174
весовой функции оптимального фильтра для различных
корреляционных функций Rx (т) рассмотрены в книге [8].
Несколько проще определить характеристики фильтра
в установившемся режиме, когда верхние пределы интегра-
лов в (4.4.43), (4.4.44) принимаются бесконечными. В этом
случае уравнения (4.4.43), (4.4.44) решаются методом пре-
образования Фурье, а результатом решения будет комплекс-
ная частотная характеристика Фо (/<в) оптимального филь-
тра [149].
После определения hv (/, т) или Фо (/, /со) возникает за-
дача воспроизведения (моделирования) фильтра либо в виде
алгоритма работы вычислительной машины, или в виде не-
которой конструкции, состоящей из резисторов, конденса-
торов, индуктивностей, следящих систем и т. д. При сов-
ременном развитии техники, когда ряд радиотехнических
устройств имеет выход на вычислительные машины, зада-
ние фильтра в виде алгоритма предпочтительнее. Поэтому
необходимо перейти от ha (t, т) к дифференциальным уравне-
ниям, которые описывают процессы в оптимальном фильтре.
Хотя такой переход в принципе всегда возможен [125],
однако он связан с громоздкими вычислениями.
Перечисленные выше трудности, связанные с решением
уравнений (4.4.43), (4.4.44) и моделированием винеровского
фильтра, явились одной из причин ограниченного приме-
нения его в практических разработках. Эти же трудности
послужили стимулом для поисков новых подходов к ре-
шению задачи оптимальной фильтрации. Весьма плодотвор-
ной оказалась идея задания формирующего фильтра в виде
системы дифференциальных уравнений первого порядка,
что позволило получить очень простую связь между струк-
турами формирующего и оптимального фильтров. На этой
идее основана'методика синтеза, предложенная Калманом и
Бьюси [73]. Фильтры, построенные по этой методике, носят
название фильтров Калмана.
С целью уяснения существа вопроса введем основные по-
нятия теории фильтров Калмана на основе рассмотрения
простейшего примера. Предположим, что фильтруемый
процесс x(t) формируется путем прохождения белого шума
через низкочастотный фильтр с комплексной частотной
характеристикой
(ja>)2 + 2dcou +
(4.4.45)
175
где <о0 — собственная частота фильтра; d — коэффициент
затухания.
Частотной характеристике (4.4.45) соответствует весо-
вая функция
Ль(т) ——-<а°- - ехр(—cZ<oot) sin соот V1 —	(4.4.46)
Д/1-d2
Для нахождения винеровского оптимального фильтра
необходимо из (4.4.41) определить корреляционную функ-
цию Rx (т) по заданной выражением (4.4.46) весовой функ-
ции формирующего фильтра, а затем решить интегральное
уравнение (4.4.44). Нетрудно представить сложность по-
добной задачи.
Рассматриваемый формирующий фильтр может быть за-
дан также дифференциальным уравнением второго порядка
+	+	=	(4.4.47)
о/2	dt
где и — мгновенное значение белого шума, подаваемого на
формирующий фильтр. Здесь и далее для упрощения запи-
си аргумент t у функций времени будет опускаться.
Вместо уравнения (4.4.47) запишем систему из двух урав-
нений первого порядка, обозначив = х, х2 = dx/dt,
dxi
------- = -Г.,,
dt 2’
= — Йо х, — 2rfcou х2 + со О Н.
(4.4.48)
Векторная форма системы уравнений (4.4.48) имеет вид

dt	0	1
dx2 ~ [ — cog — 2cZcoo
di
xt ’	' 0 0
хг 0 cog
О ’
и
или
dx
dt
176
Fx Cu
(4.4.49)
Рис. 4.9.
Применительно к рассматриваемому примеру х представ-
ляет собой вектор-столбец с элементами xt и ха; матрицы
F и С равны соответственно
' 0	1 1- С-Г ° ° '
—<оо —2dcoo . ’	0 coo
наконец, вектор шумов и состоит из элементов 0, и.
На рис. 4.9 изображена модель образования смеси по-
лезного воздействия х и шума | при задании формирующего
фильтра в виде дифференциальных уравнений. Элементы
вектора х характеризуют состояние модели, поэтому их
называют переменными состояния. Как правило, в качест-
ве переменных состояния выбираются выходные сигналы
интеграторов [56].
Уравнение (4.4.49) описывает формирующий фильтр
сколь угодно высокого порядка. Более того, матрицы F и
С в общем случае могут быть нестационарными, т. е. состоять
из элементов, зависящих от времени. При этом сообщение
х будет также нестационарно.
Для построения общей модели смеси фильтруемого про-
цесса с шумом уравнение (4.4.49) должно быть дополнено
соотношением
у = Нх +	(4.4.50)
Это соотношение иногда называют уравнением наблюдения,
так как матрица Н показывает, какая из переменных сос-
тояния должна фильтроваться (наблюдаться) в оптимальном
устройстве. Так, если в рассматриваемом примере Н =
= [1 0], то фильтроваться будет процесс х = xv При
Н = [0 1] фильтрации подлежит производная х = х2 этого
процесса. Наконец, при Н = ^ будут фильтроваться как
177
сам процесс, так и его производная. В последнем случае
вектор шумов £ должен состоять из двух элементов, т. е.
необходимо использовать два источника шумов или один
источник с двумя выходами.
Общая схема воспроизведения вектора у представлена
на рис. 4.10 (левая часть).
Оптимальный фильтр, обеспечивающий воспроизведение
процесса х с минимальной среднеквадратической ошибкой,
описывается следующим векторным уравнением [4, 26, 73]:
-^- = Fx + k (у —Нх),	(4.4.51)
at
с начальными условиями х (0) = х0, характеризующими
априорные данные о процессе х на выходе фильтра в момент
t = 0. Если такие данные отсутствуют, то принимают
х (0) = 0. В (4.4.51) к — матричный коэффициент передачи
оптимального фильтра.
Структурная схема оптимального фильтра показана на
рис. 4.10 (правая часть). Обрабатываемая смесь у и отфиль-^
трованный процесс х подаются на устройство сравнения.
Получаемая в результате сравнения разность, определяет
отличие вновь поступивших данных от имевшихся на выхо-
де синтезируемого фильтра. Эта разность с весовым коэф-
фициентом к поступает на инерционную часть фильтра,
вид которой полностью аналогичен формирующему фильтру.
Поэтому нахождение структуры оптимального фильтра не
представляет труда. Напомним, что связь весовых функций
формирующего и оптимального фильтров (4.4.41), (4.4.44)
в винеровской задаче не была столь простой.
Рис. 4.10.
178
Основной проблемой, которая возникает при построении
калмановского фильтра, является определение матричного
коэффициента передачи к. Он задается следующей системой
уравнений [4, 26, 73]:
к = щ Нт
(4.4.52)
do2	/ N \ “1	г N т
+	<j2 Нт(-у-1 Н<г’+С-^СТ.	(4.4.53)
Здесь al = М{(х — х) (х — х)т} — симметричная матрица
дисперсий, определяющая точность фильтрации, a Ng/2 и
Nu/2 характеризуют корреляционные матрицы белых шу-
мов | и и, т. е.
Ne
Nu
Ru (f, т) = M {u uT} = — 6 (t —t).
Символ «т» означает транспонирование матрицы. При записи
выражений для корреляционных функций шумов учиты-
валось, что эти шумы могут быть нестационарными, а сле-
довательно, элементы матрицы Ns, Nu могут зависеть от вре-
мени. Уравнение дисперсий (4.4.53) представляет собой мат-
ричное нелинейное уравнение Риккати.
Если рассматривается установившийся режим, то для
определения ах вместо дифференциального уравнения
(4.4.53) решается алгебраическое уравнение
->	/ N, -» ы
FoJ + o?FT — <г;Нт1 Но’+ ССт = 0.	(4.4.54)
Матрица дисперсий, а следовательно, и коэффициент пе-
редачи к не зависят от поступающих данных, содержащихся
в обрабатываемой смеси у, поэтому они рассчитываются за-
ранее до начала самой процедуры фильтрации. Для расчета
необходимо знать параметры формирующего фильтра и ха-
рактеристики шумов и и £.
179
Для иллюстрации методики синтеза фильтра Калмана
продолжим рассмотренный ранее пример. Из (4.4.52) най-
дем коэффициент передачи фильтра
' ^ii
2^21
L
Отсюда следует, что
(4.4.55)

K2J
2qx21 .
К12 — К22 — 0.
С учетом (4.4.55) и (4.4.49) уравнение (4.4.51) оптималь-
ного фильтра запишется в виде
dxi
dt
dx2
0	1
— <£>о —2<±1)0
dt
dx2
dt
*2
— coo — 2dcoo x2
(4.4.56)
Матричному уравнению (4.4.56)
двух скалярных уравнений
соответствует система
-^i-=X2 + Kn (у — Х1),
— aoXj — 2dwox2 + «21 (у—xi).
dt
(4.4.57)
На основании этих уравнений составлена структурная
схема фильтра (рис. 4.11). Часть схемы, обведенная пунктир-
ной линией, полностью повторяет структуру формирующего
фильтра. В исходной постановке задачи требовалось полу-
180
Рис. 4.11.
чить из смеси полезного воздействия и шума оптимальное
значение хг = х процесса х. В синтезированном фильтре
«попутно» формируется и оптимальная оценка х2 производ-
ной этого процесса. Такое свойство фильтра Калмана носит
достаточно общий характер: фильтр выдает оптимальные
оценки всех переменных состояния вне зависимости от того,
какой из этих процессов непосредственно измеряется.
На частотно-избирательные цепи фильтра, которым
принадлежит основная роль в выделении полезного воздей-
ствия, подаются отфильтрованные переменные состояния
хп х2 и вновь поступающие данные о процессе х, содержа-
щиеся в обрабатываемой смеси у. Переменные хх и х2 харак-
теризуют априорные сведения (заключенные в начальных
условиях) и результаты предшествующих измерений. Вновь
поступающие данные обновляют эти результаты в соответ-
ствии с фактическим состоянием фильтруемого процесса
х. Как следует из (4.4.55), весовые коэффициенты кп и к21,
с которыми вновь поступающие данные подаются на частот-
но-избирательные цепи, обратно пропорциональны спект-
ральной плотности шумов сопровождающих полезное
воздействие. Благодаря такой структуре этих коэффициен-
тов, происходит перераспределение значимости имеющихся
и вновь поступающих данных в зависимости от величины
Так, при возрастании шумов доля новых данных в фор-
мировании оптимального значения фильтруемого процесса
уменьшается. В пределе при -> оо фильтр обходится
без них, ориентируясь лишь на априорные сведения. Если
181
N% -> 0, то роль вновь поступающих данных возрастает и
в пределе, когда = 0 коэффициенты и к21 становятся
бесконечно большими. Это означает, что фильтрация не нуж-
на, а в качестве оптимального значения выделяемого про-
цесса следует принять входное воздействие, т. е. xL — у.
Дисперсии Охн и oj2i, определяющие коэффициенты
передачи /сп и /с21, находятся путем решения уравнения
(4.4.53).
Ранее указывалось, что наряду с заданием полезного
воздействия (сообщения) в виде случайного процесса с дроб-
но-рациональной относительно частоты спектральной плот-
ностью, используется также полиномиальная модель вход-
ного воздействия. Подобную модель часто применяют при
синтезе радиолокационных и радионавигационных измери-
телей координат подвижных объектов. В этом случае коэф-
фициенты а0, аг и й2 полинома (4.4.38) характеризуют со-
ответственно начальное значение координаты объекта, его
скорость и ускорение.
Формирующий фильтр для полиномиальной модели
входного воздействия представлен на рис. 4.12. Коэффи-
циенты полинома в такой модели являются случайными
величинами, которые представляют собой начальные усло-
вия на выходах соответствующих интеграторов. Для при-
веденной модели нетрудно записать уравнение состояния
— = Fx	(4.4.58)
di
с начальными условиями хх (0) = а0, х2 (0) = alt х3 (0) =
= д2 и матрицей
Основное достоинство методики синтеза линейных филь-
тров, разработанной Калманом и Бьюси состоит в том, что
она дает решение задачи об оптимальной фильтрации не-
Рис. 4.12.
182
Рис. 4.13.
посредственно в такой форме (4.4.51) — (4.4.54), для кото-
рой сравнительно несложно осуществить моделирование
фильтра на аналоговой или цифровой ЭВМ. Поэтому кал-
мановские фильтры, несмотря на небольшой срок, прошед-
ший со времени разработки основ их теории (1961 г.), наш-
ли широкое применение в практических приложениях и осо-
бенно в радиолокационных и радионавигационных систе-
мах [16, 49].
Важным преимуществом этой методики является также
возможность решения нестационарной задачи, когда эле-
менты матрицы F и интенсивности шумов и и g изменяются
во времени. Помимо того, теория допускает обобщение на
случай небелых шумов g [20].
Используя основные положения теории калмановской
фильтрации, несложно синтезировать многомерный опти-
мальный фильтр, в котором осуществляется обработка ре-
зультатов измерений одного и того же процесса х несколь-
кими измерителями, и оценить выигрыш, даваемый примене-
нием такого фильтра [401. Оказывается, что величина вы-
игрыша зависит от статистических свойств процесса х.
Для воздействий х, наиболее часто употребляемых в иссле-
дованиях (марковский и винеровский процессы, «черный»
шум), выигрыш по среднеквадратической ошибке не превос-
ходит Уп, где п — число измерителей, а для марковского
процесса он меньше Уп.
В задачах нелинейной фильтрации радиосигналов филь-
труемый процесс может быть представлен в виде напряжения
на выходе некоторой модели (рис. 4.13). В отличие от ранее
рассмотренной модели сигнала, здесь введен модулятор,
в котором осуществляется модуляция несущего колебания
Ua sin a>t сообщением х.
Фильтруемый процесс uy(t) представляет собой смесь
полезного сигнала ив (/, х) и шума иш (0
му (0 = мс (/, х) + иш (0.
(4.4.59)
183
Рис. 4.14,
Полезный сигнал ис (I, х) является известной функцией
времени и случайного процесса х, статистические свойства
которого определяются видом формирующего фильтра.
Если сообщение х связано с сигналом и0 (I, х) нелинейной
зависимостью, то возникает задача нелинейной фильтрации.
В ряде практически важных случаев допустимо пред-
ставление оптимального нелинейного фильтра в форме,
показанной на рис. 4.14 [521. На выходе безынерционного
дискриминатора формируется процесс г, который линейно
связан с х. Поэтому последующая фильтрация осуществ-
ляется в линейных частотно-избирательных цепях в соот-
ветствии с рассмотренной ранее теорией линейной оптималь-
ной фильтрации. Представленный фильтр обеспечивает
минимальное среднеквадратическое значение ошибки в каж-
дый момент времени. -
Операция формирования процесса z при оптимальной
нелинейной фильтрации описывается следующим выраже-
нием 1521:
z = — |	|	(4.4.60)
Входящая в выражение (4.4.60) функция Q(t, иу, х)
для случая, когда сигнал u0(t, х) является детерминирован-
ным, т. е. известным полностью, за исключением процесса
х, а аддитивная помеха иш (/) представляет собой белый шум
со спектральной плотностью G (со) = No, выражается фор-
мулой
Q(t, «у, х) = 4-[иу(0-ио(Л %)]2-	(4.4.61)
/Vq
Тогда
г== 2 duc(t, х)	(4.4.62)
No дх
184
Здесь для краткости обозна-
чено
дис(1, х) дис (i, х) I
д х	дх I X = X.
На рис. 4.15 изображена
структурная схема дискрими-
натора, построенная на осно- Рис. 4.15.
вании формулы	(4.4.62).
Основными элементами дискриминатора являются; вычитаю-
щее устройство, умножитель (синхронный детектор) и два
генератора Г1( Г2, вырабатывающие функции ие (/, х) и дис (t,
х)!дх. На входы генераторов подается отфильтрованное
сообщение х, которое формируется на выходе частотно-
избирательных цепей оптимального фильтра. Существенно
нелинейными элементами дискриминатора являются гене-
раторы Г1 и Г2.
В качестве примера рассмотрим прохождение через опи-
санный дискриминатор смеси, состоящей из полезного сиг-
нала, промодулированного по фазе, и шума
(/) = t/0 sin (со/ + кжх) + иш (/),	(4.4.63)
где амплитуда Uo и частота сигнала со считаются известны-
ми, а коэффициент кх служит для согласования размерно-
стей фазы и сообщения х. Из (4.4.63) следует, что сообщение
х входит в полезный сигнал нелинейно.
