В. И. Лихошерст
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЭНЕРГИИ
АЛЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ С ДВИГАТЕЛЯМИ
ПЕРЕМЕННОГО ТОКА

УДК 62—§3:621.314.2:6^1.38Й
В. И. Лихошерст. Полупроводниковые преобра¬
зователи электрической энергии для электроприво¬
дов с двигателями переменного тока. Учебное по¬
собие. Свердловск, изд. УПИ им. С. М. Кирова,
1986, 72 с.
В пособии излагаются принципы работы и ос¬
новные свойства полупроводниковых преобразова¬
телей в составе регулируемых электроприводов с
двигателями переменного тока. Пособие содержит
минимальный объем сведений, необходимых для
технически грамотного выбора типа преобразовате¬
ля, его эксплуатации и проверки правильности
функционирования силовой части при наладке.
Приступающие к изучению данного курса долж¬
ны знать свойства линейных электрических цепей
с сосредоточенными параметрами, электрических ма¬
шин переменного тока, силовых полупроводниковых
приборов и выпрямительно-инверторных преобразо¬
вателей электрической энергии для электроприводов
с двигателями постоянного тока.
Пособие предназначено для студентов всех ви¬
дов обучения специальности 0628 — Электропривод
и автоматизация промышленных установок, а так¬
же может быть использовано студентами специаль¬
ности 0601 —Электрические машины при изучении
курса «Специальные, вопросы промышленной элект¬
роники» и специалистами, которые занимаются
проектированием, наладкой и эксплуатацией регу¬
лируемых электроприводов с двигателями перемен¬
ного тока.
Рис. 39. Табл. 1. Библиогр. 14 назв.
Рецензенты:
кафедра электрификации промышленных
предприятий и городов
Свердловского инженерно-педагогического института;
ст. науч. сотр., канд. техн. наук А. Б. Розенцвайг
(НИЙтяжмаш ПО «Уралмаш»)
© Уральский политехнический HHctntyf
им. С. М. Кирова, 1986

ГЛАВА I. СВОЙСТВА ДВИГАТЕЛЕЙ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА.
ОСНОВНЫЕ ДОПУЩЕНИЯ
Полупроводниковые преобразователи в промышленных элек¬
троприводах с трехфазными двигателями переменного тока ис¬
пользуются главным образом для питания статорных цепей
короткозамкнутых асинхронных двигателей. Начато примене¬
ние преобразователей частоты для управления синхронными
двигателями и машинами двойного питания. Обмотки возбуж¬
дения синхронных двигателей питаются обычно от управляе¬
мых выпрямителей.
Выходные напряжение и ток преобразователя в общем слу¬
чае зависят от параметров и нагрузки двигателя, поэтому не¬
обходимо анализировать не один преобразователь, а систему
преобразователь — двигатель переменного тока. Анализ такой
системы намного сложнее, чем системы ТП — Д при одинако¬
вых глубине рассмотрения и упрощающих допущениях. Слож¬
ность обусловлена тем, что несинусоидальные напряжения или
токи подводятся к многофазной машине, обмотки которой име¬
ют переменные коэффициенты взаимоиндукции. Системы опи¬
сываются нелинейными дифференциальными уравнениями пято¬
го и более высокого порядка, не имеющими аналитического
решения. В установившемся режиме иногда можно пользоваться
методом гармонического анализа, однако этот метод неприем¬
лем в том случае, когда структура силовых цепей и величина
напряжения изменяются в момент прекращения тока, т. е. за¬
висят от нагрузки двигателя.
Рассмотрим свойства асинхронного двигателя (АД), которые
имеют важное значение при анализе работы системы «преобра¬
зователь — двигатель» в наиболее общем случае, когда и вели¬
чина, и частота напряжения на статоре отличаются от номи¬
нальных, а напряжение, кроме основной синусоиды, содержит
бесконечный дискретный спектр высших гармоник. Именно так
работает система «паддароводниковый- нреобразователь часто¬
ты— асинхронный двйгатель»’'',(>ИЧ^-АД).
1.	Угловая скорост|ь'»М:а№и.тного :поля двигателя а0} пропор¬
циональна основной частоте /i напряжения (тока), подведен¬
ного к статору	'
соо/ = 2nfi/p ={f\/fw)2nfiN/p — fucocw,	(1)
где f\N — номинальная частота двигателя, Гц; oow — угловая
скорость магнитного поля при номинальной частоте, рад/с;

р — число пар полюсов;	.	,
fu = fl/flN —	'	(2)
относительная частота.
2.	Индуктивные сопротивления пропорциональны частоте
X, = 2nfiL^={fl/f,N)2nflNL = fuX,
где X — индуктивное сопротивление при нормальной частоте,
Ом; L— индуктивность, Гй:
3.	Анализ	установившихся режимов	при	номинальной часто¬
те	обычно	выполняется по Т-образной	схеме	замещения,	в	ко¬
торой переменной величиной является относительное сколь¬
жение
S = (©Of -	(о) /'(Oof,	(3)
где о) — угловая скорость ротора, рад/с.
При переменной частоте удобнее пользоваться абсолютным
скольжением
sa=(ffl bf — ю)/соолг,	(4)
которому пропорциональна основная частота тока ротора f2 =
= fiNSg_. Абсолютное скольжение часто обозначают буквой р.
4.	Из (2) — (4) следует, что
(5)
и схема замещения АД для основной гармоники напряжения
принимает вид [1], представленный на рис. 1, а.
I
иф)
1(»)
£
о-
Рис. I. Схемы замещения асинхронного двигателя:
■а —для первой гармоники; б — для высших гармоник
5.	Для высших гармоник, имеющих частоту f{V) = vfь индук¬
тивные сопротивления возрастают в v раз, ток намагничиваю¬
щей цепи пренебрежимо мал, относительное скольжение
S<v) = ;[vfi.±(fi*—Sa)]/vfl*« l,	(6)
и упрощенная схема замещения принимает вид, представлен¬
ный на рис. I, б.
4

6.	При регулировании угловой скорости в. системе ПЧ—АД
целесообразно поддерживать неизменным рабочий магнитный
поток двигателя. Для этого должна быть неизменной величина
' первой (основной) гармоники намагничивающего тока .
Лл(1) — Ei(.i)/fi*XM — ( 1/2jcZ-m)	(7)
Следовательно, действующее значение первой гармоники выход¬
ного напряжения преобразователя частоты L/щ) должно изме¬
няться так, чтобы отношение первой гармоники ЭДС двигателя
£1(1) к основной частоте было неизменным. В реальных систе¬
мах используется также регулирование 11ц\), обеспечивающее
постоянство отношения £/i (i)//* или f/2 (i)//х (см- рис. 1, а).
Таким образом, в системе ПЧ—АД должны, одновременно
регулироваться как частота, так и величина напряжения (тока).
Поскольку все перечисленные способы управления предпо¬
лагают регулирование одного из внутренних напряжений АД
пропорционально основной частоте и все сопротивления (кроме
R1) схемы рис. 1, а пропорциональны ей, то зависимости элек¬
тромагнитного момента Af(sa), тока /i(i)(sa) и углов между комп-
лексами первых гармоник токов и внутренних напряжений U\
Em) и £/2 (1) от падения скорости coowsa в каждом случае будут
одинаковы при любых частотах.
7.	Обратим внимание на то, что в отличие от ^L-нагрузки
активное сопротивление ротора для первой гармоники пропор¬
ционально основной частоте, поэтому cos фщ) двигателя опре¬
деляется в большей степени моментом сопротивления на валу,
чем частотой. Напомним, что при последовательном соединении
активного и индуктивного сопротивлении coscp
зависит от частоты.
8.	Как показано в [2, § 1.4], расчетная схема фазы вращаю¬
щегося АД в ряде случаев может быть упрощенно представле¬
на в виде последовательно соединенных активного сопротивле¬
ния R± 4- R2 [Xj(Xu -f- X'2)2] tv Rt -f- R2, индуктивного сопротив¬
ления vfls; [xijr x'2xj(xu 4- x'2)] ~ vfx (xx -f- X2) и синусоидаль¬
ной ЭДС, имеющей основную частоту. В этом случае так же,
как и на схеме рис. 1, б, для высших гармоник источник ЭДС
отсутствует.
9.	Фаза неподвижного АД может быть представлена после¬
довательно соединенными индуктивностью и активным сопро¬
тивлением, поскольку в этом случае активные сопротивления
статора и ротора не зависят от частоты. Указанные в предыду¬
щем пункте значения сопротивлений соответствуют Г-образной
схеме замещения при sa = Д*. Приближенные значения сопро¬
тивлений соответствуют схеме рис. 1, а при S(V) = 1. Для опре¬
деления индуктивности следует разделить индуктивное сопро¬
тивление на 2я/щ.
2 Заказ 533
Б

‘Схемы замещения, представленные на рис. U а, б, не учи¬
тывают явления насыщения магнитных цепей и вытеснение тока
в стержнях ротора, которые оказывают заметное влияние на
работу АД.
Синхронные двигатели (СД) снабжаются пусковой коротко-
замкнутой обмоткой, поэтому Имеют некоторые общие свойства
с АД, но из-за наличия обмотки возбуждения и массивных ча¬
стей расчет токов и напряжения в системе ПЧ—СД оказывает¬
ся еще сложнее.
С достаточной для практики точностью мгновенные значе¬
ния токов, момента, ЭДС и других величин можно рассчитать,
как правило, только путем решения системы дифференциаль¬
ных уравнений двигателя, а иногда и преобразователя, на ЭВМ.
В связи с трудностями представления на расчетных схемах
машин переменного тока в дальнейшем будет анализироваться
работа преобразователей только на простейшие виды нагруз¬
ки, представляющие отдельные элементы расчетной схемы дви¬
гателя: активное сопротивление, индуктивность, синусоидальную
ЭДС и их сочетания. Поэтому анализ не всегда будет давать
полное представление о характере изменения напряжения или
тока. В таких случаях будут приводиться экспериментально'
снятые осциллограммы или рассчитанные на ЭВМ временные
диаграммы.
При анализе работы системы «преобразователь — двигатель
переменного тока» используются следующие общепринятые
допущения:
1.	Сеть переменного тока, от которой питается преобразова¬
тель, бесконечно мощная.
2.	Все активные сопротивления, индуктивности и емкости,
линейные, их параметры не зависят от частоты тока, его вели¬
чины, направления и других факторов.
3.	Двигатель вращается с неизменной скоростью, его фаз¬
ная ЭДС синусоидальна, имеет постоянную амплитуду и часто¬
ту, равную выходной частоте преобразователя.
4.	Система «преобразователь — двигатель» работает в уста¬
новившемся режиме с периодическими токами и напряжениями.-
Предполагается, что переходный процесс, вызванный включе¬
нием, окончился.
5.	Диоды, тиристоры и транзисторы обладают идеальными
свойствами: открывание и закрывание происходят мгновенно,
во время фронта импульса, прямое падение напряжения в от¬
крытом состоянии и ток в закрытом состоянии равны нулю.
Кроме того, будем считать, что ток через управляемый вен¬
тиль может протекать только в прямом направлении. В дейст¬
вительности открытые транзисторы могут пропускать довольно
большой обратный ток (до 10—40 % прямого тока), но во всех
рассматриваемых ниже случаях транзисторы шунтируются-
встречно включенными диодами. Поэтому последнее допущение
6

влияет только на распределение тока между транзистором и
диодом и не влияет на ток и напряжение преобразователя.
Обычные (незапираемые) и запираемые тиристоры ток в об¬
ратном направлении практически не пропускают.
6.	Время (t, с) обычно выражают в относительных едини¬
цах— через углы на основной выходной частоте f 1 ПЧ в радиа¬
нах ('&i) или электрических градусах (•О?), которые связаны
между собой соотношениями:
0Х = 2nfj; Ф? = 360/^; 0° = 180^/я.	(8)
Это позволяет приводить временные диаграммы, справедливые
для широкого диапазона выходных частот ПЧ. Разумеется, что
изменение f\ влечет за собой изменение коэффициента пропор¬
циональности между t и ■й'1.
ГЛАВА И. КЛАССИФИКАЦИЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
Полупроводниковые преобразователи электрической энергии
для промышленных электроприводов с двигателями переменно¬
го тока преобразовывают переменное, как правило, трехфазное
напряжение сети с частотой 50 Гц в трехфазное напряжение
(ток), имеющее требуемые частоту и амплитуду первой гар¬
моники. По выполняемому преобразованию они делятся на
преобразователи частоты, переменного напряжения и на вы¬
прямительно-инверторные преобразователи.
Преобразователи частоты (ПЧ) осуществляют преобразова¬
ние переменного напряжения сети в трехфазное напряжение
или в ток с раздельно регулируемыми частотой и величиной
первой гармоники. Преобразователи переменного напряжения
позволяют уменьшить до требуемого значения величину первой
гармоники напряжения без изменения частоты и числа фаз. Вы¬
прямительно-инверторные преобразователи используются для
возбуждения синхронных двигателей и для рекуперации в сеть
энергии скольжения из цепи ротора АД в каскадных схемах.
Работают они так же, как в приводах с двигателями постоян¬
ного тока.
Преобразователи частоты делятся на два оснщушх класса
(типа) по способу связи двигателя с сетью: двухфазные и не¬
посредственные (рис. 2). Двухзвенные ПЧ состоят из выпрями¬
теля с фильтром (звено постоянного тока) и автономного ин¬
вертора (звено переменного тока). В этих ПЧ производится
двухкратное преобразование электрической энергии. Непосред¬
ственный преобразователь частоты (НПЧ) представляет собой
три реверсивных выпрямительно-инверторных преобразователя
(управляемых выпрямителя), каждый из которых питает одну
фазу двигателя. Среднее значение напряжения на каждой фазе
12*
7

регулируется по требуемому, в частности синусоидальному, за¬
кону со сдвигом на одну третью часть периода.
На выходе преобразователя частоты может формироваться
либо переменное напряжение, либо переменный ток, величины
которых практически не зависят от параметров и нагрузки дви¬
гателя. Соответственно различают двухзвенные ПЧ с автоном-
Р и.с. 2. Классификация преобразователей частоты
ным инвертором напряжения (АИН) и с автономным инвертором
тока (АИТ), а так же НПЧ, работающие как источник напря¬
жения, или как источник тока.
Выходная частота двухзвенных ПЧ задается системой управ¬
ления автономного инвертора. Величина их выходного напря¬
жения регулируется либо амплитудным способом, путем воздей¬
ствия на управляемый выпрямитель, либо импульсным спосо¬
бом, за счет дополнительной коммутации (переключения) управ¬
ляемых вентилей автономного инвертора. В последнем случае,
как правило, используется неуправляемый выпрямитель.
При амплитудном регулировании длительность открытого со¬
стояния управляемых вентилей Хо обычно принимается равной
180 или 1209 выходного напряжения (тока). Импульсное регу¬
лирование для электроприводов используется в двух разновид¬
ностях: широтно-импульсная модуляция (ШИМ) выходного
напряжения и формирование фазных токов двигателя. В обоих
случаях может быть использован один и тот же автономный ин¬
вертор. Различаются они способами управления вентилями.
В .случае ШИМ выходное напряжение формируется в виде
импульсов, следующих с несущей частотой, во много раз пре¬
вышающей основную выходную частоту. Относительная про-
Б

должительность импульсов модулируется (изменяется) , так, что¬
бы средние за период несущей значения напряжения изменя¬
лись в установившемся режиме, по синусоидальному закону с
основной частотой.
Фазные токи формируются импульсами напряжения, которые
следуют с такими интервалами и с такой относительной продол¬
жительностью, при которых обеспечивается получение практи¬
чески синусоидальных фазных токов двигателя.
Если в наименовании двухзвенного ПЧ не указан способ
регулирования выходного напряжения, то обычно предполага¬
ется амплитудное регулирование, как наиболее распространен¬
ное. В случае импульсного регулирования напряжения обяза¬
тельно указывается его разновидность.
В зависимости от того, позволяет управляемый выпрямитель в
сочетании с данным автономным инвертором рекуперировать
энергию в сеть переменного тока или нет, двухзвенный ПЧ в
целом получается рекуперирующим или нерекуперирующим.
Непосредственные преобразователи частоты выполняются по
тем же схемам и используют те же принципы управления, что.
и реверсивные выпрямительно-инверторные преобразователи
[1, 2]. Кроме того, различают НПЧ с потенциальным разделе¬
нием фаз двигателя, когда каждая его фаза подключается от¬
дельно, преобразователи с потенциальным разделением вторич¬
ных обмоток питающего трансформатора и преобразователи
без потенциального разделения цепей двигателя и питающей
сети. Непосредственные ПЧ всегда допускают двухсторонний об¬
мен электрической энергией, а поэтому являются рекупериру¬
ющими.
Преобразователи переменного напряжения являются непо-
средственными преобразователями. Они могут выполняться ре¬
версивными (на десяти тиристорах), которые позволяют .из¬
менять порядок чередования фаз на двигателе, и нереверсивны¬
ми (на шести тиристорах). Возможны разновидности, имеющие
сокращенное число тиристоров и схемы, в которых часть тири¬
сторов заменена диодами.
В зависимости от типа используемых силовых управляемых
вентилей преобразователи могут быть тиристорными и транзи¬
сторными.
До введения ГОСТ 23414—79 двухзвенные ПЧ обычно назы¬
вались преобразователями частоты с промежуточным (явно вы¬
раженным) звеном постоянного тока, а НПЧ иногда называли
циклоконверторами и преобразователями частоты с непосред¬
ственной связью (ПЧН, ПЧНС).

ГЛАВА III. ДВУХЗВЕННЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
ЧАСТОТЫ С АИН
Двухзвенный преобразователь частоты с АИН и амплитуд¬
ным регулированием величины выходного напряжения состоит
(рис. 3) из управляемого выпрямителя (УВ) LC-фильтра Ф и
автономного инвертора напряжения АИН. Преобразователь
частоты управляет двигателем переменного тока М, который
Рис. 3. Функциональная схема системы ПЧ — Д с АИН
приводит в движение рабочую машину РМ. Высококачествен¬
ные электроприводы имеют еще ряд элементов замкнутой си¬
стемы управления, которые вырабатывают управляющие сиг¬
налы заданных выходных напряжения Uj3 и основной частоты
/13 преобразователя.
Управляемый выпрямитель выполняется реверсивным или
нереверсивным по одной из схем, используемых в электропри¬
водах с двигателями постоянного тока. Система управления
выпрямителем СУВ обеспечивает получение требуемой вели¬
чины первой гармоники U\m выходного напряжения ПЧ, кото¬
рое подается на двигатель. Для получения необходимых точно¬
сти и качества регулирования напряжения обычно СУВ содер¬
жит кроме системы импульсно-фазового управления (СИФУ)
регуляторы и датчики тока id и напряжения иа управляемого
выпрямителя.
В простых электроприводах, не имеющих замкнутой системы
управления, как правило, поддерживается неизменным отноше¬
ние ЭДС двигателя или одно из его внутренних напряжений к
основной частоте. В этом случае сигналы fi3 и U\3 принимаются
равными (подаются с одного задающего потенциометра), на
выходе ПЧ устанавливается датчик ЭДС двигателя, и сигнал
датчика подается в СУВ в виде обратной связи для повышения
точности стабилизации напряжения.
Г-образный фильтр состоит из дросселя Др и конденсатор¬
ной батареи С. Дроссель4’сглаживает пульсации тока id и вход¬
ного напряжения АИН «и, сужает зону прерывистого тока
управляемого выпрямителя. Ввиду малого активного сопротив¬
10

ления дросселя средние напряжения на выходе выпрямителя и
на входе АИН практически равны UuttUd, Конденсаторная
батарея уменьшает пульсации напряжения ии, обусловленные
работой УВ и ИАН; обеспечивает возможность-протекания им¬
пульсов тока ги в обоих направлениях; позволяет фазам двига¬
теля обмениваться энергией, т. е. является источником реактив¬
ной мощности, которая необходима для работы АД.
Автономный инвертор преобразовывает постоянное входное
напряжение «и в пропорциональное по величине переменное
напряжение. Порядок и частота переключения вентилей АИН
задается его системой управления. Поскольку частоту легко
задавать с высокой точностью, а АИН точно ее отрабатывает,»
то необходимости в использовании обратной связи по частоте
нет.
Полагая, что свойства УВ и фильтра хорошо известны читате¬
лю, в дальнейшем анализируются только автономные инверторы
при работе на нагрузку, приближающуюся по своим свойствам
к свойствам двигателя переменного тока.
1.	Принцип работы АИН
Принцип работы АИН рассмотрим на примере простейшего
однофазного мостового инвертора (рис. 4), работающего на
RLE-нагрузку. Управляемые вентили представлены ключами
К1 — К4. При анализе работы АИН будем полагать, что ем-
+ °=
Рис. 4. Расчетная схема однофазного АИН
кость фильтра бесконечно велика (С == оо) и, следовательно,
напряжение на входе неизменно (ыи = £/и),.а входной ток мо¬
жет протекать в обоих направлениях и изменяться скачкообраз¬
но. Нагрузка представлена последовательно включенными ак¬
тивным сопротивлением RH, индуктивностью Ьж и ЭДС ев.
Выходные напряжение щ и ток ii АИН одновременно являются
напряжением ын и током г'н нагрузки.
В схеме АИН может одновременно находиться в замкнутом
(проводящем) состоянии не более двух ключей, иначё источник
питания и конденсаторная батарея С окажутся замкнутыми
накоротко, что создаст аварийный режим.; В зависимости от
того, какие два ключа замкнуты, будут иметь место следующие
состояния.
II

1.	Замкнуты ключи К\ и К2. При этом вывод А инвертора
и нагрузки подключен к положительной (верхней) шине, вывод
X — к отрицательной (нижней) шине (см. рис. 4). Выходные
напряжение к ток инвертора совпадают по величине и направ¬
лению с напряжением и током на входе АИН и,\ — иж, ia—h-
2.	Замкнуты ключи КЗ и К4. Вывод А подключен к отрица¬
тельной шине, вывод X ■— к положительной шине. Напряжения
и токи на входе и выходе АИН равны по величине и противо¬
положны по направлению и\ — — £/и, г'и = —1\.
3'. Замкнуты ключи и КЗ или К2 и iC4. При этом вход¬
ной ток ги = 0, а нагрузка замкнута накоротко. Ток нагрузки
определяется его величиной в момент замыкания ключей и
ЭДС ёж.
4.	Одновременное замыкание ключей К\ и К4 или К2 и КЗ
недопустимо, так как приводит- к короткому замыканию.
Когда все ключи разомкнуты или замкнут только один
ключ, нагрузка оказывается, по существу, отключенной от зве¬
на постоянного тока и разомкнутой, токи h и ги равны нулю,
т = ея.
Таким образом, замыкая различные пары ключей, можно
получить на нагрузке три ступени напряжения щ: + «и, 0, —ик.
Если замкнуто менее двух ключей, то i\ = 0 и и\ = ен. По¬
скольку основная частота ЭДС ея в установившемся режиме
всегда равна fu то регулярные переключения, выполняемые в
неизменной последовательности, позволяют сформировать на
выходе АИН периодическое напряжение ступенчатой или более
сложной формы и тем самым преобразовать постоянное вход¬
ное напряжение инвертора в периодическое несинусоидальное
напряжение на нагрузке.
Кроме мостовой известны и другие схемы АИН, но они не
нашли применения в электроприводе.
2.	Однофазный мостовой АИН с = 180° на полностью
управляемых вентилях
Наиболее простым автономным инвертором является одно¬
фазный мостовой АИН, в котором ключи выполнены на пол¬
ностью управляемых вентилях: транзисторах или запираемых
тиристорах. Запираемые тиристоры, а с учетом принятых в
гл. II допущений, и транзисторы пропускают ток только в пря¬
мом направлении. Для получения двухсторонней проводимости
управляемых вентилей их шунтируют встречно-параллельными
диодами, и схема транзисторного однофазного АИН приобрета¬
ет вид, показанный на рис. 5.
В однофазных АИН широко используется самый простой
алгоритм переключения, при котором длительность открытого
состояния управляемых вентилей составляет половину периода
12

выходного напряжения (Х°=180°). В течение первого полу-
периода открыта одна пара транзисторов, подключенных к раз¬
ным шинам источника постоянного тока (71 и 72), а во вто¬
ром полупериоде открыта вторая пара (73, 74). Все транзи¬
сторы переключаются одновременно и только два раза в течение
периода. В каждой стойке (71, 74 и 72, 73)1 в момент переклю¬
чения один транзистор закрывается, а другой открывается.
Выполним анализ работы
АИН, используя общеприня¬
тые допущения (см. гл. II наст,
пос.) я‘ полагая, что емкость
конденсатора силового фильт¬
ра С—оо. В этом случае вход¬
ное напряжение инвертора ос¬
тается неизменным (ип— £/и)
при любых направлениях, вели¬
чине и производной входного
тока.
На временных диаграммах
(рис. 6) зачерненными участ¬
ками обозначены открытые со¬
стояния транзисторов.
Ч'Когда открыты Т1 и Т2, на¬
пряжение на нагрузке положи¬
тельно и неизменно по величи¬
не, т. е. нн— ия. Под действием
этого напряжения ток RL-на¬
грузки нарастает; по экспонен¬
те,, стремящейся к величине,
равной UkIRh, с постоянной времени 7H=LH/i?H (в относительных
единицах 7H* = coi7„, рад.). Положительный ток протекает череа
транзисторы (iTi, ir2), входной ток г'и—iV
Когда открыты 73 и 74, напряжение на нагрузке uB = —UM
ток нагрузки спадает по экспоненте, стремящейся к —UB/Rn\
дзу Чч
О
/1 |>л
, Y’l
Ц :
-tf.:.
ч
'
/г - 7Г
/ Щ/' &
Р и с. 6; Временные диаграммы одно¬
фазного • АИН с %G0 = 180°, cos Ф1=0,3
13

тпри этом ги = — г'н. После закрывания Тl.-и Т2 ток нагрузки
продолжает протекать в прежнем направлении под действием
ЭДС самоиндукции, но теперь через диоды ДЗ и Д4, навстречу
положительному направлению тока инвертора. Таким образом,
в момент переключения входной ток инвертора скачком изме¬
няет направление. Накопленная в индуктивности энергия ча¬
стично возвращается в цепь постоянного тока, а остальная пре¬
вращается в тепло в активном сопротивлении.
Когда вся энергия индуктивности исчерпывается, ток будет
равен нулю, а затем начнет возрастать в обратном направле¬
нии поД действием приложенного напряжения. При этом ток
протекает через транзисторы Т3 и ТА, энергия к нагрузке под¬
водится из цепи постоянного тока, поскольку мгновенная мощ¬
ность £/й1и >0.
Очевидно, что форма тока зависит от соотношения Та и дли¬
тельности периода Т\ = 1/Д, т. е. от произведения TBfi. Эти
величины связаны однозначной зависимостью с коэффициентом
мощности нагрузки по первой гармонике
coscpH = 1/^1+ (2яДТн)2.	(9)
Временные-диаграммы всех токов для нагрузки с THfi = 0,5
(cos фн = 0,3) приведены на рис. 6.
Рассматривая схему и временные диаграммы напряжения и
токов, можно установить следующие свойства двухзвенных пре¬
образователей частоты с АИН, которые работают с = 180°.
1.	Выходное напряжение имеет прямоугольную форму с
двумя уровнями + Um и — UR. Форма и величина выходного
напряжения не зависят от величины нагрузки, ее коэффициен¬
та мощности и наличия ЭДС.
2.1 Выходное напряжение при* разложении в тригонометри¬
ческий ряд содержит первую и нечетные высшие гармоники.
Четных гармоник нет, поскольку напряжение симметрично отно¬
сительно оси абсцисс щ (тЭ’1) = — u\:('0fV + л) . Амплитуды высших
гармоник обратно, пропорциональна их порядку v. Постоянная
составляющая отсутствует.	-
3.. Поскольку индуктивное сопротивление нагрузки для каж¬
дой высшей гармоники пропорционально ее порядку, то коэф¬
фициент гармоник1 тока нагрузки, отношение действующего зна¬
чения всех высших гармоник к действующему значению первой
гармоники, меньше коэффициента гармоник выходного напря¬
жения инвертора.
' 4.- Наиболее i опасным режимом является режим короткого
замыкания на выходе АИН, так как ток разряда конденсатор¬
ной батареи при этом практически ничем не ограничен и выво¬
дит из строя управляемые вентили. -	'
5.	Режим холостого хода является наиболее легким и без¬
опасным,:	'
: 6.: В моменты размыкания ключей по ним проходят токи, не
|4

равные нулю, поэтому в схеме АИН должны использоваться
полностью управляемые вентили — транзисторы или запираемые
тиристоры. Обычные тиристоры, не обладающие полной управля¬
емостью, должны снабжаться коммутирующими устройствами
для принудительного закрывания.
7.	Ключи инвертора должны обладать двусторонней про¬
водимостью в открытом состоянии и односторонней обратной
проводимостью в закрытом состоянии. Для этого обычные
управляемые вентили шунтируются диодами.
8.	Через управляемые вентили, проводящие ток в прямом На¬
правлении, энергия передается из цепи постоянного тока к на¬
грузке. Токи, протекающие через диоды, передают энергию от
нагрузки в цепь постоянного тока. Обратим внимание на то,
что диоды образуют мост обратного (реактивного, встречного)
тока. На схемах этот мост иногда изображают отдельно, рядом
с мостом на управляемых вентилях.
9.	Входной ток инвертора протекает в обоих направлениях,
в моменты переключения управляемых вентилей он мгновенно
меняет направление. Поэтому на входе АИН должна быть под¬
ключена емкость.
10.	Входное напряжение АИН может, быть только положи¬
тельным. Изменение полярности напряжения источника недо¬
пустимо, так как для обратного напряжения диоды АИН обра¬
зуют короткозамкнутую цепь.
11.	Поскольку напряжение на входе АИН постоянно, то
среднее за период значение мощности передаваемой нагрузки
равно произведению средних значений входного тока на вход¬
ное напряжение
т
Ph = Pi = Ph=£/„^ \kdt = UJR.
о
12.	Если нагрузкой является машина переменного. тока,- ра¬
ботающая в режиме рекуперативного торможения, то Pi < 0
и среднее,значение, входного тока будет отрицательным. В этом
случае должен использоваться реверсивный управляемый вы¬
прямитель или на время торможения к АИН должны подклю¬
чаться тормозные резисторы [3], поглощающие энергию тормо¬
жения.
Как будет показано в дальнейшем, все ПЧ с АИН облада¬
ют перечисленными свойствами. Отличия могут быть только в
форме напряжения и ее зависимости от коэффициента мощно¬
сти нагрузки.
3.	Однофазный мостовой АИН с Хо =120°
на полностью управляемых вентилях
Управляемые вентили однофазного АИН можно открывать
и на время, меньшее полупериода выходного напряжения. В не¬
15

которых промышленных электроприводах используются трех¬
фазные АИН, работающие с длительностью открытого состояния
управляемых вентилей = 120°. Рассмотрим особенности ра¬
боты на i^L-нагрузку таких АИН на примере однофазного АИН
на транзисторах (см. рис. 5). Временные диаграммы работы
приведены на рис. 7. Зачерненные участки вверху обозначают
открытое состояние соответствующих транзисторов (ток базы).
На первом интервале длительностью' ^о= ^0° открыты Т\,
72, ток нарастает по экспоненте с постоянной времени Гн*, стре¬
мясь к величине, равной U3/Rs, входной ток инвертора равен
.	току	нагрузки г'и = г'н.
73,ТЧ,|
После закрывания
транзисторов ток на¬
грузки протекает в
прежнем направлении,
но теперь через дио¬
ды Д3, Д4, которые
подключают вывод А к
отрицательной шине,
а вывод X — к положи¬
тельной. Напряжение
на нагрузке скачком
изменяет направление,
ток спадает по экспо¬
ненте, стремясь к вели¬
чине — U-alRs. Входной
ток инвертора скачком
изменяет направление
и начинает уменьшать¬
ся по абсолютной вели¬
чине 1и=— гн. Когда
ток i3 будет равняться
нулю, диоды закроют¬
ся, ЭДС самоиндукции
■	нагрузки	станет	равной
нулю, таким же будет и напряжение на нагрузке. Время .про¬
текания тока, обусловленного индуктивностью нагрузки, обозна¬
чено y-l- В начале второго полупериода открываются транзисто¬
ры ГЗ, 74 и к нагрузке прикладывается отрицательное напряже¬
ние. Ток нагрузки возрастает по абсолютной величине, стремясь
ж — ВДН. После закрывания транзисторов откроются диоды Д1,
,Д2 и к нагрузке в течение yL будет приложено положительное
лапряжение, а затем оно станет равным нулю.
Таким образом, в АИН с 120° после закрывания управ¬
ляемых вентилей на нагрузке появится импульс напряжения
„длительностью yL, направленного противоположно предыдуще¬
му импульсу. Затем последует интервал нулевого напряжения
Р и с. 7. Временные диаграммы однофазного
АИН с Я0 = 120°
.1В

длительностью 60 — у£. Угол yL однозначно определяется вели¬
чиной cos фн. В однофазных АИН при cos <ри 0,42 импульс
напряжения, возникающий после закрывания транзисторов, сли¬
вается с импульсом напряжения, которое прикладывается к на¬
грузке через открытые транзисторы. Например, при cos qpH = 0;30
временные диаграммы напряжения и токов рассматриваемого
инвертора будут такими, как показано на рис. 6.
Таким. образом, форма: выходного напряжения АИН, рабо¬
тающих с Я°= 120° (и с другими < 180°), при больших
cos фн зависит от его величины и имеет вид, показанный на
рис. 7. При малых cos фж форма ын такая же, как у АИН, рабо¬
тающих с = 180°, она не зависит от cos фн и напряжение
имеет лучший гармонический состав.
Во всех рассмотренных случаях величина и форма (гармо¬
нический состав) выходного напряжения АИН не зависят от
величины тока. Остальные свойства АИН с А,'°< 180° аналогич¬
ны перечисленным в гл. II наст. пос.
4.	Трехфазный мостовой АИН на полностью
управляемых вентилях
Основной схемой трехфазных инверторов является мостовая
•схема (рис. 8). Управляемые вентили могут работать с дли¬
тельностью открытого состояния 60 <	^180°,	но	на	практи¬
ке используются только преобразователи с 180° и = 120°,
имеющие наиболее простые схемы управления и узлы комму¬
тации тиристоров. В настоящее время АИН на полностью уп¬
равляемых вентилях —транзисторах — используются для управ¬
ления асинхронными двигателями мощностью до 25 кВт.
Принципиально возможно использование запираемых тири¬
сторов.
Рассмотрим вначале работу таких АИН на нагрузку, состоя¬
щую из трех одинаковых резисторов ZA = ZB — Zc = RH, соеди¬
ненных в звезду. Для удобства анализа (см. рис. 8) введена
искусственная нулевая точка 0 между последовательно вклю¬
ченными резисторами RI — R2 на входе АИН. По отношению
17

к этой точке положительная шина находится под напряжением
+ ия/2, а отрицательная шина	Ua/2. В промышленных
преобразователях этих резисторов нет.
Открытый нечетный транзистор соединяет связанный с ним
вывод АИН с положительной шиной, а четный транзистор — с
отрицательной шиной. Поэтому при /?-нагрузке открытое состо¬
яние транзистора однозначно определяет напряжение на выво¬
де АИН по отношению к нулевой точке 0, и наоборот. Так, при
открытом Т1 напряжение на выводе А положительно, а отрица-
Р и с. 9. Временные диаграммы напряжений трехфазного АИН:
а—Х о =180°; б — 120 (при работе на активные сопротивления)
18

