Текст
                    
В.М.Ьушуев, Bl Лемииский,
Л.Ф.Захаров.Ш.Д.КозляЕв,
М.Ф.Копканов
Элепрппитание устройств
и сига телекоммуникаций
Рекомендовано УМО по образованию в области
телекоммуникаций в качестве учебного пособия
для студентов высших учебных заведений,
обучающихся по направлению подготовки
дипломированных специалистов
210400 - «Телекоммуникации»
БИБЛИОТЕКА
Учреждения образования
Гомельский государственный
технический университет
имени П.О. Сухоте" дг0
Москва
Горячая линия - Телеком

УДК 621.311.6:621.396.6 ББК 31.264.5 Рецензенты: доктор техн, наук, профессор Б. Г. Карташевский] канд. техн, наук В. А. Якушев Авторы: В. М. Бушуев, В. А. Деминский, Л. Ф. Захаров, Ю. Д. Козляев, М. Ф. Колканов Э45 Электропитание устройств и систем телекоммуникаций: Учебное пособие для вузов / В. М. Бушуев, В. А. Деминский, Л. Ф. Захаров и др. — М.: Горячая линия—Телеком, 2009. — 384 с.: ил. ISBN 978-5-9912-0077-6. Рассмотрены вопросы организации электроснабжения предприятий телекоммуникаций и его резервирования. Приведены основные сведения по элементной базе устройств электропитания с учетом последних достижений и тенденций ее развития. Большое внимание при изложении материала уде- лено принципам управления и физическим процессам в современных высо- кочастотных устройствах преобразования электрической энергии. Рассмот- рены принципы построения и основные характеристики как самих цифровых преобразовательных устройств, так и систем электропитания телекоммуни- кационной аппаратуры, выполненных на базе этих устройств. Рассмотрены вопросы организации мониторинга и управления в системах бесперебойного электропитания, а также вопросы надежности этих систем. Для студентов вузов, изучающих курс электропитание устройств и систем телекоммуникаций, аспирантов и специалистов в области силовой преобра- зовательной техники и источников электропитания. ББК 31.264.5 Учебное издание Бушуев Владимир Михайлович, Деминский Владислав Александрович, Захаров Леонид Фёдорович, Козляев Юрий Дмитриевич, Колканов Михаил Фёдорович Электропитание устройств и систем телекоммуникаций Учебное пособие Редактор Ю. Н. Чернышов Художник В. Г. Ситников Компьютерная верстка Ю. Н. Чернышова Подписано в печать 30.10.08. Формат 60X90 1/16. Усл.-печ. ,л. 27. Тираж 2000 экз. (1-й зав. 1000 экз.). Изд. X® 8077. Отпечатано с готового оригинал-макета в ООО ПФ «Полиграфист» 160001, г. Вологда, ул. Челюскинцев, 3 . Заказ 5312. ISBN 978-5-9912-0077-6 © В. М. Бушуев, В. А. Деминский, Л. Ф. Захаров, Ю. Д. Козляев, М. Ф. Колканов, 2009 © Оформление издательства «Горячая линия—-Телеком», 2009
Предисловие Источники электропитания, являясь неотъемлимой частью лю- бой инфокоммуникационной системы и любого телекоммуникацион- ного устройства, во многом определяют надежность их функциониро- вания и другие.технико-экономические показатели. Развитие средств связи, широкое внедрение компьютерных технологий невозможно без создания высокоэффективных источников электропитания, удовле- творяющих требованиям современных интеллектуальных сетей свя- зи. Переход от низкочастотных технологий преобразования электри- ческой энергии к высокочастотным, широкое применение активной коррекции коэффициента мощности, внедрение модульного принци- па построения устройств и систем электропитания, переход на цифро- вые методы управления устройствами и системами электропитания, широкое применение мониторинга с удаленного центра управления для контроля за работой отдельных устройств и электроустановок в целом. Вот далеко не полный перечень того, что отличает совре- менные системы электропитания от ранее разработанных и широко применяющихся до настоящего времени. Разработка и эксплуатация современных устройств и систем электропитания невозможна без изучения и понимания физических процессов, происходящих в них при различных состояниях системы, и методов предупредительного обнаружения неисправностей. Это, в свою очередь, требует глубокого знания основ силовой электроники и умения ориентироваться в ее современных тенденциях, принципах проектирования самих устройств, систем электропитания и систем контроля и управления системами. При подготовке учебника авторы основное внимание уделяли рассмотрению физических процессов в изучаемых устройствах, тен- денций их дальнейшего развития и их взаимодействия в современ- ных системах электропитания. Главы 1 и 9 написаны доц. В.М. Бушуевым; главы 4 и 10 — доц. В.А. Деминским; глава 5 и раздел 2.3 — доц. Л.Ф. Захаровым; главы 3, 7 и раздел 2.1 — проф. Ю.Д. Козляевым; главы 6, 8 и разделы 1.6 и 2.2 — доц. М.Ф. Колкановым.
Введение Бурное развитие средств связи, широкое внедрение цифровых ме- тодов обработки информации, все увеличивающийся объем передава- емой и обрабатываемой информации предъявляют все более жесткие требования к надежности бесперебойной подачи к аппаратуре теле- коммуникаций электрической энергии необходимого качества. Рабо- тоспособность любой аппаратуры телекоммуникаций возможна толь- ко при условии нормального функционирования систем и устройств электропитания. Широко и успешно применявшиеся в системах элек- тропитания в последние два десятилетия XX века низкочастотные тиристорные выпрямительные устройства в настоящее время повсе- местно вытесняются высокочастотными выпрямительными устрой- ствами с бестрансформаторным входом. Поскольку первые не от- вечают требованиям современной аппаратуры телекоммуникаций не только по энергетическим и массо-габаритным показателям, но и по динамическим характеристикам, а также по уровню помех, вносимых ими в питающую сеть переменного тока. Применение новых типов мощных высоковольтных полевых транзисторов (MOSFET и IGBT), диодов, конденсаторов и магнитных материалов позволяет осуществ- лять преобразование энергии в устройствах электропитания (в вы- прямителях, инверторах, импульсных стабилизаторах) на частотах в сотни килогерц. Повышение частоты преобразования с одновремен- ным отказом от методов «жесткой коммутации» транзисторов, широ- ко применяющихся до настоящего времени при широтно-импульсном управлении этими транзисторами, и переходом к методам «мягкой коммутации» или частотно-импульсным способам управления тран- зисторами, а также применение технологии поверхностного монтажа позволяют существенно повысить КПД и удельную мощность (мощ- ность на единицу объема или массы) устройств электропитания. Кро- ме того, применяющиеся для аналоговой аппаратуры связи устрой- ства преобразования энергии, входящие в состав систем электропи- тания, не приспособлены к требованиям современных систем связи в части контроля, мониторинга и программного управления с центра технической эксплуатации, что затрудняет переход на интеллекту- альные сети связи. Поэтому в настоящее время в практике элек-
Введение 5 тропитания широко внедряются процессорный мониторинг и управ- ление не только режимами работы устройств в системах электропи- тания, но и процессорное управление их работой. В частности, оте- чественная промышленность начала выпуск так называемых цифро- вых выпрямителей и инверторов с синусоидальной формой кривой выходного напряжения. Применение модульного принципа построения систем электро- питания с горячим резервированием устройств, выполненных в со- ответствии с выше упомянутыми принципами, и децентрализация самих систем электропитания требуют новых подходов к их изуче- нию и проектированию. Основное внимание при изложении материала учебника уделя- лось физическим принципам работы устройств преобразования энер- гии, входящих в состав современных источников и систем электропи- тания устройств телекоммуникаций. Рассмотрены тенденции даль- нейшего развития устройств и систем электропитания аппаратуры связи. Книга предназначена для студентов, обучающихся по направле- нию 210400 «Телекоммуникации», а также аспирантов и специали- стов в области силовой преобразовательной техники и источников электропитания широкого применения.
Список используемых сокращений АБ — аккумуляторная батарея АВР — автоматическое включение резерва АТС — автоматическая телефонная станция ГРЩ — главный распределительный щит ВАХ — вольт-амперная характеристика ВБВ •— выпрямитель с бестрансформаторным входом ДЭС — дизельная электростанция КПД — коэффициент полезного действия МДС — магнитодвижущая' сила ИБП — источник бесперебойного питания ИН — инвертор напряжения КВ — конвертор вольтодобавочный ККМ •— корректор коэффициента мощности КТП — комплектная трансформаторная подстанция КУБ — конвертор унифицированный вольтодобавочный ЛЭП — линия электропередачи ОПН — однотактный преобразователь напряжения ПЭС — передвижная электростанция РЩ — распределительный щит САР —система автоматического регулирования СПН — стабилизатор постоянного напряжения СС — схема сравнения СУ — схема управления СЭ — солнечные элементы СЭП — система электропитания ТКН —температурный коэффициент напряжения ТММ — трансформатор малой мощности ТП — трансформаторная подстанция ТЭЦ — теплоэлектроцентраль УЭ — управляющий электрод УБП — устройство бесперебойного электропитания ЭДС — электродвижущая сила УПТ — усилитель постоянного тока ЭПУ —• электропитающая установка ЭС — энергосистема ЭУ — электроустановка 1
Г л а в a 1 Источники электроснабжения предприятий связи 1.1. Понятия об энергосистемах и электрических сетях Основными источниками электрической энергии (источниками электроснабжения) для большинства предприятий связи являются электрические сети энергосистем. Предприятия связи стремятся по возможности располагать в местах, где они могут быть обеспечены наиболее надёжными и дешевыми источниками электроэнергии, ка- ковыми, и являются в настоящее время электрические сети энерго- систем. Под энергетической системой (ЭС) понимается совокупность электростанций, электрических и тепловых сетей, соединенных меж- ду собой и связанных общностью режимов в непрерывном процессе производства, преобразования, передачи и распределения электриче- ской и тепловой энергии при общем управлении этими режимами. Электрическая часть энергосистемы — это совокупность элек- трических станций, электроустановок и электрических сетей энерго- системы. Электрическая часть энергосистемы и питающиеся от нее приемники электрической энергии, объединенные общностью процес- са производства, передачи, распределения и потребления электро- энергии, составляют понятие электроэнергетической системы. Электрической сетью называется совокупность электроустано- вок для передачи и распределения энергии, состоящая из подстанций, распределительных устройств, воздушных и кабельных линий элек- тропередачи, работающих на определенной территории. На электростанциях, входящих в состав ЭС, вырабатывается электрическая энергия трехфазного переменного тока промышлен- ной частоты 50 Гц с практически синусоидальной формой кривой напряжения. С целью уменьшения потерь электрической энергии
8 Глава 1 ее транспортировка от генерирующих станций до места потребле- ния осуществляется по линиям электропередачи (ЛЭП) при высоких уровнях напряжения (110.. .750 кВ). Предприятия связи, являющи- еся для ЭС потребителями электрической энергии, подключаются к ней чаще всего с помощью собственных понижающих трансформатор- ных подстанций. Качество электрической энергии в точках общего присоединения потребителей к ЭС зависит не только от энергоснаб- жающей организации, но и от самих потребителей. В общем случае под потребителем электроэнергии понимается электроприемник или группа электроприемников, объединенных технологическим процес- сом и размещенных на определенной территории. На рис. 1.1 показан фрагмент ЭС. Кольцевая районная сеть с напряжением 110 кВ получает электроэнергию как от гидроэлектро- станции (через повышающую подстанцию, линию электропередачи 220 кВ и понижающую подстанцию), так и от тепловой электростан- ции через линию электропередачи 110 кВ и повышающую подстан- цию. Кроме того, эта районная сеть получает электроэнергию от районной теплоцентрали (ТЭЦ), снабжающей потребителей электри- ческой и тепловой энергией. ТЭЦ включается в районную сеть че- рез повышающую подстанцию. К местной сети 10 кВ Сеть Юк К местной сети 6 кВ Понижающая подстанция „ ЛЭП Повышающая Т10ЙВ* подстанция J|иния электропередачи । I 220 kBi Гидроэлектро- станция ТЭЦ ,10 кВ К местной сети 10 кВ Районная сеть 35 кВ ТП предприятия связи Тепловая станция ЛЭП 110кВ Рис. 1.1. Фрагмент электроэнергетической системы
Источники электроснабжения предприятий связи 9 От районной сети 110 кВ через понижающую подстанцию пита- ется районная сеть 35 кВ, от которой, в свою очередь, через понижа- ющую подстанцию питаются местные сети 10 или 6 кВ. Предприятия связи могут получать электроэнергию как от мест- ной сети 10 или 6 кВ, так и от районной сети 35 кВ через собствен- ные понижающие трансформаторные подстанции (ТП). Собственные ТП преобразуют с помощью трехфазных трансформаторов, входя- щих в их состав, электрическую энергию трехфазного переменно- го тока относительно высокого уровня (6, 10 или 35 кВ) в элек- трическую энергию трехфазного переменного тока с напряжением 0,4/0,23 кВ (в числителе дроби указывается действующее значение линейного напряжения, а в знаменателе — действующее значение фазного напряжения). Подача электрической энергии к ТП осуществляется либо по воз- душным, либо по кабельным ЛЭП. G ТП через распределительные устройства по воздушным или кабельным линиям электроэнергия поступает непосредственно к потребителям электроустановки (ЭУ) предприятия связи. 1.2. Классификация предприятий связи по надежности электроснабжения В отношении обеспечения надежности электроснабжения элек- троприемники предприятий связи разделяются на три категории [1]. К первой категории относятся электроприемники, перерыв в электроснабжении которых может повлечь за собой опасность для жизни людей и потерю важной информации, передаваемой по ка- налам связи. Из состава электроприемников первой категории вы- деляется особая группа электроприемников, бесперебойное электро- снабжение которых обеспечивает передачу информации, влияющей на ход сложных технологических процессов в области экономики, обороны и здравоохранения людей. Ко второй категории относятся электроприемники, перерыв в электроснабжении которых может вызвать временные потери в пе- редаче информации, не относящейся к понятию «важной информа- ции», о которой упоминалось выше. К третьей категории электроприемников относятся остальные, не подпадающие под определение первой и второй категорий. К та- ким электроприемникам предприятий связи можно отнести светиль- ники наружного освещения, устройства электроотопления и систем горячего водоснабжения, вентиляции вспомогательных помещений.
10 Глава 1 Конкретный перечень предприятий связи с указанием категорий электроприемников приводится в нормативных документах по проек- тированию. Надежность электроснабжения электроприемников первой и вто- рой категорий обеспечивается путем резервирования с помощью неза- висимых источников. В нормальных режимах работы электроэнергетической системы электроприемники первой категории должны обеспечиваться элек- троэнергией от двух независимых друг от друга взаимно резервиру- емых источников, и перерыв в питании электроприемников при на- рушении электроснабжения от одного из них допускается только на время работы устройств автоматического ввода резерва. Для электроснабжения электроприемников особой группы пер- вой категории должен предусматриваться третий независимый ис- точник электроэнергии. Таким источником на предприятиях связи, как правило, служат собственные дизель-генераторные установки и (или) аккумуляторные батареи, реже используются генерирующие шины энергосистемы или местные электростанции. Упомянутый выше третий независимый источник для электро- приемников особой группы может быть применен как второй незави- симый источник для электроприемников первой и второй категории. Если с помощью резервирования источников электроэнергии нельзя обеспечить бесперебойность электропитания аппаратуры связи, то в состав электроустановок предприятия связи вводятся установки бес- перебойного электропитания постоянного или переменного тока. Применительно к технологическому оборудованию предприятий связи категорийность электроснабжения последних устанавливается ведомственными строительными нормами и, в частности, инструкци- ей по проектированию электроустановок предприятий и сооружений электросвязи (ВСН 332). В соответствии с ВСН 332 к электропри- емникам особой группы первой категории относится технологическое оборудование междугородных телефонных и телеграфных станций, сетевых узлов и узлов коммутации, городских телефонных станций емкостью более 3000 номеров, районных узлов связи, а также ре- генерационных и усилительных пунктов магистральной первичной сети, включая магистральные тропосферные радиорелейные линии (РРЛ) и РРЛ прямой видимости. К первой категории относятся центральные усилительные станции радиотрансляционных узлов, го- родские АТС до 3000 номеров и базовые станции подвижной связи. Все остальное технологическое оборудование связи получает элек- троснабжение по второй категории.
Источники электроснабжения предприятий связи 11 Что касается другого оборудования предприятий связи, то в осо- бую группу выделены светильники аварийного и эвакуационного ос- вещения, в первую категорию — сретильники светоограждения ан- тенных опор, электродвигатели пожарных насосов, вентиляции, а также установка внутренней связи, охранной и пожарной сигнализа- ции. Все остальные электроприемники отнесены ко второй и третьей категориям. Приведенный выше перечень электроприемников не отражает всего многообразия применяемого на сети связи технологического оборудования, но тем не менее позволяет оценить требования, предъ- являемые к надежности электроснабжения предприятий связи. 1.3. Качество электроэнергии Нормы качества электроэнергии, поставляемой потребителям, устанавливаются в так называемой точке общего присоединения, т.е. в точке электрической сети общего назначения, электрически бли- жайшей к сетям рассматриваемого потребителя, к которой присоеди- нены или могут быть присоединены электрические сети других потре- бителей. Следовательно, качество электроэнергии в точке общего присо- единения зависит от качества поставляемой электроэнергии и харак- тера потребления питаемых электроприемников. Качество электро- энергии у потребителей, присоединенных к системам электроснаб- жения общего назначения, регламентируется государственным стан- дартом ГОСТ 13109 [2]. Нормы, установленные этим стандартом, яв- ляются теми уровнями, при которых обеспечивается электромагнит- ная совместимость электрических систем общего назначения и элек- трических сетей потребителей электроэнергии. Эти нормы являются обязательными во всех режимах работы системы электроснабжения, кроме режимов, вызванных стихийными бедствиями и непредвиден- ными ситуациями со стороны, не являющейся энергоснабжающей ор- ганизацией и потребителем. Стандартом [2] устанавливаются показатели качества электро- энергии, нормы, которым должны соответствовать эти показатели, и методы оценки соответствия показателей указанным нормам. В при- ложении к стандарту указываются наиболее вероятные виновники ухудшения показателей качества электроэнергии. Например, энерго- снабжающая организация может отрицательно влиять на отклонения напряжения, так как основными причинами, вызывающими недопу- стимые отклонения и колебания напряжения, являются низкий уро-
12 ' Глава! вень эксплуатации электрических сетей и электроустановок, пере- грузка сетей низкого напряжения, а также отсутствие местного регу- лирования. Энергоснабжающая организация также влияет на откло- нения частоты, длительность провалов и импульсные напряжения. Потребители электроэнергии заметным образом могут оказывать негативное влияние на несимметрию напряжения, искажение фор- . мы кривой напряжения и размах напряжения. Несимметричным ре- жимом работы системы электроснабжения называется такой режим, при котором условия работы одной или всех фаз сети оказывается неодинаковым. Различают кратковременные и длительные несим- метричные режимы. Кратковременная несимметрия обычно связана с аварийными процессами, такими как короткие замыкания, обры- вы проводов линий электропередач с замыканием на землю и другие аналогичные процессы, которые, как правило, устраняются в резуль- тате срабатывания соответствующих устройств защиты. Длительная несимметрия возникает при подключении к системе электроснабже- ния несимметричных приемников, например осветительных прибо- ров, различных однофазных установок, в том числе электровозов переменного тока. Несимметрия междуфазных напряжений (токов), определяется только наличием напряжения обратной последователь- ности, несимметрия фазных напряжений — напряжениями (токами) нулевой и обратной последовательностей. Следует отметить, что то- ки нулевой последовательности существуют, как правило, в сетях с напряжением выше 1000 В, работающих с глухозаземленной нейтра- лью, и распределительных сетях напряжением до 1000 В. В трехфаз- ных сетях без нулевого провода эти токи отсутствуют. Искажения формы кривой напряжения в основном определяются наличием в нагрузке таких устройств, как вентильные преобразова- тели, дуговые электропечи и сварочные агрегаты и другие подобные устройства. В сетях появляются токи высших гармоник, которые приводят к потерям в обмотках трансформаторов и двигателей, рас- пределительных сетях, искажают работу измерительных приборов и средств телекоммуникаций, Большую опасность представляют токи, протекающие в нулевом проводе трехфазной сети. В качестве примера рассмотрим процессы в трехфазной сети, ес- ли в ней протекают несинусоидальные токи, обусловленные нелиней- ными нагрузками. В этом случае величина тока в нулевом проводе достигает величин, которые превышают токи в фазах, причем пре- валируют токи третьей гармоники. В отечественных силовых трех- фазных кабелях нейтральный провод имеет меньшее сечение, чем фазные. Например, если фазные провода имеют сечение 25 или 35
Источники электроснабжения предприятий связи 13 мм2, то нулевой — 16 мм2. Таким образом возникает опасность пе- регрева нейтрального провода, что опасно. Показатель качества «отклонение напряжения» характеризует- ся значениями отклонения напряжения относительно номинального в точках присоединения потребителей электрической энергии к элек- трическим сетям с номинальным напряжением 380 В и выше. Вели- чины отклонения устанавливаются в договорах на пользование элек- троэнергией между снабжающей организацией и потребителем с уче- том необходимости выполнения норм стандарта ГОСТ 13109. В со- ответствии с этим стандартом нормальные и предельно допустимые значения отклонения напряжения на выводах приемников электри- ческой энергии составляют ±5 и ±10 % соответственно. Несинусоидальность напряжения характеризуется коэффициен- том искажения синусоидальности кривой напряжения и коэффици- ентом п-й гармонической составляющей напряжения. Коэффици- ент искажения синусоидальности кривой напряжения определяется непосредственными измерениями и нормируется в зависимости от ве- личины номинального напряжения в электрических сетях. Напри- мер, нормально допустимое значение этого коэффициента при номи- нальном напряжении сети 380 В — не более 8 %, а предельно допу- стимое — не более 12 %. При номинальном напряжении 35 кВ — 4 и 6 % соответственно. Коэффициент n-й гармонической составляю- щей напряжения определяется также непосредственными измерения- ми гармонических составляющих линейных или фазных напряжений и подсчитывается по формуле Ки(п) = где Кщпу1 = U^i/U^i, U(n)i —действующее значение n-й гармоники при ?-м испытании (измерении); U^i — действующее значение первой гармоники (основная частота); N —• число испытаний (не менее 9). Несимметрия напряжений характеризуется коэффициентом не- симметрии напряжений по обратной последовательности К^и и ко- эффициентом несимметрии по нулевой последовательности Кои- Эти коэффициенты вычисляются по формулам Кш = 0;62—~ U2 -100, Кои = 0,62^ 7^. • 100, Us Uq где Z7i — наибольшее действующее значение междуфазного напряже- ния; U% — наименьшее действующее значение междуфазного напря- жения; Us — номинальное действующее значение междуфазного на-
14 Глава 1 пряжения; — наибольшее действующее значение фазного напря- жения; U5 — наименьшее действующее значение фазного напряже- ния; Ue — номинальное действующее значение фазного напряжения. Нормально и предельно допустимые значения коэффициентов несимметрии напряжения по обратной последовательности в точках общего присоединения к электрическим сетям равны 2 и 4 % соот- ветственно. Для коэффициентов несимметрии по нулевой последо- вательности величины составляют также 2 и 4 % соответственно. Провал напряжения характеризуется показателем длительно- сти провала. Предельно допустимое значение длительности провала в электрических сетях с напряжением до 20 кВ включительно равно 30 с. Длительность автоматически устраняемого провала напряже- ния в любой точке присоединения определяется выдержками време- ни релейной защиты и автоматики. Импульс напряжения характеризуется показателями импульс- ного напряжения, значения которых зависят от типов ЛЭП, точек подключения и номинального значения напряжения сети. Показате- ли грозовых и коммутационных импульсных напряжений, возникаю- щих в электрических сетях, приведены в [2]. 1 1.4. Заземление оборудования электроустановки и меры защиты На предприятиях связи оборудование электроустановки соединя- ется с источником электроснабжения и с аппаратурой связи при по- мощи систем заземления типов TN-S и IT в соответствии с табл. 1.1, где первая буква (Т) обозначает заземленную нейтраль источника электроэнергии, а буква I — изолированную нейтраль. Вторая бук- ва (N) обозначает, что открытые проводящие части электроустанов- ки присоединены к глухозаземленной нейтрали источника, а вторая буква Т — открытые проводящие части заземлены, независимо от подключения к земле нейтрали источника. Буква S говорит о том, что нулевой рабочий и защитный проводники разделены. На рис. 1.2 показана схема соединения системы TN-S. На рис. 1.3 показана схема соединения системы IT, в которой от- крытые проводящие части электроустановки заземлены. Нейтраль источника изолирована от земли или заземлена через большое сопро- тивление. Целесообразно дать определение применяемых терминов [1]. Глухозаземленная нейтраль — нейтраль генератора или транс- форматора, присоединенная непосредственно к заземляющему уст- ройству. Глухозаземленным может быть также вывод источника или
Источники электроснабжения предприятий связи 15 Таблица 1.1 Место размещения электроуста- новки Вид оборудования Тип системы заземления, нейтрали для соединения с источником электроснабжения с аппаратурой связи Гражданские сооружения Устройства беспере- бойного питания (УБП) постоянного тока TN-S TN-S УБП переменного тока TN-S IT Прочее оборудование электроустановки TN-S — Крупно- габаритные УБП постоянного тока IT IT контейнеры (цистерны) Прочее оборудование электроустановки TN-S — Рис. 1.2. Система TN-S переменного то- ка: 1 — заземлитель нейтрали источни- ка переменного тока; 2 — открытые про- водящие части; РЕ — защитный провод- ник; N — нулевой рабочий (нейтраль-, ный) проводник Рис. 1.3. Система IT переменного то- ка: 1 — сопротивление заземления нейтрали источника; 2 — заземли- тель; 3 — открытые проводящие ча- сти; 4 '— заземляющее . устройство электроустановки полюс источника постоянного тока в двухпроводных сетях, а также средняя точка в трехпроводных сетях постоянного тока. Изолированная нейтраль ~ нейтраль генератора или трансфор- матора, не присоединенная к заземляющему устройству или присо- единенная к Нему через большое сопротивление приборов сигнали- зации, измерения, защиты. Открытая проводящая часть — доступная прикосновению прово- дящая часть электроустановки, нормально не находящаяся под на- пряжением, но которая может оказаться под напряжением при по- вреждении основной изоляции.
16 Глава 1 Заземлитель — проводящая часть или совокупность соединен- ных между собой проводящих частей, находящихся в электрическом контакте с землей непосредственно или через промежуточную прово- дящую среду. Защитный проводник (РЕ) — проводник, предназначенный для целей электробезопасности. Нулевой рабочий (нейтральный) проводник (N) — проводник в электроустановках до 1000 В, предназначенный для питания элек- троприемников и соединенный с глухозаземленной нейтралью гене- ратора или трансформатора в сетях трехфазного тока, с глухозазем- ленным выводом источника однофазного тока, с глухозаземленной точкой источника в сетях постоянного тока. Совмещенный нулевой защитный и нулевой рабочий (PEN) про- водник — проводник в электроустановках напряжением до 1000 В, совмещающий функции нулевого защитного и нулевого рабочего про- водников. Примером системы с совмещенным (PEN) проводником служит система TN-C-S, в обозначении которой буква С говорит о том, что в системе TN функции защитного и нулевого рабочего совмещены в одном проводнике в какой либо ее части, начиная от источника питания, а далее в схеме защитный и нулевой проводники выполня- ются самостоятельной проводкой. При применении на предприятии связи системы заземления ней- трали типа TN-S должен быть предусмотрен следующий комплекс мер безопасности: • уравнивание потенциалов; • зануление корпусов оборудования; • установка аппаратов защиты от сверхтока, с временем автома-' тического отключения не более 0,4 с; • дополнительная защита от поражения электрическим током по- средством устройства Защитного отключения (УЗО) на ток сра- батывания 30 мА. При применении на предприятиях связи системы заземления нейтрали типа IT должен быть предусмотрен следующий комплекс мер безопасности: • уравнивание потенциалов; • заземление корпусов оборудования; • установка аппаратов защиты от сверхтока с временем отключе- ния не более 0,4 с; • защита от пробоя изоляции силовых трансформаторов при по- мощи пробивного предохранителя;
Источники электроснабжения предприятий связи 17 • непрерывный автоматический контроль сопротивления изоля- ции; • выработка предупредительного сигнала о недопустимом сниже- нии сопротивления изоляции с возможностью его трансляции в цепи телеконтроля. Переходное сопротивление между клеммой заземления и корпу- сом любого изделия, входящего в состав электроустановки, не долж- но превышать 0,1 Ом. Под уравниванием потенциалов понимается электрическое со- единение проводящих частей для достижения равенства их потенциа- лов. Эта мера применяется для защиты от поражения электрическим током в случае повреждения изоляции, причем она может применять- ся как в отдельности, так и в сочетании с другими мерами защиты. Основным назначением устройства защитного отключения (УЗО) является дополнительная защита от поражения электриче- ским током путем отключения защищаемой цепи от источника в слу- чае появления в ней чрезмерного тока утечки. УЗО подразделяют- ся на дифференциальные выключатели общего типа и селективные дифференциальные выключатели, последние характеризуются пара- метром «время неотключения», т.е. минимальным временем, за кото- рое дифференциальный выключатель не должен сработать при про- текании через него отключающего тока утечки. Схемы включения УЗО в однофазной системе показана на рис. 1.4. Схема рис. 1.4, а работает следующим образом. В нормальном режиме работы ток И равен току 1%, поэтому УЗО не срабатывает. В случае снижения сопротивления в цепи по отношению к земле, по- является ток утечки, который будет равен разности токов И и I2, и измерительный элемент УЗО дает команду на отключение защища-. емой цепи, если разностный ток (утечки) будет больше заданного зна- чения. Источник А_ I2 Открытые токопроводящие части УЗО Учреждения образования Гомельскип государственный мы вк|^етущ зад технический университет имени П.О. Cvxnr»"
18 Глава 1 В зависимости от условий работы электроустановки подбирает- ся пороговый ток срабатывания УЗО, который может изменяться от единиц до сотен миллиампер. Так, при использовании УЗО в каче- стве средства дополнительной защиты человека при работе его в осо- бо опасных условиях ток отключения выбирается равным 6...10 мА, при работе в более благоприятных условиях для защиты от прямого прикосновения к проводящей части рекомендуется применение УЗО с током не более 30 мА. Для специальных цепей выпускается УЗО с током отключения до 500 мА. Следует подчеркнуть, что УЗО не ограничивает значение тока утечки, а ограничивает время протека- ния тока, если он превышает заданное номинальное значение для данного конкретного УЗО. Требованиями Правил устройства элек- троустановок диктуется необходимость применения УЗО в групповых розеточных сетях. Однако подключение к таким сетям персональ- ных компьютеров или выпрямителей с бестрансформаторным вхо- дом, имеющих в своем составе входные помехоподавляющие филь- тры — фильтры радиопомех (см. главу 8), без учета их специфики может приводить к ложным срабатываниям УЗО и отключениям на- грузки. Действительно, первыми элементами фильтра радиопомех являются, как показано на рис. 1.4,6”, конденсаторы С1 и С2, общая точка которых соединяется с корпусом устройства. В результате то- ки фазного 1ц и нейтрального Tn проводников отличаются друг от друга на значение тока Де, протекающего через защитный провод- ник РЕ. Значение тока /ре, являющегося для УЗО током утечки, при неизменных параметрах источника питания зависит от емкости конденсаторов и количества устройств, подключенных к розеточной сети. В [57] предлагается принимать значение этого тока /ре = 7ут равным 2... 3 мА на одно устройство. 1.5. Трансформаторные подстанции. Автоматическое резервирование Функции трансформаторной подстанции сводятся к приему вы- сокого напряжения, подводимого с помощью линий электропередачи, преобразованию его в низкое напряжение 380/220, защите оборудова- ния подстанции и распределению электроэнергий. Как правило, на предприятиях связи применяются подстанции закрытого типа, кото- рые могут встраиваться в основное здание или располагаться в от- дельном строении. Для подстанций применяется типовое оборудова- ние, выпускаемое промышленностью. К этому оборудованию отно- сятся понижающие трансформаторы, высоковольтные выключатели
Источники электроснабжения предприятий связи 19 или высоковольтные разъединители, высоковольтные предохраните- ли, измерительные трансформаторы, разрядники для защиты воз- душных вводов аппаратуры и приборы низкого напряжения. Высоковольтные выключатели применяются для включения и отключения высоковольтных цепей. Выключатели могут срабаты- вать автоматически и имеют ручной привод. Для напряжений 6 и 10 кВ наибольшее распространение получили масляные выключате- ли, у которых размыкаемые контакты помещены в трансформатор- ное масло. Сочетание выбора момента размыкания контактов при переходе мгновенного значения тока через нуль и помещение контак- тов в масло позволяет разрывать высоковольтную цепь при больших токах. На практике применяются различные конструкции масля- ных выключателей, которые выбираются при конкретном проекти- ровании. Высоковольтные разъединители представляют собой ру- бильники, смонтированные на высоковольтных изоляторах. Разъ- единители служат для обесточивания цепи при проведении работ на электрооборудовании. Пользоваться разъединителями можно толь- ко при снятой нагрузке. Высоковольтные предохранители предназначаются для защиты от коротких замыканий и перегрузок силовых цепей. Предохраните- ли делаются закрытого типа с наполнением, чтобы при его сгорании ограничить распыл металла. Понижающие силовые трансформаторы предназначаются для понижения напряжения. Как правило, схема вторичной обмотки трансформатора выполнена в виде звезды с выводом нулевой точ- ки. Конструктивное исполнение понижающих трансформаторов мо- жет быть различным. Измерительные трансформаторы выполняют функции транс- формации измеряемой величины и разделения высоковольтных и низковольтных цепей. Первичные обмотки трансформаторов выпол- няются в высоковольтном исполнении, а вторичные —• в низковольт- ном. В целях безопасности вторичные обмотки измерительных транс- форматоров обычно заземляются. Пример схемы организаций понижающей подстанции для потре- бителей особой группы первой категории показан на рис. 1.5. К под- станции подводятся две высоковольтные линии (ВЛ), которые через разъединители Q2 и Q8 поступают на шины 10 кВ. Шины между собой могут соединяться разъединителями Q6, Q7. Через разъеди- нители Q3, Q10 и предохранители Fl, F2 к шинам подсоединяются понижающие трансформаторы Tl, Т2. Вторичные обмотки транс- форматоров через автоматические выключатели Q5, Q12 подключа-
20 Глава 1 К потребителям К потребителям Рис. 1.5. Схема организации понижающей подстанции для питания ответственных потребителей ются к шинам низкого напряжения. Разъединители QI, Q9 служат для заземления шин в случае проведения ремонтных работ. Оборудование комплектных подстанций, как правило, распола- гается в отдельных камерах, изготавливаемых в заводских услови- ях. Корпуса камер выполняются из листовой стали. Внутри ка- меры размещаются коммутационная аппаратура, приборы защиты, измерения и сигнализации и делается монтаж цепей. В комплект заводской поставки входят шины. Трансформаторные подстанции с напряжением 10 (6) кВ, кото- рые на предприятий связи размещаются отдельно от зданий пред- приятия, как правило, устанавливаются на открытых площадках. Открыто установленные на охраняемых территориях трансформато-
Источники электроснабжения предприятий связи 21 ры и распределительные устройства должны ограждаться забором. Закрытые подстанции и комплектные трансформаторные подстанции (КТП), располагаемые на охраняемых территориях предприятия свя- зи, могут не ограждаться. Оборудование трансформаторных подстанций может встраивать- ся в здания предприятия связи с принятием особых мер против по- падания влаги. Каждый масляный трансформатор должен устанав- ливаться в специально оборудованной камере. Распределительные устройства должны иметь выход наружу или в другие помещения с несгораемыми стенами и перекрытиями. Нормативными документами предусматривается осуществлять электроснабжение потребителей особой группы первой категории от двух и более источников электроэнергии. Следовательно, возникает необходимость в устройствах, которые могут автоматически подклю- чать нагрузку к любому исправному источнику. Такие устройства получили название устройств автоматического включения резерва (АВР). Основные требования, которым должны отвечать АВР, можно сформулировать следующим образом. АВР должны иметь: • установку величины контролируемого напряжения; • контроль правильности чередования фаз; • возможность установки приоритета любого из входов, включая управление дизель-генераторной станции; • индикацию режима работы и состояния входов АВР; • защиту источников от перегрузок и коротких замыканий; • механическую и электронную блокировки переключающих кон- такторов. На предприятиях связи установка АВР производится на стороне низкого напряжения. Простейшая схема электроснабжения с приме- нением АВР показана на рис. 1.6. В нормальном режиме работы нагрузки получают питание от ввода переменного тока внешней сети. Если во внешней сети про- падает электроэнергия, то размыкается контакт К1 и замыкается контакт К2. Одновременно с этим выдается команда на запуск ди- зель генераторной электростанции, которая замещает поврежденную внешнюю сеть. При восстановлении напряжения на вводе внешней се- ти контакт К2 размыкается, контакт К1 замыкается, нагрузка вновь получает питание от сети, и АДЭС останавливается. При использовании АВР должны быть приняты меры, исклю- чающие возможность замыкания между собой двух независимых ис- точников друг на друга, причем блокировка может быть как элек- трической, так и механической.
22 Г л а в а 1 Рис. 1.6. Пример схемы электроснабжения с применением АВР Пример реализации схемы АВР с применением электромехани- ческих устройств показан на рис. 1.7. Схема позволяет подключать нагрузки к любому из двух источников, имеющихся в электроуста- новке предприятия связи. Предположим, что от двух источников электроснабжения (ввод 1, ввод 2) подается напряжение требуемо- го качества. В атом случае контакты реле контроля напряжения KI, К2 и КЗ замкнуты и обмотка контактора К4 находится под на- пряжением. Нагрузки через контакты К4 питаются от первого ис- точника (ввод 1). Нормально замкнутые контакты реле контроля напряжения и нормально замкнутый блок-контакт контактора. К4, включенные в цепь обмотки контактора К5, разомкнуты и обмот- ка этого контактора обесточена. При отключении напряжения лю- бой из фаз источника 1 отпускает соответствующее реле контроля напряжения, обесточивается обмотка контактора К4 и его контак- ты размыкаются. После отпускания реле контроля напряжения его нормально замкнутые контакты через блок-контакт контактора К4 подают напряжение на обмотку контактора К5 и его контакты под- ключают нагрузку ко второму источнику. Суммарное время переключения нагрузки может достигать 0,6... 0,8 с. Устройство требует регулировки и чистки контактов, об- ладает сравнительно невысокой надежностью. В настоящее время на объектах связи широко внедряются устройства АВР, реализованные на автоматических выключателях с приводом, управление которы- ми осуществляется специализированными контроллерами. В устрой- ствах бесперебойного электропитания переменным током — UPS (см. гл. 9) широко применяются полупроводниковые АВР (статические байпасы), характеризующиеся большим быстродействием и более вы- сокой надежностью. Такие АВР реализуются на тиристорах, управ-
Источники электроснабжения предприятий связи 23 Рис. 1.7. Пример схемы АВР на основе электромеханических устройств ление которыми осуществляется транзисторами и микроконтролле- рами. На рис. 1.8 показан пример схемы полупроводникового АВР. Переключающими элементами АВР служат пары встречно-парал- лельных тиристоров. Управление тиристорами осуществляется от специальной управляющей схемы (УУ). Так как АВР по принци- пу действия являются коммутаторами со свободным (естественным) спаданием тока через тиристорные ключи при прекращении подачи на них управляющих импульсов, то их также называют тиристорны- ми коммутаторами с естественной коммутацией (ТКЕ). В нормальных условиях питание нагрузки производится от ос- новного источника через пары VS1-VS2, VS3-VS4, VS5-VS6. При от- клонении напряжения основного источника за установленные преде- лы, контролируемые датчиками Д1-ДЗ, устройство управления У У прерывает подачу импульсов управления на тиристоры ключей ос- новного источника и в момент прохождения мгновенного значения тока через ноль, тиристоры закрываются. Устройство управления начинает выдавать импульсы управления на ключи VS7-VS12, под- ключающие нагрузку к резервному источнику. При срабатывании АВР время пропадания напряжения на нагрузке не превышает: по
24 Глава 1 Рис. 1.8. Схема полупроводникового АВР с естественной коммутацией тока трем фазам —3 мс, по одной фазе —• 10 мс. В устройстве предусмот- рена выдержка времени на срабатывание до 1 с, если отклонения кон- тролируемого напряжения лежат в пределах от +10/-15 % до ±25 % номинального значения. Полупроводниковые АВР выполняются на токи 50 и 100 А; потери мощности не превышают 3 %. Для автоматического отключения нагрузки при недопустимых отклонениях напряжения или тока применяются отключающие уст- К Рис. 1.9. Структурная схема ТКИ ройства типа ТКИ, представляющие собой тиристорные контакторы с искус- ственной коммутацией тиристоров. Структурная схема устройства пока- зана на рис. 1.9. В его состав входят трехфазный тиристорный ключ К, схе- ма контроля напряжения и тока на- грузки СК, схема управления СУ ти- ристорным ключом и вспомогательное зарядное устройство ЗУ.
Источники электроснабжения предприятий связи 25 Схема работает следующим образом. Если напряжение находит- ся в заданных пределах, то схема управления СУ выдает на трех- фазный ключ К импульсы, которые поочередно открывают тиристо- ры и напряжение поступает в нагрузку. Как только напряжение на нагрузке выходит за допустимые пределы, схема управления дает команду на разряд конденсаторов, которые входят в состав ключа К, в результате чего проводящие в этот момент тиристоры ключа К закрываются. Одновременно с этим блокируется подача управ- ляющих импульсов на другие тиристоры и нагрузка отключается от источника. В устройстве предусмотрена выдержка времени, чтобы не было срабатываний от кратковременных импульсов перенапряже- ния, амплитуды которых лежат в пределах до 25 % от допустимых значений. Время отключения нагрузки не более 1 мс. 1.6. Аккумуляторы Аккумуляторы, представляющие собой приборы многократного действия, находят самое широкое применение в электроустановках предприятий телекоммуникаций, прежде всего для реализации си- стем бесперебойной подачи электрической энергии постоянного и пе- ременного тока к аппаратуре. При этом они не только во многом определяют стоимость оборудования и надежность работы ЭПУ, но и, как правило, определяют уровень выходного напряжения ЭПУ по- стоянного тока во всех режимах ее функционирования.. В простейшем случае аккумулятор представляет собой два элек- трода различной природы, ионная проводимость между которыми обеспечивается электролитом. Обычно электроды представляют со- бой металлические каркасы, на которые наносятся активные веще- ства, непосредственно участвующие в электрохимической реакции. При подключении нагрузки между электродами (разряде аккуму- лятора) химическая энергия активных веществ, входящих в состав электродов преобразуются в электрическую энергию, а сами актив- ные вещества при этом превращаются в продукты разряда. Для того чтобы электрохимическая реакция при разряде аккумулятора про- ходила успешно, активное вещество одного из электродов (отрица- тельного) выполняется из металлов, атомы которых легко отдают электроны со своей внешней орбиты (свинец РЬ, кадмий Cd, литий Li и др.). Активное вещество другого электрода (положительного) должно обеспечивать свободное поглощение этих электронов. При заряде аккумулятора подводимая от внешнего источника электриче- ская энергия в основном расходуется на регенерацию продуктов раз- ряда. В ЭПУ и устройствах электропитания телекоммуникационной
26 Глава! аппаратуры наиболее часто применяются кислотные аккумуляторы, электролитом в которых является водный раствор серной кислоты (в жидком или связанном виде). В отдельных случаях находят при- менение щелочные никель-кадмиевые или никель-металлогидридные аккумуляторы. Кроме того, в последнее время все шире применяют- ся литиевые аккумуляторы. Каждый из перечисленных типов акку- муляторов имеет свои достоинства и недостатки. Любой аккумулятор характеризуется рядом электрических и эксплуатационных параметров. Основные параметры аккумулято- ров: • номинальная емкость (С^ом) •— количество электричества, ко- торое может быть получено от предварительно заряженного на 100 %.аккумулятора при номинальном значении разрядного то- ка, номинальной температуре окружающей среды и заданном ко- нечном разрядном напряжении на зажимах аккумулятора. С'„ом измеряется в ампер-часах (А-ч); • номинальное напряжение ((7Ном) , представляющее собой услов- ную среднюю величину напряжения на зажимах аккумулятора при его разряде в номинальном режиме, оговоренном техниче- скими условиями; • номинальный ток разряда (1Р VOM). Значение этого тока обычно указывается в долях от номинальной емкости; • внутреннее сопротивление аккумулятора. Значение этого сопро- тивления указывается в миллиомах; • срок службы аккумулятора (при его эксплуатации в режиме не- прерывного подзаряда) или допустимое. число циклов заряд- разряд. При условии нормальной эксплуатации в конце срока службы (после гарантированного числа циклов заряд-разряд) аккумулятор должен отдавать не менее 80 % свой номинальной емкости. Кроме перечисленных выше параметров при выборе аккумуля- торов для конкретного применения в устройствах электропитания представляют интерес его массогабаритные, конструктивные и стои- мостные параметры, возможность установки в аппаратных стойках и на стеллажах и т.д. 1.6.1. Свинцово-кислотные аккумуляторы К достоинствам свинцово-кислотных (кислотных) по сравнению, например, со щелочными никель-кадмиевыми аккумуляторами сле- дует отнести прежде всего минимальную цену, достаточно узкие пре- делы изменения напряжения и малое значение внутреннего сопротив- ления. Ниже приведена стоимость 1 Вт-час энергии, получаемой от
Источники электроснабжения предприятий связи 27 некоторых типов щелочных аккумуляторов, относительно стоимости свинцово-кислотных аккумуляторов [5]. Тип аккумулятора Относительная стоимость 1 Вт-час энергии аккмуляторов Свинцово-кислотный.........................1 Кадмиево-никелевый (ламельный).............3 Кадмиево-никелевый (безламельный).........13 Железо-никелевый ... /.....................2 Серебряно-цинковый ..................... 15 В настоящее время на стационарных предприятиях связи широ- ко применяются аккумуляторные батареи, составленные либо из ма- лообслуживаемых свинцово-кислотных аккумуляторов, которые ча- сто называют также классическими или кислотными аккумулятора- ми закрытого типа, либо из необслуживаемых свинцово-кислотных аккумуляторов, которые часто называют герметизированными кис- лотными аккумуляторами. Необслуживаемые свинцово-кислотные аккумуляторы иногда в литературе ошибочно называют герметич- ными кислотными аккумуляторами [5]. В аккумуляторах закрытого типа электролит, представляющий собой водный раствор серный кислоты, находится в жидком состоя- нии, тогда как в герметизированных аккумуляторах электролит на- ходится в так называемом связанном состоянии. Устройство и; принцип действия кислотных аккумуля- торов. Простейший классический свинцо-кислотный аккумулятор представляет собой сосуд, выполненный из кислотоупорного мате- риала и заполненный водным раствором серной кислоты (электро- литом), в который помещены два электрода (две пластины). Каж- дый из электродов представляет собой металлическую решетку, на которую наносится активная масса, участвующая в электрохими- ческих процессах происходящих в аккумуляторе при его заряде и разряде. Металлическая решетка имеет выводы, с помощью кото- рых обеспечивается подключение к электродам источника энергии (при заряде аккумулятора) или нагрузки (при разряде аккумулято- ра). Активным материалом одного из электродов полностью заря- женного аккумулятора является чистый свинец РЬ (отрицательный электрод), тогда как активным материалом второго электрода яв- ляется диоксид свинца РЬОг- В водном растворе часть молекул серной кислоты (H2SO4) рас- падается на положительные ионы водорода (протоны) Н+ и отрица- тельные ионы кислотного остатка 2H2S04 4Н+ + SO7~ + SO7~.
28 Глава 1 Точно также часть молекул воды (Н2О) распадается на положи- тельные ионы водорода и отрицательные ионы кислорода О : 2Н2О -н- 4Н+ + 20—. Причем в целом раствор (электролит) остается электрически ней- тральным. Если в электролит погрузить электрод, активная масса которо- го представляет собой чистый свинец РЬ, то часть атомов свинца, легко теряя по два электрона (2е~) со своей внешней орбиты, пре- вращаются в положительные ионы свинца РЬ++, которые вступают в реакцию с отрицательными ионами кислотного остатка SO", об- разуя нейтральные молекулы сульфата свинца PbSC>4, оседающие на поверхности пластины. При этом в электролите повышается концен- трация положительных ионов водорода, что затрудняет дальнейшее образование положительных ионов свинца. Сам электрод, ввиду из- бытка электронов, заряжается отрицательно относительно электро- лита. Значение отрицательного потенциала этого электрода зависит от плотности электролита и его температуры. Если теперь в электролит погрузить второй электрод, активная масса которого представляет собой двуокись (диоксид) свинца РЬО2, то ввиду повышенной концентрации в электролите ионов водорода двуокись свинца будет частично распадаться на положительные че- тырехвалентные ионы свинца РЬ++++ и отрицательные ионы кисло- рода О . РЬО2 РЬ++++ + 20—. Четырехвалентные ионы свинца, присоединяя на свою внешнюю орбиту по два электрона пластины, переходят в двухвалентные ио- ны РЬ++. Последние вступают в реакцию с кислотным остатком SQ—. образуя нейтральные молекулы PbSO.j, оседающие на пла- стине. Сама пластина ввиду недостатка электронов заряжается по- ложительно. ЭДС такого простейшего аккумулятора определяется как разность потенциалов между положительной и отрицательной пластинами (электродами). В результате сульфатации положитель- ного и отрицательного электродов (оседания на поверхности пластин сульфата свинца PbSOi) плотность электролита уменьшается. Это- му также способствует и образование молекул воды в результате реакции между положительными ионами водорода и отрицательны- ми ионами кислорода: 4Н+ + 20— 2Н2О.
Источники электроснабжения предприятий связи 29 Рассмотренный процесс по существу имеет место в сухозаряжен- ном аккумуляторе после заливки в него электролита. Считается, что если через два часа после заливки электролитом плотность умень- шится не более чем на 0,02 кг/л, а температура электролита повы- сится не более чем на 5 °C, то такой аккумулятор способен без заряда отдать не менее 80 % своей номинальной емкости. Процесс заряда или дозаряда аккумулятора заключается в пре- вращении молекул сульфата свинца на отрицательном электроде в чистый свинец и молекул сульфата свинца на положительном элек- троде в двуокись свинца. Следовательно, при заряде аккумулятора энергия источника расходуется на восстановление активной массы электродов и повышение плотности электролита. При этом темпе- ратура электролита повышается. Общая электрохимичекая реакция при заряде имеет вид PbSO4 + PbSO4 + 2Н2О -ч Pb + РЬО2 + 2H2SO4. При заряде свинцово-кислотного, как и любого другого акку- мулятора с водным раствором электролита, имеют место побочные процессы выделения газов. Выделение кислорода на положитель- ном электроде связано с тем что уже при заряженности аккумулято- ра на 50... 80 % отрицательные ионы кислорода начинают отдавать под действием источника энергии по два электрона, превращаясь при этом в атомы кислорода. Поэтому для получения полной разрядной емкости при заряде аккумулятору необходимо обеспечить перезаряд на 10.. .20 % [6]. Выделение водорода на отрицательном электроде начинается практически уже после восстановления активной массы этого электрода. Перезаряд сопровождается значительным выделе- нием водорода на отрицательном электроде и кислорода •—• на по- ложительном. Для уменьшения вероятности выделения водорода: уменьшают содержание сурьмы в свинцово-сурьмяном сплаве метал- лической решетки отрицательного электрода, используют для решет- ки сплавы свинца с другими материалами, применяют металлические решетки из тянутой меди, а также увеличивают количество активной массы этого электрода по сравнению с количеством активной массы положительного электрода. В последнем случае при полном восста- новлении активной массы положительного электрода часть активной массы отрицательного электрода остается не восстановленной, что и исключает выделение водорода. Общая электрохимическая реакция при разряде имеет вид Pb + РЬО2 + 2H2SO4 -> PbSO4 + PbS04 + 2Н2О.
