Автор: Лосев Ю.И.   Гойхман Э.Ш.  

Теги: электротехника   автоматизация   теория автоматического управления   передача информации   автоматизированная система управления  

Год: 1976

Похожие

Преобразование и передача информации в АСУ. Учебник для вузов

Приближенные методы расчета помехоустойчивости и искажений в системах передачи информации

Системы передачи информации

Линейные автоматические системы (Элементы теории, методы расчета и справочный материал)

Текст 
                    l
Э.ШГоихман
Ю.И.Лосе,
ПЕРЕДАЧА
ИНФОРМАЦИИ
в
АСУ


Э. Ш. Гоихман
Ю~ И. Лосев
ПЕРЕДАЧА .
ИНФОРМАЦИИ
в
АСУ
ИЗДАНИЕ В.ТОРОЕ,
ПЕРЕРАБОТАННОЕ И ДОПОЛНЕННОЕ
063326


6Фl
УДК 621.39: 611.Н.327. 8
Г60
Г60
Гойхман Э. Ш., Лосев Ю. И.
Передача информации в АСУ. Изд. 2-е, доп. и пере­
раб . М., «Связь» , 19 76.
;280 •С. С ,ил.
Излаrа19тся основные положения теории передачи сооб щений. принци пы
передачи информации (в первую очередь ц ифровой) в автоматизированных
системах у п равл ения ( АСУ). Рассматриваются п р инципы построения АСУ,
методы передачи двоичных сигналов , способы п овыше н ия достоверности п ри
передаче цифровой информации, основные при н ци пы передач и данн ы х, кана­
лы и сети связи АСУ, сопряжение каналов передачи данных -с ЭВМ. Первое
изд; а ние книги вышло в 1971 г. Н астоя щее 2-е издание существенно расш и ­
рено и переработано. В веден ы главы, посвященные вопросам по строения АСУ,
при 1щип ам построен и я средств переда ч и инфо р мац ии в АСУ, характеристи­
кам каналов свя з и и сетям передачи информации.
Книга рассчитана на ин женеров , работающи х в облас ти АСУ , автомати ­
ки, те л емеханики , радио и проводной связи, а также может быть полезна
студентам вузов соответствующих спец и альностей .
30602 - 1104
r----45 - 76
045(01) - 76
© И:щательство «Связь, 1976 г.
6Ф1


ПРЕДИСЛОВИЕ
Исключительно быст,рый рост автоматизации управления во
всех отра1слях народного хозяйства, нау,1~и, техники ·и военного
дела на базе июпользо'вания 1вычислителыных машин привел к
стреми;гельному развитию теории и техни,ки передачи цифровой
информации. Вопросы передачи цифровой информации в автома­
тиз·ированных системах у1правления (АСУ) представляют значи­
тельный :интерес для широкою круга опециалисто,в в области
автоматики и телемеха,ник,и, ра,дио и проводной связи. Этим воп­
ро1сам посвящено большое число журнальных статей и ряд
серьезных монограф'Ий, ра,с·считанных в основном на научных ра­
ботников, аспирантов, преrподагвателей вузов. На1стоящая же ·юнига
пре,дназначена для широкого круга специал'Истов, занимающихся:
вопросам,и, с1вяза,нными с АСУ, но не ·всегда имеющих специаль­
ную подготовку в области электросвяз·и.
В к,ниге приведены кра'Гкие сведения о современных АСУ,
даны основные понятия теории передачи ,сообще:ний 'И на этой
базе ра1осказано о принципах передачи и преобразования инфор­
мации в системах передачи данных АСУ. Ра,ссматриваются т,а1кже
принципы построен'Ия и основные техничеокие хара 1ктери,стики
применяемых в АСУ прогводных и радио средств ·связи и особен­
ности их использ·ован·ия для передачи цифровой информации. Зна­
чительное внимание уделено методам передачи цифровой 'Инфор­
мации в АСУ, вопросам помехоустойчивости и повышения досто­
верности с учетом ,специфл1ки помех и ,искажений при передаче
дискретных ,сообщений по каналам провод,ной и радио·овязи.
В соста'в сложной автоматизирова,нной системы м·огут входить
отдельные са1мостоятельные автоматизирова,нные комплексы. Не­
отъемлемыми элементами любой АСУ являются системы передачи
информац1ии. В АСУ, в зависимости от их назначения, находят
применение различные виды овязи: телефонная, -телеграфная,
фототелеграфная, телевидение и, глав,ным образом, передача дан­
ных, или телекодовая связь. Международный к,онсультативный
комитет по телефонии и телеграфии (МККТТ) дал следующее оп­
ределен,ие этого вида связи: «Передача данных - это обла,сть
электро1с'Вязи, целью 1юторой является передача информации для:
обработки ее вычислительными машина,ми или же обраlбота,нно-й
ими». При этом виде связи передача осуществляется, ка1к пра,ви­
ло, в цифровом в·иде, т. е. дискретными (обычно двоичными) сиг­
налами . Поэтому при малых скоростях (порядка 50-200 бит/с))
для передачи данных могут быть использованы телеграфные ка­
налы. Наиболее ши1роко примешяют:ся 1среднес1юростные системы
nе,реда,чи данных (скорости . порядка 600-4800 бит/,с) . Однако ·
з ачастую в АСУ т,ребуют,ся и значительно большие скорости пере­
цачи да,нных, достигающие нескольких десятко1в тысяч ·и более:
бит в секу{!ду.
3


Важной особенностью .си,стем передачи данных являются повы­
шенные требования в отношении достоверности передачи. При та­
ких видах связи, как телефония ,и телеграфия, информаu:ия вос­
принимается непосредственно человеком и благодаря свойственной
челтзече.скому языку из·быточtiюсти небольшие иокажения пере­
даваемого текста не пр·иводя т к нарушению достоверности п,р~и­
нятых сообщений. Совершенно иначе обстоит дело при передаче
данных, где даже незначительное количество ошибок может пол­
ностью исказить ,результаты обработки инфор>мации в ЭВМ . Воп­
ро,с о международных нормах на допусти~мое количество ошибок
для различных систем передачи дан~ных находится в стадии изу ­
чения. Однако уже •сейчас ясно, что речь может идти о вероят -
11юстях иокажения одного элемента поря,дка 1О-5----:- 1О-9 . Для обес ­
печения высокой достоверности пр·имен,яю11ся системы передачи
:инфор'МаП!ИИ, использующие ,специальные методы кодирования, и
.·виды модуляции, обеспечивающие максимальную по·мехоу~стойчи­
:вость.
Теоретической основой техники передачи информации я·вляет ­
«:я теория передачи сообщений 1). Основополагающими работа1ми
!В этой области были работы В. А. Котельникова (1933 и 1946 гг . ),
А. Н. Колмогорова (1947 г.), К. Э. Шэннона (1948 г.) и ряда других
советских и зарубежных ученых. Основными проблемами теории
передачи сообщений являю11ся проблемы эффективноС'Г!И и - досто­
верности. Эта теория определяет та·кже принципы и ооновные пути
построения оптимальных ,систем передачи информации. Проблема
эффективности сосrо1ит в определении воз·мож1ных путей, обеопе­
чивающих передачу наибольшего количества инфор"Ма~ции наибо­
лее экономным способом . Проблема достоверности состоит в опре ­
делении путей, обеопечивающих при наличии помех максималь­
ное соответ•ствие принятых сообщений переда,нным.
Случайный характер ·процессов, протекающих в ,системах пере­
дачи информащш, обусловливает широкое иопользован~ие в тео ­
р·ии передачи сообщений вероя11ностных методов.
Настоящее второе издание существенно переработано и до­
полнено. В нем использованы материалы, поя,вившиеся в печа11и
лосле выхода в свет первого издания.
Предисловие, заключен·ие и гл. 1, 2, 3, 4, 5, 6 на,писаны
Э . Ш. Гойхманом, гл. 7, 8, 9, 11 - Ю. И_ Лосевым . Глава 10 написа­
на IO. и_ Лосевым и Н . Д. Плотниковым совместно.
Авторы выражают бла•годарность рецензенту Б. С. Данилову,
чыи замечания и пожела,ния суще,ст,венно улучшили качество
рукописи, а также И. А. Лозовому за ценные советы при обсуж-
дении гл. 5 рукописи.
,
Все замечания, пожела,ния и вопросы просим направлять в из­
дательс11во «Овязь» по адресу: 101000, Моеква-центр, Чистопруд­
ный бульвар, 2.
1 ) В некоторых источниках {50] теорию шередачи 'Сообщений ~азывают об­
щей теорией связи.
4


Глава 1.
АВТОМАТИ3ИРОВАННЫЕ СИСТЕМЫ
УПРАВЛЕНИЯ
1.1. Классификация а~томатизированных систем
управления
Рост производительных сил и масштабов произ·вод1ства, каче­
ственные одв1иги в экономике страны, у,сложнение народнохозяйст­
венных и внутриотра•слевых овязей, продолжающаяся научно-тех­
ническая революция рез ко усложнили систему упра·вле,ния. По­
этому задача совершенс11во·вания управления народным хоз1яйст­
вом приобрела в настоящее время особую а1ктуальность. Важней­
шую роль в ее ре,шении играет комплеысная автома11изация всех
основных звеньев народного хозяйс'Гва на базе широ1кого ·иополь­
з ования вычислительной техники .
В з ависимости от роли ч елов ека в АСУ различают а1втоматизи­
рован,ные и авто м а11иче,с кие системы упра1вления. Последние, в
с оо тв е тствии с пре двари т ельно заложенными в них человеком про­
грам м ами, мо гут в даль1Нейш е м функционировать без участия в
них человека. Они используются, в пер•вую очередь, дл я упра•вле­
ния тех ноло гическими ,процессами.
В автомати зированных систем а х управл ен ия ряд важных функ­
ци й выполняет,ся челов еком. К этим ф у нкциям мо гут 0 11но ситься
п оста н овка и кор1ре1ктир овка целей и критери ев у правле Н1ия (е:сли
этого требу ют существенные из менения условий ) , окончателыный
вы бор вырабатываемых в си стеме решений и придание им юр·иди­
ческой силы и др.
В зависимос11и от характера объекта управления 1различают
д!Ва типа АСУ: с:и:стемы упр·а1влеН1ия технолагичеокими процесоа ми
(АСУТП ) и системы организационного уrпра1вления (АСОУ). В
АСУТП, н а ряду с другими 1средст.вам·и, нее более ши,рокое приме ­
нение находят ЭВМ различного типа. Объекта·ми управлени я
А С ОУ являются за1вод, объедин еНlие" отрасль и т. п . Основной за ­
дачей АСОУ являете-я обе-спечение оптимального фун,кционирова ­
,н и я объекта у п равления как ед1иного целого путем пра·вильного
в ы бора целей и п утей их достижения, наилучшего ра,с,пределения
зада1ний между отдел ь н ы ми ч астям·и , и з которых состоит объект,
и обеспечение их че'I'кого взаимодействия.
5


В соответствии с Решениями XXV съезда КПСС разрабаты­
ваются и широко внедряются в различных обла'стях на1родного хо­
зяйства (в пе1р-вую очередь в про1мышленности и на транспорте)
автоматизиро1ванные системы управления АСУ, обеспечивающие
оптимальное автоматизирован;ное упра ·вление теми или иными
звеньями народного хозяй~ст1ва. К ним относятся а,втома11изирован­
ные системы у,пра,вления производством (АСУП), системы опти­
малыного управления для конкре'Гной отрасли (ОАСУ) и др .
В перспективе ОАСУ следует рассматривать 1шк под,системы
общегосу.дарс11венной автоматизиро·ва~шой си1стемы сбора и обра­
ботки информации для учета, планирования и упра,вле~ния народ­
ным хозяйством (ОГАС), создаваемой на базе государ·ствен~ной
сети выч1ислительных центров и общегосударст-венной системы
передачи да.нных (ОГСПД), пред·назначенной для орган·изации
передачи информа1Ции ('в первую очередь цифровой) между от­
ра,слевым1и и ведоистве.нными ВЦ и гла,ве-1ым вычи1слительным
центром ОГАС.
Основой техничеокой базы АСУ я,вляется современ~ная вычис­
л·ительная техника. В настоящее время наиболее широкое ПР'ИМе­
нение в АСУ нашли ЭВМ серии «Минск» и особенно машины
«М·инск-32» со средней производитель·ностью порядка 20 тыс. опе­
раций в секу1нду, ос~нащенные о·пера11ивной памятью 32-64 тыс.
маши,нных слов, внешней памятью на магнит,ных дисках, а та-кже
компле1к>сом математичеокюго обеспечения. Для АСУ в Со.ве'ГОIЮМ
Союзе сов-мест'но с социалш·стичеокими С'Грана,ми разрабатывае'Гся
Единая система ЭВМ (ЕС ЭВМ) третьего п01юления. Она будет
представлять собой семейство стационарных ЭВМ различной
произ.во1д1ительно1сти (от 10 тыс. операций в сехунду - ЭВМ
ЕС-1010 до 2 мл~н. операций в секунду-ЭВМ ЕС-1060), построен­
ных по единой стру,ктуре на микр·оэлектронной конструктивно-тех­
нологичес1юй базе, совместимых система ,х программироваН1ия и
имеющих единую номенклатуру внешних устройств [55].
Важ1Нейшими элеме1Нтами АСУ, наряду со ередства,ми обработ­
ки информации, являю11ся системы сбора и передач1и цифровой
информации. Учитывая огром1ную территор·ию нашей стра,ны и су­
ществующую степень насыщенносги средства'Ми связи, можно без
преувеличения оказать, что возможнос'Ги быс1'рой практической
реализации большого числа АСУ с достаточно высо1кой степенью
централизации процессов обработки информации требуют в пер­
вую очередь решения задач обеспечения достоверной передачи не­
обход1имых по'Гоков цифровой информации между объектами как
в пределах даююй АСУ, так и со смежными а1втоматизированны­
ми система · ми управления.
Прежде чем перейти к непос-ред·ственному изложе1-rию ,ком•п­
лек,са вопросов, евязанных с передачей цифровой информации в
АСУ, к1ратко раоомотрим о'сновные пр1инципы, особенносТ1и и пер­
шективы по1строения АСУП, ОАСУ, ОГАС, место и роль с·истем
передачи инфор1мации в этих АСУ.
6


1.2. Автоматизированные системы управления
предприятиями
Автоматизиро1ванна ,я система управления предприятием пре:д­
ста1вляет ,собой оисте~му упра'вления с применением сов~ре~1енных
автоматичеси,их сред,ств 06рабо11ки данных (ЭВМ, устройс11в на-
•• копления, регИlстрац 'ИИ, отображения и др.) и Э 'Кономи.ко - матема­
тичеоких ме1iодов для регулярного решения основных за1дач уп­
равления производст,веншо-хозяйственной деятельностью пре1д­
приятия [1, 3].
АСУП - ,сложная оистема упра1вления, она объединяет ряд
подсистем, выделяемых по определенным признака,м (фун:rщио­
нальному, организационному, по составу элементов СИ'стемы уп ­
ра~вления). Ф у нк,ционалыные подсистемы решают следующие О'С­
новные задачи: упра1JЗление техниче61юй подготовкой _проиЗ'водст ­
ва, основным и в с помогательным произ'ВОД;ством ., а также мате­
риально -техничео1<:им обеrс,печением произ,вощства, технико-эко:но­
миче окое планирование, бухгалтерсжий у чет и отчетность, тра'НС­
пор '11ные задаЧ 'И.
КомплеI{:С АСУП включает в• себя си,стемы сбора, передачи,
обработ,ки, хранения и выдачи информации. Основным техниче­
сыим сред,ством АСУП являе11ся ЭВМ, размещаемая в информа­
ционно-вычислительном центре ИВЦ пр'едприятия .
В соответс11вующих з,веньях АСУП (цехах, окладах, отделах)
устанавливаются периферийные средства сбора и регистрации ин­
формации. Информация · либо непооред1ственно после ввода, л1ибо
периодически после ооотве11ствующего накопления преобразуе11ся
в д'искретные сигналы и при помощи оконечной аппаратуры пере:.
дачи да1н,ных по ка,налам связи поступает на ИВЦ.
У руководителей пред1приятия (д;ирекция, гла1вный технолог,
главный 1кон·структор и др.) устанавливаются устройства отобра ­
жения инфо'рмации УОИ на электронно-лучевых трубках (для
индивидуалыного пользования) либо светО'ВЫХ табло и пульты для
ввода информации.
Важной составной ча~стью техн1иче~ского комплекса АСУП яв­
ляется ,система передачи данных СПД, пред,назначенная для
обеспечения передачи информации между ИВЦ и его абонентами
с заданными скоростью и достоверностью. Она включает в себя
аппаратуру передачи да1нных АПД отдельных абонентов, каналы
связи, центральную АПД, коммута,ционно - управляющую апла­
ратуру.
Аппаратура ПД пред1на 31начена для преобразования дискретной
информадИ1и (данных) в сигналы, пр'игодные для передачи, по
имеющимся каналам связи и их обратного преобразования на
приемной стороне к виду, пр,иго,1щому для ввода в устройства
обработки или отображ'ения информаu:ии.
Пр,инципы построения СПД и их отделыных элементов деталь­
.но
рас,сма1'риваю11ся в последующих главах.
7


В а'в-гоматизированных оистемах управления промышленными
предприятиями используются преимущественно проводные линии
связи: прямые либо коммутируемые пр~и помощи АТС пре:дприя­
тия. В автоматиз,ирова,нных системах упра1вления предприятиями
(объектами) воздушного и морского флот,а, космическими объек­
тами и д:ру:г,ими широко использую11ся разнообразные средства
радиосвязи. Посколыку с1юро,сть передачи данных в АСУП сра'в­
нительно невелика, ширина спектра сигнала о.казывается значи­
тельно меньшей, чем полоса пропускания линии овязи, что поз,во­
ляет в необходимых случаях передавать по одной ЛИIНIИИ несколько
сообщений ощновременно, т. е. организовать многоканальную
передачу информации. Необходимые для этой цели устройс'flва
называются аппарату~рой уплотнения.
Особенностью передачи данных в АСУП я,вляе11ся то, ч1ю ЭВМ
является центральным абонеН"Гом, с которым обмениваются дан­
ными все дру~гие абоненты. Это позволяет суще·ственно упростить
коммута1Ционно-управляющую аппаратуру и возложить ча ·сть ее
функц,ии на ЭВМ. К,роме внутренней СПД предприятия, должны
быть также предусмотрены ка,налы передачи данных, овязывающие
АСУП с соотве11ствующим1и вычислительными центрами ОАСУ
данной, а в некоторых случаях и смежных отра,слей, Госбанком и
некоторыми другими межотР'аслевыми организациями. Для внеш­
них связей АСУП ШИР'ОIЮ используются . телегр,афные каналы
('в том ЧИСJ!е абонентский телеграф) и (особенно в пер·опективе)
среднес1юростные (пор,яд1ка 600-1200 бит/с) оистемы передачи
данных по телефонным каналам.
1.3. Отраслевые автоматизированные системы
управления
Отр'а,слевая автоматиз,ированная система упра1вления пред­
ставляет с,обой сово1куп1Но1еть административных и эконом,ико-мате­
матичеоких метощов, оре,дств вычислительной техншки и связи,
позволяющих органам управления м·инистерств и ведомств осу­
ществлять оптимальное управлеН1ие отра,слью в у,словиях новой
системы планирования и э.кономичес-кого стимулирования [3] .
В ОАСУ осуществляются сбор, передача, обработка и анализ ин­
формации, а также преду;сматр·ивается обязательное участие уп­
равленчеоког,о аппарата в принятии решений и доведении этих
р е шений до предприятий и организаций.
ОАСУ можно разделить на функциоf[альную и обесп ечиваю­
щую част~и. Пер'вая состоит из ряда функциональных подсистем.
Решаемые в них защачи могут быть разделены на три вида : ·
зад а чи планиро,в ания, учета и отчетности, контроля и оператив­
ного у правления. Динамик•а решения этих з·адач различ1на. Наи ­
большую скоро1сть решения требуют задачи оперативного у,пра,в­
ления и ко'нтроля. Для их решения в составе ГВЦ предусматри­
вается автоматизиро'Ванный инфор,мационно~диспетчеР'сжий пункт.
Обе,спечивающая ч·а·сть ОАСУ в,ключает в с~бя инфор1мап:ион-
8


ную базу, комплекс технических средств и математическое обес ­
печение. Комплекс технических средств содержит следующие
функциональные группы: сбора, подготовки и передачи инфор­
мации; обработки информачии; выдачи и отображения инфор­
мации.
Один из возможных ва,риантов общей структурной схемы ОАСУ
промышленного министе-рс1iва (,ведомства) при1Веден на рис. 1. 1.
....
....
.....
Pyl(o8otlcm8o отрасли
,,,
г---,
- .,,________ ивцп
I
'- '-~--'/
L _A~Y!!_ _J
l(pqnt1oc
пpctlnpuяmuc
Рис. 1.1 . Пример ная струuпурная схе-ма ОАСУ
Основными звеньями орга•низационной стру,ктуры ОАСУ являют­
ся: орга-ны управления министерства (ведом,с11ва), обеопеч•и~ваю­
щие взаимодействие его аппа,рата с ОАСУ, главный вычисли­
тельны й це,нтр ГВЦ, кустовые вычислительные центры КВЦ, ин­
формац,ионн ые пункты предприятий и организац,ий отра,сли.
Перерабо11ка информации на крупных предприятиях, оборудо­
iВанных АСУП, осуществляется на их вычислительных центрах
ИВЦП. Для группы предприятий ореднего м,асштаба может быть
организо1вана локальная система уп•равления, базирующаяся на
КВЦ. Сбо,р и обработка информации для группы мелких пред­
пр·иятий могут осуществляться в кусто:вых диспетчер·ских пунктах
сбора информации КИП. В ряде случае1в целесообразно привязы­
вать КВЦ и КИП к ВЦ АСУП крупных предприятий. Такая кон­
центращия вычислителыных средств сокращает эк·сплуатационные
расхсщы и повышает надеж•1юсть их фун,кционирования.
9


Основными элемента·ми ГВЦ являют,ся ЭВМ (вычислительный
компле1юс), а1:>томатизированный информацианно-диопетчеракий
пункт АИДП и центральный инфор1мацио1нный фонд ЦИФ . ГВЦ
оснащен ЭВМ вью9кой производителыности с большой емкостью
внешней памяти, в которых предусмотрена возможность одновре­
менного обмена информа'Ц'ией со многими ( 1в том числе и внешни­
мтт) объектами. ЦИФ представляет собой машинный архив, в ко­
тором в за.кодированном виде 'На соответствующих носителях (маг­
нит,вые ленть1, перфокарты и др.) хра1ня11ся ма~соивы спра1вочных
данных о предприятиях отрасли, характеристиках выпу~скае,мой
ими прО1дукции, различных нормапрв,ах и д'р. АИДП обеопечивает
автоматичеокую связь ГВЦ с нижестоящими звеньями ОАСУ,
принимает и обрабатывает поступающую с предприятий опера­
тивную информацию, осуществляет оперативный контроль за вы­
полнением важнейших отра1слей плана. Он обеспечивает та1кже
выдачу руков'Оlдству оперативной информации и передачу приня­
тых решений предприятиям. Основными элементами технического
комплек'са АИДП являются ЭВМ (1срашштельно не:вЬliсокюй
производите..riьности) и устройства сопряжения ЭВМ с -канала1м,и
связи . У ру,ководящих работников аппарата отра,сли устана1вли­
ваются запро,сно-ввод'Ные пульты с устройсгва ,ми отображения,
при помощи ко'Г'орых могут быть осуществлены запрос с ГВЦ не­
обходимой информации л,ибо ее ввод.
Для связи ГВЦ с нижестоящими звеньями ОАСУ и,с,пользуют­
ся преимущественно каналы абонентского телеграфа (желательно
с устройствами повышения достовер,ности) и среднескор ·остные
СПД по телефонным каналам Министерства связи.
Часть выход,ной информации вычислительного центра опреде­
ленного з1вена используе"Гся для непооредственного оперативного
упра1вления соответс11вующих предприятий отра-сли. Некоторые
результаты передаются в вышестоящие звенья управления, в бюд­
жетные и другчие межотраслевые организации. Та,кое интегриро­
вание информаци·и внутри АСУ существенно сокращает документо­
оборот; каждому звену выдается лишь такой компле,кс показате­
лей, который ему необходим для работы.
Не меньшее значение, чем для промышленных министерств ,
имеет автоматизация управления и для других 011раслей народ­
ного хозяйства, в ча1стн·О'сти для транспорта. Бстесгвенно, что при
разработке ка,к ОАСУ в целом, так и техничеоких средств пере­
дачи информации в ней должны быть учтены нее специфические
для да,нной отра,сли усло,вия, ч·ю в ряде случ,аев требует решения
сложных техничеоких заiдач.
1.4. Общегосударственная автоматизированная
система управления
Создание общегосудар,ст,венной автоматизиро1ва,нной системы
сбора и обработки информации для учета, пла,Н'ирования и уп­
равления народным хозяйством ОГАС является сложной государ-
10


ственной задачей . Ее решение потребует длительного в-ре.мени
(порядка ,несколыких пятилеток), и в на,стоящее ·вре1мя речь
может идти лишь об основных принципах построения и общих
контурах этой системы.
Создание ОГАС будет поэтапным. На первом этапе должны
быть созда,ны ОАСУ и ведом1ственные АСУ во всех союзных ми­
нистерствах и ведомствах и в ряде министер1ств и ведомств союз­
ных республик . На э110rм же эта,пе должны быть раз,работаны ос­
новные фунхционалыные системы, входящие в ОГАС: а:втоматизи ­
рованная ,система плано1вых ра,счетов АСПР, а,втоматизирова,нная
система госу1дарс11венной ,статистики ·АСГС, авто,ма'Гизированная
инфор-мационно - управляющая система стандартизации и метро ­
логии Гоос'Гандарта СССР (АИУС), автоматизированная С'И'СТема
обработ1ки информации по ценам (АСОИ цен), автоматизиро~•ан-
ная
система
управле,ния
научно-техническим
пр-огрес,со,м
(АСУНТ).
..,
На втором этапе д·олжно быть завершено создание и ввод в
действие системы АСПР Госплана СССР и госпланов союз'НЫХ
республик, общегосудар'С'гвенных функциональных АСУ, отрасле­
вых и ведомственных систем управления во в,сех министер,с11вах
и ведом1ствах. На этом же этапе в состав ОГАС будут включены
в-се о·бщегосуда рсгвенные, отраслевые, ведомственные и террито­
риальные системы управления 1(3].
Технической базой ОГАС долж,ны я,вляться сеть общегосущар­
ственных информационно-вычислительных центров (ОГИВЦ) и ве­
до'м~ственных вычисл•ительных цен11ров (ГВЦ, ОАСУ, КВЦ, ВЦ
АСУП и др.), а та,кже общего·су,да,р,ственная сист~ма п ереда,чи
данных (ОГСПД), я1вляющая1ся составной частью Единой ав'Гома ­
тизированной С'Истемы связи ЕАСС.
Один из возможных вариантов структуры ОГАС [1, 12] при­
веден на рис. 1.2. Обработка информации осуществляется на
ра'Зличных уровнях. Так,и,ми уровнями, например, я·вляю'Гся: ВЦ
и КВЦ АСУП; ГВЦ ОАСУ общесоюзных, ,союзно-реопуtбликан ­
ских и республи-кан,оких мини,стерств и ведомсгв; комплекс вы­
числительных цен11ров пла·но,вых органо·в во главе с Гла1вным
вычислительным ценТlрО'М ОГАС, роль коТ1орого в начальной ста­
дии может взять на себя ГВЦ Госплана СССР. Пред:полагается
возмож'н,ость непосредственного ,соединения всех ОГИВЦ между
собой при помощи шир·о,кополосных (сотни килогерц) каналов
связи, ор ·ганизов ,анных по радиалЬ'но-кольцевому принцип у.
Необходимость обеспечения передачи с весьма высокой досто­
верностью больших потоков информации между разнесенными
зача·стую на многие тысячи киломе'Гро,в вычислительными цент­
рами и высокая стоимость средств передач и данных заставляют
удел ять особое внимание изысканию методов, обеспечивающих
наиболее эффективное и экономичное использование этих средств
Широко используемый в на,с'Гоя щее время метод орга.низа!ЦИИ
связи между объектами АСУ при помощи сети закрепленных за
ними (обычно коммутируемых) каналов связи требует столь
11


большого количест•ва каналов государственной сети, IЮ'Горое не
мюжет быть реально обе-опечено. В с.в язи с этИlм в ОГ АС наряду
с ком,Мутацией каналО1в предполагает·ся широкое использование
ме'Года коммут,ации сообщений. Последний предполагает, что
/1
!:{ л
8 Глa!fttыit огивц
о огивц
□ Aifo11et1mы!-ioypo811я
/
д
А ооне11mыlгоуро811я
Широкополосные каналм
!JJКОПОЛОСНЬ!t !(ШlllЛЫ
Рис. 1.2. Вариант структуры ОГАС
объекты разл.ичных систем упр ·авления не имеют, как пра•вило,
прямых каналов связи, а инфор·мация поэтапно пе•редается и
запоминается в узлах, осуществляющих далее ·ра 1определение
(коммутацию) пото:ков информации к соо'Гветс'!'вующим к·орре1с­
понден'Гам (объе:ктам АСУ). Подробное изложение принципов
реализации этого метода и его особенностей с·одержи'Гся •в гл. 10.
Предполагается, что ОГИВЦ смогут выполнять одновременно
функции ком:мутации каналов и со·общений.
Как вид-но из вышеизложенного, роль систем переда•чи инфор­
мации ('в первую очередь цифрювой) во всех звеньях ОГ АС
трудно переоценить. В рамках ЕАСС разрабатывае'Гся общеюсу­
дарегвенная система пер·едачи данных, котюрая решит о•сН1овные
задачи обеспечения АСУ средствами передачи данных. В этой
с·истеме широкое при1Jv1енение найдут разнообразные средства про­
водной, ра1диорелей:ной, опутниковой и д·ругих видов -связи. Одна­
ко решение такой большой за,дачи, как создание ЕАСС, потребует
длительного времени и проблемы обеспечения овязью ОГАС
будут решаться поэт,апно. Поэтому наряду с раз1работ.кой ЕАСС
весьма а1ктуальными являются задачи наиболее эффективного ис­
пользования суще~ст,вующих и разрабатываемых в последнее
время средств связи.
12


Глава 2.
ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ ТЕОРИИ ПЕРЕДАЧИ
СООБЩЕНИЙ
2.1. Информация, сообщение, сигнал
П0,д информацией пони•маю11ся •с•ведения о ка;ком-либо собы­
тии или пр е•дмете, поступающие к получателю из~нне в результате
его взаимодействия с ок,руж·ающей средой .
Под сообщением по•нимается фо,р,ма пред,ста1Вления информа- •
ции (например, те к,ст, речь, изображения, цифровые данные
и т. д.). МножесТ1Во возможных сообщений с их вероятностнЫIМИ
характеристиками называется ансамблем сообщений. Во многих
пра~ктичеоких случаях (телеграфия, системы передачи данных
и т. д.) это М'ножество конечно . Выбор сообщений из ан·са1м'6л.я
осущео1вляет источник сообщений. Т ак, например, в телеграфии
при помощи телег,рафного аппарата могут быть п оследо вательно
переданы любые из 32 возможных букв русс•кого алфа1вита . Про­
цесс выбора сообщений из ансамбля является случайным; заранее
неизвестно, ка;кое сообщение , будет п е ре,да1Вать,ся (,в противном
сл у чае не возникла бы необх·одимость са1мой передачи).
Информация от источ·ника к получателю переда етс я при по­
мощи сигнала. Сигналолt называется физический процеос, отюбра­
жающий сообщение; сигнал может быть передан на расстояние в
виде возмущения среды (электриче~скюго, с1ветов-ого, аку,ст,ичес1кого
и т. п.). В соот1ВетсТ1вии с этим в электросвязи под сигналом пони­
ма,ется электрическое возмущени е, однозначно отображающее
передаваемое сообщение с зада,нной точностью и приго\11,ное для
передачи по линии с,вязи . Например, переда1ваемые по прово~дной
линии телеграфные сигналы предста1вляют собой определенные
• сово , куnности импуль ,сов постоянного тока, со •отве'Гс'Гвующие текс­
ту телегра,м:мы. Омысл сигнала ка1к переносчи,ка информации за-
1ключается не в его физической природе и энергетичес1ких хара,кте­
ристиках, .а в его соответс'Гвии отображаемому сообщению . Сиг­
нал суще·ствует лишь в пределах организова:нной системы ушрав­
ле1шя. Вне этой системы он может сохранить физиче,скую при­
роду, но, теряя овое осно·вное свойс тrво переноочика инфор,мации ,
фактически переста,ет быть сиг.налом. Тах, отраженные имцульсы
аэродромной радиолокационной станции, •Содерж<1щие информа­
цию о координатах са·молета, являются сигнала'Ми лишь постоль-
13


ку, поскольку они используются в автоматизиро1ванной системе
упра1вления воздушным движением. Воздейс'I'вие -этих же им-пуль­
сов на вхо.д р,ад:иовещательн·ого приемника будет воспринято лишь
как появление беопо,рядоч,ных помех.
Полученная информа1Ция может быть иопользова,на для управ ­
ления как непо·средс'I'венно, так и после соответствующей обра­
ботки, о·сущеегвляемой, например, в ЭВМ . В соответст1вии с эти,м
полученный сигнал перед его использованием может быть на не­
обходимое время зафи:]{lсирован в устройствах памяти ЭВМ, в
виде печатного текс'Гlа и т. п.
По ,структуре ,сообщения ,сигналы разделяются на дискретные и
непрерывные. Дискретными называются сообщения и отображаю­
щие их сигналы, ко'Го-рые представляются последовательностью из
конечного числа отдельных, рез ,ко различимых элементюв, между
которыми нет промежуточных значений. К 'дИlскретным сообще­
ниям и сигналам от,нося'Гся, например, бу,квенный либо цифровой
те~vст, телеграфные и т.елекодовые сигналы. Непрерывные сооб­
щения характеризую11ся тем, что два нетождественных сообщения
rv.roryт отличаться друг от друга сколь угод1но мало. К непрерыв­
f!ЫМ сообщения·м и сигналам отно·сятся речь, музыка, сиг,налы
телеизмерения и телеу~пра,вления, с помощью 1юторых передаются
данные о пла,вно изменяющихся величинах и др. Ка,к по·каза~но в
§ 2.5, при определенных ограничениях используемые на пра1кт,ике
непрерывные сообщения можно преобразов,ать 1в диокретные. Пре­
образование и переда'Ча сообщений и сигналов производя11ся в
системах связл.
2.2. Системы св.язи
Структурная схема системы электрической связи прив~.щена на
рис. 2.1, где передаваемые сообщения обозначены через Х1, Х2, ... ,
Хт, принятые - через У1, у2, ... , Ут 1).
l(анал ctfR3Lf,
~--- -
--------------~-~
1 ;z_epetJaющttt: !JCmpoticmtJo
Лршщное ycmpottcmtfo I
r----~ 1fлреоо,о. ,-----::;l
г;::::1----.
Преоор. ,l 1----
Источнuк сооощен11 ПереtJатч11к fittм Лрш:мнttк 'lf,llfaлa, 1 ол11чател6
~---•,,rfсшщzл _____J l_ _ _ ___::cootfщ. ~
L ____________________ ='J
Исто11t1uк
помех
Р.и-с. 2.1 . Структурная ,схема системы связи
Yr, !/2,- .. ,! /т
Если поступающие от источника сообщения имеют неэлектри­
ческую природу (текст, речь, чертеж и др.), то их . необх•одимо
сначала преобразовать в электР'ический си1гнал (первичный сиг­
нал).
1 ) В некоторых ·системах •связи 011дель·ные элементы, \!Юказан-ные на ри,с. 2.1 ,
могут 011СУТGТВОВать,
14


Совокупность средс'ГIВ, 01беспечивающих передачу сигналов, .на­
зывается каналоJr~ свя·т. В большинстве случаев (,например, при
радио авязи) пе,рвич1ныа сигнал н епосредственно не может быть
передан по линии овязи. Поэтому при помощи передатчика он в
результате модуляц,ии преобр,азуе1'ся в линейный сигнал . Послед­
ний пред1ставляет со·бой электромаnнитное в·озмущение, ото6ра­
жаIQщее передаваемо е сообщение с заданной точностью и при­
годное дл-я передачи по линии связи. Линия овязи может пред­
ста:влять со6ой, например, проводн ую линию либо (в случае
рад•ио1с,вязи) ограниченную область пространс11ва, , по JЮ'ГОрой
ра1д~,юволны ра~спр-острщ-1яю 11ся от пер едаю щей антенны к прием­
ной . Приемное устройс'Гво состоит из приемника, осуществляюще­
го преобразование линейного сигнала в первичный, и преобразо­
вателя первич,ного сигнала в сообщение. Приня'Гое сообщение
поступает к получателю.
Со•во-купность канала связи, источ1ника и получателя информа­
ции, ха,р,а-ктеризующаяся определенными опосо'6ами преобразова­
ния пер ед анного сообщения в сигнал и восстановления ~со обще­
ния по принятому сигналу, называется системой связи. Из - за на­
личия в л·ин-ии овязи помех (их воздейст-вие услов-но изображе,но
на рис. 2.1 в,ключение-м источника помех), а также всл едствие
искажений в самой аппарат у ре принятое сообщение вос1произво­
дит лередаююе лишь с определенной степенью 'Гочности. Степень
этой ·ючно1сти ха1рактериз ует достоверность связи. Споообность
системы проти1вост,оять вред;но•му действию помех называется
помехоустойчивостью.
Спо~соб преВ'ращеrния сообщения в сигнал и обратно опреде­
Jiяет систему связи. Процесс превращения сообщения в сигнал в
передающе,м ус тройсТJве может состоять из сл еду ющих трех опе­
раций: прео6разования , коди.р,ования и модуляции. Эти три опе­
рации могут быть нез•а1висимыми либо со·в·мещенными.
Преобразованием называет,ся перевод неэлектриче оких вели­
чин, определяющих пере:да1вае:v10е сообщение, в первичный эле,кт­
рический сигнал. Так, в телефонии эту функцию выполняет мик­
рофон, преобразующий звуковые волны в электрические колеба­
ния; в телеметрии - различные датчики, преобразующие измене­
ния температуры, да-вления и других физич ес ких величин в изме­
нении электрического напряжения и т. п .
Все больший праrктический инт ерес приобретают диокретные'
системы связи, к которы ,м относятся и системы передачи данных.
Перед,аваемые в этих систе,мах дискретные сообще;ния (1юма1нды,.
б уюв ы, цифры) подвергаются кодированию .
Кодирование - это преобразование сообщения в определен­
ные сочетания элементар1ных диокретных сим -волов, называемых
кодовым-и комrбинациям·и или словами 1). Целью кодирования, как
правило, являет1ся согласование источника сообщений с ка-нал,ами
1 ) В ряде литературных источников лод кодированиелt (в широком смысле)
-понимается uзе·с ь 1проце,сс ~превращения -сообщения .в ,сиг-нал, а ~юдом называетс!f
правило, 1по которому произво,дится кодирование.
15


связ-и, обеспечивающее либо ма1ксимальяо воз~мо,жную скорость
передачи и~нформацr~и, либо задан.ную помехоу~стойчивость. Со,гла­
•с о·вание осуществляет,ся -с учетом статистических свойст1В источ­
ника сообщений и ха,рактера воздейств-ия по,мех.
Кодами в технике передачи информации называют системы
со ответС'гвий между сообщениями и сочетаниями символо1В (сиг­
аалов), пр·и помощи которы х эти сообщения могут быть зафwкси­
;рованы lf при необходимости переданы на расстояние или исполь­
зованы дл?f дальнейшей обра·ботки. Элементарrные символы, из
~юторых формируются кодовые ко1Мбинации ;· называются элемеN­
тамu кода. Число т различных ти1пов элементов, используемых
:при построении к·ода, называется основаNием кода. Так, в д:воич­
:но,м коде (im = 2) элемента ми являются символы «1» и «О» и соот­
ветствующие им электрические сигналы. Число N различных ко- .
до1Вых кюмбинаций на з ывается объемом или мощностью кода.
Число п элементов, образующих кодовую комбинацию, назы­
вается значностью кода.
Коды, в которых каждая кодовая к·омбинация сос·юит из оди­
на,ковогр числа элементов •равной длительности, называются
равномерными . При помощи такого ,кода можно переда·вать
N=mn различных кодовых комбинаций. Приме.ром двоич1но·го
ра1Вномерного кода является международный телеграфный код
(No 2). В .этом коде каждой передаваемой букве (буква теле­
графного текста может рассмат риваться ка,к элементарное сооб­
щение) соо11ветствует кодовая комбинация, предста,вляющая
собой определенное сочетание пяти импуль,сов положитель·ной ( 1)
и 011рицательной (О) полярности: бу,кве «Е» - 1 О О О О, бу1ше
«Н»- ОО 11Оит.д. (рис. 2.2).В системахпередачиданныхи
Е
ff
п
р
j(
!ОООООО7;ОО7,1О1О1ОfО1ff1О
Ри•с . 2.2. Н е которые комбинации 5-эл е ментного кода
'!'елеуправления инфор,мация передается преимуще•ст,веНlно кодо­
выми комбинациями равномерного двоичного кода. При фор·миро­
вании любого кода должна быть предусмотрена воз,можность
четкого отделения каждой кодовой комбинации от соседней.
В ра1Вномерном коде гра1ницы кодовых комбинаций могут опреде-
ляться простым подсчетом . числа переда ,ваемых элементов .
_
Для не'Рав.номерных кодов та•кой критерий раз•деления кодо­
вых комбина ций непримени·м. Пусть, например, три сообщения -
Х1, Х2, Хз - зако~ированы 1следующим образом: хг+--0; X2-+l; Хз-+01.
При таком кодировании невозможно различить 011дельные сооб­
щения, посколыку одни 1юдо·вые комбwнации являются началом ·
116


других, более длин1Ных, Та1к, кодовая комlбина,ция О 1 может быть
расшифрована .ка,к Хз Л'Иlбо ка1к последовательность х1, х2.
Возможно·сть разделения кодовых комбинаций в нера1в1номер ­
ных .кодах может быть обес,печена:
-
применением специального разделительного знака между
кодовыми ,к,омбинациями (нап~ример, в коде Морзе), что, ощна,ко,
преобразует двоичный код в троичный;
:__ построением кода, при котором любая код:овая коибинац,ия
не использует,ся в качес11ве на,чальной части друг.ай, более длин­
ной кодовой комбинации. Коды, удовлетвор,яющие этому условию,
называют,ся неприводимыми. По такому принципу постро ен код
Х1-+О; X2-+l О; Хз-+1 1 О. Равномер,ные коды всегда . не:при1водимы.
В процес,се передачи получ енными при 1юдировании элемен­
тарными 'СИ'i\ШОлами в , канале связи ,может осуществляться моду­
ляция переносчика 'СИг,нала. Модуляцией называет,ся ·из'менение
параметра переносчи,ка ,сигнала в соответствии с функцией , ото­
бражающей переда,вае,мое сообщение. В качестве ~переносчика
используютс,,: постоянный ток (телефо,ния и теле графия по про­
водам), пере,менный ток низ,кой или высокой частоты, периодиче­
ская последо'вательность ,к.ор,от,ких импулыс,ов (!Например, ,много­
канальные системы связи с временнь1м разделением ка1налов) .
Параме11ра 1ми перенооч1ика, подлежащими ~модуляции, могут быть
а'Мплиту:да, частота и фаза. При иопользовании в 1каче;стве пере­
носчика постоянного тока изменяющ имся 'В процеосе ,модуляции
параметром может . быть ~величина или направление тока. Воз:мож­
ны и ·1юм,бинирован1Ные ме'!'оды модуляции, при которых модули­
рую11ся ·одновреме,н,но два параметра переносчика. От вида моду ­
ляции в з1начительной ,мере зависят помехоустойчивость и про­
пу~скная ,спооо'6но1сть ·систе'Мы •Связи.
В ,случае передачи диокретных сообще:ний каждый элемент
кода (кодовый ,си,м,вол) передается отрез·ком сигнала длитель­
ностью Т, который называется единичным элеJлентом 1). Бу,дем
считать единичный элемент ,случ айной фу,нкцией 1време1J-Iи, задан­
ной в и,нтеР'вале от О до Т. Длительность единичного элемента Т
называется единичным интервало;1л.
При использовании ~кода с основанием т модулируемый пара­
метр может пр инимать лишь т диокре'Гных значений 2), такую мо­
дуляцию принято называть манипуляцией. При этом сиnнал •пред­
ста1вляет ,собой П О!следовательность эле,ментов длительностью Т,
·кот,орые с соответствующими вероя11ностями могут nр,инимать
форму любой из ,т возможных реализаций . Для поя,онения осо­
бенностей различных видов манипуляции ,рассмотрим приведен­
ные на рис 2.3 эпюры ,манипулирова:нных д1воичных сигналов при
передаче сообщения 1 О 1 1 О.
1 ) С целью сокращен ия слово ,«единичный» в последующем тексте будем
опускать .
.
2 ) Фи ксируемое •дискретное значение .пара ·метра си·г,нала называется знача -
щей позицией. о 63326 ~ , ~ ._ ,''-'"'-'· ,
.: .. -·:_·_ •
t
~
-
..
~
i~-~~~:;.._ч;.;j-~~f...:i '; ,, ._' " :.
~- -i
..... ~
·::::e::--n-:....,;.,;._;,_-...:.r,.___,_


Если в каче'ст.ве переносчика ,используется .по:стоянный 'ГО'К, то
мшнипуляция ,мо.жет быть ,осуществлена из1менение1м величины
тока (рис. 2.За) либо его направления (рис. 2.36). Наибольшее
применение нашли в настоящее время дискретные си:сте,мы 'С'вязи,
_ в ,которых элементы сигнала ,пред,ста,вляют собой огра'Ниченные на
конечном отрезке :времени (от О до Т) тармоничес,кие колеба:ния;
а) U(t) 1
о
t)
~ ~и~и~Jт;=----t--~т;---+---,т~-+-т=---+-~т;---1---t
'°ilo
i------t----+-----::-----J---_J_--- t
-i Lo
1
1
1
8) p(IJ
1
1
-пG hпппп
r-t-VнV--t-'i.__r_1ч-V+-+V~VН-+--+V-t--U1-------1-. t
а)tNl)n 1 ,
1,
1
т-1 Г1 PA~l\uh u
wlИ:;\fv:v ц;v Viwa\J 1 " t
rJ)~(t)
1
1
1
1
1
1
~/\о[\(\1(\(\i
1
1lJ Vр v\lrv 1л- t
,
1
vl
Рис. 2.3. ВисJ.ы 1мо ду ляции
такие системы связи и сигналы называют простыми 1J. В системах
передачи да ,нных широко используютоя 'Простые двоичные ,системы
с а1мплитудной, ,частотной или фаза,вой манипуляцией.
При амплитудной ,манипуляции (рис. 2.Зв) передаче «1» 1с•оот­
ветст,вует наличие ед,и1ничного еле,мента переменного то'ка дли­
тель,ностью Т, передаче «О» - пауза, т. е.
uc1 (t) = Umccosшt; Ис 0 (t) = О.
(2.1)
При чшстотной манипуляции (рис. 2.Зг) передаче «1» соответ­
ствует элемент ·с несущей 1ча1стотой ,ш1, передаче «О» - эле.мент 1с
несущей частотой w0, т. е .
Ис1(t) = Uтсcosffi1t; ИсO(t) = Uтсcosffi0t.
(2. la)
При фазовой манипуляции (рис. 2.Зд) передаче «1» .соот,вет­
ствует определенная фаза не.сущего '!fолебания элемента, передаче
«О» - другая (обыч'Но пр.отивоположная) фаза, т. е.
Uc 1 (t) = UmcCOSffit; Uc 0 (t) = - UтcCOSffit.
(2.lб)
1 ) В некоторых дискретных системах связи используются сигналы, элементы
которых не являются гар·мо·ничес,кими колеба ,ниями, ограниченными на конеч ,ном
отрез ·ке времени. Такие сигналы называются сложными .
18


При иопользовании ,в ·качес11ве переносчика периодической
последовательности ·импульсов ,различают ,следующие :виды моду­
ляции (манипул яции): амплитудно-импульсную модуляцию _:_
АИМ; широтно - импульсну ю модуляцию - ШИМ; фазо-импуль·с­
ную модуляцию - ФИМ ; частотн·о-импулЬ'сную модуляцию
-
ЧИМ.
Границы между передаваемыми единичными эл ементами (мо­
менты изменения полярности, амплитуды, ча,стоты или фазы
переносчика) называются значащими моментами. Количество
единичных элементов. [Iереда'Ваемых за 1 ,с, · называе'Гся скоростью
модуляции (манипуляции) и определяется по формуле В = 1/Т . За
единиrцу ее из,мерения принят Бод - скюрость, соответствующая
одному единичному интер ,валу в ,секунду. Для двоичного канала
скоро·сть моду ляuии (линейная скорость) совпадает ,со окоростью
передачи данных (информационной скоростью). В более общем
случае для многоканальных систем, иопользующих ·коды с о:с,но­
ванием m>2, •С'Корость пере•дачи данных определяется :ка1к 'Коли ­
чество бит, передаваемых за 1 с (бит/с), и определяется по формуле
п
Вт.=1J); log2т;,
i=I
где п - числ о параллельных ,ка1Налов; Ti - единичный интервал
для ,i - го канала, с; mi - число значащих позиций в :i-м канале.
Согласно ГОСТ 17657-72 битом называется один из щвух •симво ­
лов, применяемых для ,предста·влен·ия данных 1в двоичной системе.
Читателю следует иметь в 1виду, . что: а) •в теор·ии информации тер­
мин «бит» имеет 'Совершен н о иное значение ('см. § 2.7) и б) 'В тех ­
нической литературе, изданной до 1974 г., 'Ка1к правило, •скорость
передачи данных измеряет,ся в боsЦах.
Кратко ра:ссмотрим предста·вле:нную на рис. 2.4 упрощенную
структурную ,схему одной из ·возмож1ных моделей дискретной сие-
г ----- - -------- ,
1'-- - ----- -
______j
Cpe!la
_J. _
_
l(анал с8я311,
flOЛ!JI/UТ.
соо5щ
,!/1,!/2, .. ,!Jп
Рис. 2.4 . •Стр ук т у р на я схем а дискретной системы связи
темы связ·и, в которой по каналу с•вязи передаются двоичные сиг­
налы. Передавае,мые ,сообщения обозначены через Х1, Х2, ... , Х п,
принятые - через У1, У2,
... , У11•
При помощи устройсТ1ва, называемо г о ·кодером ·исто ч~ника, соо1б ­
щения преобразуются в п е р1ви ч ный ,сигнал, пред,ста,вляющий ·собой
закодированные в ,д1во ичном , коде сочета:ния ~символов, ,структура
119


которых пригодна дл1я их ·ввода в кодер ,ка1Нала связи. Кодер ,ка­
нала преобразует пер~виrчный: сигнал в 1сиг.нал, ,структу,ра которого
пригодна для передачи по данн0rму •каналу. Так, •кодер ,канала
может преобразовать параллелыно поступившие на его вход соче­
тания первичных ·сигнало 1в •в последователь~ность дискретны х сиг­
налов, поочередно выда 1ваемых в ка~нал 1евязи через определенные
интер,валы времени. Этими •сигналами ·в передающем устройстве
канала ,связи модулируются ,колебания переносчика.
Прием и демо,дуляц-ия . 1ситналов осущ е,ствляются приемным
устройством. С его выхода принятые сипналы поступают на деко­
дер ка1нала, где преобразуются в первичные ·сигналы. Декодер
сообщения преобразует пер'Вичные еигналы в ,сообщЕшия, посту­
пающие далее к получателю. Осно•вными видами дис-к,ретных ·сис­
тем евязи являются си,стемы передачи текста (например, ,системы
телеграфной: связи) и системы передачи данных.
2.3. Системы передачи данных
Под cucтe;1,1,a1w.u передачи данных (СПД) понимают ,сов·окуп­
но·сть 'Всех тех1ничес•ких с•ред•ств, осуществляющих передачу дан­
ных. В общем виде СПД состоит из пр:ием·ной и передающей
аппаратуры передачи данных (АПД), ,соединяющих их •каналов
связи и соответствующих коммутационных устройс11в, элементо,в
сопряжения оконечных устройс'Гв АСУ, являющихся источниками
и потребителями инфор,мации СПД, с АПД, а также из аппара­
туры контроля и дистан1ционного управления, о~беопечивающей
бесперебойную ра·боту ·в1сех звеньев СПД . В ;настоящей гла 1ве
ограничимся ,кратким 1ржсмотрением п·риведенного на рис. 2.5
варианта упрощенной ·стру,ктурной схемы одноканальной СПД
без элементов сопряжения, с источни.ками и потребителями и1нфор­
мации, коммутации и ,контроля 1состоя;ния отделыных з,веньев ,сис­
темы.
Совокупность канала с.вязи и аппа•ратуры передачи данных на-
зывают каналом передачи данных.
'
На вход СПД от источника (непосредственно либо через аюпа­
ратуру 1солряжешия, обеспечивающую ,совместную работу оконеч­
ных у,стройств АСУ •и АПД) поступают -сообщения, представляю­
щие собой чаще всего кодовые комбинации параллель,ного кода.
Отдельные сим,в о лы этих -ком~бинаций, ,ка:к пра•вило, являют.ся ко­
рот;кими видеоимпульсами, по своей ·стру,ктуре малопригодными
для ,передачи по каналшм связи. В большинстве случае.в наиболее
эффективен последовательный способ передачи, при котором
в-се ,символы сообщения передаю'Гся ло •каналу последовательно
друг за другом . Поэтому, как на передающей, так и на приемной
сторонах СПД в ~необходимых ,случаях п·редусматриваю1iся лреоrб ­
разователи кода (из ,параллельного в ,последовательный 1на пере­
дающей и из последователь,ного в параллельный на ,приемной),
а также 1передающее и приемное устройства •для преобразования
сим,в,оло·в в вид, пригодный для передачи по •каналу связи и для
•20


~
~
Н'"ал п,реВп<и Втш
l
.
•
I ДШll<pemнo1it ханал
•
•
••
•
·1
=-- ------~---, г---т-----------
1 гflepeilaющee лреоора:108ательно~ 1
11
,1 Прце11ное преоораJо8атимо =:---,
1
,:;
1 1 раслреtlелительное ycmpoi1cm8o/ 1
.
11
1- распре!]елцтелЫtое ycmpoi1cm8ol 1
i~ 1 1 Преоор_а306ател~ _ _ _ 11.----.
_,---, 11.-----.
ПреоораJрВатель 1 1
,,_ t::1
кoilo!Joti мм!fцна
I
лрцняmоu после- 1 1
с::, :t-_.___. цuu 6 лoc11eil0Da-
YJO
t1oily- -
дeнoillj-
J
tJofJameльнocrп11
1:j ~ 1 / телЫtосто шt-
.лятор l'6язи лятор
УО
cшtfJoлoU иucxoil-
1I
::; 1:Э--
П{IЛ/JCll6
. ___
__,
-._
__ _.
._ __
__,
.. __
___.
Н!/1(/ KOtlOOf!IO HIJl'f -
•
~~ 11.___"""-----'
1
1fuнаццю 1 1
11
.---1--.
-
1
11
11
1
11-
1 1 ..____-
---~ --
1
' ---~ --
.....
_ ,j---- ..--'
11
: L _ !._а1<то8ые_инпул1,сы (ТИ)J I
:
L _ _ тахто/Jые импульсы (ТИ)J :
l_________ flepeilaющaя AПf!J
L- __________ l1рценная Аnд _J
Рис . 2.5 . Упроще нная стр у ктурная сх е ма одноканальной СПД
~: :;
~::;
• Е':: ::::r
~~-~~
Е::fЭ­
с::, :i::
t::: ::::
~


обратного восстановления сообщения. Последние состоят из !М'оду­
лятора на передающей 1стороне и дем-одулятора 1на приемной. Мо ­
дулятор и демодулятор, объединенные ш одном устройстве п ре­
образования сигналов, ~называют модем. Совокупность канала
.связи и устрой•ств преобразования сигнала (модулятор и дем.оду­
лятор) называется дискретным канало;1,1.
Преобразование поступающих 1на вход дискретной ,системы
связи (·в том числе и СПД) кодовых ·комбинаций из параллель­
ного кода в ло:следовательный и обратное преобразова~ние (на
приемной сто·роне) 1в исходные •кодовые комбинации осуще:ств­
ляются соответственно передающим и приемным .преобразова­
тельно -распределительными устройст,ва1ми, управляемыми спе­
циальными та·ктовыми им,пульсами (ТИ).
Чтобы пр·инимаемые ·сообщения 'юч~но соответствовали пере­
даваемым, необходимо обеспечить фазирование преобразователь ­
но - распределителыных устройств по циклам и ,синхронизацию. При
помощи устройств ,синхронизации УСuнхр уста,на·вливается ,соот ­
·ветствие ,между значащи'Ми момента1 ми единичных элементов на
передаче и приеме. На,пример, -созданием ,кор·рекrцио1Нных
ус11ройст1в, обеоп е'Чивающих с11рогое равенст,во - скоростей и фаз
передающего и прием н ого распределителей, можно добитыся, что ­
бы каж-дый принимае,мый •элеме·нт всегда ре г истрировался '13 мо ­
ме~нт, ,соответствующий приему наименее искаженной ере.дней
ча·сти эле•мента, - это по1высит достоверность.
Для п равильното приема сообщений необходимо та,кже пра ­
в и льно фиксировать ·на ,прием,ной -стороне •моменты ,их начала . Для
этой цели служат устройства фазир ования циклов (УФЦ). В про­
стейшем варианте на п ер едающей стор оне при помощи УФЦ
формируется ·кодовая комбинация, ,п ередаваемая -перед каждым
.сообщением и свидетель-ствующая об его •начале. Приемная сторо ­
на УФЦ представляет ,собой дешифратор, ,выходной импуль·с ко­
торого указывает на момент начала лринятото ,сообщения.
Высокие требования' по до·стоверности передачи данных обус ­
ловливают необходи~мость ,применения в СПД устройств защиты
.от о ш ибок (УЗО), ис п ользующих различ н ые методы помехо­
устойчивого ко1дирова·ния. В ·ря,де ,случ аев для по·вышения на ·деж­
ности применяют р езервирование ка·налов связи, а иногда и :ка ­
налов ле р е,дачи диокретной инфор-ма1ции, и их ,параллельную ра­
боту. При этом ,совокупность ~нескольк их каналов передачи дис ­
кретной информации, овязанных групп овыми устройс'Гвами, обес ­
печивающими одновременную передачу инфо р мации -по этим кана ­
лам, ~называется трактом передачи данных.
2.4. Представление дискретных сигналов и помех
Сигнал, как переносчик информации, является случайным лроцесс-ом. Пере ­
даваемым сообщениям однозначно соответствует ансамбль реализаций с и гналов
. s(t) , который !Представляет собой множество неслучайных функций времени,
образующих ,в сово·ку~пности ,случай,ный процесс -Каждый из входящих в ан ­
,самбль s (t) сигналов ,[s; (t); ,i = 1, 2 , .. . , m ] можно рассматривать как одну из
22


реал~rзаций случайного процесса s(t), возникающих ,с о,пределенными sероят­
но-стями 1 ) . При ,передаче щискретных ,сообще·н ий ·в виде ,ко(Довых к,омбина-ций
такие реализации иопользуются -в качестве элементов ,сигнала, а 1Процес,с мани­
пуляции ,пред,ставляет собой смену этих реали,заций в соответствии с переда-
ваемыми элементами кода.
•
Строго говоря , ,д ействующие в каналах ,передачи инфор'Мации сигналы и
помехи не я-вляются стационарными .процессами, хотя -бы mотому, что. они огра­
ни~чены 'ВО време'Ни. Однако s ряде случаев их ~можно приближен ,но рассматри­
вать как отрез'ки стационарных и э·р,годических :процессов 2 )_ Это позволяет счи ­
тать, что: ·математическое ожидание си,гнала (.помехи) совпадает с его mостою, ­
ной составляющей, к·оторая для радиосин1алов всегда ·равна нулю; диспер ,сия -
с мощно:стью переменной составляющей, выделяемой .на со1противлении 1 Ом, а
временная функция ~Корреляции - с функ-цией 1,оррел яции.
Как 'ИЗ'Ве:сгно, ортогональными на интервале (t1 , i 2 ) ,называются
фу1нкции l; (t) и Jj (.t), для 'Которых 1опра1ведливо равенство
t'
-
1- j'J;(t)Jj(t)dt=О при i=f=j.
(2.2),
t2- t1
t1
Если -при этом выполняе-11ся условие
f2
-
·-
1- SJ;(t)Jj(t)dt=I · при i=j,
t2- t1
t,
то фун1щии J (.t) называются ортонор~мирован·ными.
Реализа,цию элемента сигнала s;i(>f) можно выразить суммой взаим •но орто­
гональных функций, -образующих ,nолную систему . Ортогональность двух функ­
ций означает, ч·ю функция не ,содержит в •своем составе комrюненты, имеющей
форму ортогональной ей функции . Полной называется такая •система ортого­
нальных функций, к 1,ото,рой нельзя добавить ни адной новой функции, -орто ­
гональной в1сем другим функциям данной системы.
В ,соответствии с вышеизложенным ~ля каждо-го i-го элемента си,гнала мож­
но за,писать
"'
s; (t) ;:,; ~ Cnln (t),
(2 .3),
n=O
где Сп - 'коэффициенты разложения, являющие,ся постоянными в .пределах су­
ществова,ния данного элемента, сиги ала; 1 п (t) - ортогональные , (,неслучайные)
функции. Разложею1е (2.3) оправедливо, есJТи при ,конеч,ном числе членов в ряде·
о,
•
~
разница между s, (t) и _..; ; . C,.In (,t) будет достаточно мала. Это имеет место
практически для в,сех в•стре~чающихся в электро,связи колебаний . Для 'разложе-·
ния используются различные сис'темы орто,гональ-ных функций, тригонометри­
ческие функции, комплексные, э1(с1поненциальные ф ункции, фун,кц ии отсчета,
(s ixn х}·. , ортого'нал_ьные поли,номы, ф у н,кции Уолша и ,др . Независимо от ви1да
си,стемы ортогональных функций соотношение (2.3) -называют рядо'м Фурье.
1 ) Структура каждой из реализаций известна; неизвестно, какая из реализа­
ций будет ,пе,редана.
2 ) На,помнwм, что у стациона,рных (в широк,ом смысле) случайных процес,сов
математическое ожwдание ,не 1Зависит от времени, а корреляционная фун -кция
за,висит толыко от разности вре~мени . Эргодическими ,называют случайные про ­
цессы, у которых ,средние зна'Чения no ансам:блю (т. е. для многих реализаций}
сов,nадают ,со -средними значениями IПО времени.
23


Ра·ссмотри·м в каче•стве ,примера ~представляющее значительный практиче-ский
интерес разложение сигналов, -ограниченных 1по спектру и 111риближенно ограни­
ченных во времени в ряд Фурье по тригонометрическим функ,циям. Пос.кальку
реализация элемента -си,гнала не является ,периодической функцией, щля разло­
жения ее необходимо у,словно ~продолжить влево и вправо и к ,полученной
фун•кции применить теорию рядов Фурье лишь в пределах интервалов сущес'!'ВО·
вания реализации ('рис. 2.6) .
,Ри·с. 2.6 . К разложению функции в ряд Фурье
Удобным для анализа является разложение фун,юции s(f) 1В ряд Фурье вида
(2.3 ) по следующей си:стеме три·гО!нометрич е•ских ф ункций:
J2(t)= Jf2sinw0t,
~:~;~~~2COSWo t,
1
\
Jз (t) = Y2cos 2w0 t,
(2 -4)
1
J~(~)
~
-J ~ 2~i ~2~0
-t .1
•••......•'J
'!1де Wo=2n/T. При этом коэффициенты разложения С1 , С2,
. . ., представляют
собой эффективные значения соста·вляiощих с оответ,ствующих тармоник ряда
(С1,Сз,Cs, ...
-
косинусных и С2, С,., ...
-
син усных); Со - по,стоянной со­
ставляющей . Обычно 1мн-ожители У2 прин ято относить к 1коэффициентам раз-
. .лож ения
и записывать ряд Фурье в виде
со
s(t)=I(ahcoskw0t+bhsinkw0t).
k=O
(2 .5)
Для реальных с иr~налов лишь -ограниче-нное число коэффициентов разложе­
'IШЯ в каждой реализации (например от k1 до km) существенно отличается · от
нуля. Поэтому практически достаточно учесть члены ряда (2 .5) в виде суммы
конечного числа составляющих и некоторая .i-я реализация сигнала может быть
представлена 1В виде
km
•
(Т
Т)
Si(t)=~(a;hCOSWot+b;hsinwot); -2<t<2 .
k=kt
'
(2 .6)
Величина F;= ·(,km~kz+l)/T характеризует шири•ну опектра •периодической функ­
ции, отображаемой 111равой чапью равенст,ва (2 .6). Такое дис·кретное представ­
ление спектра являет,ся 1прИ1ближенным, ибо опектр ра•ссматриваемой реализации,
·обладающей конечной .цлительностью, непрерывен и •бесконечно протяжен. Мож­
но, однако, показать , что в полос е F;, называемой усло-вной полосой реализации
с игнала, особе•нно при больших з,начениях лрошзsещения 2F;T за,ключена подав­
ляюща,я доля энергетического спектра реализации сигнала. Величина (kт-·kz+ 1)
<m ределяет количест.во ча,стот гармонических •составляющих ~ (синусных и коси -
24


• нусных) выражения 1(12.4). Поскольку каждой частоте -соответствуют две гармо­
ничвские ,составляющие, -общее число учит ываемых гармонических соста.вляющих
при п-ред,ставлении элемента ,сигнала равно
B;=2(kт - k1+1)=2F;T.
(2.7)
Эта величина называется базой реализации сигнала и характеризует число сте­
пеней свободы реализации элемента си.гнала.
Аналогично для всего а-нса•мбля реализации сигнала 1Зводится понятие ус­
ловной полосы частот, занимаемой сигналом F = (kманс - kмин) /Т , и базы сиг­
;шла В = 2,FT. Можно пока зать, что независимо от выбранной системы ортого­
нальных функций сигналы, строго ограниченные по спектру или по длительности,
определяются заданием В = 2.РТ зна ч ений.
2.5. Дискретизация непрерывных сообщений
Теорема Котельникова. Для отображения произвольного не­
прерывного соо-бще,ния на любо,м ·конечном интер1вале ,времени
требуется -бессче,~ное .количес11во его мгновенных з·начений. Сово­
купность уровней, которые могут принимать эти значения, также
бессчетна. При передаче же дискретных сообщений мы имеем
дело со счетным множеством уровней. Несмотря на такие принци­
пиальные различия между непрерывными и дискретными сообще­
ниями, имеется реальная воз-мож1но:сть их исследо ·вания едиными
методами. Для этой цели необходимо осуществить ,дискретизацию
непрерывного сообщения как по времени, так и по совокупности
уровней, которые могут принимать его -мгновенные значения.
Тот факт, что фун:кция, отображающая -непрерывное сообще­
ние, я·вл5:1е11ся произвольной, означает, ч·ю о·на :может иметь вре­
меннь1е из,менения любой -скоро·сти - от самых медленных и
вплоть до бесконечно быстрых ока-чкообразных и з,менений. Та,ких
сообщений и •силналО1в, обладающих ~бесконечным спектром, 1в при­
роде пра•ктичес•ки не существует. Реальные 1сигналы обладают
спектром, основная (преобладаю­
щая) часть энергии которого со ­
средоточена в ограниченной поло-
.се
ча,стот 1). Это обусловлено тем,
что устройства , формирующие и
преобразующие сообщения и сиг­
налы , и каналы с1вязи обладают
конечной полосой :пропускания .
Так, стандартный телефонный
канал имеет полосу пропускания
от 300 до 3400 Гц; ·подавляю­
щая часть энергии тел е фонного
сообщения заключена в этих пре­
делах.
Функции с ограниченным час­
тотным спектром однозначно оп­
ределяются конечньrм числом
мгновенных значений, взятых на
лt zлt J!Jt 4лt 5лt
t
о) '11 (t)
t
Рис. 2.7. График непрерывной фун ,к­
ции:
а) непрерывная функция; 6) функция
-отсчетов
1> Так ие сигналы и отображающие "их функции .в ,дальнейшем 6у,дем назы­
вать сигналами (функциями) с ограниченным спектром.
25


протяжении конечного интервала времени, т. е. передача непрерыв­
ной функции с ограниченным спектром может быть сведена к пере­
даче ряда ее значений, отсчитываемых в дискретные моменты вре­
мени.
Это положение составляет ,содержание теоремы Котельникова:
функция времени с ограниченным по ширине спектром полностью
определяется своими мгновенными значениями, отсчитанными
•через интервалы
времени ,Лi= 1/2F, где Р - ширина спектра
функции . Эти значения называют определяющими ординатами
или отсчетами, а моменты отсчета - тактовылщ точками. Для
функц,ий, спектр кото'Рых ~начинается от нуля, величина Р ра:вна
·наивысшей ча,стоте спектра Рт . Доказательст-во теоремы Котель­
никова дано ,в [44] и [50]. Графи1к -непрерывной фун,кции и ее
определяющих ординат приведен ·на рис . 2 . 7а.
В -со·ответствии -с теоремой Котельникова непрерывная детер­
минированная ф у нК<ция ,времени f ('t), обладающая ограниченным
. спект ром,
может быть разложе,на в 1ряд по ,ортогональным функ­
циям времени
1Рп (t) =
sin2Fm:rt(t- пЛt)
2Fт:rt(t-nЛt)
= 1jJ(пЛt),
(2.8)
называемым функциями отсчетов (рис. 2.76) с ·коэффициентами,
равными определяющим ординатам ;f (пЛt) в точках отсчета.
! 11, (t)
_. ,,.
111
•
111
1 -Jм-zлt I
t1Jлt[
--;;c="""""-=-:il~:--1<--г;;-c'\-1⁄2l"'-"'\s::7-f=k=;,...__ t Член pяiia
П=О
-- -- ," "" "'t<:::>""""" -- -- ,~ ~t+Jtf-" 'k::::::,,I<-- t Член pяila
п=t
1lшi lll
1111111111
_,cc::,:::,,-•
. ,;\<=lc..c,;.- - ,1f--J1'--1><-,1,,- .. . ,, __, ., _L- -,,l!"H=><. - -,'--I--;.,►t Член ряiia
/ =1 i'""1 1 1'--'1
F1 F1
п=t
Рис. 2.8. Представление ·непрерывной функции ря­
дом Котельникова
Это разложение, называемое ·рядом Котельникова, имеет ,сле­
дующий вид:
ОС)
f(t)= ~f(пЛt)1j)(пЛt).
n=-CO
Его графическая иллюстрация приведена на рис. 2.8.
26
(2.9)


Если функция f (,t) с ограниченным спектром рас,сматривае11ся
лишь на конечном интервале времени Т, выражение (2.9) долж1но
быть за1менено приближенным
В/2
t(t)~ ~ f(nЛt)1)Jп(t),
.,,_
n=-B/ 2
где В = Т/>Лt=2РТ - число определяющих ординат в 'Интервале
времени Т, т. е. ·база сигнала.
Приближенное выражение обеспечивает удовлетворительную
точность при выпоЛ1нении условия B=2FT~ 1.
.
Случайный прО1цес1с x(t) с энергетичес,ким ,спектром, ограни­
ченным полосой частот F, также может быть 'Выражен 'Рядом Ко­
тельникова со ,случайными ,коэффициентами Хп, представляющи­
ми зна'Чения процесса x(t) в моменты t=nЛ1t:
со
x(t) =
(2.1 О)
n=-co
Строгое использование теоремы Котельникова встречает пр,и1н­
ципиальные затруднения, ,связанные в первую очередь с физиче­
ск·ой нереализуе:мО1стью сигналов, ограниченных как по спектру,
так и по длитель-ности. Реальные сигналы, имеющие 1юнеч,ную
длительность , не могут быть 1строго огра:ничен,ными по спектру, ка:к
это пред,полагается в разложении Котелнникова. Допущение об
ограниченности ,спект'Ра 1случайной функции противоречит . не~де­
тер1минирова'Нно·сти (т. •е. случайному хара,ктеру) последней. Кро­
ме того, точное восста1новление принятого сигнала · по его оtгреде­
ляющи,м ординатам принципиально :не-воз'можно из-за физической
неосуществимо1сти фильтров, формирующих функции отсчетов,
имеющие бесконечную протяженность при о~рицательных значе ­
чиях времени.
Однако ,все эти затруднения, подробно ,ра ссмотренн ые в ра­
ботах [ 19, 51], :не препятствуют широкому И1спользованию теоре­
мы Котельникова для приближенного (,с заданной точностью)
представления реальных сообщений и сигналов. Теорема Котель­
никова лежит в· основе теории импульсных систем -связи. В _ про­
стейшем случае в ка·нал связи с интервалами :Л1t посылают ,корот­
кие импульсы равной длитеш,шо,сти, амплитуды которых пропор­
циональны з:начениям . о пределяющи х ординат f (п,Лt). Принятые
импульсы воздейс11вуют на фильтр нижних частот 1с граничной
частотой F,п. Отклик та1кото фильтра на короткий импульс при­
ближенно описывается функцией отсчетов. Отклики фильтра на
отдельные импульсы -соответствуют определеН1ным членам ряда
(2.9). Сум,мируя,сь, они образуют (см. рис. 2.8) исходную функ­
цию f (,t). Рассмотренная картина я1вляется идеализированной, по­
,скольку фильтр нижних ·ча1стот с идеально прямо угольным срезом
физически нереализуем . От,клик же реально осуществимого
филь'I'ра ·на короткий импулыс оп,исывается :не функцией отсчетов,
а ;непериодической бесселевой функцией, что приво1дит к сущест-
27


венным погрешностям при воопроиз,ведении формы исходной
функции. Для умень,шения этой погрешности в тех случаях, коrща
требования к точности в-01спроиз1ведения формы исходного сооб­
щения оче,нь высоки, частоту дискретизации берут значителын-о
больше, чем 2Рт .
При передаче телефЬ'Нных сообщений методами импулысной
модуляции частота д•искретизации (Рдискр=8000 Гц) выбирается
достаточно близкой ,к расчетной , определяемой :по теореме К~о­
тельнико·ва (2Р • 6800 Гц) .
Квантование сообщений и сигналов. Кодовая импульсная мо­
дуляция. Квантованием сообщений (сигналов) называется пред­
ставление непрерывных сообщений (сигналов) в виде последова­
тельности их дискретных значений. Различают квантование по вре ­
мени, по уровню и комбинированное квантование.
За,мена непрерывной функции времени совокупностью конеч­
ного числа ее мгновенных значений (определяющих ординат),
взятых в тактовых точках, представляет собой ·квантование по
времени. Метод квантования по времени непосредственно выте ­
кает из теоремы Котельникова и лежит в основе работы систем
импущ,-сной модуляrции. Однако замена непрерывной функции
конечным числом ее определяющих ординат не означает еще
перехода ·к дискретному спо~с обу передачи, пос·кольку уров•ни
ординат могут принимать в пределах интер-вала их изменения
бессчетное число значений.
Для их точной переlП.ач;и требуется беоконечно большой набор
сообщений, каждое из ·1юторых соответствует определенному
уронню. Однако в реальных систе1мах передачи инфор,ма~ции из-за
наличия помех и погрешно:стей при преобразованиях 1сообщений
и;
ll(f)
4
3
2
/
//
j
/]
_.J_ лt
tJ
/Yl
"'
t
I"-
><
s:i
-·
t
ta
IZI
D
-
t
Рис. 2.9 . Комбинированное квантование (кван­
тованная АИМ):
а) к,вантование по уровню; 6) шумы кванто­
ва•ния
lX
и сигналов ·возможна пе­
редача значений уровня
лишь ,с О!Пределенной точ ­
ностью, тем меньшей, чем
,выше уровень помех. По­
этому без заметного ухуд­
шения точности можно
ограничиться передачей
не бессчетного, а вtтол·не
определенного числа раз ­
личимых уровней, отстоя­
щих друг от друга на ве­
личину Лх, называемую
шаго.м квантования.
Замена непрерывной
шкалы уровней дискрет­
ной называется кван.това­
ние.м по уровню.
При комбинированном
квантовании (рис. 2.9а)
сигнал квантует,ся по вре-


мени и, кроме того, его значения в тактовых точках кванту ­
ются по уровню . При этом фактическое значение функции за­
меняется ближайшим уровнем квантования. Возникающая за
счет этого погр е шность в передаче уровня •называется шумом
хвантования. Временная диаграмма разности между квантованны­
ми Ji факт;ическими значения·ми представляет 1собой после~дова­
тельност.ь импульсов, полярно:сть которых соответствует знаку
ошибки квантования Он, причем ! 1он 1 < 1Лх/2 (рис. 2.96).
Полагая, что нее значения погрешностей за счет ква·нтован·ия
в пределах от -.Лх/2 до + ,Лх/2 равновероятны, получим, что
среднеквадратическая ошибка передачи уровня, обу,словленная
квантованием, равна
2d
лr
Х Х=--.
2vз
(2. 11)
Таким образом, -среднеквадратическая погрешность Ок падает с
уменьшением шага ,ква1нтова·ния. Однако по ме1ре умень шения
шага квантования возра1стает вероятность р того, что по·д ~воздей­
ствием помех уровень суммарного сигнала (,с у четом помех) ока­
жется ближе к другому уровню ква.нтования, чем к пере,да~ае,мо­
му. В речевом, сообщении на·иболее -вероятны малые зн ачения
сигнала, 1юторые долж,ны быть переда1ны с наибольшей точностью;
большие уровни встречаются .сра,внительно ред1ко и поэтому их
искажения при передаче менее опа·сны. Благодаря этому целе­
соо-бразно применить неравн9мерное квантование, при ·котором с
увеличением номера амплитудной градации шаг -ква·нтования воз­
растает . Это позволяет при заданном шуме квантования сущест­
венно у,меньшить количес'Г'во шагов ква·нтования, ,необходи,мых
для ди,скретного представления .непрерывного сообщения с за­
дан·ной точностью, и соо11ветственно . упростить реализацию а•ттпа­
рату ры . Амплитудная характеристика у,стройства, реализующего
неравномерное квантование, представлена на рис. 2.10. Наиболее
прос т о о·существить нера1вно1мерное квантова .ние мо жно путем
включ е ния на вход е квантизатора с
равномерным шагом устройства
(ко м,пр ессора мгнове н ного дейст­
вия) , обладающего нелинейной ам­
плитудной хар а•ктеристикой (см.
штр!повую линию на рис. 2. 10).
Для компенсации возникающей при
4
3
2
/
этом нелинейности тракта на прием-
1234
ной стороне включается экспандер ,
1
j
мгновен~ого дейст1Вия, обладающий _,. л1 112 ~~ •л4, , л5
обр атнои по отношению к компрес-
----
5
.1
сору амплитудной характеристи- Рис. 2.10. Неравно•мерное кванта-
~ой.
ванне
29


При обыч-ных видах модуля ции в линиях •с ретрансля1цией по
мере перехода •от одной ретрансляции к другой накапливаются
помехи. Применяя ква,нто·ванную импульсную модуляцию с доста ­
точно большим шагом ,квантования, можно при каждой ретран­
сляци.и во:сста.навливать (регенер·ировать) передаваемый уровень
сигнала и тем са •мым избежать накопл ения помех.
Комбинирован ное квантование применя ется в ·системах теле­
упра,вления, телеметрии и др. Недостатк·ом метода непосред·ствен­
ной передачи ,сигналов с комбинированным квантованием являет­
ся необходимость -слож·ных приемных дешифрирующих устройств,
надежно различающих небольшие изменения уро·вней принимае­
мых импульсов. От этого недостатка в значительной :мере свобо­
ден метод импульсно-кодовой (кодово-импульсной) модуляции,
называемый сокращенно ИКМ (КИМ). Он обладает еще более
высокой помехоустойчиво:стью, • чем метод ,непосредственной пере­
дачи ,квантованных импульсных сигналов. Для передачи непре­
рывного сообщения методом ИКМ пос леднее квантуе'Гся по вре­
мени и по уровню (рис. 2.11). Полученные в результате ква 1нто-
t1) u(t)·,.---~--,----,-,.------,---,-----,
1/. l ---+---+ --- -,F----H -- ~. , --t- ---1
2 1----\....,,tL---!+----++---+l--++---"'""1-т-
1 1----/ .' -++ - -++ ---t+---+,,----t+----i
0'---~1-л-t--l---+'1 --+-'--~l~-t
i01оIо11[1О1 tООIО71
1
Рис. 2.11 . Кодирование пр и КИМ:
а) квантование фун .кции; 6) кодовые •к о мби ­
нации
\
вания дискретные значе•ния преобразуются в определенные ,кодо­
вые комбинации, -состоящие ·из импульсов с равным.и а'Мплитудои
и длительностью, т. е. ,преобразую-гся в цифровую фор,му.
Видеоимпульса,ми ИКМ может ,быть осуществлена амплитуд­
ная, ча:стот,ная, фазовая и другая модуляция колебаний ~передат­
чика. В соответствии с этим различают виды двой ной модуляции
(КИМ - АМ, КИМ - ЧМ, КИМ-ФМ) 1J. Метод ИКМ обладает высокой
помехоустойчивостью, поскольку для 1неискаженной передачи
с·ообщения достаточно лишь достоверно зафиксировать са~м факт
1) Термины «К ИМ» и «ИКМ» являются синонимами. Однако т ермин «ИКМ»
в основном ис•пользуется лрименителыно к передаче ·непрерывны:.: сообщений в
цифровой форм е по дискретным канала •м, а термин «КИМ» - ·к mередаче дис. ­
кретных сообщений дв·оичным 1кодом . Так, на рис. 2.Зв, г, д ,показаны време-н­
нь1 е диаграммы ,си•гналов лри КИМ-АМ, КИМ-ЧМ, КИМ-ФМ.
30


наличия или отсут,ст,вия передаваемых ·импульсеiв. Поэтому иска­
жения а'Мплитуды ;или фоР'мы импульсов не играют роли, пока
они не приводят к ' ошибкам в определении налич'Ия илл отсу11ст­
вия импульса.
2.6. Многоканальная связь
Приведенная ·на рис. 2.1 ,система ,связи обеспечивает ,связь
лишБ между одной парой ,корреспондентов и поэтому я1вляется
одноканальной. Системы связи, :в которых по одной лин,ии с-вязи
осуществляется одновременная ,неза,висимая передача ,сигналов
между нес,кольюrми [Iарами корреспондентов, н_ азываются много­
к.анальными. В этих системах каждое сообщение следует •по с·вое­
му каналу . Использо1Вание общей линии для осуществления
многоканальной 1связи принято ·называть уплотнением линии. При ­
меняе му ю для этой цели аппаратуру называют аппаратурой
_уплотнения. Структурная схема ,многоканальной системы связи
приведена на рис. 2.12. На передающей стороне сообщения
~ш
~w
___ ,.....,
,..,, . . ---- --,
Отпра!Jи - лереdаю-
риенttы, IТолt;ча -
тель
щш1 аппа S1(t)
ппара
тель
f
дат!
1
f
Гz(tJ
i~
s;
r-= --- -
-~----
..
о~т_п_r,о_а""'бц__
..,
flepttiJaю- Sz(i <-> :i::
.....--...;а-,
лриемнь ЛоЛt;ча -
•
тель щuц rzлла- ':::! ~
Лшшя
алпарrz
тель
2
przm 2
">~
c!JяJIL
2
2
~<:,
rп(fJ:
~i ___.___
:
: r,'(_o ____
,.о,""т_п_р_а""'d,...и-,- !1epeilrzю-
Иcmoчt/UI(
flp11eнttь1tl !lолуча-
тель
щшi апла Sп(f)
понех
аппарат
тела
п
рат- п
._ _ ____,
tz
__п
___
Рис. 2. 12 . ,Структурная схема многоканальной ,системы ~вязи
r1(i), .r2(t}, ... , rп(t)
от N неза·висимых :ист~очнико1в по:ступают на
устройство уплотнения. При ,помощи соответствующих 'Канальных
кодеров и модуляторов они ,преобразуются ,в ,канальные сигналы
S;(t), i = I,2,..., N; S;(t)=Л;f;(t),
где ),i - оператор преобразования.
В процессе этого ,преобразования канальные сигналы приоб­
ретают отличитель,ные призна·ки, по которым на приемной •сторо­
не производится их разделение. Такими призна,ками могут быть,
на,пример, время излучения сигнала, его частота, фор'ма. Далее
все N канальных сигналов складываются и образуют суммарный
N
или группо1вой сигнал s~ (i) = ~si(t), который поступает в общий
i=l
групповой канал многоканальной системы, представляющий собой
проводную линию либо ·радиоканал. В системах радиосвязи ·груп­
повым сигналом (по от.ношению к групповому каналу его можно
расrс:матривать ,как ,слож,ное сообщение) модулируются колебания
31