тельное напряжение на выводе В свидетельствует о том, что
открыт Тв.
Управляемые вентили трехфазных инверторов открываются
через 1/6 периода выходного напряжения (60°) в порядке их
нумерации, принятой на рис. 8. Таким образом, период работы
АИН состоит из шести равных интервалов, в течение которых
структура силовых цепей (путей протекания тока) не изменя¬
ется. Эти интервалы на рис. 9 обозначены вверху римскими
цифрами. Длительность открытого состояния при /,° = 180° охва¬
тывает три интервала (рис. 9, а), при Я® =120° — два интерва¬
ла (рис. 9, б). Напряжения на выводах АИН по отношению к
точке 0 (ыло; Иво) «со) и номера открытых транзисторов приве¬
дены на трех верхних временных диаграммах (рис. 9, а, б) для
обоих значений
К нагрузке приложены линейные напряжения, которые опре¬
деляются очевидными выражениями иАв — «ло — иво, иВс =
= иво — «со; Ucb — uco — Ubo- Эти напряжения (рис. 9, а, б)
симметричны относительно оси абсцисс иАв (со^+я) =—иЛв (e>i£),
следовательно, не содержат четных гармоник. Поскольку ли¬
нейные напряжения трехфазной системы не могут иметь гар¬
моник, кратных трем, то выходные напряжения АИН содержат
только гармоники порядка
v = 6£±l,	(11)
где k — 0, 1, 2, 3 — целое число.
Таким образом, выходное напряжение содержит гармоники
v = 1, 5, 7, 11, 13, 17 и т. д.
Рассмотрим подробнее напряжения при =180°. Если наг
чало координат сместить влево на я/6, то Uab будет симметрич¬
но относительно начала: координат и его можно разложить в
тригонометрический ряд:
оо			.	. 	 оо 5
UAB = S Y2i/1(V) (— 1)* sin v<M =1^2 5 ^i(v) sin^cojf-f- kri),
V =1	V=1	1
: (12)
где
Ui (v) = —1/„ ~ 0,78 — UK -	(13)
хл	v-'	'
Действующее значение v-й гармоники.
Гармоники, соответствующие четным k, имеют нулевую на¬
чальную фазу. При нечетных k соответствующие гармоники
имеют начальную фазу, равную я.
Для определения фазных напряжений обратим внимание на
то, что в течение каждого интервала два вывода АИН и два
резистора нагрузки подключены к одной шине, а один вывод
и резистор .— к другой. Например, в первом интервале откры¬
ты Т5, Т6, J1, с положительной шиной соединены выводы А
19

и С, а вывод В — с отрицательной шиной. Учитывая равенство
сопротивлений всех резисторов, нетрудно найти фазные напря¬
жения (рис. 10, а):
Ыа — Не — ^и/З, ив —	2£/и/3.
Во втором интервале открыты 76, 71, 72, с положительной
шиной соединен вывод А, с отрицательной — В и С, при
этом (рис. 10, б)
На '— 2£/и/3, Ыв '— tic —	t/и/З.
На рис. 9, а внизу указано, с какой шиной соединены выводы
АИН на каждом интервале. Временные диаграммы фазных на-
Рис. 10. Структуры силовых цепей трехфазного АИН при Xjj =180°:
а — на первом интервале; б — на втором; в — на первом интервале (ло = 120°)
пряжений построены на основе1 получающихся структур сило-
вой цепи (рис. 10, а, б).
При разложении в тригонометрический ряд напряжения
фазы А получим выражение
иА = 2 j/2-^—sinvc(14)
V=1	-/3
из которого следует, что амплитуды всех гармоник фазных на¬
пряжений уменьшаются в Уз раз, по сравнению с амплитуда¬
ми соответствующих линейных напряжений, а начальные фазы
всех гармоник равны нулю. Изменение формы напряжения обу¬
словлено только изменением начальных фаз половины высших
гармоник.
Формы линейного и фазного напряжений остаются неизмен¬
ными при работе инвертора как на ^L-нагрузку, так и при ра¬
боте на двигатель, работающий в любом режиме. Это является
важным преимуществом управления АИН с Я° = 180°.
При выполнении таких АИН на транзисторах необходимо
иметь ввиду, что закрывание транзистора делится на доли или
единицы микросекунд больше, чем его открывание. В резуль¬
тате оказывается, что 180°, и в течение небольшого интер¬
вала времени при переключениях одновременно открыты оба
транзистора стойки (например, 71 и 74). Это приводит к по¬
20

явлению сквозных токов и значительному нагреванию транзи¬
сторов. Сквозные токи можно устранить введением задержки на
открывание очередного транзистора (Т4) после закрывания
предыдущего (П).
Напряжения при Я® =120°. Линейные напряжения находят¬
ся так же, как и в предыдущем случае (рис. 9, б). Они совпа¬
дают по форме с фазными напряжениями при Х'° = 180°, но
имеют в 1,5 раза большую амплитуду. Начальные фазы всех
гармоник при соответствующем выборе координат на оси вре¬
мени равны нулю. Действующие напряжения гармоник обратно
пропорциональны их порядку v и равны
tfi(v) = —ии~0,68±ип.	(15)
vnV 2	v
В любой момент времени открыт один нечетный и один
четный транзисторы, которые соединяют выводы АИН с поло¬
жительной и отрицательной шинами соответственно. Следова¬
тельно, фазные напряжения равны иж/2 и противоположны по
направлению. Например, на первом интервале открыты Тб, Т1,
резисторы фаз А и В включены последовательно (рис. 10, в),
и фазные напряжения равны ыд = + £/и/2, ив = — Иж/2. Под
рис. 9, б указано, какие выходные точки АИН соединены на
каждом интервале с положительной шиной и какие — с отрица¬
тельной. Найденные вышеуказанным способом фазные напря¬
жения и л, ив и ис приведены на временных диаграммах.
В случае .RL-нагрузки в момент закрывания транзистора ток
переключается в диод и возникают дополнительные импульс и
провал выходного напряжения длительностью yL аналогично
рассмотренному при анализе однофазного АИН с А,'° = 120°.
Длительность импульса и паузы возрастает по мере уменьше¬
ния cos фи (рис. 11, а). Форма напряжения при cos фи = 0,95
(у1 =17°) показана на рис. 11,6. Если cos фн < 0,552, то
= 60°, и форма выходного напряжения оказывается такой же,
как и при =180°. Дальнейшее уменьшение cos фн не оказы¬
вает влияния на форму выходного напряжения.
Первая гармоника выходного напряжения при уменьшении
cos фн вначале уменьшается (рис. 11, а), а затем возрастает
до величины, определяемой выражением (12). При этом нару¬
шается соотношение между гармониками, которое следует из
(13) и (15). Так, 5-я гармоника достигает максимума, равного
■t/1(5) == 0,28£/ц при cos фн—0,84. Гармонический состав напря¬
жения АИН при работе на /?£-нагрузку с 0,552 < cos фн < 1,0
и = 120° хуже, чем при работе с Я° = 180°.
Коэффициент гармоник напряжения (отношение действую¬
щего значения напряжения всех высших гармоник к i/i(i>) воз¬
3 Заказ 533
21

растает от величины, равной 0,32, которая соответствует соот¬
ношениям (11), (13) — (15), до 0,62 при cos фн = 0,87.
При работе на двигатель форма выходного напряжения
дополнительно искажается. Горизонтальные участки напряже¬
ния, имеющие при ^L-нагрузке уровень ± С/и/2 (рис. 11, б)>
заменяются отрезками синусоид внутренней ЭДС двигателя,,
а	(Г
Рис. 11. Особенности работы трехфазнаго АИН с =120° на
i?L-Harpy3Ky:
а — зависимости YL и ^1(1) от cosqv, 6 — временная диаграмма
поскольку на этих интервалах фазная обмотка отключена от
шин звена постоянного тока. Угол уь зависит не только от
cos фн двигателя, но и от параметров его схемы замещения на>
данной частоте.
Общая характеристика выходного напряжения трехфазных
АИН. Форма выходного напряжения не зависит от того, как
соединены обмотки двигателя — звездой или треугольником..
Гармоники, которые получаются при использовании в форму¬
ле (11) знака плюс, создают в двигателе магнитные поля, вра¬
щающиеся в прямом направлении с угловыми скоростями:
<°o(v) =(6k + l)wo(i)/p.'■-Гармоники* которые получаются при ис¬
пользовании в (11) знака минус, создают поля, которые вра¬
щаются со скоростями ©ом = —(6& — 1)соо(п/р. т. е. в обратном
направлении. Это связано с тем, что сдвиг по фазе между
линейными напряжениями в первом случае равен
(6й+1)2я:/3=4йя+2я/3, а во втором— (6&—1)2я/3=4&я—2я/3,.
т. е. имеет обратный порядок чередования фаз.
Между точками 0 и N в общем случае имеется напряжение
трехкратной частоты (3/i).
5.	Трехфазные преобразователи частоты с АИН на тиристорах
0,4	0,6	0,8	C0S%
Полупроводниковые преобразователи частоты мощностью*
15 кВА и выше выполняются на тиристорах. Поскольку тири¬
стор является полууправляемым вентилем, то в АИН нужны

узлы (устройства), обеспечивающие принудительную коммута¬
цию (запирание) тиристоров. Таких устройств разработано
много [1, 4-7].
Большинство узлов принудительной коммутации основано на
том, что предварительно заряженный конденсатор подключает¬
ся к запираемому тиристору таким образом, чтобы в нем пре¬
кратился ток и анодное напряжение стало отрицательным. Как
правило, ток закрывающегося тиристора переключается в цепь
коммутирующего конденсатора.
В узлы принудительной коммутации входят и другие элемен¬
ты, одни из которых обеспечивают требуемую длительность раз¬
ряда конденсатора, которая должна превышать максимальное
время выключения тиристора (обычно 50 мкс), а другие обес¬
печивают переразряд и подключение коммутирующего конден¬
сатора к запираемому тиристору. Основой трехфазного АИН
обычно является трехфазная мостовая схема.
Стремление обеспечить патентную чистоту изделий и имею¬
щаяся возможность разработки множества схем АИН, разли¬
чающихся узлами принудительной коммутации, привели к тому,
что, как правило, каждое предприятие выпускает преобразова¬
тели частоты с АИН, выполненными по своим оригинальным
схемам.
Трехфазный ПЧ с АИН, работающим при А,® =120°. Самые
простые схемы силовых цепей трехфазных мостовых АИН полу¬
чаются при = 120°, поскольку как в анодной, так и в катод¬
ной группах вентилей, закрывание одного из тиристоров всегда
совпадает с открыванием следующего. Благодаря этому можно
использовать одноступенчатую коммутацию, при которой под¬
ключение коммутирующего конденсатора к запираемому тири¬
стору производится открывающимся тиристором.
Схема силовых цепей распространенного ПЧ типа ТПЧ-40
приведена на рис. 12. Автономный инвертор выполнен на шести
■основных тиристорах 71—76, диодах Д1—Д6 моста обрат¬
ного тока и отсекающих диодах ДГ—Д6'. От ПЧ питается
асинхронный двигатель М. Датчик ЭДС и ^С-цепи, шунтирую¬
щие тиристоры и диоды (см. рис. 12), опущены. Трехфазный
мостовой управляемый выпрямитель выполнен на тиристорах
77 — 712. Фильтр состоит из дросселя ДрФ и конденсаторной
батареи Сф. Трансформатор Тр обеспечивает получение требуе¬
мого максимального напряжения в звене постоянного тока.
Резисторы /?1, R2, дроссели Др1 — Др4, тиристоры 71' — Тб'и
источники подзаряда Unь С/П2 являются элементами узлов при¬
нудительной коммутации основных тиристоров.
Основные тиристоры открываются в порядке нумерации.
Одновременно подаются импульсы управления на подзарядные
тиристоры 71' — 76', обозначенные той же цифрой, и соответ¬
ствующий коммутирующий конденсатор заряжается до требуе¬
мого напряжения. Например, при открытом 71, который про-
3*	23

Рис. 12. Система ПЧ — АД, содержащая АИН с отсекающими диодами и межвентильной комму¬
тацией. (Х° = 120°)

пускает ток обмотки фазы А двигателя, одновременно с откры¬
ванием Т2 открывается и Т2'. При этом происходит подзаряд
С1 по цепи: + Ua\, Т1, С1, Т2', ДрЗ, — С/щ. Одновременно за¬
ряжаются С2 и СЗ. Полярность напряжений на обкладках кон¬
денсаторов указана на схеме (см. рис. 12).
После открывания Т3 конденсаторы С1 и С2, СЗ оказыва¬
ются подключенными к П. Таким образом, к Т1 прикладывает¬
ся, обратное напряжение, и он восстанавливает запирающие
свойства. Ток обмотки фазы А двигателя гд, ранее протекавший
через ТЛ, теперь протекает через Т3, затем по двум параллель¬
ным цепям через С1 и С2, СЗ, далее замыкается по прежнему
пути: диод ДГ, обмотки фазы Л и С, диод Д2', Т2, Др2, управ¬
ляемый выпрямитель и дроссели ДрФ, Др1. При этом конден¬
саторы С1 — СЗ разряжаются. Разряд идет также по контуру;
ДГ, Д1, R1, Др 1, Т3. Дроссель Др1 ограничивает скорость на¬
растания и величину тока в этом контуре. Длительность раз¬
ряда конденсаторов должна превышать время выключения
тиристора для того, чтобы он успел восстановить запирающие
свойства в прямом направлении. Увеличение тока двигателя
приводит к сокращению времени разряда конденсаторов. Энер¬
гия конденсаторов отдается двигателю и дросселю Др 1, в ко¬
тором возрастают ток и запас энергии магнитного поля.
В дальнейшем ток 1д перезаряжает конденсаторы. При этом
несколько раз изменяется структура силовых цепей (путей про¬
текания токов) [8] из-за открываний и закрываний диодов под
действием изменяющихся напряжений на конденсаторах и дрос¬
селях. Так, после изменения полярности напряжения на CI
прекращается ток в контуре С1, ДГ, Д1, R1, Др 1, ТЗ и появ¬
ляется ток, обусловленный ЭДС самоиндукции дросселя Др!..
Этот ток замыкается по цепи ТЗ, ДЗ', ДЗ, i?l, Др 1, как не име¬
ющей встречного напряжения, которое появилось и растет на С1.
При больших ии, превышающих напряжение ись на С5, одно¬
временно с открыванием ТЗ открывается Д5', так как в его
анодной цепи действует напряжение иж — ись > 0 (здесь не
учтена ЭДС Др2, падение напряжения на R1 очень мало).
Конденсатор С5 будет дозаряжаться через /?1, Др2. Появится
ток и в цепи Др 1, ТЗ, СЗ, Д5', Д2', Т2, Др2, Сф.
'Гак же, как и в АИН, на транзисторах после закрывания
Т1 ток 1а открывает Д4 и тем самым вывод А переключается
с положительной шины на отрицательную (см. рис. 8 и 12).
Однако в инверторе на тиристорах Д4 откроется только после
того, как С1 перезарядится током г'д до напряжения — исп
близкого к ии, так как до этого момента к катоду Д4 было
приложено положительное напряжение, равное сумме ми + uci
(ЭДС Др1 пренебрегаем). В момент окончания коммутации
напряжение на перезарядившемся конденсаторе СЗ (плюс на
правой обкладке, см. рис. 12) будет меньше, чем Unь и для
предстоящей коммутации ТЗ конденсатор подзаряжают.
25

Одновременно с Т3 открывается Т3', который подзаряжает
С2 и С4, С6 (плюс на левой обкладке) для коммутации Т2 в
катодной группе в момент открывания Т4.
Поскольку при каждой коммутации часть энергии конденса¬
тора передается дросселю, то необходимы устройства или эле¬
менты схемы, отбирающие или рассеивающие эту энергию.
В противном случае происходит накопление энергии, сопровож¬
дающееся увеличением тока в дросселе до неприемлемой вели¬
чины. Просто, но не экономично, задача отбора энергии реша¬
ется включением резисторов /?1, R2 (см. рис. 12). Рассеяние
энергии происходит при протекании тока в резисторе через от¬
крывшийся тиристор после разряда коммутировавшего конден¬
сатора (например, в цепи Др 1, Т3, ДЗ', ДЗ, /?1).
Диоды Д\—Д6 исключают колебательные процессы в LC-
контурах, которые образуются при отсутствии диодов индуктив¬
ностями двигателя и емкостями коммутирующих конденсаторов
(см. гл. IV, п. 4.5 наст. пос.). Поэтому схема, представленная
на рис. 12, называется схемой с отсекающими диодами или с
отделенными от нагрузки конденсаторами.
В рассмотренной схеме открывание очередного тиристора
одной фазы приводит к закрыванию тиристора другой фазы той
же группы (анодной или катодной). Такие инверторы называ¬
ют инверторами с межвентильной коммутацией или инвертора¬
ми с: междуфазовой коммутацией. Последнее наименование не
вполне правильное [4, 5].
Трехфазный ПЧ с АИН, работающим при А® =180°. В трех¬
фазных АИН с = 180° обычно используется двухступенчатая
коммутация. Для закрывания основного тиристора к нему спе¬
циальным коммутирующим тиристором подключается предвари¬
тельно заряженный конденсатор. Коммутация происходит в два
этапа. Вначале запирается основной тиристор, а затем, после
прекращения тока через конденсатор, закрывается коммутиру¬
ющий тиристор.
В зависимости от того, сколько и какие тиристоры запирает
коммутирующее устройство, различают инверторы с индивиду¬
альной (повентильной), пофазной, групповой, общей коммута¬
цией и др. [1, 5]. Общее коммутирующее устройство запирает
все тиристоры АИН одновременно; групповых устройств всегда
два, одно для анодной, а второе для катодной группы; пофаз-
ных коммутирующих устройств нужно три. В инверторах с
индивидуальной коммутацией используется шесть коммутирую¬
щих устройств, и каждый основной тиристор превращается в
полностью управляемый вентиль.
В отечественных ПЧ используются главным образом АИН с
пофазной коммутацией, в которых каждое коммутирующее уст¬
ройство служит для попеременного запирания основных тири¬
сторов, принадлежащих к одной фазе (стойке) инвертора.
■26