30 Глава 1 Свинцово-кислотные аккумуляторы выпускаются либо в виде от- дельных элементов с номинальным напряжением равным 2,0 В, либо в виде моноблоков. В последнем случае один общий корпус содер- жит несколько элементов (чаще всего 3 или 6 элементов), выводы которых соединяются между собой последовательно, так что напря- жение на выходных зажимах моноблока равно сумме напряжений элементов, входящих в его состав. Обычно аккумуляторы выпуска- ются в виде моноблоков при относительно небольшом значении его номинальной емкости, не превышающей, как правило, нескольких, сот ампер-часов. Герметизированные аккумуляторы в виде моно- блоков находят широкое применение например в децентрализован- ных системах электропитания телекоммуникационного оборудования и источниках бесперебойного питания переменного тока (UPS в ан- глийской транскрипции). Конструктивно любой кислотный аккумулятор (элемент) пред- ставляет собой сосуд (корпус), выполненный из кислотоупорного ма- териала, в котором размещаются отрицательные пластины, сверху соединенные между собой с помощью так называемого мостика в еди- ный пакет, что позволяет существенно увеличить объем активной массы отрицательного электрода. Между отрицательными пласти- нами помещаются положительные пластины, также объединенные в единый пакет. Положительные и отрицательные пластины этих паке- тов изолируются друг от друга высокопористой сепарацией, обеспе- чивающей свободную циркуляцию положительных и отрицательных ионов и защищающей отрицательные и положительные пластины от короткого замыкания между собой. Сверху сосуд герметично закры- вается крышкой, через которую выводятся полюсы (борны) от паке- та положительных и отрицательных пластин. В классических акку- муляторах корпус обычно выполняется из прозрачного пластика •—• стироакрилнитрита (SAN), 'что позволяет контролировать уровень электролита, состояние пластин и внутренних частей выводов (бор- нов). Корпуса герметизированных аккумуляторов чаще всего выпол- няются либо из акрилбутадиенстирола (ABS) либо из полипропиле- на (РР). В классических кислотных аккумуляторах верхняя крыш- ка снабжается резьбовым отверстием (отверстиями) для установки специальных вывинчивающихся пробок, обеспечивающих свободный выход газов (водорода и кислорода), образующихся в аккумуляторе при его эксплуатации. В этих аккумуляторах долив дистиллирован- ной воды или электролита в процессе эксплуатации осуществляет- ся через вывинчивающуюся пробку в верхней крышке сосуда. По причине достаточно большого газовыделения при заряде классиче- ские кислотные 'аккумуляторы размещаются в отдельных специаль-
Источники электроснабжения предприятий связи 31 ных помещениях (аккумуляторных) и заряд их возможен только при работающей приточно-вытяжной вентиляции. В герметизированных аккумуляторах электролит находится в связанном состоянии. Для связывания электролита применяется ли- бо технология GEL (dryfit), либо технология AGM (Absorbed in Glass Mat). При первой технологии в электролит вводятся специальные кремнийорганические добавки-загустители (примерно 6 % селикоге- ля SiO2). Перед заполнением аккумулятора эта желеобразная масса интенсивно перемешивается, в результате она становится текучей. После заполнения аккумулятора эта масса загущается, снова пре- вращаясь в желе. При этом в желе образуется много пор (трещин) размером от 0,1 до 1 мкм [6], которые позволяют газообразному кис- лороду свободно перемещаться от положительных пластин к отри- цательным. В герметизированных аккумуляторах, выполненных по этой технологии, как и в классических аккумуляторах между поло- жительными и отрицательными пластинами, устанавливается сепа- рация. При заряде такого аккумулятора молекулы кислорода, обра- зующиеся у положительных пластин, перемещаются по этим порам (трещинам) к отрицательным пластинам. В результате химической реакции между кислородом О2 и пористым свинцом на поверхности отрицательной пластины образуется оксид свинца (РЬО): 2РЬ + О2 -> 2РЬО. Серная кислота, находящаяся в составе электролита, реагиру- ет с этим оксидом свинца, в результате чего образуется сульфат свинца (PbS04) и вода: 2РЬО + 2H2SO4-> 2PbSO4 + 2Н2О. Образовавшийся таким образом сульфат свинца при электрохими- ческом воздействии распадается и снова образуется свинец и серная кислота: . 2PbSO4 + 2Н2 —> 2Pb + 2H2SO4. Объединяя записанные выше электрохимические реакции, для процессов, происходящих у отрицательных пластин при заряде гер- метизированных аккумуляторов, можно записать общее уравнение: 2Н2 + О2 —> 2Н2О, т.е. в герметизированных аккумуляторах имеет место так называе- мая. рекомбинация кислорода по замкнутому циклу. В результате в условиях нормальной эксплуатации в аккумуляторах при заряде
32 Глава 1 практически отсутствует потеря воды. В этих аккумуляторах в верх- ней крышке устанавливается специальный клапан (valve), позволя- ющий при избыточном давлении газов внутри аккумулятора обес- печить выброс газов в окружающее пространство. Из-за наличия такого клапана герметизированные аккумуляторы (батареи) в ли- тературе иногда обозначаются как VRLA Batteries (Valve Regulated Lead Acid Batteries). При второй технологии (технологии AGM) связывание электро- лита осуществляется путем абсорбирования его специально изготов- ленной микропористой сепарацией. Эта сепарация (специальное стекловолокно) пропитывается дозированным количеством электро- лита так, что образуется пористая система, мелкие поры которой заполнены электролитом, а более крупные остаются пустыми, обес- печивая свободное перемещение газа внутри объема аккумулятора. Как и при технологии GEL, эти аккумуляторы также снабжаются специальными клапанами, предотвращающими в условиях нормаль- ной эксплуатации выделение газов и паров серной кислоты, что поз- воляет размещать такие аккумуляторы в помещениях генераторной, линейно-аппаратных цехов, в автозалах и т.д. Следует иметь в ви- ду, что (в настоящее время) аккумуляторы закрытого типа предъ- являют менее жесткие требования к условиям их эксплуатации, так как допускают более широкие пределы изменения напряжения и то- ка в режиме заряда и разряда по сравнению с герметизированны- ми аккумуляторами. В кислотных аккумуляторах любого типа отрицательные пла- стины выполняются, как правило, намазными (решетчатыми), пред- ставляющими собой свинцовую решетку, в ячейки которой помеща- ется активная масса (рис. 1.10,6), представляющая собой пасту из порошкообразного чистого свинца, замешанного на серной кислоте. Для предупреждения усадки и выпадения активной массы в пасту вводятся различные добавки. В настоящее время в аккумуляторах применяются положительные пластины четырех типов: поверхност- ные, решетчатые, стержневые и трубчатые. Общий вид положитель- ных пластин различных типов показан на рис. 1.10. Положительные пластины поверхностного типа применяются, например, в классических аккумуляторах типа GroE. Эти пластины, называемые также пластинами Планте, отливаются под давлением из чистого свинца (99,99 %) и имеют самую большую поверхность (примерно в 8... 10 раз большую по сравнению с поверхностью обыч- ной плоской пластины таких же габаритов). Аккумуляторы типа GroE имеют наибольший срок службы по сравнению с аккумулято- рами других типов (срок службы таких аккумуляторов составляет 25
Источники электроснабжения предприятий связи 33 Рис. 1.10. Общий вид пластин кислотных аккумуляторов: поверхностного (а), решетчатого (б), трубчатого (в) и стержневого (г) типов лет). В широко применяющихся в системах электропитания телеком- муникационной аппаратуры классических аккумуляторах типа OPzS и герметизированных типа. OPzV применяются трубчатые положи- тельные пластины (рис. 1.10,в). Такая пластина представляет со- бой металлические стержни, выполненные из свинцово-сурьмянного или свинцово-кальциевого сплава (OPzSC) круглого поперечного се- чения, на которые наносится активная масса. Сверху для удержания активной массы и предупреждения ее оползания вниз под действи- ем силы тяжести устанавливаются перфорированные пластмассовые трубки (панцири). Поэтому такие аккумуляторы в литературе ино- гда называют панцирными. В условном обозначении таких аккуму- ляторов (как и аккумуляторов типа GroE) указывается число поло- жительных пластин (число отрицательных пластин для кислотных аккумуляторов любого типа всегда на единицу больше числа положи- тельных пластин) и номинальная емкость. Например, условное обо- значение 80PzS 800 говорит о том, что аккумулятор имеет 8 положи- тельных пластин типа OPz, а его номинальная емкость равна 800 А-ч. Широкое применение в системах электропитания аппаратуры те- лекоммуникаций находят также классические (например, типа OGi) и герметизированные аккумуляторы с положительными и отрица- тельными пластинами решетчатого типа (с намазными пластинами). Применение в герметизированных аккумуляторах намазных пластин в сочетании с технологией AGM позволяет создавать аккумуляторы с малым внутренним сопротивлением, способные работать при ко- ротких режимах разряда. Так, аккумулятор 2RG 200 (типа ESPACE серии RG) с номинальной емкостью 200 А-ч способен при разряде то- 2—5312
34 Глава 1 ком 352 А в течение 10 минут до конечного напряжения 1,75 В/эл отдать заряд равный 58 А^ч. Основные параметры свинцово-кислотных аккумулято- ров. ЭДС и напряжение аккумулятора. Электродвижущая сила (ЭДС) полностью заряженного кислотного аккумулятора (элемен- та) , зависящая в основном от плотности электролита, численно рав-_ на 2,05. ..2,15 В. Плотность электролита заряженного аккумулято- ра (при его температуре +20 °C) лежит в пределах 1,21... 1,3 кг/л. Верхний уровень плотности относится к стартерным аккумуляторам, эксплуатируемым в зимнее время. Значение ЭДС Е, В, с достаточной для практики точностью можно определить по эмпирической форму- ле [7] Е = 0,85 + d, где d — безразмерная величина, численно равная плотности элек- тролита при температуре +20 °C. Изменение температуры электролита незначительно влияет на ЭДС. Повышение температуры электролита на 10 °C увеличивает ЭДС на 0,002... 0,003 В. Напряжение Up при разряде отличается от ЭДС заряженного ак- кумулятора как вследствие уменьшения самой ЭДС (за счет умень- шения плотности электролита), так и за счет падения напряжения на внутреннем сопротивлении аккумулятора Д. Причем Д зависит как от температуры электролита, так и от степени его разряженности: Up — Е ipRij где гр — значение разрядного тока. За номинальное значение среднего разрядного напряжения свин- цово-кислотных аккумуляторов принимается напряжение 2,0 В. В эксплуатационной документации на аккумуляторы всегда ука- зывается значение минимально допустимого напряжения на зажи- мах аккумулятора Up min (конечное разрядное напряжение) в кон- це его разряда при заданной интенсивности и длительности разря- да. Разряд аккумуляторов ниже указанного значения не допустим, так как приводит к образованию крупно кристаллического сульфа- та свинца на поверхности электродов (сульфатации пластин), т.е. к выходу их из строя. Внутреннее сопротивление аккумулятора. Внутреннее актив- ное сопротивление Д аккумулятора представляет сумму сопротив- лений: выводов (борнов); мостиков, объединяющих в пакеты поло- жительные и отрицательные пластины; металлических решеток пла-
Источники электроснабжения предприятий связи 35 стин, сопротивление активных масс электродов и сопротивление элек- тролита. По мере разряда аккумулятора его внутреннее сопротив- ление постепенно увеличивается за счет увеличения сопротивления активных масс электродов (удельное сопротивление сульфата свинца PbSC>4 на несколько порядков больше удельного сопротивления свин- ца РЬ и удельного сопротивления диоксида свинца РЬОг) и увеличе- ния сопротивления электролита в связи с уменьшением его плотно- сти. Внутреннее сопротивление увеличивается также при понижении температуры электролита. Внутреннее сопротивление полностью за- ряженного аккумулятора при номинальной температуре электролита тем меньше, чем больше его номинальная емкость. Например, акку- мулятор типа lOGroE 1000 (с номинальной емкостью 1000 А-ч) в заря- женном состоянии имеет внутреннее сопротивление Ri = 0,105 мОм, а при разряде на 80 % имеет внутреннее сопротивление практически в два раза большее. Помимо активного сопротивления аккумулятор характеризуется еще и индуктивным сопротивлением. При расче- тах токораспределительных сетей постоянного тока в [8] предлагает- ся независимо от номинальной емкости. аккумуляторов принимать индуктивность Li одного аккумулятора (элемента с номинальным напряжением 2,0 В) равной 0,2 мкГн. Полное сопротивление (им- педанс) аккумуляторной батареи Zg, составленной из п последова- тельно включенных элементов на круговой частоте w в этом случае определяется следующим выражением: Z6 = у/ (nRi)2 + (ruvLi)2. Номинальная емкость аккумулятора. Под номинальной емко- стью аккумулятора С^ом понимается количество электричества (А-ч), которое может отдать полностью заряженный аккумулятор при нор- мальных режимах разряда,. оговоренных производителем. Для ста- ционарных классических и герметизированных аккумуляторов под номинальной емкостью чаще всего подразумевается количество, ко- торое можно получить при разряде аккумулятора постоянным по значению током, численно равным номинальной емкости, деленной на 10 в течение 10 часов (Ю-чайэвой режим разряда) при температу- ре электролита, равной 20 °C и конечном значении напряжения на зажимах аккумулятора, равном 1,8 В (1,8 В/эл). Емкость, которую может отдать предварительно заряженный ак- кумулятора, зависит от его конструкции (от типа и количества пла- стин, их размера, т.е. от количества активных материалов), плот- ности электролита и режима разряда (тока разряда и температу- ры окружающей среды). В технической и эксплуатационной доку-
36 Глава 1 ментации на аккумуляторы указываются: значение емкости, соот- ветствующей конкретной длительности разряда (например, обозна- чение Сю соответствует гарантированному значению емкости акку- мулятора при длительности его разряда, равной 10 часов); значе- ние разрядного тока (например,-обозначение А о соответствует мак- симально допустимому разрядному току при длительности разряда, равной 10 часов) и значение допустимого конечного напряжения на зажимах аккумулятора для каждого из указанных режимов разря- да. С увеличением интенсивности разряда (увеличением разрядного тока или разрядной мощности при сокращении длительности раз- ряда) емкость, которую может, отдать аккумулятор до достижения предельно допустимого разрядного напряжения (за которым следу- ет выход его из строя), уменьшается. Например, аккумулятор типа 10 ОРдУ 1000, способный отдать емкость 1000 А-ч при 10-часовом режиме разряда, при одночасовым режиме разряда током 565 А мо- жет отдать только 565 А-ч при конечном напряжении разряда, рав- ным 1,67 В/эл. Уменьшение отдаваемой аккумулятором емкости с увеличением интенсивности его разряда объясняется тем, что обра- зующиеся в процессе разряда частицы сульфата свинца на поверх- ности пластин, объем которых в 2... 3 раза больше объема исходных материалов, препятствуют быстрому проникновению электролита к глубоким слоям активной массы, которые таким образом выключа- ются из электрохимических процессов. При низкой интенсивности разряда (при токах разряда меньших номинального разрядного) ак- кумулятор, как правило, способен отдать емкость большую номи- нальной. Однако отбор емкости большей номинального значения не допустим, так как приводит к резкому сокращению срока службы аккумулятора или выходу его из строя. Изменение температуры электролита также влияет на емкость, отдаваемую аккумулятором при неизменной интенсивности разряда. С понижением температуры электролита ухудшаются его условия до- ступа к активным массам электродов, что приводит к уменьшению емкости отдаваемой аккумулятором. В качестве примера в табл. 1.2 приведены данные по процентному изменению емкости, отдаваемой герметизированными аккумуляторами типа ОРдУ от температуры для 1, 3, 5 и 10-часовых режимов разряда относительно номинальной емкости (соответствующей температуре +20 °C). Эти стационарные герметизированные аккумуляторы (технология dryfit) с трубчатыми положительными пластинами предназначены для режимов разряда от 1 до 20 ч. В этой таблице также указаны конечные значения напря- жений на зажимах аккумулятора для каждого из режимов разряда.
Источники электроснабжения предприятий связи 37 Таблица 1.2 Влияние температуры на емкость для аккумуляторов типа OP Время разряда, ч Конечное напряжение, В/эл Изменение емкости, %, при температуре, °C -10 0 +10 +20 +30 1 1,67 39 59 80 100 105 3 1,76 •55 70 . 85 100 105 б 1,77 60 74 87 100 104 10 1,8 60 74 87 ’ 100 104 Таблица 1.3 Влияние температуры на емкость для аккумуляторов типа ESPACE серии RG Продолжительность разряда Изменение емкости при температуре, °C 0 +5 +10 +15 +20 +25 +30 +36 +40 5...59 мин 0,81 0,87 0,91 0,96 1.0 1,036 1,06 1,086 1,10 1...24 ч 0,87 0,91 0,93 0,97 1,0 1,02 1,03 1,046 1,05 В табл. 1.3 приведены данные по изменению емкости от тем- пературы для герметизированных аккумуляторов типа ESPACE се- рии RG с намазными пластинами (технология AGM), выпускаемых концерном HAWKER. Из анализа данных, приведенных в табл. 1.2 и 1.3, следует, что при коротких режимах разряда (tp < 1 ч) изменение температуры оказывает большее влияние на емкость аккумулятора, по сравне- нию с более длительными режимами разряда. Такая же тенден- ция сохраняется и для классических аккумуляторов. Зависимость емкости от температуры окружающей среды может быть представ- лена в следующем виде: р _ ____________ т 1 + а(20 -ту где Сн — емкость соответствующая нормальной температуре окружа- ющей среды, равной +20 °C; Т — реальная температура окружающей среды; а — температурный коэффициент. Значение коэффициента а для коротких режимов разряда (tp < 1 ч) следует принимать рав- ным 0,01, а для длительных режимов разряда (tp > 1 ч) — равным 0,006 [9]. Саморазряд аккумуляторов. Под саморазрядом аккумуляторов понимается потеря емкости в процессе их хранения (в отключенном от источника энергии состоянии). Саморазряд S за время хранения т обычно выражается в процентах: юо(Со - су
38 Глава 1 где Со '— емкость заряженного аккумулятора; Сг —• остаточная ем- кость аккумулятора после его хранения в течение т месяцев. При отключении заряженного аккумулятора от источника энер- гии электролит вступает в реакцию с активными массами электро- дов, образуя на поверхности отрицательных и положительных пла- стин мелкозернистый сульфат свинца. Этот процесс расходования активных масс электродов, т.е. саморазряд наиболее быстро идет на первом этапе после отключения от источника энергии. При длитель- ном хранении скорость саморазряда уменьшается. Однако фирма- ми изготовителями запрещается хранить заряженные аккумулято- ры более 3...6 месяцев без промежуточных подзарядов. На скорость саморазряда большое влияние оказывает температура окружающей среды. Повышение температуры на каждые 10 °C сокращает допу- стимое время хранения примерно в полтора-два раза. Одной из причин саморазряда является также наличие примесей в электролите и в активных массах электродов, что вызывает побоч- ные электрохимические реакции, приводящие к расходу активных масс электродов. Интенсивность этих побочных реакций возрастает С повышением температуры окружающей среды. Эксплуатация аккумуляторов. Нормальные условия эксплу- атации аккумуляторной батареи предполагают прежде всего выпол- нение требований по правильному размещению и монтажу элемен- тов (моноблоков), входящих в состав этой батареи, на стеллажах или в стативах систем электропитания с соблюдением необходимого зазора между этими элементами и строгого выполнения рекоменда- ций фирм-изготовителей по вводу в эксплуатацию. Необходимый за- зор между элементами, обеспечивающий целостность корпусов при последующей их эксплуатации и нормальные условия охлаждения, регламентируется длиной стандартных межэлементных соедините- лей (перемычек). Последние закрепляются в зависимости от кон- струкции выводов либо посредством болтового соединения, либо по- средством сварки с соблюдением рекомендуемых моментов затяжки или технологии сварки. В настоящее время на предприятиях телекоммуникаций приме- няется в основном один способ эксплуатации аккумуляторных бата- рей — режим непрерывного подзаряда, называемый также буфер- ным режимом. При этом способе эксплуатации (в условиях нормаль- ного функционирования системы электропитания) аппаратура пита- ется от сети переменного тока через выпрямительные устройства, работающие в режиме стабилизации выходного напряжения. Полно- стью заряженная аккумуляторная батарея (батареи) подключена па- раллельно выходу этих выпрямителей (параллельно нагрузке). При
Источники электроснабжения предприятий связи 39 этом значение выходного напряжения выпрямителей определяется требуемым напряжением содержания Uc аккумуляторной батареи, обеспечивающим компенсацию саморазряда аккумуляторов. Напря- жение содержания (непрерывного подзаряда) определяется числом последовательно соединенных элементов в аккумуляторной батареи, требуемым напряжением содержания одного элемента и температу- рой окружающей среды. В зависимости от номинальной плотно- сти электролита и технологии изготовления аккумуляторов напряже- ние содержания для одного элемента при номинальной температуре +20 °C лежит в пределах 2,23... 2,29 В. Для обеспечения нормально- го режима эксплуатации и следовательно нормального срока служ- бы точность стабилизации напряжения содержания аккумуляторов должна быть не ниже ±1 %. В случае применения выпрямителей с меньшей точностью стабилизации выходного напряжения для обес- печения компенсации саморазряда аккумуляторов приходится уве- личивать значение напряжения содержания. Так, для герметизиро- ванных аккумуляторов технологии dryfit типа OPzV при нормальной температуре окружающей среды и стабилизации напряжения содер- жания с точностью 1 % рекомендуемое значение этого напряжения составляет 2,25 В/эл, а при точности стабилизации ±2 % •—2,27 В/эл [10]. Напряжение содержания также следует корректировать в зави- симости от температуры окружающей среды. Такая корректировка (температурная компенсация) должна быть предусмотрена в систе- мах электропитания прежде всего в случае применения герметизиро- ванных аккумуляторов. С ростом температуры окружающей среды, чтобы избежать возможного выхода из строя герметизированных ак- кумуляторов, напряжение их содержания необходимо уменьшать. В современных системах бесперебойного электропитания для слежения за температурой аккумуляторов на корпуса отдельных элементов или моноблоков наклеиваются терморезисторы или термодатчики с помощью которых и осуществляется автоматическая коррекция (тем- пературная компенсация) напряжения содержания аккумуляторных батарей. Значение корректировочного коэффициента для различного типов аккумуляторов лежит в пределах 0,004.. .0,005 В/°С. В каче- стве примера в табл. 1.4 приведены рекомендуемые для герметизиро- ванных аккумуляторов технологии dryfit типа OPzV значения напря- жения содержания одного элемента при различных температурах .и точности стабилизации этого напряжения. Заряд как классических, так и герметизированных аккумуля- торов после появления сети переменного тока осуществляется либо по методу IU. либо по методу U (так называемый щадящий заряд),
40 Глава 1 Таблица 1.4 Напряжение содержания в зависимости от температуры Температура аккуму- ляторной батареи, °C U содержания, В/эл, при точности стабилизации, % ±1 ±2 -10 2,35 2,37 0 2,35 2,37 +10 2,28 2,30 +20 2,25 2,27 +30 2,25 2,27 +40 2,23 2,23 требующий по сравнению с методом IU большей продолжительности для компенсации емкости, отданной аккумуляторами при их разряде. Метод IU предполагает заряд аккумуляторных батарей в две ступени. На первой ступени заряд целесообразно осуществлять при стабилизации зарядного тока 13 на уровне (0,05.. .0,3)С'ю- Следу- ет отметить, что для классических аккумуляторов величина мак- симального зарядного тока в принципе не ограничивается фирма- ми изготовителями. Однако при больших, значениях зарядного тока температура электролита в отдельных элементах может превысить допустимое значение, равное 45 °C, что вынудит прервать процесс заряда и ожидать снижения температуры. По мере заряда и увели- чении плотности электролита напряжение на зажимах батареи воз- растает. Заряд на первой ступени продолжается до тех пор пока напряжение на зажимах аккумуляторной батареи не достигнет зна- чения U3 = (2,35... 2,40)пэл, где пэл •— число последовательно со- единенных элементов в аккумуляторной батареи. После чего необ- ходимо сразу перейти ко второй ступени заряда. Вторая ступень предполагает заряд аккумуляторной батареи при стабилизации на- пряжения на уровне напряжения содержания Uc. Примерный вид кривых изменения напряжения и тока при этом способе заряда по- казан на рис. 1.11,а. Этот способ заряда применим как для классических так и для герметизированных аккумуляторов. Для классических аккумулято- ров признаком окончания заряда является прежде всего постоянство плотности электролита в течение 2 часов а также уменьшение за- рядного тока до значения близкого к току содержания. Герметизи- рованные аккумуляторы считаются полностью заряженными, если, «остаточный» зарядный ток в течение 2 часов больше не изменяется. Значение остаточного зарядного тока для аккумуляторов, выполнен- ных по технологии dryfit составляет (0,4... 0,8) • 10-3С'ю А для двух вольтовых элементов и (1... 3) • 10-3С'ю А для моноблоков [6].
Источники электроснабжения предприятий связи 41 Рис. 1.11. Кривые тока и напряжения на АВ при ее заряде по методу IU (а) и по методу U (б) Метод U является частным случаем метода ГО. При этом методе напряжение на выходе зарядного выпрямителя (зарядного выпрями- теля) устанавливается на уровне напряжения содержания батареи. Причем в начале заряда выпрямители работают в режиме ограниче- ния тока так, что заряд батареи осуществляется неизменным по зна- чению током /огр. После перехода выпрямителей в режим стабилиза- ции напряжения по мере заряда батареи зарядный ток уменьшается. Этот метод заряда рекомендуется к применению для герметизиро- ванных аккумуляторов. Признаком окончания заряда также как и при методе IU является снижение величины зарядного тока до зна- чения /ост и его последующая неизменность. Примерный вид кривой напряжения и тока при этом методе заряда показан на рис. 1.11,6”. В процессе эксплуатации может возникать необходимость в про- ведении так называемых уравнительных (выравнивающих) зарядов аккумуляторных батарей. Уравнительный заряд следует проводить в том случае, когда отклонение напряжения на отдельных элементах аккумуляторной батареи от среднего значения достигает значений, превышающих ±0,2 В, плотность электролита отдельных элементов снижается более чем на 0,01 кг/л от требуемого значения (для клас- сических аккумуляторов) или температура корпусов различных эле- ментов (моноблоков) отличается более чем йа 5 °C. Причинами по- добных аномалий чаще всего являются длительные недозаряды ак- кумуляторов, связанные, например, с пониженным напряжением их содержания, или чрезмерно глубокие разряды аккумуляторных ба- тарей. Уравнительные заряды как классических, так и герметизи- рованных аккумуляторов следует проводить при стабилизации на- пряжения на зажимах батареи на уровне, определяемом из расчета 2,4 В/эл в течение 48.. .72 часов. Причем начальный зарядный ток не должен превышать 0,356'ю. При этом выпрямительное устрой- ство (выпрямительные устройства) работает в режиме ограничения
42 Глава 1 тока. Уравнительный заряд считается законченным, если плотность электролита (только для классических аккумуляторов) и напряже- ние на элементах не изменяются в течение 2 часов. При разработке систем электропитания следует предусматривать возможность удоб- ного вывода батареи из ЭПУ и подключения к ней выпрямительного устройства (выпрямительных устройств), а также слежения за тем- пературой и напряжением отдельных моноблоков батареи в случае размещения их в стативах ЭПУ. При двухступенчатом или уравнительном заряде аккумулято- ров частично имеет место электролиз воды с образованием водорода и кислорода. В классических аккумуляторах эти газы, смесь кото- рых представляет собой гремучий газ, а также пары серной кислоты выделяются в окружающее пространство, поэтому классические ак- кумуляторы должны устанавливаться только в специальных поме- щениях (аккумуляторных), снабженных приточно-вытяжной венти- ляцией. В герметизированных аккумуляторах рекомбинация газов составляет не менее 95 % [11], поэтому они могут устанавливаться в тех же помещениях, что и аппаратура. Необходимый объем циркули- рующего воздуха Q для аккумуляторов любого типа рекомендуется определять в соответствии со следующим выражением [10, 11]: Q = 0,05n3„f1f2l, где пэл — общее число элементов в аккумуляторной батареи; Д —_ коэффициент, значение которого зависит от процентного содержания сурьмы в положительных пластинах (для аккумуляторов с содержа- нием сурьмы более 3 % Д = 1, а для аккумуляторов с содержанием сурьмы менее 3 % Д = 0,5); Д — коэффициент, значение которо- го для классических аккумуляторов принимается равным 1, а для герметизированных — 0,5; I — зарядный ток, численно равный для всех типов аккумуляторов, 0,lCio, А. Срок службы классических и герметизированных аккумулято- ров существенно зависит от переменной составляющей тока аккуму- ляторов (так называемого наложенного переменного тока) как при их заряде, так и при их работе в буферном режиме. Переменная со- ставляющая тока аккумуляторов появляется прежде всего за счет импульсного потребления энергии нагрузкой. Такой нагрузкой с им- пульсным потреблением энергии являются практически все совре- менные конверторы (DC-DC преобразователи) и инверторы (DC-АС преобразователи), подключаемые к выходу выпрямительно-аккуму- ляторных установок. При заряде аккумуляторов по методу IU на первой ступени заряда до напряжения 2,4 В/эл действующее зна-
Источники электроснабжения предприятий связи 43 чение переменной составляющей тока для большинства как класси- ческих, так и герметизированных аккумуляторов регламентируется на уровне, не превышающем 10 А на 100 А-ч номинальной емкости [10, 11]. Для второй ступени заряда (или при заряде по методу U), а также для режима содержания действующее значение переменной составляющей тока не должно превышать 5 А на 100 А’Ч номиналь- ной емкости аккумулятора. 1.6.2. Щелочные аккумуляторы В переносной аппаратуре связи, а также на сельских АТС неболь- шой емкости находят применение щелочные аккумуляторы, которые в отличие от кислотных могут эксплуатироваться при низких тем- пературах окружающей среды. На практике применяются как гер- метичные никель-кадмиевые (НК) аккумуляторы, так и НК акку- муляторы закрытого типа. Наибольшее применение находят ламельные НК аккумуляторы закрытого типа. Ламели представляют собой плоские коробочки из стальной никелированной перфорированной ленты, в которые поме- щается активная масса электродов. Ламели закрепляются в рамках из никелированной стали, образуя положительные и отрицательные пластины аккумулятора. Активная масса положительных пластин состоит из гидроксида никеля (NiOOH), активная масса отрицатель- ных пластин — из кадмия (Cd). Положительные и отрицательные пластины изолируются друг от друга полимерным сепаратором и по- мещаются либо в стальные никелированные, либо в полупрозрачные ударопрочные пластиковые сосуды (число положительных пластин на одну больше числа отрицательных пластин). Верхняя крышка аккумулятора, как и в классических свинцово-кислотных аккуму- ляторах, имеет заливочное отверстие, закрываемое пластмассовой пробкой. Электролитом служит водный раствор гидроксида калия (КОН) плотностью 1,19... 1,21 г/см3 с добавкой 20 г/л гидрата оки- си лития (LiOH). Основная электрохимическая реакция при заряде и разряде НК аккумулятора имеет вид заряд 2NiOOH + Cd + 2H2O 2Ni(OH)2 + Cd(OH)2. разряд Как следует из этой реакции, в НК аккумуляторах в процес- се заряда и разряда электролит активно не участвует и поэтому его концентрация практически не меняется. Кроме основной элек- трохимической реакции, при перезарядах НК аккумуляторов про- текают побочные процессы, связанные с выделением кислорода на положительном электроде и водорода на отрицательном электроде.
44 Глава 1 Кислород, выделяющийся на положительном электроде, через по- ристый сепаратор достигает отрицательного электрода, где и всту- пает в реакцию с кадмием, реализуя так называемый замкнутый кислородный цикл [6]:- 1/2О2 + Cd + Н2О пер^яд Cd(OH)2. В нормальной ситуации скорость доставки кислорода от положи- тельного электрода к отрицательному и его рекомбинация обеспечи- вают отсутствие избыточного давления и в герметичных НК аккуму- ляторах. Скорость окисления водорода на положительном электроде NiOOH + 1/2Н2 —> Ni(OH)2 протекает с более низкой скоростью, что может привести к накоплению водорода и разгерметизации герме7 тичного аккумулятора. Для того чтобы исключить возможность разгерметизации, ем- кость отрицательного электрода (количество активной массы) обыч- но заметно превышает емкость положительного электрода. Поэтому емкость герметичного НК аккумулятора определяется емкостью его положительного оксидно-никелевого электрода. Герметичные НК аккумуляторы выполняются, как правило, безламельными (пласти- ны изготовляются напрессовкой порошкообразной активной массы на стальную рамку с последующей формовкой, в процессе которой им придают необходимую пористость и прочность). Безламельные аккумуляторы характеризуются большими удельными значениями емкости и энергии и имеют существенно меньшее внутреннее сопро- тивление. Однако по сроку службы и механической прочности они уступают ламельным аккумуляторам. ЭДС щелочных аккумуляторов ниже, чем у кислотных. У полно- стью заряженного НК аккумулятора ЭДС составляет 1,30... 1,35 В. Номинальное напряжение (среднее значение напряжения при разря- де) НК аккумулятора принимается равным 1,2 В, а напряжение в конце разряда 1,0 В. Конечное напряжение заряда —• 1,75... 1,8 В. Столь большое относительное, изменение напряжения НК аккумуля- торов ограничивает их применение в стационарных установках связи. В настоящее время в персональных компьютерах, сотовых теле- фонах, измерительной и бытовой технике достаточно широко приме- няются герметичные никель-металлгидридные (Ni-MH) аккумулято- ры. Замена отрицательного кадмиевого электрода на электрод из сплавов никеля с металлами редкоземельной группы позволила уве- личить в 1,5 раза объем и емкость положительного электрода, ко- торый и определяет емкость аккумулятора при тех же габаритах и массе. Отказ от кадмия означает также переход к более экологически
Источники электроснабжения предприятий связи 45 чистым производствам и позволяет легче решать проблему утилиза- ции использованных аккумуляторов. Кроме того в Ni-MH аккумуля- торах удалось до некоторой степени уменьшить «эффект памяти» (необходимость перед зарядом полностью разряжать аккумулятор для предотвращения ухудшения его характеристик), что позволяет использовать их в аппаратуре в качестве буферного источника пи- тания. Отечественными и зарубежными фирмами выпускаются ак- кумуляторы с номинальной емкостью до 15 А-ч. Номинальное на- пряжение Ni-MH аккумулятора такое же, как и у НК аккумулятора. Однако следует иметь в виду, что в процессе заряда Ni-MH аккуму- лятора выделяется больше теплоты, чем при заряде НК аккумуля- торов. Поэтому их эксплуатация при температурах выше 40 °C недо- пустима [6]. Кроме того, следует иметь в виду, что потери емкости отрицательного электрода при очень глубоких разрядах безвозврат- ны, что предъявляет более жесткие требования к подбору аккуму- ляторов при их последовательном соединении в батарею и контролю процесса разряда, чем в случае использования НК аккумуляторов. Последовательное соединение более 10 аккумуляторов не рекоменду- ется. При соединении в батарею более 10 аккумуляторов рекомен- дуется принимать конечное разрядное напряжение равным (1,1п) В, где п — число аккумуляторов в батарее. Аккумуляторы в батарее соединяются между собой с помощью никелевой или никелированной стальной ленты, которая приваривается к положительному выводу и корпусу аккумулятора точечной сваркой. Для контроля заряда Ni-Cd и Ni-MH аккумуляторов и аккуму- ляторных батарей ведущие фирмы изготовители выпускают специа- лизированные микроконтроллеры в интегральном исполнении, поз- воляющие контролировать процесс заряда по нескольким парамет- рам, что обеспечивает надежную их работу. Так, немецкая компа- ния Maxim с 1997 года предлагает универсальное устройство для за- ряда Ni-Cd и Ni-MH батарей из 1-16 аккумуляторов, в котором ис- пользуется микроконтроллер Мах2003А, позволяющий следить при заряде за температурой, напряжением и требуемой длительностью заряда. Известен более надежный критерий оценки зарядного про- цесса и состояния аккумулятора [6] по отклику аккумуляторов на тестовый сигнал переменного тока низкой частоты. При сообщении аккумулятору примерно 100 % его номинальной емкости начинается бурный процесс выделения кислорода на положительном электроде, в результате чего угол сдвига между напряжением и током тесто- вого сигнала увеличивается в несколько раз. Этот метод исполь- зуется фирмой Liebert и для оценки состояния герметизированных кислотных аккумуляторов.
46 Глава 1 Наиболее перспективными в настоящее время для переносной аппаратуры связи являются литий-ионные и литий-полимерные (Li- Ion, Li-Pol) аккумуляторы, обладающие максимальной удельной энергией (Вт-ч/дм3, Вт-ч/кг). Так, литий-ионный аккумуляторы се- рии МР, выпускаемые фирмой SAFT [12] с номинальной емкостью от 2,1 до 5 А-ч характеризуются удельной энергией на уровне 250... ... 280 Вт-ч/дм3, что существенно выше, чем для любого другого типа’ щелочных аккумуляторов. Номинальное напряжение этих аккуму- ляторов лежит в пределах 3,5... 3,7 В. Аккумуляторы работоспособ- ны в широком диапазоне температур и токов разряда. Саморазряд их составляет 5.... 10 % в месяц. Гарантированный срок службы 500 циклов заряд-разряд, после которых они теряют не более 10... 15 % начальной емкости. Фирма Panasonic выпускает литий-ионные акку- муляторы, удельная энергия которых достигает 400 Вт-ч/дм3. Номи- нальное напряжение этих аккумуляторов — 3,7 В. Причем при разря- де токами до 2G'„ аккумуляторы способны отдать 80 % емкости при снижении напряжения до 3,0 В [6]. Диапазон рабочих температур: от —40 до +50 °C. Дальнейшее совершенствование литий-ионных ак- кумуляторов считается одним из самых перспективных направлений работ в области электрохимической энергетики. Li-Pol аккумуляторы имеют примерно такую же плотность энер- гии, что и Li-Ion, но допускают изготовление в не традиционных для обычных аккумуляторов пластичных геометрических формах. Такие аккумуляторы способны заполнить любое свободное пространство в сотовом телефоне. Диапазон рабочих температур для Li-Pol акку- муляторов от 0 до +60 °C [14]. 1.7. Собственные электростанции с двигателями внутреннего сгорания Основным типом собственных электростанций предприятия свя- зи являются дизель-генераторные станции. Электростанции пред- приятий связи могут занимать как отдельные здания, так и часть помещения технического здания, внутри которого находятся элек- троустановки. В состав дизель-генераторной установки входят ди- зельные двигатели с системами охлаждения и запуска, синхронные генераторы, устройства контроля и автоматики, устройства отбора и распределения электроэнергии и АВР, а также топливная систе- ма с необходимыми емкостями. Режимы работы установки зависят от степени автоматизации устройств управления. На предприятиях связи в основном приме- няются установки с так называемой третьей степенью автоматиза-
Источники электроснабжения предприятий связи 47 ции, при которой автоматически обеспечивается поддержание часто- ты вращения, температуры охлаждающей жидкости, остановка с вы- дачей сигнала при повышении допустимой температуры и скорости вращения, снижении давления масла, пуск двигателя с выполнением необходимых предпусковых работ, прием нагрузки, пополнение рас- ходных емкостей, управление работой вентиляции и отопления поме- щения электростанции. Кроме того, автоматически поддерживаются в заданных пределах такие электрические выходные параметры, как напряжение и частота переменного тока. Собственная электростанция должна обеспечивать электроснаб- жением аппаратуру связи, сеть общего аварийного освещения, элек- тродвигатели систем отопления и вентиляции и заряд аккумулятор- ных батарей устройств бесперебойного электропитания. Выбор мощ- ности дизель-генераторной установки следует проводить с учетом особенностей потребления устройств бесперебойного электропитания, в том числе коэффициента спроса нагрузки. Применение в электро- установке предприятия связи устройств бесперебойного электропита- ния с «плавным стартом» позволяет заметно уменьшить установоч- ную мощность дизель-генератора и улучшает качество переходного процесса при замещении сети переменного тока. На предприятиях связи применяются различные типы дизель- генераторных электростанций, мощность которых изменяется от еди- ниц до нескольких сотен киловатт. Широкое применение нашли оте- чественные автоматизированные станции с агрегатами на 48, 200, 315 и 500 кВт [4]. Агрегат ДГА-3-48 М обеспечивает номинальную выходную мощ- ность до 50 кВт и напряжение 3x400 В. Нестабильность напряжения не хуже ±2 % номинального значения при плавном изменении сим- метричной по фазам нагрузки от 100 до 0 %. При резких сбросах и иабросах нагрузки в указанных выше пределах напряжение не вы- ходит за пределы ±20 %. Допускается в течение одного часа отбор мощности, превышающей на 10 % номинальную. Ресурс непрерывной работы агрегата не превышает 200 ч. Ресурс агрегата до капитально- го ремонта составляет 8000 ч. При пуске агрегата продолжительность времени включения электроагрегата не более 12 с. Время приема аг- регатом нагрузки при пуске с первой попытки из состояния горячего резерва не превышает 15 с. Последующие включения стартера про- исходят после выдержки не менее 60 с. Устройства управления рабо- той агрегата размещаются на двух щитах ШДГА-48 М и ЩАВ-48 М. Агрегат нормально работает при изменениях температуры воздуха в помещении от +8 до +50 °C и относительной влажности 95±3 % (при температуре 25±2 °C).
48 Глава 1 Аварийная остановка дизеля происходит при исчезновении на- пряжения генератора, превышения температуры жидкости в систе- ме охлаждения выше 105°С, понижения давления масла в системе смазки дизеля менее 1,7 кГс/см2, повышения частоты вращения ко- ленчатого вала дизеля выше 1700 об/мин, перегрузке генератора, ис- чезновении напряжения в цепях управления и несостоявшемся за- пуске. Питание цепей управления и исполнительных устройств про- изводится от источника постоянного напряжения 24 В. Устройства пополнения топливных баков, подогрева воды и масла работают от переменного напряжения 220 В. Дизель-генераторный агрегат АСДА-200-Е/400-ЗД имеет выход- ную мощность 200 кВт и напряжение 3x400 В. При изменении на- грузки от нуля до 100 % и коэффициенте мощности от 0,8 до 1,0 нестабильность выходного напряжения не хуже ±2 %. Максималь- ные отклонения напряжения при сбросах и набросах 50 и 100 % на- грузки не выходят за пределы ±10 и ±20 % соответственно. Длитель- ность переходных процессов не превышает 1 и 2 с. Система автомати- ческого регулирования частоты вращения коленчатого вала дизеля обеспечивает нестабильность частоты выходного .напряжения не бо- лее ±0,75 % в диапазоне нагрузок от 100 до 25 % и не более ±1 % при нагрузках ниже 25 % номинального значения. Максимальное отклонение частоты после мгновенного сброса и наброса 100 %-ной нагрузки не более ±7 %. Длительность переходного процесса при этом менее 3 с. Агрегат допускает работу при несимметричной на- грузке по фазам в пределах до 25 % от номинального тока. При этом максимальная разность линейных или фазных напряжений по отношению к соответствующему номинальному напряжению не пре- вышает 5 %. Если нагрузка на агрегат не менее 40 % номинальной мощности, то допускается длительная работа агрегата. Непрерыв- ная работа агрегата с дозаправкой топливом и маслом составляет 240 ч. Агрегат предназначен для работы при изменениях температу- ры окружающего воздуха от ±5 до ±50 °C и относительной влажно- сти воздуха до 98 % при температуре 25 °C. Пуск и прием нагруз- ки при автоматическом управлении из состояния горячей готовности осуществляется за время не более 3Q с, если запуск агрегата произ- веден с первой попытки. При запуске агрегата с третьей попытки время приема нагрузки не более 1 мин. Ресурс до первого капиталь- ного ремонта 8000 ч. Перерыв между двумя перегрузками должен быть не менее двух часов. Станция с агрегатами АСДА-200, используемая в качестве ре- зервного источника, может автоматически запускаться в работу в
Источники электроснабжения предприятий связи 49 Таблица 1.5 Основные технические параметры электростанций серии АС Параметр Тип станции АС-806/1 АС-814/1 FC-804/1 Номинальная выходная мощность, кВт 315 500 500 Максимальная мощность в течение 1 ч, кВт 350 550 550 Повторение режима максимальной мощности, ч 5 5 5 Напряжение, В 400 400 400 Частота, Гц 50 50 50 Коэффициент мощности индуктивный 0,8 0,8 0,8 Максимальное отклонение частоты после мгновенного сброса или наброса нагрузки, % 11 8 7,5 Ресурс непрерывной работы, ч 240 250 250 Ресурс до капитального ремонта, ч 12000 10000 6000 Срок службы, лет 10 10 10 Температура наружного воздуха, °C Температура в машинном зале, °C Предельная относительная влажность при 25 °C, % Время запуска при температуре воды, масла, топлива и воздуха от 15 до 50 °C ±50 8...50 98 Не более 15 С случае недопустимого снижения напряжения основной сети прй дли- тельности до 6 с, а также выключаться за время 12 с после вос- становления напряжения основной сети. При автоматическом запус- ке одновременно могут включаться сразу три агрегата, после чего один из них берет нагрузку, а два другие останавливаются. В слу- чае снижения нагрузки до 30 % на любом из параллельно работа- ющих агрегатов он отключается. Агрегат допускает параллельно работу с внешней сетью. При мощности потребителей больше 200 кВт применяются авто- матизированные дизельные электростанции серии АС (табл. 1.5). Для этих электростанций нестабильность частоты переменного напряжения при неизменной нагрузке не превышает ±5 % номиналь- ного значения; отклонения выходного напряжения не превышают ±1,0 % при любой неизменной нагрузке. Допускается несимметрич- ность нагрузки фаз до 25 %. При этом наибольшая разность линей- ных напряжений составляет менее 5 %. В случае сброса и наброса нагрузки выходное напряжение восстанавливается до указанных вы- ше величин за время, не превышающее 2 с. Станции АС допускают длительную параллельную работу с внешней сетью или однотипными станциями. Не допускается дли- тельная работа станции при ее нагрузке менее 10 % номинального значения. Для размещения собственных электростанций на предприятиях
50 Глава 1 связи оборудуются специальные помещения. Эти помещения могут устраиваться как в отдельных зданиях, так и в технических здани- ях предприятий связи. Электростанции с тихоходными двигателя- ми, имеющими менее 1000 об/мин, располагаются в отдельных од- ноэтажных каменных зданиях. Станции с быстроходными двигате- лями мощностью до 500 кВт включительно можно размещать в об- щих технических зданиях предприятия в специально выделенном и оборудованном помещении,- имеющем выход через звукоизолирую- щий тамбур. В общих зданиях не разрешается размещение посто- янно работающих АДЭС. Размеры помещения электростанции определяются при проек- тировании и в зависимости от устанавливаемого в нем оборудования. Высота помещений обычно принимается равной 3... 3,5 м, так как в машинном зале для монтажа и разборки агрегата устанавливается подъемный механизм. Фундаменты агрегатов отделяются аморти- зирующими прокладками. Ширина проходов между агрегатами, а также между агрегатом и стеной составляет 80... 100 см. Щиты управления и распределения размещаются в отдельных помещениях таким образом, Чтобы их лицевые стороны хорошо осве- щались естественным освещением. Металлические глушители вы- хлопной системы устанавливаются на наружной стене здания на крон- штейнах. Расходные топливные баки, масляный бак и бак для охла- ждающей жидкости размещаются на стенах машинного помещения на металлических кронштейнах. Топливный бак устанавливается на такой высоте, чтобы его дно было выше топливного насоса дизеля. Для каждого агрегата устанавливается свой бак. Аккумуляторная батарея для питания электростартеров и це- пей управления размещаются обычно в машинном зале на неболь- ших стеллажах или в деревянных шкафах. 1.8. Преобразователи различных видов энергии в электрическую 1.8.1. Термоэлектрические генераторы В простейшем виде термоэлектрический генератор (ТЭГ) пред- ставляет собой батарею термопар, у которых одни концы спаев нагре- ваются, а другие охлаждаются. Благодаря разности температур кон- цов спаев термопар создается термо-ЭДС и во внешней цепи протека- ет ток. Термоэлементы рассчитаны на работу при разности температур в 300 °C, при этом каждый элемент генерирует напряжение около
Источники электроснабжения предприятий связи 51 0,12... 0,14 В. Число элементов в батарее определяется требуемой ве- личиной выходного напряжения. Практика имеет опыт получения ТЭГ с напряжением до 120 В, токами до 500 А и суммарным КПД около 5 %. По виду вольт-амперной характеристики ТЭГ близок к источнику тока, при этом наибольшая мощность отдается при согла- сованной нагрузке (7?вн = /?.„). Автономные источники (АИП) с ТЭГ содержат термоэлектриче- ский блок, систему хранения и подачи топлива. Основой АИП является унифицированный ТЭГ, непосредственно преобразующий тепло, получаемое при сжигании углеводородного, газового или жидкого топлива в электрическую энергию. Блок электропитания представляет собой теплоизолированный контейнер для размещения ТЭГ, аппаратуры поддержания качества электроэнергии и автоматического управления элементами буфер- ных аккумуляторных батарей емкостью до 190 А-ч, агрегата реду- цирования давления газа при использовании в качестве топлива га- за или системы подачи и дозирования жидкого топлива (керосина, осветительного или авиационного топлива). В зависимости от требуемого уровня мощности, вида топлива и надежности в контейнере устанавливаются от 3 до 6 ТЭГ (с горел- ками на газовом или жидком топливе). Термоэлектрические гене- раторы на газе типа ГТК-150 и на жидком топливе типа ГТЖ-160 отличаются между собой только горелками. Эти ТЭГ унифициро- ваны так, что легко могут быть взаимозаменяемыми. В табл. 1.6 приведены основные параметры АИП на газообразном (ГТГ) и жид- ком (ГТЖ) топливе. Приведенные в таблице данные для разновидностей АИП мощ- ностью 400, 640 и 900 Вт показывают, что фактически одна и та же конструкция АИП позволяет получить гамму свойств, которые мо- гут удовлетворять запросы различных потребителей. Все три уста- новки имеют общую конструкцию и комплектацию АИП. Их разли- чие состоит в способе коммутации генераторов и их нагрузки и в режимах эксплуатации ТЭГ. Так, АИП-400 и АИП-600 обеспечивают питание двух гальва- нически развязанных потребителей по 200 и 320 Вт соответственно. Эти установки имеют 50%-ное резервирование. Установки на жидком топливе АИП-320, АИП-480 и АИП-800 от- личаются между собой числом рабочих ТЭГ (2, 3 и 5 соответственно) при одном генераторе, находящемся в холодном резерве. Во всех указанных АИП резервирование осуществляется вклю- чением резервного ТЭГ и автоматической заменой им отказавшего рабочего ТЭГ.
52 Глава 1 Таблица 1.6 Параметры, дополнительные сведения АИП на газообразном топливе с ГТГ-150 АИП на жидком топливе с ГТЖ-160 АИП- 400 АИП- 600 АИП- 900 АИП- 320 АИП- 480 АИП- 800 Электрическая мощность, ВТ 400 640 900 320 480 800 (2x200) (2x320) Число ТЭГ в установке: рабочие 4 4 5 2 3 5 резервные 2 2 1 1 1 1 Электрическая мощность одно- го термоэлектрического генера- тора, Вт 130 190 190 180 180 180 Номинальное напряжение АИП, В 27tj Расход топлива АИП и ТЭГ, кГ/ч: часовой АИП, кГ/ч. 1,5 (2,25) 13200 2,0 (3.0) 17520 2,4 (3,54) 21200 1,34 2,02 3,36 (природный газ м3/ч) годовой АИП 11750 17650 29400 часовой ТЭГ 0,325 (0.49) 0,475 (0,72) 0,475 (0,72) 0,67 0,67 0,67 (природный газ, м3/ч) Удельный расход топлива, кГ/кВтч: АИП 3,76 3,14 2,66 4,18 4,18 4,18 ТЭГ 2,50 2,50 2,50 3,50 3,50 3,50 Запас топлива на автономность с учетом 20 % остатка, т 15,75 21,00 25,50 7,00 19,50 17,70 Габаритные размеры блока энергопитания АИП, мм, не более: ширина 3240 3240 3240 3240 3240 3240 длина 6330 6330 6330 4800 5500 6330 высота 6600 6600 6600 4800 6600 6600 (транспортная) (3200) (3200) (3200) (2600) (3200) (3200) Масса блока энергопитания АИП, кг 8200 8200 8200 6800 7400 8200 Ресурс, лет 10,0 10,0 10,0 10,0 10,0 10,0 Примечание: температура в контейнере с радиоэлектронной аппаратурой под- держивается за счет кондиционера и вентиляции с электроприводом. 1.8.2. Электрогенераторы с фотоэлементами (солнечными батареями) Для электроснабжения предприятий связи, расположенных в районах с большим числом солнечных дней, где отсутствуют элек- трические сети общего пользования целесообразно применение авто- номных установок? на базе солнечных электрогенераторов (СЭ).
Источники электроснабжения предприятий связи 53 Внедрение на сети связи СЭ приходится на 80-е годы XX века. Пионерами в этой области выступили страны Западной Африки и Австралии. В [15] описывается установка питания, внедренная в 1989 г. в Австралии для цифровой системы связи. В том же го- ду английская компания British Teleconsult приступила к созданию в Западной Африке [16] установок с использованием СЭ и резервны- ми аккумуляторными батареями мощностью 52 кВт вместо дизель- генераторных и парогенераторных электростанций для электропита- ния аппаратуры радиорелейных станций. Весьма интересные работы были опубликованы в ряде Европейских и Американских изданий [17, 18]. В России в 1990 г. вышла работа [19], в которой исследо- вался автономный источник с СЭ для электропитания аппаратуры волоконно-оптической системы передачи. Современное состояние и перспективы развития солнечной энер- гетики рассмотрены в [20]. Автор отмечает два важнейших факто- ра, которые привлекают особое внимание, а именно экологическая безопасность и неограниченные во времени запасы солнечной энер- гии. В то же время при применении СЭ следует учитывать такие существенные проблемы, как флуктуации солнечной радиации в за- висимости от погоды и месторасположения установки, а также срав- нительно низкая плотность энергии соднечной радиации, мощность которой не превышает 2 кВт/м2. Технико-экономические показате- ли СЭ определяются в основном стоимостью фотоэлементов и их КПД. Наибольшее применение находят фотоэлементы на основе мо- нокристаллического кремния. Этот тип элементов характеризуется отработанной технологией изготовления, достаточно высоким КПД, стабильностью и надежностью. Коммерческие образцы имеют КПД 14. ..17 %, в то время как отдельные лабораторные — 22. ..26 %. Что касается стоимости монокристаллических элементов, то за по- следующие пять лет ожидается ее снижение на 10... 15 %. В про- мышленных установках возможны комбинации различных источни- ков электроэнергии и СЭ, например аккумуляторные батареи, ди- зельгенераторы, турбо и теплогенераторы. Перспективны установки на базе СЭ и аккумуляторов. Такие установки, как правило, содер- жат СЭ, статические преобразователи, аккумуляторные батареи или молекулярные накопители и систему контроля и управления. При выборе параметров отдельных устройств следует руководствоваться характером работы электрогенератора (в автономном режиме), тех- нологической нагрузкой, мощностью световой энергии на квадратный метр для предполагаемого места размещения, соотношением солнеч- ных и пасмурных дней в году, а также ожидаемыми экономическими показателями, включая эксплуатационные расходы.
54 Глава 1 Рис. 1.12. Электростанция с использованием солнечных батарей: 1 — солнеч- ные батареи; 2 —• аккумуляторные батареи; 3 — технологические нагрузки; 4 — вспомогательные нагрузки; 5—выпрямители; 6—АДЭС; 7—управляющее устройство Примером действующей на сети электросвязи промышленной ус- тановки, предназначенной для электропитания промежуточной ра- диорелейной станции (PPG), может служить электростанция, струк- турная схема которой показана на рис. 1.12. Солнечная батарея содержит 48 модулей, каждый из которых рассчитан на мощность 75 Вт при выходном напряжении 48 В. Модули соединены последовательно по четыре штуки и собра- ны в шесть последовательно включенных групп. Общая площадь поверхности батареи составляет 30 м2. Все модули установлены в одной плоскости и ориентированы на юг под углом 38... 42° к гори- зонту. Двухгруппная аккумуляторная батарея на напряжение 48 В укомплектована аккумуляторами с номинальной емкостью 900 А-ч. Запас емкости рассчитан на 120 часов автономной работы. Автоматизированный дизель-генератор на 8,5 кВА обеспечивает питание нагрузки и заряд аккумуляторной батареи, когда солнечная батарея не выдает запланированной мощности. Управляющее устройство следит за работой оборудования и при необходимости включает или отключает дизель-генератор или группы солнечных батарей, а также выдает в систему телемеханики РРС информацию об оборудовании. Аппаратура PPG потребляет до 800 Вт электрической энергии постоянного тока при напряжении 48 В. Все оборудование электростанции, за исключением солнечных батарей, размещается в термостатированном контейнере. Параметры климата в контейнере поддерживаются автоматически и (или) вруч- ную за счет обогрёва дизель-генератором и работы вентиляции.
Источники электроснабжения предприятий связи 55 1.8.3. Электростанция с применением паротурбогенераторов Для электроснабжения предприятий связи, расположенных в районах, где отсутствует энергетическая сеть общего пользования, успешно применяются автономные паротурбогенераторные электро- станции постоянного тока. Особенностями этих электростанций яв- ляются высокая надежность, длительный срок службы, отличная экология, минимальное обслуживание. В качестве топлива может использоваться природный газ, керосин или дизтопливо. Как правило, электростанция содержит два паротурбогенерато- ра, аккумуляторную батарею, горелку и блок контроля и управле- ния. Паротурбогенератор работает следующим образом. Горелка на- гревает в паротурбогенераторе жидкость, часть которой испаряется, и получившийся пар вращает колесо турбины, на валу которой рас- положен ротор генератора. Далее пар поступает в конденсатор, где охлаждается, конденсируется и полученная жидкость откачивается насосом в парогенератор. Цикл повторяется до тех пор, пока работа- ет горелка. Система полностью герметизирована и никаких потерь рабочей жидкости не происходит. Электрический генератор выраба- тывает трехфазный ток, который выпрямляется. Имеется система регулирования подачи топлива в зависимости от нагрузки. Паро- турбогенератор отключается, если выходное напряжение постоянно- го тока ниже или выше заданной нормы или при превышении темпе- ратуры рабочей жидкости. Кроме того, имеется защита от коротких замыканий и превышения скорости вращения турбины. Для заряда аккумуляторной батареи в генераторе предусмотрен необходимый за- пас мощности, а в схеме станции — возможность автоматического и ручного переключения батареи из режима непрерывного подзаряда в режим ускоренного заряда. Обратный перевод в режим непрерывного подзаряда произво- дится либо вручную, либо автоматически после истечения задан- ного времени заряда. Выпускаются паротурбогенераторы на мощности от сотен ватт до нескольких киловатт на различные выходные напряжения. Они рассчитываются на работу от —60 до +45 °C (арктический вариант) и на высоте до 2000 м (специальный вариант до 4500 м). Иллюстрацией к промышленным паротурбогенераторным уста- новкам могут служить изделия известной фирмы «Ормат» [21]. По данным фирмы опыт эксплуатации этих установок показывает 95 % вероятность безотказной работы за время не менее 2 • 10б часов, что
56 Г л а в а 1 значительно превышает нормы международных требований к первич- ным источникам энергии для удаленных телекоммуникационных си- стем. Установки характеризуются низкими эксплуатационными рас- ходами, что объясняется высокой надежностью паротурбогенерато- ров за счет их конструктивных особенностей. Модельный ряд фир- мы «Ормат» включает установки на выходную мощность от 0,2 до 4,5 кВт при напряжении постоянного тока 24, 48 и 125 В. Изменения выходных напряжений не выходят за пределы ±3,5 %. Установки работают в широком диапазоне температур и на высоте до 4,5 км над уровнем моря. Топливом могут служить природный или сжиженный газ, дизельное топливо и керосин. Средний расход топлива при пол- ной нагрузке паротурбогенератораи температуре окружающей среды +25 °C составляет 17600 ккал/ч на 1 кВт выходной мощности. По требованию заказчика фирма может поставлять гибридные установ- ки с СЭ и ветрогенераторами.