Подставив (4.4.63) в (4.4.62) и выполнив несложные пре-
образования, найдем
z = -xU-sin к (х—х) +
No
+ 2-^°-»m(/)cos(co/ + Kgx)+	(4.4.64)
No
4- слагаемые с двойной частотой.
Поскольку следующие за дискриминатором частотно-
избирательные цепи не пропускают сигналов с двойной час-
тотой несущих колебаний, эти слагаемые в дальнейшем не
рассматриваются.
При оптимальной фильтрации значения х будут близки
к х, следовательно, допустима замена синуса в (4.4.64)
его аргументом,
185
Введем обозначения
х =-------х; х =------х,
Л'о	Л'о
I' =^~	+ К^; У'=Х’ + 1'.
No
Тогда (4.4.64) запишется в виде z = у’ — х'. Отсюда
следует, что по отношению к фильтруемому процессу у' и
к оценке сообщения х' дискриминатор оптимального нели-
нейного фильтра выполняет операцию, аналогичную той,
которая выполняется элементом сравнения, стоящим на
входе линейного оптимального фильтра. Поэтому нахожде-
ние сглаживающих цепей фильтра осуществляется по ме-
тодике линейной фильтрации.
Глава 5
ЗАЩИТА ПРИЕМНИКОВ ОТ ПЕРЕГРУЗОК
И КОМПЕНСАЦИЯ РАДИОПОМЕХ
5.1. ЗАЩИТА РАДИОПРИЕМНИКОВ ОТ ПЕРЕГРУЗОК
Радиоприемники, предназначенные для приема импуль-
сных и амплитудно-модулированных (AM) сигналов, при
действии радиопомех большой интенсивности могут перегру-
жаться. При перегрузке приемник не реагирует на изме-
нение амплитуды входного сигнала и, следовательно, те-
ряет возможность воспроизводить передаваемое сообщение.
Перегрузка наступает из-за того, что режим работы элект-
ронных усилительных приборов становится резко нелиней-
ным, близким к коммутаторному: они периодически перехо-
дят от насыщения к отсечке. Это приводит к падению диф-
ференциального коэффициента передачи, который может
даже стать отрицательным.
Перегрузка возможна в любой части приемника: уси-
лителе промежуточной частоты (УПЧ), амплитудном детек-
торе или видеоусилителе. Однако прежде всего перегружает-
ся последний каскад УПЧ, что и учитывается в дальнейшем.
Каждый приемник AM или импульсных колебаний рас-
считывается так, чтобы в ожидаемом динамическом диапа-
зоне интенсивности входных сигналов (т. е. в нормальных
условиях работы) перегрузка не наступала. Достигается
это с помощью систем автоматической регулировки усиле-
ния (АРУ).
До наступления перегрузки амплитудная характеристи-
ка линейной части приемника, т. е. зависимость амплитуды
t/BbIX напряжения на выходе УПЧ от амплитуды Uвх
сигнала на входе смесителя или выходе антенны имеет мо-
нотонно нарастающий характер. После достижения верхней
границы динамического диапазона Пвхмакс рост амплитуды
UВых прекращается, и в дальнейшем она остается постоян-
ной или убывает (рис. 5.1, кривые 1 и 2 соответственно).
Вследствие ограничения резко ухудшаются условия
приема полезного сигнала на фоне радиопомех большого
187
уровня. Поясним это на
UfbfXI,
Рис. 5.1.
туировать (вследствие того,
примере радиоприемника
импульсных сигналов.
Если на входе приемника
вместе с сигналом дейст-
вует радиопомеха (напри-
мер, несущая, модулиро-
ванная шумом), то в ре-
зультате их взаимодействия
огибающая результирую-
щего сигнала будет флук-
। разность фаз несущих по-
мех и радиоимпульсов случайна). Для неперегруженного
приемника результирующая амплитуда выходного сигнала
во время действия сигнальных импульсов будет изменять-
ся, что делает возможным фиксацию сигнала на фоне шума
(кривые 1 на рис. 5.2). При большой интенсивности поме-
хи, когда наступает перегрузка, эти изменения отсут-
ствуют, сигнал «срезается» (прямая 2 на рис. 5.2). При
действии помехи, интенсивность которой резко изменяет-
ся, могут наблюдаться перегрузки в течение некоторого
промежутка времени, после которого приемник благодаря
действию системы АРУ вновь становится способным вос-
производить огибающую входного сигнала. Такую пере-
грузку можно назвать временной.
Для защиты приемника от перегрузки наряду с обычны-
ми системами АРУ применяются логарифмические усили-
Рис. 5.2.
188
тели, а также системы АРУ, в которых предусмотрены спе-
циальные меры для ослабления или исключения перегрузки.
В некоторых типах радиотехнических устройств исполь-
зование логарифмических усилителей (ЛУ) обусловлено
принципом действия этих устройств. Примером могут слу-
жить автоматические системы сопровождения по направле-
нию моноимпульсного типа, широко описанные в литерату-
ре [101, 134].
1. Логарифмические усилители
Логарифмические усилители (ЛУ) сигналов промежу-
точной частоты обладают весьма широким динамическим
диапазоном. Начиная с некоторого (минимального) напря-
жения на входе, амплитуда выходного напряжения приб-
лизительно пропорциональна логарифму относительного
изменения интенсивности входного сигнала.
Амплитудная характеристика ЛУ при малых сигналах
практически линейна (участок OL на рис. 5.3, а); далее сле-
дует логарифмический участок LM. Выходное напряжение
такого ЛУ
Kot/Bx
вых
^вх ^вх 0>
A loga^-

(5.1.1)
Здесь UBX0 — входное напряжение, соответствующее пе-
реходу от линейного участка к логарифмическому; А и
В — постоянные коэффициенты. Основание а логарифма вы-
бирается заранее в зависимости от требуемых характерис-
тик усилителя.
Рис. 5.3.
189
Для определения А и В предположим, что переход от
линейного участка к логарифмическому осуществляется без
скачка производной, т. е. в точке перехода L производная
логарифмического участка совпадает с коэффициентом пере-
дачи к0 = £/выхо/^вх0 линейного участка. Это дает
/ ^вых\ . р Д \  Л
\ <^вх /Ь	\ b UBX Jl	bUBXQ
где b = In a — l/logae, e — основание натуральных ло-
гарифмов.
Отсюда находим коэффициент А = b кй UBX0.
При UBX = UBxn выполняется равенство
и ВЫХО	^об/вхо.
Поэтому для логарифмического участка получаем
^вых = ко ^вх о ( b 10ga +1) = /с3 ивх 0 b loga а1 *ь х
x-^ = K0i/BIoblogae-^- при UBX/UBx0> 1.	(5.1.2)
^ВК О	^вхо
При выборе натуральных логарифмов b = 1 и для такого ЛУ
^вых=Ко^хо(1п^- + П = к0С7вхо1п-^- =
= ^вь,хо1п~^.	(5.1.3)
^вх о
Выбор точки перехода L на логарифмический участок
обычно производится так, чтобы UBX0 лежало ниже уровня
собственных шумов на величину порядка 20 дБ. Следова-
тельно, практически весь диапазон входных сигналов при-
ходится на логарифмический участок, чем обеспечивается
большой динамический диапазон по входу.
Коэффициент передачи ЛУ для любого основания ло-
гарифмов выражается формулой
и убывает обратно пропорционально амплитуде входного
сигнала (рис. 5.3, б).
190
Динамическим диапазоном ЛУ по выходу называют
величину
^вых ~^вых макс/^вых о или Овых [дБ] = 20 lg£)Bbnt. (5.1.5)
Здесь ^Вых макс — максимальная величина выходного сиг-
нала, при котором реальная амплитудная характеристика
остается близкой к логарифмической.
Динамический диапазон по входу
Овх = ^вх макс/^вх о‘, ^вх IДБ] = 20 1g DBX.
Ясно, что
/•^вых ~ b loga £ t) вх.
Для получения большого динамического диапазона по вхо-
ду стремятся выбирать логарифмы с малым основанием.
Обычно требуемый динамический диапазон по входу
(100 дБ и выше) можно реализовать, используя ЛУ, состоя-
щие из нескольких каскадов.
При действии помехи в ЛУ происходит подавление по-
мехой сигнала. При большом уровне помехи на входе
t/nBX напряжение помехи на выходе ЛУ равно
U « U Ь1оп е -^п вх-
<7вх о
U0 = К0 t/вх о-
В то же время амплитуда сигнала (приращение амплитуды
выходного напряжения, обусловленное действием сигнала)
t/свых = At/вых	т с	(t/вых(/1/пвх) t/m с*
В последних соотношениях учтено, что t/nBX > t/mc. Сле-
довательно, отношение помеха/сигнал на выходе
б'п ВЫХ _ t/n ВХ f; log g ^Л1 ВХ
Ссвых t/mc а ^вх о
Поскольку t/nBX > t/BXfi, отношение помеха/сигнал на вы-
ходе всегда больше, чем на входе, и увеличивается с ростом
помехи. Физически это объясняется тем, что коэффициент
передачи по сигналу определяется помехой на входе и убы-
вает с ростом уровня помехи,
191
Отметим особенности прохождения AM сигнала через
ЛУ. Положим, что на вход приемника поступает AM сигнал
с амплитудой несущей Uma и коэффициентом модуляции
т. Амплитуда максимальных и минимальных значений вы-
ходного напряжения равна соответственно (считаем к0= 1)
U —и [л [ла с Um0 1
u вых макс ивых о и 1ибас ,,	»
L	^вх о J
1/вых мин = ^вых о Ь loga е	.
ЬЫл МИИ	ВЫ1 U |	ои	t j	I •
L	^ВХ О	J
Размах напряжения на выходе
Д^вых = ^выхоНоёа4±^	(5.1.6)
или при а = е
А^вых^выхоЬ-^-.	<5.1.7)
а коэффициент модуляции
твых — А^вых/^вых 0 b Ioga е
^вхо
MS /		<51»
Отметим, что размах колебаний А(7ВЫХ на выходе не зависит
от амплитуды Um0 напряжения на входе, а определяется
логарифмом отношения (1 + т)/(1 — т). Если т < 0,5, то
Д^вых « (2—2,1) т UM0.	(5.1.9)
Как следует из соотношения (5.1.8), при прохождении
через ЛУ коэффициент модуляции уменьшается.
Анализ прохождения помех через ЛУ наталкивается на
известные трудности, поскольку ЛУ — устройство нелиней-
ное. В [100, 166] найдены дисперсия <т1ых и математическое
ожидание Ми огибающей напряжения на выходе ЛУ при
условии, когда на его вход поступает узкополосный нор-
мальный шум с дисперсией о,2и (огибающая распределена по
закону Релея) и равномерной фазой в пределах + л. Приб-
192
Рис. 5.4
лиженный анализ приводит к следующим выражениям для
указанных величин:
авых = -^-Ь2ко£/1хо;	(5.1.10)
24
Ми ? 1о± 2а“~С.	0 5b |0ga 2g«,	(5,1.11)
где С = 0,577 — постоянная Эйлера.
Отсюда видно, что в первом приближении дисперсия вы-
ходного напряжения определяется только характеристика-
ми линейного участка и точкой L перехода линейного учас-
тка в логарифмический.
Независимость Овых от дисперсии входного шума объ-
ясняется, по-видимому, сделанными допущениями относи-
тельно характера входного сигнала и идеализацией харак-
теристики ЛУ. Для реальных усилителей зависимость
о’,.,, от Ощ существует, но выражена слабо. Анализируя
(5.1.10), можно сделать вывод о том, что целесообразно точ-
ку перехода L выбирать как можно ниже, в частности ниже
уровня внутреннего шума.
Математическое ожидание огибающей помехи на выходе
растет практически пропорционально логарифму дисперсии
шума на входе.
Имеется несколько способов реализации логарифми-
ческих усилителей [34—36, 92]. Наибольшее распростра-
н ние нашел метод последовательного детектирования с по-
следующим суммированием. ЛУ такого типа бывают с по-
следовательно и параллельно включенными усилителями.
Функциональная схема ЛУ с последовательным включе-
нном каскадов для импульсных сигналов изображена на
рис. 5.4. В схему входит п одинаковых усилительных кас-
кадов 1, 2,..., п, столько же ограничителей Огръ Огр2,...,
.... Огрп (с одинаковыми уровнями ограничения) и детек-
7 Зак. 583	193
торов л, Д2, Дп, Выходы детекторов — Дп_г
соединены с устройствами временной задержки (УВЗ( —
УВЗП_! соответственно), предназначенными для компенса-
ции временных запаздываний при прохождении импульсов
в усилительных каскадах. Каждый усилитель, ограничи-
тель, детектор и устройство временной задержки образует
своеобразную ячейку. Выходное напряжение формируется
в результате суммирования напряжений, снимаемых с каж-
дой из этих ячеек. Оно равно
^ВЫХ= 2 ^ВЫХ Ь	(5.1.12)
i= I
где UBbIxi — напряжение на выходе г-й ячейки.
При малой амплитуде входного сигнала все каскады уси-
ления работают в линейном режиме и напряжение на выходе
n-й ячейки
б^выхп =	ВХ,
где к — коэффициент усиления одного каскада с учетом
ограничителя, кд—коэффициент передачи детектора. С уве-
личением U вх до некоторого значения Uвхс наступает огра-
ничение в последней ячейке, после чего выходное напря-
жение, снимаемое с n-й ячейки, остается неизменным и
равным кдк" l/вхэ- При дальнейшем росте напряжения
Uвх достигается уровень ограничения в (и — 1)-й ячейке,
после чего постоянные напряжения будут сниматься с п-й
и (п — 1)-й ячеек. Входное напряжение, при котором до-
стигается указанный уровень, UBS2 — к UBM. Следователь-
но, при дальнейшем увеличении Uвх с n-го и (п— 1)-й
ячеек снимаются постоянные напряжения, соответственно
равные
U ВЫХ П ~ КП Кд, ^вх О’
И вых (п—1) =	1 Кд U вх .2 — Кп Кц Пвх 0.
Затем будет достигнут уровень ограничения в (и — 2)-й
ячейке. Это произойдет при t/BX = (7ВХЗ = K2t7BxO и теперь
постоянные (и одинаковые) напряжения кпкдивхо будут
сниматься с трех ячеек и т. д.
Характер зависимости ивыт от (7ВХ (амплитудная харак-
теристика ЛУ) представлен на рис. 5.5. Эта зависимость
имеет вид ломаной, состоящей из отдельных участков, каж-
дый из которых соответствует определенному числу ячеек,
194
где достигнут уровень ограничения. Легко записать выра-
жение для выходного напряжения ЛУ. соответствующее
различным участкам амплитудной характеристики.
Для 1-го участка
^вм = ^вх Кд /Cnf 1 + ~~ "I"	4* •   +
\	Л	Л,	И ]
«^вхКд КП(* +т\
Напряжение в конце этого участка (т. е. при Uвх = Uвад)
вых 1 = ^вых о =’- ^вх О К д (к + К3 +  • • + К") «-
U1>.Х 0 Кд К” / 1 + — Y
\ к '
Для 2-го участка
'Ль1,:='[К"4„х.4^-,Ц15 (l+_L + ...+ _L—jjx
у5~ [ i^nUBx0 + UBX к"-1 (1 +y)] ка-
Напряжение в конце 2-го участка определится при подста-
новке вместо t/BX величины (/вх2 = к U вх0. Тогда
вы х 2 ~ [ к" вх 0 4“ вх <1КП ( 1 4 ~ 4" •  •  4	,1—2 'j ] х '
L	\	/ J
х к д ~ кп (Увх 0 ^2 4 “)кд.
7 *
195
^вЫ»
Л ^вьа - к Пи&х окц
О 1	2	3	4 ... П а-1)1одлк- Рис. 5.6.
Продолжая рассуждения, для n-го участка, получаем
Uвых l(rt 1) К U вхо 4” Uвхк] кд-
В конце «-го участка, когда U вх = Uвхп = кп~1 (Увхо,
будем иметь
^вых п = К” I) К” Увх о4"^вхО^П1 = К-д t^BX0-
Когда напряжение на входе превзойдет значение t/BXn,
выходное напряжение перестанет нарастать.