В качестве примера рассмотрим АИН с двухступенчатыми по^
фазными коммутирующими устройствами, в которых использу¬
ются нелинейные дроссели [2]. Нелинейный коммутирующий
дроссель имеет замкнутый магнитопровод из материала с прямо¬
угольной петлей гистерезиса, на котором размещены две обмот¬
ки: рабочая с числом витков ©р и обмотка
подмагничивания с числом витков <вПодм. Ток
подмагничивания /подм поддерживается все
время неизменным. Магнитодвижущие силы
рабочей обмотки &pip и обмотки подмагни¬
чивания ©подм /поди направлены встречно,
и зависимость магнитной индукции В от то¬
ка рабочей обмотки г'р (магнитная характе¬
ристика) имеет вид, представленный на
рис. 13. При токах рабочей обмотки гр<
</р max ==/подм®подм®р индуктивность дросселя близка к нулю,
а при г'р =/ртах становится очень большой, и ток в нормаль-
д
<
>2
0
1р.тах
ip
w7
Рис. 13. Магнитная
характеристика нели¬
нейного дросселя
I I
ч Ш 1ч
\| |>
|
JlJ\ J-1
Рис,. 14. Трехфазный АИН на тиристорах с двухступенчатой комму¬
тацией (X® =180°)
ных условиях не может превысить величину /ртах. Если к дрос¬
селю приложено положительное внешнее напряжение, ток рабо¬
чей обмотки устанавливается равным /р шах, и сердечник перемаг-
ничивается от точки 1 вверх; (см. рис. 13), накапливая энергию
в магнитном поле. После снятия внешнего напряжения магнит-
27

ная индукция будет спадать, возвращаясь к точке 1, а ток оста¬
ваться равным /ртах- В рабочей обмбтке будет индуктировать¬
ся ЭДС, равная сумме падений напряжения в цепи тока.
На схеме АИН (рис. 14) подробно показана только одна
фаза (стойка) А, остальные имеют точно такие же схемы, но
изображены в виде двух ключей каждая. Управляемый выпря¬
митель с фильтром упрощенно представлены источником
ЭДС ея. Неуправляемые выпрямители подзаряда коммутирую¬
щих конденсаторов представлены двумя ЭДС Ет и Ел2. Источ¬
ник подмагничивающего тока, общий для всех коммутирующих
дросселей, и RС-цепи, шунтирующие вентили, не показаны.
К выводам А, В, С подключены статорные обмотки двигателя.
Каждая фаза АИН содержит: основные тиристоры Т1, Т2, дио¬
ды обратного тока Д1, Д2, коммутирующие тиристоры ТЗ, ТА,
подзарядные тиристоры Т5 и Тб, нелинейные коммутирующие
дроссели Др1 и Др2, индуктивности подзаряда LI, L2 и ком¬
мутирующий конденсатор Ск.
Коммутация происходит следующим образом. Допустим, от¬
крыт Т1. Ток нагрузки 1а проходит по рабочей обмотке Др1 и
через тиристор Т1. Коммутирующий конденсатор предваритель¬
но заряжен от Еш до полного положительного напряжения,
полярность которого указана на рис. 14. Для закрывания Т1
открывается ТЗ. Положительное напряжение конденсатора при¬
кладывается к катоду Т1, запирая его, и через Д1 к рабочей
обмотке Др1. Тем самым ток нагрузки переключается с Т1 на
ТЗ, Ск, и в рабочей обмотке дросселя устанавливается ток грi =
= /ртах. Анодный ток диода Д1 равен /ртах — 1л. Вывод инвер¬
тора А соединен с положительной шиной, и выходное напряже¬
ние не меняется.
Коммутирующий конденсатор разряжается током /ртах по
линейному закону и передает свою энергию дросселю Др 1, у
которого возрастает магнитный поток (магнитная индукция
увеличивается от —Вт ах). Во время разряда Ск основной тири¬
стор Т1 восстанавливает свои запирающие свойства в прямом
направлении. Время разряда не зависит от тока нагрузки. Если
пренебречь потерями, то в дальнейшем под действием ЭДС
самоиндукции Др1 коммутирующий конденсатор перезарядится
до первоначального напряжения, но с противоположной поляр¬
ностью. В действительности имеются потери, и Ск перезарядит¬
ся до несколько меньшего напряжения.
После перезаряда коммутирующего конденсатора закрыва¬
ется диод Д1 и в связи с наличием индуктивности рассеяния
обмотки двигателя его ток, сохраняя величину и направление,
переключается в цепь Д2. При этом вывод А отключается от
положительной шины и мгновенно подключается к отрицатель¬
ной шине источника питания инвертора. В это время подается
импульс управления на Т2, однако ток м пойдет по его цепи
только после изменения направления тока (см. рис. 6). В мо¬
28

мент .изменения направления тока Д2 закрывается. Переход
тока с диода на тиристор практически не влияет на выходное
напряжение.
Для того чтобы обеспечить последующее закрывание Т2,
одновременно с включением этого тиристора открывается под-
зарядный тиристор Т5 и дозаряжается коммутирующий кон¬
денсатор от источника Еи\ по цепи LI, Т5, Ск, Т2, Др2. Так же»
как и в. ранее рассмотренном АИН (см. рис. 12), процесс носит
колебательный характер. Поэтому Ск заряжается до напряже¬
ния, несколько превышающего величину Ещ. После окончания
процесса дозаряда коммутирующего конденсатора его ток
уменьшается до нуля и тиристор Т5 закрывается.
В данной схеме отсекающие диоды не нужны, так как тири¬
сторы ТЗ — Тб во время рабочих (межкоммутационных) интер¬
валов закрыты и коммутирующий конденсатор отключен от
двигателя.
Из анализа процесса коммутации следует, что в АИН с
= 180° длительность открытого состояния основных тиристо¬
ров меньше полупериода выходного напряжения на время раз¬
ряда и перезаряда коммутирующего конденсатора (150—
200 мкс), а в транзисторных АИН меньше на время запирания
транзистора (1—20 мкс). Поскольку двигатели всегда облада¬
ют индуктивностью, переключение выводов А, В, С от положи¬
тельной шины к отрицательной и наоборот происходит практи¬
чески мгновенно и каждый вывод соединяется с каждой шиной
на время, равное полупериоду выходного напряжения. Его»
форма соответствует приведенной на рис. 9, а для Я® = 180°.
Реально выходное напряжение АИН отличается от представ¬
ленного на рис. 6, а тем, что содержит небольшие пульсации с
частотой, пропорциональной пульсности рв управляемого .вы-
прямителя рв-fc, и с частотой 6fu обусловленные работой инвер¬
тора. Кроме того, у АИН с некоторыми типами узлов комму¬
тации (см. рис. 12) выходное напряжение содержит коммута¬
ционные выбросы в виде узких импульсов с амплитудой, равной
напряжению коммутирующего конденсатора, и длительностью
менее 0,1 мс, которые возникают в моменты переключения тйг
ристоров. Все это заметного влияния на ток двигателя не ока¬
зывает.
Ток заторможенного АД и ^L-нагрузки представляет на каж¬
дом интервале отрезок экспоненты, стремящейся к установив¬
шемуся значению, которое пропорционально величине напря¬
жения U\.
Ток вращающегося АД существенно отличается от тока за¬
торможенного двигателя в связи с тем, что ЭДС первой гармо¬
ники намного больше, чем ЭДС высших гармоник. На схемах
замещения (см. рис. 1) показано, что учитывающее ЭДС ак¬
тивное сопротивление для первой гармоники во много (прибли-
29

я,
о
-т п
Т-Г
&
зителъно в 2/s) раз больше, чем для высших гармоник. По¬
этому токи высших гармоник по сравнению с токами первой
гармоники у вращающегося двигателя выражены сильнее, чем
у неподвижного. Представление о форме фазного тока АД,
который‘соединен звездой и питается от ПЧ с АИН при
у" =180°, дано на рис. 15.
Токи рассчитаны при номи¬
нальной частоте как сумма
гармоник с 199.
Высшие гармоники ока¬
зывают на двигатель только
отрицательное влияние, уве¬
личивая его нагревание,
пульсации момента и скоро¬
сти, вибрации и шум. Экспе¬
риментальные исследова¬
ния, проведенные во ВНИИ-
электромеханики, показали,
что при питании двигателей
серии 4А с высотой оси вра¬
щения 132—225 мм от ПЧ с
АИН при А°=180° потери в
меди обмотки статора возра¬
стают на 10—15%, в ста¬
ли— на 13—50%. Это сни¬
жает допустимую нагрузку,
которую предложено опре¬
делять по эмпирической фор¬
муле
Рис. 15. Временные диаграммы фазных
напряжения и тока АД мощностью 11 кВт
при различных скольжениях .
А— 1,75 /р р+7,20
50 — 1,75Р+8>64
N’
(16)
Исследованные двигатели являются самовентилируемыми.
Применяя принудительную вентиляцию, можно повысить допус¬
каемую нагрузку на пониженных скоростях вплоть до получе¬
ния постоянного момента во всем диапазоне регулирования
скорости.
Разомкнутая система ПЧ с АИН — АД при определенных
значениях частоты (обычно менее 25 Гц) и момента может
оказаться неустойчивой. Неустойчивость выражается в колеба¬
ниях скорости вращения ротора и выходного напряжения АИН
несмотря на постоянство выходной частоты. При этом проис¬
ходит обмен энергией между элементами фильтра и двигателя.
Качания свойственны и другим типам двигателей, которые пи¬
таются от ПЧ с АИН. Известно несколько способов подавления
автоколебаний: например, введением обратной связи, воздейст-
30

вующей на основную частоту в функции производной тока об¬
ратных диодов [9, § 5, 6].
Для реализации рекуперативного торможения управляемый
выпрямитель преобразователя частоты с АИН должен быть ре¬
версивным (двухкомплектным). В последние годы выпускаются
ПЧ с однокомплектными управляемыми выпрямителями, ис¬
пользующие инверторное (динамическое, частотное) торможе¬
ние. Для рассеяния энергии при инверторном торможении на
входе или на выходе АИН подключают один или несколько
тормозных резисторов. Например, показанные на рис. 8 рези¬
сторы R1 и R2 можно использовать как тормозные. Тормозные
резисторы подключаются только на время торможения специ¬
альной схемой на тиристорах. При этом возникает весьма спе¬
цифичный режим, особенности и свойства которого рассмотре¬
ны в [3].
Преобразователи частоты с инверторным торможением
дешевле преобразователей с рекуперативным торможением из-за
отсутствия второго комплекта вентилей в управляемом выпря¬
мителе. Инверторное торможение используется в электропри¬
водах, не требующих частых или продолжительных тормозных
режимов.
ГЛАВА IV. ДВУХЗВЕННЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
ЧАСТОТЫ С АИТ
Двухзвенные преобразователи частоты с АИТ выпускаются
только с амплитудным регулированием выходного тока (напря¬
жения). Такой ПЧ состоит (рис. 16) из нереверсивного управ¬
ляемого выпрямителя УВ, дросселя фильтра Др, автономного
инвертора тока' АИТ, систем управления выпрямителем СУВ и
инвертором СУИ.
В отличие от АИН питание АИТ осуществляется от источ¬
ника тока, а не напряжения. В качестве источника тока ис¬
пользуется обычный управляемый выпрямитель, которому необ-
34

водимые свойства придает СУВ. Для этого в СУВ сравнивает¬
ся среднее значение /и входного тока АИТ с заданным /и.3 и
формируется угол управления тиристорами инвертора, обеспе¬
чивающий стабилизацию тока. Величина входного тока измеря¬
ется датчиком тока ДТ. Заданное значение входного тока АИТ
поступает из системы управления приводом и зависит от на¬
грузки двигателя М и режима его работы. Пульсации тока,
•обусловленные работой УВ и АИТ, сглаживаются дросселем
'фильтра Др.
В дальнейшем для упрощения анализа будем полагать, что
входной ток АИТ идеально сглажен, хотя в действительности
это далеко не так.
Принцип работы АИТ рассмотрим на примере однофаз¬
ного мостового инвертора (рис. 17), работающего на RLE-на¬
грузку (фазу двигателя). На расчетной схеме управляемый вы¬
прямитель с замкнутой системой управления представлен ис¬
точником тока /и, среднее значение напряжения на котором рав¬
но среднему входному напряжению инвертора С/и. Будем пола¬
гать, что индуктивность дросселя фильтра Lnp бесконечно вели¬
ка и, следовательно, входной ток инвертора идеально сглажен
— /и — COIlst.
В АИТ используются ключи с односторонней проводимостью
{см. рис. 17), условно они показаны с диодами, размещенными
на ключах. В АИТ всегда должно быть замкнуто не менее двух
ключей, связанных с разными шинами источника тока для воз¬
можности протекания /и.
Ключи АИТ переключают так, чтобы ток нагрузки гн проте¬
кал половину периода в одном направлении, а вторую полови¬
ну периода в противоположном направлении. Ключевая схема
формирует прямоугольный ток in. При замкнутых ключах К1,
К2 ток in положителен, когда же замкнуты /СЗ, КА, этот ток
отрицателен. Размыкание одной пары ключей и замыкание дру-
1.	Принцип работы АИТ
I —>
©■
	о	•
Рис. 17. Расчетная схема однофазного мостового АИТ
32

'гой пары производится одновременно. Будем считать, что изме¬
нение направления тока происходит мгновенно. Обмотки двига¬
теля всегда обладают индуктивностью, и его ток не может из¬
меняться скачком. Следовательно, для нормальной работы АИТ
на его выходе необходимо подключать емкость (см. рис.' 17,
конденсатор С).
Принципиально допустимо кратковременное замыкание трех
и четырех ключей одновременно. В отличие от АИН замыкание
ключей одной стойки АИТ не сопровождается увеличением
тока, следовательно, является безопасным. На практике такой
режим возникает во время переключения тиристоров. Его дли¬
тельность составляет несколько микросекунд. Длительное замы¬
кание трех-четырех ключей нецелесообразно.
Таким образом, в однофазном мостовом АИТ ключи долж¬
ны работать с длительностью замкнутого состояния, равной
половине периода выходного тока = 180 . Ключевая вентиль¬
ная схема формирует прямоугольный ток гп, который разветвля¬
ется в нагрузку и конденсатор. Форма выходного напряжения
определяется свойствами цепи, состоящей из соединенных па¬
раллельно нагрузки и конденсатора. Ниже будет рассмотрено
влияние ее параметров на форму выходного напряжения и на
работу реальных ключей — тиристоров.
2.	Работа однофазного мостового АИТ на активную нагрузку
В настоящее время АИТ выполняются только на тиристо¬
рах. Схема силовых цепей однофазного мостового АИТ вместе
с дросселем фильтра представлена на рис. 18. Анализ работы
Рис. 18. Однофазный мостовой АИТ, работающий на RL-на¬
грузку
АИТ выполним с использованием общепринятых допущений
(см. гл. II, наст. пос.). Индуктивность дросселя фильтра Ь№
будем считать бесконечно большой, а индуктивность нагрузки.
и,	равной нулю.
Тиристоры открывают попарно: П, Т2, затем Т3, ТА. Им¬
пульсы напряжения Uai — Uoi на управляющие электроды ти¬
ристоров подаются через равные промежутки времени, соответ¬
33

ствующие длительности полупериода выходного тока TJ2
(рис. 19). После открывания Т1, Т2 их ток скачком устанавли¬
вается равным /и. Прямоугольный ток на выходе вентильной
(ключевой) схемы in = /и.
Процессы в цепи, образованной активным сопротивлением
нагрузки Rn и емкостью кон¬
денсатора С, описываются в
первом полуинтервале систе¬
мой уравнений:
г'п = ic -f- i\ = /и,	07)
Ux = Un—Rniu	(18)
1 t
% = «с = -g- ic dt + «с (0),
(19)
где ic и uc — ток и напряже¬
ние конденсаторов А и B-r
uc (0) — напряжение конден¬
сатора в начальный момент
времени t~0, В.
После дифференцирования
(19) и несложных преобразо¬
ваний получим одно диффе¬
ренциальное уравнение перво¬
го порядка с постоянной пра¬
вой частью, описывающее про¬
цессы на интервале 0^ t sg:
<7V2:
Р и с. 19. Временные диаграммы одно-	j,.
фазного АИТ при работе на активное	Тс -—1—\- их = RnIH, (20)
сопротивление	dt
где Тс = RuC — постоянная времени цепи, с.
Следовательно, выходное напряжение на активной нагрузке
изменяется по экспоненте, стремящейся к Rda с постоянной
времени, равной Тс. Входное	напряжение	инвертора	иш — щ.
К моменту окончания первого полупериода напряжение на	кон¬
денсаторе будет иметь полярность, указанную на рис. 18. После
открывания ТЗ, Т4 в начале второго полупериода к 71 через
ТА и к Т2 через ТЗ прикладывается напряжение конденсатора^
запирающее Т\ и Т2. Теперь г'п = —/и, ui изменяется по экспо¬
ненте, стремящейся к —Ян/И с той же постоянной времени Гс.
В это время, как следует из схемы, иа = — иь Через открытые
ТЗ, ТА входное напряжение инвертора (напряжение конден¬
сатора) прикладывается к Т1, Т2. Следовательно, во втором
полупериоде анодные напряжения тиристоров Т1 и Т2 равны.
34

Длительность импульсов запирающего напряжения на вы¬
ключаемых тиристорах 4 должна превышать время их выклю¬
чения tq. Обычно tq = 30—50 мкс. При частоте 50 Гц интер¬
вал 50 мкс составляет 0,005 длительности полупериода,
В следующем полупериоде такое же напряжение обеспечит
закрывание Т3, Г4, а на открытых П, Т2 анодное напряжение
будет р авно нулю (точнее «г i = «гг=A UT — 1 —2 В).
Таким образом, при работе АИТ на активную нагрузку кон¬
денсатор С обеспечивает принудительную коммутацию тири¬
сторов. Без этого конденсатора тиристоры закрываться не
будут.
Уменьшение нагрузки АИТ (увеличение Ru) приводит к уве¬
личению выходного напряжения. Наибольшая величина макси¬
мумов напряжения получается в режиме холостого хода
(Ra—oo). В этом случае конденсатор перезаряжается по ли¬
нейному закону (см. рис. 19, штриховая линия) неизменным по
абсолютной величине прямоугольным током in. Величина макси¬
мума тем больше, чем меньше выходная частота и емкость кон¬
денсатора. Реально напряжение на тиристорах в режиме холо¬
стого хода может превысить напряжение пробоя.
3,	Работа однофазного мостового АИТ на активно-индуктивную
нагрузку
При работе однофазного мостового АИТ (рис. 19) на RL-на¬
грузку переходные процессы, вызываемые скачками прямоуголь¬
ного тока in, описываются системой уравнений:
где гп = /и в первом полупериоде и in = — /и во втором полу-
периоде; время отсчитывается с момента начала каждого из
полуперйодов.
По сравнению с ранее рассмотренным случаем эта система
уравнений отличается только заменой (18) на (22) и объеди¬
нением обоих полупериодов в выражении (21).
На каждом из полупериодов систему уравнений (21)—(23)
можно преобразовать в одно линейное дифференциальное урав¬
нение второго порядка с правой частью. Его решение и переход¬
ный процесс после скачка in могут быть апериодическими или
колебательными в зависимости от соотношения параметров кон¬
тура jRh, Lh, С.
Временные диаграммы токов и напряжений мостового АИТ
для случая колебательного контура приведены на рис. 20, а.
щ = RHix -f- LH —77-,
dt
11 — In lc,
(21)
(22)
(23)
0
35