Г л а в a 2 Электрические компоненты устройств электропитания Развитие и широкое внедрение в практику новых технологий не- возможно без использования современной элементной базы, без уче- та физических основ и особенностей её функционирования, учета тенденций в области повышения быстродействия полупроводниковых приборов, особенно в режимах переключения тока, тенденций кон- структивного их обрамления. Перечисленные особенности определя- ют схемотехнические и конструкторские решения источников элек- тропитания, возможные варианты наращивания их мощности, усло- вия охлаждения, показатели эффективности и надежности. За по- следние годы существенно выросла номенклатура полупроводнико- вых приборов (диодов и транзисторов). Сегодня она перекрывает диапазон тока от единиц до сотен ампер и напряжения от сотен вольт до 1,2... 1,5 киловольт. При этом практически сняты проблемы па- раллельного, а во многих случаях и последовательного включения приборов. «Предпочтительный» диапазон частоты преобразования электрической энергии в источниках электропитания, обусловлен- ный быстродействием приборов и улучшением качества электромаг- нитных материалов, переместился из полосы' 18.. .20 кГц в область 60... 200 кГц, причем КПД устройств только за счет уменьшения вре- мени восстановления диодов возрос на 2... 3 %. Процесс совершен- ствования элементной базы продолжается. Дальнейшим направле- нием её развития является «интеллектуализация». На рынке уже присутствуют интеллектуальные ключи и модули на их основе для устройств электропитания, микрочипы с большой степенью интегра- ции и большим набором функций контроля и управления. По про- гнозам специалистов именно это направление будет доминировать и определять в ближайшем десятилетии состояние комплекса электро- питания телекоммуникационной отрасли.
58 Глава 2 2.1. Полупроводниковые приборы В современных устройствах электропитания полупроводниковые приборы чаще всего используются как «переключатели тока». Тер- (' мин «переключатель тока» обозначает прибор с резко изменяющей- ся величиной проводимости под воздействием приложенных рабочих или управляющих напряжений. По международной терминологии ' эта группа приборов относится к классу вентилей (Semiconductor Valves) и, в свою очередь, делится на подгруппы, различающиеся рядом признаков (физические принципы токопроводности, степень управляемости приборов, особенности управления, быстродействие и др.). На рис. 2.1 показаны типы полупроводниковых приборов, сгруппированные по признаку управляемости. В неуправляемых ключах основным фактором, определяющим проводимость или состояние (включено/выключено), является по- лярность рабочего напряжения. В униполярных управляемых при- борах (транзисторных ключах) проводимость определяется полярно- стью сигнала тока или напряжения, воздействующего на управля- ющий электрод. Знаком + на рис. 2.1 указана полярность рабочих и управляющих напряжений, а стрелками — направления рабочих токов в открытом состоянии ключей. Технические возможности ключей и эффективность их приме- нения в тех или иных условиях определяется рядом параметров. Рис. 2.1. Основные типы полупроводниковых ключей
Электрические компоненты устройств электропитания 59 Каждая группа ключей имеет «свою»’ систему параметров (стати- ческих, динамических, управления и др.), знание которых необхо- димо при проектировании устройств электропитания и понимания принципа их работы.- Повышение частоты преобразования энергии в устройствах элек- тропитания требует не только необходимости увеличения быстродей- ствия полупроводниковых приборов (в частности, уменьшения време- ни их выключения) но и поиска инженерных решений по снижению потерь мощности при их переключении (коммутационных потерь). Подобные решения получили в литературе общее название «методы мягкой коммутации» ключей (soft switching modes) [24]. 2.1.1. Полупроводниковые диоды Полупроводниковый диод является простейшим и наиболее рас- пространенным типом переключающих приборов силовой электро- ники. 13 настоящее время применяются в основном полупроводни- ковые -диоды с р-п-переходом и диоды с барьером Шоттки или ба- рьером Мотта. Последние выгодно отличаются от полупроводнико- вых диодов с р-п-переходом прежде всего отсутствием накопления и рассасывания носителей заряда в базе диода, что и определяет их хорошие частотные свойства (меньшую инерционность процессов их переключения) [22]. Статические свойства идеализированного р-п-перехбда описыва- ются уравнением Шокли I = Is[exp(t//UT)-l], (2.1) где Is — ток насыщения (тепловой ток), к которому стремится ве- личина I при отрицательном значении напряжения на р-л,-переходе; U — напряжение на диоде; UT = KT/q —• тепловой потенциал; К = 1,38 • 10-23 Дж/°С —• постоянная Больцмана; Т — температура; q — 1,6 • 10~19 Кл — заряд электрона. При комнатной температуре 17т = 0,026 В. Поэтому уже при на- пряжении на диоде 17 = ОД В ехр(17/17т) 7 1и уравнения для пря- мого и обратного тока принимгйот вид -1прям = Дд ехр(17/17т), 1обр = IS' Вольтамперная характеристика (ВАХ) диода, соответствующая уравнению (2.1), приведена на рис. 2.2,а. При анализе и расчете устройств преобразования энергии, выполненных по так называемой низкочастотной технологии (см. гл. 3), обычно прибегают к кусочно- линейной аппроксимации реальной ВАХ диода. При этом прямая
60 Глава 2 Рис. 2.2. ВАХ диода (а), аппросимация прямой ветви ВАХ (6), эквивалентная схема диода (в) ветвь ВАХ заменяется идеальным ключом S, идеальным источником напряжения, равным пороговому напряжению Un, и дифференциаль- ным сопротивлением Pvd (рис. 2.2,в). Пороговое напряжение Un определяется точкой пересечения касательной к прямой ветви ВАХ в рабочей точке с осью ординат (рис. 2.2,6). Следует отметить, что пороговое напряжение кремниевых диодов с обычным р-л,-переходом: (выполненных как по сплавной, так и по диффузионной технологи- ям) лежит в пределах 0,7... 0,9 В, тогда как Для диодов с барьером Шоттки Un = 0,35 ... 0,45 В. Обратная ветвь ВАХ реального диода заменяется сопротивлением Робр- В процессе работы устройств преобразования энергии в диодах, входящих в состав этих устройств, выделяются потери мощности (Pvd), равные в общем случае сумме потерь от прямого тока (Р„р), потерь от обратного тока (Робр) и динамических (коммутационных) потерь на интервалах перехода диода из открытого состояния в за- крытое (Рк). При относительно невысокой частоте переключения ди- одов (до нескольких килогерц) в большинстве практических случаев суммарные потери в диодах определяются в основном составляющей Рпр. Следовательно, в этом случае мощность потерь в диоде 1 PvD ~ Рпр = у J «VD(i)«VD(i) dt = UnTvDcp + ly'oRy'Di (2.2) где ?vd ) Wd — мгновенные значения тока и напряжения на открытом
Электрические компоненты устройств электропитания 61 диоде; ta,T — интервал открытого со- стояния диода и период его коммута- ции соответственно; Ivdcp — среднее значение тока диода; Туо — действу- ющее значение тока диода; С/п, 7?.уо — пороговое напряжение и дифференци- альное сопротивление диода соответст- венно. Рассмотрим коммутационные про- цессы в диоде на примере однополупе- риодной схемы выпрямления, работа- ющей на чисто активную нагрузку (рис. 2.3,а) при скачкообразном изме- нении напряжения е. Временные диа- граммы, поясняющие работу схемы, показаны на рис. 2.3,6. На интерва- ле времени от 0 до ii через открытый диод VD протекает прямой ток 1пр = = (Ет — С7пр)/7?, так что на границах р-л,-перехода имеется избыточная кон- центрация неосновных носителей. В момент времени ii напряжение е скачком меняет свою полярность и через диод в течение интервала расса- сывания избыточного заряда ip = i2 — — ii будет протекать ток в обратном на- правлении. Величина этого обратного тока1обр max = (Ет-иуо) / R. По окон- чанию рассасывания избыточной концентрации носителей напряже- ние на диоде uvd в момент i2 падает до нуля. В интервале времени is —12 обратный ток диода уменьшается с 1обр max до 10бр = Is (до тока насыщения). Этот интервал времени iB называется временем восстановления обратного сопротивления диода (временем обратно- го восстановления). Из кривой JVo(t), представленной на рис. 2.3,6 видно, что пиковое значение мгновенной мощности на интервале tB многократно превышает мощность потерь Рпр (потери на интервале открытого состояния диода), что может служить причиной локаль- ного перегрева и разрушения кристалла. С ростом частоты пребра- зования энергии в устройствах электропитания растет и среднее за период значение коммутационных потерь. При частотах преобразова- ния энергии в несколько десятков или даже сотен килогерц (часто- ты на которых работают современные устройства электропитания) Рис. 2.3. Однополупериод- ная схема выпрямления (а) и временные диаграммы, по- ясняющие работу диода (6)
62 Глава 2 Рис. 2.4. Нелинейная модель диода (а) и диаграмма изменения тока при его выключении (6) необходимо учитывать коммутационные процессы при выключении диодов и принимать соответствующие меры по их снижению. Схема замещения диода, позволяющая учитывать коммутационные процес- сы при выключении диода, представ лена, на рис. 2.4,а. Схема заме- щения (модель) содержит либо безынерционный диод, ВАХ которого соответствует уравнению Шокли, либо, как показано на рис. 2.4,а, зависимый от напряжения источник тока, емкость С и резистор Rs, позволяющий учитывать потери в диоде. Такая схема (модель) ис- пользуется практически во всех известных пакетах компьютерного моделирования электронных схем (pSPISE, WORKBENCH, MicroCap и др.) В общем случае емкость С учитывает два различных по при- роде процесса, Протекающих при переключении диодов, и, соответ- ственно, имеет две составляющие: диффузионную (С'д) и барьерную (С*б). Обе существенно зависят от величины напряжения и отобра- жают процессы накопления заряда при переключении диода и обра- зования заряда на закрытом переходе. На рис. 2.4,6 показана типовая зависимость тока диода i(t) при его выключении [22]. В момент времени ti прямой ток диода начи- нает спадать со скоростью, определяемой внешними, по отношению к диоду факторами (формой и величиной запирающего напряжения, индуктивностью цепи и др.). В момент времени прямой ток спадает до нуля, однако носители тока, наполняющие р-п-переход, продолжа- ют движение, образуя обратный ток. За время нарастания tH = £3 — ^2 обратный ток достигает максимальной величины JO6pmax- С момен- та времени Г начинается уменьшение обратного тока до значения Фэбр = Л- На практике реальная кривая уменьшения обратного тока экстраполируется прямой проходящей через точки, соответствующие токам 0,751обртах и 0;51обртах (рис. 2.4,6). Моментом окончания про- цесса восстановления запирающих свойств считается момент, соот- ветствующий, точке пересечения этой прямой с осью времени (момент
Электрические компоненты устройств электропитания 63 на рис. 2.3,6). Под временем восстановления запирающих свойств диода 4в(^гг)> которое указывается в справочных данных, понимает- ся суммарное время нарастания tH и спада tc = £4 — h обратного тока диода. По соотношению времени нарастания iH и времени спада tc различают диоды с «мягким» восстановлением (tc и tH), «быстрые» (ic » 0,5tH) и «супербыстрые» (tc 0,2tn). Помимо времени восстановления (trr) в справочных данных (на- пример, фирмы International Rectifier) указывается также значение тока Тобртах (Лгт) и величина заряда QB (QrT), накопленного диодом при его запирании. Следует отметить, что значения выше перечис- ленных параметров зависят от температуры перехода (с ростом тем- пературы значения параметров увеличиваются). Кроме того, в спра- вочных данных также указывается значение емкости р-п-первхода С (С'т), соответствующей паспортному значению обратного напря- жения. В реальных схемах на конечной стадии запирания диода наблю- дается колебательный процесс, который объясняется резонансными явлениями, обусловленными наличием паразитных индуктивностей в цепи протекания обратного тока диода. Для пояснения природы возникновения таких процессов обратимся к схеме однотактного пре- образователя (рис. 2.5,а). В этой схеме индуктивность Li учитывает индуктивность проводников и паразитную индуктивность источника питания Е (например, индуктивность выводов выходного конденса- тора этого источника). Конденсатор С, подключенный параллельно диоду VD, учитывает емкость этого диода. В установившемся режиме работы в интервале времени от 0 до ti ключ S разомкнут и энергия, ранее запасенная дросселем Ъч, пе- редается в нагрузку (/?„) через открытый диод VD. При замыкании S в первичном контуре начинает протекать ток ii (рис. 2.5,6), ско- рость изменения которого практически определяется напряжением Е и индуктивностью Li (dii/dt = E/L\). Ток диода, равный раз- ности «2 и Д, к моменту времени t2 уменьшается до нуля и далее, в силу инерционности процесса рекомбинации носителей тока, изме- няет знак, достигая к моменту бремени 4з максимальной величины ^обртах- На эту же величину AR = 1обртах ток I! превышает зна- чение тока 12- Если допустить мгновенность восстановления запи- рающих свойств диода, то, начиная с момента времени t3, энергия индуктивности Li передается паразитной емкости диода, порождая в цепи затухающие колебания. Частота этих колебаний определя- ется параметрами контура LiC и может достигать нескольких мега- герц. Колебательный процесс будет продолжаться до тех пор, пока
64 Глава 2 Рис. 2.5. Схема однотактного преобразователя (а), временные диаграммы тока и напряжения диода при его выключении (6), включение демпфирующих RC цепочек (в) вся избыточная энергия, накопленная индуктивностью Li к моменту времени t3, не рассеется в активных элементах контура. Потери мощности на интервале восстановления запирающих свойств диода РдОп, обусловленные энергией, накопленной в пара- зитной ИНДУКТИВНОСТИ L1 избыточным ТОКОМ Д11 = /обргпах можно выразить через параметры Е, Li и период преобразования Т: Рцоп = 0,5LiIa6p max/T. В случае диода с «Мягким» выключением на интервале восста- новления запирающих Свойств, изменяющееся во времени сопротив- ление диода шунтирует его паразитную емкость, уменьшая доброт- ность контура Гу С и обеспечивая более быстрое затухание колеба- ний. Такой же эффект достигается подключением параллельно эле- ментам, работающим в режиме переключения демпфирующих R-C цепочек (как показано на рис. 2.5,в) с относительно малыми значе- ниями сопротивления и емкости. Вместе с тем, демпфирование ко- лебаний сопровождается ростом потерь мощности в элементах этих демпфирующих цепочек. Важным конструктивным параметром диода является его спо- собность отводить тепло от поверхности кристалла. Эта способность зависит от особенностей конструкции прибора и характеризуется теп- ловым сопротивлением фрагмента «кремниевая пластина - корпус» •^т(п-к)'
Электрические компоненты устройств электропитания 65 2.1.2. Тиристоры К тиристорам относится класс полупроводниковых приборов, имеющих три или более р-п-переходов и обладающих бистабильной ВАХ. Наибольшее применение в устройствах электропитания нахо- дят трехэлектродные приборы с тремя р — п переходами (рис. 2.6,а). Такие приборы в литературе называют либо триодными тиристора- ми, либо просто тиристорами. В условиях нормальной работы тири- стора в схемах электропитания при подаче на анод прямого напряже- ния (анод имеет положительный потенциал относительно катода, как показано на рис. 2.6,а) тиристор должен оставаться в закрытом состо- янии до тех пор, пока на его управляющий электрод не будет подан импульс напряжения необходимой мощности (с полярностью плюс на управляющем электроде относительно катода). Время перевода из закрытого состояния в открытое (необходимое время действия от- пирающего импульса), определяемое инерционными свойствами при- бора, для большинства тиристоров измеряется единицами-десятками микросекунд. После перевода прибора в открытое состояние он, как и обычный диод, становится неуправляемым. Обратный переход ти- ристора в закрытое состояние начинается только после сброса прак- тически до нуля его анодного тока. Время этого обратного перехода (восстановления запирающих свойств) тиристора превышает время включения в несколько раз, что практически исключает возможность применения тиристоров в качестве переключающих приборов в совре- менных высокочастотных устройствах преобразования энергии. Для объяснения свойств тиристора обычно используют его двух- транзйсторную модель, представленную на рис. 2.6,6. В этой мо- дели коллекторный ток транзистора VT1 является током базы для транзистора VT2 (при токе управляющего электрода равным нулю), а коллекторный ток VT2 представляет собой ток базы транзисто- ра VT1. В результате подача импульса напряжения на управляю- щий электрод приводит к увеличению тока базы транзистора VT2, а следовательно, и его коллекторного тока, т.е. тока базы транзи- стора VT1. Это в свою очередь вызывает увеличение коллектор- ного тока VT1, т.е. тока базы VT2 и т.д. Процесс нарастания то- ков транзисторов носит лавинный характер, что обусловлено нали- чием положительной обратной связи, существующей между ними, и объясняет тем самым механизм включения тиристора и удержания его в открытом состоянии и после снятия отпирающего импульса с управляющего электрода. Важно отметить, что механизм активизации положительной об- ратной связи и связанное с ним самопроизвольное включение тири- 3—5312
66 Глава 2 Управляющий электрод (уэ) /Кнор, (А) Катод (К) Рис. 2.6. Структура тиристора (а), двухтранзисторная модель (б) и вольт-амперная характеристика тиристора (а) сторов могут быть спровоцированы увеличением прямого напряже- ния выше определенной граничной величины ?7гр или большой скоро- стью нарастания приложенного напряжения, а следовательно, появ- лением токов заряда паразитных емкостей коллекторно-эмиттерных переходов транзисторов. Самопроизвольное включение тиристоров недопустимо, так как оно приводит к аварийным ситуациям в устрой- ствах электропитания. Поэтому в паспортных данных на тиристоры приводятся значения максимально допустимого прямого напряже- ния (Пзсшах), которое обычно близко к половинному значению Urp и допустимое значение скорости нарастания прямого напряжения ((Т'^зс/(ТТ)тах. Вольт-амперные характеристики тиристора при трех значениях тока управляющего электрода (Ту) приведены на рис. 2.6,в. Там же приведены напряжения С7гр и Т4стах- Обычно в устройствах элек- тропитания на управляющий электрод тиристора подается отпира- ющий импульс Ту, при котором на прямой ветви ВАХ отсутствует участок с отрицательным сопротивлением (кривая при 1У 1У2 на рис. 2.6,в), т.е. ВАХ имеет такой же вид, как и ВАХ обычного дио- да. ВАХ при Ту = 0 характерна для тиристоров, не имеющих выво- да управляющего электрода (диодные тиристоры, называемые так- же динисторами). Обратная ветвь ВАХ тиристора или динистора (в третьем квадранте рис. 2.6,в) по форме совпадает с обратной вет- вью ВАХ обычного диода.
Электрические компоненты устройств электропитания 67 2.1.3. Биполярные транзисторы в режиме переключения Биполярные транзисторы (БТ) выпускаются двух типов: п-р-п и р-п-р. Первый (п-р-п) тип преобладает в силовой электронике и поэтому дальнейшее обсуждение транзисторов будет ориентиро- вано на этот тип БТ. Биполярные транзисторы получили широкое распространение в качестве регуляторов напряжения или тока. Транзисторы могут ра- ботать в линейном или ключевом режиме. В линейном режиме рабо- чая точка транзистора находится в активной области и под действи- ем тока базы относительно медленно перемещается по нагрузочной линии. В режиме переключения рабочая точка «быстро» перехо- дит из области отсечки (состояние низкой проводимости) в область насыщения (состояние высокой проводимости). Скорость и траекто- рия перемещения зависят от параметров цепи нагрузки,'частотных свойств транзисторов, значения и формы базового тока. Рассмотрим работу транзистора с активной нагрузкой (рис. 2.7 и 2.8). На интервале времени [0, ti] (рис. 2.8) неуправляемый ток 7КО = = 1к6о создает на базовом резисторе Re отпирающее напряжение, при- открывающее транзистор (рабочая точка О находится на границе об- ласти отсечки), поэтому для полного запирания транзистора необхо- димо задать отрицательный ток базы «б = —Лебо- При этом рабочая точка переместится на границу области отсечки, в точку Б. С поступлением импульса тока базы R > 1бн> а именно импульса, большего, чем необходимо для перемещения рабочей точки на грани- цу насыщения (рис. 2.7, точка А), начинается переключение тран- зистора и его ток коллектора стремится к величине гк = RB, где В — коэффициент передачи транзистора по току в схеме с общим эмиттером. При достижении значения IKH = (Е— UK3H)/RK рост тока прекращается, а избыточный ток базы, т.е. та часть, которая превы- Рис. 2.7. Семейство коллекторных характеристик биполярного транзистора (а) и схема включения транзистора (6)
68 Глава 2 Рис. 2.8. Временные диаграммы переключения биполярного транзистора шает величину 1бН1 ведет к накоплению заряда в базовой области. С увеличением коэффициента избыточности К-\ — Д/Ди уменьша- ется время включения транзистора. На интервале включения [ii,t2] ток коллектора изменяется практически по экспоненциальному за- кону, с постоянной времени тэ = 1//гр, где /гр — граничная частота усиления транзистора [23]. Считая, что за время включения (iB) ток коллектора достигает уровня 0,95 от установившегося значения, определим величину tB: iB = тэ — 0,95)]. Для коэффициентов избыточности К\ = 1, 2, 4 значения tB соот- ветственно равны: = 2,994тэ, tB(2) = 0,64тэ, tB^ = 0,27тэ. В момент времени начинается процесс выключение транзисто- ра. Полное время выключения складывается из времени задержки, связанного с рассасыванием избыточных носителей в области базы, и времени спада тока. Оба интервала зависят от избыточности об- ратного (запирающего) импульса базового тока. В частном случае пассивного запирания (Д = 0) и при достаточно малом базовом со- противлении 7Д (в справочниках это условие оговаривается специ- ально) время рассасывания равно величине, определяемой соотно- шением ip = а время спада величиной ic и 4тэ. При активном запирании транзистора отрицательным током ба- зы с кратностью = — IqB/Ikk времена рассасывания и спада
Электрические компоненты устройств электропитания 69 Рис. 2.9. Схема формирования тока базы мощного транзистора VT уменьшаются:. ip — Тэ In А1 + К2 1 + /<2 5 ic — Тр In K2 + I К2 Таким образом, быстродействие ключа очень сильно зависит от значения и формы базового тока. Оптимальная форма импульса управляющего тока должна обеспечить достаточную избыточность тока на переднем фронте (Kj = 2...3), снижение избыточности до уровня Ki = 1,5 к концу интервала отпирания, большую избыточ- ность отрицательного импульса тока базы (К2 —3...5) на интервале рассасывания й спада тока и последующее снижение величины то- ка до значения /кбо- Пример схемы управления, обеспечивающей оптимальную форму импульса тока базы мощного транзисторного ключа VT, показан на рис. 2.9. Величина импульса тока на переднем фронте +1в определяется напряжением источника Е1 и параллельно включенными резистора- ми R5 и R6. По мере заряда конденсатора С1 величина импульса тока уменьшается. Запирающий импульс Iq формируется источни- ком Е2 при открывании транзистора VT4. Так как транзистор пропускает ток только в одном направле- нии, то в цепях с изменяющимся направлением тока параллельно транзистору включают встречной диод VD (рис. 2.9). Потери мощности в транзисторе Рк суммируются из потерь в базе и потерь в коллекторе. Ограничиваясь последней составляю- щей, запишем выражение для приближенной оценки Рк, ориенти- руясь на линейный закон изменения напряжения и тока на интер- валах переключения: 1 Г /*t2 ft5 / ^кСО^кэСО СЙ + / ^кСО^кэСО dt 1 Uti J t4 4“ Лсн^Лсэн th/t =
70 Г л а в а 2 Рис. 2.10. Области безопасной работы транзистора и возможные траектории движения рабочей точки (а). Включение демпфирующих цепочек для снижения коммутационных потерь (6) _ 1 ГЛй-il i5-i4\ 1 —' Т \ 3 "" 3 / 'С/’£КН J-HJKHUK3n } где 1кн, !7кэн — ток коллектора и напряжение на коллекторе тран- зистора на интервале насыщения; Т — период повторения; Тя = = ti — t2 — длительность интервала насыщения. В практических схемах в коллекторной цепи силового транзисто- ра обязательно присутствуют индуктивности (например, паразитные индуктивности проводов), в результате чего траектория переключе- ния транзисторов не совпадает с линией резистивной нагрузки на семействе выходных характеристик (рис. 2.10,а). Надежная работа транзистора обеспечивается, если рабочая точка при переключении не выходит за пределы области безопасной работы (ОБР). Границы ОБР определяют допустимые значения параметров в различных ре- жимах и приводятся в справочниках [27]. Для уменьшения мощности коммутационных потерь и предупре- ждения опасных режимов работы ключей применяется большой на- бор схемотехнических приемов. В качестве примера на рис. 2.10,6' показан вариант включения демпфирующих цепочек, позволяющих уменьшить коммутационные потери. Введение дросселя насыщения L1 в коллекторную цепь транзи- стора VT1 позволяет ограничить скорость нарастания коллекторного тока транзистора и тем самым уменьшить потери мощности при его открывании. Для разряда энергии, накопленной этим дросселем на интервале открытого состояния транзистора, параллельно ему вклю- чены диод VD1 и резистор R1. Для уменьшения скорости нарастания коллекторного напряжения и тем самым уменьшения потерь мощно-
Электрические компоненты устройств электропитания 71 VD2 VD3 г YD1 7vdi VD4 а) Рис. 2.11. Схема ключа с нелинейной обратной связью по напряжению (а) и схема ключа с пропорционально токовым управлением (б) кэ сти при выключении параллельно транзистору включается конден- сатор С1. Заряд С1 осуществляется через диод VD2, а его разряд при открывании транзистора — через резистор R2. В реальных устройствах электропитания ток нагрузки изменя- ется, как правило, в широких пределах. Поэтому в случае реализа- ции ключей на биполярных транзисторах достаточно сложной зада- чей является поддержание базового тока на уровне, гарантирующем определенную величину коэффициента избыточности Кг. Работа при фиксированном значении включающего тока базы может приводить к глубоким перенасыщениям транзистора и, как следствие, к уве- личению времени выключения транзистора (время может изменять- ся на порядок) или переводу рабочей точки открытого транзисто- ра в активную зону (при возрастании тока нагрузки). Для исклю- чения таких режимов целесообразно обеспечивать автоматическую подстройку тока базы к изменяющемуся максимальному току кол- лектора. Автоподстройку можно получить с использованием схем с нелинейной обратной связью по напряжению и схем с положитель- ной обратной связью по току. Пример реализации нелинейной обратной связи (ОС) по напря- жению показан на рис. 2.11,а. В этой схеме ОС по напряжению обес- печивается диодом VD1, а глубина насыщения — диодами VD2, VD3 (вместо VD2, VD3 может быть включен стабилитрон). При отсут- ствии перенасыщения транзистора диод VD1 закрыт и ток базы 16 транзистора равен току управления 1у. Перенасыщение транзистора приводит к уменьшению напряжения UKe и соответственно напряже- ния UK3 — UK6 + При уменьшении напряжения UKr, (плюс на коллекторе относительно базы) до значения, равного напряжению открытого диода Ппр открывается диод VD1 и часть тока 1у ответв- ляется в цепь диода VD1, уменьшая тем самым ток базы и предот- вращая нежелательное перенасыщение транзистора. Из уравнения баланса напряжений: Пул2 + Пулз + Эбэ = Сут + UK3 следует, что
72 Глава 2 Рис. 2.12. Включение транзисторов по схеме Дарлингтона Вкэ = П6э + ипр. Диод VD4 введен в схему рис. 2.11,а для возмож- ности обеспечения активного запирания транзистора. В схеме рис. 2.11,6 режим пропорционального управления то- ком базы ключа VT обеспечивается с помощью трансформатора тока Т. При подаче управляющего сигнала на вход схемы в цепи «базо- эмиттерный переход VT1, базо-эмиттерный переход силового ключа VT», протекает стартовый ток управления. При открывании транзи- стора VT через первичную обмотку Т протекает ток нагрузки 1Э ~ 1Н. Ток вторичной обмотки трансформатора, нагруженной на коллектор- эмиттерный переход насыщенного транзистора VT1, и базо-эмиттер- ный переход силового транзистора VT будет меньше тока первичной обмотки в число раз, равное коэффициенту трансформации транс- форматора Т при любом токе нагрузки, что и обеспечивает пропор- ционально-токовое управление силовым транзистором. Недостатком мощных высоковольтных биполярных транзисто- ров является низкая величина коэффициента передачи по току в ре- жиме насыщения. Для приборов с граничным напряжением ?7кэгр > > 250 В коэффициент передачи по току В и 5...7. Это затрудняет согласование мощных транзисторов с маломощными управляющими устройствами и требует введения в схему усилителей тока. Так на- пример, при Ди = 10 А, В = 5, /<1 = 1,4 необходимый ток базы составит Д = 2,8 А. Включение транзисторов по схеме Дарлингто- на (рис. 2.12) позволяет увеличить коэффициент передачи тока базы до значения, равного произведению коэффициентов передачи тран- зисторов VT1 и VT2: Bs = В1В2. Транзисторы VT1 и VT2 в составном транзисторе выбираются на одинаковые рабочие напряжения. Транзистор VT1 формирует ток базы мощного транзистора VT2. Низкоомные резисторы R1 и R2 обеспечивают цепь для токов коллекторно-базовых переходов (Дбо) в закрытом состоянии транзисторов. Диод VD1 обеспечивает цепь запирающего базового тока для транзистора VT2 на случай, если маломощный транзистор VT1 запирается раньше. Диод VD2 яв- ляется шунтирующим для обратных напряжений. Однако следует
Электрические компоненты устройств электропитания 73 иметь в виду, что применение схемы Дарлингтона приводит к увели- чению напряжения насыщения мощного транзистора, т.е. приводит к увеличению потерь мощности на нем. При больших токах нагрузки в практических схемах вместо одного транзистора VT2 использует- ся несколько параллельно включенных между собой транзисторов. Для выравнивания токов через эти параллельно включенные тран- зисторы в цепь эмиттера каждого из них чаще всего включают низ- коомные сопротивления. При этом транзистор VT1 в схеме рис. 2.12 должен быть рассчитан на суммарный ток базы всех параллельно включенных транзисторов. Еще одним недостатком биполярных транзисторов является большой разброс коэффициента передачи по току, поэтому оптималь- ный режим управления для одного транзистора может не выполнять- ся при замене его на другой. Следует иметь в виду, что из-за ма- лого сопротивления транзисторов в режиме насыщения и малой их перегрузочной способности в общем случае транзисторы невозмож- но защитить плавкими предохранителями. Защита возможна только быстродействующими электронными средствами. 2.1.4. Полевые транзисторы В отличие от биполярных, полевые транзисторы (ПТ) основа- ны на дрейфе основных носителей тока в канале под действием раз- ности потенциалов между истоковым и стоковым зажимами. Ток канала можно модулировать, изменяя напряжение затвора относи- тельно истока. В зависимости от конструкции затвора ПТ делят- ся на два класса: с затвором в виде р-п-перехода (ПТ с управля- ющим переходом) и с изолированным затвором. Последние относи- тельно затвора представляют собой структуру: металл-диэлектрик- полупроводник и поэтому называются либо МДП (MOS в английской транскрипции) транзисторами, либо МОП-транзисторами (МОП — аббревиатура от «металл-окисел-полуцроводник»). Для этих при- боров также широко применяется название MOSFET (Metal-Oxid- Semiconductor-Field-Effect Transistor), подчеркивающее, что управле- ние каналом осуществляется электрическим полем. Оба класса ПТ широко распространены в силовой электронике и имеют «свои» пред- почтительные области применения. МДП-транзисторы в свою оче- редь подразделяются на транзисторы со встроенным каналом и с ин- дуцированным каналом. В первых ПТ проводящий токовый канал создан технологически («встроен»), и он, как и в ПТ с управляю- щим переходом, существует при нулевом напряжении на затворе, по- этому эти МДП транзисторы называют транзисторами обедненного
74 Г л а в а 2 типа. В МДП с индуцированным каналом токовый канал появляет- ся только при подачи напряжения на затвор, поэтому эти приборы также называют транзисторами обогащенного типа. МДП обогащен- ного типа могут быть, как и любые другие ПТ, с каналом тг-типа и с каналом p-типа, которые чаще всего создаются методом диффузии. Функционально эти два типа МДП-транзисторов являются аналога- ми п-р-п- и р-тг-р-биполярных транзисторов соответственно. В совре- менных устройствах электропитания наибольшее применение в каче- стве мощных токовых, ключей находят МДП-транзисторы с индуци- рованным тг-каналом (DNMOS в английской транскрипции). В этих приборах для создания токового канала между стоком и истоком на затвор необходимо подать положительное напряжение относительно истока, большее некоторого порогового, т.е. приборы являются нор- мально закрытыми. Далее обсуждаются именно эти приборы. Све- дения о р-канальных ПТ, а так же о транзисторах с затвором в виде р-тг-перехода, читатель может найти в [29, 30]. К достоинствам ПТ следует отнести: • чрезвычайно малую мощность управления по сравнению бипо- лярными транзисторами; • высокую скорость переключения, резко снижающую коммутаци- онные (динамические) потери мощности; • возможность параллельного включения между собой транзисто7 ров, без каких либо устройств выравнивания токов через эти транзисторы; • высокая температурная стабильность времени переключения и крутизны вольтамперной характеристики. Из недостатков ПТ можно отметить возможность вторичного пробоя, вызванного влиянием паразитного биполярного тг-р-п-тран- зистора, образующегося в полупроводниковой структуре. При низ- ких напряжениях сток-исток паразитный транзистор не проявляет себя. С повышением напряжения биполярный транзистор «просыпа- ется», определяя вид ВАХ транзистора в области пробоя. Для того чтобы обеспечить нормальную работу МДП-транзисторов в области рабочих напряжений, необходимо надежно закрыть этот паразитный транзистор. Для этого подложка прибора всегда соединяется с пото- ковым выводом, в результате чего база и эмиттер этого паразитно- го транзистора оказываются практически объединены между собой, и этот транзистор превращается в диод, включенный между стоко- вым и истоковым выводами. В настоящее время выпускаются МДП- транзисторы с рабочим напряжением сток-исток 800... 1000 В. Рассмотрим типичные статические характеристики МДП-тран- зистора (рис. 2.1'3). На проходной характеристике (рис. 2.13,а) пока-
Электрические компоненты устройств электропитания 75 Рис. 2.13. Проходные (а) и выходные (6) характеристики МОП-транзистора заны две кривые для двух различных напряжений С/си (Е7Си2 > С7си1). На проходной характеристике отмечено пороговое напряжение С711Ор, при котором начинает открываться транзистор. Конструктивно-тех- нологическими способами удается получить режим образования ка- нала и открывания транзистора при напряжении (7пор выше 2...4 В. Следует отметить, что из-за малости толщины подзатворного изоля- ционного слоя предельное значение напряжения между затвором и истоком не должно превышать 20 В. Его превышение вызывает элек- трический пробой изоляции затвора и выход из строя прибора. Для защиты транзистора в его входной цепи рекомендуется включение ограничивающего стабилитрона с напряжением стабили- зации !7стаб Д 20 В. В отдельных приборах такой стабилитрон встро- ен в структуру транзистора. По проходной характеристики опреде- ляется крутизна S = dic/duSi,. В современных мощных транзисторах крутизна характеристики достигает значений 2,5...4 A/В. На выход- ных характеристиках (рис. 2.13,6) выделяются два участка, разделя- емых значением напряжения насыщения С/сиас (границей режимов). На рис. 2.13,6'эта граница режимов (насыщения и линейного) обозна- чена пунктирной линией. Наклон крутых участков выходных харак- теристик определяет сопротивление 7?си = ДС/си/Д7с канала сток- исток в режиме насыщения. Для современных мощных транзисторов 7?си составляет десятые-сотые доли ома. Для лучшего представления о переключающих свойствах МОП- транзисторов рассмотрим его работу в режиме переключения при ак- тивной нагрузке в цепи стока. Схема включения транзистора пред- ставлена на рис. 2.14, а. На этой схеме также показаны паразитные емкости транзистора: затвор-исток (7ЗИ) сток-исток Са, и сток-затвор Сзс Паразитные емкости транзистора, как и резистивные элемен- ты, не показанные на рис. 2.14, а, сильно зависят от конструктивно- го исполнения транзисторов. Учитывая, что мощный прибор может содержать тысячи элементарных транзисторов на одном кристал-
76 'Глава 2 ле, соединенных параллельно, результирующие емкости могут до- стигать больших значений (например, для транзистора КП803 С'зи = = 3000 пФ). Особенностью проходной емкости С'зс, называемой также емкостью Миллера, является ее зависимость от напряжения на стоке. На рис. 2.14,а показан также диод VD, образующийся из паразитно- го л,-р-'/г-транзистора при соединении подложки прибора с истоком. Наличие этого диода приводит к образованию тока в третьем квад- ранте семейства выходных характеристик (рис. 2.13,6). Это свойство МОП-транзистора используется в схемах, содержащих индуктивные накопители тока для создания режимов рекуперации энергии. Быст- родействие этого диода, определяемое временем восстановления его запирающих свойств, относительно не велико (tB и 100...300 нс), что создает определенные трудности при высокой частоте переклю- чения индуктивных нагрузок транзисторной стойкой в полумостовых и мостовых схемах [36]. В первом приближении управление транзистором сводится к со- ответствующему изменению заряда входной емкости Свх = Сзи + Сзс транзистора [37]. При этом существенное влияние оказывает внут- реннее сопротивление 7?г источника управляющих импульсов, пре- пятствующее быстрому заряду и разряду емкости Свх. Временные диаграммы, отражающие процессы переключения транзистора при активной нагрузке Rh приведены на рис. 2.14,61 При подачи в момент времени ii на вход (затвор-исток) управляющего импульса UBX начинается заряд емкостей С31. и Сзс через резистор Rr. До тех пор пока напряжение затвор-исток не достигнет величи- ны порогового напряжения t7nop, транзистор закрыт и напряжение стока равно напряжению питания Ев. Понятно, что для повышения быстродействия транзистора на этой стадии процесса переключения, необходимо уменьшать сопротивление 7?г. Однако следует иметь в виду, что чрезмерно большая скорость заряда емкости С'зи может привести к неравномерному распределению напряжения U3SI по пло- щади затвора и, как следствие, привести к кумуляции тока стока на отдельных участках сечения индуцированного канала [37]. После достижения в момент времени t2 на затворе порогового на- пряжения транзистор открывается и переходит в линейный режим, нарастает ток стока, падает напряжение на стоке Ucl1. На интервале [£1,£з] емкость Миллера Сзс мала. В момент времени ts величина С'зс начинает резко возрастать, что объясняет появление «полки» на кривой u3H(i) на интервале [ts, Уд] (это явление называют интегриро- ванием Миллера). После момента времени продолжается рост на- пряжения изи с некоторым снижении скорости падения напряжения Пси- Затем транзистор окончательно переходит в режим насыщения.
Электрические компоненты устройств электропитания 77 Рис. 2.14. Схема включения транзистора (а) и временные диаграммы его работы при переключении (б) В момент времени t5 управляющий импульс принимает нулевое значение и начинается процесс выключения транзистора. Однако на интервале времени [tg, ig] из-за заряженной емкости Свх транзистор по-прежнему находится в режиме насыщения и полностью выключа- ется лишь после снижения изи ниже порогового напряжения в мо- мент t9. На интервале времени [tg, tg] входная емкость разряжается через сопротивление Rr с постоянной времени tpa3p = CBXRr. На ин- тервале [tg,tr] вновь проявляется интегратор Миллера, вызванный снижением величины С'зс. Механизм переключения МОП-транзистора характеризуется на- личием интервалов задержки при включении ([t2, й]) и выключении ([t6,tg]), длительность которых пропорциональна постоянной време- ни RBCBX. Определяющее влияние на длительность включения ([*4,£г]) и выключения ([is,tg]) оказывает емкость Сзс, существенно меньшее влияние — емкости С'зи и С'си. Этот механизм переключе- ния хорошо подтверждается экспериментальными кривыми, приве- денными, например, в [36, 37]. Динамические потери мощности в МОП-транзисторе при пра- вильном режиме управления пренебрежимо малы до частоты пере- ключения порядка 50...100 кГтДа общие потери определяются стати- ческой составляющей, т.е. падением напряжения на сопротивлении 7?си открытого транзистора. При активно-индуктивной нагрузке в цепи стока характер про- цессов на этапе включения транзистора существенно изменяется. Схема включения транзистора при активно-индуктивной нагрузке и временные диаграммы, поясняющие процессы при его включении представлены на рис. 2.15.
78 Г л а в а 2 Рис. 2.15. Схема включения транзистора с активно-индуктивной нагрузкой (а) и временные диаграммы его работы при включении (б) Для снижения перенапряжения на стоке при выключении тран- зистора нагрузка обычно шунтируется вспомогательным диодом VD. Будем считать, что на интервале переключения (интервал Д5]) юк нагрузки остается неизменным и равным его значению в момент вре- мени (Да)- Как и при активной нагрузке, ток стока нарастает, начиная с момента времени когда напряжение на затворе U3SI до- стигает значения порога открывания С/пор. Далее начинается этап выключения диода VD. Ток стока нарастает через открытый диод (контур тока ic показан на рис. 2.15,а пунктиром). Скорость роста ic определяется скоростью заряда входной емкости и паразитными индуктивностями контура «источник, диод, транзистор, источник». К моменту времени ток стока достигает значения 1н2 (ток дио- да уменьшается до нуля), однако из-за задержки выключения диода ток стока продолжает расти до максимального значения 1СТ > В момент времени начинается восстановление запирающих свойств диода (его обратный ток стремится к нулю), соответственно и ток стока уменьшается до значения 1н2. Начиная с момента времени напряжение на стоке начинает снижаться. С этого момента также начинает проявляться эффект Миллера, сопровождаемый образова- нием «полки» на кривой u3a(t). Таким образом, наличие вспомогательного диода VD приводит к опасности возникновения импульсов потерь мощности на транзисторе с пиком ДРС вблизи момента времени t^. Для повышения надежно- сти работы ключа необходимо уменьшать пиковые значения потерь мощности, что требует применения быстродействующих диодов.
Электрические компоненты устройств электропитания 79 2.1.6. Комбинированные транзисторные ключи Термин «комбинированные» подчеркивает особенности постро- ения ключей из нескольких приборов с целью улучшения характе- ристик переключателей тока. Примером комбинированного ключа (КК) может служить рассмотренный выше составной транзистор (см. рис. 2.12). Техническая реализация КК может базироваться на схем- ных решениях или интегральных технологиях. Рассмотрим ряд при- меров КК, используемых в технике электропитания. Каскодный ключ. Как было отмечено выше, биполярные тран- зисторы подвержены вторичному пробою в режимах переключения. Опасность вторичного пробоя мощного высоковольтного биполярного транзистора возникает при его выключении в том случае, когда при некоторых токах нагрузки прибор оказывается в режиме перенасы- щения. Признаками вторичного пробоя являются резкий спад напря- жения коллектор-эмиттер, что обусловлено изменением полярности напряжения база-коллекторного перехода, или появление генерации высокочастотных колебаний в кривой напряжения база-эмиттер [38]. Риск вторичного пробоя при выключении транзисторов может быть уменьшен при применении каскодных схем (рис. 2.16). Высоковольтный транзистор VT1 по цепи управления получает постоян- ный ток 1у, достаточный для перемеще- ния его рабочей точки в область насы- щения. Низковольтный быстродейству- ющий транзистор VT2 управляется им- пульсным напряжением, отпираясь на время действия импульсов и запираясь в паузе. Рис. 2.16. Пример схе- мы каскодного ключа с дополнительным выво- дом «контроль тока» (ZSens) При запирании VT2 размыкается цепь эмиттера высоковольтного транзи- стора, а вместе с этим по всей поверх- ности его эмиттера прекращается инжек- ция электронов. Ток коллектора, поддерживаемый индуктивной нагрузкой, через коллекторно-базовый переход высоковольтного транзистора «выно- сит» избыточные заряды из базовой области, обеспечивая перевод рабочей точки транзистора VT1 в активную область и форсирован- ное его выключение. В практических схемах при каскодном включе- нии удается уменьшить время выключения высоковольтного транзи- стора в десятки раз, при расширении ОБР практически до значений граничного напряжения.
80 Глава 2 Недостатком каскодного ключа является увеличенное падение напряжения в открытом состоянии, суммируемое из напряжений UK3 низковольтного и высоковольтного транзисторов. Биполярно-полевые транзисторы. Технология полевых транзисторов оказалась плодотворной для создания новых (комби- нированных) типов приборов, объединяющих положительные свой- ства полевых и биполярных транзисторов: высокое входное сопро- тивление с высокой токовой нагрузкой и малым сопротивлением во включенном состоянии. В отечественной литературе комбинирован- ные приборы получили название биполярных транзисторов с изоли- рованным затвором (БТИЗ) [31, 32]. Зарубежные фирмы обознача- ют этот класс приборов по разному: IGBT (Insulated Gate Bibolar Transistor) или GEMFET (Gate Enhance Mode Feld Effect Transistor). Эти приборы сочетают в себе по крайней мере два транзистора в одной полупроводниковой структуре: биполярный (образующий си- ловой канал) и полевой (образующий канал управления). Условное обозначение БТИЗ и схема включения транзисторов, входящих в его состав, представлены на рис. 2.17. БТИЗ (рис. 2.17,6) содержит два биполярных транзистора VT1 и VT2, соединенных между собой по схеме Дарлингтона, и МОП-транзистор, обес- печивающий управление этими бипо- лярными транзисторами. В настоящее время выпускаются модули, выполен- ные на основе БТИЗ, способные ком- мутировать токи до 1800 А при напря- жении до 4500 В. Причем длительность выключения составляет десятые доли мс, что позволяет достаточно успешно использовать эти модули на частотах до 50 кГц. Падение напряже- ния на открытом приборе составляет 1,2... 1,5 В [39]. Ключи с высоким уровнем интеграции защитных и вспо- могательных функций. Именно с этим классом приборов связа- но появление в силовой электронике термина «интеллектуальные ключи» (ПК). Как правило, ПК включает несколько уровней за- щиты: тепловой, от перегрузки по току, от перенапряжения. Кро- ме того, ПК включает интерфейс, обеспечивающий работу ключа при уровнях сигналов, соответствующих ТТЛ логике (+5 В), и кон- троль состояния ключа. К К Э б) Рис. 2.17. Условное обо- значение БТИЗ (а) и схе- ма включения транзисторов (6), входящих в его состав а)
Электрические компоненты устройств электропитания 81 Достаточно сложной проблемой силовой электроники является измерение тока ключей. Необходимость измерения связана с зада- чами контроля допустимых значений тока и защиты от перегрузок, с формированием «токовых» режимов управления, определения мо- ментов снижения тока до нуля и ряда других. Распространенные ме- тоды контроля тока с помощью измерительных резисторов конструк- тивно трудоемки и связаны с дополнительными потерями электри- ческой мощности. Для упрощения задачи ряд производителей си- ловых приборов выпускает силовые МОП-транзисторы с «токовым зеркалом». Идея заключается в том, что часть микротранзисторов, образующих силовой ключ, не объединены в общую параллельную группу, а имеют самостоятельный истоковый вывод. Измеритель- ный шунт, включаемый в эту цепь, фиксирует ток, пропорциональ- ный результирующему току ключа. При известных значениях крат- ности Ki «зеркального» тока (порядка 1/1000) и измерительного ре- зистора (Rs) падение напряжения на нем достаточно точно отобра- жает значение тока ключа (Д = Us/KiRs'j, при этом потери мощ- ности в измерительной цепи в Ki раз меньше, чем в типовой схеме измерения. В ряде случаев, например в рассмотренной ранее кас- кодной схеме ключа (см. рис. 2.16), роль измерительного элемента может выполнять полевой транзистор. При сопротивлении откры- того МОП-транзистора порядка 4... 4,5 мОм падение напряжения на нём составит 0,4... 0,45 В при токе ключа 100 А. В высоковольтных устройствах (при напряжении питания бо- лее 200 В), распространена технология применения интеллектуаль- ных модулей, сочетающая конструктивно силовой ключ, многофунк- циональный драйвер контроля и защиты ключа, адаптер цифрово- го управления. Такой подход открывает широкие возможности для использования специализированных микропроцессоров и построения источников и систем питания нового поколения. По прогнозам специ- алистов развитие преобразовательной техники и источников питания ближайшего десятилетия тесно связано с технологией интеллекту- альных модулей [32]. 2.1.7. Элементы цепей управления МОП транзисторов и защиты от перенапряжения транзисторных ключей Оптимальное управление транзисторными ключами является сложной инженерной задачей, поэтому ряд отечественных и зарубеж- ных производителей электронных компонентов предлагают закончен- ные технические решения, оформленные в микросхемы специально-
82 Глава 2 Рис. 2.18. Схема драйвера с применением комплиментарной пары биполярных транзисторов го применения, называемые буферными устройствами или драйвера- ми (усилителями мощности). В общем случае драйвер — это схе- ма, согласующая мощный транзистор с управляющим устройством- контроллером. Кроме основной задачи •— формирования импуль- сов управления — драйвер может выполнять ряд дополнительных функций: защиту от перегрузки по току; контроль режима насыще- ния ключа; блокировку ключа на определенное время при аномаль- ных режимах работы устройств; формирование сигнала о состоянии ключа. Некоторые из перечисленных функций могут выполняться контроллерами. Однако и в этих случаях может возникнуть необхо- димость в применении дополнительных устройств для согласования уровней сигналов или гальванической развязки цепей управления и силового ключа. Так, например, нагрузочная способность выходных каналов управления распространенных ШИМ-контроллеров не пре- вышает 0,15...0,2 А, а по условиям «быстрого» включения полево- го транзистора или БТИЗ импульсный ток должен достигать значе- ния 1 А. Быстрое выключение транзистора также требует разряда его входной емкости импульсным током с амплитудой 1,5...2,0 А. На рис. 2.18 показан пример простейшего драйвера на основе компли- ментарной пары биполярных транзисторов VT1 и VT2 для переклю- чения силового транзистора VT. При поступлении на вход инвертора D1 сигнала низкого уровня открывается транзистор VT1 и обеспечивает быстрый заряд входной емкости С'вх (показана на рис. 2.18 пунктиром) силового транзисто- ра VT, а следовательно, его включение. При высоком уровне (ло- гическая единица) входного сигнала внутренние цени инвертора D1 соединяют базы транзисторов VT1, VT2 с общей точкой, обеспечи- вая открытие транзистора VT2 и быстрый разряд входной емкости и выключение VT. Форсирование разряда С'вх может быть достигну- то при включении дополнительного источника Есы (показан пункти-
Электрические компоненты устройств электропитания 83 6 (+ЕПит) Рис. 2.19. Пример построения универсального драйвера ром). В качестве комплиментарной пары транзисторов в драйверах достаточно часто применяются полевые транзисторы. Функциональная схема универсального драйвера для управле- ния БТИЗ показана на рис. 2.19. Этот драйвер может быть использо- ван также для управления полевым или биполярным транзистором. Драйвер содержит следующие основные элементы: • выходной каскад-формирователь тока управления (ФТ); • компаратор контроля рабочего тока ключа (К1); • компаратор контроля аварийного тока (К2); • компаратор контроля напряжения насыщения ключа (КЗ); • компаратор контроля напряжения источника питания и блоки- ровки ключа при снижении напряжения источника ниже допу- стимого уровня (К4); • триггер блокировки ключа при аномальных режимах (Т2); • триггер формирования сигнала аварии (Т1); • буферный усилитель входного сигнала DA. В качестве дополнительных элементов к драйверу используют- ся: резисторы ограничения тока заряда (R3) и тока разряда (Rp)
84 Глава 2 входной емкости мощного транзистора VT; высоковольтный развя- зывающий диод VD1 с добавочным резистором R1 для контроля за режимом насыщения VT; датчик тока Rs; согласующий делитель на- пряжения (R2, R3) в цепи контроля тока и источники напряжения питания (+-ЕПИТ) и смещения (—.Есм). Поясним работу драйвера. Нормальный режим управления транзистором. Сигнал низкого уровня, воздействующий на вход 4 (в рассматриваемом при- мере обозначение выводов соответствует драйверу МС33153) через инвертирующий усилитель DA и логический элемент Лог1 подает- ся на вход формирователя тока управления ФТ. При отсутствии на других входах Лог! блокирующих сигналов (перегрузки по току и снижения напряжения питания), ФТ формирует на выходе 5 импульс напряжения, близкий по уровню к напряжению источника Е11т:. Им- пульс напряжения через ограничивающий резистор R3 заряжает вход- ную емкость ключа, обеспечивая его быстрое отпирание. При до- пустимом токе драйвера 1ВЫХ величина = (Впит — 1)/1ВЫх- При единичном уровне сигнала на входе 4 переключаются транзисторы в блоке ФТ (зарядный закрывается, разрядный открывается), обеспе- чивая разряд входной емкости ключа и его запирание. Для форсиро- вания процесса переключения допустимый разрядный ток драйвера обычно должен превышает уровень зарядного, поэтому необходимое ограничивающее сопротивление разрядной цепи силового ключа от- личается от сопротивления зарядной цепи. В рассматриваемой схеме разрядное сопротивление образуется параллельным, включением R3 и Rp. Включение дополнительного источника отрицательного смеще- ния, как было отмечено выше, также уменьшает скорость переключе- ния силового ключа. Влияние источника смещения на время выклю- чения можно оценить с помощью выражения для времени разряда входной емкости С'вх до уровня порога выключения U„op = 2... 4 В: , -| Епат + ЕС1Л Д = тр1ш , -С/СМ “г t/nop ГД6 Гр — СвхДзйр/^ Ф Rp)' Режим ограничения рабочего тока. Режим ограничения воз- никает при достижении рабочим током ключа критического уровня на интервале действия управляющего сигнала (низкий уровень сиг- нала на входе 4) и повышении напряжения на стоке. В этом случае используются компаратор контроля тока К1, детектор ненасыщенно- го режима КЗ, логические элементы Лог.1 и Лог.2, триггер блокиров- ки сигнала Т2. При достижении рабочим током уровня, при котором сигнал на входе 1 (контроль тока) превышает значение напряжения
Электрические компоненты устройств электропитания 85 уставки компаратора К1 и одновременном повышении напряжения на входе детектора ненасыщенного режима 8 до уровня уставки компа- ратора КЗ, выходные сигналы компараторов через логический блок Лог2 устанавливают триггер Т2 по входу S в режим блокирования прохождения сигнала управления через логический элемент Лог.1. По фронту сигнала выключения триггер Т2 восстанавливает канал передачи. Таким образом обеспечивается уменьшение длительности импульсов управления в течение всего времени перегрузки ключа. Если на интервале отслеживания тока сигнал перегрузки по входу 1 превысит уровень уставки компаратора К2 (например, при коротком замыкании нагрузки ключа), то в дополнение к описанному выше ре- жиму токоограничения с помощью элемента Лог.З и триггера Т1 на выходе 7 формируется сигнал «авария». В рассмотренных выше примерах минусовой полюс источника питания драйвера и эмиттер (исток) силового транзистора с подклю- ченным к нему минусовым полюсом источника энергии объединены. Если еще и минусовой полюс источника питания схемы управления (ШИМ-контроллера) можно подключить к той же общей точке, то не требуется выполнять гальваническую развязку между упомянутыми элементами устройства преобразования энергии. Однако на прак- тике достаточно часто возникает необходимость иметь гальваниче- скую развязку между этими элементами. Например, при реализа- ции устройств преобразования энергии с применением двухтактных мостовых или полумостовых схем (см. гл. 6) к источнику энергии подключаются два последовательно соединенных между собой клю- ча, в результате истоковый (эмиттерный вывод) «верхнего» ключа не имеет связи с общей точкой. Гальваническая развязка между эле- ментами силового устройства чаще всего выполняется с применением импульных трансформаторов или оптоэлектронных приборов. На рис. 2.20,а показан вариант гальванической развязки схе- мы управления с мощным транзистором VT с помощью импульсного трансформатора. При переводе выходного транзистора VT1 схемы управления в режим насыщения к первичной обмотке трансформа- тора Т будет приложено напряжение, практически равное напряже- нию Е. В результате вторичная обмотка обеспечивает заряд вход- ной емкости ключа (VT) через диоды VD1 и VD2 и его открытие (транзистор VT2 при этом закрыт напряжением на диоде VD2). За- пирание ключа VT обеспечивается относительно быстрым разрядом его входной емкости через транзистор VT2 после смены полярности напряжения на обмотках трансформатора (при выключении VT1). Пример включения драйвера с применением оптопар для гальва- нической развязки цепей драйвера, схемы управления и схемы сигна-
86 Глава 2 Рис. 2.20. Схема гальванической развязки с помощью трансформатора (а) и с помощью оптопар (б) Рис. 2.21. Схема органи- зации дополнительного ис- точника питания драйвера лизации показан на рис. 2.20,6. Оп- топара ОШ обеспечивает гальвани- ческую развязку схемы управления, а 0112-схемы аварийной сигнализа- ции. Нумерация выводов драйвера соответствует ранее рассмотренной МС33153. В мостовых схемах преобразова- ния электрической энергии ключи образуют две стойки (стойка — два последовательно соединенных меж- ду собой ключа) и организация пи- тания драйверов требует трех изоли- рованных источников (один на два нижних ключа и по одному на каж- дый верхний). В тех случаях, когда по ряду причин это не может быть выполнено, используют так назы- ваемую бустрепную схему организации «плавающего» источника для питания драйвера верхнего ключа (VT1), показанную на рис. 2.21. . На этой схеме вывод питания 6 верхнего драйвера соединен че- рез развязывающий диод VD с источником питания нижнего драй- вера. Кроме того, параллельно выводам питания (выводы 6 и 3) верхнего драйвера включен конденсатор С, выполняющий функции источника напряжения. Конденсатор заряжается источником Еа в течение времени работы нижнего ключа VT2 через его открытый коллекторно-эмиттерный переход и диод VD. При выключении VT2 потенциал вывода 3 растет, диод VD запирается, а энергия конден- сатора С обеспечивает работу верхнего драйвера. На последующем такте энергия конденсатора пополняется. Другой проблемой верхнего ключа является гальваническая раз-
Электрические компоненты устройств электропитания 87 вязка его драйвера от схемы управления (Упр.1). В схеме рис. 2.21 для развязки использована оптопара ОШ. Другой прием, активно используемый в современной схемотехнике, заключается в организа- ции сдвига уровня сигнала с помощью встроенного в схему драйвера генератора импульсов с последующей их емкостной развязкой и вос- становлением «образа» сигнала дополнительным триггером, получа- ющим питание от бустрепного источника. Такой подход позволяет строить драйверы управления как для одиночных ключей (IRF127), так и драйверы для пары (стойки) ключей (IR2111, HIP4080) [34]. 2.1.8. Тепловая модель полупроводникового прибора Тепловой режим работы любого полупроводникового прибора оп- ределяется температурой окружающей среды в месте его установки, величиной мощности потерь в приборе Д/V и условиями его охла- ждения. Для улучшения условий охлаждения полупроводниковые приборы устанавливаются на радиаторах охлаждения и, кроме того, достаточно часто используют принудительное охлаждение элемен- тов устройства с помощью встраиваемых в аппаратуру вентилято- ров. Для расчета тепловых режимов работы полупроводников при- боров вводится такой параметр, как тепловое сопротивление прибора /?тп> с помощью которого можно определяется температурный пере- пад кремниевой пластины At = ДРу/?тП относительно температуры окружающей среды. При установке прибора на радиатор опреде- ляется как сумма теплового сопротивления переход-корпус теплового сопротивления корпус-радиатор /?т(к-р) и теплового сопро- тивления радиатор-среда /^(р-с) • Размерность /Vn и его составляю- щих равна °С/Вт. Так, /?т(п-к) показывает, на сколько градусов повы- шается температура перехода при мощности потерь в приборе 1 Вт: Тп = Тс + АД = Тс + ДРу(Дт(п_к) + /?т(к-р) + /?т(р-с))- Значения тепловых сопротивлений зависят от конструктивного исполнения самих приборов, условий размещения их на радиаторах, от площади теплоизлучающей поверхности радиаторов, температуры и интенсивности охлаждающего воздуха и приводятся в справочни- ках. При конструировании источников питания стремятся ограничить значение Т„ на уровне, гарантирующем безотказную работу прибо- ров. При заданной величине ДРу эта задача решается соответствую- щим выбором величины Я^р-с), определяющей результирующее зна- чение теплового сопротивления. Приведем некоторые рекомендации
88 Глава 2 по обеспечению теплового режима приборов, полезные на практике при конструировании и эксплуатации источников питания. Для снижения теплового сопротивления между корпусом прибо- ра и охлаждающей пластиной (радиатором) используют специальные мастики или термоцрокладки, обеспечивающие хороший «тепловой» контакт. С увеличением площади поверхности радиатора и скорости пото- ка охлаждающего воздуха, тепловое сопротивление Лцр-с) > а следо- вательно, и Дгп приборов уменьшается, соответственно токовые на- грузки приборов могут быть увеличены. Наиболее эффективны по условиям минимума теплового сопро- тивления являются радиаторы охлаждения приборов «игольчатого» типа. Ребристые радиаторы дают хороший эффект при вертикаль- ной ориентации ребер. Отключение вентилятора в источниках электропитания практи- чески на 40.-.. 50 % снижают допустимые токовые нагрузки устройств. В заключение раздела 2.1 отметим, что изложенные материалы отражают лишь основные достижения и тенденции силовой электро- ники, ориентированной на создание современных источников элек- тропитания для телекоммуникационных и информационных систем. Сведения по другим типам приборов, например по биполярным тран- зисторам со статической индукцией тока (БСИТ), запираемым тири- сторам, модулям силовых приборов, читатель может найти в спе- циальной литературе [35]. 2.2. Электромагнитные устройства электропитания Практически любое устройство электропитания содержит такие элементы, как трансформаторы, электрические реакторы (дроссели) и электромагнитные реле. Эти элементы, относящиеся к классу элек- тромагнитных устройств, во многом определяют объем, массу и кон- структивные особенности исполнения устройств электропитания. В общем случае любое электромагнитное устройство содержит магнитопровод (магнитопроводы), выполненный из ферромагнитно- го материала, и обмотку (обмотки), расположенную на этом магнито- проводе. Магнитопровод позволяет обеспечить усиление магнитного поля, созданного обмоткой при протекании по ней тока, и требуемую конфигурацию этого магнитного поля. Для любого электромагнитного устройства справедливы закон электромагнитной индукции и закон полного тока. Рассмотрим в
Электрические компоненты устройств электропитания 89 Рис. 2.22. Катушка с ферромагнитным сердечником (а) и временные диаграммы (б) качестве примера поведение катушки с ферромагнитным сердечни- ком (рис. 2.22,а) в случае подключения ее к источнику напряжения переменного тока. Пусть в установившемся режиме работы по об- мотке будет протекать ток и. В результате обмоткой будет созда- ваться магнитодвижущая сила (МДС) Ft, численно равная произ- ведению тока на число последовательно соединенных между собой витков Wt этой обмотки: F = itWt. (2.3) Эта МДС возбуждает магнитный поток Ф, магнитные силовые линии которого будут замыкаться только по кольцевому магнитопро- воду (предполагается, что обмотка располагается равномерно по все- му периметру магнитопровода) так, что поля рассеивания отсутству- ют и все витки обмотки будут сцеплены с одам и тем же магнитным потоком. Изменяющийся во времени магнитный поток будет индуцировать на зажимах обмотки ЭДС ех. В соответствии с законом электромаг- нитной индукции выражение для ЭДС можно представить в следую- щем виде: ei = — Wt d<&/dt, (2.4) где Ф — магнитный поток, Вб. При равномерном распределении магнитного поля по попереч- ному сечению SCT магнитопровода выражение (2.4) можно предста- вить в следующей форме: * ei = — WiSCTdB / dt, (2.5) где В = Ф/,$'ст •— магнитная индукция в магнитопроводе, Тл; SCT — поперечное сечение магнитопровода, перпендикулярное магнитным силовым линиям, мм2.