переносчика, ,в результате чего образует,ся линейный сигнал.
После демодуляции принятого линейного сигнала на приемной
сторо•не ·вос·стана,вливается групповой сигнал s; (t) 1)
N
s;(t)= sl:(t)+п(t) =Ls;(t)+п(t),
i=l
где п (t) - ,составляющие, обусловленные наличием по-мех и иска­
жений в . групповом ,канале. Групповой сигнал s; (t) поступа ет ·на
устройство разделения, состоящее из ,селекторов и демодуляторов
отде.nьных ка·налов. Селекторы разделяют линейный •сигнал на его
канальные составляющие s'i (,t), а демодуляторы преобразуют эт,и
составляющие в исходные сообщения r'; (.t). При неидеальном раз­
делении ·в каналах под воздей·ствием сигналов других ка •налов
возникают помехи, называе,мые переходными (-взаимными} поме­
хами.
Необходимым и достаточным усл овием для -сvщест,вования
приНiципиальной 'Возможности полного разделения к;налов • (т. е.
полного исключения переходных помех) при помощи лин ей ной
системы является линейная незавщ:·имость реали за ций сигналов
S; (,t). Как известно, сигналы s; (t) линейно независимы тогда и
только тогда, когда ни один и з них ·не может быть образован
линейной комбинацией других ·,канальных ,сигналов. Частным
случаем линейно неза,висимых ~сигналов являются взаимоортого­
наль·ные сигналы. Системы разделения, использующие ортогональ­
ные сиг.налы, реализуются наиболее просто и обеспечивают эф­
фективное подавление переходных помех. Широ•кое применение
нашли •м ногоканальные системы с частотным и временнь11м раз­
делением каналов. В пер,вых ортогональность достигается за счет
того, что ,с пектры •сигналов различных каналов ·не перекрывают:ся ;
во вторых - за счет тата, что сигналы не перекрываются во вре­
мени.
При частотном ра зделении каналов полоса пропускания общей
линии ·связи делит,ся на ряд частотных участков, ,каждый .из кото­
рых отводится для передачи ·сигналов одного ,канала. Каждый
частотный ка,нал многоканальной системы овязи ·может быть лс­
поль зова·н для передачи сигналов нескольких других каналов, об­
ладающих более узкими полосами. Такой способ у п лот н ения на- .
зывается вторичным уплотнением. Так, один телефонный канал
МО.)Кет быть ·вторично уплотнен несколькими десятками узкополос­
ных (напри-мер, телеграфных) каналов.- С другой стороны, для
высокос•коростной передачи данных часто практикуется использо­
вание групповых каналов, образ у емых объединением группы теле­
фонных канало·в ,в один общий широкополосный канал.
При ·вр еменном разделении каналов пары корреспондентов,
работающих по соответствующим -каналам, поочередно подклю­
чаются к общей линии ,связи при помощи ,синхро·нных: коммутато-
1> Формирование и демодуляция линейного сигнала ·на рис . 2.12 не поu<азаны.
32


рав (электрических или механических) на передающей и прием •
ной стороне . Передача осуществляет,ся импульсами. Импульсам '
каждого из :каналов отведены соо'!'ветствующие :временнь1е ИН •
тер:валы. Частота дискретизации определяется исходя из требова - .
ний теоремы Котельникова.
Наиболее общим видом разделения каналов я•вляется разде­
ление по форме, при котором -ка,налыные сигналы взаимоортого­
налы-1ы, совпадают по времени и обладают перекрывающииися
сп~ктрами. Сигналы по форме рс1зделяются на приемной ,стороне
путем леремножения (в · -соответствующих пере~множителях) при­
нимаемого группового сигнала с опорными на ,пряжения·ми Si оп(t),
представляющими собой копии каналыных сигналов Si (:t), и по- '
следую щего интегрирования на интер-вале ортогональности . 0-Т.
При строгой ортогональности канальных сигналов в соответствии .
с (2.2) • на ,пряжение на выходе каждого из- интеграторов · будет
пропорционалыно лишь _ амплитуде ка·налыного ·сигнала, совпадаю •
щего по форме с ·соответегвующим опорным напряжением пере- '
множителя, питающего данный интегратор, а переходные помехи
от -других сигнальных канало-в будут отсутствовать. По этому
принщшу построе.на, -наприм-ер, многоканалыная система «Орто­
макс» [6], в · которой используются канальные сигналы в _ виде
полино·мов Лежандра.
•
Принципы - построения аппа ратурЬI уплотнения, испо,ль:зующей
различные методы разделения каналов, рассматриваются ·в гл . 4
и6.
••
2.7. Количество информации и его мера
Для количественной >оценки процесс ов передачи и преобразо­
вания информации и изучения свойственных этим процессам зако­
номерностей необходимо ввести количественн у ю меру •информа­
ции. Процессам передачи информации свойственны элементы
случайности, ибо обычно содержание передаваемого сообщения
заранее неи зв естно (в противном случае не возникла бы необхо ­
димость самой передачи). Случайный характер имеют · и воздей ­
ствующие на процесс передачи информации помехи. Поэтому изу­
чение закономерностей передачи ·и преобразования информации
производится методам-и теор;ии ,вероятностей.
•
:·,
Объектом, о котором передается информация, обычно являетс я
некоторая физичеокая система, которая может случайным · обра­
зом оказаться в то·м или ином с-остоянии 1J. Та- кой с-и:стемой могут
быть физический процес·с с параметрам.и, случай ным образом из­
меняющимися во времени, автоматизированная система управле­
ния, в которую поступают различные сведения о состоянии от­
дельных ее элементов, и т. д.
1) Синонимами тер-мина «случайное состояние» являются терми•ны «-случай­
ное с обытие», «случайный исхо,ц».
2-1 45
33


..
В теорйи передаЧ"и сообщен11й всегда ра:ссматриваюt системы
с.обытий . х; (,i=l, 2, ... ,im), когда при каждом испытании наступает
одно и только одно из ,событий. Такие еистемы называются полны­
ми. Если ,собьiтия х1, х2, ... , Хт некоторой полной системы зада·ны
вместе с их вероятностями р (х1), р (х2), ... , р (хт), то их
совокуп­
tюсть Х называют конечной системой •событий. Примерами конеч­
!flых ,систем -являются ансамбли передаваемых Х и принимае,мых
У дискретных сообщений (буквенный или цифровой , текст и т. п.).
Так, при ,передаче по каналу связ·и текста, состоящего •;из букв
русского алфавита, в каждый момент времени передаются сигна­
лы, отображающие появление какой-либо одной из букв Х;. Ве­
роятность ее поя,вления р (х;) за·висит от ,статистических свойств
русского языка (например, известно, что в русском тексте вероят­
JJость появления бук,вы «О» составляет О, 11, буквы «Ф» - 0,002
ц т. д.). Таким образом, при передаче дискретю,1х сообщений на
приемной стороне заранее •из•вестны как набор воgможных сооб­
щений, так и вероятности передачи каждого из них.
До получения сообщения в ме:С'ге приема существует неопреде­
ленность в отношении того, какое из возможных • ,сообщений по­
ступ.ит. При приеме сообщения, содержащего •информацию о по­
ступившем ,событии, эtа неопределенность снимается полностью
либо частично ·в зависимости от достоверности принятого соо'6ще­
ния . .. Чем больше существовавшая ранее и ,сним'аемая . при полу­
чении сообщения .неопределе1-iность, тем ,большее кол.ичество ин­
формации оно содержит. Сообщение о •событии, наступление кото 0
рого заранее известно, не содержит информации; его передача
вообще не имеет смысла. Из двух ,сообщений, одно из которых
€Одержит сведения о результатах броска монеты, а другое - о
результатах бросания ,игральной кости, ·второе содержит больше
,информации. В первом· случае, еще не получив ,сообщения о том,
что, например, выпал «герб», с большой вероятностью (р 1 =0,5)
~ожно предугадать наступление этого ,события. Во втором случае
(Р2= 1/6) начальная неопределенность была значительно больше,
,;1· поэтому полученное сообщение в большей мере содержит эле­
,м-ент неожиданности, новизны .
-~ .. Таким
образом, количество информации, -содержащееся в сооб­
щенmI, может быть количественно оценено по вероятности его
поступления. Это позволяет устано,вить объективную численную
. меру
ко·личе:ства информации, содержащегося в любых возможных
сообщениях неза.висимо от ;их конкретного ,смысла: 1).
Вопрос о численной мере количест,ва информации рассмотрим
сначала при ,следующих упрощающих предположениях:
1> Такая ,по,:тановка не является единственно возможной; о·на не учитьшает
ценности инфо1Jмации, т. е. ее лолез,ности для достижения за,данной цели {23].
Последнее, однако, несущественно для систем ,связи, :посколыку, •наu~ример, тре­
бавания, предъявляемые к tдостовер•ности передачи цифровой информации по
д11нно·~1У •Ка'!Jалу, обычно· не зави,сят от кщrкретного ·содержания передаваемых
•ПО нем у {:Ообщений .
•
34


а) помехи отсутствуют и, {:Ледовательно, пол учен ная информа­
ция полностью ,сни,мает начальную неопределенность;
б) все возможные сообщен,ия ( а ,следовательно, ·и соответ,ст­
вующие им события) равновероятны, т. е. Р=Р1=Р2 = ... = PN=
= 1/N, где N - число возможных событий.
Каждое ,из N сообщений может быть передано в виде кодовой
комбинации длиной п, пр едставляющей собой сочета ·ние из т воз 0
можных символов. При этом N = mn. Например, пятизначным
телеграфным кодом (m=2, n = S) может быть передано 32 раз­
личных сообщения. Чем больше число возможных ра,вновероятных •
сообщений N, тем большее ,количеегво информации содерж,ится в
каждом из •них. Однако за меру количества ·информации удобно
пр·инять не саму величину N, а ее логарифм: / = log N =n Iogm.
При этом выполняются естественные требования: К'Оличество
информации в сообщении а) является линейной функцией его
длины ·и б) равно нулю, если в интересующей нас системе •воз­
можно только одно •Сообщение. В ра-ссматриваемом случае ра,вно­
вероятных сообщений, учитывая, что N= 1/р, получим l=
=log N=log 1/p=-logp.
Выбор основания логарифма несуществен; так как переход от
одной системы логарифмов ·к другой сводится J1ИШЬ к умножению
логарифма с данным основанием на соответствующий множитель .
Он равен 1,443 при переходе от натуральных логарифмов к двоич­
ным и 3,32 при переходе от десятлчных логар·ифмов к двоичным.
Обычно пользуются двоичными логарифмами. При N =2 получим
! = log 2= 1. В соответствии .с этим за единицу количества 'Инфор ­
мации принято считать та .кое количество информации, которое
сю1,мает неопределенность в отношении наступления одного ·из
двух возможных равно,вероятных независимых ,событ,ий. Такая
единица количества информации называется двоичной единицеj:~
информации (дв . ед.), или битом 1>.
•
В более общем ,случае приема неравновероятных сообщений
неопределенность появления конкретного (i-ro) с·ообщения такж е
характер·изуется его вероятностью Pi• Мерой количе,ства информа­
ции, содержащегося в конкретном i - м сообщении, является величи­
на li=-log Pi• Таким образом, наибольшее количество •информа­
ции содержат наименее вероятные сообщения . Смысл этого · оче­
виден: чем -менее ·вер,оятно событие, тем больше новизны ,содержит
соо6щен·ие об его наступлении.
Необходимо уметь · также количест,венно оценивать • cpeдHJPl(i)
неопределенность, свойственную физической системе в целом , и
соответственно ,среднее ,количество информации, приходящейся
на одно сообщение. За количественную меру оценки неопреде­
ленности ,конеч1ной ,системы в целом (Н) естественно . принят~
•1> От английских слов «bynary digit», т . е. •<4двоич!f!ая единица>>. В настоя­
щей книге, как это принято в системах переда,чи да·нных, термин «бит» исполь­
зуется только для обозначения одного из двух си·мволов , при·меняемых в двоич­
ной системе счисления - (~наприме р , « О» или «!»). Для обозначения . количеств а
Ч!f!формацин используется тер ·мин, «дв. ед.».
2*
35


среднее значение неопределенностей появления каждого из воз­
можных сообщений:
N
·• Н = -(Р1 logp1 +P2 logp2 +...+pN logpN) ~= -
LPi \ogpi. (2.12)
i=l
N
Величина Н =-1); log· Pi называется энтропией. Поскольку пo-
i=t
лученная информация рав-на снятой неопределенности, энтропия
количественно рав.на среднему количест,ву информации, приходя­
щейся на одно сообщение .
Если нее N возмож:ных сообщений равновероятны, т . е. р 1 =
.
_
Pz= ... =Р=1/N,то
N
Н=
-
LPi·\ogpi = · -N p logp = \ogN,
(2.13)
i=l
т. е. в ,случае равновероятных событий энтропия возрастает при
увеличении ч,исла возможных событий. Энтропию конечной систе­
мы Х обозначают через Н (х).
Энтропия характер.изует степень разнообразия воз·можных со­
стояний конечной системы (степень разнообразия возможных
событий). В зависимости от конкретных услов,ий под событием
может, в частности, подразумеваться передача того или ,иного
с ообщения, буквы, ·с им,вола _ и т. д. В соот,ветствии с этим исполь­
зуются понятия «энтропия ·на букву», «энтропия на символ» и т. п .
Выражение «источник сообщений имеет ~нтропию Ht двоичных
единиц в секунду» означает, что .источник (например, телеграф­
ный аппарат) выдает Ht двоичных единиц информации в секун­
ду. Энтропия истоЧ'ника сообщений, отнесенная к единице време­
ни, равна энтропи·и на соо·бщение, умноженной на кол.ичесl'ВО
с ообщений V, передаваемых за 1 с (скорость передачи сообще­
ний) :
н1 [дв. ед.] ~ ~1 [:сообщ. ]н [дв. ед.-,.
(2.14)
с
.
с
сообщ ..
Энтропия - свойство самого 11сточника сообщений; она ,может
быть заранее вычислена, если ,из·вестна статистика передаваемых
им ,сообщений. Энтропия системы максимальна в случае ра,вно ­
,:вероятности событий, т. е. в ,случае, когда Р1 = Р2= ... =PN = I/N.
2.8. •Энтропия и избыточность
Понятие энтропии позволяет определить, какое ,количес11во ин­
формации несет в •среднем каждое вырабатываемое источником
элементарное сообщение (.например, б у ква) или каждый каналь­
ный символ (например, «О» или « 1»), и оценить, достаточно ли
экономно используется при этом канал связи. Энтропия ,источника
·сообщений ша~1:симальна (и, следовательно, он выра·батывает
максималыюе количество информации в ,среднем на один ,символ),
36


когда ·все символы да·нного алфа,вита ра·вновероятны :и 1неза,вие,и­
мы. В реальных системах передачи информации (на,пример, при .
передаче текста) эти условия не соблюдаются. Если бы все
32 буквы русского алфавита были равновероятны I:i незав·исимы,
то энтропия составляла бы Нманс = log 32 = 5 дв. ед./букв .
В,следствие неравновероятности появления буrов •энтропия
уменьшается (так как заранее известно, какие буквы появляются
чаще и какие реже). Кроме того, буквы связного текста не яв­
ляются ·неза,висимI1I:ми, т. е. вероятность поя·вления ,какой-либо
буквы зав,исит от того, какие буквы ей предшествуют . Так, после
сочетания «ПР» наиболее вероятно появление одной из гласных
«И», «О», «Е». Таким образом, в ряде случаев, зная одну ил:и не­
сколько предыдущих букв, можно с большой вероятностью пред­
угадать, какой будет следующая буК'ва. Поэтому поя,вление этой
бук·вы не представит большой новизны, т. е. количество информа­
ции, приходящейся на эту ,букву, •будет мало. Энтропия руоского
тек-ста при учете ·нера•вновероятности букв и статистичес,ких связей
между тремя соседними буквами составляет Н ~ 3 дв. ед./букв.
При неиз1менном объеме информации (/), приходящейся в
среднем на одно сообщение, уменьшение энтропии (Н) относи­
тельно ее максимально возможного при данном алфа,вите з·наче­
ния (Нманс) вызывает необходимость увеличения количества ,сим­
волов, приходящихся в среднем на одно сообщение, с 'm до
т+ ,kизб, где kизб - :к-оличество из·быточных (т. е. не несущих ин ­
формации) ·символов. Как показано ниже, применяя методы коди­
рования, уч:итывающие ,статистические 1свойства источника сооб ­
щений, можно сократить среднюю длину сообщения до величины,
соответствующей ,случаю взаимонеза;висимых и равновероятных
сообщений, и те~м самым обеспечить более экономное ,использова-
ние ,канала связи.
'
Мера возможного сокращения (без потер:и инфор,ма,ции) сооб­
щения в следствие использования статистических ·взаимосвязей
между его элементам,и называется избыточностыо сообщения. Ко­
личественно избыточность оценивается отношением числа избы­
точных битов в сообщении к общему числу битов: R = kизб! (т+
+kизб).
Учитывая, что I = (т+kизб)Н = 1mНмакс, получим
н
R=1- --.
Нманс
(2.15)
Избыточность русского литературного текста близка к 0,5 .
Если •снять ограничения, обусловленные стати1стическими законо­
мерностями ·русского языка, и допускать любые сочетания буrов,
то имеющиеся в русском языке порядка 50 ООО слов могли бы быть
образованы в виде комбинаций («слов») ·средней длиной в 3,5 бук­
вы. Фактически средняя длина слова в русском языке составляет
больше •семи букв.
Простейшим методом
широко пр ·именяемые при
уменьшения избыточности являют,ся
передаче телеграфного текста сокраще-
37


ния. Исключенные предлог.и и союзы .без труда вос,станавли,вают­
ся получателем по общей ко.нструкции фразы, падежным оконча­
ниям и т. п. Для полного устранения избыточности необходимо
осуществить согласование канала связи и источника сообщений
путем ,статистического кодирования. Основная идея С'Гатистиче­
ского кодирования •Состоит в том, что ·наиболее часто в-стречаю­
щимся сообщениям пр·исваиваются короткие кодовые комбина~ции.
Уменьшение избыточности, обусловленной нал·ичием статистиче­
ских ,связей между буквами, может быть достигнуто ,кодирова·нием
не отдельных элементарных сообщений (например, букв), а со­
ста1вленных из них сра,внительно длинных последовательностей
(блоков). Стаt.истические ,связи между бло;ками значительно сла­
бее меж6ук~ве:нных •связей . Подобный метод ум,еньшения ·межбук­
венных статистич·е1ских овязей (т. е . корреляции между буквами)
часто называют декорреляцией укрупнением .
В настоящее время рас,е,мотренные методы уменьшения •избы­
точности еще широко не используются. Причинами этого являют­
ся: сра,в·нительная сложность аппаратуры, реализующей ,кодирова­
ние и де~одирова :ние сигнало ·в, а также задержка ·в передаче ин­
формации, возникающая при укру пнении эл еме нта рных · ,сообще­
ний в сравнительно длинные блоки. Избыточ·ность играет и неко­
торую положительную роль, облегчая пра,вильную ра•сшифровку
сообщения при искажении отдельных символов пом ехами .
2.9. Пропускная способность канала для . передачи
дискретных сообщений
Под пропускной способностью канала С понимается наиболь ­
шее теоретически достижимое количество информации, коrорое
может быть передано по ,каналу за единицу 1времени .
Пропускная способность зависит от электрических характерис ­
тик канала, ~ида ,модуляции, характера ·и интенсивности помех.
Электрические характери1стики "Канала и, в первую очер едь, его
полоса пропускания .ЛF11. определяют максимально доп устимое ко­
личество дискретных символов Вмакс (максимальная скорость
манипуляции), которое может быть передано по данному каналу
за 1 с. ЗаБ'исимость Вмакс от полосы пропускания ,канала при раз­
личных ·видах ·манипуляции рас,сматривается в гл. 6.
Ра·ссмотрим :наиболее простой и вместе с тем предста·вляющий
наибольший ·практический интерес применительно к АСУ случай
передачи двоичных ,сигнал~о·в, когда любое сообщение rпред;ста·вляет
собой кодовую комбинацию из единиц и нулей, длительность кото­
рых будем пола,гать одинаковой. Воздейегвие помех учитывать не
будем. Пропускная .способность канала будет полностью исполь­
зована, если среднее количест,во информации, приходящееся ·на
Од'ИН бит, а ·следоваrельно, и равная ему энтропия на бит - Н1
максимальны . Это будет достиг.нуто, если б.иты «О» и « 1» ра,вно­
вероятны и независимы друг от друга. При этом H1=log 2=
38


= 1' дв. ед./6ит, т. е. максимальное ,количество информап:ии, кото­
рое, в принципе, может нести один ,бит, равно одной двоичной
единице . Поэтому прЬпу,скная ,с,пособность канала для передачи
двоичных ,сигналов без помех численно ра,вна :м~'к,симальной ско­
рости мани:пуляци.и Вмаис
С= Вмаис Н1 :--- Вманс •
(2.16)
В ,случае нера,в,новероятности и взаимоза1висимости разрядов
энтропия окажется меньше, чем 1 ,дв. ед./бит. В этих условиях
полного использования пропускной способности канала можно
достичь применением рассмотренных выше методов у,странения
избыточности.
В системах передачи, использующих код с основанием 'm,
большим двух, количество информации, приходящейся на один
т - ичный ,с,иМ'вол, 1может превышать один бит.
При наличии помех отдельные ,биты искажаются. Повышение
достоверности может 6ыть достигнуто введением искус,ственной
избыточности (например, пуrем повторной передачи сообщений,
применением помехоустойчивого кодирования). , Однако Б'Бедение
избыточности приводит ,к 1снижению пропускной способности.
Рассмотр,им за,висимость пропускной ,способности от интенсив­
ности помех. Пусть передаваемые ,и принимаемые сообщения о~­
личаются лишь индексаiМИ: например, передаваемая буква : Х2 и
принятая у2 идентичньi. О том, что передано -(т. е. об х), судим
по тому, что принято (т. е. по у). При отсутств.ии помех имеется
однозначное ,соответствие, т. е . Х1-+У1; Х2-+У2; ... ; Хт--+'Ут : Прини­
маемые сообщения достоверны и полностью ,снимают начальную
неопределенность.
• - При наличии помех однозначное соответ,ствие между приняты­
ми 'И переданными сообщениями нарушается. В этих условиях и
после принятия одного из возможных сообщений Yi остается не­
определенность в отношении toro, какое сообщение (xi; х2 ; ... ; Xi;
...
; х111 ) было фактически передано. Количественно эта ,неопреде­
ленность оцени'Вается величиной, называемой ча,стной условной
энтропией:
т
Н (x/yj) =
-
У' р (x;/YJ log р (x;/Yj)-
'-
i=I
Это выражение отличается. от энтропии Н (х) лишь за,меной
безусJюЕных ,вероятностей р (х;) условными р (xi!YJ), учитывающи­
ми, что Yi известно. Усредним величину H(x/yJ) по всем возмож­
ным принятым сообщениям. Для этого каждое значение ча,стной
условной энтропии нужно умножить на безусловную ,вероятность
р (Y J) соответствующего принятого сообщения 'И все .полученные
прои з ведения сложить:
Н(х/у)= р(У1)Н(х/у1)+р(У2)Н(х/У2)+...+р(Уп)Н(Х/Уп)=
п
=
Lр (yj) н (x/yj)-
i=I
39


Величина Н (х/у), называемая условной энтропией, характери­
зует 1среднюю неопределенность в отношении того, какое сообще­
нле фактиче-ски передано, остающуюся после того, ка.к ст~шет
из:ве-стным, какое ·сообщение принято. Очев·идно, что в отсутс твие
помех Н (х/у) = 0.
Среднее количест,во информации, приходящееся на одно сооб­
щение I х, равно разности безусловной энтропии Н (х), характери­
зующей начальную неопределе:нность (которая может быть вы­
числена до получения соо,бщений), .и условной энтропии Н (х/у),
iараюеризующейостаточную неопределенность: fx = H (х)-Н (х/у),
т. е . полученная информа~ция,- равна снятой неопределенности.
При определении пропускной спо-собности -предполагается , что
заданы ·свойства канала (структура и уровень сигнала и помех,
вид модуляции, ·методы кодирования и декодирования , ·.· и др.),
определяющие статистичес,кие связ-и между передаваемыми и
принимаемыми сигнала,ми, которые, 1в -свою очередь, выражаются
у,сло·в·ными вероя~ностями вида р (x;/yj), р (yjx;). При заданных
таким образом свойствах канала максимальную -скорость переда­
чи .информации можно обеспечить выбором в пределах опр еде лен ­
ных ограничений (например, в отношении уровня сигнала, его
структуры, спектра, объема алфавита и др.) оптимального рас ­
пределения вероятно·стей р (х;), т. е. путем выбора оптима л ьного
ансамбля сиг,налов.
•
-
В соответствии с 'этим пропу,ск·ная способность ди.скретного
канала с помехами Сп определяется как максимальная скорость
передачи информации, ,которая ·может быть достигнута при за­
данных свойствах канала и наложенных ограничениях:
С11 = Vмансfх = Vманс[Н(х)-Н(х/у)Jмакср(Х;) ·
(2.17)
Максиму,м берется . по ,всем допустимым распределен.иям ве­
роятности р (х;). Здесь Vманс - макси,мальное число сообщенлй,
которое может быть передано по каналу за единицу врем·ени. Ве­
.rrичина Vманс за•висит от электрических характеристик канала и
вида модуляции. Пр-и передаче с большой скоростью (а следова ­
тельно, короткими импульсами) через канал с полосой, недоста­
точной для не:искаженно·го воспроизведения этих импульсов, воз­
никает взаимное , перекрытие ряда соседних сигналов, снижающее
до_стоверность приема. Как показал Найкв·ист, предель·ная уде ль­
ная скорость передачи дискретных сигналов, при которой может •
быть достигнут безыскаженный отсчет принятых сигналов, состав­
ляет 2 Бод/Гц полосы канала.
Для двоичного канала Vманс представляет собой максимально
воэможную скорость манипуляции Вманс- В отс у тствие помех
Н (х/у) =0 и пропускная способность двоичного канала С равна
скорости манипуляции Вманс-
Если скорость поступления информации не превышает Сп, то
путем надлежащего кодирования, ,введя соответствующую и з бы­
точ·ность, можно обеспечить практичес1ш достоверн у ю передач у ин­
формации при налич·ии помех [48, 50].
40


Для симметричного двоичного канала 1), т. е. канала, в котором
биты « 1» и «О» ,искажаются с од·инаковой вер9ятностью (рис. 2.1 За),
выражение (2.17) для Сп имеет вид
Сп=Вмакс[1+рIogр+(1- р)log(1- p)J=
= С[1+рIogр+(1- р)log(1- p)J.
(2.18)
Отношение Сп/ С, характеризующе,е степень использ. ован•ия про­
пускной способности д•воичного канала, называют . относительной
скоростью передачи информа-
ции. График зависимости отно-
f-p
сительной скорости передачи а) х,~ У,
информации от вероятности
р
.
искажения бита приведен на х
1/. •
рис. 2.136.
2 .t-p
2
[L0,5 1 Р
Пропускная способность равна
нулю :при р=О,5. Даже не и,мея Рис. 2.13. График зависимости относи-
тельной скорости передачи информации
канала связи И пытаясь опре- ст вероятности искажения символа
делятъ значение передаваемо-
.
го бита путем отгадываюш (например, принимая решение по ре­
::1улыатам подбрасывания монеты в месте приема), в 50 % случаев
получим правильный результат . При р = 1 (как и при р = О) про­
пускная способность максимальна. В этом случае каждый бит под
возд е йствием помех превращается в обратный и достаточно изме­
нить з начения всех принимаемых битов на противоположные, чтобы
обеспечить достоверный прием.
Ко л ичество инфо'рмации, -содержащейся в •эле,ментарном дис­
кретном •сигнале, растет -с увелич-ением числа ,состоянии, · которое
этот ,сигнал может принять. С этой точки зрения применение двоич­
ных систем передачи информации не.выгодно. Увеличение ч.исла
возможн:Ьrх состояний сигнала ограничивается (см. § 2.5) воздейст­
вие м помех и погрешно стями аппаратуры. Если выбор числа воз­
можных состояний сигнала и вероятностей их появления осуществ­
лен наилучшим обра з ом, то дост и гаем а я при этом максимально
во змо жная пропускная способно с ть , д в.ед. / с, равна:
сманс=ЛFRlog(1+ :с )·
(2. 19)
где ЛFк - ширина полосы пропускания ка·нала; Ре и N - мощнос­
ти сигнала и по-ме хи •соответст,венно . Это - предельная пропускная
спо с обность при передаче сигналов со многими дискретными зна­
чениями . Форм ула (2.19) _справедлива для -систем связи, исполь­
зующих любой вид модуляции при наличии флуктуа,ц,ионной поме­
хи с равномер.ным спектром .. Необходимое для достижения пре­
дел ь ной проп у скной способности оптимальное кодирование сообще­
ний с вязано с серьезными техническими трудностями. Пути повы­
шения пропускной способности рассматриваются в 1[15, 48-50].
IJ С имметричными называют та•к же · источники с ообщений, для которых ве­
роят нос ти р(О) и p(I) одинаковы.


Глава 3.
ПРИЕМ ДВОИЧНЫХ СИГНАЛОВ ПРИ НАЛИЧИИ
ПОМЕХ
3.1. Краткая харак-теристика помех
По своему происхождению и физическим ,свойствам номехи
весьма разнообразны, а хара~тер их воздействия на прие~ное
устройство в значительной ,мере зависит не только от свои,ств
помехи, но и от хара,ктеристик ПР'иемного устройства. Поэтому до
настоящего времен.и не разработано достаточно полной и четкой
классификации различных видов помех, учитывающей ,все много ­
образие их особенностей . Ниже приводятся приближенная клас­
сификация и краткая характерист.ика некоторых видов помех, в
наибольшей ,степени воздействующих на системы передачи цвоич­
ных сигналов. По харак,еру ,воздейств·ия -на принимаемые сигна­
лы различают помехи аддитивные и ·мультипликативные.
Аддитивная помеха представляет собой электрическое возму­
щение, складывающее,ся с сигJ:Iалом. При этом напряжение на
входе приемного тра·кта можно представить как ·сумму напряже­
ний переданного ,сигнала и аддитивной •помехи. Помехи этого
типа иногда называют шумом . К аддитивным относятся помехи
активного происхождения , т. е. помехи, вызванные активными
естественными либо искусственными источниками электрома·гнит ­
ных ,колебаний .
Мультипликативной помехой ·называется нерегулярное из,мене­
ние коэффициента передачи канала связи μ (i •ы1t) , характеризую­
щего отношение напряжений сигнала на выходе канала связи
ипр(,t) и на его входе Ипер (•t) . При этом напряжение принятого
сигнала Uпp(,t) может быть представлено в виде ипр(.t) =
= 1μ (i ыtt) Uпер (it) . Здесь ,μ (i ,ы11t) предста·вляет собой случайную
(обычно ,медленно меняющуюся по сравнению с сигналом) функ­
цию времени, в процессе флуктуации которой могут измениться
как уровень принято ,го ,сигнала, так и его -апектральная структура.
Наиболее распространенными видами таких помех являются раз -
-личного
рода замирания сигналов ;- обусловленные нерегулярными
изменениями пара1метров среды, через ,которую эти сигналы рас­
пространяют,ся . Принимаемые сигналы могут быть подвержены
одновременному воздействию аддитивных и мультипликатив:ны х
пом·ех.
42


По временной структуре помехи удобно делить на непрерывные
и импульсные. Среди большого числа возможных помех ·непрерыв­
ного ткш1 в системах передачи данных наиболее часто ·встречает­
ся флуктуа-цлонная помеха, реже - некоторые виды сосредоточен­
ных по спектру помех.
Флу ктуационная помеха представляет собой последователь­
ность весьма кратковременных, следующих друг за другом ,с боль ­
шой частотой нерегулярных всплесков. Мгновенное значение на­
пряжения флуктуаruионной помехи я·вляется непрерывной ,случай­
ной величиной. Для математического описания такой случайной
величины используют понятие плотности вероятности. Плотностью
вероятности случайной величины Ии называется функция
W( ) 1. р(и~llп~и-+-Ли)
Ии=im
л
,где p(u~uu~u+Лu) - вероятность
ЛU-+0
U
того, что ,случайная величина (в данном случае мгновенное зна­
чение напряжения флуктуационной помехи) лежит 1в пределах от
и до и+Ли.
.
Аналитическую либо графичеокую зависимость W (ии) назы­
вают дифференциальным законом распределения вероятно-сти
(-слово «дифференциальный» для краткости часто опускают).
Плотность вероятности для мгновенных значений напряженяя
флу.ктуационной помехи описывается нормальным законом рас­
пределения
1
W(ип)= ,r- е
r 2n<Jп
где Uп - мгновенное значение напряжения ,помехи; Uп ~ •среднее
значение (постоянная ,соста·вляющая) напряжения; u2п=
= (ип-и ~)
-
дисперсия случайной величины Uп, т. е. средний
квадрат ее отклонения от среднего зна-чения. В данном -случае
о-2п= и2п·эФ - квадрат эффективного значения переменной состав­
ляющей флуктуационного напряжения.
Флуктуа,ц.ионный процесс, как пра,вило, не имеет постоянной
с-с,С'Тавляющей. На рис. 3.1 показаны реализации напряжения
_u~tJa
-ll
t
Рис. 3. 1 . Кривые ·нормального закона распределе­
ния вероятности
43


флу;ктуац,ионной помехи Ип(t) и графики функции W (ип) для двух
значений ее диоперсии а2п. Флуктуационная помеха на входе при­
ем:но·го устройства обладает ,сра1внительно равномерным и значи­
тельно более широким, чем у сигнала, спектром. Под воздейст­
вием случайных всплесков флуктуационной помехи на узко­
полосную избират-ельную систему (напри11ер, высокочастотный
тракт пр-иемника) в ее ·контурах возбуждаются свободные зату­
хающие колебания. Совокупность колебаний, вызванных отдель­
ными всплесками, образует ·на выходе избирательной системы ре­
зультирующее колебание, частота которо•го близка к ср едней
частоте настройки системы 'ffia. Его амплитуда и начальная фаза
являют-ся ~медленно меняющими-ся случайными величинами. Та·кое
колебание может быть представлено в виде суммы д•вух отличаю­
щихся друг от друга по фазе на 90° гармоничес·ю1х составляющих
чаiстоты ffio, огибающие которых являют-ся случайными величина­
ми, имеющими ·нормальное распределение вероятности и одинако­
вые дисперсии. Свойства фл у ктуационных помех подробн о рас ­
сматриваются в [26] и [52].
И.мпульсная помеха представляет -собой последовательность
непере'Крывающихся по времени в общем случае нерегулярных
им.пульсов. При ее ·воздей.с'rв.ии на вход узкополосной ·си1стемЬ1
напряжение помех на вь1ходе этой системы сохраняет .импуль,сный
характер при условии, что средние интервалы между импульсами
превышают длительность вызванных импульсами помех переход­
ных процессов. Если же полоса приемного тракта столь узк а, что
это условие не соблюдается, то возбужденные отдельными им­
пульсами колебания будут перекрываться и помеха на выходе
может оказаться по ,своей структуре ближе к флуктуационной,
чем ,· К импульсной. Этот пример свидетель.ствует об условности
принятой нами клаsесификации . помех по их . временной структуре;
о.на не учитывает того, что структура помехи на выходе тракта
за,висит • от соотношения м ежду полосой тракта и параметрами
помехи на его вход~ . · Структура импульсных помех и характ~р
их воздействия на ВЧ тракт приемника рассматриваются в - §- 3.8.
_
Сосредот-оченными по спектру (или гармоническими) · назы­
вают помехи, основная энергия которых сосредоточена в п о лосе
частот, соизмеримой по ширине с nолосой частот сигнала или
уже нее. Обычно такая помеха представляет , собой гармо н иче­
ское колеобание, незатухающее либо модулированное (манип ул.и­
рованное). Проникая в приемный тракт; гармонические п о мехи
образуют с принимаемым 1сигналом ·биения, что приводит к пара­
зитной амплитудной и фазовой модуляции с1игнала. Взаимодей­
ствие сигнала и помехи в нелинейных элементах приемн·ика при­
водит также ·к возникновению комбинационных помех, а при
больших амплитудах помехи - к подавлению сигнала. При опре­
деленных длительностях, характере и глубине модуляции гармо­
•нич,еская помеха -может оказаться по своей структуре весь:ма
близкой к импульсной или флуктуационной : Ее спектр может быть
как дискретным, так и непрерывным .
44


3.2. Количественная оценка помехоустойчивости ·
систем передачи двоичных сигналов
В реальных системах связи прием осуществляе'Г'ся в усло'В,иях
воздействия помех. Это приводит ·к искажениям сигнала, имею­
щим случайный характер. Даже при весьма высоком оп1ошении
средних мощностей сигнала и помехи нет полной гарантии абсо­
лютно достовернио пр.нема сообщений; речь •может ·идти лишь
об обеспечении определенной вероятности достоверного приема.
Для исследования и ·сравнительной оценки помехоустойчивости
различных систем передачи д1воичных .сигналов необходимо,
прежде всего, устанО'вить его количественную меру . С точки зре ­
ния потребителя удобно оценивать помехоустойчивость по .степени
обеспечения функциональных задач автоматизированной системы
в целом при заданных уровнях и характере 1ситнала и помехи.
Однако при этом анализ проблемы помехоустойчивости стано­
в,ится весьма сложным, что вынуждает 01бычно ограничивать об­
JJасть рассмотрения этой проблемы самой системой передачи ин­
формации либо ее отдельными звеньями. Следует также учиты­
вать, что ,во многих системах связи, в том числе ·в СПД, широко
применяются каналы связи универсаль'Ного назначения, ра1ссчи­
танные на возможность их иопользования различными потребите­
лями. Поэтому при оценке помехоустойчивости систем передачи
информации область рассмотрения обычно ограничивают самим
каналом связи, а . анализ производят с точки зрения обеспечения
требуемой достоверности передачи сообщения по каналу 1снязи
при заданных уровнях и характере сигнала и помех.
Количественная оценка помехоустойчивости системы •передач·и
информации может быть сделана по степени соответствия прини­
маемых сообщений переданным в заданных условиях _ приема .
Такая оценка не может быть однозначной для любых систем, по­
скольку допустимые характер и •степень несоответст,вия зависят
от назначения систе,мь1 передачи информации. Поэтому возможны
различные критерии оценки ' степени 'соответствия принимаемых
с ообщений переданным и соответств ующие им ,критерии опти­
малы-rсiсти приемных устройств.
Оптимальным является приемное устройство, обеспечивающее
при заданном критерии • оптимальности максимальную степень
соответствия принимаемых сообщений переданным, т. е. наивыс­
ш ую помехо устойчивость. Эту предельно достижимую в заданных
у сл овиях приема помехоустойчивость называют потенциальной
помехоустойчивостью. Степень приближения помехоустойчивости
реальных систем к потенциальной указывает на воз,можные резер­
вы совершенствования этих систем. Сравнительная оценка потен­
циальной помехоустойчивости при различных видах сигналов
позволяет обосновать выбор сигналов, обеспечивающих наивыс­
шую в данных условиях помехоустойчивость.
Вопросы .анализа помехоустойчивости раз.7lичных систем пере ­
дачи информации являются . предметом теории потенциальной
45


помехоустойч.ивости, котор.ая была разработана в 1946 г. В. А. Ко­
тельниковым [26] и развита в ряде дальнейших работ советских
и зарубежных ученых . Кратко рас-смотрим задачу оптимизации
приема двоичных сигналов на фоне аддитивных помех.
При передаче двоичных сигналов возможны два рода ошибок:
-
передан «О», но под воздействием помех на приемной сто­
роне зарегистрирована «1» (ошибка 1-го рода). Вероятность такой
ошибки Р1= р (О) р ( 1/0), где р (О) - ,вероятность передачи симво­
ла «О», а p(l/0) - условная вероятность принятия «1», если пере­
дан «О»;
-
передана «1», а на приемной ,стороне зарегистр.ирован сим­
вол «О» (ошибка 2-го рода). Вероятность тако~ ошибки р2=
=p(l)p(0/1), где p(l) - вероятность передачи символа «1», а
р(О/1) - условная вероятность принятия символа «О», если пере­
дан ·СИМВОЛ «1».
При передаче данных ошибки 1 и 2-го рода в одинаковой сте- .
пени ухудшают работу системы управления. Поэтому удобным и
объективным 11фитер.ием количественной оценки помехоустойчи­
во,сти различ·ных систем передачи данных является величина Рош
су,ммар-ной вероятности ошибок 1 и 2-го рода, соо11ветствующая
заданному отношению уровней ,сигнала и помехи: Рош=Р1+Р2=
=p(O)p(l/0) +p(l)p(0/1). Соответ,етвенно оптимальным являет­
ся приемно•е устройство, обеспечивающее пр.и заданном отноше­
нии уровней сигнала и помехи минимум величины Рош- Общее
выражение для Рот, характеризующее потенциальную помехоус­
тойчивость при передаче двоичных ,еигналов, может быть сра·в·ни­
тельно просто и наглядно получено при помощи геометрического
представления ·сигнала и помехи.
3.3. Геометрическое представление сигнала и
флуктуационной помехи
Любые три числа - Х1, Х2, Хз
-
можно предста:вить в виде
точки в трехмерном пространст,ве (рис. 3.2а), удаленной от нача-
ла координат на расстояние D = V х21 +х3⁄4+х23. Этими ч.ислами,
а) '----~
1) f(t)
f~/1
11ff_
11
,,
1Х1
1о---\.- ~х,
/, ____ _L/
.i;,
Рис. 3.2 . Представление сигнала в трехмерном 'П рост­
ранстве:
а) rеометрю,еское ,представлен ие сигнала; б) функция,
ошн:ывающая сигнал
46
t


в час11ности, могут быть ординаты функции ·f (t) , характер изу ю~
щей сигнал (рис. 3.26). Подобная трактовка ,может быть ра с­
пространена на любое количество чисел (ординат), если ввест и
понятие многомерного нормированного метр.ического пространст ­
ва . Под последним п онимается совоку пность элементов , у кото­
рых расстоя-ние : а) между любыми ра з ными элем ентами полож и­
тельно, а между одним и тем же равно нулю; 6) не за·висит от
порядка элементов; в) ·между двумя элементами меньш е или рав ­
но сумме расстояний до третьего элемента . Координатные ос.и
предполагаются rв з аимно перпендикулярными .
Соотве-гственно совокупность любых k чисел можно предст а ­
вить точкой в k-мерном пространстве, удаленной от начала коор -
динат на расстоянии D = V Х21+х22 + .. . +х21,, либь вектором такой
же длины (обобщение теоремы Пифагора). Длина вектора в много ­
мерном пространстве называется его нормой и обозначается [J X.11 .
Как следует из теоремы Котельникова, любой с.и~нал длител ь­
ностыо Т, занимающий участок спектра шириной F , однозначно
оп ределяется k = 2FT числами , характеризующими ординаты , от­
считанные через интервалы Л•t = l/2F. Каждому такому сигналу
может быть поставлена в соответ,ствие одна точ·ка в пространст­
ве 2FT ·измерений, назыrваемом пространством сигнало'В, либо ве к­
тор, соединяющий эту точку ,с началом кординат. Длина (норма )
этого вектора равна
r~
D= IIXII= V}: х~,
(3.1)
1!=1
где Хп = f (пЛi) - координата точки по п-й оси, т. е. значение с иг­
нала в момент времени f = nЛt.
Представим функцию s (t), описывающую зависимость ·напря­
жения реал.изации сиrгнала, о г раниченного по спектр у (в вреде лах
0-F) рядом Котельникова:
где
2F7
S(f)=~Sn(f),
_
n=I
Sn(t)~8(пЛt)sin2пF(t- пЛt)
2пF(t--пЛt)
о,
Энергия каждого слагаемого s11 (t) равна: Эп= Js'2n (t)d,t.
-о,
Псiлная энергия, _ выделяемая сиг.налом на ед11нично.м . сопротивле ­
нии , равна
2FT
2FT оо
Э=~Эп =~Ss~(t)dt=
n=I
ri=l -oo
2FТ
оо
= ~s2(пЛt) ssin22nF(t- пЛt)dt.
1.J
[2лF(t-пЛt)]2
(3.2)
n=l
-оо
47


Учитывая (3.1), (3.2) и принимая во внимание ортогональность
функццй отсчета, . легко получить
D = 1is11 = 112F э = V2F V.fs2 (t)dt = V2FTVP;
(3.3)
о
где Р - средняя мощность -с.игнала, т. е. при заданной полосе и
длительности -сигнала длина вектора, отображающе го сигнал ~
многомерном пространс'Гве, пропорциональна действующему (сред­
нему квадратическому) значению его напряжения (uc ---: - VP).
Пример. Представ·ить в векторном виде в двумерном пространстве две реа ,
лизации сигна.ла -s1(t) и s2(t), каждая из кото·рых отображае'!'ся двумя опре­
деляющими ордината-ми, О'!'считываемыми в · м·оменты времени, - 1 и 2 (рис.
3.За, б). Построение очевидно из рис. З.3в .
.
Р и с. 3.3. Геом е трическое 1предпавление сигналов . (пример)
В соответствии с ф-лой (3.3) можно показать, что расстояние
м ежду концами векторов S,; и sj (р·ис. 3.4), представляющих две
реализации сигнала - Si (t) и Sj (t), имеющих одинаковые дли­
тельность Т и ширину -спектра F, равно
d,; ~v2FТ Vcs; (1)~s, (1)]' .~ V2FT✓ ~t[s;(1)-:-s;(1)]'dl.
(3.4)
Рис. 3.4. Двумер•ная геометричес­
кая модель сигналов
D7 + D7-dJi
cos а = ~-----
2D;Di
Как будет показано в даль ~1ей­
шем, помехоустойчив-ость систем
передачи д и скретной информа­
цчи в значит ельной мер е зависит
от величины di j , которая при за­
данных длинах векторов сигна ­
лов D i и Dj определяется в еличи ­
ной угла •а (рис. 3.4). В соответ ­
ствии с теоремой косин у сов и с
учетом выражений (3.3) и (3.4)
получим
'"
,
,)0S; (t) Sj (t) dt
о
"1fт
т
VSs;(t)dt5s7(t)dt
о
о,
48
(3.5)


Правая часть этого выражения представляет собой нормирован-
• ный коэффициент , взаимной кор. решщии . Гij между - сигналами , si (t)
и s.i (,t). Если эти сигналы взаимоортогоюi'льны, то ri.i = О, ,а = 90°
и векторы сигнал'ов S; и s~ также ортогональны.
Большой интерес для систем передачи информации пред~став­
ляю т реализации сигналов, об л адающие · ортогональностью в уси­
ленно.м ол ы сле . Для этих реализаций условие ортогональности
сох ра няется при- замене одной из реализаций на сопряженную,
т. е. нар51дУ с (2.2) справедливо равенство
т
2
-
1 1S;(t)s~(t)dt=О,
т\
1
т
-2
(3.6)
где s*j(,t) --сСУПряженная с s.i(t) функция . Она отличает.ся от по­
след:ней тем, что все ее ,составляющие сдвинуты на л/2. Сигналы,
ортогональные в усиленном смысле, обеспечивают более высокую
помехоустойчивость при флуктуации фазы сигналов, ибо любые
изменения . фазы не нарушают -ортого·нальности таких -сигналов.
Ограниченная по спектру и по длительности флуктуационвая
помеха также может быть представлена в в·иде вектора в много­
мерном пространстве. Ф у нкция , отображающая такую помеху,
однозначно определяется при помощи 2FT определяющих ординат,
отстоящих друг от друга ·на интервалы, ра1вные 1/2F. Величины
этих ординат можно полагать статистически независимыми и
имеющими нормальное распределение со средним значе нием, рав­
ньrм нулю, и дисперсией cr2п~N. Величина ,N характеризует ,сред­
нюю мо щность, выделяем ую пом ехой на ре зисторе сопротивлением
в 1 Ом. Очевидно, что здесь, ка ·к и в случае геометрического пред­
ставления сигнала, дщша вектора и эффективное зиачение функ­
ц·ии свflзаны коэффициентом V2FT. Поскольку напря жение флук­
туационной по мехи является ·случайной ф у нкцией времен.и, то как
величина, так и направление вектора (1;), отображающего от­
дельную реализацию этой помехи, также случайны.
.
Среднеквадратическое значение длины вектора ' помехи ра•вно
(3.7)
Длина проекции вектора на п-ю коорд:инатную ось (sп)' ха ­
рактеризующей мгновенное значение помехи в момент време ни
пЛt, имеет нормальное р аспределение вероятностей с диспеDсией
,сr2п = ;л,.;
~~
2 (J~
W(1;п)= --е
}/2:п:сrп
(3.8)
П роисходя щие в системе . связи процессы :взаимного ттреобра­
зования , сообщений и с,tг.налов удобно рас-сматривать при помощи
49


геометрических представлений. Совокупность в-сех возможных
сообщений образует в общем случае мнотомерное пространство
соо1бщений. Каждое из возможных сообщений преобразуется в
передатчике (-в процессе модуляции, манипуляции) в соответст­
вующий ему линейный сигнал . Совокупность возможных сигналов
в Л'Инии ,связ.и образует многомерное пространство сигналов.
В приемном устройстве производится обратное преобразование
сигналов в соответствующие им сообщения .
В реальных системах овязи следует учитывать воздействие
помех, которое проя·вляется преимущественно в пространстве сиг­
J1
/
.,,
О§ластьi j: 1 ОоласmьJ
,,
:,I
,,
1 d=/лs/
налов. Под воздействием помехи ~ сиг-
нал S; преобразуется в сигнал s\ (рис .
3.5). Может оказаться, что расстояние
между вект_о_ром принятого сигнала §ii
и вектором Sj будет меньше, чем расстоя­
ние между векторами S'; и S; . Это неми­
нуемо приведет к ошибке, так как соз-
Х1 дать приемное устройство, которое по
Рис. 3.5 . ,Геометричес·кое принятому сигналу S'; с концом отобра­
представление процесса ис- жающего t'ГО вектора в области j выда­
J<ажения сигнала под воз· ' вал о бы решение о том, что фактически пе-
действием помех
редавалось сообщение, соответствующее
сигналу S;, принципиально нево3можно.
3.4. Идеальный приемник Котельникова
В этом приемнике все пространство сигналов разд€ляется на
области, границы которых равноудалены от концов векторов со­
седних ,сигналов. При этом ошибка в приеме сообщения возни­
Xz 05.
,,
о.
"
'Лllcmь ,,1 I О ласть" О
• Рис . 3.6. К определению по­
,тенциальной -помехоустойчи­
вости
кает, лишь когда конец результирующе­
го вектора сигнала и помехи оказывает ­
ся в области, относящейся к другому
сигналу, как это, например, показано на
рис . 3.6 . В этих условиях достигается
наимень.шая принципиально . · возмож•ная
(при да-н,ных·· • еигнале и помехе) вероят­
ность ошибки, а следовательно, и потен­
циальная помехоустойчивость. Именно в
этом смысле рассмотренный приемник
!{азывается идеальным; -принципиальная
возможность его создан,ия была показа­
на В. А . Котельниковым (26].
Расстояние d между . концами векторов соседних сигналов яв­
ляется геометрической интерпретацией различия между этимn
сигналами. Чем больше расстояние d, тем больше потенциальная
помехоустойчивость. Величина d зависит: а) от уровней соседних
сигналов; б) от способа преобразования сообщения в сигнал. Так,
50


при передаче двоичных сигналов (j • О, i= 1) методом амплитуд­
ной манипуляции «1» соотвеТ'ствует колебание А •cos w.t, а «О» -
отсутств,ие колебаний. Различие между этими ·посылками харак­
тери зу ется ве л ичиной А. В случае применения фазовой манипуля­
ции « 1» соот в етствует ·колебание А cos ,wt, а «О» - колебание
-
А cos wt. Различие между этими колебаниями оказывается вдвое
больш и м, чем в случае АМ. Поэтому при проч.их рав;ных условиях
приема для превращения одного сигнала в другой во втором .сл у ­
чае потребуется вдвое больший уровень аддитивной помехи.
3 .5 . Потенциальная помехоустойчивость при
когерентном приеме двоичных, полностью известных
сигналов
П у сть на входе идеального приемника при наличии флуктуа­
ционных помех ·воздейс1'вуют ,сигналы двух типов - Ис 1 и uc0(.t),
соответствующие передаче «1» и «О» . Будем считать (это имеет
принципиальное значение), что все параметры обоих сигналов
(амплитуда, частота, фаза, длитель·ность), а также вероятность
появления каждого из ,сигналов известны. Закон распределения
помехи также предполаrае11ся известным. Неизвестно лишь, какой
из сигналов принимается во время данного интервала наблюде­
ния .
Не рас,сматривая какие-либо кон-кретные ·схемы реализации
идеального приемника, найдем общее выражение для ·вероятнос­
ти возникновения ошибок ·в этих условиях. В системах передачи
данных «1» и «О» в·стречаются с равной вероятностью, т. е.
р (О)= р ( 1). В этих услов.иях пространство ,сигналов, двумерная
модель которого приведена на рис. 3.6, должно быть разбито на
две одинаковые области, граница между которыми равноудалена
от концов векторов сигналов S1 и So. Вероятность ошибки Pom =
=,p(0)p(l/0) +p(l)p(0/ 1).
Учитывая, что р (О) = р ( 1), и полагая из -соображений симмет­
рии p(l/0)=p(0/ 1), получим Рош=Р(0/1)=р(1 /О), т. е. до·статоч­
но определить вероятность перехода результирующего ·вектора из
его области ·в другую . Поскольку имеются только две обла-сти,
такой переход возможен лишь при определенном знаке проекции
вектора помехи sл на напра•вление разностного вектора ,ЛS. Тогда
Рош будет вероятностью ТО'ГО, что ·величина ~ л превышает d/2. Оси
многомерной координатной ,системы можно раоположить таким
образом, чтобы вектор ЛS оказался параллельным одной из них
(на1Пример, обозначенной индексом п) . При этом вектор sл мож­
но рассматривать как проекцию (sп) вектора помехи на п-ю коор­
динатную ось, т. е. просто -как мгновенное значение помехи в мо­
мент времени n.M .
Как указывалось ранее [см. ф-лу (3.8)], величина sn имеет
нормальное распределение с диопер·сией (J2п=LN = <cr2. В соответ-
51


ствии -с этим вероятность ошибки Рош = Р (0/ 1) = Р {1 Sn 1> f}
""
со
SW(sп)d~,, = , ,r
1 5е- 2и' с!sп•
-
r2л:а
Она равна площади за-
d/~
d/2
штрихованного участка
(рис. 3.7).
кривой распределения :вероятно ст-ей
Выражение для Рош может быть .преобразовано к виду
Рош = 0,5 [1-Ф(а)J,
а
22
(3 .9)
где а=-
, а Ф (а)=----=-
е - dz - интеграл вероятности Га-
d
-
2
1
- ,;-
2а
)'2л: .
о
усса (функция Крампа).
Из ф-JIЫ (3.9) ВИД;НО, что ДJIЯ умень­
шения вероятности ошибки необходимо
увеличить коэффициент а. При заданном
уровне помех это может быть достигнуто
увел.ичением расстояния d между сигна­
лами.
Ри-с . 3.7. -К: о,пределению ве­
роятности ошибки ,при иде­
альном ,приеме
Приняв во внимание, что в соо твет­
ствии с (3.4)
_п~лучи_м
т
а2= _1_ r[uc1(t)-uco(t)]2dt,
2N0 J
·
·-
(3.10)
о
гдеN~ -
спектральная плотность мощности помехи.
Выражения (3.9) и (3.1 О), определяющие вероятность ошибки
при идеальном приеме в общем -виде, ха рактеризуют nоте1-щиаль­
ную -помехоустойч.и1но-сть при' ког·ерентном ,приеме двоичных -сигна­
лов и :Сделанных допущениях (равновероятность посыло к «О» и
«1»). Подставив в них 'из ф-л (2.la), (2.16) соответствующие зна­
чеiшя Ис1 (,t) И Исо (t), МОЛ{НО ПОЛУЧйТЬ следующие выражения,
характеризу,ощие поtе:Нциальную помехоустойчивость пр.и пере­
даче двоичных сигналов меtодамii амплиtудной, частотной и фа­
зовой манипуляции:
р,шлм00, се O,s[1 -Ф(Jf ,;)J,J
РошЧМп~т= 0,5 [1-2:- ф (V:J]' }
Р=•;.,,, ~ О,ф-Ф(V;;: )] j
.52
(3. 11)


Как видно из ф - л (3.11), потенциальная ,помехоустойчивость .
полностью определяется отношением энергии сигнала Э к ,спект-­
ральной плотности мощности ,помех No.
Сравнительная количест,венная оценка потенциальной по мехо­
у,стойчивости .при рассмотренных видах ,м анипуляции может быть­
произведена по построенным в соответствии с ф-лами (3.11) кри-
вым зависимости Рош от V Э/,N0 (рис. 3.8).
Максимальной потенциальной помехо ус тойчиво·сть ю обладает-­
система передачи двоичных ,сигналов методом фазовой манипуля- -
ции, у которой выполняется условие
1_ 2 3 4'{з/N,
Uc1 (t) = -Uco (t), т. е. коэффициент а
0
имеет наибольшее возможное значе­
ние. В такой системе радиус-векторы
сигналов равны по длине и нашравл е -
70-1
ны в противоположные стороны, что со-
ответствует наибольшему расстоянию
d между их концами, а следовательно,
и наибольшей поме х о устойчивости.
Наименьшей потенциальной поме­
хоустойчивостью обладают системы с
АМ.
,o-J
Полученные выражения для потен-
циальной помехоустойчивости соответ ­
ствуют условиям, при которых ,все па­
раметры принимаемых сигналов (в т,ом ,о-,
числе и их фаза) точно известны.
В этих : условиях может быть испо-льзо­
ван когерентный ( синхронный) метод
приема, при котором возникновение ,о­
ошибок обусловлено ,воздействием
лишь одной составляющей н апряже ­
5
'
"
'
'
1
1
,r:AH
'
[{l/1
Ч/1
1
ния помех (синфазной либо противо- Р0ш
фазной с сигналом). - Поэтому пол у "
Рис. 3.8. Трафики вероятно с ти
ошибки ,при идеальном приеме
АМ, ЧМ и ФМ сигналов
ченные - выражения и характеризуют
помехоустойчивость при когерентнож,
приеме .
В реаль:ных каналах связи вследствие замиран ий, многолуче- ­
вого распространения (коротково лновая, тропосферная радио- ­
связь), нестабильности фазы излучаемы х передатчиком колеба ­
ний и других ,пр ичи н реализация когерентного пр.нема встре,iает
серьезные тех нические трудности. Прием сигналов, при котором
для их различения не используется информация о фазе прини­
маемых · колебаний, называется некогерентным. Оче-видно, что
последне,му свойственна более низкая по мехоус тойчиво сть, чем
когерентному приему.
Степень при:ближения реальной помехоу,стойчивости k потен­
циальной зависит также от того, как меняется отношение уровней ­
сигнала и помехи при их прохождении через приемный тракт. - от­
ношение мощностей сигнала Ре и помехи N на •выходе - приемного"
53


· тракта (!2 = P c/N) завис и т от степени согласования амплитудно­
tiастотных и фаза - частотных _ характеристик тракта со структурой и
пара м етрами сигнала. Мож но ,пока зать [44], что при приеме дис_­
кретных сиг н ал о в на фоне флуктуационных помех с равномер­
ным спектром существует предельное отношение мощностей сиг­
нал а и ш ум а на выходе приемного тракта, которое не может быть
прев зой ден о нr-i пр.и каком виде обработки. Оно не зависит от
структуры сигнала и равно
(3.12)
С о гласовани е характе ристик приемник а (кан ала связи) со
- структурой ·сигнала, при котором обеспечивается такое отношение
мощностей сигнала и пом ех и на выходе приемного тракта, на з ы­
вают идеальным согласованuе .м.
Таким образом, н_еобходимымu условиями реализации потен­
циальной помехоустойчивости при приеме двоичных, полностью
известных сигналов являются: а) применение когерентного прие­
ма; 6) идеальное согласование характеристик канала ·с сигналом.
Их об ычно называют условиями идеального приема ,
3.6. Способы согласования характеристик канала
с сигналом при флуктуационных помехах
.Не зависимо от выбора критери-я соответствия принимаемых
--сообщений переданным ·всегда необходимо ,вначале произвести
-,О:бработку сигнала, · обеспечивающую •ма~симальное отношение
-сиr.нал/шу,м на выходе приемного тракта. Сигнал ,может обраба-
ть1ваться как до детектора, так и после него. В случае пр,имене­
,ния когерен,:ноrо детектирования додетекторная обработка и по­
оеледетекторная обработка ,сигнала ра·вноценны. При некоrерент­
ном детектировании за -счет потери информации о фазе сигнала и
·не.линейности процесса детектирования последетекторная обработ­
ка (особенно при малых ·соотношениях ·сигнал/шум) менее эф­
,фективна, чем додетекторная. Вопросы последетектор;ной о•бработ­
ки ·,сиrналов рассматриваются в § 9.2.
Додетекторная обработка сводится к возможно более опти­
мальному со-гла,сованию характеристик канала (предшествующего
де-тектору приемного тракта) со структурой ·сигнала. Из методов
,с·огласования наибольшее лракт,11ческое применение нашли методы
,квазиоптимальной и оптимальной фильтрации .
При квазuоптuмальной фильтрации уровень флуктуацио:нной
помехи N может .быть уменьшен путем ·сужения полосы пропуска­
ния (N = 'ЛFэФNо). Однако сужение полосы целесообразно лишь
_ до некоторого оптимального значения ЛFэф.опт, определяемого
спектром ,сигнала. При дальнейшем ,сужении полосы наряду с
уменьшением уроRня помех будет заметно уменьшаться и уровень
-сйrнала, что приведет к понижению отношения сигнал/помеха (12)
ла выходе тракта. Такой прием 'Сигналов, при котором пqдбором
54


наивы~;-однейшей полосы пропускания . достигается наибольшая~
помехоустойчивость, но не решается задача полного ·согласовани я.
формы амплитудно-частот;ной и фазовой характеристик трак_та с·
сигналом, принято называть узкополосным приемом ,сигналов , или:
квазиоптимальной фильтрацией . Наибольшее значение 12, полу­
чаемое при узкополосном приеме одиночных посылок с прямо - ·
угольной огибающей, равно l2опт~О,82Э/N0 , т. е. близко к предель­
ному.
При передаче данных и в телеграфии, где дис.кретные сигналы,
следуют :непрерывно друг за другом, помехоустойчивость снижает­
ся вследствие воздействия остаточных колебаний от предыдущих:
элементов 1 обусловленных переходными процессами в приемном,
тракте. Дело :в том, что при наличии остаточных колебаний . от·
предыдущего элемента (рис. 3.9) решение о наличии либо отсут -
и
t
Рис. 3.9 . Взаимное перекрытие соседних посылок
ствии элемента в момент f1 принимается не по его абсолютн'ом у­
значе:нию в этот момент ( И1), а по разности .ЛИ = •И1-.Ипред,.
которая фактически является напряжением полезного сигнала.
Оптимальная полоса должна определяться из условия ,макси­
мума отношения ЛИ к на1пряжению помехи. Как показано [46], в ·
этих условиях максимальное значение 12 составит величину
l~пт ~ 0,5 Э/N0 •
(3.13)1
Идеальное согласование характеристик канала со .структурой сиг­
нала может быть достигнуто методами оптuмалы-юй фильтрации.
Запишем спектр сигнала и частотную характеристику фильтра
в виде: S(i •<u) =IS(i ,ffi)le 1Q)c< 00), K(iw)=IK(iw)le1Q)(w)_ Как пока ­
зывает ,анализ [4.4, 52], оптимальным для приема дискретных
сигналов пр,и наличии флуктуационных помех с равномерным
спектром является фищ,тр, у которого амплитудно-частотная ха­
рактеристика пропорциональна амплитудно-частотному спектру
сигнала, .а фазовая характеристика равна сумме фазового спектра
сигнала, взятого с обратным знаком, и задержке (- wf0), т. е.
1К(iw)!=k\S(iffi)1, (j)(<u)= -
[(j)c (w) +<u t0J.
(3 .14),
Благодаря совпадению формы амплитудно-частотной характерис­
тики фильтра и амплитудного спектра сигнала полнее выделяю,тся·
те составляющие, которые наиболее сильно ·выражены ·в спектре ..
55


·Слабо выраженные составляющие. ослабляются· для того, чтобы
наряду с ними не прошли интенсивные составляющие помехи в
широком диапазоне частот. Это (наряду с особенностя,ми фазо­
частотной характер,истики) обеспечивает ·наивысшее · отношение
сигнал/помеха в момент отсчета.
Как видно из ф - лы (3 .14), взаимные фазовые сдвиги спект­
ральных со·ставляющих входного сигнала компенсируются фазо­
частотной характеристикой фильтра. Благодаря этому все спект­
ральные ,составляющие на выходе фильтра одно-времен.но дости­
гают амплитудных значений в момент _ времени f = ,,to ,И, сумми­
руя-сь, образуют · максимум ·выходного напряжения сигнала.
Как показывает анализ, при когерентном отсчете амплитуды
выходного си г нала в момент i = Т (где Т - длительность элемен ­
· та) достигается предель ное отношение сигнал/помеха, о п ределяе­
мое выражением (3.12). Однако оптлмальный фильтр преобразует
сигнал (радиоимпульс) с прямоугольной огибающей в сиг,нал с
· треугольной огибающей и удвоенной длительностыо .- для систем
передачи данных такое удлинение .сигналов крайне нежелательно,
• поскольку оно приводит к взаимному перекрытию соседних еди­
ничяых элементов, т . е . существенно -снижает помехоустойчивость.
От этого недостатка свободна рассматриваемая ниже схема опти­
мальной обработки гармонических сигналов с прямоугольной оги­
· бающей, в которой используются коммутируемые . фильтры (инте-
гральный прием) .
При интегральном приеме в случае поступления гармониче­
-ского сигнала с п рямоугольной огибающей на фоне флуктузцион­
ных помех с равномерным спектром обеспечивается предельное
превышение сигнала над помехой. Это превышение определяе1'ся
равенством (3.12). По этому способу за время длительности сиг-
lL(t)
f2
f/11mf!вратор ,
Ре;шстр.
!fCIТljrdO
Ри·с . 3.10. Структурная схема приемного у стройства
с додетекторным интегрирова ·нием
нала производится интегрирование смеси сигнала с помехой; к
. моменту окончания каждого сигнала происходит принудительное
гашение колебаний в интегрирующей цепи (рис. 3. 1О). В качестве
интегратора может быть использован резонансный (настроенный
на несущую ча,стоту сигнала) контур, обладающий столь узкой
nо.Jюсой, что время установления стационарных колебаний в нем
значительно превышает длительность элемента 1).
!) Поскольку интегратор представляет ,собой фильтр, ·КОМ'Мутируемый син ­
хронно с ,периодом Т, его часто называют синхронным либо кинема .тическим
•Фильтром .
56


В интервале времени 0-Т ам,плитуда сигнала практические
линейно растет во времени, т. е. имеет •место операция интегриро­
вания огибающей амплитуд оiгнала , Воздействующие на вход ин­
тегратора .соста·вляющие флуктуап,ионных помех, в отличие от·
гармонических колебаний сигнала, имеют случайЕые фазы, Вслед­
ствие этого напряжение помех на выходе интег_ратора растет во,
времени не линейно, а пропорционально Vt; мощно·сть растет по·
линейному закону. Поетому лри интегрировании отношен,ие мощ­
ностей сигнала и помехи является линейной функцией интервала
интегрирования.
Повышение помехоустойчивости пр.и интегрировании (усредне­
нии) можно также рассматривать как следствие происходящей на­
ряду~ накоплением энергии помехи частичной взаимной компен­
сации · отдельных составляющих флуктуаций с разным.и знаками _
Аналогичные процес-сы происходят и в -случае обычной фильтрации
в высокочастотном тракте приемника при узкополосном приеме .
Чем . длиннее интервал усреднения Т и -слабее корреляц.ия между
мгновенными . значениями помехи на входе интегратора, тем эф­
фективнее проявляется упо,мянутая компе-нсация пр-и интегриро­
вании. Интервал усреднения равен длительност.и элемента, а сте­
пень корреляции · между мгновенными значениями помехи опре­
деляется поло.сой ,ЛFэФ высокоча·стотного тракта, предшествующе­
го интегратору. Поэтому достигаемый за счет интегрированиЯ'
выигрыш в отношении сигнал/помеха -составит величину . ( см ..
рис. 3.10) l2инт/l2 = :ЛFэфТ.
Благодаря гашению коле,баний в интегрирующей цепи по,
окончании действия каждого элемента устраняется вз;:,имное
перекрытие соседних элементов и исключается воздействие помех .
энерг.ия которых накоплена за время, предшествующее началу
данного элемента) Нее это существенно повышает помехоустойчи­
вость . Произведя в момент 01юнчания элемента когерентный от ­
счет амплитуды выходного напряжения, можно обеспечить превы­
шение сигнала над помехой, определяемое равенством (3.12):
Таким образом, при приеме :непрерывной по:следовательности
посылок выигрыш в превышении сигнала над флуктуационной по­
мехой, достигаемый в случае перехода от узкополосного пр.иема
к интегральному, составляет величину порядка 2 (по мощности) .
3.7. Потенциальная помехоустойчивость при приеме
двоичных сигналов на фоне совокупности
сосредоточенных (по спектру или во времени) помех
и флуктуационного шума
•
Кратко рассмотрим задачу ,ко•гере нтного приема д,воичных сигналов на фоне
сосредоточенных ,по •спектру .помех и шума ,с равномерной в полосе сигнала
спектральной плотн о стью ·мощности. Поскольку . спектр сосредоточенных по
спектру •по·мех неравно-мерен, ,при разработке о•птималь ной схе·мы u1риема поль­
зуются предло·женным В. А. Котельниковым [26] методом JJриведения по·мехи .
с · неравномер ным спектром к .помехе ,с равномерным спектро·м. При этом схе1м 11
57


:,приемника дис,кретны х си гналов · с ·оптимальной избирательностью (рис. 3.1 !а)
состоит из линейного выравнив,ателя ЛВ, прео,бразующего опектр суммы помехи
и .шума из неравномерного в ·равно мерный ,, и оптwмального фильтра. ОФ, согла-
а) G(uJJ
(Сигнал),----.
V(i.v) ЛВ
д)~V([.J)
,
fo
If
:
'
1,-,
1
1
(
лfзФ
1
выкиiJ
Ри,с. 3.11 . К определению ,потенциаль­
ной l[]Омехоустойчивости при:· воздей­
ствии сосредоточенных ~помех и флук-
туационного шума:
а) оптимальная схема сr1 риема при
воздействии со-вокупност!;! с. осредото­
ченных по спектру помех и флуктуа­
ционного шума·; 6) спектральная
плотность сосредоточенных 1rю спект- ·
ру ~помех и шума; в) аптимальная
схема приема при воздействии сосре-
щоточенных во · времен ·и 111омех
<еованноrо с ,преобразо-ванным сигнало·м ·на выходе выра'Внивателя. Линейный
:выра1УНиватель ,пре,дставляет собой ~четырех:полюсник с амнлитудно-час·тоmой
характерис тикой
В данной формуле Ко -постоянн ый коэффициент; V(w) - энергетический ·опектр
совокупности ~помехи и шума, ·который полагаем известным .
Фазовая характеристика выравнивателя может быть любой. Воздействие
со сред оточею,ых помех приводит к уменьшению предельно · до.стижимого отно­
шения мощностей сигнала и ,по•мех на выходе оптималЬ'!iото фильтра до величи­
Э
;Н Ы , равной li= A-N, где А,;:;;1. При этом вероятность ошибки, соответствую-
о
'
щая потенциальной помехоустойчив·о·сти, ,может быть представлена выражением
Рош=О,5[1-Ф(У АаЭ/Nо)], где a=l/12, 1 и 2 для аМ1плитудной, частотной и
фазовой манипуляции соответственно. Величина А -зависит ·от соотношения уров­
ней ,помех и шума, отношения эффективных ,полос частот с1Пе'Ктра сигнала и
.помехи ; , а также формы спектра помехи. Для случая, когда спектры сигнала
и флуктуационного шума ра.вномерны, а спектр сосредоточенных ,помех сим­
метричен относительно центральной частоты fo 1(рис . 3.116), общее выражение
для определения величины А имеет вид [! !].
Лf эф.с
--2--
J
2,1
А=--~-
Л fэф.с
df
о
где Л•fэф.с - эффектив ная ширина спектра сигнала; n1 - отношение плотности
сре,дней мощности шума к ,мак,симуму ,плотности средней мощности помех и
шума (на частоте .fo); Y~l: (,f) - нормированная характеристика спектра сово­
купности сосредо точе нных помех. На.пример, для случая . воздействия п сосре ­
доточенных ,помех с ,прямоугольной формой спектра ,выражение для А примет
n(ri-1)+~
вид Апр =
5
.
По .мере увеличения отно ш ения ; (•последнее для случая узкополосных nо­
-мех всегда больше едини,цы) величина А приближаеТ'СЯ к е.динице.
58


Можно !Показать, что при прачих равных условиях •на ибольшее значен н ~:
коэффициента А, а. следовательно, и ма-ксимальная ,потенциальная помехоустой ­
чивость обеспечиваются •при ~прямоугольной форме оnектра ~по мехи. Последнее··
о,бъясняется тем, что при та.кой форме спектра 1помехи .в ,юлосе сиl'нала имеют­
ся участки спектра , nол·ностыо свобО1дные от составляющих опектра помехи. Это
позволяет, исключив (на1пример, ,при помощи режекторных фильтров) ~поражен- ·
ные помехой участки, выделить в чистом вИlде соста•вляющие отгнала. Че•м
меньше •сосредоточе·на энергия .помехи (что, на•пример, имеет место •п ри экспо­
ненциальной фор·ме ее с,пектра), тем в меньшей степени мо,гут быть использо­
ваны спект ральные различия ,сиГ'нала и со·средото,rенной помехи для подавл е ния ;
последней.
'
Основ:ными мерами борьбы с сосредоточенными ,по ·спектру 1по•мехами явля­
ется частотная и ~пространств енная из·бирательность. Разно видностями метода
пространственной избирательности являются компенсационные метос11.ы, при ко­
торых ,прием производит,ся на две ра0несенные .в ·пространст.ве антенны; су,м:1ш­
рование •принятых колеба·ний ,произ·водится таким образом, чтобы ЭДС помехи
взаимно •с.компенсировались , а ЭДС си!'нала , (которые нахо1дятся ~между -собой в.
иных фазовых отношениях, чем ЭДС .помехи) •сохранились. Способы и схем ы
пощавления сосредоточенных 'ПО ,епектру ~поме х рас-сматриваются в 1[45] и, главным
образом, :в .курса.х радиаприем•ных у-стройств.
•
Кра1'ко рассмотрим задачу оптимального ,приема дискрет н ых ,сигнало.з н а
фоне сосредоточенных во времени (имп уль·сн ых) .помех. Огиб а ющую п оме хи
будем iГIОлагать известной детерминированной функ·ци ей вре~,r ен и, что соответ- ­
с твует, •В ча,стно·стн, воздействию одюrочных имшульоных помех.
При построении QПтимальной ,для ра,ссматриваемых у,словий схемы следует ·
использовать метод .приведения помехи с неравн -омер·ной интен·сивностью к
помехе •с постоянной интенсивностью в гра,ницах длительности сигнала (46] .
Это - схема 'Приема ;:щскретных сигналов ,с оптимальной времен·нбй .избиратель­
ностью (рис. 3.11 в). Она ,представляет со·бой последовательное соединение ам­
плитудно-временного .вырав•нивателя АВВ и оптимально•го филь·тра ОФ, согла­
сованного с .прео·бразованным сиГ'нало·м на выходе !Выравнивателя. Коэффициент
у.:иления выравнивателя АВВ изменяется во времени, он обратно llРО1Порцио­
налеrн мгновенному значению нор,мирова ·нной огибающей импульса помехи. По­
добная схема о,беспечивает резкое уменьшение усиления !Приемника в .моменты ,
поступления имп ульсн ых •помех, что может быть, нашри-мер, осуществлено при
помощи схемы мгновенно действующей автоматической регулировки усиления ­
МАРУ (45] . Степень ,ВО'Здейст-вия им.пульсных памех зависит от соотношения ,
длительности сигнала и эквивалентной длительности ,помехи, формы о-rибающей
помехи и отношения уровней ~помех и lШума. Наиболее эффективно .пода·вляются ,
помехи с ,прямоугольной оги-бающей; в этом ,случае энергия п~мехи llОлностыо ,
со·средоточена в ограничен,ном участке длительности, который может ·быть пол­
ностью исключен из области при ема .
Случайный характер импульсных по-мех затрудняет реализацию оптималь­
ных схем приема. Поэтому широкое ~применение нашли различные квазиопти­
мальные методы подавления импульС'ных !Помех; некоторые из них (•на•пример ,.
метод ШОУ) рассматриваются в •следующем паратрафе.
3.8. Воздействие импульсных помех на приемный:
тракт. Способы борьбы с ними
Обычно длительность им,пульсной помехи значительно меньше ·
длительности вызываемых ею в фильтрах приемника ·нестацио ­
нарных проп.ес.сов. При этом импульсную •помеху на выходе,
высокоча ,стотного тракта приемника можно рассматривать как
реакцию его фильтров на ударное возбуждение кратковременным:
ттмпулЬ'сом помехи, воздействующим на вход приемника.
59


Примерный график -спектральной плотности подобной помехи
на входе приемника и резонансная кривая его высокочастотного
тракта приведены на рис. 3.12а. Из него ·видно, что в пределах
.а)
f(r,J}
Sп ((,})
t
~
Jи}ЭФ
Рис. 3.12 . Воздейств Йе ,импульсной помехи на избирательную с•и-стему:
.а) "р;;в ые спе ктральной пло т ност и им,пульсной пом ехи ; 6) в·озбуждение контура
имп у льсной -помехой
полосы пропускания высокочастотного тракта .спектр помехи на
его входе можно в первом приближении считать однородным с
постоянными амплитудой Sпо и фазой rфпа-
Форма напряжения на выходе одиночного контура при воз­
де йствия на е,го вход кратковременной импульсной помехи пр,иве­
дена на рис. 3.126. Максимум амплитуды такой помехи ·на выходе
одиночно·го контура наблюдается при f=O. Он равен
Ип.вых.макс = Ип.вых lt=O =" 2 Sпо Л f 3ф К (w0).
(3.15)
Из последнего выражения следует важный вывод: амплитуда
огибающей импульсной помехи на входе детектора прямо пропор­
цио,нальна первой степени велич,ины эффективной полосы про-
пускания высокочастотно•го тракта ,ЛfэФ (а не V ЛРэФ, как в слу­
чае флуктуационных помех). Это объясняется тем, что лежащие
в пределах полосы пропускания составляющие спектра иМ~пульс­
ной помехи -суммируются синфазно (поскольку в пределах этой
полосы спектр помехи практически однороден); при воздействии
флуктуационной помехи :суммируются составляющие, имеющие
случайные фазы. В усл овиях влияния импульсных помех (в отли­
чи е от влияния флукт уа ционной помехи) -нет оптимального значе­
ния полосы, обеопечивающего максимальное отношение сигнал/
пом еха. Это отношение растет с уме ньшением ,ЛfэФ• Однако зна­
чителыюе суж ение полосы проп у скания при узкополосном приеме
недоп устимо. Во - первых, ,при этом снижается помехоустойчивость
по от.ношению к ф луктуационным помехам. Кроме того, чрезмер­
ное сужен ие по л осы приводит к увеличе нию длительности (ра-стя­
гив анию) имп уль са помех и на выходе высок_очастотного тракта.
По следнее увел ичивает временной интервал .fпор, в течение кото­
рого на сигнал дейст в у ет пом ех а, что снижает .помехоустойчи­
вость.
60


"Характер влияния полосы тракта ЛFэФ и амплитуды импульс­
нои по!"1ехи на" его входе на величину fпор ясен из приведенного на
рис. 3. 13 ·семеиства огибающих напряжения импульсной помехи на
выходе тракта. Здесь за fпор условно принят интервал времени, в
течение которого огибающая поме­
хи на выходе высокоч ·астотного
тракта Ип.вых(t) превышает ампли­
туду сигнала Ис, К:ак видно из со­
поста1вления кривых 1 и 2, при не­
изменной амплитуде помехи на вхо ­
де тракта Ип.вх 1 сужение полосы
может привести к увеличению fпор, 2
несмотря на то, что макс:имальное
значение огибающей ,помех,и при
этом уменьшается. Кроме того, при
передаче данных и в телеграфии
(т . е. в условиях, когда посылки не- -: --- -
--'--
--'----'------
-
-t
прерывно следуют друг за другом) о
tnopr t11op2 t170p"
чр е змерное сужение полосы резко
снижает помехоустойчивость из - за Рис. 3 .13 . Длительнопь уча ,стка
поражения сигна ·ла 11мпульсной
растягивания импульсов самого сиг -
нала, приводящего к взаимному пе­
рекрытию соседних элементов.
1помехой
Таким образом, при обычном узкополосном приеме возникают
противоречия в выборе полосы пропускания, обеспечивающей
максимальную помехоустойчивость как при флуктуацио·нных, так
и при импулысных :помехах .
Эффективным методом повышения помехоустойчивости, удов­
летворяющим одiновременно требованиям максимального подавле­
ния как импульсных, так и флуктуационных (а также сосредото­
ченных по спектру) помех, является метод интегрального приема.
При интегральном приеме к моменту окончания каждого элемента
происходит практически полное гашение накопленной в 11нтегра­
торе энер'Гlш помехи и сигнала. Поэтому обусловленное резким
сужением полосы пропускания тракта увеличение длительности
нестационарных про:цессов (ра·стягивание импульсов помехи и
.сигнала) не приводит здесь к снижен,ию помехоустойчивости.
Выигрыш в превышении сигнала над импульсной помехой при
интеграль·но•м ·приеме непрерывной последовательности элементо·в
по сравнению с узкополосным приемом составляет около 9 дБ по
мощности.
Несмотря на высокую эффективность интегрального метода
пр,иема , обла,сть его применения ограничена. Он может быть при­
менен лишь в тех ·системах связи, где имеется возможность фор­
мирования на приемном конце синхронных с элементами сиг.нала
импульсов, при помощи которых прин удительно гасятся колеба­
ния в интеграторе .
Дл я борьбы с имп ульсны ми по м еха м и широко применяется
метод ШОУ . Если максимальное значение огибающей импульсной
61


помехи на выходе высокочастотного тракта больше амщrитуды
сигнала, целесоо·бразн·о применять ограничитель по максимуму,
срезающий часть помехи, превышающую уровень ограничения .
Для нормальной работы огранич,ителя необходимо предваритель­
но усилить по ступающее на его вход на пря жение. Однако пред­
шествующий ограничителю усилитель должен иметь широкую по­
лосу. На рис. 3.14а, 6 показаны огибающие импульсного сигнала
а)
t1,
/lолоса проп!Jс1rшшн Гl
О, /lолоса Пf]ОП!JС!ШНШI
~ 1/, Ujф2 < ,1 F_,фl
L1 Fзф1
1/1
СtLгнал J Помеха
Сuднал после
!f.7!(OПОЛОСНOсlO
1
1
t
floмexa после
огранul/umеля
Сщнал
t/) U
!fCUЛLШl{;Лfl
tlo !f.Jl(OПOЛOCHOfJO !fCtLЛumeля
/
8)
г-
1
1
1
JIJliPOl(OЛOЛ.
&цлuтель
Гfl
1,1
OгpШ!lLl/lL­
n1eл6 c!Jep,r!J
/lомеха после f/.J!(Ололосново
JICLLЛLLmeЛJI
t
У.щолол.
{/JLLЛ6mp
Рис . 3.14 . Метод ШОУ:
Гl
11
1 1/1{1,'!,ft',(IZ,
1
1
t
а) сигнал и 1памеха на ,выходе широко.полосного усилителя с полосой
ЛFэФ 1; 6) то же, ,при ,ЛFэФ 2<дFэФ 1; в) сигнал и mомеха на выходе уз.ко ­
,полосного усилителя; г) схема ШОУ
и импульсной поме~и на выходе ограничителя для двух значений
полосы тракта . . Сужение поло,сы при уменьшении амплитуды по­
мехи увеличивает ее длительность (см. кривую 2 на рис. 3.13) .
Чтобы после ограничения площадь импульса помехи была мини­
мальной, предшествующий ограничителю высокочастотный тракт
должен иметь достаточно широкую полосу; длительность помехи
при ее прохождении через этот тракт практически не должна
меняться.
Выбрав уровень ограничения близким к амплитуде ,сигнала ,
можно уменьшить уровень импульсной помехи до уровня сигнала.
Дальнейшего уменьшения уровня кратковременных по сравнению
с •сигналом импульсных помех можно достичь, включив между
ограничителем и входом детектора узко полосные усилители
62


(рис . 3.14г). Ш,ирина полосы узкополосного тракта выбирается
возможно более узкой, но достаточной для пропускания эффек­
тивной части спектра сигнала .
В у зкополосном тракте происходит дальнейшее подавJ,J:ение
помехи, короткий им·пульс которой ,не успевает нарасти до ста­
ционарной величины (рис. 3.14в). Степень этого подавления воз­
ра •стает по мере уменьшения длительности помехи на входе
узкополосного тракта . Поэтом у при воздействии импульсных по ­
мех, длительность которых на входе приемника до'с таточно мала
по сравнению с длительностью элементов сигнала, помехоустой­
чивость возрастает по мере расширения полосы широкополосного
тракта. Включив на выход узкополосного фильтра ограничитель
по минимуму, можно полностью устранить импульсную помеху.
Для этого порог ограничения по минимуму выбирают выше уро:в­
ня помехи (см. пунктир на рис. 3.14в).
.
Из л оженные принципы лежат в основе предложенной А. Н. Щу­
Кl:i.НЫМ еистемы ШОУ (широкая полоса - ограничитель
-
узка,~
полоса) (рис. 3.14г). Применение метода ШОУ_ не приводит :к по­
вышению помехоустойчивости при импульсных помехах, ,11.Qшrель­
Rость которых одного порядка с длительностью ,сигнала. Этот
метод не эффективен и в тех сл учаях, когда импульсы _ ,юмехи
,сл еду ют столь часто, что возбуждаемые .ими в высО'кочастотном
тракте затухающие свободные колебания в большой степени пере­
крывают друг друга. Кроме того, из - за наличия в тракте нелиней­
ного элемента (ограничителя) методу ШОУ ·свойственны следую-
- щие
недостатки: а) возможность подавления слабого сигнал-а
-сильной помехой, что ,существенно понижае~: помехоустойчивость
при вqздей,ствии незатуха ющих помех; б) образова ,ние в огравич:и­
теле составляющих с комбинационными частотами, создающими
.дополнительные помехи .