Полученная зависимость будет приближенно логариф-
мической. Действительно, если бы связь Uвых и t/BX была
логарифмической, то при выборе по оси абсцисс логарифми-
ческого масштаба, а по оси ординат — линейного, график
^вых (UwJUвхо) представлял собой прямую линию. Будем
для рассматриваемого усилителя откладывать по оси абс-
цисс величину ивх/ив^0 в логарифмическом масштабе.
Тогда для i-ro участка
Uв* = к‘~'ивхо и 1og(177^- = (» — 1) >ogd к.
и вх о
Следовательно, начиная с i — 1 точки на оси абсцисс
будут расположены равномерно с шагом loga к. Ординаты,
соответствующие точкам излома, будут при этом располо-
жены на прямой ОМ (рис. 5.6), поскольку разность ординат
двух участков
Д^вых i [к” ^Bii) < 4--) —^вх о ( 1— 1 4----I X
\ к /	к	к /I
Хкд =К«[/Вхокд.
— величина постоянная.
Ясно, что в промежутках между точками излома рассмат-
риваемая зависимость отличается от логарифмической
(рис. 5.6). Однако при достаточно большом числе усилите-
лей с этой разницей можно не считаться.
Имеются и другие способы получения логарифмических
усилителей. Более общий класс нелинейных усилителей
(функциональные усилители с широким динамическим диа-
пазоном) весьма подробно рассмотрен в работе [36].
2. Основные динамические особенности систем АРУ.
Действие флуктуационной помехи малого уровня
При анализе действия радиопомех на приемник обычно не
принимают во внимание особенности, которые возникают вс-
ледствие влияния системы АРУ на прохождение помехи.
Чтобы учесть это влияние, необходимо рассмотреть динами-
ческие характеристики системы АРУ.
Функциональная схема системы АРУ представлена на
рис. 5.7. Напряжение с выхода линейной части радио-
приемника (Пр) поступает на детектор АРУ, куда одновре-
менно подается напряжение задержки Е3. Далее следует
усилитель (У) и фильтр (Ф). Выходное напряжение ир с вы-
хода фильтра поступает на регулируемые каскады для из-
менения коэффициента усиления к (и^ приемника.
Между огибающими UBbli (/) и (7ВХ (/) напряжений на
выходе и входе приемника имеет место приближенное со-
отношение
Ь'вых (0 = к («р) ^вх	(5.1.13)
Напряжение нр находится из соотношения
нР = F (D) (Пвых — Ея) Кару,	(5.1.14)
справедливого при (7ВЬ1Х > Е3. Здесь F (D) — передаточ-
ная функция фильтра, а кару — коэффициент передачи
детектора и усилителя АРУ.
При написании равенства (5.1.13) предполагается, что
усилитель промежуточной частоты имеет такую широкую
полосу пропускания, а напряжение регулирования благода-
Рис 5.7.
197
ря фильтру меняется настолько медленно, что переходные
процессы в Пр, обусловленные действием напряжения
ир, можно не учитывать. Это положение хорошо выполняет-
ся на практике, за исключением, может быть, случаев управ-
ления транзисторами, где иногда приходится принимать во
внимание инерционности транзисторов по входу ир.
Уравнения (5.1.13), (5.1.14) являются нелинейными, и
система этих уравнений может быть решена лишь для не-
которых частных случаев. Как показывает рассмотрение
ряда работ, достаточные для практики результаты получают-
ся в случае линейной аппроксимации функции к (нр). Пред-
положим, что на вход приемника поступает амплитудно-мо-
дулированное напряжение и стационарный аддитивный шум.
Огибающую результирующего напряжения будем считать
квазистапионарной, имеющей регулярную и случайную
составляющие. Математическое ожидание входного напря-
жения будем полагать медленно меняющейся функцией
времени или постоянным от опыта к опыту. Линеаризуем
зависимость к (ир) в точке ир = UpQ, соответствующей
действию на входе приемника напряжения с амплитудой
О'нХ(„ равной математическому ожиданию. Тогда
к = к0 — a Up,
причем
^ср «о ^рср-
(5.1.15)
(5.1.16)
Здесь L/p Ср — регулирующее напряжение в точке, относи-
тельно которой осуществляется линеаризация (рис. 5.8);
к0 — коэффициент усиления, соответствующий пересече-
нию оси ординат прямой
(5.1.16); кСр — коэффициент
усиления к при ир = Up (.р;
а = tg ф — угловой коэффн
циент касательной.
Плодотворным методом
анализа системы АРУ в этих
условиях является метод,
описанный в [8] и развитый
дальше в работах [200, 201,
О Up ср иро иГ1 45, 461. Приближенный ана-
лиз системы АРУ может быть
Рис. 5.8	выполнен более простымспосо
198
бом. Представим огибающую входного сигнала в виде сум-
мы математического ожидания Uи приращения Д(7ВК
U„ =	+ Ди„	(5.1.17)
и положим, что модуль максимума приращения | А17вх макс |
значительно меньше математического ожидания
I маке I « о-	(5.1.18)
Огибающую выходного напряжения также представим как
сумму математического ожидания Uвыхо и приращения
At7BBIX. Тогда для огибающей выходного напряжения за-
пишем
(7 вых = U выхо "Ь A Uвых («ср Ч~ Ак) (77вх о +
+ А77вх),	(5.1.19)
где Дк — приращение коэффициента кср, обусловленное
составляющей At7BX огибающей входного напряжения.
Пренебрегая членом АкД77ВХ0 второго порядка малости,
находим
77вых == ^срТ^вхо «срАТ^вх Ч- Лк77вх0.	(5.1.20)
После выполнения операции математического ожидания
получаем:
U ВЫХ!. = «Ср^ВХО ~ («О ^^рср) (7 ВХ().	(5.1.21)
С другой стороны, при Uвыхо > в соответствии с ра-
венством (5.1.14) и находим
U, ер = (^выхо-£а) «АРУ F (0).	(5.1.22)
Учитывая, что F (0) = 1, для 77выхи из двух последних
равенств получаем
_ Ко + ^э « Ядру п
^иыхо— , .	,,	^вхо-
1 -ГаиВХ0 АдГУ
Сравнивая с (5.1.21), приходим к заключению, что
^о+^з0:" ар.у
«С0 =
(5.1.23)
(5.1.24)
1 +н
где
р = а (7 ₽х.,Кару,
(5.1.25)
199
Следовательно, приемник с системой АРУ в отношении
математического ожидания напряжения на входе действует
как усилитель с коэффициентом передачи кср, зависящем
от ^вхи- Возвращаясь к равенству (5.1.20), получим
вых = ^ср д^вх 4* A/ct7Bx0 =
= л:срд^вх+ А«р^вх0.	(5.1.26)
\,д“р	/
Так как Дк/Аыр = — a, a At/p = KAPy F (D) At7BblI,
для ДС7Вых находим
Кд—-Кср
ДП ---------------------ALT
вых l+owAPyi/BXOf(D)
(5.1.27)
Отсюда следует, что для приращений огибающей на вхо-
де приемник эквивалентен фильтру с передаточной функ-
цией
H3KB(D) =
кср
l+gf (D) '
(5.1.28)
Полученные соотношения полностью соответствуют ну-
левому и первому приближениям решения интегрального
уравнения из [8]. Поделим обе части равенства (5,1.27)
на Пвых0 и учтем, что Пвых0 = кСрПВхо- Тогда
1
твьтх ~ --------,
“	1+цЛ(О)
= I *ср тв* -	(D)
кер	Лер В
(5 1.29)
где /пвх = At7BX/t/BX0, тВЫх = At/BbIX/t/BbIX — мгновенные
коэффициенты модуляции на входе и выходе приемника.
Соотношение (5,1.29) позволяет построить динамическую
структурную схему системы АРУ для коэффициентов моду-
ляции (рис. 5.9), справедливую при любом типе фильтра
(если только F (0) = 1) и указанных выше ограничениях.
а
Рис. 5.9.
200
Ясно, что структурная схема несправедлива для больших
коэффициентов модуляции.
Отметим, что быстродействие системы АРУ не постоянно,
а зависит от среднего значения напряжения на входе прием-
ника, и изменения входного сигнала отрабатываются тем
быстрее, чем это среднее значение больше. Будем считать,
что на вход приемника поступает сигнал с постоянной ам-
плитудой и широкополосный шум со спектральной
плотностью 6вх0, постоянной в пределах полосы пропуска-
ния УПЧ. С помощью полученных соотношений можно най-
ти все интересующие зависимости между сигналом и поме-
хой на выходе приемника, поскольку для спектральной
плотности и дисперсии помехи, а также математического
ожидания напряжения на выходе приемника можно напи-
сать следующие выражения:
^вых (<о)
^вхО I акв (/<0)|2,	(5.1.30)
пД/упч
ав2ых = 6В10-^- С | Яэкв (/со) |2 d<o;	(5.1.31)
ZIt J
—я Д/упч
^ВЫХО = ЛСР	(5.1.32)
Интегрирование в выражении (5.1.31) ведется в пределах
полосы 2 Д/упч УПЧ приемника, которая значительно
превосходит удвоенную полосу фильтра системы АРУ.
При модуляции несущей синусоидальным сигналом
частоты <ос с коэффициентом модуляции пгвх амплитуда
напряжения на выходе детектора приемника будет твых х
X иВы*кп> гДе кл — коэффициент передачи детектора при-
емника.
Инерционность системы АРУ приемника AM сигналов
выбирается из расчета допустимой демодуляции сигналов
во всем диапазоне модулирующих частот и динамическом
диапазоне входных сигналов. Так как быстродействие си-
стемы АРУ возрастает с увеличением амплитуды сигнала на
входе, инерционность фильтра F (D) должна быть настоль-
ко большой, чтобы отношение
д __ I твых (/Фс) I
I глвх (/®с) I
мало отличалось от единицы для наибольшей частоты сос мо-
дуляции и наибольшего, уровня амплитуды высокочастот-
ного сигнала на входе.
201
Если в системе АРУ используется однозеенный RC-
фильтр с передаточной функцией F (D) = (TD + I)*1,
то в соответствии с (5.1.29) получаем
1 TD-j-l	zr- i
/пныт =---------!—	(о. 1.33)
вых и+1 TD4-1 вх
где т = 77(р. + 1) — постоянная времени системы АРУ.
Следовательно,
А =	* I ^Мс ' I — ~\/~	* ~К<мс ту1	। 34.
ц + 1|,ШсТ + 1 | У (1 + ц)2 + (ШсП2 •	•
Из (5.1.34) следует, что при А = 0,9 для р = 100 произве-
дение а>сТ следует выбирать порядка 210, в то время как
для р. = 50 эта величина уменьшается до значений поряд-
ка 100.
3. Воздействие импульсных помех на приемник с АРУ
Весьма распространенным типом помехи, предназначен-
ным для подавления приемника, снабженного системой АРУ,
является мощная прерывистая помеха, представляющая
собой продолжительные периодически следующие импуль-
сы. За время существования фронта импульса напряжение
регулирования не успевает достигнуть величины, обеспечи-
вающей нормальный (линейный) режим усиления приемни-
ка и приемник временно перегружается. В паузах между
импульсами помехи чувствительность приемника может не
успеть восстановиться до необходимого значения, при
котором обеспечивается прием слабого (по сравнению с по-
мехой) сигнала.
Если такой приемник работает в системе автоматичес-
кого сопровождения цели по направлению с коническим ска-
нированием, то во время перегрузки и в паузах между им-
пульсами помехи модуляция, обусловленная отклонением
цели от равносигнального направления, будет отсутст-
вовать, и помеха при специальном подборе параметров ока-
жется эффективной
При перегрузке приемника амплитуда напряжения на
его выходе остается неизменной, равной некоторому порого-
вому значению Unop независимо от того, как в дальнейшем
меняется сигнал на входе. Выход из режима насыщения
наступает после того, как амплитуда напряжения на выходе
202
вследствие нарастания напряжения регулирования и сни-
жения коэффициента усиления упадет до значения, мень-
шего Е3. Обычно можно считать, что выход из режима на-
сыщения перегруженного каскада происходит без сущест-
венного запаздывания. Это, конечно, известная идеализа-
ция реальных процессов, поскольку для разряда емкостей
перегруженных каскадов требуется некоторое время /р.
Однако /р на порядок меньше времени протекания процес-
сов, обусловленных перезарядом емкостей фильтра системы
АРУ.
В стадии перегрузки система АРУ оказывается разомк-
нутой и изменение регулирующего напряжения происхо-
дит под действием постоянного напряжения Uaop — Е3.
После среза импульса помехи может оказаться, что
напряжение на выходе приемника (за счет напряжения, на-
копленного за время действия импульса помехи) окажется
столь малым, что оно будет ниже напряжения задержки и
цепь АРУ вновь окажется разомкнутой: коэффициент уси-
ления в течение некоторого времени будет недостаточным
для приема слабого сигнала. Такое состояние можно услов-
но назвать временной потерей чувствительности. Восстанов-
ление чувствительности происходит в результате «естествен-
ного» разряда конденсаторов фильтра системы АРУ. Коэф-
фициент усиления в этом процессе нарастает и в некоторый
момент достигает значения, при котором амплитуда выход-
ного напряжения начинает превосходить Е3. Если до этого
момента вновь не поступит импульс помехи, цепь АРУ зам-
кнется и начнется процесс регулирования.
Сказанное иллюстрируется рис. 5.10 Здесь представлен
общий случай, когда во время 7\ действия помехи иа с
амплитудой Uвы приемник, перегруженный в течение вре-
мени /пер, успевает выйти из перегруженного состояния до
окончания импульса помехи. Во время Т2 действия сигнала
с амплитудой (7ВХ2 система АРУ сначала разомкнута («мерт-
вое» время tM), затем вплоть до момента прихода очередного
импульса помехи система АРУ замкнута.
Зависимость напряжения цр от времени представлена на
рис. 5.10, б. Поскольку в дальнейшем рассматривается уста-
новившийся режим, независимо от номера периода будут
одинаковыми:
—	напряжения ир = Upl в моменты поступления оче-
редного помехового импульса;
203
—	напряжения ир = UPI1 в моменты окончания помехо-
вого импульса;
—	напряжения ир = Up п в точках выхода из режима
перегрузки;
—	напряжения ир = (Jp м в точках окончания «мертво-
го» времени, где восстанавливается чувствительность.
Предположим, что в системе АРУ используется однозвен-
ный PC-фильтр нижних частот с постоянной времени Т.
Тогда напряжение ир на участке 0 — ta можно записать
следующим образом:
«р(0 = (^пОр-£з)кАРУ(1-е-^^ + Пр1е-‘^.	(5.1.35)
Система АРУ при этом разомкнута и напряжение на выходе
приемника остается равным UBop.
К моменту tn замыкания системы АРУ напряжение
ир достигает величины
Up п = 04ор - Е3) Кару (1 -е-'пер/Г) + t/pI е-'п/\	(5.1.36)
2С4
В дальнейшем процесс описывается равенством
«р (/) = At (1 -е-‘/ь) + Прп е-'М*.	(5.1.37)
Оно получено как решение уравнения (5.1.35) для ир (/)
при начальных условиях: ир (0) = Up п. Здесь
А = «пКАРУ^1-£3К АРУ
1+И1
ц, = а кАрУ UBil,
^ = 77(1+in)	(5.1.39)
— эквивалентная постоянная времени системы АРУ.
Это равенство справедливо до появления среза импульса
иа, когда напряжение ир достигнет величины
77рп = Лх(1 _е-<г*-'о)/т*) + Up пе-(Г*-'п’/т‘.	(5.1.40)
В течение времени tu после среза импульса система АРУ
будет вновь разомкнута и ир меняется по закону
ир = ирПе~чт.	(5.1.41)
При этом считается, что постоянная времени разряда конден-
сатора равна постоянной времени фильтра.
К моменту 7\ + /м напряжение ир на выходе фильтра
достигает величины Up м = Прн ехр (—tM/T) (в то время,
как на входе действует сигнал с амплитудой (/вх2), система
вновь замыкается и ир (I) меняется по закону, аналогичному
(5.1.37):
ир (0 = А2 (1 - е-‘/’О + Up м е-'/Ч	(5.1.42)
Здесь
А «о^-£3.Кдру> р.2 = акАРУ Т/Вх2;	(5.1.43)
1+Н2
т2 = т/ (1 + ц2).	(5.1.44)
К моменту поступления очередного импульса помехи на-
пряжение ир достигнет величины (7Р1:
i/pl= А2(1-е-(Г’-‘м)/ь) + Up м е".	(5.1.45)
205
Найдем, далее, выражения для (7Р п и Up м. Для нахож-
дения ир п учтем, что напряжение ир соответствует вели
чине, при которой 1/вь,х достигает уровня Uпор, когда на
входе приемника действует помеха с амплитудой UBXJ.