Контур имеет коэффициент затухания, равный 0,4 (доброт¬
ность 1,25), выходная частота fi принята в четыре раза меньше
собственной частоты контура /с0б-
При выбранном в качестве примера сочетании параметров
на рис. 20, а, б переход-
а
Р и с. 20. Временные диаграммы одно¬
фазного АИТ при работе на активно¬
индуктивную нагрузку:
а—f 1 “ f соб 1b—f I =fcоб
ныи процесс, вызванный
скачком г'п, практически
затухает за время, мень¬
шее длительности по'лу-
периода выходного тока.
К концу каждого полупе-
риода ц ж гп=±/и и щ =
	И С R I!	В
начале первого полупе-
риода h (0)	— /и;
tic (0) ^—RhIи, tic {0) ^ —
—RnI4, a in скачком воз¬
растает ОТ —/и ДО -f/и.
Поскольку нагрузка обла¬
дает , индуктивностью и
напряжение на конденса¬
торе некоторое время ос¬
тается отрицательным,
ток% изменяется вначале
медленно. В соответствии
с (23) конденсатор сразу
же быстро перезаряжает¬
ся током, начальная вели¬
чина которого ic(0)—in—
—ii (0)	2/и- В начале
каждого полупериода в
течение времени t3 вход¬
ное напряжение АИТ от¬
рицательно, что обеспечи¬
вает закрывание тиристо¬
ров. Следовательно, при
активно-индуктивной на¬
грузке конденсатор вы¬
полняет двоякую роль:
пропускает скачки тока и
обеспечивает принуди¬
тельную коммутацию ти¬
ристоров.
Увеличение периода
выходного тока (снижение
частоты) для рассмотренной нагрузки не изменит начальную часть
процесса, и временные диаграммы будут отличаться только более
продолжительным установившимся режимом, как показано на
36

рис; 20, б. Уменьшение периода выходного тока приведет к на¬
ложению переходных процессов, вызванных регулярными пере¬
ключениями. При частоте f\, близкой к резонансной частоте
контура с малым коэффициентом затухания, напряжение на
конденсаторе заметно возрастает и может достигнуть опасной:
для тиристоров величины. По форме напряжение иг становит¬
ся практически синусоидальным. Таким образом, формы выход¬
ного напряжения и тока АИТ, работающего на активно-индук¬
тивную нагрузку, определяются соотношением выходной часто¬
ты, емкости конденсатора и параметров нагрузки.
4.	Работа однофазного мостового АИТ на противоЭДС
Выходное напряжение ПЧ, которое приложено к двигателю,,
уравновешивается его ЭДС и падением напряжения на сопро¬
тивлениях обмотки статора (см. рис. 1). Эта ЭДС практически
синусоидальна в режимах, близких к номинальному, и состав¬
ляет 85—93 % первой гармоники приложенного напряжения.
В установившемся режиме частота ЭДС точно равна выходной
частоте ПЧ.
Из-за большой относительной величины Е\ ее учет обяза¬
телен при расчетах любых режимов работы системы ПЧ — Д с
ш=?^=0 и, в частности, при определении формы выходного на¬
пряжения АИТ, работающего на двигатель. Анализ такой си¬
стемы в общем виде сложен, поэтому ниже рассмотрена работа
АИТ на идеальный источник ЭДС.
Поскольку подключение параллельно идеальному источни¬
ку ЭДС любых сопротивлений, не изменяет его напряжение и
ток во внешней цепи, то при определении напряжений и токов
инвертора емкость конденсаторов можно не учитывать. Работа
АИТ не изменится и в том случае, если конденсатор исклю¬
чить из схемы. Тогда расчетная схема однофазного мостового
АИТ примет вид, представленный на рис. 21.
Рис. 21. Расчетная схема однофазного мостового АИТ при
работе на противоЭДС
4 Заказ 533
37

Схема на тиристорах Т1—ТА формирует прямоугольный
ток in, который одновременно является выходным током АИТ
h и током нагрузки г'н. Выходное напряжение инвертора m
равно ЭДС нагрузки ев (рис. 22).
Сдвиг фаз ф! между первыми гармониками выходных напря¬
жения Ui(i) и тока /щ) (см. рис. 22, ток показан штриховой ли-
а	S'
Рис. 22. Временные диаграммы однофазного АИТ при работе на
синусоидальную противоЭДС:
а — нагрузка, потребляющая мощность из сети; б — нагрузка, отдающая мощ¬
ность в сеть
нией) в системе преобразователь частоты — синхронный двига¬
тель может быть любым как по величине, так и по знаку.
У перевозбужденного синхронного двигателя <pi < 0, т. е. ток
•опережает по фазе напряжение. У асинхронных двигателей угол
Ф1 всегда положителен, так как АД в любых режимах работы
является потребителем реактивной мощности.
На рис. 22 показаны два случая работы АИТ на нагрузку
с ф1 < 0. Легко убедиться, что сразу после переключения тири¬
сторов в течение Фз напряжение на входе инвертора и анодное
напряжение на ранее открытых тиристорах имеют такой же знак,
как и угол фь Поэтому в обоих рассмотренных (см. рис. 22)
случаях открывание очередных тиристоров приводит к закрыва¬
нию тиристоров, ранее проводивших ток. Коммутация произво¬
дится за счет ЭДС нагрузки.
Таким образом, при работе АИТ на идеальный источник
ЭДС с углом ф! < 0 конденсатор не нужен ни для пропуска
•скачков тока, ни для принудительной коммутации тиристоров.
Если же ф1 >> 0, то коммутация невозможна как без конденса¬
тора, так и с ним.
38

Реально фаза двигателя не является идеальным источником:
ЭДС, поскольку обмотки статора обладают активным и индук¬
тивным сопротивлением рассеяния. Тем не менее АИТ может-
работать на синхронный двигатель без конденсатора, что явля¬
ется большим достоинством. На асинхронный двигатель АИТ
может работать только с конденсаторами, главным назначени¬
ем которых является принудительная коммутация тиристоров.
Однако в этом случае в RLC-цепи возникают колебательные
процессы, особенно вредные на резонансных частотах.
Способ их устранения будет рассмотрен ниже.
Рассмотрим особенности рекуперации энергии в сеть. Ак¬
тивная мощность, которая подводится к нагрузке из цепи по¬
стоянного тока, равна
7\/2
Hj' uadt = IJJn.	(24)
о
Поскольку входной ток АИТ не может менять направление
(в обратном направлении тиристоры ток не проводят), то при
изменении направления активной мощности меняется знак
среднего значения входного напряжения.
На рис. 22, а показан случай, когда активная мощность
передается нагрузке из цепи постоянного тока, Иж > 0.
На рис. 22, б показан случай, когда мощность от нагрузки
передается в цепь постоянного тока, Иж -< 0. Входной ток ин¬
вертора всегда имеет одно направление. Это свойство АИТ
позволяет использовать для рекуперации энергии в сеть одно¬
комплектный нереверсивный управляемый выпрямитель, что
является большим преимуществом АИТ.
5.	Однофазный мостовой АИТ с отсекающими диодами
Для устранения колебательных процессов в цепи, образо¬
ванной коммутирующим конденсатором и фазой АД, последнюю
подключают через два встречных отсекающих диода. Чтобы схе¬
ма была симметричной при открывании разных пар тиристоров,,
используют два коммутирующих конденсатора, каждый из кото¬
рых имеет половинную емкость С1 — С2 — С/2. Отсекающих дио¬
дов ставится четыре, и схема АИТ принимает вид, представлен¬
ный на рис. 23.
При работе АИТ в цепи каждого конденсатора один из свя¬
занных с ним диодов всегда открыт током нагрузки й и допу¬
скает протекание тока конденсатора в обоих направлениях,-
Второй диод исключает одно из направлений тока и, следова¬
тельно, колебательные процессы. Через полпериода диоды ме¬
няются ролями. Разумеется, ток диода всегда положителен и
обратный для него ток конденсатора должен быть меньше тока
Г
Рн = -1- f ix uxdt = Рн --
1 1 ч.
Г,'
39

нагрузки. Например, при положительном ' токе нагрузки 1д1 =
— h — ici 0, т. е. ici ^ ii.
Рассмотрим подробно процесс коммутации (начальную
часть полупериода). Используем общепринятые допущения и
указанные на рис. 23 положительные направления тока и на-
лряженнй. Будем полагать, что к концу полупериода абсолют-
Р и с. 23. Однофазный мостовой АИТ с отсекающими диодами
пая величина тока нагрузки устанавливается равной входному
току АИТ /и. В результате анализа будет установлено, что это
действительно так. Нагрузку представим состоящей из активно¬
го сопротивления Rs и индуктивности Ьш.
Временные диаграммы токов и напряжений рассматривае¬
мого АИТ для прежних параметров нагрузки (см. рис. 20) при¬
ведены на рис. 24. Полупериоды различаются по анодному
току гп тиристоров 74, Т2 и 1>з тиристоров 7’3, ТА. Каждый
полупериод состоит из трех интервалов, в течение которых
структура силовых цепей не изменяется. На рис. 24, б интер¬
валы обозначены римскими цифрами.
Первый интервал начинается с момента t — 0, когда откры¬
ваются 74, Т2. В начальный момент ii(0)=—/и; «i(0)=—RaIih
напряжение на конденсаторах uCi(0) = исг(0) = Q«i(0) =
= — QRnln (здесь Q — добротность контура). Для тиристоров
ТЗ и ТА это напряжение является запирающим. Поскольку до¬
бротность Q контуров с колебательным характером переходных
процессов всегда больше единицы, то |wCi(0)| > | «г(0) |, к
о-
О
40

диодам Д\, Д2 приложено отрицательное напряжение иД\ =
= uc{ — Mi < 0, и они в течение первого интервала закрыты.
Расчетная схема силовых цепей в течение первого интерва-
Р и с. 24. Временные диаграммы работы АИТ с отсекающими дио¬
дами на ^L-нагрузку:
а — в течение нескольких полуинтервалов; б — в начале полуинтервала
ла имеет вид, представленный на рис. 25, а. Входной ток ин¬
вертора протекает по цепи Т1, С1, ДЗ, LH, Rm Д4, С2, Т2 и раз¬
ряжает конденсаторы. Ток во всех перечисленных элементах
одинаков in = ic\ — г'дз = — i\ = г’д4 = ici = г’гг = /и и не меня¬
ется по величине. Следовательно, и\ — —Яа1ж, а напряжение на
конденсаторах изменяется по линейному закону.
Когда напряжение на конденсаторах станет равным щ —
= и\ (0) = — jRh/и, откроются диоды Д1 и Д2. В этот момент
41

U^i
(-)ll(-fj
<'С1
£н с Lh№\7_
'.	!	_л	1	1	/Yi\—л
ДЦ 5Z
о (■
-Пег
С2
Ги
Пут
закончится первый интервал и начнется второй. Расчетная схе¬
ма силовых цепей примет вид, показанный на рис. 25, б.
Можно представить, что на втором интервале токи /и и h
делятся на две равные части, которые протекают через С1 и С2.
Ток i\ протекает под
Я-	действием	ЭДС само¬
индукции индуктивно¬
сти нагрузки. При этом
ее энергия частично
рассеивается в 7?н и
частично передается
конденсатором. Поэто¬
му ток i'i уменьшается.
Токи диодов Д1, Д2
1д1 = /д2=(/и—h) /2 по¬
ложительны, и диоды
остаются открытыми.
Итак, одна составляю¬
щая входного тока IJ2
протекает по цепи С1,
ДЗ, Д2, а другая —по
цепи Д\, Д4, С2. Ток
нагрузки замыкается в
контурах 1н, Rs, Д\,С\,
ДЗ, LH, Ru, Д4, С2, Д2.
Если диоды ДЗ, Д4
замкнуть накоротко, то
процессы в контурах
будут иметь колеба¬
тельный характер (ток.
ici показан на рис. 24, а
штриховой линией в
третьем полуинтерва¬
ле). Реально ввиду од¬
носторонней проводи¬
мости диодов в момент
t2 равенства нулю то¬
ков конденсаторов диоды ДЗ, Д4 закрываются и в обратном
направлении ток конденсатора не моЖет протекать. Второй ин¬
тервал и переходный процесс, обусловленный открыванием ТЪ
и Т2, на этом заканчиваются, и начинается основной по дли¬
тельности третий интервал. Его длительность в десятки и сот¬
ни раз превышает t2.
В течение третьего интервала неизменный по величине ток
/и протекает в цепи 74, Д1, Ln, Д2, Т2\ напряжение и\ =
= Rnls. Поскольку конденсаторам была передана энергия не
только от индуктивности нагрузки, но и из цепи постоянного
тока, то напряжения uci = «сг к концу перезаряда и в течение
Рис. 25. Расчетные схемы силовых цепей
однофазного мостового ДИТ с отсекающими
диодами:
а —в течение первого интервала; б — второго ин¬
тервала
42

третьего интервала больше /?н/и и равны QR^Ia. Так как на вто¬
ром интервале и\ = uci = Uc2, а в третьем щ — RJи, то в мо¬
мент t2 напряжение на нагрузке, падает скачком на величину
(Q—1)Дн/и, такое же обратное напряжение прикладывается
к ДЗ, Д4.
В первом и во втором интервалах до перехода напряжения
на конденсаторах через нуль (момент 73) анодные напряжения
тиристоров Т3, Г4 отрицательны. Тиристоры при этом восста¬
навливают запирающие свойства в прямом направлении. Кон¬
денсаторы должны быть выбраны такими, чтобы время запира¬
ния t's было больше времени выключения tq. От величины ем¬
кости конденсатора зависит также скорость нарастания тока
нагрузки.
Таким образом, введение отсекающих диодов устраняет
колебательные процессы и обеспечивает быстрое установление
тока нагрузки i\ = ± /и, но при этом несколько усложняется
схема АИТ и появляются выбросы напряжения.
Помимо рассмотренной используются и другие схемы мо¬
стовых АИТ, которые могут работать на АД.
6. Трехфазные преобразователи частоты с АИТ
Упрощенная схема силовых цепей системы преобразователь
частоты — асинхронный двигатель, в которой АИТ выполнен по
А А 2\.
Т7
Т10
T9
Т12
41
Т11 5?
Ж
Т8
АХ
Ч
ПАЗ. V.
СЧ
С2
j,m jj.tb j,i
\щ
vAi, и-** v/2
C6
-Рис. 26. Схема силовых цепей системы ПЧ — АД с АИТ
схеме с отсекающими диодами, представлена на рис. 26. На схе¬
ме опущены устройства предварительного заряда коммутирую¬
щих конденсаторов и 7?С-цепочки, шунтирующие тиристоры и
диоды.
43

Инвертор выполнен на тиристорах Т1 — Гб и диодах Д1 —
Д6, в него входят также шесть коммутирующих конденсаторов.
С1 — С6; дроссель Др является фильтром нижних частот, по¬
давляющим высшие гармоники тока; тиристоры 77— Т12 обра¬
зуют нереверсивный рекуперирующий управляемый выпрями¬
тель. При питании от такого преобразователя частоты асин¬
хронный двигатель может работать во всех четырех квадрантах
механической характеристики.
Для облегчения анализа электромагнитных переходных про¬
цессов и определения формы напряжения каждая фаза АД
представлена схемой замещения, состоящей из ЭДС и индук¬
тивного сопротивления Х'в■ Активные сопротивления при этом
не учитываются. Приближенно можно пользоваться ЭДС Е\
(см. рис. 1, а), полагая, что эта ЭДС синусоидальна. Однако^
как показано в [2], более точные результаты получаются,если
пользоваться ЭДС, которая пропорциональна потокосцеплению
ротора £2 « Е1 —jX 1/1, и переходным индуктивным сопротив¬
лением статора при замкнутом накоротко роторе Zg л; Zj +
+ Х'2 (см. рис. 1). Приведенные выражения записаны в систе¬
ме относительных единиц и частота поэтому сюда в явном виде
не входит. Тогда напряжение, приложенное к фазе А, может
быть найдено из выражения
Например (рис. 27), на интервале от -0 = 0 до fti ток фазы
A iA = О и иА = еА. Затем в течение интервала Й1-^в фазе А
нарастает ток. Его производная существенно больше, чем при
питании от сети переменного тока, и согласно (25) образуется
пик (выброс) фазного напряжения. С момента ©г, когда уста¬
новится неизменный ток iA, напряжение будет снова изменяться
по синусоидальному закону ид = еА.
Аналогично могут быть найдены напряжения других фаз.
При этом следует иметь ввиду, что все фазные ЭДС (еА, ев и
ес) имеют одинаковые амплитуды, но сдвинуты по фазе
на 2я/3.
Коммутационные процессы в анодной (Г1, ТЗ, 75) и катод¬
ной (Т2, Т4, Тб) группах вентилей протекают одинаково, с ин¬
тервалами 2я/3 в каждой группе и я/3 между ними. Рассмот¬
рим процесс коммутации тиристоров Т1 и ТЗ (фаз А и В), на¬
чиная с момента Фз, когда iA = /и и iB = 0 в соответствии с [2].
В интервале Фз — •бч (до коммутации) напряжение иА — еА,
коммутирующие конденсаторы С1 и С5 заряжены до полного
напряжения, полярность которого показана на рис. 26. Конден¬
сатор СЗ разряжен. Ток от управляемого выпрямителя УВ
(25)
44