Глава 4.
ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ СРЕДСТВ ПЕРЕДАЧИ
ИНФОРМАЦИИ АСУ
. 4.1.. Основные понятия о структуре и элементах тракта
систем проводной связи
Для передачи данных между оконечной аппаратурой двух
абонентов используются проводные линии, называемые обычно
цепями связи л.ибо физически-ми цепями. Различают однопровод­
ные, двухпроводные и четырехпроводные ,цепи. В однопроводных
цепях токи замыкаются через ,один провод и землю. Эти цепи
сильно подвержены воздействию внешних электромагнитных по­
лей, а их параметры зависят от .свойств почвы, поэтому они при­
меняются лишь для передачи информации на небольшие рас:стоя­
ния. В двухпроводных цепях передача и прием · осуществляются
по дву11r1 1изолиро'Ванным от земли проводам. В . четырехпроводной
цепи передача производится по одной паре изолированных от
земли проводов, а прием - по другой.
Кроме физических цепей, для передачи на небольшие расстоя­
ния используют и искусственные (пикаровские) цепи, образуемые
включением дифференциальных трансформаторо'В на концах двух­
nроводных (четырехпроводных) цепей (рис. 4.1). При этом двух­
проводные цепи могут быть использованы для одновременной
передач,и дискретных и телефонных сигналов; токи дискрет.ных
сигналов, образуемых телеграфным аппаратом Т, разветвляясь
через две симметричные полуобмотки линейного трансформатора
ЛТр, создают взаимокомпенсирующие магнитные поля. Благодаря
этому в станционной обмотке трансформатора не индуцир у ется
напряжение помех .
Дискретные, ,например, те .1еграфные сигналы по физической
цепи (двухпроводной или однопроводной) передаются двумя спо­
собами: симплексным и дуплексным. При сuмплек.сном телегра­
фировании в каждый момент времени передача ведется в одном
направлении (на каждом конце тракта один телеграфный аппа­
рат). Дуплексным называется способ телеграфирования, при ко­
тором одновременно по одной цепи ведутся передача и прием. Пр.и
дуплексной схеме обеспечивается срабатывание приемного аппа­
рата от сигналов, приходящих с другой станции, н несрабатыва­
ние от сиг,налов -своего передатчика [ 14, 18]. Последнее дости­
гается применением мост,иковых либо дифференциальных схем.
64


Применяется такж~ полудуплексный метод телегр .афирОВiJ.НИЯ,
предусматривающии поочередную передачу телеграфных ,сигна­
лов в обоих направлениях при налич,ии на каждом конце тракт а
двух аппаратов (передающего и приемного).
.
т
Рис . 4.1. Пикаров1ская цепь
З'? дто ?З'
~
п
Л1
4
Б.1(
Рис. 4.2. Принцип дей­
ствия дифференциальной
,системы
Дуплексная телефонная связь по физическим цепям может
быть о,существлена по четырехпроводной и двухпроводной ,схеме
При четырехпроводной -схеме для передачи в прямом и обратном
направлениях используют две отдельные двухпроводные ,цепи
(с соо'Гвет,ствующими оконечными и промежуточными усилителя­
ми). В оконечных пунктах оба . канала четырехпроводной схемы
соединяются через дифференциальные системы де . с двухпровод r
ной (абонентской или соединительной) л,инией.
Дифференциальные системы являются раз'вязывающими
устройствами, обеспечивающими максимальное затухание между
отдельными направлениями четырех:проводного тракта (что необ­
ход,имо для получения требуемого запаса устойчивости замкнутой
системы) и малое затухание между двухпроводным трактом и
любым направлением четырехпроводного тракта. В телефонных
ка1Налах применяются де -с дифференциальным трансформатором
ДТр и балансным контуром БК (рис. 4 ..2). Сопротивление баланс­
ного контура выбирается равным входному сопротивлению двух­
проводного тракта, подключаемого к зажимам 1-1 . • При этом
схема оказывается ,сбалансированной и два направления четырех­
проводного тракта, подключаемые соответственно к зажимам
3-3 'И 4-4, будут развязаны . Так, при подаче сигнала на зажимы
4-4 токи, протекающие в полуобмотках II и III трансформато­
ра ДТр, создают взаимокомпенсирующиеся магнитные поля,
вследствие чего разность потенциалов между точками 3-3 равна
нулю. Легко проследить, что при подаче сигнала на зажимы 3-3
напряжение на зажимах 4- 4 будет отсутствовать.
Предоставление каждой паре абонентов непосредственно (либо
с коммутацией) отдельной физической цепи приемлемо лишь при
небольшом числе абонентов и -сравнительно малых ра,сстояниях
между ним.и. Такая система с-вязи (рис. 4.3) характерна для ор-
3-145
65


/( OH,"ly-
mamop
А -а!iоненты
г--, г--,
----;
1--f
1
L_.J L_.J
0.4-оконечная аппаратура ,
Рис . 4.3. Рад-иальная сеть связи
.rанизации так называемой местной связи (внутризаводс1юй,
учрежденческой и т. п.), используемой в ·низовых звеньях АСУ.
Лри необходимости одновременной передачи сообщений от многих
.источников, размещенных в одном пункте, получателям, разме ­
щенным в других, сравнительно удаленных пунктах, создаются
системы даль-ней ·с-вязи. В таких системах предоста ·вление каждой
паре абонентов отдельной физической цепи оказывается весьма
неэкономичным . Для сокращения объема и стоимости оборудова­
ния и более эффективного использо·вания резервов пропускной
способно•сти в многоканальной овязи, ка •к правило, применяются
системы, обеспечивающие одновременную ·независимую передачу
сообщений от многих источников по общей физической цепи (JIИ ­
нии связи). При этом каждой паре абонентов предоставляется не
отдельная физическая ,пара, а отдельный канал связи.
Совокупность всех каналов связи, образованных при помощи
каналообразующей аппаратуры ( КОА) различных систем уплот ­
нения, составляет сеть первичных каналов обще го-сударственной
сети связи ОГСС, являющейся базой для создания ОГСПД .
Уплотняемые при помощи КОА линии связи обычно называют
линиями большой протяженности. В общем случае тракт провод ­
'ЕОЙ -связи между абонентами А 1 и А 2 (рис. 4.4) включает в себя
1
1
1._l'fестная "j •
Нагuстраль
связь
Рис . 4.4 . Тракт дальней ,проводной связи
оконечную (ОА 1 и ОА2), коммутационную и каналообраз у ющую
аппаратуру КОА, соединенную между собой двумя у частками
местной связи и участком магистральной с в язи. Оконечная аппа­
ратура (телефонный, телеграфный аппарат, аппаратура передачи
данных и др.) при помощи коммутационной а·ппаратуры и соеди­
нительных линий подключается к КОА.
Вдоль магистрального участка включается промежуточная
аппаратура, предназначенная для увеличения дальности •связи.
Это, в первую очередь, усилительные пункты: обслуживаемые
66


(ОУП) и необслуживаемые (НУП). На магистральных участках
связь о·существляется по четырехпроводной схеме (отдельные кана­
лы для прямого и обратного направлений). Линии же местной
связи (городские, учрежденче,ские, -соединительные и др.) . и або 0
нентские аппараты являются двухпроводными. Четырехпроводные
каналы магистрали соединяются с двухпроводными линиями при
помощи де.
В основу построения любой многоканальной системы связи
положен стандартный канал тональной частоты (ТЧ), называе­
мый также ·стандартным телефонным каналом. Он представляет
собой совокупность технических средств, ,обеспечивающих пере­
дачу различной информации в полосе частот 0,3-3,4 кГц (,спектр
телефонного сигнала). Путем объединения каналов ТЧ и их
уплотнения обеспечивается возможность ис·пользования много­
канальной аппаратуры для передачи дискретной информации ,с
различной скоростью.
Кратко ра·ссмотрим основные принципы построения канало­
образующей аппаратуры при различных методах уплотнения.
4.2. Многоканальные системы с частотным
разделением каналов (ЧД)
Принципы частотного уплотнения. При частотном разделении
поло -са пропускания линии связи делится на ряд частотных участ­
ков, каждый из которых отводится для передач.и канальных сиг­
налов одного канала (рис. 4.5). Передаваемые по различным
Рис. 4.5 . Пр инци п частотного упло т нения
каналам сообщения обычно занимаю т одинаковые учас тки спект­
ра (от fн до Fв), поэтому в аппаратуре у плотнения должен быть
осуществлен перенос спектра сообщений каждого из каналов (ll
и III рис. 4.5) в •соответств у ющий данному каналу уча·сток более
высоких частот 1J. Для этой цели предусмотрены генераторы коле ~ .
1> Ка ,налы, спектры ·которых размещаются выше опектра разговорной речю
(т. е. выше 4 кГц), обычно называют ·1-iадтональными.
67•


баний частот f2, 1fз, ... , fп (называемых поднесущими колебаниями),
·количество которых определяется числом каналов. Каждое из
этих колебаний модулируется первичным сигналом •соответствую -
щего канала по ам1Плитуде, частоте или фазе.
•
В простейшем ,случае при амплитудной модуляции каждый
канальный ,сигнал (,кроме с-игнала первого канала) будет включать
в себя подне•сущую ча·стоту и две боковые полосы, обусловленные
модуляцией. Перенос спектров первичных сигналов на рис. 4.5
r.юказан стрелками. На приемной стороне при помощи полосовых
фильтров осуществляется разделение сигналов и их последующее
детектироваJше. В случае применения радиоканалов групповой
сигнал, представляющий -собой многоканальное ,сообщение, моду­
лирует не,сущую ча,стоту передатч·ика. Модуляция может быть
лмплитудная, частотная или фазовая .
,
Обозначим через ЛFi ·и 1ЛРл соответственно полосу частот, за­
нимаемую i-канальным сигналом, и общую потребную полосу про­
пускания линии _ связи . Эффективность ,использования полосы
удобно оценивать по коэффициенту использования полосы:
s=~ .ЛРi/ЛРл, Рассмотренной выше многоканальной системе с
i
ЧД прис'ущи следующие недостатки:
-
неэкономное использование полосы пропускания линии
связи, поскольку спектр канальных .сигналов надтональных кана ­
лов вдвое шире спектра исходного сообщения;
-
передаваемые по линии токи поднесущих частот не со ­
держат полезной информации и могут лишь выз·вать перегрузку
общих для нескольких каналов усилителей и взаимные помехи
между каналами. Между тем на них затрачивается большая
часть мощности передатчика.
Во избежание нелинейных искажений глубина •модуляции не
превышает обычно 0,4-: -0,5. При этом полезная мощность (она
з аключена в боrювых ,составляющих С'Пектра сигнала) равна
Рбон= m
2
Р,~одн=(0,08--;-0,125)Рподн•
2
т. е. не превышает (10-15) % мощности поднесущего колебания.
От перечисленных недостатков в значительной мере свободны
системы связи, использующие однополосный ·сигнал с r/однесущей
а)
\J1ИI
1
Рис. 4.6 . Фильтровый метод
Fнес
f
получения одно•полосного сиг-
о)
•нала:
\гlл11
а) подавление одной боковой
Fщс
f
полосы; 6) пощавление одной
D)\ГV 11
·боковой !ПОЛОСЫ и частичное
r
подавление несущей; в) полу -
Fнес
чение однополосного ·си г нала
··{рис. 4.6а), и особенно системы однополосной ,связи ,с ча,стично
либо полностью подавленной под:несущей (рис. 4.66, в). Эти систе­
мы широко применяются как в про в одных, так и ·в радиолиниях ..
68


Многоканальные системы с частотным разделением и одно­
полосной модуляцией. Структурная схема многоканальной аппа­
ратуры, в которой однополосный сигнал формируется при помощи
фильтра, приведена на рис. 4.7а. Сигналы от отправителей в.сех
О,)
Корресп. 1
Норресп. 2
Корресп.л
о)
J(oppecn.!
J(oppecn.2
l(oppecn. n
Рис. 4.7. Многоканальная
с,и-стема связи с частотным
разделением каналов и одно-
,полосной модуляц•ией:
а) •структурная схема а-п'!lа­
ратуры, в ·которой одноrпо ­
лосный сигнал формируется
·С !ПОМОЩЬЮ фильтров;
б) спектрал~,ная структура
· rрупnового ,си-гнала
каналов, кроме тонального, поступают на модуляторы, где преоб­
. разуется
,спектр. Напряжения ,с выходов модуляторов отдельных
. каналов,
пройдя через полосовые фильтры, пропускающие лишь
составляющие требуемой боковой полосы, суммируются и по.сту­
пают в грушювой канал (в проводную линию либо на вход груп­
пового модулятора передатчика радиоканала). Спектр _ группового
. сигнала
показан на рис. 4.76. Сигналы отдельных каналов на
приемной стороне разделяются также полосовыми фильтрами.
Исход.ный спектр ~сигналов воостанавливается в демодуляторе (,сме­
сителе), на второй вход которого воздействуют колеба•ния от
местного генератора поднесущей частоты. Напряжения ·с выходов
демодуляторов через ФНЧ п·оступают к получателю.
При технической реализа'ЦИИ ,систем с однополосной модуля­
цией ·встречается ряд трудностей, обусловленных необходимостью
подавления колеба·ний одной боковой полосы и несущей частоты
на передающей •стороне и точного во·ссттювления несущей на
приемной стороне. Ошибка в восстановлении несущей приводит к
искажениtо передаваем~ой информации, поэтому требуе11ся доста­
точно высокая точность восстановления. Например, в ка·налах ТЧ,
используемых для передачи цифро,вой информации, ошибка в
Ei9


восстановлении несущей не должна быть больше 2-3 Гц. Тре­
буемая при этом высокая относи,ельная -стабильность частоты
может 1бьпь дос,игнута лишь путем кварцевой стабилизации час­
тоты (применением камертонных генераторов на низких частотах) .
В многоканальных системах для получения несколь:ких под-несу­
щих ча,стот обычно используются гармоники основной частоты
одного к·варцевого генератора.
Чтобы устранить взаимное ·наложение спектров соседних кана­
лов, между ними должен быть оставлен за пас на расфил ьтровку
бF порядка 10-20% от полосы, занимаемой каналом. Кроме того,
необходимы фильтры с достаточно большой крутизной АЧХ и
стабильным11° характеристиками. Этими свойствами обладают
электромеханические фильтры. При использовании пьезоэ лектр и ­
ч еских ,и магнитострикционных фильтров для многоканальных
систем наилучшие характеристики могут бьпь получены для диа­
пазона 60~110 кГц. Поэтому диапазон часто, 60-108 кГц, в ко­
тором может разместиться 12 стандартных телефонных каналов,
принят по рекомендациям МККТТ в качестве стандартного и ·на­
зывается первичным групповым трактом. Если количество кана­
лов равно 12, ,о групповой ,сигнал первичной группы пр еобра­
зуется в линейный пу,ем непосредственного переноса его спектра
в область более низких ча·стот ( 12-60 кГц), что обеспечивает
более эффективное использование линии связи.
Если количество каналов значительн о больше 12, то форми­
руется несколько подобных групп, из которых образ у ются вторич­
ные группы. Так,. по рекомендациям МККТТ вторичную группу
многоканальных систем образую, объединением пяти первичных
групп 1>. Спектр -сигналов такой 60-канальной гр уппы занимает
полосу ча-стот шириной в 5Х48 = 240 кГц. Для получения наилуч­
ших харак,еристик полосовых фильтров группового сигнала жела.­
тельно :при выборе положения ·полосы тракта на частотной шкале
обеспечить: возможно большее ее смещение в область низких час­
тот и возможно меньшую относительную ширину полосы тракта.
В рассматриваемом примере формирования вторичной группы
этим противоречивым требованиям в максимальной степени соот­
ветствует размещение вторичной группы на частотном у ча·стке
312-552 кГц.
Структурная схема оборудования вторичной группы показана
на рис. 4.8 . При помощи преобразователей и полосовых фильтров
трактов передачи сигналы пяти ,первичных групп ПГ, занимающие
полосу частот 60-108 кГ~ц каждый, пр ео бразуются в сигналы, за­
нимающие, соотве'!'ственно полосы ча-стот: 312-360; 360-408;
408-456; 456-504 и 504-552 кГц. Все эти сигналы суммирую тся
в блоке параллельной ра.боты пер.вичных гр у пп БПРГ в общий
сигнал вторичной группы, занимающий полосу 312-552 кГц. Соот-
1 > Возможно формирование и меньших вторичных гру.Пlп (напр имер, 24-·ка:
нальных) .
1.0


3/Z~JБ0 кГц
JбО - 408кГц
чО8-4S61<Гц
"56-SОчкfи,
От АРУ
S0ч-55l кГц
Рнс. 4.8. Структурная •схема обор удования вторичной гру,ппы
ветствующими фильтрами и преобразователями на приемной сто­
роне разделяются и в-осстана ,вливаются -сигналы первичных групп.
Следует подчеркнуть, что сигнал вторичной группы, имеющий ши­
рину спектра в 240 кГц, непосредственно передавать в л.инию в
частотном уча·стке 312-552 кГц нецелесообразно из-за неэффек­
тивного исполь з ования пропускной способности линии связи;
после д няя в этом случае должна иметь полосу пропускания, более
чем вдвое превышающую ширину ,спектра сигнала. Поэтому в
60-канальной аппаратуре уплотнения предусматривается перенос
спектра сигна л а вторич н ой гр уппы в область более юi зких ча,стот
12-252 кГц (линейный сигнал) . Это позволяет сущес'!'венно сни ­
зить требования к частотным свойствам линии (что особенно
важно для ка,бельных линий), а также увеличить дальность ,связи
'Zl


благодаря тому, что в области более низких частот затухание в
линии меньше.
Рассмотренный метод построения многоканальной аппаратуры
позволяет стандартизовать оборудование и ,создавать системы с
практически любым числом каналов и трактов .
Переходные помехи при частотном разделении. При ЧД
между каналами воз'Н'икают переходные помехи главным образом
из-за прон.икновения в полосу канала побочных гармонических и
комбинационных соста,вляющих, образуемых ·В процессе преобра ­
зования частоты в других каналах (комбинационные •составляю­
щие типа mf o ± nF, где fo - поднесущая, а F - модулирующая ча­
стоты), а также вследствие неидеальности ?Мплитудной, частотной
или фазовой характерист,ик оlбщего группового тракта системы .
Влияние этих помех зависит и от вида модуляции в линейном
тракте, неточности на,стройки приемника на несущую ча,стоту . При
применении ЧМ. значительное влияние на уровень переходны х
помех О'Казывает нелинейно_сть фазовой характеристики [6, 34].
Мерами борьбы с взаимными помехами являются: улучшение
качества полосовых фильтров и применение защитных промежут­
ков (для ра•сфильтровки между каналами); применен.не кольцевых
схем преобразователей, обеспечивающих минимальное число и
уровень побо чных -составляющих; коррекция характеристик кана­
ла связи и ,строгое поддержание требуемых уровней сигнала,
исключающих возможность перегрузки групповых усилителей.
Достоинст ва и недостатки частотного разделения каналов, об­
.JJасти его применения. Основными достоинствами ЧД являются:
-
э'Кономное иоп ользован·ие полосы пропу,скания группового
канала. С учетом запаса на раофильтровку между соседни ми ка­
налами (для уменьшения взаимных помех) коэффициент исполь­
зонания полосы при ЧД составляет ~=0,75--; -0,8;
,воз,можность получения большого числа каналов;
-
легкость сопряжения проводных и радиорелейных линий ;
-
возможность объединения не,скольких каналов для пере-
дачи более широкополосного ,сигнала (напри~ер, для получени я
телевизионного канала).
Блатодаря этим достоинпвам ЧД в настоящее время наиболее
широко ·применяется в аПiпаратуре различных звеньев ОГСС. '
К недостаткам ЧД относятся:
-
наличие переходных помех, обусловленных нелинейностями
амплитудных и фазовых характеристик группового тракта, и воз­
можность накоплвния этих помех с увеличением числа промежу­
точных усилительных пунктов. Системы с ЧД требуют наличия ·
высококаче,ственно:го и устойчивого группо,вого тракта, основные
параметры которого контролируются и регулируются. Накопление
помех огран.ичивает предельную дальность связи. Поскольку уро­
вень переходных помех растет с увеличением числа .каналов, в
телеметрических системах, где точность передачи измеренной ве­
личины играет первостепенную роль, количество ·каналов в систе­
мах с ЧД о г раничшjается, как правило до 10-15;
12:


-
резкая чувствительность к условиям загрузки группового
тракта. Превышение допустимой мощности группового сигнала
вызывает резкое увел·ич·ение уров·ня помех во всех каналах, поэто­
му для передачи данных (сигналы вторичного уплотнения) можно
использовать л·ишь ограниченное число каналов, так как средняя
мощность кажд:ого из этих сигналов существенно превышает сред­
нюю ,мощность телефонного сигнала;
-
:сра1внительная сложность и громозд1юсть аппаратуры и
трудность реализации высоких требований, ,предъявляемых ,к па­
раметрам таких узло в, как :полосовые фильтры с крутыми срезами
А ЧХ, генераторы поднес ущих колебаний с высокой ,стабильностью
частоты и др.
,,
4.3. Многоканальные системы с временным
разделением каналов (ВД)
Принцип временного разделения каналов. Принцип работы
с истемы радиосвязи с временнь1м разделением ка,:налов показан
на рис. 4.9. Генератор формирует последовательность импульсов
демоi/1/ЛЯ
L----'"'1 тщт
П·lOl!OHOJ!,
Рис. 4.9. Структурная с хема радиолинии с временньrм разделе ­
нием .каналов
с частотой следования Р=nРт, где Рт - частота следования ,им­
пульсов в одном канале связи, а п - число каналов. При помощи
коммутатора К на первые входы модуляторов различных каналов
поочередно подаются импульсы с генератора с частотой Рт. В
каждом модуляторе модулируется какой-либо параметр импулыса
по закону передаваемого ,сообщения. Все последовательности мо­
дулированных :имп у льсов отдельных каналов суммируются в груп­
повой сигнал, :передаваемый по групповому каналу.
Одновременно с подачей импульса на вход первого модулятора
на передающей -стороне коммутатор К пр,иемной стороны подклю­
чает к линии связи демодулятор того же канала. Принципиальная
73


возможность осущбствления такого вида разделения каналов при
передаче непрерывных сообщений -следует из теоремы Котельни­
кова. При этом ча,стота следования имп ульсов каждого канала
должна быть равна Fт=2Fm, где Fm - максимальная частота
,спектра сообщения. При больших значениях Fm (например, при
-
передаче телефонных сообщений) применяют электронные ра-спре­
дел·ители.
Особенно.стями многока .нальных систем •с временнь1м разделе­
нием являются необходимость пр·именения импульсной мо дуляции
и строгое обеспечение синхронности и синфазност.и работы ком­
мутатора передающей и распределителя приемной аппаратуры .
Импульсная модуляция. При импульсной модуляции п ереносчи­
ком ,сигнала-в я в ляется периодическая последовательность .им­
пульсов, которая характеризуется такими п араметрами, как : ам­
плитуда А; длительность имп ульса -т; частота следования импуль­
сов 1/Тп (где Тп - период следования); положение каждого им­
пульса на оси времени по отнош~нию к та ·ктовым точкам . Под
. последними
понимают условные точки, ра,сположенные друг отно­
сительно друга на интервалах, равных п е р иоду следования им­
пульсов. Каждый ·из этих параметров может быть подвергн у т мо­
дуляции. В соответствии с этим различают ам п литудно-импульс­
ную (АИМ), широтно -им п ульсную (ШИМ), частотно - имп уль сную
(ЧИМ) и фаза -импульсную (ФИМ) модуляцию. В настоящее
время наибольшее раопространение получили АИМ, ШИМ и
ФИМ .
Различают импульсную модуляцию первого и второго рода .
При :импульсной ,модуля ц ии первого рода значение модулируемо­
го параметра (амплитуда, длительность, фаза и др.) в течение
всего времени существова,ния и,мпуль,са следует за изм енени ем мо­
дулирующей функции. При ·импульсной модуляции второго рода
это значение опред,еляет,ся мгновенным значением модулирующей­
функции в тактовой точке и на протяжении всего времени су щест­
вования импуль,са остается неиз,менным.
Рис. 4.1О. Эпюры на•пряжений
при АИМ-1 ,и АИМ-2
74
r (i;
..,. -,
,,,,.
'
/'" 1
'
--1---t
-
-
~~, -
/1
1
1 , .....
ШИN-гt)
1
1
1
ррр!
ши~тl)н 1 1i
1
11
r1н
Рис. 4.11. Эпюры напряжений
ШИМ.- •1 и ШИМ-2
t
..
,
&
•
t
при


При АИМ по за1юну переда·ваемого ,сообщения изменяет.ся
амплитуда импульсов А (:t). Все -осталь·ные параметры остаются
неизменными. Эпюры напряжений при амплитудно-импульсной
модуляции первого (АИМ-1) и второго (АИМ-2) рода приведены
на рис. 4.1 Оа ·и 6 соответственно. Амплитудно-импульсная моду­
ляц•ия является наиболее простым видом импульсной модуляции.
При ШИМ по закону передаваемого сообщения f (t) изменяет­
ся длительность ,импульса. Изм·енение длительности может осу ­
ществляться за счет перемещ ения
одного · из фронтов импульса, в
результате чего получается одно ­
сторонняя ШИМ, или за счет п е ­
ремещения обоих фронтов - дву­
сторонняя ШИМ. Как односто-
ронняя , так и двусторонняя
ш~~~
1
1•1
1
1
1
rm,
1
1
1
1
1
ШИМ может быть -пер ,вого
(ШИМ-1) и второго (ШИМ-2)
рода. На рис. 4.11 приведены
эпюры напряжений при односто­
ронней ШИМ-1 и ШИМ-2 . Вели- F,(t)
чина смещения фронта 1k-го им­
пуль са при односторонней ШИМ-1
по переднему фронту и сину со­
идальной
модуляции равна
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
.
t
..
i
t
Лf1tшим-1= ,fmsin(Qt1t+ 1cp), где tт- Рис. 4. 12 . Принцшп форми.рования им-
максимальное смещение фронта
пульсов при ФИМ-1
импульса.
Пр-и ФИМ ·временное положение импульсов относительно так­
товых точек изменяется по закону передаваемого -сообщения, т. е.
~изменяется время возникновения ,импульса . Обычно тактов.ые точ­
ки соответ,ствуют положению импульсов при отсутствии модуля­
ции. На рис. 4.12 показаны модулирующее напряжение f (,t), не­
модулированная периодическая последовательность импулысов
F (.t) ,и последовательность импульсов с ФИМ F1 (t).
Величина и направление сдвига импульсов пр-и ,модуляции
о пр еделяются величиной и знаком модулирующего напряжен-ия.
Временное смещение k-·го •импульса относительно тактовой точки
при синусоидальном модулирующем напряжении равно
ЛtkФИМ-1= tmsin(Qtk+ер).
Демодуляция импульсных модулированных сигналов. Спектры сигналов при
импульсной модуляции. Спектр ча•стот модулированных имп.ульсных сигналов
имеет сложную .структуру и , наряду ·С полезной составляющей, содержит ряд
д,руги х частот. Демодуляция есть процесс выделения из спек'Г'ра частот _состав­
ляющей модули р у ющ его напряжения. Она обычно осу;;,ествляется после преоб­
разования -рад-иоимпульсов в видеоимпульсы. В процес.се демодуляции должны
быть обес печены максимальная амплитуд,а полезной соста-вляющей и минималь­
ное ,искажение полезной составляющей.
Для обо-снования и sыбора наиболее эффективных ,апо,собов демодуляции
крат ко ра•с•с мотр им •опектры с игналов :п·ри различных видах нмпулы:·ной моду­
л~гции.
75


Спектр с и гнал а ,пр и А ИМ; демодуляция пр и А ИМ. Выра·
жение для сигнала F(t) ,при АИ1\1-1 и синусоидальной ,модуляции имеет вид
""
F(t)=А- +A-
masinQt +
- SIП -- cosmwпt+
т
т
~[2А •тWпТ
Тп
Тп
тп
2
m=I
Ата тWnT
Ата • тЫпТ
]
4-
-
-
sin-- sin(mwn-t Q)t + - SIП -- sin(mwп-Q) t .
,тп
2
тп
2
В этом выражении •первое -слагаемое представляет •собой ~постоянную составляю­
щую, .второе является ~полезной составляюrμей (~передаваемой функцией) 1с ам~
плитудой Атта/Тn• Под знаком суммы находя"!'ся составляющие тактовой ча-
2А т Wп't
стоты с ам-плитудой -- sin - - - верхних и ниж•них боковых ча-стот с ам-
тп
2
Ата . тwп~
ПЛИТудоЙ -- SIП
---
.
тп
2
Спектр сигнала mри АИМ - 1 ,по·казан на рис. 4.13. Из ,рисунка видно•, что
модулирующая функция может быть выделена лри ·по·мощи фильтра нижних
ZA1
7п Am/t
т,;
А (i,Jп)
Рис. 4.13 . Спектр сигнало•в 1J1ри АИМ - 1
(J)
частот с полосой пр.01пу,скания ЛQ = О+·Qмакс, Бели •модулирующая функция
имеет спектр Qмин-Qмакс, то ;вокруг каждой тактовой ча·стоты будут верхняя
и нижняя -боковые ,полосы.
Полоса про:пус•кания ФНЧ рассчитывается на 1не11скаженное выделение
функции с маК'симальным для данной системьr стте'Ктром O-Qманс. Для неи,ска­
женного выделения ,сигнала -необх·одимо, чтобы никакие другие составляющие
спектра частот не по,пали в ~полосу прозрачности фильтра. Ближайшей к .полосе
п р озрачности фильтра является составляющая •Wn--<Qмaнc- Слещователь·но, усло­
.вие неискажен·ного .воопроиз,ведения • будет иметь вид Qмакс < Wп-Qманс, или.
Wп> -2Qмакс•
Это условие
тем ч т о фильтры
~!]
~полностью согласуется с теоремой ,Ко тельнико·ва,. В
пра ,ктически не имеют идеального ере-за, ·берут
Ып= (2-;.-
3) Qманс•
с-вязи с'
Спектр сигнала,при ШИМ; ·J!.емодуляция при ШИМ.Выра­
жение для сигнала F(it) при односто·ронней ШИМ -1 и ·синусоидальной модуля­
ции имеет вид
""
<Х>
Е ~ т~ Jr, (mФ)s i п[(mwп+~Q)t-
m=l fj=- ro
""
ЕА.
-
тWпt0]-
--
sштЫп(t- t0- т),
тп
m=I
76


где J (т, Ф) - фун•кция Бесселя, Ф = ,wufm - индекс мо.и.уля,ции. Пер ,вое слагае­
мое этого .выражения представляет по,стоянную составляющую; второе является
tm
полезной составляющей с амплитудой А -
.
~Выражение, стоящее 1по•д зна:ком
Тп
двойной суммы, представляет ·сопавляющие боковых частот ти•па Amwu±~Q и
гармоник тактовой 1 (1при В=О) частоты, ам'!lлитуды которых равны т :тt J 13 (т Ф);
последнее слагаемое является ,составляющей гармони-к
сигнала при ШИМ-1 изображен на А (u))
та·ктоной ча,стоты. Спектр
рис. 4.14 .
•
•
Демодуляция mри ,помощи фильт­
ра нижних частот при ШИМ являет­
ся основным методо·м выделения по­
лез·ной составляющей . Ввиду того
что т а ктовые частоты окружены ши-
• роким
спектром боко-вых частот, .в
полосу пропус.кания фильтра будут
попадать и комбинационные соста-в­
ляющие вида mwп-B'Q . Последние
буду т .вызывать •искажения ,переда­
ваемого сигнала , от кото·рых полно­
стью избавитыся невозможно. Наи­
большие искажения вызовут блюкай­
шие бо,ко1вые частоты первой гармо­
Рис. 4.14. Спектр сигналов . при ШИМ-1
ники та •ктовой частоты вида Wп-B1Q. Ослабить искажения можно ~путем умень­
шения индекса мод у ляции, но тrр ·и этом ~падает и ам,плитуда полезной составляю­
ще й. Кроме того, искажения можно уменьшить соответствующим увеличение'.!:
т акт овой частоты Wn. Практически •считают, что неискаженный прием будет ,
Wп
если --->5-;-JO .
Qманс
Спектр сисr-нала при ФИМ-1; демодуляция .при ФИМ-1 .
Выражение для сигнала mри ФИМ-1 имеет вид
сх,
со
F(t)=A.2. .+2A~sinQ,; cosQ(t- . 2. .\+ '\1 ~ 2А J13 (inФ)X
ТпТп2
2) i.J l.J т:п
m=I /3=-со
тWп+BQ
[
тWп+~Q
]
xsin
2
,;cos (mwп-.+-~Q)t----2-~- ,;-mwпfo . .
Первое слагаемое этого ,выражения пре,дставляет собой постоянную составляю •
щую . Под знаком двойной суммы заключе•ны гармоники такто-вой ча"Стоты (~ = 0)
и окружающие их mары боковых составляющих (В*О). Второе ,слагаемое -
tm
Q,;
полезная ком1rюнента, амплитуда ,которой .равна 2А - sin -
.
Она за.висит как;
Тп
2
от отно·ситель·ного ·временного сдвига tт/Ти, так и от частоты модуляции, что·
приводит к частотным искажениям ~передаваемых сообщений . Для устранениЯi
этих искажений 1при демодуляции необходимо :применять сложный фильтр с не·
равно-мерной АЧХ. Кроме -го-г о, при условии Q,;/2 « !l, что на ,пра ,ктике в основ•
ном выполняется, отношение амплитуды полезной составляющей ФИМ-1 к ам­
плитуде полезной составляющей ШИМ - 1, будет равно :Q,;« 1. Из-за указанньrх
особенностей обычно перед 1демодуляцией ФИМ преобразуется .в дру,гие вид"ы
модуляции, ,на.пример в ШИМ или АИМ - 2.
Помехи и переходные влияния в системах с временнь1м разде­
лением каналов. Для оценки АИМ, ШИМ и ФИМ с точки зрения.
помехоустойчивости кратко остановимся на воз,можных искаже-
77


ниях импульса в гру,пповом канале за счет воздействия флуктуа­
ционных помех на промежутки между импульсами (интервальные
помехи), на вершины импульсов (,серединные помехи) и на фрон­
ты импульсов (крае,вые помехи).
При АИМ параз'итную модуляцию вызывают интер·вальные и
оерединные помехи. От интервальных помех можно избавиться,
например, путем синхронного отпирания приемника во время
действия ·имп у льса. От серед ин ных пО1мех можно ,и з бавиться, приме ­
няя ограничение сверху. Однако такое ограничение при АИМ приво ­
дит к искажению передаваемой информации и поэтому не приме ­
ня ет-ся . Та~им образом, А ИМ обладает ,с'Равнительно ~низкой по ­
мехоустойч,ивостью и преимущественно используется в качестве
промежутоrчного вида модуляции.
При ШИМ паразитную модуляцию ,вызывают как краевые,
интервальные, так и ,серединные помехи . От интервальных и сере ­
динных помех мо·жно изlбавиться путем двустороннего ограниче­
ния. Паразитная модуляция за счет с.мещен,ия фронтов импульсов
краевыми помехами зав'исит от крутизны этих фронтов, и при до ­
статочно крутых фронтах их влияние будет незначительно. ШИМ
применяется в много:канальных линиях телеуправления, а также
в виде JJJромежуточного вида , модуляции в системах связи и теле­
упра ·вления.
При ФИМ излучают-ся короткие импульсы и, следовательно,
при той же средней мощно.сти передатчика и от,сут-с-nвии ограниче ­
ния на пиковое значение мощности можно получить более высокое
соотношение сигнал/помеха, чем при ШИМ . Поэтому помехоус ­
тойчивость при ФИМ при большом соотношении ,сигнал/помеха
выше помехоустойчивости при ШИМ и АИМ. При слабом
сигнале редкие большие выбросы флуктуационного шума -сравни ­
мы по а-мплитуде с поле з ным сигналом и б удут принимать,ся как
сигнал . Обладая высоко й помехоустойчивостью, ФИМ наиболее
широн:о применяется в линиях телеуJJJравления и 'Радиорелейных
линиях с временньrм разделением каналов; в этих линиях, как
правило, обеспечивается высокое отношение сигнал/шум.
Переходные помехи в много:ка'нальных системах с ВД возни -
кают, главным образом,
~(tJ
Тк U1(t)
ВСJlедствие растягивания им -
t
Рис. 4. 15. К образова11ию переходных l!ID -
мех
78
пульсов по длительности за
счет ограниченной ширины
полосы пропускания кана­
ла . При этом импульсы од ­
ного канала будут наклады­
ваться на импульсы других
каналов. Особенно сильное
влияние эти помехи оказы­
вают на импульсы соседнего
канала. Как видно из
рис. 4.15, переходные помехи


призодят к изменению амплитуды и к сдвигу фронтов импульса
(.Л.t = АВ). Изменение амплит уды приводит к искажениям при
АИМ, смещения фронтов - к искажениям при ШИМ и ФИМ.
Для уменьшения ·влияния переходных помех необходимо:
а) выбирать уровень огран·ичения импульс-ов в точке с наиб ольшей
крутизной импульса; б) ,снижать И1 (t2). Этого можно доби'!'Ься
расширением полосы пропускания приемника и увеличением вре­
менного интервала между импульсами сосед.них каналов (Тк).
Однако ·рас ширение полссы прив одит 1, увелич ен ию уровня шумов,
увеJ1иче-ние Тк -- к уменьшению пропускной ,способности ,системы .
В системе ВД с ФИМ для умень шения переходных по мех
между соседними каналами обычно предусматривается защитный
интервал t3 (μис. 4.16 ), величина которого примерно в полтор а
11-u I
lk-u 1
1 N·и1 i l·иl
_:l"-1/~"+'aн..,iJ.Jl:+i--+.:..r+"'-4---- - i '--"[~;.,.11н-"'и""'л11--1'-l~-4"ш,<-1ол.а1......
Ри-с. 4. 16. К определен ·ию возможного чи·сла Еаналов
в си{:темах {: -времен·нь11м разделением
раза превышает дев·иацию канальных импульсов tm. С увеличе­
нием чи сла каналов приходится уменьшать девиацию и длитель­
ность импульса 'tи, что приводит к снижению помехоустойчивости.
Кроме того, пр и резком уменьшении i-11 повышаются требован ·ия к
точности .синхронизации работы передающего и приемного ком­
мутаторов. По указанн ым причинам в системах ВД для передач.и
телефонных сигналов об ычно огравичиваются 24 каналами. При
этом 'tи = (О, 1+0,2) мкс. В •системах телеуправления и телемет­
р1;1и, где передаче подлежат обычно медленно меняющиеся функ­
ции, количество каналов в аппаратуре с ВД может достигать не­
скольких сот.
Принц ип ы построения аппаратуры с временнь1м разделением
каналов. Принципы 11ос троения аппаратуры с ВД рассмотрим на
примере у прощ енной структурной схемы многоканальной радио­
релейной линии с ВД, предназна,ч,енной для передачи телефонных
сообщений (рис 4.17). При помощи высОiюстабильного по час'I'о­
те генератора ,вырабатывается пер-иодическая последовательность
немодулированных импульсов ,с частотой ,следования пFт (п -
число каналов; Fт=2Fm=8000 Гц), поступающая на распредели­
те:::ь каналов Р К. Распределитель имеет п вых•одов, с которых
на первые ,входы канальных модуляторов М поступают смещен­
ные относительно друг друга на интервал ,Лf1 = 1/пFт по~ледова­
тельности ка·нальных ·импуль,сов ,с частотой следования 8000 Гц.
Эти импульсы модулируются по ам:плитуде напряжением, ,посту-
79


Рис. 4.17. Структурная ,схема многоканальной аппаратуры ,с sременнь1м
разделением каналов
пающим от 'Источников ,сообщений на 'Вторые входы- модуляторов.
Выходные напряжения канальных модуляторов в устройстве
объединения и преО'бразования УОП суммируются и после пре­
образования АИМ в ФИМ поступают в передатчик Пер, где осу­
ществляе11ся модуляция высокочастотных колебаН,ИЙ (вторая сту­
пень модуля,ции). Таким образом, в радиорелейных линиях 1имеет
место двойная мод уляr.щя (АИМ-АМ, ФИМ-АМ, ФИМ - ЧМ и др . ).
Наиболее широкое применение в радиорелейных линиях нашли
виды модуляции ФИМ-АМ и ФИМ-ЧМ.
На ,приемной ,стороне модулированные канальные импульсы
поступают с ·выхода приемника Пр на первые входы канальных
демодуляторов Д. На 'Вторые ·входы демодуляторов от распредели­
теля канало,в РК по,ступают ,смещенные на интер'валы ЛJt1 после­
довательнос11и управляющих ( стробирующих) импульсов. При
помощи этих импульсов каждый из демодуляторов отпирается в
моменты, соо11ветствующие поступлению на его первые входы им­
пульсов данного канала.
Для ,согласования во ·времени работы передающего и л,рием ­
ного ра,спределительного оборудования предусматриваю'Jlся систе­
мы та,ктовой (поимпульсной) и щикло'вой ,синхронизации. Задача
та,ктовой 1синхрониза1ции оводится к обеспечению равенства частот
~:rодключ,ения абонентов (безотносительно от их порядковых но­
меров) к линии связи на передающей и приемной сторонах, что
достигается равенством частот напряжеший, управляющих рабо­
той модулятор,ов и демодуляторов передающей и приемной ра,с­
пред,елительной аппаратуры. Последнее обеспечивается путем
формирования управляющих напряжений для всех .станций дан­
ного направления из колебаний одною генератора, размещенного
на передающей стороне. На приемной и промежуточных станциях
(при нал1ич·ии последних) управляющие напряжения вырабаты­
ваются из последовательности принимаемых импульсов.
•80


Правильное раопределение принятых импульсных сигналов по
соответ·ствующим приемным канальным трактам. •обеспечивается
синхронизацией по циклам, что, в свою очередь, требует синфазной
работы приемного и :передающего распределителей . . Для этой
цели иногда при помощи формирующего устройства ФУ форми­
руют и вводят в общую последовательность импульсов специальный
синхрониз1ирующий ,импулыс, отличающийся каким-либо призна­
ком (например, длительностью) от всех других. Часто ,вместо син­
хроимпульса формируют пару или тройку импульсов (кодо:вую
комrбина.цию). На приемной стороне ,синхроимпульсы, ,выделяемые
селектором имrпульсов СИ, поступают на устройство синхроН!иза­
ции УС, генерирующее под их воздействием последовательно·сть
импульсов, управляющих работой приеМ'ного распределительного
устройства. Применяются та,кже системы цикловой · синхронизации
без такто·вых импульсов, в которых •импуJiь,сам одного из 1каналов
приоваивается определенный признак. Таким признаком .может
быть, например, дополнительная М'Одуляция импульсов одного из
к,аналов тоном, находящимся :вне ·спектра .сигнала, передаваемого
по этому каналу, но в пределах полосы пропускания канала.
Достоинства и недостатки ВД. Достоинствами метода ВД яв­
ляются:
-
сра·внительная простота и компактность аппаратуры (осо­
бенно при малом числе каналов);
-
возможность осуществления глубокой модуляции в каждом
канале;
-
сравнительная легкость выделения каналов на промежу­
точных пунктах.
Основными недостатками временного разделения являю-гся:
-
неэкономное :использование полосы пропускания канала
1
1
(коэффициент использования полосы ~= - ~
-);
20•30
-
ограниченные возможности по числу каналов (при передаче
сигналов со сра,внительно широким спектром);
-
трудность оопряжения радиорелейных линий с кабельными,
в которых , как правило, применяется частотное разделение.
Из-за указанных особенностей системы с ВД, использующие
помехо у стойчивую фазо-:импульсную модуляцию, применяются в
основном для сравнительно малоканальной радиорелейной аппа­
ратуры.
4.4. Многоканальные системы с импульсно-кодовой
модуляцией (ИКМ)
Принцип построения аппаратуры ИКМ-ВД 1). Принцип построе­
ния аппаратуры ИКМ-ВД кратко рассмотрим на примере разра-
1 > Наибольшее ,пра,ктиче,ское ,прwмененне нашли ИКМ ,с.и.стемы с временньrм
делением каналов (ИКМ-ВД). В ·них операциям дис1кретизации []0 времени,
,квантования ,по уровню и кодирования 1под~ергаю'I'ся ~поочередно сигналы каж­
дого из каналов.
81


ПереtJатч111<
21/
z
СУ8
сигнало8 1,тра!J-
~-----,"'1лен118 11 fJJG!/N0-1 --+- -- - - -- - -- - - ,
deitcm611я
Рече8ои
сигнал
KllllllЛ
Селекrпор
JatJaющull
генератор
ПpllCN/1/IK
0-C+Y_B
__
-- - - t C/llllllЛOfJ упра~--.-~
ления и Взаа -
нotJeiicm6uя
Генератор ­
ное ooopy-
tJ081111ue лрI1
ена
l/cmpo,i-
cmfJo
ооъеtJине­
ния
Преоора­
зо!Jатель
IШOG ne-
pei!aчu
Пере tJатчин
сшrхрос игна ­
ла
Притник
синхро­
сигнала
Рис. 4.18. У.прощенная струпурная схема аппарат у ры ИКМ-~4
ботанной в СССР 24 - канальной аппаратуры ИКМ - 24, у п рощенная
структурная схема котор,ой приведена на рис . 4.18 [30]. Аппара ­
тура предназначена в основном для уплотнения город,ски х теле­
фонных кабелей между АТС пр:и максимальном расстоянии между
оконечными ста,нциями до 200 км с у становкой линейных р е гене­
раторов (с целью устранения накопления помех) через 1,8-5,0 км
в за,висимости от типа и характеристик уплотняемого кабеля. Не­
прерьг,вные (речевые) сигналы от 24 абонентов через фильтры
нижних частот ФНЧ поступают на входы канальных амплитудно­
импульсных модуляторов АИМ, где при -помощи ключевы х схем
квантуются п о времени ,с частотой Fд = 8000 Гц (период ди с крети­
зации Тп = 125 мкс) . Ключевые схемы управляются 24 по с ледо­
вательн·остями управляющих импульсов, формируемыми ге н ера­
торным оборудованием ,и сдвинутыми друг к др у гу на интервал
1/NFт = Б,2 мкс.
Последовательности АИМ сигналов отдельных канал ов сле­
дуют поочередно через каждые 5,2 мкс. Через компрессор, обла­
дающий нелинейной амплитудной характеристикой, показанной
штрихо,вой линией на рис . 2.10, групповой сигнал поступает на
вход кодера, представляющего собой аналого-цифровой преобразо­
ватель . В нем •сигналы квантуют,ся по уровню (на 128 града,ций)
и формирую1'ся семиразрядные кодовые гр уппы, соответств у ющие
квантованным по уровню отсчетам канальных сигналов. Посту­
пающие из АТС сигналы управления и взаимодействия (СУВ),
сигналы набора, выз-ова, отбоя и т. д. преобразуются ,в устройст­
вах, называемых канальными передатчиками СУВ, в кодовые
82


комбинации. Групповые сигналы ,с выхода кодера и переда'ГЧиков
СУВ, а так же сигнал цикловой синхронизации, формируемый
передатчиком синхросигнала, по,ступают в устр1ойство объедине­
ния, с выхода котор·ого ,снимается объединенный импульсно - кодо­
вый сигнал, поступающий в преобразователь кода передачи. По­
следний предназначен для пр еобразования кода двоичного сигнала
в код с чередmJанием поля-рности импульсов. Такой ,с игнал не ,со ­
держит постоянной составляющей, это упрощает схему регенера­
торов и улучшает работу линейных устрой-ств. Через станционный
регенератор сигнал поступает в линейный тракт. Упра,вление все ­
ми основными э л ементами пер-едающей аппаратуры осуществляет­
ся импульсами , форМ'ируемыми генераторным оборудованием пе­
редачи , за п уск которого осуществляется задающим генератором
с тактовой частотой f = 1544 кГц. Временная структура линейного
сигнала за цикл передачи (125 ·мкс) показана на ри,с. 4.19. Она
/Jече8ои. сигttал
С!/8
!(о!Jо8ая~ . \
--------
11
групп,"а+--!-_J_-_.L ... _.L -- -"-- '- --' -' ::·= ..,_ _ _ 8
" 0~20
1
_
--->
ПOJIJЦIJ!l
l(U!J\'u .
0_55,
-
-
1(11/l[JJ/a
,
~-
Cii!iXpO-
Cl121iUЛ
ц11 !(Л ...---.-"'a:....:-=--.--.---,-,,r---r-т--iпl
/'1НС
пepetl111/~ls. 2 [ 1
1//
_
1__ _1 ~Ьuцuи
/1!(С
'
С1111хро-г
CIJZIIUЛ ЦIJl(Л :r
19]-Я ПOJ(J -
~
цuя 8l(aж­
rJoн цuкле
=- 1?5 !'1КС • r Лf:jlf:001/11
Рис . 4.19 . Временная структура линейного И.КМ сиг­
нала
включает в ,себя 24 кодовые группы каждого канала (семиразряд­
ная кодовая группа речевого ,сигнала и один разряд для сигнала
СУВ данного канала) и сигнал цикловой синхронизации - всего
193 позиции. Таким образом, тактовая частота передачи сигналов
соста·вляет 193-8 кГц = 1544 кГц.
Принимаемый сигнал через приемный регенератор и преобра­
зователь кода приема, восстанавливающий исходную (одно:по­
лярную) структуру ,импульсов, поступает в устр·ойство разделения.
В нем последовательность :импульсов делится на групповые сиг­
налы: телефонной информации, СУВ и цикловой синхронизации.
Кодовые группы телефонной информации поступают в декодер,
преобразующий ИКМ сигнал в групповой АИМ сигнал. Послед­
нлй после экспандирования поступает одновременно на ·входы ка­
нальных селекторов в,сех ,каналов. Селекторы представляют
собой ·ключевые схемы, открывающиеся поочередно и пропускаю­
щие АИМ сигналы, относящиеся только к данному каналу. Вы­
ходы канальных селекторов подключены к фильтрам нижних ча,с­
тот, где в результате демодуляции АИМ ,сигналов восстанасВливает-
83


ся исходная форма передаваемых сигналов. Согласование во 'Вре ­
мени работы узлов приемной станции осущес11вляется имп ульса­
ми, формируемыми в .генераторном оборудовании . Для нормаль­
ной работы а:ппаратуры предусмотрено три вида синхронизаiЦИИ
между передающей и приемной аппаратурой: по та,кювой часто­
те , кодовым группам и циклам .
Синхронизация по такто·вой частоте обеспечивает рав е нство
скоростей обработки сигналов на передающей и приемной сторо­
нах. Она осуществляется на приемной стороне путем выд елени я
узкополосным фильтром, размещенным в преобразовател е :~юд а
приема, колебаний тактовой частоты f • 1544 кГц из ,спектра ли-
нейного ,сигнала. Эти коле•бания используются для зап уска гене­
раторного оборудования приема.
Синхронизация по кодовым группа.м обеспечивает считывание
результата декодирования на выходе декодера в момент оконча­
ния про~цес,са декодиро,вания каждой кодовой гр у ппы.
Оинхронизация по ци·клам 'Необходима для правильног о рас­
пределения декодированных сигналов по соответств у ющим прием ­
ным канальным трактам . Она осуществляется передатчиком с,ин ­
хроситнала, формирующим чередующ у юся последовательнос ть им ­
пульсов 1 и О, переда·ва,емых на 193-й (последней) позиции каж ­
дого цикла передачи (r. е. с ча ,стотой следова ·ния Р=4 кГц) и
приемника синхросигнала. Последний обеспечивает выделение ли­
нейного синхросигнала, пр оверку его совпадения во времени с
местным (формируемым в генераторном оборудо·вании) С'инхро·
сигналом, поиск ,состояния ,синхронизма и его восстановле•ние .
П ередача цифровой информации в системах с и мпульсно-кодо­
вой модуля цией . В системах ИКМ, как и в других многоканаль­
ны х системах, телефонные ·каналы могут быть использова·ны для
вторичного уплотнения аппаратурой передачи цифровой инфор­
мации. Однак·о в этом случае возникает не<Убходимость двойного
цифро-аналого·вого и аналого-цифрового преобразования. Дис­
кретные сигналы преобразую'I'ся в единичные · элементы ·с ампли ­
тудной, ча,стотн1ой или фазовой манипуляцией (см. эпюры н а
рис. 2.3) . Полученные элементы подвергаются в передающей ап­
паратуре ИКМ-ВД (как это, например, делается ·с речевым сиг ­
налом) квантова1нию во 1времени и по ур·о,вню и преобразо·ванию
в цифровую форму . На приемной стороне осуществляются обрат ­
ные преобразования. Скорость передачи по телефонному каналу
при этом, как и пр·и вторичном уплотнении с ЧРК, не превышает
неокольких тысяч бит в секунду . Вместе ,с тем в ИКМ системах
имеются принципиально новые возможности передачи цифровой
информации (причем оо значитель·но большей скоростью) путе м
ее непосредственньго ввода в .групповой ИКМ тра·кт, минуя низко­
частотные окончания трактов . При этом из общей импульсной 1;:ю­
следовательности группового сигнала ,выделяется ее ча,сть (обычно
это кодовые группы), называемая импульсной несущей. Импульс­
ная несущая может быть разделена методами временного уплот­
нения на ряд импульсных последователыностей с более низкой
84


частотой, коrорые используют,ся в качестве импульсных несущих:
для одновременной перед,ачи нескольких дискр•етных сигналов.
Цифровая информация может В'В'одиться в групповой тракт·
двумя ,способами: синхронным и асинхронным. Наибольшая воз­
можная скорость передачи ,сигнал·ов !Цифровой информации :п:ости­
гается .при ,синхро:нном вводе, котда каждый единичный элемент
вв::>димого сигнала манипулирует одним из импулысов импуль-сной
несущей. При этом, например, п:о одному к,аналу ТЧ ИКМ систе­
мы при семиразрядном коде и частоте дискретизации , равной 8 кГц ,
может быть достиг,нута скорость передачи в 7 -8000=56 ООО бит/,с.
При ,синхронном ,способе информация от различны х ис'ючнико &
должна вводиться синхронно и синфазно по отношению к импуль­
сам несущей . Для этой цели долж-ны ~быть предусмотрены питание
всех ис·ючников от о·бще,го задающего генератора 'И компенсация
флуктуаций ;времени р•аспространения в соединителнных линиях.
Реализация устройств , решающих эти задачи для протяженных
сетей с разнесенными ·на большие удаления источниками инфор ­
мации, ·оказывает,ся ,сложной.
, • Значительно проще, хотя с меньшей скоростью передачи, псу ­
ществля·ется асинхронный В'вод информации в групповой тракт .
При асинхронном ,В'воде з,адающие генераторы источни1ков инфор s
ма,ции имеют частоты, отличающиеся от частот импульсных несу ­
щих . Асинхронный способ может быть применен в тех случаях ,
когда информация поступает пакетами ограниченной длитель·ности ,
а для компе!f 'Сации веравенства частот продолжительно ,сть пауз
между па·кетами _можно изменять . Послед:овательность преобразо­
вания таких сигнало·в при их передаче по групповому тракту при­
в-едена на рис. 4.20. На рис. 4.20а изображен случай, когда часто -
.та
импульсной несущей ниже тактовой ча,стоты :источника и пауза
при преобразовании укорачива•ется; на рис. 4.206 - противополож ­
ный случай.
0д'ин из простейших мето:п:ов а,синхронвого сrз•вода информации,
называемый методом наложения, предусматривает амплитудную
l1) Пакет пауза Пакет 17ауза
~~':t,~;;::x:.,
------v--------.-
/7акеrп
l7a!f3G Паt(еrп
17ауза
liJ
Пакет Лауз а Пш(еm
в:.',~:;,::~:""
-.,--,
пакет пауза Лахет
Рис. 4.20. Эпюры И~М сигнала []РИ асинхронно \!
,
sводе :
а) сл уч а й, кома частота импулысной несущей ни­
же тактовой частоты си г н ала; б) случай, ,когда
ча ·стота импульсной нес у щей ,выше тактовой ча-
стоты сигнала
85


манипуляцию импульсной несущей (рис. 4.21а) импульсами пере­
даваемых цифровых кодовых комбинаций (рис. 4.216) . Манипуля­
тор предста·вляет собой ехему И, с выхода К<оторой последова ­
тельность манипулированных имrпуль•сов (Р'ИС. 4.21в) поступает в
aJl__,1111~1 7 /+l11 1 1
о) Ь-- tп----d
г
В) 1111
11
2)
г
групповой тр,а1кт. На прием'!ЮЙ ,сто­
роне каждый пр·инятый :импуль·с
ра ,стяг,ива ется 1на весь пер :иод 1им­
пуль-С'ной несущей Т. Пр•и это,м, по ­
окольку по·следовательность мани­
пул1ирующих посылок (,см. р!Ис.
4.216) асинхрО'НIНа по ОТ,НОШЕШИЮ к
•импуль,сной ~несущей, гра1н1ицы при­
нятых элементов о·казываются ,сме -
Рис. 4.21 . Ввод информации в
групповой ИК:М тракт методо'11 щенным1и относштелыно посла 1нных
наложения:
(та1кше ·ис·каж•е'ffИЯ •сигналов назы-
а) импу-:,~ь•сная несущая; б) пере- ваютоя •краевымrи). МаК!с:им,альное
ца•ваемыи сигнал; в) rпоследова- ,омещенrие равно т. Метод 11 аложе-
тельность модулированных им-
пульсов; г) принимаемые сигналы Н'ИЯ ,на·иболее прост в rреал1иза1Ц!ИIИ
'И ПОЗ 'ВОЛяет получить ПрiИ малых
затратах ка1Налы, обладающие высокой п01мехоу,стойч1ивостью. Од ­
на'Iю ему •свойственна ,высокая ,степень 1избыточное11и (т.а1ктовая
ч,а,стота в•вод·имых дво:ич1ных :С'ипналов .fс во •много раз меньше ча,с­
тоты и:мпульсной ·несущей fн). Налич~ие 1из·быточ·нос11и, 1с од:ной с·то­
р,оны, обусловЛ!ивает ,н1изк·ое испо,льзова,ние пропу,с:кной ·способнос-
11и, а с другой - обеспечивает повышение по·мехуеюйчивос11и.
Существует ряд методов, обеспечивающих более высокий ко:эф -
' фициент использования пропуС'кной способности тракта K = ifc!fн
при асинхронном ·в·воде, чем метод наложения. К ним относятся
ме1'оды скользящего индек,са , (СИ), фиКiсированного и-ндекса
(ФИ), скользящего индекса с подтверждением (СИП) и др,
[ 13, 30, 35]. Преобразование двоичных сигналов ме11одом СИ
предполагает передачу в цифровой тракт информации о возникно­
вении перехода двоичного сигнала (из 1 ,в О или наоборот), харак ­
тере этого перехода и моменте его возникновения. Эта информа­
ция содержится в кодовой комбинации, формируемой ·специальным
кодером. Коэффициент использования пропускной спос_обности
при методе СИ достигает 0,33. Еще более высо'Кие значения К
(порядка 0,5) могут быть достигнуты при методе СИП, пред­
ставляющем ,собой ,сочетание метода наложения и СИ. Подробное
описание упомянутых ·выше ,методо ·в асинхронного :ввода ,содер­
жится в 1[13, 35].
По мнению экспертов Министерства связи географические осо­
бенности СССР обусловливают целесообразность создания не­
скольких терри1'ориально разделенных цифровых ,сетей. При этом
для осуще,ствления -с1вязи между а6оне·нтами, ~входящими в раз ­
ные синхронные сети, потребуются как синхронные, так и асин­
хронные способы •передачи [ 13].
Достоинства, недостатки и перспективы применения систем с
импульсно-кодовой модуляцией. Передача на значительные рас-
86


стояния больших потоков iЦИфровой информации и их коммута:ция
предъявляют к системам передачи требования, которым дале1ю не
в полной мере отвечают наиболее широко применяемые в на,стоя­
ще е время много канальные системы с ЧД. Поэтому ·весьма пер­
спе,ктивными являются ИКМ системы, свободные от ряда недостат­
ков и ограничений, свойст1Венных системам с ЧД . Осн,авные до­
стои1ктва ИК/\·\ систем следу ющие :
_ _ _ :_ обладая высо1юй помехозащищенностью, системы пригодны
для использования на линиях с ·высок им уровн·ем шумов, не при­
годных для ·-И-:~ТСО\-1 С ЧД ;
-
качество работы •систем некритично к изменениям характе­
ристик группово го тракта ( у ровни, АЧХ, характеристики затуха­
ния на отдел ьных участках, амплит удные характеристики и др.);
-
·в ИКМ сиегемах, в принципе, отсутствует :понятие пере­
груз-кн гр уппового тракта, так 1как амплитуда' линейного сигнала
фиксирована , а вероят.ность появления СИМ'волов « 1» и «О» в ли­
нейном сигнале ра,вна 0,5 независимо от количества занятых ка­
налов;
-
применени е регенерации на пр1омежуточных усилительных
п у нктах позволяет практически избежать накопления помех и ис­
кажений на магистралях ~большой протяженности . Как пьказали
исследо·вания, включение 50 регенеративных трансляций увеличи­
вает ур·овень помех лишь на 1О дБ;
-
в основе построения ИКМ си,стем лежат логичес,ки-е полу­
пр.оводниковые элементы, которые уже на •со1временном уро1вне
развития микроэлектро:нной техники надежны, компактны и деше­
вы. В ни х отсутствуют сложные канальные по лос овые фильтры ,
которы е в систе мах с ЧД определяют до 40 % стоимости оконеч­
ного оборудования.
Осн·овной недостаток ИКМ ,систем - неэкономное использова­
ние полосы ,проп уска ния - мало проявля е тся при непосредствен­
но м вводе цифровой информации в гр у пповой ИКМ тракт. Кроме
того, этот недостаток существенно компенсируется тем, что бла­
годаря достоинствам ИКМ систе.м 1в ,отношении помехоустойчи­
вости они могут использовать,ся в сравнительно ш ир окой полосе
для уплотнения линий, не пригодны х по условиям помехоус той­
чивости для ,систем с ЧД .
Высокая помехоустойчивость ИКМ систем и сравнительно
низкие требования, предъявляемые ими к качеству группового
тра,кта, поз ·воляют применять эти системы для у1Плотнения широ­
ко использ уемых в ·качестве ,соединительных линий между АТС
многопар.ных низкочастотных ка,белей, несмотря на ·высокий ур о­
вень переходных помех и влияний . Это по З1воляет 1в несколько раз
увеличить фактическую емкость уже существующих соединител ь­
ных линий. В будущем ожидается широкое использование ИКМ
сист-ем и на ма,гистралях большой протяжен.но,сти.
Техника ИКМ пригодна для создания как многоканальных
систем передачи информа,ции, так и ,центров электронной комму­
тации с разделением ·во времени. Применение ИКМ поз:воляет
87


использовать быстродействующие коммутаторы, -содержащие
электронные ключи. Изменяя моменты замыкания ключей, можно
.соед:инить любую пару канало:в при минимальном числе •коммута­
iЦионных элементов. Развитие со·временной микроэлектронной тех­
.ники позволяет ,создава·ть такие элементы надежными, компакт­
ными и дешевыми. Ожида-ется, что слияние .методов коммутации и
передачи информации да1ст значительный технический и э·кономи­
ческий эффект. Основанные ·на этих принципах сети связи назы ­
ваются интетральными (,см. гл. 10).
4.5. Краткая характеристика средств передачи
дискретных сигналов, применяемых в АСУ
Средства проводной связи •в наибольшей -степени удовлетво­
ряют требованиям, предъявляемым к каналам передачи дискрет ­
ной информации АСУ в отношении достоверности и надежности.
В системах проводной ,связи применяют воздушные (-стальные, би ­
металлические, медные) и кабельные линии. Из-за резко,го воз­
растания · затухания при увеличении ча•стоты передачу сигналов
по стальным линиям связи можно осуществлять в сравнительно
узком диапазоне рабочих частот с верхней границей не выше
25 кГ,ц, а по медным и -биметаллическим линиям - в рабочем диа­
пазоне частот с верхней границей до 180 ,кГц. Симметричные ка­
бели поз,воляют организовать передачу в более шир<жом диапазо­
не частот (до нескольких сот килогерц), а коаксиальные - в диа­
пазоне до 10- 12 МГ,ц.
Наибольшую надежность с·вязи обеспечивают подземные к;а­
бельные линии. Достоверность передачи информации в этих ли­
ниях, измеряемая вероятностью искажения -символа, достигает
поря·дка Рош= 10-5
.
Для более полного использования всего рабочего диапазона
ч астот проводных линий применя-ется частотное уплотнение . Для
-компенсации затухания вдоль линии через определенные mроме­
жутки устанавливают у,силительные пункты.
К проводным ,средствам передачи информации можно отнести
и каналы -связи, организуемые по высоковольтным линиям элект ­
ропередачи (ЛЭП). По эт,и м ·каналам передаются сигналы управ ­
ления (в первую очередь автоматизированного) работой энерго­
систем, телеизмерения, телеконтроля, телеуправления, а та ·кже
телефонные ,сигналы. Передача ведется в диапазоне частот 30----'
500 кГц. Каналы, ор·г<J.низуемые по ЛЭП , характеризуются весьма
высокой надежностью. Недостат:ком их я1вляется значительный
уровень помех нследствие корониро•вания проводов, что требует
применения аппаратуры, обе.спечивающей высокую ,выходную
мощность сигналов.
Значительной пропускной способностью и высокой помехоус­
тойчивостью обладают радиорелейные линии, ра1ботающие в диа­
пазоне УКВ. Радиорелейные линии связи представляют собой
цепочки прием о-передающих
ретрансляционных
станций
88


(рис. 4.22), расположенных таким образом, чтобы между антен­
нами была прямая види·мость. Однако дальность действия ощюго
з·вена в этих линиях не превышает обычно 40-50 .км, поэтому на
тра.ссах большой пр,отяженности необходимо устанавливать десят-
ки ретрансляционных пункто·в, что удорожает систему и услож­
няет ее о•бслуживание. Несмотря на эти недостатки, радиорелей­
ные шщии широко при.меняют,ся для передачи дискретной инфор­
мации в АСУ. Определенный пра:ктический интерес представляют
приведен·ные в [38] результаты экспериментального исследования
досто1верности передачи двоичных сигналов •со ,скоростью 1200 Бод
по телефонным каналам .кабельных и радиорелейных линий связи.
Средняя вероятность ошибки для •кабельных линий -составила от
3-10-4 до 10-5 , для радиорелейных линий - от 10-3 до 10-~
1J. Она
возрастает с увеличением дальности работы и числа переприемов
по одному ,и тому же каналу.
•
В.се •более широ1юе применение находят радиорелейные линии,
использующие дальнее тропосферное распространение (ТРРЛ) .
• Связь в этих линиях осуществляет.ся в основном за счет рассеяния
электромагнитной энерлюr
УКВ д:иапазона на ,неод~но­
родностях д'иэлектрrичес•кой
прсшицаемостш тропосферы.
Передающие и .пр·иемные ан­
тенны напра .вляются так·им
образом, чтобы ,их дrиа-грам­
мы ,на ·правленнос11и ,наход~И··
лись ·в общей вер11икальной
ПЛООКОIС'ГИ 'И скрещиваЛIИСЬ
(рис. 4.23). В этом ,случае
о·бразует,ся о·бъе1м атмосфе­
ры, находящейся ·в общей
облас11и пересечения д1и,а­
гра1мм ·направленно.с11и. Ра,с­
сея•ние рад~ио,волн от неод•но-
д
Р.ис. 4.23. К •принципу тро,посферной радио­
,связи
1 > Приведенные здесь и ниже данные о достоверности лере·дачи соответ­
ствуют работе без устройств кодирования.
89


род:ностей за·ключе:нных в этом объеме, и обусловливает 1нал1ичие
оилнала на вход:€ прие;много уеrройrства. Напряженность поля ·рас­
сеяния тем меньше, чем больше угол 10, называемый углом рас­
сеяния.
Вслед,ствие .больших потерь энергии при рассеянии ('в пределах
60-120 дБ) и замираний урове,нь сигнала в месте приема оказы­
вается 'Весьма низким. Поэтому для обеспечения достаточно вы­
сокой достоверности требуются передатчики большой мощности,
узконаправленные антенны, высокочувс11вительные приемники,
применение разнесенного приема 1). При этих условиях радиолинии
тро1посферного распространения обеспечивают надежную и бес ­
перебойную радиосвязь на ,сравнительно больших расстояниях .
Дальность действия одного звена современных тропосферных
радиолиний может дос тигать 700-800 км [16] (в среднем она со ­
ставляет 250-300 км). Такие линии обладают большой пропуск­
ной способностью и позволяют организовать в отдельных случаях
несколько сот телефонных каналов.
Для передачи информ ации на большие расстояния в последнее
время находят применение радиорелейные линии с ретранслято­
рами, размещенными на искусственных спутниках Земли. Возмож ­
ность использования в этих линиях прямой волны на расстояниях,
измеряемых многими тысячами километров, позволяет получить
значительно большую надежность, чем та, которой обладают ко­
ротковолновая и тропосферная радиосвязь.
1> Вопросы применения методов разнесенного приема для пов ышения досто ­
верности в условиях замираний подробно рассмотрены в ,[4] .