Следовательно,
Uвых = Uпор = («0 ®Г/р п)^ВХ1-	(5.1.46)
Введем обозначение
Pi = 1 U ПОр/кои вх1.	(5.1.47)
Эта величина имеет смысл коэффициента перегрузки прием-
ника, причем Pt — 0, если перегрузки нет, и Pj = 1 при бес-
конечной перегрузке. Тогда получаем
^рП = ₽1^Ро,	(5.1.48)
где t7p0 = к0/а.
Аналогично, когда напряжение ир = [7Р м, уменьшаясь
в течение времени Т2, достигает величины Е3, напряжение
U вых становится равным £3. Следовательно,
U ВЫХ 	 Ез	(«0	®^рм)^ВХ2-	(5.1.49)
Вводя обозначение	
Рг = 1 E3ltipU вх21	(5.1.50)
получаем	
Up м = Рг^ро-	(5.1.51)
Величина 02 имеет смысл коэффициента потери чувствитель-
ности. Исключая из найденных равенств величины (7Р1
и (7Р11 и учитывая выражения (5. Г.48) и (5.1.51), получаем
систему двух уравнений для определения интересующих нас
величин и
Up, Р1 = кАру ((/п-£3) (1 -е~ 1“'т) +
4- А2е'1п/Т (1 — е-(7''-'м)/г’ ) +
+ Ци₽2е~'" те-<Л--'м)/Т!,	(5.1.52)
£р,Р2 = Ае_("/Т (1 —е-
+	(5.1.53)
206
Если сигнал отсутствует и на приемник действует только
помеха, то в уравнениях (5.1.52) и (5.1.53) можно положить
Л2 = 0,	— 0, т2 = Т. Тогда, подставляя в уравнение
(5.1.40) значение t/popi, найденное из уравнения (5.1.52),
получаем
урор1(1_е- (Г'-М^е- (/п+^)/7’) =
= (^иоР-£з)'<АРУ(1-е-'п/^ +
4-Xje- </п+г0/7' (] _е-	(5.1.54)
Отсюда можно найти время перегрузки /п. Примем, далее,
что интервалы между импульсами помехи достаточно вели-
ки, так что к моменту прихода очередного импульса помехи
напряжение ир можно считать равным нулю. Это равносиль-
но предположению, что (7'2/7'1)-► оо. Тогда уравнение
(5.1.54) существенно упрощается:
Ь’г()Р1=Клру(Е/пор-Е3)(1 —е-'"/Л).	(5.1.55)
Следовательно, для относительного времени перегрузки
находим
———=1п--------------!-----------=-1п----5--- . (5 .1 56)
Т	1—^роР1/(^пор— £э) КАРУ	1 Р1
Здесь
^ = ^ро₽1/(^пор—£з)«ару-	(5.1.57)
Графики зависимости tn/T от при разных значениях R
показаны на рис. 5.11. Чем выше быстродействие системы
(т. е. чем меньше Т и больше кару), тем меньше время
1П, в течение которого приемник оказывается перегружен-
ным.
Найдем далее условия, при которых отсутствуют ограни
чения выходного напряжения за время Т17 полагая, что в
паузах Т2 сигнал достаточно мал (Т/вх2 < t/BX1), а скваж-
ность помехи Q = 2. Обозначим 7\ = Т2 = ta. Считая в ра-
венстве (5.1.54) /п = 0, получаем
Uv0Pi(1 — е-<"/Т| е —z,i/r) = А^~‘к1Т (1 —e-'ll/T1). (5.1.58)
Из этого уравнения можно определить условия отсутствия
ограничений. Допустим для простоты у. 1 (отсюда вытекает
207
также, что (tj/T) <£ 1). Тогда из последнего равенства найдем
простое соотношение L/poPi « Afi—^7. Отсюда видно, что
приемник в интервалах действия помехи не перегружается
при условии, что
^0 ^ ВХ 1	1 (£3/£ п) е
^пор	1__е— (»,Т
(5.1.59)
Уменьшение отношения /И/Т обеспечивает отсутствие
перегрузки при большем входном сигнале. Таким образом,
при очень малом периоде помехи (по сравнению с постоянной
времени фильтра) перегрузка практически отсутствует. На-
против, для малой частоты помехи перегрузка всегда имеет
место, поскольку за полупериод Тг конденсатор фильтра
успевает разрядиться и каждый новый импульс помехи за-
стает приемник на высокой чувствительности.
Рассмотрим, наконец, условия, при которых сигнал на
выходе приемника за время Т2 не успевает нарасти до вели-
чины Еа. Это означает, что приема во время Т2 нет (напря-
жение на выходе достигает уровня Еа при минимальном сиг-
нале на входе приемника). Для упрощения анализа поло-
жим, что перегрузка отсутствует (/пер = 0), а скважность
Q = 2. Тогда в уравнении (5.1.52) следует положить /м ==
= /и и 7\ = Тг = /и. Отсюда находим
^роР, ~ ^РО02-
208
Заметим, что уравнение (5.1.59) дает условия отсутствия
перегрузки в полупериоды 7\. Таким образом, между Uах1
и (УВХ2 имеется зависимость
^ВХ1^ВХ2 ~ ^пор^з-	(5.1.60)
Если Uвх2 поднимается выше уровня UВХ1 (EB/Uaop), то
в полупериоды Тг сигнал на выходе приемника успевает
подняться выше уровня Ев.
Описанным путем можно найти напряжение на выходе
приемника в любой момент времени при всевозможных соот-
ношениях между (7ВХ1, t/икг, 7\, Т2, Uaop, Еа, Т. Не при-
водя результатов вычислений, наметим путь их получения.
Записываются зависимости напряжений ир (/) для четырех
интервалов времени, как это делалось при выводе уравнений
(5.1.52) и (5.1.53). Затем исключаются величины UPi и {7РИ.
После этого записываются выражения для коэффициентов
передачи к = к0 — аир и на каждом из интервалов в соот-
ветствии с равенством UBbSX = k(Jbx находятся выражения
для ивых. Отметим, что в интервалах /п величина напря-
жения на выходе равна Unop.
Проведенное рассмотрение показывает, что при фикси-
рованных параметрах системы АРУ всегда можно подобрать
параметры помехи так, что будут наблюдаться потери ин-
формации, заключенные в изменении амплитуды сигнала за
счет временной перегрузки в течение некоторого времени
после воздействия очередного импульса помехи и за счет
временной потери чувствительности после окончания им-
пульса помехи.
4. Некоторые способы защиты приемника от временных
перегрузок и временной потери чувствительности
Известны схемы АРУ, в которых приняты меры для того,
чтобы свести к минимуму время перегрузки ta и «мертвое»
время tM, т. е. схемы защиты от временных перегрузок и по-
тери чувствительности.
Система БАРУ. В приемниках импульсных сигналов с
помощью системы быстродействующей автоматической регу-
лировки усиления (БАРУ) имеется возможность предотвра-
тить перегрузку от импульсов помех длительностью, пре-
вышающей длительность импульсов сигнала. По принципу
действия система БАРУ не отличается от рассмотренной вы-
ше системы АРУ, однако быстродействие ее очень велико,
209
что достигается выбором широкополосных фильтров, а также
усилителей в цепи обратной связи. Быстродействие системы
выбирается так, чтобы за время действия сигнального им-
пульса усиление существенно не изменялось, поскольку
в противном случае форма импульса будет сильно иска-
жаться.
Выше было показано, что эквивалентная постоянная вре-
мени системы АРУ (см. с. 202).
т = Т/(1 + ц).	(5.1.61)
где р, = акАру Uи-	•»
Эта формула, однако, справедлива при условии, что по-
стоянная времени фильтра Т значительно больше постоянных
времени «малых инерционностей», в частности постоянной
времени Т" нагрузочной цепи детектора АРУ, эквивалентной
постоянной времени УПЧ, паразитных емкостей и т. п.
Стремление увеличить быстродействие за счет уменьшения Т
и увеличения «ару приводит к усилению влияния этих инер-
ционностей. Порядок уравнений, описывающих систему
АРУ, резко увеличивается, и при большом коэффициенте
усиления в цепи АРУ система может потерять устойчивость.
Чтобы ослабить влияние малых инерционностей и обеспе-
чить устойчивую работу, систему АРУ строят путем охвата
обратной связью отдельно каждого каскада Уи У2, ... уси-
лителя промежуточной частоты.
Сигнал, снимаемый с каждого каскада УПЧ, детекти-
руется и через свой усилитель АРУ и фильтр подается на
управляющий элемент этого каскада для изменения его ко-
эффициента усиления Система АРУ в данном случае полу-
чается многопетлевой. Амплитудная характеристика УПЧ,
каждый каскад которого охвачен петлей АРУ, близка
к логарифмической. Иначе говоря, усилитель с многопетле-
вой системой АРУ можно рассматривать как один из вариан-
тов построения логарифмического усилителя.
Схемы АРУ «вперед». Для борьбы с перегрузкой видео-
усилителя, вызванной помехами, длительность действия ко-
торых значительно превышает длительность импульсов сиг-
налов, могут использоваться схемы АРУ «вперед» со спе-
циально подобранными характеристиками регулирующих
цепей. Управляющее напряжение подается при этом на ви-
деодетектор или видеоусилитель.
Функциональная схема системы АРУ «вперед», предназ-
наченная для исключения перегрузки, представлена на
210
Рис. 5.13.
Рис. 5.12.
рис. 5.12. Сигнал с выхода УПЧ поступает на детектор и
усилитель АРУ. Напряжение с выхода этого устройства
проходит через фильтр (Ф) и в виде регулирующего напря-
жения Up подается на видеоусилитель (ВУ) и видеодетек-
тор (Д). Рассматриваемая система относится к классу авто-
матических систем без обратной связи.
Требуемая регулировочная характеристика, т. е. зависи-
мость коэффициента усиления к регулируемых каскадов от
напряжения цр является гиперболой (кривая II, рис. 5.13)
к = У0/ыр.
(5.1.62)
Величина Уо, входящая в (5.1.62), определяется ниже.
Эта зависимость может быть реализована только на некото-
ром участке МУ, причем наиболее существенное отличие от
реальной зависимости к (нр), характеризуемой кривой / на
рис. 5.13, имеет место при ир <С Ео. Полагая, что соотноше-
ние (5.1.62) справедливо для нр Ео, начальный участок
О — Еа (кривая II на рис. 5.13) аппроксимируем выраже-
нием
к = кое <up/fl)2, O^up^£o.
(5.1.63)
При нахождении постоянных к0 и В в выражениях (5.1.62),
(5.1.63) необходимо учитывать, что в точке М, где цр = Ео,
должны совпадать коэффициенты к и их производные по ир
для кривых I и II. В этих условиях для определения к0
и В имеем два соотношения:
— = Koe-t£«/jBi’,
e-(E„/B)2	/5 1 54)
£2 В2
211
из которых получаем
В = V 2Еа- Va = EaKjVl.
Следовательно, регулировочная характеристика запи-
шется в виде
к==кое	0^ир^£о,
К = £»Л»е-1/2 ПрИ ы >£0.
Up
Регулирующее напряжение
Ир = кдру F (D)U BXi
(5.1.65)
(5.1.66)
где «ару — коэффициент усиления детектора и усилителя
АРУ; Uвх — амплитуда входного напряжения УПЧ; F (D)—
передаточная функция фильтра.
Амплитудная характеристика видеоусилителя при таком
способе регулировки, т. е. зависимость амплитуды выходно-
го напряжения Uвых от амплитуды напряжения на входе
(7ВХ в установившемся режиме (т, е. при F (£>) = 1) опреде-
ляется соотношениями
U вых	^вх^о^хр
(КАРУ ^вх
1,41 Ео

£0/кару;
11	__ ко Ер
и вых
КдРУ Vе
Uви	Ер/Кару.
и представлена на рис. 5.14, где по оси ординат и абсцисс от-
ложены относительные выходное и входное напряжения
Лк	„ ^выхУ^Кдру
’	м_________ а ------------ъ-----;
КрЕр
0,8 -	/	Up _ *АРУ ^ВХ
/	~ 1/2 Ер VI Ер
0,4 - /	Точка М соответствует сопряже-
/	нию кривых I и II на рис. 5.13.
f 1.1____________।	Реальная характеристика
О 0,4	0,8	1,2 8 может отличаться от получен-
ной; однако для эффективно
Рис. 5.14.	работающей системы АРУ Uвых
212
должно мало изменяться с ростом 17 вх в некотором ра-
бочем диапазоне. Если в системе АРУ используется простой
однозвенный PC-фильтр, то для того, чтобы сигнальный
импульс практически не искажался, необходимо выбрать
постоянную времени фильтра Т > 7И, так как при выполне-
нии этого условия за время действия импульсов напряжение
пр практически не изменится. При поступлении помехового
сигнала достаточно большой амплитуды и продолжитель-
ности (например, в виде длинного импульса) после того, как
режим установится, напряжение на выходе будет равным
KoEo/j/eKApy. Очевидно, кратковременный сигнальный им-
пульс, пришедший во время действия помехи, не будет огра-
ничиваться, поскольку напряжение пр за время его действия
не изменится. Импульсные помехи, длительность которых
имеет тот же порядок, что и длительность сигнальных им-
пульсов, будут проходить на выход без искажений.
Системы АРУ с нелинейными элементами в фильтрую-
щих цепях. Известны схемы систем АРУ, в которых для
борьбы с временной перегрузкой и потерей чувствительности
используются нелинейные элементы или элементы с перемен-
ными параметрами в фильтрующих цепях. Действие этих
систем основано на том, что на время резкого нарастания
сигнала на выходе УПЧ благодаря наличию в системе АРУ
нелинейного элемента сильно уменьшается постоянная вре-
мени заряда конденсатора фильтра АРУ, что приводит к
быстрому уменьшению коэффициента усиления УПЧ и вре-
мени перегрузки /п. Во время резкого снижения ампли-
туды входного сигнала вследствие наличия нелинейного эле-
мента происходит быстрый разряд конденсаторов фильтра
АРУ, чем достигается столь же быстрое восстановление чув-
ствительности усилителя. В схемном отношении эта систе-
ма может быть реализована различно. Одна из них описана
в [144]. Здесь параллельно разрядному резистору конден-
сатора фильтра включается электронная лампа, через кото-
рую разряжается конденсатор фильтра вслед за резким из-
менением уровня сигнала. В этой же работе предлагается в
цепь управления разрядной лампы включить дополнитель-
ный ограничитель для того, чтобы сделать время разряда
конденсатора не зависящим от амплитуды сигнала.
5.2. КОМПЕНСАЦИЯ ПОМЕХ С ПОМОЩЬЮ
ВСПОМОГАТЕЛЬНОГО ПРИЕМНИКА
1. Общие сведения
При использовании вспомогательного приемника проще
всего компенсируются радиопомехи, которые поступают на
защищаемое радиотехническое устройство с направлений,
соответствующих боковым лепесткам диаграммы направлен-
ности антенны. Различают некогерентный (амплитудный)
и когерентный методы компенсации таких помех. Первый
из них сводится к тому, что компенсация помех осуществ-
ляется в процессе обработки видеосигналов, а при когерент-
ном методе компенсация помех производится в трактах вы-
сокой или промежуточной частоты
2. Амплитудный метод компенсации помех
Сущность амплитудного метода компенсации помех рас-
смотрим в процессе анализа схемы, изображенной на рис.
5.15 [90]. При этом предполагаем, что компенсации под-
лежат активные импульсные радиопомехи в приемнике
импульсной радиолокационной станции.
Основной приемник содержит антенну Ао, смесительСм0,
усилитель промежуточной частоты УПЧои амплитудный де-
тектор До. В состав компенсационного приемника входят
аналогичные элементы, обозначенные на рис. 5.15 соответ-
ствующими символами с индексом «к». Кроме того, имеется
местный гетеродин (Г) и вычитающее устройство (ВУ).
Компенсация помех достигается в вычитающем устрой-
стве при условии, что помеховые сигналы, вырабатываемые
детекторами До и Дк, начинают действовать в одно и то же
время и имеют одинаковые длительности и огибающие. Что-
Рис 5.15.