протекает по цепи: дроссель ,Др, Т\, Д1, обмотки фаз Л и С
двигателя, Д2, Т2. Остальные вентили инвертора ток не про¬
водят.	.
Коммутационный процесс состоит из .двух интервалов, раз¬
личающихся путями протекания тока и описывающими их диф¬
ференциальными уравнениями.
Первый интервал начинается с момента ■вч, когда подается
импульс Ugз на управляющий
электрод тиристора Т3. Напря¬
жение коммутирующего кон¬
денсатора СЗ (и С5) запирает
Л, входной ток АИТ /и пере¬
ключается с Т1 на Т3. Далее
ток разветвляется на две па¬
раллельные ветви: 2/и/3 проте¬
кает через С1, /и/3 протекает
через СЗ и С5. Затем ток /и
проходит через Д1, обмотки
фаз А я С двигателя, Д2, Т2.
Первый интервал заканчива¬
ется и начинается второй ин¬
тервал, когда конденсатор С1
перезарядится, и напряжение
на нем станет равным линей¬
ной ЭДС двигателя еАь, что
приведет к открыванию ДЗ в
момент $5.
Во втором интервале ток
с фазы А переходит в фазу В,
их сумма остается постоянной.
Ток фазы В протекает от вы¬
прямителя по пути: Др, ТЗ, ДЗ.
Ток фазы А после ТЗ разветвляется и проходит через С1 2iA/3.
и —г'л/3 через последовательно соединенные СЗ, С5. Далее токй
обеих фаз объединяются в фазе С tc=—(/д+г'в) и через Д2, Т2
протекают к выпрямителю.
В течение коммутационного процесса в фазах А и В ток
г'с = /и и протекает через Д2, Т2. Конденсатор С1 перезаряжа¬
ется до напряжения противоположного знака, СЗ заряжается
для предстоящего запирания ТЗ, конденсатор С5 разряжается.
Второй интервал оканчивается, когда ток в фазе А будет рав¬
няться нулю и 1в = /и, ■& = Фб-
В дальнейшем до открывания ТА токи остаются неизмен¬
ными и Ua— еА. С момента ^ открывания ТА начинается пере¬
заряд С2, а затем переход тока из фазы С в фазу А.
Таким образом, АИТ нормально работает во всех режимах
без специальных источников подзаряда и нужны они только
для первой коммутации [1, § 5.3].
Рис. 27. Временные диаграммы токов
и напряжений в системе ПЧ
с АИТ —АД
45

Обратим внимание на то, что коммутация тока в фазах дви¬
гателя начинается не в момент открывания тиристоров, а не¬
сколько позже. Величина запаздывания, выраженная в обыч¬
ных единицах времени (секундах), зависит от параметров си¬
стемы (G, X's), значений /и, Е2 и cos<p(i> двигателя. На величину
запаздывания, выраженную в угловых относительных единицах
(радианах), оказывает влияние также частота: чем она выше,
тем больше запаздывание. В режиме холостого хода запазды¬
вание больше, чем под нагрузкой.
В АИТ, питающих синхронные двигатели, коммутация про¬
изводится ЭДС двигателя. Поэтому конденсаторы и диоды (см.
рис. 26) исключаются из схемы ПЧ. Запуск такой системы за¬
труднителен, поскольку в начале ЭДС двигателя равна нулю
и при наличии входного тока в цепи инвертора его тиристоры
не закрываются. Для запуска управляемым выпрямителем фор¬
мируется входной ток АИТ в виде импульсов, инвертор подает
ток в разные фазы двигателя так, чтобы магнитное поле ди¬
скретно поворачивалось в нужном направлении. После окон¬
чания каждого импульса тока тиристоры управляемого выпря¬
мителя и АИТ закрываются. Затем открывают другую пару
тиристоров инвертора, а тиристорами управляемого выпрямите¬
ля формируют новый импульс тока. Во время импульса тока
возникает электромагнитный момент, увеличивающий скорость
ротора двигателя. Во время паузы между импульсами
тока ротор продолжает вращаться благодаря механической
инерции. Таким образом' удается разогнать привод до получе¬
ния величины ЭДС двигателя, обеспе¬
чивающей коммутацию тиристоров ин¬
вертора. После этого задается непре¬
рывный входной ток АИТ и устанав¬
ливается. нормальный режим работы
системы.
На рис. 28 приведены осцилло¬
граммы линейного напряжения и фаз¬
ного тока асинхронного двигателя
типа АК-144-6М (Р^=320 кВт) при
частоте 30 Гц, который получает пи¬
тание от ПЧ с АИТ, выполненного по
схеме с отсекающими диодами Запо¬
рожского ПО «Преобразователь».
Коммутационные выбросы напряжения имеют небольшую ве¬
личину, поскольку двигатель работает в режиме холостого
хода и ток /и сравнительно мал. Видно, насколько велики
пульсации фазного тока двигателя и входного тока АИТ, обу¬
словленные главным образом работой управляемого выпря¬
мителя.
Рис. 28. Осциллограммы ли¬
нейных напряжения и тока
в системе ПЧ с АИТ — Д

ГЛАВА V. СОПОСТАВЛЕНИЕ СВОЙСТВ СИСТЕМ ПЧ —Д
С АИН И АИТ
Основные различия систем ПЧ — Д с АИН и АИТ, исполь¬
зующих амплитудное регулирование выходного напряжения
тока, приведены в таблице.
Свойства систем ПЧ-Д с АИН и АИТ
Сопоставляемые величины,
режимы, схемные особен¬
ности и пр.
Тип автономного инвертора
АИН
АИТ
Физическая величина,
задаваемая на входе и
выходе инвертора
Мост обратного тока
Основные вентили ин¬
вертора
Зависимость амплиту¬
ды первой гармоники
выходного напряжения
от величины нагрузки
Режим холостого хо¬
да (работа без нагруз¬
ки)
Физическая величина
в звене постоянного то¬
ка, изменяющая направ¬
ление при рекуператив¬
ном торможении
Управляемый выпря¬
митель, обеспечиваю¬
щий рекуперативное
торможение
Работа в разомкну¬
той системе электропри¬
вода
напряжение
необходим
тиристоры или тран¬
зисторы
практически отсутст¬
вует
безопасен, самый
легкий режим
ток
двухкомплектный, ре¬
версивный
возможна
ток
отсутствует
тиристоры
имеется сильная за¬
висимость
опасен в связи с рос¬
том выходного напря¬
жения
напряжение
однокомплектныи, не¬
реверсивный
невозможна
Наиболее важными достоинствами ПЧ с АИН являются не¬
зависимость выходного напряжения от величины нагрузки и
возможность работы в разомкнутой системе, что позволяет про¬
изводить наладку преобразователя до подключения двигателей.
Двухзвенные ПЧ с АИН являются основными для многодвига¬
тельных электроприводов переменного тока.
Основными преимуществами ПЧ с АИТ являются простота
схем силовых цепей и системы управления при достаточно
хороших статистических и динамических характеристиках, а так¬
же более низкая стоимость. Реверсивный привод переменного
тока с рекуперативным торможением на базе АИТ имеет такое
же количество тиристоров и почти такую же стоимость, как и
реверсивный привод с двигателем постоянного тока равной
мощности.

Из-за сильной зависимости выходного напряжения АИТ от
величины нагрузки их используют только для питания одиноч¬
ных двигателей с замкнутой системой автоматического регу¬
лирования входного тока /и. Эта система регулирования тока
существенно ограничивает напряжение при переходе в режим
холостого хода и делает его безопасным.
К недостаткам АИТ можно отнести отставание первой гар¬
моники выходного тока от первой гармоники прямоугольного
тока, формируемого вентильной схемой. Выходное напряжение
АИН не имеет запаздывания по отношению к переключениям
вентилей. Кроме того, отечественные ПЧ с АИТ имеют мень¬
шую перегрузочную способность по току, чем ПЧ с АИН.
Исходя из перечисленных свойств, ПЧ на базе АИТ счита¬
ются основными преобразователями для реверсивных электро¬
приводов переменного тока, работающих в интенсивных пуско¬
тормозных режимах.
Общими недостатками двухзвенных преобразователей часто¬
ты с амплитудным регулированием выходного напряжения тока
являются отрицательное воздействие управляемого выпрямите¬
ля на питающую сеть переменного тока [10], низкий коэффи¬
циент мощности, генерация высших гармоник и возникновение
шагового режима работы двигателя при низких частотах. В ша¬
говом режиме ротор двигателя после каждого переключения вен¬
тилей инвертора поворачивается на угол 60° или близкий к нему
угол и останавливается, поскольку на 60° поворачивается век¬
тор магнитного поля и также останавливается. При несколько
больших частотах, более 1—3 Гц, ротор вращается непрерывно,
но очень неравномерно. Из-за шагового режима получить диа¬
пазон регулирования скорости более 1 : 20-—1 : 30 при амплитуд¬
ном регулировании напряжения тока затруднительно.
Основными достоинствами двухзвенных ПЧ по сравнению с
непосредственными преобразователями являются возможность
получения номинальной и более высоких скоростей вращения,
а также более простые схемы силовых цепей и цепей управ¬
ления.
ГЛАВА VI. ДВУХЗВЕННЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
С ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНЫМ РЕГУЛИРОВАНИЕМ
ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ
В двухфазных ПЧ с импульсным регулированием выходного-
напряжения функции формирования основной частоты и ампли¬
туды первой гармоники выходного напряжения возлагаются на
АИН. Выпрямитель выполняется неуправляемым. Поэтому та¬
кие преобразователи создают существенно меньшие искажения
напряжения сети и работают с высоким коэффициентом мощ-
48

hogti-ii Одновременно практически исключается рекуперативное
торможение электропривода, что в некоторых случаях снижает
энергетические и экономические показатели.
Импульсное регулирование выходного напряжения может
быть осуществлено несколькими способами [1, 4]. Для про
мышленных электроприводов зарубежные фирмы используют в
основном широтно-импульсную модуляцию (ШИМ). Выходное
Рис. 29. Временные диаграммы выходных напряжений и тока инвер¬
тора с ШИМ при работе на-^L-нагрузку
напряжение щ формируется из импульсов, которые следуют с
несущей частотой /к, во много раз превышающей основную вы¬
ходную частоту f 1. Соответственно период несущей частоты
Гк =- 1//к в несколько раэ меньше периода выходной частоты
Т1 = l//i (рис. 29). Ширина (длительность) импульсов модули¬
руется (изменяется) так, чтобы среднее за период несущей
частоты напряжение й\ изменялось по заданному, в частности,
синусоидальному, закону
11\з = U13 maxSin (Hit,	(26)’
) J > '
гдр Ula щах — амплитудное значение заданного напряжения.
Линейное напряжение, формируемое однофазным и трех¬
фазным мостовыми АИН, с ШИМ обычно имеет три уровня:
4»

H-I/и, 0 и —t/и (см. гл. III, п. 1). При формировании положи¬
тельного среднего напряжения й\ используются уровни +£/и и
<0, а при формировании отрицательного п\ — ~-С/и и 0, т. е. им¬
пульсы выходного напряжения й\ имеют полярность заданного
выходного напряжения щ3. Длительность импульсов при uia > О
с учетом (26) должна быть равна
где [л — коэффициент глубины модуляции.
Напряжение и\ в течение каждого периода несущей следует
считать неизменным, следовательно, й\ имеет ступенчатую фор¬
му. Работа двигателя определяется в основном полезной (мед-
ленноменяющейся) составляющей йщ напряжения й\, которая
проходит через точки, соответствующие й\ в середине импульса
и периода 7К (см. рис. 29, точки 1—14).
Если система управления обеспечивает выполнение выше¬
перечисленных условий, то полезная составляющая выходного
напряжения однофазного мостового АИН с ШИМ будет повто¬
рять заданное напряжение. В частности, при синусоидальном
«1з из (26):
На выходе трехфазного мостового АИН с ШИМ (см. рис. 8)
полезная составляющая линейного напряжения из-за фазового
■сдвига будет меньше в 2/1^3 раз.
Алгоритм переключения управляемых вентилей, обеспечи¬
вающий получение требуемого выходного напряжения однофаз¬
ного мостового АИН с ШИМ, приведен на рис. 29. Положитель¬
ное выходное напряжение получается при открытых 71, 72 (см.
рис. 5), отрицательное — при открытых 73, 74. Когда открыты
71, 73 или 72, 74, выходное напряжение равно нулю.
Выходное напряжение трехфазного АИН при синусоидаль¬
ной ШИМ содержит первую гармонику, полезную составляю¬
щую и высшие гармоники с частотами f(V> = mfK ± nf\, где
m — 0, 1, 2, 4... и in = 0, 1, 2, 4, ... — целые числа, не крат¬
ные трем.
Амплитуды высших гармоник зависят от m и п сложным
образом i[l], однако действующее значение любой гармоники
.всегда меньше, чем £/и/2,5т.
Высшие гармоники в фазных токах двигателя выражены на¬
много слабее, чем в напряжениях, благодаря фильтрующим
■свойствам индуктивности рассеяния. Для уменьшения высших
гармоник тока необходимо повышать несущую частоту. Однако
при повышении fK растут потери, связанные с переключением
управляемых вентилей. Кроме того, из-за конечной длительно¬
сти выключения управляемых вентилей при высоких fK не удает¬
ся получить необходимый диапазон изменения относительной
sin о)]/ = 7K(x sin aj, (27)
XIin — sin
(28)
SO

длительности импульсов ta/TK и, следовательно, амплитуды вы¬
ходного напряжения. Поэтому в тиристорных АИН с ШИМ ис¬
пользуется /к = 300—1000 Гц, а в транзисторных — fK ==
2—10 кГц.
С точки зрения простоты системы управления несущую ча¬
стоту лучше иметь постоянной. Однако при низких fK для полу¬
чения одинаковых напряжений в каждом полупериоде (устра¬
нения субгармоник) иногда поддерживается при регулирова¬
нии выходной частоты неизменным, целым и четным; отношение
/к//ь По мере уменьшения fi это отношение увеличивается не¬
сколько раз скачком.
Системы управления получаются проще, если импульсы уп¬
равления выходного напряжения формируются в начале или в
конце периода несущей частоты и если их длительность про¬
порциональна не среднему, а мгновенному значению заданного
напряжения в момент формирования переднего или заднего'
фронта импульса выходного напряжения. Эти отклонения от
описанного алгоритма управления не приводят к заметным из¬
менениям гармонического состава т и режима работы системы
ПЧ — АД, если соотношение fK/fi достаточно велико.
Силовые цепи АИН, работающих с ШИМ, получаются про¬
ще, чем силовые цепи АИН с амплитудным регулированием, по¬
скольку неизменное входное напряжение С/и позволяет избавить¬
ся от подзаряда коммутирующих конденсаторов.
Обратим внимание на то, что в АИН с ШИМ спектр выс¬
ших гармоник перенесен в более высокочастотную область и
остается в ней при сколь угодно низких выходных частотах.
Благодаря этому при fK > 5 кГц ток двигателя практически
синусоидален, и магнитное поле вращается равномерно при
любых, в том числе и самых низких выходных частотах.
Сформулируем основные достоинства двухзвенных ПЧ с I
ШИМ по сравнению с ПЧ, в которых используется амплитуд- j
ное регулирование.
1.	Возможность существенного расширения диапазона регу- j
лирования скорости при заданной ее неравномерности благо- |
даря высокой частоте и малой величине высших гармоник тока... j
2.	Отсутствие шагового режима.
2.	Высокое быстродействие контура регулирования полезной
составляющей выходного напряжения (запаздывание не превы¬
шает Тк) благодаря исключению из него LC-фильтра! и высоком
несущей частоте.
4.	Высокий коэффициент мощности и малые искажения на¬
пряжения в питающей сети переменного тока в связи с исполь¬
зованием неуправляемого выпрямителя.
5.	Неуправляемый выпрямитель позволяет использовать
менее мощный фильтр в цепи постоянного тока, поскольку ов
имеет меньшие пульсации выпрямленного напряжения.
6.	Возможность питания нескольких АИН от одного неуправ-
51

ляемого выпрямителя, от сети постоянного тока или от аккуму¬
ляторной батареи.
Основные недостатки ПЧ б ШИМ:
1.	Более сложная система управления инвертором.
2.	Большие потери энергии в инверторе из-за увеличения
частоты переключения.
3.	Необходимость использования быстродействующих управ¬
ляемых вентилей с малыми временами выключения.
4.	Невозможность рекуперативного торможения и трудность
реализации других тормозных режимов.
В системах промышленных приводов используется также фор¬
мирование заданных токов переключением управляемых венти¬
лей инвертора. Для этого пригодны АИН, допускающие широт¬
но-импульсную модуляцию. Идея формирования токов заклю¬
чается в следующем. В системе управления приводом форми¬
руют сигналы заданных фазных токов. Заданные токи сравни¬
ваются с действительными. Если действительный ток какой-
либо фазы оказывается меньше заданного, то на эту фазу пода¬
ется полное напряжение. Когда действительный ток превысит
заданный, то фазу замыкают накоротко или подают отрицатель¬
ное напряжение и т. д. Таким образом, действительный ток ока¬
зывается практически равным заданному.
Для нормального функционирования системы регулирования
тока необходимо ввести либо задержку на переключение, либо
производить переключения, когда действительный ток превы¬
шает заданный, или оказывается меньше заданного на опреде¬
ленную величину AL Эта величина максимального отклонения
имеет определенное оптимальное значение для каждого элек¬
тропривода. Чем меньше Лi, тем ближе фазные токи к задан¬
ным, выше частота переключений и быстродействие системы
управления, меньше потери в двигателе и больше потеря на
переключение в инверторе. Суммарные потери имеют минимум
при определенной частоте.
Приводы с формированием тока обладают в основном таки¬
ми же свойствами, как и приводы с широтно-импульсной моду¬
ляцией выходного напряжения. С 1983 г. в нашей стране вы¬
пускаются комплектные широкорегулируемые асинхронные
электроприводы с формированием фазных токов. Они предна¬
значены для приводов подач металлорежущих станков. Авто¬
номный инвертор выполнен на транзисторах. Выходные сигналы
датчиков фазных токов подаются на вход регулятора через
фильтры второго порядка, которые обеспечивают переменную
.задержку и частоту переключений порядка 3 кГц. Система
управления приводом замкнута по положению. Привод отраба¬
тывает заданный угол поворота вала двигателя с точностью
±0,2° и позволяет получить диапазон регулирования скорости
же менее 1 : 1000.