Глава 5.
КАНАЛЫ СВЯЗИ ДЛЯ ПЕРЕДАЧИ ДИСКРЕТНОЙ
ИНФОРМАЦИИ И ИХ ОСНОВНЫЕ КАЧЕСТВЕННЫЕ
ПОКАЗАТЕЛИ
5.1. Каналы для передачи дискретной информации
Системы передачи данных возникли сравнительно недавно ,
когда уже сущесnювали весьма развитые системы телеграфных и,
главным образом, телефонных каналов. Поскольку по этим кана­
лам не пред1Jiола1галось передавать данные, к их электрическим
характеристикам предъявлялись лишь требования, гарантирующие
уд,овлетворитель·ное каче.ство телефонной связи. Создание спе­
циаль·ных ·каналов для передачи данных требует значительных .
затрат и длительных сроко'в, а разнотипность каналов затруднила
бы создание ЕАСС . Поэтому основным путем постр,Ьения каналов
передачи данных на .ближайшем етапе развития ,связи является
использова·н ие ,существующих канало·в 1J. При этом воз,никла не­
обходимость нормирования и контроля ряда характеристик кана­
лов, имеющих -важное значение для передачи данных .и не играв­
ших ,существенной роли при передаче телефонных сообщений, а
также дополнения оконечных уст ройств ка·налообразующей аппа­
ратуры уст ройствами вторичного уплотнения, обеспечивающими
согласование электрических параметров цифровых сигналов •С ха­
ра:ктеристика.ми стандартных канало:в.
В настоящее время для передачи данных в основном исполь­
зуются стандартизованные (с учетом требований, предъя·вляемых
при пе редаче, ка,к аналогов·ой, так и дискретной информации)
телеграфные, телефонные и шир-ок·ополосные каналы. Стандартный
теле,графный канал ржсчитан на пе_редачу сигналов тонального
телеграфа ,с ча,стотной модуляцией (ТТ ЧМ) ео -скоростью 100 Бод
и возможностью разделения поло·сы на два канала по 50 Бод и
объединения двух · поillос для обр а зования одного канала на
200 Бод. Как правило, стандартные телеграфные ·каналы органи­
зуются путем вторичного уплотнения каналов ТЧ.
Первич·ный широ·кополосный канал организуется на базе стан­
дартного канала 12-канальной группы ВЧ систем передачи и
имеет полосу шириной 48 кГц. Преду,сматриваются также \Вторич­
ные (полоса в 240 кГц) и более высокого порядка групповые
/
IJ Это не исключает разработки и построения каналов и сетей передачи дисс
кретной информации, ба_зирующихся на новых принципах.
91


-тракты. Каналы ТЧ и групповые тракты образуют первичную ,сеть
каналов ОГСС.
В за'висимости от С'Корости передачи информации различают
·три группы -систем передачи данных: низкоскоростные до 200 бит/с
, (по стандартным телеграфным ;каналам), среднескоростные 200-
9600 бит/с (по ,стандартным каналам ТЧ) и высокоскоростные
-порядка 48 кбит/с (по широкополосным :каналам). Таким обра­
зом, 1в,се эти си-стемы основаны на использовании стандартных
каналов ТЧ непосредственно ·после вторичного уплотнения либо
после их объединения ,в грУ'ппы (тракты). Низкоскоростные кана­
лы преимущественно используются:
-
для мq,гистральных телеграфных связей сетей общего поль­
_зования Министерства связи и ·ведом1ственных сетей;
-
для передачи данных; при этом для передаrчи данных в те ­
леграфных каналах используются ,суще,ствующие телеграфные ап­
паратьr с устройствами -сопряжения ,с источниками и потребителя­
ми инфор.мации, -а в ряде случаев и устрой1ствами повышения до­
-стоверности передачи информации За счет применения ПОМеХО ­
,УСТОЙЧИВОГО кодирова·ния;
-
для передачи ,сигналов телеупра,вления и телесигнализации
в средне,скоростных и выс01юскоростных трактах передачи да,нных.
Среднескор·оспrые и ·высокоскоростные ,каналы находят широ­
кое применение для передачи данн_ых в различных з1веньях
ОГСПД. Кратко рассмотрим основные электрические характери­
.стики каналов и трактов с учетом особенностей их использования
.для передачи цифровой ин формации .
.5 .2. Основные технические характеристики каналов
св.язи
Уровни передачи, остаточное затухание. Сигналы, распростра­
няясь по линии (проводной, радио, радиорелейной), затухают.
Для нормальной работы приемной аппаратуры ·необходим опре,де­
ленный уровень -сигнала, доrпустимыЕ: пределы изменения которого
ограничиваются: снизу - требуемым превышением уровня ,сигна­
ла над помеха,ми; -сверху - нелинейными искажениями, помехами
-соседним ·каналам, устойчивостью работы и энергетиче,сrким-и
-соображениями. Различают уровни относительные, абсолютные и
измерительные.
Относительный уровень передачи на выходе какого - либо
·четырехполюсника, дБ, определяется отношением к его входному
у ро'Вню, принятому за исходный (рис. 5.1):
Ротн=20lg~=10lg~.
Инсх
Рисх
При определении а6оолютного уровня Рабе за исходную прини­
мают кажущуюся ис,ходную мощность Ро= 1 мВ •А либо активную
мощность Ро= 1 мВт. В качестве ИСХОДНЫХ значений напряжения
либо тока принимаются значения ·напряжения Ио либо тока I 0,
92


развивающие на заданном сопротивлении нагрузки Zн мощность
в 1 мВт. Обычно ·в целях согласования величина Zн 6ерет,ся рав­
ной волновому сопроти~влению линии. Часто нстречающемуся на
практике зна•чению Zн=600 Ом соотв-еТ1ствуют Иа=О,775 В; fo =
= 1,29 мА.
Если относительный уро­
вень характеризует свойства
самого канала (не зависит
от мощности на его входе2,
0 ucx
f{
то абсолютный уровень по.з- Рис. 5: 1. К определению уровней передачи
валяет судить о величине
мощности в данной точке тракта. Очевидно, что относительный
_уров е нь показывает разность абсолютных уровней в рассматривае­
мой точке и в начале тракта.
Измер.ительным уровнем называе1'ся абсолютный уровень в
рассматриваемой точке при условии, Ч1'О в начале тракта абсо­
лютный уровень равен нулю.
Во избежание перегрузки групповых усилителей систем с ЧД
-с уммарная мощность входного сигнала строго нормируется. Соот­
в ет,ственно ограничивается максимально допустимое количество .
каналов, занятых под передачу дискретных сообщений, либо уро­
вень ,сигнала в этих каналах. Та·к, при использовании 1вс·ех 12 ка­
налов ТЧ первичного широкополосного канала для передачи дан­
ных средний уровень ,сигнала в каждом канале ТЧ должен соста1в­
J1ять - 15-16 дБ (при суммар,н,ом уро·вне - 4,34 - дБ). Если же
загрузить лишь 6 каналов, у ровень может быть повышен до
-12,16 дБ.
Величина а= 20 lg Иисх = 10 !gРисх
Их
Рх
четырехполюсника (участка линии,
а
а
называется затуханием
тракта). Очевидно, что
Их= Иисх·е-20 ; Рх = Рисхе- 10 . Общее затухание уча,стка линии
длиной ,l равно a= ·al, где а - коэффициент затухания линии .
Для компенсации затухания через -определенные интервалы вхлю­
чаю'flся промежуточные усилители.
l1
lz
Ри·с. 5.2. Диаграмма у ров ней передачи
Распределение у рО1вней передачи вдоль линии изображаеТ1ся 'В
виде диаграммы уровней. На рис . 5.2 по·казана диаграмма отно­
·си1'ельных уровней для у1ча,стка линии, включающего три пр•оме­
жуточных . у,силителя.
93


Разность между уровнями на ·входе и выходе канала -связи
называют его остатQ!Чным затуханием (ааст). Оно может быть
представлено ·как алгебраическая ,сумма затухания ai и · усилений
Ki на отдельных участках
аост= '\"ai - ~ki.
,..
... ..
i
i
Для каналов ТЧ, используемых для ·передачи дискретных ,соо!б­
щений, остаточное затухание для двухпроводного канала должно
равнять·ся О дБ, а для четырехпроводного -17,4 дБ.
Амплитудная характеристика канала и коэффициент нелиней­
ных искажений. Амплитудной характеристикой канала называется
зависимость уровня передачи на его выходе или ,вел.ичины его
остаточ·ного затуха,ния от величины уровня на входе . Во из•бежа­
ние пояsления заметных нелинейных искажений для стандартного
канала ТЧ перегиб амплитудной характеристики допустим при
значениях уровня на вхо:де не менее + 7,0 дБ. ,Коэффициент ,нели­
нейных .искажений канала · ТЧ на одном переприемном участке
должен быть не более 1,5% (и не боле~ 1 % по третьей гармонике)
при номинальном уровне передачи на частоте 800 Гц . При п
переприемных уча,ст:ках норма увеличивает,ся в п раз.
Неста-бильность генераторов ·подн·есущих частот аппаратуры
уплот,не-ния обу1сл,овливает возникновение сдвига частот переда­
ваемых ,сигнаJiов. В результате: затрудняется выделен.не опорного
колебания для когерентного детектирования фазома,нипулирован­
ных ,сигналов; нарушает,ся необходимая ,в некоторых системах
кратность длительности элементарной посылки и периода несущею
колебания; ,возникают искажения сигналов при использовании
частотной манипуляции. К стабильности поднесущих частот предъ­
являются жестокие требования. По су ществующим нормам сдвиг
передаваемой частоты в канале протяженностью 2500 км не дол­
жен превышать 1 Гц, а на связи длиной 12 500 · 1<м - 1,5 Гц.
Частотная характеристика остаточного затухания канала. Час­
тотной характеристикой ,остаточного затухания канала связи на­
зывается за·ви~сим,ость ею остаточного затухания от частоты. Для
стандартного канала ТЧ полоса частот, ограниченная частотами,
при которых затуха·ние на 8,7 дБ превышает ·ег.о остаточное зату­
хание при частоте 800 Гц, н азывается полосой эффект.ивно пере­
даваемых частот. Системы передачи данных (особенно для ОАСУ,
ОГАС) широко используют коммутируемые каналы ,общегосудар­
ственной ,сети. В ,связи с этим неравномерность ча:стотной харак­
теристики остаточного затухания нормируется в за,висимости от
числа переприемов. Пределы допу,стимых отклонений частотной
характеристики стандартного канала ТЧ для ,N = 1 и 5 п ереприем­
ных участков, установленные временнь1ми нормами на каналы, и
групповые тракты междугоро,rщой с·вязи приведены на рис. 5.3.
Помимо ,стандартных ,ка·налов ТЧ, ,в ,настоя:щее •время в ряде
звеньев ОГСС использую'I'ся каналы ТЧ ухудшенного каче,ства ,с
полосой пропускания 300- 2700 Гц.
94


Неравномерность частютной характеристики первичного ши­
рокополосного канала в его рабочей полосе (60,6-107 кГц) долж­
на быть не более ± 0,87 дБ по отношению к ,величи:н•е, измеренной
на ча,стоте 82 •кГц.
,,
aocт,il5
g_o
8,0
7,0
б,0
5,0
40
- J,Оiт77,77:77771r,77:77777,тт/т.т;'77тт;77т.т;777'77-тт
-~о
ь,-,;"""""""""~"'"'~"·". ,·У\~,,,\\\\\.\~
-
3,0
Ри:. 5.3 . Нор·мы на отклонение остаточного затуха­
ния ста •ндартного канала ТЧ относительно его зна­
чения на частоте 800 Гц
Составными эле.ментами канала передачи данных, кроме ,стан­
дартных каналов, могут быть и соединительные линии. Их час­
тотные характерист.Иtки не нормированы. Остаточное затухание
этих линий ра,стет ,с ча ,стотой, что должно быть учтено при срав­
нительно большой длине линий. Поскольку сильная неравномер­
но·сть час1'отной характеристики затухания канала может привес­
ти к суще,ствен:но,му искажению формы дискрет.ных •сигнало·в, в не­
которых .случаях возникает необходимость :выравнивания частот­
ных характеристик канала передачи данных или отдельных его
уча,стко1в. Для этой цели ,в аП1паратуре дальней ,связи применяют,ся
амплитудно-ча1стотные коррект,оры, обеспечивающие требуемую
степень коррекции ча,стотной ,характеристики как на од,ном, так и
на ,нескольких переприемных участках.
Фазо-частотная характеристика и влияние фазовых искаже­
ний. Фаза-частотной характеристикой ФЧХ канала называется
за,висимость сдвига фаз ер между ,колебаниями на входе и выходе
канала от несущей частоты колебаний :(i) (рис. 5.4а). Если ФЧХ
линейна во всем ,спектре частот передаваемого •сиг.нала, то послед­
ний будет передан без искажений и появится на вых·оде ка,нала
через промежуток времени 'tгр, называемый временем группового
ра,спространения электромагнитных волн (временем замедления):
Т:гp=dcp(,(i))/dw. Это - промежуток 'Времени от момента подачи на
вход ,сигнала до момента появле:ния на выходе канала максимума
95


энергии некоторой группы колебаний в достаточно узкой полосе
ча,стот спектра. В случае нелинейности ФЧХ групповое время ,за­
медления (ГВЗ) будет зави,сеть от ча,етоты (рис. 5.46) и различ­
ные группы частотных ооста.вляющих ,сигнала поступят на выход
:канала разновременно, что приведет к искажениям формы сиг:на­
ла и появлению дополнительных импульоов (эхо-,сигналы) по
обеим сторона,м от оrсновного, Я'вляющих,ся помехами для ,соседних
посылок (межсим•вольные помехи). Эти фа'Кторы существенно сни­
жают достоверность передачи цифровой инфор.мации. Нелиней­
ность ФЧХ rв каналах связи ,систем с ЧД обусловлена наличием
большаго количества фильтрующих устройст,в.
В каналах передачи данных ,степень фазовых ис'кажений оцени­
вают по характеристике частотной зависимости величины откло­
нения ,Л't'гр времени грулпО'вого распространения 't'гр от его мини­
мального значения 't'гр.мин в пределах эффективно передаваемой по­
лосы частот. От формы этой характеристики за:висит характер
искажений, обусловленных ·неравномерностью гвз ·. С увеличением
_числа
:переприемных участ:ков ·неравномер:ность ГВЗ возрастает.
Степень ·возникающего при этом ,снижения достоверности за,висит
как от величины относительной неравномерности ГВЗ Л't'гр/Т, так
и от вида манипуляции.
К:ратко раrссмотрим характер фазовых искажений в канале
с·вя зи и обусловленные ими меж,символьные помехи . Фазо-частот­
ная характеристика может быть предста·влена в виде суммы двух
слагаемых: 1vf +ер (f). Первое .слагаемое - линейно зависит от
частоты и на форму передаваемого сигнала не :Вли яет. Второе ха­
рактеризует лелинейность ФЧХ и обусловленные. этой нелиней­
но,стью искажения формы ,си гналов. Для ка:нала ТЧ без фазовой
коррекции функция ,ip(f) в первом приближении удовлетворитель­
но аппроксимируется синусоидальной функцией (см. рис. 5.4а):
(t)
• 2 rf-fн
f,
~
1t
{jJ ~ - Сf!манс SШ
,t-
--,
tн3⁄4~ -< в•
fв-fн
•
(5.1)
где (f!манс - максимальное отклонение ФЧХ от прямой; fн и rfв
-
!шжняя и верхняя граничные частоты используемого спектра сиг- ,
нала.
Если для уменьшения фазовых ,искажений в канале осущест:влена
фазовая коррекция, то для скорректиро·ванной ФЧХ нелинейная
со~тавляющая может быть представлена ·в виде
f
·
f- fн
Cf!m ( ) = - (Сf!т)манс S111 2 :rc т--,
fв-fн
(5.2)
где ,т - число периодов колебаний фазовой компоненты в спектре
используемых част-от.
Возникающие в канале, обладающем нелинейностью ФЧХ,
описыва•емой выражениями (5.1) и (5.2), и равномерной АЧХ, се­
рии эхо-сигналов имеют амплитуды, зависящие от величины {j)манс,
96


Между (f)макс и мак·симальной неравномерностью ГВЗ 1Л'tгр . м:акс
сущест,вует однозначная связь
л
2 ())макс·
'tгр.макс = т
fв-fн
(5.3)
Для некорре1ктирова·нного канала m = 1.
Межсим·вольные помехи предста·вляют собой сумму большого ·
числа малых, независимых друг от друга случайных компонент,
поэтому можно ,с некоторыми оговорками рас-сматривать эти по­
мехи как гау~с-оо·вы с эффективным значением напряжения, ран- 1
ным о-. Поскольку дис:персия суммы независимых случайных вели­
чин равна сумме их дисперсий, можно считать, что эффективное
значение результирующего выходного напряжения межсимвол-ь­
ных и имеющихся в канале флуктуационных помех рав'Н'о
cr = Vcr2+cr2
э
.
ш'
'(5.4)
где сr2ш - дисперсия флуктуа~цион,ных поме х. Из выражения (5.4):
видно, что ~воздействие межсимвольных помех эквивалентно ухуд­
шению помехозащищенно,сти по отношению к флуктуадионным
помехам на величину, равную Л р = 20 Jg---°i_, дБ. Компеы-са,ция
Uш
потерь достоверности, обусловленных наличием межсим:вольных
помех, возможна (в определенном диапазоне их значений) путем
соответствую щего уменьшения уровня флуктуационных помех в
канале связи (тра•кте). Полученная ра,счетным путем [14] кривая
а) ~рао
/V
.,,,,,/
/ ,,,,,
1,,-,-,~
lfнrz~;; 7 V
V
1'
IЛ/
li
r1
11
(J
и}
Рис . 5.4. Фаза-частотная харак-
теристика канала связи:
а) фаза-частотная характери­
стик·а; 6) ча•стотная хара·ктери­
ст,ика гру,ппового времени за-
, медления
4-145
/Jp, об
15
13
11
g
7
5
3
1
О,!
I,
I
Раш =to ·s
/
/
О'РН
(!2005oii
j
·1
/
/
I
J
/
/
./
-
O,Z 0,3 0,4 o,s О,б 0,7 0,8 ff,pal/
1
1
1
· O,Z о;ч 0,5 0,8 1,0 1,Z 1,ft. л Z'гр
-т-
Рис. 5.5 . Зави-симость ,ПОтери nомехоза ­
щищенности из - за фа·зовых ис•кажений
97


з-ависимости ,Лр от <рмакс (или от •Л'tгр/Т) для стандартного канала
ТЧ при использовании относительной фазовой манипуляции при
екорости манипуляrции В= 1200 Бод и заданной ,вероятно,сти
ошибки Рош= 10-5 приведена на рис. 5.5. Учитывалось влияние
только одного предыдущего и одного последующего единичных
элементо·в. Как вид:но и:З графика, резкое ·возрастание Лр возни-
• каеt при rЛ.:гр/Т = 1 (rчто ,соо11ветствует {j)макс = 0,5 рад), а при
значениях <рмакс~О,8 получение Рош~ 10-5 ~становится невозмож­
ным. При этом компенсация потерь достоверности, обусло1;3лен­
ных межсимвольными помехами, путем увеличения уровня полез­
ного •сигнала невоз.можна, ·поскольку цослед:нее приводит к одно­
sременному ,пропорциональному ·возрастанию велич .ины а.
В грубом приближении • можно принять, rчто ,величина ,Л.:гр/Т не
должна превышать (0,5-1,0) длительности передаваемо1го элемен­
'J'а. На основании теоретических и Э'l~спериментальных исследова­
ний разработаны нормы на допустимые значения 1Л'tгр для стан­
дартного канала ТЧ и первичного широкополосного канала . В
€Тандартном канале ТЧ для одного переприемного участка нерав­
номерность ГВЗ отно·сительно з,начения на частоте 1900 Гц до,лж­
на располагаться ниже ломаной кривой, показанной на рис. 5.6.
~ •J,O
J
°"' J,O
"'~
~
~ 2О i.....::;"-. ..- -- 1- -
--1-
-- -1--- -1--- -+---1 -
"',
,.,
~
~1,0 L-..~----1----1-----1---~---'-_.,,__
<.,
i
i П L..L_ _.. L_ ~~ !::.:=4.J:::::::o:::::...L_ __,L.:. ..._ .:..J
~ O,J 0,5
1,S
2,0
2,5
J,'1
Рис. 5.6 . Нормы на частотные характеристики груп ­
поеоrо времени замедлении
в· Irер,вичном широкополосном канале на одном аереnрнемном
участке неравномерность ГВЗ относительно его минимального
значения должна быть не более 60 м~с в полосе ча,стоt 65-
ЮЗ кГц. Для уменьшения нелинейности фазо-частотных характе­
ристик и обусловленных ими .межсимвольных помех применяют
коррекцию ФЧХ каналов, что позволяет повысить достоверность,
скорость п-ер-едачи информации и увеличить дальность с·вязи. В
tта·ндартных каналах ТЧ необхоцимость коррекции возникает
лишь ripи передаче ,со скоростями манипуляции порядка 1200 Бод
пр.и большом числе лереприемных участков, а также при более
ВЫСОКИХ ·СКО рО,СТЯХ .
•
Для корр·екции используют в основном два типа устройств:
корректоры на фазовых звеньях и ортогональные коррек-юры. Кор ­
ректоры на фазовых звеньях представляют ,собой четырехполюс -
98


ники, частотная зависимость ГВЗ которых 09ратна усредненной
ча,стотной характеристике ГВЗ канала связи. Он_и применя~тся ,
главным образом, для выра,внивания усредненнои ча·стотнои ха­
рактеристики ГВЗ и ,состоят из ряда звеньев (,ста ,ндарт,ные кор­
ректоры) . Число звеньев подбирается в зависимости от известного
числа переприемных участков. Пос·кольку число звеньев конеЧ'но,
коррекция достигает,ся лишь в определенных точках и остаетс я
некоторая неравномерность ГВЗ (рис. 5.7). Кроме того, реаль·ные
характеристики каналов имеют раз-
брос и отличаются от усреднен- 'CzpC-r?
ных. Поэтому практически удается Л
уменьшить •неравномерность не бо -
лее чем в пять раз . Несколько бо -
l<atfaл
lf!aзuBыti
..--- к орректор
лее эффективны переменные. кор­
ректоры на фазовых звеньях, в ко­
торых • предусмотрена возможность
некоторой регулировки, позволяю­
щей осуществлять выравнивани~ Рис. 5.7 . Остаточная нера,вномер ­
каналов с разными характеристика- ность ГВЗ откорректированного
ми. Однако из-за свойственных пе-
канала
ременным корректорам на фазовых звеньях сложности и трудоем ­
кости процесса настройки на практике такие корректоры уменьша­
ют неравномерность не более чем в десять раз . Достоинством кор­
ректоров на фазовых звеньях является их пригодность для кор-
рекции бо_льших искажений.
•
Простую и быструю настройку, а также высокую степень кор­
рекции неравномерности характеристик ГВЗ обеопечивают орто­
гона л ьные корректоры, наз"Вание которых определяется тем, что
их частотные характеристики разлагают,ся · в ряд ортогональных
функций. Наиболее широко применяются гармонические коррек -
8х
Вых
Рнс . 5.8 . Ст рук т у рная с хема ·rармоннческоrо кор­
ректора
торы, являющиеся частным сл учаем ортогональных корректоров _
Стр уктур ная схема простейшего гармонического корректора приве­
дена на рис. 5.8. Осн·овным его элементом является мноrозвенная
линия задержки, состоящая из N элементов, каждый из которых
имеет время . задержки -ro . Вход корректора и выходы всех элемен -
4•
99


тов . через регуляторы, позволяющие изменять амплитуду и поляр-
110сть . ,снимаемых ,сигналов, поступают на входы сумматора. Рас­
смотрим принцип работы корректора на примере метода регист­
рации ,сигнала по отсчету ·в ,середине посылки (метод стробирова­
ния). При этом методе наличие либо отсутствие принимае,МОГО
сиr,Нала определяет,ся только в от.счетные моменты ·времени ,t=n-т:o,
r,де п - целое число. При воздействии на вход канала с
идеально линейной ФЧХ коротких импуль·сов ,с периодом следова­
ния ,; 0 выходные :напряжения будут описываться функциями от­
счет,ов, благодаря ортогональности которых межсимвольная ин­
терференция (при стробировании в точках n-ro) будет от-су11ство­
·вать (рис. 5.9 и 2.8) . При наличии нелинейности ФЧХ в мо.м·енты
t=nт0 . напряжение не будет равно нулю. При помощи гармониче­
ского корректора можно добиться нуле,вых значений (В точках
., отсчета, т. е. осуществить коррекцию во временной области. При
этом · одновременно корректируются ка~к ФЧХ, так и АЧХ. Коррек-
тор настраивается по включенно­
му на его выход осциллографу fl}
при передаче по каналу периоди­
ческой последовательности им­
tL{t)
пульсов путем регулировки пo--::.o"'F:::::.....,---A---11-=-+--71'--+"'<,....,,,.'-r-+t
тенциометров в различных отво-
дш~ линии задержки.
t5J
Эпюры сигналов в гармониче---!---.:-hA3,._~-+--,---+--1-+-.t
«ком корректоре показаны наВJ
/;,( щ
---1-:,.cp,-.;::J-:::ao+<=~---j-f--f--+-➔
Рис . -5 .9. К определению условия о'l'сут-Рис . 5.1О. Эпюры сигналов в гармониче-
с.твия м.ежсим•вольных nомех
,ском ·корректоре:
а) в центральном отво 1де; 6) в первом
отводе слева; в) ,во втором отводе сле­
ва; г) в первом отводе справа; д) во
втором отводе справа; е) на выходе при
коррекции в четырех точках
рис . 5.10 . В отсутствие коррекции напряжения в точ'ках отсчета
не равны нулю (рис. 5.10а - д). Регулируя потенциометры :в раз­
личных от,водах линии задержки, можно так подобрать отстаю­
щие и опережающие сигналы, чтобы они, ,суммируясь с основным
( сн и маемым ,с центрального отвода линии задержки), обеспечи­
вали нулевые значения в точках ,t=n-т:0 (рис. 5.10е). Простота
на:строики и ,Малое взаимное влияние регуляторов позволяют при­
менять болыrюе число звеньев, 1что :создает высокую степень кор-
рекции, ФЧХ Ка,Нала. Гармонические корректоры ча·сто применяют
100


в сочетании ,с предварительным корректором на фазовых звеньях .
При это.м удается уменьшить неравномерность ФЧХ ,в 50-100 раз.
Р ассмотрепные корректоры рассчитаны на предварительную
(перед началом работы) на,стройку по ,специальным сигналам.
В последнее время разра16отаны адаптивные корректоры, а:втома­
тически настралвающиеся по рабочим сигналам и перена~страи­
вающиеся при изменениях параметров 'Канала. Они обеспечивают
более высокую ,степень корректции, чем предварительно настраивае­
мые корректоры.
5.3. Помехи в проводных каналах связи
В каналах проводной связи действуют каrк аддитивные (флук­
туационные, гармонические, импульсные), та;к и мультипликатив­
ные (перерывы и занижения уровня) помехи. Причина.ми флук­
туационных помех являются тепловые шумы линии и элементов
аппаратуры, со,бст,венные шумы электронных ламп и полупровод­
никовых приборов и т. д. Гармонические помехи возникают пре­
имущественно в самой каналообразующей аппаратуре из-за пара­
зитного проникно,вения в канал связи различных несущих и конт­
рольных колебаний, влияния наводок и излучений от других сис­
тем проводной, а иногда и радиосвязи. По суще,ствующим нормам
в каналах проводной связи отношение эффе-ктивных значений на­
пряженлй сигнала и флуктуационных .и гармонических ттомех
должно быть не менее 20-50. При таких соотношениях сигнал/
помеха вероятности ошибок, обусловленных воздействием этих
помех, кр ,айне малы (порядка I0-9 и менее). Это значительно
ниже вероятно,сти ошибок, возникающих в реальных каналах свя­
зи ( 1О-3- 1О-5 ). Последнее объясняет,ся тем, что основными при­
чинами появления ошибок при передаче .циокретных сигнало,в по
каналам проводной связи являют,ся сосредоточенные во времени
помехи: импульсные помехи и перерывы. Вместе с тем пренебр,е­
гать воздейст,вием гармонических и флуктуа,ционных помех нельзя,
поскольку они вызывают ;краевые искажения (т. е. смещения
фронтов) принимае.мых элементов, что ,снижает помехозащищен­
ность системы связи. Воздействие гармонических и флуктуацион­
ных помех на достоверность приема дискретных сигналов подроб­
но рассматривается в гл. 9.
Импульсные помехи в ,ка:налах проводной связи (по типу их
• источ,ников) можно разделить на помехи естественного происхож­
дения, промышленные и внутриаппаратурные. К :помехам е,стест­
венного происхождения относятся в первую ·очередь разряды от
близких гроз, создающие группу мощных импульсов тока. Источ­
никами промышленных помех являются коммутационные процес­
сы в электрических машинах и устройствах, нарушение контакта
в цепях питания электротран,спорта, электрические разряды и по­
мехи коммутационного происхождения в высоковольтных линиях
эле,ктропередачи и др. К возможным мерам .борьбы ,с импульсны-
1Ю1


ми помехами есте,ст,венного и п ромышленного характера отнЬоiтся
симметрирование фантомных ,цепей кабеля и правильность осу­
ществления заземления с,оответствующих цепей, экранировка ис­
точников внешних помех, включение раз-вязывающих фильтров в
цепи питания в местах искрообразования и др.
Значительная доля им1пульсных помех ·возникает в аппаратуре
связи. Главным источником таких помех я;вляется коммутацион­
ное оборудование ·стан1Ц.ий и узлов, поэтому в некоммутируемых
каналах уровень импульсных помех значительно ниже, чем в ком­
мутируемых . Причинами внутрйаппаратурных импульеных помех
являются та,кже резки·е изменения нагрузки на общие источники
п.итания, плохие контакты в аппаратуре, непрерывная экоплуата­
ция аппаратуры. В многоканальной аппаратуре импулм:ный ха­
рактер имеют иногда переходные помехи . Весьма ра-спространен­
ной причиной :возникновения импульсных помех большой ампли­
туды в каналах ТЧ и широкополосных каналах являются пере­
ходные процессы, возникающие при нарушении контактов в цепях
(о-бычно фантомных), обтекаемых током дистанционного питания.
Экспериментально уста,новлено, что кратковременные перерывы,
вызванные плqхими контактами в цепях пита 'ния, ,создают им­
пульсные помехи ·в каналах с амплитудами до 1500 мВ. Импульс­
ные помехи возникают также из - за кратковременных прерываний
в линейном тракте. Как показали .статистические и,с·следования,
10-20% ошибок при передаче дискретной информации обусловле ­
но импульсными помехами. На импульсные помехи установлены
следующие нормы [18, 25]: доля времени, в течение которого
имеют место импульсные помехи с напряжением, превышающим
пороги анализа 600, 400, 200 мВ в точке ,с относительным уров­
нем + 4,34 дБ, должна быть не более 1. 1О-5, 2. 1О-5, 5. 1О-5 для
часовых сею-ков измерений на одном переприемном участке дли­
ной 2500 км. При этом для 90 % часовых ,сеансов эта доля времени
не должна превышать •соответственно 5-10-6 , 8· 10-6 , 2 -10-5
.
При
изменении длины канала связи указанные величины умножаютс я
на L/2500, где L - протяженность канала, км.
Состояние канала связ.и в ,некоторый момент времени удобно
оценивать отношением ~Lотн модуля коэффициента передачи на
средней частоте ша к его номинальному значению. Величина μотн
может .изменяться как пла'вно, так и быстро. Плавные изменения
μотн О'бычно невелики (0,7 < ,μотн< 1,5) и обусловлены таким.и мед­
ленно из.меняющимися факторами, как влияние погоды на пара­
метры линии связи, ·старение элемен'!'ов аппаратуры, плохая рабо- •
та автоматической регулировки у,силения в группо;вом тракте и др.
Благодаря тому, что в системах передачи дискретной информаrции,
как правило, применяет·ся ча,стотная .или фазовая манипуляция и
на входе приемника предусматр.ивается огра:ничитель по макси­
муму, плавные изменения коэффициента передачи практиче,ски не
. сниж ают
достоверности передачи. Наиболее опасны скачкообраз­
ные изменения величины ~Lотн и ее кратковременные глубокие за­
нижения.
102


Перерывом называется такое уменьшение величины μотн, при
котором уровень полезного -сигнала оказывается ниже порога чув­
ствительности приемной аппаратуры передачи дискретной ,инфор­
мации . При пер·едаче данных перерывом принято ,считать умень­
шение уровня принимаемого ,еигнала не .менее чем :на 17,4 дБ.
Причины перерывов весьма р·азнообраз.ны. К ним относят,ся само­
произвольные нарушения конта1ктов в тракте, разрывы цепей при
-коммутации, цепей -станционного .и дистанционного питания и гене­
раторного оборудования, ошибочные действия техничес~юго пер­
сонала при эксплуатации и проведении профилактических работ,
кратковременные перегрузки групповых усилителей аппаратуры
уплотнения, вызываемые случайным совпадением во времени пи­
ковых мощностей ;в отдельных ка·налах многоканальных систем, и
другие факторы, приводящие к резкому уменьшению коэффи­
циента усиления тра,кта. Кратко·временным называется перерыв,
за · время которого не происходит отказа связи (например, из ~ за
нарушения •соединения, нарушения ,синхронизации, требующего
определенного времени на вхождение в режим синхрониза,ции при
вое-становлении ,нормального уровня). Перерывы большей дли­
тельности принято ,считать от,казами. Для коммутируемых кана­
лов в соответствии с рекомендацией МККТТ :время отказа при­
нято ра;вным 300 мс. Соответственно для этих ка-налов кратко­
временными принято считать перерывы ,с длительностью iпер~
~3 00 мс. Для некоммутируемых ка·налов ТЧ время отка'За при­
нято ра,вным 1 •С, поскольку за это время при существующих зна­
чениях нестаб.ильно,сти и возможных отклонениях от номинала
частот ·генераторов передатчика и приемника может произойти
нарушение -синхронизации ~по элементам. Для крат.ковре.менных
перерывов в каналах связи рекомендуют,ся [18] следующие нор­
мы: доля времени, в течение которого уровень снижен более чем
tia 17,4 дБ относительно номинального уров:ня, должна быть не
более 1,5-10-5 за 90% ' часовых отрезков ·времени для участка
длиной 2500 км. При измен-ении длины допустимая доля времени
умножается на .L/2500, где L - длина канала, км. При этих усло­
виях, ,как показали исследования, вероятность ошибки при пере ­
даче данных по стандартному каналу ТЧ со ,скоростью манипуля­
ции 1200 Бод ,с использованием модема •С частотной манипуля­
цией не превышает 5-10-5 (норма, рекомендованная МККТТ для
некоммутируемых каналов ТЧ, не оборудованных у,стройствами
для защиты от ошибок).
Уменьшение пот-ерь достоверности передачи дискретной инфор­
мации, обусловленных кратковременными перерывами и импульс­
ными помехами, достигается ,следующими путями: устранением
пр -ичин, вызывающих .имп у льсные помехи и кратковременные пе­
рерывы; ~применением методо,в повышения достоверности, основан­
ных на внесении в передаваемые сигналы избыточности (помехо­
устойчивое кодирование, оценка каче,ства принимаемых посылок
и др . ). Эти методы детально рассматриваются ,в гл. 7 и 8.
103


5.4. Особенности использования :каналов ТЧ для
передачи данных
Передача данных по телефонным ,каналам может быть осу­
ществлена двумя с1Пособами:
-
параллельным, когда информация передается одновременно
по нескольким телеграфным каналам, образо:ванным ·в рез ул ьтате
вторичного уплотнения телефонного канала;
-
последовательным, ког,да с необходимо й скоростью в виде
последовательного кода информация передается по телефонному
каналу ·короткими элементами.
Первый ·способ поз·воляет работать единичными элементами
большей длительности, что повышает по.мехоу,стойчивость по от­
ношению к импульсным и мультипликативным !Помехам, обуслов­
ленным .мнотолуче:во,стью в радиоканалах и кратковременными
перерывами в проводных каналах, .и снижает влияние :нера·вно­
мерности ,времени гру1п1Пового распространения . Эти достоинства
осо'6енно существенны для коротковолновых радиоканалов, где по
условиям распространения нельзя использовать короткие элемен­
ты.
Каналы ТЧ непригодны для передачи сиг : ' rюв постоянного
тока, и в них .используются сигналы тонального , _Jrеграфирования
(ТТ) 1). По рекомендациям МККТТ в аппаратуре ТТ применяет­
ся ча,стотная манипуляция (имеются та,кже сист,емы с использова­
нием различных видов фазовой манипуляции). Аппаратура тональ­
ного телеграфирования позволяет двух - или четырехпроводной
телефонный канал уплотнять 12-24 ( а иногда и более) телеграф­
ными. Так, отечественная а1Ппаратура тонального телеграфирова ­
ния ТТ-16/2, использующая частотную манипуляцию, позволяет
орга·низовать 'В одном стандартном канале ТЧ 16 телеграфных со
скоростью манипуляции до 75 Бод. Ра,ссмотренная 'Ниже система
«Кинепле:кс», и,спользующая ДОФМ, позволяет организовать в
одном канале ТЧ 40 телеграфных со скоростью до 75 Бод в каж­
дом. Иногда организуют в одном канале ТЧ одновременное то­
нальное телеграфирование и телефонирование. Пример структур­
ной схемы аппаратуры одновременного телефонирования и то­
нального телеграфиро,вания по четырехпроводному каналу ТЧ ,с
полосой пропускания 300-2700 Гц показан на рис. 5.1 la, а рас­
пределение спектров телефонного и телеграфного каналов - на
рис. 5.116. От обычной схемы аппаратуры с ЧД приведенная схема
отличает,ся, гла:вным образом, наличием фильтров :нижних Д и
верхних К частот, защищающих ,соответ,ственно телеграфные и
телефонные каналы от взаимных помех. Фильтр К выделяет для
телеграфной связи участок полосы 2500-2700 Гц. По стандартно­
му каналу ТЧ шириной 0,3-3,4 кГц можно передавать телефон-
1> Передача телеграфных сигналов ,пере'Ме-нным током в диа1пазон е частот
канала ТЧ называ .ется тоналыным телеграфированием ТТ.
104


а)
!{
Пере dающаw
аппар атура.......,__
Четырех -_
t-----<- - - -t про8оdноu
о)
тr
Лрцемно.я
аппаратура
тт
Телеrронныи
аппарат
!{
канал T'I
Четырех :
. .- - -- - 1 rv i------t про8однои
r;...,
ханал тч
JUU
2408 2500
поог~
Рис. 5.11. Схема организа ц ии совместного телеф.ониро ­
вания и телеграфирован,ия в четырех,проводном канале
ТЧ:
ОА - ограничитель ам,плитуд; ДС
-
дифференциальная
система; БЛ - бала,нсная ли·ния
ный сигнал в полосе 0,3-2,7 ,кГ,ц и до четырех телеграфных ,сиг­
налов в полосе 2,7-3,4 кГ~ц.
Основными пара ,метрами канало·в ТТ являются ширина поло­
сы, распределение несущих частот, девиация частоты и уровни
передачи. Существуют два варианта ,стандартов ,систем ТТ. В пер­
:ВО,М варианте ширина полосы канала Лfнан = 80 Гц, запас на рас­
фильтровку Л,fФ = 40 Гrц, ,скороС'ть манипуляции Вманс = 50 Бод. При
уплотнении одного канала ТЧ ма~симальное количество ТТ кана­
лов N = 24. Для ,второго варианта .Лfнан = 140 Г,ц, Вманс = 75 Бод,
N = 17 . Для обоих вариантов при ма,ксимальной скорости манипу­
ляrции передаются лишь несущая fп и первые две пары боковых
<fп±Р и fп±2F), где F = Вманс/2- основная частота манипуля­
ции. Для уменьшения уровня п омех от соседних каналов необхо­
димо обеспечить, чтобы нее К'Омбинационные ча,стоты ·ка:налов ви­
да fп ±fп-1, fп±2 fn -i и т. д, оказались в полосах для расфильт­
ровки. Этим требованиям удовлетворяют следующие значения
fп: fп=300+120 п при .Лfкан=80 Гц и девиации 30 Гц; fп=270+
+ 180 п при Лfнан = 140 Гц и девиации 45 Гц, где п - но,мер кана­
ла ,в си-стеме. Уровень пе р едач.и на выходе каждого канала систе-
105


мы ТТ выбирае11ся ·исходя ,из условия, чтобы ,суммарный уровень
передач.и всех канало·в системы 'Не ,превышал допустимого .уровня
на входе уплотняемого канала ТЧ (Рт.=7 дБ).
Недостатками параллельного способа передачи являются
громоздкое оконечное оборудование и неэффективное иопользова­
ние полосы пропускания телефонного канала (часть полосы рас­
ходуется на расфильтросr3:ку .между телеграфными каналами).
От этих недостатков с·вободен последовательный способ пере­
дачи. Кроме того, при етом способе облегчается использование
коммутируемых каналов, так ка,к нет :необходимости одновремен­
но коммутировать не-сколько каналов. Поэтому в проводных кана­
лах для среднескоростной передачи данных • преимущественно
используется последовательный опо,соб. Наибольшая екорость
передачи достигается в прямых (некоммутируемых) каналах, об­
ладающих ,ста,бильными и поэтому легко u1оддающимися коррек­
ции характеристиками. Кроме того, эти каналы свободны от
помех, ,связанных •С коммутацией. В ,соответствии с государствен­
ным стандартом (ГОСТ 17422- 72) для каналов ТЧ у,стано;влены
следующие скор-ости переда·чи данных: 200, 600, 1200, 2400, 3600,
4800, 7200, 9600 бит/с. При работе по ком,мутируемым д•вухпро­
водным каналам МККТТ рекомендует применять частотную мани ­
пуля-ц_ию, посколь:ку, обеспечивая в этих условиях пример·но такую
же достоверность, ка1к и ФМ, она значительно проще реализуется
и позволяет работать как в синхронном, так и в асинхронном
режимах. Для одновременно двусторонней передачи данных по
ко,ммутируемым J!iвух,про·водным каналам рекомендуе11ся спектр
канала ТЧ разделять на две ча,сти оо средними частотами 1,08 и
1,75 кГц. При этом, применяя частотную ман.ипуляцию, можно
осуществлять двустороннюю передачу данных со скоростью
200 бит/с. В связи со свойс'tвенными коммутируемым ~каналам не­
равномерностью частотной характеристики ГВЗ и помехами, обус­
ловленными коммутацией, рекомендуемые для односторонней :пере­
дачи ,скоро,сти манипуляции не превышают 600 Бод без коррекции
ФЧХ и 1200 Бод при ее наличии . При этом для передачи служеб­
ных сигналов (автозапрос и др.) в ·низ1ючастотной части спектра
может быть предусмотрен обратный канал ( скорость до 75 Бод).
Для прямых каналов ТЧ рекомендуется применять ДОФМ и
скорость передач.и данных 2400 бит/с. При передаче данных ,со
скоростью поряд:ка 1200 бит/с использует,ся аппаратура с ОФМ .
Несущая частота выбирает,ся в середине участка характеристики
ГВЗ с минимальной неравномерностью (1800 ...:_ 1900 Гц) (см .
рис. 5.6). Как ,.показ али исследования, при тщательной коррекщии
АЧХ и ФЧХ каналов и применении таких методов .манипуляции ,
как ТОФМ (тройная относитель·ная фазовая .манипуляция) и дру­
гие, по каналам ТЧ может быть осуще,ствлена передача д а нны х
-с о скоростями до 4800-9600 бит/с .


Глава 6.
МЕТОДЫ ПЕРЕДАЧИ ЦИФРОВОЙ ИНФОРМАЦИИ,
ИСПОЛЬЗУЕМЫЕ В АСУ
6.1. Краткий обзор методов передачи цифровой
информации
.
Рассмотренные в гл. 3 .методы оптимального приема трудно
реализуемы на практике как из - за сложности аппаратуры, так из­
за флуктуаций параметров сигнала (в первую очередь его фазы)
при распространении. Поэтому важно знать принципы построения
реаль·ных систем передач.и цифровой информации (в 1пер·вую оче­
редь двоичных сигналов), их помехоустойчивость и эффективность,
уметь оценить, к чему приводят отступления от оптимальности .
Принципы построения и хара,ктеристики этих систем в первую
очередь определяются методо,м передачи двоичных сигналов.
В а;втоматизированных системах управления для передач.и
двоичных сигналов наиболее широко применяются:
-
методы амплитудной и частотной манипуля,ции. При этих
двух видах манипуляции используется, как правило, некогерент­
ный прием. Дело в том, что наибольшие технические . трудности
предста,вляет реализация когерентного приема. При наличии же
последнего без существенных затруднений может быть осуще,ств­
лена фазовая манипуляция, обес·печивающая более высокую
помехоустойчивость, чем частотная и, тем • более, а,мrплитудная
манипуляция;
-
методы однократной фазовой манипуляции. Широкое при­
менение нашли разработанные Н. Т. Петровичем м_етоды относи ­
тельной фазовой .манипуляции (однократной и двукратной). В них
удалось ,преодолеть принципиальные затруднения, препятствова1в­
шие длительное время практическому использованию методов фа­
зовой манипуляции;
--
методьt многократной (,в осно·вно.м двукратной), час1'отной
(ДЧМ), относительной фазовой (ДОФМ) и амплитудно -фазовой
(АМ - ОФМ) манипуляции, позволяющие существенно повысить
пропускную способность передачи двоичных сигналов.
Перейдем к краткому рассмотрению принципов построения
модемов, реализующих эти методы, и их осно·вных характеристик:
по.мехоустойчи,вос:ти, зависимости эффективной ширины спектра ·
сигнала от ,скорости ма·нипуля·ции и соответствующей ,максималь­
ной удельной ·сrкорости передачи »нфор,мации.
107


6.2. Передача простых двоичных сигналов методом
амплитудной манипуляции (АМ)
Спектр двщ-1чных амплитудноманипулированных сигналов и
эффективная полоса частот. Выражение для АМ сигналов можно
представить в следующем виде:
U(t)=М(t)ИтсCOS(J)f,
(6.1)
где М ('t) - модулирующая фун,кция (т. е. передаваемое сообще­
ние).
Наибольшую ширину имеет спектр сигнала, представляющего
собой последовательность чередующихся эле~ентов «О» .и «1»
(рис. 6.la). При этом в случае прямоугольной огибающей моду­
лирующая функция ра·вна
М(t)=++~1]sin\Qmt,
k=l,3,5
где Qm=2nFm=nB.
Около 90% в,сей мощности сигнала заключено в полосе ,ЛF=
=2Fm, охватывающей несущую и боковые частоты, создаваемые
Umc
т-
Umc
7Г
Umc
7Г
Umc
3iГ
первой гармоникой частоты ма­
нип уляции Fm (рис. 6.16). Одна­
ко если ограничить спектр пере-
t
даваемых сигналов столь узкими
пределами, то возникает растяги­
вание фронтов элементов, недо-
t пустимое при больших скоростях
манипуляции. Для обеспечения
уд овлетворительной формы посы­
лок полоса канала должна про-
пуска ть боковые частоты, созда­
ваемые тремя гармониками час­
тоты манипуляции, и составлять
,ЛF=6Fт=3В. В пределах этой
полосы ослабление боковых Ч?С·
тот происходит до уровня поряд-
t· ка О, 1 от у ровня несущей.
с___ _,__ _с__~~--~~
При передаче сигналами по-
fнес-3f;,., &(jёfп fнt1c fнш:+Г;п· fнес+ЗFт стоянного тока по проводным ли-
ниям треб уемая полоса канала
Рис. 6.1 . А'м•плитудная •модуляuия :
а) эпюры сигналов; б) спе~пр частот может составлять ,ЛF = ЗFт =
=1,5в.
Пр.именяя методы, умень шающие ·вл ияние искажений фронтов
посылок :на достоверность приема (метод интегрального приема
и др.), удается обе,спечить качественный прием при ширине спект­
ра сигнала
ЛFэфАМ ~ (1,1- 1,2) В.
108
(6.2)


Теоретически максимальная удельная скорость, обеспеч:иваемая
модемом ·с АМ при передаче с двумя боковыми полоса,ми, -состав­
ляет Ym= 1 бит/ГiЦ • с. При передач·е с частичным пода·вле ни-ем од­
-ной '601ювой полосы частот практически досtигает,ся Ym~
~ 1,7 бит/Гц• с (теоретический ,предел для случая одноnо лоснои
АМ: Ym=2 б.ит/Лц-с). Такие же значения ,ЛF и 'Ym имеют место
для модемов, использующих посылки по·стоянного тока:
ЛF~О,6 В,
'Ут ~ 1,7 бит/Гц-с.
Дискретный канал АМ. Некогер'ентный метод приема двоичных
АМ сигналов и его помехоустойчивость. Упрощенная стр уктурная
схема ди,скретного канала одного направления при АМ приведена
на рис. 6.2. Устройство преобразова·ния ,сигнало в п е редатчика
!!llCпep
1·---- ---l
1
11
lflпep 1
От источ1i1111а
1
lll/f/18fll11lllllli
11:f=Ь'i11
1~
1
L ________ .J
!JllC ПР
г-------------- -,
1 lflпp
ЛУ:
,-/(,-,fl_l/_ll_Л -, 1
/( пompeOl!ПlfЛIO
с8язи
1
1
щ=-ъ-J-,t
1
1
1
1
L____ -- -
-
---- -
____ J
Рнс·. 6.2. Дис.кретный канал при АМ
УП Спер содержит генератор Г колебаний нес у щей ча,стоты, моду­
лятор М и ,полосовой фильтр Фпер, ограничивающий спектр пере­
давае,мого сигнала. Здесь и ниже будем рассматривать · •СтJi)у ,ктур­
ные схемы дискретных каналов одного направления.
При некогер•ентном приеме,. т. е. когда сведения о фаз е сигнала
от,сутствуют, единственным критер.ием, поз ·воляющим при ·ампли­
тудной манипуляции отличать элемент, соответствующий « 1», от
паузы, является величина амплитуды колебаний. Если н·апряже­
ние на выходе детектора приемника превышает некоторый поро­
говый уровень Ео, то фиксирует,ся сигнал «1»; если это напряже­
ние ниже Ео, то фиксируется сигнал «О». В соответствии с этим
устройс11во преобразования сигнала приемника УПСпер -состоnт из
полосового фильтра Фпр, обеспечивающего защиту от со с редото­
ченrных помех и снижение уровня флуктуационных помех, усили­
теля Ус, демодулятора, предста,вляющего со:бой детектор по оси­
бающей (а,мплитудный детектор АД), фильтра нижних частот
ФНЧ, подавляющего остатки несущей и высшие гармоники на
выходе детектора и порогового устройства . ПУ, разделяющего
посылки « 1» и «О». В наиболее широко иопользуемых ду1плексных
каналах передающее и приемное устройства преобразования сиг­
налов (УПСпер и УПСпр) данной оконечной станции объединяют
в одно устройство - модем .
109


Ошибки при приеме возникают, если:
а) при передаче «1» -суммарное напряжение сигнала и флук­
туацион:ной помехи на выходе приемника iUс.п будет ниже порого ­
вого Ео, т. е. Ис.п<Ео. Вероятность такой ошибки («пропуск»)
обозначим р(0/1=р[Ис.п<Ео];
б) ,nри пер·едаче «О» ,напряжение помех Ип окажется больше
Ео, т. е. Ип>Ео. Вероятность такой ошибки («ложная тревога»)
обозначим p(l/0) = р[Ип>Ео] .
Найдем выражения для р (0/1) и р (1/0) пр.и различной струк­
туре помех.
Влия!Ние флуктуационных помех. Плотность -ве­
роятности огибающей -суммы синусоидального сигнала .и флук­
туацион:ной помехи на выходе детектора подчиняется обобщенному
за,юону Рэлея:
т
Ис.п
2_а~
( Ис.пИтс )
W(Ис.п)=-2-е
fo
2
,
сrп
сrп
(6.4)
rде Ис .п - ,мгновенное значение огибающей суммы сигнала и по ­
мехи; Итс - амплитуда сигна,ла; и2п - дисперсия напряжения
помехи; Io(x) = lo(jx) - модифицированная функция Бесселя ну­
левого порядка, примерный график которой приведен на рис. 6.За.
а)
J0 (x)
О) W(llcnJ
W(lfп) / W(Uп)
о
х
Р(о1,)
Рис. 6.3. К определению вероятности ошибки при ам­
,плитудной модуляции:
а) график функции Io(x); б) определение вероят­
ности ошибки
Полагая в выражении (6.4) Итс = О, получ-им распределение
вероятности для огибающей помехи (простой закон Рэлея):
и~
W(U) = .!!..Е.__ 2а~
п
е
.
cr2
п
(6.5)
В соответствии с приведенными на р.ис. 6.36 кр.ивыми распреде ­
ления для Ис .п и , Ии можно определить вероятности ошибок
р(О/1) и p(l/0):
lo.
со
р (0/ 1) = JW (Ис.n) d Ис.n; p{J/0)=.\' W(Uп)dUп.
о
Ео
110


Учитывая, что полная вероятность ошибки равна •РошАм=
=p(0)p(l/0) +p(l)p(0/1), и .подставив зна'Чения W(Ис.п) и W(Ип)
для случая ранн01вероятност.и посылок «О» .и « 1», получим
{ -1'
-
z} }'
РошАм=0,5 ; е F(z0, Z)+e
{6.6)
Zo
~2
Ео_
.
Ис.эф .
\-2(v-
где -=Z0 ,--=l, F(zc, l) c;c=_ хе 10 х 2 l)dx.
Gп
Gп
о
Как видно из ,выражения 6.6, величина Рош лм за·висит как от
превышения сигнала над помехой, так и от величины порогового
напряжения. При больших значениях l оптимальное значение по-­
рогового
напряженля равно половине амплитуды сигнала :
Ео оrтт ~ О,5Итс ,
При малых з·начениях l (высокий уровень помех или слабый
сигнал) величина Рош возрастает за счет увеличения вероятнос­
ти - ложных тревог р (1/0). В этих . условиях оптимальными ока­
ЗЬ!lваются большие значения напряжения порога ограничения Ео;
при этом вероятность ложных тревог снижается.
Для ориентировочных подсчетов вероятности ошибки, в·озни­
кающей под влиянием флуктуационных помех, можно воспо льзо ­
ваться приближенной формулой
/2
1-т
РошАМ~2 е
(6. 71)
дающей при Рош лм > 1О-3 погрешность не более 20 %.
Вл,ияние им·пульсных помех. В отличие отслучая
воздейств.ия непрерывных помех, здесь при оценке величины Рош
необходимо еще учитывать вероятность появления импульсных
помех р .
При эюм
Рош=0,5Р[р(Uc.n<Ео)+Р(Un>Ео)]=
= 0,5р[р(0/1)+р(1/0)].
При пере да че па узы ошибка возникает при любом
фазового угла помех ,ср 0 (рис. 6.4), если ·выполняетс я
Ип>Еа. Пр.и передаче едини цы имп ульсная помеха не
ошибок:
(6.8)
з·начении
условие
создает
а) при любой амплитуде помехи, если l1cpol ~n/2;
б) при любом значении сро, если выполняется условие l ·Ипl <
< l • Иmc-Eol.
Ошибка возникает при условии
Ис.п=V(Итс - uncos )сро[)2+и~sin2[сро1<Ео.
(6.9)
Обозначив Е0/.Итс =а и l=.Итс/1 Ип , из (6.9) пол учим неравенство
(6.1 О)
111


Полагая вел.ич.ину ,ср0 равновероятной в пределах от О до 2:rt и ин­
тегрируя (6.10) в пределах значений l, соответствующих выполне­
нию неравенства (6.10), получим
]-а;
р(Исп<Е0)=
-
arc cos ----- W (l) dl.
1 1· [/2(!- о:,2)+1]
:it ;
2/
·I
1+а
С учетом (6.8) получим [45] для заданного зна чения l
Р0ш= О,5р - arccos ----
-
+ р(Uп> Е0) .
{1
12(1- о:.2)+1
}
п
21
(6.11)
(6. 12)
Влияние r ар м он и чес к их помех . Пусть •на вход ,приемни1ка, на ­
ря,ду с АМ сигналом с ам,плитудой Umc и несущей частотой wo, ~воздействует
помеха Un = ,U тп siПl(.wo,+Q) t . Ка.к видно из приведенной •для этого случая на
ри•с. 6.5 векторной днаграммы •снгнала и помехи , фазовый угол . Q,t равновероят­
но прш ш мает любые з·начения от О до 2л аналогич •но фазовому у,rлу <ро для
Рис. 6.4 . Условия возникно­
вения ошибок ,при ,воздейст­
вин ,импульсных помех
Рис. 6.5 . Векторная диа ­
грамма сигнала и синусо­
идалЬ'ной помехи
импульсной помехи. Бла,го.даря ,полной а·налогии -вероятность ошибки, возни ­
кающей под воздействием rар·монических ,по-мех, также определяется ,выраже ­
нием (6.1 ! )·, где величина W(l) хара ,ктеризует в относительных величинах диф­
ференциальное :распределение ам,плитуд ,гармонической ,помехи.
Метод АМ :прост s .реализации . Однако из-за ~низкой помехоупойчив()сти и
трудности выбора ()Птимального ,порога (особенно ,при •наличии вамираний в
канале связи) этот ,метод в СПД 1применяет,ся редко. В системах телеушравле ­
·ния, испо льзующих сигналы ,большой ·с кважности, применение метода АМ целе­
сообраз'fIО, ,поскольку лри эт-ом обе-::п ечивает ся значительно ,большая мощность
в импульсе, чем при методах пер еда чи двоич н ых оrnналов с активной паузой.
·к которым относятся ЧМ и ФМ.
6.3. Передача простых двоичных сигналов методом
частотной манипуляции (ЧМ)
Способы получения простых двоичных ЧМ сигналов, их эф­
фективная полоса. Fipи частотной манипуляции частота колеба-
1!2


ний передатчика манипулируется относительно -среднего значения
fнес, Символам «1» и «О» соответствуют двоичные сигналы:
Uc1(t)=ИтсCOS(w1t+Ч>~),
Uc O(t) =Итсcos(w0t+ср0),
Разность ч.астот Pc = ,fo-tf1, где ,fo= iwo/2л; f1=w1/2л называется
сдвигом частоты, а велич.шна
-
девиацией частоты .
fo- f1
2
(6.13)
Отношение девиации к основной частоте манипуля,ции m=
= Fct /Fm называется и ндексом частотной J11.анипуляции . . Обычно
Fct«fнec •
Эффективная полоса ЧМ сигнала ,ЛF чм зависит от ,способа
,осуществления ча стот.ной манипуляции. Существует два способа
манипуляции.
[Zj
ГtJнtJparпop
(Jo
' Гt!нtJ ратор
'(,,),
t
Рис 6.6 . Частотная модуляция 1:: разрывом фазы:
а) ,прин цип модуля-ции; 6) эпюра напряжения
Способ с разрывом фазы (рис. 6 .6а) предполагает наличие
двух задающих генераторов, г енерирующих ·колебания -с частота­
ми ,(!) 0 и w1 я ·коммути1р уе,мых в соответствии с ,видом передавае­
мых посылок . Так как фазы колебаний задающих генераторов не­
зависимы, в моменты переключения воз1никают резкие ,скачки
•фазы (рис. 6 .66), приводящие к не­
ж ел ательном у расширению эффек­
тивной ширины с пектра сигнала.
Вследствие этого, а также из - за
•~л ожн ости реа лизаци и (необходи­
мост ь иметь два задаю щи х генера­
тор-а) и д р уги х недостатков способ
частотной минипуляции с разры­
вом фаз ы при меняется редко .
Сп ос об без раз рыва фазы
(рис. 6.7) пре ду сма тривает нали­
чие одного задающего генератора ;
' частотная мюпшуляция ос у ществ­
л яет ся п у тем изме нения пара мет­
ров (обычно емкости) его .колеба­
·тел ьного контура . Благодаря пла в -
113
а) Нонтур зпilающе­
го генератора
г------,
:~ ф!
1
.
L _____ _i
,'10ЩliDCmU
t
Рис. 6.7 . Ч астотна я · модуляция без
разрыв а фазы:
а) принцип модуляц,ии ; 6) э:пюра
на, пряжения


ному переходу от «1» к «О» спектр сигнала оказывается значи­
тельно более узким, чем при ЧМ с разрывом фазы. Хотя и в этом
случае спектр сигнала теоретически бесконечен, основная энергия
сосредоточена в . сравнительно узкой полосе, ширина которой оп­
ределяется частотой манипуляции Рт и индексом частотной мани­
пуляции т . При значениях т, близких к единице, ширина спектра
сигнаца при КИМ - ЧМ примерно такая же, как при АМ. В СПД,
использующих узкополосные тракты (например, стандартный те­
лефонный канал), для повышения пропускной способности значе­
ния т выбирают малыми (не более двух).
Удовлетворительная с точки зрения помехоустойчивост.и эф­
фективная полоса при узкополосной ЧМ может <быть в rпервом
приближении определена из выражения
ЛfэфЧМ~2ЛэфАМ~(2,4--;-3)В.
(6.14)
В радиолиниях, использующих дис·кретную ЧМ, ;вел,и0шна
девиации ·,с учето,м требований помехоустойчивости и -стабилЬ'ности
параметров передатчика и приемн.ика выбирается в несколь ,ко
раз больше, чем при узкополосной ЧМ.
Дискретный канал с ЧМ. Некогерентный метод приема двоич­
ных ЧМ сигналов и его помехоустойчивость. Упрощенная струк~
турная -схема дискретного канала с ЧМ представлена на рис. 6.8 .
У.с11ройство преобразования -сигнала передатчика УПСпер ,содержит
генератор колебаний несущей ча-стоты Г, колебательный ·контур
которого собран по схе.ме 6.7, частотный манипулятор (модуля-
!J/!Спер
!//!СПР
г-----1
г------------- - ---, ·
1
i
•
г-
·--
Ад--- ,
!
От 11с
§11телю
Ulil/JIJ
Nfll/lJIJ
L----J
~--
·_-
-
-
Vacm7im7iьtiJ oemeffmoi - J
Рис. 6.8 . Дискретный -канал при ЧМ
тор ЧМ) и выходной полосовой фильтр Фпер, ограничивающий
спектр передаваемого сигнала. Под воздействием поступающих на
вход частотного манипулятора информационных импульсо,в осу­
ществляется дискретное измен -ение реактивного пара,метра конту­
ра (обычно емкости) :в -соответствии с законом изменения знака
передаваемого инфо,рмационноrо единичного элемента.
Ус1'ройство преобразования сигнала приемника · УПСпр со-
• держит входной полосовой фильтр Фпр, усилитель Ус, ограничи­
тель амплитуды ОА, частотный детектор ЧД (дискриминатор)
фильтрового типа, а,мплитудный детек1ор АД, схему сравнения
СС и ·в ыходной фильтр низких частот ФНЧ . Ограничитель ампли­
туд практически устран яет влияние изменения уровня -сигнала в
кана.7+е связи на длительность демодулиру,емых ,сигналов, у,мень­
шает искажения формы элементов и снижает воздействие импульс­
пых помех .
114


Основным элементом УПС прием·ника ЧМ сигналов являет,ся
ча,стотный деi,ектор. Применяются де'Dекторы двух типов: линей­
ные и фильтровые . Линейный частотный детектор предста·вляет
собой обычный частотный дискр.иминатор, аналогич.ный применяе­
мым в -схемах автоматической подстройки частоты и приемниках
ЧМ телефонных сигналов. Недостатком схем, использующих ли­
нейные частотные детекторы, является их ,сравнительно широкая
полоса, рассчитываемая на пропускание эффективной части всего
спектра сигна л а. К•роме того, эт,им схемам свойственно нарушение
идент и чности положительных и отрицательных выходных импуль­
сов при смещении частот сигна.ла.
Bxo !J
'(;iJLJ,Clilp.
j;cmp-fJo
Рис. 6.9 . -Упрощенная структурная схема 'При е мника ЧМ сигналов
От этих недостатко:в -свободен частотнь1й детектор фильтрового
типа, функциональная схема которого приведена на рис. 6.9. Он
состоит из частотного демодулятора ЧД, представляющего собой
два фильтра Фо и Ф1, настроенных ,соответственно на частоты fо
и f1 дифференциального детектора, состоящего из двух ампл.итуд­
ных детекторов, выпрямляю щих ,напряже1{ИЯ И1 , и 1 И1 , на ·выходах
фильтров и схемы -сравнения СС ,со встречным включением вы­
прямленных напряжений (токов). Полярность выходного напря­
жения на выходе дифференциального детектора за·в.исит от 'ТОГО,
ка·кое из срав.виваемых напряжений больше: ,И1 , или И1 , .
В отсутствие помех пр.инятому элементу «1» соответствуют не­
равенс-гва И1, >Иt, -и Ивых>О, элементу «О» соответствуют нера­
венства И10 > Uf , и Ивых<О. Кроме сигналов, на выходах фильт­
ров действуют флукту ационные помехи, которые практически не .
коррелированы .
Ошибка при приеме возникает в том сл у чае, если значение
ог.ибающей помехи Ип на выходе фильтра, через который в дан­
ный -мом:е:нт сип1ал не проходит, превышает значение ·огибающей
суммы ,сигнала и помехи Ис . п на выходе др у гого фильтра, через
·который в данный момент проходит сигнал, т. е .
Рош=р{Ип>Uс.п}-
(6.15)
Поскольку -схема симметрична, а параметры фильтров и соот­
ветствующих плеч дифференциального детектора идентичны (кро ­
ме небольшого отличия по средней частоте настройки), можно
115


считать, что у словные ,вероятности перехода одного элемента в
другой равны, т. е. р (0/1) =р (J/0). Тогда, по л агая равенств о
р (О) = р ( 1) = 0,5, получим выражение для о пределения вероят•
но-ст.и ошибки
Рош = p(l)p(0/1) +p(0)p(l/0) = p(l/0) 0== p(0/J).
При1щипиальное отличие от рассмотренного ранее сл у чая АМ
со,стоит в том, что здесь нет порога ограниче н ия Е0 , превышение
которого значением огибающей 1-1апряжения по,мех приводит к
ошибк~ . Огибающая напряжения помех срав ни вается зде с ь с ве­
личиной огибающей напряжения смеси сигна л а и помехи .Ис.п ,
которая может принимать различные сл у чайные текущие значе­
ния. Каждом у теку щему значению Ис.п соответствует определен­
ная вероятность р 1 его превыше:ния значение ~1 огибающей напря­
жения помех Ип. Эта ·вероятность мткет быт ь о пределена из вы-
"'
ражения Р1= ~ W(Ип)d1Ип. Так, текущим зн ачен иям Ис.п, равны М'
и с.п
величинам Иа и Иб. (р.ис . 6.10), соответств у ют значения Р1, рав­
ные площадям заштрихованных участков кр и в о й р·аопределе.ния,
•
"'
~
вероятностей W (Ип): р 1а =
. ) W(Ип) ,dИп; Р16 = \ W(Ип)dИп. Но,
Иа
•
Иб
различные текущие значе·ния Ис .п имеют различные· вероятности .
Поэтому величина р 1 также является сл у чайно й и для определе­
ния вероятности ошибки Рош нужно найти мате м атическое ожида­
ние величины р 1 как функции Ис.п:
о:,
РошЧМ= .\W(Исп)Р(Ис.n)dИс.п=
о
(6. 16}
где W(,Ис.п) и W( 1 Ип) определяются выражениями (6.4) и (6.5) .
Подста:вив выражения W(Ип) и W(Ис.п) в (6 . 16),. получим
12
1-т
РошЧМ==- е
2
(6. I7}
Полученное выражение ха 1рактеризует помехоустойчивость при,
некогерентном приеме частотноманипулированных простых двоич­
ных сигналов 1в условиях воздействия флуктуационных помех пр и
использовании частотного детектора фильтрового типа.
Влиян.ие импульсных помех. Поскольку спектраль­
ная плотность помехи ·в пределах общей полосы канала ,связи и,
параметры обоих фильтров (кроме несущих частот) одинаковы,.
мож1но считать, что на их выходах возникают импульсные помехи ,.
. одинаковые
как по форме, так и по амплитуде (Ип) . Ошибка;
116


возникнет, если геометрическая сумма ,ве.кторов помехи Ип и сиг­
нала Итс в канале, где есть сигнал, окажется меньше амплитуды
помехи, т. е. при выполнении неравенства
и,~,с+и~- 2ИтсИпcoscro<и~,
которое можно преобразовать к •вид у
l
ер"> arccos -
2
(6.18)
(6. 19)
при 0<l<2. Полагая ср0 равновероятным в пределах О- 2л, после
простых преобразований легко получить, что вероятность выпал-
W(lfп)
W(lfcп!
W(lfcп!
,..
Л Fcp
:111 1"
ЛFср
1
1
'1
:/
1
V1V
1
1
о
1
1
llп,lfcп
1
Fc
1
,..
.. ,.
Рнс. 6.10. к определению вероят-
Рнс. 6. 1 1. Ампюпу дно-ч" с тот-
н ости ошвбкff при частотной мо-
на я характеристи ·ка филf тров
дуляции
частотного детектор~
нения нера~ -. ен<:тва (6.19), т . .е . вероят:н о сть ошибки для ;➔ 1щанног0'
значения l, . равна
1
l
РошЧМи=0,5р-arccos -.
п
2
(6_ 20)
В ли н н и е гармонических помех. Характер возде йствия гармо ­
нических 11:.1мех зави,сит от их частоты. Помеха., -проник ающая в фи льтр бе.1
сигнала, вы:Jывает ошибки с вероятностью
,
-
{О, если Ип<Итс,
Рош- 1
ИИ
, если
п> mr•
При налнчии помех .в обоих фильтрах вероятность ошибки -по анало,гии с (6. 12 );
равна
1
lf(1- /1~)+1
Рош12 = О,5- р12arccos ----'----'--- +
п
2/1
1
+ О,5- p12arc cos
п
z2(1--
1·)+1
2
12
1
где 11 - отношение сигнал/~помеха в одном фильтре, 12 - в другом, Р12 - верОЯ1'·
ность одновремен!l-!ого действия гармонических ~помех в обоих филыр •ах.
117


Вероятности ошибок, ,вызываемых ,помехами, 1попадающи-ми только в Оiдин
,из трактов, рав·н ы Pam1 =Pam2=p'am • В общем ;случае
Рот~Рот12+Рот1+Рот2·
(6 .22)
Кратко ра,с,смотрим вопрос о рациональном выборе параметров
ра зделитель-ных фильтро·в и величины сдвига частоты Fс •
.
При построении системы должен быть обеспечен минимальный
уровень помех, обусловленных остаточными колебаниями в фильт­
ре от предыдущих элементов и ·колебаниями элементов, на часто­
ту которых на-строен другой фильтр. В случае применения П-об­
.разных фильтров для миним.изации помех ,первого типа .необходи­
мо выбрать полосу фильтров Л.РФ ~ 2/Т.
Для обеспечения эффективного разделения реализаций сигнала
необходимо выполнить условие Fс ~ ,ЛF Ф (рис. 6.11). Положив
Р с-= 1ЛFФ, получим требуемую в данном случае ширину полосы
-общего (перед раздел.ительными филыра.м.и) тракта приемника
двоичных ЧМ ,с игналов
(6.23)
Наибольшее соотношение ,сигнал/шум и полное .исключение
~помех, _обу,словленных колебаниями элементов сигнала, частота
которых не сов•падает -с частотой , .настройки данного фильтра,
может быть до-стигнуто применением схемы ·интегрального приема
ЧМ сигнало·в (рис . 6.12) и соответствующим выбором величины
Интегратор
U(t)
ш--
Интегратор
Рис. 6.12. Частотный детектор с ,использованием
интегрального ,приема
,с двига частоты Fc . В этой схеме разделительными фильтрами
,служат резонансные интеграторы, на ,строенные на частоты .cu1 и wo,
колебан.ия которых га сятся по оконча:нии приема элемента (после
снятия отсчета) .
Чтобы в ,момент отсчета напряжение на выходе фильтра, не
-согласованного -с принимаемым элементом, ра ·в.нялось нулю, необ­
ходимо, чтобы реализации ·сигнала, -соответствующие передаче,
-символов « 1» и «О», были ортогональны ·в усилен.нам смысле. По­
,следнее может быть достигнуто путем выбора частот ш1 и wo, при
1
(КОТОРЫХ обеспечивается равенство Fc = п т' гд е п - целое Ч,ИС-
118


ло. При этом в мом-ент отсчета на выходе -соседнего (не -согласо­
ва1нного ,с сигналом) фи л ьтра знач е ние огиба ю щей напря жени я-
будет равно нулю 1).
.
В рассматрива емой схеме допусти ма работа с мини м альн ым и
значениями •сдвига частот Fc и полосы о-бщего тракта . Последние
равны соответственно ( для п = 1) :
Fсман=1/Т =В;
ЛFэфЧМ = 2Fсмин = 2В .
(6.2 4),
Ка к видно из приведенных на рис. 6.13 кривых за,ви,с~1 м о сти
в ероятно-сти оши бки от от,ноше.ния сигнал/по мех а при некогер ент-
f'ош
!,О
О OJfl.Z 0,4 U,5 0/1 1,0 1,Z 1,4 1,G 1,8 ZL
0,5
11\
...
-
r, ..
-~
"'
\\ ,\
'\.
1
'
~
1
~
'
,\
!'\.
1
\
'
1
fluщ ,,,;:,,1
1/
\\
':\
1
1
\
'-
L_f--
1JIPM-J ' 1\
i'-IАМ
L,__~.__
-1 1шАми"'F'ашчни ,_
1
,,
~~ ----
10
с Of/JN-2
доrрм \ !\ JIM
'\.
----
1
1
-"--
\\
1
1
7
f/JЛ ~
\1\
1ОО ,.-
10
!?О
JO
1/0
~-
i1
Рис. 6.13. График зависимости ошибки
от соотношения сигнал/шум (!2) для
различных видов модуляции
Рис. 6.14 . Г рафик зависимост и веро-­
ят н ости ошибки от уровня импульс­
ных п омех
ном п риеме двоич н ых АМ и ЧМ -си гналов ,в условиях воздействия
флуктуацион ных пом,ех, п омехоустойчивость п ри частопюй мани"
пуля ции оказывается заметно . выше. Однако при этом следует­
у ч итывать, что при одинаковой а,м плитуде -сигнала -средняя мощ­
ность передатчика при ЧМ, как ·во всякой •системе с активной пау ­
зой, должна быть вдвое больше, чем при АМ .. По отношению к
им п ул ь сным помехам оба метода обладают примерно одинаковой­
помехоу,стойчивостью (рис. 6.14).
1 > Это ~положение -справедливо не только для коммутационных инт е граторов ,_
но и для любых схем оптимальной ф ильтрации . Можно ;показать , что- при любых:
сигналах, ортогональных в усиленном смысле, огибающая iНапряжения, возни ­
кающего на несо rласоваН'!ЮМ фильтре, ·ра,вна нулю в момен т отсчета ._
,J.l 9


Важнейшим достоинством ЧМ является отсутствие необходи­
мости установления оптимального порога, что суще-ственно повы­
шает помехоустойчивость при наличии замираflий.
Благодаря простоте реализащш и малой чувствительности к
.амплитудно-частотным и фазо-частотным искажениям аппарату­
ра, использующая некогерентную ЧМ, рекомендована МККТТ для
передачи цифровой информа,ции по стандартным канала 1м ТЧ со
скоростью до 1200 бит/с. В комплексе -средств передачи цифровой
iИнформации для АСУ, разрабатываемых на базе единой ,с~истемы
.ЭВМ, предусмотрены Модем - 200 с частотной манипуляцией на
скорости в 200 бит/с (ЕС - 8001) по прямому и обратному каналам
и Модем-1200 с частотной манипуля1цией (ЕС-8005) со скоростями
передачи данных · 600 и 1200 ·бит/с по пря1мому каналу и до 75 бит/с ·
по обра'Гному.
6.4. Передача простых двоичных сигналов методом
фазовой манипуляции (ФМ)
Спектр простых двоичных ФМ сигналов и эффективная полоса
'Частот. Наибольшая ширина спектра . соответствует передаче сиг­
нала, представляющего собой последователь.ность чередующих·ся
ман.ипулированных по фазе на 180° элементо:в одинаковой ампли­
"Гуды. Элементам «О» и «1» ,соответствуют двоичные сигналы:
1И1 (1f) = Итс COS (J)lf; Uo(t) = -iИmc COS (J)f• .
Спектр двоичных ФМ сигналов практически отличается от
,спектра АМ -сигналов лишь тем, что у него част,ич,но либо пол­
ностью подавлены колебанщr несущей частоты. Степень этого по­
давления зависит от характера функции М (t).
В совр·еменных СПД с ФМ обычно огра,ничиваются полосой
пропускания канала, обеспеч:и:вающей пропускание первых гар­
моник на •ивысшей частоты манипуляции Fm, В этих условиях эф­
фективная полоса частот и уде.т:ьная скорость передачи опреде­
ляются выражениями:
ЛFэфФМ = 2,2Fm = 1,1 В,
у::::::; 0,9 бит/ Гц-с.
(6.25)
При использовании одной ·боковой полосы величина у примерно
вдвое больше.
Дискретный канал с ФМ. Помехоустойчивость при приеме
двоичных ФМ сигналов. Упрощенная структурная схема дискрет­
ного канала с ФМ представлена на рис. 6.15. Устройство преобра­
зования сигнала передатчика УПСпер содержит г-енератор Г коле -
1баrний несущей частоты •ffi, фазовый ма .н.ипулятор (~модулятор) ФА1
и выходной полосовой фильтр Фпер, При ·воздействии поступающих
на вход фазового манипулятора информационных посылок осу­
ществляется фазовая манипуляция (О, п) колебаний частоты (J).
120


В зависимости от характеристик .выходного фильтра возможно,
формирование фазоманипулированных колебаний, ,содержащих обе·
боковые полосы, с одной боковой полосой либо с частичным по­
давлением одной. боковой полосы.
Уl!Спр
Yl!C пер
г-----~
г -- -- ----- ---l
1 rp!1 rрпеР 1
fJJпp ОА $Д
8!! 1
Ош источтша
1• Ка1tал
!(лотрео11телш·
lllfфOf)MOЦ{Ш
C8ЯJIL
•
•
1
Шff/]Oflt10ЦUIJ
1
1
1
1
L____
_J
~
-
-
-
-
-
-
--
-
-
_: _j
Рис. 6.15. Дис.кретный канал ,при ФМ
У,строй-ство преобразова ·ния сигнала приемника УПСпр -со­
держит входной полосовой фильтр Фпр, ограничитель амплитуды
ОА, фазо·вый детектор ФД, генератор местного опорного напряже­
ния Г, выход1ной фильтр нижних частот ФНЧ, выходное устройст­
во ВУ.
При фазовой манипуляции информация заключена в фазе сиг­
нала . В приемном устройстве фаза принятых ~колебаний ,сравни ­
вается в ,синхронном детекторе с фазой с.инхронного :нема,нипули­
рованного (опорного) напряжения, синфазного либо противофаз­
ного с принимаемым ,сигналом. В связ·и с этим важнейшим эле­
ментом структур.ной схемы УПС приемника ФМ сигналов являет­
ся синхронный детектор (рис.
6.16), состоящий из местного ге­
нератора опорного напряжения
и фазового детектора, сравнива ­
ющего фазу колебаний принима­
емого элемента и опорного на­
пряжения.
Таким образом, метод ФМ по
своем у принципу предусматри­
вает необходимость когерентного
приема . В зависимости от фазы
принимаемого сигнала на вы х оде
f/lальrпр
mpшtma
(ILЛlf. ОФ)
Санхронныii tlemeкmop
г.:::- ---1
({lf1.Jot76tit I Pt>ilu.cmp.
J tleme«mup
ycmp -t7o
1
1
1 ....-/"i-t'н
.. ..
ep_a_m_up.....
Of10/JH0il{J
1
/ HClf1/JЯ.:llCt' -
'
ншr ....1 1
L ___
_J
синхронного детектора возника- Рис. 6.16 . Упрощенная стр уктурная
ют напряжения соответствую- схема ,приемн-ика ФМ сигналов
щих полярностей . .
Найд ем выражение для вероятности оши-бки при ·воздейсгвии
флуктуационных помех в случае рав1новероя-гнос ти приема элемен ­
тов «1» и «О» . На сигнальный вход фазового детектора воздейст­
вуют сигнал Ис = ± 1 Иmc-COS шt и фл укту а,ционные ·по1мех,и. Напря­
жение флуктуационной помехи ип(,t) rна выходе тракта пре,11;стави м
в виде суммы двух гармонических составляющих частоты ,ш: син-
1121


фазной с сигналом ,и квадратурной (смещенной по фазе относи­
тельrно •сигнала .на 90°): Ип(t) = x(t) cos ·шt+y(t) sin ,шt. Амплитуды
.этих ,составляющих я.вляются случайными неличи,нами, имеющими
нор.мальное распределение вероя11ноегей и одинаковые дисперсии,
т. е.
х'
У'
-
2 (J2
-
2 (J2
п
п
W,(x) = --- е
W(y)= ---е
у2л; <Jп
Y2n <Jп
-
-
.
-.-
2
2
Х2(t)= У"(t)=О"п =Ип.эф =N0ЛFэФ·
П о скольку действующее в фазовом детекторе опорное напря­
жение ,сивфазно с сигналом, квадратурная -составляющая напря ­
жения помех эффекта на выходе детектора не ,создает; ЭТИIМ и
обусловливается повышешная помехоустойчивость при когерент.ном
прие ме . - У·читыва1ъ следует только ·воздействие •составляющей по- '
мехи x(,t) cos ,ffi.t . Тогда задача разделения ФМ ,сигналов ,сво'дит,ся
к определению фазы су ммарного колебания Ис.п = [ ± 1Итс +
+ x (t)] COS •(J)[f.
Ошибка 1возникает, если фаза напряжения И с .п окажется про­
тивоположной фазе напряжения переданного сигнала ( + IИmc'COS 1ffii
или -:-Итс cos 1(J)lt); эти значения фазы условно обозначены индек­
сами «+» и «-». Верояmюсть того, что при фазе си г нала «+»
выполняется неравенство I х (t) 1 > : Итс, обозначим через р (0/1) .
Соответственно р ( 1/0) - .вероятность того, что это неравенство вы­
пол1Няется при фаз•е сигнала «-» . Величинам р (0/1) ,и р ( 1/0) ,соот­
ветствуют площади заштриховаН1ных участков кривых распредел~­
ния W(x) (рис . 6.17).
Учитывая ра·в енство р (О) = р ( 1), получим, что 1вероятность
ошибки пр:и воздействии флуктуационных помех рав1на
РошФМ = 0,5 [р(О/1) + p(l/0)] =
-
2:2
]
---е пdx -;
V2n сrп
00
sитс
х'
= 0,5 [1-2 u'ormc -
-
e-
2
(J ~ dx] = 0,5[1-Ф( V2l)].
J Y2ncrп
(6.26)
Как видно из приведенных на рис. 6.13 кривых зависимости Рош
от ./ длн различных видов манипуляции, помехоустойчивосп, при
ФМ значительно выше, чем при ЧМ и особенно АМ.
Дл я р е ализ ации при м етоде ФМ условий идеально-го пр·иема 1на
входе синхронного детектора (см . рис. 6.16) -следует включить
опти ма льный фильтр .
122


Можно пока~ать [ 15], что при ~неизменной величине
передаваемых по каналу элементов сигнала величина
однополосной ФМ такж,е определяется ·выра,жением (6.26)
РошФМОБП= 0,5[1-Ф(V2l)].
Влияни е импульсных и гармони­
ч е с к их помех. Анализ влияния импульсных
и гармонических по мех на достоверность приема
фазомаюrпулированных сигналов аналогич-ен. - Век­
торная диаграмма ФМ сигналов и Еолебаний по­
мехи Иа(t) приведена на рис. 6.18.
энергии
Рош при·
(6.27}
1 Un(f)sin 9'0
1
Рис. 6.17. К определению вероятности ошиб­
ки iIJPИ ФМ
1
- llmc1
Рис. 6.18. Векторная
диаграмма
сигналов
ФМ и шi1пульсной по-
мехи
У,с ловием 13оэ ник н·оае н ия ошибки являет-ся нера1Зенство
Ип (t) cos (J)o > Итс,
(6 .28)
где J·<po 1 > л/2 или 1<ро 1 ;,,с а гс cos l . Принимая, что вели,шна <ро в '!lределах О-2л
равновероят,на 1 (т. е. W (<ро) = 1 /2л) , 1Получим, что вероятность ошибоч н ого прие­
ма ,при нат,чии им,пульсной или ·гармонической -помехи ра.вна
arc cosl
p(O/l) = p(l/0) = s
-агс co sl
1
W(<р0)d<р0= -
агс cos l.
л
С уч е том в е роятности появления ,по мехи (р) получим ; что · полная вероят н ость
ошиб!ш равна
1
·Раш=р --arccos l.
Jt
(6 .29}
Как видно из кривых рис. 6.14, ФМ обладает з1Начительно
большей помехоустойчивостью по отношению к импуль,аным поме­
хам, чем некогерентные АМ :и ЧМ. Сочетание высокой по.мехо ­
устойчивости со сравнителыно. узким -спектром сиг.нала я·вляется
важным до-стоинство1м ФМ. Однако, как показано ниже, реализа­
ция сист,емы ФМ сопряжена с некоторыми .принципиалыными труд­
ностями.
123


Формирование опорного напряжения. Основной технической
проблемой, 1юзн·икающей при практической реализац,ии метода фа­
зовой ма~нипуляции, является- -создание в месте приема •синфазного
с сигнало.м опорного напряжения. Поскольку почти во вс-ех реаль­
ных ка,налах связи фаза напряжения принимаемого слгнала флук­
туирует, решение этой про-блемы путем создания высокостабиль­
ного автоном~ного генератора опорного напряж ;:,шя исключается
в принципе.
Влия1ние флуктуаций фазы сигнала на достовер,ность приема
может быть значительно о-слаблено, если формировать опорное
напряжение из •самого сигнала. Однако непосредственно форми­
ровать опорное напряжение из сигнала шельзя, поскольку фаза
.8xDt1
ц)
последнего меняется в процессе
манипуляции. Существует ряд
схем,
исключающих
влияние
скачков фазы сигнала на фазу
опорного напряжения. Широко
применяется предложенная А. А.
Пистолькорсом схема, предусмат­
ривающая удвоение и последую­
щее деление частоты колебаний
напряжения сигнала. Структур­
ная схема подобной системы
Рис. 6.19. - Структурная схема шсте- приведена на рис. 6.19.
мы , ,предложенной Пистолькорсом
Колебания, манипулирован-
ные по фазе на ± :rt, поступают на
удвоитель частоты. Поскольку скачку фазы в :rt по первой гармо­
нике соответс11вует .:изменение фазы на 2:rt по в-горой гармонике,
напряжение частоты 2w на выходе удвоителя оказывается 1нема­
нипулированным. В результате ,последующего деления частоты на
два образуется неманипулирова1нное опорное .напряжение ча,стоты
ro, синфазное (лли противофазное) ,с сигналом. Делитель частоты
на два :имеет два устойчивых состояния равновесия, причем соот­
ветствующие им фазы выходных напряжений отличаю11ся друг от
друга на 180°.
Под воздействием помех возможен скач,кообразлый переход
д:ел1ителя ·в другое _ устойчивое положение, сопровождаемый ,изме­
нением фазы опорного напряжения на 180°. Последнее вызывает
изменение полярности посылок .на выходе детектора, в,следствие
чего элементы « 1» регистрируются ·как «О» и ~наоборот. Искажает­
ся вся далыrейшая по·следовательность при~нимаемых элементов
вплоть до того момента, когда очередной случайный всплеск по­
мехи не вернет делитель в .исходное состояние и т. д. Описанное
явление, называемое обратной работой, является основным ~недо­
статком системы фазовой манипуля,ции. С целью уменьше1Ния
воздействия помех на режим д,елителя .напряжение на его вход
подает,ся через узкополосный фильтр, полоса которого значитель­
но уже, чем полоса тракта сигнала . Однако полностью устранить
явления обратной работы ни в этой, ни в других существующих
124


схемах не удается . Вследствие этого метод ФМ, :несмотря на его
существеняые достоин,ства, к которым в первую очередь следует
отнести высокую помехоустойчиво,сть, практического использова­
ния в чи,стом виде не нашел.
6.5. Передача простых двоичных сигналов методом
относительной фазовой манипуляции (ОФМ)
Принцип ОФМ. От явления обратной работы свободен предло~
женный Н. Т. Петровиче-м [37] метод ОФМ, который отличается
от ранее из:в-естных тем,' что для выявления .информации, заклю ­
чен,ной в каждом данном элементе, он сопоставляется (сравни­
вается) с одним из предшествующих ему элементов (обычно с
предыдущим) 1). Это достигает-ся, :например, следующим образом :
при передаче nнформацион.ного единичного элемента «О» фаза не­
сущего колебания передаваемого элемента остается та же, что у
предыдущего элемента, а при передаче «1» его фаза меняется
(при одвократной ОФМ) на 180°. При фазовой же манипуляции
фаза несущего колебания изменяется при изменении знака эле­
мента («О» ,или « 1»).
Для определения ·информации, заключенной в первом элементе
сообщения, перед ним долж,ен быть послан в линию вспомога­
тельный элемент с произволь,ной фазой колебаний несущей час­
тоты.
Способы осуществления ОФМ . . Пер едающ ее
устройство для
однократной ОФМ. Особенностью передающего устройства при
ОФМ (по сравнению с ФМ) является наличие дополнительного
кодирующего устрой,ства (рис. 6.20а), в качестве которого может
быть, в ча,стности, использован обыч~ный триггер со -:четным вхо­
дом. В поступающих сообщениях элементы следуют через интер­
валы времени Т; элементам «1» соответствуют короткие импульсы,
.
элементам «О» - отсутствие импульса (рис. 6.206). При поступле-
. нии
на вход кодирующего устройства импульса (информационный
единичный элемент «1») полярность его выходного напряжения ме­
няется , что вызывает · изменение фазы напряжения на выходе фа-·
зового манипулятора .на 180°.
На1иболее широкое применение нашли два способа приема и
декодирования сигналов при ОФМ: ,способ сравнения фаз (ОФМ-1)
и способ сравнения nолярн·ости (ОФМ-2).
Способ сравнения фаз (ОФМ-1). Способ ОФМ-1 яв­
ля-ется автокорреляциО1нным. При этом ·способе (рис. 6.21) при
помощи элемента памя·11и, например искусствен~ной длинной ли­
нии, •создающей задержку 'tз, равную длительности периода следо ­
вания информационных элементов Т = 1:з, совмещают,ся :во времени
п -й и (п - 1) -й недетектированные элементы . Их фазы сравнив а- .
ются в фазовом детекторе. Полярность напряжения на выходе
1 > Аналогично ОФМ возможны и др уги е относительные методы передачи:
относи тельная частотн ая, относительная амплитудная манипуляция .
,125


tf)
!(оi!11рующее
Фaз0tJ6Jli
устр-о'о ® M{IH!LЛflЛЛmo.·,-.,,-~
Jailaющшi
f!(}flfljJ[lmOp
фIт.1
t----+-------1
•t
@J
1
1
1
:
•'
1
I
I
I
1
Q,г\JV1J\JIJW\МPJ'~ .t
1
1
1
1
®J\fiJJVV\ЛfAJIJM .,
Ри,с. 6.20. Формирование ОФМ сигналов :
а) :передающее устройство для однократной
ОФМ; б) эпюры напряжений в отдельных точках
детектора определяется соотношен'Ием фаз сравниваемых элемен­
тов.
Недостатками ОФМ-1 являются сравнительная ,сложноrсть ,изго­
товления элементов задержки на несущей ча,стоте колебаний и
неаколько меньшая, чем при ОФМ-2, помехоустойчивость. Широко
({JaJOt/61/L
ilt:me!fmop
применяются схемы, со­
четающие ОФМ - 1 с инте­
гральным приемом. Они
л-ii нctlt1me1rm11pot1шшыu
eiJUttUЧtlЫL/
зленент
не требуют специальных
.:Jлемt:нт
(п-1)-11 неilетенти - элементов памяти, так
памята ~ ----' fJOtlaнныii ei lu нu ч-
как в качестве послед-
ныu Jлемешп них могут быть исполь-
;=т
зованы
узкополосные
Ри с . 6.21 . Прием .сигналов ,методом ОФМ- • 1
коммутирующие интегри­
рующие фильтры.
Способ сравнения полярно ,стей (ОФМ-2). Способ
ОФМ - 2 является ,когерентным и предполагает наличие синфаЗiно­
го (пр·отивофазного) ·С сигналом опорного .напряжения, формируе­
мого, например, схемой Пистолькорса. Де1юд,ирова,ние осуществ- ·
ляется путем сравнения полярностей п-го и (п-1) -го детектиро­
ванных элементов, отображающих соотношение фаз колеба1ний
этих элементов. Если поля·рност,и совпадают, -сч.итает,ся принятым
элемент «О»; несовпадению поляр1юс11ей соответствует «1». Таким
126