90 Гл а в а 2 Рассматривая напряжение ui как ЭДС, вносимую в контур об- мотки, в соответствии с законом Кирхгофа можно записать Ui +ei = (2.6) где 7?1 — активное сопротивление обмотки, Ом. Пренебрегая падением напряжения на активном сопротивлении обмотки, выражение (2.6) с учетом соотношения (2.5) можно пред- ставить в следующей форме: щ = WjS^dB/dt. (2.7) Следовательно, закон изменения напряжение щ источника энер- гии определяет закон изменения ЭДС cj и закон изменения магнит- ной индукции (магнитного потока) в магнитопроводе. Так, при сину- соидальном изменении напряжения щ = Uim sin cvt ЭДС ej и магнит- ная индукция В будут также изменяться по синусоидальному зако- ну. Причем в установившемся режиме работы приращение магнитной индукции, определяемое средним значением напряжения £7icp, на ин- тервале полупериода изменения ui равно 2Вт (рис. 2.22,6). Разделив переменные и проинтегрировав (2.7), получим ХГ/2 f+Bm / щ dt = Ж&т / dB = 2WiSCTBm. -/о J—Вт Следовательно, выражение для среднего значения ЭДС можно пред- ставить в следующем виде: 2 7Т/2 Я1ср = tficp = у Уо dt = iWiSCTBmfi, (2.8) где Д = 1/Т — частота изменения напряжения источника энергии. Выражение (2.8) остается справедливым и при любом другом за- коне изменения ui, если среднее за период значение этого напряже- ния равно нулю. Действующее значение ЭДС отличается от среднего значения Д.ср в коэффициент формы Кф кривой напряжения щ раз (для синусоидальной функции Кф = 1,11): Ei = Ui = КфЕ1Ср. Следовательно, выражение для амплитудного значения магнитной индукции Вт принимает вид Вт = 4КФЖ5СТА' (2'9)
Электрические компоненты устройств электропитания 91 С другой стороны, в соответствии с законом полного тока ^Hdl = ^i = hWi = F, (2.10) или при выборе замкнутого контура I, совпадающим с замкнутой магнитной силовой линией Hlcp=nWr, ' (2,11) где Zcp — средняя длина магнитной силовой линии, м; Н — напря- женность магнитного поля в магнитопроводе, А/м, следует, что ток в обмотке рассматриваемого устройства определяется напряженно- стью магнитного поля, которая в свою очередь определяется значе- нием магнитной индукции, свойствами ферромагнитного материала и конструкцией магнитопровода. Свойства ферромагнитных материалов характеризуются зависи- мостью магнитной индукции В в ферромагнетике от напряженности магнитного поля Н. Эта зависимость является нелинейной и неод- нозначной и представляется в виде петли гистерезиса. На рис. 2.23,а представлена зависимость В от Н для случая, когда перемагничива- ние материала магнитопровода осуществляется по так называемому частному симметричному циклу (перемагничивание материала маг- нитопровода по частному симметричному циклу будет осуществлять- ся для схемы рис. 2.22 в том случае, когда среднее за период значе- ние напряжения источника энергии щ равно нулю). При изменении значения напряжения щ можно снять семейство петель гистерезиса вплоть до предельной петли гистерезиса (для снятия предельной пет- ли гистерезиса в схеме рис. 2.22 источник напряжения щ необходимо заменить на источник тока). По предельной петле перемагничивания определяют такие параметры материала магнитопровода, как коэр- цитивную силу Нс, остаточную магнитную индукцию Вг и индукцию насыщения В8 (рис. 2.23,а). Вершины петель гистерезиса лежат на основной кривой намагничивания. Примерный вид основной кривой намагничивания ферромагнитного материала приведен на рис. 2.23,б. По основной кривой намагничивания определяют значение магнит- ной проницаемости ферромагнитного материала, представляющей со- бой коэффициент пропорциональности между магнитной индукцией и напряженностью магнитного поля. Напряженность магнитного поля и магнитная индукция связа- ны между собой соотношением В — раН = рорН, (2.12)
Рис. 2.23. Характеристики ферромагнитных материалов где До = 4тг • 10“7 •— магнитная проницаемость вакуума (магнит- ная постоянная вакуума), Гн/м; Да = ДоД — абсолютная магнитная проницаемость материала магнитопровода, Гн/м; д — относитель- ная магнитная проницаемость материала, показывающая, во сколь- ко раз магнитная проницаемость материала больше магнитной про- ницаемости вакуума. Часто вместо статической д пользуются динамической магнит- ной проницаемостью = (2-13) До ОН Примерный вид кривой динамической магнитной проницаемости дд для магнитомягкого материала (с узкой петлей гистерезиса) по- казан на рис. 2.23,6. Выражение (2.11) с учетом соотношения (2.12) можно предста- вить в следующем виде: ' ---- — 2* Р'а или (после умножения числителя и знаменателя левой части на по- перечное сечение стержня магнитопровода SCT) Ф = F/RM, (2.14) где 7?м = ^срДдодб'ст) — магнитное сопротивление цепи, по которой замыкаются магнитные силовые линии поля, 1/Гн. Последнее соотношение представляет собой закон Ома для маг- нитной цепи. При анализе и расчетах электромагнитных устройств часто ис- пользуют понятие индуктивности обмотки электромагнитного уст- ройства. Выражение для индуктивности L обмотки в случае схемы
Электрические компоненты устройств электропитания 93 рис. 2.22,а можно представить в следующем виде: L = ¥1Ф/п = W%/Rw. (2.15) Для магнитопроводов электромагнитных устройств наибольшее применение находят такие ферромагнитные материалы, как электро- технические стали и ферриты. К достоинствам электротехнических сталей следует отнести прежде всего большое значение индукции на- сыщения (более 1,8 Тл). Чем выше индукция насыщения материала, тем в принципе можно получить меньшие габариты и массу элек- тромагнитного устройства. Однако электротехнические стали харак- теризуются относительно большими удельными потерями. В слу- чае применения электротехнических сталей на повышенных частотах для уменьшения потерь с ростом частоты преобразования приходит- ся уменьшать амплитудное значение магнитной индукции и выпол- нять магнитопроводы из более, тонких листов или ленты. Ферриты в отличие от электротехнических сталей обладают относительно ма- лым значением индукции насыщения (не более 0,5 Тл), однако имеют существенно меньшие удельные потери, что позволяет широко при- менять их в электромагнитных устройствах, работающих на частотах свыше 20 кГц. Магнитопроводы электромагнитных устройств могут также выполняться в отдельных случаях из славов железа с нике- лем, кобальтом и другими металлами или из магнитодиэлектриков. 2.2.1. Электрические реакторы Электрическим реактором (дросселем) называется статическое электромагнитное устройство, предназначенное для использования его индуктивности в электрической цепи. Дроссели находят широ- кое применение в источниках электропитания, являясь неотъемли- мой частью практически любого устройства преобразования энер- гии. Чаще всего дроссель представляет собой магнитопровод той или иной конфигурации, на котором размещается обмотка, включа- емая в электрическую цепь последовательно с нагрузкой. Основны- ми параметрами любого реактора являются, прежде всего, индук- тивность L и номинальное значение тока ГНОм его обмотки. Реак- торы подразделяются на линейные, ограниченно-линейные и нели- нейные. Линейный реактор должен иметь практически постоянную индуктивность, не зависящую от значения тока, протекающего по его'обмотке. Из выражений (2.12) и (2.15) следует, что в линейном реакторе магнитное сопротивление для магнитного потока должно оставаться неизменным для любого тока, который может возникнуть в цепи, где установлен такой реактор. Магнитопроводы линейных
94 Глава 2 реакторов могут выполняться из магнитодиэлектриков, относитель- ная магнитная проницаемость которых остается неизменной при на- пряженностях магнитного поля в несколько тысяч А/м. Магнито- диэлектрики имеют небольшую относительную магнитную проница- емость (от 60 до 250) и выпускаются виде в колец (тороидальные магнитопроводы) с внешним диаметром от 5 до 44 мм. Ввиду отно- сительно небольших удельных потерь эти магнитопроводы применя- ются при частотах до 200 кГц [40]. Для линейных реакторов могут применяться также разомкнутые магнитопроводы, выполненные из феррита или электротехнической стали. Так, серийно выпускаемые малогабаритные высокочастотные дроссели типа ДМ представляют собой ферритовый магнитопровод, выполненный в виде стержня ци- линдрической формы, на котором размещается обмотка. Дроссели типа ДМ выпускаются на токи до 3 А и имеют индуктивность до 1 мкГн. В отдельных случаях линейные дроссели могут выполнять- ся по конструктивным соображениям без магнитопровода. Напри- мер, дроссели высокочастотных вольтодобавочных конверторов на токи в десятки ампер представляют собой соленоиды, выполненные из медной или алюминиевой ленты. Примерами ограниченно-линейных реакторов являются дроссе- ли сглаживающих фильтров выпрямителей или дроссели импульс- ных стабилизаторов напряжения постоянного тока. В сглаживаю- щих фильтрах выпрямительных устройств обмотка дросселя должна обладать требуемой индуктивностью для переменной составляющей выходного напряжения выпрямителя во всем диапазоне изменения тока нагрузки несмотря на то, что через эту обмотку протекает посто- янная составляющая тока нагрузки. Если выполнять магнитопровод из магнитомягкого ферромагнитного материла (с малой коэрцитив- ной силой) в виде замкнутого кольца, то постоянная составляющая тока, протекающего через обмотку дросселя, создаст в магнитопрово- де постоянное во времени магнитное поле с индукцией Во, равной или большей индукции насыщения. В результате индуктивность обмотки окажется такой же, как и при отсутствии магнитопровода. Для того чтобы исключить насыщение материала магнитопровода, он должен выполняться с немагнитным зазором. Введение некоторого относи- тельно небольшого немагнитного зазора в магнитопровод позволяет обеспечить работу дросселя без захода материала магнитопровода в насыщение и тем самым резко увеличить индуктивность дроссе- ля. Зазор, при котором максимальное мгновенное значение магнит- ной индукции достигает значения индукции насыщения, является оп- тимальным, обеспечивающим максимальную индуктивность обмотки
Электрические компоненты устройств электропитания 95 дросселя. Дальнейшее увеличение зазора приведет к уменьшению ре- зультирующего магнитного сопротивления, а следовательно, к умень- шению индуктивности обмотки. Дроссели с немагнитным зазором являются ограниченно-линейными дросселями, так как увеличение постоянной составляющей тока дросселя или переменной составляю- щей напряжения, приложенного к обмотке сверх расчетных значений, будет приводить к насыщению материала магнитопровода, а следова- тельно, к резкому уменьшению индуктивности обмотки. Нелинейные реакторы (дроссели насыщения) имеют, как правило, замкнутый маг- нитопровод, выполненный из магнитомягкого ферромагнитного мате- риала. Число витков обмотки и поперечное сечение магнитопровода этих реакторов выбираются таким образом, чтобы материал магни- топровода не был в насыщении' только определенную часть перио- да (полупериода) изменения напряжения, приложенного к обмотке реактора. Для этого состояния материала магнитопровода обмотка реактора обладает большой индуктивностью, тогда как на интерва- ле насыщенного состояния материала магнитопровода индуктивность обмотки крайне мала. Чем ближе предельная петля перемагничива- ния материала магнитопровода к прямоугольной, тем лучше свойства нелинейного реактора как ключа. Нелинейные реакторы, обладаю- щие ярко выраженными ключевыми свойствами, широко применяют- ся-в устройствах электропитания как задерживающие реакторы (на время до нескольких десятков микросекунд) для снижения коммута- ционных потерь в транзисторах и тиристорах при их включении. Так как магнитная индукция в дросселях насыщения может из- меняться практически только в пределах от ~BS до +BS, то такие реакторы можно использовать для стабилизации среднего значения напряжения переменного тока. Действительно, если нагрузку, под- ключенную параллельно обмотке дросселя насыщения, включить в сеть переменного тока через гасящее сопротивление, как показано на рис. 2.24,а, то среднее за полупериод значение напряжения на на- грузке, будет стабилизировано на уровне напряжения насыщения Us нелинейного реактора. В соответствии с (2.8) выражение для напря- жения насыщения можно представить в следующем виде: 2 2 r+Bs Us = - / dt = -VT.SCT / dB = 4WS^fBs, L JO T J-B. где T(J) — период напряжения (частота тока) питающей сети ии SCT — поперечное сечение стержня магнитопровода; W — число вит- ков обмотки реактора; Bs — индукция насыщения. На рис. 2.24,6 показана зависимость среднего значения напря-
96 Глава 2 Рис. 2.24. Схема подключения на- грузки для стабилизации среднего значения напряжения переменного тока (а) и нагрузочная характери- стика (б) жения на нагрузке в функции среднего значения напряжения пита- ния ui (нагрузочная характеристика) в предположении, что дроссель L представляет собой идеальный ключ. При напряжениях питания Uicp меньших, чем (/?„ + R^Us/R^ магнитная индукция в сердечни- ке дросселя насыщения L не достигает значения индукции насыще- ния, и, следовательно, индуктивное сопротивление обмотки дроссе- ля L равно бесконечности, поэтому среднее значение напряжения на нагрузке растет с ростом напряжения питания. При t/jcp > (7?н + + Rt)Us/Ru магнитная индукция в дросселе L изменяется в преде- лах от — Bs до +В8) среднее значение напряжения на нагрузке неиз- менно, а разность напряжений (Uicp — П») выделяется на резисторе Rr. На практике с целью повышения КПД и коэффициента мощ- ности резистор Rr заменяют на линейный дроссель, а параллельно дросселю L подключают конденсатор. Подобные стабилизаторы на- пряжения переменного тока носят название феррорезонансных ста- билизаторов. Эти стабилизаторы достаточно широко применялись, например, в устройствах электропитания для стабилизации выход- ного напряжения тиристорных инверторов. 2.2.2. Трансформаторы Классификация трансформаторов. Трансформатором назы- вается статический электромагнитный аппарат, преобразующий электрическую энергию переменного тока одной системы в электри- ческую энергию переменного тока другой системы с иными парамет- рами (с иным напряжением, током, числом фаз). Трансформаторы находят широкое применение как в системах передачи и распределения электрической энергии, так и в устрой- ствах преобразования электрической энергии, входящих в состав си- стем электропитания аппаратуры телекоммуникаций. Под трансформаторами подразумеваются силовые трансформа- торы напряжения, предназначенные для передачи электрической энергии из одной электрической цепи в другую, гальванически изо- лированную от первой, с минимальными потерями. В трансформа-
Электрические компоненты устройств электропитания 97 торах одна из обмоток, называемая первичной, подключается непо- средственно к источнику напряжения переменного тока, а нагрузка (потребители) подключаются параллельно выходным зажимам дру- гой обмотки (других обмоток), расположенных на том же магнито- проводе, что и первичная обмотка. Тогда как в трансформаторах тока первичная обмотка включается в разрыв цепи источника энер- гии или потребителя. В зависимости от числа фаз источника энергии трансформаторы могут быть однофазными или трехфазными. При мощности, пере- даваемой из одной цепи в другую, меньшей нескольких киловатт- ампер, трансформаторы выделяют в отдельный класс так называе- мых трансформаторов малой мощности (ТММ), так как методы рас- чета и проектирования их отличаются от методов расчета и проек- тирования трансформаторов большой мощности. В зависимости от частоты изменения напряжения источника энергии различают трансформаторы'низкочастотные и высокочас- тотные. В последних преобразование энергии осуществляется на ча- стотах до нескольких сот килогерц. В зависимости' от величины действующего значения напряже- 4. ния на одной из обмоток различают трансформаторы низковольт- ные и высоковольтные. Под высоковольтными обычно подразуме- вают трансформаторы, напряжение на зажимах одной из обмоток которого превышает 1 кВ. В современных силовых устройствах (выпрямители, транзистор- ные инверторы, конверторы) , входящих в состав систем электропита- ния аппаратуры телекоммуникаций, использующие импульсные ме- тоды преобразования энергии в основном применяются однофазные, низковольтные ТММ, работающие на частотах свыше 20 кГц. В си- стемах электроснабжения предприятий связи и выпускаемых ранее силовых устройствах (находящихся в эксплуатации по настоящее время) широко применяются однофазные и трехфазные низкочастот- ные (работающие на промышленной частоте 50 Гц) трансформаторы как большой, так и малой мощности. Устройство, принцип действия и основные уравнения од- нофазных трансформаторов. В зависимости от конфигурации магнитопровода и расположения обмоток на нем однофазные транс- форматоры подразделяются на броневые, стержневые и тороидаль- ные (кольцевые). Трансформаторы броневого типа имеют магнитопровод, выпол- ненный из двух Ш-образных фрагментов (если в качестве материала магнитопровода используются ферриты) и одной катушки, на кото- <1—5312
98 Глава 2 Рис. 2.25. Конструкция однофазных трансформаторов броневого типа рой размещаются первичная и вторичная обмотка (вторичные обмот- ки) (рис. 2.25). Часть магнитопровода, на которой располагается ка- тушка с обмотками, называется стержнем магнитопровода, участки магнитопровода (сердечника трансформатора), не несущие обмотки, называются ярмом. Как видно из рис. 2.25, обмотки частично охва- тываются (бронируются) ярмом. При относительно малой мощности (до нескольких десятков вольт-ампер) применяются также ферритовые броневые магнитопро- воды чашечного типа, в которых обмотки практически полностью бронируются ярмом, что позволяет существенно уменьшить поля рас- сеяния трансформатора (под полями рассеяния понимают магнит- ные поля, магнитные силовые линии которых частично замыкают- ся по немагнитной среде). Однако при этом ухудшаются условия охлаждения обмоток. Обмотки трансформатора выполняются из изолированного мед- ного провода круглого или прямоугольного поперечного сечения. При токах в несколько десятков ампер и более для выполнения об- моток может применяться медная фольга. Обмотки трансформато- ров бывают двух типов: цилиндрические, состоящие из одного или нескольких слоев (рис. 2.25,а), и дисковые (галетные), расположен- ные друг за другом по высоте стержня и разделенные изолирующи- ми прокладками (рис. 2.25,6). Дисковые обмотки применяются в так называемых планарных (плоских) трансформаторах. В планарных трансформаторах используется многослойная печать, и обмотки вы- полняются в виде концентрических печатных проводников. Витки первичной и вторичной обмоток трансформатора располагаются в нескольких слоях печатной платы. В плате имеются окна, в кото- рые вставляется магнитопровод. К достоинствам планарных транс- форматоров по сравнению с классическими, имеющими цилиндриче- ские обмотки следует отнести:
Рис. 2.26. Конструкция однофазных трансформаторов стержневого типа • меньшие размеры; • существенно меньшие поля рассеяния; • меньшие потери в проводниках обмоток на высоких частотах; • лучшие условия охлаждения; • высокую технологичность монтажа и сборки. Однако производство планарных трансформаторов (и дросселей) требует сложного и дорогого технологического оборудования, затра- ты на которое окупаются только при серийном выпуске трансфор- маторов большими партиями. Поэтому в большинстве случаев в настоящее время броневые трансформаторы выполняются с цилин- дрическими обмотками. Трансформаторы стержневого типа имеют магнитопровод, вы- полненный из двух П-образных фрагментов (если в качестве мате- риала магнитопровода используются ферриты) и двух катушек, на каждой из которых размещаются по половине витков первичной и вторичной обмоток (рис. 2.26,а). Половины обмоток, помещенные на левом и правом стержнях магнитопровода, соединяются между собой последовательно или параллельно так, чтобы намагничиваю- щие силы этих половин обмоток совпадали по направлению обхода контура магнитопровода. На низких и повышенных частотах (до нескольких килогерц) для трансформаторов стержневого типа применяются магнитопро- воды типа ПЛ (рис. 2.26,6), выполненные из холоднокатанной элек- тротехнической стали. Два магнитопровода типа ПЛ, составленных вместе образуют магнитопроводы типа ШЛ, применяемые для транс- форматоров броневого типа. Тороидальные трансформаторы выполняются на кольцевых (ти- па К или ОЛ) магнитопроводах (см. рис. 2.22). В качестве материа- ла магнитопровода применяются ферриты, аморфные стали (магни-
100 Глава 2 топроводы типа К) или холоднокатанные электротехнические стали (магнитопроводы типа ОЛ). К достоинствам тороидальных трансформаторов по сравнению со стержневыми и броневыми следует отнести: практически полное отсутствие полей рассеяния и нечувствительность к внешним маг- нитным полям, независимо от их направления (при условии равно- мерного распределения обмоток по периметру кольца магнитопро- вода); большую поверхность охлаждения обмоток и меньшее маг- нитное сопротивление магнитопровода вследствие отсутствия каких- либо немагнитных зазоров. При прочих равных условиях тороидаль- ные трансформаторы имеют минимальные габариты, однако стои- мость их изготовления существенно выше. На низких и повышенных частотах при мощности более несколь- ких десятков ВА предпочтение отдается трансформаторам стержне- вого типа, так как по сравнению трансформаторами броневого типа они имеют. меньшие габариты, меньший расход обмоточного мате- риала, меньшие поля рассеяния и большую поверхность охлажде- ния обмоток. С ростом частоты преобразования числа витков обмо- ток и размеры магнитопровода трансформатора уменьшаются и то обстоятельство, что трансформаторы броневого типа имеют только одну катушку объясняет их применение при мощности в несколь- ко Сотен вольт-ампер. На рис. 2.27,а показано условное обозначение трансформатора в электрических схемах. Точками обозначены условные начала об- моток трансформатора. Если в данный момент времени вывод, со- ответствующий условному началу какой, либо обмотки имеет поло- жительный потенциал относительно другого вывода этой обмотки, то и для всех других обмоток условные начала будут иметь поло- жительный потенциал. На рис. 2.27,6 приведен двухобмоточный трансформатор стерж- невого типа, первичная и вторичная обмотки которого условно по- казаны на разных стержнях магнитопровода (параметры первичной обмотки имеют индекс 1). В режиме холостого хода (7?.п = оо) от- личие этого (реального) трансформатора от катушки с ферромагнит- ным сердечником (см. рис. 2.22) заключается в том, что, кроме ос- новного магнитного потока Фо, магнитные силовые линии которого замыкаются только по магнитопроводу и сцеплены с витками обеих обмоток, существует поток рассеяния Фь-1, магнитные силовые линии которого частично замыкаются по немагнитной среде и сцеплены с витками только одной первичной обмотки. Ввиду того, что магнит- ное сопротивление для потока рассеяния намного больше магнитного
Электрические компоненты устройств электропитания 101 Рис. 2.27. Условное обозначение (а) и условная конструкция трансформатора (б) сопротивления для основного магнитного потока, амплитудное зна- чение основного магнитного потока Фом в реальном трансформаторе всегда во много раз больше амплитудного значения потока рассеяния Флм (Фом Флм)- Изменение во времени магнитного потока Фл будет индуцировать в первичной обмотке ЭДС esi = —Wi(df&si/dt). Основной магнитный поток создает на зажимах первичной и вто- ричной обмоток ЭДС, равные соответственно: ei = —Wl(dФ0/dt) и ег = —W2(№0/dt). Уравнение равновесия ЭДС первичной обмотки трансформатора (уравнение Кирхгофа) в режиме холостого хода примет следующий вид: Ui = — (ei + esi) + ioRi, (2.16) где io '— ток первичной обмотки в режиме холостого хода (й = io), Ri — активное сопротивление первичной обмотки. Для реального трансформатора так же, как и для катушки с фер- ромагнитным сердечником, справедливо соотношение щ, « —ei или щ « Wi(d&0/dt'). Выразив основной магнитный поток Фо через маг- нитную индукцию Во и поперечное сечение стержня магнитопровода SCT) можно записать для трансформатора следующее соотношение: «1 = (2.17) dt dt Из выражения (2.17) следует, что в том случае, когда напряже- ние Ui источника энергии изменяется по синусоидальному закону, ос- новной магнитный поток и магнитная индукция Bq, а следовательно, и ЭДС ei и ег также изменяются по синусоидальному закону. Пред- полагая, что ток холостого хода также изменяется по синусоидаль-
102 Глава 2 ному закону, уравнение (2.16) можно записать в комплексной форме: 171 = —(Ец + Esij + IqRi. Если представить ЭДС Esi в виде падения напряжения на индук- тивном сопротивлении Xi первичной обмотки, обусловленной пото- ком рассеяния Ф31 (—ЕД = +.До-Х1), то уравнение равновесия ЭДС- первичной обмотки примет следующий вид: ЕД = —А + IqRi + уД; . . (2.1») хг = -Ец + I0Zlt где Zi = Ri +jXi — полное сопротивление первичной обмотки транс- форматора. Для трансформатора, работающего под нагрузкой, уравнение (2.18) принимает следующий вид: ^=-^+1^1, (2.19) В условиях нормального режима работы любого трансформатора Ец. Поэтому можно считать, что IR « -Ё1. (2.20) Следовательно, при неизменных параметрах источника энергии будет практически неизменна ЭДС Ех и амплитуда основного магнитного потока Фом независимо от мощности, отбираемой от трансформато- ра. Уравнение (2.20) определяет принцип работы трансформатора. Так, при увеличении тока в нагрузке увеличивается и МДС I2W2 вторичной обмотки, стремящаяся уменьшить амплитудное значение основного магнитного потока. Но при уменьшении потока уменьшит- ся и Ei, что ведёт к увеличению тока первичной обмотки Д. Ток Д будет увеличиваться до значения, при котором МДС первичной об- мотки скомпенсирует размагничивающее действие МДС вторичной обмотки. Таким образом, МДС первичной обмотки создаёт неизмен- ный, практически не зависящий от нагрузки магнитный поток Фом (такой же, как и при холостом ходе), и компенсирует размагничи- вающее действие МДС вторичной обмотки трансформатора. Следо- вательно, можно записать уравнение равновесия магнитодвижущих сил в следующем виде: RWi + I2W2 = i0Wi или ДИД = Wi - t2W2. (2.21) В случае многообмоточного трансформатора уравнение равнове-
Электрические компоненты устройств электропитания 103 сия МДС принимает следующий вид: т Ё Wx = io W1 - hi W2i, (2.22) i—1 где m — общее число вторичных обмоток трансформатора. МДС вторичной обмотки также создает поток рассеяния Ф32, магнитные силовые линии которого сцеплены только с витками вто- ричной обмотки. Поток Ф32 будет индуцировать в вторичной обмотке ЭДС Es2, которую можно представить в виде падения напряжения на индуктивном сопротивлении Х2 вторичной обмотки, обусловленном потоком рассеяния Ф32 {—Es2 = +jI2X2). В этом случае уравнение равновесия ЭДС вторичной обмотки в комплексной форме имеет вид u2 = zHi2 = E2-i2R2-ji2x2 = E2-i2z2. (2.23) В случае многообмоточного трансформатора для каждой из вто- ричных обмоток справедливо свое уравнение равновесия ЭДС. Эквивалентная схема замещения трансформатора. Нали- чие магнитной связи между обмотками затрудняет расчеты устройств, содержащих трансформаторы. Поэтому реальный трансформатор при расчетах электрических цепей заменяют приведенным, в кото- ром все обмотки имеют равное число витков. Следовательно, ЭДС, обусловленные основным магнитным потоком, на зажимах всех обмо- ток будут иметь одно и тоже значение, что позволяет электрически соединять одноименные зажимы обмоток между собой без нарушения процессов в трансформаторе. В том случае, когда расчету подле- жат параметры источника энергии, к которому подключается транс- форматор с нагрузкой в его вторичной обмотке, все обмотки приве- денного трансформатора имеют -число витков, равное числу витков первичной обмотки реального трансформатора (вторичная обмотка и нагрузка приводятся к первичной обмотке). При расчете парамет- ров нагрузки все обмотки приведенного трансформатора имеют чис- ло витков, равное числу витков вторичной обмотки, в цепи которой определяются математические соотношения между элементами. Па- раметры приведенных обмоток (токи, напряжения, сопротивления) снабжаются штрихами. Для того чтобы приведенный трансформа- тор в полной мере соответствовал реальному, необходимо выполне- ние следующих условий: • электромагнитная мощность обмотки реального и приведенного трансформаторов должны быть равными (в том случае, когда вторичная обмотка приводится к первичной E2I2 = E^I^)',
104 Глава 2 • потери мощности в цепях реального и приведенного трансфор- маторов должны быть равны; • фазовые сдвиги между напряжениями и токами в цепях при- веденного и реального трансформаторов должны быть одина- ковыми. В случае приведения вторичной обмотки к первичной ЭДС = (j%/W2)Wl = £^/п21, где П21 = Wi/Wy. Из условия неизменности электромагнитной мощности вторич- ной обмотки следует, что 4' = (ВД/Я' = ^2П21. Из условия неизменности мощности потерь (активной мощности) во вторичной обмотке и нагрузке следует, что Л' =(42Я2)/(^)2 = Я2/п21, ^ = (422Ян)/№)2 = Лн/п^. Из условия неизменности реактивной мощности вторичной об- мотки и нагрузки (это соответствует также неизменности фазовых сдвигов между напряжением и током вторичной обмотки) следует, что X' = (422Х2)/(Д)2 = Х2/п2х, X' = (422Хн)/(4')2 = Хп/п221. Для приведенного трансформатора справедлива следующая си- стема уравнений: U^-Er+i^+jX^, и^Ё^-i^+jx'^ и'г = z'j'2. Введя обозначения = Е2 = —IqZq, Ui — IiZ3K и решая вы- ше приведенную систему уравнений, можно получить выражение для Яэк, на основании которого на рис. 2.28,а представлена эквивалент- ная схема замещения трансформатора: Zsk = Zi+ Zq(Z2 + Z^f(Zo 4- Z2 + Z'^. Параметры эквивалентной схемы замещения трансформатора могут быть определены по данным опытов холостого хода и корот- кого замыкания. При опыте холостого хода на первичную обмотку
Электрические компоненты устройств электропитания 105 Рис. 2.28. Полная (а) и упрощенная (6) эквивалентные схемы замещения трансформатора подается номинальное напряжение IR = UiH и определяются ток хо- лостого хода Iq, мощность потерь в магнитопроводе (потери в стали) Ро и напряжение на зажимах вторичной обмотки U2o. По этим дан- ным рассчитываются: коэффициент трансформации П21 = U20/U\a = = W2/W1, сопротивление Zq = Ro + jX$ = и его составляю- щие Rq = Ро//2, Хо = y/(Z%_R%). При опыте короткого замыкания к первичной обмотке подво- дится такое пониженное напряжение (напряжение короткого замы- кания t/к), при котором по обмоткам протекают номинальные токи Лн, 7>н и определяется мощность потерь в обмотках трансформато- ра Рк. По данным опыта короткого замыкания определяются со- противление короткого замыкания ZK = IX/I^ и его составляющие RK = Ri + J?2 — Хк = -\/(^ ~ R£) — -^1 + Х'2, а также угол короткого замыкания </?к = arctg(J¥K/J?K). Внешние характеристики трансформатора. Под внешней характеристикой трансформатора подразумевается зависимость на- пряжения на зажимах вторичной обмотки от тока нагрузки при но- минальных и неизменных параметрах источника энергии. Так как обмотки реального трансформатора обладают активным и индуктив- ным сопротивлениями, изменение тока нагрузки вызывает изменение падения напряжения на сопротивлениях обмоток и, следовательно, приводит к изменению напряжения на нагрузке. Значение напряжения на нагрузке приведенного трансформато- ра 172 ПРИ любом значении тока нагрузки и любом характере нагруз- ки можно определить в результате построения векторной диаграммы трансформатора. В реальных трансформаторах обычно ток холосто- го хода 70 много меньше номинального значения тока первичной об- мотки 71н, поэтому при определении напряжения U2 можно положить 7о = 0, что существенно упростит построение векторных диаграмм. При этом допущении эквивалентная схема замещения трансформа-
106 Глава 2 Рис. 2.29. Векторная диаграмма (а) и внешние характеристики (6) трансформатора тора примет вид, представленный на рис. 2.28,6", а поведение транс- форматора будет описываться следующим соотношением: ^ = г71н-Л(Як + да, (2.24) где RK — Ri + #2 и Хк = + Х12 '— активная и реактивная состав- ляющие сопротивления короткого замыкания. Векторная диаграмма, построенная в соответствии с соотноше- нием (2.24) для R = Дн при угле сдвига по фазе тока 12 относи- тельно напряжения U2 равном (индуктивный характер нагрузки), показана на рис. 2.29. Вектор U2, значение которого подлежит определению, предпола- гается ориентированным по вертикали, причем конец вектора нахо- дится в точке А. Далее из точки А строится вектор падения напряже- ния на сопротивлении RK, направление которого совпадает с направ- лением тока Д, и из конца этого вектора строится вектор падения напряжения на индуктивном сопротивлении Хк (вектор +j’4iHA'K по- вернут на 90° в сторону опережения относительно вектора тока тока Д). Геометрическая сумма двух последних векторов представляет собой вектор напряжения короткого замыкания Дк, модуль которо- го, как и значения сопротивлений RK и Хк, определяется по данным опыта короткого замыкания. Если из конца вектора UK (точка С) как из центра окружности радиусом, равным напряжению L4H, про- вести дугу и определить ее точку пересечения с вертикальной линией (точка О), то тем самым будет найдены начало вектора U2 и, следо- вательно, значение напряжения
Электрические компоненты устройств электропитания 107 На практике изменение напряжения на нагрузке при переходе от режима холостого хода к режиму номинальной нагрузки ДД = — Д20 — ^2 предпочитают определять не в результате построения век- торной диаграммы, а из приближенного аналитического выражения, полученного из векторной диаграммы рис. 2.29,а. Действительно ес- ли At/ = — Uz = Ula — Uопределять как разность между про- екцией вектора Д.н на вертикальную линию и вектором то из векторной диаграммы рис. 2.29,а можно записать АД = ОД — ОА = Дк cos(<pK — <рг)- Разделив левую и правую части последнего соотношения на Д1н и введя понятие коэффициента нагрузки /3 = Д/Тан = Ii/Iin вы- ражение для относительного изменения напряжения Ди = ДД/Дхн можно представить в следующем виде: Ди = @ик cos(<pK — (рг), (2.25) где ик = Дк/Д1н •— относительное значение напряжения короткого замыкания; <рк = агс1§(Хк/Дк) — угол короткого замыкания. Значения параметров ик и <рк определяются из опыта короткого замыкания или рассчитываются исходя из паспортных данных транс- форматора. При известной величине Ди можно определить значение напряжения на нагрузке Да реального трансформатора Да = П21 Д1Н(1 — Ди), (2.26) где 7121 — Дго/Д1н = W2/W1 — коэффициент трансформации, значе- ние которого определяется из опыта холостого хода. Из выражений (2.25) и (2.26) следует, что напряжение на нагруз- ке является функцией как тока нагрузки, так и характера нагрузки (угла ^г)- При индуктивном характере нагрузки (<р2 > 0) с ростом тока нагрузки (коэффициента нагрузки) напряжение на нагрузке па- дает. Причем максимальное отклонение напряжения (равное ик) бу- дет при таком характере нагрузки, когда угол <рг будет равен углу <рк. Следует отметить, что в реальных трансформаторах ик < 0,005...0,1. При емкостном характере нагрузки и достаточно больших углах (<рг > </?к — 7г/2) с ростом тока нагрузки напряжение на нагрузке уве- личивается. Внешние характеристики трансформатора, построенные в относительных единицах, при индуктивном и емкостном характе- ре нагрузки показаны на рис. 2.29,6'. Там же пунктиром показана внешняя характеристика идеального трансформатора (в идеальном трансформаторе не только ток холостого хода, но и сопротивления обмоток равны нулю).
108 Глава 2 КПД трансформатора. Под коэффициентом полезного дей- ствия трансформатора т] понимают отношение активной мощности, отдаваемой трансформатором в нагрузку Д к активной мощности, потребляемой трансформатором от источника энергии Д: = д = д Р1 Д + -Рст + -Роб 1 где РСт •— потери в магнитопроводе (потери в стали); Роб — поте- ри в обмотках (потери в меди). В общем случае значение КПД трансформатора зависит от пара- метров источника энергии (от значения напряжения, формы кривой напряжения и частоты) и от режима его работы (от тока нагрузки и от характера нагрузки). Чаще всего определяют значение КПД при неизменных и номинальных параметрах источника энергии в зави- симости от тока нагрузки при различных характерах нагрузки. На практике'при расчетах КПД пользуются приближенным выражени- ем, полученным при предположениях, что 1) ток холостого хода трансформатора равен нулю, 2) амплитуда основного магнитного потока не зависит от значе- ния и характера тока нагрузки. В соответствии с первым допущением потери в обмотках при лю- бом значении тока нагрузки могут быть представлены в следующем виде: рО6 = Л2Я1 + д2я2 = 42Я1 + (^)2л'=/з2чк, где Рк — потери в обмотках, определяемые из опыта короткого за- мыкания и соответствующие номинальным значениям токов в обмот- ках трансформатора. В соответствии со вторым допущением потери в магнитопроводе не зависят от значения тока нагрузки и могут быть приняты равными мощности, определяемой из опыта холостого хода Pty. -Рст = Р0 • Выражение для активной мощности отдаваемой трансформато- ром в нагрузку, можно представить в виде -?2 = ^ShCOS</?2, где Зя = UihIih — номинальная мощность трансформатора. В силу выше изложенного выражение для КПД можно предста- вить в следующей форме: _ _____/З^нСОЗ у 2___ 77 /33п cos Р2+Р0 + /РРк' (2.28)
Электрические компоненты устройств электропитания 109 Из выражения (2.28) следует, что теоретически КПД принимает нулевое Т значение при /3 = 0 (режим холостого хо- да) и при /3 —» оо (режим короткого замы- кания). Примерный вид кривой КПД в диапазоне изменения /3 от 0 до 1 при фик- сированном значении cos</?2 > 0 показан на рис. 2.30. Как видно из рис. 2.30, КПД • быстро нарастает с увеличением нагруз- ки и в широком диапазоне изменения на- грузки имеет значение, близкое к мак- симальному. Взяв первую производную дг]/др и приравняв ее нулю можно полу- чить выражение для коэффициента на- грузки /Зтах, при котором КПД достигает максимального значения: . . 'Ртах 1,0 р к Рис. 2.30. Зависимость КПД трансформатора от коэффициента загрузки Pv . Anax-j°K — По- следовательно, максимум КПД будет при такой нагрузке, ко- гда постоянные потери мощности (не зависящие от нагрузки) рав- ны переменным потерям. Для иллюстрации этого обстоятельства на рис. 2.30 показаны зависимости потерь в обмотках (/32РК) и потерь в магнитопроводе (Fo) от коэффициента нагрузки. Изменяя электромагнитные нагрузки (плотность тока в обмот- ках и амплитудное значение магнитной индукции), можно обеспе- чить при проектировании трансформаторов получение максималь- ного значения КПД при любом желаемом значении коэффициента нагрузки. Если трансформатор, например, отдает большую часть энергии в течение суток, работая в режиме значительной недогрузки относительно своей номинальной мощности, то при проектировании максимум КПД обеспечивают при /3 < 1, как показано на рис. 2.30. Если сравнивать трансформаторы, отличающиеся друг от дру- га номинальной мощностью, то следует отметить, что максимальное значение КПД будет тем больше^ чем больше номинальная мощность трансформатора. Кроме того, максимальное значение КПД транс- .форматоров одинаковой номинальной мощности тем больше, чем вы- ше частота, на которой он работает. Трехфазные трансформаторы. Трансформация электриче- ской энергии трехфазного переменного тока может осуществляться либо с помощью трех однофазных трансформаторов, первичные и вторичные обмотки которых соединяются по одной их трехфазных
110 Глава 2 схем (так называемый трехфазный групповой трансформатор), либо с помощью трехфазных трансформаторов со связанной магнитной си- стемой (с общим магнитопроводом). В основном на практике приме- няются трехфазные трансформаторы со связанной магнитной систе- мой, так как групповые трансформаторы имеют существенно боль- шие габаритные размеры и массу при той же номинальной мощности. Действительно, если первичные обмотки трех однофазных трансфор- матора (рис. 2.31,а) соединить между собой по одной из трехфазных схем и подключить к трехфазной симметричной сети (напряжение всех трех фаз имеют одинаковые значения и сдвинуты по фазе друг относительно друга на 2тг/3), то одинаковые по амплитуде магнитные потоки в каждом из однофазных трансформаторов будут также сдви- нуты по фазе друг относительно друга на 2тг/3. Сумма трех равных по амплитуде и сдвинутых по фазе на одну треть периода магнитных потоков в любой момент времени равна нулю. Поэтому, если раз- местить в пространстве однофазные трансформаторы, как показано на рис. 2.31,6', то сумма магнитных потоков в участках магнитопро- водов 1-2, сдвинутых друг к другу, в любой момент времени равна нулю. Следовательно, надобность в этих участках магнитопроводов для трехфазных трансформаторов отпадает. Стержни (участки маг- нитопроводов несущие обмотки) можно оставить по-прежнему раз- мещенными в пространстве (рис. 2.31,6) и объединить их сверху и снизу ярмом в форме кольца. В этом случае получится трехфазный стержневой трансформатор пространственной системы. В случае, когда все три стержня располагаются в одной плоскости и объединя- ются сверху и снизу ярмом, как показано на рис. 2.31,в, получается трехфазный стержневой трансформатор плоской системы, имеющий в настоящее время наибольшее применение на практике. Хотя следу- ет отметить, что требуемое поперечное сечение ярма при простран- ственной системе в два меньше, чем при плоской системе, так как магнитный поток в ярме оказывается в два раза меньшим. Кроме того, в плоской системе имеет место асимметрия магнитных сопро- тивлений для магнитных потоков, возбуждаемых обмотками, распо- ложенными на среднем и крайних стержнях магнитопровода. Эта асимметрия, связанная с различными длинами магнитных силовых линий для обмоток, расположенных на крайних и среднем стреж- нях, приводит к тому, что токи холостого хода в обмотках трансфор- матора будут также различными (ток холостого хода для обмотки, расположенной на среднем стержне, меньше). Обмотки трехфазных трансформаторов выполняются цилиндрическими так же, как и в однофазных трансформаторах.
Электрические компоненты устройств электропитания 111 А X а Рис. 2,31. Конструктивное выполнение трехфазных трансформаторов: а — трехфазный групповой трансформатор; б—• переход от группового к стержне- вому трансформатору; в •— трехфазный стержневой трансформатор плоской системы Начала фаз обмотки высшего напряжения обозначаются заглав- ными буквами А, В, С, а их концы — X, Y, Z. Если обмотки выс- шего напряжения имеют выведенную нейтральную (нулевую) точку, то этот зажим обозначается заглавной буквой N (О). Зажимы об- мотки низшего напряжения обозначаются строчными буквами; а, Ь, с •— начала фаз и х, у, z — концы фаз; п (0) — вывод нейтраль- ной (нулевой) точки. Схемы соединения обмоток трёхфазных трансформаторов и их условные обозначения в показаны на рис. 2.32. При соединении об- моток в звезду (рис. 2.32,а) концы (или начала) всех фаз соединяются между собой, образуя нейтральную или нулевую точку, а свободные зажимы трёх фаз подключаются к источнику энергии или к нагруз- ке (потребителю). В случае симметричной трехфазной системы и равномерной загрузке всех трех фаз для схемы звезда фазные на- пряжения Uax = Иву = Uqz в \/3 меньше линейных напряжений Uab = Ubc = Uqa. Токи в проводах, с помощью которых обмотка подключается к источнику энергии или нагрузке (линейные токи), для схемы звезда совпадают с фазными токами. В случае необ- ходимости в этой схеме осуществляется вывод нейтральной точки. Такая необходимость возникает, например, в случае подключения к обмотке потребителей, требующих электрической энергии не только трехфазного, но и однофазного переменного тока или, например, для создания некоторых схем выпрямления. При соединении обмоток трансформатора по схеме треугольник (рис. 2.32,6) начало первой фазы соединяют с концом второй, начало
112 Глава 2 Рис. 2.32. Схемы соединения обмоток трехфазных трансформаторов: а — звезда; б— треугольник; в — зигзаг второй фазы — с концом первой. Точки соединения начала одной фазы с концом другой подключают к проводам трёхфазной сети пе- ременного тока или к нагрузке. Для этой схемы фазные и линейные напряжения совпадают. Например, линейное напряжение Пав Од- новременно является фазным напряжением Cby- Линейные токи в этой схеме-, являющиеся геометрической разностью фазных токов, в \/3 больше фазных токов. Последнее обстоятельство объясняет ши- рокое применение этой схемы в управляемых выпрямителях отно- ' сйтельно большой мощности, выполненных по трехфазной мостовой схеме. Кроме того, при соединении одной из обмоток трансформатора по схеме треугольник в меньшей степени сказывается перекос фаз, связанный с неравномерной их загрузкой, так как при неравенстве ЭДС отдельных фаз в контуре треугольника возникают уравнитель- ные токи, выравнивающие напряжения фаз. Помимо двух основных схем (звезда и треугольник), иногда при- меняют схему соединения в зигзаг (рис. 2.32,в). В этой схеме фа- за состоит из двух катушек, находящихся на различных стержнях и соединённых встречно, так что ЭДС фазы обмотки равна геометри- ческой разности ЭДС этих катушек. Так же как магнитные потоки двух различных стержней, ЭДС катушек, составляющих одну фазу, сдвинуты на 1/3 периода по фазе. Поэтому при одинаковых затратах активных материалов и одинаковых потерях энергии ЭДС фазы при схеме зигзаг будет в \/3/2 раз меньше ЭДС фазы, выполненной по схеме звезда или треугольник. Несмотря на неэкономичность, в том случае, когда обмотка высшего напряжения выполняется по схеме звезда и имеется существенная неравномерность загрузки фаз, целе- сообразно выполнять обмотку низшего напряжения по схеме зигзаг, если требуется вывод нейтральной точки обмотки низшего напря- жения. В этом случае будет существенно меньшим перекос фаз по сравнению с вариантом, когда обмотка низшего напряжения выпол- няется по схеме звезда с выведенной нейтралью.
Электрические компоненты устройств электропитания 113 Для трехфазной симметричной системы при любой схеме со- единения обмоток номинальная мощность трансформатора >SH может быть выражена через номинальные действующие значения напряже- ний С7ф и токов /ф фаз или номинальные действующие значения ли- нейных напряжений Д, и токов 1Л следующим образом: = зиф1ф = л/ЗСДД. Для трехфазных трансформаторов приняты следующие обозна- чения: уу-о y/Zn -о Zyy-n Символ над чертой показывает схему соединения обмотки выс- шего напряжения. Символ под чертой указывает схему соединения обмотки низшего напряжения. Число указывает на принадлежность трансформатора к определенной группе. Группы трансформаторов вводятся для того, чтобы можно было их включать на параллельную работу с целью умощнения электроустановки. На параллельную ра- боту могут включаться только трансформаторы, принадлежащие к одной группе и Имеющие одинаковые значения фазных напряжений. Номер группы (цифра) показывает угол сдвига между одноимен- ными линейными ЭДС обмоток высшего и низшего напряжений, вы- раженный числом угловых единиц. За угловую единицу принят угол 30°. Отсчет ведется от вектора линейной ЭДС обмотки высшего на- пряжения по часовой стрелке. Автотрансформаторы. Автотрансформатором называют трансформатор, имеющий непосредственную связь между обмотка- ми. Конструктивно автотрансформатор ничем не отличается от обычного трансформатора. В однофазном трансформаторе цилин- дрические обмотки располагаются одна поверх другой на магнито- проводе стержневого, броневого или тороидального типа. Одна из возможных схем включения однофазного автотрансфор- матора приведена на рис. 2.33. На этой схеме первичная обмотка А-Х с числом витков Wi подключена к источнику энергии с напряжением Рис. 2.33. Схема включения автотрансформатора
114 Глава 2 UHH. Вторичная обмотка а-х с числом витков W2 соединена после- довательно согласно с первичной обмоткой, так что напряжение на нагрузке L7BH оказывается равным суммарному напряжению первич- ной и вторичной обмоток. По существу схема рис. 2.33 представляет собой включение трансформатора по схеме с вольтодобавкой. В каче- стве вольтодобавки выступает вторичная обмотка а-х. Обычно схему рис. 2.33 называют схемой повышающего автотрансформатора. Если поменять местами подключение источника энергии и на- грузки, то в этом случае мы будем иметь дело с понижающим авто- трансформатором. Как и для обычного трансформатора для схемы рис. 2.33 справедливы уравнения равновесия ЭДС для первичной и вторичной обмоток, а также уравнения равновесия МДС Й1 = -Д+Д^, U2 = £>2 ~~ I2Z21 irWi = i0Wi - i2w2 или ii = io—n2ii2. К этим уравнениям следует добавить соотношения, вытекающие из схемы рис. 2.33: Й1 = ЙНН; ЙВН = Й1 + Й2; Дн=А+Л. Номинальная (проходная) мощность Зн автотрансформатора на рис. 2.33 представляет собой произведение номинального действую- щего значения напряжения UBH на номинальное действующее значе- ние тока 4ВН. В соответствии с вышеприведенными соотношениями выражение для Зн можно представить в следующем виде: . Sa = UmIm = (U1 + U2)I2 = UrI2 + U2I2. (2.29). Первое слагаемое выражения (2.29) представляет собой мощность, пе- редаваемую в нагрузку непосредственно электрическим путем, тогда как второе слагаемое (U2I2) —• электромагнитную мощность, пере- даваемую в нагрузку посредством магнитного поля в трансформато- ре. Именно на эту электромагнитную мощность и рассчитывается трансформатор в схеме рис. 2.33. Чем меньше будет доля электро- магнитной мощности в Зн, тем соответственно будут меньше габарит- ные размеры и масса автотрансформатора по сравнению с обычным трансформатором (не имеющим электрической связи между обмот- ками) той же номинальной мощности Зи.