214
бы эти условия выполнялись, требуется полная идентич-
ность одноименных элементов в основном и компенсацион-
ном приемниках, а антенны Л 0 и Ан должны иметь диаграм-
мы направленности Fo (0) и (0), удовлетворяющие ра-
венствам
при — О,.50о < 0	О,50о,
(9) = О
(9) = Г о (9)
при О > О,50о< —О,50а.(5.2.1)
Здесь 0 — угол, отсчитываемый от направления максимума
диаграммы направленности приемной антенны Ао, а 0О —
ширина главного лепестка диаграммы направленности той
же антенны.
Возможные диаграммы направленности FK (0) и Fo (0)
показаны на рис. 5.16. При этом отличие FK (0) от нуля при
—О,50о < 0О < О,50о и от функции Fo (0) при 0 > 0,5 0О
и 0 С —0,59о сделано лишь для наглядности.
Если амплитудно-частотные характеристики Wa (to)
и IV'K (to) линейных частей основного и компенсационного
приемников удовлетворяют соотношению И70 (©) = kWk (to),
где к — коэффициент пропорциональности, а детекторы До
и Д„ идентичны, то справедлива следующая связь Ди(0)
с Fo (9):
FK (0) = 0 при — О,50о < 9 < О,50о,	(5.2.2;
(9) = kF0 (9) при 9 > О,59о < 0 < — О,50о.
При выполнении равенств (5.2.1) и (5.2.2) осуществляется
не только идеальная компенсация помех, действующих по
боковым лепесткам диаграммы направленности антенйы
А 0, но и отсутствует ослабление полезного сигнала uc(i),
источник которого располагается в зоне основного лепестка
215
Диаграммы направленности антенны Ло. Однако Нри одно-
временном действии импульсных помех, принимаемых по
боковым лепесткам диаграммы направленности антенны Аа
и полезного сигнала ис (/), полная компенсация помех не
происходит. Покажем это, полагая, что напряжения uQ (t)
и ив (/), образующиеся на выходах УПЧа и УПЧК равны
«о (0 = lf/co (/) + i/no (/)] cos <впв Z,	(5.2.3)
«« (Л =	(/) cos шпрЛ	(5.2.4)
Здесь Uco (/) и Uno (0 — огибающие полезного сигнала
и помех в основном приемнике; Unv (<) — огибающая помех
в компенсационном приемнике; шпр — промежуточная час-
тота.
Если детекторы До и Дн квадратичные, то их выходные
напряжения ыДв и мдк приближенно равны
“до = 0,5 кдо [£/’«> (/) + U*ao (t) + 2(/ео (/) UB0 (QI, (5.2.5)
идк = 0,5 кдн t/JK (0>	(5.2.6)
где Кд0 и КдК — коэффициенты передачи детекторов До
и Ди соответственно.
Из соотношений (5.2.5) и (5.2.6) видно, что при (7П0 (0 =
= Ипк (0 и к До — кдн напряжение ид (0, образующее-
ся на выходе вычитающего устройства (рис. 5.2.15), состав-
ляет
«а (0 = 0,5 Кдо [(/«о (/) + 2(/с0 (0 Uu0 (01
и полезный сигнал оказывается искаженным помехами. Их
интенсивность зависит от уровня боковых лепестков антенны
Ао и мощности источника радиопомех. На практике обычно
не удается реализовать диаграммы направленности Fu (0),
определяемые равенствами (5.2.1) и (5.2.2).
Более простыми являются ненаправленные компенса-
ционные антенны, диаграмма направленности которых изо-
бражена на рис. 5.17 пунктирной прямой, или антенны с
диаграммой направленности Ек (0), показанной на рис.5.17
штрих-пунктирной кривой. Антенна Ак с диаграммой на-
правленности последнего вида препятствует ослаблению ком-
пенсационным устройством полезного сигнала, источник ко-
торого располагается в направленности максимума диаграм-
мы направленности А 0 (0 — 0). Но по мере роста 0 от 0 до
216
0,5 0О и уменьшении от 0 до —0,5 0О ослабление полезного
сигнала увеличивается.
При использовании ненаправленной антенны Аи устрой-
ства, в которых осуществляется компенсация помех, дейст-
вующих по боковым лепесткам диаграммы направленности
основной антенны, могут быть построены в соответствии со
схемами, представленными на рис. 5.15 или 5.18 [901.
Устройство, схема которого показана на рис.5.18, содер-
жит основной приемник импульсной РЛС и компенсацион-
ный приемник. Но в отличие от схемы рис. 5.15 сигналы с
выхода антенны Ао поступают не только в смеситель См0,
но и на вход компенсационного приемника. Эти сигналы че-
рез направленный ответвитель (НО), аттенюатор (Ат) и фазо-
вращатель (ФВ) подаются в сумматор (2), где они смеши-
ваются с выходным напряжением Аи.
Параметры Ат и ФВ выбираются так, чтобы мощности
сигналов, принимаемых антеннами Ао и Ак в направлении
максимума основного лепестка антенны Ао были одинако-
выми, а фазы отличались на л. Для соблюдения таких усло-
вий во всем диапазоне углов обзора, обеспечиваемых антен-
ной Ао, ее целесообразно укреплять соосно с антенной Ан.
Благодаря НО, Ат, ФВ и 2 при ненаправленной антенне
Рис. 5.18.
217
Ак достигается изменение напряжения на выходе S в соот-
ветствии с функцией FK (0). Однако при этом РЛС поду-
чается весьма сложной, вследствие чего более предпоч-
тительной оказывается схема, изображенная на рис. 5.15.
При последующем изложении именно эта схема будет
иметься ввиду.
При применении ненаправленных компенсационных ан-
тенн или антенн с диаграммой направленности, изображен-
ной на рис. 5.17 штрих-пунктирной кривой, идеальная ком-
пенсация помех принципиально невозможна. Поэтому ком-
пенсационные приемники делаются так, чтобы во всех слу-
чаях, когда антенной Ао принимаются помеховые сигналы
с направлений соответствующих наибольшему из боковых
лепестков ее диаграммы направленности, выполнялось не-
равенство идк>Цдо- В таких условиях возникает эффект
перекомпенсации помех и ослабление полезного сигнала на
выходе вычитающего устройства.
Ослабление полезного сигнала в наибольшей мере про-
является при ненаправленной компенсационной антенне
и построении приемника РЛС в соответствии со схемой, по-
казанной на рис. 5.15, и связано с одновременным его по-
явлением на выходе детекторов До и Дк. Если наряду с по-
лезным сигналом и0 (t) действует помеха, источник которой
лежит в зоне действия боковых лепестков антенны Ло, то
наличие эффекта перекомпенсации приводит к дополнитель-
ному его ослаблению, а при достаточнс мощной помехе воз-
можно полное подавление полезного сигнала.
Сравнительно редкими совпадения по времени действия
полезных сигналов и помех бывают в тех случаях, когда по-
мехи порождаются отражениями от местных предметов, из-
лучениями соседних радиолокационных передатчиков или
передатчиками хаотических импульсных помех с большой
средней скважностью импульсов. Если источниками помех
являются земля или водная поверхность, то эффективность
РЛС с амплитудной компенсацией заметно понижается. Это
объясняется тем, что помеховые сигналы, поступающие от
земли или водной поверхности, по существу представляют
собой хаотически следующие импульсы со случайными ам-
плитудами и длительностями. Количество таких импульсов
в единицу времени может быть столь большим, что они будут
часто совпадать с импульсами полезных сигналов, а их мощ-
ность может оказаться достаточной для подавления полез-
ного сигнала. Низкая эффективность амплитудного метода
218
компенсации может быть и при действии достаточно интен-
сивных специально организованных шумовых и хаотических
импульсных помех; при этом импульсы помех последнего
вида должны иметь среднюю частоту повторения во много
раз большую, чем частота повторения зондирующих сигна-
лов РЛС.
Помимо сказанного выше, амплитудному методу компен-
сации свойственен и другой недостаток. Он состоит в допол-
нительном уменьшении чувствительности РЛС за счет шумов
компенсационного приемника. В самом деле, если не учи-
тывать флуктуации напряжения, вырабатываемого местным
гетеродином, то шумы основного и компенсационного при-
емников являются независимыми. Поэтому дисперсия
шумов на выходе вычитающего устройства при отсутствии
полезных и внешних помеховых сигналов равна
ОшД = ®шо 4“
Здесь Ошо и ашк — дисперсии шумов, образующихся на вы-
ходах детекторов До и Дк, а коэффициент передачи вычи-
тающего устройства предполагается равным единице.
Если амплитудно-частотные характеристики основного
и компенсационного приемников идентичны, а источники их
внутренних шумов имеют одинаковые мощности, то чувстви-
тельность РЛС с устройством компенсации вдвое хуже, чем
при его отсутствии. Это приводит к выводу о целесообразно-
сти выключения компенсационного приемника при работе
РЛС в условиях, когда на нее не действуют внешние радио-
помехи.
Повышению чувствительности РЛС с компенсационным
приемником способствует как можно меньший коэффициент
передачи последнего, а для требуемой компенсации помех
следует увеличить соответствующим образом усиление ком-
пенсационной антенны. Вследствие этого антенна Лк долж-
на быть направленной и преобразовывать принимаемые сиг-
налы так, чтобы осуществлялась компенсация помех, источ-
ники которых размещаются в заранее заданном секторе про-
странства относительно РЛС.
Амплитудный метод компенсации помех реализуется тех-
нически сравнительно просто и, несмотря на присущие ему
недостатки, часто может обеспечивать высокую эффектив-
ность импульсных РЛС при их работе в условиях отражений
радиосигналов от местных предметов. Он, кроме того, явля-
219
ется достаточно универсальным при защите От специально
организованных радиопомех, действующих по боковым ле-
песткам приема сигналов антеннами, и может использоваться
не только в радиолокации, айв других областях радиоэлек-
троники.
"3. Когерентный метод компенсации помех
Как и амплитудный, когерентный метод компенсации
помех возможен при наличии двух радиоприемников: основ-
ного и компенсационного (называемого также вспомогатель-
ным). Компенсационный приемник должен принимать лишь
помехи, а основной — смесь полезного и помехового сигна-
лов. При когерентном методе осуществляется компенсация
помех, действующих по боковым лепесткам диаграммы на-
правленности приемной антенны основного приемника.
Сущность когерентного метода компенсации помех, име-
нуемого часто амплитудно-фазовым, состоит в том, что теми
или иными средствами обеспечивается получение одинаковых
по интенсивности и противоположных по фазе помеховых
сигналов на выходах усилителей высокой или промежуточ-
ной частоты в основном и компенсационном приемниках.
С этих усилителей напряжения помех, а также полезный
сигнал основного радиоприемника подаются на сумматор.
Поскольку усилители высокой и промежуточной частот
в основном и компенсационном приемниках являются ли-
нейными преобразователями, помехи на выходе сумматора
устраняются, а сигнал остается без изменений и использует-
ся для дальнейшей обработки. Полная компенсация помех
без ослабления полезного сигнала достигается лишь при при-
менении компенсационных антенн с диаграммами направлен-
ности, показанными на рис. 5.16. Если компенсационная
антенна имеет диаграмму направленности, отличную от по-
казанной на рис. 5.16, то, как и при амплитудном методе,
наряду с компенсацией помех будет происходить ослабление
го езного сигнала. Однако степень этого ослабления будет
меньше, поскольку при когерентном методе не производится
нелинейная обработка полезного сигнала и помех. Более
детально этот вопрос рассматривается ниже.
Технически когерентная компенсация более просто реали-
зуется при обработке напряжений промежуточной частоты,
вследствие чего все последующее изложение относится к на-
пряжениям этого вида.
220
Возможны различные способы осуществления когерент-
ной компенсации помех. Пр остейший из них сводится к раз-
работке соответствующег о радиотехнического устройства,
у которого помеховые си гналы ив0 (t) и unv (t) на выходах
усилителей промежуточн ой частоты (УПЧ) основного и ком-
пенсационного приемников противоположны по фазе.
В реальных условиях получение противофазных поме-
ховых сигналов на выходах УПЧ основного и компенсацион-
ного приемников практически невозможно. Это связано с
имеющимися всегда различиями в фазово-частотных харак-
теристиках основного и компенсационного приемников, а
также нестабильностью частот передатчиков, формирующих
помеховые сигналы. Сказанное означает, что при реализации
когерентного метода компенсации помех необходимо учиты-
вать различие огибающих и фаз у напряжений ипо (0 и
ипк (t). В таких условиях система когерентной компенсации
помех должна осуществлять автоматическое изменение оги-
бающей и фазы напряжения ипа (0 так, чтобы выходной
сигнал ик* (0 этой системы равнялся — ип0 (0. В резуль-
тате суммирования uKs (0 и ип0 (0 осуществляется компен-
сация помех.
Имеется по крайней мере два способа получения требуе-
мого напряжения (0 из ипк(0. Первый из них основы-
вается на применении квадратурных преобразователей [167,
167а], хорошо известных в теории оптимального приема,
а второй способ предусматривает использование системы
АРУ в компенсационном приемнике, которая при отсут-
ствии полезных сигналов работает под действием разностно-
го напряжения иао (0 — ипн (0, и системы автоматиче-
ского регулирования фазы у напряжения ипк (0 [97].
Система компенсации помех с квадратурными преобра-
зователями. Принцип компенсации помех с помощью квад-
ратурных преобразователей удобно проиллюстрировать
на примере, когда ыво(0 и «пк (0 — гармонические сиг-
налы с одинаковой частотой, но различными амплитудами
и начальными фазами. Эти напряжения можно представить
в векторной форме, как показано на рис. 5.19. На рис. 5.19
видно, что для получения вектора uKs =—ипо необходимо
иметь два напряжения, которые характеризуются взаимно
перпендикулярными векторами ипк1 и ивк2. Векторы
и пт и ипк2 должны быть равны
^пк1	^пк Чцк 2 ~ 1^2 Чцк к’
221
М'
Рис. 5.19.
“лк
торы Кор! и Кор2,
где |uпк к | = | uа угол между
векторами u[IK и ипк к составляет
90°. При этом коэффициенты про-
порциональности кг и к.г выби-
раются так, чтобы выполнялось
равенство
^ик Ф K‘l Чдк к S — 4(io'
Схема устройства, обеспечиваю-
щего когерентную компенсацию
помех с помощью квадратурных
преобразователей, показана на
рис. 5.20. Она содержит корреля-
лители У] и У2 с регулируемыми
коэффициентами передачи, фазовращатель ФВ, обеспечи-
вающий получение квадратурной составляющей напряже-
ния цпк (0 и сумматор 2.
Если с УПЧ основного и компенсационного радиоприем-
ников поступают напряжения помех ип0 (0 и цпк (О,
которые в последующем считаются узкополосными стацио-
нарными случайными процессами, то выходное напряжение
п2 сумматора 2 с единичным коэффициентом передачи будет
равно
^2 (0 — нп0 (/) ф ку1 wnK (/) Ку2 и пк к (/).
(5.2.7)
Здесь ки и ку, — коэффициенты передачи усилителей У,
и У2, обеспечивающих практически безынерционное пре-
образование цпк (/) и цпи к (0 соответственно. Они изме-
няются пропорционально напряжениям, вырабатываемым
222
корреляторами Kopj и Кор2 и равны
Kyi — к1 {ипц (t)us (0}ср<	(5.2.8)
Куа — {нпк к (0Us(0) ср,	(5.2.9)
где символ {•} ср здесь и далее означает операцию вычисле-
ния средней составляющей; ky и к2 — коэффициенты про-
порциональности.
Подставляя в формулы (5.2.8) и (5.2.9) функцию (0,
определяемую соотношением (5.2.7), и учитывая, что взаим-
ная корреляция между двумя квадратурными напряжения-
ми иП[! (0 и ипц к (0 в один и тот же момент времени от-
сутствует, получаем
ку1 - к' {Цпо (/) Uni< (/)‘ср _	(5.2.10)
1—К1апк
к  {ипо (0 ипк к (1)}ср	(5 2 II)
1-*2
Здесь о2пк — дисперсия напряжения «пк к (t), равная
дисперсии напряжения цпк к (I), причем математические
ожидания напряжений ипк (0 и иак к (0 считаются рав-
ными нулю.
На основе соотношений (5.2.7), (5.2.10) и (5.2.11) на-
ходим следующую формулу, которая определяет мгновенное
значение помехового сигнала на выходе 2 (рис. 5.20):
«X (0 = «по (0 +	{/) +
’~К1 <->п.