пff;,:Л1- ® 111°q
lfOPCa
z
dz
(!/) 8мхо!J
с1Н
w= ld(z)/
lr
..
•
R
l'
1
0 J\fuf\fW\JfьC\JVlflJV •,
®Г 111F·
1
!
1
1
.
"
t
"
t
Ри с . 6.22 . Пр ,ием сигналов методом ОФЛ'\.-2 :
п) ст р укту рная схема приемника; 6) основные эпюры напря­
жений
образом, декодирование ПР'инятых оиг,налов -сво,1щ11ся к выявлению
знакоперемен при переходе от одного элемента к соседнему.
Стр у ктурная схема декодирующего устройства системы ОФМ-2
с выявлением знакоперемен приведена на рис. 6.22а; на рис. 6.226
лриведены эпюры напряжений для случая приема сообщения
.1 10101. ·
На выход фазо-вого детектора ·включена схема, выявляющая
,н аличие либо отсутств,ие перемены злака (полярности) ·при пере­
:х оде от одного элемента к -соседнему. Она -состоит из дифферен-
11.ирующей цепи и двухполупериодного выпрямителя. В результа­
те дифференцирования возникающих на ,выходе фазового детек­
тора пря моу го льн ых имп ульсн ь1х сигналов z (эпюра 2, р,ис. 6.226)
форм-ируются двухполярные имп ульс ы dz (эпюра 3), ,соответст­
вующие передним и задни1м фронтам ·импуль-сов z, а следователь­
но, и знакопеременам. После двухполупер.иодного .выпрямления
.с игналы dz преобраз уются в однополярные имп ульс ные сигналы
127


w . 1dz 1- Импуль'Сы соответствуют знакопеременам, а пробелы
-
их отсутствию (эпюра 4).
Помехоустойчивость ОФМ. Метод ОФМ-2 свободен от обрат­
ной работы, по·сколь,ку изменеН'ие фазы опорного напряжения ,не
влияет на соо11ношен,ие фаз (Л'ибо полярностей) соседних элемен­
тов. Пусть, на.пример, ·в момент поступления третьего элемента
(точка а на эпюре 5) про.изошел скачок фа-зы опорного напряже­
ния, при.ведший к ·изменению полярностей дальнейших эле1ментов
на выходе фазового детектора (эпюра 2'). Однако это изменение
поляр,ностей принодит лишь к одиночной ошибке, воз.никающей
в момент ,скачка. Во все остальные моменты оно не повлияет на
соотношение полярностей 'Соседних элемен1'ов, т. е. на ,наличие
либо отсутств1ие энако·переме~н (эпюра 4').
Поскольку в реальных схемах ОФМ вероятность возникновения
обратной ра·боты удае'!'ся сделать достаточно малой, одиночными
ошибками, возникающими при ска·чках фазы опорного напряже­
ния, можно в первом приближении пренебречь. Однако помехо­
устойчивость ОФМ ока'Зывается несколько ниже, чем пр-и ФМ (в
отсутствие обра11ной работы). Это объя,оняется тем, что при ОФМ
информация выя·вляется путем сравнения фаз колебаний .соседних
элементов. Поэтому на достоверности приема сказывается влия­
ние помех не только на nр,инимаемый в данный момент элемент,
но и на предыдущий, я:вляющий,ся для него опор,ным. Поскольку
каждый элемент •сравни,вается как с предыдущим, так ·и с после­
дующим - одиночная ошибка в принятом ,сигнале z вызывает две
ошибки на выходе декодирующего устройства.
Получим выражение для вероятности ошибки пр-и ОФМ-2.
Предположим в первом приближении, чm ошибки ·в от,счете фазы
принятой реализации сигнала (а ,следовательно, •и 1поляр,ности на­
пряжвния на выходе фазового детектора) незав,исимы. Обозначим
их вероятность через Рот z.
Оче·видно, что Рот z=PomФM =
= 0,5 [ 1-Ф (V2l)]. Ошибочная регистрация импульсов на выходе
декодирующего устройства возможна при любом из двух несов­
местных событий:
-
полярность п-го элемента ошибочна, а п-1-го верна,
-
полярность п-.го элеме.нта верна, а п-1-го ошибочна.
Вероятности ,каждого из э11их ,собь!'ГИЙ рав~ны Рот z(1-Pom z) .
О11сюда вероятность ошиб:к;и при ОФМ-2 рав1на
(6.30)
т. е. при малых эначениях Рот z она примерно вдвое больше, чем
при ФМ. У•ч·итывая (6.27), лег.ко преобразовать (6 .30) к виду
РошОФМ-2 = 0,5 [l -Ф2 (V2Т)].
(6.31)
Наибольший практический ,интерес представляет случай прие­
ма сигналов ,с малой вероятностью ошибок. Как видно 'ИЗ ,кривых
рис. 6.13, разница в уровнях сигнала, требуемых для обе,спечения:
Рот= 10- 5 , в ,системах ОФМ-2 и ФМ не превышает 1 дБ.
128


Можно показать, что вероятность ошибки при ОФМ-1 опрею~ ­
ляется по формуле
1 -1'
РошОФМ-1 = 2е
(6.32)
Как ви,z:що из рис. 6.13, помехоустойчивость при ОФМ-1 не ·
сколько (весьма незнач1ительно) ниже, чем при ОФМ-2. Это
объя,сняется тем, что здесь :на достовер1ност,и приема ,сказываются
искажения, обу,словленные воздействием помех на предыдущий
элемент, играющий роль опорного напряжения. При методе же
ОФМ-2 благ,одаря наличию ,имеющегося в схеме Пистолькорса
узкополосного фильтра воздействие помех на фазу опорного на­
пряжения резко ослаблено.
В целом метод ОФМ является одним из наиболее перспектив­
ных методив пер·едачи данных, так как он . обладает в значитель­
ной мере достоинством ФМ в отношении помехоустойчивости и
свободен от ее недостатков. Эффективная полоса ча,стот при ОФМ
определяется (как и при ФМ) выражением (6.25).
6.6. Системы передачи дискретных сообщений: с
основанием кода линейного сигнала <(m>>, большим
двух
В этих системах маrн:ипул:ируемый параметр переносч1ика (фа•
за, ча,стота и др.) может принимать т различных значений m>2.
Различают два вида таких с,истем:
-
•·од,нократные (одноканаль.ные) оистемы передачи:
-
многократные (многоканальные) двоичные •системы.
Однокра"Гны ,е системы с о ·снован 1ием кода ,
б 6 ль ш ,им двух. В однокра11ных •системах ,код линейного сиг- ,
лала ,с основанием более двух ,используется при передаче дискрет ­
ной информации между двумя ко-рреспондентами (т. е. по одному
каналу). Из однократных ,систем с о онованием кода, большим
двух , :Наliболее широко применяют ,системы с ЧМ. Работу и ·свойст~
ва таких систем кратко поясним на примере одной из ~наиболее
!)а,спространенных систем, получившей наз-ванне «Мелодия». В ней
используе'Гся последовательный частитный код, т. е. кодовая ком •
бинация, пр·едставляющая собой последовательное •во времени
сочета,ние отрезка-в гар моничесК1их колебаний разл,ичrных частот.
Одновременно переда ют,ся колебаrния только одной из ,т частот.
Подобные ,системы позволяют ПР'И той же, что ,и пр1и двоичном
коде, длительности элементов увеличить скорость передачи инфор•
мадии либо ПР'И сохранении этой скорости увеличить длительность
элементов и за ,очет этого •существенно повысить 'Помехоустойчи ­
вость как при флуктуациоrнных, так и при импульсных по,м,ехах.
При двоичном 1юде число ,сообщений, которые могут быть переда•
ны с помощью п-значных кодовых комбинаций, ооставля,ет
N2 = 2п, а количество информации, которое мож•ет переносить еди •
5~ 14'5
129 -


ничный элемент, равно одной двоичной единице (log2 2= 1). Пр:и
коде с основанием т число сообщений составляет Nm = тn. Коли­
честно 'Информации, которое может переносить •единичный элемент,
равно при это'М log2 т .
Пу,сть ,сообщение дл1ителыностью Тсообщ передается двоичным
n2-з1начным кодом. При этом длительность един,ичного элемента
состаВ'ит т:2 = Тсообщ/п2. Если то же самое сообщение пер-едать ко­
дом с основанием т, то для его п ередачи потр ,ебуется уже не п2 ,
а n2/log2:m элементо,в. При ,сохранении 1прежней длительiНости
сообщения дл,ительность элемента может быть увеличе1На в
Jog2 т раз:
(6.33)
Так, nр1и переходе от двоичного кода к ,коду с основанием m = 8
.длительность элемента может быть увеличена ·втрое при .сохра,не­
нии прежней ,скорости передачи информации. Если же оставить
дЛ'ительность е,Iщ,личного элемента неизменной, переход к восьм,и­
позиционному коду позволит увеличить скорость передачи инфор­
мации втрое. Таким образом, ,с увеличением основания кода т
эффективно,сть с,истемы воз·ра,стает.
Для обеспече,ния по·вышения пом ехоустойчивости п утем удли­
нения элементов необходимо соответс'])венно сузить полосу про­
пускания фильтров, разделяющих элементы. Последн ее возмож,но
лишь в тех ,случаях, ,когда сужение полосы про1пускания не огра­
ничивается нестабильно,стью ча,стоты. Поэтом у примене,ние много­
частотных -систем целесообразно лишь при высокой -стабилыности
частот передатчика и гетеродина приемника.
Много ·кратные двоич ,ные сист- емы. Увеличение чис­
ла возможных значен,ий манипулируемого параметра мож,ет быть
использовано 'И для ,создания многократных двоичных ,систем, на­
зываемых также ·системами с комбинационным разделени ем ка .на­
лов . Идея ко1мбинацион1ного разделения каналов оостоит в том,
что каждому из т возможных значений манипулируемого пара­
метра ,ставится в однозначное -соответств·ие определенное сочета­
ние двоичных символов «О» и « 1» во всех п кан,алах . Число воз­
можных з1Начений .манипул1ируемого параметра для п-кратной сис­
темы должно быть равно: т = 2п. Для наиболее распространенной
двукратной •системы (n=2) оно рав,но четырем.
Наибольшее · применение нашли двукра11ная частотная (ДЧМ)
и двукратная относительная фазовая манипуляция ДОФМ . Метод
ДЧМ был предложен ,совет,оким инженером Н. Ф. Агаповым в
1947 г. В системе ДЧМ манипулируемым параметром является
частота передатчика , ·которая может ПР'Инимать четыре дискрет ­
ных значения: f1, f2, fз, f4.
Ма,нипу,1щция част,оты передатчика осу ществляется кодирую ­
щим устройстшом (ман,ипулятором), подкл юча ющим в зависимости
от сочетания переда'ваемых ,символов (табл. 6.1) конденсаторы
различной емкости к колебательному контуру задающего генера ­
тора передатчика.
1}30


На п р'Иемной ,сто роне· п осле огранич·ителя у,станавливается де­
ши фратор, состоящ и й из настроенных на rчасто ты f1, 1f 2, fз, ,f4 фильт­
р ов •и детекто р ов, в.ключе·нных таким ·обр,а,зом, что полярность
п осыло1к ,на выходах 060:и х канало·в 1соответствует передаваемым
п о эы~м ка 1налам символам.
Система ДЧМ обеспечивает вдвое большую пропуокную -спо­
собность, чем система ЧМ. Однако ПР'И этом требу,ет,ся пр.имерно
вдвое шире полоса пропу,скания, вследстБ'ие чего .возрастает уро­
вень помех н,а выходе приемного устройства. Поэтому для обес­
п ечения такой же, как при ЧМ, помехоустойчивости здесь прихо ­
дится нескол ь ко увелич:ивать мощность передатчика. Ме,жду тем
ТАБ.тIИЦА6.1
Правило кодирования при ДЧМ
Частота
1
fi
1
,.
1
,.
1
,.
•Элемент на
входе 1-го ка-
нала
о
о
1
1
Элемент на
входе 2-го ка-
нала
о
1
о1
ТАБ.тIИЦА6.2
Правило кодирования при ДОФМ
Элемент
Элемент
Фа зовый угол, град
на входе
на входе
!-го
2-го
1-й 1 2-й
канала
канала
вариант вариант
о
о
Q
45
о
1
90
135
1
о
270
315
1
1
180
225
1
для обеспе ч ен,ия двухка1Нальной р аботы ,с та .кой же п ропускной
с п особно-стью п ри п о'Мощи 01бычной системы ЧМ п отребовалось бы
у,станов'ить два п ер,едатчика либо ·передатчИlк удвое,Н1НОЙ мощности
с двумя мани пулированными по частоте возбудителями (для каж­
до-го •из каналов) и два пр'иемника. Благодаря этим досто,инствам
метод ДЧМ на ш е.л широкое применение, особенно iВ коротковолно­
вых линиях радиоrсвязи с бук·в-опечатанием .
В п роводной связи преимущественно применяются многок р ат­
ные методы, использующие отнооительную фазовую ма,нипуля­
цию.
При ДОФМ передаваемый сигнал 1имеет четыре возможных
зна1чения фазы. Однако, как ,и в случае ОФМ, ;информация ,содер­
жится 'В ,соотношении фаз несущих -колебаний ,соседних ,k-го и
(.k -1) - го элементов. В зависимости от сочетания знаков двоичных
элеме,нтов в обо'!1х 1ка,налах величлна ,Лсрk принимает m .=2n раз­
лич,ных значений. Два ,возможных варианта кодирова,ния при
ДОФМ приведены в табл. 6.2. Первый вариант более прост в реа­
лизации. Однак,о он обладает недостатком: при длительной пере­
даче нулей по обои1м ,к аналам ·в передаваемом ,сообщеlНИ'И от,сут ­
ствуют пере мены фазы, 'В-СледстВ'ие чего невозможно выделить на
пр-иемн ой стороне колебания тактовой ча,стоты, необходимые для
синхронизации, rчто приводит к -срыву последней. От эт,ого недо­
статка ,свободен второй вар,иант, векторная диагра1мма которого
п риведена на рис. 6.23. П ри этом в каждо.м ,случае век-~:ор сиr~нала
5"
131


можно рассматривать ,как результат суммирован и я взаи•м,но пер­
пендикулярных векторов сигналов 1-ro 1и 2-ro каналов. В ·качестве
опорного , следует ра 1ссматривать вектор предыдущего ,сигнала.
'!о
/-t1.1тштл
!,О
0,0
Принцип формирова-
1,! ния фазоманипулирован­
ноrо сигнала в соответст-
Рис. 6.23. Принцип кодирования при ДОФМ
вии с этим правилом ил ­
люстрируется
также
приведенными на рис.
6.24 •векторными диаг­
раммами сигнала при од­
новременной
передаче
методом ДОФМ кодовой
комбинации 111ОО1
по 1 - му каналу и комби­
нации1111ОО- по2-му.КакиприОФМ,первыйэлементин­
формации не несет.
В ·системах с многократной фазовой 1мыrипуляцией пре'И'мущест­
венно используются дискретные манипуляторы, обеспечивающие
t/-~
-
',.._
~ 1 ~7оложен
tJtl(mopa
1
1
1
о
о
1 /иданал
1
f
1
t
!
о
о r/Ll(llHf1П
Р•ис. 6.24. Пример кодирования ,при ДОФМ
высокую ,стабильн·ость фазового сдвига в условиях эксплуатации.
Для этой цели !В манипуляторе применяется высокоста-6-илыный
кварцевый генератор повыше,нной частоты, из ,которого форми ­
руется периодическая последовательность ,импуль,сов, и упра ,вляе ­
t.-1ый делитель ча,стоты, •состоящий из последовательно включенной
цепочки двоичных ячеек деления. В качестве последних обычно
применяются триггеры со счетным входом. Управление осуществля­
ется добавлением или исключением импульсов на входе делителя
во время поступления манипулирующих сигналов. При этом часто­
та генератора fг и требуемое число ячеек .т определяются значе -
1-шями частоты заполнения элементов на выходе устройства fO и
минимального фазового сдвига Л<рмин:
360°
fr = .-Л- fо;
(6.34)
СJJмин
360
m= log2 --. •
Л СJJмин
(6.35)
Принцип получения фазового ,сдви г а пут~м доба·вления ,им пульсов
при ;использовании двух делителей показан :на э п юрах рис . 6.25.
В качестве примера рассмотрим ,приведенную 1на рис. 6.26 уп ро­
~;енную функ цио н альную схему у,стройства для форМ'иров21ния
132


с.игналов ДОФМ в соотве'Гствии ,со вторым 1Зар'Ианто1м кодирова­
ния. У·ч,итывая, что для этого 'Варианта ,Лl(JJмин = 45°, )на ,основании
(6:34) и (635) получим, чтоfг = 8f0 , а число делителей на два рав~
J _J__ __ _-1 -- -----+,----t_ -:: :_ -:: :_ -:: :_ -:: :_ -:: :_ -:: :_ -:: :_ -:: :..,+-----
~- ---,
з'-'-~-~_-_-_-_-_-_-_"+------'--rFlг--i~~~~~~~~j----=it
Рис. 6.25. Получение фазового сдв,ига :путем добавления
11м,пульсов .при щелении частоты:
1 - входная последовательность импульсов; 2, 3 - напряжения
на выходах делителей без добавления импульса: 2', 3 ' -
напря­
жение на выходах делителей при добавлении в момент «а»
импульса .
но трем (для первого варианта код:ирования требуется лишь два .
делителя). Поступающие на ,входы делителей (на д1 - непосред­
ственно, а на Д2 и дз - через ключи •Кл1 и Кл2) импульсы уста-
новки фазы вызывают в r0
скачки фазы выходного ___...,
напряжения на 45, 90 и
180° соответственно . Пу­
тем исключения импуль­
са может быть смещена
фаза в сторону отстава­
ния .
ИНП!JЛЬСЫ
!JCm atro811u
1/JaJ,i
1
СинОолы i-го
lillllllЛll
Си11Оолы 2-го
liOIIIJЛ ll
.
Напряжения, управ ­
ляющие работой ключеи,
формируются дешифра ­
тором в зависимости от
сочетания « 1» и «О» на
входах 1-го и 2 - го кана­
.лов. Прi1 этом ключ Кл1
отпирается,
если
на
Рис . 6:26. Структурная с х ема устройс тва для
формирования си·гнало·в ДОФМ
входы 1 - го и 2-го каналов поступают разные элементы , а ключ
Кл 2 , - если на вход 2 - го канала поступает «О».
Результирующий ,скачок фазы образуе'I)СЯ как су;мма подобных
скачков (табл. 6.3). Фильтр служит для преобразова,ния прямо ­
угольною фазо•манипулиро,ва~нного напряжения в гармоническое.
Он огран,ичивает спектр переда,ваемых сигналов полосой, обеспечи­
вающей пер,едачу первых боковых составляющих.
Опектр с·игнала при ДОФМ за1rимает такую же полосу, как
при ОФМ (АМ). Существенным достоинством ДОФМ являет,ся
то, что при одинаковой полосе пропускная ,способность ,канала
оказывается вдвое ,бо льше, чем при ОФМ ;и АМ.
133


ТАБЛИЦ А 6.3
Правило получения необходимого скачка фазы
Элементы на входе каналов
Скачки фазы, град
1 -го
1
2-ro
45
1
90
1
180
1
Суммарный
о
о
Есть
-
Есть
225
о
1
Есть
Есть
-
135
1
о
Есть
Есть
Есть
315
1
1'
Есть
-
-
45
Требуемая эффективная полоса частот канала и удельная ско­
рость передачи rпр'И использовании ,метода ДОФМ составляют:
Л Fэф ДОФМ = (0,5 --ё- 0,6) в}:..
у~ 1,8 бит/Гц -с ,
(6.36)
где В}:. - суммарная скор-ость передачи да1нных по обоим кана­
ла,м. Вместе ,с тем помехоустойчивость ДОФМ ниже, чем пр·и
а)
d='lA
о)~d = V'l.A
А1
ОAz
Ао
Рис. '6.27. К: рассмотрению по­
мехоустойчивости 111ри ОФМ н
ДОФМ
ОФМ, поскольку для возникновения
ошибки на приемной стороне . доста­
точно, чтобы под воздействием поме­
хи фаза результирующего колебания
сигнала и помехи изменилась на 90°,
а не на 180°, как в случае однократ­
ной ОФМ.
В отличие от однократной ФМ,
расстояние d между концами векто­
ров соседних сигналов равно не 2А
(рис. 6.27а), а AV2 (рис. 6.276).
Следовательно, с точки зрения поме­
хоустойчивости ДОФМ можно рассматривать как некотор ую эк~
вивалентную ОФМ, у которой отношение сигнал/помеха l'аФ=
; =.fзф / v2. с учетом этого соотношения и явления размножения
ошибок может быть получено следую,щее выражение для вероятно­
сти ошибки при ДОФМ (способ сравнения полярностей):
РошДОФМ= -
1 [1-Ф2(Z)].
2
(6.37)
Пр,и больших значениях J[ разница ,между значениями Рош для
ДОФМ и ОФМ ,срав1Нительно невелика (,с·м . ,р,ис. 6.13).
Принцип ДОФМ ,в сочетаlНИИ ,с интегральным приемом реали­
зуется в 40-канальной телеграфной аппаратуре «Кинеплекс» [10] .
В аппаратуре 'И'М•еется 20 частотных каналов, в каждом ,из кото­
рых осуществляется дву,кратная отно с ительная фазовая ма,н,ипу ­
ляция колебаний ~несущей ча,стоты данного канала. Мшнипулиро­
ванные no фазе элементы каждого 'ИЗ 20 частотных каналов и
1134


формируемое на передающей: ,стороне синусоидальное на,пряже­
ние синхрон:из шции с чаеютой: 2915 Гц поступают в линию ,связ1и
и далее ,на п,риемное у стройство.
Стр у ктурная схема приемного у стройства одного из частотных
каналов .приведена 1на рис. 6.28. В н•ем реализуе1'ся вариант
пульс опорный.
Jленент
f/JaJooыtl
-
rlffJ&1J}P 1---
....--
-. :::::::th----~
~,
осноОноd)
Инпульс _
Opt10ЦllOHH/JIU
Рис 6.28: Структу.рная схема приемной части аппаратуры «Кинеплек,с»
ДОФМ со сравнением фаз соседних элементов. Из принятого
син усоид ал ьного .напря жения ча ,стоты 2915 Гц формир у ются ,син­
х рон изир у ющие и м п у ль-сы ·с ч астотой: с ледования, равной частоте
следо в ания э ле м ент ов . При помощи комм утатора, управля емого
си,н х1рони з ир у ющим и и мпуль-сами , ,нечетны е элементы поступают
на первый элемент памяти, а 1четные - на второй.
В качеств е элементов памяти (rt 3 = Т=9,1 мс), являющихся
одновреме,нно интегратора, ми в схеме интегрального прие'Ма, ·ис­
поль зуются электро м ехан:ич е,с к·ие р ез·онаторы .с высо ·кой: доб рот­
н остью (,Q ~ 1ООО). Для выявления знаков элементов :на ,выходе
к аждого из ,кана лов прие много устройства имеется по фазовому
детектору. Если принятый: сигнал имеет ,составляющую, синфаз ­
ную с опорным ,напряжением одного из каналов, то ~На sыходе фа­
з·ового дет,ектора этого кана л а образ уется «1»; при !Наличии про­
тивофазной: ,составляющей: - « О». Соста'вляющие сигнала, ,нахо­
дящиеся в квадратуре . ,с опорными напряжениями, эффекта на
в ы ходах фазовых детеК'юров не со з дают .
В качеств,е опорного напряжения используется напряжение
з адержа,нного предыдущего эле~ме~нта . Пр,инятый: сигнал образо­
ван дв у мя ,сдвинутыми 1между ~собой 1на 90° ,соста·вляющими. По­
этому на один 1из детекторов з адержанный: элемент поегупает для
сравнения н егi·осредст ве нно, а на др угой - через фазовраща·тель ,
создающий: ,сдвиг фаз в 90°.
Каждый ,из .интегр аторов за время существов ания элемента ~на­
кап ливает энергию (р и с. 6.29) и затем запоминает ее на интерва л
в р емени (равный также Т), 1в течение которо го его колебания и г­
рают роль опорного напряжения фазового детектора . Так, во вре­
мя нечетных элементов первый •интегратор нака п ливает э1нергию.
В это время на обоих фазовых детекторах сра .внивают,ся фазы
этого элемента и предыдущЕ:го, фаза которого «за п оминается»
вторым ин те гратором.
В 'Момент окончания нечетного элемента _ колебания во втором
интеграторе м гн овен н о гасятся схемой, у п р а вляемой: синхронизи -
135


рующим•и импульсам •и; тем -самым этот интегратор под:гота'ВЛИ­
вае11ся к приему ,очередного четно.го элемента. Благода•ря ,высокой
добротности резонатора ,напряжение ,на выходе первого элемента
памяти -сохраняется. За время действ ия четного элемента второй
1111111111 1111~11 1illllllll lllllllll lllll llll lllllllll llll llllll llllllllli
2) '111 1111111 llllllll\ •1111 1111 llllllll\ •1111 11\l \\1111111· 11 11111111111111111
з)
'
111 111111111111\llll •l!II\IIII\ lllllllllll 1111 11111111111111111 '1111 1111111
..J
Рис . 6.29. Эпюры на,пряжений на выходе резонато­
ров:
1 - входной ФМ сигнал; 2 - напряжение на выходе резо­
натора 1 (нечетные посылки); 3 - напряжение на выходе
резонатора 2 (четные посылки); 4 - синхронизирующие (га­
сящие) импульсы
интегратор ,накаплива ет энергию и одновременно на обо·их фазо-
1в ы х детЕжто·рах фаза колеба,ний его элемента сравнивается с фа­
зой предыдущего элемента. Далее процесс продолжает-ся анало­
гич,но. При.ме.не,ние в качестве •интеграторов коммутируемых узко­
полосных фильтров , обладающих рез·онансными характеристиками
ти п а sin х/х, с . разносом между ,сооедними ,нулями, ра•вным.и 1/Т ,
позволяет осуще,ствить ортого-нальное часто11ное разделение кана­
ло·в ,с малым разносом между несущими -соседних каналов без
заме11ных взаимных по мех . Для этой цели каждая из •несущих ча,с­
тот ·совмещена с бл·ижайшим нулем резонансной характеристики
каналов, т. е. 1чаеrоты размещены между собой на ,интервалах,
равных 1 / Т (рис . 6.30). Это позволило в системе «Кинеплекс»
разместить ·в ,полосе частот 3000 Гц без заметных взаимных по•мех
605 715
.?О ll{lCmom
~ -~ - i" '- ...,,2;;95 h'aH{lЛ
- ~ - - qeptJ3 кa:;;cdыtJ поГц
l c11нYpoнu.?aq1111,
12975
\1
11
1
о
Рис. 6.30 . Частотно~ уплотнение канала ТЧ при пр именении филь11ров
-: характерист-ика•ми типа sin х/х
136


20 двукра'Гlных ДОФМ каналов с 1интервалами между несущимn
в 110 Гц с длителыностью единичных элементов в 9,1 мr~с. Эффек­
тивность использования полосы ,составляет около 1 бит/Гц• -С.
Метод ДОФМ применяется также в однократных системах
передачи ·с основанием кода линейного сигнала m = 4. Упрощен­
ная ,структурная ,схема устройства, обеспечивающего передачу
двоичных ,сиг,нал{)lв по •ста,ндартному телефонному каналу со ·ско­
ростью в 2400 ,бит/с методо1м ДОФМ, приведена на рис. 6.31. По-
Вхоi! 1-го !r'анала
выхоfl !-го нанала
переоа- (нечет. .Jлеt-tеtнпы)
(нечет. Jлеме11ты)
~---.оатое '
,---,
,----,
,----,!lpuнu - ---
Источ- соооще- Расще-
Пepeilq - Стан- _ Прие,-111ы·
OoьerJu- 11атое Лompe-
ttuк tt11e пuтель
ющии fla~~~ыu аппарат нитель соооще- оuтель
uнrpop- t!fJ!!tfi. ~ инrрор-
аппарат нанал ДО1РН
инфор- нuе uщpopt1
r1aцt1t1 tJТ/C !1ЦЦllU
ДОIР/1! тч
нации 24!l!!ош/с ЦllU
Bxoil 2-го канала
8ых oi! 2-го канала ,
(чет . . fJЛet-tettmы)
(чет. flлеме11ты)
/\}\J\yv (- .
~Т=~С~
Рис. 6.31. Структурная схема дискре тного канала ,при однократной передаче
-с,игналов ,с использова ·нием -метода ДОФМ
стуrпающие на вход устройст,ва сообщен.ия (В=2400 :бит/с) при
помощи каскада, называемого расщепителем, преобразуются в
две последовательности элементов: ,нече-гных ,и четных. Эти после­
дователыюсти ,синфазно подаются на два зхода передающей ап­
паратуры ДОФМ. В линию связи поступает линейный ,сиг,нал
(ДОФМ) со ,скоростью В= 1200 Бод. На приемной стороне после­
довательности нечетны х ·и четных элементов объединяют,ся 'В :ис­
ходную последовательность со скоростью В=2400 :Вод и выдают­
ся потребителю.
В компл,жсе -сред,ст1в передачи щrфровой ·информа~ц,и·и для
АСУ, разрабатываемых на ,базе ЕС ЭВМ, преду,смотрены устрой ­
ства преобразования сигналО"в Модем-2400 (ЕС-8010 и ЕС-8011),
использующие ДОФМ и обеспечивающие скорость передачи дан­
ных по прямом у каналу 1200 и 2400 бит/.с и по обра11ному 75 :бит/с.
Комплекс •средств включает также в себя устройство преобразо­
вания ,сигналов Модем -4 800 (ЕС-8015), ,использующий трехкрат­
ную относительную фазовую манипуляцию (ТОФМ) и обеспечи­
вающий скорости передачи данных по прямому каналу 2400, 3600
и 4800 бит/с и по обратному 75 бит/с. ТОФМ использует,ся 'В ап­
паратуре передачи данных по стандартным каналам ТЧ «Ректи­
плекс» (Япония). Векторная д,иаграмма, иллюстрирующая пра­
вило кодирова,ния ,сигналов в этой аппаратуре, прив-едена на
рис. 6.32. Аппаратура обеспеч·ивает передачу цифровой информа­
ции по стандартному канал у ТЧ со ,скоростью 6000 бит/1с. Она
имеет 18 несущих частот ·в диапазоне от 540 до 2580 Гц, распо­
ложенных через 120 Гц. На каждой несущей осущест,вляется
,1.37


ТОФМ со •с,корrостью 50 бит/.с. Кроме того, в каждом из трех ,ка­
налов пр,именяется временное уплотнение, о6еспеч·ивающее увели­
чение скорости п ередачи в два ра за. Таким образом, аппаратура
«Рект.иплеК!с» обеспеч,ивает втор·ич-ное уплотнение ,стандарт,ното
канала ТЧ 108 телеграфными каналами со -скоростью 50 бит/с.
700
111
f/Jaзa
Системы передачи с относитель-
riреtlыtlущего
ной фазовой мани пуляцией при
алене11та
крат нос ти более трех из-за сложно-
_.
oor
сти реализации и низкой помехоус-
: ООО
тойчивости используются редко.
1
Все большее при менение находят
1
070
770
т~в
rразао·
!lpol/eньt
2
ffaзa ,во•
Рис . 6.3 ,2. ВектоР'ная диаграмма
сигналов .в систе•ме «Ректиплек-с»
Рис. 6.33 . Восьми,по-зиционный сиг ­
нал М\.-ФМ
многопозиционные системы с одновременной амплитудной и фазо­
вой модуляцией при однополосной передаче. Такие системы суще­
ственно увеличивают удельные скорости передачи.
В качестве пр-имера н а рис. 6.33 ,показан во,сьмипозиционный
сигнал, образованный путем .ко1мбинации четырехуро-в,невой амшш ­
тудной и однократ:ной фазовой манипуляции. Пр ,и од,нополосной
передаче аппарату,ра, построенная на таком принципе (АМ-ФМ­
ОБП), обеспечивает удельную скорость до 2,5-3 бит/Гц-с [18].
Помехоустойч,ивость многократных ·систем ,с относительной
фазовой -манипуляцией резко понижается по мере у.величен.ия
кратности, главным образом, из-за воздейств.ия флуктуационных
помех. Ввиду этого, а также из-за ,сра·внитель:ной ,сложности ап­
паратуры многократные методы (ДОФМ, ТОФМ) используют,ся в
каналах с преимущественным воздействием флу:ктуационных
помех в условиях, когда обеспечено достаточное пр евышение сиг­
нала над помехами, а основ,ной проблемой я,вляется максимальное
увеличение скорости передач,и инфор ма ции. Одна.ко ·во мно гих
реальных каналах связи (например, в большинст,ве проводных ка­
налов) фл у ктуационны е помехи играют второстепенную роль и
помехоу,стойчивость -определяет~ся, главным образом, .импульсны­
ми hомехам·и и скачка,ми уров,ня сигнала (кратковремен,ные пре­
рыван,ия). В этшх условиях вероятность ошибочного приема
мало зави,сит от кратн·ост,и манипулящии. Поэтому в про­
водных каналах связтт все шире применяют-ся системы с ДОФМ
и ТОФМ, обеспечивающие ,существе н ное ув еличение ,екоростF
передачи информации при незнач·итель·ном снижении дост,овернос­
ти 1[18, 20].
138


Глава 7.
МЕТОДЫ ПОВЫШЕНИЯ ДОСТОВЕРНОСТИ ПРИ
ПЕРЕДАЧЕ ЦИФРОВОЙ ИНФОРМАЦИИ
7.1. Краткая характеристика методов повышения
достоверности
в последние Г·ОДЫ большое внимание ,многих ученых было уде­
ле,но разработке различных ме'Годов повышения доеюверности
передач'И . данных, •основанных ,на :искус,стве,нном iВВедении избы­
точности в передаваемые 1сообщения, контроле первичных пара­
метров принимаемых сигналов и т. д. (или на сов;мес'Гном исттоль­
зовании избыточности и контроле параметров сигналов). Разли­
чают методы повышения дост01вер;ности без о·бра11ной ,связи и с
обрат.ной связью. Методы повышения дост_рверности, относящиеся
к первой группе, используются в однонапра,вленных системах ,свя­
зи. В ,системах связи, тде имеется возможность передачи и,нфо•р­
мации в обоих напра·влениях, используются .методы повышения
достоверности, относящиеся ко второй группе (1рис. 7.1). СПД,
1
Сuстены
переrlачи rJанных
!
Системы ~
~ Системы
оез а!fратной с!fязu
с oopamlfoй с8я.Jью
•
*
с
с
простын
по8торе-
с
с
кorJ011
ниен
РОС
ИОС
cootJщelfuii
/(ООЫ с
с
с
испра8лен11 параллелмо
раоотшощи-
ХОС
ен ошu!fок
11и каналанц
Рис. 7.1 . ,Кла•ссификация · методов юовышения досто­
верности
1
которые используют 1методы повышения достоверности, относя­
щие:ся 1к первой группе, делятся ,на ,системы с простым кодом, с
многократным повторе,нием ·одной ·и той же информации ,и с ис­
польэаванием кодов с ·исправлением ошибок.
1139


Многократ,ное повторение является наиболее простым спосо­
бом повышения достов·ерно,сти и легко ,реализуемым на сущест­
вующей аппаратуре, особенно в низкоско1ростных СПД. При ис­
пользовании даю-юго способа за ,истинное сообщение принимает,ся
такое, которое име-ет наибольшее rчисло -со·впадений в ·многократно
принятой последовательност и . Так, при трехкратном повторени·и,
получив последовательность б укв А А Б, принимается решение, что
переда:на буква А. Если же при передаче А А А на приемной -сто­
роне получ-им В В А, то ошибочно будет пр,инята '6у,ква В. Когда
на приеме будут зафи:к;сированы три различ,ные бук-вы, информа­
ция ·стирается . Недостатком систем ,с многократным пО'вторением
являются малая пропускная -способность и неэффективное исполь-
зование .вводииой в этом случае из,быточност,и [28] .
•
Аналогичен м:ногократно·му повторению ,способ повышения до­
стоверности, ·использующий одновременную передачу одной и той
же инфор'мации по нескольким параллельно работающим каналам
связи. При приеме ·сообщен,ий в таких СПД может быть испольs
_зован мажоритарный принц,ип; в этом случае число параллельно
работающих каналов должно быть не менее трех. При двух
параллельно работающих каналах в переда~аемые ·сообщения
может вводиться избыточ:ность, позволяющая обнаруживать ошиб­
ки . При обнаружении ошибки в одном канале информация . выби ­
рается ·из другого. Важным преимуще,ством та,ких оrстем являют­
ся их высокая надежность и малое время запаздывания инфор­
мации. Обнаружение ошибок •может пр,оиз·ноп.иться и путем кант~
•роля амплитуды, длительности и других первичных параметров
принимаемых сигналов. При искажении контролируемых парамет~
ров выше допустимых норм сообщение выбирается из другого ка­
нала. Если же и в другом канале обнаружены подобные же иска­
жения, то кодовая комбинация бракуется.
Недостатком :многоканальных систем передач,и данных, !Как и
систем ,с многократным повторением, являет,ся неэффективное ис­
пользова,ние избыт-очности. От подобного недостатка в определен­
ной мере ,свободны СПД, использующие коды с :исправлением
ошибок. В этих ,системах передаваемая кодовая комбинация, кро­
ме информац,ионных единичных элементов, получею-1ых от источ­
ника информации, ,содержит и проверочные единичные элементы.
Пр·оверочные единичные элеме,нты формируются на передающей
стороне из передаваемых инфор1мационных по определенным пра­
в·илам. На приемной стороне по т-ем же правилам осуществляют­
ся проверк;и. В 'каждую проверку включаю11ся как определенные
информац·ионные единичные элементы, так и проверочный единич­
ный элемент. Результат проверок указыва,ет но:мер искаженного
разряда. Таким образом, исправле,ние -сбоев при использовании
кодов с исправлением ошибок обеопеч,Ивается за счет введения
постоянной, заранее ра,ссчитанной избыточности, не зависящей от
состояния канала. Состояние же каLнала в процеосе эwсплуатации
меняет,ся. Могут быть •моменты, когда ~канал находится в хоро­
шем состоянии ·и проверочные разряды ,не нужны. Одна1ко 'Могут
140


быть и та1кие состояния канала, когда в-веденная ~Избыточность
окажется недостаточ1ной для исправления в,сех ошибок. Если же
кратность возникающих ошибок, т. е. число искаженных разря,!!!ов
в кодовой комбинац,ии, будет боль ше ч,ем та, на которую ра,ссчи­
тан код, то испра·вления .не только ,не будет, но могут быть в про ­
цессе ,исправления внесены дополнительные иокаже.ния. Та.к, при
использовании кода, исправляющего одиноч:ные ошибки при воз­
никновении двукратной ошибки, в проце-ссе ·исправления -вносится
искажение третьего раз1ряда. Следует отмет.ить, что -статистика
ошибок, возникающих в каналах связи, в на•С'Гоящее ,время еще
изучена недостаточно и правильно выбрать код ,с исправлением
ошибок представляет чрезвычайные трудности. Вследствие этого
коды с исправлением ошибок в СПД в на·стоящее вре:мя находят
огран·иченное пр ,именение.
Повысить достоверность перед·ачи информации без знач1итель­
ного с,нижения проп уокной спо-собности можно в том -случае, если
вводить избыточность или изменять -скорость передач·и сообщений
в зависи·мости от состояния ка,нала. Для 'реализации да:нного ме ­
тода необходимо знать фактиче,ское состояние канала. Эта инфор ­
ма ция может быть 'получена путем оценки числа обнаруживае ­
мых в канале ошибок ,с передачей дан·ных об оценке на передаю ­
щую -сторон у . Однако -системы передачи информа~ции получаются
достаточно с л ож н ыми.
Практика построения СПД, использующих коды с испра ·вле ­
нием ошибок даже без изменения ввод•им,ой избыточности, по1Каза­
ла большую сложность аппаратуры. Число логических операций
при исправлении ошибок растет не прямо пропорЦ'ионально числу
исправляемых ошибок, а значительно ,быстрее.
Из-за указанных ,выше причин в настоящее время в -серийно
вып ускаемой апларату~ре передачи данных (АПД) используются
методы повышения достоверности с обратной связью. Эти СПД
делятся на системы ,с решающей (РОС), ·инфор1мащюнной (ИОС)
и комбинированной (КОС) обратной связью .
В -системах с РОС передаваемая и нформация кодируется ко­
дом с обнаружением ошибок. На приемной ,сторо,не про'веряется
наличие искажений. Если ошибки обнаружены, то по обратному
каJНалу посылает,ся сигнал переспроса. По этому ,сигналу кодовая
комбинация повторяе11ся. Пр,и отсутствии сигнала «Переспро с » по
обратному ~каналу передается информация от абонента 2 к або-
ненту 1 (рис . 7.2).
•
В системах с ИОС по пря ­
мому каналу передается ко д о ­
вая комбинация, -состоящая
только из информационных
разрядов. Эта кодовая комби­
нация на приемной стороне
запоминается и по обратному
каналу либо вся возвращает -
Або1tепт
1
И1tifJOf!t1rщ11н +11Jоыточ1tость
rlлн о!Маруже1tш1 ошиоок
дбонент
z
f!ешаЮЩШ! CUZ/fOЛ (.Лереспрос)
llЛll llfflj]Ofl1'1aцllЯ + иJбыточ-
ffOCmь tlдя OOfffl 'ЖIJffllЯ ОШ/10/l,
'flY.
ся на передатчик, либо пер·е- Рис. 7.2 . При нц ип работы спд с РОС
141


дается ее свертка, сформированная по определенным правилам.
Такой сверткой, например , могут быть сформированные прове­
рочные разряды при кодировании каким-либо избыточным кодом.
Только эти разряды могут передаватьс я по обратном у канал у. На .
notlm8epжrJeн11e i-f-iil(otJo8oit «он-
011нац1111,i·лкоrJ08ая !fоношшция
Отр111щн11е i-iiкооо8оilконошш-
АО011ент Цllll+i·Я кotlofJnя !(0!'1011/IO ЦllЯ
!
i-лкпt'!о8ая комбинация
Аоонент
z
передающей стороне пере­
данные по прямому и полу­
ченные по обратному ка­
налу кодовые комбинации
сравниваются. Если кодо­
вые комбинации совпали,
то посылается сигнал под ­
тверждения и за ним пере-
дается новая кодовая ком -
Рж. 7.3 . Принцwп работы СПД с ИОС
бинация. Если кодовые ком-
бинации не совпали, то по­
сылается сигнал отрицания и кодовая комбинация повторяется
вновь (рис. 7.3). Таким образом, в системах с ИОС (в отличие от
систем с РОС) не требуется специального кодирования сообще ­
ний для обнаружения ошибок. Решение о правильности приема ин­
форма ц ии принимается на передающей стороне.
Доегоинством сиrс1'ем ,с ИОС является ,сра'внительная простота
реализап_и,и особенно в низкоскоростных СПД, где п ереданные и
принятые по оrбратно-му каналу сообщения сравнива_ют-с я ·операто ­
ром.
Системы с КОС представляют собой сочетание информшцион ­
ной и 1решающей обратной связи. Эти с,истемы обладают наи ­
большей помехоустойчиво-стыо, применение ,систем с КОС позsо ­
ляет устра,нить пов'Гоrр,ные передачи при искажении кодовых ком­
бинаций в обра1'ном -канале связи, что может быть 'В системах
с ИОС. Кроме того, этот метод позволяет устранить . ,ошибки за
счет нскажения в линии ,с вязи сигнала переспр·о-са, что ,может слу­
чить,ся в системах ,с РОС. Вероя111-юсть же 1искажения 'В обратном
канале и кодовой 1ко'мбинации и сигнала переспроса очень мала .
Все указа ·нные выше способы повышения достовер,ности пере­
дачи информации мо,гут быть реализrованы как _в ,специально из­
rо·ювленной аппарат уре, так и програм мным методом на ЭВМ.
В последнем случае ЭВМ, наряду с решением основных задач, по
специальной подпрограмме решает комплекс задач, ,сsяза1нных с
повышением достоверности .
7.2. Системы передачи данных с многократным
повторением сообщений
Различают два вида ,систем передачи ,инфор1мации с многократ­
ным пав-горением: 1) системы со сравнением принятых кодовых
комбинаций (сравнение 'В целом) и 2) системы ,со ,срав~нением раз­
рядов ·в принятых кодовых комбинациях.
В системе со ,сравнением кодовых ,комбинаций правильный
прием будет, если в,се ~комбинации приняты правиль·но или число
142


иокаженных ком6и-наций не превыша·ет половины числа повто­
ряемых комбинаций.
На ~примере трехкратного ,повторения п-разрядного сообщения определим
отно·сительное чи,сло ошибочно •п ринятых и забракованных кодовых хомбинаций
в зависимости от ·длины кодовой комбинации (п). Число вариантов ,правиль ного
приема нключает один вариант бе з ыакаженного :п риема всех трех сообщений
, (А А А) и . С1 з, (2 п- 1) вариантов искажения одного из трех •сообщений (рис. 7.4а)
а)
о)
8)
~~А А
А
А~
-оА
,,
,,
А
А
А
А
А
Рис. 7.4 . Возможные .варh,тты ,приема сообщения 11ри трехкратном
,повторении этого -сообщения
п, = I +з (2п-1). Число ва·риантов за,бра ·ко,ванных ,сообщений включает в себя
все случаи 1прие-ма трех разных ,сообщений (рис. 7.46) и равно n2=A3 п=
2
= ,2 n (2n - I) (2n-2), где А \п - чи,сло :размещений из 2n ,сообщений iПО три.
Число ва-риантов ,приема сообщений с ошибкой (ри,с. 7.4в) мож'Но определить,
если из пол н ой •гру1nпы ,событий , (2n)з вычесть п, и n2 : nз= (2n) 3-n1-n2. Та1ким
образом, отношение числа забракова •нны х ,сообщений ко всем искаженным будет
ра ·вно
Пзабр =
2п(2n- 1)(2n- 2)
(2~)3- 1 --3(2n- 1)
(7 .1)
Относительное число сообщен ий, лринятых ,с ошибкой, равно паш
п2+пз
После подста .новки значений n2 и nз и :некоторых преобразований это выраже­
ние ,преобр аэуется к виду
(7 .2)
Пр,и ,сравне,нии разрядов в принятой кодовой комбинации пра ­
вильный прием м,ожет быть и в том -случае, если две .или все три
кодовые комбинад,ии :искажены, но ·в каждой комбинации :иска­
жены разные разряды. При таком ,способе приема забракованных
,сообщений н-е будет. Часть сообщений, которые были бы забра1ко­
ваны при ,сравнении кодовых ~комбинаций, при ,сравнении разрядов
будет принята правильно, а часть - -с ,ошибкой. Таким образом,
пр,тт поразрядном ,с-равнении общее число пра,вильно пр,инятых ко­
довых ком,бина,ций будет больше, чем при срав·нении ,кодовых ком­
бинаций. Однако приемная аппаратура при этом несколько ,слож­
нее.
143


Много-кратное повторение кодовых комбинаций .может исполь­
зоваться в -сочетании с обнаруживающим или испра-вляющим
ошибки 1кодсом. Предположим, что трехкратное повторение приме ­
няеТ\ся в ,сочетании с к-одом, обнаруживающим ошибки. Приемная
аппаратура ,в этом случае может быть построена по двум ва ­
риантам: 1) кодовая комбинация ,считается принятой правильно,
если о ш ибка есть, а код эту ошибку не обнаруживает (необнару ­
женная ошибка) . Результаты анализа · других кодовых ·комбина­
ций, входящих в группу повторяемых ,сообщений, не учитываю11ся;
2) кодовая ·комбинация считает,ся принятой правилыно, если хотя
бы две кодовые к-омбина-ции, в которых о ш ибка не обнаружена,
совпадают между собой.
Та1~им образом, в первом варианте помехоустойчивость СПД
определяется только ,возможностью кода по обнаружению ошибки .
Во втором варианте п остроения п рие.мной а п паратуры дополни­
тельi-ю сра,вниваю'!'ся кодовые комбинации, в 1которых ошибки не
обнаружены и, следовательно, возможности по обнаружению оши­
бок увеличиваю'!'ся .
Если обозначить: Ра.о - вероятность обнаружения ошибки, а Рн.о
-
вероят­
ность необнаружения ошибки, и ,предположить, что ошибки в ·различных кодо­
вых ·комбинациях независи"Мы, то вероятность -неправильного приема информации
а•п1паратурой ,передачи v:~:анных при ,первом ва ·рианте •построения •приемной а,nпа­
ратуры будет равна
(7.3)
При втором варианте построения аппаратуры ошибочный ,прием сообщений бу­
дет, если в двух пли трех кодовых комбинациях произошла необнаруженная
ошибка одинако.вой структуры или же в двух ко:довых комбинациях обнаруже­
на ошибка, а в третьей - ошибка не обнаружена. Вероятно ·сть та,кого события
равна
(7.4)
где Р2 и Рз - соо'I'ветственно вероятности возникновения ·ошибок одина·ковой
структуры в двух и трех кодовых комбинациях. Для обоих вариантов построе­
ния АПД сообщения бракуются, если в трех кодовых комбинациях .оши·бка обна­
руживае'!'СЯ. Вероятность этого события равна Р1бр=Р 3 а.о - 'При втором варианте
построения АПД дополнительно бра.куются сообщения, в которых в двух или
трех кодовых комбинациях ,произошли не обнаруживаемые ·кодом -ошибки разной
структуры. Слещовательн ·о, вероятность того, что сообщ~ние будет забракова,но ,
равна Р2бр=Р 3 а.а+3Р о.оР 2 н.о ( !-Р2) +Р 3 н.о< ( l -Р2-Рз). Анализ выражений
1(7.3) и (7.4) 1по•казывает, что сравнение -кодовых комбинаций -обеспечивает выиг­
Р!>lШ в помехоустойчивости.
Аппаратура передачи данных, использующая мr-юго•кратное
повторение, относ,ительно проста. Однако пропускная способность
каналов передачи данных невысО1ка, поскольку на каждый пере ­
данный информационный символ ра-сходует-ся число си~мволов, рав­
ное числу пов·юрений. Бели же -в ,системах с многократным повто ­
рением и•еп ользует-ся и помехоус'l'ойч1ивый код, то на каждый пере­
данный информационный разряд приходит-ся
R~v(т+k)
т
144


разрядов, где т - число информацио·нных разрядов; k - число
дополнитель:ных (избыточных) раз·рядов, предrназ·наче,нных для об­
наружения ошибок; ,, -
ч,исло повторен1ий ·кодо вой комб!инаци~и.
7.3. Двухканальные системы передачи информации
В наиболее простом случае двухканальная СПД состоит из па­
раллельно включенных двух каналов. В каждом канале для обна­
ружения ошибок используется по мехоустойчивый код или контроль
первичных параметров 1принимае1мых сигналов (или оба метода
обнаружения ошиб01к). При обнаружении ошибки в оддом rканале
со0tбщение выбирае11ся .из другого, лри обна'Ружении ошибок в
обоих каналах ,сообщение бра1куе'I'ся. Если ошибка ·не о:бнаружена
ни в одном 'ИЗ каналов, то кодовая комбинация ,выбирается из
лучшего по •качеству ка;нала. Для исключения ·возможно,сти кюр­
реляции возникающих ·в каналах ·ошибок оба 'Канала обычно гео­
графически разносятся [31].
Если обозначить Рн . 01 и Рн.02 - вероятности rнеобнаружения
ошибки соответственно ·в 1-м ·и 2-м каналах; Ро.о 1 и Ро. 0 2-ве­
роятности обнаружения ошибок в 1-м и 2-м каналах, то вероят­
ность ошиб~~и будет ра1вна
Р--1(Р +РР)+-1(Р +Р·Р)
ошl- 2
и.о!
и.о2 о.о!
2 и.о2
и.о! о.о2 ..
(7.5)
Из этого выражения видно, что достоверность передачи ·информа­
ции -в такой ,си,стеме определяется- в основном достове,рностью
передачи информации в лучшем канале. Вероя11ность же потери
кодовой комбинации будет значительно ~меньше, чем в одноканаль­
ной СПД. Та•к, в одн01канальной СПД ·вероятно,сть потери равна
Рпот1 =Ро. о 1; в двухканальной СПД эта ·вероятность ра•вна Рпот2=
=Ро . 01Ро.02•
'
•
Нес11юлько усложнив алгоритм обработки, rможно в двух1ка­
нальной СПД добиться повышения достоверности.
Для этого необходимо иметь информацию о наличии искаже­
ний в данном канале, даже если эти искажения помехоу,с"Гойчивый
код не обнаруживает. Такую ,информацию можно получить путем
анализа первич:ных параметров принимаемых элементов. Устройст­
во анализа первичных параметров сигналов иногда называют де­
тектор01м качества ,сигнала. В этом случае, если по,мехоуrстойчи­
вый код ошибки не обнаруживает, а детектор качес'Гва опознает
искажения, то информаI.J,ия принимается из другого канала, где
искажения не обнаружены . В такой СПД при идеальном детекто­
ре качества сиnнала инфор·мация будет принята с ошибкой, есл•и
в одном канале ошибка обнаружена, а в другом она есть, но не
обнаружена, 'ИЛИ когд .а в обоих каналах ошибка · не обнаружена.
Вероятность ошибочного приема в этом случае равна
1
Р0ш2 = 2 (Po . ol Ри.о2 + Ро.о2 Ри.01) + Ри.о! Ри.оl•
(7.6)
145


(,paвнeJ-iiie выражений (7.5) и (7.6) показывает, что применен.ие
дете1К'юра качества дает выигрыш в достоверности передачи ин­
формации в
1
1
р
2 ( Рн.о! + Рн.о2 Ро.01) +? ( Рн.о2 + Рн.о! Ро.02)
ОШl =
-
_
_
!___ _ ______ _ _______
Рош2
2 ( Ре.о! Рн.02 + Ро.о2 Рн.01) + Рн . о! Рн.02
При одинаковы х •каналах это выражение принимает вид
Рош1
1
Рош2 Ро.о + Рн.о •
раз.
Посколыку вероят,но,ст,и Р 0 _ 0 и Рн.о много меньше единицы, то
Рапп •.
1
--:?:>.
Рuш2
Дост.оверность передачи информаrции в двухканальной СПД
мож ,но •повысить также путем сравнения принятых кодовых ком­
бинаций по обо·им .ка,налам (рис. 7.5). Информация будет принята
f-ii !(OIIOЛ
2-u /({lflaл
Лере/(лю
чаrпель
381'1
Р ис . 7.5 . Двухканальная СПД со сравнением лринятых ко-
довых комбинаций
с ошибкой, бсли в одном канале ошибка обнар уже на, а в другом
она есть, но не обнаружена или в обоих каналах произошла одна
и та же необнаруженная ·ошибка (вероят.ность появления та:кой
ошибки обозна-чим Р) . Тогда ·вероятность ошибочного прие ма ин-
- формации
,бу дет раю:а
1
Р0шз= -
(Ре.о! Рн.о2 + Ро.о2 Рн.01) + Р Рн.оl Рн.о2•
(7.7)
2
Сравнивая выражения (7.6) и (7.7) видим, что при малой вели­
чине Рн.о 1 и Рн.о 2 они практически одинаковы . Если детектор ка­
чества -силнала не идеальный, то двухка·нальные СПД со сравне­
нием принятых кодовых комбинаций обеспечивают большую до­
стоверно,сть передачи информации.
7.4. Системы передачи данных с решающей обратной
связью
Классификация систем передачи данных с РОС. Системы с ре ­
шающей обратной 1связью (РОС) предполагают наличие между
корреспондента,ми душлексного ·канала связи (р,ис . 7.6). При пере­
да,че по прямом у ,каналу в кодопреобразовател-е производится ко­
дирование передаваемой информации кодом с обнаружением оши­
бок. Одновременrю с передачей в канал связи информация
записывается в запоминающее у,стройство. На приемной ,сторо,не
'146


пр,инятая информация записывае'Jiся в приемный на -ко'П'итель и
декодируе'Jiся. В случае приема 1юмбинации с о·бнаруженной ошиб­
кой записанная информация ,стирается, а по 06ра1iному каналу
передается сипнал запроса (переспроса), в со·от,ветствии с кото­
рым по прямо му ·каналу повторно передается неправильно приня­
тая кодовая комбинация.
,Р,ис. 7.6 . Структурная схема ОПД с РОС
По алгоритму функционирования системы с РОС делятся на
системы: с ожиданием решающего сигнс1.ла; с непрерывной пере­
дачей информации и при обнаружении ошибки повторением груп­
пы кодовых ко.м,би·наций; с накопл ением ,кодовых комбинаций.
По способу осуществления переспроса системы делятся на си­
стемы: с временньш переспросом и с адресным ,переспросом.
По числу переспросов различают си.стемы: с ограниченным
числом переспросов и с неограниченным числом переспросов.
Системы передачи данных с решающей обратной связью и ожи­
данием решающего сигнала. В этих системах передача новой ко­
довой комби·нации или повторен·ие ра·нее переданной осуществля­
ется только после поступления на передающую сторону сигнала
подтверждения или сигнала запроса. Алгоритм работы системы
с ожиданием изображен на рис . 7.7.
Основн ыми параметрами, ха·рактеризующими ·системы с [!ероопросом, явля­
ются вероятно-сть ошибочного [!риема, средн-ее количество- :раз:рядов, приходя­
щихся на один информационный, и срв,!l;нее ·вр емя задержки ~пе редаваемой иrн­
формации. Для ·нахождения этих rпараметро•в 'Воспользуемся граф -схем ой состоя­
ний СПД (рис 7.8) .
К ошибочному 1приему информации мо ,rут привести ,следующие случаи: воз­
ни,кающие ошиб.ки не обна ·руживаю'Гся; искажается сигнал ~,за[!:рос»; искажается
сигнал «Подтверждение». Как видно иэ граф - схемы, .вероятность ошибки за счет
появл ени я •необнаруженных искажений
Р'=Рн.о(l - риск.п) + Ро.оРн.о(l - риск.з) (l - риск.п) +Р~.орн.оХ
Х(l- Риск.з)(1-Риск.п)+ ···= Рн.о(l- риск.п)[1+Ро.о(!- риск.з)+
"1"- Р~.о(l-Риск.з) • • ·+].
147


Jапuсь 8
запинu,-тющее
уi:тр-Ви
ll!]tL6'M
ою
OШ/10Hll,
86117Cl'la
Шftpopнaцuu
лотреtfителю
t.:, Прием tLf!tpopм.
от
ucmo1.1ниlfa
lт'o!lupotJaнue
8ыоача
8
lfaHaЛ
Пряной канал с8яз11
Прut:м
l/,J
нанала
Д t:ноо11рМанuе
Лрцем с
неоtfнар_l/_женнои
ошцокоi1
,:Рорм11роt1анае
·-
сигнала
/lotlmt1ep.7tCoeнue"
tрормцроtJанш:
си,гнала
,. {алрос"
96/0tlillZ
(13 HCllfOП(Lrrieля
Прцем
сигнала
,, Запрос"
flpt.tt:M
сигнала
,,/lш1т/Jерж&нце''
Оlfратныц канал'
сВязи
.Jап11с6
6' накопитель
Прием
с оонар!/женноd
OШILOlfOti
Рис . 7.7 . Алгоритм ра'Ьоты СПД с РОС и -ожиданием решающег о
сигнала
г--- -- .......
---
.-
1
L
L ______ ,' --
Рис. 7.8 . Граф-схема состояний СПД
• 148


Выражение в ква,дратных скобках является убывающей· rеометричес,кой npo,rpec·: . .
сией со знаменателем Ро.о,.( !-Риск.а). Следовательно,
Рн.о ( 1 - Риск.п)
Р' = - --~-----'---
! _;ро.о( l -Риск.з)
Кроме того, в системах с ожищанием оши,бочная регистрация кодовой ком ~
би·нащш может быть и 1при траноформа1Ции сигнала запроса в сигнал подтверж­
дения Риск.а (в этом случае она ,не -будет 'Принята ,во,все). Это ,произойдет, если
ошибка обнаружена при первой передаче (Ро . о) и искажен сигнал запроса;
ошибка обнаружена при первой передаче; ,при повторении ,кодовая ,комбинация-
01пять искажена; это искажение обнаружено, но сигнал за~проса искажен и т. i.
В соответствии с этим вероятность ошибочной -реги,страции кодовой ·комбинации:
за счет искажения ,сигнала запроса определится следующим ,выражением:
•
Р"=[Ро.о+Р~.о(I - риск.з)+Р~.о(I- риск.з)2+
=Риск.зРо.о[ 1-Р )-Р ) ]
о.о
иск.з
Ошибо чный прием информации будет также, если ,сигнал ![]Одтвержде,ни~
трансформируется в сигнал запроса (Риск.п). Это произойдет в слещующих слу­
чаях: при !Первой передаче информация не и,скажена, но искажен сигнал [ID'Д7
тверждения; ошибка обнаружена 1при первой •передаче, ·си,гнал запроса не иска­
жен; ,при 1п.овторной передаче ошибка не произошла, . но ис.кажеи сигнал JЮд•
т,верждения и т. д. Вероятность ошибочной регистрации тогда составит величину
В :результате вероятность ошибочной регистрации кодовой комбинации в
систе·мах с 1переспро·сом и ожиданием решающего сигнала равна
Рот=Р'+Р"+Р"'=
Рн.о (I -Рнск.п)+ риск.зРо.о + риск.п (1 -Ро.о - Рн.о)
(7.8)
Среднее число ·разрядов, приходящееся -на перещачу одного информацион­
ного разряда, можно определить следующим образом. Бели ошибок нет, то на
т+k+Тож/Т
один переданный разряд приходится R.1 = - ------ единичных элементов,
т
где Т - длительность единичного элемента; Т ож
-
вре,мя ожидания решения о
получении ,предыдущей ко,довой комбинации, причем Т ож =t2tp,+iз+ta11+ta2, где
tp - ,время распро•странения сигнала; ,tз
-
длительность си-г,нала «Подтвержде­
ние» или «Запрос»; 1ta1 и ta2 - время анализа соответственно на приемной и пе ­
редающей сторонах; т - числ·о информационных единичных элементов; k -
число проверочных еди-ничных элементов. Вероятность этого события (см. рис,
7.8) равна Р1= (1 -Ро.о) (1 -Рикс.п).
При возни1кно"Вении обна ·руженной ошибки на один !Переданный единичный
элемент будет приходиться R2 = 2iR1 единичных элементов. Такое событие может
наступить с вероятностью (см. рис. 7.8) Р2=.Ро.оl ( l-Риск . з) 1 (1 -Ро.о) (1-Риск.п),
Если ошибка обнаруживается два раза 'П()дряд, то на mерещачу одно,го инфор•
мацио·нного единичного элемента будет использовано Rз = З1R.1 единичных эле­
ментов. Вероятность этого события Рз = Р2 о.о (1-Риск - з) 2 (1 -Ро.о) (1-Риск.п).
149


Таким образом, на один переданный единичный элемент в среднем будет прихо­
дитыся следующее чи,сло един ·ичных элементов :
R=R1(l-Ро.о)(l- Риск.п)+R2Ра.о(1- Риск.з)(l- Ро.о)(l- риск.п)+
-+ RзР~.о (l - Риск.з) 2 (l - Ро.о) (l - риск.п) +
R1 (1 - Р0_0) (1 - Риск.п)
(7.9)
Определим срещнее время запаздывания инфор-мации. В •случае однократной
передачи ·С вероятностью ( 1-Р о.о) ( 1-Рпсн.п) время за,паздЬ1ва·ния .tз= · (m+1k) Т +
+т ож- При учете возможности tnереапросов время за~паздывания информации
будет определяться 1по формуле
t;an = 11 (1- Ро.о) (l - риск.п) + 211Ро.о (l -Ро.о) (1 -Риск.з) (1 - риск.п)-f-
-t,- Зf1РJ.о(l -Риск.з)2(l -Р0_0)(l-Риск.п)+ · · · =
11(1-Риск.п) (l-Po .o)
[1 - Ро.о (l - риск.з)]2
(7 .10)
Системы с ожидан·ием достаточно эффективны, если •спра-вед ­
ливо неравенство т + k ?'> !ож __ Однако ,вследствие того, что эти
т
системы значитель·но проще в реализации, их иногда пр·_именяют
даже, когда -основным требованием к системе является простота
реализации аппаратуры. При больших Т0 ж для повышения эффек­
ТИIВНости системы во время ожидания иногда повторяется ранее
переданная кодовая комбинация.
Системы с решающей обратной связью и непрерывной переда­
чей информации. В системах с РОС и непрерывной передачей
информации сигнал подтвержден·ия не ожидается, по прямому
каналу идет непрерывная передача сообщений, закодированных
каким-либо кодом, обнаруживающим ошибки. Одновременно с
выдачей в канал информация записывается в запоминающее уст­
ройство. При обнаружении ошибки по обратному каналу посы ­
лается. сигнал переспроса. При переспросе какой -либо кодовой
комбинации на передающей стороне должно быть известно, какая
комбинация переспрашивается. Это -можно определить по времени
поступления сигнала «Переспрос» по обра11ному каналу или при
переспросе должен быть Указан адрес кодовой комбинации, ,кото­
рую необходимо повторить. В связи с этим различают системы с
временньrм и адрвсным переспросом. Поскольку при хорошем со­
стоянии прямого ка,нала сигналы переспроса передаются редко,
обратный канал обычно используется для передачи обратного по­
тока информации. Рассмотрим работу СПД с РОС и временньrм
переспросом при д,ву1стороннем обмене информацией.
В настоящее время известно несколько алгоритмов функциони­
рования такой аппаратуры. На пра1ктике же ,наиболее часто при­
меняется СПД, временная диаграмма работы которой изображе­
на на рис. 7.9 . При отсутствии ошибок идет ,непрерывная передача
цифровой информации в · обоих ·направлениях. При о,бнаружении
1150


[тшсть J!J
il
+-=4-+-;__-+--'---+-....:.....-+---+--'---m"Т"ТТ'Т,.,+---1---1----+-__,_f!ереtl11тчшr
Л!fll!im.4
--t~rtгf\тnтi\т1rli:rп~MtМ~72/2.~~~~\1nдиeн11иli
_j__"JJ_!!:_"JJ_!.._'+J_~~:Щ1~~~~~Ш~!.!_~4!--~f-!!---\-лpue1111uli
Л!!lllfmb
Рис. 7.9 . Временная диаграмма ·работы ОПД с РОС и непрерывной mередачей
ошибки в каком-либо канале 1(на рисунке такая кодовая комбина­
ция обозначена звездочкой) выдача новой информации прекра­
щается, а в обратный канал выдается сигнал переспроса. Затем
вслед за этим сигналом выдаются все кодовые комбинации, за­
писанные в за1поминающем устройстве. При получении сигнала
«Переспрос» выдача новых сообще,ний в прямой канал прекраща­
ется, выдается сигнал переспроса и повторяются ~се кодовые ком­
бинации, записанные в запоминающем устройстве пункта А. Таким
образом, аппаратура одинаково реагирует на фа1кты обнаружения
ошибки и получения сигнала «Переспрос», исключается ошибоч­
ный прием сообщений ПР'И таком искажении сигнала i«Переспрос»,
когда эти искажения ,не обнаруживаются. Для ис-ключения воз­
можности приема одной и той же кодовой комбинации после обна­
ружения ошибки или получения сигнала ~«Переспрос» приемник
блокируется на М кодовых комбинаций (М - емкость ЗУ).
Из временной диаграммы легко определить емкость ЗУ
М_: / (т+k)Т+Т0ж ""= 1+/ Таж ""
(7.11)
'\
(т+k)Т /
""
(т+k)Т /'
где < > означает, что результат деления необходимо брать с
избытком. Используя эту формулу, можно определить максималь­
ную дальность связи (Dмакс), обеспечиваемую при заданном объе­
ме памяти ЗУ. Для этого в (7.11) необходимо подставить значение
,.
Таж=2tp+tз+tal+ta2= 2 Dманс+tз+lal+ta2•
V
где V - скорость распространения сигнала . Проделав элементар­
ные преобразования, пол учи,м
D . =(М_l)(т+k)V_ (t3-+-ta14-t32) 11_
(?.12)
маRс
28
2
Вероятность ошибки в системе с РОС и временньrм переспросом
может быть определена по ф - ле (7.8). Однако здесь под Ри с 1,.з и
РисR.п следует подразум евать соо11ве11ственно вероятность того, что
151


искаж,ение ,сигнала «Переспрос» не обнаруживае11ся 'И ,вероятшо'сть
формирования этого ,сигнала из передаваемых по обратному ка­
налу сообщений РФ.а- Таким образом, выражение для вероятности
ошибки будет иметь вид
Рн.о (1 - Рф.з) +- Ро.о риск.а "1"- (1 - Ро.о
-
рн о) Рф.з
Рот=-----'----'---'------'-'-----'----'------"-:..::..:....-"'..:..::..
l - Ро,о (1-Риск.з)
(7. 13)
Следует отметить, что правильность приема поступающей ин­
формации в ,системах с непрерывной передачей характеризуется:
вероятностью необнаруживаемой ошибки в ,принятой кодовой ком­
бинации и правильностью приема предыдущ,:1х (М-1) комбина­
ций. Поэтому при групповых ~юкажениях больillой • длительности
системы с непрерывной передачей обеспечивают большую досто-
верность, чем , системы ,с ожиданием.
.
Найдем среднее число разрядов, приходящихся на передачу
одного информационного разряда. При однократной передаче, ве­
роятность которой равна (l-P0 _ 0 )• ' (l -P 'Ф . a), на один переданный
йнформационный разряд приходится ,R 1 = ,(m+ik) /т разрядов, где
Р'ф.а -- вероятно,сть формирования сигнала :«Запрос» в обратном
канале 1). При ;возникновении обнаруженной ошибки ,на один пере ­
данный информационный разряд данного I<анала будет приходить-
т+k
ся R2 =--(1 +М) ,разрядов. Вероятность этого события равна
т
р-
_l{Р (1- р )(1- Р' )(1- Р')+
2-
2 •о.о
о.о
иск.з
ф.з _
+Р'(1-Р')(1-Р )(1-Р)}
о.о
о.о
иск.а
ф.з •
Если ошибка обнаруживается два раза подряд, то на передачу
-одного разряда данного канала будет затрачено Rз=т + k (1+ 2М)
т
-единичных э л ем ентов. Вероятность этого события равна
р-
__!_{р2 (1- р' )2(1- Р'
.)(1-Р
' ...L
S-
2
о.о
иск.з
ф.з
о.о) 1
В результате в среднем на один пер еданный информационный раз­
ряд в одном канале потребуется следующее число ед-иничных эле­
ментов :
R.=m+k { [l+(M-l)P0 _0 J(l-P0 _0 )(1-P~ _ 3 ) +
2m
[1- Ро.о(1 - Р:,ск.а)]2
+ [l+(M-l)P:_ 0](l-P~_ 0)(l -Pф _ з) }·
(l -Р: _о ( 1 - Риск.з)J2
-
(7.14)
1J В дальнейшем штрихом •будем о-бозначать 1IЗероятности, характеризующие
состояние обра'Г'ного ,канала.
152


Из этого выражения видно, что на пропускную способность каж­
дого из каналов СПД влияют избыточность применяемого кода,
емкость ЗУ, а также состояние прямого и обратного каналов. Для
увеличения пропускной способности емкость ЗУ должна выби­
раться 'В строгом соответствии ,с дальностью между абонентами .
Поскольку АПД проектируется не для каких-то конкретных кор­
респондентов, в аппаратуре должна быть предусмотрена ручная
либо автоматическая регулировка емкости ЗУ. Некоторым разви ­
тием систем с временн:ь1,м переспросом являются системы с накоп­
лением правильно принятых кодовых комбинаций. В этих систе­
мах также после обi-1аружения ошибки посылается сигнал пере­
спроса, но приемник не блокируется . Все правильно принятые ко ­
довые комбинации запоминаются. Из группы переспрашиваемых
комбинаций выбираются те, в кd,торых ранее были обнаружены
ошибки. Если при повторении в этих комбинациях ошибки не об­
наруживаются, то принятые сообщения передаются потребителю .
Несколько большую пропускную способность, чем системы с
временнь1м переспросом, имеют системы с РОС и с адресным пе­
респросом. В этих ,си,стемах при переспросе указывается адрес
кодовой комбинации (ее номер) и повторяется толыко переспра­
шиваемая комбинация. При этом сигнал ,переспроса может пере­
даваться не сразу же после обнаружения ошибки, а после приема
целой группы кодовых комбинаций, представляющей собой пере­
даваемое сообщение . Отличительно й особенностью ,систем ,с ад­
ресным переспросом является то, что в этих системах можно уста­
навливать порог числа - обнаруженных ошибок и только по превы­
шению порога производить переспрос искаженных кодовых комби­
наций. Недостатком систем с адресным переспросом является бо­
лее сложная их реализация.
7.5. Двухканальные системы с решающей обратной:
связью
Двухка нальная система в наиболее простом случае mредстав­
ляет собой систему передачи данны х с одновременной работо й
двух географич еоки :разнесенных каналов с РОС, по которым пере­
дается одна и та же инфор1мация. Сообщения выбираются из того
канала, где ошибки не обнаруживаются. Для повышения достовер­
ности передачи информации в двухканальных СПД ,с РОС так
же, как и в однонаправленных системах, используют контроль пер­
вичных параметров или сравнение кодовых комбинаций, приняты х
без ошибок или с необнаруженными ошиб,ка,ми по обоим каналам .
Поскольку сообщения принимаются по двум каналам, алгоритм
работы отличается от алгоритма СПД ·с РОС. Сообщение счита­
ется принятым пра'вильно , если хотя бы в одном канале с РОС
ошибка не обнаружена (31]. Сигнал переспроса посылается, толь­
ко когда в обоих каналах обнаруживается ошибка. Временная
диаграмма работы та,кой СПД изображена на рис. 7.10, из кото-
153


Енхо сть JY
!Jихл по!Jторе11ия
iJ
Лереiiатчшr 1
Лриеющк
/-го хшшла
блокиро!Jка
приен111шо!J
Лриеюtиff
!-го11шt0ла
ЛpueHflUK
2- го ко.11ала
1---4---1---'.,._--1-i-_-1-_.,._-+~-1--+---+--+--f---+--,---- Лepetlamlfшi
б7
1231/55
Bыlfop coolfщeнutJ
U3/-2U ffllHllЛO
Вь11fор coolfщe-1---- [jшm лоuтореt111я
нии ILJ 2-2011аt1ала
Рис. 7.10 . .Вре-ме н·нii.я диаграмма работы дв ух канальной СПД с РОС
рога видно, что при искажении буквы 6 в 1-м канале выдача ее
потребителю осуществляется из 2 - го канала. При иокажении бук­
вы д в обоих каналах по обо .им каналам переда ет ся сигнал пере­
спроса. Емкость за поминающих устройс тв двухканальной СПД с
РОС вычисляется по ф - ле (7.11). При определении времени ожи­
дания Тош берет.ся время распространения сигнала по наиболее
протяженному каналу.
Для обесп ечения нормального функционирова,ния двухканаль­
ной СПД с РОС необходимо, чтобы кодовые комбинации на вход
АПД пост упали одноврем енно. Однако в общем случае протяжен­
ность обоих каналов ра зная, а следовательно, и время распростра- •
нения сигналов также будет разным. Поэтом у в двух,канальных
системах возника е т дополнительная задача выравнивания времени
задержки сообщений, т. е. осуществления межканально го фазиро ­
вания. Некоторые способы межканального фазирования будут опи­
саны в гл. 9.
Определим достоверность п е редачи информации и пр опус кную
способность двухканальной СПД с РОС. При этом предположим,
что оба ,канала и меют одинаковые характеристики и что в СПД
при ме нен детектор качества, вероятность необнаружения ошибки
которого равна Рд. Для нахождения этих параметров .воспользуем ­
ся граф-схемой , изображенной на рис. 7.11 . Прием информаци и с
ошибкой при отсут,ствии переспроса может быть в том случае, если
искажения сообщений, возникшие в 1 - м канале, не обнаруж ива­
ются помехоустойчивым кодом и детектором качества или же эти
иекажения обнаруживаются в 1-м канале, но при их наличии не
обнаруживаются во 2-м. При одинаковых по качеству ка­
нал ах по сле обнаружения ошибки в 1 - м канале информация вы­
бирается из 2-го канала. Поэтому при наличии одного переспроса
154


1-U!ia!taЛ
Инrр_'ор11ац11я
1-Ри(!:'!!.
______
Роо
:::::::==--.!1н11 -
---- ----- --
Ошиона
Рис. 7.11. Граф -схема состояний щв у х.ка,нальной СПД
ошибочный прием будет, когда при п ервой передаче ошибки обна ­
ружены в обоих каналах, однако при ,повторении во 2 - м или в 1-м
канале ошибки не обнаружены и т . д .
К а,к видно из граф -,схемы, вероятность приема ·сообщений с оши-бкой за
счет . возникновения необнаруженных ошибок равна
Рот1 = Р1 +Pi[Ро.о+ Рн.о(l-Рд)]2(l- риск.з) + Р1[Ро.о+
+ Рн.о(1- Рд)]4[1- рнск.s]2+ ···=
Р1
где Рr=Рн.оРд,+Ро.оРн.оРд,+Р 2 н.о (1-Рд)Рд.
(7, 15)
Найд ем ,среднее число разря,д ов, прихсщящихся на ~п ередачу ощного инфор­
мацион·ного разряда. При однокра"Гной ,передаче, вероятность кото·рой раазна
Р1 = [1 + Р0_0 + Рн.о (1-Рд)] (1-Р0_0 - Рн.о+ Рн_оРд),
на один дере-данный информационный разряд при учете дв ух каналов ,дрихо­
т+k
дится R1 = 2-- разрядов. При возникновении одного 111ереспроса на каж1дый
т
(т+ k)
пе·реданный информационный разряд всего приходится R2 = 2 ---(1 -,j ,- М )
т
разрядов , где М - емкость ЗУ. Вероятность этого события равна Р2 = Р 1 [Ро.о +
+ Рн.оХ (1 - Рд) ] 2 (1-Риси,з). При двукратном переспр осе на каждый передан-
155


(т+ k)
,ный информационный разряд приходится Рз = 2 ---(1+ 2М) разрядов. Веро­
т
ятность этого события равна Рз = Р1 [Ро.о + Рн.о (1-Рд)]• (1-Рисн-з) 2 .
Та·ким образом, в среднем на Оlдин ле·реданный ,информационный разряд в
.двухканальной сwстеме с РОС 1приходикя •следующее количество ·разрядов:
_R
__
2(m+k) { {l+(M-l)[P0 _0 + Рн_ 0 (1-Рд)}2}Р1 } .
т
{I- [Ро.о+Ри.о(l- Рд)}2(I- риск.з)}2 •
(7.16)
При однократной 1переда ,че время запаздывания со общ ения равно
t1= (т+k)Т~tp+ta,
;rде tp - .время рас1Пространения сигнала, а ta - время анализа приемной аппа­
·ратурой. Ве-роятность этого события равна Р1. При •Од'НОМ переапросе вре•мя
.запаздывания будет равно t2=2t1. Вероятность этого со-бытия рав ·на Р2 и т. • д.
Таким образом, среднее время запаздыва-ния в L!l!Вухканальной СПД с РОС
-будет равно
СравнителЬ"ный а•нализ этого .выражения с аналогичным выражением для о,хно-·
.канальной СПД ,(7.10) [Юказывает, что время заJПаздывания сообщений в двух­
канальной СПД у,меньшается.
7.6. Системы передачи данных с информационной
обратной связью
В ,системах с информационной обратной связью (ИОС) реше­
ние о том, имеются ли в посту пивш ем сообщении ошибки, прини­
мается на передающей стороне. Приемная сторона лишь инфор­
мирует передающую о том, какое сообщение принято или какими
-отличительными признакам-и оно обладает. Если система построе­
на так, что принятые по прямому каналу сообщения передаются
по обратному каналу отправителю, то такая информационная об­
ратная связь называется ретрансляционной. Если по обратному
каналу передается свертка ! (квитанция) принятой комбинации, со­
ответствующая данному сообщению, то такая обратная связь на­
зывается полной. Если же одна свертка соответствует группе ко­
довых комбинаций, .то информационная обратная связь называется
укороченной. Результаты анализа, который проводится на переда­
ющей стороне, сообщаются приемном у устройству служебными
.сигналами ,«Отрицание» или «Подтверждение».
В ,системах с ИОС ~прием сообщений с ошибк·ой будет ,в следующих случаях:
1. Произошла необна ,руженная ошибка при каком-то цикле повто·рения. Та­
кие ошибки бывают, ,когда одни и те же си·мволы иокажаются в прямом ·И
.обратном каналах. Служе,бные сигналы отрица·ния и подтв~ржд€ния •при этом
ле искажаются. Вероятность та-кого с обытия ра •вна
Ратl = Ри.о(1- Рп)+Ро.о(1- Ротр)Ри.о(1- Рп)+Р~.оРи.о(1- Ротр)2Х
х (1-Рп) + ..
Ри.о (1 - Рп)
.=
.
1- Р0_0(1 - Ротр)
(7 .17)
156


rде Рп •и Ротр -соответственно вероятности искажения сигналов [JО:цтвержще­
ния и отрица-ния; Рн.о и Р о . о - вероятности возникновения необнаруженной и
обнаруженной ошибки.
2. Произошла обнаруженная ошибка, однако иокажа ,ется служебный сигна.а
отрицания. Вероятность этого события равна
Рош 2 = Р0_0 Ротр + Р~.о (1-Ротр) Ротр Ф ~.о (1 -Рот;)2 Ротр 'Ф-
1-Р0 _ 0 (1-Ротр) •
(7 .18)
3. Сообщение не иокажается, но искажен сигнал mодтвержде,ния. Вероят­
ность этого события -равна
Рошз= (1-Р0 _ 0 - Рн.о)Рu+Ро.о Р0 (1-Р0 _ 0 - Рн.о) (1-Р0тр) ,$-
Таким образом, вероятность ошнбки в системах с ИОС бу,дет ра,вна,
РошИОС=Рош1♦Рош·2+Рашз=
Рн.о (1 - Pu) -,f- Р0_0Ротр+ Pu (1;-Р0':-;, - Рн.о)
1-Р0_0 (1 ~ Р0тр)
(7.20)
При идеальном обратном канале в·се ·возникающие ,в ,прямом канале ошибки
обнаруживаются. В этом случае ,вероятность mриема с ообщений с ошибкой .равна
рошиос=рош2+рош3•
На практике это может быть, на1пример, 1когда •в обратном направлении рабо­
тает более мощный передатчик, чем в прямом. Такое ,положение !Наблюдается в
СПД с подвижными объектами (самолетами, ракетами, спутниками), в которой
'Наземный передатчик имеет ,мощность, значительно большую, чем бо-рто.вой.
7.7. Влияние характеристик обратного канала на
основные характеристики прямого канала систем
передачи данных с обратной связью
В системах ,с обратной связью помехоустойчивость и пропуск­
ная способно~ть одного (црямого) канала зависит от состояния
другого (обратного) канала передачи данных. Может случиться
так, что наличие обратной связи не только не улучшит характери­
стики прямого канала, а наоборот ухудшит их. Рассмотрим влия­
ние обратного ,канала на •характеристики прямого для СПД с
РОС. Вероятность ошибки в этих си,стемах передачи данных в со­
ответствии с (7.13) определяется выражением
р·_
Рн.о(l-Рф.з)+Ро.ориск.э+(l-Ро.о-Рн.о)Рф.з (
ош.ос - --'- - --'-- --'_:,_________; _ ____
---'----'--
7.21)
1- Ро.о(1 -Риск.з)
Для у.прощения вычислений предположим, что вероятности Рф.з и
Рисн.з одинаковы:
Рф.э = Риск.з = Робр.к•
'[57
(7.22)