ГЛАВА VII. НЕПОСРЕДСТВЕННЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
ЧАСТОТЫ
В непосредственных преобразователях частоты (НПЧ) от¬
сутствует звено постоянного тока, и напряжение сети подается
управляемыми вентилями непосредственно на двигатель. Обыч¬
но используется естественная коммутация управляемых венти¬
лей напряжением сети.
НПЧ, работающие как источник напряжения [1, 4, 10—12],
представляют три двухкомплектных реверсивных управляемых
выпрямителя, которые либо соединены звездой, либо каждый
питает отдельную фазу двигателя. Система управления выпол¬
няется общей. В НПЧ используются все схемы реверсивных
управляемых выпрямителей, которые применяются в электро¬
приводах с двигателями постоянного тока [10]: нулевые (луче¬
вые) и мостовые, простые и сложные, с различной пульсностью
рь от 3 до 24, встречно-параллельные и перекрестные, с сов¬
местным и раздельным управлениями, с линейным и нелиней¬
ным согласованиями.
Преобразователь частоты состоит из шести вентильных групп
(комплектов вентилей) ВГ1—ВГ6 (рис. 30, 31). ЭДС каждой
фазы преобразователя представляет отрезки синусоид напря¬
жения сети (рис. 32) с различной начальной фазой, которая
изменяется по определенному закону для получения периоди¬
ческого напряжения. При рассмотрении основных свойств систе¬
мы НПЧ можно пренебречь пульсациями и оперировать средними
значениями Ed фазных ЭДС на каждом интервале между от¬
крываниями двух тиристоров вентильной группы. Если провести
плавную кривую через точки, расположенные на уровне Е*
приблизительно в середине интервала, то полученная кривая
называется полезной составляющей ЭДС [11, § 3.2]. Кривая,
проведенная через точки Ed в моменты открывания тиристоров,
называется гладкой составляющей. Этим ЭДС соответствуют
полезная и гладкая составляющие тока. Полезные составляю¬
щие ЭДС отдельных фаз НПЧ обязательно сдвинуты на 120°
выходной частоты.
В наиболее совершенных НПЧ полезная составляющая ЭДС
формируется по синусоидальному закону и одновременно явля¬
ется основной (первой) ее гармоникой
ело) = блп = Епт sin eB{i) = еВа = Еат sin(<»if — 2я/3);
eC(i) = еСп — Епт sin {mt — 4я/3).
Амплитудное значение основной гармоники ЭДС Епт регули¬
руется при изменении частоты в соответствии с выбранным за¬
коном или сигналами, поступающими из системы управления
5 Заказ 533
53

Рис. 30; Схема, трехфазного нулевого-НПЧ напряжения с совместным управлением

5*
Рис. 31. Схема трехфазного мостового НПЧ напряжения с раздельным управлением

приводом. В простейшем случае величина основной гармоники
ЭДС изменяется пропорционально частоте. Временные диаграм¬
мы мгновенных значений ЭДС, полезных ее составляющих и
тока фазы А приведены на рис. 32 для НПЧ с мостовыми вен¬
тильными группами и совместным управлением при Епт = Ем
и cos ф! = 0,5. Для наглядности (см. рис. 32) принято очень
большое отношение Ещп/Еао. Для показанной выходной частоты
(fi=/c/4) амплитуда фазной ЭДС Епт должна быть в 1,5—
.2 раза меньше.
Нечетные вентильные группы (см. рис. 30, 31) обеспечива-
'00*
~^А
&
т)г т
ШЫртсрныа
о ёжим
Ьыпрянительный режим
ИнЬёрторныи
режим
выпрямительный ренет
М комплект
1 комплект
К комплект
Р и с. 32. Временные диаграммы ЭДС и тока одной вентильной груп¬
пы НПЧ, выполненной по трехфазной мостовой схеме
тот положительное направление тока. Четные вентильные груп¬
пы пропускают отрицательную полуволну тока. Каждая вен¬
тильная группа работает в выпрямительном режиме, когда
среднее значение ее ЭДС совпадает по направлению с током,
и в инверторном режиме, когда они направлены встречно. Ре¬
жимы работы вентильных групп указаны в таблице рис. 32.
НПЧ с встречно-параллельным соединением вентильных
трупп могут питаться как непосредственно от сети через токо¬
ограничивающие реакторы (на рис. 31 они не показаны), так
и через двух- или четырехобмоточные трансформаторы. Исполь¬
зование наиболее простого двухобмоточного трансформатора
или питания непосредственно от сети требует потенциального
разделения, фаз двигателя (см. рис. 31) и принятия специаль¬
ных мер для подавления гармоник, кратных трем.
Эти недостатки устраняются при использовании четырех¬
обмоточного трансформатора с питанием каждой фазы (пары
вентильных групп) от отдельного комплекта обмоток. В этом
случае фазы преобразователя частоты потенциально разделены
и могут быть соединены звездой или треугольником. При этом
56

-линейные напряжения не содержат гармоник, кратных трем, а
фазы двигателя могут быть потенциально соединены звездой
или треугольником. От преобразователя к двигателю идут три
провода. Соединение вентильных групп треугольником в серий¬
ных НПЧ не используется из-за необходимости принятия до¬
полнительных мер для ограничения токов, циркулирующих в
контуре преобразователя.
Потенциальное разделение фаз преобразователя или двига¬
теля, которое необходимо для исключения коротких замыканий
через вентили, требуется только в НПЧ, выполненных по мо¬
стовым схемам. В НПЧ, выполненных по нулевым схемам, по¬
тенциальное разделение фаз не требуется.
Преимущества и недостатки совместного и раздельного уп¬
равления в основном те же, что и в приводах с двигателями
постоянного тока [10]. Используются главным образом НПЧ
с раздельным управлением, так как из-за отсутствия уравни¬
тельного тока получаются меньшие габариты и масса преобра¬
зователя, лучше энергетические показатели, легче обеспечива¬
ется надежная работа. Однако при раздельном управлении
труднее обеспечить хорошую форму выходного напряжения из-
за появления субгармоник (гармоник с частотой ниже основ¬
ной) и плохой управляемости в зоне прерывистого тока.
При совместном управлении возникают уравнительные токи,
которые в НПЧ изменяются в течение периода выходной часто¬
ты, и уравнительная ЭДС имеет существенно большую величи¬
ну, поскольку к статической составляющей добавляется дина¬
мическая составляющая уравнительной ЭДС. Динамическая
составляющая обусловлена различным быстродействием СИФУ
при возрастании и уменьшении сигнала управления и другими
причинами [13, § 2—8]. Для ограничения уравнительного тока
устанавливаются уравнительные дроссели (см. рис. 30, Др 1 —
Дрб) и регуляторы уравнительного тока. В НПЧ с мостовыми
вентильными группами в два раза уменьшаются уравнительная
ЭДС и количество контуров протекания уравнительного тока
на фазу при использовании перекрестных схем и семиобмоточ¬
ного трансформатора. Это позволяет уменьшить габариты и мас¬
су уравнительных дросселей и упростить систему автоматиче¬
ского регулирования уравнительного тока, но приводит к уве¬
личению габаритной мощности трансформатора и его сложности.
По сравнению с двухзвенными преобразователями с ампли¬
тудным регулированием рассмотренные НПЧ с синусоидальной
полезной составляющей ЭДС имеют следующие преимущества:
1.	Благодаря однократному преобразованию электроэнергии
и в связи с отсутствием узлов принудительной коммутации
КПД НПЧ выше на 2—3 %.
2.	Амплитуда полезной составляющей ЭДС преобразовате¬
ля, выходная частота и скорость двигателя могут быть сколь
угодно малыми и при этом не возникает шаговый режим.
57

Рис. 33. Схема трехфазного нулевого токового НПЧ

3.	Частоты высших гармоник выходной ЭДС преобразова¬
теля при малой выходной частоте практически от нее не за¬
висят и равны kpbfc, где k.= 1, 2, 3, .... — целое число.
Основные недостатки рассмотренных НПЧ:
1.	Низкий коэффициент мощности, потребляемой из сети,
который не превышает 0,85 Еит cos .<pi/£do-
2., Сложные схемы силовых цепей и системы управления
ввиду большого числа тиристоров (18, 36 и более), на каждый
из которых сигналы необходимо подавать с различными угла¬
ми управления.
Остальные преимущества и недостатки указаны в конце
главы.
Для упрощения системы управления и повышения коэффи¬
циента мощности полезную составляющую иногда формируют
прямоугольной (см. рис. 9). Величина средней ЭДС регулиру¬
ется углом управления а, который поддерживается неизменным
на участках с постоянным ее уровнем. Однако при низкой вы¬
ходной частоте в этом случае возникает шаговый режим, как и
у двухзвенных преобразователей частоты без ШИМ.
В НПЧ, работающих как источники тока (токовые НПЧ),
вентильные группы объединены так [2, 12], чтобы образова¬
лась цепь постоянного тока (см. рис. 33), в которую включают
дроссель Др. Дроссель и система управления обеспечивают
постоянство суммарного тока вентильных групп. Вентильные
группы преобразовывают переменный ток в постоянный и рас¬
пределяют его по фазам двигателя. Переключение тока с одной
фазы двигателя на другую (коммутация тока двигателя) обыч¬
но охватывает несколько переключений тиристоров двух чет¬
ных или нечетных вентильных групп, которые одновременно
проводят tqk. В это время в
0
Iв
О
■о
третьей фазе ток остается не¬
изменным. Форма выходного
тока близка к трапецеидальной
(рис. 34).
Достоинствами токовых
НПЧ являются более простое
управление преобразователем
и электроприводом, меньшие
неснмметрия токов по фазам и
чувствительность К коротким
замыканиям. Недостатками то¬
ковых НПЧ являются возник¬
новение шагового режима, при
низких выходных частотах: и
большая на 20—30 % установленная мощность тиристоров.
■ Харьковский электромеханический завод (ХЭМЗ) выпускает
токовые НПЧ (см. рис. 33) с номинальным током 800 А и вы¬
ходными частотой до 25 Гц и напряжением до 200—300 В,
\st
/Г
[>
us uii-,
1 / Т
пт
1 i \ А- Ь-
иг.
\ &
/ zr.-n
Рис. 34. Временные диаграммы
выходных токов токового НПЧ.
(см. рис. 33)
59

предназначенные для управления асинхронными двигателями
рольгангов.
Во всех НПЧ фазную. ЭДС можно разбить на ряд интерва¬
лов непрерывности [12, § 6.3], в течение которых она изменя¬
ется по синусоиде без скачков (см. рис. 32). Начало и конец
интервала непрерывности определяются моментами открывания
тиристоров. Для нормальной работы двигателя необходимо,
чтобы каждый лолупериод выходной ЭДС содержал одинако¬
вое число интервалов непрерывности.
Если положительная полуволна ЭДС будет, содержать на
один интервал непрерывности больше, чем отрицательная полу¬
волна, то появится положительная постоянная составляющая
ЭДС. Поскольку величина постоянного тока ограничивается
только активным сопротивлением статора, имеющим величину
0,08—0,01 о. е., то сравнительно небольшая постоянная состав¬
ляющая ЭДС вызывает большой ток. Этот ток создает непод¬
вижное магнитное поле,- которое тормозит двигатель.
Если же целое число интервалов непрерывности укладыва¬
ется только в несколько периодов выходного напряжения или
тока (период повторяемости для НПЧ), то появляются еще и.
субгармоники, которые вызывают качания скорости двигателя..
Особенно сильно проявляются рассмотренные явления при
выходных частотах более 5—10 Гц. Чем ниже выходная частота,
тем менее заметно влияние субгармоник и постоянной состав¬
ляющей и тем легче с ними бороться. При f\ > 17—25 Гц фор¬
ма выходной ЭДС становится неприемлемой для питания дви¬
гателей. В НПЧ тока эти недостатки проявляются несколько
слабее.
Общие достоинства всех рассмотренных НПЧ:
1.	Однократное преобразование электрической, энергии.
2.	Отсутствие узлов принудительной коммутации, которые
усложняют схемы силовых цепей и системы управления, сни¬
жают КПД и надежность, ограничивают перегрузочную спо¬
собность двухзвенных ПЧ.
3.	Возможность двустороннего обмена энергией между се¬
тью и двигателем, позволяющая осуществлять рекуперативное
торможение без дополнительных устройств.
НПЧ имеют следующие недостатки:
.1. Низкие выходные частоты, не превышающие 17—25 Гц.
2.	Нормальная работа двигателя в случае /i > 5 Гц обес¬
печивается только при Определенных фиксированных выходных
частотах: 6 1/4, 8 1/3, 10 Гц и др.
3.	Наличие субгармоник и постоянной составляющей напря¬
жения и тока при неблагоприятных соотношениях частот.
4.	Сложность силовых цепей и цепей управления. Послед¬
ний недостаток теряет смысл при больших мощностях, когда
любой преобразователь частоты требует применения большого
количества тиристоров, а стоимость системы управления ока¬
60

зывается малой по сравнению со стоимостью силовой части.
На выбор схемы НПЧ основное влияние оказывает величи¬
на мощности двигателя. Как и в приводе постоянного тока, чем
больше мощность привода, тем больше выбирается пульсность
фазы НПЧ, поскольку при этом улучшаются все его свойства
как источника питания и потребителя электрической энергии.
Главную роль играет улучшение гармонического состава.выход¬
ного напряжения и входного тока.
НПЧ используются в электроприводах рольгангов, подъем¬
ных кранов и других механизмов, а также для управления
, мощными тихоходными асинхронными и синхронными двигате¬
лями.
Кроме рассмотренных НПЧ на тиристорах с естественной
коммутацией известны [2, 4] схемы НПЧ с принудительной
коммутацией и НПЧ на полностью управляемых вентилях
(транзисторах), которые могут работать с опережающим вход¬
ным током.
ГЛАВА VIII. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПЕРЕМЕННОГО
НАПРЯЖЕНИЯ
Преобразователи переменного напряжения (ППН) исполь¬
зуются для регулирования скорости и момента асинхронных
двигателей путем изменения действующего значения первой
гармоники напряжения [9, 14], частота и число фаз при этом
не меняются. Такой способ управления скоростью АД называ¬
ется параметрическим или фазовым . по способу управления
тиристорами.
Однофазный преобразователь переменного напряжения пред¬
ставляет собой два тиристора, которые соединены встречно¬
параллельно и включены в разрыв одного из проводов, идущих
от сети к нагрузке (рис. 35, а). Тиристоры открываются с за¬
паздыванием на угол управления а' по отношению к моменту
естественного включения.
Тиристор Т1 открывается при положительном напряжении
сети (рис. 35, б). Под действием приложенного к нагрузке на¬
пряжения «н = Щ (рис. 35, б, показано жирной линией и штри¬
ховкой) возникает ток is—h, представляющий однополярный
импульс. В момент, когда ток становится равным нулю, тири¬
стор закрывается. При работе ППН на i^L-нагрузку или фазу
АД после закрывания тиристора к нему сразу прикладывается
обратное напряжение, способствующее восстановлению запира¬
ющих свойств в прямом направлении.
В отрицательную полуволну напряжения сети открывают
второй тиристор Т2, и по нагрузке протекает импульс тока
противоположного направления. Таким образом, ток представ¬
ляет последовательность разнополярных импульсов.
61

Длительность импульса тока /.о зависит от коэффициента
мощности первой гармоники cos фн. При чисто активной нагруз¬
ке ток протекает с момента открывания тиристора до перехода
напряжения сети через нуль, т. е. Яо = я —а'. Длительность им-
Р и с. 35. Схема однофазного преобразователя переменного на¬
пряжения с ^L-нагрузкой (а); временные диаграммы напря¬
жений и тока при а'>фн (б) и а'<фн (б)
пульса тока при чисто индуктивной нагрузке и а' > я/2 в два
раза больше, а при а' -< я/2 ток становится синусоидальным с
отставанием по фазе на я/2 от напряже¬
ния.
Величина первой гармоники выходно¬
го напряжения ППН определяется углом
управления и cos фн- Зависимость относи¬
тельной величины этого напряжения
f/,i(i)* = £/i(1)/t/c от а' для двух предельных
cos ф„ приведена на рис. 36. При а7=я
выходные напряжение и ток ППН равны
нулю.
Входной и выходной токи преобра-
36.	Зависимость	зователя всегда равны, т. е. ic=h- Вы-
{/ци*	однофазного ППН	ходное напряжение однофазного ППН
/—cos фн = и	г—cos Фя =о	состоит из участков напряжения сети и
щ	нулевых уровней.
Если а/==0 и длительность импульса управления превышает
Фн, то нагрузка все время подключена к сети (tii = u0), ток
имеет синусоидальную форму и отстает от напряжения на угол
Фн, высшие гармоники отсутствуют. Увеличение угла управле¬
ния вплоть до а' = фн не влияет на ток и напряжение на
Рис.