Электрические компоненты устройств электропитания 115 Отношение электромагнитной мощности 5ЭМ к Зн автотрансфор- матора можно выразить через его коэффициент трансформации, представляющий собой отношение высшего напряжения к низшему при холостом ходе (Ктр = ^эм £?2-^2 ,_ Ктр 1 __ 7121 Qfp SH ~ (£i + Е2)Ь ~ КТР ~ 1+^Г’ 1 где П21 = W^/Wi. Из выражения (2.30) видно, что чем ближе Ктр к 1, тем мень- ше доля электромагнитной мощности в номинальной мощности авто- трансформатора и тем меньше его габаритные размеры и масса по сравнению с обычным трансформатором той же мощности. Понятно, что при тех же электромагнитных нагрузках (плотности тока в об- мотках и амплитуде магнитной индукции в магнитопроводе) потери в автотрансформаторе по сравнению с обычным трансформатором будут также тем меньше, чем ближе /<тр к 1. Меньшими будут и изменения напряжения на нагрузке при изменении тока нагрузки. Однако, несмотря на его достоинства, применение автотрансфор- матора невозможно из-за гальванической связи между обмотками в системах электропитания аппаратуры телекоммуникаций, где для нормальной работы аппаратуры необходимо заземлять один из полю- сов нагрузки. Связь между параметрами, электромагнитными нагруз- ками и размерами трансформаторов. Номинальная мощность трансформатора SH может быть выражена через параметры его пер- вичной обмотки следущим образом: SH = (2.31) где mi. — число фаз первичной обмотки; UiH — номинальное дей- ствующее значение напряжение фазы первичной обмотки; Дн — но- минальное действующее значение тока фазы первичной обмотки. Как было показано в предыдущих разделах, ОД можно с доста- точной степенью точности заменить на действующее значение ЭДС фазы первичной обмотки трансформатора £iH (тем самым перейти от номинальной к электромагнитной мощности трансформатора) и представить выражение (2.31) в следующей форме: SH = 777i£ihJ1h, (2.32) где £1Н = 4К'фИ('1/Вм5'ст—- действующее значение ЭДС первичной обмотки; Кф — коэффициент формы кривой ЭДС, равный отноше- нию ее действующего значения к среднему значению.
116 Глава 2 Если положить, что первичная обмотка (фаза первичной обмот- ки) занимает половину площади окна магнитопровода S0K (см. рис. 2.26,6), то выражение для номинального значения тока Дн мож- но представить в следующем виде: I1H = (2.33) где Коб = 0,2... 0,4 — коэффициент заполнения окна магнитопро- вода, который учитывает, какая часть окна занята активным обмо- точным материалом, а какая часть занята изоляцией; j — плот- ность тока в обмотке. Подставляя выражения (2.32) и (2.33) в (2.31), получим оконча- тельно для номинальной мощности трансформатора SH = 2К'ф1Л'об/Вму5'ст>51ок. (2.34) Из этого выражения следует, что повышение частоты /, на кото- рой работает трансформатор, а также повышение электромагнитных нагрузок (Вм и f) позволяет при неизменной мощности Sn умень- шать произведение SctSok, а следовательно, уменьшать его габарит- ные размеры и массу. Если рассматривать ряд подобных трансформаторов, для кото- рого сохраняется соотношение между всеми геометрическими раз- мерами магнитопроводов, а также сохраняются неизменными элек- тромагнитные нагрузки, то выбрав какой-либо линейный размер I магнитопровода за базовый, можно утверждать, что номинальная мощность Д, пропорциональна линейному размеру в четвертой сте- пени. Тогда как масса магнитопровода и обмоток, пропорциональные их объему, пропорциональны линейному размеру в третьей степе- ни. Следовательно, с увеличением мощности трансформатора удель- ный расход материалов на его изготовление уменьшается. Потери в магнитопроводе и обмотках также пропорциональны линейному размеру в кубе, т.е. с увеличением линейного размера I номиналь- ная мощность растет быстрее, чем потери. Это объясняет рост мак- симального значения КПД с ростом номинальной мощности транс- форматоров. Что касается поверхности охлаждения трансформато- ра, то она пропорциональна квадрату линейного размера, т.е. рас- тет медленнее по сравнению с потерями при увеличении линейно- го размера. Следовательно, с увеличением номинальной мощности трансформаторов условия их охлаждения ухудшаются, что вынуж- дает либо уменьшать электромагнитные нагрузки, либо переходить к более интенсивным способам охлаждения (например, применять маслянное охлаждение).
Электрические компоненты устройств электропитания 117 2.3. Конденсаторы Конденсаторы нашли широкое применение в радиоэлектронной аппаратуре и силовой преобразовательной технике. Их доля может составлять примерно 20...40 % всех элементов принципиальной схемы [41, 42, 43] конкретного устройства электропитания. Достоинством конденсаторов является их способность накапливать и в течение от- носительно длительного времени сохранять электрическую энергию. Количественной мерой способности накапливать электрические за- ряды является емкость конденсатора. В настоящее время в устройствах электропитания телекоммуни- кационной аппаратуры широко применяются как полярные (допуска- ющие подачу на конденсатор напряжения только одной фиксирован- ной полярности), так и неполярные конденсаторы, приспособленные как для навесного, так и для поверхностного монтажа. Частоты, на которых должны работать конденсаторы в устройствах электропита- ния, лежат в диапазоне от единиц герц до десятков мегагерц. Диапа- зон рабочих напряжений конденсаторов меняется от долей вольта до тысячи и более вольт. Требуемые номиналы емкостей конденсато- ров варьируются от единиц пикофарад до десятков тысяч микрофа- рад. Наибольшее применение в устройствах электропитания находят электролитические и керамические конденсаторы. 2.3.1. Параметры конденсаторов Свойства конденсаторов характеризуются рядом основных и па- разитных параметров. К основным параметрам конденсатора относятся прежде всего емкость и рабочее напряжение, которое характеризует электриче- скую прочность конденсатора. В простейшем случае конденсатор представляет собой две метал- лические пластины, разделенные слоем диэлектрика. Емкость С, Ф, такого простейшего конденсатора определяется следующим выраже- нием: 8 С = Е0Е~, а где Eq ;— электрическая постоянная, равная 8,85 • 10-12, Ф/м; е — относительная диэлектрическая проницаемость; S — площадь по- верхности пластин, м2; d —• расстояние между пластинами (тол- щина диэлектрика), м. Емкость конденсатора может быть определена исходя из зна- чения его комплексного сопротивления, измеренного при заданной
118 Глава 2 переменной составляющей тока через конденсатор или исходя из ве- личины заряда, который запасает конденсатор при приложении к нему напряжения постоянного тока. Второй способ дает более высо- кое значение емкости по сравнению с первым, так как не учитывает паразитные параметры конденсатора. В качестве нормируемой (номинальной) емкости Сп конденсато- ра обычно указывается значение емкости при заданной температу- ре и частоте переменного тока. Так, например, емкость алюминие- вых электролитических конденсаторов нормируется при температуре +20 °C и частоте переменного тока 100 Гц. Числовые значения нормированных емкостей стандартизирова- ны и определяются числовыми рядами Е6, Е12, Е24, Е48, Е92 и Е96 [42]. Цифра указывает количество числовых коэффициентов Кр в данном ряду. Например, числовой ряд Е6 содержит шесть коэффи- циентов: 1,0; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8. Числовое значение С„ конденсато- ра, принадлежащему данному ряду, определяется как произведение соответствующего коэффициента ряда на 10+”, где п принимает це- лочисленные значения от 0 до т. В зависимости от допустимого от- клонения емкости от нормированного значения конденсаторы разде- ляют на классы точности. Максимальный разброс имеют конденса- торы, относящиеся к 6-му классу точности, для которых допустимый разброс может достигать значений от —20 до +50 %. Емкость большинства типов конденсаторов зависит от темпера- туры окружающей среды. Изменение емкости обусловлено измене- нием диэлектрической проницаемости диэлектрика, а также изме- нением линейных размеров обкладок конденсаторов и диэлектрика. Степень изменения емкости от температуры оценивается температур- ным коэффициентом емкости (ТКЕ): ТКЕ = Д(7 Си№ Для керамических конденсаторов ТКЕ является нормируемым параметром. Причем в зависимости от типа диэлектрика ТКЕ может быть как положительным, так и отрицательным. У электролитиче- ских конденсаторов с понижением температуры емкость уменьшает- ся. Емкость конденсатора зависит не только от температуры, но и от частоты, при которой производится ее измерение. Так для алю- миниевых электролитических конденсаторов с ростом частоты с 100 до 2000 Гц емкость конденсатора уменьшается примерно на 4 % [41]. Кроме того, конденсаторы подвержены эффекту старению, т.е. ем- кость отдельных типов конденсаторов со временем уменьшается. Это
Электрические компоненты устройств электропитания 119 относится прежде всего к электролитическим алюминиевым конден- саторам. Стабильность конденсаторов во времени характеризуется коэффициентом старения 0 = ЬС/СЫ. Номинальное {рабочее) напряжение — напряжение, при кото- ром конденсаторы могут работать длительное время при соблюде- нии условий оговоренных в технической документации. С целью по- вышения надежности максимальное напряжение на конденсаторах в устройствах электропитания обычно не превышает 0,6... 0,8 номи- нального значения напряжения. Потери мощности в конденсаторах, обусловленные электропро- водностью и поляризацией диэлектрика, оцениваются чаще всего тангенсом угла диэлектрических потерь tg5. Тангенс угла диэлек- трических потерь представляет собой отношение активной мощности Р/, рассеиваемой в конденсаторе, к реактивной мощности конденса- тора Qf. teg = ^ = 6 Qf 2-KfUjC’ где Uf •— действующее значение переменного напряжения частоты f, приложенного к конденсатору емкостью С. Следует отметить, что в справочниках обычно приводится зна- чение tg 5 для синусоидальной формы кривой напряжения, прило- женного к конденсатору. Для приближенного учета потерь в конден- саторах в случае несинусоидальной формы кривой напряжения Uf(t) вводится понятие эквивалентного сопротивление потерь Ra = U'f/Pf. Наибольшими потерями характеризуются электролитические конден- саторы. В общем случае тангенс угла диэлектрических потерь зави- сит от температуры окружающей среды и частоты изменения напря- жения (тока). В качестве примера на рис. 2.34 показаны типовые зависимости tg5. для электролитических конденсаторов от частоты при различных температурах. В справочных данных в отдельных случаях может приводиться допустимое значение переменного тока конденсатора. Под перемен- ным током, проходящим через конденсатор, понимается его действу- ющее значение. От значения мощности потерь зависит нагрев кон- денсатора, который оказывает отрицательное влияние на его ожи- даемый срок службы. Срок службы конденсатора определяется расчетным путем [41] как время, за которое конденсатор не выходит из строя, при уело-
120 Глава 2 Рис. 2.35. Эквивалентная .схема реального конденсатора вии, что не превышаются предельные параметры, установленные для конденсатора данного типа. Эквивалентная схема замещения реального конденсатора (рис. 2.35), кроме сопротивления 2?П) обладает также дополнительны- ми паразитными компонентами: собственной индуктивностью La', сопротивлением утечки Ry (током утечки); элементами диэлектри- ческой абсорбции (диэлектрической памяти) Rp и Ср. Значение тока утечки зависит от конструкции и технологии из- готовления конденсатора, от величины напряжения на конденсаторе и от температуры окружающей среды. С ростом температуры ток утечки увеличивается (сопротивление Ry уменьшается). Например, для электролитических конденсаторов он увеличивается примерно в 7... 10 раз при возрастании температуры от 20 до 80 °C. При посто- янной температуре ток утечки растет практически пропорционально приложенному к конденсатору напряжения. Эквивалентная последовательная индуктивность схемы замеще- ния La (собственная индуктивность) конденсатора представляет со- бой сумму индуктивности выводов и эквивалентной индуктивности пластин конденсатора, т.е. зависит от способа выполнения выводов конденсатора и их длины, а также от конструкции конденсатора.
Электрические компоненты устройств электропитания 121 Диэлектрическая абсорбция представляет собой гистерезисопо- добное внутреннее распределение заряда. В сущности, этот эффект является зарядовой памятью конденсатора. Так, если заряженный конденсатор быстро разрядить, а затем разомкнуть его цепь, наличие диэлектрической абсорбции приведет к частичному восстановлению заряда конденсатора. При этом количество восстановленного заряда зависит от предыдущего заряда конденсатора. Характеристики конденсаторов, обусловленные наличием пере- численных компонентов, обычно указываются в спецификации из- готовителя. Поскольку в спецификации указать в отдельности ха- рактеристики собственной индуктивности, эквивалентного последо- вательного сопротивления и тока утечки конденсатора достаточно сложно, многие производители объединяют перечисленные паразит- ные компоненты единым термином — фактор рассеяния [3]. Фак- тор рассеяния определяется как отношение энергии, рассеиваемой на конденсаторе, за один такт, к энергий, сохраненной за этот такт. Фактор рассеяний эквивалентен обратной величине добротности кон- денсатора Q, которая иногда включается в спецификацию произ- водителя. : ; 2.3.2. Основные типы конденсаторов постоянной емкости и особенности их применения Рассмотрим некоторые типы конденсаторов постоянной емкости нашедших широкое применение в системах и устройствах электро- питания аппаратуры связи. Электролитические конденсаторы. Принцип работы таких конденсаторов основан на электрохимических процессах. Эти кон- денсаторы содержат слои электропроводного материала, которые раз- делены слоями диэлектрика. В качестве диэлектрика используют тонкую оксидную пленку, нанесенную на поверхность металлическо- го электрода, называемого анодом. Противоположный электрод (ка- тод) конденсатора представляет собой электролит. В качестве элек- тролита используют концентрированные растворы кислот и щелочей. В зависимости от диэлектрика различают четыре типа электролити- ческих конденсаторов: сухие и жидкостные (типа К50-К52), оксидно- полупроводниковые (типа К53), оксидно-металлические (типа К54). В сухих конденсаторах (типа К50) применяют вязкий электро- лит. При этом конденсатор изготавливают из двух лент фольги (ок- сидированной и неоксидированной), между которыми размещается прокладка из бумаги или ткани, пропитанной электролитом. Фольга
122 Глава 2 сворачивается в рулон и помещается в кожух. Выводы анода и ка- тода делают соответственно от оксидированной и неоксидированной фольги. В жидкостных конденсаторах (типа К52) анод, выполненный в виде стержня, на поверхности которого создана оксидная пленка, по- гружен в жидкий электролит, находящийся в алюминиевом цилин- дре. Для увеличения емкости анод делают объемно-пористым путем прессования порошка металла и спекания его при высокой темпе- ратуре. . В оксидно-полупроводниковых конденсаторах (типа К53) в ка- честве катода используют диоксид марганца. . В оксидно-металлических конденсаторах (типа К54) функции ка- тода выполняет металлическая пленка оксидного слоя. В системах и устройствах электропитания нашли широкое при- менение алюминиевые электролитические конденсаторы, характери- зующиеся большой емкостью на единицу объема (удельной емко- стью) и способностью такого конденсатора обеспечивать прохождение большого переменного тока при. высоких показателях надежности а также относительно низкой стоимостью. Особенностью электролитических конденсаторов является их униполярность, т.е. они могут работать при подведении к аноду поло- жительного потенциала, а к катоду •— отрицательного. Напряжение обратной полярности предотвращается (в случае необходимости) под- ключением диода параллельно конденсатору. Падение напряжения на диоде порядка 0,8 В является допустимым. Для алюминиевых электролитических конденсаторов допустимы напряжения обратной полярности и до 1,5 В, но на время до 1 с при условии, что такой режим работы не является повторяющимся. Электролитические конденсаторы обладают большой емкостью (до сотен тысяч микрофарад) и могут выполняться на напряжения в сотни вольт. Но они не могут работать в высокочастотных цепях, так как с ростом частоты резко увеличивается tg д. Также, имея зна- чительную собственную индуктивность, электролитические конден- саторы на высоких частотах ведут себя как катушка индуктивности. Как уже отмечалось ранее, при понижении температуры емкость конденсатора уменьшается, поскольку’ при низких температурах электролит замерзает. Поэтому в качестве параметра электролити- ческих конденсаторов указывают минимальную температуру, при ко- торой допустима работа конденсаторов. По допустимому значению отрицательной температуры электролитические конденсаторы делят на четыре группы: Н (неморозостойкие, Tmjn = —10 °C); М (моро-
Электрические компоненты устройств электропитания 123 зостойкие, Tmin = —40 °C); ПМ (с повышенной морозостойкостью, Tmin = —50 °C); ОМ (особо морозостойкие, Tmin = —60 °C). Конденсаторы электролитического типа имеют очень большой ток утечки (обычно порядка (5...20 нА/I мкФ) из-за плохого сопро- тивления изоляции и потому не пригодны для применения в схемах хранения электрического заряда. Танталовые конденсаторы. Современная тенденция микро- миниатюризации радиоэлектронной аппаратуры требует, чтобы ком- поненты, используемые при изготовлении устройств электропитания, имели минимальный объем и малую высоту, а их конструкция долж- на соответствовать определенным методам монтажа на печатную пла- ту. Например, электролитические конденсаторы не годятся при про- изводстве печатных плат, где применяется только технология поверх- ностного монтажа. К недостаткам электролитических конденсаторов можно отнести и то, что при повышенной температуре электролит высыхает, теряет свои свойства и, соответственно, сокращается срок службы конденсатора. В этом случае электролитические конденса- торы могут быть успешно заменены танталовыми конденсаторами (ТК), конструкция которых не содержит электролита. Вследствие отсутствия электролита танталовые конденсаторы мало подвержены старению, что непосредственно сказывается на их надежности [41]. Кроме того, эти конденсаторы выполняются в корпусах, пригодных для технологии поверхностного монтажа. Многие технические характеристики и параметры танталовых конденсаторов, такие как снижение допустимого напряжения в диа- пазоне верхних температур, пульсация тока (переменная составляю- щая), комплексное сопротивление, последовательное сопротивление, ток утечки, аналогичны характеристикам и параметрам электроли- тических конденсаторов и должны учитываться при разработке ис- точников электропитания. Присутствие полупроводникового слоя в конструкции ТК явля- ется единственной причиной того, что танталовые конденсаторы яв- ляются полярными. Фирмы-изготовители рекомендуют снижать на- пряжение на конденсаторе на 50 % и более от рабочего напряжения для еще большего повышения его надежности. Это вызвано очень большой напряженностью электрического поля в конденсаторе. Пленочные конденсаторы. Характеристики и возможности применения таких конденсаторов в большой степени зависят от ис- пользуемого диэлектрика, в качестве которого служат синтетические высокомолекулярные пленки. Современная технология позволяет получить пленки, наименьшая толщина которых составляет 2 мкм,
124 Глава 2 механическая прочность 1000 кг/см, а электрическая прочность до- стигает 300 кВ/мм. Такие свойства пленок позволяют создавать кон- денсаторы очень малых габаритов. В конденсаторах типа К71 в ка- честве диэлектрика используют полистирол. В конденсаторах ти- па К72 применен фторопласт, в конденсаторах типа К73 •— поли- этилентерефталат, а в конденсаторах типа К75 применено комбини- рованное сочетание полярных и неполярных пленок, что повышает их температурную стабильность. В конденсаторах типа К76 в каче- стве диэлектрика применена тонкая лаковая пленка толщиной око- ло 3 мкм, что существенно повышает их удельную емкость. Высо- кими значениями удельной емкости и температурной стабильности обладают конденсаторы типа К77, в которых в качестве диэлектри- ка применен поликарбонат. Электроды конденсаторов выполняются либо металлизацией ди- электрика (пластиковой пленки) тонким слоем алюминия или цинка, либо использованием металлической (алюминиевой) фольги, закры- вающей большую часть поверхности диэлектрика. Корпус таких кон- денсаторов может быть как металлическим, так и пластмассовым, и иметь цилиндрическую или прямоугольную форму. Конденсаторы, выполняемые металлизацией диэлектрика, име- ют решающее преимущество над конденсаторами, имеющими элек- троды из металлической фольги, —• они обладают самовосстанавли- вающимися свойствами при локальных пробоях. На высоких частотах собственная индуктивность пленочных кон- денсаторов приводит к появлению резонанса, который может при- водить к нежелательному влиянию на электрические цепи. Соб- ственная индуктивность образуется выводами конденсатора и зави- сит от того, как выполнены диэлектрические обкладки и их метал- лизация. Для снижения собственной индуктивности токовые провод- ники конденсатора должны быть выполнены бифилярно, а контакты внутри конденсатора, выполняемые металлической фольгой, долж- ны иметь достаточную поверхность. Зависимость резонансной часто- ты /рез пленочного конденсатора от его емкости показана на рис. 2.36. На частотах выше резонансной конденсатор становится индук- тивным элементом, теряя свои основные свойства. Пленочные конденсаторы обладают очень малой диэлектриче- ской абсорбцией (менее 0,1 %), что делает возможным использова- ния их в схемах накопления и хранения заряда. Благодаря хорошим частотным свойствам, способности выдер- живать импульсные нагрузки, возможности работать как при посто- янном, так и при переменном напряжениях, пленочные конденсато- ры находят применение в источниках электропитания: во входных
Электрические компоненты устройств электропитания 125 Рис. 2.36, Зависимость резонансной частоты пленочного конденсатора от его емкости и выходных помехоподавляющих фильтрах (фильтрах радиопомех), как конденсаторы, подключаемые параллельно электролитическим конденсаторам на выходе выпрямителя, в защитных цепях силовых транзисторов и диодов.. Керамические конденсаторы. Данные конденсаторы широко применяются в устройствах электропитания: • для подавления радиопомех во входных и выходных цепях, а также на сигнальных разъемах; • для шунтирования низкочастотных электролитических конден- саторов для того, чтобы избежать появления на их зажимах пе- ременной составляющей напряжения высокой частоты; • для уменьшения высокочастотных выбросов или колебаний на- пряжения на силовых транзисторах и диодах; • . как развязывающие конденсаторы, позволяющие исключить од- ностороннее насыщение трансформаторов в двухтактных высо- кочастотных преобразователях (см. гл. 6). Основой конструкции керамического конденсатора является за- готовка из керамики, на две стороны которой нанесены металличе- ские обкладки. Конструкция может быть секционированной, трубча- той или дисковой. Эти конденсаторы не трудоемки в изготовлении и дешевы. Они имеют малые габаритные размеры, относительно боль- шую емкость, отличные частотные характеристики, возможность ра- боты в широком температурном диапазоне и высокую надежность. Для изготовления конденсаторов применяют керамику с различными значениями диэлектрической проницаемости и температурного коэф- фициента, который может быть как положительным, так и отрица- тельным. Численные значения ТКЕ лежат в пределах от —2200 10-6
126 Глава 2 до +100 • 10-6 1/°С. Применяя параллельное включение конденсато- ров с разными знаками ТКЕ, можно получить достаточно высокую стабильность результирующей емкости. В настоящее время отечественная промышленность выпускает несколько разновидностей керамических конденсаторов: керамиче- ские литые герметизированные — КЛГ; керамические литые секци- онированные — КЛС; керамические малогабаритные пакетные — КМ; керамические трубчатые — КТ; керамические, трубчатые про- ходные — КТП; керамические опорные — КО; керамические диско- вые —• КДУ; керамические дисковые опорные — КДО. Новые разработки керамических конденсаторов типа К10 пред- назначены для использования в качестве компонентов микросхем и микросборок при рабочем напряжении менее 1600 В. Конденсаторы типа К15 могут работать при напряжениях более 1600 В. Недостатком керамических конденсаторов является то, что они могут быть чувствительны к вибрациям (микрофонный эффект). Не- которые типы конденсаторов могут даже быть саморезонансными с относительно высокой добротностью Q, поскольку наряду с низкой индуктивностью они обладают малым последовательным сопротив- лением. С другой стороны, дисковые керамические конденсаторы иногда обладают значительной индуктивностью, хотя и стоят они дешевле. Кроме того, монолитные керамические конденсаторы об- ладают значительной диэлектрической абсорбцией, что делает их непригодными для использования в схемах накопления и хранения электрического заряда. Стеклянные, стеклокерамические и стеклоэмалевые кон- денсаторы. Эти конденсаторы, как и керамические, относят к кате- гории высокочастотных. Они состоят из тонких слоев диэлектрика, на которые нанесены тонкие металлические пленки. Для придания конструкции монолитности такой набор спекают при высокой тем- пературе. Эти конденсаторы обладают высокой теплостойкостью и могут работать при температуре до 300 °C. Рассматриваемые конденсаторы имеют следующую типовую си- стему обозначений: стеклянные — К21; стеклокерамические — К22; стеклоэмалевые К23. Стеклокерамика имеет более высокую диэлектрическую прони- цаемость, чем стекло. Стеклоэмаль обладает более высокой элек- трической прочностью. При выборе конденсатора для каждого конкретного применения необходимо оценить преимущества и недостатки того или иного ти- па конденсаторов, а также понимать последствия, связанные с их паразитными компонентами.
Глава 3 Выпрямительные устройства Выпрямительным устройством (ВУ) называется статическое уст- ройство, обеспечивающее преобразование электрической энергии пе- ременного тока в. электрическую энергию постоянного тока. ВУ яв- ляется одним из основных элементов любой системы бесперебойного электропитания аппаратуры телекоммуникаций и информационных сетей. На рис. 3.1 показано условное обозначение ВУ, применяемое в структурных и функциональных схемах электропитающих уста- новок. В качестве источника энергии ui (£) в основном используется од- нофазная или трехфазная сеть переменного тока промышленной ча- стоты 50 Гц. ВУ преобразует знакопеременное напряжение источни- ка энергии ui(t) в напряжение постоянного тока uq(£), содержащее, кроме полезного продукта преобразования — постоянной составляю- щей напряжения Uo, также переменную составляющую, называемую пульсацией un(t) = u0(t) — Uo. Допустимый уровень пульсации на выходе ВУ и критерии (параметры) ее оценки определяются требо- ваниями аппаратуры. Выпрямительные устройства могут быть выполнены по тради- ционной схеме или по схеме с двойным преобразованием энергии. Структурная схема простейшего нестабилизированного ВУ, выпол- ненного по традиционной схеме, приведена на рис. 3.2. В состав та- кого ВУ входит низкочастотны^: силовой трансформатор Т, работа- ющий на частоте Д = 50 Гц источника энергии, вентильный блок (диодный блок) ВБ и сглаживающий фильтр СФ. Трансформатор обеспечивает преобразование уровня напряже- ния питающей сети (источника энергии) ui(t) до значений '«з^)-, при которых на выходе ВУ может быть получено требуемое значение по- стоянной составляющей напряжения Uo. Кроме того, трансформатор необходим для обеспечения гальванической развязки между источ- ником энергии и выходными зажимами ВУ, что позволяет заземлять
128 Глава 3 СФ выпрямительного устройства Рис. 3.2. Структурная схема ВУ, выполненного по тради- ционной схеме один из выходных полюсов (зажимов) ВУ. ВБ преобразует перемен- ное напряжение (t) в знакопостоянное (однополярное) напряжение uqi(£). В простейшем случае ВБ представляет собой набор неуправ- ляемых вентилей (диодов), собранных по той или другой схеме вы- прямления. В стабилизированных ВУ, выполненных по традицион- ной схем, ВБ может быть также реализован полностью на полууправ- ляемых приборах — тиристорах или в его состав могут входить как диоды, так и тиристоры. ВУ, в которых ВБ реализован с примене- нием тиристоров, называются чаще управляемыми выпрямителями. После ВБ практически в любом выпрямительном устройстве, предна- значенном для электропитания аппаратуры телекоммуникаций, сле- дует сглаживающий фильтр СФ, представляющий собой фильтр ниж- них частот. СФ необходим для уменьшения уровня пульсации на вы- ходе ВУ до значений, удовлетворяющих требованиям аппаратуры. Достоинством выпрямителей, выполненных по традиционной схеме, является их высокая надежность и простота обслуживания. К недостаткам подобных ВУ следует отнести их низкие удельные объемно-массовые показатели (менее 20 Вт/дм3) и относительно низ- кие энергетические показатели (КПД и коэффициент мощности). В ВУ, выполненных по схеме с двойным преобразованием энергии (в отечественной литературе подобные ВУ называются выпрямите- лями с бестрансформаторным входом), отсутствует низкочастотный силовой трансформатор и напряжение источника энергии (сети пере- менного тока) подается непосредственно на вентильный блок ВБ1, на выходе которого устанавливается либо сглаживающий фильтр СФ1 (рис. 3.3), либо корректор коэффициента мощности. Далее напря- жение постоянного тока высокого уровня подается на регулируемый инвертор РИ, преобразующий это. напряжение постоянного тока в пе- ременное напряжение высокой частоты. Напряжение е выхода РИ подается на ВБ, на выходе которого устанавливается сглаживающий фильтр СФ. Гальваническая развязка источника энергии и выходных зажимов ВУ осуществляется с помощью силового высокочастотного трансформатора, входящего в состав РИ.
Выпрямительные устройства 129 Рис. 3.3. Структурная схема выпрямителя с бестрансформаторным входом Выпрямители с бестрансформаторным входом ВБВ, в отличие от выпрямителей, выполненных по традиционной схеме (низкочастот- ных выпрямителей), характеризуются прежде всего более высоким КПД (90... 93 %), высокими удельными объемно-массовыми показа- телями (150.. .250 Вт/дм3) и низкой инерционностью системы регу- лирования (стабилизации) выходного напряжения. Благодаря своим преимуществам ВБВ находят все более широкое применение в систе- мах электропитания-аппаратуры телекоммуникаций, вытесняя низ- кочастотные выпрямители. Принципы построения, режимы работы и характеристики ВБВ' рассмотрены в гл. 8. 3.1. Режимы работы и основные параметры выпрямительных устройств Поскольку в любом ВУ непосредственно за вентильным блоком следует сглаживающий фильтр, то последний определяет форму то- ка, протекающего через диоды ВБ и все элементы ВУ, стоящие перед ВБ, и, следовательно, определяет энергетические показатели ВУ в це- лом. Различают два основных режима работы ВУ: работу ВУ на на- грузку индуктивного и работу ВУ на нагрузку емкостного характера. При работе выпрямителя на нагрузку индуктивного характера первым элементом сглаживающего фильтра является дроссель, ин- дуктивное сопротивление которого даже на частоте первой гармони- ки пульсации существенно больше результирующего сопротивления всех, стоящих за ним элементов ВУ, включая нагрузку. Режим ра- боты на нагрузку индуктивного характера предполагает безразрыв- ность тока, протекающего по обмотке дросселя, даже при минималь- ном значении тока, потребляемого аппаратурой. Этот режим доста- точно легко реализуется при относительно низком значении выходно- го напряжения ВУ и относительно большом токе, потребляемом аппа- ратурой (в этом случае обмотка дросселя может обладать достаточно 5—5312
130 Глава 3 малой индуктивностью). Данный режим характеризуется минималь- ными потерями во всех элементах ВУ по сравнению с другими режи- мами работу ВУ (при той же мощности потребляемой аппаратурой). При работе выпрямителя на нагрузку емкостного характера пер- вым элементом сглаживающего фильтра является конденсатор, со- противление которого даже на частоте первой гармоники пульсации существенно меньше (в несколько раз) результирующего сопротив-’ ления всех стоящих за ним элементов ВУ, включая нагрузку. Этот режим реализуется тем легче (требует меньшей емкости конденсато- ра), чем, при прочих неизменных условиях, выше выходное напря- жение ВУ (По) и чем меньше ток, потребляемый аппаратурой. Этот режим характеризуется, как показано в разд. 3.7, низким КПД и применяется на практике, как правило, при мощности, потребляе- мой аппаратурой, не более нескольких десятков ватт. Кроме этих двух основных режимов на практике встречается так называемый режим рабоы ВУ на смешанную нагрузку. В этом слу- чае при большом потреблении аппаратурой ВУ работает на нагрузку индуктивного характера, а при малом потреблении •— на нагрузку, близкую к работе на нагрузку емкостного характера. Следует отметить, что нормальным режимом работы упраляе- мых выпрямителей является их работа на нагрузку индуктивного ха- рактера. Сама нагрузка (аппаратура) может быть для выпрямителя ли- нейной, т.е. представлена чисто активным сопротивлением, подклю- чамым к выходу ВУ или нелинейной. Первый случай относится на- пример к аппаратуре электромеханических систем коммутации (ап- паратуре декадно-шаговых или координатных АТС). В этом случае увеличение выходного напряжения ВУ приводит к увеличению то- ка, потребляемого от выпрямителя. Случай нелинейной нагрузки относится к аппаратуре электронных систем коммутации, имеющей в своем составе собственные, импульсные устройства преобразова- ния выходного напряжения ВУ в те номиналы напряжения, кото- рые необходимы для ее функционирования. Примерами такой на- грузки являются, например, модули коцентратов удаленного досту- па (RDLU) или коммутаторов AXE-10, EWSD. В случае нелиней- ной нагрузки увеличение выходного напряжения ВУ (при неизмен- ной мощности, потребляемой аппаратурой) приводит к уменьшению тока, потребляемого от него. Любое выпрямительное устройство характеризуется прежде всего: • параметрами источника энергии, к которому это ВУ подключа- ется; ...
Выпрямительные устройства 131 • выходными параметрами, оценивающими его работу в устано- вившихся и переходных режимах; • энергетическими, надежностными, стоимостными и .объемно- массовыми показателями. В случае подключения ВУ к сети переменного тока к парамет- рам источника энергии относятся: • число фаз напряжения питающей сети mi; • номинальное значение фазного [Дф или линейного СД напряже- ния и пределы его изменения; • частота тока питающей сети Д и пределы ее изменения. К выходным парамерам ВУ относятся прежде всего: • номинальное значение выходного напряжения • пределы регулирования выходного напряжения I7omax, l^omin (в случае управляемого или стабилизирующего ВУ); • номинальное 10 (максимальное /о max) и минимальное lomin зна- чение выходного тока ВУ; • величина пульсации выходного напряжения (параметры оценки пульсации даны ниже); • величина выброса (увеличения) напряжения ДС/щ и длитель- ность переходного процесса при сбросе (скачкообразном умень- шении) выходного тока в указанных пределах; • величина провала (уменьшения) напряжения ДС702 и длитель- ность переходного процесса при набросе (скачкообразном увели- чении) выходного тока в указанных пределах; • стабильность выходного напряжения от всех дестабилизирую- щих факторов, которая обычно задается как изменение выход- ного напряжения, выраженное в процентах от номинального зна- чения (этот параметр относится к стабилизирующим выпрями- телям). К энергетическим показателям ВУ относятся: КПД (г/ц) и коэф- фициент мощности (у). Надежность работы ВУ обычно оценивается средним временем наработки на отказ То. Массо-габритные показа- тели указываюся как масса ВУ, и его габаритные размеры. При расчетах ВУ, кроме перечисленных выше параметров, необ- ходимо знать параметры элементов, входящих в состав ВУ, с тем, чтобы можно было производить их расчет и выбор. Состав элемен- тов, их параметры и загрузка зависят от конкретной реализации ВУ и будут рассматриваться применительно к конкретным устройствам. Оценка пульсации выходного напряжения ВУ. Напряже- ние пульсации ип — u0(t) — Uo представляет собой переодическую
132 Глава 3 функцию, частота изменения которой /п, как правило, выше часто- ты изменения напряжения источника энергии Д в р раз (/п = pfi). Кратность частоты пульсации р, которую чаще называют числом фаз выпрямления, зависит от числа фаз вторичной обмотки транс- форматора (m2) и числа тактов (п) работы каждой из фаз вторич- ной обмотки на интервале периода изменения напряжения источника энергии. В отдельных случаях для уменьшения размеров выходного сглаживающего фильтра (СФ) выпрямителя прибегают к каскадно- му построению схем выпрямления. В последнем случае на общий СФ работают несколько простых схем выпрямления, соединенных меж- ду собой по выходу параллельно или последовательно. Причем вы- ходные напряжения этих простых схем выпрямления сдвинуты друг относительно друга по фазе, так что для СФ частота первой гар- моники пульсации оказывется в целое число раз (Кк) выше часто- ты первой гармоники отдельно взятой простой схемы выпрямления. В общем случае выражение для числа фаз выпрямления р можно представить в следующем виде: P = ГП2ПКК. (3.1) Схемы выпрямления, в которых каждая из фаз вторичной обмот- ки трансформатора работает один раз за период, т.е. п = 1, называют однотактными. Схемы выпрямления, для которых п = 2, называют двухтактными или мостовыми. Как любая периодическая функция пульсация может быть пред- ставлена суммой гармонических составляющих. Допустимый уро- вень пульсации и критерии (параметры) ее оценки определяются кон- кретными требованиями аппаратуры и той элементной базой, на ко- торой она выполнена. Рассмотрим наиболее часто применяемые критерии оценки уров- ня пульсации. Размах пульсации от пика до пика ДС7П или его относительная величина Дпп (размах пульсации, отнесенный к постоянной состав- ляющей иоу. Д Un — UQmax Uq min , где uq max — максимальное значение выходного напряжения uq (uq — мгновенное значение выходного напряжения), «оmin — минимальное значение выходного напряжения uq, Дн-п — (нощах ' П-оmin) /Uq. Этот критерий оценки пульсации применяется для аппаратуры,
Выпрямительные устройства 133 не включаемой в телефонные разговорные тракты и выполненной с применением микропроцессоров, цифровых и логических микросхем. Вместо Дпп достаточно широко применяется такой показатель, как коэффициент пульсации по 1-й гармонике: ^n(l) — ^Om(l)/Д)> где I7om.(i) — амлитудное значение первой гармоники пульсации. Действующее (эффективное) значение напряжения пуль- сации: Ъф = V/0,5(^m(1) + ^m(2) + ...+ ^Om(fc))- Причем для аппаратуры с частотными системами уплотнения ка- бельных магистралей допустимое действующее значение напряжения пульсации оценивается двумя нормами: для гармоник с частотами до 300 Гц и с частотами выше 300 Гц. Псофометрическое напряжение шума (пульсаций), опре- деляемое действующим значением напряжения пульсации в полосе частот канала тональной частоты, с учетом коэффициентов слухо- вого восприятия отдельных гармонических составляющих пульсации (3.1): Гпсф — Л 0,5 ^(Hfc^))2, fc=/i где fi, f2 — граничные частоты телефонного канала (Д =0,3 кГц, Д = 3,4 кГц); ад, — коэффициент слухового восприятия к-А гармо- нической пульсации; Um(k) —• амплитуда напряжения fc-й гармоники пульсации. Современная аппаратура связи характеризуется жесткими тре- бованиями к качеству питающих напряжений. В табл. 3.1 приведены распространенные в отрасли связи номинальные .значения постоян- ного напряжения питания аппаратуры и показатели их качества по уровню допустимых пульсаций. Как видно из таблицы, наиболее жесткие требования к величине пульсации на выходе ВУ предъявля- ет коммутационное оборудование. Это связано с тем, что переменные составляющие напряжения источника питания вызывают появление в телефонных цепях «паразитных» токов, воспринимаемых человече- ским ухом в виде низкочастотного тона (фона, рокота) и мешающего восприятию речевых сигналов. Из-за высокой чувствительности слу- хового восприятия в полосе телефонного канала допустимый уровень переменных составляющих напряжения питания должен быть мал.
134 Глава 3 Таблица 3.1 Номинальное напряжение и0) В Показатель пульсаций Значение показателя Пример применения Диапазон значений тока потребления -48, -60 ^псф 2 мВ, псф Коммутационное оборудование Сотни, тысячи ампер —24 Дзф /п < 300 Гц /п > 300 Гц 50 мВ 7 мВ Каналообразующая аппаратура Сотни ампер +5 днл До 100 мВ ТЭЗ** на цифровых МС До 5 А на ТЭЗ +1,3... 5 ДПп До 100 мВ Высокопроизводитель- ные микропроцессоры 15... 100 А (5... 10) • 103 д«*, % 2...5 % Анодные цепи гене- раторов, модулято- ров, предмодулято- ров радиопередающих устройств 2... 20А (15 ... 25) • 103 Д«п*, % 1... 5 % Анодные цепи ЭЛТ*** Доли милли- ампер * Дил — относительная величина ДС/П, выраженная в процентах. ** ТЭЗ — типовой элемент (модуль) замены. *** ЭЛТ •—• электронно-лучевая трубка, кинескоп. В других типах аппаратуры переменные составляющие напряже- ния либо не связаны со слуховым восприятием (например, цифровая техника), либо в них имеется дополнительная возможность ослабле- ния пульсаций (усилители низкой частоты, модуляторы, предмоду- ляторы). 3.2. Работа идеальных неуправляемых выпрямителей на нагрузку индуктивного характера 3.2.1. Однофазная двухполупериодная схема выпрямления Рассмотрим работу идеального однофазного (по числу фаз пита- ющей сети) неуправляемого выпрямителя в установившемся режиме на примере схемы рис. 3.4,а. Идеальный выпрямитель предполагает, что все элементы ВУ, включая трансформатор Т, диоды и элемен- ты сглаживающего фильтра (L, С) идеальны. Кроме того, сначала предположим, что индуктивность дросселя L стремится к бесконеч- ности, т.е. ток ?0) протекающий по обмотке дросселя, практически не претерпевает изменений.
Выпрямительные устройства 135 Рис. 3.4. Схема однофазного двухполупериодного ВУ и диаграммы, поясняющие ее работу Временные диаграммы, поясняющие работу ВУ, представлены на рис. 3.4,б. Как видно из верхнего графика рис. 3.4.6, на интервале изменения ajjt от 0 до я ЭДС егх вторичной обмотки трансформатора имеет положительное значение относительно нейтральной (нулевой) точки, тогда как егг имеет отрицательное значение (полярность ЭДС для этого момента показана на рис. 3.4,а). В результате на этом вре- менном интервале открыт диод VD1 и ток г0 замыкается по цепи: точка «а» вторичной обмотки трансформатора — вентиль VD1 — обмотка дросселя L — нагрузка RH — точка «о» вторичной обмот-
136 Глава 3 ки •— фаза «а» вторичной обмотки •— точка «а». В идеальном ВУ напряжение '«ох совпадает с ЭДС егх работающей в данный момент фазы вторичной обмотки Т. На интервале шД = тг... 2тг будет открыт вентиль VD2 и напряжение uqi будет совпадать с ЭДС 622- Из анали- за кривой '«ох следует, что для рассматриваемой схемы ВУ период ее изменения оказывается в два раза меньше периода изменения напря- жения ui источника энергии. Следовательно, частота первой гармо- ники пульсации /П1 напряжения на выходе ВУ в данном случае будет также в два раза выше частоты тока питающей сети (/„1 = 2Д). Рассматриваемая схема выпрямления называется в соответствии с классификацией приведенной в разд. 3.2.1 является однофазной (по числу фаз питающей сети), однотактной, двухполупериодной (или с выводом средней точки вторичной обмотки трансформатора). По- следнее определение для схемы рис. 3.4,а вводится для того, чтобы отличить ее от схемы рис. 3.4,в, являющейся также однофазной и однотактной. Схему рис. 3.4, в называют также однополупериодной, подчеркивая тем самым, что передача энергии от источника в нагруз- ку, в отличие от схемы рис. 3.4,а, осуществляется на интервале толь- ко одного полуперида изменения напряжения ui. Следует отметить, что схема рис. 3.4,в на практике не работает на нагрузку индуктив- ного характера и поэтому в данном разделе не рассматривается. Для того чтобы провести расчет и выбор элементов ВУ (венти- лей и трансформатора), необходимо для любой схемы выпрямления выразить действующее значение напряжения фазы вторичной обмот- ки трансфоратора, действующее значение токов вентилей и обмоток трансформатора, габаритную мощность трансформатора Зт и обрат- ное напряжение на вентилях через известные значения выходного напряжения Uq и выходного тока Iq ВУ. Кроме того, для расчета элементов СФ необходимо знать гармонический состав напряжения пульсации на входе СФ. Для оценки гармонического состава выпрямленного напряже- ния начало отсчета целесообразно выбирать так, как показано на рис. 3.4,г. В этом случае в кривой разложения выходного напряже- ния в ряд Фурье, помимо постоянной составлящей Ди, будут при- сутствовать только косинусные составляющие для высших гармоник напряжения '«ох • Для удобства дальнейшего изложения материала обзначим постоянную составляющую напряжения Ди идеального вы- прямителя через Eq. Выражение для постоянной составляющей напряжения Ео (рав- ной в случае идеального выпрямителя постоянной составляющей До выходного напряжения ВУ) может быть представлено в следующем
Выпрямительные устройства 137 виде: © ск/р / т(-\ Ео = — Smcos(wit) d^t) = Ет-sin I - ) , (3.2) "ТГ J—тг/р \Р J где о>1- = 2?г/1 — круговая частота изменения тока питающей сети; Ет — максимальное значение напряжения «ад. Из выражения (3.2) следует, что с ростом числа фаз выпрям- ления постоянная составляющая выходного напряжения ВУ увели- чивается:, стремясь в пределе (при р —> оо) к Ет. Действительно при р —» оо аргумент синусоидальной функции стремится к нулю, а значение синуса приближается к значению аргумента. Для рассматриваемой схемы выпрямления максимальное значе- ние напряжения uqi (Дл) на выходе вентильного блока равно ампли- тудному значению ЭДС фазы вторичной обмотки трансформатора ЬД. Следовательно, выражение (3.2) для постоянной составляющей напряжения Ео может быть представлено в следующем виде: Ео = Е2т—sin (-") = Е2 — sin (, (3.3) 7Г \р J 7Г \р J где Е2 — действующее значение ЭДС фазы вторичной обмотки транс- форматора. Таким образом, для схемы рис. 3.4,а Ео = 0,97?2. В соответствии с рис. 3.4,г выражение для амплитудного значе- ния EOmk fc-й гармонической разложения в ряд Фурье функции ищ можно представить в следующем виде: Р Г/р ' ЕОть = — / Ет cos u>it cos kpu>itdwit = J• •-•/у» — 2 i Em sin 1 j = yr g tEq. (3.4) kzp2 — 17Г \p J k2p2 — 1 Следовательно, выражение для коэффициента пульсации по первой гармонике (fc = 1) будет иметь следующий вид: о •Кп(1) = Еот'щ/Ео = (3.5) Для схемы рис. 3.4,а Дг(1) = 0,67. Из (3.1) и (3.4) видно, что увеличение числа фаз выпрямле- ния р позволяет повысить частоту первой гармоники пульсации и уменьшить ее амплитуду, т.е. в конечном итоге (при. прочих неиз- менных: условиях) уменьшить габариты и массу выходного СФ вы- прямительного устройства.
138 Глава 3 Форма напряжения '«сп на выходе вентильного блока остается неизменной и при конечном значении индуктивности дросселя СФ до тех пор, пока ток протекающий по обмотке дросселя не имеет раз- рывов. Достаточно простое выражение для ориентировочного опре- деления минимального значения индуктивности (критической идук- тивности iKp), при которой ток, протекающий по обмотке дроссе-, ля, спадая до нуля, не имеет разрывов, может быть получено при следующих допущениях: 1) пульсация напряжения на выходе ВУ пренебрежимо мала ('«о — Uq = Eq) по сравнению с пульсацией на входе СФ; 2) пульсация напряжения на входе СФ определяется только ее первой гармоникой. При принятых допущениях выражение для амплитудного значе- ния тока дросселя , равного (по определению критической индук- тивности) выходному току ВУ Д, можно представить в следующем виде: Следовательно, выражение для критической индуктивности, опреде- ляемое обычно для минимального значения выходного тока ВУ Iq mjn принимает следующий вид: Т _ _______^Ер_____ (о я-) LkP p(p2-lWomin' ( } Как видно из рис. 3.4,6, ток каждой из фаз вторичной обмотки трансформатора содержит постоянную составляющую Дер = Д/2. В общем случае значение постоянной составляющей тока фазы вто- ричной обмотки трансформатора для любой не каскадной схемы вы- прямления (1<к = 1) можно представить в следующем виде: ^2ср — (2 П), где п — число тактов работы каждой из фаз вторичной обмотки на интервале периода изменения напряжения источника энергии. В двухтактных (мостовых) схемах выпрямления (при п = 2) по- стоянная составляющая Дср отсутствует. Наличие же этой постоян- ной составляющей тока может в отдельных случаях приводить к «од- ностороннему намагничиванию» материала магнитопровода транс- форматора и вызывать его насыщение, следовательно, приводить к резкому (недопустимому) увеличению намагничивающего тока. Это явление называется вынужденным подмагничиванием трансформа- тора. Действительно, уравнение равновесия МДС трансформатора
Выпрямительные устройства 139 справедливо только для переменных составляющих МДС. Для схе- мы рис. ЗДа в случае идеального выпрямителя, для которого намаг- ничивающий ток (ток холостого хода) равен нулю, уравнение равно- весия МДС записывается в следующем виде: ilWl — Wz(i21 — -^2ср) — №2(122 — Еср) = W2121 — W2i22> (3.7) где Wi — число витков первичной обмотки трансформатора, W2 — число витков фазы вторичной обмотки трансформатора. В соответствии с (3.7) на рис. 3.4,б приведена диаграмма тока первичной обмотки трансформатора Д. Действующее значение тока фазы вторичной обмотки транс- форматора I2, равное для схемы рис. 3.4,а действующему значению тока вентиля, может быть выражено через среднее значение выход- ного тока ВУ 10 следующим образом: В общем случае выражение для действующего значения тока фазы вторичной обмотки трансформатора любой однотактной схе- мы выпрямления может быть представлено в виде: / -I л2тг/р г = I20d^t=^, (3.8) V 2?г Jo .Др Обратное напряжение диода U06p в данной схеме выпрямления оказывается равным удвоенному значению амплитуды ЭДС фазы вторичной обмотки трансформатора: Д)бр — ^Е2т = 3,147?о- В соответствии с временной диаграммой рис. 3.4,6 и соотноше- нием (3.7) выражение для действующего значения тока первичной обмотки трансформатора Д схемы рис. 3.4,а может быть представ- лено в следующем виде: h (10П21)2 d(wit) (-Дп21)2 d(wxt) — 7оП21, (3.9) где П21 = W2 /Wi — коэффициент трансформации трансформатора Т. Для расчета трансформатора ВУ необходимо знать не только действующие значения токов его обмоток, но и его расчетную (га- баритную мощность) 3Т, выраженную через выходную мощность ВУ
140 Глава 3 Ро = UoIq. В общем случае Зт определяется как полусумма габарит- ных мощностей вторичной Зт% и первичной STi обмоток трансформа- тора, так как для однотактных выпрямителей Зт% > STi. Габаритная мощность вторичной обмотки трансформатора для любой схемы выпрямления определяется как произведение числа фаз вторичной обмотки на действующие значения наряжения и тока фазы: 3'£2 — Щ-2-^2-^2* Для схемы рис. 3.4,а 3Т2 — 2Uq 1,111о • 0,707 = 1,57Ро- Габаритная мощность первичной обмотки трансформатора для любой схемы выпрямления определяется как произведение числа фаз первичной обмотки на действующие значения наряжения и тока фазы: Sri = miUiIi. Для схемы рис. 3.4,а Ро Sri = --1q«21 = 1,ИРо- «21 Габаритная мощность трансформатора для схемы рис. 3.4, а ST = = 1;з4Р0. А) Полная мощность, потребляемая ВУ от сети переменного тока 3\, совпадает с габаритной (электромагнитной) мощностью первич- ной обмотки трансформатора бД. Так как для идеального ВУ ак- тивная мощность Pi, потребляемая им из сети, равна его выходной мощности Ро, то значение коэффициента мощности х для схемы рис. 3.4, й оказывается равным X = Pi/Si = Ро/1,ИРо = 0,909. 3.2.2. Однофазная мостовая схема выпрямления Принципиальная схема выпрямителя приведена на рис. 3.5,а. Временные диаграммы, поясняющие работу идеального выпрямите- ля в установившемся режиме, показаны на рис. 3.5,6. В интервале от 0 до 7Г ЭДС вторичной обмотки трансформатора Т направлена снизу вверх (полярность ЭДС указана на рис. 3.5,й). На этом временном интервале открыты вентили VD1, VD4 и ток зд замыкается по цепи: точка а — вентиль VD1— обмотка дросселя L — нагрузка (СВ.Я) — вентиль VD4 — точка b — вторичная обмотка трансформатора —
Выпрямительные устройства 141 Рис. 3.5. Однофазная мостовая схема выпрямления (а) и временные диаграммы, поясняющие ее работу (6) точка а. При смене полярности *ЭДС вторичной обмотки (на интер- вале углов от 7Г до 2тг) будут открыты вентили VD3, VD2 и ток г0 бу- дет протекать по цепи: точка b — вентиль VD3 — обмотка дросселя L •— нагрузка {GRa) — вентиль VD2 — точка а — вторичная обмотка трансформатора — точка Ь. Таким образом, на интервале периода изменения ЭДС вторичной обмотки трансформатора ток г0 через на- грузку протекает в одном и том же направлении. При этом напряже- ние uqi по форме совпадает с кривой ц01 для однофазной двухполу-
142 Глава 3 периодной схемы выпрямления с выводом средней точки вторичной обмотки трансформатора и также изменяется с удвоенной частотой сети, т.е. число фаз выпрямления для однофазной мостовой схемы выпрямления также равно 2 (р = 2). В соответствии с выражениями (3.3)-(3.5) для однофазной мостовой схемы выпрямления имеем „ р . /тг\ \/2р . /тг\ Е2 Ео = Е2т—sin - = Е2-------sin - = ——; 7Г \Р/ 7Г 1,11 = Ду = 0,87. k ’ Ео р2 — 1 При индуктивности обмотки дросселя L —» оо ток вторичной обмотки трансформатора г2 имеет знакопеременную прямоугольную форму с высотой импульсов в каждой полуволне, равной Iq. Следо- вательно, действующее значение тока 12 оказывается равным сред- нему значению тока выходного тока ВУ 12 = 10. Ток первичной обмотки трансформатора й, имея такую же форму, что и ток i2, отличается от последнего в n2i = W2/W\ раз, где п2\ — коэффи- циент трансформации Поэтому и действующие значения этих токов отличаются в п2\ раз: 41 = п2Д2 — п2До. Габаритная (электромагнитная) мощность вторичной обмот- ки Зт2 для однофазной мостовой схемы равна габаритной мощности первичной обмотки трансформатора STi_: Зт2 = т2Е212 = 1L7q • 1,1147) = 1,11jFo> Ео ST1 = тШ = 1—/0П21 = l,lLPo. П21 Габаритная мощность трансформатора 3Т, равная в общем случае полусумме габаритных мощностей первичной и вторичной об- моток, оказывается также на 11 % больше выходной мощночти ВУ (& = 1,11Ро). Коэффициент мощности х для однофазной мостовой схемы ока- зывается равным, как и для схемы рис. 3.4,а, х = Pi/8-l = = Ро/1,11-Ро = 0,909. Ток, протекающий через любой из вентилей, представляет собой по форме прямоугольный импульс с высотой равной выходному току ВУ и длительностью, равной половине периода изменения напряже- ния сети. Действующее значение Ivs этого тока может быть выражено
Выпрямительные устройства 143 Таблица 3.2 Схема Минимальное число диодов Tvd/Io Е^обр/ -®0 Кл(1) Р St/Pq X Однотактная Мостовая 2 4 0,707 0,707 3,14 1,57 0,67 0,67 2 2 1,34 1,11 0,909 0,909 через ток Jo по формуле (3.8) / 1 у2тг/р Т Т 1уь = \ъ- = = 0,7071о • V 2?r Jo v'P Обратное напряжение диода Uoqp равно амплитудному значению ЭДС вторичной обмотки трансформатора (С70бр = J?2m = 1,577?о)- На рис. 3.5,б пунктиром показана примерная форма кривой то- ка вентилей (?'vdi, Wdi) для случая, когда индуктивность обмотки дросселя имеет конечное значение, большее критического. Значения основных параметров однотактной и мостовой схем вы- прямителей приведены в табл. 3.2. Из табл. 3.2 видно, что однофазная мостовая схема в отличие от однотактной схемы выпрямления характеризуется меньшей габа- ритной мощностью трансформатора и в два раза меньшим обратным напряжением диода. Кроме того, ей не присуще явление вынужден- ного подмагничивания трансформатора, и принципиально схема мо- жет работать без трансформатора. Последнее обстоятельство объ- ясняет широкое применние схемы в современных выпрямителях с бестрансформаторным входом, работающих от однофазной сети пе- ременного тока. К недостатку мостовой схемы следует отнести боль- шие потери в вентильном блоке, так как в любой момент времени ток нагрузки протекает через два последовательно включенных ди- ода. Поэтому в выпрямительных устройствах для получения выход- ных напряжений в единицы вольт предпочтение отдается однотакт- ной двухполупериодной схеме. 3.2.3. Трехфазная однотактная схема выпрямления Принципиальная схема выпрямителя приведена на рис. 3.6,а. Временные диаграммы, поясняющие работу идеального выпрямите- ля в установившемся режиме, показаны на рис. 3.6,4. В этой схе- ме выпрямления вторичная обмотка трансформатора должна иметь вывод нейтральной (нулевой) точки, являющейся одним из полюсов нагрузки. Следовательно, вторичная обмотка может быть выполне- на либо по схеме звезда с выводом нейтральной точки, как показа- но на рис. 3.6,а, либо по схеме зигзаг с выведенной нейтралью (см.