Эти вероятности определяют влияние обратного канала на досто­
верность передачи в прямо м канале. Таким образом, с одной сто­
роны, обратная связь увеличивает достоверность передачи инфор­
мации в пряма,м канале, а с другой - искажения сигналов ,«Пере­
спрос» и ложное формирование этих сигналов из передаваемых в
обратном направлении сообщений уменьшают достоверность. Если
бы обратного канала не было, то вероятность приема сообщений
с ошибкой была бы ра·вна
Рош. без о,к = Рн.о + Ро.о•
(7.23)
Чтобы обратная связь давала выигрыш в достоверности передачи
инфо2мации, необходимо соблюдать нера·венство Рот.без о.к>Раш .о.с•
Подставив в это неравенство выражения (7.21), (7.23) и учтя ра­
венетво (7.22), получим услов11е, при выполнении которого введе­
ние обратной связи дает выигрыш в достоверности передачи ин­
формации по прямому каналу
Р(1-'Р-Р)
Робр.к ,<j
о,о
,
о,о
и.о
(1 - Ро.о-:- Рн.о) (I 4- Ро,о)- Рн.о
Определим влияние обратного канала на пропускную способность
прямого -канала передачи информации . Предположи,м, что прямой
и обратный каналы идеальны с точки зрения достоверности пере­
дачи ·сообщений:
(р =Р' ='Р
=Р'
=Р
=Р'
= О).
О.О
О.О
ИСК,3
ИСК.3
ф.з
ф.з
Тогда в соответс твии с (7 . 14) на один переданный информацион­
ный · разряд будет приходиться 1Rид= 1(m +Lk) /т разрядов. Если же
только прямой канал идеальный, то среднее число разрядов, при­
ходящееся на один переданный информационный, можно опреде­
лить по формуле
R.
=m,+k {(l - P' )...t ..[l+(M-l)P~_
0]1
ид1
2m
ф.з '
1- р'
,•
о.о
Возьмем отношение Rид 1 /,Rид, получим
Rид~ =- 1{(l-P' )+[l+(M-l)P~_
0]}·
Rид 2
ф.з
2(1-Р~ 0)
Ес ли предположить, что Р'ф.з<< 1, то это выражение преобразуется
к виду
Rид1 = _1[l+ 1+(М-:1)Р~.о].
Rид 2
2(1-Р0 _ 0)
158


В соответствии с этим выр ажением пост­
роен график зависимос ти Rци.1/R,щ=
=f(Р10.0) (рис. 7.12) . Из графика видно,
что даже при идеальном прямом канале
его пропускная способность существенно
определяется состоянием обратного кана ­
ла переда ч и информации. При пло х ом
состоянии обратного канала (Р 1 о . о--+ 1)
по прямому каналу практически прекра ­
щается передача сообщений i(!Rид 1/Rид) --+
-+=]. Поэтому в СПД, у которых прямой
и обратный каналы мо гут находиться в
разных состояниях, необходимо алгоритм
функционирования усложнять с тем, что ­
бы устранить столь значительное влия ­
ние одного канала на другой. В этом слу ­
чае у аппаратуры передачи данных дол­
жна быть разная реакция на сигнал пе ­
респроса и на факт обнаружения ошибки.
,(,1и,
!(ui/
!8
/(j
14
12
10
8
(j
4
2
1
/
/
J
/
/
V
V
.,.,v
1-- ,,_ .
0,1 O,Z O,J 0,1, 0,5 0,5 0,7 /f;0
~1 ....
Рис. 7.< 12 . Завионмость
R11д1/IR.ид от ·вероя111юсти
возникновения обнаружен•
ной -ошибки •В обратном ка-
111 апе
7.8. Некоторые рекомендации по выбору способов
повышения достоверности передачи цифровой
•
информации
При проектировании систем передачи данных выбор того или
иного метода повышения достоверности о п ределяется рядом при­
чин, основными из которых являются:
-
требуемая дост оверность передачи информации;
-
интенсивность и закон распределения ошибок;
-
имеющиеся в наличии каналы связи (симп лексные или дуп-
лексные);
-
экономи ч еские возможности .
При отсутствии обратной связи может быть использовано мно­
гократное повторение или коды с исправлением ошибок. Если
ошибки в r<аныrе связи ,взаимонезависттмы, то вероятность возник­
новения ошибок большой кратности мала и в этих у словиях можно
использовать коды с исправлением ошибок. Если же возникающие
ошибки гр уппируются, то кодирующие и декодирующие устрой ­
ства получаются сложными. Кро.ме того, трудно предусмотреть
возможную длительность групповор~ ошибки. Поэтому в таких ус­
ловиях лучше применять СПД с многократным повторением, кото­
рые менее чувствительны к статистике возникающих ошибок. При
наличии дуплексных каналов связи можно применять СПД с об­
ратной связью. При одинаковых прямом и обратном каналах СПД
с РОС и СПД с ИОС обеспечивают практически одинаковую дос­
товерность передачи информации. Однако в СПД с ИОС обратный
канал более загружен решением задачи повыш ения достоверности,
чем у СПД ·с РОС. у СПД с РОС прямой канал более загружен
1159


сигналами, обе с печивающими ре ш ение задачи повышени я досто­
верности, чем у СПД с ИОС .
При удовлетв ор ительном сос тоянии обоих каналов СПД с об ­
ратной связью обладают наибольшей эффективностью. Однако при
ухудшении отношения сигнал/помеха может случиться , что такие
СПД оказываются менее эффективны, чем системы без обратной
связи. В системах же с РОС, ко т орые одинаково реагируют на .
сигнал перес п роса и на факт обнар ужения ошибки, при плохом
состоянии даже одно г о канала м ожет практически прекращаться
передача информации в о б оих напра,влениях . Поэтому п ри пост­
роении СПД желательно использовать ком п лексный метод повы­
шения достоверности. При эт ом в случае хорошего состояния обоих
каналов система должна работать как СПД с РОС. При п лохом
же сос тоянии одно г о из каналов этот канал должен отключаться
и СПД необходимо п ер е ключить в режи м работы без обратной
связи.
В АСУ кодовая комбинация может проходить ряд звен ь ев, в
каждо м из которых мож ет быть использован тот или иной метод
повышения достоверности. На рис . 7. 13 показан вариант, при ко -
Роо:,
Рно3
flgoz
АПД
Роо 1
38!1
АПД
Рно1
р/10
Рно
f
z
Рис. 7.13. Контроль ~прохождения информации в раз­
ли ч ных з веньях
тором в звеньях ЭВ М -А ПД , ЭВМ-ЭВМ и в си стеме передач и
данных применены различные коды с вероятностями обнаруже­
ния и необнар ужения ошибок соответственно P a.ai и Рн. аi- Во всех
этих звеньях может быть примен ена обратная связь. Одна ко си­
стема может быть построена и так, что в каком-то з в ене исполь­
зована обратная св я зь, а в др у гом обратная связь отсутствует. ,
Предположим, что обратная связь используется во ·всех звеньях,
обратный канал связи ид е ален , но в разных звеньях прим еняются
разные коды . Тогда в соответствии с (7.8) вероятност ь правиль­
hо го пр иема кодовой комбина ции б удет равна
р ~1-[2 Рн.о1
прl
1-Ро.о 1
(7. 24)
Обозначим Рн.аi =РпiР'н.оi; Pa.ai =PпiP'a.oi, где Рпi - вероятность
появления ошибки, а Р'a.oi и Р'н.аi - вероятности того, что они
б удут обнар Ужены или не обнаружены в соответств у ющем звен е
:160


АСУ. Тогда при условии Po.oi~ 1 выражение (7.24) будет иметь
вид
Рпрl ~ l -Рп2Р~_02 2 ----+ 1 Рп3 Р~,оа·
:(7.211)
[
Рп1Р~.о 1
]
Рп2Р~.о 2
Поскольку обычно выполняется неравенст,во Рп 3Р'н.оз· ~l., то, :как
видно из этого выражения, введение общего контроля прохожде­
ния информации по всем звеньям ;(контроль в звене ЭВМ-ЗВМ)
значител ьно увеличивает вероятность правильного приема сооб­
щений . Так как каналы связи находятся в более трудных усло­
виях, чем звено ЭВМ-АПД, то всегда справедливо неравенство
Рп 1 <Рп2- Однако при использовании различных кодов может ока­
заться, что отношение Рщ/Рп2 в выражении (7.25) и .отношение
Рн.02! Рн.01 будут соизмеримы. Тогда существенное влияние на ·ухуд­
шение достоверности будет вносить звено ЭВМ-АПД. Поэтому
при проектировании АСУ необходимо добиваться, чтобы эффек- ·
тивность способов повышения достоверности во всех звеньях была
соизмерима или одинакова.
6- 145


Глава 8.
ПОМЕХОУСТОЙЧИВОЕ КОДИРОВАНИЕ
8.1. Принципы построения помехоустойчивых кодов
У обычного (непомехоу<;::гойчивого) кода для каждой кодовой
комбинации во. 'всей совоку~пности имеется другая кодовая комби­
нация, отличающаяся от первой лишь одним разрядом 1). При иска­
жении одного uз разрядов кодовая комбинация превратится в дру­
гую и поэтому будет прщrята с оши-бкой. Помехоустойчивf?IЙ код
отличается от обычного кода те.м, •что передаю.тся ,в канал не все
кодовые комбинации, которые можно сформировать из имеющего­
ся количества разрядов, а лиш ь некоторые из них, обладающие
определенным свойством и называемые разрешенными. Остальные
неиспользуемые кодовые комбинации называют запрещенными.
Таким образом, все м ножество N =2n кодовых комбинаций (п ­
число разря дов в к одово й комбина ции) разбивается на два под­
множества.
Процесс кодирования схематично показан на рис. 8.1, где пе­
реход от одной точки к другой соответствует изменению одного
из разрядов. Из рисунка видно, что ближайшие комбинации равно-
!(0111f11нaцuu
рu8ноrJоступного
/fOrJU
l<oн1Jшt(lЦU/J
помехоустоi1ч118020
кotla
о /JаJрешенные коr7о8ые комоuнации
Jапрещеннь1е NorJotlыe ком!fuнации,
Р.ис. 8.1 . Процесс кодирования
\) Такие коды называют равнодоступн,ыми .
•
162


доступного кода отличаются друг от друга одним разрядом, и по ~
этому искажение даже ·одного разряда нельзя обнаружить. Есл~
в результате искажений передаваемая кодовая комбинация перей ~
дет в подмножество запрещенных комбинаций, то ошибка будет
обнаружена. Коды, позволяющие только определить наличие ошиб ~
ки, но не указывающие номер искаженных разрядов, называют
кодами с обнаружением ошибок. При необходимости исправле ­
ния некоторых возникающих искажений все множество код0вых
комбинаций N =2n ,разби-вается на N 0 непересекающихся подмно ­
.жеств. Каждое из этих подмножеств приписывается к одной из N0
разрешенных кодовых комбинаций. Если принятая кодовая ком ­
бинация Aj входит в подмножество Noj (A j ENoj), то принимаетс я
решение, что передана комбинация Aj (рис. 8.2) . Следоват е ль.но, ес­
ли принятая кодовая ком б инация ост ал а,сь в том же подмножестве ,.
что и передаваемая, то прием будет без ошибки . Если же комбина­
ция в результате искажений переходит в другое подмножество, то•
прием будет с ошибкой. Коды, которые не только обнаруживаю т
ошибку, но и указывают номер искаженной позиции, называются
кодами с исправлением ошибок . При использовании помехоустой ­
чивого кода в канал -связи передаются только разрешенные кодо ­
вые комбинации. Если бы не было помех, то для передачи этих
кодовых комбинаций потребовалось бы меньшее число paзpядoв­
n0 = log2 N0 <n. Таким образом, обнаружение и исправление возни­
кающих в каналах связи ошибок достигается за счет введения в
передаваемые кодовые комбинации избыточных разрядов .
1
Покажем возможность обнаружения и исправления ошибок на
простейшем примере. Предположим, что информация передается
т-разрядным двоичным кодом. След,авательно, число всех возмож­
ных кодовых комбинаций будет равно N 0 =2m. К каждой кодовой
комбинации добавим один разряд n = m+ 1. Значение этого разря:
да выберем так, что.бы сумма единиц в кодовой комбинации былq
всегда четной (либо всегда нечетной). В результате этого щ1ждая
из N0 ,кодовых комбинаций будет отличаться друг от друга не ме ­
нее чем двумя разрядами. При таком коде одиночная (либо любая
нечетная) ошибка, .изменяющая число единиц на нечетное (либо'
на четное), будет обнаружена .
Если же в кодовую комбинацию ввести большее количество
дополнительных ,разрядов, то можно не только обнаруживать, но
и исправлять ошибки. Например, если любые две разрешенные
кодовые комбинации отличаются друг от друга не менее чем тремя
разрядами, то одиночная ошибка исказит информацию так, что
ошибочная комбинация будет отличаться от истинной только одним
разрядом и останется в области, относящейся к передаваемой ко ­
довой комбинации, и поэтому может быть исправлена.
Поясним: все сказанное на геометрической модели. При помо ~
щи трехразрядного двоичного кода можно получить 23 = 8 комбина ­
ций (ООО, 001, О 1 О, О 11,100, 1 О 1, 11 О, 111). Каждую кодовую
комбинацию можно представить точкой в трехмерном простран­
стве . Используя для передачи и11формации половину комбинаций ,
6*
163


например ООО, 1О1, 11О и О11 (рис. 8.3), можно обнаружить
одиночную (нечетную) ошибку, так как любая одиночная ,(нечет­
ная) ошибка переведет разрешенную комбинацию в запрещенную
(11,ОО,ОО1,О1О,111).
Для исправления одиночной ошибки разобьем все множество
ком бинаций на две области (,см. рис. 8.3) и будем передавать толь-
ко две кодовые комбинации:
N0j-поilмножест8о 1 1 О и О О 1. В этом случае
ИспраfJление одиночная ошибка оставляет
(праfJильныи кодовую комбинацию в обла-
прцен)
u
сти, относящеися к передавае-
С) Разрешенt1ыt: коtlо6ые коно11t1ац1111
•. Запрещенные кооо8ые l(0/1OUtlaцuц
у
.ii! х
Р.ис. 8:2: Принцип исправления возникаю- Рис. 8.3. Геометрическая модель
щих ошибок
помехоустойчивого кода
мой кодовой комбинации. Так, при искажении одного разряда в
комбинацииОО1онапревратитсявООО,иливО11,илив1О1.
Все эти комбинации находятся в той же области, что и комбина­
цияОО1.
Введением определенного количества дополнительных разрядов
устанавливается нужное кодовое расстояние между комбинация­
ми. На.пример, для обнаружения одиночных ошибок расстояние
между кодовыми комбинациями должно быть не менее двух, для
исправлен ия одиночной ошибки расстояние должно быть не менее
трех разрядов. При э-гом под кодовым или под хэмминговым ,рас­
сrоянием понимают минимальное число поз.иций, на которых сим­
волы одной комбинации данного кода отличаются от символов
другой кодовой комбинации. Например, кодовое расстояние между
комбинациями1О1О1и11111равнодвум.Вобщемслучае
:юодовое расстояние между комбинациями 1i и j выражается фор­
мул ой
п
dii • ~ (хн/ ЕВ Хл,),
k=I
164


где Xi1, -
символ на rk-й позиции i-й кодовой комбинации; знак ЕJЭ
означает суммирование по модулю 2.
Определим, как связана величина d с кратностью обнаруживае ­
мых (to) и исправляемых (tи) ошибок . Ошибка не обнаруживает­
ся, если одна разрешенная кодовая комбинация в результат е
искажений преобра зуется в другую разрешенную. Следовательно,
d
1-я разрешешю·,,~.,,---=---+-iг-------1
l(оtlо8ая - кон­
ош1ац11я
1апрещенные
l(0tfo8ыe
XOMOllltaЦUIJ
Z-я р_а:;решенно11
коt!о!lая !(ОноинL­
цuя
Ри{;. 8.4. К определе.юпо зависимости кратности обнаруживае­
мых и исправляемых ошибок от кодового расстояния
для обеспече ния возможности обнаружения всех ошибок кратности
до to в1<лючительно необходимо, чтобы кодавое расстояние было
ра,вно (рис. 8.4)
(8.1)
Переход от одной точки к другой на рис. 8.4 соответствует иска­
жению одного разряда. Поскольку для обеспечения возможности
исправления всех ошибок кратности до tи включительно необходи ­
мо, чтобы принятая кодовая комбинация осталась в подмножестве,
которое ей принадлежит, то кодовое расстояние в этом случае
должно быть равно
dиспр> 1+2iи.
(8.2)
Сравнивая выражения (8.1) и (8.2), видим, что код, который мо­
жет исправлять ошибки кратности tи, может обнс1ружить ошибки
кратНО{:ТИ to = 2tи .
Аналогично можно показать, что для одновременного исправ­
ления ошибок кратности tи и обнаружения ошибок_ кратности fo
кодовое расстояние должно быть равно
(8.3)
Формулы (8.1 ) - (8 .3) устанавливают зависимость между кодовым
расстоянием и кратностью исправляемых или обнаруживаемы х
165


ошибок. Ощ-rако это не значит, что ошибки большей кратнос,т:и не
будут обнаруживаться . Часть таких ошибок обнар уж ивается, но
процент их невелик.
Необходимое расстояние d, а следователыно, и ~помехоустой чивость кода
о,пределяю1'ся избыточностью кода, под которо й 1пон11-мают отношение R=
п-т
k
=-
--=
-
, где ,k - число про вероч ных (избыточных) разрядов; п - число
п
п
разрядов в ·кодовой ,ко·мбинацпи .
Определим ,количество ,проверочных разрядов, необходимое дл я и,с·правле­
н:ия t" ошибок. Для этого необходим о, чтобы с помощью проверочных разрядов
можно было о,писать следующие ,ситуации:
ошибка отсутствует
оди,ночная ошибка
двукратная ошибка
ошибка кратности tп
1 случай
С' n ·случаев
С 2 ,. ,случаев
Сtи
п случаев.
Таким образом, количество проверочных разрядов ,k для испра •вле,ния оши­
бок кратности tп и менее определяет-ся из следующего неравенства:
tи
tи
2k>~с;'откудаk>]og2Lс~.
(8.4)
i=O
Да,нным выражением можно вос1пользоваться и для нахождения числа []рове­
рочных единичных элементов 'для о:бнаруже'НИЯ ошибок. Для этого ,не,обходимо
использовать то-т факт, что число обнаруживаемых ошибо,к io .в два ·раза боль- .
ше числа ис1правляе,мых, т. е . to = ,2trr .
Следовательно, для обнаружения .!а ошибок количество про верочных еди­
ничных элементов должно удовлетво·рять неравенству
t0/2
k;;,:: 1og2 ~ с;.
(8,5)
i=O
Бели же число обнаруживаемых ошибок 'Нечетно, то количество необходимых
до,полнительных е,диничных элементов можно О1Пределить из следующих рассуж­
дений. Известно, что до·ба'Вление одного про,верочного разряда уве личивает крат­
ность обнаруживаемых ·ошибок на единицу. Поэтому при •нечетном числе о:бна­
руживаемых ошибо,к ,величину 'k .в выражении (8.5) необходимо заменить на
t0
t0- 1
k-1,а2 на--2
-
.
Следовательно, :выражение для о:пределения количества
лровероч,ных единичных элементов при нечетном io -будет иметь вид
t0-I
---т-
k>1+Iog2 ~ с;.
(8.6)
i=O
Пример. Кодовая комбинац:ия содержит m= 10 информационных €диничных
элементов . Определить необходимое число проверочных единичных элементов
для исправления любой д,вукратной ошиб1ш.
Решение. Выражение (8.4) для заданных условий будет иметь вид
п(п-1)
К>log(С~+~с~+ С;), или 2k > 1+п+----
2
'166
(8. 7)


В с_оответствии с этим выражением ,составим таблицу:
k
4
5
6
7
1
8
•
п(п-1)1
106
121
137
154
1
172
1+п4 2
2ti
1
16
32
64
128
1
256
I:1.з таблицы видно, что условие (8.7) выполняе'I'ся только 1при k;;;,,,8 разрядах.
От в е т. k=8 .разрясп:о•в.
.
.
По ф-лам (8.4) и \(8.5) можно определить mредел числа избыточных разря-
дов. Практически же ,количество из·быточных разрядов ~превышает указанное
число.
\
Важными показателями кода являются коэффициенты обнару-
живаемых Кобн и необнаруживаемых Кнеобн ошибок, под которыми
понимают отношение числа обнаруживаемых (необнаруживаемых)
ошибок к числ у всех возможных ошибок. Ошибки не обнаружива­
ются, когда передаваемая кодовая комбинация преобразуется в
другую разрешенную. Число всех разрешенных комбинаций при
т информационных разрядов равно 21n. Следовательно, при пере­
даче какой-либо кодовой комбинации возможное число случаев
необнаружения ошибок будет равно
(8.8)
Поскольку число всех возможных вариантов ошибок равно 21\ где
п - количество разрядов в кодовой комбинации, то ,выражение для
определения величины Кнеобн будет иметь вид:
=----= ---
(8.9)
где k=n-m - число избыточных разрядов. Так как число всех
запрещенных кодовых комбинаций равно 2п-2m, то коэффициент
Кобн может быть определен из выражения:
Кобн =
(8.10)
Из выраж е ния i (8.8) видно, что число необнаруженных ошибок
не зави·сит от количества избыточных разрядов (1k). В то же время
при увеличении ;k возрастает кратность необнарУженных ошибок,
что приводит к уменьшению вероятности возникновения таких
ошибок. · С этой точки зрения значение k желательно выбирать
большим. Однако проверочные разряды информации не несут и их
большое число приводит к увеличению избыточности, допустимая
величина которой ограничивает значение k. Кроме того, с увели-
167


чением числа k значительно усложняются кодирующие и декоди­
рующие устройства, что приводит к уменьшению надежности их
функционирования. С учетом показателей надежности функциони­
рования элементов вероятность правильного приема кодовой ком­
бинации равна
Рп.п = (1 -Р0ш) Рб.р (t),
где Раш - вероятность приема кодовой комбинации с ошибкой;
Рб.р(t) - вероятность безотказной работы устройства за время
передачи кодовой комбинации. Таким образом, при уменьшении
Рб.р(t) вероятность правильного приема кодовой комбинации мо­
жет не повыситься, а, наоборот, снизиться.
Каждый проверочный разряд является функцией определенных
информационных разрядов. Конкретно, какие информационные
разряды участвуют в формировании данного проверочного и по
какому закону он формируется, определяется алгоритмом построе­
ния данного кода. Наиболее часто значение каждого проверочно­
го разряда 1(1«0» или к<l») выбирается так, чтобы сумма по моду­
лю 2 определенных информационных и данного проверочного раз­
рядqв была равна О. Проверочные разряды могут располагаться
в кодовой комбинации на любом месте.
8.2. Классификация помехоустойчивых кодов
В настоящее время ведутся работы по созданию кодов, обеспе­
чивающих высокую достоверность при малой величине изGыточ­
ности и простоте схемных реализаций кодирующих и декодирую­
щих устройств. Разнообразие существующих кодов может быть в
некоторой степени отображено на схеме (рис. 8.5).
Блочными кодами являются коды, в которых каждому сооб­
щению ставится в однозначное соответствие блок из п символов
или блоки с разным числом символов. В соответствии с этим блоч­
ные коды делятся на равномерные и неравно,иерные. Основное
внимание при разработке кодов уделено равномерным кодам.
Непрерывные коды представляют непрерывную последователь­
ность информационных и проверочных разрядов. К непрерывным
кодам относится цепной код.
Равномерные блочные коды бывают разделимые и .нераздели­
мые. Под разделимым: понимают код, в котором разряды могут
быть принципиально разделены на проверочные и информацион­
ные. При этом места проверочных и информационных разрядов в
кодовой комбинации вполне определены . В неразделимых кодах
деление на информационные и проверочные разряды отсутствует.
Примером таких кодов являются коды с постоянным весом. Раз­
делимые коды подразделяются на систематические и несистема­
тические.
Систематическими кодами называют такие, у которых сумма
по модулю 2 двух разрешенных комбинаций кода дает. комбина­
цию того же кода. Примерами систематических кодов являются
ll68


Pa8HOMt'jJH6/ll
1(006/
/flLKЛl/1/llC/fl/,ll
lt'OQ6I
lloмe.ro!lcmoii.чt18ыe
!(0rl61
.
OЛO'IH61ll
l(Ofl6I
ffotl61
XЗMMlLЩfl.
!fcлнoiJ.
l(Od
l(orJм
с лocmORHH6/M
t:OM
lr'oo .
. 61 с нонтрот
Н6/М CflMMUjJO-
IJtIHUllM
Рис . 8.5. ·К:ла~ссифика,ция помехоустойчивых кодов
циклические коды и коды Хэмминга. Для систематического кода
применяется обозначение (п, т)-код, где п -число всех разрядов
в кодовой комбинации, т - число информационных разрядов. Не­
систематические коды указанным выше свойством не обладают.
Примером несистематического кода является код с контроль­
ным суммированием, в котором проверочные разряды представ­
ляют запись суммы единиц в кодовой комбинации.
Все перечисленные ,выше коды, в принципе, могут быть исполь­
зованы как в качестве обнаруживающих, так и в качестве исправ­
ляющих ошибки кодов. Однако на практике одни коды находя1
. наибольшее
применение как обнаруживающие, другие - как коды
с исправлением ошибок. Например, цепной код чаще используется
как код с исправлением ошибок.
8.3. Способы описания помехоустойчивых кодов
При задании кода обычно указыв ~ ют, какие информационные
единичные элементы . участвуют в формировании каждого из k про ­
верочных разрядов. Например, для кода с n = 5, m=.З и k=2 каж­
дый проверочный разряд Пi определяется по правилу
П1=И2Е1ЭИз, П2 =И1Е1ЭИ2,
где И - информационные разряды . Комбинация такого кода за­
писывается в виде П2П 1 И3 И2И 1 . При задании кода можно указать
все разрешенные для этого кода комбинации. Для систематиче­
ских кодов способ задания кода можн9 значительно упростить .
Покажем это. Пусть кодовые комбинации содержат т информа-
169


ционных разрядов. Тогда число всех разрешенных кодовых комби­
наций будет равно N 0 =211i. Выпишем эти кодовые комбинации в
виде таблицы, которая будет содержать 2m строк и п столбцов
(n=k+m). Для приведенного ранее примера таблица будет иметь
вид
ооооо
о ОО1
11О1О
1ОО11
1О1ОО
111О1
О111О
оо111
Выберем из всех кодовых комбинаций только линейно независи ­
мые 1J. Число таких кодовых комбинаций равно .т. Для приведен ­
ного примера такими комбинациями могут быть, например, ком­
бинации вида
1)О1ОО1
11ОIО
2)О1ОО1
10011 .
.
o'i'110 ·
3)ОIОО1
1.0О11
· 1"o:·'i·oо··
'
•
'
ОО111•.
Все др.У,гие кодовые комбинации можно получить суммированием
по модулю 2 линейных независимых комбинаций . В таком .слу чае
говорят, .что любая совокупность линейно независимых строк по­
рождает систематический код. Обычно линейно независи.мые ко­
довые комбинации записывают в виде матрицы размер<;>м nXm,
которую называют' порождающей матрицей и обозначают G(n, т).
Наиболее . часто порождающие матрицы записывают в так назы­
ваемой канонической форме. При этом первые (последние) т
столбцов этой матрицы содержат по одной единице и образуют
единичную матрицу. Остальные столбцы указывают правила . фор­
мирования проверочных единичных элементов. Так, для пр.иведен­
ного примера порождающая матрица в канонической форме имеет
вид
•
О11ОО
G(5,3)= 11О1О
1ООО1
Из примера видно, что последние три столбца составляют единич­
ную матрицу
1ОО
1(mXm)= О1О
ОО1
1> Под линейно нез ависимыми ющовыми ко,мбинациями понимают такие,
су,мма по модулю 2 которых (.в любом, сочетании) не р~в•н~ .,нулю.
..·! •
170


второй' столбец указывает, что при формировании первого прове­
рочного разряда участвуют второй и третий информационные раз­
ряды. Первый столбец указывает, что при формировании второго
проверочного разряда участвуют первый и ,второй информацион­
ные разряды. Таким образом, при написании порождающей мат­
рицы в канонической . форме сначала пишут единичную матрицу
размером mxim, а затем приписывают к ней k столбцов, каждый
из которых указывает пра·вила формирования проверочных разря­
дов. Обозначают порождающую матрицу, написанную в канони­
ческой фqрме, следующим образом:
G (п, m) == 11 Rk xmlmll,
(8.11)
Каноническая форма порождающей матрицы может быть напи­
сана и -в виде
. G(n, m) = lllmRk xт\1-
Пpимep. Написать по,рождающую .матр,ицу для кода (7,4), .который исполь­
зует следующие правила формирования проверочных единичных элементов:
П1 =И2 ЕJЭИ3 ЕJЭИ4 ,
· П2 =И1 Е!ЭИ2 Е!ЭИ4 ,
П3=И1Е!ЭИ3Е!ЭИ4.
Матрица· Rkxm в- соответствии с указанными проверками имеет вид
1О1
О11
11О
Следов_ательно , порождающая матри ца будет ,иметь вид
1111000
G (7,4) =
1О1О1ОО
0110010
1100001
(8.12)
Процесс кодирования математически записывается в виде про­
изведения матрицы-строки, отображающей передаваемую кодовую
комбинацию, на порождающую матрицу. Предположим, что пере­
даваемая кодовая комбина,ция записана так:
И'= \ИтИт-1 • .. l f1[,
Тогда процесс кодирования запишется в виде
р =И' G(п, m) = пkпk-1 ... П1 Ит Ит-1:Ит-2
": И2И1
---------
проверочные
информационные разряды .
разряды
В результате кодирования получим комбинацию, где первые т
разрядов - информационные (Иi), а последние ,k разрядов - про­
верочные (Пj). Например, закодируем кодовую комбинацию
· 171


И'= 1 О 1 1 приведенным выше кодом (7,4). Для
матрицы И' и G: F = И'G(7,4). Получим 1)
этого перемножим
1111000
О1О1ОО
f=ll011\ 0110010 =10 О 1 О 1 1.
пров.
информ.
1ОООО1
разряды
При декодировании на приемной стороне проделывается столько
же проверок, сколько выполнялось и на переда_ющей. Каждая про­
верка включает, кроме информационных разрядов, проверочные
разряды. Так, для приведенного примера будут проделаны следу­
ющие проверки:
К1=и;+и;+н~+п;,
К2=и;+и;+и~+п;,
К3= и;+и;+И~+П~.
Здесь штрихом обозначены принятые разряды; К; - контрольные
разряды, формируемые на приемной стороне . Результат этих про­
верок указывает либо только на наличие или отсутствие ошибки ,
либо номер искаженного разряда. Математически удобно процесс
декодирования описывать произведением так называемой прове­
рочной матрицы Н (п, т) и матрицы-столбца, отображающей при­
нятую кодовую комбинацию. Для этого необходимо матрицу-стро­
ку, описывающую принятую кодовую комбинацию F', транспони­
ровать: К = Н(п, m)F'T. Проверочная матрица содержит 1k строк
и п столбцов. Каждая строка проверочной матрицы представляет
собой кодовую комбинацию, в которой 1«1» стоят только на пози­
циях, входящих в данную проверку. При этом последние т эле­
ментов указывают на участвующие в данной проверке 1.шформа­
ционные разряды, а первые ,k элементов - на проверочные. Так,
для приведенного кода (7,4) проверочная матрица имеет вид
Nстолбцов 1234567
001101
Н(7,4)= О1ОIО11
0011110
(8.13)
Поскольку как порождающая, так и проверочная матрицы опре­
деляются правилами проверки, то между ними существует одно­
значная связь. Как видно из выражения (8.12), правила проверки
любого кода заложены в первых k столбцах порождающей матри­
цы. В проверочной же матрице правила проверки заложены в
1) При выполнении в-сех математических •nреобразован -ий суммирование осу­
ществляется .по модулю 2.
172


строках. Таким образом, последние т элементов 1<аждо'й 'Строки
проверочной матрицы можно получить путем транспонирования :k
первых столбцов порождающей матрицы. Первые же k элементов
каждой строки матрицы Н составляют единичную матрицу разме­
ром kX.k . Следовательно, в общем виде проверочную матрицf
можно записать так:
Преобразование порождающей матрицы в проверочную (и наобо­
рот) для кода (7,4) схематично показано на рис. 8.6 . Вследствие
однозначной зависимости между матрицами G(n, т) и Н(п, т) си­
стематический код в ряде случаев за­
дается не порождающей матрицей, а
проверочной. Задание кода в виде про­
верочной м~трицы удобно тем, что
по ее виду достаточно легко опреде -
лить кодовое расстояние, а следова­
тельно, и обнаруживающие или кор­
ректирующие способности кода. Из­
вестно, что - кодовое расстояние d на
единицу больше минимального числа C( N=
проверок, в которые входит разряд.
Поэтому, выбрав из т последних стол-
j)ii,П:I
1111/
,....- ...!- _
101
!,
~
0J1
,..---"--,
lIО
бцов проверочной матрицы столбец с
минимальным весом (с минимальным
числом единиц) и сложив вес этого
столбца с единицей, получим значе­
ние d. Например, для кода (7,4) ми­
Рис. 8.6 . Преобразо•вание по ­
рождающей ,матрицы в тiро·ве­
рочную для жща (7,4)
нимальный вес последних четырех столбцов равен 2. Сже:п:ов-атель­
но, для этого кода d = 3.
8.4. Коды с проверкой на четность
При построении таких кодов передаваемая последователънос111,,
разрядов разбивается на группы. В наиболее простом случае про­
верка на четность производится в каждой группе, в результате
чего число единиц в группе доводится до четного. Та.к, кодовая
комбинация О 1 1 1 О в результате кодирования пре-0бразуется в
комбинацию О 1 1 1 О 1. Проверочная матрица кода с .rrроверкой
на четность имеет вид H(n,m) = ll 11 ... 11 . Основным недостат­
ком кода является необнаружение ошибо1< четной кратности. П(1)­
этому такие коды находят применение в тех звеньях АСУ, тде наи ­
более вероятнее одиночные ошибки, например в звене АПД­
ЭВМ. Ошибки же, возникающие в канале связи, имеют тенденцию
к группированию. Для устранения этого недостатка :гр·упnы раз­
рядов (кодовые комбинации) записываются в вище м,атрицы. За-
173


тем про~зводится проверка на ч е тность столбцов полученной мат-
рицы:
а11 а12 аlЗ
alg
а21 а22 а2з
a2g
а1, а1, а1,
a1g
С1
С2
С3
Cg
ci - a1iЕБa2iЕ9...ЕБali.
При наличии одной гр у.ппов_ой ошибки длиной не более g в,
каждую пров ерку будет входить не более одного искаженного раз­
. ряда
(произойдет декор реляция ошибок). Ошибки в этом случае
не будут обнаружены, если искажено четное число разрядов в
столб це.
Если ,пренебречь шестикратным и ошибками и предположить , ч то длина груп­
повой ошибки ,меньше g, то •вероятность ·необнаруженной ошибки для эт,ого
кода будет •
Рн.о= gCz+1 р2 (! - p)g (1+1)- 2 + [gCf+1 + ci(CI+1)] р4 (1 - p)g (1+1)-4.
Здесь ·первое слагаемое учитывает вероя'Гность возникновения двукратн·ой , а
второе - четырехкратной ошибки; 1 - число ~с трок ·матрицы; g- число ,столбцов .
Если ошибки независи мы, то данный код эквивалентен коду с
проверкой на четность по строкам. Если же ошибки коррелирован­
ны, то за . счет проЕ,ер.ки разнесенных разрядов ' (за счет декорре­
ляции _ ошибок) данный код будет более помехоустойчивым. Не­
достатком такого кода является некоторое у сложнение кодирую­
щих и декодирующих устройств. Декорреляция ошибок произво­
дится и в том ·случае , если проверку на четность про изв одить по
диагоналям матрицы. С точки зрения помехоустойчивости этот код
аналогичен предыдущему.
Для повышения обнар уживаю щей способности проверка на чет­
ность может быть проведена одновременно по сто лб цам и диаго­
налям или по строкам и , столбцам. Последний код называют мат­
ричным. в данном коде проверочные разряды формируются по
следую щим прави~ам:
a1g •Ь1 Ь;= ali ЕЕ) а2; ЕЕ) ...ЕЕ) ag;,
сj = a1j ЕЕ) a2j ЕЕ) ...ЕЕ)а/J•
С1 С2
Cg
Для увеличения обнар уживаю щей способности проверке на
четность подв ергает ёя также последовательность проверочных раз­
рядов, пол учен нь1х 'при nров ерке по строкам _ или столбцам. При
таком г'rостроениц ' кода _будут обнаружены все одиноч.ные двойные
•
.
,.·1.
1
,
•
1.,.
. 174
(,,i


и тройные ошибки, ~ также все нечетные qщ~бЕ:,И ,И некоторые чет-
ные ошибки большеи кратности.
• .....
:
·,
,
_
.
Матричные коды могут использоват;ься · в , соч.етании с другими
кодами. В этом случае каждая строка матрицы является разре ­
шенной комбинацией какого-либо кода. Матричттые коды об,ла­
дают высокой обнаруживающей способность_ю и. находят широкое
применение в СПД.
••
••
8 .5. Коды с постоянным: весом '
Под кодом с постоянным в е сом понимают , двоичный р_авномер •
ный код, в котором все разрешенные комбинации содержат оди ­
наковое число единиц . Такой код обеспечивае:r: , обнаружение всех
ошибок, за исключе н ием тех случаев, когда, ., . цесколько единиц
пре,вратятся в нули, а столько ж е нулей - в единицы . Эти ошибки
называют ошибками смещения. .
•
•
_
.
.
Основным достоинством этих кодов является ·:их высокая поме·
хоустойчивость в асимметричных каналах. Нед9с;та.ток состоит_ в
том, что из-за отсутствия четкого раздел_ения·., ц~ .,информационные
и прооерочные разряды для кодирования и щщодирования не_об ­
ходимы достаточно сложные кодопреобразовате.ли. .. ,
В настоящее время широкое распрострщн:~нце . получил:и коды :
«.2 из 5», «3 , из 6», «3 из 7», ~4 из 8», «3 из 8».. В . семиэ,л.ементном
коде (коде «3 из 7») количество кодовых •ком~i.наций " с соотно­
шением единиц и нулей 3 : 4 равно 35. Кодом с постоянным весом
как в пределах кодовой комбuнации, так тт в пределах длитещ,но ·
сти одного информационного разряда _является так называемый
биимпульсный код. Кодирование в этом случае заключается в :~:ом,
что информация о «О» · и «1 » содержится в двух импульсах прот~­
воположной полярности и с опреде-
ленной последовательностью смены и, 1 •
·,
о•1•
1
•
этой полярности. Например, при . пе- ~
;====i. _ t
_•
редаче «1» первый из двух имп у ль- lff \ r
:
0•:.1
:
1
.
сов положительный, а второй - от-
, ГL~__-=f=+=L___Г'c:::J' t _
рицательный. При передаче «О» 1
первый импульс отрицательный, а Рис. 8_7; '1( ilоя сн ению апособа
второй~положител:ьный (рис. 8.7) . . построения qиимпульсного кода
Нар у шение
последовательности
..
.,
,.
_
смены полярности импульсов может быть iзь~зв-а'но появлением
ложного импульса или пропаданием каКОГС('{!Иб() импульса. ,, , Это
будет свидетельствовать о наличии ошибки в r,:Ьдо)зой комбинации:.
Ошибка не обнар уживается тальк.о, когда • в оД!-iой паре импуль­
сов, соответствующих данному инфор м 'ационному разряду, иска -
зились оба импульса .
••
•
8.6. Циклические . :коды
Способы описания циклических кодов_. Из изв е стных помехо ­
устойчивых кодов циклические коды отлич-а.ю.т.ся , высокой эффек­
тивностью обнаружения ошибок и сравнительной простотой реа-
175


л·иза-цил- кодирующих и декодирующих устройств. Название этого
класса кодов произошло от основного их свойства, заключающе­
tося- в том, что если кодовая комбинация а0, а1, а2, ... ,
ап...:. 1 , ап
принадлежат коду А, то комбинация ап, а0 , а1 , ..., an-t, получен­
ная циклической перестановкой элементов, также принадлежит
коду А. Циклические коды достаточно часто описываются с ис ­
иоль.зов.анием многочленов переменной х.
Цифры двоичного кода можно рассматривать как коэффициен­
ты многочлена переменной . х. Например, за п исанное в двоичном
коде сообщение 1 О О 1 1 О 1 может быть представлено многочленом
вид-а: 1-х6+0-х5+0-х4+ 1-х3+ 1-х2+0-х+ 1= х6+х3+х2+ 1. При та­
ком пр_едставлении кодов математические операции с полученными
многочленами производятся в соответствии с законами обычной
алrеб'ры, з·а исключением того, что сложение осуществляется по
модулю 2: ха+ха = О; ха+О=ха; 0+0 = 0. Принцип обнаружения
оm;ибок при помощи циклического кода заключается в том, что в
качестве разрешенных кодовых комбинаций принимаются такие
комбинации, которые делятся без остатка на некоторый заранее
выбранный исходный (образующий) многочлен Р(х) . Если приня ­
тая комбинация искажена, то это условие на приемной стороне не
будет выполнено, в результате чего формируется сигнал, указы­
вающий на наличие ошибки.
В пр<Щессе кодирования сообщения многочлен G(x), отобра ­
жающий двоичный код передаваемого сообщения, умножается на
xk. При этом длина кодовой комбинации увеличивается на k р::~з­
рядов, кото.рые предназначены для проверочных разрядов. Произ­
ведение ,G(x)xk делят на так называемый исходный (образующий)
многочл-ен Р,(х), и остаток от этого деления ,R ( х) суммируют с
произведением -G(x)xk. Полученная кодовая комбинация, описы ­
ваемая кодовым многочленом F(x) = ·G(x)x"+R(x), делится без
остап;а на исходный многочлен Р(х). Это можно показать сле­
дующим образом. Если обозначить 1f (х) частное от деления G(x)xk
на Р(х), то будет справедливо равенство G(x)xk = lf(x)P(x) +R(x).
Переносим R(x) за знак равенства, получим G(x)xk+R(x) =
=f(x)P·tx).
При таком методе построения коэффициенты при высших сте­
пенях х являются обозначениями информационных разрядов, а
коэффициенты при етепенях порядка ,k-1 и ниже - проверочными.
Пример. Дано: 11 = 7, m=4, :k = З и Р(х) =х3 +х~+1. Требуется за:кодировать
сообщение 1 О 1 1. Длs:1 кодирования сообщения 1 О 1 1, соотвеl'ствующего мно ­
rочлену G(x),=x 3-+x+t, разделим G(x)x 3 на Р(х):
xs+х4+хз)хз+х2+1
х6+х0+х3
-
--
--
хз+хz
хо+ х4
_л5+х4+xz
R(х)=х2
В, итщ:е: ЭJ'.ОЙ; операции ~nмучим остаток R(х) = Х2 .
176


Суммируя ~произведение G(x)x3 с полученным остатком, 1Получим -кодо-вый
мн огочле-н
F(х)=G(х)х3+R(х)=х6+х4+х3+х2.
В двоичном коде этому многочлену соответств ует ,кодов а.я комбинация 1 О 1 1 1 О О,
в .которой ,проверочные разряды занимают три .последние .позиции.
Принятое сообщение, которое обозначим F'(x), можно предста­
вить в виде суммы двух слагаемых: многочлена, сформированного
на передающей стороне F(x), и многочлена ошибки Е(х): F'(x) =
= ,F(x) +Е(х) . Э1'от многочлен подвергается делению на Р(х). Ес­
ли деление производится без остатка, то пр.инимается решение,
что информ' ация не искажена.
В случае применения циклического кода в качестве кода с ис­
правлением ошибок места искаженных разрядов определяются пу­
тем анализа остатка, получившегося после деления пр.инятой ко­
довой комбинации на исходный многочлен. Очень часто цикличе­
ские коды задаются проверочными или порождающими матрицами .
Вид этих матриц определяется ,образующим многочленом Р(х).
Так, каждый столбец канонической форм'ьi проверочной матрицы
можно определить путем нахождения остатка от деления одночле-
✓ на x i(Q ~i ~n -1) на многочлен Р(х). Например, построим про­
верочную матрицу, если n=7 и Р(х) =х3 +х+ 1:
1
х0 : (х1 +х+ 1)-+R (х)=х0--+ О
о
о
х2 : (х3+х+ 1)-+R (х)=Х2 --+ О
1
о
х4 : (х3 + х+ 1)--+R(x)=x2+x-+ 1
1
11
х6 :(х3 + х+ 1)-+R(x)=x2 + 1-+ ~ /
о
x 1 :(x3 +x+l)-+R(x)=X1 --+ 1
о
1
х3 : (x 3 +x-t -1 )--+R(x)--+x+ 1-+ 1
о
х5 : (х3 +х + l)--+R(x)=x2 + x+ 1--+ 1
1
Следовательно, проверочная матрица Н (7,4) будет иметь вид
Nстолбцов1234567
001011
H(7,4)=lh1h2h3h4h5h6h7J= О 1О 1
О
(8.15)
ОО1О
Поскольку циклический код является систематическим, то при ко­
ди ров ан ии и декодировании производится пров ерка на четность
о пр еделе нного сочетания информа ционных и про верочных разря­
дов . Анализируя матрицу (8 . 15), можно заметить, что она содер­
жит еди ничную матрицу / 3 (три столбца) и матрицу, которая оп-
177


ределяет правила проверки информационных разрядов (4, 5, 6 и:
7-й столбцы) .Rfx4. Строки матрицы ,Rfx4 можно определить сле­
дующим образом. Необходимо разделить двучлен вида xn+ 1 на
Р(х) степени k. В результате получим частное /(х), степень кото­
рого равна n-,k=m. Мо)!{НО показать, что последняя строка ;f11.(x)
матрицы Rfxm будет содержать все элементы многочлена ~(х) сте­
пени от О до т-1. Следующие строки матрицы Rfxm можно полу­
чить путем нахождения остатка от деления многочлена вида
f11.(x)xi(1<i~k -1) на многочлен f(x). В качестве примера опре­
делим таким способом проверочн ую матрицу Н (7,4) для. цикличе­
ского кода с образующим многочленом Р(х) = ,х3 +х + 1 при n=7.
В соответствии с (8.14) матрица Н (7,4) имеет вид Н 1 (7,4) =
= 1lз,Rfx4 1. Разделим двучлен х7 + 1 на Р(х):
f(х)=(~7+1):(х3+х+1)=х~+х2+х+1--+IО111.
Таким образом, последняя строка матрицы ,Rfx 4 имеет вид 1fз(х)-+
--+О 111, 1f 3 (x) =х2 +х+1 (содержит все элементы частного 1f(x)
степени от О до т-1) . Вторая строка будет равна остатку от де­
ления
xf3 (x):f(x)=x(x2 +x+ 1):(х4+х2 +х+ 1).
Остаток будет равен х3 +х2 +х--+1 1 1 О. Первая строка определя­
ется как остаток от деления x2,f 3 (х) :f (х) = (х•+хз+х2 ): (i4+x2 +x+1) .
Остаток будет равен х3 +х+ 1--+1 О 1 1. Таким образом, · матрица
Riх 4имеет вид
1О1
Rfx4= 11 О
О11
Проверочная же матрица будет иметь вид
1ООIО
Н(?,4)=III3R[x41[== О1О111О
0010111
Сравнивая эту матрицу с (8.15), видим, что они равны. Как изве­
стно, процесс кодирования, т. е. нахождения остатка от деления
многочлена F'(x)' на Р(х), математически описывается умноже­
нием проверочной матрицы на матрицу-столбец, отображающую
пр .инятую кодовую комбинацию
П1
П2
'1
R= Н(п, т) Пз
-
r2
Ит
(8.16)
'1'


В соответствии с правилами умножения матриц значение r1, r2 и r3
матрицы R определяется суммой по модулю 2 тех элементов пер­
вой (второй, третьей) строки матрицы Н, номер столбца которых
.соответствует номеру разряда со значением ,« 1» в принятой кодо­
вой комбинации. В результате значение матрицы R определяется
.суммой по модулю 2 определенных столбцов матри цы Н. При этом
номера столбцов совпадают с положение м 1«1» в принятой кодовой
комбинации. В процессе кодирования кодовая комбинация строит­
ся так, чтобы при отсутствии искажений остаток ,R был равен О.
Поэтому значение матрицы R определяется суммой тех столбцов
проверочной матрицы, номера которых совпадают с номерами
искаженных в кодовой комбинации едини чных элементов.
В ряде источников проверочная матрица циклического _кода
выражается через так называемую матрицу переходов S. Эта мат­
рица определяется видом образующего многочлена и способом по­
строения кодирующих и декодирующих устройств . Так, эта мат­
рица может иметь следующий вид:
0000 ... Qal
1ООО...Оа2
S= О1ОО•••Оа3
(S. l 'i)
оо1о...ой4
'
0000...1ak
где ai - коэффициенты в выражении образующего многочлена.
Пример. Написать ·матрицу сr~ереходов при P(x)=x~+ ~+l. Мн-огочлен Р(х)
можно ,написать в виде Р(х)=а.х 31+азх-2<+а 2х+а1х0 ,при а.=1; аз=О; az =l;
а 1 = 1. Тогда в соотве-гстiзии ,с (8.17) матрица перехО1дов будет иметь ,вид
ОО1
S= 1О1
О1О
Каждый столбе ц проверочной матрицы Hi =
(8 .18)
полу~ается
hkj
путем ум ножения матрицы Sj-l на первый столбец матрицы Н, т. е.
н Sj-lH
j=
1'
Обычно в качестве первого столбца берется матрица
'1
1
о
Н1= О
о
179
(8.19)


Тогда проверочную матрицу можно записать в виде
Н(п.m)=IIЕН1,SH1, S 2H 1, .••,sп-i Н111= 1[Е, S, S 2, .. . , sп-1//Н1, (8.20)
где Е - единичная матрица.
При декодировании после перемножения матриц Н •рт получи м
остаток, равный
hнh12 •. . h1п П1
h11П1+h12П1.+... +h1пИ1
h21 h22 ••• li2п П2
h21Пi+h22П2+ ...+h2пИi
R=
hз1hз2•••hзп Ит hз1П1+hз2П2+ ···+h3пИ1
hk, hk, ... hk
-
п
И1
hk,П1+hk,П2+...+hknИ1
hн
h12
h1п
h21
h22
h2п
hk
111
Подставив значение · H j , выраженное через матрицу S, п о л учим
формулу для остатка
R= 11ЕП1+sП2+S2Пз+...+sk-Iпk+
1
о
Sk
511-! и· 1' Q
+ Ит+...+
1;•
о
(8.21)
Свойства циклических кодов. 1. Если образующий многочлен
Р(х) содержит более одного члена, то циклический код обн а ружи­
вает все одиночные ошибки. При представлении циклического кода
многочленами одиночная ошибка описывается одночленом Е(х) =
=xi, где ,i-указывает номер искаженного разряда (0~i~n -1).
Поскольку одночлен не делится на многочлен без остатка, т о
ошибка будет обнаружена.
2. Циклический код с образующим многочленом Р(х) =х+ 1
обнаруживает все нечетные ошибки. Используя правила п ос трое­
ния проверочной матрицы для Р(х) =х+ 1, получим
н=11111...1J
При такой проверочной матрице остаток определяется суммой пе>
модулю 2 всех элементов принятой кодовой комбинации (проверка
на четность). Поэтому все искажения на нечетном количестве по­
зиций будут обнаружены.
180


3. Циклический код с многочленом Р(х) позволяет обнаружить.
все одиночные и двукратные ошибки, если число разрядов в ко­
доgой комбинации (п) не более длины цикла этого многочлена·
(е), т. е. п~е. Под длиной цикла многочлена понимают мин.ималь .­
ный показатель степени двучлена хе+ 1, при котором этот двучлен
-делится
без остатка на Р (х). Двукратная ошибка описывается
двучленом вида xi+xj=xЧxi-j+ 1). При п~е всегда справедливо)
неравенство •i-j<e. Из определения длины цикла сле дует, что)
двучлен xi-j+ 1 не делится без остатка на Р(х). Если длина кодо­
вой комбинации больше е, т. е . n>e, то все искажения, которые·
отображаются многочленом ошибки Е (х) = С (х) (хе+ 1), не будут­
обнаружены. Здесь С (х) - многочлен любой степени. Следователь­
но, при выбранном многочлене Р (х) степени k и длине цикла е чис­
ло информационных разрядов в кодовой комбинации должно быть..
равно m~e -k (так как n=im+k) .
4. Циклический код с многочленом Р(х) степени ,k обнаружи­
вает 100% групповых ошибок длительностью в ,k разрядов и ме­
нее. Любая групповая ошибка в k раз-рядов описывается много­
член.ом степени rk-1 xi(xk-1 +x1t-2 + . .. +1) . Многочлен же степе­
ни k-1 на многочлен степени k не делится.
5. Из всех ошибок длительностью k+ 1 разрядов не обнаружи-­
вается 1/2k-l часть. В этом случае многочлен ошибки имеет в.ид.
Е(х) =xiE 1(х), причем степень Е 1 (х) равна k. Число таких много­
членов равно 21t- 1
.
Только один из них делится на Р(х) без остат­
ка. Таким образом, из всех ошибок длительностью в k+ 1 разря ~
дов не обнаруживается 1;21t- 1 часть.
Пример. Для оrбразующего многочлена Р(х)=хЗ,+х2-+1. Ошибку длиУельно­
стью · в 4 разряща о:писывают многочлены
\
хз+х2+х+1,
хз+х2+1,
Е (х)-
1
-
х3+х+1
х3+1.
Число этих ·многочленов равно 2•- 1 = 4. Тол ько груП1повая ошибка , опи ,сываемая,
многочленом Е1(х) =х~+х2<+ 1, не обнаруживанся. Следовательно, Оl'носитель­
ное число необнаруженных ошибок четве·ртой кратности равно 1/2•- 1 = 1/4.
6. Из всех ошибок длительностью более k+ 1 разрядов не обна-­
руживается l/2k часть. Подобные ошибки описываются многочле­
ном Е (х) =xiE1 (х), при этом степень Е1 (х) равна k+s {s = 1, 2, ... ).
При делении такого многочлена на Р(х) получается 2k различных
остатков, из котО'рых только один равен О (что свидетельствует о ,
необнаружении ошибки) . В результате относительное число необ­
наруженных оfпибок равно 1/2k. Анализируя перечисленные свой­
ства циклического кода, можно увидеть, что способности кода по,
обнаружению (исправлению) ошибо к полностью определяются
выбранным образ ую щим многочленом Р(х). Общих правил прш
выборе образующего многочлена для произвольных условий не­
существует, хотя при любых условиях за основу берутся свойств3!
1}81


кода . . ,Свойства же цикш!ческого кода зависят от циклической
структуры образующего многочлена. Длина цикла многочлена оп­
ределяется его степенью и составом. Большинство неприводимых
многочленов (многочленов, не раскладываемых на простые множи­
тели) имеет длину цикла e=2k-l . Число же таких циклов равно
2~ -1
•
μ= -- 1). Приводимые многочлены имеют более сложную цикли-
"
е
ческую структуру. Если образующий многочлен состоит из несколь­
ких сомножителей, то определение циклической структуры произ­
водится итерационным способом, беря в каждой итерации произ­
ведение двух многочленов Р 1,(х)Р 2 (х). Циклическая же структура
многочлена Р(х) = Р1 (х)Р2(х) определяется из выражения
. [1+μ1(е1)][1+μ2(е2)] -1 +μ1(е1)+μ2(е2)+μ(е),
• ~8 .22)
где е1 и е2-длина цикла многочленов Р1(х) и Р2(х), μ 1 .и. μ2 -
число таких циклов; μ - наибольший общий делитель чисел е 1 и е2;
.е- ·наименьшее общее кратное чисел е 1 и е2 . Единица указывает
на наличие тривиального нулевого цикла.
Определим циклическую стру,ктуру ,многочлена. P(x)=l(x 3+x+1) (х+1) =
=х•+х3 +х 2+1. Многочлен Р 1 (х)=х 3+х+· 1 ноориводи,м и 1rмеет один iЦИ·кл
длины е1=7. Многочлен Р2(х)=х+ .1 та'Кже неприводим и имеет один цикл длины
~2 = 1.. Подставляя эти з•начения в (8.22), получи,м
[!+1(7)] [1 +
1
(1)] =
1
+1
(7)-+,
1
(1)+,1
(7) =
1
+2
(7) +
1
(1) .
Из выражения (8 .22) ,видно, что ·максимальная длина цикла ~приводимого : много­
члена определяется мак~симальной длиной цикла -одного из не.привО1Д•имых ·мно ­
гочленов. Как уже указывалось, длина ци,кла для задан·ных условий определяет
мак•симальную длину кодовой ·комбинации, 1которая может быть выбрана при
данном образующем ·многочлене. Количество циклов заданной длины та кж,з
является ·важной хара·кте'J)истикой. Это число ука-зывает, например, на . число
различных групповых ошибок, .которые ,могут .быть и.с.правлены данным ,кодом.
Так, в .приведенном ,примере ·многочлен Р(х') .имеет 1два цикла длины 7. Сл ед о­
вательно, в •кодово й ·ком•бинации длиной n=7 могут быть исправлены любые
,одиночные ошибки и любые д·ва •искаженных разряда, ,стоящие в кодовой ком­
,бинации рядом.
Пример. Обеспечить кодирование четырехраз·ря:дных кодовых ·комбинаций
(m=4) ци,клическим .кодом, О'бнаруживающим все двукратные ошибки. Опр еде ­
.лим необходимое число проверочных :разря,до.в по ф-ле (8 .5):
t0/2
2k?, ', С~;t0=2;п=т,+k=4+k.
-
i=O
Следовательно, 2k;;,,: l+n; 2k;;,,:5+1k. Из этого неравенства ·находим k=З. Таким
образом, степень образующего многочлена Р (х) равна 3. Для обнаружения д!jУ­
кратных оши·бок необходимо, чтобы п,;;;;;,е. По таблице, 1приведенн·ой в · {40], из
в,сех многочленов степени 3 ·выбираем ,м,ногочлены с длиной цикла e;;,,,m+ik'=7.
Такими многочленами являются Р(х)=х 3 +х+1 1; Р(х)=хз+х 2+1. Любой из этих
,многочленов ,может быть .выбран в качестве образующего.
Понятие об укороченных циклических кодах. Циклический код
предполагает равенство длины кодовой 1юмбинации длине цикла
,образующего многочлена п = е. Только при этом условии цикличе­
ская hерестановка разрядов в разрешенной кодовой комбинации
1 > Таблицы неприводимых многочленов и длина их , циклов ~приведены .в ·{47].
182


дает разрешенную кодовую комбинацию. Однако э~ому требова­
нию на практике очень трудно удовлетворить, так как возможно­
сти циклических кодов не всегда удовлетворяют требованиям раз·­
работчиков систем передачи данных в отношении числа информа­
ционных разрядов в кодовой комбинации. Поэтому циклический
код преобразуют в так называемый укороченный циклический
(псевдоциклический) код. Псевдоциклические коды получаются из
циклических путем исключения определенного числа информаци­
онных разрядов . При этом число столб цов проверочной матрицы
Н(п, т) уменьшается на в.еличину, равную числу исключаемых
информационных разрядов, причем исключаются столбцы с наи ­
высшими номерами.
Пример. На1писать 1про,верочную ·матрицу для псевдоциклическоrо кода ,:
образ ующим ,многочленом Р(х)=х 3+х+1 и длиной кодо,вой комбинации n=6
(укороченного на один разряд). В соответствии с (8.20) п роверочная матрица
записывается в виде Н (6,3) = IEh 11+Sh1,+S 2h1+S3 h1+S~h11+S5,h 1,I . Для м•ногочле-
0О1
на Р(х)=х 3+ х+1 матрица ,перехоща ·равна S = 1 О 1
О1О
Тогдаприh1= .
О получим следующее выражение для Н (,6,3):
о
123456
1ОО1О1
Н(6,3)=
·О1О111
ОО1О11
Сравнивая эт.у матри,цу с .проверочной матрицей tдля цикличесжого ·кода (8, 17),
видим, что она ~получается путем исключения из полной матри цы ,послещнего­
(7-rо) столбца, т. е. столбца h1=S6Ji, .
Псевдоцикли ческие к,оды 'обладают теми же свойствами, какими
оqладают и циклические, за исключением одного свойства, кото­
рое заключается в том, что циклическая перестановка разрядов
любой разрешенной кодовой комбинации дает также разрешен~
ную кодовую комбинацию. Можно показать, что для псевдоцикли ­
ческого кода при циклической перестановке членов тоже имеется
возможность получения разрешенной кодовой комбинации. Одна­
ко в этом случае необходщ\1() не просто циклически переставлять
разряды, а из каждот циклвчески переставляемого разряда фор­
мировать кодовую комбинацию· в_ида F" =Snh1, младший разряд
кота.рой- будет младшим разрядом новой кодовой комбинации, а
другие (,k-1) разрядов будут суммироваться по модулю 2 с (k-1)
МJ!адшими разрядам.и преобразуемой кодо,вой комбинации. •
Пусть, например, rкомбинация а,а2аза,а5ае является разрешенной для псевдо­
циклического кода 1 (6,З) с Р(х) =х3 +х+ 1 1 (уко-роченного на один разряд) . Оn-ре­
делим разрешенную · к·одовуiо ·комбтtацию при перестановке ·разряда, ·а,: Для этоrD
183


наwдем F"=Snh1. Для ,мно,гочлена P,(x)=x 3+x+I ,матрица переходов равна
ОО1
1•
'S = !1 О 1 .Следовательно, при h1 = О , получим
О1О
О
оо16
О1О
о
о
о
Тогда получим следующую кодовую ,комбинацию •>:
ЕIЭ ЕIЭ
(1 0 1)al
Принципы построения кодирующих и декодирующих устройств
·циклических кодов. Кодирующие и декодирующие устройства цик­
л.ических кодов строятся на основе регистров с обратными связя­
-ми. Такие регистры иногда называют многотактными линейными
·переключающими схемами. При кодировании и декодировании
циклических кодов получаемый остаток R(x) содержит число раз­
-рядов, равное показателю степени образующего многочлена Р(х).
Поэтому регистр с обратными связями (ОС) должен содержать k
ячеек памяти. Как ранее указывалось, столбцы проверочной мат­
-рицы Н(п, т) являются остатками от деления одночлена xi на
Р(х). Разделить же xi при помощи регистра с ОС это значит осу­
·ществить сдвиг записанной в этот регистр •« 1» на •i тактов после
:ввода ее в первую ячейку. Таким образом, при каждом сдвиге
записанной в регистр •« 1» должен получаться остаток, ·соответству-
10щий делению xi на Р(х). Следовательно, содержание регистра
11ри каждом тактовом сдвиге должно соответствовать содержанию
•столбца проверочной матрицы. Так как столбцы матрицы Н(п, т) '
·можно получить при помощи матрицы перехода, то поведение ре­
тистра с ОС полностью описывается матрицей перехода S. Эта
·матрица характеризует переход регистра из одного ,состояния в
.другое при сдвиге записанной в нем кодовой комбинации на один
-такт
hi=Shi-l•
В качестве примера на рис. 8.8 показаны схема регистра с ОС
.для образующего многочлена Р(х) = х3 +х + 1 и состояние ячеек
·этого регистра при сдвиге «1», записанной в первую ячейку. Срав­
нивая состояния ячеек р_егистра со столбцами проверочной матри­
цы для многочлена Р(х) =х3 + х+ 1 (8.15), видим, что они совпа­
.дают. На конкретном примере покажем, что данный регистр произ­
:водит операцию деления.
1 > Если а, = 0, то все суммируемые разряды будут нулевыми.
184


Пусть требуется закодировать ,кодовую .комбинацию вида 1 1 1 !, мн·огочлен·
которой имеет вид G(x)=x3 + x 2+x+1. Разделим многочлен G(x)xh =
= • (х 3+ х 2+х+ 1)х3 = х 6•+х 5+х•+х 3 и отметим оста"Гки, ~полученные перед каждым,,
следующим тактом деления:
остаток перед 2-м тактом деления-+ х5
Е!Эх5+хэ+х2
остаток леред 3-м тактом деления
остаток
Деление сводится к последо-
вательному сложению по модулю
2 делителя со старшими разряда·
ми делимого или пол ученного ос­
татка. Регистр с обратными свя­
зями
производит
аналогичные
операции. Определим содержание
регистра перед каждым тактом
деления и сравним их с остатка­
ми, полученными путем обычного
деления .
~
·
R
R
R.
Процесс деления в регистре
производится только при пост у п­
лении « 1»в цепь обратной связи.
Поэтому содержание регистра,
при котором «!» находится в пос­
ледней ячейке, будет являться
остатком перед следующим так­
том деления . На рис . 8.9 показа­
но содержание ячеек регистра по
тактам. Сравнение остатков, по­
лученных как при обычном деле-
1-й такт
2-й такт
3-й такт
4-й такт
5-й такт
6-й такт
7-й такт
1
1
1
1
1
1
1
1
1
о
1
о1
1
1
о
1
1
1
1
1
о
1
о
1
1
о
1
!
о
1!
1
1
о
:
1
1
1
11
1
о
1
1
нии, так и при делении с помощью Рис. 8.8 . Содержание ячеек ре·гистра с об­
регистра, показывает, что они пол- ратным-и .связями ,при сдвиге «ед иницы»,
ностью совпадают.
записанной в •первую ячейку ·
Регистры с обратными связями в соответствии с выбранным~
образующим многочленом строятся по следующим правилам:
1. Число каскадов регистра выбирают равным степени образу­
ющего многочлена (k).
2. Количество сумматоров по модулю 2 берется на единицу
меньше числа ненулевых членов образующего многочлена.
3. Входы всех ячеек регистра обозначают xi (,i = О, 1, 2) . Выход
последней ячейки обозначается xk, а вход первой - х0 = 1.
4. Сумматоры r:io модулю 2 устанавливаются на входе тех ячеек,.
для которых в формуле образующего многочлена xi имеет ненуле­
вое значение. Например, для Р(х) = х3 +х+ 1 (см. рис. 8.8) сумма­
торы устанавливаются на входах ячеек 1 и 2 триггеров.
5. Выход последней ячейки соединяется с одним из входов сум­
маторов.
185


6. Выходы • предыдущих ячеек соединяются со входами после­
дующих через сумматоры или без .них, в зависимости от того;
• установлены они между ячейками или нет.
1-й такт х' 1
2-й такт х•1
3-й такт x'I
4-й такт
5-й такт
6-й такт
7-й такт
~
R
R
R
x•I x'I
1
x'I
1
о
1
о
1
-
х•1
1
х•I
1
x•I
1
о
1
1
х•1
1
х•I
1
х•I
1
l х•о
1
х•о ;
1
,х•1
1
Остаток перед 2-м
тактом деления
1
x'I j х'1
1
х•о
1
1
, х'о
1
x'I
1
х'1
1
Остаток перед 3-м •
такто м деления
1
x•I
1
х'I
1
x'I
1
Остаток R (х)
Ри,с. • 8.9. Деление ,мно г очлена ,с ттомощью
,регистра с . обратными связями
Пример. tПостр.оить регистр с обратными связями для
•Р (х) =х3+х2-+1.
Число ячеек реrи'СТра k = З. Количество сумматоров 1по модулю 2 равно двум .
Сумматоры устанавливают,ся на вх ода х ячеек 1 и 3 : (рис . 8-10) .
.
4-J.ШШLU ~
х0
Х1
х2
х1
Рис. 8.10. Реrиетр с обратными связямп
при Р(х) = хЗЧ,-х 2 +1
Структурная схема кодирующего устройства при образующем
многочлене Р(х) = х4 +х + 1 показана на рис. 8.11. В регист~е с ·
обратными связями передаваемая кодовая комбинация делится на
'186


исходный многочлен . При помощи линии задержки передаваемая
кодовая комбинация смещается на k разрядов (в данном случае
k=4), что равносильно умноже н ию много члена, отображающего
передаваемую кодовую комбинацию, на xk.
Схема работает следующим образом. Передаваемая кодовая
комбинация последовательно подается на вход регистра и линии
задержки. Ключ К.л2 находится в положении 1, ключ К.л 1 - в по-
Лшщя зшJержк11
11а,, /( "rпакто8
Рис. 8.11. Кодирующее ус трой-ство циклического ко1да
с Р(х) =x•+x+I
ложении Включено. После того как последний импульс с выхода
линии заде ржки передан в линию связи, ключ К.л 2 переключается
в положение 2, К.л1 - в положение Выключено и содержимое р0е­
гистра (остаток от деления) передаетс я в линию связи. На прием­
ной стороне при помощи подобной же схемы многочлен, отобра­
жающий прин ятую кодовую комбинацию, делится на исходный мно­
гочлен Р(х).
Приведенная схема кодирующего уст ройства обладает одним
су щественным недостатком. Кодированное сообщение задержива­
ется на число тактов, равное числу ячеек регистра. Устранить та­
кой недостаток можно следующим образом. Известно, что сдвиг
кодовой комбинации по регистру соответствует умножению матри­
цы S на матрицу-столбец, описывающую предыдущее состояние
регистра . Поэтому с целью умен ьшения необходимого для осуще­
ствления деления числа тактов (например, на j тактов) можно
формировать из каждого вводимого в рег;истр разряда кодовую
1
о
комбинацию вида Sj •
и уже ее вводить в регистр. Так, при j = 1
о
ввод необходимо осуществлять во вторую ячейку регистра. Для
устранения разрыва между информационными и проверочными
разрядами необходимо линию задержки брать на k - 1 тактов.
Обычно выбирают величину j, равную k . При этом для построения
кодирующего устрой ства не требуется линии задержки.
В качестве примера на рис. 8.12 изображена структурная схе­
ма кодирующего устройства с Р(х) = х4 +х+ 1 при j =4, в котором
187


Инrрорюция
Рис. 8. ,12 . 1Ко,дир у ющее устройство циклического кода при
Р(х) =x~+x+I без использования линии задержки
из каждого вводимого разряда формируется кодовая комбинация
вид:а
1
s•- о
о-
о
0,где
о
ООО1
1ОО1
О1ОО
ОО1О
Регистры с обратными связями для таких кодирующих уст­
ройств строятся по правилам, указанным ранее. Однако один из
сумматоров устанавливается не на входе первой ячейки памяти, а
на выходе последней ячейки. Декодирующие устройства также
сетроятся на основе использования регистров с обратными связями.
На рис. 8.13 приведена структурная схема декодирующего устрой-
Сооощ
Регистр с о§ратноt1 связью
п -ра:1ряrJны11
регuстр со
сtJВигон
Лршtятое
сооl5ще1ше
Сигнал
запрета
Выr!ачи
соооще-
нuя
Рис . 8. 13. Декодир у ющее устройство 1.щклического кода
1при P(x)=x3+ xi+ 'I
ства с Р(х) =х 3 +х+ 1, предназначенного для обнаружения ошибок.
Принимаемая кодовая комбинация одновременно записывается в
семиразрядный регистр со сдвигом и в регистр с обратной связью.
После приема кодовой комбинации в регистре с обратными связя­
ми образуется остаток R(x). Если этот остаток равен О, то сигнал
запрета на выдачу принятой кодовой комбинации потребителю
188


отсутствует. При использовании циклических кодов в качестве ко­
дов с исправлением ошибок схема декодирующего устройства ус­
ложняется.
Кратко рассмотрим методику построения таких декодирующих
устройств для наиболее простого метода исправления ошибок -
последовательного .
Этот метод основан на следующем свойстве. Если возникшая в
кодовой комбинации ошибка исправляема, то после введения при­
нятой 1юдовой комбинации в регистр с ОС можно восстанов•и ть
вектор ошибок. После поразрядного сложения этого вектора с век­
тором, отображающим принятую кодовую комбинацию, ошибка
исправляется. Структурная схема такого декодирующего устрой­
ства приведена на рис. 8.14 . Принятая кодовая комбин·ация пораз -
!JxotJнoe
сооощ
Рещстр с ооратноtl
сl!язью
Селектор
1 Регистр со ctJD11гo11 п
HZ ИспраDлен-
сооо/JЛ~ие
Рис. 8.14. Д€кодирующее устройство для исправ­
ления ошибок
ря дно посту пает в регистр со сдвигом и в регистр с ОС. Затем
принятая I<омбинация последовательным кодом через сумматор по
модулю 2 М2 выдается потребителю. В то время, когда искаже r,:­
ный разряд будет н а выходе регистра со сдвигом, при исправляе­
мых кодом ошибках содержание регистра с ОС будет вполне опре­
деленным. Селектор выделяет эту известную кодовую комбинацию
и выдает на сумматор по модулю 2 импульс для исправления иска­
женного разряда. Одновременно в регистр с ОС записывается ко ­
довая комбинация, при помощи которой устраняется влияние
исправленного разряда на содержание этого регистра. Определим,
какие комбинации должен выделять селектор и какая комбинация
должна при этом записываться в регистр с ОС. Предположим, что
в передаваемой кодовой комбинации возникла у-кратная групповая
ошиб1<а, которая кодом может быть исправлена. Обозначим вектор
ошибки Е = ei + ei-t + ... + ei _,, +1, где i - номер разряда, отсчитывае­
мый от старшего информационного разряда. Тогда в соответствии
с (8.21) в результате декодирования получим остаток
1
о
R= (ЕП1+SП2+S2П3+...+sп-2Ит-~+sп-tИт)• О +
о
189


о
+(sn-iei+sn- i+Iei-1+... +sn- i+V--1 ei- v+1)• 0
о
Первое слагаемое представляет собой остаток от деления много­
члена, сформированного на передающей стороне, на многочлен
Р(х) и поэтому равно О. Следовательно, остаток, полученный при
декодировании, будет иметь вид
1
о
о
о
(8.23)
Искаженный разряд e;'-v+i в последней ячейке регистра со сдви­
гом появится через i-v сдвигов после приема кодовой комбина­
ции. В этом случае содержание регистра со сдвигом будет
1
о
= (sn- v е;+sn- v+1 е;-1+...+sn-1e;- v+1) • о
о
о
(8.24)
Чтобы в следующем такте исправить искаженный разряд, необхо­
димо селектором выделять кодовую комбинацию вида
1
о
R1 = (sп-1ei +sп-v+iе;-1+ ...+sп-ie;- v+1) • О
о
В процессе исправления первого разряда пакета ошибок в регист­
ре с ОС проделывается еще один сдви г . В результате э_того содер­
жание регистра будет следующим:
190


1
о
R2 = (sп-vei +sп-v+iei-1 +...+sп-ie1-v+1)S- О ~
о
1
о
(sn-v+1 + sn-v+2
+
sn
)0
=
ei
ei~1
... -+ ei-v+1 •
о
(8.25)
Из выражения видно, что за счет уже исправленного -разряда груп­
повой ошибки в регистре с ОС записана кодовая комбинация вида
1
о
snei-v+1 · 0
о
Поэтому для устранения влияния исправленного символа на со­
-стояние регистра с ОС необходимо записанную в его ячейки кодо­
вую комбинацию R2 суммировать по модулю 2 с кодовой комби-
1
о
нацией вида sn ei-v+1 • . О
• В результате получим остаток
о
1
о
R• R+sп
о = ( sп-v+1 ei• + sп-v+2e,·-1 +
S=2
ei-y+I.
о
1
о
+...+sn-1ei-v+2)•о
о
К этому моменту в последней ячейке регистра со сдвигом будет
второй искаженный разряд. Следовательно, для его исправления
с електор должен выделять кодовую комбинацию вида
1
о
о
и так далее до исправления всех разрядов групповой ошибки.
191


Из приведенных выражений следует, что при последовательном
способе исправления групповых ошибок большой длительности се­
лектор получается достаточно сложным.. В качестве примера пост­
роим декодирующее устройство для исправления одиночных оши­
бок . Предположим, что образующий многочлен имеет вид Р(х) =
= х3 +х+ 1. Длина кодовой комбинации n = б (используется псевдо­
циклический код n<e=7) . Для данного многочлена Р(х) матрица
ОО1
перехода~ имеет видS = 1 О 1
О1О
Вектор одиночной ошибки имеет вид ei. Тогда в соответствии с
(8.23) после приема ш естираз рядной кодовой комбинации содер­
жание регистра с ОС будет описываться выражением
1
R1= (sп-i-1eJ.о
о
1
=ss-i .о
о
В момент пост у пления искаженного разряда в последнюю ячей­
ку регистра со сдвигом содержание регистра в ОС в соответствии
с (8.24) будет
1
1
R Sn-1
о=Ss.о
-
1
1=.
ei•
о
о
Следовательно, селектор должен быть настроен на комбинацию
вида 1 1 1 и может быть построен при помощи двух логических
схем И. В процес-се исправления искаженного разряда кодовая
б - разряtJ11ыt1
регисrпр
со ciJDuгor1
t1Z Испра8лею!Ое
соооще1ще
P!ic . 8:15 . Декодир ующее устройство циклического кода <: Р(х)=х~+х+1
для и<:правлений одиночных ошибок
192


комбинация продвинется на оди н такт и в соответствии с (8.25 )
будет иметь вид
1
1
1
R2=sпе1•О=sв.О - О
о
о
Поскольку все ошибки исправлены, содержание регистра , с ОС
должно быть нулевым. Поэтому 1на вход всех его ячеек одновр е­
менно с исправлением искаженного разряда должна записывать­
ся комбин ация вида l О 1. Таким образом, ,структурная схема де­
кодирующего устройст ва будет иметь вид, изображе н ный на
рис . 8.15.
8.7. Код Хэмминга
Код Хэмминга рассмотрим на примере кода, исправляющеr0,
одиночные ошибки. При построении кода Хэмминга каждый из . k
провероч ных разрядов образуется в результате одной проверки на
четность определенного сочетания информационных разрядов. Та­
ким образом, сумма о~вач енных одной проверкой информ а цио н­
ных и соответствующего проверочного разрядов всегда являетс я
четным чйслом.
На приемной ttорьне кодовая: t<омбинация также подвергает­
ся k ана..ло1~ичным про веркам, каждая из которых охватывает как
опред,еленное сочетание информационных единичных элемент ов,
так и соответствующий проверочный единичный элемент. Поэто му
при неискаженной передаче каждая проверка в принятой кодовой
комбина ции дает четное число, при искажении же одного из вхо­
дящих в проверку разрядо в получаетс я нечетное число. Результат м
проверок записываются справа налево. Если в результате проверки
пол учается нечетное число, записывают « 1», если четно е - «О». Та­
ким образом , образуется rk - разрядное число, которое называ ют
контрольным числом.
Искажение может иметь место на любой из п позиций либо
вообще отсутствовать. Любое из этих п + 1 возможных событ ий
долАшо отображаться контрольным числом. Это возможно лишь
в случае .соблюдения неравенства 2k~п+ 1, которое мож1нD прео б­
разовать к виду 2т~2п; (п + 1). Это неравенство позволяет опр е­
делять, максимальное число информационных единичн ых элемен­
тов для данного значения п или минимальное число избыточны х
разрядов k для данного количества информационных единичны ~
элементо в .т. Результаты расчета даны в табл. 8.1 .
Потреб уем, чтобы контрольное число указывало номер позя­
ции, на которой произош ло искажение. Исходя из этого требова­
ния , выберем номера позиций, которые необходимо проверять в
каждой и-з k проверок. Процесс декодирования в матричном опи,
сании представляется произведением проверочной матрицы Н (п, т}
на матрицу-.столбец, отображающую принятую комбинацию
7- 145
193


ТАБЛИЦА 8.1
Определение числа провероЧJПU ......., . ..
п
3
4
5
6
7
8
9
10
1
11
12
т
2
3
4
4
5
6
l7
8
k
2
3
3
3
3
4
4
4
l4
4
К = Н · F'; F' = F+ Е, где F - матрица, описыва ющая сформирован­
н ую кодов у ю комбинацию на передающей стор оне ; Е - матрица
о шибок ; К - ма т рица контрольного числа.
Поскольку при кодировании обеспечивается раве нство нулю
су ммы по модулю 2 вс е х разрядов, входящих в каждую проверку,
то про и зведение Н •F будет равно нулю. Следоват ель.но, будет
с прав едливо равен с тво
К=Н-Е.
(8.26)
, Матрица
К явл я ется матрицей-столбцом с числом эл ем ентов,
ра вны м ч и слу пров ерочных разрядов k. Содержание э той матри­
цы пр ед с тавляет собой контрольное числ о и определя ется суммой
столбцов проверочной м атрицы, номера которых сов па дают с но­
м ерами искаженных позиций. Следовательно, чтобы при декоди­
р овани и получить но ме р искаженной позиции, столбца м и провероч­
ной матрицы должны быть двоичные числа, соответ<:твующие но­
меру этого столбца:
234567..
.п
1О1О1О1о...1
О11ОО11о...1
Н(п,т)ООО1111О...J
000000 11 ... 1
Е д ин иц ы , стоящи е в строках проверочной матрицы, ука зывают на
номер а позиций, которые участвуют в каждой проверке. Так, в
первой строке един ицы стоят н а нечетных позициях,. -следователь­
но, в первую проверку входят разряды, стоящие на нечетных по­
зициях.
Аналогично втор ая проверка должна охватить позиции, номера
которых в дв-оичном счислении во втором разряде имеют едини­
цу. Такими позициями являются 2, 3, 6, 7-я. Третья проверка дол­
жна охватить 4, 5, 6, 7-ю и т. д. позиции. На основании подобных
ра.ссуждений составлена таблица позиций, проверяемых при каж­
дой проверке (табл. 8.2) .
194


ТАБJlИll..A 8.2
Порядок проверки позиций в коде Хэмминга
'2
Номер позиции
""
1/2/a/4/s/6/
1
11
"'"'
1
1
1
114,j1s\
~"
~о
7
8
91О111213
16
оР.
::r::"'
;
1
1
х
1
,jхj1х1 1
х
1
1
х
1
1
х
1
1
х
1
1
х
1
2
1
1
х
1хi11хIх1
1
1
х
1
х
111
х
[х
1
3
1
1
1
jх
1
х
1
х
1
х
1
х
1
1
1
1
х
1
х
1
х1Х,j
Остается решить, какие позиции отвести под проверочные раз~
ряды. Из табл. 8.2 видно, что наиболее выгодными для этой цели
являются 1, 2, 4, 8- я и т. д. позиции, так как каждая из. них ветре,~.
чается только в одной проверке на четность 1J.
Коды, испра вляющие одиночную ошибку, могут быть исполъ- .
зованы и для исправления rруппо1В ы х ошибок. Для этого (как и в
матричных кодах) передав аемая информация записывается в виде
матрицы, длина строки которой выбирается больше длины возмрж­
ной групповой ошибки. Кодирование производится по столбцам.
Тогда при возникновении rрушповой ошибки каждый столбец ма;г­
рицы будет содержать оди ночную ошибку. Следовательн о, если .
столбцы закодировать кодом, иоправляющим одиночную ошибку ,
то возникающие групповы е ошибки будут испра,влены (происходит
декорреляция ошибок}.
8.8. Непрерывные коды с исправлением ошибок
Непрерывн ыми называются такие коды, у которых операции
кодирования и декодирова ния совершаются непрерывно. К непре­
рывным кодам относя тс я рекуррентные коды, в которых значения
проверочных разрядов и их место в кодовой комбинации опреде­
ляются по рекуррентной формуле
ПР+kт = Иr+mk $ Иs+тkЕ9 •·· $И1+тk,
где П и И - соответственно проверочные и информационные раз­
ряды k=O, 1, 2, ... ; •т - постоянное число , характеризующее из ­
быточность; р, r, s и t-пос тоянные числа , определяющие взаим­
ную раостановку и н форма ционных и ,проверочных разрядов.
Основной положительной чертой рекуррентных кодов является.
их способность исправлять групповые ошибки при сравнительн о ·
простой аппаратур е кодировани я и декодирования.
1> Расположение разрядов при их передаче по каналу связи може-г быть
произ в.оJн,ным. Оно выбирается и<:ходя из ~простоты аппа'J)атуры.
7•
J95