Мчпо«)иПкк0)}ср Ыпь[;(/).	(5.2.12)
Если напряжения помех ип0 (0 и ипн (0 являются узко-
полосными случайными процессами и отличаются друг от
друга значениями огибающих в каждый момент времени
и фазовым сдвигом, то
«DO(0 = ^no(0c°s[<onp/ 4-<Ро(ОЬ	(5.2.13)
«ПК (0 = ^пк (0 C°S [“пр 1 + % (0 I = ^пк (0 COS [со„р t +	.
+ <р0(/) + Д Ф(Л],	(5.2.14)
«цк к (0 = ^пк (0 Sin Iсопр t + фо (0 + Дф (0].	(5.2.15)
223
Здесь Uao (О и Uпк (О — случайные огибающие, а <р0 (Q
и Фи (О — случайно изменяющиеся во времени фазы на-
пряжений ипо (i) и ипк (/) соответственно; Дф = ф„ (/) —
— ф0 (0, <0цР — угловая промежуточная частота.
Обозначив
{«по (0«пк (0}ср = апо°пкРпо;
{«по (0«пкк (0}ср = ОпоОп1!рпк,
где рпо и рпк — коэффициенты взаимной корреляции на-
пряжений Uno (01 цпк (0 и «по (01 «пк к (0 соответственно,
аоп0 — дисперсия напряжения цпо (/), преобразуем (5.2.12)
с учетом (5.2.13) — (5.2.15) к виду
«2 (0 = ип0 (0 cos [сопр/ + ф0 (01 +В sin [соПр/ + ф0 (0+
+ Дф (0 + ф11
при KJaJK<l и каойк<1;	(5.2.16)
«х (0 = Ua0 (/) cos [СОцр t + ф0 (/)] — В sin [<опр t + фо (/) +
+ Дф (/) + qpj
при Kj Опк < 1 И <^пк > 1 •	(5.2.17)
Здесь
В Оцо ^ПК UnK (О
К1 Рпо
(1—1 <^)2
tg Ф — Рпо 0 ~ *2 апк)
К2 РПК (1 -К1 °пк)
0-Кг °5к)2
(5.2.18)
(5.2.19)
Анализ формул (5.2.16)—(5.2.19) показывает, что до тех
пор, пока KjOhk < 1 и к2Опк < 1, компенсация помех не-
возможна. Однако при unK (0 = ««по (01 чт0 приводит
к равенствам
С^пк = «С^пО!
{«по (0«пк к (0}ср = 01
{«по (0«пк (0}ср = «Опо.
224
а также при Atp(/) = O, к,стп,< » 1 и юл™ > 1 напряжение
tzx (/) оказывается равным нулю в любой момент времени.
Следовательно, изменение коэффициентов передачи ку1 и
ку2 по законам
= - (цпо^)иикО)}ср	(5.2.20)
ки2 = -, {цпо(/)цп«н(£)}ср	(5.2.21)
®пк
и обеспечение идентичных фазово-частотных и отличающихся
лишь масштабом амплитудно-частотных характеристик для
основного и компенсационного приемников приводит
к полной компенсации помех в отсутствие полезного си-
гнала.
В реальных условиях, как уже отмечалось, эти условия
-не выполняются и можно вести речь только о том, чтобы
минимизировать дисперсию напряжения помех на выхо-
де сумматора 2 (рис. 5.20).
Если на основании соотношения (5.2.17) с учетом отсут-
ствия взаимной корреляции между квадратурными случай-
ными сигналами «пк (/) и «пк к (/) в совпадающие моменты
времени и равенстве нулю математических ожиданий для
напряжений ипо (0, нпк (0 и цпк к (t) найти дисперсию
Ох напряжения их (/), то можно убедиться, что минимум
oj получается при к1Оп1!=/с2ОпК=оо, т. е. при изменении л-у1
и ку2 в соответствии с формулами (5.2.20) и (5.2.21). При
этом величина о? оказывается равной
о! = оЙ0 (1-р2),	(5.2.22)
где
Pa = Pno+pSK-	(5.2.23)
Аналогичную формулу с- некоторым приближением
можно получить при выполнении неравенств KjOok 1 и
К2Опк 1 .
Из соотношения (5.2.22) и выполненного выше анализа
следует, что при реализации когерентного метода компен-
сации помех с помощью квадратурных преобразователей
необходимо добиваться как можно большей коррелирован-
ности между помехами, действующими на выходах УПЧ ос-
новного и компенсационного приемников.
В тех случаях, когда наряду с помехами имеется и полез-
8 Зак. 583	225
ный сигнал, поступающий по главному лепестку диаграммы
направленности антенны основного приемника и восприни-
маемый одновременно антенной компенсационного прием-
ника, вместо иа0 (/) и «пк (0 на рис. 5.20 необходимо учи-
тывать напряжения
«1 (0 = «со (0 + «по (0,	(5.2.24)
«2 (0 = «ск (0 + «пк (0	(5.2.25)
соответственно. Здесь исо (/) и иск (/) — напряжения по-
лезного сигнала на выходах УПЧ основного и компенсацион-
ного приемников.
Чтобы получить более наглядные результаты, характе-
ризующие работу компенсатора помех с помощью квадра-
турных преобразователей при наличии полезного сигнала,
будем считать, что последний является детерминированным
и на выходе УПЧ основного приемника изменяется по зако-
ну «со (0 = Uco cos ((опр/ + <р0). Здесь Uc0 и <р0 — ам-
плитуда и начальная фаза напряжения исо (i). Кроме того,
предположим, что напряжение «со (t) возникает в момент
появления помехового сигнала и
«ск (0 = ^ск COS (<Вцр^ "Ь ф,. “I" фк),
где UCK = bUC0, b <. 1, фк — дополнительный набег
фазы напряжения «ск (t) в компенсационном приемнике.
При одновременном действии полезного и помехового
сигналов напряжение «2 (0, как это следует из рис. 5.20,
равно
«X (0 = «со (0 + «по (0 + «у1«ск (0 + Ку1«пк (0 +
"4" fty2«CK К (0 "Ь K-y2«UK к (0-	(5.2.26)
Здесь «ск к (О ~ ^ск sin (ч)цр^ “Ь Фо Н- фк) — напряже
ние «с„ (0, сдвинутое по фазе на —0,5л.
Коэффициенты передачи ку1 и ку2 изменяются пропор-
ционально напряжениям, формируемым корреляторами
Кор, и Кор2 и равны
^-1{[«Ск (0 Н- «пв (01«i:(0}cpi	(5.2.27)
ку2 = «2{[«ск к (0 “4” «дк к (0-1«х(0}ср-	(5.2.28)
226
Воспользовавшись соотношениями (5.2.26) — (5.2.28),
получим
{“со (I) “ск (/)}ср + {“по (t) “пк (0}ср
1 — ^{“ск (Z)}cp —“1 апк
{wco (О и. ск н 0)}ср + {“ по (/) и ПК к (^)}ср
1-«2{«с2кк (ДОср-М?,
(5.2.29)
(5.2.30)
Как и раньше, можно показать, что наиболее целесооб-
разен режим работы компенсатора при
^{«скЖр + ^о^»!,	(5.2.31)
к2 {«сК к (/)}ср + °т< > 1 	(5.2.32)
В этих условиях на основании формул (5.2.26), (5.2.29)
и (5.2.30) найдем
/2Ч	... ,	...	{“со W “ск W)c.p + {“iro W “пк (/)}ср
«X (0 = и„о (О +	W--------fewb+<-------------X
X [«ск (0 "Ь «пк (0
{“со (/) “ск к (/)}ср + {“по (t) “пк к (7)}ср
{“2ск к (0}ср + апк
X [«ск к (0 “Ь «пк к <01 -
(5.2.33)
В соответствии с приведенными выше формулами для
«со (О, «ск (0. «ск к (0, «по (0, «ПК (0 И ипк „ (0 соотно-
шение (5.2.33) после несложных преобразований принимает
следующий вид:
«2(0 = ^со
°ПК— йстпо °пк Р sin (фк+М)
COS(cOnpr-V-ip0) —
-1_а2
и исо~пк
йПпо^пк pt/cqCOS (фк4-Д1|>) sjn / + ср0) 4-
h2 а2 -4-о2
U иСО I ПК
+Ки™(/)c°s[Лфф«!~
(	° СТСО *Г апк
--Л°Т-КГ~ ^пк (0 [Дф (0 + Дф]| COS [СО t
Ь20с2о + апк	J
8*
227
+ Фо (01 + —а г "°	 ^пк (0 sin [ Аф (0 — фк] +
I 6 °со + апк
+ JT™, (0 cos I дф (0 + М X
*2°c2o + On„	I
Xsin[wnp/ + <p0(/)].	(5.2.34)
Здесь
OcO = 0,5t/cO и Aip = arctg-£112-.	(5.2.35)
Рпк
Из соотношения (5.2.34) видно, что напряжение (0
содержит составляющую
ис (t) = ^со
апк — Й°ПО Опк Р sin (<Рк + Аф)
cos (<опр / + ф0),

(5.2.36)
которая изменяется во времени так же, как и полезный
сигнал исо (0 на выходе УПЧ основного приемника, и со-
ставляющую
«п2 (0 = Us (0 — ис (0,
(5.2.37)
которая является помехой.
Анализ соотношений (5.2.34)—(5.2.36) позволяет сде-
лать следующие выводы. Если антенна АИ компенсационно-
го приемника не реагирует на полезный сигнал, поступаю-
щий по главному лепестку антенны основного приемника,
т. е. когда 5=0, то при U ак (0 = a U ао (0, что приводит
к равенству опк = асгпо, напряжение ис (0 оказывается ра-
вным полезному сигналу ис0 (0 = Uco cos (<иПр/ +фо). об-
разующемуся на выходе УПЧ основного приемника. При
тех же условиях
«П2 (0 = Uno (f) cos lfflnp t + фо (0 1—pUno (0 sin lconp/ +
+ Фо (0 + Аф (0 + Дф1.
Отсюда следует, что полезный сигнал ис0 (?) при 5 = 0
и «пк (0 = aUno (О остается искаженным помехами, если
Дф (0	0 и коэффициент корреляции р #= 1. Если жер= 1,
что приводит к равенству Аф = 0,5л, и одновременно вы-
полняется равенство Аф (0= 0, что эквивалентно иден-
228
тичности фазово-частотных характеристик основного й
компенсационного приемников, unS (0 = 0 в любой мо-
мент времени и, следовательно, обеспечивается идеальная
компенсация помех. Если помехи в основном и компенса-
ционном приемниках не коррелированы (р = 0), устройст-
во компенсации практически не влияет на напряжение по-
мех.
Когда антенна Лк принимает полезный сигнал (Ь =/= 0),
то даже при полной идентичности фазово-частотных харак-
теристик основного и компенсационного приемников (Аф(0 =
= 0, <рк = 0 и р = 1), происходит уменьшение интенсив-
ности полезного сигнала и производится неполная компен-
сация помех.
Действительно, полагая b =/= 0, срк = 0, Аф = 0, р = 1
и Аф = 0,5л, на основе соотношений (5.2.34)—(5.2.37)
находим
ао2„ (а— Ь)
ис (0 — Uc0----2---------cos (<йп„ t -ф ф0),	(5.2.38)
с \ / С° <2 п2 Д_п2п2 ' Пр ТО
и СО ~ ПО
ип2 (0 =	' U*° W cos l“nP t + Фо (0L	(5-2.39)
62°со + аапо
Из формулы (5.2.38) видно уменьшение амплитуды на-
пряжения ис (0 за счет отличия b от нуля, что имеет место
при приеме антенной Ан сигналов, источники которых рас-
полагаются в зоне действия главного лепестка антенны Ао,
входящей в состав основного приемника. Это уменьшение
возрастает с увеличением Ь. От значений коэффициента b
существенно зависит и уровень помех мп2 (0.
Чтобы оценить степень подавления помех когерентным
компенсатором с квадратурными преобразователями, срав-
ним отношения эффективных мощностей полезного сигнала
и помехи на выходе УПЧ устройств с компенсатором и без
компенсатора. При этом работу устройства с компенсато-
ром будем определять на основе соотношений (5.2.38) и
(5.2.39).
Если компенсатор отсутствует, то напряжения uco (f\
и Uno (0 полезного сигнала и помех на выходе УПЧ прием-
ника равны
иСо (0 = Усо cos (сопр/ -ф ф0),
Uno (0 = ^ПО (0 COS [(сопр/ ф фо (0],
229
а их эффективные мощности соответственно пропорциональ-
ны дисперсиям их напряжений olo = 0,5£/ф, и <т2о. От-
ношение Осо к ©по обозначим символом q6K.
При наличии компенсатора эффективная мощность по-
лезного сигнала пропорциональна среднему значению о02 —
квадрата напряжения ис (0, которое, как это следует из
формулы (5.2.38), равно
а* (а—6)2оф,
Од = о20------------
(Ь2о2о+а2а2о)2
Эффективная мощность помех в устройстве с компенса-
тором пропорциональна дисперсии Оп2 напряжения ипх (0.
На основании формулы (5.2.39) находим
_2	_2 ЬЧа-Ьу^о
Пп2 — Опо	, ,, •
(&2а2о + а2СТ2о)2
Поэтому
_ qc __ аЧ = а2
£/| К °П2 Ь2О2о 62 <?бк ’
Q — 9СК  Ч2
?бк &2?бк ‘
(5.2.40)
Расчет зависимостей q от b и q6K при а = 1, выполненный
в соответствии с формулой (5.2.40), позволяет получить
графики, показанные на рис. 5.21. Из формулы (5.2.40) и
Рис. 5.21.
рис. 5.21 вытекает, что с
увеличением 1/<?бк и умень-
шением b отношение q воз-
растает и может достигать
нескольких десятков ты-
сяч. Возможность значи-
тельного уменьшения b
связана с созданием таких
антенн До, у которых уро-
вень боковых лепестков су-
щественно меньше, чем ин-
тенсивность главного ле-
пестка.
В ряде случаев длитель-
ность ги сигнала может
230
быть намного меньше продолжительности действия помехи,
а постоянные времени усредняющих фильтров, которые
входят в состав корреляторов Kopj и Кор2 (рис. 5.20), в
несколько раз превышают ти. При таком условии Ь2о(2о <4
о™ и на основе соотношений (5,2,34), (5,2,36) и (5.2.37)
ДЛЯ ис (0 и un2 (t) получим
“с (0 = ^со [ • — b	Р Sin (фк 4- Дф)1 cos (<опр t + <р0),
L °пк	J
(5.2.41)
«П2(0 = [^по (О
р£7пк (t) sin [Дф (f) + Дф]| cos [®пр t 4-
стпк	J
4- Фо (01 + — Р^пк (0 cos [ Дф (t) + Дф] sin [(Одр 14-
°пн
4- Фо (01 — рПС0 cos (фк 4- Дф) sin (wnp 14- ф0).
ffrnt
(5.2.42)
Соотношение (5.2.42) показывает, что при малом уровне
боковых лепестков у антенны Ло основного приемника,
когда b = 0,01 —0,001, и примерно одинаковых мощно-
стях помех на выходах УПЧ основного и компенсационного
приемников уменьшение амплитуды полезного си-
гнала помехами пренебрежимо мало. Оно составляет
b (оП0/опк )sin (фк 4- Дф) и не превышает величины
6 (^по^пк) (
Незначительным оказывается и уровень напряжения по-
мех м112 (0, особенно при идентичных фазово-частотных ха-
рактеристиках основного и компенсационного приемников,
когда Дф (0 = фк = 0. В этих условиях при £/по (i) =
= UnK (0 и b < 1
«п2 (0 = (1 — Р sin Дф)ипк (0 cos [соПр* 4- фо (01 +
4- Р^пк (0 cos Дф sin [<onpZ 4- Фо (01-	(5.2.43)
Когда р = 1 и Дф = л/2, получается полная компенсация
помех.
Таким образом, высокое качество подавления помех и
незначительное ослабление детерминированного полезного
сигнала в устройствах когерентной компенсации с квадра-
турными преобразователями обеспечиваются при следую-
щих условиях: малой мощности полезного сигнала, посту-
231
пающего в компенсационный приемник, идентичных ам-
плитудно-частотных и фазово-частотных характеристиках
УПЧ основного и компенсационного приемников, хорошем
согласовании диаграммы направленности антенны ком-
пенсационного приемника с боковыми лепестками антенны
Ао основного приемника и равенстве единице коэффициента
взаимной корреляции помеховых сигналов, действующих на
выходах УПЧ основного и компенсационного приемников.