144 Глава 3 Рис. 3.6. Трехфазная однотактная схема выпрямления (а) и временные диаграммы, поясняющие ее работу (6) разд. 2.2.3). Первичная обмотка может выполнена как по схеме звез- да, так и по схеме треугольник. Свободные концы фаз вторичной обмотки подключаются либо к анодам вентилей VD1... VD3, как по- 1
Выпрямительные устройства 145 казано на рис. 3.6,а, либо к катодам этих вентилей. При подключе- нии фаз вторичной обмотки к анодам вентилей VD1... VD3 их като- ды объединяются, образуя положительный полюс выходного напря- жения выпрямителя. Во втором случае между собой объединяются аноды вентилей. При объединение катодов вентилей в идеальном выпрямителе в любой момент времени может быть открыт только один из трех вентилей, а именно тот, анод которого подключен к фа- зе, имеющей в данный момент времени относительно нейтральной точки наибольшее, положительное значение ЭДС. Так, в интервале углов o>iti... а>14г (рис. 3.6,6) наибольшее положительное значение ЭДС имеет фаза ега поэтому будет открыт вентиль VD1 и выходное напряжение выпрямителя 'uqi = ер будет совпадать с ЭДС этой фа- зы. В момент, соответствующий углу сщфз, как только ЭДС фазы 62b станет больше ЭДС фазы ега, откроется вентиль VD2 и нагруз- ка скачком перейдет на фазу егь- В момент, соответствующий углу wits, открывается вентиль VD3 и выходное напряжение выпрямите- ля в интервале углов wit3 ... Щ1Д совпадает с ЭДС фазы егс. Как видно из временной диаграммы и0, представленной на рис. 3.6,б, вы- ходное напряжение рассматриваемого выпрямителя измененяется в пределах 0,5Дт ... Е2т с частотой в три раза выше частоты измене- ния напряжения питающей сети, т.е. для данной схемы число фаз выпрямления р = 3. Среднее значение (постоянная составляющая) выпрямленного напряжения Ео может быть определено по формуле (3.3) при р = 3: Ео = Е2т-sin = Е2^ sin = 1,17^2• 7Г \3/ 7Г \3 / Коэффициент пульсации по первой гармонике (к = 1) Кп(1) — Д)т(1) Eq 2 р2 — 1 = 0,25. При индуктивности дросселя L —> оо ток каждой из фаз вторич- ной обмотки трансформатора и ток каждого из диодов имеют форму прямоугольного импульса с высотой, равной То, и длительностью, в три раза меньшей периода изменения напряжения питающей сети Д. Поэтому среднее значение тока фазы вторичной обмотки Дер и сред- нее значение тока диода Двср оказываются в три раза меньшими по сравнению с выходным током Д: Г _ г _ Л) -*2ср — -<VDcp — q • и Наличие постоянной составляющей (Дср) в кривой тока фазы
146 Глава 3 вторичной обмотки трансформатора может приводить к появлению в схеме рис. 3.6,а вынужденного подмагничивания трансформатора. Действующее значение тока фазы вторичной обмотки транс- форматора 12 и диода 1уг> в соответствии с (3.8) могут быть выра- жены через выходной ток 10 следующим образом: 12 — Ivd — Io/y/% = 0,577/о- Обратное напряжение на диодах С70бр в данной схеме выпрям- ления оказывается равным амлитудному значению линейной ЭДС вторичной обмотки трансформатора: U06p = Елт — у/ЗЕ2т = \/Зу/2Е2 — уyjEo = 2,097?о- Габаритная мощность вторичной обмотки трансформатора Зт2 = гп&Е212 = 3U0 0,8577о • 0,577 = 1,48Р0. В соответствии с временной диаграммой рис. 3.6,б выражение для действующего значения тока фазы первичной обмотки транс- форматора 71 может быть представлено в следующем виде: — 0,47п211о- Габаритная мощность первичной обмотки трансформатора Е2 Зт1 = Ш1171фД = З-Д = ЗЕ0 0,8577о • 0,47 = 1,21Р0- П21 Габаритная мощность трансформатора STi + Зт2 1,48Р0 + 1,21Р0 Зт =------------------------= 1,34го- Коэффициент мощности %, представляющий собой отношение активной мощности, потребляемой от сети, к полной мощности STi, для идеального выпрямителя рис. 3.6,а оказывается равным X = Pi/Si = РО/3Т1 = Ро/1,2Щ = 0,826. 3.2.4. Трехфазная мостовая схема выпрямления В трехфазной мостовой схеме выпрямления (рис. 3.7,а) диоды вентильного блока объединены в две группы. Одну группу образу-
Выпрямительные устройства 147 Рис. 3.7. Трехфазная мостовая схема выпрямления (а) и временные диаграм- мы, поясняющие ее работу (е) ют диоды, объединенью катодами (диоды VD1, VD3, VD5). Вторую группу образуют диоды, объединенные анодами (диоды VD2, VD4, VD6). Так как нагрузка (через сглаживающий фильтр LC) подклю-
148 Глава 3 чается к выходным зажимам диодных групп (к точкам 1, 2 схемы), в трехфазной мостовой схеме принципиально не требуется вывод ней- тральной точки вторичной обмотки трансформатора. Поэтому вто- ричная и первичная обмотки трансформатора могут выполняться как по схеме звезда, так и по схеме треугольник. В случае выполнения вторичной обмотки трансформатора по схеме звезда трехфазный мо- стовой выпрямитель (рис. 3.7,а) по существу представляет собой два трехфазных однотактных выпрямителя, использующих один общий трансформатор Т. Первый трехфазный однотактный выпрямитель выполнен на диодах VD1, VD3, VD5 и трансформаторе Т. Выход- ное напряжение этого однотактного выпрямителя обозначено как и'о. Второй однотактный выпрямитель выполнен на диодах VD2, VD4, VD6 и том же трансформаторе Т. Выходное напряжение второго од- нотактного выпрямителя обозначено как и'о'. Из рис. 3.7,а видно, что выходное напряжение п01 трехфазного мостового выпрямителя рав- но сумме выходных напряжений и'о и u'q. В идеальном выпрямителе в любой момент времени в каждой из диодных групп может быть открыт только один диод. Из диодов ка- тодной группы (VD1, VD3, VD5) может быть открыт только тот диод, анод которого подключен к фазе вторичной обмотки, имеющей в дан- ный момент наибольшее положительное значение ЭДС относительно нейтральной точки (точка 0 на рис. 3.7,а). Из диодов анодной группы (VD2, VD4, VD6) может быть открыт только тот диод, катод которо- го подключен к фазе вторичной обмотки, имеющей в данный момент наибольшее отрицательное значение ЭДС относительно нейтральной точки. Так, в интервале углов наибольшее положительное значение относительно точки 0 имеет ЭДС е2а (форма кривых ЭДС фаз вторичной обмотки трансформатора приведена на верхней диа- грамме рис. 3.7,в). Поэтому из диодов катодной группы открыт диод VD1. Из диодов анодной группы открыт диод VD4, катод которо- го подключен к фазе Ь, ЭДС которой имеет наиболее отрицательное значение. Фрагмент схемы для этого временного интервала показан на рис. 3.7Д. Из схемы рис. 3.7,6” видно, что выходное напряжение выпрямителя «щ совпадает с линейной ЭДС еаь. Из этого же ри- сунка также видно, что закрытый диод VD3 (показан пунктиром) находится под обратным напряжением, равным линейной ЭДС еаь. В интервале углов wi2...wts будут открыты диоды VD1 и VD6, так что выходное напряжение uq будет совпадать с линейной ЭДС еас. На временной диаграмме рис. 3.7,в приведена форма напряже- ния, по и указаны открытые на каждом из временных интервалов диоды. Из этой диаграммы видно, что период изменения uq для рас-
Выпрямительные устройства 149 сматриваемой схемы выпрямления в 6 раз меньше периода изменения напряжения питающей сети (р = 6). Среднее значение выпрямленного напряжения Ео может получе- но из выражения (3.2) для р = 6 и Ет = Елт: Ео = -Елт 8П17г/6 = 0,9бЕлт, 7Г где Елт — амплитудное значение линейной ЭДС вторичной обмот- ки трансформатора. Ео можно также выразить через действующее значение ЭДС фазы вторичной обмотки Е2, имея в виду, что Елт = у/Зу/2Е2: Ео = 0,96а/6£?2 = 2,34^2- Коэффициент пульсации по первой гармонике (k = 1) Ео ~ р2 - 1 ~ °’057‘ Ввиду того что каждый из вентилей в данной схеме выпрямле- ния, как и в трехфазной однотактной схеме, открыт в течение одной третьей части периода (рис. 3.7,в), значения для среднего JvDcp и дей- ствующего До токов диодов для обеих схем выпрямления совпадают: Дъср — 0,337о, 7vd = —7= — 0,5771q- V 3 Обратное напряжение диода 1 Д>бр = Елт = V3E2m = VsV2E2 = ~Е0 = 1,05^0. При соединении обмоток трансформатора по схеме звезда-звезда ток фазы вторичной и первичной обмоток имеет одну и ту же форму (рис. 3.7,в). Отличие заключается только в том, что высота прямо- угольников для тока фазы первичной обмотки равна пгДо. Действующее значение тока фазы вторичной обмотки транс- форматора Действующее значение тока фазы первичной обмотки транс- форматора Ii — 0,816п217о-
150 Глава 3 Таблица 3.3 Схема Минимальное число диодов Ту о До U06p/Eo Кл(1) Р St/Pq X Однотактная 3 0,577 2,09 0,25 3 1,21 0,826 Мостовая 6 0,577 1,05 0,057 6 1,05 0,952 Габаритная мощность вторичной обмотки трансформатора Зт2 = ЗВД = 3-^- • 0,816/о = 1,05Ро. Габаритная мощность первичной обмотки трансформатора 3т1 = зад = 3^ • 0,816п21/о = 1,05Ро. 2,34п21 Габаритная мощность трансформатора 3Т = 0, 5(&i + St2) = 1,05.Ро. Коэффициент мощности выпрямителя х=ад = 0,952. Значения основных параметров трехфазной однотактной и мо- стовой схем выпрямителей приведены в табл. 3.3. Из таблицы вид- но, что трехфазная мостовая в отличие от однотактной схемы вы- прямления характеризуется более высокой частотой первой гармони- ки пульсации, меньшим значением коэффициента пульсации, мень- шей габаритной мощностью трансформатора, более высоким коэф- фициентом мощности, в два раза меньшим обратным напряжением диода. Кроме того, ей не присуще явление вынужденного подмаг- ничивания трансформатора и принципиально схема может работать без трансформатора. В связи с этими достоинствами трехфазная мо- стовая схема выпрямления находит широкое применение на прак- тике при построении выпрямителей как по структуре рис. 3.2, так и по структуре рис. 3.3. К недостаткам мостовой схемы следует отнести большие по срав- нению с однотактной потери в вентильном блоке реального выпрями- теля, так как в любой момент времени ток нагрузки протекает че- рез два последовательно включенных диода. Последнее обстоятель- ство ограничивает применение мостовой схемы для выпрямительных устройств, выполненных по низкочастотной технологии, на выход- ные напряжения в единицы вольт.
Выпрямительные устройства 151 3.2.5. Каскадные схемы выпрямления В системах электропитания достаточно широкое применение на- ходят так называемые каскадные (комбинированные) схемы выпрям- ления, позволяющие обеспечить повышение частоты первой гармони- ки пульсации и тем самым уменьшить размеры сглаживающих филь- тров. Каскадные схемы по существу представляют собой комбина- цию нескольких классических схем выпрямления, включенных меж- ду собой по выходу параллельно или последовательно и работающих на общую нагрузку. Причем выходные напряжения этих классиче- ских схем сдвинуты друг относительно друга по фазе. Кроме того, применение каскадных схем позволяет в отдельных случаях умень- шить потери в вентильном комплекте по сравнению с классическими схемами. Примером каскадной схемы может служить схема выпрямления, представленная на рис. 3.8,а (схема Кюблера). Эта схема выпрямле- ния представляет собой два классических трехфазных однотактных выпрямителя, выходные напряжения которых «{ц и сдвинуты друг относительно друга на угол 2тг/6. Для того чтобы обеспечить этот сдвиг по фазе, вторичные обмотки трансформатора Т одного классического выпрямителя при соединении по схеме звезда с вы- веденной нейтралью объединяются между собой концами (верхняя обмотка на рис. 3.8,а), тогда как для второго выпрямителя •— наг чалами. Нейтральные точки двух этих выпрямителей соединяются между собой, образуя отрицательный полюс выходного напряжения «о1 выпрямителя. В результате ЭДС фаз вторичных обмоток, рас- положенных на каждом из стержней магнитопровода, оказываются сдвинуты друг относительно друга на угол, равный тг (векторная диа- грамма ЭДС фаз вторичных обмоток показана на рис. 3.8,6). Диаг- грамма ЭДС фаз вторичных обмоток приведена на рис. 3.8,в, на ко- торой так же толстыми (сплошной и пунктирной) линиями показаны диаграммы напряжений и ир1. Для того чтобы обеспечить одновременную работу двух фаз, при- надлежащих различным классическим выпрямителям, катоды дио- дов этих выпрямителей подключаются к двухобмоточному уравни- тельному реактору Lyp, а нагрузка Ra (через сглаживающий фильтр) подключается к средней точки этого реактора. Временная диаграм- ма выходного напряжения «ох выпрямителя, соответствующая его нормальному режиму работы, показана на рис. 3.8,г жирной линией. Там же показаны кривые напряжения «ф и ир1. В интервале углов наибольшее положительное значе- ние ЭДС имеет фаза е2а, вследствии чего ток нагрузки должен про-
152 Глава 3 Рис. 3.8. Схема выпрямления с уравнительным реактором и диаграммы, поясняющие ее работу текать через диод, подключенный к этой фазе и обмотку W урав- нительного реактора. При достаточной индуктивности этой обмотки и соответствующем токе нагрузке ЭДС самоиндукции ew' = еш ста- новится достаточной, для того чтобы заставить, начиная с момента tvji > включиться в работу фазу егу. При этом в интервале wj.ii —соНз напряжение «oi на выходе выпрямителя оказывается рав- ным е2а — ew‘ •= ейу + еш, т.е. и01 = (е2а + егу)/2. В результате в
Выпрямительные устройства 153 этом интервале углов через каждую из этих фаз вторичных обмоток трансформатора Т и соответствующие им диоды будут протекать то- ки, равные половине тока нагрузки. Затем в интервале а>142...ад4з будет работать по-прежнему фаза е2а и фаза е2г, потом фаза е2г и фаза е2ь и т.д. Как видно из рис. 3:8,г, период изменения и01 ока- зывается в 6 раз меньше периода напряжения питающей сети, т.е для данной схемы р = 6. Среднее значение выходного напряжения выпрямителя [4] Е01 = 1,17J52. Коэффициент пульсации по первой гармонике, как и в трехфаз- ной мостовой схеме выпрямления, равен 0,057. Диаграммы токов фазы вторичной обмотки г2а и первичной об- мотки г2д показаны соответственно на рис. 3.8,фе. Выражения для действующего и среднего значений тока фазы вторичной обмотки трансформатора и других параметров данной схемы выпрямления приведны в (3.2). Достоинством данной схемы выпрямления перед трехфазной мо- стовой является то, что потери в диодах оказываются существенно меньшими. По таким параметрам, как габаритная мощность транс- форматора и обратное напряжение диода, эта схема уступает трех- фазной мостовой. Кроме того, она требует введения дополнительного элемента — уравнительного реактора, габаритная мощность которо- го обычно составляет (О,О5...О,1)Ро [44]. Область применения этой каскадной схемы — относительно низ- кие выходные напряжения (до нескольких десятков вольт) и относи- тельно большие токи нагрузки (сотни ампер). Каскадные схемы выпрямления строятся и на базе трехфазных мостовых схем выпрямления, включаемых между собой относитель- но нагрузки параллельно или последовательно, что позволяет обес- печить р = 12. Для того чтобы обеспечить сдвиг по фазе между вы- ходными напряжениями трехфазных мостовых схем выпрямления, можно (как один из вариантов) первичную обмотку трансформато- ра для одного выпрямителя соединить по схеме звезда, а первич- ную обмотку для другого выпрямителя — по схеме треугольник. В этом случае при соединении вторичных обмоток трансформато- ров по одной и той же схеме (как правило, по схеме треугольник) выходные напряжения образующих трехфазных мостовых схем бу- дут сдвинуты друг относительно друга на угол в 30°, что и позволит получить число фаз выпрямления р для каскадной схемы, равное 12. При построении каскадных схем выпрямления с р = 18 и вы-
154 Глава 3 ще вторичную (вторичные) обмотку соединяют по схеме несиммет- ричного зигзага [44]. 3.3. Работа реальных неуправляемых выпрямителей на нагрузку индуктивного характера Силовая цепь любого реального выпрямителя обладает как ак- тивным, так и индуктиным сопротивлениями. Поэтому изменения тока нагрузки вызывают соответствующие изменения как среднего значения выходного напряжения выпрямителя, так и гармонических составляющих пульсации. Кроме того, активные составляющие со- противлений силовой цепи являются причиной потерь мощности и, следовательно, снижения КПД выпрямителя. Рассмотрим влияние сопротивлений силовой цепи выпрямителя на среднее значение выходного напряжения на примере однофазной, однотактной, двухполупериодной схемы выпрямления (рис. 3.9,а). Выясним сначала влияние индуктивности LK на работу выпря- мителя, предполагая, что диоды идеальные, активное сопротивле- ние выпрямителя Ra равно нулю, а индуктивность обмотки дросселя L —> со. Индуктивность LK в цепи каждой из фаз вторичной обмотки трансформатора представляет собой индуктивность фазы вторичной обмотки (обусловленную полями рассеяния) и индуктивность пер- вичной обмотки (обусловленную полями рассеяния), пересчитанную в цепь вторичной обмотки. Наличие индуктивности LK в цепи каждой из фаз вторичной об- мотки трансформатора приводит к тому, что диоды не могут пере- ключаться мгновенно, как это предполагалось ранее при анализе ра- боты идеальных выпрямителей. Процесс переключения (перекрытия фаз) начинается с момента равенства ЭДС фаз вторичных обмоток трансформатора (с момента wyt = 0 на рис. 3.9,6) и заканчивается при снижении до нуля тока фазы, завершающей работу (фазы а). Для интервала переключения (при принятом допущении L —> оо) справедливы следующие соотношения: (3.10) «2а + «2Ь — «О — 1о, т di2a. «01 = е2а — Ьк——, dt т di2b «01 = е2Ь — Ьк——. dt
Выпрямительные устройства 155 Рис. 3.9. Однотактная двухполупериодная схема выпрямления и диаграммы, поясняющие ее работу „ dib di2a 62а + Cab Следовательно, —— = — —— и azOi = ---------• dt dt 2 Таким образом, до начала переключения (wit < 0) был открыт только диод VD1 и напряжение на выходе выпрямителя совпадало с ЭДС еза (рис. 3.9,6). По окончанию переключения (wit А) от- крыт только диод VD2 и напряжение д01 совпадает с ЭДС е2ь- На интервале переключения напряжение «oi; равное полусумме мгно- венных значений ЭДС коммутируемых фаз, для данной схемы вы- прямления равно нулю.
156 Глава!) Из (3.10) можно получить выражение для тока, вступающей в работу фазы Ь, действительно, <^2Ь _ е2Ь - 62а _ 2Е2т sincait dt 2jCk 2jCk откуда следует, что 2£/2т «гь = -к—у- COS wj; + С. 2ivyLK Постоянная интегрирования С определяется из условия: при = 0 «2Ь = 0. Следовательно, г2ь =-^-(l-coswii), где хк = шгЬк — индуктивная составляющая сопротивления корот- кого замыкания фазы трансформатора. Временные диаграммы токов г2а,, «гь представлены на рис. 3.9,в. При a>it = Л ток ?2Ь достигает значения Iq, следовательно, Т Е2Щ г .. ^Eq . Io =----(1 — cos А) =--(1 — cos А); атк рхк / рхк10 \ А — arccos 1------=— , \ кЕ0 J где Ео — среднее значение (постоянная составляющая) напряжения на выходе идеального выпрямителя.' Следовательно, длительность переключения (угол А) будет тем больше, чем больше ток нагрузки 1о, индуктивность LK и чем выше частота первой гармоники пульсаг- ции pivi. Переключение (перекрытие фаз) приводит к уменьшению сред- него значения выходного напряжения выпрямителя на величину за- штрихованной на рис. 3.9,5 площади АС/щ, выражение для которой с учетом (3.10) можно представить в виде р fA е2ь - е2а рЕ2гп [Х . , AtToi = — / ---------dwit = —— / sinwitdwit = 2тг Jo 2 2тг Jo = £^L(1_cosA). (3.12) Z7T Из (3.11) и (3.12) получим ДСТщ = О,51орхк/тг. Следовательно, выражение для среднего значения напряжения на Си выходе вы-
Выпрямительные устройства 157 прямителя принимает вид Um = E0-I0^. (3.13) 2тг Выражение (3.13) остается справедливым для любой из выше рас- смотренных схем выпрямления. Следует отметить, что при наличии индуктивности LK значе- ние коэффициента пульсации по первой гармонике оказывается выше значений, полученных ранее для идеальных выпрямителей. Активное сопротивление Ra, включенное в каждую из фаз вто- ричной обмотки трансформатора, представляет собой сумму актив- ной составляющей сопротивления короткого замыкания RK транс- форматора Т (см. разд. 2.2.3) и сопротивления прямой ветви ВАХ диода. При кусочно-линейной аппроксимации прямой ветви ВАХ ди- ода она может быть представлена дифферециальным сопротивлени- ем J?vd и пороговым напряжением U„. В этом случае для любой из рассмотренных ранее однотактных схем выпрямления сопротив- ление Ra можно представить в виде R& = RK + \ R J Для двухтактных (мостовых) схем выпрямления Ra = RK +2(J?vd + +ВД). Примерный вид кривой напряжения Щд на выходе реального вы- прямителя рис. 3.9,а (при Ra > О, LK > 0) показан на рис. 3.9,г. Как видно из рис. 3.9,г в интервалах, когда открыт только один диод, напряжение на выходе выпрямителя отличается от ЭДС работаю- щей фаза на величину IqR&. Кроме того, переключение (перекрытие) фаз начинается не в момент равенства ЭДС фаз вторичных обмоток трасформатора, а в момент когда ЭДС работающей фазы уменьша- ется до значения, равного IoRa. Выражение для среднего значения напряжения Uqi на выходе реального выпрямителя можно представить в следующем виде: и01 = Ео -До (Ч + . (3.14) На рис. 3.9,3 сплошной линией показана внешняя характеристи- ка реального выпрямителя для случая, когда индуктивность обмотки дросселя L —> оо. В случае конечного значения этой индуктивно- сти выражение (3.14) будет справедливо только при токах нагрузки больших критического значения 10кр. При Iq < 1окР ток, протека- ющий по обмотке дросселя, носит разрывный характер, и внешняя
158 Глава 3 характеристика отклоняется вверх от прямой линии (кривая 2 на рис. 3.9,3). При Zq —> 0 напряжение на конденсаторе С (на выходе выпрямителя рис. 3.9,а) будет равным йщ. 3.4. Управляемые выпрямители 3.5.1 Однофазная двухполупериодная схема выпрямления В рассмотренных неуправляемых выпрямителях уровень выход- ного напряжения Uo зависит от многих факторов и, прежде всего, от напряжения Ui питающей сети и тока нагрузки. В большинстве же случаев применения выпрямителей в системах электропитания аппа- ратуры телекоммуникаций требуется стабилизация напряжения Uq или его регулирование по заданному алгоритму. Регулирование (стаг билизация) напряжения Uq может осуществляться, например, либо за счет изменения уровня напряжения, подаваемого на вентильный блок, с помощью дополнительного устройства — регулятора напря- жения переменного тока, либо с помощью отдельного устройства — регулятора напряжения постоянного тока, устанавливаемого между выпрямителем и нагрузкой. Другим более экономичным вариантом регулирования Uq является вариант, при котором изменяется момент подключения элементов вентильного блока к вторичной (фазам вто- ричной) обмотки трансформатора. Для этого требуется замена всех диодов или части диодов вентильного блока на управляемые прибо- ры — тиристоры. Подобные выпрямители называют тиристорны- ми или управляемыми. Рассмотрим работу управляемых выпрямителей и их параметры на примере схемы рис. 3.10,а (однофазной двухполупериодной схе- мы выпрямления с выводом нейтральной точки вторичной обмотки трансформатора) в предположении, что все элементы схемы идеаль- ны, а индуктивность обмотки дросселя L —> сю. Временные диаграм- мы, поясняющие работу данной схемы в установившемся режиме, представлены на рис. 3.10,б)в,г. В интервале от ivit = 0 до ivit = а ЭДС еза направлена снизу вверх (знаки ЭДС указаны на рис. 3.10,а). Однако поскольку отпи- рающий импульс на управляющий электрод тиристора VS1 подается только в момент шД = а, тиристор VS1 остается закрытым, несмот- ря на то что к его аноду приложено положительное напряжение от- носительно катода. На этом временном интервале за счет энергии, ранее запасенной дросселем L, попрежнему остается открытым ти- ристор VS2. Причем напряжение на выходе выпрямителя (в точках
Выпрямительные устройства 159 Рис. 3.10. Однофазная двухполупериодная схема управляемого выпрямителя и временные диаграммы, поясняющие его работу 1, 2), сопадающее с ЭДС езь отрицательно, вследствии чего мощ- ность р0 = Uoiio на выходе вентильного блока также отрицательна. Физически это означает, что на’этом временном интервале энергия, запасенная дросселем, частично возвращается в источник энергии щ (выпрямитель работает в так называемом инверсном режиме). В момент ivit — а СУ подает на управляющий электрод тири- стора VS1 отпирающий импульс. Тиристор VS1 открывается, и на- пряжение д01 будет совпадать с ЭДС еза до тех пор, пока в момент ivit = тг + а снова не откроется тиристор VS2. Среднее значение выходного напряжения идеального управляемого выпрямителя, вы-
160 Глава 3 полненного по схеме рис. 3.10,а, 1 г”+а , . . , . 2Е2т 12т Sin Wyt OW-jt = ---cos а. (3.15) ®О1а — Совместное решение (3.15) и (3.3) позволяет представить выра- жение для среднего значения выходного напряжения управляемого выпрямителя, выполненного по схеме рис. 3.10,а, в следующем виде: £-01 а = Eqx COSO! = EqiCq((x) , (3.16) где Со (а) —• коэффициент регулирования. Выражение (3.16) справедливо и для любой другой схемы вы- прямления (при условии замены всех диодов вентильного блока на тиристоры). Из рис. 3.10,бвидно, что увеличение угла регулирования а приводит не только к уменьшению уровня выходного напряжения, но и к увеличению уровня пульсаций. Выбрав начало отсчета так, как показано на рис. 3.10,3, можно получить выражение для амплитуды синусной Ems^ и косинусной составляющих к-ii гармонической разложения функции wqi в ряд Фурье: ^ms\ _Рр /~/р+а Ет cos(wii) sin(fcpwit) dwyt = -тг/р+о: COS^kpiVit + Wit) cos(fcpwii — wit) 7r/p+a 2(kpwi-wi) J_^/p+a 2р . = — sm 2(kpivi+ivi) /тг\ рк sin(a) . т к2р2 — 1 ’ /‘тг/р+о: / Ет cos(wit) cos(fcpwit) duit = «/—•тг/р-Ьо: sin(fcpwii — wit) sin(fcpwjt + wit) 7Г/р+“ - —тг/рЧ“<* 2(kpwi~ o>i) 2(fcpwi+wi) , cos (а) 'тк2р2-Г Окончательное решение для амплитудного значения fc-й гармо- ники ЕОт^ разложения в ряд Фурье принимает следующий вид: -2р . =----sm - Рр — "т ®0m(fc) уEmc(k) = — sin ( — । Em cos (а-) - „ f—-л/l + fc2p2tg2(a). (3.17) tv \p J k2p2 — 1 v
Выпрямительные, устройства 161 Совместное решение (3.2) и (3.17) позволяет представить выра- жение для коэффициента пульсации по fc-й гармоники управляемого выпрямителя следующем виде: = = fc2p2_1\/1 + fc2p2tg2^- t3-18) В частности, для первой гармоники пульсаций выходного напряже- ния имеем Knw = (3-19) Как видно из (3.18) и (3.19), коэффициент пульсаций уменьша- ется с ростом р, но возрастает с увеличением утла регулирования а. Первое объясняет широкое распространение на практике многофаз- ных («многопульсных») выпрямителей, второе — необходимость при- менения в управляемых выпрямителях громоздких сглаживающих фильтров. Анализ кривых тока фазы вторичной обмотки трансформатора и тока тиристора (рис. 3.10,в) показывает, что они совпадают с ана- логичными кривыми неуправляемого выпрямителя. Следовательно, полученные ранее выражения для средних и действующих значений этих токов остаются справедливыми и для управляемого выпрями- теля (с полным числом тиристоров в вентильном блоке). Для получения на выходе управляемого выпрямителя (при неко- тором значении утла регулирования а) такого же значения напряже- ния, что и на выходе неуправляемого выпрямителя (выполненного по той же схеме выпрямления) необходимо, чтобы число витков каждой фазы вторичной обмотки было увеличено в (1/ cos а) раз. Следовательно, габаритная мощность вторичной 5'Т2(«) и первич- ной ВтЦа) обмоток трансформатора будут также в (1/ cos а) раз боль- ше по сравнению с соответствующими параметрами неуправляемого выпрямителя (при том же значении мощности Ро в нагрузке). Ко- эффициент мощности Х(а~) = % cos а. Следует отметить, что все полученные выше соотношения будут справеливы и при конечной индуктивности обмотки дросселя L, до тех пор пока ток дросселя не будет иметь разрывов. 3.4.2. Однофазные мостовые схемы выпрямления Однофазные мостовые схемы выпрямления могут быть вполнены как с полным числом (рис. 3.11,а), так и с неполным числом тири- сторов в вентильном блоке (рис. 3.11,6). 6—5312
162 Глава 3 г) Рис. 3.11. Однофазные схемы выпрямления с полным (а) и неполным (б) чис- лом тиристоров в вентильном комплекте и временные диаграммы, поясняющие их работу (в, г) При полном числе тиристоров схема управления формирует им- пульсы, обеспечивающие на интервале каждого полупериода измене- ния ЭДС ез отпирание соответствующих диагональных тиристоров. Так, на полупериоде, когда ег направлена снизу вверх, как показано на рис. 3.11,а, схема управления обеспечивает отпирание тиристо- ров VS2, VS3 (рис. 3.11,в).
Выпрямительные устройства 163 В режиме безразрывных токов дросселя L форма напряжения uoi на выходе идеального вырямителя (рис. 3.11,а) будет точно таг кая же, как и для ранее рассмотренной схемы рис. 3.10,а (времен- ная диаграмма рис. 3.10,6). В случае же разрывных токов дросселя выключение ранее от- крытой пары тиристоров будет происходить в общем случае раньше, чем схема управления обеспечит открытие другой диагональной па- ры тиристоров. Кривые напряжения ад01 и тока i0 для такого режима работы выпрямителя приведены на рис. 3.11,в. Как следует из кри- вой io (wii), на интервале первого полупериода изменения ЭДС ток Ф спадает до 0 в момент, соответствующий углу 6, тогда как тири- сторы VS2 и VS3 открываются в момент uit = а. В соответствии с кривой uOi, представленной на рис. 3.11,в, сред- нее значение выходного напряжения выпрямителя для режима раз- рывных токов дросселя Т-, f"+S . , Ezm r . . EOia =----- / smivitacuit = ----(cosa + cos5). (3.20) J a С учетом соотношения (3.3) для среднего значения выходного напряжения идеального неуправляемого выпрямителя Ефа можно представить в виде: ' EOia = ^i(coso!.+ cos5).. . (3.21) и На практике находят достаточно широкое применение также уп- равляемые выпрямители с неполным числом тиристоров в вентиль- ном блоке. Например, вентильный блок выпрямительных устройств типа ВБ-60/5, ВБ-60/10, ВБ-60/15 имеет в своем составе два тири- стора и два диода (рис. 3.11,а). Рассмотрим работу идеального выпрямителя в установившем- ся режиме в предположении, что индуктивность обмотки дросселя L —> оо. В момент, соответствующий ivit = а, включается тиристор VS1 и напряжение «оь начиная с этого момента, до момента, соот- ветствующему wii = тг, совпадает с ЭДС На этом интервале ток io замыкается по цепи: вывод а вторичной обмотки трансформатора Т •— тиристор VS1 — CRa — дроссель L — диод VD2 — вывод b вто- ричной обмотки — вторичная обмотка трансформатора Т — вывод а. При смене полярности ЭДС е-ъ ранее открытый диод VD2 окаг- жётся под обратным напряжением, равным этой ЭДС. Энергия же запасенная дросселем L будет передавать в нагрузку через диод VD1 и ранее открытый тиристор VS1, так что на интервале тг ivit тг+а выходное напряжение и01 идеального выпрямителя и ток вторичной
164 Глава 3 (а следовательно, и первичной) обмотки трансформатора Т равны О (рис. 3.11,г). После открытия тиристора VS2 в момент Wyt = тг + а напряжение и01 снова совпадает с ЭДС eg. В соответствии с кривой и01 (рис. 3.11,г) среднее значение на- пряжения на выходе идеального выпрямителя „ Е2т Г* . 2Е2т (1 + cosa) (1 + cosa) Дна =------- / sin UitdWlt =------------- = Em--------- J ct tv 2i 2 (3.22) Следует отметить, что выражение (3.22) справедливо и для преды- дущей схемы, если в нее ввести диод, показанный на рис. 3.10,а пунктиром. Каждый из тиристоров и диодов в схеме рис. 3.11,б' работает, как и в случае неуправляемого выпрямителя, в течение половины периода, следовательно, выражения для действующего и среднего значений токов для этих приборов, полученные ранее в разд. 3.2, остаются справедливыми. Поскольку длительность работы вторичной и первичной обмоток трансформатора в управляемом выпрямителе (рис. 3.11,6) на интер- вале полупериода в (тг — а)/тг раз меньше по сравнению с неуправ- ляемым выпрямителем, то и действующие значения этих токов в ^/(тг — а) /тг раз оказываются меньше. Габаритная мощность вторичной Sv2^ и первичной STi(a) об- моток обмоток трансформатора для управляемого выпрямителя на рис. 3.11,6может быть выражена через мощность Pq в нагрузке в виде а _ Q _ О ^(тт-а) |->т1(а) — ‘А'2(а) — ‘А'(а) V2(l + cos а) Соответственно коэффициент мощности управляемого выпрямителя рис. 3.11,6 _ л/2 (1 + cos а) Х(а) ~ , —г • утг(тг-а) Расчет показывает, что при а = 60 эл. град коэффициент мощно- сти управляемого выпрямителя рис. 3.11,6оказывается равным 0,826, тогда как для выпрямителя рис. 3.11,а он оказывается равным 0,45. 3.4.3. Трехфазная мостовая схема выпрямления В настоящее время достаточно широкое применение в СЭП аппаг- ратуры телекоммуникаций находят управляемые выпрямители, вы- полненные именно по трехфазной мостовой схеме выпрямления с
Выпрямительные устройства 165 полным числом тиристоров в вентильном блоке. Схема силовой ча- сти выпрямителя и временные диаграммы, поясняющие ее работу приведены на рис. 3.12. Схема управления (СУ) формирует последовательность «пар- ных» импульсов управления (рис. 3.12,3), обеспечивающих одновре- менную подачу сигналов на управляющие электроды тиристоров как катодной группы (VS2, VS4, VS6) так и анодной группы (VS1, VS3, VS5). Фазовый сдвиг между двумя соседними «парными» импульса- ми для любого режима работы выпрямителя равен тг/З. Регулирование или стабилизация выходного напряжения Uq вы- прямителя, как и для ранее рассмотренных схем, осуществляется изменением момента подачи «парных» отпирающих импульсов (угла регулирования а) относительно момента естественной коммутации (рис. 3.12,в). Под моментом естественной коммутации понимается мо- мент, в который происходит переключение диодов в неуправляемом идеальном выпрямителе, т.е. момент равенства между собой мгновен- ных значений ЭДС двух соседних фаз вторичной обмотки трансфор- матора Т. Так, в момент ivti = 30° отпирающие импульсы подаются одновременно на тиристоры VS2 и VS3 (рис. 3.12,г). Причем в этот момент открывается только один тиристор VS2, так как тиристор VS3 к этому моменту уже находился в открытом состоянии. С это- го момента напряжение «ох на выходе вентильного блока в течение тг/З (при неизменном значении угла а = 30°) определяется, как по- казано на рис. 3.12,5, разностью мгновенных значений-ЭДС е2а и е2ь, т.е. мгновенным значением линейной ЭДС еаь. На рис. 3.12,г также показан фрагмент напряжения «ох на выходе вентильного блока при а — 60°). Дальнейшее увеличение угла а приведет к появлению в кривой uoi участков с отрицательным напряжением, т.е. форма кри- вой «ох будет соответствовать рис. 3.10,д при Ет = Елт. Следовательно, для среднего значения напряжения I7oi на выхо- де выпрямителя при условии безразрывности тока дросселя L, спра- ведливо выражение (3.16) ®01а — Д)1 COSO! = EqiCo((X), где Со (а) = cos a —- коэффициент регулирования, = 1,35Елт — среднее значение напряжение идеального неуправляемого трех- фазного мостового выпрямителя. Точно также будут справедливы полученные ранее выражения (3.18), (3.19) для коэффициентов пульсаций при условии, что р = 6. Габаритные мощности Svi, STz, ST и коэффициент мощности х управляемого выпрямителя будут естественно отличаться от полу- ченных ранее значений для неуправляемого выпрямителя в cos а раз.
166 Глава 3 А В с «01 е2с ®^f © if ©if A/S4 Л/ss A/si | а = 30° е2Ь Л/se t h- 1 Н П ! i. ! I t_L h hl t > > } i ! i I i n h i i ! ®1^ ©df д) Рис. 3.12. Схема трехфазного мостового управляемого выпрямителя и временные диаграммы, поясняющие ее работу
Выпрямительные устройства 167 В реальных управляемых выпрямителях так же, как и в неуправ- ляемых выпрямителях, необходимо учитывать индуктивную состав- ляющую сопротивления короткого замыкания фазы трансформато- ра хк = iviLK и активное сопротивление R&) вызывающих умень- шение среднего значения напряжения {701 с ростом тока нагрузи 10. В общем случае выражение для среднего значения напряжения [JOia на выходе вентильного блока реального выпрямителя можно так- же представить в виде Cola = -®01С(а) — Io (Ra. + • Среднее значение напряжения на выходе выпрямителя Uoa (на нагрузке) отличается от СТща на величину падения напряжения на активном сопротивлении 7?др обмотки дросселя L: R~0a — UoVa /о^цр' В заключение отметим, что явление перекрытия (коммутации) фаз вызывает некоторое уменьшение коэффициента мощности как управляемых, так и неуправляемых выпрямителей. В [45] предла- гается определять коэффициент мощности реального управляемого выпрямителя Ха исходя из следующего выражения: cosa + cos (a + А) Ха = X-------5-------, где х —’ коэффициент мощности идеального неуправляемого выпря- мителя; А — угол перекрытия фаз. Также следует отметить, что ток, потребляемый управляемым выпрямителем от сети, носит индуктивный характер (ток отстает по фазе от напряжения). Поэтому для повышения коэффициента мощ- ности электроустановок в их состав вводят комплектные конденсаг- торные установки, позволяющие повысить значение х- 3.5. Элементы схем управления тиристорных выпрямителей Исходя из принципа действия управляемых выпрямителей, мож- но сформулировать основные требования к их схемам управления. СУ должна формировать импульсы, способные обеспечить надежное включение тиристоров во всех режимах работы выпрямителя. При- чем импульсы включения должны иметь определенной алгоритм в их распределении и быть «привязанными» к определенным полуволнам питающего напряжения. Пределы изменения угла а должны обес- печить требуемый диапазон регулирования выходного напряжения
168 Глава 3 б) Рис. 3.13. Схема управления однофазного тиристорного выпрямителя и диаграммы, поясняющие ее работу выпрямителя. Как правило, в выпрямителях реализуется «полный» диапазон регулирования напряжения, от 0 до максимального. Это позволяет реализовать функции плавного пуска, ограничения тока при перегрузках, тестовые режимы и др. В качестве примера на рис. 3.13 приведена функциональная схе- ма для управления тиристорами однофазного выпрямителя и диа- граммы, поясняющие ее работу. Напряжение синхронизации в виде противофазных сигналов напряжения «а, «ь с помощью формирова- телей Dl-1, D1-2 преобразуется в логические сигналы «отображения» полуволны напряжения сети. После преобразования элементом D2
Выпрямительные устройства 169 (ИЛИ-HE) образуется тактовая последовательность импульсов син- хронизации (из), фиксирующих моменты смены знака полуволны на- пряжения сети. Импульсы тактовой последовательности управляют работой формирователя пилообразного сигнала ив. В паузе между тактовыми импульсами напряжение un(i) линейно нарастает, дости- гая к концу интервала паузы максимального значения Unm. С прихо- дом тактового импульса напряжение ип скачком снижается до нуля и удерживается на этом уровне в течение времени действия импуль- са U3. Таким образом, сигнал un(i) представляет периодическую последовательность пилообразных импульсов, синхронизированных с напряжением питающей сети. Эти пилообразные импульсы ипД) подаются на неинвертирующий вход компаратора (DA1). На инвер- тирующий вход этого компаратора подается управляющее напряже- ние Uy. В результате на выходе DA1 образуются последовательность импульсов ик, передние фронты которых определяются моментами равенства управляющего и пилообразного сигналов. Положение пе- реднего фронта сигнала ик по отношению к началу полуволны сете- вого напряжения определяет значение угла регулирования а. Диапа- зон изменения угла а зависит от длительности тактовых импульсов. В практических реализациях удается получить диапазон изменения угла регулирования от amin = 2° до атах = 178°. Для получения «узких» импульсов управления тиристорами, в схему введен формирователь (Ф). В реальных схемах формирова- тель реализуется на основе дифференцирующей цепи и последую- щего усиления сигнала, при этом длительность импульсов определя- ется постоянной времени заряда конденсатора дифференцирующей цепи. Выходной сигнал формирователя Дф представляет групповую последовательность импульсов управления всеми тиристорами вен- тильного блока. Для распределения импульсов по отдельным ти- ристорам используются логические элементы типа И (D3-1, D3-2). Логическое суммирование сигнала Дф с иа или иь формирует сигна- лы, поступающие соответственно на вход усилителей мощности УМ1 и УМ2. Усилители мощности обеспечивают требуемое усиление сиг- налов, а при необходимости и их'гальваническую развязку. Сигналы uysi; uvss с выходов усилителей мощности подаются на тиристоры вентильного блока выпрямителя. Современные технологии позволяют скомпоновать основные эле- менты схемы управления в одном корпусе микросхемы. Для увели- чения функциональных возможностей микросхемы в неё встраивают дополнительные элементы: усилитель постоянного тока, источник эталонного (опорного) напряжения и ряд других устройств.
170 Глава 3 3.6. Работа выпрямителя на емкостную нагрузку При работе выпрямителя на емкостную нагрузку первым элемен- том сглаживающего фильтра, следующим непосредственно за вен- тильным блоком, является конденсатор достаточно большой емко- сти. Рассмотрим работу выпрямителя на емкостную нагрузку на при- мере схемы рис. 3.14,а. Сопротивление R, введенное в каждую из фаз вторичной обмотки трансформатора Т, представляет собой сумму ак- тивной составляющей сопротивления короткого замыкания транс- форматора RK и дифференциального сопротивления диода J?vd- Вре- менные диаграммы, поясняющие работу схемы в установившемся ре- жиме, приведены на рис. 3.14,£>. В интервале от 0 до тг ЭДС езх на- правлена снизу вверх (знаки ЭДС показаны на рис. 3.14,а), Однако до момента, соответствующего углу iviti, диод VD1 закрыт, поскольку напряжение ис на конденсаторе С больше ЭДС esi. Диод VD1 откры- вается когда 621 превысит ис на величину, равную пороговому напря- жению Un этого диода, и будет открыт до тех пор, пока в момент ivitz уменьшающаяся ЭДС 621 не сравняется с напряжением ис- В интер- вале wife u>it fe wife оба диода закрыты и напряжение uq = «q = ик на выходе выпрямителя уменьшается по экспоненциальному закону до тех пор, пока в момент wife не откроется диод VD2. Далее в интер- вале wife fe wit fe wife открыт диод VD2 и осуществляется подзаряд конденсатора С и передача энергии из сети в нагрузку. Как следует из рис. 3.14,6, каждый диод открыт в'течение вре- мени, меньшего половины периода 71/2 изменения напряжения Ui. Причем увеличение постоянной времени разряда тр = С7?н конден- сатора (рис. 3.14,в) приводит к уменьшению длительности открытого состояния диодов. При этом увеличивается среднее значение выход- ного напряжения выпрямителя (Uq > Uq), и амплитудное значение токов, протекающих через все элементы, стоящие до конденсатора С, а также уменьшается размах пульсаций (от пика до пика) выходного напряжения. В пределе при тр —> оо (режим холостого хода вы- прямителя) напряжение Uq достигает амплитудного значения ЭДС фазы вторичной обмотки трансформатора Е^п, а переменная состав- ляющая этого напряжения (пульсация) становится равной нулю. Из выше изложенного можно сделать следующие выводы: • все параметры выпрямителя зависят от длительности открыто- го состояния диода; • коэффициент формы кривой тока (отношение действующего зна- чения к среднему значению) через любой элемент выпрямителя,
Выпрямительные устройства 171 Рис. 3.14. Схема однофазного двухполуперидного выпрямителя (а) и временные диаграммы, поясняющие ее работу (б, в, г) стоящий до конденсатора, при работе на емкостную нагрузку су- щественно больше, чем при” работе на индуктивную нагрузку. Следовательно, существенно большими будут и потери мощно- сти в этих элементах, т.е. ниже КПД выпрямителя; • амплитудное значение тока, потребляемого от сети (lomW на рис. 3.14,б) при работе на емкостную нагрузку существенно боль- ше, чем при работе на индуктивную нагрузку. Следовательно, выпрямители, работающие на нагрузку емкост- ного характера, могут вызывать искажение формы кривой напряже-
172 Глава 3 ния сети (в том случае, когда их выходная мощность соизмерима с мощностью сети, или когда токораспределительная сеть обладает достаточно большим сопротивлением). Поэтому ГОСТ Р 5317.3.2-99 рекомендует применять этот режим работы только при мощности, потребляемой выпрямителем, не более 600 Вт. Оценка амплитудно- го значения тока ii, потребляемого от сети, часто осуществляется с помощью такого параметра, как коэффициент амплитуды. Под коэф- фициентом амплитуды понимают отношение амплитудного значения тока к его действующему значению; Если при работе рассматрива- емого выпрямителя (рис. 3.14) на нагрузку индуктивного характера коэффициент амплитуды практически равен 1, то при работе на ем- костную нагрузку он может достигать значений больше 5. Подключение выпрямителей к сети приводит к появлению боль- ших пусковых токов, так как напряжение на выходном конденсато- ре в этом момент равно нулю. Значение пускового тока зависит от мгновенного значения напряжения щ в момент подключения и от величины постоянной времени заряда т3 = RC. Для ограничения пусковых токов, способных привести к выходу из строя отдельных элементов выпрямителя (прежде всего диодов) необходимо ограни- чивать эти пусковые токи. Вместе с тем простота технических решений при достаточно вы- соком качестве выходного напряжения определяют экономическую привлекательность этого режима работы выпрямителя для широко- го круга технических приложений. Достаточно сказать, что во всех блоках питания персональных компьютеров и бытовой радиоэлек- троники, выпускавшихся влоть до конца XX века с использованием импульсных технологий в источниках питания, в качестве первого звена преобразования напряжения сети применялись выпрямители, работающие на нагрузку емкостного характера. Приближенный расчет параметров выпрямителей, работающих в установившемся режиме на емкостную нагрузку, обычно осуществля- ется графо-аналитическим методом, основанном на допущении, что мгновенное значение выходного напряжения ад0 неизменно и равно среднему значению Uq (пульсация напряжения на нагрузке равна нулю). В этом случае, выбрав начало отсчета в момент соответствующий максимальному значению ЭДС фазы вторичной обмотки трансфор- матора и обозначив длительность открытого состояния диода через угол 20 (рис. 3.14,г), для среднего значения выходного напряжения выпрямителя можно записать Uo = E2mcosO.