Простейшим из рекуррентных кодов является цепн @й код, для
которого рекуррентная формула имеет вид
Пр+2k = И,+2k ЕIЭ lfs+2k,
т. е. каждый ,проверочный разряд формируется путем п1н,верки на
"lетность двух информационных разрядов, расположенных друг от
друга на расстоянии l = (r-s) /2 разрядов, называемом шагом про­
верки на четность. Сформированный проверочный разряд задержи­
вается или опережает , свой ближайший информ ационный разряд
на 2[ + 1 разрядов. Полученная кодовая комб инация представляет
собой непрерывн у ю последовательность чередующихся информа­
ционных и проверочных разрядов. На приемной стороне информа ­
ционные разряды отделяются от проверочных. Из n ринятых ин­
формационных разрядов по тому же правилу формируются конт­
рольные разряды Kp+2k = И',-+2 k ЕIЭ И' р+2"-, которые сравниваются с
принятыми проверочными . Если ошибки нет, то П'Р+2'1< = КР+2"-·
Каждый информационный разряд участвует в формировании
двух проверочных. Поэтому если произойдет иск ажение, шшример,
информационного разряда Иs+21t, то П'p+211.=l=K1>+211. и П' p+2(l+1<)=I=
=l=KP+2(1+1<), т. е. контрольные разряды, полученные в результате
двух соседних проверок, не совп-адут с принятыми проверочными.
В случае же искажения проверочного разряда несовпадение выя­
вится только ,при одном сравнении проверочных и контрольных
р азрядов. Например, при П'р+21t =l= ПР+2"- окажется, что П'p+21t=I=
=l=KP+2k, но П' p+2(k+l) = 'Kp+2("- +l)• Это учитывается пр и настроении
tхемы для исправления ошибки (рис. 8.16). На приемной сторо;не
Рис . 8.16. К пояснению принципа построения цеmюrо код а
196


в результате сравнения принятых проверочных и :~юнтрольных раз­
рядов формируется сигнал S:
Sp+2k = Kp+2k еэ п;+2k
(S = 0 при п;+2k = KP+2k; S = 1 при п;+2k =t=-KP+2k).
Каждая соседняя пара сигналов S подвергается операции ло­
гического умножения Мр+21< = Sp+2k •Sp+2Ck+l)• Если информационный
элемент будет принят с искажением, то Sp+ 2k=Sp+2ck+l) = 1 и М = 1;
сигнал М используется для исправления ошибки. Если же один из
сигналов S (Sp+zk или Sp+z(k+l)) равен 1, то это свидетельствует об
искажении проверочного разряда.
Из логики работы схемы исправления видно, что для правиль­
ного декодирования необходимо, чтобы искажен был только один
из пяти единичных элементов, входящих в данную [Iроверку. При
таком коде ,помеха длительностью ln~2l не исказит два входящих
в одну проверку единичных элемента, и поэтому такие групповые
ошибки будут исправлены. Для соблюдения осно,вного условия
правильного декодирования необходимо, чтобы минимальное ко­
личество неискаженных . разрядов между групповыми ошибками
удовлетворяло неравенству L;;:::.61+ 1. Таким образом, цепной код
будет эффективен, если в канале возникают достаточно редкие ,
короткие группы ошибок.
•
Регистр со сi/Вигон
Регистр со
cilduгoн
Рис. 8.17 . Стру .ктурная схе ма ап~па·рат у ры, реализующей цепной код
Рассмотрим приведенную на рис . 8.17 структурную схему аппа­
ратуры , реализующей цепной код с исправлением rру;пповых оши­
бок в 2l~6 разрядов. Схема работает следующим образом. На
перв у ю ячейку информационного реrи-стра кодирующего устрой­
С'Гва, представляющего сдвигающий регистр с числом ячеек л1 =
= 2l+ 1 =7, от источника сообщений с тактов-ой частотой Р посту­
пают информационные разряды. При помощи тактовых импульсов
эти разряды сдвигаются слева направо и с задержкой ~а семь так­
тов поступают в линию связи.
При помощи схемы сумматора по модулю 2 (М21) производит ­
ся проверка на четность состояний ячеек 1 и 4 регистра и форми-
197


руется проверочный разряд П 1 , который через схему коммутации
сразу же передается в линию связи (до передачи информацион­
ного единичного элемента, находящегося в ячейке 7) . Через пол­
такта следования импульсов с частотой F передается информа­
ционный разряд, находящийся в ячейке 7, затем после сдвига пе­
редается н овый проверочный разряд и т. д. Каждый находящийся
в ячейке 1 информационного регистра разряд через три такта сле­
дования импульсов с частотой F переходит в ячейку 4 и С!-_!ова
участвует в формировании проверочного разряда. Так и м образом,
в лин11ю связи будет поступать с удвоенной тактовой част отой F
последовательность из череду ющихся информационных и прове­
рочных разрядов . При этом каждый проверочный разряд будет
опережать ближайший из своих информационных на 6 (т . е. 2l)
разрядов .
,
На приемной стороне принимаемая кодовая посл едо в атель­
ность при помощи ком·мутатора разде л я ется на информаци онные
и проверочные разряды , которые зате м подаются на соответству­
ющие регистры . Длина регистра информационны х разрядов выби­
рается равной л2=2l+ 1, а проверочных разрядов - i/\. з=Зl+ 1.
При ,помощи ячеек су мматоров по модулю 2 (М22 и M2s) фор­
мируются контрольные раз-ряды К, которые также на сум м аторах
по модулю 2 (М2 4 и М25 ) сравниваются с принятыми пров ерочны­
М'И разряда м и. Выходные импульсы ячеек М24 и M2s подаются на
схему совпадения. Если, например, разряд , находящийся в ячей­
ке 4 информационного регистра, искажен, то на выходах су мма­
торов по м одулю 2 (М2 2 и М26 ) сформируются одиночные и м пуль­
сы. При условии •неискаженного приема соответствующих прове­
рочных разрядов одиночные импульсы будут и на выходе ячеек
М24 и М25 . В схеме И сформируется им,пульс, под воздей ствием
которого произойдет исправление ошибки .
198


Глава 9.
ИСКАЖЕНИЕ И РЕГИСТРАЦИЯ ДИСКРЕТНЫХ
СИГНАЛОВ. ФАЗИРОВАНИЕ АППАРАТУРЫ
ПЕРЕДАЧИ ДАННЫХ
9.1. Искажение дискретных сигналов
Основными условиями неискаженного :приема дискретных сиг­
налов являются: равномерность амплитудно-частотной и линей­
ность фаза - частотной характеристик канала в пределах используе­
мой полосы частот; отсутствие помех; линейность тракта передачи
(отсутствие нелинейных искажений); стабильность электрических
характеристик канала связи; достаточное превышение величины
несущей ча,стоты над модулирующей 1(,fнес~Fмод). В ,реальных ка­
налах связи эти условия не выполняются, вследствие чего полу­
ченные на выходе детектора приемного устройства элементы мо­
гут отличаться от переданных по форме, длительности и полярно­
сти. Это может .привести к неправильной регис'I'рации элементов.
Для восстановления формы им1пульсы подаются на регенератор.
В качестве простейшего регенератора может быть использован
триггер, с выхода которого снимаются прямоугольные импульсы.
Применение такого :простейшего регенератора не устраняет иска­
жений длительности единичного элемента, выражающихся в сме­
щении фронтов импульса. Эти искажения называют краевы.мu.
Краевые искажения подразделяются на искажения преоблада­
ния, характеристические и случайные. Краевые искажения, при
которых импульсы одного знака удлиняются на определенную ве-.
личину за счет импульсов другого знака, называются постоянны­
.ми вре.менньt.ми преобладания.ми. Причиной таких искажений яв­
ляется неправильная регулировка аппаратуры. Краевые искаже,
ния, обусловленные переходными процессами в канале связи и
при ем ной аппаратуре , называются характерuстuческu.мu. Они про­
являются в виде выбросов, обусловленных колебательным харак•
тером переходного процесса, · искажений формы импульсов и сме-
• щени й их фронтов под воздействием переходного процесса от пре­
дыдущего единичного элемента. Вел ичина этих искажений зависит
от длител ьности импульсов, характер а их 1последовательности (от­
сюда и название •«характеристические») и формы амплитудно-ча- .
статной и фаза-частотной характеристик канала.
Характеристические искажения проявляются, главным обра­
зом, при больших скоростях передачи. Для их уменьшения необ­
ходимо использовать каналы, обладающие амплитудно-частотны-
199


ми характеристиками с плавны ми срезами и линейными фазо­
частотными характеристиками. Если же этого сдела ть нельзя, то
для ослабления влияния искажений приходится уменьшать ско­
рость модуляции. Краевые искажения, возникающие под воздей­
ствием аддитивны х помех, проявляются в виде случайных смеще­
ний фронтов принимаемых элементов. В реальных каналах на ве­
личину смещения фронтов посылок (или, как говорят, на величину
смещения значащих моментов восстановления) ·влияют многие
факторы. Поэтому можно полагать закон распределения смещения
значащих моментов восстановления нормальным . При передаче
данных по телефонным каналам многоканальных систем передачи
информации с частотным уплотнением каналов и однополосной
модуляцией возможны сдвиги частоты порядка ± 5 Гц. Такие ма­
лые сдвиги частоты ощутимо прояв ляются при использовании вто­
ричного уплотнения телефонного канала узкополосными канала­
ми передачи данных с ЧМ. В этих условиях они становятся соиз­
меримыми по величине с девиацией частоты полезного сигнала и
могут вызвать заметные ·временньrе преобладания. При модуляции
несущих колебаний возможны качания фронта импульсов, обуслов­
ленные неопределенностью фазы несущей частоты в момент моду­
л'яции. Величина максимальных краевых искажений от качания
фронта импульса при всех видах модуляции определяется по фор­
муле [14]:
Окач = J}___ • 100 %,
(i)
где w - частота несущего колебания. Устранить качания фронта
можно жесткой синхронизацией колебаний несущей частоты с пе­
редаваемыми посылками. При этом модуляция всегда . про изводит­
ся с одной и той же фазой несущей. Искажения сигналов в ряде
случаев .возникают из - за близости частоты несущей и модулиру­
ющей. Так, при ,передаче данных по стандартному телефонному
каналу частота несущего колебания обычно выбирается равной
fo = 1800 Гц, частота же модуляции пр и В= 1200 Бод равна F =
= 600 Гц.
•
Ра,с<:мотри•м, какие причины ,приводят к искажениям ,сигнала mри да ,нных
условиях и как устранить эти искажения. При этом предполагаем, что при­
меняется ОФМ и передается непрерывная последовательность единиц. Так как
канал •связи ,про1пускает только ,первые -боковые составляющие, то спектр сиг­
нала на выходе канала будет И'Меть вид
2U{
Sвых(w)= : с sin[(Cuo+Q)t+сро]-f,- sin[(Cuo- Q)f-ф-сро]-
}J 2Итс .
-
-
-
sш[(kQ- Wo)t- сро],
kn
k=З, 5, ...
w0=2nfO, Q=2nFприw0- Q,о((kQ- w0),о(w0+Q.
Поскольку для ·рассматриваемого случая ,wo= 2n - 1800, Q = 2п-600, то при ,с,ин­
хронизации несущего и -модулирующего колебаний и при k = 5 ,составляющая
вида kQ-wo бущет равна wo-Q; l[]РИ k = 7 ,составляющая ,k,Q - w будет рав·на
200


uJ<t+Q. Другие соста,вляющие вида'
.kQ-wo не будут п роходить в []Оло с у :про ­
пускания канала овяэи . Таким образо,м, апектр с•игнала •На выходе канала будет
иметь 11ид
2Ит с
2Ит с
Sвых (w) = -- sin (2л-24OO t + ср0) + -- sin (2л-12OOt + ср0) -
1t
л
2Итс
2Итс
-
--sin (2л-12OO t - ср0 ) -t
- - sin (2л-24OO t- ср0 ).
5rt
7rt
Просуммировав со•ставляющие с одинаковыми частотами, ~получим
Sвых (w) = А1si n (2л •2400 t+ ср1) + А2sin (2:n:- 1200 t+ ф2),
2Итсv 1 2
гдеА1= -л-
1+49+7 cos2ср0,
2Итс v ·1
2
А2= -.n-
1+25- 5 cos2ср0,
2
3
fgср1= -
tgср0; tl;"ср2= -
.-
tgср0.
3
4
Таким образом, наложение составляющих вида kQ -
,wo, иногда называемых от­
раженными ,со·ставляющими, на ,полезные (бо,ковые) ,составляющие приводит к
искажению спектра сигнала (рис. 9. 1) . Для ис -
•
т~~~~~~i
.. ,, W0-Я
1.,)
0
(,Jo•JZ
..
f.t}
ключения возможности искажения спектра необ­
ходимо, чтобы амплитуды результирующих боко­
вых составляющих были равны друг другу, т. е.
необходимо выполнить равенство А1 =А2. Подста­
вив значения А 1 и А 2 и решая уравнение относи­
тельно сро, находим ,сро = :n:/2 • (2k + 1) ±45°. При
k=O сро=45° и 135°; при k=1 ср0=225° и 315°.
Следовательно, путем выбора угла <ро, при кото ­
ром происходит скачок фазы, можно устрани !,ь
искажения, возникающие при близости несущей и
модулирующей частот. Другим способом у стра­
нения таких искажений является способ, при ко­
тором модуляция производится на частоте, зна­
чительно превышающей модулирующую, с после ­
дующим переносом спектра частот в полосу
пропускания стандартного телефонного канала .
При этом значение частоты, на которой происхо-
дит модуляция (,wм). может быть найдено из Рис. 9 . 1. К поя,снению иска,-
ffiм 100
выражения Q > ~
где Q - частота модулирующего колебания; а
-
допустимое значение искажений боковой состав -
ляющей, выраженное в процентах.
жения апектра сигнала за
счет близости частоты мо-
дуляции и ча ,стоты несуще ­
го колебания
Кроме кр аевых искажений, в каналах связи могут иметь мес­
то резкие снижения уровня сигналов и дробления импульсов, ко­
торые проявляются в виде резких изменений уровня либо поляр­
ности внутри импульса . Они являются следствием нестабильности
коэффициента передачи канала связи, импульсных помех и дру­
гих факторов. Прич инами нест а бильности коэффициента передачи
в проводных линиях являются коммутации (в коммутируемых ка-
2O1


налах), метеорологические условия, плохие контакты, перегрузки
групповых усилителей и переключения, производимые ·в аппарату­
ре. Основными причинами нестабильности коэффициента передачи
в радиолиниях являются замирания сигналов, обусловленные мно­
голучевостью ра-спространения электромагнитной энергии и дру­
гими факторами.
Как 1<раевые искажения, так и дробления импульсов могут
привести •к неправильному приему единичных элементов. Исследо­
вания показывают, что если вероятность ошибки за счет краевых
искажений достаточно мала, то вероятность оши•бки за счет дроб­
.1ений представляет существенную величину. Правильность прие­
ма информации может быть значительно повышена выбором опти­
мального момента регистрации принимаемых посылок. Способ­
ность приемного устройства правильно регистрировать принимае­
мые единичные элементы при наличии ·в них искажений называют
иоправляющей способностью. Она может быть оценена по наи­
большей допустимой вели1чине краевых искажений, при которой
обеспечивается правильная регистрация принятых импульсов. Ис­
правляющая способность в большой степени зависит от метода .
регистраuии импульсов.
9.2. Методы регистрации импульсов
Реги-страrция импульсов в ·п рием-никах СПД о·существляется
накопительными элементами, которые принимают одно из двух
положений: 1«0» или 1«1». Число накопительных элементов равно
количеству разрядов • в кодовой комбинации. Для регистрации при­
нимаемых импульсов накопительные элементы поочередно под­
ключаются к выходу приемного устройства. Регистрация импуль­
сов требует время, не превышающее нескольких микросекунд. Дли­
тельность же единичных элементов, передаваемых по каналу свя­
зи, ,измеряется от ·сотен микросекунд до деся"!'ков миллисекунд.
Это позволяет путем рационального выбора моментов регистрации
принятого сигнала повысить достоверность приема информации
при наличии искажений .
В настоящее время широко применяются следующие методы
регистрации: метод стробирования и интегральный метод. При ме­
тоде стробирования регистрирующее устройство подключается на
короткое время к выходу приемника и фиксирует в этот момент
полярность пр.инятого импульса. Не учитывается, какая полярность
принимаемого импульса была до регистрации и ,после не'е. Обычно
момент подключения выбирается на середине принимаемого им­
пульса; при этом краевые искажения принимаемого сигнала не
влияют на достоверность приема. Структурная схема регистриру­
ющего устройства, использующего метод стробирования, и эпюры
напряжений в отдельных ее точках изображены на рис. 9.2. Схема
состоит из двух ячеек совпадения И и триггера, формирующего
исправленные импульсы u3. На одни входы ячеек И с выходов де­
модулятора подаются напряжения и 1 и и' 1 разной полярности. На
202


Dm tlеноiJулятора
11; R□R
о; 111 ИJ§11pamCJJЫ1oe
р•1
г:- __ _ _ _ lycmpo11cm/Jo L--L-- --"---1- --- _,_
__
.....__
&
1
L-'----'
~ru~ь --
Цz1111
1.t
Нзи11рателы1Ые
цJLП~ L t
ШfП!JЛЬСЫ
~ L_J
L
Рис. 9.2 . Регистрирующее устройство, использую-
щее мет.сщ стробирования
другие входы этих я·чеек поступают ·короткие управляющие (изби­
рательные) импульсы и2 с частотой следования элементов. Послед­
ние формируются на приемной ·стороне и ,строго привязаны по фа­
зе к принимаемым сигналам. Состояние триггера изменяется бла­
годаря смене .полярности вход,ного си,гнала. Моменты ,его опр9ки­
дывания опр~деляются поступлением избирательных им~пульсов.
Метод стробирования целесообразно применять, когда прини­
маемые сигналы имеют только ·кр ,аевые искажения, т. е. преиму­
щественно при исполь;зовании линий проводной с•вязи. При нали­
чии дробления этот метод становится неэффективным.
При интегральном методе за время длительности каждого эле­
мента в интеграторе на1шпливается энергия. В конце элемента
подает ся специальный рег.истрирующий (разрядный) импульс. Ес­
ли на интегратор в течение времени Т/2 подавался положитель­
ный перепад напряжения, то будет зафиксирован прием ,«1», в про­
тивном случае будет зафиксирован ,«О». В качестве интеграторов
могут ис пользоваться как непрерывные накопители (конденсато­
ры) , так и дискретные (счетчики).
Структурная схема регистрирующего устройства с последетек­
торным интегриров;э.нием изображена на рис. 9.3. Схема работает
следующим образом. С выхода демодулятора напряжение приня­
того сигнала и3 поступает на вход интегрирующей ~RС-цепи . Вы­
ходное напряжени е интегратора ,подается на один вход ячейки И.
В момент окончания действия каждого элемента на второй вход
этой ячейки поступает формируемый на приемной стороне разряд­
ный им.пульс и 1 . Под действием этого импульса ячейка И откры­
•вает•ся и через нее разряжает,ся конденсатор С 1на вход трл•ггера.
В зависимости от направления тока разряда конденсатора триггер
принимает состояние, соответствующее приему, 1« 1» или 1« 0». При
этом принимаемая информация запаздывает на время, равное дли­
тельности одного элемента. Из эпюр, поясняющих работу этой
схемы, видно, •что в случае дробления импульсов информация мо ­
жет фиксиро.ваться правильно.
Проведенные исследования описанных методов регистрации по­
казывают, что для . них вероятность неправильной регистрации эле-
203


ментов
только
падает пр и уме ньш ении скорщ:ти модуляции. При наличии
краевых искажений метод стробирования более помехо­
5
L
L"t
"t
"t
устойчив, че м интеграл.ьный. Наи­
боль ш ее влияние на достовер ность
оказывают :постоя·н:ные ,в,ременнь1е
преобладания. Поэтому для повы­
шения достоверности пер едачи дан ­
н ы х желательно иметь автоматиче­
ские уст рой ства, устраняющие пре­
обладания. Помехо у стойчивость на-
Ри.Jряi!ные 1111пульсы от
ycmpoii.cm8a rращро -
8attuя
Интегратор
г----
U31
l14 1
От rleнo.l
1
rlуля- 1
1
тораI I 1
L___ _j
11,
ILR
5
s
т
Р,ис. 9.3 . И нтегральное ·регистрирующее устройство:
1 - разрядные импульсы, 2 - переданные сигналы 3 - nринятые с игчалы; 4 - напряжение
на конденсаторе; 5 - импульсы разряда конденсатора, 6 - импульсы на выходе триг гера
званных методоrв реги.страции при дроблениях имлуль,сов зави•сит
от дл,ителыности этих дроrблений. При наличии ·дро•блений, дли­
тель·но-сть которых •меньше Т = 1 /В , ·интбгральный с:по•соб более
помехо ус тойчив. Если же длит ельность дро:блений <больше длитель­
ности элемента , то оба метода регистрации равноценны.
9.3. Общие сведения о фазировании аппаратуры
передачи данных
При рассмотрении вопросов проп уск ной способности, вычисле­
нии вероятности ошибки для различных видов модуляции и спо­
собов р~гистрации предполагалась идеальная синхронизация при ­
емною устройства по принимаемы м из канала ов я зи един.ичным
элементам . Однако любое нарушение синфазной работы ведет к
потере информации . Поэтому необходимым условием правильного
функционирования аппарат у ры передачи данных является поддер­
жание требуемых временнь1х соотношений между имп ул ьсами,
управляющими работой приемной аппаратуры, и сигналами, при ­
нимаемыми из канала связи. Упрощенная структурная схема си­
стемы переда'Чи данных изображена на рис. 9.4 . Подлежащая пе­
редаче кодовая комбинация :последовательным .или параллельным
кодом поступает в запоминающее устройство. После кодирования
204


.R cp etl[U(JЩШl
jzocnpcDcлumeЛ6
/lрш,мныd
;шслреtJ8лt1тст
Рис. :9.4 . Ущющен11ая структурная схе ма -системы переда ч и данных
пе_р.едаваемая кодовая комбинация подается на модул'ятор, где
формир уется линейный сигнал. На приемной стороне приняты е
сигналы демодулируются и декодируются. В р езул ьтате преобр а­
з.ов.ания в накопителе приемника должна быть записана кодова я
комбинация, полностью соответствующая комбинации, поступив -
ш е й на вход передатчика . Работа передающей и приемной аппа­
ратуры управJ1яется устройством у правления пр и помощи такто ­
вы х импуJ1ьсов, иериод следования которых рав ен (или крат е н )
длительности единичн о го элемента, передаваемого в канал связи .
Эти им rгулъоы на •передающей стороне формируются специальны м
генератором, а на прием ной вырабат ыв аются в результа_те опред е­
ленной обработки приня тых импульсов (специально .передаваемы х
·J!ибо информ ационных). Это позволя ет поддерживать необходимое
со.отно;шенше фаз между принятыми информационными и управ ­
ляющими ( тактовыми) импульсами независимо от порядковых но­
меров пр инимаемых элементов. Например, в результат е такого
фазирован ия обеспечивается формирование управляющих импуль ­
сов в м·ом:.енты времени, бJ1изкие к серединам принимаемых эл е­
ментов (стробирующие импульсы), но при этом 1i-му принимэ.емому
элемен ту не .обязатель но будет соответствовать .i -й стробирующи й!
импул ъ.с. Такое поддержание синфазности называют синхрониза­
цией.
Кро:м:е с.1шхронизации, необходимо обеспечить такой прием ко-·
довой ком бинации:, чтобы ее старший разряд принимался как стар ­
ший, а мл·адший разряд принимался как младший. Обеспечени е
такого :ири.ем:а информации называется фазированием по циклам
(кодовым .комбинациям ). Требуемая •высокая точность фазирова ­
ния (пр и: синхронизации по импульсам точность определяется не с­
колькими пр.оцентами от длительности элемента) не может быт ь
достигнут а применением на ·приемной и передающей сторонах ав­
тономны х генераторов даже очень высокой стабильности. Так, пр и
использовани.и генераторов с относительной нестаtбильностью по-
рядка 8 = li'/ :=10- 6
синфазность системы передачи данных с
В= 1200 Бод 'Нарушится примерно через 12 ми,н. Поетому для под­
держания синфазиости ·как по импульсам, так и по циклам долж­
ны быть предусм отрены специальные фазирующие устр-ойства:
К ф.ази_рующим устройствам предъявляются следующие треб о­
вания :
205


-
высокая точность фазиро в ания при работе по каналам с
бол ьшим уровнем помех;
-
малое врем-я •вхождения в си·н-фазн.у_~о. р~_(}оту;
:~ ~ ;-сохр~а-н~_!I_ие синёразности при -:- ~i>атковременных перерывах
связи; .
-
• -., -с неза , висимость точности фазирования от характера переда- -
ваемой .информации.
Эти требования противоречивы. Так, при использовании быст­
роде йствующих устройств фазирования трудно обеспечить сохра ­
нени е синфазности при кратковременных перерывах с-вязи или при
воздей ствии помех. В настоящее время сущ~ствуют различные ме­
тощ,1 фазирования как по циклам, так и по импульсам. Все они
f\iогут быть классифицированы по трем 1I1ризнакам:
. 1) . по методу введения информации, необходимой для фазиро­
вания;
2) по методу выявлени я информации, необходимой для фази ­
_рова ния;
3) по методу устранения расфазировання приемной аппара­
туры .
. Методы
фазирования, использующие первый nризнак, подраз­
деляются на:
а) методы, использующие для фаз ирования специальн о пере ­
да1ваемые для этих целей по ка налам связи ,сигналы. Эти сигналы
.могут
быть пере даны:
-
по специально выделенному каналу. Такой способ вы ­
годен, когда обмен информацией производится между нес­
колькими абонентами, как это, например, имеет место в ап­
паратуре «Кинеплекс». Недостатком такого способа являет­
ся необходимость дополн ительного ·канала;
-
по тому же каналу, но на края х спектра пере даваемого
си гнала . Основным недостатком та-кого способа является
влияние неравномерности времени группового распростране ­
ния на фазовые соотношения между составляющими полез­
ного и фазирующих сигналов, поскольку они переда ются на
разных частотах;
-
по том у же каналу в определенн ые промежутки време­
ни в ,виде одиночных или серии импульсов, отличающихся от
ин·формац ион,ных п о амплитуде, дл ительности, структуре ко ­
довой комбинации или другим параматрам . Недостатком это­
го опособа является снижение пропускной способности кана­
ла связи ;
б) методы, испол ьз ующие для фазирова ния информацию, ко­
торая передает.ся по каналам только по требованию.
При использован·ии этого метода в случае синфазной ра-боты
прием ника информации для фазирования не ,передается. При обна­
руже нии факта расфазирования на передающую ,сторону передает ­
ся сигнал о необходимости фазировання пр'Иемника. По этому
сигн алу передатчик ,выдает в канал связи инф ормацию, необходи ­
мую для фазирqвания приемника. Достоинством этого метода Я'В-
206


ляется м.-ал:ая И30ЫТОЧ'НОСТЬ за счет фазирования. Однако ·исhол ь­
зование .данного метода ·возможно только в СПД с обратной ·
связью. Этот метод находит широкое применение для ци·кл(j,в·ого
фазирования;
в) методы, использующие для фазирования сведения, получае- ·
мые из ,передаваем ых по каналу связи информационных последо-·
вательностей.
В этом случае при синх ронизации управляющие сигналы мож­
но л.Gлучи11ь путем: использования информации о фазе принятых
(рабочих) импульсов , заключенной во ·временньrх положениях их ·
фронтов. При этом возмож ны два способа получения управля ю-·
щих импульсов :
-
непосредственныr.t выделением основной частоты •передач и
единичных элемеитов F1 =B из серии рабочих импульсов и преоб­
разо.в:а.нием этих колебаний в последовательность управляющих ·
импульсов. Устройсп.а, осуществляющие синхронизацию этим ме­
тодом, называю-гся резона нсными устройствами синхронизации;
-
при помощи мес'Гног о генератора управляющих импульсов и
корр,ек,ци'Оlнно:rо устройства , автоматически ;под·страивающего фа•
зу импульсов этого генера тора в соответствии с фазой принимае­
мых импульсов.
Для циклового фазир ования может использоваться избыточ­
ность, вводимая для пов ышения достоверности передачи инфор ­
мации. В этом случае факт синфазной работы определяется по
сравнительно малому числу появляющихся обнаруженных оши­
бок. Вероятность обнаружения ошибок при несинфазной работ е
приемника определяется синхронизирующими свойствам·и кодов ,
иопользуеwв:11х для повышения достоверности передачи данных. Пq­
этому этот метод циклового фазирования называют фазированием
с использованием синхро!fизирующих свойств кодов. Достоинства­
ми данного ме'Тода является малая избыточность и возможн ость
его исnол1ьзав:ания в СПД как с обратной, так и без обратно й
связи. Этот ме'Год фазир ования широко применяется в системах
передачи цифровой информации.
Методы фаз'иров:ания, использующие . второй признак, подраз -
деляются н.а:
а) стартстоrrные;
б) синхронные.
При исш:шьзов:ании стартстопного метода фазирования прие м ­
ное устройст,во содержит декодер, настроенный на определенны й
стартовый сиrннл (кодо вую комбинацию). Прием рабочих еди­
ничных элементов произ водится только после получения этог о
стартового сигнала. , При синхронном методе фазирования управ ­
ляющие импульсы: на приемной стороне формируются непрерывн о,
независимо от того, перед ается в данный момент информация или
нет. Синхронный способ находит широкое применение для синхро­
низации АПД. Для фазирования по циклам он применяется редко , ·
так как при этом необходима синхронизация работы источнлк а
информ.ад.и.и .и АЦД.
•
207


Методы фазирования, использующие третий п{)'изна:к, подра з ­
дел яют-ся на :
а) · методы с постоянным коррекционны м эффе1пом. Такие спо­
собы фазирова н·ия по цикл ам иногда наз ывают последо в атель­
ным и;
6) методы с п ереме нным коррекционны м эффектом . Т а кие спо­
собы фазирования по циклам и ногда называ ют па р аллельными.
В сист ем а х фаз и рования с постоянны м коррекционным эффек­
том н езависи м о от величины вре м енного сдви га управля ющих им­
пуль сов прие м н и к а относ·ит ел ьно принимае мых единичных элемен­
тов (кодовых ко мб инаций) за время одно го элемента ( кодовой
комбинации) подстройка производится на одну и ту же величину.
Так , при ци клово м фазировании за время , ра,вное длитель ности
одн ой кодо,вой комбинации , подстройка управляющих им п у л ьсов
прои зводи тся н а про межуто к времени, равный длительност и одно­
го единичного элемента.
В сист ем а х ф а з иро в ания с переменны м коррекционным . эффек­
том в ел ичина под ст ройки у правляющих и мпульсов прием ника ог;­
редел яется ве л ичиной и х в ременного рас согл асования от н ос итель­
но прини м аемы х ед инич•ных элементов (кодовых комбинаци й ) .
9.4. Устройство синхронизации с автоподстройкой
фазы ме стного генератора
Си нхрон изиру ющи е ус трой с тва с автопод:стройкой ф а з ы мос,к­
но разделить на устройства с непосредственным воздействием на
частоту генератор а и устройства с воздействием на промежуточ­
ный преобр азователь.
Bыxoil
,,
f/la311tJыti
/Jaclfpa-
ft,щpomo;
м!lнатор
и,
tL;; Упроtlля-
юrее
-
щ
vcmp-80
11μ
>--
Вмхоi
'lJa3otJыii Лромс:ж.§с
tlacнpu. - · ~ moq;;ъ,ii, !<,;- rс,шрато~
минатор
npвoffpn- аг
308llJ1JCD6
u!I !lпра!Улл- lLр
ющсс
-
'"'ycmp-do ,
Рис. 9.5 . ' Фазир ующие устройства с автоtподстройг,;:ой фазы
местн ого генера~ора
С труктурная схема устройства с непосредственным воздейст­
mие м на частоту генератора изображена на р ис . 9.5а. Фазовый
диск риминатор является измерительным элем ен том, в ыр а батыва­
ю щим управляющее напряжение иу, пропорциональн ое разности
фа з между напряжением местного генератора иг и напряжением
пр инимаемых сигналов Ис. Напряжение Uy под а ется н а у и.равляю-
208


щее устрой,ство и воздействует на какой-либо параметр генератора
в соответствии с разностью фаз, измеренной фазовым дискримина­
тором. В таком устройстве из-за непосредственного воздействия
на параметры генератора стабильность его частоты уменьшается
примерно на порядок. Кроме того, нельзя использо·вать один гене­
ратор для нескольких устройств синхронизации, а также для уст­
ройства синхронизации, работающего с разными скоростями. Эти
недостатки привели к тому, что в настоящее - время наиболее рас­
пространен метод синхронизации, основанный на ,воздействии на
промежуточный преобразователь (рис. 9.56), в качестве которого
в большинстве случаев используется делитель ча.стоты. Примером
такого устройства синхронизации является устройство с дискрет­
ным управлением [32].
Принцип работы устройства синхронизации ,с дискретным уп­
равлением основан на смещении фазы выходного напряжения
счетчика при добавлении (исключении) импульса в периодическую
последовательность поступающих на его вход импульсов. Подроб­
но это объяснено в гл. 5 при описании схем формирования ОФМ
и ДОФМ сигналов.
BxorJ !lxorJнoe
yr:mp__oii-
cm!Jo
'PaJol}ыu
rJ!iC!(fllJ нu нuтор
г-----1
1
i
1
Схема
i
со!Jпа-
·
f1
ileнuя
И1
1
1
1,
BыxorJ
Делштrель
(:2т)
УпраlJля ющее
ycm(JoйcmDo
Г11 :,-------
.IИнте?.!!.L I Схена
1 тор ТТ запрета~-------➔
L _:: -_:' _J
r-+--- -
l
1
1
1
1
Схена
Лuнuя 1
Генера-1---+---~ со!Jпа- JatJeпж- 1
тор
'-----...-. tlef!uя
,,.
I
И3
!(11
1
1
L _ _______ __J
Рис. 9.6 . Коррекционное устройство <: ди<:кретным уп­
равлен ,ием
Кратко рассмотрим приведенную на рис. 9.6 структурную схе­
му устройства синх·ро,ниэации, реализующего этот 'ПРИ'Ндип . После­
довательность ·коротких импульсов, формируемых местным гене­
ратором с частотой 1fг = 2тВ (В - скорость модуляции, т - коэф­
фициент деления счетчика), подается на один из входов схемы
209


запрета и совпадения (Из), образующих управляющее устройство.
С выхода схемы запрета импульсы подаются на счетчик (дели-
. тел ь).
На выходе делителя формируются два противофазных сим­
метричных прямоугольных импульсных напряжения с частотой
F1 =В. Эти напряжения подаются на входы схем совпадения И 1
и И2, образующих фазовый дискриминатор. На вторые входы схем
совпадения И 1 и И 2 подаются короткие импульсы, соответствую­
щие фронтам принимаемых из канала связи единичных элементов
(рис. 9.7а). При синфазной работе эти короткие им1пульсы совпа­
дают с фронтами выходного напряжения делителя и поэтому не
а) Инпульсы
rppoнmoD . ,
прцнцнаенмl
посыл~он~_L_------!,-------+ --
---- t
~,,,,,До§аDленuе~ •
1
l r uнпульса
1
О)Инпульсы • 1,
•11
11111111
~~::,~~~al 1111 111 11 1 11111 1 1 1
1
1
•
1
В)
RппПГLПППППГLГLГL t
u1Ju1....П.JLJULJU ULJLJ L
1
1
1
.
г)
В)
R г--LГl. 1П Гl Г""1 Г- t
□L-J I п Qt._]1-J
•
1
'--т"'
1
1
1
1
Pl.. ___ __. F-LJ J _____F t
Cu!flJ]aЗ!fOe
пo./Joжelfue
Рис. 9.7 . Временная диагр а м м а р а-боты корреюционног о у строй- _
ства с дискретным у,пра'Влени~м
про ходят схемы совпадения (И 1 и И 2 ). Если колебания местного
генератора опережают по фазе принимаемые единичные элементы,
то импульсы с входного устройства совпадут по времени с поло­
жительными импульсами, поступающими с делителя на схему сов­
падения И 1 . На выходе этой схемы сформируются короткие им­
пульсы. Каждый такой импульс, воздействуя на схему запрета,
исключит один импульс из общей последовательности импульса-в
генератора, что вызовет смещение фазы выходного напряжения в
сторону отставания на величину Л,ср=360°/2m. При отставании по
фазе импульсы с входного устройства, совпадая по времени с по­
ложительными им пульсами, поступающими с делителя на схему
совпадения И,2 , поступят через нее на второй вход схемы совпаде~
ния Из управляю щего устройства. Каждому из этих импульсов на
выходе схемы совпадения Из управляющего устройства будет со­
ответствовать дополнительный импульс, расположенный между
импульсаУiи, ,проходящими схему за1прета (рис. 9.76). Под воздей­
ствием каждого из этих дополнительных импульсов фаза выход-
210


наго напряжения сме-стится на величину Лер = 360°/2т в ,сторо ну
о пер ежения . На рис. 9.7в-д показана динамика а•втоподстройки
устро йства фазирования при трехразрядном делителе и величине
первоначального расфазирования, равной 2fc. Из рисунка видно,
что через время, равное двум длительностям единичного элемен­
та, фазирование будет закончено . Так как за время длительности
одного единичного элемента подстройка производится на одну и
ту же величину ,Л1ср = 360°/2т, то такие уст,р ,ой1ства относятся к
устройствам синхронизации с постоянным ·корреrщионным эффек­
том. В устройствах синхронизации с переменным коррекционным
эффектом между фазовым дискриминатором и устройством управ ­
ления включается устройство переменного коррекционного эффек­
та. Такие устройства поз.валяют за время длительно-сти одного
единичного элемента ликвидировать ра•сфазирование любой вели-
чины.
•
В реальных условиях работы фронты принимаемых импульсов
искажены. Поэтому даже при синфазной работе может произойти
ложное срабатывание устройства синхронизации, в результате че­
го нарушится синфазность. Благодаря случайному характеру крае ­
вых искажений можно полагать, что смещения фронтов импуль ­
сов в сторону опережения и в стор ·ону отставания равновероятны.
Поэтому ,существенное уменьшение влияния этих искажений •на
точность -синхронизации может быть 'дост-игнуто ;путем •включения
интегратора между фазовым дискриминатором и управляющим
устройством. Этот интегратор должен выдавать импульс на управ­
ляющее устройство только в том случае, если количество импуль­
сов, поступивших с ячейки И 1 (И2), на определенное число превы­
сит количество импульсов , поступивших с ячейки И2 (И1). Включе­
ние интегратора однако приводит к увеличению времени синхрони­
зации . В реальных условиях, ·кроме искажения фронтов, происхо­
дит дробление импул ьсов и существуют временнь1е преобладания .
Поэтому, чтобы исключить ложную автоподстройку, предусматри­
вают специальное устройство защиты, которое при наличии иска­
жений отключает схему синхронизации .
Качество работы устройства синхронизации с дискретным уп­
равлением зависит от структу ры передаваемых сообщений. Так, в
случае применения ОФМ при непрерывном следовании нулей
(О О О ...) скачков фазы не будет, а следовательно, импульсы в
цепь авт оподстройки поступать не будут. Для у странения этого
недостатка применяют ОФМ с вращающейся фазой. Смысл этого
вида модуляции заключается в том, что при п ередаче 1«0» скачок
фазы, например, принимается равным .Л,ср=90°, а при передач е
«1» - .Л•ср=270°. В этом случае получают обычный ОФМ сигнал, у
которото -фаза отсчитывается от дискретно изменяющ егося (вра­
щающ егося) з·начения.
Характеристики устройства синхронизации оказывают влияние
на достоверность приема сообщений. Подробно влияние устрой­
ства синхронизации на дост ов ерность приема информации описа­
но в {21].
2!il


9.5. Фазирование АПД по циклам
Классификация способов фазирования АПД по циклам. Устрой­
ство фазирования по циклам предназначено для прави льно го оп ре­
деления 1начала и конца лередава е:Уi ой кодовой комби,нации. В за­
висимости от принципа построения СПД могут быть использованы
следующие методы фазирования по циклам:
а) В система х без обратной связи при помощи:
-
специальной фазирующей кодовой комбинации (п ре­
фикса), размещаемой в начале сообщения или группы сооб­
щенчй. Этот метод фазирования является разв итием давно,
известного и пр именяемого метода фазирования в телегра­
фии, где в начале каждой кодовой комбинации передается
о
f
стартовыи импульс;
-
синхронизир у ющих свойств применяемого для повыше­
ния достоверн -ости кода.
б) В система х с обратной связью м огу т быть использованы оба
указанные выш е метода фазирований . Кроме 1'ОГО, в таких систе­
а) Веоущая
сmанция
1 Переflат- Прямоi
i 'illK
канал
Приенt1uк
O!ipamныit
канал
о)
Переоат - Прямои
чик
канал
Веоо11ая
станция
Приемник
*
Переоат-
ЧllN
Приемник
мах в целях фазирования может
быть использована обра тная
связь, по которой передается сиг­
нал о необходимости выдачи в
кана л информации, треб у емой
для фазирования приемника .
При этом различают одноосныи
и двухо сный методы фазирова­
ния. При одноосн.оJvt методе фази­
рования выделяются так называ­
емые ведущая и ведомая: стан-
ции. Приемник ведомой станции
фазируется по сигналам передат­
чика ведущей. Обычно пере:дат­
чик ведомой станции «жестко»
сфазирован с приемником этой
же станции. Приемник ведущей
станции фазируется по сигналам
передатчика ведомой станции
O!ipamt1ыii.
____, (рис. 9.8а) .
Приемник
Переоаm­
чик
Недостатками од:ноо,сного ме­
тода фазирования является ус-
,______.
ложнение организации связи за
Рис. 9,8 . Методы циклового фазиро­
,вания АIПД:
а) одноосный; б) двухосный
счет включения оконечных стан­
ций в определенный режим ( «ве­
дущая» или «ведомая») и по­
,строения GПД :при ~наличии не­
скольких параллельно работающих каналов, поскольку возникает
необходимость иметь на ведомой станции отдельные передатчики
для каждого из каналов.
212


При двухосном ме11оде фа~ирования каждый приемник фази ­
руется по сигналам передатчика другого корреспондента (рис.
9.86).
Независимо от применяемого опособа аппаратура фазирования·
должна включать: на передающей ст,ороне - устройство введения­
фазирующей информации, а на приемной стороне - устройство·
выделения фазирующей информации и устройство, позволяюще е­
производить установку приемного распределителя в синфа зн ое­
положение.
Фазирование по циклам при помощи специальной фазирующеw
кодовой комбинации. Структурная схема уст ройства фазирования
привед ен а на рис. 9.9. Как в режиме молчания, так и в режим е,
Лереdающий Приемный .
распреtlелитсль . распрсtlелите,..'Ль__.....,___
Сооощение !(оtlирую ­
щее
ycmpotl-
cmflo
{j]аJUрующан
!(0t1lf11нaцuя
1/cmpod-
cmlloynpO/J
JIClll1Я
Датчик
rра.7_црую ­
ще11 !(0H-
OlilfflЦllt1
-t~
~ '" деноtlи - Соооще- .
-1 1,
ь· 1-
РIJЮЩЦ
-1
•1-
ljCШf!.OU - HllC
-t
1-
cm'/Jo
!fcmj;otl -
cmto ynpa
ЛС/!UЯ
Дещurрра­
тор qш111 -
рующеа
K0/10ll tftlЦllfl
Рис. 9.9 . Структурная ·схема устрой-ства фазирования АПД с
,по·мощью опециал1:1ной к-адовой ·ком бинации
передачи сообщений от специального датчика фазирующей ком­
бинации (ДФК) в начале кажД;ого цикла либо в начале группы
циклов ,передается комбинация фазирования. В приемнике дешиф­
ратор фазирующей комбинации (ДшФК), анализируя принимае­
мую последовательность импульсов, выделяет комбинацию •«нача­
ло сообщения» и ·выдает сигнал на прием кодовой комбинации.
Для устранения возможности ложного выделения фазирующе й­
кодовой комбинации (ФКК) из информационной по·следовательно­
сти импульсов необходимо накладывать некоторые ограничения на
передаваемые кодовые комбинации. Эти ограничения определяютс я­
как длиной и видом фазирующей комбинации, так и числом пере­
даваемых информационных единичных элементов Iт J. Поскольку
введение подобных ограничений значительно усложняет аппарату­
ру, в СПД с постоя"Нной длиной 1кодовой ком•бина~ции 1(,слова) ·пос ­
ле ;приема ФКК дешифратор фази·рующей ком1би•нации эакрывает­
ся на т единич1ных -эле1ментов. При этом аналИ1з -производится с
периодом Тл, раВ'ным •су ммарной длительшости Ф,КК и ·информа ­
ционной кодо,в-ой ко'Мбинации, т. е.
Тл = (m+kФ)Т,
где kФ - число разрядов в ФКК; Т - длительность единичног о,
элемента.
213


Если в результате нескольких анализов с периодом ТА дешиф­
ратор не выделяет фазирующей комби нации , то фаз'Ирующее уст­
ройство переходит к анализу всей последовательности поступаю­
щих импульсов, ~ -
е . переходит в режим фазирования . Для умень ­
шения времени вхождения в синфазную работу необходимо, чтобы
вероятность ложного появ ления ФКК в последовательности им­
пульсов была минимальна. Вероятность ложного фа зировани я оп ­
ределяется длиной 1 (количеством разрядов) и структурой фази­
рующей кодовой комбинации, а также числом информационных
единичных элементов в передаваемом ·сообщении.
Определ-им основные требования к длине и структу ре фазиру­
ющей кодовой комбинации ФКК. Предположим, что ФКК состоит
из kФ разрядов а 1 , а2, ... , аkФ , информационная же последователь-
ность имеет вид Ь 1, 1Ь2, ... , ,Ьт, Тогда анализируемая кодовая ком-
бина ция будет иметь ·вид
а1а2•••аkФЬ1i b2iЬзi ...bmiа1а2•••аkФbi;+i b2;+i •••
гд е b j i и b_i ;+i - информационные разряды соответственно i-й и
i + 1 - й кодовых комбинаций .
В ·процес-се ,поимпульсно го пои~ска ложное выделение ФКК
мож ет быть как из информационной последовательности 1Ь 1 , Ь2 , ... , Ьт,
ffiaJ11gyющaя • Инq;ормащ.1онные
~i(vмоинация. \ • paJpяtJы
•\
ll,,Uz(3 :, ,,а1<
ь,,ь1fЬ3 ,· • .,ьт
лшк110е ff1aJupo§rшue
так и яа ·пер есечении фаз,И'рую ­
щих и И'Нформацио·нных еди.нич1ных
элементов (рис . 9.1 О). Вероятность
ложного выделения Ф КК в после­
довательности
информацион1ных
единич'ных элементов определяется
только длиной ФКК и числом ин­
Рис . 9.10. ,:К поясне'Нию возможно- формационных единичных элемен-
1сти ложного фазирования
тов в передаваемом сообщении. Ве-
роятность же ложного выделения ФКК на пересечении фазирую­
rцих и информационных единичных элементов определяется струк­
турой фазшрующей комбинации. Специальным ·выбором структуры
ФКК можно добиться, 1что эта вероятно-сть ~буд,ет •равна ·нулю.
Трудно предложИ'ть методику выбора структуры ФК1К, которая
была_ ~бы оптималына для любых усло·вий вкаплуата1ции •системы
передачи •да.нных. Одна1ко ·в-полне очевид1ны ·ряд требований, ко­
-торым должна удовлетворять ФКК, а именно:
-
структура ФКК не должна быть равномерной, например, со-
стоящей из одних единиц;
-
разряды ~начала и конца ФКК должны бьiть различными.
Так, фазирующая комбинация 1 О 1 1 1 1 О имеет два разряда, в
начале и конце Ф КК совпадающими ( 1 О), и поэтому ложное вы­
деление ФКК может быть из части информационных единичных
элементов (в нашем прим ере из 5) и из двух (1 О) единичных эле­
М"ентов ФКК;
-
структура ФКК не должна быть ,строго регуляр-ной, ,напри­
мер вида 1 1 1 1 О О О О, поскольку искажение даже одного разряда
214


(например, принята ФКК 1 1 1 1 1 О О О) приводит к возможностw
ложного выделения Ф КК из (kФ-1) единичных элементов фази­
рующей комбинации (в нашем примере из 1 1 1 1 О О О) и одного·
информационно го.
Таким образом, выбором структуры ФКК можно до-биться , что,
ложное выделение фазирующей комбинации будет возможно толь -:­
ко из последовательности информационных единичных элементов.
В дальнейшем будем полагать, что это условие выполняется. Как
был о уже указано, вероятность выделе.ния ФКК из информацион ­
ной последовательности определяется только числом единичных:
элементов в фазирующей комбинации kФ и числом информацион­
ных единичных элементов в ·сообщении т. Определим оптималь­
ную длину Ф КК (kФ) в за.висимости от ·величины т. Поскольку в:
последовательности ·информационных единичных элементов ве­
роятность появления •«О» и ,« 1» на любой по зиции одинакова ·и рав­
на 1/2, то при длине ФКК в kФ единичных элементов вероятность
ложного фазирования при одном анализе равна
1
pj=
-
(9.1)
2kФ
Вероятность же ложного фазирования после v шагов поиска син­
фазного положения равна
'\'
j-1
РлФv~~pjП(1-Р;),
(9.2),
i=I
i=I
где Pj и Р; определяются по выражению (9.1). Подставив в (9.2)
выражение (9.1), получим
РлФ.., = 1- 1-
--
.
(
1 ')'\'-kф--i- 1
2kФ
(9.3),
Полагая, что расфазирование на любое число тактов в пр еделах
кодовой комбинации равновероятно, то в соответствии с (9.3) ве­
роятность ложного фазирования ·будет равна
m-kФ+1-(2kФ-1)[1-(1- 2
k~ {-kФ+'l
РлФ = -----------· -- -- --- --
т+ kФ
(9.4}
График зависимости РлФ=UkФ) при различных величинах т по­
казан на рис. 9.11 . По графику можно определить величину kФ при
заданном значении т и требуемой ,величине РлФ- Ложное фази­
рование приводит к ошибочному при ему информации . Поэтому при
вхождени-и в синфазное положение для уменьшения вероятности
ошибки передача сообщения потребителю производится только·
после получ ения нескольких (1аФ) ФКК Если эти комбинации дол ­
жны быть приняты подряд, то вероятность ошибк·и за счет цикло­
вого фазирования будет равна
Раш.Ф = РрФР:Ф'
где РрФ - вероятность выхода из режима синфазной работы. Сле ­
довательно, с точки зрения уменьшения вероятности ошибки за
215


'Счет фазирования величина kФ должна . быть как можно больше.
Однако введен'Ие ФКК увелич'Ивает избыточность в СПД, а следо-
48121520zчi(q,
вательно, уменьшает пропускную
способность. Поэтому выбор необ ­
Рис 9.11 . Зависи-мость вероятно­
~ти ложного фазирования от дли­
·ны фаз,ирующей комбинации:
·
1) m=.10; 2) m=20; 3) m=40; 4) m=
= 160; 5) m=720
ходимой величины kФ должен про­
изводиться с учетом двух важных
характеристик: требуемой досто ­
верности и пропускной способ­
ности.
Фазирование СПД по циклам с
использованием •синхронизирующих
свойств кода. При несинфазной ра­
боте вероятность появления обна­
_руишваемой помехоустойчивым ко­
дом оши-бки значительно больше,
чем ;при -синфазя-ой работе. В это'М
случае в про,цес,се вхождения •в связь
в канал передается кодовая комби­
нация, удовлетворяющая применяе­
мому в данной системе коду. На
приемной стороне дешифратор
проверяет правильность поступле­
ния кодовой комбинации. При на­
личии расфазировки в передавае ­
мом сообщении будет обна-руже~на
ошибка . Если число искаженных кодовых комбинаций превысит
пороговое значение μ1, то приемная ча·сть СПД переключится в
режим фазирования. В этом режиме управляющее устройство дис­
кретно (на один шаг за каждый цикл) подстраивает фазу прием­
ного распреде.лителя, воздействуя на генератор управляющих на­
пряжений . Как только наступит синфазность, обнаружение оши ­
-бок прекратится, на выходе дешифратора сформируется импульс,
блокирующий работу управляющего устройства. Если число пра­
вильно принятых комбинаций превысит пороговое значение μ2 , то
-СПД выйдет из режима фазирования. Начиная с этого момента,
си"Нфазность ,будет поддерживаться за счет 1ра!боты 1си1стемы син ­
х·ронизации. Синфаз1ность работы ~проверяется юо правильности
приема информации. •
Подобный сп особ фазирования может быть реализован в си­
стемах, где для обнаружения ошибок используется код, пригодный
для самосинхрон и заци'И . Пригодным же кодом для самосинхрони ­
за-ции •считается т акой, у которо1Г'О вероятность лоя·вления ра1зре~шен ­
ной комбин&ции 1в последовательности из . п единичных элементов,
входящих ,в две сосед н ие кодовые комбинации (пересечение двух
комбинаций), очень мала. Например, при передаче сообщений
1-я комбинация
2-я комбинация
al а2 ...а!_ ...ап blЬ2 ... bj-\ ..., Ъп
пересечение двух
комбинаций
216


вероятность появления разрешенной комбинации в последователь ­
ности единичных элементов aj ... ап,Ь 1 Ь 2 . • • 1
bj-I должна быть очень.
малой. Код, у которого эта вероятность равна ,нулю, называется
кодом «без за1пятой».
Различают устройства фаз·ир,ования с последовательным сдви­
гом и параллельные устройства фазирования. В устройствах фа ­
зирования с последовательным сдвигом ,в режиме фазирования
после принятия в регистр п - разрядной кодовой комбинации с вы­
хода дешифратора подается сигнал на схему запрета. Если на вы­
ходе дешифратора будет ненулевое наmряжение, то один импульс
на вход счетчика не пройдет. В результате этого выходной им­
пульс, являющийся управляющи м импульсом и обозначающий на -­
чало кодовой 1юмбинации, сместится на один разряд. Затем ре­
гистр сбрасывается в нулевое состояние и после приема следую--·
щей п-разрядной кодовой комбинации, сдвинутой по отношению
к предыдущей ,на один разр яд, продеJ1ываются описанные выше
• операции. Такой процесс происходит до получения на выходе де­
шифратора нулевого напряжения, что соот.вет ствует отсутстнию
обнаруженной ошибки. При этом считается, что поиск синфазного­
положения за .кончен.
Пос кол ь ку ошибка может быть не обнаружена и при несинфаз­
ном положении, для уменьшения вероятности ложного фазирова­
ния после окончания поиска синфазного положения произ водится
проверка по нескольким кодовым комбинациям на наличие обы:а ­
р уже ююй ошибки. Если ошибки не обнаруживюqтся, то СПД пе­
реходит в режим передачи информации. Если же ошт~бки обнару­
живаются, то СПД 'вновь переходит к ,поиску синфазного положе­
ния. Таким образом, в аппаратуре фазирования с последо вател ь­
ным сдвигом результат предыдущего анализа не учитывается пр и
последующем анализе.
В параллельных схемах фазирования после в·вода ,в регистр
п-разрядной кодовой комбинации при обнаружении ошибки также
производ ит ся запрет одного импульса, подаваемого на вход счет­
чика. Однако по сле этого регистр в нулевое состояние не сбра сы­
вается, а производится сдвиг кодовой комбинации на один разряд
и в регистр вводится следующий посту1пающий из канала связи
разряд. После этого опять производится анализ на наличие ошиб­
ки и т. д. Следовательно, при параллельном способе фазиро,вания
результат предыдущего анализа учитывается при последующем
анализе. Достоинством параллельного с пособа фазирования яв­
ляется меньшее, чем при последовательном сдвиге, время вхожде­
ния в синфазное положение . Однако ·в этом случае для ряда кодов
требуются декодеры параллельного действия, что усложняет схе­
му фазирования.
Как известно, для упрощения аппаратуры иопользуются схемы
декодирования последовательного действия. В этих устройствах
декодирование производится по мере поступления из канала евязи
разрядов. Например, ,в наиболее простом случае при проверке на
четность поступающие из канала связи разряды подаются на триг -
217


тер, который считает число единиц в кодовой комбинации по мере
их поступления из канала связи. Для реализации 1Параллельного
-способа фазирования при использовании таких декодеров необхо­
димо после анализа п-разрядной кодовой комбинации проделать
следующие операции:
-
исключить влияние первого разряда принятой п-разрядной
кодовой комбинации;
-
изменить результаты анализа декодера в соответствии со
,сдвигом всех принятых ранее (п-1) .единичных элементов на один
разряд;
-
ввести в декодер вновь принятый единичный элемент.
Рассмотрим возможность использования параллельного спосо­
-ба фазирования на ,примере ·наиболее широко используемых цик­
лических и iПСевдоциклических кодов. Предположим, что на вход
декодирующего устройств а поступает последовательность кодовь;х
комбинаций, закодированных циклическим (псевдоциклическим)
.кодом.
i -я кодовая комбинация
U+l)-я кодовая комбинация
f;+1, пfi+l, n-1 ·•-f i+l, 1 '
(i+2)-я кодовая комбинация
f;+2. п f;+2. п-1
.. . f;+2.- ;
...
:Здесь первый индекс означает номер кодовой комбинации, а вто­
рой - номер разряда в этой комбинации.
Допустим, .что СЛД работает несинфазно и включение прием­
,ника произошло следующим образом:
п- разряцная кодовая комбинация
г,-i-,i-l-i.-j---1-fi--.-j--2-..-. - ,1 - ·,1 - ,- ,i+l. пfi+l. п-1 f;+1. п-2
... /;+1. i-ij
разряды i-й кодовой
разряды U+l )-й кодовой комбинации
комбинации
В результате декодирования п-разрядной кодовой комбинации по­
.лучим первый остаток R1, который в соответствии с (8 .21) б удет
равен
(9.6)
где Е - единичная матрица.
Умножив Si на выражение (9.6) , получим
218


Обозначим длину цикла образующего многочлена Р(х) через е.
а разность е- (п +i) = п 1 . . Тогда :выражение (9. 7) будет иметь вид
hн
R = (sе-п-п,f· .+sе-п-п,+1!· . + +se-1-п,f. . )
.
h21 (9 В)
1
L,J
L, J-1
•••
1+1, J+l
'
•
•
hk,
где п- длина кодовой .комбинации О~п 1 ·~е-п.
Поскольку при отсутствии ошибок ,R =0, а вид самого остатка
на работу СПД с РОС не влияет (при любом rR=l=O посылается
сигнал переспроса), то при построении декодирующих устройств
можно пользоваться выражениями (9.7) и (9.8). При этом выра­
жение (9.7) является частным случаем более общего вьrражения
(9.8) .
Если второй анализ производить со следующей п-разрядно й
кодовой комбинацией, сдвинутой .на один такт относительно пре­
дыдущей (как это делается при последовательном способе фази­
рования), то на выходе декодирующего устройства получим оста-
ток
'
R2 = (sе-п-п, f;, i-1 + sе-п-п,+1 f;, j-2 + ... + sе-1-п, f;-1, i-1 +
hн
h21
+ se-n, f;+1. j)
.
hk,
(9.9)
Умножив S на выражение (9.8) и сложив с выражением (9.9) ,
получим
(9.10)
hk,
Из этого выражения видно, что остато.к после второго анализа
можно получить из остатка, полученного на первом этапе деления
(,R1). При этом необходимо с остатком
.R 1 проделать еще один такт
деления (это ·равно•сильно умножению 1мат,рицы S на ,R 1). Так•ой
операцией добиваются изменения результата анализа декодера
в ·соответствии со сдвигом ранее принятых п-1 разрядов на один
разряд. Для исключЕшия влияния на результат анализа пер.вого
разряда ранее принятой п-разрядной кодовой комбинации необхо­
димо сформировать и ввести в регистр ,с обратными С'вязями ко~
2.19


h11
.довую комбинацию •вида sе-п-п, f i,i . h21 • Для учета следующего
hk,
поступающего из канала связи разряда (if i+1, j) необходимо сфор­
мировать и ввести в регистр с обратными связями кодовую комби­
h11
Se-n, f
h21
нацию вида
i-!-I,i
hk,
Стру,ктурная ~схема устройства фазирования по циклам изобра­
жена на рис. 9.12 . Принимаемая кодовая комбинация записывает-
!( лотреоителю
8xoil
Регистр со сiJ811гом
ДекоrJер
CxeNa Такто8ые
со8паtJен11я llМП!JЛЬСЬ!
Генератор
Схема
Счетчик
запрета
Рис. 9.12. Устройство фазирования по циклам
-с я в п - разрядный регистр ,со сдвигом и в декодер, представляю­
щий собой регистр с обра11ными связями. После приема п-разря­
дов при ненулевом содержании регистра с обратными связями
производится запрет одного импульса, подаваемого на вход счет­
чика. Следующий принимаемый раз·ряд 1f i+1, j записывается в ре­
тистр со сдвигом. Одновременно из него формируется кодовая
hн
•
h21
«омбинация вида se-n , f;+ 1,i •
,
которая после сдвига содержи-
hk,
мого декодера на один такт, записывается в этот декодер. В тот
h11
же декодер за•писывается ком~бина~ция вида se-n -n, f;,i •
h21
hk,
,сформированная из первого разряда ранее при,нятой п-раз-рядной
комбинации, разряд \J;, j берется с выхода регистра со сдвигом.
220


Выбор величины п 1 определяется разностью е-п, т. е. отли­
чием длины цикла образующего полинома от длины кодовой ком ­
,бинации. При известном значении е-п необходимо величину п 1
выбирать так, чтобы чи,сло сумматоров по модулю 2 в фазирую­
щем устройстве было минимально. Если предположить, что нс­
.пользуются сумматоры с двумя входами, то дополнителыное число
таких сумматоров (кроме числа сумматоров, определяемого видом
<>бразующего многочлена) будет равно
k
k
Q= '~ai + ~Ь1,
i=l
i=l
тде ai - составляющие вектора ,
,Ьi - ·составляющие вектор а
в- se-n, t
=
·i+I ,j'
hk,
Таким образом, чи·сло ·сумматоро·в определяется суммой весов
обоих векторов - А и В.
hн
.
li21
и
S 't·
звестно, что вес вектора
равен l, если j <,k. Сле-
hk,
доватешто, при е - n<k для упрощения схемы фазирования же­
лателыно ,брать величину n1 = О. Для этого •случая ·выражение
(9.10) преобразуется к виду
(9.11)
hk,
Если e-n?:; ,k, то необходимо проводить исследования для каж­
дого конкретного случая.
В качестве примера приведем два варианта структурных ·схем
фазирующего устройства параллельного типа для случая, когда
используется образующий многочлен вида Р(х) =х 3 +х+ 1, длина
цикла которого равна е= 7.
1) Длина кодовой комбинации равна n=7 (n = e) .
Тогда в соответствии с (9 .11) получим
221


Структурная схема фазирующего устр ойства, •построенная в соот­
ветствии с этим ,выражением, изо бражена на рис . 9.13 .
. 2) Длина кодовой комбинации равна n = 6.
8xotJ
Ге1tератор
!{ потреьшпелю
Регистр со ciJ811гo11
( 7-paJpяtJныt1)
Схема
запрета
Счетчuf(
Таf(то8ые
11нпульсы
Рис . 9.13. Устройство фазирования .по циклам, исrполь ­
з ующее синхронизирующие свойства цикличе-с·кого кода
1(7,4) при P(x) = x3+x+ I
8xotJ
Генератор
!( потре§11телю
Регистр со сi!!Jиго11
( б - разря!Jныil)
Рис . 9.14 . У•стройство фазирования по циклам, иополь­
зующее синхронизирующие свойства циклического кодз
(6,3) при Р(х) = хЧх+I
222


В соответствии с (9.11) выражение для остап<а R2 будет иметь
.вид
hн
R2 = S R1 ЕJ:Э (S f;,i$f;+1,i) • h21
hн
h21
Кодовая комбинация S f;J·
lik,
для данного примера имеет вид
О 1 О. Структурная схема фазирующего устройства для этого слу­
чая изображена на рис. 9.14.
9.6. Способы меж:канального фазирования системы
передачи данных
При использовании двухканальных (многоканальных) СПД
вознш{ает необходимость временного согласования сообщений, при­
нятых по двум каналам, т. е. задача межканального фазирования.
Для межка нального фазирования в системах без обратной связи
использ у ются специальные кодовые комбинации, передаваемые по
обоим каналам с определенным интервалом. На приемной стороне
дешифраторы выделяют эти комбинации и по ·времени появления
импульсов на выходе двух дешифраторов определяют временной
сдвиг между прИ1нимаемыми комоинациями. Для выравнивания
времени распространения -сигнала по обоим каналам применяют
лини_ю задержки.
В сис тема х с обратной связью для межканального фазирования
може1: быть использован обратный канал. В этом случае кодовые
комбинации п ередаются только после п е редачи по обратному ка­
налу сиг нала о необходимости межканального фазирования . Та­
I<ая необходимость воз никает при изменении электрической длины
какого-либо канала. Поскольку при этом происходит цикловое фа­
зирование прйемной аппаратуры, то сигналом о необходимости
межканального фазирования может служить выход в режим цик­
лового фазирования приемной аппаратуры какого-нибудь канала.
Таки м образом, после каждого циклового фази рован ия одного из
каналов СПД должна переходить в режим межканального фази­
рования.
В системах передачи цифровой информации ' без обратной свя­
зи и с обратной связью для межканального фазирования исполь­
зуются синхронизир у ющие свой-ства помехоустойчивых кодов. Рас­
смотрим один из возможных способов межканального фазирова­
ния, основанный на использовании -синхронизирующих свойств
цикличес1юго (псевдоциклического) кода.
223


ПредположJ11м, что по какой-то причине изменилась элект,ри­
ская длина одного из каналов. Тогда кодовые комбинации в обоих
каналах будут поступать на выход в разные моменты времени
(рис. 9.15). В рез ультате осуществления циклового фазирования
в каждом канале известно начало и конец каждой кодовой ком­
бинации. В эти моменты в АПД вырабатываются у прав ляю щие
!(011оштци11 канало!
аШ8
г
I /(0/1O1Jlll1Цliil !( {]lfllЛfl, 2
'~-
6
1'
1
t, tz
Рис. 9.15 . , К пояснению опособа межканального
фазирования СПД
импульсы. Сра,внивая моменты п оявления таких импуль,сов, можно
определить величин у их времен,н6го сдви,а ~,1ежду собой (Л.-).
Однако, в какую сторону произошел ,сдвиг, неизвестно. Для опре­
деления направления сдвига воспользуемся свойством ци~личе­
ского кода при циклической перестановке членон давать разрешен­
ные кодовые комбинации.
Сформируем новую кодовую комбинацию. Все разряды, начи­
ная с момента t1 до момента t2 rшдовой комбинации канала 2, бу­
дем считать старшими новой кодовой комбинации. Из кодовой
комби,нации, пр,гнятой по каналу 1, ·возьмем ·недост ающее до п
число ра з рядов и будем считать их младшими разрядами вновь
формируемой комбинации, Если сообщения канала 2 опережают
сообщ ения канала 1, то т акое формирование новой кодовой ком- ~­
бинации равносильно циклической перестановке разрядов в ком­
бинации, принятой по одному каналу, и, следовательно, будет
сформирована разрешенная для данно го кода комбинация . Если
же •сообщения 1ка1нала 1 опережают сообщения канала 2, то при
таком формировании с большой вероятност ью будет получена за­
прещенная кодовая комбинация и ошибка будет обнаружена.
Как указывалось в гл. 8, для получения разрешенной кодовой
комбинации при циклической перестановке элементов псевдоцик­
лическо r::.о кода из каждого переставля емого разряда необходимо
формировать комбинацию вида
F" = snJil.
(9.12)
Поэтому при определении на1правления сдвига в процессе меж­
канального фазирования в ·случае использования псевдоцикличе­
ского кода младшие разряды вновь формируемой кодовой комби­
нации также получают из недостающих до п старших разрядов
комбинации, принятой по каналу 1. Однако в этом ,случае из каж­
дого разряда формируют комбинацию вида (9.12).
224


Пример. Используется [Iсевщо[щклический код ,с образующим многочленом
Р(х) =х 3 +х+ 1; длина кодо·вой ,комбинации n=6 . (укорочен на один разряд,
так ка.к длина ,ци,кла м,ногочлена е . равна 7) . По каналу связи [Iередается кодо­
вая комби,нация ,вида 1 1 !. Тогда. []Осле .кодирования эта комбинация преоб­
разуекя к,виду 11-1 О1О.
Пусть прини,ма.емые комбинации по двум канала1м сдвинуты на три разряда:
канал 1
111О1О,
канал2 111О1О
В соответствии ,с опиеанным епособом обра.бот,ки на 1приемной стороне фор'ми­
р уе тся новая кодовая комбинация. Ее старшими разрядами будут разряды
О 1 0-+х 4 . Младшие разряды ,получаем из трех старших ,ра з рядов ,принятой в
канале 1 ,кодовой комбинации ~путем ,формирования из каждого разряда ком­
бинации вида
О.ЗдесьS=
о
ОО1
О1
О1О
В результате эт,-,го ,пол у чим кодовую 1сомби,на~цию ,вида
О1О
--
с т аршие разряды формируемой 1(одо,вой ком -
ЕJЭ
1би нации (взятые 113 ка,нала 1)
JО
-
результат обра ,боq•ки первого старШi;ГО разря ,
Е3Э
да ,канала 2
JО
-
результат обработки второго ета рше го paзpя -
ffi
да. канала 2
1О
-
результат обработк и третьего стар шег о ра з -
ряда кан ала 2
ОО]О11-+x3+x+I.
Полученная ,кодовая комбинация является разрешенной. Сле­
довательно, ко:довая комбинация ,в канал ,е 1 отстает от комбина­
ции J<анала 2. Для выравнивания времени распростра :нения сиг­
налов по обоим каналам необходимо в канал 2 включить линию
задержк и, обеспечивающую дополнительное за па здывание сигна­
лов на время, равное тр е м длительностям по сылок.
8-145


Глава 10.
СЕТИ ПЕРЕДАЧИ ДАННЫХ
10.1. Понятие о сетях передачи данных и их
классификац:ия
До недавнего времени в каждой локальной АСУ создавалась
своя узкоспециализированная си·стема обмена информацией меж­
ду объектами, которая использовалась в интересах только этой
АСУ и, как правило, повторяла принятую в ней ·структуру управ­
ления.
При создании комплексных автоматизированных систем управ­
ления на,родным хозяйством такой при;нцип построения системы
обмена информацией неприемлем из - за потребности большого ко­
личества каналов связи и низкой I эффективности их использова­
ния . Поэтому основой для создания общегосударственной авто­
матизированной си,стемы сбор 'а и обработки и,нформации должны
быть так называемые сети передачи данных, включающие специ­
альные центры обработки и распределения потоков информации
между различными объектами (локальными АСУ) и использую­
щие каналы магистральных и местных линий связи. Создание се­
тей позволит эффективно использовать ·современные высокопроиз­
водительные ЭВМ в интересах большого числа по"Гребителей. Ра ­
бота ЭВМ в режиме разделения времени (поочередное обслужи­
вание потребителей) дает возможность а,втоматизировать не толь­
ко вычислительные процеосы, но и процессы распределения инфор­
мации между потребителями.
Упрощенная структурная схема сети передачи данных · (ПД)
представлена на рис. 10.1. На оконечных пунктах ,сети ПД осуще­
ствляется ввод (вывод) информации в каналы (из каналов) связи.
Оконечные пункты территориально могут совмещаться ,с упра·вля­
ющвми и управляемыми объектами (пунктами) системы управле­
ния. В соста,в каждого из оrюнечных пунктов входит комплекс ап­
паратуры передачи данных АПД.
На промежуточных пунктах (коммутационных узлах) осущест­
вляется ретрансляция и коммутация информации, циркулирующей
в сети ПД. В состав коммутационного узла входит ретрансляцион­
ная, коммутационная аппарату,ра и аппаратура управления. Ком­
мутационная аппаратура обеспечивает необходимые соединения
каналов •связи для передачи данных между взаимодействующими
пунктами. Аппаратура управления обрабатывает информацию, не-
226


обходимую для установления соединений, и управляет ра ботой
каммутационной ап,парату,ры. .
Сети ПД различаются ,по многим признакам, основными из ко­
торых являются {7, 14, 29]: назначение; ·структура; тип используе-
(N\ Промежушочttые пуннты
~ (узлы /((Jf1N!JfТIUЦUU)
О Ононечные П(!НН!IТЫ
Ри с. 10.1 . ·:{прощенная структурная схема сети пере-
дачи данных
мых каналов связи; скорость передачи данных; способ установле­
ния соединений; •споrсоб и,с;польэования каналов связи; спо·со·б
реализации алгоритма информационного обмена по каналам ПД.
По назначению сети ПД делятся ,на сети: сбо•ра данных;
распредел ения данных; сбора и распределения данных; обмена
данными.
Сети сбора данных предназначены для сбора данных от терри­
ториально удаленных пунктов (ОП) в один центральный пункт.
Передача данных в сетях э11ого класса осуществляется по однона­
правленным (сиМ'плексным) каналам связи . Сети распределения
данных предназначены для распределения и передачи данных от
центрального пункта к удаленным пунктам . В этих сетях передача
данных также осуществляется по однонаправленным каналам свя­
зи. Сети сбора и распределения данн ых сочетают в себе функции
по сбору и распределению данных между взаимодействующими
пунктами по двунаправленным (дуплексным) каналам связи. Сети
обмена данными предназначены для обеспечения двустороннего
информационного обмена между взаимодействующими оконечными
пунктами (ОП) сети по д вунапра1вленным каналам связи. При этом
взаимодействуюшие •пункты могут соединяться каналами связи ли­
бо непосредственно друг с другом, либо через промежуточные уз­
лы коммутации (УК).
Каждая сеть ПД име ет свою структур у. т . е. схему связей
между взаимодействующими ттvнкт,нvrи сети. Наиболее характер­
ными стnуктурами являют,сп {14, 29]: радиально -узловая; з·вездная
(лучевап); радиально - кольцевая; сеточная; многосвязная (-«каж­
дый с т<аждым»); линейнап; смешанная.
227


В сети с радиально-узловой структурой (р ис. 1О.2а) имеется
н ес колько главных п унк1'о в, каждый из ко1'о-рых осуществляет ;пн­
формационный обмен с •взаимодействующими 01юнечными пункта­
ми ,сети по отд ельным независимым направл ениям. Звездная (лу­
чевая) стр уктура ~ (рис . 10. 26 ) является разновидностью радиаль-
о !JJeЛ l((JMHymaцutl Q Онощчныи п11нкiп
Ри с. 10 ,2. Структуры сетей 1нерещачи данных
но-узловой и отлича ется от последн ей ,налич,ием одно го главного
пункта сети ПД. Радиально-кольцевая структура (рис. 1О.2в) яв­
ляется дальнейшим развитием звездной структуры, в которой с
целью ш:Jвышения надежности и живучести сети передачи данных,
помимо независимых ·направлений информационного обм е на, меж ­
д у главным и оконечными пунктами соз даются напра 1вл е ния пер е ­
дачи данных через соседни е оконечные пункты. В результате каж­
дый из оконечных пунктов раополагает двумя направлениями ин­
формационного обмена, что делает структур у бол ее устойчиной .
Сеточная структура (рис. 10.2г) характеризуется на л ичием развет ­
вленных связей и путей прохождения информации, что обеспечи­
вает высокую надежность и живучесть сети иередачи данных.
Многосвязная ·структура (рис. 10 . 2д) обеспечивает ,связь каждого
пункта с любым другим пунктом системы по отдельным независи­
мым направлениям . Сеть передачи данных ,с многосвязной струк­
турой обладает максимальной надежностью . Линейная структура
с общими каналами связи (рис. 10.2е) характеризует,ся включе-·
228


нием взаимодействующих оконечных пунктов в одну линию связи
и поочередным (селекторным) подключением к каналам связи
• каждого из пунктов . Линейное построение , сети передачи данных
обеспечивает высокую эффективность иопользования каналов свя­
зи, но отличается от выше рассмотренных структур меньшей на­
дежностью и живуч с,стью. Смешанная . структура представляет со­
бой сочетание ра з личных описанных выше структур.
По спосо6у установления соединений между
взаимодействующими оконечными пунктами различают: ,сети ПД
с лостоя·нным включением каналов •связи (•неко'Ммутируемые); с
коммутацией каналов связи; с коммутацией сообщений.
В сетях с постоянным включением каналов взаимодействующие
окон е чные пункты (абоненты) соединены постоянно закрепленны­
ми за ними (некоммутируемыми)
каналами связи. В сетях с ко,и­
лtутацией каналов (рис . 10.3)
взаимодействующие
абоненты
соединяются сквозным каналом l }--- '- - ' -- -- - '- - - -' ----1
связи только на время информа­
ционного обмена. В сетях с ком­
мутацией сообщений, стр уктур­
ная -схема которых аналогична О 0l(Offeчffыt1 П!Jffl(m
(рис. 10.3), передача инфор:.1а-
ции осуществляется без пре,1.ва Рис 10.3. Структурная схема с€ти
'
•
-
передачи •данных с коммутацией ка-
рительното со единения взаи:.10-
нало.в (сообщений)
действующих абонентов. В этих
сетях сообщение от абонента - отправителя поступает в узел ком­
мута~ции, где за1поминается (1ставитс:Я ·на очередь) и передае1'СЯ по
указанному адресу в соответствии с категорией срочности, присво­
енной этому сообщению. Поскольку в сети с коммутацией сообще­
ний не создается сквозного канала передачи информации, то сооб­
щения передаются по свободным участкам сети и хранятся на про­
межуточ,ных узлах коммутации, если уча•стки сети, -необходимые
для нередачи информации, заняты.
По способу использования.каналов сетипередачи
данных разделяются на две группы : с параллельной работой ка­
нало в ПД и с не з ав и симым и с пользованием каналов ПД.
В сетях первой гр у ппы одна и та же информация передается
между взаимодейств у ющими абонентами одновременно по нес­
кольким каналам, а выбирае-гся из любого канала, в котором не
обнар уживаются о ши б ки. В сетях второй группы по каждому из
к аналов в любой рассматриваемый момент времени передаются
разли ч ные сообщения. Т ак , по л у чшему из каналов передаются
сообщения, а по другим каналам в это время передаются конт­
ролыные (тестовые) кодовые ко м бинации. Состояние к ан ало в пе­
р едач и данных оц енивает,ся по частоте поя в ления о шибок, по
ум е ньш е нию уровня принимаемого сиг н ала и т. д. При необходи­
мости к аналы переключаются для передачи данны х по каналу с
•лучшим качеством.
9-;145
', 229


10.2: Выбор структуры сетей передачи данных
При выборе •сетей ПД решаются три основные задачи:
1. Выбор элементов сети ПД (линий связи, каналообразующей
аппаратуры, а,ппаратуры передачи данных и т. д.). ·
2. Выбор рациональной структуры с ети Пд, обеспечивающе й
использование оптимального количества и местоположения исполь­
зуемых коммутационных узлов (для коммута ции каналов или со­
общений), а также оптимизацию соединений ,взаимодействующих
пунктов.
3. Разработка оптималь ного алгоритма функционирования се­
ти, обеспечивающего передач у данных с заданными временнь1ми
и вероятностными характеристиками.
Решение указанных задач пред,ставляет ·собой чрезвычайно
сложный, взаимосвязанный •И ,взаимозависимый !Процесс, требую­
щий всестороннего анализа и учета большого количества техниче­
ских и экономических факторов. Сложность синтеза сетей ПД с
учетом .все го комплекса взаимосвязанных вопросов обу,словлена
наличием трудностей математического и расчетно-вычи,слительного
характера. Именно поэтому в настоящее время синтез сетей ПД
осуществляет,ся не по ком ;плексном у критерию, а . ,по частным кри­
териям оптимальности, таким, ка.к критерий минимума пропускной
способности требуемых каналов связи, крите рий минимальной
стоимости сети, критерий над ежности и т. д. При таком подходе
решить задачу синтеза сетей ПД можно при ,помощи ЭВМ. Полу­
ченные результаты решения позволяют построить модель сети ПД
и осу ществить оптимизацию этой сети путем последующей кор­
ректировки ее ,структуры и •состава. Важность оптимизации струк­
туры сети ПД обу,словлена тем, что от структуры сети ПД ,сущест­
венно зависят такие характеристики сети, как пропускная способ­
ность, надежность и стоимость.
Рассмотрим задачу выбора .структуры сети передачи данных .
Сложность выбора оптимальной структуры больших сетей ПД свя­
зана с н:собходимостью производить практически невыполнимый
объем вычислений. Действительно, при наличии в сети ПД N взаи-. ·
модействующих оконечных пунктов количество направлений ин ~
формационного обмена составляет . N-1 для радиально-узловой
структуры и _!!_ _ (N - 1) для многосвязной. Если учесть, что между
2
каждой парой взаимодействующих о конеч ных пунктов может б ыть
проложено несколько линий связи , то количество вариантов ,свя­
зей в сети ПД становится настолько большим, что о пенка их даже
пр и помощи ЭВМ чрезвычайно затруднительна. Вместе с тем
прием лемые универсальные способы оптимизации структуры ·сети
ПД с точки зрения объема вычислений практич~ски отсутствуют.
Для упрощения на начальном этапе синтеза сети ПД целесо­
образно разделить большую сеть на отдельные локальные сети,
синтезировать эти локальные сети, а затем уже из них составлять
большую ,сеть. Число и размеры локальных сетей определяются
230


как территориальным раоположен ием взаимодействующих пунктов
и · узлов сети ПД, так и характером их связи между собой·. Так,
сеть ПД, из ображенную на рис. 10.4а, мож но ра здели ть н~а,"•:три
сети ПД (рис. 10.46), ,структура которых проще исходной .
а)
Рис. 10. 4 . Пр,имер разложения сложной сети пер еда чи
данных
В процессе синтеза создается структура сети ПД, обеспечиваю~
щая передачу заданных потоков информа ции по · всем направле­
ниям информационного обмена. П ри этом в качестве исходной пrи­
нимается структура так называемой минимальной сети, т. е . се ти
из всей совокупности возможных, которая обеспечивает передачу
в-сех потоков информации 1при использовании минимально возм о ж­
ной пропуошой способности I<аждого из направлений ин форма­
ц ион ного обмена. В настоящее время отсутств ует строгое реш ени е
задачи синтеза минимальной сети ПД для случая переда чи инфор­
мации в каждый рассматриваемый момент времени одновременно
по мног им направлениям. Существуют упрощенные способы пост­
рое ни я минимальной сети для случая передачи информации в
каждый рассматриваемый момент времени только между двумя
узлами сети. Большинство методов синтеза структуры сети ПД
предусм атривает построение минимальной сети и ,последующее ее
улучшение с целью оптимизации тех или ины х параметров с е ти .
Рассмотрим о дин из методов построения минимальной сети
ПД [29] .
В качестве исходной выбирается радиально-узловая структура
сети ПД, в которой соединены между собой все узлы, обмениваю­
щи еся информацией заданно го объ ема. Путем вычитания наимень­
шего объема информации в каждом из направлений информацион -:
нога обмена исходная радиально-узловая структура разбиваетсЯJ;
на две, в одной из которых между каждой парой взаимодейству-:
ющих пунктов (узлов) сети передаются одинак о·вые потоки инфор-'
мации, а в другой - разность между исходным и минимальным
потоками в сети.
9*
231