При этом с уменьшением Ь2 степень подавления помех воз-
растает, а количество воспроизведения полезного сигнала
улучшается.
Если полезный сигнал изменяется во времени случайным
образом и не корреклирован с помехами, то можно получить
соотношения, аналогичные (5.2.34) —(5.2.42), т. е. в отноше-
нии компенсации помех и воспроизведения полезного сиг-
нала прийти к тем же выводам, что и при рассмотрении во-
проса о действии радиопомех совместно с детерминирован-
ным полезным сигналом.
В заключение отметим, что на величину коэффициента
взаимной корреляции р влияют не только параметры основ-
ного и компенсационного приемников, но и разность хода
электромагнитной волны от источника помех до антенн ос-
новного и компенсационного приемников.
Устройство компенсации помех с системами АРУ и
Ф АПЧ. Функциональная схема этого устройства представле-
на на рис. 5.22 [97]. Она содержит основной приемник и уст-
ройство компенсации. В состав основного приемника вхо-
дят антенна Ао, смеситель См0, гетеродин Го и усилитель
промежуточной частоты УПЧос системой АРУ0, поддержива-
ние. 5.22.
232
ющей неизменным уровень Напряжения на его выходе.
Основными элементами устройства компенсации являются
антенна Ак, усилитель промежуточной частоты УПЧК, си-
стема АРУК, смеситель Смк, гетеродин Гк, управитель Упр
и фазовый детектор ФД. В сумматоре S осуществляется
сложение напряжений, формируемых в УПЧ0 и УПЧК.
Система АРУК работает под действием сигнала, равного
разности выходных напряжений УПЧ0 и УПЧК, обеспечи-
вая равенство мгновенных значений помеховых сигналов на
входах сумматора S.
Систему ФАПЧ образуют фазовый детектор ФД,
управитель Упр, гетеродин Гк, смеситель Смк и усилитель
промежуточной частоты УПЧК. Напряжение ПфД, вырабаты-
ваемое ФД и зависящее лишь от разности фаз <р, поступаю-
щих на него сигналов и0 (/) и ик (/), подается на управитель.
Последний изменяет частоту и однозначно связанную с ним
фазу колебаний гетеродина <ргк, вместе с которой меняется
фаза напряжения, формируемого смесителем Смк и усили-
телем промежуточной частоты УПЧК.
Когда фазы напряжений, поступающих на ФД, становят-
ся одинаковыми, величина «фД не изменяется во времени
t
и пропорциональна <р = АсосУ/, где Д« = «про — «прк.
о
а «пр о и сопв к—частоты напряжений и0 (t) и ик (/). Вместе
с ЦфД постоянной будет и частота колебаний гетеродина.
Благодаря этому возникает возможность снимать с УПЧК
напряжение, противоположное по фазе сигналу и0 (/). Дан-
ная возможность легко реализуется с помощью, например,
инвертора, подключаемого между УПЧ„ и фазовым детек-
тором.
Совместная работа систем АРУК и ФАПЧ обеспечивает
необходимые фазовые и амплитудные соотношения между
помеховыми сигналами, поступающими в сумматор S с
УПЧои УПЧК. При идеальной работе этих систем и приеме
антеннами Ао и Ап только помеховых сигналов последние на
выход сумматора не проходят. В реальных условиях полная
компенсация помех не достигается, что связано с несовершен-
ством работы систем АРУ и ФАПЧ. Расчет этих систем в
соответствии с заданными требованиями можно произвести
с помощью имеющихся в настоящее время учебников и учеб-
ных пособий (например, [31, 86, 1651).
233
Системы АРУК и ФАПЧ, используемые в устройствах
компенсации помех, должны быть весьма быстродействую-
щими. Быстродействие системы АРУ должно быть таким,
чтобы ее выходное напряжение достигало нужной величи-
ны за время, значительно меньшее, чем время корреляции
для огибающей помехового сигнала, а система ФАПЧ долж-
на успевать следить за всеми изменениями фазы помех, дей-
ствующих в УПЧ0. Помимо сказанного выше, необходимо,
чтобы система АРУК не изменяла коэффициент усиления ком-
пенсационного приемника при действии на нее полезного
сигнала. Для этого постоянная времени Тйк системы АРУК
должна удовлетворять неравенству Т&к ти, где ти —
длительность импульса полезного сигнала.
Завершая рассмотрение когерентного метода компенса-
ции помех, при реализации которого используются квадра-
турные преобразователи или системы АРУ и ФАПЧ, необхо-
димо отметить, что как и при амплитудном методе, в этом
случае уменьшается чувствительность радиотехнического
устройства. Это объясняется увеличением дисперсии флук-
туаций на выходе сумматора 2 (рис. 5.20 и 5.22) за счет
внутренних шумов компенсационного приемника. Для борь-
бы с этим явлением используются те же меры, что и при ам-
плитудном методе компенсации помех.
Если при использовании квадратурных компенсаторов
необходимо осуществлять подавление помех, поступающих
по боковым лепесткам основного приемника не с одного, а
с пн > 1) направлений, то следует применять пн компен-
саторов, выполненных по схеме, изображенной на рис. 5.20.
Вышеуказанным способом можно построить самонастраи-
вающую антенну типа фазированная решетка [178].
5.3. ЧЕРЕСПЕРИОДНАЯ КОМПЕНСАЦИЯ ПОМЕХ
1. Череспериодная компенсация помех, обусловленных
отражениями радиолокационных сигналов от неподвиж-
ных объектов
Устройства череспериодной компенсации являются раз-
новидностью систем селекции движущихся целей и находят
применение в импульсных радиолокационных станциях
с большой скважностью импульсов для подавления в прием-
234
пике сигналов, порождаемых отражениями радиоволн от
облаков дипольных отражателей подстилающей поверхности
и различных неподвижных сооружений на земле.
Если проанализировать сигналы, поступающие в прием-
ник РЛС от перемещающейся цели и неподвижного объекта,
то можно убедиться в следующем. При формировании в пе-
редатчике РЛС импульсного напряжения
и (/) = U cos <aot при kTa t < т„ + kTa, (5.3.1)
где U и ш0 — амплитуда и угловая частота; ти и Т„ — дли-
тельность и период повторения импульсов; k = 0, 1, 2, ...,
сигнал иа (t), действующий на входе приемника за счет от-
ражения от неподвижного объекта, будет изменяться по за-
кону
иНп (?) = Ua cos (®ot — <pH).	(5.3.2)
Здесь Uа — амплитуда напряжения иаа (0, а фн—фаза,
определяемая свойствами отражающего объекта и временем
распространения радиоволн от РЛС до неподвижного объек-
та и обратно.
В то же время напряжение иц (0 на входе приемника,
обусловленное отражениями радиосигналов от подвижной
цели без учета обычно имеющихся амплитудных и фазовых
флуктуаций и при условии, что радиальная скорость дви-
жения цели цц относительно РЛС постоянна:
иц (t) = cos [(со0 ± йд)1 — фц],	(5.3.3)
где Uu — амплитуда; сод — допплеровская частота; фц —
фаза, связанная со свойствами цели и распространением
радиоволн от РЛС до подвижной цели и обратно.
Так как несущая частота импульсов «Нп (/) остается рав-
ной соо, а несущая частота напряжения иц (/) отличается от
на <од или —Од в зависимости от направления движения
цели, то появляется возможность компенсировать сигналы,
поступающие от неподвижного объекта и представляющие
собой помехи для РЛС. Такая компенсация, называемая че-
респериодной, осуществляется в тракте промежуточной
частоты приемника или на видеочастоте.
Функциональная схема устройства, обеспечивающего
череспериодную компенсацию помех в тракте промежуточ-
ной частоты, показана на рис. 5.23 [147]. Здесь напряжение
(/), формируемое усилителем промежуточной частоты
235
(на рис. 5.23 не показан), подается на ультразвуковую линию
задержки ЛЗ и усилитель У2. Линия задержки обеспечивает
задержку выходных импульсных сигналов на время Ти,
равное периоду повторения зондирующих импульсов РЛС.
Выход ЛЗ связан с усилителем Ух. Напряжения с У! и У2
подаются на вычитающее устройство (В У) и далее на фазовый
детектор (ФД), куда поступает также опорное напряжение
ноп (/). Последнее должно быть когерентным с сигналом про-
межуточной частоты и0 (О-
Когерентность напряжений ис (/) и иоп (0 может обеспе-
чиваться генераторами, входящими в состав РЛС, или благо-
даря использованию сигналов, поступающих от неподвиж-
ных объектов. В соответствии с этим различают РЛС с внут-
ренней и внешней когерентностями [147]. Типовая схема
приемо-передатчика РЛС с внутренней когерентностью при
генерировании высокочастотных колебаний магнетроном
показана на рис. 5.24.
Часть сигнала, вырабатываемого магнетронным генера-
тором (М), работой которого управляют импульсный модуля-
тор (ИМ) и генератор пусковых импульсов (ГПИ), подается
на смеситель См2, куда поступает также напряжение стабиль-
ного местного гетеродина (СМГ). На выходе смесителя См2
образуется сигнал промежуточной частоты сопр, синхронизи-
рующий фазу колебаний когерентного гетеродина (КГ). Од-
новременно СМГ связан со смесителем CMj, второй вход
которого соединен с антенным переключателем (АП), про-
пускающим на Cmj принимаемые антенной А сигналы. Вы-
РиС. 5.24.
236
холное напряжение CMt имеет частоту <ппр ± ип. Это на-
пряжение подается на УПЧ.
Если РЛС облучает подвижную цель, то высокочастотный
сигнал иц (/) на входе приемника определяется соотноше-
нием (5.3.3.). Этот сигнал после прохождения им смесителя
и УПЧ преобразуется в напряжение промежуточной частоты:
«с (/) = ий cos ((сопр ± сод)? — <pj.	(5.3.4)
Здесь Uc и — амплитуда и начальная фаза напряжения
ис (/); причем ф] зависит от <рц и фазово-частотной характе-
ристики трактов высокой и промежуточной частот прием-
ника.
На выходах У t и У2 при допущении, что ЛЗ и Ун с одной
стороны, а также У2 с другой стороны, имеют одинаковые
коэффициенты передачи и не изменяют фазы сигнала ис (f),
будем иметь напряжения щ (0 и u2 (f), равные
щ (/) = Ui cos [(<опр ± <0д)(/ — Ги) — <pj,	(5.3.5)
н2(0 = Uj, cos 1(сопр ± «„)/ — <pj.	(5.3.6)
При этом ц2 (0 представляет собой импульс, действую-
щий на выходе УПЧ в данный момент времени t, а (О
определяет импульс, существующий одновременно с «2 (/),
но порожденный предыдущим зондирующим сигналом РЛС.
Вычитающим устройством формируется напряжение
«ву (0 = «1 (0 — «2 (0 = 2^i sin (<опр ± ®д) -у- X
X sin [(сопр ± co„)(i—0,5Ти)—ф1].	(5.3.7)
Учитывая, что опорное напряжение цоп (/)равнонОп (О—
= U оа sin ® цр t, а фазовый детектор выполняет операцию
умножения входных сигналов и выделения напряжения раз-
ностной фазы, находим
«ФД (0 = *фа и1 sin (®ПР ± ®д) -у- cos [ ± ®Д 1 —
— (®ир ± (Од) -у- - Ср 1 j •	(5.3.8)
Здесь Кфд — коэффициент передачи фазового детектора.
237
Полученное напряжение является гармоническим в пре-
делах длительности импульса ти, имеет частоту <од и ампли-
туду, равную
^Фд = кфд •sin Кр ± «д) -у- •	(5.3.9)
Если бы на вход приемника РЛС поступал сигнал от не-
подвижной цели стой же интенсивностью, что и от подвижно-
го объекта, то ®д — 0 и
«фд (П = Кфд sin cos _ф1у (5.3.10)
Напряжение пфд (/), определяемое формулой (5.3.10), не
зависит от времени в пределах существования импульса
и равно нулю при 0,5(опрТи = п/прТи = fen (fe= 0, 1,2, ...),
где /Пр = <оПр/2л. Последнее условие означает, что полная
компенсация сигналов, обусловленных отражениями элект-
ромагнитных волн от неподвижных объектов, возможна лишь
в тех случаях, когда промежуточная частота сопр кратна
периоду повторения зондирующих импульсов.
При получении формул (5.3.8) и (5.3.10) предполагалось,
что ЛЗ обеспечивает задержку входных сигналов точно на
период Ти их повторения. На практике это обычно не выпол-
нимо. Высокое качество подавления мешающих воздействий
обеспечивается при ошибке Дт3 задержки входного сигнала,
не превышающей нескольких процентов от периода TDp =
= 1//пр. Если, например, погрешность Дт3 = 0,06Тпр,
/Пр = 30 МГц и Т„ = 1000 мкс, то величина Дт3/"ГИ должна
составлять 2-Ю-6. Удовлетворение такому требованию и
реализация на практике равенства л/прТи = fen (fe =
= 0,1,2, ...), вызывают необходимость создания весьма
сложного устройства компенсации, снабженного хорошо
работающими системами автоматического регулирования
его параметров и характеристик РЛС. Это ограничивает
применение устройств череспериодной компенсации в
тракте УПЧ.
Устройства череспериодной компенсации помех на ви-
деочастоте разрабатываются в соответствии с функциональ-
ной схемой, приведенной на рис. 5.25. Здесь напряжение
«Фд (0» поступающее на модулятор (М), формируется фазо-
вым детектором. На этот детектор подаются опорное на-
пряжение иоп (/) и сигнал непосредственно с выхода УПЧ
радиолокационного приемника. Если won(Z) = cosconp/,
238
Рис. 5.25.
а на выходе УПЧ приемника образуется импульсный сигнал
«нп (0. обусловленный отражением радиоволн от неподвиж-
ного объекта и равный
“ни (0 = Uнп COS (<йПр t фнп),
где Uиа и <рнп — амплитуда и начальная фаза напряжения
инп (0> то фазовый детектор сформирует импульсы постоян-
ного тока
Нфд (/) = 0,5С/нп Кфд cos Фнп	(5.3.11)
с неизменной величиной 0,5£/нпКфД cos<pHn> длительностью
ти и периодом повторения Тп.
При приеме сигналов от подвижной цели УПЧ вырабаты-
вает напряжение, определяемое формулой (5.3.4). Поэтому
на выходе фазового детектора образуется импульс
«Фд (0 e 0,5(/с КфД cos (±®д< — <Р1)	(5.3.12)
с длительностью ти.
Если длительность импульса ти достаточно мала по срав-
нению с величиной 1/Ед = 2л/юд, то напряжение цфд (/),
обусловленное движущейся целью, представляет собой ви-
деоимпульсы, различные по высоте, зависящей от сод и
Огибающая такого импульса определяется функцией
cos (±®д<—<Р1)- В пределах ти выполняется приближенное
равенство cos (±сод/ — <pt) « const, а высоту импульса
с номером п(п = 1, 2, ...) можно считать равной
0,5 кфд£/вх cos [±Юд (ft — 1)ТИ — <рJ.
В РЛС с внешней когерентностью вместо фазового может
использоваться амплитудный детектор. Он при одновремен-
ном приеме сигналов, поступающих от подвижной цели и не-
подвижного объекта, вырабатывает импульсы, модулиро-
ванные по амплитуде, а при действии на РЛС импульсов,
обусловленных только неподвижным объектом, формирует
239
сигналы с неизменной амплитудой. При применении ампли-
тудного детектора РЛС часто называют некогерентными.
Анализ формул (5.3.11) и (5.3.12) приводит к выводу, что,
осуществив на время Тп задержку импульсов, формируемых
фазовым детектором, и образовав разность между задержан-
ными и незадержанными импульсами фазового детектора,
можно компенсировать сигналы, обусловленные в РЛС от-
ражениями от неподвижных объектов. Время Ти составляет
несколько сотен и более микросекунд. Поэтому для задержки
импульсов приходится использовать ультразвуковые линии,
питание которых необходимо осуществлять импульсными
сигналами с несущими частотами 5—60 МГц [147]. Форми-
рование таких сигналов и осуществляет модулятор (М) в
схеме на рис. 5.25. Модулируемым является гармоническое
напряжение izt (/) с частотой 5—60 МГц, вырабатываемое
генератором (Г).