Выпрямительные устройства 173 Соответственно выражение для тока Д принимает вид . -®2m COS Wit — Uq E'Sm г , a\ n n <19'1 го = ------------- = (cos(Hi— cosh), — в Д Wit < в. (3.23) R R Среднее значение тока 10 представляет собой результат интегри- рования функции io в пределах ее действия (от —0 до +0), деленный на период ее повторения, равный в общем случае 2тг/р: г 1 [в V (coswit-cos0\ рЕ2т 1о = Т / Е2т ------------------ dwit = —— (smw — 0cos0). 2тг/р J_0 \ В J tvR (3.24) После подстановки в это выражение Ezm = Uo/cosO получим уравнение связи угла отсечки 0 с параметрами выпрямителя: = = (3.25) рПо pRH Зависимость коэффициента А от угла О приведена на рис. 3.15,а. Так как все параметры выпрямителя, подлежащие расчету, за- висят от угла отсечки 0, то они также зависят и от коэффициента А. Выбрав схему выпрямления, т.е. зная число фаз выпрямления р и, задавшись величиной R. по заданным выходным параметрам выпря- мителя Uq и Iq можно определить значение коэффициента А. Действующее значение ЭДС фазы вторичной обмотки трансфор- матора = % = = (3.26) V2 V 2 cos# Зависимость коэффициента В от А приведена на рис. 3.15,А Для схемы рис. 3.14,а среднее значение тока фазы вторичной обмотки трансформатора Дер и среднее значение тока диода IvDcp равны: Дер = IvDcp = 0,5Д • Действующее значение тока фазы вторичной обмотки трансфор- матора Д = У io dwit = J" (coswit —cos#)2dwit = ^—D, (3.27) где 1 I ? D = ——7 7-----7 A / 7Г / (cos Wit — COS (№ dwit = sin 0 - 0 cos О V Jo
174 Глава 3 Рис. 3.15. Зависимости расчетных коэффициентов А — f(9) (а), В = /(А) (6), D = /(А) (в), F = /(А) (г), Е = f(A) (3) и Я = /(А) (в) 1 /71з \ = sinW-gcosOT V” (.2^2 a>S(9> Sin(9’ “ 9COS(9)2J' п — число тактов работы вторичной обмотки (фазы вторичной об- мотки) на интервале периода изменения напряжения питающей сети. Выражение (3.27) справедливо для действующего значения то- ка диода Ivd ПРИ п = I- Зависимость коэффициента D от А приведена на рис. 3.15,в. Амплитудное значение тока фазы вторичной обмотки трансфор- матора, равное амплитудному значению тока диода, I2m=IvDm = ^(l-cos^) = ^F, (3.28) -CL Р „ 7Г(1 — COS 0) где F = -г—т— sm в — 0 cos 9 Зависимость коэффициента F от А приведена на рис. 3.15,г. Как видно из рис. 3.15,в и г, с уменьшением угла отсечки 0. а следовательно, и значения коэффициента А (при одном и том же
Выпрямительные устройства 175 значении тока 10) действующее и амплитудное значения токов фазы вторичной обмотки трансформатора и диода увеличиваются. Уве- личение действующего значения тока вторичной, а следовательно, и первичной обмотки трансформатора (рис. 3.14,6) приводит к уве- личению габаритной мощности трансформатора. Кроме того, с уве- личением действующего значения токов I2, I1} Ivd увеличивают- ся потери мощности в трансформаторе и диодах, т.е. уменьшается КПД г/ выпрямителя. Для схемы рис. 3.14,а 5т2 = Ш2Е212 = 2BU0~^D = P0BD, п ТТ т Е% л/2п211о n PqBD 5Ti = miUih =------------D = —=-, П21 2 |\/2 S'T = 5т1 * Sv2 = 0,85PoBD. Ci Активная мощность, потребляемая выпрямителем от сети, опре- деляется суммой мощности, выделяемой в нагрузке (Fo — IqFh) и мощности потерь в резисторах R (AFr). Для схемы рис. 3.14,а мощ- ность потерь в резисторах R можно представить в виде /г X 2 • AFr = 2(I22F) = 2 R. х. ci J Следовательно, выражение для КПД схемы рис. .3.14,а можно пред- ставить в следующем виде: =7 77 Fq + apr 2 fh; • Активную мощность Fl, потребляемую выпрямителем от сети переменного тока, можно также представить как произведение дей- ствующего значения напряжения сети Hi на действующее значение первой гармонической кривой тока ii первичной обмотки трансфор- матора. Выражение для действующего значения первой гармо- нической тока Д можно представить (по формуле разложения в ряд Фурье четной функции) в следующем виде: 1 1 П21Е2т / , QX ,, , Дт = ———-— / (созед£ — cos0) coswH ашП =—-^Е, V2 [тг В. J_e у/2р (3.29)
176 Глава 3 W _ 1 [в г i . # —cos# sin# Е = 2^~х—о---а / (cos- cos 0) dwrt = -т-5—ъ-ъ. sm # — 0 cos 0 Jo sm 0 — 0 cos 0 Коэффициент мощности выпрямителя = ^ = JL = JL Х St ST1 2D' Приняв во внимание, что сопротивление параллельной цепи, со- ставленной из сопротивления нагрузки и фильтрового конденсато- ра, для переменных составляющих тока iott) определяется конден- сатором, найдем значение амплитуды первой гармоники пульсаций выходного напряжения UOm^ как произведение амплитуды первой гармоники тока lom(i) на сопротивление хс = l/(wniC) = l/QpwiC'), где емкость (3.30) где 1от(1) = — [ —(cos — cos #) cospwii 7Г R Коэффициент пульсации по перой гармонике Т7- ^Om(l) _____ Н п(1) ~ Uo ~ RC’ (3.31) где 2 Н = -------/ (cos ivit — cos #) cospwii dwpt = TVLOyCOSO Jq _ 2 sin(#p) cos # — p cos(#p) sin #) 7TU>i cos(#) (p2 — l)p Зависимости коэффициента H от А для случая р = 2 и 3 при- ведены на рис. 3.15,е. Внешняя характеристика выпрямителя представляет собой зави- симость выходного напряжения Uo от тока нагрузки 10 при неизмен- ном значении напряжения источника питания U\. Эта характеристи- ка может быть получена из уравнений (3.24), (3.25) и (3.26), связан- ных общим параметром 0. Так как U^/E^n — cos#, a IqR/(pE^rn) = = Acos#/vr = 7o, то зависимость cos# = /(70) в определенном мас- штабе представляет собой внешнюю характеристику выпрямителя. Зависимость cos# = /(70) представлена на рис. 3.16. Для того чтобы
Выпрямительные устройства 177 перейти к реальной внешней харак- теристике, необходимо ординаты кри- вой рис. 3.16 умножить на Е%т, а ее абсциссы — на pE^m/R. Для получения напряжений Uq на выходе выпрямителя от единиц до нескольких десятков киловольт при малых токах нагрузки (от долей до нескольких десятков миллиампер) широкое применение находят схемы умножения напряжения. Схемы ум- ножения напряжения строятся на ба- зе простых схем выпрямления, рабо- Рис. 3.16. Обобщенная внешняя характеристика выпрямителя, ра- ботающего на емкостную нагрузку тающих на емкостную нагрузку и ис- пользующих один общий относительно низковольтный трансформа- тор. Высокое напряжение на выходе схем умножения получается за счет последовательного соединения относительно нагрузки выход- ных конденсаторов простых схем выпрямления. На рис. 3.17,а при- ведена схема удвоения напряжения (схема Латура), применяющаяся для получения напряжений в несколько киловольт при токах нагруз- ки до нескольких десятков миллиампер. Схема представляет собой два однополупериодных выпрямителя, выходные конденсаторы ко- торых (Cl, С2) соединены относительно нагрузки 7?н последователь- но. На интервале полупериода когда ЭДС ез, направленная снизу вверх, как показано на рис. 3.17,а, больше напряжения на конден- саторе С1 осуществляется подзаряд этого конденсатора и передача Рис. 3.17. Схема удвоения напряжения (а) и временные диаграммы, поясняющие ее работу (б)
178 Глава 3 Рис. 3.18. Схема умножения напряжения энергии в нагрузку по цепи: диод VD1 — нагрузка 7?н — конденсатор С2 — вторичная обмотка трансформатора Т. На интервале следую- щего полупериода будет осуществляться подзаряд конденсатора С2 и передача энергии в нагрузку по цепи: конденсатор С1 — нагрузка RH — диод VD2 — вторичная обмотка трансформатора Т. На интер- валах обоих полупериодов, когда ни один из диодов не открыт, ток нагрузки поддерживается за счет разряда конденсаторов С1 и С2. Временные диаграммы напряжений на конденсаторах Cl, С2 (uci, ucs), токов вторичной и первичной обмоток трансформатора (г2, 4t)> а также напряжения ад0 на нагрузке показаны на рис. 3.17,6". Как видно из кривой ио, напряжение на нагрузке, равное в любой момент сумме мгновенных значений напряжения на конденсаторах С1 и С2, изменяется с частотой в два раза выше частоты тока питающей сети, т.е.. для данной схемы число фаз выпрямления р = 2. На рис. 3.18 приведена схема умножения напряжения, представ- ляющая собой каскадное соединение схем удвоения напряжения. Первый каскад удвоения напряжения выполен на конденсаторах С1, С2 и диодах VD1, VD2. Второй каскад удвоения напряжения выпол- нен на конденсаторах СЗ, С4 и диодах VD3, VD4. Действительно, в установившемся режиме работы схемы при 7?н —> оо в полупериод когда ЭДС ег направлена сверху вниз (как показано на рис. 3.18) кон- денсатор С1 подзаряжается до напряжения близкого к Ezm. В сле- дующий полупериод конденсатор С2 будет подзаряжаться до напря- жения, равного сумме напряжения на конденсаторе С1 и ЭДС Е^т, т.е. до напряжения, близкого к 2Е2т- Одновременно с подзарядом верхнего конденсатора С1 первого каскада удвоения осуществляется и подзаряд верхнего конденсатора СЗ следующего каскада удвоения напряжения через открытые диоды VD3, VD1. Причем конденсатор СЗ получает на этом полупериоде заряд от конденсатора С2 и под- заряжается до напряжения, близкого к 2j®2m. На интервале полу- периода, когда осуществляется подзаряд нижнего конденсатора С2
Выпрямительные устройства 179 первого каскада, также происходит подзаряд нижнего конденсато- ра С4 второго каскада. Причем конденсатор С4 получает заряд от конденсатора СЗ и подзаряжается также до напряжения, близкого к 2Е^т. Следовательно, при подключении 7?н к нижним конденсато- рам среднее значение напряжения Uo окажется близким к 2(2ESm). В общем случае, если схема содержит п каскадов удвоения, то сум- марное напряжение на нижних конденсаторах Uq при 7?н —> оо бу- дет близко к n(27?2m)- Однако следует иметь в виду, что при равен- стве емкостей конденсаторов, входящих в состав схемы умножения, пульсация напряжения на отдельных конденсаторах реального вы- прямителя будет тем больше, чем ближе конденсатор к началу схе- мы (к трансформатору Т). Действительно, за период Д изменения напряжения питания сети нижний конденсатор последнего каскада удвоения отдает в нагрузку заряд, равный IqTi, тогда как нижний конденсатор предпоследнего каскада отдает заряд I0Ti в нагрузку и передает заряд, равный I0Ti верхнему конденсатору последнего кас- када удвоения. В общем случае нижний конденсатор fc-ro каскада удвоения за период отдает заряд AQfc, равный 7()7i(n — fc + l). Следо- вательно, размах пульсаций напряжения на fc-м нижнем конденсато- ре схемы, равный &.Qk/Ck (Ck — емкость конденсатора fc-ro каскада удвоения) будет тем больше, чем ближе каскад удвоения к началу схемы. При одинаковом значении емкости всех конденсаторов схемы выражение для размаха пульсаций напряжения на нагрузке можно представить в следующем виде: . r IqTi п2 +п ^и° = ~с— Причем частота первой гармоники пульсаций равна частоте изме- нения тока питающей сети. Недостатком схемы данной схемы (и всех других схем) умноже- ния является также сильная зависимость среднего значения выходно- го напряжения Uq от тока нагрузки, тем большая, чем больше число каскадов удвоения. Поэтому на практике число каскадов удвоения обычно меньше пяти. Схема находит применение для питания анодов электронно-лучевых трубок при токах нагрузки менее 1 мА.
Глава 4 Сглаживающие фильтры Качество выходного напряжения известных схем выпрямления не удовлетворяет требованиям, предъявляемым аппаратурой теле- коммуникации и информатики по критерию пульсаций или допусти- мому уровню переменных составляющих. Для получения необхо- димого качества выпрямленного напряжения на выходе вентильно- го звена включают специальное звено, «сглаживающее» пульсации. Частными случаями сглаживания являются работа выпрямителя на емкостную или индуктивную нагрузку. Смысл эффекта сглажива- ния состоит в том, что величина постоянной составляющей на выходе сглаживающей цепи значительно больше, чем амплитуда переменной составляющей. В терминах электротехники это означает, что коэф- фициент передачи цепи подключенной к выходу схемы выпрямления по постоянному току значительно больше, чем по переменному току. В общем случае сглаживающее звено является фильтром нижних ча- стот (ФНЧ). Задачей сглаживающего фильтра является передача с минимальными потерями постоянной составляющей его входного на- пряжения и ослабление переменных составляющих до приемлемого уровня. В отличие от сигнальных (слаботочных) фильтров, сглажи- вающие ФНЧ связаны с передачей электрической энергии, поэтому в технике электропитания получили распространение фильтры с от- носительно простой структурой. Специфическими параметрами, определяющими качество таких фильтров, являются коэффициент фильтрации на n-й гармонике ча- стоты пульсаций шп — k$(n) и коэффициент сглаживания пульса- ций по этой гармонике q(n). Первый коэффициент показывает, во сколько раз амплитуда n-й гармоники напряжения на выходе филь- тра меньше, чем на его входе. По существу это величина обратная модулю коэффициента передачи фильтра. Коэффициент сглажива- ния пульсаций показывает, во сколько раз коэффициент пульсаций
Сглаживающие фильтры 181 по заданной гармонике на выходе фильтра меньше коэффициента пульсаций по этой гармонике на входе фильтра. По принципу действия сглаживающие фильтры подразделяют на активные и пассивные фильтры. Активные сглаживающие фильтры являются схемами с частот- но зависимой обратной связью и могут рассматриваться как частный случай линейных стабилизаторов, работа которых будет обсуждена в следующих главах. Пассивные фильтры используют для сглаживания пульсаций инерционные элементы: конденсаторы, дроссели или их комбинацию. По этому критерию их подразделяют на RC-фильтры и LC-фильтры. 4.1. Сглаживающие RC-фильтры Схема однозвенного сглаживающего RC-фильтра показана на рис. 4.1ба. Сопротивление гасящего резистора R и эквивалентное со- противление нагрузки (сопротивление параллельно включенных RH и С) образуют делитель напряжения. Чем выше частота гармоники входного напряжения, тем меньше для этой гармоники сопротивле- ние нижнего плеча делителя, т.е. тем меньшая часть входного на- пряжения выделяется на нем. Коэффициент фильтрации /сф(п) на частоте пшп и коэффициент фильтрации постоянной составляющей &ф(0) этого фильтра соответственно равны: I z \ 2• кф(п) = Л(1 + £-} +(nwnRC)2; А,ф(0) = 1 + А. (4.1) У \ -^н / • -^н Частотнозависимый член под корнем обычно значительно больше первого члена, тогда формулу можно представить как отношение со- противления гасящего резистора к сопротивлению конденсатора для частоты соответствующей гармоники: /сф(п) = ruvnRC = R/Xc(n). Рис. 4.1. Схемы сглаживающих RC-филыров
182 Глава 4 Коэффициент сглаживания по n-й гармонике частоты пульса- ций I / 71 ' \ 2 »w=vi+G/Zvfl) <4-2> к У у X / Хъ “г X f ] Если сопротивление нагрузки много больше сопротивления га- сящего резистора, а коэффициент фильтрации много больше еди- ницы, то g(n) « йф(п). Из этих формул следует: • постоянная составляющая напряжения на выходе фильтра мень- ше, чем на входе. Причем тем меньше, чем меньше сопротив- ление нагрузки по отношению к сопротивлению гасящего рези- стора; • степень уменьшения переменной составляющей больше, чем сте- пень уменьшения постоянной составляющей, т.е. эффект сгла- живания . присутствует. Недостатки таких фильтров очевидны: • постоянная составляющая напряжения на выходе фильтра мень- ше, чем на входе; • низкий КПД за счет потери активной мощности в гасящем рези- сторе R; • коэффициент фильтрации асимптотически возрастает пропорци- онально только первой степени номера гармоники. Кроме того, выпрямители с RC-фильтрами работают в режиме разрывных токов, поэтому им свойственны недостатки, присущие par- боте выпрямителей на нагрузку емкостного характера, т.е. относи- тельно большая величина внутреннего сопротивления и действую- щих значений токов через электрические вентили. Достоинство — в простоте фильтра. Для увеличения коэффициента сглаживания пульсаций можно использовать каскадное соединение звеньев фильтров (рис. 4.1,6). В этом случае коэффициент сглаживания примерно равен произве- дению коэффициентов сглаживания каждого из звеньев, а КПД ра- вен произведению КПД звеньев. Из-за низкого КПД такие фильтры неразумно использовать в мощных выпрямителях. Они находят применение в системах управ- ления и индикации систем электропитания. 4.2. Сглаживающие LC-фильтры Для мощных выпрямителей обычно используют Г-образные сглаживающие LC-фильтры (рис. 4.2). Эффект сглаживания в та-
Сглаживающие фильтры 183 Рис. 4.2. Сглаживающие LC-филыры ких фильтрах достигается за счет использования двух инерционных элементов: дросселя и конденсатора. ЭДС самоиндукции дросселя препятствует изменению тока, протекающего через него, а напряже- ние на конденсаторе не может измениться мгновенно. В LC-фильтрах потери мощности в основном определяются толь- ко активным сопротивлением проводов обмоток дросселей. Если пре- небречь сопротивлением провода обмотки, то для однозвенного LC- фильтра коэффициент передачи по постоянной составляющей будет равен 1, т.е. средние значения напряжений на входе и выходе фильтра равны. По этому для идеальных LC-фильтров коэффициент филь- трации совпадает с коэффициентом сглаживания пульсаций и для однозвенного фильтра q(ri) = /сф(п) = д/[1 - (пШпУЬС]2 + ( пшл— ) . (4.3) У \ -^н / Если собственная частота фильтра iv0 = l/^LC значительно меньше частоты пульсаций шп, а сопротивление конденсатора на этой частоте значительно меньше сопротивления нагрузки, то формула (4.3) упрощается: <?(п) = /сф(п) = n2(wn/w0)2. (4.4) Если учесть, что амплитуда гармоник на выходе вентильного блока асимптотически убывает пропорционально квадрату номера гармоники и коэффициент фильтрации асимптотически возрастает пропорционально квадрату номера гармоники, то можно прийти к вы- воду, что амплитуда гармоник выходного напряжения убывает про- порционально четвертой степени номера гармоники. Поэтому напря- жение на выходе выпрямителя с LC-фильтром и ток дросселя филь- тра практически являются суммой только постоянной составляющей и первой гармоники пульсаций, остальными гармониками можно пре- небречь. В качестве примера на рис. 4.3 приведен спектральный со- став напряжения на выходе трехфазного мостового выпрямителя с LC-фильтром. Из рисунка видно, что вторая гармоника выходного
184 Глава 4 Рис. 4.3. Спектральный состав напряжения на выходе трехфазного мостового выпрямителя с LC-фильтром Рис. 4.4. Примеры П-образных сглаживающих фильтров напряжения более чем в 10 раз меньше первой гармоники, а осталь- ные практически отсутствуют. Для увеличения коэффициента сглаживания пульсаций можно использовать каскадное соединение фильтров (рис. 4.2,6). Общий ко- эффициент сглаживания примерно равен произведению коэффици- ентов сглаживания каждого звена, а КПД равен произведению КПД звеньев. П-образные LC-фильтры (рис. 4.4) используют редко, так как для вентильного блока они являются нагрузкой емкостного характе- ра и не могут обеспечить режим непрерывных токов. Иногда для сглаживания пульсаций используют LC-фильтры с режекторнымизвеньями (рис. 4.5). Теоретически такие фильтры мо- гут обеспечить нулевой коэффициент передачи на заданной частоте, например на частоте первой гармоники пульсаций. В этом случае коэффициент пульсаций по первой гармонике можно (теоретически) сделать равным нулю. С этой целью в схеме на рис. 4.5,а необходимо параллельный контур, образованный дросселем L и конденсатором С1, настроить на частоту первой гармоники пульсаций. Если не учи- тывать активное сопротивление дросселя, то сопротивление контура на частоте резонанса (на частоте пульсаций) будет равно бесконеч- ности, а коэффициент передачи равен нулю. Используя каскадное
Сглаживающие фильтры 185 a) б) Рис. 4.5. Примеры сглаживающих фильтров с режекторными звеньями • соединение двух подобных звеньев (рис. 4.5,6) можно подавить вто- рую гармонику пульсаций, трех — третью и т.д. Преимущества таких фильтров можно реализовать в том случае, когда частота сети постоянна, а параметры элементов фильтра не из- меняются со временем. На практике частота сети (поэтому и пуль- саций) может отклоняться от теоретической, а элементы стареют и их реальные значения не совпадают с номинальными значениями. Кроме того, каждое звено такого фильтра требует индивидуальной настройки. По этим причинам подобные фильтры не находят приме- нения в современных устройствах электропитания. 4.3. Переходные процессы в сглаживающих LC-филырах Звенья LC-фильтров относятся к резонансным цепям, поэтому при изменении входного воздействия или нагрузки в них возникают переходные процессы колебательного характера. Строгое исследование переходных процессов в выпрямителях очень сложно, так как они относятся к нелинейным инерционным системам и для их исследования необходимо решать системы инте- гральных уравнений. По этой причине целесообразно упростить за- дачу. Обычно исследуют переходные процессы не в выпрямителе в целом, а только в сглаживающем фильтре (его переходные харак- теристики), предполагая, что на вход фильтра скачком подают по- стоянное напряжение, а ток, потребляемый нагрузкой, также изме- няется скачкообразно. Это значительно упрощает исследование, а главное его результаты близки к реальной действительности. Для примера на рис; 4.6 показаны процесс установления нормированно- го относительно постоянной составляющей выходного напряжения в модели мостового трехфазного выпрямителя с однозвенным сглажи- вающим фильтром (сплошная линия) и процесс установления вы- ходного напряжения в его сглаживающем фильтре при скачкообраз- ном подключении к его входу постоянного напряжения (пунктир- ная линия). Фильтр имеет следующие параметры: L = 1,538 мГн,
186 Глава 4 Рис. 4.6. Процесс установления напряжения на выходе мостового трех- фазного выпрямителя (сплошная линия) и процесс установления напря-. жения на выходе сглаживающего фильтра этого выпрямителя (пунктир- ная линия) при скачкообразном изменении входного напряжения фильтра С = 1226 мкФ, Rh = 5 Ом. Из рисунка видно, что относительная ам- плитуда выбросов и провалов выходного напряжения для всего вы- прямителя несколько меньше, чем для переходной характеристики фильтра. Т.е. результаты, полученные при решении упрощенной за- дачи, можно рассматривать как оценку сверху (наихудший случай). Относительная величина выбросов и провалов напряжения или тока определяется характеристическим сопротивлением р, собствен- ной частотой ш0 и добротностью Q звена фильтра. Для однозвенного фильтра (рис. 4.2,а) эти величины равны: р = л/L/C-, iv0 = 1/VLC-, Q = R^/p. (4.5) Нормированная относительно установившегося значения выход- ного напряжения переходная характеристика (отклик на скачок вход- ного напряжения единичной амплитуды) однозвенного Г-образного LC-фильтра h(t, Q,w0) — / I -j-. \ sin pl - l/(4Q2)w0i) COS ( 4 /1-+ '------------, ___ 7 \V 4Q2 J 2QV1-1/(4Q2) (4-6) Если добротность Q > 2, то, используя нормированное время х = ivot, эту формулу можно упростить: h(t, Q, Wo) = 1 — ехр sin ж COS^ + ^g-
Сглаживающие фильтры 187 Рис. 4.7. Зависимость относительной величины выброса переходной характеристики звена сглаживающего фильтра от добротности Q Выброс переходной характеристики соответствует моменту вре- мени 4. \ _ 27Г(2 we’"o)~ (4.7) Если добротность Q > 2, то жтах = шо£тах близко к тг. Относительная амплитуда выброса г KHmax Ki ном =----------F--------= exp К1Н0М x/4Q2 -1 (4.8) где Kimax — максимальное значение напряжения, КННом — устано- вившееся значение напряжения. Если добротность Q 2, то относительная амплитуда выбро- са практически равна <V1U(Q) = exp — ) , у j Графики этих зависимостей от добротности звена показаны на рис. 4.7. Из графика видно, что при добротности звена Q = 2 выброс уже более чем на 40 % превышает величину номинального напря- жения на выходе фильтра. При включении выпрямителя в сеть выбросы и провалы харак- терны не только для процесса установления выходного напряжения, но и для процесса установления”тока дросселя. Ток дросселя проте- кает через диоды схемы выпрямления, поэтому выброс тока дросселя соответствует такому же выбросу тока в одном из диодов схемы вы- прямления и может вывести его из строя. Зависимость нормированного значения тока дросселя *<ВХ (Квх — амплитуда скачка входного напряжения) от нормированного времени х (переходная характеристика тока дросселя) однозвенного
188 Глава 4 LC-фильтра имеет следующий вид: h(x, Q) — 1 — ехр(—rr/2Q)x х X (1 - 2Q2) sin (VI - 1/(4<2г) •’ - । _1_____________\___________________L f4 9) J 2Q^1 - 1/(4Q2) ’ ( А1 \ cos(V1“w'‘’l + Если добротность Q > 2, то эту формулу можно упростить: h(x, Q) = 1 — exp (cos ж — Qsinrr). Выброс соответствует моменту времени 3>тах “ atan(V4Q2-l)). (4.Ю) Для значений Q > 2 выражение для жтах упрощается и принимает следующий вид: жтах = 7Г — atan(2Q). В этих формулах для функции обратного тангенса использовано обо- значение atan, принятое в мировой литературе. Относительная величина выброса тока HQ) = —Qcos / 7Г\/4(22 —1\ \ / О „,Д V4Q2 -1 [ 2Q J х ехр тг а1ап(д/4<32 — 1) 2Q+ y/4Q2 -1 Для значений Q 2 это выражение может быть существенно упро- щено и представлено в виде (4.11) 51/(Q) = 0,996Q - 0,738. (4.11) Графики, рассчитанные по точной и приближенной формуле (4.11) представлены на рис. 4.8. Из рисунка видно, что практиче- ски во всем диапазоне изменения добротности результаты расчета по упрощенной формуле (4.11) полностью совпадают с результатаг ми расчета по точной формуле. Кроме того, видно, что выброс то- ка дросселя может в несколько раз превосходить установившееся значение этого тока. Переходные процессы возникают и при изменении тока нагруз- ки. Если изменение тока имеет импульсный характер, то на нагрузке
Сглаживающие фильтры 189 Рис. 4.8. Зависимость величины относительного выброса тока дросселя от добротности звена сглаживающего LC-фильтра 1,20 1,12 1,04 0,96 0,88 0,80 Рис. 4.9. Изменение выходного напряжения выпрямителя при импульсном изменении тока нагрузки наблюдается колебательный процесс установления выходного напря- жения, т.е. имеют место выбросы и провалы напряжения. На рис. 4.9 показан пример относительного изменения выходного напряжения в переходном режиме, возникающего при импульсном изменении тока нагрузки на выходе сглаживающего фильтра трехфазного мостового выпрямителя. Параметры элементов фильтра те же, что и в преды- дущем примере. Пик напряжения соответствует уменьшению тока нагрузки в 10 раз (сброс нагрузки), а провал— возврату к прежнему значению тока нагрузки (наброс нагрузки). Изменение тока нагрузки приводит к изменению сопротивления нагрузки и добротности фильтра. Введем следующие обозначения: Q1 — добротность фильтра до изменения тока, Q% — добротность фильтра после изменения тока. Для фильтра (см. рис. 4.2,а), норми- рованное относительно установившегося значения, выходное напря- жение фильтра после скачкообразного изменения тока нагрузки (1 - kj) sin I J1 - -^2 woi 1 h(t,iv0,Q2') = l-----—===^--------------~ехр(ф^г)’ t4’12) Q2yl-l/(4Qi) \2Q2/
190 Глава 4 Рис. 4.10. Зависимость относительного выброса напряжения на нагрузке от добротности фильтра при изменении тока нагрузки где kj = 11/Г2 — отношение тока нагрузки до изменения к току на- грузки после изменения (кратность изменения тока), если hi < 1, ток нагрузки возрастает, если fcj > 1, ток нагрузки уменьшается. Мак- симальный выброс или провал будет в момент времени равный: х (о 1 _ 2Q2 atan(V4^ -1) , . W(Q2) - —^Q2_1 • (4.13) Относительная величина максимального выброса или провала i _ ьг Г- atan ( л/4<2? - 1 ^(Q2,fc/) = -i7-^exp ----------- Уг V 4Q2 - 1 (4-14) atan(2Qs) 2Q2 Эту формулу можно упростить, если пренебречь единицами в скобках экспоненты: Sul (Q2, ki) = kl 1 exp у2 Например, ток нагрузки скачком уменьшается в 10 раз (fcj = 10) и добротность фильтра становится равной 20, тогда максимальный выброс выходного напряжения составит 6их = 0,443. Если происхо- дит обратный процесс и ток нагрузки возрастает до прежнего знаг- чения (Ац = 0,1, Qi = 2), то максимальный относительный провал будет равен дих = —0,32. При полном сбросе нагрузки сопротивление нагрузки становит- ся равным бесконечности. Величина выброса будет обратно пропор- циональна добротности фильтра до сброса нагрузки и будет равна Suioo = 1/Qi = Ri/р = Пвх/(1Н1р), где — сопротивление на- грузки до ее сброса. Приведенный в этом разделе анализ не учитывает активное со- противление дросселя фильтра. Такой учет возможен, но приводит к резкому усложнению всех формул. На практике эквивалентное
Сглаживающие фильтры 191 активное сопротивление дросселя по сравнению с его индуктивным сопротивлением и сопротивлением нагрузки мало и его учет, чаще всего не имеет практического смысла. Переходные процессы в многозвенных фильтрах аналогичны процессам в однозвенных фильтрах. Теоретический анализ этих про- цессов требует большого объема математических вычислений. Од- нозвенный LC-фильтр является звеном второго порядка, двухзвен- ный —• четвертого порядка и т.д. Сложность анализа таких цепей экспоненциально растет с ростом числа звеньев, а результаты ана- лиза не менее сложно интерпретировать. На наш взгляд, в рамках учебника рассматривать эти вопросы нецелесообразно. Периодическое изменение тока нагрузки вызывает периодиче- ское возмущение выходного напряжения, причем наибольшие откло- нения следует ожидать при совпадении частоты возмущения с соб- ственной (резонансной) частотой сглаживающего фильтра. Возбуж- даемое при этом переменное напряжение на выходных зажимах фильтра представляет так называемую вынужденную составляющую пульсаций напряжения выпрямителя. Для ее оценки воспользуем- ся приближенным методом гармонической линеаризации. Для этой цели необходимо знать выходное сопротивление выпрямителя на ча- стоте резонанса (шо) и соответствующее этой частоте значение ам- плитуды гармоники импульсного тока потребления. В соответствии со схемой замещения выпрямителя рис. 4.11,а величина его выходного сопротивления определяется резонансным сопротивлением фильтра Иф (о>о) и параллельно включенным усред- ненным сопротивлением нагрузки Д1ср (соответствующим току 4оср): 7 ( / Р4 , 9. ~ Р2 _ L ф( о) ^Rl+P ^RB CRB’ (4.15) ^в(М)) — Лнср/(1 + RncpRB/p )• При прямоугольной форме импульсов тока (рис. 4.12) с высотой Рис. 4.11. Эквивалентные схемы выпрямителя менение тока нагрузки
192 Глава 4 Д.1 и относительной длительностью 7 амплитуда первой гармоники тока вычисляется по формуле 2 А г 1т = ---- sin(7T7). (4.16) ТГ С учетом (4.15) и (4.16) получим уравнения для амплитуды на- пряжения вынужденных пульсаций и коэффициента пульсаций: тт г \ 2ДГЙН ср впф-щу) о л г • г \Гнср = „(1+" гд/вмМ—; (4.17) 2Д Г Кп » —— sin(7T7). (4.18) TVJ-Ocp Как следует из полученных выражений, вынужденные пульса- ции пропорциональны величине относительного изменения тока на- грузки. Если, например, среднее значение тока нагрузки равно 30 А, изменение тока нагрузки составляет 6 А, индуктивность фильтра 1 мГн, емкость конденсатора равна 2533 мкФ, а относительная дли- тельность импульса 7 = 0,5, то амплитуда вынужденных пульсаций составит примерно 38,2 В, а коэффициент пульсаций —• 12,7 %. На рис. 4.13 показана схема модели, выполненная в программе Micro- Cap 6, для исследования вынужденных колебаний. На этой модели постоянная составляющая напряжения на входе фильтра VI = 300 В. Источник прямоугольного напряжения V2 с частотой 100 Гц, рав- ной собственной частоте фильтра, и относительной длительностью импульса 7 — 0,5. Этот источник управляет источником тока G1. Резистор R1 = 10 Ом — усредненное сопротивление нагрузки. На рис. 4.14 приведены результаты спектрального анализа вы- ходного напряжения. На этом рисунке показаны частоты гармоник (в герцах), величина постоянной составляющей и значения амплитуд первых четырех гармоник напряжения на нагрузке (в вольтах). Анализ результатов моделирования показывает их практически полное совпадение с результатами расчета. f (Hz) HARM(v (2)) 0.000 300.000 L1 1m Рис. 4.13. Схема модели для исследования вынужденных колебаний на нагрузке 100.000 200.000 300.000 400.000 38.213 0.003 0.300 0.001 Рис. 4.14. Спектральный со- став вынужденных колеба- ний выходного напряжения
Сглаживающие фильтры 193 4.4. Расчет LC-сглаживающих фильтров Обычно для обеспечения непрерывности тока индуктивность дросселя выбирают несколько больше критической индуктивности Ъкр, которую рассчитывают по упрощенной формуле, полученной в гл. 3: Ькр = Т , (4.19) •*н^п где UH — постоянная составляющая напряжения на нагрузке; fcnBxi •— коэффициент пульсаций по первой гармонике на входе фильтра (на выходе вентильного блока при активной нагрузке); 1н — минималь- ный ток нагрузки; ivn — круговая частота пульсаций. . Эта формула справедлива, если на частоте пульсаций сопро- тивление конденсатора значительно меньше сопротивления обмотки дросселя и сопротивления нагрузки. В общем случае критическая индуктивность зависит от емкости конденсатора и может быть опре- делена из следующего выражения: l-'Kp — Un fcnBxi кпвх1 (4.20) Чаще всего фильтр рассчитывают исходя из требуемого коэф- фициента фильтрации (или требуемого коэффициента сглаживания пульсаций). Расчет сводится к определению критической индуктив- ности (4.19), емкости конденсатора из формулы (4.3) и уточнения критической индуктивности по формуле (4.20). Обычно такой рас- чет не обеспечивает требования по допустимому уровню выбросов и провалов напряжения при включении выпрямителя в сеть и изме- нению тока нагрузки. Ограничить выброс напряжения на нагрузке можно за счет плавного увеличения напряжения на выходе выпря- мителя (так называемый «плавный пуск», применяемый в управля- емых выпрямителях). При этом целесообразно рассчитывать номи- налы элементов фильтра исходя из допустимой величины выбросов при изменении тока нагрузки и требуемого коэффициента фильтраг- ции. Это можно сделать, используя формулы (4.14) и (4.3). Как показывает практика таких расчетов, величина требуемой индук- тивности дросселя оказывается больше критической, определяемой в соответствии с (4.20). 7—5312
Г л а в a 5 Стабилизаторы напряжения и тока 5.1. Общая классификация и основные параметры стабилизаторов Стабилизаторами напряжения (тока) называются устройства, автоматически поддерживающие напряжение (ток) на стороне потре- бителя с заданной степенью точности. Основными дестабилизирующими факторами, вызывающими из- менение напряжения (тока) потребителя, являются колебания пита- ющих напряжений и частоты тока сети, изменения потребляемой на- грузкой мощности, температуры окружающей среды и др. Назначение стабилизаторов напряжения (тока) •— уменьшение влияния всех дестабилизирующих факторов. Стабилизаторы разделяют в зависимости от рода напряжения (тока) на стабилизаторы переменного напряжения (тока) и постоян- ного напряжения (тока). В свою очередь они делятся на парамет- рические и компенсационные стабилизаторы. В параметрических стабилизаторах используются нелинейные элементы и стабилизация напряжения (тока) осуществляется за счет, нелинейности их вольт- амперных характеристик (ВАХ). Компенсационные стабилизаторы представляют собой систему автоматического регулирования (САР), содержащую цепь отри- цательной обратной связи. Эффект стабилизации в данных уст- ройствах достигается за счет изменения параметров управляемого прибора, называемого регулирующим элементом, при воздействии на него сигнала обратной связи. В компенсационных стабилиза- торах напряжения сигнал обратной связи является функцией вы- ходного напряжения, а в стабилизаторах тока •— функцией выход- ного тока.
Стабилизаторы напряжения и тока 195 В свою очередь компенсационные стабилизаторы подразделяют- ся по типу регулирующего элемента — на транзисторные, тиристор- ные и магнитополупроводниковые; по способу включения регулиру- ющего элемента относительно нагрузки —- на последовательные и па- раллельные, а в зависимости от способа регулирования — на непре- рывные, импульсные и непрерывно-импульсные. Применение того или иного типа компенсационного стабилизато- ра в значительной степени определяется его нагрузкой и требовани- ями, предъявляемыми к стабильности выходного напряжения. • Параметры стабилизаторов напряжения можно разделить на ка- чественные, энергетические и массогабаритные, характеризующие их удельный объем и массу. , Рассмотрим основные качественные параметры параметриче- ских и компенсационных стабилизаторов постоянного напряжения. Коэффициент стабилизации по входному напряжению — отно- шение относительных приращений напряжений на входе и выходе стабилизатора при постоянном токе нагрузки: • Т7- _ ^Свх Пвых ст - АЙ тГ~ ’ где (7ВХ, Пвых — номинальные значения входного и выходного напря- жений стабилизатора; А(7ВХ и А(7ВЫХ — приращения входного и вы- ходного напряжений стабилизатора при неизменном значении тока нагрузки соответственно. Внутреннее сопротивление стабилизатора п равно отношению приращения выходного напряжения Д17вых к приращению тока на- грузки Д1н при неизменном входном напряжении (7ВХ =.const: fi = А^вых/Д1н* Вместо п может использоваться статическая ошибка стабилиза- тора по нагрузке 6i при UBX = const и изменяющемся токе нагруз- ки 8{ — АСТвых/йзых- Зная внутреннее сопротивление стабилизатора, можно опреде- лить изменение выходного напряжения при изменении тока нагруз- ки. В стабилизаторах напряжения внутреннее сопротивление может достигать тысячных долей ома. В некоторых случаях качество стабилизации оценивается про- центным изменением выходного напряжения 8 от всех дестабили- зирующих факторов: 100Дйвых СВЫ1С
196 Г л а в а 5 Коэффициент сглаживания пульсаций ^ВЫХ где (7вх~, UBblx~ — амплитуды пульсации входного и выходного на- пряжений стабилизатора соответственно. Температурный коэффициент напряжения (ТКН) стабилизато- ра равен отношению приращения выходного напряжения Д{7Вых к приращению температуры окружающей среды AiOi<P при неизменном входном напряжении и токе нагрузки (С7ВХ = const, IH = const): 7 = Д(7вых/Д^окр. Основные качественные параметры параметрических и ком- пенсационных стабилизаторов постоянного тока указаны ниже. Коэффициент стабилизации стабилизатора тока по входному напряжению _ ДС7ВХ К лст.т- , ДЛ2Н ивх где 1Н, Д1н — ток и его приращение в нагрузке соответственно. KCVtV определяется при постоянном сопротивлении нагрузки (Rn = const). Коэффициент стабилизации при изменении сопротивления на- грузки jy- __ ARb R _ П Rh “ “йГ дТЙ “ Ra где Rr, ARh — сопротивление нагрузки и его приращение соответ- ственно; п — внутреннее сопротивление стабилизатора. Коэффици- ент Кцн определяется при постоянном входном напряжении (С7ВХ = = const). Температурный коэффициент стабилизатора 'У — ^1ц/Д^окр- Энергетические параметры стабилизаторов постоянного наг пряжения и тока следующие. Коэффициент полезного действия ц равен отношению активной мощности, отдаваемой стабилизатором в нагрузку, к активной мощ- ности, потребляемой от сети: Ц “ -^ВЫх/-^ВХ* Мощность, рассеиваемая на регулирующем элементе, Ррэ. Массогабаритными параметрами стабилизаторов являются удельный объем РВЫх/Кст, Вт/дм3, и удельная масса Рвых/С?ст> Вт/кг,
Стабилизаторы напряжения и тока 197 где Кт1 GCT — объем и масса стабилизирующего источника элек- тропитания соответственно. Стабилизаторы переменного напряжения (тока) характеризуют- ся и дополнительными параметрами: стабильностью выходного на- пряжения (тока) в зависимости от изменения частоты питающего на- пряжения, коэффициентом мощности х (cos</>), коэффициентом ис- кажения формы кривой выходного напряжения (тока). 5.2. Параметрические стабилизаторы напряжения и тока Параметрические стабилизаторы напряжения применяются при малых выходных токах, изменяющихся в незначительных пределах. Для построения параметрических стабилизаторов постоянного на- пряжения используют нелинейные элементы, напряжение которых мало зависит от тока, протекающего через них. В качестве таких элементов чаще всего применяют стабилитроны и стабисторы, вольт- амперные характеристики (ВАХ) которых представлены на рис. 5.1. В основе действия этих полупроводниковых приборов лежат ме- ханизмы лавинного или туннельного пробоя, поэтому для работы стабилитрона используется обратная ветвь ВАХ, а для работы ста- бистора используются свойства прямой ветви ВАХ (область 1-2 на рис. 5.1). Как правило, стабилитроны изготавливаются из крем- ния. Стабистор представляет собой алюминиевый диск, на одну из плоскостей которого нанесен слой сплава олова с висмутом и кад- мием. Селеновые стабисторы применяют для стабилизации напря- жения менее 3 В. Промышленностью также выпускаются стабисто- ры на основе кремния. Рис. 5.1. Вольт-амперные характеристики и параметры стабилитронов и стабисторов
198 Глава 5 Кремниевые стабилитроны (и стабисторы) характеризуются сле- дующими параметрами (см. рис. 5.1): • номинальным напряжением стабилизации (7СТНОМ при номиналь- ном токе стабилитрона 1Стном; • минимально допустимым током стабилизации ICTmin, характе- ризующим начало рабочего участка, при котором измеряется ^ст min J • максимально допустимым ТОКОМ стабилизации 1сттах> при ко- тором мощность, рассеиваемая на стабилитроне, не превышает максимально допустимого значения; • дифференциальным сопротивлением гст, определяемым как от- ношение приращения напряжения стабилизации к приращению тока через стабилитрон; • относительным температурным коэффициентом напряжения стабилизации аст, определяемым отношением относительного из- менения напряжения стабилизации в процентах к абсолютному изменению температуры окружающей среды; • максимально допустимой мощностью, рассеиваемой стабилитро- ном Fmax, при которой температура р-п-перехода не превышает предельно допустимой; • разбросом напряжения стабилизации Д(7СТ относительно номи- нального значения при заданных токе стабилитрона и темпера- туре окружающей среды. На рис. 5.2 представлена схема однокаскадного параметрическо- го стабилизатора напряжения на стабилитроне, где гасящий резистор Rr включен последовательно с нагрузкой, а стабилитрон VD1 — па- раллельно ей. На рис. 5.3 изображены вольт-амперные характеристики стаби- литрона 1 и нагрузки 2. Так как сопротивление нагрузки и стабили- трон включены параллельно (рис. 5.3), для построения суммарной характеристики необходимо сложить по оси токов характеристики сопротивления Ra (£) и стабилитрона VD1 (1). Полученная суммар- ная кривая (5) представляет собой зависимость (7ВЫХ = f(IH + Ля-)- Рабочий участок этой кривой получается, как видно из построения, смещением вниз точек характеристики стабилитрона на величину то- ка нагрузки 1н. Отложив на оси абсцисс входное напряжение 17вх, строим из этой точки характеристику резистора Rr (прямая ^). Точ- ка пересечения характеристик (^) и (5) определяет установившийся режим для данного входного напряжения. При изменении входно- го напряжения характеристика сопротивления jRr (^) перемещается и соответственно сдвигает рабочую точку на суммарной характери- стике Пвых = /(1Н + 1ст),.
Стабилизаторы напряжения и тока 199 Рис. 5.2. Схема однокаскадного параметрического стабилизатора Рис. 5.3. Характеристики, поясняющие принцип действия параметрического ста- билизатора напряжения Как видно из графиков, представленных на рис. 5.3, при измене- нии входного напряжения от UB1C до Пвхтах напряжение на нагруз- ке изменяется от(7выхт;п до С4ыхтах, причем изменение выходного напряжения значительно меньше изменения напряжения на входе. Коэффициент стабилизации однокаскадного параметрического стабилизатора можно определить из приближенного выражения КСТ » (17вых/Увх)(Дс/гст).- (5.1) Как видно из (5.1), при увеличении сопротивления Rr коэффици- ент стабилизации возрастает. При минимальном входном напряже- нии !7Bxmin (см. рис. 5.2), когда для тока стабилитрона выполняется условие 1ст > Ф-т min, определим = (Пвхты ^'вых) / С^н 4" Л:т), гдеИвхгп,п = Пвх(1—amin); <%|п — (UBX—UBXmin)/UBX относительное отклонение входного напряжения в сторону понижения. Подставляя (5.2) в (5.1), получим Кст = Ксттах[1 — ПВых/^вх(1 Oimin)], (5.3) где К с? max “ С4ых(1 — О!т.-п)/[(1н -ЫстУст] — максимально возможное значение коэффициента стабилизации. Из (5.3) следует, что для выбранного стабилитрона при извест- ном токе нагрузки и относительных отклонениях входного напряже- ния коэффициент стабилизации не может быть больше Ксттах. Изменение сопротивления нагрузки стабилизатора вызывает из- менение тока 1н. Если принять, что напряжение С7ВХ неизменно, то (5.2)
200 Глава 5 изменение тока нагрузки Д1н приводит к соответствующему измене- нию тока через стабилитрон, причем Д1Н = -Д1СТ, (5.4) которое вызывает соответствующее изменение выходного напряже- ния стабилизатора ДСТвыХ — Д^ст^ст* (^’^) Из (5.4), (5.5) можно получить выражение для внутреннего со- противления стабилизатора П = Д(7вых/Д^Н ~ ГсТ- (5-6) Выходное сопротивление стабилизатора в основном определяет- ся дифференциальным сопротивлением стабилитрона и мало зави- сит от гасящего сопротивления. Изменение температуры окружающей среды приводит к измене- нию выходного напряжения стабилизатора, что характеризуется его ТКН (7). В свою очередь 7 зависит от температурного коэффициента напряжения стабилизации стабилитрона аст, применяемого в схеме. Для уменьшения 7 в некоторых случаях применяют темпера- турную компенсацию, включая последовательно со стабилитроном термозависимые элементы или диоды. ТКН этих элементов дол- жен иметь знак, противоположный знаку ТКН стабилизации стаби- литрона. На схеме рис. 5.2 в качестве компенсирующего элемента исполь- зуется обычный диод VD2 или стабилитрон, включенный в прямом направлении. Такая температурная компенсация применяется для стабилитронов, имеющих положительный температурный коэффи- циент. ТКН диода или стабилитрона, включенного в прямом на- правлении, отрицательный. При изменении окружающей темпера- туры (например, увеличении) напряжение на стабилитроне возрас- тает, а на диоде падает, в результате суммарное напряжение изме- няется незначительно. В, случае если необходимо получить большую точность стаби- лизации, применяют многокаскадные схемы параметрических стаби- лизаторов или схемы мостового типа [46]. Коэффициент стабилиза- ции в многокаскадных параметрических стабилизаторах равен произ- ведению коэффициентов стабилизации отдельных каскадов, однако выходное сопротивление так же, как и в однокаскадном параметри- ческом стабилизаторе, приближенно равно дифференциальному со- противлению стабилитрона гст.