нагрузке, так как каждый тиристор будет проводить ток не с
момента подачи импульса управления иаi или ыог, а только
тогда, когда ток изменит свое направление и станет положи¬
тельным для данного тиристора (рис. 35, в). Дальнейшее уве¬
личение а' сопровождается уменьшением величины первой гар¬
моники напряжения. Появятся и будут расти вначале, а затем
уменьшаться высшие гармоники напряжения и тока. Однако
действующее значение высших гармоник напряжения по отно¬
шению к первой гармонике с ростом а' монотонно растет.
Перейдем к рассмотрению трехфазных ППН, работающих
на АД.
Трехфазный преобразователь переменного напряжения мож¬
но рассматривать как три однофазных ППН с общей системой
управления, если двигатель соединен звездой, а его нейтраль¬
ная точка — с нейтральной точкой сети, т. е. при использовании
четырехпроводной системы на входе и выходе ППН. В этом
случае коммутация в каждом однофазном ППН происходит
самостоятельно. Фазное напряжение при работе на двигатель
отличается тем, что, когда все тиристоры закрыты, оно равно
ЭДС вращения двигателя. ЭДС вращения изменяет также дли¬
тельность открытого состояния тиристора Хо, что сказывается
и на величине первой гармоники напряжения.
Недостатком ППН с нейтральным проводом является нали¬
чие гармоник, кратных трем в выходном напряжении. Кроме
того, не у всех АД выводится нейтральный провод, и цеховая
Рис. 37. Схема реверсивного электропривода по системе
ППН —АД
сеть иногда выполняется трехпроводной. Поэтому используются
главным образом системы ППН —АД без нейтрального про¬
вода.
Электропривод по системе ППН — АД обычно содержит
63

(рис. 37) трехфазный реверсивный ППН на пяти парах тири¬
сторов Т1 — Т10, асинхронный двигатель М, систему управле¬
ния приводом СУ и тахогенератор TF.
При регулировании трехфазного напряжения с прямым по¬
рядком чередования фаз на двигателе импульсы управления по¬
даются только на тиристоры Т1 Тб. Для получения обратного-
порядка чередования фаз используются тиристоры Т5 — ПО,,
а Т1 — ТА при этом закрыты. Импульсы управления генериру¬
ются . СИФУ, которая входит в СУ, синхронно с напряжением
сети. На рис.. 37 показаны только два провода, идущие от
СИФУ к тиристору T9, остальные девять пар проводов опуще¬
ны, чтобы не затемнять схему. На входы СУ подается напря¬
жение сети и сигналы заданной о)3 и действительной ш скорости
привода.;
Система управления регулирует угол управления а' у всех
работающих тиристоров одновременно так, чтобы при умень¬
шении -скорости по сравнению с заданной он уменьшался. При
этом будут возрастать напряжение и момент двигателя, что-
приведет к восстановлению скорости. В случае, когда скорость
повышается по сравнению с заданной, угол управления увели¬
чивается и в конечном итоге скорость снижается. Таким обра¬
зом, применение системы автоматического регулирования по¬
зволяет поддерживать заданную или близкую к ней скорость.
Анализ фазного напряжения АД, обмотки которого соеди¬
нены звездой без нейтрального провода, существенно усложня¬
ется в связи с тем, что фазные напряжения формируются из
линейных тремя парами тиристоров. Кроме того, как и в преды¬
дущем случае, наличие ЭДС вращения, которая заранее не из¬
вестна, не позволяет определить простыми методами длитель¬
ность открытого состояния тиристоров.
Представление о форме фазного напряжения двигателя
можно получить в результате анализа работы ППН на трех¬
фазную i^L-нагрузку и последующего качественного учета ЭДС
вращения. Для анализа используется расчетная схема
(рис. 38, а), на которой сеть представлена тремя источниками
ЭДС ела евс и вес, а пары тиристоров заменены ключами К\ —
КЗ. Ключ можно считать замкнутым, если один из двух тири¬
сторов проводит ток или при а' > фн на управляющий электрод
подан импульс управления. Обычно тиристор закрывается в мо¬
мент прекращения тока.
В зависимости от длительности замкнутого состояния клю¬
чей (рис. 38, а) ППН работает в одном из трех режи¬
мов [14], которые отличаются формами фазных напряжений
и а, ив, ис и токов.
1.	При Ак = я в любой момент времени замкнуты все три
ключа, фазные напряжения равны соответствующим ЭДС сети,
токи синусоидальные и непрерывные, высшие гармоники отсут¬
ствуют. Этот режим получается* если а' срн.

2.-	При я -< Як < 2я/3 чередуются состояния с тремя и дву¬
мя замкнутыми ключами (рис. 38, б).
3.	При я/3 < Хк < 2я/3 чередуются состояния с двумя и
одним замкнутыми ключами.	-	-
Принципиально возможна работа ППН с 1к< я/3. В этом
случае чередуются состояния с одним замкнутым ключом и
состояния, когда все ключи разомкнуты. В обоих случаях нет
замкнутой цепи сеть — нагрузка,. напряжения и токи нагрузка
равны нулю, тиристоры открыться не могут.
Рис. 38. Анализ выходного напряжения трехфазного ППН:
а — расчетная схема; б— временные диаграммы при^к>Я/3; в — временные
. .диаграммы приА-к <2я
Рассмотрим, какое напряжение получается на фазе А на¬
грузки при замыкании различных ключей. Когда замкнуты все
три ключа, образуется симметричная трехфазная система. По¬
этому напряжение на фазе А нагрузки равно фазной ЭДС сети
ид = еАс■ Когда замкнуты ключи К1 и К2, линейная ЭДС елв —■
~ еле —евс приложена к последовательно соединенным фа¬
зам А к В нагрузки. Напряжение на обеих фазах одинаково по»
65'

величине и противоположно по знаку. Обозначим напряжение
«фазы А на этом интервале верхним индексом В. Тогда
иА ~ (елс ~ еяс) /2 = (Ет sin coot — Ет sin (ad — 2я/3)) /2.
После тригонометрических преобразований
ил = У 3/2Ет sin (act + я/6).
Когда замкнуты ключи К1 и КЗ, к нагрузке фазы А прило¬
жена половина линейной ЭДС едсс и напряжение равно
и°А ~ У 3/Ет sin (сос^—я/6)/2.
Когда разомкнут только К1, то ua = 0, ис = —ив- Если зам¬
кнут только один ключ, то напряжения на всех фазах нагрузки
и токи равны нулю.
Напряжение фазы А при Як > 2я/3 показано на рис. 38, б.
Интервалы замкнутого состояния каждого ключа выделены
толстой линией и штриховкой на соответствующей сетевой
ЭДС. На первом интервале замкнуты К1 и КЗ (ua = u'j), затем
-Замкнуты все ключи (uA — eAc), далее разомкнут К1 (ua — 0),
потом снова Ua = еАс, после чего остаются замкнутыми К\, К2
и ua = Таким образом, при Як > 2я/3 фазное напряжение
состоит из отрезков трех синусоид еле, и.%, и^ и нулевых уров¬
ней. Импульсы тока в большинстве случаев «двугорбые», их
длительность Я* равна Як = Яо-
Формирование фазного напряжения при я/3 <. Кк <. 2я/3
показано на рис. 38, в. Замкнутые состояния ключей обозначе¬
ны зачерненными участками. Причем участки, расположенные
над осью, соответствуют положительному направлению тока, а
участки, расположенные под осью, соответствуют отрицатель¬
ному направлению тока. Сетевые ЭДС предполагаются такими
же, как на рис. 38, б.
Состояния с тремя замкнутыми ключами отсутствуют. Зам¬
кнутые ключи К1 и К2 формируют на нагрузке фазы А напря¬
жение и^ К1 и КЗ — и а — и%. В остальных случаях ил = 0.
Напряжение ua показано на рис. 38, в толстой линией; ниже
приведена временная диаграмма тока. «Двугорбый» импульс
тока разделился на два импульса одного направления.
Фазное напряжение при наличии нейтрального провода су¬
щественно отличается от рассмотренного тем, что оно в общем
случае состоит из отрезков сетевой ЭДС и нулевых уровней, а
также длительностью проводящего состояния тиристоров. Дли¬
тельность замкнутого состояния ключей в схеме (рис. 38, а), до¬
полненной нейтральным проводом, может быть и меньше я/3,
вплоть до нуля. Фазный ток представляет знакочередующиеся
импульсы с формой, близкой, к параболической (рис. 35, б).
Форма фазного напряжения АД заметно отличается от фор¬

мы напряжения на -^L-нагрузке только при скольжениях s С 0,3,
когда ЭДС двигателя имеет достаточно большую величину. Тогда
в течение интервалов, когда все тиристоры данной фазы за¬
крыты, напряжение равно ЭДС двигателя. Изменяются по ве¬
личине и фазе напряжения и% и др., а также длительность
открытого состояния тиристоров и отдельных интервалов. Ос¬
циллограммы фазных напряжения и тока в системе ППН — АД
с двигателем, имеющим номинальную мощность 2,8 кВт, при
скорости со =(0,16 — 0,25) ©лг приведены на рис. 39.
Расчет мгновенных значений
фазных напряжения и тока из-
за большой трудоемкости выпол¬
няется на ЭВМ.
Рассмотренная система ППН—
АД имеет следующие достоин¬
ства:
1.	Простота силовых цепей и
системы управления.
2.	Меньшие габариты и стои¬
мость по сравнению с системой
ПЧ —Д.
3.	Высокий КПД преобразо¬
вателя, превышающий в номинальном режиме 99%.
4.	Двусторонний обмен энергией.
5.	Использование естественной коммутации тиристоров.
6.	Хорошие показатели при ш ^ содг и полном открывании
тиристоров: а) коэффициент мощности равен cos ср двигателя;
б) практически отсутствуют высшие гармоники во входных и
выходных токах и напряжениях; в) КПД почти равен КПД,
двигателя на естественной характеристике.
7.	Легко обеспечивается формирование динамических харак¬
теристик с ограничением момента двигателя.
8.	Возможность осуществления динамического торможения:
подачей постоянного тока в обмотку статора. Для этого в поло¬
жительный полупериод линейной ЭДС елвс открывается с
большим углом а' тиристоры Tl, Т4, а в отрицательную полу¬
волн^ — 79 и Т8.
Система ППН —АД имеет следующие недостатки:
1.	Низкий КПД в режиме стабилизации скорости, не пре¬
вышающий (о/о)0д/*
2.	Большие потери энергии в двигателе на пониженных ско¬
ростях, что; исключает длительную работу с Мв ^ Mnsn/s в слу¬
чае неизменных условий охлаждения. У самовентилируемых.
двигателей длительно допускаемый момент еще меньше.
3.	Необходимость использования тахогенератора и замкну¬
той системы регулирования для получения достаточно жестких
характеристик при сравнительно небольшом диапазоне регули¬
рования скорости.
67~

4.	Необходимость использования в ряде случаев двигателей
завышенной мощности.
5.	Низкая перегрузочная способность по моменту обычных
двигателей при малой скорости.
Регулировать скорость синхронного двигателя рассмотрен¬
ным способом невозможно.
Приведенная на рис. 37 схема силовых цепей может исполь¬
зоваться и для других способов управления АД:
1.	Как реверсивный тиристорный пускатель-контактор,, ра¬
ботающий по принципу выключено — включено с постоянным
углом управления а' <С (pi.
2.	Для импульсного регулирования скорости механизмов с
большим приведенным моментом инерции. В этом случае на
двигатель подается полное напряжение в течение небольшого
промежутка времени. Скорость возрастает несколько выше за¬
данной. Затем двигатель отключается и скорость падает ниже
заданной. Далее АД снова включается и т. д. Таким образом,
■средняя скорость поддерживается близкой к заданной.
3.	Для квазичастотного регулирования скорости, при кото¬
ром каждая полуволна тока формируется в течение нескольких
периодов напряжения сети так, чтобы получить составляющую
магнитного поля, вращающегося со скоростью в несколько раз
меньшей, чем при питании двигателя непосредственно от сети.
4.	Для получения пониженной скорости методом наложения
полей, например, совмещением двигательного режима и режима
динамического торможения.
, Для управления трехфазным АД кроме рассмотренной пол¬
ной схемы ППН используются также ее упрощенные варианты
с меньшим числом вентилей. В схемах, содержащих шесть вен¬
тилей и менее, часть тиристоров может быть замещена диода¬
ми. Принципиально ППН могут быть выполнены на тиристо¬
рах с принудительной коммутацией и на полностью управляе¬
мых вентилях (транзисторах). Такие ППН имеют несколько
лучшие энергетические показатели и быстродействие, но более
сложные схему силовых цепей и алгоритм управления [4]. Пре¬
образователи переменного напряжения иногда называют тири¬
сторными широтно-импульсными преобразователями (ШИП).
Преобразователи переменного напряжения с системой управ¬
ления асинхронным двигателем называют тиристорными стан¬
циями управления (ТСУ). Наиболее совершенные ТСУ обес¬
печивают: безударный пуск в любом направлении и реверс,
пуск и реверс с токовой отсечкой, динамическое торможение с
требуемой интенсивностью, работу на заданной пониженной
скорости, переход с одной скорости на другую с подтормажи-
ванием при переходе на пониженную скорость. Для обеспече¬
ния всех требуемых режимов работы система, управления типа
ТСУ помимо аналоговых регуляторов и СИФУ содержит раз¬
витую логическую часть [14].
«8

Электроприводы с параметрическим управлением применяют¬
ся главным образом для привода механизмов с повторно-кратко¬
временным режимом работы, у которых работа на пониженной
скорости занимает малую часть цикла. Это позиционные элек¬
троприводы, приводы кранов, лифтов и других подъемно-транс¬
портных машин. Продолжительная работа на пониженной ско¬
рости допустима только при очень малых моментах, которые,
в частности, имеют механизмы с вентиляторным характером
нагрузки. Мощность двигателя обычно составляет несколько
киловатт, реже десятки киловатт.

ЛИТЕРАТУРА
1.	Тиристорные преобразователи частоты в электроприводе/Под ред.
Р. С. Сарбатова.— М.: Энергия, 1980.— 328 с.
2.	Эпштейн И. И. Автоматизированный электропривод переменного тока,—
М.: Энергоиздат, 1982.'— 192 с.
3.	Копырин В. С., Лихошерст В. И., Соколов М. М. Тормозные режимы
системы преобразователь частоты—дЬигатель.— М.: Энергоатомиздат, 1985.—
146 с.
4.	Руденко В. С., Сенько В. И., Чиженко И. М. Основы преобразователь¬
ной техники: Учебник для вузов. 2-е изд., доп. и перераб.— М.: Высвиая
школа, 1980.—424 с.
5.	Забродин Ю. С. Узлы принудительной конденсаторной коммутации
тиристоров.—М.: Энергия, 1974.— 128 с.
6.	Справочник по преобразовательной технике/Под ред. И. М. Чижен¬
ко.—'Киев: Техника, 1978.— 447 с.
7.	Забродин Ю. С. Промышленная электроника: Учебник для вузов.—
М.: Высшая школа, 1982.— 496 с.
8.	Яцук В. Г. Анализ электромагнитных коммутационных процессов в
инверторе напряжения с междуфазной коммутацией.— В кн.: Электромеха¬
ника. М., 1972, с. 273—289 (Труды ВНИИЭМ, вып. 38).
9.	Мэрфи Дж. Тиристорное управление двигателями переменного тока/
Пер. с англ.— М.: Энергия. 1979.— 256 с.
10.	Лихошерст В. И. Полупроводниковые преобразователи электрической
энергии для электроприводов с двигателями постоянного тока. Учебное по¬
собие по курсу «Управляемые статические преобразователи».— Свердловск:
изд. УПИ им. С. М. Кирова, 1983.— 77 с.
11.	Булгаков А. А. Частотное управление асинхронными двигателями.—
3-е перераб. изд.—М.: Энергоиздат, 1982.— 216 с.
12.	Жемеров Г. Г. Тиристорные преобразователи частоты с непосредст¬
венной связью.— М.: Энергия, 1977.— 280 с.
13.	Шипилло В. П. Автоматизированный вентильный электропривод.—
М.: Энергия, 1969.— 400 с.
14.	Шубенко В. А., Браславский И. А. Тиристорный асинхронный элект¬
ропривод с фазовым управлением.—М.: Энергия, 1972.— 200 с.

Доп. план i986, поз. 176
Виталий Иванович ЛИХОШЕРСТ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЭНЕРГИИ
ДЛЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ С ДВИГАТЕЛЯМИ
ПЕРЕМЕННОГО ТОКА
Учебное пособие
Научный редактор Р. Т. Шрейнер
Редактор издательства 3. Н. Крамаренко
Технический редактор А. С. Торощина
Корректоры О. С. Смирнова, М. Ю. Петров
Сдано в набор 21.10.85. Подписано к печати 26.06.86. НС 14125.
Формат 60x907ie. Бумага тип. № 2. Лит. гарнитура. Высокая печать.
Уел. печ. л. 4,5. Уч.-изд. л. 4,5. Тираж 800 экз. Заказ 533. Цена 20 к.
Редакционно-издательский отдел УПЙ им. С. М. Кирова,
620002, Свердловск, УПИ, главный учебный корпус
Типография издательства «Уральский рабочий»,
620151, Свердловск, пр. Ленина, 49

Министерство высшего и среднего специального образования РСФСР
Уральский ордена Трудового Красного Знамени
политехнический институт им. С. М. Кирова
13. И. ЛЙХОШЁРСТ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ ЭНЕРГИИ
ДЛЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДОВ
С ДВИГАТЕЛЯМИ
ПЕРЕМЕННОГО ТОКА
Утверждено редакционно-издательским советом
института в качестве учебного пособия
Свердловск 1986

Оглавление
Глава 1. Свойства двигателей переменного	тока. Основные допущения 3
Глава II. Классификация преобразователей	7
Глава III. Двухзвенные преобразователи частоты с АИН .	.	.	.10
1.	Принцип работы АИН	11
2.	Однофазный мостовой АИН с Хо=180° на полностью управляемых
вентилях	12
3.	Однофазный мостовой АИН с Ао=120° на полностью управляемых
вентилях	15
4.	Трехфазный мостовой АИН на полностью управляемых	вентилях	17
5.	Трехфазные преобразователи частоты с АИН на тиристорах	.	.	22
Глава IV. Двухзвенные преобразователи частоты с АИТ	.	.	.	.31
1.	Принцип работы АИТ	".	.	.	.32
2.	Работа	однофазного мостового АИТ на активную нагрузку	.	.	.	33
3.	Работа	однофазного мостового АИТ на активно-индуктивную на¬
грузку 		3.5
4.	Работа	однофазного мостового АИТ на противоЭДС	37
5.	Однофазный мостовой АИТ с отсекающими диодами .	.	.	.	39
6.	Трехфазные преобразователи частоты	с	АИТ	43
Глава V. Сопоставление свойств системы ПЧ — Д с АИН и АИТ . 47
Глава VI. Двухзвенные преобразователи частоты с широтно-импульс¬
ным регулированием выходного напряжения	48
Глава VII. Непосредственные	преобразователи частоты	.	.	.	.55
Глава VIII. Преобразователи	переменного напряжения	.	.	.	.61
Литература	73