Напряжение и, (/), модулированное по амплитуде в об-
щем случае биполярными импульсами и представляющее
собой пакеты синусоидальных колебаний с постоянной дли-
тельностью и периодом следования Та, подается на ультра-
звуковую ЛЗ и усилитель У 2. С помощью ЛЗ осуществляется
задержка выходных сигналов на время Тя, а назначение
усилителей У! и У2 то же самое, что и в схеме на рис. 5.23.
Детекторами Д! и Д2 выходные напряжения усилителей
У1 и У2 преобразуются в видеоимпульсы, которые воздей-
ствуют на вычитающее устройство ВУ. Последнее при
идеальной работе всех элементов вырабатывает видеоим-
пульсы, характеризующие подвижные цели, и обеспечивает
нулевое выходное напряжение при поступлении на РЛС сиг-
налов от неподвижных объектов. Выходные импульсы В У
являются биполярными и изменяющимися во времени по
амплитуде. Если для работы РЛС необходимы однополярные
импульсы, то после ВУ устанавливается соответствующий
преобразователь сигналов.
К устройствам компенсации помех на видеочастоте
предъявляются менее жесткие требования, чем к устройст-
вам, обеспечивающим череспериодную компенсацию в трак-
тах УПЧ приемников. Главные из этих требований сводятся
к следующему [33, 147}.:
— ошибка Дта во времени задержки сигнала должна со-
ставлять малую часть от длительности импульса (порядка
1 %), а не от периода Дцр, как в системе компенсации на про-
межуточной частоте;
240
— допускается незначительная разница в коэффициентах
передачи устройств, преобразующих незадержанный им-
пульс и осуществляющих задержку сигналов.
Реализация второго требования облегчается системой
АРУ, работающей под действием выходного напряжения
ВУ и регулирующей коэффициент передачи усилителя У,,
а удовлетворению первого требования способствует так на-
зываемый генератор пусковых импульсов (1471. Последний
формирует периодически следующие во времени импульсы,
моменты возникновения которых автоматически регули-
руются напряжением ВУ. Этими импульсами открывается
модулятор (М) на рис. 5.25 и синхронизируется работа всей
РЛС.
Из имеющихся в литературе данных (см., например,
[147]) следует, что нескомпенсированный остаток напряже-
ния помех, обусловленных отражениями от неподвижных
объектов, может составлять всего 1 %.
Более детально основные свойства метода череспериодной
компенсации на видеочастоте выявляются при рассмотрении
компенсирующего устройства с линией задержки в качестве
линейного фильтра. При этом для простоты рассуждений це-
лесообразно считать, что импульсы НфД (0 с фазового детек-
тора поступают на вход линии задержки ЛЗ (рис. 5.25). Уси-
литель У2 обеспечивает безыскаженную передачу незадер-
жанных импульсов (0, а ЛЗ совместно с У! производит
лишь задержку ифд(0 на время Та. Напряжение ифя (0
при приеме сигналов от цели, перемещающейся с постоянной
радиальной скоростью относительно РЛС, определяется
соотношением (5.3.12). Задержанные с помощью ЛЗ и У,
импульсы «фД (/) можно записать в виде
Uy] (0 == ифд(/ — Та) = 0,5кфд7/с с08[±«)д(/ — Ти) — <р,].
(5.3.13)
Вычитающее устройство (ВУ) вырабатывает импульсы
иву (0 = uTi (О-«фд (0 = *Фд sin ( ±	) х
X cos [<»д(/— 0,57'и)—ф]]	(5.3.14)
Сравнение (5.3.12) и (5.3.14) показывает, что отношение
амплитуд для напряжений иву (!) и ифд равно
241
Заменйй йд в этом соотношений на текущее значение
частоты находим амплитудно-частотную характеристику
Ф1(Л = 2|з!пл/Ти|	(5.3.15)
фильтра, характеризующего селективные свойства устройст-
ва череспериодной компенсации помех. Графически зависи-
мость Ф (/)/2 = | sin л[Та \ показана на рис. 5.26 (кривая 1),
из которого следует, что постоянное напряжение и гармони-
ки частоты следования импульсов, равной 1/7\,3Thm фильт-
ром не пропускаются. Но нефлуктуирующие и существу-
ющие бесконечное время импульсные сигналы, обусловлен-
ные отражениями радиоволн от неподвижных объектов как
раз и характеризуются линейчатым амплитудным спектром
с составляющими, частоты которых равны п/Тп, п—0, 1,2,...
Импульсы, которые порождаются движущимися целями,
модулированы по амплитуде и составляющие их спектра не
подавляются. Однако неподавление полезных сигналов че-
респериодным компенсатором наблюдается не всегда. Оно
появляется при движении цели относительно РЛС с так
называемой слепой скоростью арв. Последняя определяется
исходя из условия /д = (2г?рс/Х) = (ц/Ти) и равна
црс = п№Тй.	(5.3.16)
Слепые скорости ограничивают работу РЛС с системой
селекции движущихся целей (СДЦ), но в настоящее время
известны способы борьбы с этим эффектом [134, 147].
При работе РЛС в режиме обзора в заданном секторе про-
странства на приемник действуют пачки импульсов, посту-
пающих от ограниченных по размерам неподвижных объек-
тов. В силу различия амплитуд соседних импульсов в пачке
нельзя добиться полной компенсации мешающих воздейст-
вий особенно импульсов, действующих на краях пачки. Со
спектральной точки зоения это объясняется тем, что спектр
242
пачки не является линейчатым, а около каждой гармоники
частоты следования импульсов в пачке появляются нижние
и верхние боковые составляющие, из-за которых образуются
сплошные амплитудно-частотные спектры с центральными
частотами п/Та и шириной, возрастающей по мере уменьше-
ния числа импульсов в пачке. Поэтому фильтр с амплитуд-
но-частотной характеристикой, показанной на рис. 5.26
(кривая /), не в состоянии полностью подавить сигналы,
поступающие от неподвижных объектов.
Улучшить качество подавления помех, спектр которых
не является «чисто» линейчатым, помогает устройство с дву-
кратной череспериодной компенсацией. Оно представляет
собой два последовательно соединенных устройства, со схе-
мой, изображенной на рис. 5.25.
При двукратной череспериодной компенсации амплитуд-
но-частотная характеристика Ф (/) компенсирующего фильт-
ра имеет вид [167]
Ф (/) = 4 sin2 л/Ти.	(5.3.17)
Графическая зависимость 1/4Ф (/) = 51’л2л/Ти, изобра-
женная на рис. 5.26 (кривая 2), показывает, что данный
фильтр имеет большую область частот, при которых Ф (/)»0.
Несмотря на очевидные достоинства, схеме двукратной
череспериодной компенсации свойственны два серьезных
недостатка: она очень сложна в реализации и при ее исполь-
зовании возрастает количество слепых скоростей, т. е. ухуд-
шаются условия обнаружения целей по сравнению с тем,
что имеет место при обычной (однократной) череспериодной
компенсации.
Дальнейшее повышение эффективности устройств одно-
кратной и двукратной череспериодной компенсации обеспе-
чивается за счет охвата устройства компенсации цепями от-
рицательной обратной связи [147, 167] и создания устройств
с корреляционными обратными связями. Устройства послед-
него типа рассмотрены в [167] и аналогичны проанализи-
рованным в предыдущем параграфе системам компенсации
помех с квадратурными преобразователями.
Спектральный анализ системы череспериодной компен-
сации показывает, что она по своим свойствам эквивалентна
фильтру с гребенчатой амплитудно-частотной характеристи-
кой. Чем ближе к прямоугольной форма каждого зубца
«гребенки», имеющего нулевые значения вблизи час гаг п/Ти,
тем эффективнее система СДЦ- Эта эквивалентность откры-
243
вает возможности создавать так называемые фильтровые
системы селекции движущихся целей, реализуемые на базе
резисторов, конденсаторов и индуктивностей без примене-
ния вычитающих устройств.
Помимо отмеченного выше на качество устройств черес-
периодной компенсации помех в РЛС с внутренней коге-
рентностью оказывают влияние следующие основные
факторы:
—	нестабильность частоты магнетронного передатчика,
а также местного стабильного и когерентного гетеродинов;
—	нестабильности частоты следования и длительности
зондирующих импульсов;
—	флуктуации принимаемых радиосигналов, обусловлен-
ные свойствами подстилающей поверхности (волнение аква-
тории, колебательные движения растительного покрова под
действием ветра и т. п.);
—	флуктуации принимаемых сигналов за счет простран-
ственного сканирования антенны РЛС.
Детальный анализ влияния этих факторов на работу
РЛС с системами СДЦ имеется во всех современных учебни-
ках и учебных пособиях по радиолокации и здесь из-за
ограниченности объема книги не приводится, а даются лишь
основные результаты анализа, заимствованные из книг 133,
1471.
Эффективность устройств череспериодной компенсации
помех оценивается обычно коэффициентом подпомеховой
видимости [1671. Под ним для практически линейной системы
понимают число, равное
кпв =	(5.3.18)
где кс = t/ву/^фд — коэффициент прохождения сигнала
через устройство компенсации; UBy и ифп — амплитуды на-
пряжений, вырабатываемых вычитающим устройством и
фазовым детектором при поступлении на них сигналов от
движущейся и неподвижной целей соответственно; кп —
— Рп ъ^Ра вых— коэффициент подавления помехи устрой-
ством компенсации; Рп вх и Ра вых— мощности помех на
входе и выходе устройства компенсации соответственно.
Иногда наряду с «Пв вводят в рассмотрение коэффициент
череспериодной компенсации, определяемый отношением
Кчк = “ер/^фд»	(5.3 19)
244
где fzcp — средняя амплитуда импульса на выходе вычитаю-
щего устройства.
Исследование влияния нестабильностей частот в магне-
тронном генераторе, стабильном местном гетеродине и коге-
рентном гетеродине РЛС с внутренней когерентностью и ко-
герентным гетеродином (рис. 5.24) позволяет с использова-
нием критерия коэффициента череспериодной компенсации
кчк получить следующие результаты для устройств компен-
сации помех на видеочастоте и получения однополярных
импульсов после вычитающего устройства [147].
При наличии нестабильности частоты местного стабиль-
ного гетеродина Д/Сг и абсолютно стабильной работе магне-
тронного генератора и когерентного гетеродина за время Тя
величина кчк = 6Д/ОГТИ. Следовательно, допустимое зна-
чение Д/еГд нестабильности Д/сг не должно превышать
кчк/6Ти и, например, при Тя = Ю”3 с и кчи = 0,01 должно
выполняться неравенство Д/ег 1,66 Гц. Точно такие
же требования предъявляются и к стабильности частоты
когерентного гетеродина. Если нестабильно работает только
магнетронный генератор, то кчк — 4Д/МГ7’И, где Д/Мг—уход
частоты магнетронного генератора за период Тя следования
импульсов. Когда же все генераторы идеально стабильны,
но когерентный гетеродин расстроен на Д/пр, то кчн =
4Д/пр^1 и-
При изменении схемы приемопередатчика РЛС резуль-
таты получаются иными. Однако практически всегда тре-
буются высокие стабильности работы генераторов в РЛС с
системами СДЦ и внутренней когерентностью.
Нестабильность частоты следования 1/Тя зондирующих
импульсов при фиксированном времени задержки Та при-
водит к появлению некомпенсированного остатка помехи
в течение времени 2Дт, где Дт = \ ТЯ — Та\. Поэтому при
прямоугольной форме импульсов, вырабатываемых фазо-
вым детектором, кчк = 2^х/Тя и, например, при кчк =
= 0,01 и ти = 10-в с допустимо значение Дт = 0,005 мкс.
Подобным же образом проявляется нестабильность дли-
тельности зондирующих импульсов. Фаза и амплитуда сиг-
налов, поступающих от таких неподвижных объектов, как
морская поверхность, растительность на земле и т.п., фтук-
туируют от импульса к импульсу. Это приводит к расшире-
нию спектра в диапазоне допплеровских частот и появлению
нескомпенсированной помехи на выходе компенсирующего
устройства. Если работу последнего при однократной черес-
245
периодной компенсации оценивать коэффициентом подавле-
ния помехи, то можно найти [147]
к =----------------------,	(5.3.20)
где f0 — несущая частота РЛС, a tij — параметр, величина
которого определяется видом неподвижного объекта и зави-
сит от fQ. Так, при /0 = 1000 МГц для холма с редким лесным
покровом в спокойный день = 3,9 • 1019, а для морской
поверхности в ветреный день а± = 1,41 • 1016 [147].
Анализ формулы (5.3.20) при различных значениях аг
показывает, что кп может достигать нескольких десятков
децибел. При этом наименьшие значения кп получаются
при приеме сигналов от дождевых облаков, а наибольшие
в тех случаях, когда мешающими являются сигналы, отра-
женные от холмов с редким лесным покровом в спокойный
день.
При перемещении луча антенны во время обзора ею про-
странства общее число элементарных отражателей, образую-
щих неподвижный объект и облучаемых антенной практи-
чески постоянно от импульса к импульсу, а их положение
относительно антенны изменяется. Вследствие этого прихо-
дящие в РЛС сигналы будут флуктуировать по амплитуде
и фазе, что приводит к расширению спектра помеховых сиг-
налов и нескомпенсированному их остатку. С ростом числа
импульсов пи, поступающих на вход приемника РЛС за вре-
мя, которое диаграмма направленности проходит при ска-
нировании свою ширину, коэффициент кп возрастает. Если
череспериодная компенсация помех является однократной,
то при изменении пи от 5 до 100 и диаграмме направленности,,
описываемой гауссовой кривой, величина кп изменяется
в диапазоне от 10 до 55 дБ [147]. Устройство с двухкратной
череспериодной компенсацией повышает кп при прочих рав-
ных условиях практически вдвое (в децибелах).
Чтобы устранить влияние флуктуаций принимаемого
сигнала за счет сканирования антенны, целесообразно
применять следующий режим обзора: луч антенны остается
неподвижным в каждом частном угловом секторе на время,
при котором обеспечивается получение требуемого количест-
ва импульсов для обнаружения цели, а затем скачкообраз-
но переходит в очередное угловое положение, где снова фик-
сируется по положению на время, необходимое для наблюде-
246
ния цели. Другой отличный от описанного выше способ
уменьшения нескомпенсированного остатка помех при ска-
нировании (обзоре) антенны, описан в [147].
Для РЛС с внешней когерентностью при использовании
в них амплитудных детекторов, предназначенных для пре-
образования сигналов промежуточной частоты в видеоим-
пульсы и управления устройством череспериодной компен-
сации, кроме необходимости иметь требуемые передаточные
функции ЛЗ, У! и У2 (рис. 5.23), характерным является
следующее. При одновременном приеме интерферирующих
сигналов, которые поступают от неподвижного объекта и пе-
ремещающейся цели, выходные импульсы детектора будут
иметь изменяющуюся во времени огибающую. Сказанное
означает, что в данном случае обычный амплитудный детек-
тор обладает свойством фазочувствительного элемента.
Если на вход РЛС поступают сигналы/отраженные толь-
ко от неподвижного объекта или только от подвижной цели,
то при отсутствии амплитудных флуктуаций у принимаемых
сигналов и наличии системы АРУ в РЛС амплитудный детек-
тор формирует неизменные по амплитуде импульсы, которые
подавляются устройством череспериодной компенсации по-
мех. Вследствие этого подвижная цель, находящаяся в
пространстве, где нет объектов, которые формируют мешаю-
щие воздействия, может быть потеряна радиолокационной
станцией.
Чтобы цель не потерялась, в состав РЛС рекомендуется
включать анализатор помехи и коммутатор выходного напря-
жения. Наличие помехи фиксируется на основании превыше-
ния заранее заданного уровня амплитудами импульсов, фор-
мируемых амплитудным детектором в течение установлен-
ного времени. При отсутствии помехи устройство компенса-
ции отключается, а при наличии — подключается.
Весь приведенный выше анализ основывался на том, что
РЛС с системой СДЦ неподвижная. Если РЛС устанавли-
вается на борту корабля или самолета, то появляется ра-
диальная скорость сближения РЛС с неподвижным объек-
том. Вследствие этого отражаемые от него радиосигналы
приобретают допплеровский сдвиг несущей частоты и не-
подвижный объект можно считать подвижным. Однако
допплеровская частота сигнала, поступающего от подвиж-
ной цели, обусловливается как ее скоростью движения', так
и скоростью перемещения РЛС. В то же время допплеров-
ский сдвиг частоты сигналов, отражаемых неподвижным
241