Стабилизаторы напряжения и тока 201 Рис. 5.4. Выходные 'характеристики по- левого транзистора Таким образом, применяя многокас- кадные параметрические стабилизаторы, можно значительно повысить коэффици- ент стабилизации, однако стабильность выходного напряжения при изменении тока нагрузки остается такой же, что и в однокаскадных схемах. Для реализации параметрических стабилизаторов постоянного тока исполь- зуются нелинейные элементы, ток кото- рых мало зависит от напряжения, прило- женного к ним. В качестве такого эле- мента можно использовать полевой транзистор, выходные характе- ристики которого приведены на рис. 5.4. Из этих характеристик видно, что если напряжение затвор-исток постоянно, то и ток стока полевого транзистора изменяется незначи- тельно при изменении напряжения сток-исток. Схема параметрического стабилизатора тока на полевом транзи- сторе представлена на (рис. 5.5,а). Номинал резистора автоматиче- ского смещения RCM в этой схеме выбирается по выходным характе- ристикам или по характеристике тока стока от напряжения затвор- исток. Причем широкое распространение получила схема парамет- рического стабилизатора тока на полевом транзисторе при RCM = 0, т.е. при закороченных затворе и истоке, когда /7ЗИ = 0. На рис. 5.6,а изображены выходная характеристика полевого транзистора 1 и нагрузочные прямые 2 при различных значениях входного напряжения. Точки пересечения нагрузочных прямых с вы- ходной характеристикой полевого транзистора определяют ток при минимальном и максимальном значениях входного напряжения. Как видно из этого рисунка, ток в цепи нагрузки изменяется незначитель- но в широком диапазоне изменения входного напряжения. Рис. 5.5. Схемы параметрических стабилизаторов тока: а •— на полевом транзисторе, б •— на биполярном транзисторе
202 Глава 5 стабилизатора тока: а — при изменении входного напряжения; б — при измене- нии сопротивления нагрузки Коэффициент стабилизации стабилизатора тока по входному на- пряжению для данной схемы Кст.т = (Д^вх-^н)/(Д-^н^вх) (Гдиф + Ru}R/Um) где гдиф = Д/7СИ/Д1С — дифференциальное сопротивление, опреде- ляемое выходной характеристикой полевого транзистора. Изменение сопротивления нагрузки /?.„ (рис. 5.6,6) при постоян- ном входном напряжении UBX — const приводит к изменению накло- на нагрузочной прямой, при этом ток в цепи нагрузки изменяется незначительно. Изменение тока нагрузки при изменении сопротив- ления RH равно Д1„ = 1нДЯн/гдиф.; Выходное сопротивление стабилизатора тока приблизительно равно дифференциальному сопротивлению полевого транзистора. Недостаток данной схемы заключается в том, что из-за. техноло- гического разброса параметров полевых транзисторов значение ста- билизируемого тока нельзя установить точно. Параметрический стабилизатор тока может быть также реали- зован на биполярном транзисторе (см. рис. 5.5,6). В данной схеме напряжение на стабилитроне VD1 незначительно зависит от измене- ний входного напряжения. Поэтому напряжение на сопротивлении Rq также изменяется незначительно, поскольку оно приблизительно равно напряжению на стабилитроне VD1. Вследствие постоянства напряжения на сопротивлении Д, токи эмиттера и коллектора тран- зистора VT2 почти не изменяются при отклонениях входного напря- жения. Стабилизаторы тока (или токостабилизирующие двухполюсни- ки) применяют в параметрических стабилизаторах постоянного на- пряжения для стабилизации входного тока, включая вместо гасяще- го сопротивления (см. рис. 5.2), что дает возможность без снижения
Стабилизаторы напряжения и тока 203 Рис. 5.7. Схемы параметрических стабилизаторов напряжения: а — со стаби- лизацией входного тока, б — с эмиттерным повторителем VT1 б) КПД повысить коэффициент стабилизации. На рис. 5.7,а в качестве примера приведена схема параметрического стабилизатора напряже- ния с токостабилизирующим двухполюсником на полевом транзисто- ре. Благодаря уменьшению отклонений тока через стабилитрон при изменении входного напряжения стабилизация выходного напряже- ния улучшается в несколько раз. КПД однокаскадных параметрических стабилизаторов напряже- ния (см. рис. 5.2) из-за потерь мощности в стабилитроне и гасящем резисторе невысок и равен f) “ Двых7н/Пвх(7'н Т Тст). Причем схема параметрического стабилизатора напряжения со ста- билизатором тока вместо гасящего резистора имеет несколько боль- ший КПД, так как она работает при меньших значениях входного на- пряжения. Если необходимо увеличить мощность параметрического ста- билизатора, то используют схему с эмиттерным повторителем (рис. 5.7,6). Коэффициент стабилизации в этой схеме не увеличивает- ся, а выходное напряжение определяется напряжением стабилитрона VD1. Кремниевые стабилитроны могут быть также использованы для стабилизации переменных напряжений (рис. 5.8,а). В этом случае необходимо включение двух стабилитронов так, что при полуволне входного переменного напряжения ивх одной полярности стабилизи- рующее действие обеспечивалось бы одним стабилитроном, а при по- луволне другой полярности •— другим. . Такой стабилизатор сильно искажает форму кривой выходного переменного напряжения и„ (рис. 5.8,6). Параметрические стабилизаторы переменного напряжения могут быть построены также с использованием линейных и нелинейных ре- активных элементов. В качестве первых используются конденсаторы
204 Глава 5 Рис. 5.8. Параметрический стабилизатор переменного напряжения: а — схема; б — диаграммы, поясняющие работу устройства и ненасыщенные дроссели, а в качестве вторых — дроссели насы- щения (см. разд. 2.2). 5.3. Компенсационные стабилизаторы напряжения постоянного тока с непрерывным регулированием Компенсационные стабилизаторы непрерывного действия могут быть выполнены как с последовательным (рис. 5.9,а), так и с па- раллельным (рис. 5.9,6) включением регулирующего элемента (РЭ) относительно нагрузки. В данных стабилизаторах любые изменения выходного напряже- ния в схеме сравнения (СС) сравниваются с опорным (эталонным) напряжением. При этом сигнал рассогласования с выхода СС через а) б) Рис. 5.9. Структурные схемы компенсационных стабилизаторов с непрерыв- ным регулированием последовательного (о) и параллельного (б) типов: РЭ — регулирующий элемент непрерывного действия, УПТ —‘ усилитель постоянно- го тока, СС — схема сравнения, Rr — гасящее сопротивление, RH ‘— нагрузка
Стабилизаторы напряжения и тока 205 Рис. 5.10. Схема компенсационного стабилизатора напряжения последователь- ного типа УПТ поступает на регулирующий элемент РЭ. В схеме с после- довательным включением РЭ компенсация осуществляется за счет изменения падения напряжения на самом регулирующем элементе. В схеме с параллельным включением РЭ поддержание уровня вы- ходного напряжения осуществляется за счет изменения тока в нем, в результате чего меняется падение напряжения на Rr, включенном последовательно с нагрузкой. В качестве основной элементной базы в стабилизаторах с непре- рывным регулированием используют биполярные и полевые транзи- сторы, а также операционные усилители. В настоящее время про- мышленность выпускает также маломощные непрерывные стабили- заторы напряжения в интегральном исполнении. Принципиальная схема транзисторного стабилизатора напряжения непрерывного дей- ствия с последовательным включением РЭ, выполненного на бипо- лярном транзисторе VT1 представлена на рис. 5.10. В состав СС входит выходной делитель, выполненного на резисторах Rl, Rn, R2, и источник опорного напряжения. Источник опорного напряжения представляет собой параметрический стабилизатор, выполненный на стабилитроне VD1, и резисторе Rri. Он питается от выходного на- пряжения стабилизатора. Усилитель в схеме состоит из транзистора VTy и резистора Ry. Принцип действия схемы заключается в следующем. При изме- нений входного напряжения UBX) например увеличении, возрастает выходное напряжение UBblX) что приводит к росту напряжения Пцц
206 Г л а в а 5 на нижнем плече делителя. Напряжение Uru сравнивается с опор- ным напряжением Uon стабилитрона VD1. Увеличение J7rh приво- дит к росту положительного потенциала на базе транзистора УТу по отношению к его эмиттеру. При этом увеличиваются токи базы и коллектора транзистора VTy и уменьшается положительный по- тенциал на базе регулирующего транзистора VT1 относительно его эмиттера. Ток базы транзистора VT1 уменьшается, что приводит к увеличению его напряжения коллектор-эмиттер Е/кэ. А посколь- ку /7ВХ = икэ + Явых, то увеличение /7КЭ препятствует дальнейшему увеличению выходного напряжения, т.е. обеспечивает стабилизацию выходного напряжения с определенной степенью точности. В случае изменения тока нагрузки 1н, например увеличения, выходное напряжение в первый момент уменьшается за счет роста напряжения на переходе коллектор-эмиттер транзистора VT1. Это вызывает снижение напряжения СТцц на нижнем плече делителя. Уменьшаются положительный потенциал базы транзистора VTy, его базовый и коллекторный токи. Ток базы транзистора VT1 увеличи- вается, а напряжение коллектор-эмиттер икэ регулирующего транзи- стора уменьшается, что и обеспечивает стабилизацию выходного на- пряжения. Регулировка выходного напряжения в схеме осуществляется по- тенциометром Rn. При перемещении его движка в направлении плю- совой шины стабилизатора увеличивается напряжение Сцп, что при- водит к росту токов базы и коллектора транзистора VTy. Ток базы транзистора VT1 уменьшается, Е/кэ увеличивается, а напряжение на выходе стабилизатора уменьшается. При перемещении движка по- тенциометра в сторону минусовой шины напряжение на выходе ста- билизатора увеличивается. Для определения коэффициента стабилизации и внутреннего со- противления схемы найдем приращение (ошибку) выходного напря- жения стабилизатора. Из схемы, представленной на рис. 5.10, получим ДПвых = ДПвх - Д41ГК1 + К1ДПбэ1, (5.8) где гК1 — сопротивление коллектора транзистора VT1 в схеме с об- щим эмиттером; К\ — коэффициент усиления транзистора VT1 по напряжению; ДПбэх, ДД1 — приращение напряжения база-эмиттер и тока коллектора транзистора VT1. Считая, что Д1К1 ~ ДД> из (5.8) получим ДПвих = ДС4х - Д1нгк1 + КгДДбэь (5.9)
Стабилизаторы напряжения и тока 207 Рис. 5.11. Схемы усилителя постоянного тока: а •— на одном транзисторе; б— на двух транзисторах (дифференциальная) Приращение напряжения ДПбэ! равно разности приращений на- пряжений на коллекторе транзистора VTy и на выходе стабили- затора: Д(7бэ1 = ДПкэу — ДДвыХ- (5.10) Так как усилитель постоянного тока питается от изменяющегося напряжения, равного входному ((7пу = Пвх), то напряжение на кол- лекторе транзистора VTy будет изменяться как под влиянием напря- жения питания, так и за счет приращения напряжения на его базе: Д?7кэУ « ~%Гку. - КуДПвху, (5.11) -Ку + гку где гку, Ку — сопротивление коллектора и коэффициент усиления по напряжению транзистора VTy в схеме с общим эмиттером соот- ветственно; ДПвху — приращение напряжения на входе усилителя постоянного тока; Д(7пу — приращение напряжения питания усили- теля постоянного тока (ДПпу = ДПВХ). Приращение напряжения нащходе усилителя ДДвху можно опре- делить из схемы, приведенной на рис. 5.11,а, где изображены схема сравнения и усилитель постоянного тока стабилизатора. Стабили- трон VD1 в ней заменен эквивалентным источником с напряжением Uon и внутренним сопротивлением, равным дифференциальному со- противлению стабилитрона гст. Для напряжения на входе УПТ можно записать ДВху — ICrXT ~ Доп-
208 Г л а в а 5 Из данного уравнения, выразив J7rh через напряжение С/ПЫХ1 получим ПВХу = Uqyi^ 1 где а = Иц/(Дх + Дц) — коэффициент передачи делителя; а' = = Двху/[Двху+Д1Дп/(ДхфДц)] — коэффициент, учитывающий влия- ние входного сопротивления усилителя на коэффициент передачи де- лителя; Двху — входное сопротивление усилителя постоянного тока. Тогда ДЕ4ху = ДЕ4Ыхаа'- А^опс/. ' ' (5.12) Подставляя в (5.9) выражения (5.10), (5.11) и (5.12), находим ДПВЫХ(1 + КгКуаа' + KJ = = Д/7вх + Д/ТпуГкуАТх^Гку + Ry') + Uon(x К^Ку Д1игКу. С учетом того, что KiKyaa' (1 + Kl), получим приращение входного напряжения в окончательном виде: ДГГ _ АПвх .__________^куАПпу______А Поп _ ДДД'ку /Г -|ОЧ вых ~ КхКуаа' (гку + Ry)Kyaa' а КуКуСу.а'' k ’ 7 Из (5.13) видно, что наибольшее влияние на величину Af7Bbix оказывает изменение опорного напряжения и напряжения питания усилителя постоянного тока. Считая ДД = 0, ДПоп = 0, ДПпу = Д/7ВХ, из (5.13) находим выражение для коэффициента стабилизации схемы (рис. 5.10) т, ___ Пвых __К^КуСхсх (гКу Т Ry) ивых СТ " ДПвых Пвх “ (Гку + Ry+TKyKJU^ • С учетом того, что ГкуЛ-! » Гку + Ry, данное выражение примет ВИД g jy (гку + Ду) Иных (ц 14) rKyJ7Bx Приравнивая в (5.13) Д/70п, А/7Пу, ЛСД нулю, найдем внутрен- нее сопротивление стабилизатора ____ АПвЫХ _ ^К1 _ 1 /г - гч ri ~ ~ ~KrKyaa' ~ ^SiKyaa1’ ( ‘ ' где Si = — крутизна характеристики транзистора VT1. Д(7бэ1 К1 Помимо уменьшения конечных приращений входного напряже- ния схема транзисторного стабилизатора (см. рис. 5.10) обладает
Стабилизаторы напряжения и тока 209 свойствами фильтра, т.е. уменьшает переменную составляющую входного напряжения. Коэффициент сглаживания стабилизатора приблизительно ра- вен коэффициенту стабилизации. Для увеличения коэффициента сглаживания стабилизатора параллельно верхнему плечу делителя включается конденсатор С1 (см. рис. 5.10). Сопротивление конденса- тора на частоте основной гармоники переменной составляющей дол- жно быть много меньше сопротивления верхнего плеча делителя. В этом случае коэффициент передачи делителя по переменной со- ставляющей будет близок к единице и коэффициент сглаживания стабилизатора возрастет. Стабильность опорного напряжения в значительной мере сказы- вается на постоянстве выходного напряжения. Как видно из (5.13), при ДДвх = 0, ДДпу = 0 и ДГН = 0 получим ДДВых = ДД>п/“- Так как коэффициент передачи делителя всегда меньше единицы, то изменение выходного напряжения больше изменения напряжения опорного. В связи с этим параметрический стабилизатор (VD1, /?.г1), являющийся источником опорного напряжения, питается от выход- ного стабилизированного напряжения. Изменение температуры окружающей среды приводит к измене- нию опорного напряжения, которое зависит от температурного ко- эффициента стабилитрона. Если температурный коэффициент ста- билитрона положительный, то при увеличении температуры окру- жающей среды опорное напряжение возрастает, вызывая уменьше- ние положительного потенциала на базе транзистора VTy. Вслед- ствие этого уменьшаются токи базы и коллектора транзистора VTy, увеличивается ток базы и уменьшается напряжение коллектор — эмиттер транзистора VT1, что приводит к увеличению выходного напряжения стабилизатора. Для уменьшения изменений выходного напряжения, связанных с изменением окружающей температуры, в схемах предусматривает- ся температурная компенсация. В схеме, представленной на рис. 5.10, термокомпенсирующим элементом является диод илй'стабилитрон VDK, включенный в пря- мом направлении в верхнее плечо делителя. Диод или стабилитрон, включенный в прямом направлении, имеет отрицательный темпера- турный коэффициент. Увеличение температуры окружающей среды приводит к уменьшению напряжения на диоде VDK, а напряжение Дцц увеличивается, что в результате приводит к снижению выход- ного напряжения, т.е. изменения выходного напряжения, связанные с изменением напряжения стабилитрона VD1, противоположны по
210 Глава 5 знаку изменениям выходного напряжения, связанным с изменени- ем напряжения на компенсирующем диоде VDK. Такая темпера- турная компенсация возможна, если температурный коэффициент стабилитрона VD1 положительный. В случае если температурный коэффициент стабилитрона отрицательный, в одно из плеч делите- ля включают термозависимое сопротивление, которое и обеспечива- ет температурную компенсацию. Для компенсации температурного дрейфа напряжения база-эмиттер усилительного транзистора VTy иногда используется дифференциальная схема усилителя постоян- ного тока (рис. 5.11,6). Для данной схемы УПТ можно записать Д>п == ДбэУТ! + Деы; Дв.2 == ДбэУТ2 + ДеЫ ИЛИ Доп + ДбэУТ! — ДбэУТ2 = Дй.2. Таким образом, в дифференциальной схеме УПТ, реализован- ной на двух транзисторах (рис. .5.11,6), изменения от температуры напряжения база-эмиттер усилительного транзистора VT1 будут су- щественно скомпенсированы за счет температурного дрейфа напря- жения база — эмиттер транзистора VT2. Изменение напряжения питания усилителя также в значитель- ной степени сказывается на стабильности выходного напряжения. Поэтому рассмотренная схема стабилизатора (см. рис. 5.10) имеет относительно низкий коэффициент стабилизации, так как усилитель питается от нестабилизированного входного напряжения. Из (5.13) видно, что ошибку стабилизатора можно уменьшить, увеличив сопротивление коллекторной нагрузки Ry усилителя по- стоянного тока или улучшив стабильность его напряжения питания (ДДпу = 0). Для уменьшения ошибки в схеме, представленной на рис. 5.12,а, вместо резистора Ry в коллекторную цепь транзистора VTy вклю- чен стабилизатор тока, состоящий из транзистора VT2, резисторов Ra, Rr2 стабилитрона VD2. Стабилизатор тока имеет большое внутреннее сопротивление и его применение эквивалентно включению в коллекторную цепь тран- зистора VTy очень большого сопротивления. Эквивалентное сопротивление коллекторной нагрузки транзи- стора VTy г, ^21э2Гк2-Дг2-б*э /г- Гу.жв — у, 5 : 7 , (5.16) Лг2Лэ Т Гст2^к2 Л21э2 где 6.21э2; гк2 — статический коэффициент передачи тока и сопротив-
Стабилизаторы напряжения и тока 211 Рис. 5.12. Схемы транзисторных стабилизаторов со стабилизаторами тока: а —-на биполярном транзисторе; б —-на полевом транзисторе ление коллектора транзистора VT2; гСТ2 — дифференциальное со- противление VD2. Из (5.16) видно, что значение Ry якв не может быть больше ^21э2ГЦ2- Это возможно, если Дифференциальное сопротивление ста- билитрона VD2 равно нулю (гСТ2 = 0). Заменив в (5.13) и (5.14) Ry на ВуЭкп, можно определить ошибку стабилизатора Д!7Вых и коэффициент стабилизации для этой схемы. Принцип действия схемы, представленной на рис. 5.12,а, анало- гичен принципу действия схемы, приведенной на рис. 5.10. При изменении напряжения на входе, например увеличении, воз- растает напряжение на выходе ивых, что ведет к увеличению напря-
212 Глава 5 Рис. 5.13. Схема транзисторного стабилизатора напряжения с питанием усилителя от дополнительного источника жения на нижнем плече делителя C7rh и в свою очередь к увеличению положительного потенциала на базе усилительного транзистора УТу и, следовательно, его базового и коллекторного токов. Так как ток коллектора транзистора VT2, равный сумме токов 1б1+^кУ) величина постоянная, то увеличение тока 1К у приводит к уменьшению тока ба- зы /б1 регулирующего транзистора, что вызывает увеличение напря- жения коллектор-эмиттер регулирующего транзистора, препятству- ющее изменению выходного напряжения. Аналогично схема работает при изменении тока нагрузки и регулировки выходного напряжения. В качестве стабилизатора тока в коллекторной цепи транзистора можно использовать полевой транзистор (см. рис. 5.12,6). В схеме, представленной на рис. 5.13, усилитель постоянного тока питается от дополнительного источника. В качестве такого источника используется параметрический стабилизатор на кремни- евом стабилитроне VD3 и полевом транзисторе VT2. Напряжение дополнительного источника суммируется с выходным напряжением стабилизатора. При изменении выходного напряжения стабилиза- тора, например, увеличении, растет напряжение на нижнем плече делителя Uru. Потенциал базы транзистора VTy по отношению к эмиттеру станет более положительным, и его базовый 1бу и кол- лекторный 1ку токи увеличиваются. Напряжение на резисторе Ry
Стабилизаторы напряжения и тока 213 в этой схеме равно разности напряжений дополнительного источни- ка t/уоз и напряжения на переходе база-эмиттер С/бэГ транзистора VT1: URy = Душ - %э1. Если учесть, что напряжение на переходе база-эмиттер изменя- ется незначительно вследствие нелинейности входной характеристи- ки транзистора, а напряжение Купз неизменно по величине, то на- пряжение URy можно считать постоянным. Вследствие постоянства напряжения URy сумму токов IRy = 1ку + /51, протекающих через сопротивление Ry, можно считать также постоянной. Поскольку IRy = const, то увеличение тока 1ку вызывает умень- шение тока базы /зу транзистора VT1. Уменьшение тока базы /бу приводит к увеличению напряжения эмиттер-коллектор транзисто- ра VT1, что и обеспечивает стабилизацию выходного напряжения. Стабилизация напряжения питания усилителя постоянного тока дает возможность уменьшить ошибку выходного напряжения и повысить коэффициенты стабилизации и сглаживания пульсации. Из (5.13), приравнивая ДДпу, Д/н, ДДОП нулю, для схемы, пред- ставленной на рис. 5.13, найдем Кст ДДВХ С^вых ДвХ Ту ТУ / Свых К1Куаа —— ’-Ах Коэффициент сглаживания схемы приблизительно равен коэф- фициенту стабилизации. Внутреннее сопротивление, так же как и для предыдущих схем, определяется из (5.15). Сравнивая схемы, представленные на рис. 5.10, 5.12 и 5.13, необ- ходимо отметить, что наибольший коэффициент стабилизации имеет схема с дополнительным стабилизированным источником питания. Коэффициент сглаживания во всех рассмотренных схемах прибли- зительно равен коэффициенту стабилизации, а внутреннее сопротив- ление приблизительно одинаково. В рассмотренных схемах источник опорного напряжения вклю- чен в цепь эмиттера усилительного транзистора и питается от вы- ходного напряжения стабилизатора. Напряжение коллектор-эмиттер транзистора VTy равно (UBMX—Доп). Из этого следует, что для обеспе- чения необходимого минимального напряжения коллектор-эмиттер транзистора VTy и необходимого режима по току стабилитрона VD1 выходное напряжение в рассмотренных схемах всегда должно быть больше' опорного напряжения. Для получения малых выходных напряжений (Е/вых < Доп) и в случае, если требуется широкая регулировка выходного напряжения, применяется схема, приведенная на рис. 5.14. В этой схеме источ- ник опорного напряжения подключают к минусовой шине стабили-
214 Глава 5 Рис. 5.14. Схема транзисторного стабилизатора на низкие выходные напряжения затора, а сравнивающий делитель (Rl, Rn, R2) питается от суммар- ного напряжения (С/вых + Дш)- Изменение выходного напряжения влияет на напряжение Дан на нижнем плече делителя, изменяя по- тенциал базы транзистора VTy, его базовый и коллекторный токи, а следовательно, напряжение база-эмиттер регулирующего транзи- стора VT1. Это в свою очередь ведет к изменению напряжения на его коллекторе, обеспечивая стабилизацию выходного напряжения. Так как ошибка стабилизатора ДПВЫХ в значительной степени за- висит от стабильности опорного напряжения, в схеме применяется параметрический стабилизатор, выполненный на стабилитроне VD1 и полевом транзисторе VT2. Как уже отмечалось выше, основным энергетическим показате- лем стабилизаторов является КПД, для которого применительно к последовательным стабилизаторам можно записать _ -Рвых _ ДвыхД Рвх ДвхД1 где 1К1 = ДзУТ! — ток коллектора регулирующего транзистора VT1. Так как 1п и 1к1, то т? = ДВыХ/ДвХ. Из приведенных выражений видно, что КПД тем больше, чем больше отношение напряжений Д,ых/Двх- Коэффициент полезного действия стабилизатора напряжения параллельного типа (рис. 5.15) может быть несколько меньше из-за большей входной мощности. Для данной схемы можно записать Д X = 1рэ Т Д > Рвх = Д’ Т ДВЫХ; где Дх — входной ток стабилизатора; Дэ = Дэутх •— ток, протека-
Стабилизаторы напряжения и тока 215 г иг Рис. 5.15. Схема стабилизатора непрерывного действия с параллельным вклю- чением регулирующего элемента ющий через регулирующий элемент, реализованный на транзисторе VT1; Ur — напряжение на гасящем резисторе. Любые изменения выходного напряжения /7ВЫХ схемы приводят к изменению потенциала базы усилительного транзистора УТу и то- ка 1у. Так, увеличение (уменьшение) тока 1У ведет к увеличению (уменьшению) напряжения на резисторе Ry. При этом открывается (или запирается) регулирующий транзистор VT1 и его коллектор- ный ток 1КЭУТ1 = 1рэ увеличивается (или уменьшается). Увеличение (уменьшение) /рэ приводит к увеличению (уменьшению). падения на- пряжения Ur на гасящем резисторе Rr, а выходное напряжение /7ВЫХ сохраняется постоянным с определенной степенью точности. Для параллельных стабилизаторов КПД 7? = -РвЫХ/_Рвх — Двых1н/Двх(1рэ + Д). Достоинством стабилизаторов с параллельным включением ре- гулирующего элемента является лучшая, чем у последовательного стабилизатора, работа на импульсную нагрузку и нечувствитель- ность к режиму короткого замыкания на выходе. Регулирующий элемент в рассмотренных ранее схемах был вы- полнен на одном транзисторе. Однако при больших токах нагруз- ки ток базы регулирующего транзистора может быть значительным и для согласования мощного регулирующего транзистора с мало- мощным усилителем постоянного тока применяют составной регу- лирующий транзистор. В качестве примера на рис. 5.16 приведе- на схема регулирующего элемента, реализованная на двойном со- ставном транзисторе.
216 Глава 5 Рис. 5.16. Схема включения со- ставного регулирующего транзи- стора Резистор Re вводится для того, чтобы обеспечить работу транзисто- ра VT2 в активной области при мак- симальной температуре окружающей среды и минимальном токе нагрузки. С повышением температуры воз- растает обратный ток коллектора ГкбоУЙ транзистора VT1, а с умень- шением тока нагрузки IH = -IK3vti снижается ток базы Дут! и, следова- тельно, ток эмиттера VT2 Лзутх- При некотором минимальном значении то- ка нагрузки IHmm ток Дутх и, сле- довательно, ток эмиттера VT2 станут равными нулю и нормальная работа схемы нарушится. Чтобы этого не произошло, для тока Ir.6 должно выполняться условие Д<б > ДбО maxVTl ~ Д ininVTl, где Дбо maxVTii Г minVTi — максимальный обратный ток коллектора и минимальный ток базы транзистора VT1. Для определения параметров схемы составной транзистор заме- няют эквивалентным, коэффициент передачи тока /гзхэ которого бу- дет равен произведению Дзы составляющих транзисторов. Для двойного составного транзистора в соответствии с рис. 5.16 минимальное значение напряжения Дкэ minvTi на переходе коллек- тор-эмиттер транзистора VT1 UK3 minVTi = ПкбтшУТг + ДэбУТ! + ДэбУТ2> где Дкб minVT2 — минимальное напряжение на переходе коллектор- база транзистора VT2, при котором еще обеспечивается работа тран- зисторов в линейной области характеристик; ДЭбУТ1, Дэбутг — но- минальные значения постоянных напряжений на переходах эмиттер- база транзисторов VT1, VT2. Увеличение значения напряжения Дкэ minyTi приводит к росту потерь мощности на переходе коллектор-эмиттер регулирующего транзистора VT1 и, соответственно, к снижению КПД устройства. Так, например, для тройного составного транзистора (рис. 5.17,а) на- пряжение Дкэ minVTi увеличивается по сравнению, со схемой, пред- ставленной на рис. 5.16, на значение напряжения на переходе эмит- тер-база Дэбутз транзистора VT3: Дкэ minVTi = Дкб rninVT3 + ДэбУТ! + ДэбУТ2 + ДэбУТ31
Стабилизаторы напряжения и тока 217 Рис. 5.17. Схема тройного составного транзистора: обычная (о) и с дополни- тельной симметрией (б) где /7кб minVT3 ~ минимальное напряжение на переходе коллектор- база транзистора VT3. Существует несколько способов уменьшения Скэ minvTi с целью повышения КПД стабилизаторов. Так, например, уменьшить значе- ние Скэ minVTi можно с помощью тройных (или более высоких поряд- ков) составных транзисторов с дополнительной симметрией (рис. 5.17,6). Для схемы рис. 5.17,6" можно записать Uk3 minVTl = ДкбгшпУТЗ + Д>бУТ2 + ДэбУТЗ- Из этого выражения следует, что значение Скэ minVTl меньше, чем в схеме рис. 5.17,а, на величину ДЭ6УТ1: т.е. на 0,7...1,0 В. Недостатком составных транзисторов с дополнительной симмет- рией является возможная генерация на высоких частотах, для устра- нения которой следует предусматривать корректирующие звенья (ре- зистивно-емкостные цепочки, конденсаторы, малогабаритные высо- кочастотные дроссели), включаемые между переходами транзисто- ров или между базовыми выводами транзисторов и общим проводом питания. Включение резисторов- подпитки Rl, R2 составных транзи- сторов показано на рис. 5.17,а, б пунктирными линиями. Уменьшить икэ minVTl можно также в составных транзисторах при питании коллекторов маломощных транзисторов, как показано на рис. 5.18, от дополнительного источника напряжения идст. В схеме рис. 5.18 напряжение коллектор-эмиттер транзисторов VT2, VT3 выше напряжения коллектор-эмиттер мощного транзисто- ра VT1 на 1,5...2,0 В, и для составного транзистора должно выпол-
218 Глава' S Рис. 5.18. Схема составного тран- зистора с питанием коллекторов маломощных транзисторов от допол- нительного источника напряжения при достаточном напряжении U. няться условие U-кэ min VT1 = Дсб min VT1 4* ДэбУТ! • Следовательно, в схеме (рис. 5.18) t4aminVTi уменьшается на сумму напряжений база-эмиттер транзи- сторов VT2, VT3. Схему, , приведенную на рис. 5.18, можно использовать при необходимости компенсации крат- ковременных (менее 5 с) провалов входного напряжения UBX без ухуд- шения КПД стабилизатора. Так, если напряжение UBX уменьшится настолько, что регулирующий тран- зистор VT1 войдет в насыщение, то ; транзисторы VT2 и VT3, оставши- еся в линейном режиме, через база-эмиттерный переход транзистора VT1 подают в схему необходимый ток нагрузки. Уменьшить UK3 minVTi до минимального значения можно также, если использовать специальные схемы управления мощным регули- рующим транзистором. Примером практической реализации такого стабилизатора с двойным составным транзистором может служить схема, приведенная на рис. 5.19, в которой UKB minVTi транзистора VT1 не превышает 1,0 В. В этой схеме коллекторный ток транзисто- ра VT4 дифференциального каскада непосредственно используется в качестве базового тока составного транзистора VT1, VT2. Источник опорного напряжения на стабилитроне VD2 запитан от источника тока (ИТ), варианты реализации которого рассмотрены в разд. 5.2. В стабилизаторе (см. рис. 5.19) также предусмотрена защита от пере- грузок по току, реализованная на транзисторе VT3, резисторах R4, R5 и стабилитроне VD1. Подбором делителя напряжения на рези- сторах R4, R5 можно получить в этой схеме падающую выходную характеристику стабилизатора при превышении тока нагрузки за- данного критического значения. В транзисторных стабилизаторах регулирующий транзистор вы- бирают, исходя из максимальных значений напряжения коллектор- эмиттер, коллекторного тока и рассеиваемой мощности. Предельная мощность, рассеиваемая транзистором без радиа- тора, Рпред = (^птах Дкр тах)/(Дж 4” Дсс)>
Стабилизаторы напряжения и тока 219 Рис. 5.19. Компенсационный стабилизатор непрерывного действия последова- тельного типа со специальной схемой управления мощным регулирующим тран- зистором где in max — максимальная температура коллекторного перехода; ioKpmax —• максимальная температура окружающей среды; /?.пк, Яке •— тепловые сопротивления переход-корпус, корпус-среда. Для мощных отечественных транзисторов при окружающей тем- пературе 40...50 °C значение этой мощности составляет 1,5...2 Вт. На регулирующем транзисторе стабилизатора может рассеиваться мощ- ность, значительно превышающая указанные значения. От значения мощности, рассеиваемой на регулирующем транзи- сторе, зависит температура его коллекторного перехода, которая не должна превышать предельно допустимого значения, так как в про- тивном случае может произойти тепловой пробой транзистора. Для германиевых транзисторов такая температура составляет 85...100 °C, для кремниевых — 150...200 °C. Для отвода тепла транзисторы устанавливают на радиаторы (см. разд. 2.1). Снижение мощности, рассеиваемой на регулирующем транзисторе, позволяет уменьшить размеры радиаторов, а следова- тельно, габаритные размеры и массу стабилизатора. Одним из спосо- бов уменьшения мощности в последовательных стабилизаторах явля- ется шунтирование регулирующего транзистора активным сопротив- лением Яш (на рис. 5.10 и 5.17, а подключение Rm показано штриховой линией). В этом случае часть тока нагрузки протекает через сопро-
220 Г л а в а 5 тивление, ток коллектора регулирующего транзистора уменьшает- ся, что ведет к снижению мощности, рассеиваемой на нем. Однако при этом ухудшаются качественные показатели стабилизирующего устройства. В настоящее время промышленностью освоен серийный выпуск интегральных стабилизаторов с непрерывным регулированием серии 142ЕН. Стабилизаторы данной серии можно условно разделить на четыре группы: стабилизаторы с регулируемым выходным напряже- нием от 3 до 30 В типов 142ЕН 1; 2 и 142ЕН 3, 4; стабилизаторы с фиксированным выходным напряжением 5, 6, 9, 12, 15, 20, 24, 27 В типов 142ЕН 5; и 142ЕН 8; 9; стабилизаторы с двухполярным ре- гулируемым выходным напряжением от 5 до 15 В серии 142ЕН 6 и стабилизаторы отрицательной полярности типа 142ЕН 10. Из пере- численных типов интегральных стабилизаторов наибольшее распро- странение, в силу своей универсальности, получили стабилизаторы серии 142ЕН 1, 2. Кроме своего основного назначения, они использу- ются в качестве активных сглаживающих фильтров, стабилизаторов тока, пороговых устройств, устройств защиты и т.п. Интегральные стабилизаторы выполняются на основе полупро- водниковой планарной технологии в объеме кристалла кремния. На рис. 5.20 изображена схема интегрального стабилизатора КР142ЕН2А и один из способов ее включения. В качестве регулирующего элемента в интегральном стабилиза- торе используют составной транзистор VT4-VT3. Источником опорного напряжения является параметрический стабилизатор, выполненный на стабилитроне VD1 и полевом тран- зисторе VT1. Транзистор VT1 в схеме используется как парамет- рический стабилизатор для стабилизации тока стабилитрона VD1. Опорное напряжение со стабилитрона VD1 поступает на вход эмит- терного повторителя, выполненного на транзисторе VT5, резисторах Rl, R2 и диоде VD2. Диод VD2 введен для обеспечения температур- ной компенсации напряжения, подаваемого на вход УПТ (выводы 6 и 8 микросхемы), выполненного по схеме дифференциального уси- лителя на транзисторах VT6, VT7. Регулирующий элемент стабилизатора выполнен на транзисто- рах VT3, VT4, включенных по схеме Дарлигтона (по схеме составно- го транзистора). Полевой транзистор VT2 подключен к коллектору транзистора VT7 усилителя постоянного тока и базе РЭ так, что его ток стока представляет собой сумму тока коллектора VT7 и тока ба- зы РЭ. Коллектор второго транзистора УПТ подключен к эмиттеру транзистора VT3. В результате ток коллектора VT6 является то- ком подпитки для транзистора VT3 регулирующего элемента. Для
Стабилизаторы напряжения и тока 221 Рис. 5.20. Схема последовательного стабилизатора напряжения в интеграль- ном исполнении (КР142ЕН2) защиты стабилизатора от короткого замыкания и перегрузок по току в схему включен транзистор VT9. Возможность выключения Стаби- лизатора внешним сигналом обеспечивается транзистором VT8. Для работы интегрального стабилизатора необходимо подклю- чить к схеме делитель обратной связи R8, R9, выходную емкость Сп и резисторы схемы защиты R5...R7. Принцип действия схемы (см. рис. 5.20) заключается в следу- ющем. При изменении выходного напряжения, например в сторону увеличения, увеличивается напряжение J7r9 на нижнем плече дели- теля (резисторе R9), что приводит к увеличению базового и, следо- вательно) коллекторного тока транзистора VT7. Увеличение кол- лекторного тока VT7 при неизменном токе стока транзистора VT2 приводит к уменьшению тока базы регулирующего элемента (тока база VT3), в результате чего увеличивается напряжение коллектор- эмиттер VT4, что и обеспечивает стабилизацию выходного напряже- ния стабилизатора. Регулировка выходного напряжения осуществ- ляется переменным резистором R8. Защита стабилизатора от короткого замыкания и перегрузок по току основана на запирании составного регулирующего транзистора.
222 Глава 5 В нормальном режиме напряжение на резисторе R7 (датчике тока) меньше напряжения на резисторе R5, база транзистора VT9 имеет отрицательный потенциал по отношению к его эмиттеру, и транзи- стор VT9 закрыт. При значительных перегрузках и при коротком замыкании возрастает напряжение на резисторе R7. Как только на- пряжение на резисторе R7 превысит напряжение на резисторе R5, потенциал базы транзистора VT9 станет положительным по отноше- нию к его эмиттеру, транзистор VT9 откроется, его базовый-и кол- лекторный токи увеличатся. Рост коллекторного тока транзистора VT9 приводит к уменьшению токов базы транзисторов VT3, VT4, они запираются, что вызывает ограничение тока в цепи нагрузки. Как видно из принципа действия схемы защиты, ток нагрузки, при котором происходит срабатывание, зависит от сопротивления резистора R7. Чем меньше сопротивление резистора R7, чем при бблыпих токах нагрузки срабатывает схема защиты. Для дистанционного выключения стабилизатора на базу тран- зистора VT8 (вывод 9) подается внешний положительный сигнал. Транзистор VT8 открывается, запирается составной регулирующий транзистор VT3, VT4, и напряжение на выходе стабилизатора умень- шается до нуля. В случае если интегральная микросхема не может обеспечить необходимый ток нагрузки, допускается подключение внешнего ре- гулирующего транзистора. Примером использования внешнего регу- лирующего транзистора может служить схема параллельного стаби- лизатора напряжения (рис. 5.21), в котором интегральный стабили- Рис. 5.21. Схема параллельного стабилизатора напряжения, реализованная на базе интегральной микросхемы серии 142ЕН1
Стабилизаторы напряжения и тока 223. затор типа 142ЕН1 (или 142ЕН2) применяется как узел сравнения с опорным напряжением и усиления. Регулирующий элемент в данном случае содержит дополнительный внешний транзистор VT1, резисто- ры Rl, R2 и стабилитрон VD1, что позволяет обеспечить фазовый сдвиг сигнала рассогласования, необходимый для получения отрица- тельной обратной связи в параллельном стабилизаторе. Принцип действия стабилизатора заключается в следующем. При увеличении выходного напряжения UBbm как было показано вы- ше, запирается регулирующий элемент интегрального стабилизато- ра, что приводит, к уменьшению падения напряжения на резисто- ре R2, подключенном к эмиттеру этого регулирующего элемента. Уменьшение напряжения на R2 вызывает увеличение тока базы, а, следовательно, тока коллектора транзистора VT1 и соответственно увеличение падения напряжения на гасящем сопротивлении R3, что и обеспечивает стабилизацию выходного напряжения с определен- ной степенью точности.
Глава 6 Преобразователи напряжения Преобразователем напряжения (по зарубежной терминологии DC/DC converter) называют устройство, преобразующее электриче- скую энергию постоянного тока в электрическую энергию постоян- ного тока другого уровня напряжения или имеющую гальваниче- скую развязку выходного напряжения от источника энергии. Пре- образователи напряжения (ПН) могут применяться в виде отдель- ного законченного устройства или входить в состав источников и систем бесперебойного питания аппаратуры электрической энерги- ей постоянного тока. ПН широко применяются в системах элек- тропитания для стабилизации выходного напряжения электропита- ющих установок (ЭПУ) во всех режимах их работы (стабилизато- ры постоянного напряжения — СПН, вольтодобавочные конверто- ры — КВ, КУ В). На базе ПН строятся современные выпрямитель- ные (выпрямители с бестрансформаторным входом — ВБВ) и ин- верторные устройства, преобразующие электрическую энергию по- стоянного тока в электрическую энергию переменного тока. Бло- ки питания электронных сигнально-вызывных устройств (СВУС-Э, СВУС-М) декадно-шаговых и координатных АТС также представля- ют собой преобразователи напряжения. Преобразователи современ- ных цифровых систем передачи и обработки информации, преобра- зующие выходное напряжение ЭПУ в напряжения, необходимые для работы аппаратуры, тоже представляют собой преобразователи на- пряжения. Столь широкое применение ПН объясняется прежде всего их высокими энергетическими и удельными объемно-массовыми по- казателями, поскольку транзисторы в этих устройствах работают в режиме переключения на высокой частоте. Повышение частоты пре- образования электрической энергии позволяет существенно умень- шить массу и габариты устройств в целом и улучшить их динамиче- ские характеристики. Во всех выше упомянутых примерах примене-
Преобразователи напряжения 225 ния ПН, преобразование электрической энергии осуществляется на частотах 20... 300 кГц. По принципу действия различают однотактные и двухтактные преобразователи постоянного напряжения. В однотактных преобра- зователях подключение элементов преобразователя и нагрузки к ис- точнику энергии постоянного тока осуществляется один раз за пери- од с помощью одного (или двух, синхронно работающих) устройства переключения. В двухтактных преобразователях подключение к ис- точнику энергии осуществляется два раза за период с помощью как минимум двух переключающих устройств. 6.1. Однотактные ППН с непосредственной связью Однотактные преобразователи напряжения (ОПН) могут быть с непосредственной связью между источником энергии и нагрузкой и с гальванической развязкой между источником энергии и нагрузкой. В последнем случае в состав преобразователя входит силовой транс- форматор. Однотактные преобразователи типа ПН. На рис. 6.1 пред- ставлена схема однотактного преобразователя с непосредственной связью типа ПН (с понижением напряжения) и временные диаграм- мы, поясняющие его работу. Рис. 6.1. Функциональная схема однотактного преобразователя типа ПН и временные диаграммы, поясняющие его работу 8—5312
226 Глава 6 Рассмотрим работу ОПН в установившемся режиме в предполо- жении идеальности элементов его силовой части. При переводе схе- мой управления (СУ) силового транзистора VT в режим насыщения к обмотке дросселя L будет приложено напряжение, равное разно- сти напряжений источника энергии Uq и напряжения на нагрузке ин. Под действием этого напряжения дроссель L будет запасать энергию, а ток дросселя ii,, равный току стока транзистора VT, будет нарас- тать практически по линейному закону (ввиду малости переменной составляющей напряжения на нагрузке) от минимального -Zimin до максимального Дшах значения: U — IcVT = Дтш Ч------у---•, . (6.1) X/ где Un — среднее значение напряжения на нагрузке. Диод VD на этом временном интервале закрыт и находится под напряжением, равным напряжению источника энергии Uq. При за- пирании транзистора VT ЭДС на зажимах обмотки дросселя меняет свой знак и обеспечивает открытие диода VD, в результате чего ра- нее запасенная дросселем энергия будет через этот диод передавать- ся в нагрузку и подзаряжать конденсатор С (до тех пор, пока ток дросселя больше тока нагрузки). На этом интервале времени к об- мотке дросселя L будет приложено напряжение, равное напряжению на нагрузке, так что ток дросселя будет спадать от Дшах до It, min по линейному закону. Обозначив длительность открытого состояния транзистора VT через Д, а период преобразования энергии через Т, для приращения тока дросселя ДД можно записать АГ-r т _^н(Т-Д)_ Ди(1-7) — VLmax -*Lmin — ~ fL ’ где 7 — ta/T —г относительная длительность включенного состояния транзистора VT; f = 1/Т — частота преобразования. Следует отметить, что в ряде публикаций относительную дли- тельность включенного состояния транзистора обозначают не через 7, а через D (duty). С уменьшением индуктивности дросселя (при прочих неизмен- ных параметрах ОПН) будет согласно (6.2) увеличиваться прираще- ние тока дросселя ДД. При некотором значении этой индуктивности приращение тока дросселя Д Д становится равным удвоенному зна- чению тока нагрузки Д = U„/R„. При этом Д min становится равным нулю, а кривая тока дросселя Д будет касаться оси времени, не имея разрывов. Такая индуктивность дросселя называется критической Др. Эта индуктивность определяет границу между режимами ра-
Преобразователи напряжения 227 боты ОПН с безразрывными (непрерывными) и разрывными токами дросселя. Согласно выше изложенному и соотношению (6.2) выраже- ние для LKp можно представить в следующем виде: £кр = (1-7)Гн/(24/). ' (6.3) Понятно, что при неизменном среднем значении тока нагрузки, в режиме разрывных токов дросселя максимальное значение тока 7bmax оказывается существенно большим по сравнению с режимом безразрывных токов дросселя. Поэтому потери во всех элементах силовой части ОПН будут также существенно выше в режиме раз- рывных токов дросселя. Обычно в практике применения статических преобразователей для аппаратуры связи LKp рассчитывается исходя из минимального значения тока нагрузки. В установившемся режиме работы ОПН приращение магнитного потока в дросселе должно быть за период равным нулю, а следова- тельно, среднее за период значение напряжения на зажимах дросселя Пьер для идеального ОПН, работающего в режиме непрерывных то- ков, также должно быть равным нулю. Из кривой иъ рис. 6.1 следует %ср = (%-Пн)7-^н(1-7) = 0. (6.4) Из последнего соотношения можно установить зависимость меж- ду напряжением на выходе идеального однотактного преобразовате- ля типа ПН и напряжением на входе. Эта зависимость называется регулировочной характеристикой. Для идеального ОПН с понижени- ем напряжения, работающего в режиме непрерывных токов дросселя, регулировочная характеристика имеет следующий вид: UH = yU0. (6.5) Для реального преобразователя типа ПН при относительно ма- лом приращении тока дросселя по сравнению со средним значением тока нагрузки выражение (6.4) примет следующий вид: 7(^о-Пн-7нЯ1)-(1-7)(?7н + 7нЯ2) = 0, (6.6) где Д •— суммарное значение сопротивления обмотки дросселя, тран- зистора VT в режиме насыщения и сопротивления источника энергии U0', R%-— суммарное значение сопротивления обмотки дросселя и со- противления диода VD в открытом состоянии. Регулировочная характеристика реального преобразователя ти- па ПН (для режима непрерывных токов дросселя) будет иметь следу- ющий вид: . UH = yU0 - IK\rfRi + (1 - 7)М (6.7)
228 Глава 6 Из выражения (6.7) следует, что даже при 7 стремящимся к еди- нице напряжение на выходе оказывается ниже входного. Отсюда и название данного преобразователя. Размах пульсации ДС7о напряжения на выходе рассматриваемого ОПН можно в первом приближении определить следующим образом: ДП0 = ST/C, (6.8) • где S — площадь заштрихованной на рис. 6.1,6кривой ic, определя- ющая заряд накапливаемый конденсатором С на интервале периода; С •— емкость конденсатора С. В соответствии с рис. 6.1 площадь S оказывается равной Д1ь/8. Подставляя в (6.8) значение Д1ь из выражения (6.2), получим соотношение для размаха пульсации ДСТс в следующем виде: Работа рассматриваемого ОПН в режиме разрывных токов дрос- селя подробно рассмотрена в [23, 25]. Управление силовым транзистором в данном ОПН, как и в дру- гих преобразователях напряжения, осуществляется в основном по одному из трех способов. При широтно-импульсном управлении длительность включен- ного состояния силового транзистора (силовых транзисторов) меня- ется, тогда как период преобразования остается неизменным и опре- деляется частотой задающего генератора. В этом случае устройство работает в режиме вынужденных колебаний на частоте задающего ге- нератора. При двухпозиционном (релейном) управленим устройство рабо- тает в режиме автоколебаний. В этом случае длительность вклю- ченного состояния силового транзистора (длительность импульса), как и частота преобразования являются переменными, зависящими от параметров элементов схемы. При частотно-импульсном управленим длительность включен- ного состояния определяется параметрами резонансного контура и является постоянной, тогда как период преобразования является ве- личиной переменной. Рассмотрим более подробно упомянутые выше способы управ- ления на примере импульсных стабилизаторов, выполненных на базе ОПН типа ПН. Широтно-импульсное управление. Принцип широтно-им- пульсного управления можно рассмотреть на примере ОПН типа ПН,
Преобразователи напряжения 229 представленного на рис. 6.1, а, схема управления которого обеспечи- вает работу устройства в режиме стабилизации среднего значения выходного напряжения. В этой схеме усилитель постоянного то- ка выполнен на операционном усилителе DA1, на неинвертирующий вход которого подается сигнал с нижнего плеча выходного сравни- вающего делителя Rl, R2. Тогда как на инвертирующий вход DA1 подается эталонное (опорное) напряжение ПЭТ. Поэтому любое изме- нение выходного напряжения в сторону увеличения, вызванное ли- бо повышением входного напряжения По, либо уменьшением тока нагрузки 1Н, либо какой-нибудь другой причиной, приведет к уве- личению напряжения на выходе DA1, т.е. на инвертирующем входе операционного усилителя (компаратора) DA2, на котором выполнен широтно-импульсный модулятор. Поскольку на неинвертирующий вход DA2 подается пилообраз- ное напряжения задающего генератора ЗГ, то повышение напряжения на инвертирующем входе DA2 приведет к уменьшению длительности сигнала высокого уровня и соответствующему увеличению длитель- ности сигнала низкого уровня на выходе DA2. Сигнал с выхода мо- дулятора через усилитель мощности УМ (драйвер) подается на вход транзистора. VT. Уменьшение длительности сигнала высокого уров- ня на выходе модулятора вызывает уменьшение длительности вклю- ченного состояния VT, что и обеспечивает стабилизацию выходного напряжения стабилизатора, реализованного на базе ОПН типа ПН. Двухпозиционное управление. Для того чтобы перейти от широтно-импульсного управления в схеме рис. 6.1,а к двухпозицион- ному управлению достаточно вместо DA2 и ЗГ ввести в схему поро- говое устройство, например триггер Шмитта с двумя устойчивыми состояниями. В качестве примера на рис. 6.2 представлена модель релейного стабилизатора напряжения постоянного тока, выполнен- ная в программе Micro-Cap 6.0. Силовая часть стабилизатора представлена источником напря- жения VI (с напряжением 30 В), транзистором Q8, диодом D3, дрос- селем Ь1 (с индуктивностью 5 мГн), конденсатором С4 (с емкостью 100 мкФ)и сопротивлением нагрузки R20 (5 Ом). Схема управле- ния содержит: выходной сравнивающий делитель R27, R28; источник эталонного (опорного) напряжения, выполенный на стабилитроне D1 и резисторе R1; дифференциальный усилитель постоянного тока на транзисторах QI, Q2; триггер Шмитта, выполненный на транзисто- рах Q3, Q4 и источник стабильного напряжения для форсированно- го запирания Q8, выполненный на стабилитроне D2 и конденсато- ре С2. Принцип действия стабилизатора заключается в следующем.
230 Рис. 6.2. Модель релейного стабилизатора напряжения постоянного тока В Ф © Ci
Преобразователи напряжения 231 При переводе схемой управления транзистора Q8 в режим насыще- ния начинает увеличиваться ток дросселя L1. Когда увеличиваю- щийся ток дросселя становится больше тока нагрузки, начинается подзаряд конденсатора С4 и увеличение напряжения на нагрузке, а следовательно, на нижнем плече выходного сравнивающего делите- ля. Увеличение напряжения на R28 приводит к открытию транзи- стора Q2 усилителя и, следовательно, к уменьшению напряжения на входе триггера. При достижении порога отпускания триггера его транзистор Q3 выключается, a Q4 переходит в режим насыщения. Включение Q4 приводит к включению транзисторов Q5, Q6 и Q7. При включении Q7 создается цепь разряда конденсатора С2, что и обеспечивает форсированное запирание Q8. Транзистор Q8 будет на- ходиться в выключенном состоянии до тех пор, пока при уменьшении выходного напряжения стабилизатора, напряжение на входе триггера не достигнет порога его срабатывания, при котором транзистор Q4, а следовательно, и транзисторы Q5, Q6 и Q7 будут выключены. Вы- ключение Q7 создает цепь протекания базового тока транзистора Q8 через резистор R16, что и обеспечивает его включение. Частота пе- реключения силового транзистора Q8 будет зависеть от следующих параметров: скорости нарастания тока дросселя, т.е. от величины индуктивности дросселя L1, разности между входным и выходным напряжениями стабилизатора, выходной емкости С4, коэффициента усиления усилителя и, наконец, разности напряжений между поро- гами срабатывания и отпускания триггера. На рис. 6.3 представлены результаты моделирования схемы (при разомкнутом ключе К1) вы- ходного напряжения стабилизатора и напряжения на диоде D3. Как видно из нижней кривой, период автоколебаний при данных параметрах схемы составляет 1,685 мс (Delta Т=1.685ш), а размах пульсации выходного напряжения оказывается равным 4,971 В (Delta v(R20) =-4.971). Естественно, что столь большая пульсация выходно- го напряжения неприемлима для реальной аппаратуры. Существен- ное уменьшения пульсации может быть обеспечено повышением ча- стоты автоколебаний при неизменных параметрах выходного сглажи- вающего фильтра стабилизатора. Одним из способов такого повыше- ния частоты автоколебаний является введение в схему RC цепочки, состоящей из резистора R31 и конденсатора С5, т.е. замыкания клю- ча К1 на схеме рис. 6.2. В последнем случае переключение триггера будет определяться изменением напряжения на конденсаторе С5, а не изменением выходного напряжения стабилизатора. Результаты мо- делирования выходного напряжения стабилизатора и напряжения на его диоде D3 при R31 = 20 кОм и С5 = 470 нФ приведены на рис. 6.4.
232 Глава 6 J1AS41.CIR Temperature - 27 Case= 1 Left Right Delta Slope T 12.360m 14.045m 1.685m 1.000E00 Рис. 6.3. Кривая выходного напряжения стабилизатора и форма кривой напряжения на диоде D3 Как следует из диаграммы напряжения, на диоде D3 (нижняя кривая на рис. 6.4) введение в схему R31 и С5 позволило уменьшить длительность периода автоколебаний до 0,043 мс и тем самым умень- шить размах пульсации выходного напряжения стабилизатора до 3 мВ (Delta v(R20)=-0.003 В). Методика расчета элементов и показа- телей классических релейных стабилизаторов и релейных стабили- заторов с RC-цепочками приведены в [47]. 4.898m 4.920m ' 0.022m ‘ 1.000Е00 “38'824.85m ' 4.88m v(D3) T 4.91m Left -29.241 4.927m 4.94m Right 0.632 4.970m 4.97m Delta 29.873 0.043m 5.00m Slope 6.923E05 1.000E00 Рис. 6.4. Кривая выходного напряжения стабилизатора и форма кривой напряжения на диоде D3 при введении в схему R31 и С5
Преобразователи напряжения 233 Частотно-импульсное уп- равление. Один из возможных вариантов реализации модулятора при частотно-импульсном управ- лении показан на рис. 6.5. Эта схе- ма представляет собой по существу автоколебательный мультивибра- тор с двумя независимыми время- задающими цепями. Первая времязадающая цепь имеет неизменную постоянную времени R%Ci и определяет длитель- ность импульса на выходе инверто- ра DA1. Рис. 6.5. Схема модулятора при частотно-импульсном управлении Амплитуда этого импульса соответствует уровню логиче- ской единицы, близкому к напряжению питания инверторов. При переключении схемы и появлении на выходе DA1 логической едини- цы начинается заряд ранее разряженного конденсатора С1. По мере заряда этого конденсатора и уменьшении зарядного тока уменьшает- ся и напряжение на резисторе R2. Переключение схемы и окончание импульса на выходе DA1 соответствует моменту снижения напряже- ния на резисторе R2 до уровня логического нуля. Вторая времязада- ющая цепь с емкостью С2 содержит в качестве времязадающего ре- зистора управляемый источник тока, реализованный на транзисторе VT и резисторе R1. Изменение напряжения к,пх на входе управляе- мого источника тока (эмиттерного повторителя) приводит к измене- нию зарядного тока конденсатора С2, а следовательно, к изменению длительности паузы. Разряд конденсаторов С1 и С2 осуществляет- ся через диоды VD2, VD1 и выходы соответствующих инверторов (в моменты появления на их выходах уровня напряжений, соответству- ющих уровню логического нуля). В настоящее время в подавляющем большинстве случаев в пре- образователях напряжения, используемых в устройствах связи, в ос- новном применяется широтно-импульсный способ управления сило- вым транзистором (силовыми транзисторами). Для реализации это- го способа разработано и выпускается промышленностью достаточно большое количество ШИМ-контроллеров в интегральном исполнении (например, типа КР1033ЕУ5, КР1114ЕУ4 и другие). При широтно-импульсном управлении транзистором VT относи- тельная длительность его открытого состояния у может в соответ- ствии с (6.6) изменяться в широких пределах от значений, близких к нулю, до значений, близких к единице. Однако следует иметь вви- ду, что выражение (6.6) получено в предположении идеальных ча-
234 Глава 6 стотных свойств транзистора VT и диода VD. В реальном случае инерционность этих элементов оказывает существенное влияние на регулировочную характеристику и энергетические показатели ОПН с понижением напряжения. В ОПН (см. рис. 6.1) после подачи на затвор транзистора относительно истока напряжения, большего по- рогового значения, транзистор переходит из режима отсечки в линей- ный режим и далее в режим насыщения. Однако время нахождения в линейном режиме (время включения транзистора) определяется не столько его частотными свойствами (прежде всего проходной емко- стью сток-затвор), сколько частотными свойствами диода VD. До тех пор пока происходит рассасывание избыточных носителей дио- да, транзистор будет оставаться в линейном режиме при напряжении сток-исток близком к Uo, а ток стока транзистора будет нарастать. В результате через транзистор на этом временном интервале про- текают большие импульсные токи и выделяется большая мощность потерь, способная при отсутствии ограничения импульса тока приве- сти к выходу транзистора из строя. Естественно, что рассмотренная картина характерна и для случая применения в качестве VT мощ- ного биполярного транзистора. При запирании транзистора VT и переходе его в линейный режим диод VD начнет открываться толь- ко после того, как напряжение на транзисторе превысит значение напряжения на выходе ОПН так, что через транзистор на этом вре- менном интервале протекают большие токи и выделяется существен- ная мощность потерь. Чем выше частота преобразования энергии, тем уже диапазон возможных изменений относительной длительно- сти включенного состояния транзистора и тем больше составляющая потерь энергии на интервалах его переключения, т.е. тем больше размеры радиаторов охлаждения и тем ниже КПД преобразовате- ля, работающего в режиме непрерывных токов дросселя. Это обсто- ятельство не позволяет повышать частоту преобразования энергии до сотен килогерц и выше с целью улучшения удельных объемно- массовых показателей преобразователей. Сказанное относится не только к случаю широтно-импульсного управления, но и к случаю двухпозиционного управления. Наличие же паразитных элементов (индуктивности соединитель- ных проводников, паразитные емкости самого транзистора, диода и монтажа) приводят к появлению высокочастотных колебаний напря- жения на транзисторе и диоде в момент их закрытия. Частота этих колебаний лежит в пределах от сотен килогерц до единиц мегагерц. Возникающая при этом амплитуда импульсов напряжения на транзи- сторе и диоде может (без принятия соответствующих мер) превысить
Преобразователи напряжения 235 1*1 и [~=1су~~| VDf L Рис. 6.6. Силовая часть резонансного ОПН типа ПН допустимое для них значение. Для устранения высокочастотных ко- лебаний и уменьшения потерь в транзисторе и диоде при их запи- рании параллельно им в практических схемах вводят RC-цепочки. Такая RC-цепочка введена, например, в схеме рис. 6.2 параллель- но силовому диоду D3. Достаточно подробно вопросы переключения транзистора и диода, определение потерь в них на интервалах пе- реключения, а также расчет элементов RC-цепочек (RCD-цепочек) рассмотрены в [37, 41]. При частотно-импульсном управлении транзистором с помощью резонансного контура можно обеспечить включение и выключение транзистора либо при нулевом токе, либо при нулевом напряжении. В том и другом случае потери при переключении (динамические по- тери) в транзисторе будут равны нулю. Такие преобразователи в литературе называются резонансными. На рис. 6.6 представлена силовая часть резонансного ОПН типа ПН. Последовательный ре- зонансный контур представлен дросселем Lp, включенным после- довательно с транзистором, и конденсатором Ср, включенным па- раллельно диоду VD. Для исключения протекания через транзистор тока обратного направления в схему дополнительно введен диод VD1. Диаграммы, поясняющие работу схемы в ус- тановившемся режиме, представ- лены на рис. 6.7. Здесь на верх- нем графике представлена вре- менная диаграмма напряжения затвор-исток транзистора VT. Ниже представлены кривая тока стока транзистора гут(0 и кри- вая напряжения сток-исток тран- зистора Пут (£)• До момента времени t0 тран- зистор VT закрыт, а энергия, ра- нее запасенная дросселем L, пе- редается в нагрузку через откры- тый диод VD. В момент io схема Рис.’ 6.7. Диаграммы, поясня- ющие работу резонансного ОПН
236 Глава 6 управления СУ переводит транзистор в режим насыщения (предпо- лагается, что все элементы схемы рис. 6.6 идеальные и!> ip). Ток транзистора начинает нарастать и до тех пор, пока он не достигнет в момент ti значения тока нагрузки; его изменение описы- вается выражением гут = Uot/Lp. Далее начинается заряд конден- сатора Ср током (гут — Д). Длительность протекания импульса тока через транзистор определяется следующим выражением [37, 41]: Д-f = (7;х — tp) + (i2 — ii) — 4- (7o «о где w0 = 1/y/LpCp — резонансная частота контура Lp, Ср. Как видно из графиков, при длительности импульса £и = £з — — t0, обеспечивающего нахождение транзистора в режиме насыще- ния, большей At, включение и выключение транзистора происходит при нулевом токе стока, т.е. при нулевом значении динамических потерь в транзисторе. При необходимости использования резонанс- ного ОПН в качестве стабилизатора выходного напряжения схема управления должна сравнивать выходное напряжение с эталонным и обеспечивать изменение частоты. Основным недостатком резонансных преобразователей с после- довательным резонансным контуром является существенно большее амплитудное и действующее значение тока транзистора по сравнения с преобразователями с прямоугольной формой тока и напряжения, что соответствует случаю широтно-импульсного или двухпозицион- ного управления. Амплитудное значение тока транзистора Ic max за- висит от величины входного напряжения, параметров резонансного контура и значения тока нагрузки [37]: г _г , Uo -*(7 max — ~г т • ^О-^р Однотактные преобразователи типа ПИ. При подключении плюсового зажима источника энергии не к катоду Диода VD, как это выполнено в схеме рис. 6.1,а, а к минусовому зажиму выходного на- пряжения, будет получен второй основной тип ОПН, который называ- ется полярно-инвертирующим (ПИ). Схема силовой части этого ОПН и диаграмма, поясняющая его работу, представлены на рис. 6.8. Рассмотрим установившийся режим работы идеального ОПН это- го типа для случая безразрывных токов дросселя. При переводе схемой управления СУ транзистора VT в режим насыщения дрос- сель L оказывается подключенным параллельно источнику энергии Uq. На интервале импульса (от 0 до 7) к обмотке дросселя прило-
Преобразователи напряжения 237 Рис. 6.8. Схема ОПН типа ПИ и временные диаграммы, поясняющие его работу жено напряжение Uq, под действием которого он запасает энергию, а ток дросселя нарастает по линейному закону от II min до II max- Диод VD на этом временном интервале закрыт и находится под на- пряжением ия + Uq. Передача энергии в нагрузку от источника отсутствует. Ток на- грузки поддерживается за счет разряда конденсатора С. При запи- рании транзистора ЭДС на зажимах обмотки дросселя меняет свой знак и обеспечивает включение диода VD. На интервале «пуазы» (от 7 до 1,0) когда транзистор закрыт, ранее запасенная дросселем энергия передается в нагрузку и обеспечивает подзаряд конденсато- ра. Ток дросселя при этом спадает от II max до II min- Для при- ращения тока дросселя на интервале паузы ДД = Дтах — It, min справедливо ранее записанное соотношение (6.2). Для граничного случая между режимами безразрывных и разрывных токов дросселя Д min в момент окончания периода преобразования принимает нуле- вое значение. Среднее за период значение тока диода, как показано на рис. 6.4, равно среднему значению тока нагрузки. Следовательно, для граничного случая можно записать ДД = 21н/(1-7). С учетом (6.2) выражение для критической индуктивности Ткр примет следующий вид: fl — 'уД iKp = t/H 2V • (6Л0)
238 Глава 6 Выражение для регулировочной характеристики данного ОПН может быть получено из условия равенства нулю среднего за период значения напряжения, приложенного к обмотке дросселя. В соот- ветствии с кривой Ub(i) на рис. 6.4 в случае идеального ОПН это условие выглядит следующим образом: Uo7 = ^h(1-7)- (6.11)- Для реального ОПН (без учета коммутационных процессов в транзисторе и диоде) это условие может быть записано в виде 7(гЛ>-1йЛ1)-(1-7)(Пн + 1иЛ2) = 0, (6.12) где Ri — суммарное значение сопротивления обмотки дросселя, тран- зистора VT в режиме насыщения и сопротивления источника энергии Uo; Ri— суммарное значение сопротивления обмотки дросселя и со- противления диода VD в открытом состоянии. Выражения для регулировочной характеристики идеального и реального ОПН типа ПИ будут иметь соответственно следующий вид: Пн = 7?7о/(1-7)1 . (6-13) UH = 7Uo/(l-7)-4[i?2 + W(l-7)]. (6-14) Если в идеальном ОПН этого типа при изменении 7 от 0 до 1 выходное напряжение меняется от 0 до бесконечности, то в реальном устройстве тем более при учете коммутационных процессов в транзи- сторе и диоде существует критическое значение 7кр, после которого дальнейшее увеличение 7 начинает приводить не к повышению, а к понижению выходного напряжения. Чем ниже КПД устройства, тем меньше значение 7кр. Размах пульсации выходного напряжения ДСД можно опреде- лить из выражения AUc = I^/fC, (6.15) где С — емкость выходного конденсатора ОПН. . Из сравнения выражений для размаха пульсации в ОПН типа ПИ (6.15) и в ОПН типа ПН (6.9) видно, что при одинаковых пара- метрах L и С размах пульсации в ОПН типа ПИ оказывается много большим, что является существенным его недостатком. Кроме того, в ОПН типа ПИ к закрытому транзистору и диоду прикладываются бол