Для пояснения сказанного выше изобразим сеть (рис. 10.5), у
которой пьтоки пер едаваемой информации между любыми пунк­
тами условно указаны цифрами . Эта сеть разбита на две более
п-ростые ( 1-й этап). При этом в первой сети поток передаваемой
А
-
А1
1-ii зmari
J-iэтап
А
Аz
А:;
,4
J
+
А4
4-ii этап
+
Ач
J-if _ ;;тап
As
~
Az
_
\\=
l5
+
1
А4
А4
5
А5
А3
А~
Рис. 10.5 . Пример, 1110ясняющий синтез минималь·ной сети uередачи
данных
232


информации между любыми двумя пунктами одинаков ~ равен
восьми условным е3-иницам (минимальному потоку между п унк­
тами 2 и 4 исходнои сети). В каждом звене второй сети поток пе­
редаваемой информации равен потоку в данном звене исходной
сети минус восемь условных единиц (поток в любом звене первой,
полученной в результате разбиен ия сети). Процес-с разбиения се­
ти (2-й этап) ,п родолжается до тех пор, пока исходная структура
не будет представлена суммой структур сетей ПД с равномерными
потоками информации в каждой . В результате такого разбиения
из исходной сети получим четыре сети с одинаковыми потоками в
каждом звене (3-й этап). Далее каждая из .полученных радиально­
узловых структур заменяется кольцевой структурой с равномер­
ными, но вдвое меньшими, чем в исходной сети с радиально-узло­
вой структурой, потоками информации (4 - й этап). После наложе­
ния сетей с кольцевыми структурами друг на друга получается
минимальная сеть ПД (5-й этап).
Построенная минимальная сеть ПД обеспечивает передачу в
каждый момент времени заданных потоков информации только
между двумя любыми оконечными п унктами, но не гарант ирует
одновременной передачи заданных потоков между всеми взаимо­
действующими оконечными п унктами. Поэтому данная сеть яв­
ляется и,сходной, которую надо проверить, обеспечит ли она одно­
временную передачу нсех заданных потоков информации. Кроме
того, необходимо установить, достаточна ли про,п ускная опособ­
ность используемых каналов связи в каждом из на правлений ин­
формационного обмена. В ряде случаев возникает необходимость
построе ния такой структуры сети ПД, которая обеспечивает пере­
дачу информации между взаимодействующими пунктами по зара­
нее известному и не изменяемому в процессе функционирования
сети ПД маршруту с минимальной задержкой передаваемых сооб­
щений при заданных ограничениях стоимости сети.
Исходными данными при выборе структуры сети ПД служит
месторасположение оконечных пунктов АСУ и коммутационных
узлов сети связи, а также расположений линий связи между ними,
требуемая пропускная способность в каждом направлении пере­
дачи информации и возможности линий связи по передаче задан­
ных потоков информации . Наиболее простым И ; казалось бы, ест-:с­
твенным является построение структуры сети ПД соединением вза­
имодействующих пунктов (узлов) межд\' собой по кратчайшему
пути, что обеспечивает минимальную прот1-1женность линий связи и
минимальное время задержки информации. Однако полученная ра­
диально-узловая структура далеко не всегда является оптималь­
ной с экономической точки зрения.
После построения структуры сети ПД с минимальной протя­
женностью линий связи в нее вносятся целесuобразные изменения
и на ЭВМ. рассчитывается стоимость получе~ ;;юго варианта с е ти.
В •процессе изменения могут вводиться новш: ветви ме}кду взаи­
модействующими оконечными пунктами, изменяться параметры
этих ветв ей, расположение узлов сети связи и т. д.
233


Важным критерием оценки эффективности сети ПД является
ее надежность, характеризующая способность сети обеспечивать
непрерывную передачу данных между взаимодействующими око­
нечными пунктами. Для больших сетей ПД требование надежности
может оказаться решающим фактором, определяющим выбор
структуры сети.
В качестве показателя надежности сети ПД можно взять со­
вокупность ,вероятностей существования пути прохождения инфор­
мации между каждой парой взаимодействующих оконечных пунк­
то,в. Величина этой вероятности P.(i, j) сущест.венно зависит как
от щщежности используемых каналов ~передачи данных (АПД и
каналов ,связи), так и от -количества каналов лередачи данных в
каждом из направлений информационного обмена. Использование
избыточного числа каналов передачи данных позволяет организо­
вать обходные пу1и передачи информации при выходе из строя
или перегрузке отдельных участков сети ПД.
На практике и.спользуют комбинированную -структуру сети ПД,
в которой оконечные пункты соединяются с ближайшими узлами
коммутации по радиально-узловой схеме, что обеспечивает мини­
мальную длину линий овязи и минимальное ~время задержки пере­
дачи информации, а узлы коммутации соединяются по многосвяз­
ной схеме, что обеспечивает ~высокую надежность сети ПД.
,10.3. Способы соединения абонентов в сетях передачи
данных
В сетях с коммутацией каналов (КК) взаимодействующие або­
ненты соединяются так же, как на обычных автоматических теле­
фонных сетях. После установления соединения абоненты оповеща­
ются о том, что им пред оставлен канал связи. По получении сиг­
нала отбоя ко,ммутационная аппаратура разъединяет ранее уста­
новленное соединение между абонентами.
Если соединение абонентов устан овить не удается из-за заня-
1ости каналов связи на любом из участков ,п ути прохождения ин­
формации между взаимодейст,вующими абонентами, то вызываю­
щему абоненту ,выдается отказ в обслуживании. В связи с этим
сети с коммутацией каналов называют сетями с отказами. Метод
коммутации каналов целесообразно использовать в системах, где
взаимодействующие абоненты регулярно обмениваются большими
потоками информации ·в реальном масштабе времени (т. е. в ре­
жиме диалога, как это имеет место в процессе телефонных пере­
говоров).
Для передачи коротких сообщений с длительными паузами бо­
лее целесообразно использовать метод коммутации сообщений
(КС). В сетях с коммутацией сообщений нет необходимости уста­
навливать соединение взаимодействующих абон е нтов сквозным ка­
налом связи. Процесс передачи информации в этих сетях осущест­
вляется следующим образом. Абонент-отправитель выдает в узел
234


коммутации сообщение и ад,рес абонента, которому предназначено
это сообщение. Узел •КС запоминает · сообщение (ставит его на
очередь ) и передает его абоненту-получателю по мере оовобож­
дения каналов и 'В соответствии с категорией срочности либо по
а,бонентской линии (если абоненты одного узла КС), л,ибо ·по ка­
налам связи через . промежуточные узлы КС (если абоненты раз­
ны х уз лов КС) . Сети с КС назыв ают сетями с ожиданием.
10.4. Организация информационного обмена в сетях
с коммутацией каналов
Организация информационного обмена ,в сетях с коммутацией
к ана лов с~щественно зависит от структурной живучести сети ПД,
допустимои длины пути и установленн ого ,порядка его и опо льзо­
в ан ия (з анятия) , ,степени загруженности и иоправности каналов
связи . Поэто,му на практи ке при организации у прав ления на узлах
комм у тац ии каналов исходят из нал и чия ограничений по допусти ­
мой длине пути, ,по до пу,стимому количеству обходных 1-шправле ­
ний п ередачи данных, по числу транз'итных участко·в и т. д.
В настоя щее 'время н аибо лее целесообразным ~параметром оцен ­
к и является длина пути , определяемая числом транзитных участ­
ков . Соединение взаимодействующих аб о нентов сквозным каналом
на им ень ш ей длины обеспечивает в ср еднем оптимальное распре ­
дел е ние потоков информации в сети ПД. Дл я выбора направлевия
передачи инфо рмации используют дис т ан ц ионные таблицы, кот о ­
рые составля ются и корр екти руются ЭВ М или другим управляе­
мым устройс твом узла комм ут ации каналов. Выбор кратчайшего
пути передач и ·информации зависит от ,состояния и загруженнос ти
каналов связи и аппаратуры взаимодействую щи х узлов ко м му­
тации . Поэтому для состав ле ния дистанционных таблиц и выбора
по ним кратчайшего пут и необходимо и мет ь информацию о состоя­
нии ка налов связи и аппаратуры взаимодействующих (,соседних)
узлов комму та ции .
С уще ствует два ,опособа определения целесообразности исполь­
зования пути для передач и информации: детерминиро·ванный и
сто хастический. Пр и детерминированном способе определяется
кр атча йший п уть на основании анализа информации о состоянии
кана л ов связи и аппаратуры взаимодей,ствующих узлов. Эта ин­
формация пол у ча ется в результате не п осредствен ного контроля
каналов связи и аппаратуры узлов коммутации. При стохастиче­
ском способе кратчайш и й п уть находится по результатам анализ а
инфо рм ации о длине пройденн о го п ут1 1 ранее п ере данным сообще­
ние м, о времени его пер едачи и т . д . , я в ляющихся случайными
величинами. Эта информац ия получается по результатам обслу­
живания ранее п ереданных сообщений, по этому в составе служеб­
ной части каждого сообщ ения д олжны содержаться сведения о
врем е ни передачи сообщt;ния (т . е . о длине пройденного _ им пути).
Как при детерминированном, так и при стохастическом спосо­
бах кратчайший путь опред ел яется на основании ди-станционных
235


или маршрутных таблиц , которые составляются и корректируются
с учетом полученной информации о состоянии сети. Дистанцион­
ная таблица составляется на каждом узле коммутации и имеет
вид матрицы, HO[v!ep столбца которой соответствует номеру око­
нечного узла коммутации, взаимодействующего с данным узлом,
а номер строки - номеру соседнего узла. Элементы матрицы ука­
зывают относительную длину пути между данным узлом комму­
тации и другим. взаимодействующим с ним узл ом коммутации.
Пример. Предположим, что необходимо 1п€редать сообщение от узла 5 к
узлу 3 в сети ПД , структура которой изображена на рис. 10.6, и что дистан­
цион ·ная таблица имеет следующий 'Вид:
1
11
Ds=23
33
2
2
2
2
34
33
2
2
Преж де в,сето -выбираем столбец, но-мер которого соответствует номе ру
узла. доставки сообщения (,столбец 3), и в этом с то лбце выбираем элемент,
имеющий ми ни мальное значение (элемент 1). Выбором минимального элемента
4
определяется номер строки, т. е . номер соседне­
го с данным узла коммутации (в данном случае
3), с которым следует в перв ую очер едь ос у ще­
ствить соединение. Таким образом, если канал
связи свободен, то целесообразно сообщение пе­
редавать из узла 5 в узел 3. Если же канал свя­
зи в этом направ,1ении занят, то следует выбрать
в том же столбце 3 следующий по величине эле-
мент, определить · номер стр оки, а следоват ельно,
и соответствующий ему номер соседнего у зла
коммутации, с которым необходимо осуществить
соединение. В рассматриваемом примере очеред-
Рис . 10 .6. 1!3а,р,иа'НТ •структ у- ным элементом столбца 3 является число 2, а со­
ры сети -передачи данных седним узлом коммутации, с которым не о бходи­
узлом 4 не удается
ний узел 1. .
мо осуществить соединение, узел 4. Если же и с
осуществить соединение, то выбирается следующий сосед-
Следовательно, щля ~передачи сообщения из узла 5 ,в узел 3 rrюследователь­
ность выбора пути 1передачи информации следующая: 3, 4, 1. Упорядочив после­
довательность выбора п у ти пер едачи информации из узла 5 в каждый из взаи­
мо'действующих узлов коммутации (т. е. в каждом из с толбц ов диста ·нционной
таблицы), ~получаем маршрутную та.блицу. Так, для рассматриваемого примера
маршрутная та·блица имеет вид
Ms=
234
34
3343
44
Составленные таблицы корректируются в соотв етстви·и с изме­
нениями состояния каналов связи и а,ппаратуры узлов коммутации
или времени доставки ранее переданных сообщений.
236


10.5. Принципы построения узлов коммутации
каналов
Узлы коммутации служат для соединения абонентских линий
и каналов С'ВЯЗИ и образования сквозного канала связи между
взаимодействующими абонентами. Основными устройствами узла
коммутации каналов я1вляются устрой·ства ком1мутации и управ­
ления. Упрощенная структурная схема узла коммутации каналов
представлена на рис. 10.7 . Коммутация каналов (соединение i-й
входной линии с j - й выходной) осу-
ществляется устройствами комму - 1 ~tlcm8o
тации по сигналам, получаемым из z---+<.,. !(Оннутации
устройства управления. Устройства j -- -
каналоО u
Выхоi/ы 1
-
-
--2·
---)
коммутации осуществляют элек-
трическое подключение группы из
N входов к группе из М выходных
каналов в соответствии с поступаю­
щими вызовами. Обычно величина
N превышает М в 3- 5 раз.
По принципу построения все
узлы коммутации каналов можно
разделить на узлы:
N
ЛllHl/11
. ___
_
!/стройст8о
упра!Jлен11я
---► ff
Рис. 10.7 . Улрощен•ная структур­
ная схема узла •коммута,ции ка­
налов
-
с индивидуальным управлением коммутацией каналов;
-
с косвенным способом у,правления устройствами коммута••
ции каналов;
-
с общими устройствами управления;
-
с программным управлением устройства,ми .коммутации.
Структурная ,схема узла коммутации каналов с индивидуаль­
ным упра1влением ~представлена на рис. 10.8 . Каждый искатель.
1 -я ступеш,
2 -я ступень
п -я ступень
ЦCl(UHllЯ
UCl(aHllЯ
IJCl(aHlJЯ
l(оннута -
!(онмgта-
Коннута-
тор
тор
тор
Ycmpoiicm8o
!Jcmpoucm8o
Ycmpoiicm8o
упра8лсн11я
упра8лсt111я
улра8лен11п
Рис. 10 .8 . Структурная схема узла коммутации кана.11ов с индивидуальным
)11правлением коммутирующими устройствами
такого узла имеет инди,видуальное устройство управления, ,сраба ­
тывающее тю сигналам условного адреса вызываемого абонента ~
который ,выдаеТ~ся • на узел коммутации вызывающим абонентом .
Достоинствами построения этих узлов являются высокая надеж­
ность коммутационной системы, достигаемая за счет децентрали­
зации управ ления коммутацией каналов, а та,кже унификация к
простота их обор удо вания. К наиболее существенным недостаткам
237


относя'I\ся низкая эффективность использования управляющих уст­
ройств (3-7% от общего времени их работы), большое время
установления соединений и зависимость этого времени от абонен­
та. Кроме того, невозможность установления соединения на сетях
связи по обходным на-правления•м и отсут,ствие на узле коммута­
ции информации об адресе вызываемого абонента ограничивают
.структуру ,сети передачи дан·ных. В узлах этого типа в качестве
устройств коммутации используются электромеханические rrскате ­
ли, что также является ·одной из ,причин их ювкого быстрод е й ­
с·11вия.
Узел коммутации каналов с косвенным способом у,пра,вления
у стройствами ком,мутации (искателями) отличается от уз ла ком ­
мутации •С индивидуальным управлением коммутации каналов на­
.личием в его составе регистра, ,приним ающего и на,ка,пливающего
условный адрес вызываемого абонента (рис. 10.9). После приема
Bx orJ
llере!(лючатель
~
!-я ступ еffь
ll CiШH/lЯ
!Jc mpoiicm8o
l( O Nt1yma цua
Ycm pot1cm8o
!Jпра8леная
п-я ступень
llClfaffllЯ
Ycmpo d. ст8о
l(OMM!JmOЦ!JIL
!!cmpmicm8o
!(0 M!1!JШtlЦ!Jll
Рис. l0.9. Структурная схема узла коммутации ·каналов -с косвенным спосо-
бом управления коммутирующи:v~и устройствамн
:этого адреса реги'стр выдает сигналы на управляющие устройства
искателей, под воздействием которых и-скатели обе с печивают не­
,об ходи:v1ую комм утацию кана ,1ов. Применение регистра ,приводит к
более эффективному использованию управляющих устройств и
позволяет у станавливать со единения по обходным путям.
На узлах коммутации каналов третьего типа соединением ка­
:налов у п равляют не инди,видуальные, а общие у,правляющие уст ­
;ройства . В зависимости от степени централизации функций управ­
ления различают узл ы с регистрами по ступеням искания и с об ­
щими регистрами управления . В свою очередь, узлы коммутации
,с общими регистрами мо гут использовать либо у пра,вление по сту­
пеням искания, либо централизованное у пр авление с общим уп ­
равляющим устройством. Структурная схема узла комму тации с
,общим устройством уп равл ения представлена ·на рис. 10.10 .
Применение общих у пр авляющих устройств ус траня ет непос­
редственное влияние абонента на процесс поиска свободного пути
и уста нов ления соединения, что обеспечивает возможность уст а­
новления соединений по обходным направле ния м. Кроме того, су ­
щественным ,пр еимуществом узлов коммутации каналов с общими
устройствами управления по сравнению с предыдущими типами
узлов является более высокое быстродействие, достигаемое заме­
ной электромеханических искателей в коммутационных устрой­
-с тsах коммутационным полем, постро енным на базе ·соединителей
238


релейного типа (электромеханических реле в первых образцах уз ­
лов коммутации каналов) и быстродействующих элементов элек­
тронной техн ики (в более поздних •об разцах узлов коммутации).
Высокое быстродействие элементов электронной техники обеспе­
чивает построение узлов коммутации с высокой степенью центра­
лизации упра -вления.
_______ r
BxorJ Переключатель1----~
Регцстр
Ycmpoiicm!Jo
!(0/-11'1!JШf1ЦUtL
каналов
!lcmpoiicm/!o
упра8ле11uя
Bыxoil
Р ис . 10.10. Структурная схема узла ,коммутации кана­
лов с общим устройством управления
Интенсивное раз·витие вычислительной техники и широкое
внедрение ее элементов ;в системах передачи данных привели к
созданию узлов коммутации с программным управлением, струк­
турная схема которого представл ена на рис. 10.11. Функции цент-
Лuнeiiffoe
ycmpotlcmfJo
88/1
Ycmpotlc@!Jo
ffO Mt-tymaцuu
Kaffaлo!J
Упра!Jляющее
ycmpoilcm!fo
ЛцнеiJ.ное
1-----.
ycmpot1cm!fo
Лt1ttCt1нoe
опрашu/Jающее
L----------"'- '
ycmpotlcmBo
Рис . 10.11 . Структурная схема '<"J Ла -коммутации каналов с про­
граммным у1равлением
рального устроЙL:ТR?, ; правления выполняет ЭВМ (специализиро­
ванная иJiи универсальная), осуществляющая у правление и конт­
роль за работой устрой-ств коммутации с учетом ,состоя·ния кана­
лов связи, их качества и способов обслуживания. Информация о
состоянии сети передачи данных и ее элементов хранится ,в ЗУ
ЭВМ и периодичеоки обновляется. Лщ-rейные устройства выделяют
канал связи из группового тракта, сигналы вызова и другие ·слу­
жебные сигналы, поступающие от абонентов и других узлов ком­
мутации, а также ~контролируют за·нятость и загруженность кана­
лов связи. Регистр (периферийное устройство управления) обна-
239


руживает и запоминает поступающие на узел коммутации адреса
вызываемых абонентов, принимает и передает на соседний узел
коммутации сигналы управления и взаимодействия. Линейное оп­
рашивающее устройство осуществляет последовательный опрос
всех каналов связи и при наличии вызова выдает адрес вызываю­
щего абонента в ЭВМ.
Узлы коммутации каналов с программным у правлением ·по срав­
нению с другими типами узлов имеют: более высокую степень ав­
томатизации процессов управления коммутацией каналов; ги б­
кость, приспособляем,ость к структуре и состоянию сети передачи
данных; возможность оперативного совершенствования алгоритма
уп равления работой узла коммутации каналов; высокую эффек­
тивность использования оборудования узла; наличие автоматиче­
ского контроля работы узла; высокую надежность работы узла
коммутации каналов за счет использования элементов вычисли­
тельной техники, построенны х на базе современной микро эл ект ро­
ники в сочетании с автоматическим контр -олем. Вместе с тем уз­
лам этого типа свойственны и недостатки, к числу которых отно­
сятся: повышенная сложность по сраnнению с узлами коммутации
без ЭВМ; высокая степень централизации упра,вления, что при·во­
дит к необходимости повыша ть надежность работы узла комму­
тации при менением различных способов резервиро.вания IJ3Плоть до
использования в работе одновременно двух комплектов ЭВМ и
другого оборудования; более высокая стоимость разработки, пост­
роения и эксплуатации по сравнению с другими типами узлов
коммутации каналов.
10.6. Организация информационного обмена в сетях
с коммутацией сообщений
Для обеспечения автоматической обрабо тки информации в со­
ста·в каждого сообщения должны входить призна,ки, определяю­
щие начало сообщения (заголовок), содержательную (информа­
ционную) часть и к,онец сообщения.
В состав заголовка п ередаваемо го сообщения должны входить
признаки, указывающие: начало и конец заголовка; категорию
срочности и секретности сообщения; вид сообщения (информаци­
онное или служебное); тип кода, используемого для кодирования
содержательной части сообщения; номер передаваемого сообще­
ния; время ввода сообщения в сеть; номер передаваемой кодовой
комбинации· количество кодовых комбинаций в сообщении; адре­
са взаимод;йствующих абонентов; мар шрут прохождения сообще­
ния по участкам сети передачи данных; избыточную информацию
для повышения достоверности передачи заголовка; конец сообще­
ния.
В сетях передачи данных, абоненты ·которых обмениваются
специфической информацией, состав заголовка может быть раз­
личным, что в общем случае усложняет процесс обслуживания
сообщений. Большая часть служебной информации, входящей в
240


сообщение, формируется на узлах ,ко"1мутации сообщений. Або­
нент-о'Dправитель указывает лишь адрес абонента - получателя, ка­
тегорию срочности и секретности передаваемого сообщения.
Каждое сообщение может ,передаваться либо в полном соста­
ве, либо отдельными кодовыми комбинациями (блоками, пакета­
ми) единой категории срочности и общности конечного адреса.
При передаче длинных •сообщений усложняется процесс обслужи­
вания сроч н ых сообщений, предусматривающий для их передачи
прерывание передачи сообщений более низких категорий срочно­
сти . Наиболее простой способ прерывания предусматривает пере­
дачу срочного сообщения сразу же по окон ч ании передачи всего
предыдущего сообщения . Однако такой способ приоритетного об­
служивания может недоп устимо увеличить время доставки сроч­
ного сообщения. Поэтому целесообразно каждое сообщение пере­
давать отдельными блоками ' (пакетами, ,кодовыми 'комбинациями),
что позволяет · передавать блоки сообщения по разным маршру­
там, обслуживать их в соответствии с заданной категорией сроч­
ности, что, в свою очередь, обеспечивает высокую эффективность
использования каналов связи и уменьшает время доставки сооб­
щений в пункт назначения .
. Одной
из важных задач организации информационного обмена
в сетях с коммутацией сообщений является выбор способа адре­
сования сообщений . Существует два основных способа адресова­
нюr сообщений : метод зонной н у мерации абонентов и метод ад­
ресования с указанием оконечных узлов коммутации или оконеч­
ных абонентов-получателей сообщений .
При использовании метода зонной нумерации в,ся территория,
обслуж Noваемая сетью передачи данных, разбивается на отдельные
зоны . Адрес абонента состоит из номеров зоны, узла и абонента,
прикрепл ен н о го к данному узлу коммутации. При таком спо~обе
адресования четкая направленность передачи сообщений дости­
гается заданием на всех узлах коммутации таблиц адресов, ука­
зывающих единственный оптимальный маршрут передачи сообще­
ний между каждой парой соседних у злов коммутации. Для орга­
ни з ации направленной передачи одноадресного сообщения доста­
точно в заголовке сообщения указывать на каждом из промежуточ­
ны х узлов адрес очередного промежуточного узла коммутации
сообщен и й. Этот м етод можно использовать в сетях с радиально­
узловой структурой, в которы х оптимальный путь про х ождения
информации од н овр ем енно я-вляется и единственным. И м енно по­
этому указани е адр е са абонента одно в ременно определяет и марш­
рут передачи со общения.
В сетях с более сложной структурой, обеспечивающих несколь­
ко маршрутов передачи сообщений между соседними узлами ком­
мутации, адрес абон е нта не может однозначно определять марш ­
рут передачи сообщ ен ия. В этом сл учае целесообразно использо ­
вать метод адресования с указанием оконечного пункта, к кото ­
рому подключен абонент - получатель. Оптимальный маршрут опи­
сывается на каждом из промежуточных узлов ком.мутации с уче-
241


том адреса оконечного узла коммутации. Метод ад ресования
приемлем для сетей, в которых каждый из абонентов подключен к
одному узлу. Если же в сети абоненты подключены одновременно
к нескольким узлам коммутации, то це лес ообраз но указывать не
номера оконеч н ых узлов, с кото рыми соединен абонент, а непо­
средственно номер (адрес) абонен та-пол у чателя. В этом сл у чае
на каждом из узлов коммутации необходимо иметь таблицы с
указанием в них возможных путей передачи сообщений. Опти маль ­
ный маршрут выби рается на каждом из про межуто чных узлов
коммутации с учетом состояния кааалов связи.
Рассмотренные выше способы ад ресования применимы к пере­
даче одноадре сных сообщений. П ередача ·многоадресных и цирку­
лярных соо б щений сводится к передаче одноадресных . Для этого
на исходящем узле коммутаuии принятое от абонента сообщение
размножается по числу абоне нтов-получ ателей, посл е чего каждое
из сообщений передается в п ункт назначения ка11 одноадресное.
Однако при ·большом ч исле абонентов-получателей приме не ние
многоадресной передачи существенно снижает эффективность ис­
пользования каналов связи за счет увели чения служебной части
сообщения. Эту эффективность можно несколько повысить ум ень ­
шен ием количества размножа емых копий передаваемого сообще­
ния. Последнее возможно, если имеются -кратчайшие маршруты к
окощ~чньtм узлам коммутации (или абонентам-получателям), про­
ходящие через один . или несколько других окон е чных узлов ком­
мутации (абонентов-получателей), которым необходимо передать
одно и то же сообщение. В этом случае в -соста.ве за головка сооб­
щения указываются последовательно (начиная с ближайшего) ад­
реса оконечны х узлов (абонентов), исключаемые из сообщен 1ия по
мере его доставки в про межу точный пункт назначения.
Объ ем адресной част и сообщения мож но уменьшить введением
обобщенных адресов, присва иваемых группе абонент-ов. При это м
возмож но двоякое использование обобщенных адресов: при вводе
сообщения в сеть (в ближайший от абонента узел ·комму тации) ·И
на всем пути ,передачи сообщения, т. е. на всех узлах комму тации .
Для направленной передачи соо·б щений на ·каждом из узлов ком­
мутации имеются табл иц ы, в которых указа ны адреса узлов ком­
мутации ,и абонентов, I<оторым предназначено циркулярное сооб­
щение с заданным обобще н н ым адресом.
Способы управления д-вижением сообщения в сети ПД основа ­
ны на использовании трех основных процедур управления: случай­
ной, детерминированной и поисковой.
При случайной проц едуре управления на кажд,ом из узлов ком-
1\'!утации очередной мар шр ут ·передачи сообщения выбирается слу­
чайным образом ,вне зависимости от адреса а,бонента-получател5J
и требований к качеству передачи информации, т . е. с~общение
может быть лередано по любому из маршрутов с равно.и вероят­
ностью . Такой процесс управления от личае тся простотой и малым
объемом служебной информации, слабой чувствительностью к и~­
менениям состояния сети. Однако процесс управления по случаи-
242


ному закону приводит к многократному поступлению сообщения
в один и тот же адрес, отсутствие ограничений на выбор маршру­
та передачи информации приводит к увеличению среднего пути
прохождения сообщен-ия и, как следствие, к увеличению среднего
времени его задержки.
При детерминированной процедуре упра,вления на каждом из
узлов ·коммутации хранится информация о возможных маршрутах
передачи инфор,мации •каждому из а•бонентов узла. Эта информа­
ция хранится в виде таблиц, 'КО1'орые составт~ны для некоторого
фиксированного состояния сети и могут не изменяться в процессе
ее функционирования либо корректироваться с учетом изменения
состояния сети. В последнем случае та·блицы могут обновляться
периодически л:ибо асинхронно ,по мере изменения состояния сети .
Детерминированный процесс управления целесообразно иопользо­
вать в ,системах, допускающих жесткое управление потоками ин­
формации.
Разновидностью детерминированного процесса упра,вления яв­
ляется одновременная (параллельная) передача сообщения по ·
всем возможным маршрутам передачи информации между взаимо­
действующими объектами. В результате абонент-получатель может
принять сообщение с нескольких направлений, что можно исполь­
зовать для повышения достоверности передачи информации.
При поисковой ,процедуре управления пути передачи сообще­
ния выбираются с учетом состояния сети и ее элементов, загрузки
каналов связи, допустимой задерж,ки, достоверности и надежности
передачи информации. Необходимая информация для организации
поисковой процедуры управления содержится в заголовке сооб-
• щения, а также в служебных сообщениях, которыми обменивают­
ся узлы коммутации для организации информационного обмена.
Оптимизация маршрута передачи может осуществляться либо для
каждого передаваемого .сообщения, либо периодически, либо в такт
с изменен-иями состояния сети. Результаты ,решения задачи по
оптимизации маршрута передачи сообщения заносятся 'В таблицы ,
каждая из которых привязана к одному из абонентов. Процесс
оптимизации путем передачи сообщения осуществляется с учетом
структуры сети и допустимых вероятностно-временнь1х хара1(те­
ристик передаваемой информации.
Из рассмо-:;-ренных способов упр аsл ения наиболее эффективной
является поисковая процедура управления, обеспечивающая опти­
мизацию пути передачи сообщения с учетом факт,ического состоя­
ния сети передачи данных и требований к вероятностно-времен­
нь1м характеристикам передаваемой информации. На практике при
ортанизации управления процессом лередачи информации, как
правило, используются ,совместно все три рассмотренные ,процеду­
ры управления.
Для контроля за своевременностью доставки сообщения целе­
. , сообразно ограничить время пребывания сообщения
в очер:ди и
время его доставки (задержки) по каждому из направлении ин­
формационного обмена. Однако вычисление указанных параметров
243


достаточно сложно. Для контроля за своевременностью доставки
сообщения можно использовать среднее время задержки сообще­
ния на каждом из узлов коммутации. Главная трудность, · возни­
кающая при определении среднего времени задержки, состоит в
вычислении потоков сообщений в каналах связи. Для радиально­
узловой структуры эта задача решается легко. Для сетей со слож­
ной структурой решение этой задачи затруднительно и практиче­
ски возможно лишь для конкретного распределения передаваемых
потоков по всем направлениям информационного обмена.
Контроль за правильностью передачи сообщений может осу­
ществляться двумя способами: сквозной нумерацией сообщений и
запоминанием каждого из передаваемых сообщений. При сквозной
нумерации сообщений проверка правильности их передачи осуще­
ствляется щ , оверкой последовательности номеров принятых сооб­
щений. Если проверка указывает нарушение последовательности
номеров, то отправителю сообщения передается сигнал на по·вто­
рение сообщений, номера которых отсутствуют в принятых сооб­
щениях. Для обеспечения повторной передачи переспрошенных
сообщений на узлах коммутации все поступающие сообщения за­
поминаются и для каждого сообщения регистрируются его номер,
адреса отправителя и получателя, номер канала (л,инии связи),
по которому получено сообщение, время его приема и адрес ячей­
ки запоминающего устройства ЗУ (архива), в которЬе записано
принятое сообщение.
10.7. Принципы построения узлов коммутации
сообщений
Принципы построения узлов коммутации сообщений определя­
ются составом и характером задач, которые решаются этим -и уз­
ла1ми ·в процессе информационного обмена. Нея совокупность этих
задач может бьfть разделена на две группы:
-
задачи, непосредствен~но •связанные с процессом передачи
информации между взаимодействующими абонентами с заданны­
ми вероятностными и временньrми характеристиками;
-
задачи, связанные с коммутацией сообщений, т. е. с управ­
лением потоками информации на узле .1vоммутации.
К числу задач пер·вой группы можно отнести: кодирование пе~
редаваемых и декод:ирование принимаемых сообщений (кодовых
комбинаций) в соответствии с алгоритмом построения используе­
мого помехоустойчивого кода; преобразование переда,ваемых сиг­
налов в вид, удобный для передачи по каналам связи, и преобра­
зование принимаемых сигналов в вид, удобный для их обработки
на ЭВМ и других оконечных устройствах; разделение передавае­
мого сообщения на составляющие его кодовые комбинации опре·-
. деленной
длины и формирование сообщения из принятых кодовых
комбинаций; поразрядный прием сообщений из каналов связи, за­
мыкающихся на данном узле коммутации; синхронизацию, цикло­
вое и межканальное фазирование.
244


К числу задач второй группы можно отнести: хранение приня­
тых сообщений и выдачу их при передаче; формирование заголов­
ка для передаваемых сообщений и анализ заголов[{а принимаемых
сообщений; автоматическое согласование скоростей ·передачи дан­
ными между взаимодействующими абонентами ; организацию об ­
служивания сообщений в соответствии с нх категорией срочности;
выбор для каждого из сообщений оптимального пути (или со.во­
купности путей) передачи с учетом состояния и загрузю1 каналов
связи; организацию циркулярной, избирательной и многоадресной
передачи сообщений, а таю1-;е передачу по списку; управление ка­
налами с,вязи и .сетью передачи данных в целом; а·втоматический
контроль за прохождением информации; органи з ацию обмена слу­
жебной юiфор.мацией с взаимодействующими узлами коммутации
с целью обновления ·информации о состоянии и загрузке каналов
связи; накопление и обработку статистической информации, харак­
теризующей работу данного узла коммутации : взаимодействую­
щих узлов, а также инфор,мащrи о состоянии •и загруженности ка­
налов связи; обеспечение храненин и д;~J1ьнейшую передачу сооб­
щений при возникающих перегрузках в узле .коммутации; регист­
рацию всех сообщений, 1,оторые затр у днитет, но имr невозможно
передать !В контрольные сро1<'и; обе спечение длительного хранения
необходимых сообщении (со з дание а рхива); регистрацию и доку­
ментирование сообщений, а та[{же их служебных признако·в, про­
ходящих через узел коммутаuии.
Рассмотренные -задачи узла коммутаuии могут быть решены
од,ним 1из трех возможных спо•собов:
-
аппаратурным на базе использования аппаратуры ттередачи •
данных, ра•ботающей по жесткой программе, заложенной в схеме
этой аппаратуры ;
-
программным с использованием для решения всех задач
узла коммутации быстродействующих ЭВМ;
-
смешанным (комбинированным), при котором одна часть
задач узла ,коммутаци·и решается ап,паратурным способом, а дру­
. гая
-
программным.
Аппаратурная реализация •всех задач узла ~юммутации в нас­
тоящее время ·счштается нецелесообразной, поскольку она при1во­
дит к увеличению объема оборудования узла коммутации и соз­
данию узла .ком.мутации, для которого характерно отсутств-ие гиб­
кости в процессе совершенствования ме11одов у,правления и нара­
щивания задач.
Более совершенным является прогршлмный способ реализации
задач узла коммутации сообщений , предполагающий решение всех
задач на современных быстродействующих ЭВМ. Программный
способ отличается гибкостью, ,11;опускает оперативное внедрение
более совершенных методст организации информационного обме­
на путем модернизации .и за.мены программ ра6оты ЭВМ, а также
предусмотрение в разных направлениях передачи даiшых различ­
ных алгоритмов информационного обмена путем использо.вания
набора необходимых программ.
245


Наиболее перспективным Я'Вляется смешанный- способ р еализа­
ции задач узла ко ммутаци'И со общений, пр едусматривающий опти­
:V1 альное распределение функций между аппаратурным и про ­
граммным способами. При этом считается целесообразным реш е­
ние выше рассмотренных задач -первой гр у ппы .. связанных с не­
прерывно повторяющимся процессом обработки принимаем ы х по ­
сылок и кодовых комбинаций р еализ овать аппа ратурным спосо­
бом, поскольку реализация этих задач на ЭВМ за труднительна и
привод ит к резкому снижению ее производительности. Задачи вто­
рой группы связаны с наличием изменений состояния сети -пере­
дачи данных. с необходимостью учи тывать большое количество
разJтичных ситуаций, возникающих- в процессе функционир·ования
сети передачи данных (и_ з,менение характе ра нагрузки се т и, пере ­
дача сообщени11 с ра зн ой категорией срочнос ти и т . д.). Эти задачи
желательно решать программным способом.
Рассмо т рим состав и назначение элемен то в узла коммутации
смешанного типа, упрощ е нная структурная схема кото рого пред­
ставлена на рис. 10.12. В состав узла коммутации входят тр1и ос­
. ионных
КОJ\шл екса ус тр ойсrв : преобразования сигналов; о бме на
ннформацн ей; обработки и коммутации сообщений.
•
Лульт
'-----
--. . i yr,paOлe1tuя
Ри с. 10.12. Структvр н а я схема узла 1<0;,~ му т а,ш1и O1ешанного ти па
Комплекс устройств пр еобразов ания сигналов связ и состои т из
индивидуальны х устройс т в преоб р азо·вания сигналов УПС для их
передачи (приема) по телефонным и телеграфным каналам связи·
с разны ми скоростями. Каждое из индивидуальных УПС обслу­
живает один канал связи. В частност-и, УПС телеграфного канала
обеспечивает пр еобразован и е двух полю сных телеграфных посылок
246


с амплитудой 20-80 В в уровни низкого напряжения, необходимые
для их передачи и последующей обработки на ЭВМ и других око­
нечных устройствах. Устройства преобразования сигналов обеспе­
чивают передачу данных с разными скоростями. В этой связи воз­
никает необходимость создания УПС с унифицированными входами
и выходами , что обеспечивает их взаимозаменяемость при измене­
нии скорости передачи данных.
Комплекс устройств обмена инфор.мацией обеспечи·вает прием
информации от УПС, контроль и исправление ошибок, хранение
информации и ее выдачу в устройство обработки и коммутации
сообщений, лолучен1ие сообщений из устройства обработ,ки комму­
тации и выдачу их в УПС для последующей передачи ло каналам
связи в соотsветствии с указан·ными адресами. На современных уз ­
лах коммутации сообщений . в качестве устройст:в обмена инфор ­
мацией используются, как . правило, спе ц,иализированные ЭВМ,
обеопечивающие повыш ени е прои зводительности узла ком,мутаци'И
за счет уменьшения нагрузки на устройство обработки и комму­
тации сообщений (центральный процеосор). Кроме того, преду­
смотрение буферного процессора позволяет <1астично разгрузить за­
поминающее устройство центрального процессора.
При решении задач информационного обмена наиболее ча,сто
выполняются прост ей ши е операции ти,па И, ИЛИ, сравнения, ин­
вертирования, сдвига и т. д. О перации же сложения, вычитания,
умножения и деления ,встречаются значительно реже. Поэт,ому
для эффективного решения задач информационного обмена и эко ­
номного построения оборудования часто ,встр ечающиеся операции
необходимо выполнять с максимальной око ростью, а редко встре­
чающиеся - с меньшей скоростью. Для обеспечения наименьшей
вероятности потери сообщения на узле коммутации объем ЗУ дол­
жен обеспечивать одноврем енную пер еда чу (прием) сообщений. по
всем каналам связи, и,сходящим (входящим) из узла 1юм,мутации.
С этой целью за каждым каналом связи закрепляются определен­
ны~ ячейки ЗУ, количество и размещение которых зависит от типа
иопользуемогс канала и ск орости передачи данных.
Комплекс уст ройств обработки и коммутации сообщений так:
же строится ,на базе современных быстродействующих ЭВМ, но
отличае'ГСЯ от комплекса устройст.в обмена инфор,мацией большей
сложностью, объемом и разнообразием решаемых задач. Поэтому
в качестве устройства обработки зачастую используют универсаль­
ные ЭВМ с большим объемом оперативного ЗУ и внешних запо­
минающих устройств (на магнитных барабанах, лентах и дисках).
В устройстве о.бработки и ,коммутации сообщений осуществляются
прием сообщений, их хранение, обработка ,с учетом категории
срочности, выбор оптимального маршрута . передачи сообщения в
соответствии с его _категорией срочности и адресом абонента-полу­
чателя и т. д.
Оперативное ЗУ (ОЗУ), входящее в состав комплекса обра­
ботки и коммутации сообщений, обеспечивает накопление и фор­
мирование сообщений из принятых кодовых ,комбинаций, хра нени е
247


оперативной информац ии о состоянии и загрузке каналов ,связи и
сети передачи данных и т . д. Обращение к 03 У осу ществляется
через блок приоритетов, к,оторый Qбеспечивает обслуживание зая­
вок с учетом их кат~гории срочности.
Внешние ЗУ на .магни'I'ных барабанах (МБ) и магнитной лен ­
те (МЛ) обеспечивают долгов'Ременное хранение больших объе­
мов инфорtМации. Так , если емкость ОЗУ равна порядка 200-
800 тыс. бит, то емкость внешнего ЗУ на МБ дос'I'игает десятков
миллионов бит , а ЗУ на МЛ - сотен миллионов бит . Одна1ко вре­
мя обращения к вн ешним ЗУ значительно превышает время обра ­
щения к ОЗУ и составляет порядк а 10-20 с для ЗУ на МБ и
3-4 мин - для ЗУ на МЛ. Внешние ЗJ/ предназначены для хра­
нения констант и программ, причем ЗУ н а МБ ~получает сообще­
ние из ОЗУ ло,сле их формиро:вания из принимаемых коJщвых
комбинаций и стирает после выдачи со общений в канал связи .
Нее ,сообщения, передава ем ы е из узла коммутац,ии по ка налам
связи, регистрируются 'В ЗУ на МЛ либо выводятся на ~п е ч а ть при
помощи алфавитно - ц,ифрового пе ч а тающ е го устройства (АЦПУ).
Кроме того, ЗУ на МЛ обеспечивает долговременно е · хранение
сообщений, 'К<оторые невозможно п ередать и з - за :перегруженности
сети передачи данных или за,нятости абонента-получателя .
Контроль за работой узла коммутации и у пра1Вление этой ра­
ботой осуществляется при ~по мощи пульта у правления . На ,пульт
уnравле1шя выдается информация о оостояю1и ка нало;в ,связ и и
аппаратуры узла коммутации, о прохожденнн с ообще ний в сети
передачи данных .
Для обесrrечен ·ия высокой надежности работы узла коммута­
ции на практике, как правило, используют двух- или даже трех ­
процессорные вар· и а,нты постро ения устройства информационного
обмена 11 устройства о б рабо1чш н коммутации сообщений.
10.8. Сравнение сетей передачи данных
с коммутацией каналов и коммутацией сообщений
Одним из н едостатков ,сетей с КК является то, что информа ­
ционный обмен м ежду взаимодействующими абонентами должен
осуществляться на одинаковых скоростях с использован·ием иден­
тичных методов, каналов 'И аппаратуры ,передачи данных. В ,сети
же ,с КС ,процессы передачи информации на каждом из участков
сети не зшвисят друг от друга, ~поэтому имеется возможность ,сво­
б<щно выбирать ,скорость и методы пер еда чи информации с уче­
том фактической загруженности сети и т.ипов освобождающихся
каналов С'ВЯЗИ. Развязка а-бонентов по скорости и метода,м переда­
чи -информации позволяет оперативно и поэтапно сО'вершенство­
вать сеть ,с КС 1Путем замены ~на отдельных ее участках аппара­
ту р ы передачи данных и каналы связи.
В сети с КС проще решить задачу повышения надежности пе ­
редачи ,сообщений, поскольку управляющая ЭВМ узла !Коммута­
ции оообщений ,выбирает оптимальный маршрут передачи и н фор­
ма ции в обход неисправных участков сети либо сохраняет сооб·
248


щение в запоминающем устройстве узла КС до восстановления
неисправных участков сети ПД. К числу достоинств 1сети с КС
следует также отнести возможность передачи циркуляр ,ных и мно­
гоадресных сообщений, что затруднительно обеспечить в сети с КК.
Существенным недостатком сетей с КК является низкая эф­
фективность использования каналов связи, характеризуемая до­
лей времени, в течение которого по работающему каналу переда­
ется полезная информация. Одной из причин низ!kой эффективно­
сти использования каналов связи является наличие в сильно за­
груженной сети многократно .повторя емых вызовов-заявок на сое­
динение, которые получают отказ. Дейст;вительно, в сети с КК
отказ выдается в том случае, если не удается создать сквозной
канал связи, со~тавляемый из 1несжольких участков сети (удается
лишь установить частичные соединения). В результате участки се­
ти, за·нятые вызо·вами, не используются для передачи информации,
что еще в большей степени перегружает и без того загруженную
сеть. Второй причиной низкой эффективности использования ка­
налов связи является потеря времени на уста,новление соединений
при создании сквозного канала связи. Это время сосrа,вляет ве­
личину порядiка 1 с, что значительно превышает время передачи
информации 1по каналу связи.
В сетях с КС каналы связи используются белее эффективно,
поскольку в них отсутствует поток многократно повторяемых вы­
зовов, а все сообщения, по ступающ ие от абоне,нтов -отправителей ,.
чринимаются, ,накапливаются в запоминающих устройсТJвах узлов
• КС, перераспределяются для передачи с учетом занятости и заг­
руженности каналов связи. Если пропускная способность каналов
сети недостаточна для передачи всех потоков информации, подле­
жащих передаче, то часть сообщений с низкой категорией сроч­
ности сохраняется на узлах КС и передается ·после спада нагрузки
в сети. Указан'Ные ,свойства сети накапливать и .riерераспределять
сообщения позволяют довести относительное время использова ·ния
канала связи для передачи информации при максимальной наг­
рузке сети до 0,8-1 от общего времени работы канала связи. Эта
величина •вдвое-втрое -больше, чем в сети с КК.
_
Важным преимуществом сети с КС по ,сравнению с сетью с КК
является простота передачи сообщений различной категории сроч­
ности. При загруженности сети сообщение с низкой ·каrегорией
срочности задерживается в накопителе узла КС и ·передается поз~
же. В сети с КК для передачи в аналогичных условиях сообщения
с высокой категорией срочности необходимо прервать передачу
сообщения с низкой категорией срочности . Однако и это . не пол­
ностью гарантирует передачу сообщения , поскольку возможны
случаи, когда последующие участки сети могут быть заняты пере­
дачей сообщений той же или более высокой категории срочности.
Поскольку узлы КС, ка,к правило, используют для управления
потоками информации специализированные или универсальные
ЭВМ, то они выгодно отличаются от сетей с КК гибкостью, спо~
собностью к совершенствованию методов управления потоками
10-145
249


информацни. Для реализации более совершенных методов управ ­
ления нет необходимости изменять аппаратуру узлов КС, доста­
точно изменить лицrь программу, вводимую в ЭВ М. Однако сле­
дует учитывать, что более высокий уровень автоматизации процес­
сов передачи информации в сети с КС, выполнение узлами КС
более сложных функций ,по сравнению с узлами КК достигается
увеличением слож,ности • И, как следствие, увеличением стоимости
как элемен'!'ов, так и всей сети с КС в целом.
Наряду с указа'нными достоинствами сети с КС ·имеют и су ­
щественный недостаток: затруднена передача информа ции в ре ­
.альном мас шта бе времени (в режиме диало г а между двумя або-
1Нентами) ·по дуплексным и полудуплексным (с малым временем
;переключения) каналам связи. Вместе с тем в некоторых систе­
:мах у пр авления, в частности в системах управления технологи­
•ческими процессами, транспортом и другими, при ор г анизации
iИНформационного обмена между ЭВМ, работающими в реж,име
разделения ,времени , необходимо обеспечить п ередачу данных в
ре ально м масштабе в р емени . Передача данных в этих системах
может быть , обеспечена иопользованием в сетях ПД либо комму­
тируемых, либо некоммутируемых каналов связи.
В настоящее ,время практически целесообразным являет ся ,ком ­
бинироваН1ное исп оль зов ан·ие способов коммутации. При этом воз­
м ож ны параллельный, последовательный и смешанный способы
использования сетей с КК и КС.
При пара ллельном способе коммутационные узл ы сетей с КС
и КК совмещаются, 'Ч'I'О упро ща ет ин фор мационный обмен между ,
ними. Для п ереда ч и и~нформац ии от небольшого числа або1нен'Гов
с малой нагр узкой используется система с КК. а для передачи
больших пото ков информации между совмещенными коммутаци­
онными узлами и оп ольз уется система КС.
При последовательно м способе ,п ереда ча больших потоков ин­
формац ии между крупными (управляющими) абонентами сист ем ы
управления осуществляется мет,одом КС, а передача небольших
потоков информации между каждым из у правляющих и ему под­
чиненны х (управляемых) . абонентов осуществляется по ком мути -
руемым или некоммутируемым :кшналам связи .
"
При совмещенно;11, способе один и тот же коммутационныи узел
(центр коммутации) осущес11вляет коммутацию каналов и комму­
тацию сообщений. Сообщение, поступающее на узел коммутации
с признаком коммутации сообщений, обрабатывается по алгорит ­
му без отказа, .а с признаком ~оммутации каналов - по алгорит­
му с отказом. Иопользование ЭВМ в \Необходимых случаях позво­
ляет перейти от одного способа коммутации к другом у.
Совмещенный способ использования сетей с КК и КС целесо­
образно применять в системах с большим числом разнотипных
абонентов, отличающихся друг от друга типом АПД, объемом вы­
рабатываемой информации , характеро0м ее распределения во вре­
мени . Центр коммутации, построенныи на базе ЭВМ с автомати­
ческим устройством для каммутации ка1Налов, анализирует со-
250


стояние каналов связи, характер нагрузки и в зависимости от
условий работы сети применяет оптимальный пр,и данных усло­
виях способ ~коммутации. Так, при !Передаче циркулярных или мно ­
гоадресных сообщений, при переда·че сообщений с высокой кате­
горией срочности и ·при большой загруженности сети ПД центр
коммутации использует способ КС . Если же нагрузка в сети неве­
лика и возникает необходимость передавать бо л ьшие потоки ин­
формации небольшому числу абонентов , то оптимальным явля­
ется способ КК. Программой ЭВМ можно предусмотреть и такой
случай, когда сообщение, поступающее с признаком коммутации
каналов, не получает 011каза при занятости кшнала связи, а ста ­
вится на очередь, о чем абонент-011правитель ,получает уведом.ТJ е­
ние, т. е. осуществляется переход от КК к КС.
Примером сети передачи данных, в которой используются оба
способа коммутации, является американская система 1«Автодин»,
предназначенная для передачи информации в вооруженных силах
США. Система насчитывает несколько тысяч абонентских пунктов,
обслуживающих военные гарнизоны, лагери, базы и друг,ие воен­
ные объекты, расположен·ные как ·на территории США, так и з а
ее пределами. Система обеспечива ет передачу различных сообще- ·
ний, кот,орые поступают от отправителей на абонентские пункты "
в том числе •написанных от руки или напечатанных •на пишущей~
машинке. Сообщения передаются в пункты ·назначения по кана-·
лам различ·нdго типа: кабельным линиям связи (наземным и мор­
ским), радиоканалам тропосферного и ионосферного рассеявия,
каналам радиорелейных и спутниковых систем связи. Применени~
в системе ,«Автодин» ·коммутации сообщений при передаче боль­
шого объема ,коротких сообщений в адрес большого числа абонен-·
тов и коммутации каналов .при передаче длинных сообщений в
адрес небольшого числа абонентов позволяет эффективно исполь­
з овать каналы связи и все преим у щества каждого из способов ком-
мутации.
.
.
Система ,«Автодин» начала действовать в 1962 г., к 1967 г. в ее
. состав входило уже девят_ь центров коммутации, расположенfiых
на территории США. Абонентские пункты ,связаны с центрами
коммутации соединительными (абонентскими) линиями, а центры
коммутации •соедию,ны между собой магистральными линиями свя­
зи по схеме ~«каждый с каждым». Упрощенная ·структурная схема
системы -<<Авт-один» с тремя центрами коммутац,ии представлена
на: рис. 10.13. В состав каждого центра коммутации входят стан­
ция коммутации сообщений и станция коммутации каналов, рабо­
тающие независимо друг от друга (обслуживают различные груп ­
пы абонентов и используют независимые маги·стралЬ1Ные лини и
связи). Для обмена нагрузкой между узлами коммутации преду­
смотрены соединительные линии. Емкость каждого узла КС -
250 каналов, а узла КК - 50 каналов связи. Все каналы связи
оборудованы аппаратурой засекречивания.
На узлах коммутации сообщений попользуются четыре типа
абонентских оконечных станций: 1) 1юмбинированн~rе оконечные
1~
~!


станции, обеспечивающие прием и передачу информации с перфо­
карт или перфолент со скоростью 150 Бод; 2) оконечные станции
сопряжения с ЭВМ, работающие со скоростью 2400 Бод; 3) высо­
коскоростные оконечные станции для приема и передачи инфор­
мации с перфокарт, работающие со скоростью 2400 Бод; 4) теле-
Cmflltцllfl
MHH!Jma -
11 1111
C1JotJщe1111u
Ста1111ш;
!(01'111!/Ша ­
/11111
!(llffllЛO/!
оп-ол
Стшщия
!(0!111(/Шa ­
/lllll
!(fl!iaлoU
1
Ста11
1101111!/т
111111
соооше11
Р.ис. 10.13 . Упрощенная с тр у ктурная схема системы «Автодин»
графные оконечные стаiнции, обеспечивающие передач у и прием
телеграмм со скоростью 75 Бод . На узлах ко ммутации ка·налов
И'СШользуются оконечные станции первого и второго типов.
Передача информации между узлами КС осуществляется по
стандартным телефонным r,аналам со скоростью 2400 Бод, а меж­
ду узлами КК - со скоростью 150 и 2400 Бод (в зависимости от
иопользуемой оконечной ·ста н ции). Информацион1Ный обмен между
взаимод е йствующими абонентами у злов КК предmолагает совпа­
дение характеристик .в з аимодействующих оконечных ,станций (ско­
рость передачи, код, формат сообщений). Передача информации
осуществляется по одной из трех ,взаим,но резервированных трасс.
Передача информации с использованием КС осуществляется меж­
ду абонентами вне зависимости от характеристик оконечных стан­
ций. Программа работы узла КС предусматрив-ает выполнение
всех необходимых преобразований сообщений - их формата, кода
и скорости передачи.
Узлы КК осуществляют контроль состояния каналов связи, о•п­
ределяют наличие вызовов и обеспечивают -необходимые соеди­
не,ния каналов. Узлы КС построены 1по принципу системы с ожи­
данием. Сообщения, поступающие на узел коммутации, накапли­
,ваются в запоминающем устройстве ЭВМ, а ~rюсле освобождения
необходимых каналов связи выдаются ,в соответствии с их адре­
сами . Обслуживание сообщений осуществляется в соответствии с
их категорией срочности. Адресную коммутацию осуществляют две
взаимно резерв,ирующие друг друга ЭВМ, При выходе из строя
основной ЭВМ резер ,вная вводится ,в действие автоматР"(:СКИ, с~и-
252


чем потери сообщений и их искажения не происходят. Способ­
ность носстановления работы узла· коммутации без потерь сооб­
щений - основная положительная особенность системы «Авто­
д,ин».
10.9. Синфазирование приемной аппаратуры узлов
в сетях передачи данных
Правильное функционирование сети возмож1но лишь при усло­
вии синфазной работы прием·ной апларатуры всех ее узлов (пунк­
тов). Так же, как и ,в СПД, в сетях ПД возникает необходимость
синхронизации и циклового фазирования приемной аппаратуры по
принимаемым сигналам. В сетях передачи данных могут быть ис­
пользованы ·сл едующие способы ·си1Нхронизации {42]: сервосинхрон­
ный ; асин хронный ; квазисинхронный; а·втос,инхронный.
При исполь з овании сервосинхронного способа синхронизации
на одном из узлов сети устанавливается з адающи й г енератор, ко­
торый вырабатывает тактовые импульсы. Последни е управляют
работой аппаратуры данного узла. Для управлен,ия работой апnа­
ратуры др у гих узло,в вырабатываемые з адающим генератором так­
товые импульсы ~передаются по отдельному к ана л у либо совместно
с информационными разрядами на все д~ру гие узлы с ети передачи
данных (рис. 10.14, где информационны е с вя з и показаны пунк-
,,,.,
/
.......
,,,.,
'
/
/
\
/ fзг
\
/
/
\
/
\
/
'зг /
\ 1зг
Рис. 10 .14 . Структурная схема сети ~передачи данных с
сервосинхронным способом синхронизации
тиром) . Управляющее на пряжение на узлах в, · В и Г ·непосред­
ственно вырабатывается из ттр,инимаемых от узла А сигналов , Ос­
новным ,недостатком такого опособа синхронизации является ма­
лая надежность функционирования всей ,системы, так как неис­
правность задающего генер атора приводит к нарушению работы
253


всей сети. Ус'Гранить этот ·недостаток можно путем замены вышед­
шего из строя задающего генератора задающим генератором дру­
гого узла. Мож,но установить последовательность передачи управ­
лен,ия между узлам1и. Однако у правление работой та ,кой системы
получается достаточно сложным. Сервосинхронный способ синхро­
низации находит 1Применение в сетях с небольшим числом узлов и
радиальной структурой ,постро е ния этих •сетей.
При использовании асинхронного опособа с-инхронизации н а
каждом пун кте сети устанавливается свой генератор тактовых
(управляющих) импульсов. Выдача информации осуществляется с
тактовой частоТ>ой этого генератора. Кроме т-ого , на каждом пунк­
те устанавливается буферный накопитель БН (рис. 10.15). При­
нимаемые из канала связи кодовые комбинации за1Писываются в
этот буферный накопите л ь в соответствии с частотой следования
тактовых импульсов передающего п ункта. Например, при приеме
в пункте А информации, передаваемой с п ункта Б, запись в БН
производится в соответствии с частотой следования тактовых им­
пульсов f Б . Списывание кодовой комбинации из буферного нако­
пителя производится тактовыми имп у льсами данного узла. Таким
образом, согласование работы приемной аппарату ры по принимае­
мым элементам производится за счет того, что запись и считыва­
ние кодовых комбинаций производятся разными тактовыми им­
пульсами . Недостатком данного способа является нарушение пра­
вильного приема сообщений при определенном расхождении ча­
стот тактовых импульсов передающего и принимающего сообще­
ний узлов . Если, например, частота тактовых импульсов узла, пе­
редающего сообщения, превышает частоту тактовых импульсов
узла, принимающего сообщения, то БН может переполниться и
/
/
/
/
/
/
/
/
·
/
/
\
\
\
\
\
\
\
\
\
\
Рис. 10.15. Структурная ,схема сети передачи
данных с асинхронным способо•м _ синхрони­
зации
254
часть информации поте­
ряется. При передаче ре­
чевых сигналов это при­
водит к появлению помех
или щелчков. Этот недо­
статок устраняется выбо­
ром генераторов тактовых
импульсов с достаточно
стабильной частотой их
следования или же увели­
чением емкости буферно­
го накопителя .
Некоторой разновид­
ностыо асинхронного спо­
соба синхронизации явля­
ется так называемый ква­
зисинхронный способ, при
котором так же, как и при
асинхронном, на каждом
узле предусматриваются
свой генератор тактовых


импульсов и буферное запоминающее устройство. При определен­
ном расхождении частот тактовых генераторов некоторых узлов
производится коррекция частоты следования импульсов местного
генератора. Для этого в передаваемой последовательности импуль­
сов с определенным интервалом вводится специальная фазирую­
щая: комбинация. Если отклонения частоты следования тактовых
импульсов двух каких-либо п у нктов не превышают допустимой ве­
личины , между этими пунктами производится обмен фазирующими
комбинациями определенной структуры. При отклонении частоты
с ледования тактовых импульсов на одном из пунктов выше нормы
это отклонение обнаруживается на другом пункте . В резуль т ате с
этого п ункта будет выдана фа з ир у ющая комбинация измененной
структуры или длительности. При этом структура фазир у ющей ком­
бинации м ожет из меняться . в завТ:rсимости от величины и знака рас­
хождения частот следования тактовых импульсов.
При использовании автосинхрошюго способа синхронизации на
к аждом пункте также устанавлива ется свой генератор та ·ктовых
имп у льсов, частота следования этих импульсов подстраивается в
соотв етствии с частотой следования принимаемых импульсов от
других пунктов. При этом подстройка происходит так, что частота
следован,ия форм,ируемых тактовых импульсов на каждом пункте
уста,навливается равной средней ча,стоте след:ования ИМ[!ульсов,
принимаемых от всех пунктов (рис. 10.16). Так, 111ередаваемые с ·
п
пункта А единичные элементы следуют с частотой fcp = -;;- ~ μi fi,
i=l
/
/
i
/
/
/
I
/ l_cp
\
f\
бСР \
\
\
\
\
\
\
\
Рис. 10 . - 16 . Структурная схема сети переда11и данных с
автосинхронным способом синхронизации
255


где п - число различных :пунктов 1В сети; :fi - частота следова ·ния
та,ктовых импульсов на i-м пункте; μi - весовой коэффициент, оп­
реде~яемый стабильн,остью частоты генератора тактовых импуль ­
сов ~-го узла и важностью этого узла . в сети связи . В результате
такой подстройки в сети устанавливается сред.няя частота следо­
вания тактовых им1Пульсов.
Структур.ная схема формирователя тактовых импульсов, уста­
навливаемого на каждом узле, изображена 1на рис. 10.17. При по­
мощи фазовых дискрим1инаторов определяется расхождение фаз
принимаемых сигналов (<:pi) и сигналов местного генератора (rcpj):
Л (J);j = (<:р; - QJj) kj,
где kj - чувствительность фазового дискриминатора . Сигналы с
Сигнал · -----
1-ги канала 'РазиВый
.
Сигнал
2-гOl({llf(lЛa
Сигнал
1-lOl(fllf{f/!U.
rlUCl(f]Ш1l1-
нamop
'Разо!Jыr1
ilucкpuнu ­
ttamop ·
,Разо8ыr1
ift1Cl(flШfll,­
lfO mUp
Cyr·mamop
!Jпра~ляе- Uоых
!1Ыli
гettepamop
Рис. 10.J 7. Структурная схема формирова н ия имп ульсов
выход,ов всех фазовых дискриминаторов поступают на сумматор ,
формирующий средневзвешенный сигнал:
п
Vj = }:Л Q);j μ;j•
i=l
Полученный ташим образом сигнал подается для упра ,вления ча­
стотой следования импульсов местного генератора. Если частота
изменяется по линейному закону в зависимости от управляющег о
сигнала, то частота следования выходных импульсов устанавли­
вается равной
fi={oi- Vi·r!Ч,
где foi - частота следова,ния импульсов местного генератора при
отсутствии управляющего сигнала; 'Лi - чувствительность генера ­
тора к воздейств1ию упра,вляющих сигналов. В результате этого в
сети устанавливается необходимая частота следования тактовых
ИМIПУЛЬСОВ.
Для цикл·ового фазирования приемной аппаратуры 1Всех пунк­
тов сети передачи данных могут быть использованы фазирующие
кодовые комбинации или с,инхронизирующие свойства ,применяе­
мых помехоустойчивых кодов. Эти методы фазирования • подробно
описаны в гл. 9.
256


Глава 11.
СОПРЯЖЕНИЕ КАНАЛОВ ПЕ·РЕДАЧИ ДАННЫХ
с эвм
11.1. Задачи, решаемые при сопряжении каналов
передачи данных с ЭВМ
При создании Единой автоматизированной системы страны тре­
буется обеспеч1ить совместную работу ряда ,вычислительных цент­
ров. Для решения этой задачи необходимо, чтобы вычислительные
центры и различного рода пункты обработки им@ли возможность
оперативно обмениваться информацией. Однако различные эле­
менты АСУ обладают, как правило, различными системным,и ха­
рактеристиками и, в частности, различными временнь1ми режима­
ми работы. Та·к, обмен информацией между различными элемен­
тами ЭВМ производится параллельным кодом. Для передачи же
сообщений между различными абонентами АСУ параллельным ко­
дом потребовалось бы большое число ка·налов. Поэтому наиболее
часто -сообщения в системах передачи данных передаются после­
довательным кодом. Быстродействие машин достигает миллионы
операций в секунду . Передача же сообщений по каналам связи
осуществляется со скоростью десятков, тысяч и ,в некоторых слу­
чаях десятков тысяч бод. Вычислительный процесс в ЭВМ произ­
водится с кодовыми комбинациями определенной длины - машин­
щ,1ми словам ,и. В СПД же сообщения ~передаются в ряде случаев
кодовыми •комбинациями другой длины. Центральное обрабатыва­
ющее устройство ЭВМ - процессор
-
обменивается информацией
обычно с небольшим числом быстродействующих устройств, на­
пример с оперативным запоминающим устройством, устройствами
ввода-вывода и т . п . Обмен же информацией с каналами связи в
процессоре не предусматривается. Вычислит ельные м ашины рабо­
тают с импульсами длительностью, изме ря емой м1икросекундами
и менее. Для передачи таких импульсов потребовались бы широко­
полосные каналы. Поэтом у перед выдачей в канал из коротких
импульсов должны быть сформированы единичные элементы, дли­
тельность которых была бы согласована с шириной полосы про-
пускания имеющи хся каналов связи.
•
Кроме ЭВМ, оконечными устройствами АСУ могут быть уст­
ройства отображения (табло, индикаторы), а также различного
рода датчики, JЗЫдающие информацию в дискретно~ или непре­
рывном виде. С1пектр выдаваемых оконечными устройствами сиг-
257


налов может быть самым разнообразным. Каналы же связи обла­
дают ,вполне определенным,и частотными характеристиками. На­
пример, стандартный телефонный канал имеет полосу пропуска­
ния в пределах 300-3400 Гц. Поэтому в ряде случаев возникает
задача преобразования стtектра переда,ваемого сигнала с целью
его перен.оса в область частот, соответ,ствующую полосе пропус­
кания канала связи. Такое преобразование осуществляют в моде ­
мах. Совоку пность модема и ряда вспомогательных устройств (ге­
нераторов, устройств выделения синхронизирующих импульсов и
т. .п.) представляет собой устройство преобразования сигналов
УПС.
В овяз-'И со сказанным выше при построении АСУ возникает за­
дача обеопечения возможности совместной работы оконечных уст­
ройств с каналами передачи данных . Эта задача решается аrппа­
ратурой со·пряжения АС.
!!ПС
!feПll COЯJIL
1 г----,
'_J
_
_ !:J_[)_ __\
1
1
L ___ ....J
АС
J/j/1
Рис . 11 .1 . Структурная схема тракта .прохожде­
ния и·нформации в звене .канал связи - источник
(,потребитель)
Структурная схема тракта ·прохождения информации в з,вене
канал связи - источник (потребитель) информации показа.на на
рис. 11.1, откуда видно, что между УПС и АС может быть вклю­
чено устройство защиты от ошибок УЗО. Поэтому сопряжение
оконечных устройств АСУ может производиться либо с УПС, либо
с УЗО, между которыми предусматриваются стандартные це.пи
связи. Наиболее часто УЗО предусматривают в том случае, когда
обмен информацией между абонента·ми происходит по ,специфиче­
скому алгоритму, реализация которого в АС ,представляет опреде­
ленные трудности. Кроме того, при работе по высокоскоростным
каналам решать ряд задач (напр ,имер, фазирования, повышения
достоверности) более выгодно при помощи УЗО. Обмен же инфор­
мацией между УЗО и АС следует осуществлять ·параллельным ко­
дом, что значительно уменьшает время на ,прием и выдачу оооб­
щений. Таким образом, функции, выполняемые аппаратурой сопря­
жения, зависят от того, ·осуществляется сопряжение оконечных
устройств с каналами связи или оконечных устройств с аппарату­
рой передачи данных. Если оконечные устройства АСУ сопряга­
ются с каналами связи, то АС решает ,следующие задачи: осуще­
ствляет электрическое согласование элементов АС с "Каналами свя­
зи; производит регистрацию принимаемых посылок ,и формирует
кодовые комбинации; обеспечивает повышение достоверн·ости пе-
258


редачи цифро:вой информа ции; ·производит преобразование после­
довательного кода в параллельный и обратное преобразоваяие;
осуществляет синхронизацrию и цикловое фазирование приемной
аппаратуры по принимаемым сигналам; обеопеч,ивает согласова­
ние структуры сообщений и временнь1х режимов работы оконеч­
ных устройств с характеристиками и ·времеr1.нь1м режимом работы
каналов связи; уста·навливает очередность В1вода (вывода) инфор­
мации в ЭВМ от нескольких каналов; производ,ит контроль состоя­
ния каналов связи; обеспечивает согласование пропускной способ­
ности каналов связи с μнформационной способностью оконечных
устройств АСУ.
Сообщения, переда·ваемые по каналам и сетям связи, обычно
предста,вляются в виде отдельных кодовых комбинаций. Для обес­
печения возможности автомат и ческой обработки этих сообщений
необходимо, чтобы они содержали какие-то служебные признаки,
расположенные · в определенном порядке. Поэтому, кроме решения
перечисленных выше задач, аппаратура со п ряжения должна обес­
печивать поиск служебных кодовых комбина ц ий. Весь этот про­
цесс обработки иногда называют ,пе рвичной обработкой прини ­
маемых сигналов. Если же ,сопряжение оконечных устройств АСУ
производится с УЗО, то первые пять задач решаются устройством
защиты от ошибок. Задачи же согласования структуры сообщений
оконечных устройств и 1времени их работы с характеристиками и
временнь1м ре:жимом работы УЗО, а также установления очеред­
ности в1вода (выв-ода) информаци,и в ЭВМ от нескольких источни­
ков решаются аппаратурой сопряжения.
К аппаратуре сопряжения предъявляются следующие требова ­
ния:
1. Она должна быть универсальной, т. е . обеспечивать сопря­
жение существующих каналов 1Передачи данных с различными ти­
паии универсальных ЭВМ; простой и надежной в работе.
2. Она не должна привод,ить к снижению пролускной способ­
ности каналов передачи информации и накладывать ка.кие-либо
ограничения на работу ЭВМ или каналов связи.
Все задачи сопряжения могут быть решены как специальной
аппаратурой сопряжения, та к и ЭВМ. В зав,исимости от этого раз­
личают аппаратурный, программный и смешанный варианты по­
строения АС. При аппаратурном варианте построения все задачи
соп~~.1жения решаются специально разработанной аппаратурой.
При программном 1варианте построеН1ия все задачи, решаемые АС,
запрограммированы и порядок их выполнения хранится в памяти
ЭВМ. При смешанном варианте построения часть задач решается
ЭВМ, а часть аппаратурным способом. При этом аппаратурным
способом обычно решаются те задачи, которые требуют много ма­
шинного времени, а необходимые устройства для их решения прос­
ты. Так аппаратурным способом может быть просто решена зада­
ча выделеНlия служебных кодовых комбин-аций.
При проектировании АСУ выбирается вариант согласования,
обеспечивающий наиболь шую простоту и экономичность.
259


tl.1.2. Принципы построения аппаратуры сопряжения
Оборудование аппаратуры сопряжения может быть разделено
на индив,идуальное и групповое. Индивидуальным оборудованием
являются приемные и передающие устройства каналов связи.
К групповому оборудованию относятся все остальные элементы,
входящие в АС. Гр упповое оборудование являет,ся общим для
всех каналов (рис. 11.2). Прием·ники и передатчики каналов имеют
Рис. 11.2 . Структурная схема аппаратуры -сопряжения уВМ
с 'Каналами связr1
буферные накопитеЛ!и БН, ,предназначенные для хранения инфор­
мации на время между опросами приемника данного канала. Для
исключения возможности ~потер,и сообщений считывание из буфер­
ных накопителей · приемников должно производить·ся через проме­
жутюи времени, . не превышающие допустимое время хранения ин­
формации. Темп считывания определяется скоростью модуляции и
емкостью буферных накопителей. Если сопряжение производится
с каналами ,связи, ,имеющими разную скорость модуляции, то в,се
ка,налы разбиваются на группы. В каждую такую группу входят
каналы связи с од:инаковыми характеристиками. Обращение к по­
лученным группам ~производится в соответствии со скоростью об­
мена информации в этих каналах ил1и же с темпом, обеспечиваю­
щим работу самых высоко,скоростных каналов. Однако это пр,и­
,водит к частому обращению к низкоскюростным каналам, в кото­
рых за время между обращениями ,сообщение еще не буде~: при­
нято. Для исключения этого недостатка к буферному накопителю
следует обращаться только после его зшполнения.
260


Выбор того ил;и иного канала связи производится устройством
управления адресом. Для согласованrия характер и,сти,к сигналов
аппаратуры сопряжения с характерис'!'иками сигналов ЭВМ пре­
дусматривается устройство обмена, содержащее промежуточные
ЗУ (регистры). В реги·страх формируются машинные слова . Для
повышения надежности :функцион,ирования груп1повая часть аппа­
ратуры сопряжения резервируется. Принятое сообщение из бу­
ферного накопителя данного канала одновременно выдается в ос­
rювное и резерrв·ное устройства управления адресом. Выбор основ­
ного или резерв~ого оборудования производится устройством уп­
равления резерва. Это осуществляется .путем выдачи разрешающе­
го ·сигнала на ту часть группового оборудованrия, которая должна
быть рабочей. Под действием этого сигнала открываются ключи,
устройства управления адресом, разрешающие прохождение сиг­
нала. Одновременно ключи резервного оборудования закрываются .
Переключен ,ие группового устройства может осуществляться по
сигналам устройства контроля ЭВМ или по сигналам встроенного
устройства контроля аппаратуры сопряжения. Включение устрой­
ства встроенного контроля усложняет аппаратуру сопряжения.
Однако надежность фующи,онирования системы в целом повыша­
ется, поскольку обеспе·чивается возможность работы резервной
части группового устройства как с основной; так и с резервной
ЭВМ {47]. С целью устранения возможности искажения сообщений,
возникающих при переходе с основного оборудования на резерв­
ное, должна быть обес,печена их синхронная работа . Кроме этого,
переключение желательно производить тогда, когда обмен инфор­
мацией между АС и ЭВМ не происходит.
Для обеспечения возможности совместной работы аппаратуры
сопряжения с различным·и типами устройств пр еобразования сиг­
налов (модемов) произведено нормирование различных -соедини­
тельных цепей и сигналов обмена. Подробное описание этих цепей
приведено в [57 и 58]. Часть приведенных цепей в конкретной ап­
паратуре может отсутствовать. Выбор ,вида цепей связи при раз­
работке аппаратуры определяется типом устройства ,преобразова­
ния сигнала и скоростью модуляции. Количество каналов, с кото­
рыми обеспеч,ивается совместная работа ЭВМ пр и помощи АС.
может быть различным. Однако и в этом направлении произво­
дится стандартизация аппаратуры. Так, в единой системе ЭВМ
предусма трива е'I'ся построен ~е аппаратуры сопряжения с 16 кана­
лами с шагом наращивания 8 (мультиплексер переда чи данных
МПД-2) .
В зависимости от возложенных задач аппаратура сопряжения
может быть выполнена только ,в виде преобразователя кода ЭВМ
в код УЗО или в виде достаточно сложного устройства, выполня­
ющего все фун.кци·и обмена информацией.
Структурная схема простейшей АС изображена на рис . 11.3.
Данная аппаратура ,согласует по времени работу ЭВМ и УЗО.
Устройства, выполняющие эту функцию, называют согласующими
261


устройствами СУ. Они представляют ообой б у ферные накопители;
соглас ование во времени работы ЭВМ 1и УЗО достигается разны­
ми скоростями записи и считыван~ия. Координация работы отдел ь­
ных элементов схемы АС осуществляется управляющим устрой ­
ством . Посту пающ ая из УЗО через входное устройст.во В У инфор­
мация записывается в буферное запоминающее устройство БЗУ .
Для каждого канала пе­
редачи данных отведены
соответств v ющие ячейки
Вхооное
ycmpoil. -
БJ'J
8 OJ!! БЗУ. Пос л е записи кодо­
•
cm/Jo
Л-if !(ОНОЛ •
YJO
Ycmpot1 - н 38!1
'-----ст§о ynpa!J.
ления
JВ/1 вой комб ин ации в БЗУ
она
переписывается в
оперативное запоминаю­
щее у стройство ОЗУ
ЭВМ. Есл и по какой-ли­
бо причине эта перепись
не произведена, то следу­
ющее сообщение будет
Рис . 11.3 . Стр ук т урна я •схема простейшей потеряно. Для уменьше-
аппаратуры сопр яжения ЭВМ с АПД
ния потери информации
схему несколько изменяют. Так, в схеме, изображенной на рис.
11.4 , ячейки БЗУ не закрепляются за каналами передачи данных.
С коммутатора запись произво дит ся в одну из свободных ячеек.
Если при поступле нии информации свободных ячеек не оказыва­
ется, абоненту выдается сигнал для повторения пот еря нного сооб­
щения.
Более
момента,
мации в
совершенной является схема, в которой нет ожидания
когда ма ш ина произведет списыва·ние принятой инфор­
ОЗ У. Устройство само вырабатывает си гн ал записи в
! -J канал YJO
l -J к1Zнил !IJO Вхоо11ое
ycmpoti-
cm§o
ll-11 KUHUЛ
'JJO
/(Of111y -
mamop
Ycmpoil.cm8o
упра/Jле11uя
5уrрерное
JOПONU ­
lfOIOЩee
ycmp!Ju.-
cm/Jo
ИJ J8!1
Рис. 11.4 . Структурная ,схема аппа ратуры сопряже-
ния ЭВМ с АПД
ОЗУ. При этом основная программа работы ЭВМ прерывает,ся.
Такое устройство предотвращает потерю информации. Для умень­
шения потер1и машинного времени на ввод информации наиболь ­
шая допустимая частота прерывания не должна быть ч резмер·но
262


большой. Однако уменьшение эт,ой частоты вызывает возрастание
объема БЗУ. Обычно частоту прерывания . берут равной Рпр=n/Тн.н,
где п - число каналов связи; Тн.н - длительность кодовой комби­
наuии. Если АС решает все задачи сопряжения, то ее основными
элеме~тами ,в этом случае являются: согласующее устройство СУ;
устроиство сопряжения УС, предназначенное для преобразования
структуры сигнала и кода ЭВМ в структуру сигнала и кода АПД;
распределительное оборудование РО, устанавливающее очеред­
ность ввода (вывода) информации в ЭВМ от н ескол ьких источни­
ков. Между аппаратурой сопряжения и ЭВМ предусматриваются
цепи для передачи сигналов обмена.
В настоящее время номенклатура цепей для сигнала.в обмена,
электрические парам етры этих сигналов и технические требования
стандартизированы ГОСТ 18145-72 и ГОСТ 18146-72 (57, 58] .
При этом ГОСТ 18145-72 стандарт изует цепи и параметры обме- •
на при последовательном вводе-выводе дискретной информации
(стык С2), а ГОСТ 18146-72
-
при параллельном вводе -выв оде
(стык СЗ) '. При проектировании конкретного образца аппаратуры
сопряжения цепи стыка с аппаратурой передачи данных должны
в ыбираться из номенклатуры приведенных в указанных выше
стандартах. Дополнительные цепи допускается ~вводить только в
особых случаях.
11.3. Некоторые особенности специализированной
ЭВМ для выполнения функций обмена информацией
с каналами св.язи
Аппаратурный вариант построения АС приводит к значитель­
ному увеличению оборудования на пунктах обработки. Поэтому в
настоящее время широко применяются для решения задач сопря ­
жения специализированные вычислительные машины ( спецвычис­
лители). Такие машины имеют специализированный набор команд ·
и операций, обеспечивающих наиболее экономное использование
ма шинного времени. Основными составными частями любой ЭВМ
являются центральное устройство управления (ЦУУ), арифмети­
ческое устройст,во (АУ), оперативное запоминающее устройство
03 У и устройство обмена УО.
При обмене информацией источника с r<аналами связи задачw
вычисл ительного характера составляют небольшой процент . Боль­
шинство же задач являются логическими, а также ,по приему и
выдаче сообщений . В ЭВМ, используемых для решения логических
задач, вместо понятия ~«арифметическое устройство» часто исполь­
зуют понятие к< операционное устройство ОУ» (рис. 11.5). Цент­
ральное устройство у'lправления согласует функционирование всех
составных частей ЭВМ . Операционное устройство выполняет логи­
ческие и арифметические операции. Оперативное запоминающее
устройство служит для хранения исходных данных, констант, про ­
граммы и т. д. Устройст,во обмена управляет потоком информации
между внешними устройствами и ОЗУ.
263


Характеристики выдава ем ых · (принимаемых) сигналов согла~
с у ются с характеристи к а м и каналов связи при помощи передат­
чиков (приемни ков) . Пос ледн и е в на и более простом случае обес­
печивают физическое согласование у стройств обмена ЭВМ с кана­
лами связи . К специализированной ЭВМ подключаются телеграф­
ные и телефонные каналы. Обмен ·· сигналами с телеграфными ка­
, налами производится чер ез лин е йные ячейки этих каналов , а с
Спец11ал11шроffа111tая J!IN
г--------------l
ffil ~---
1
1.V I
OJ!J
O!J
/l!J!J
Ycmooflcmбo
боооа -
-
fJыfJoiJa
!Jcmpou.cm8o
опроса
Инif11U11ifyaлмoe
оооруообани е
г------- .
1 ~---,
1
1
Пp11eн tt11lf !-t1 канал
Oepetlamч11ff 1
1
1
Приенн11ff 2-il к'анал
ПepeiJa mч11ff
1
Прие111111к n -tJ. канал
&пеtlатчш(
1.__~
____ .
:
L___
. _ ____J
Рис. 11.5. Аппара,гура сопряжения, построенная на основе исполь-
зования опециализиров анной ЭВМ
телефонными каналами - через модемы. В некоторых случаях
прие м ны е у строй ст ва об е спеч и вают хран е ние одного принятого
разр яда или прин ятой кодовой ко мбинации. У.прощенная структур­
ная сх е м а тракта перед а ч и соо б щений в звене канал связи-спе­
циализированная ЭВМ приведена на рис. 11.6. Принимаемые раз-
Л11неdная
ячedffa
Л11tted11aя
ячейка
!iЛO,t
JaПOHШIIJHIIЯ
розряdа
олон
JOПONli/1/llllfЯ
разряоа
oЛOff
ЗllП0/1111ШttlfЯ
розояоа
!iлон
(!ЛON!IHOHIJЯ
рuзряi!а
!Jcmpodcmбo
опроса
N!JЛbШl/ПDIJl(CHЫU lfllf/OЛ
спвц8ычi1сл11теля
г---------,
1
1
1 ~-----,
1
Регистр
1
llНf/JOflNOЦl/11 1
1
1
L ________ .. .J
Рис. 11.6. Упрощенная структурная схема тракта прохождения
сообще1-1ий в звене каналы ,связи - специализированна я ЭВМ
ряды из . мод е мов пост у па ют в блок запоминания ра з ряда. При
помощ и устройства оп р о с а поочередно или с определенны м прио­
ритетом опрашиваются блоки запоминания разрядов. Результат
опроса выдается в специализированную ЭВМ через м ультиплекс­
ный канал.
264


В приемном устройстве кодовая комбинация (знак) может на­
капливаться при приеме и поразрядно выдаваться при передаче.
При этом уменьшается частота обращения ЭВМ к устройству со-
,,
пряжения. Для ое,вобождения ЭВМ от решения задач формирова ­
ния массива кодовых комбинаций иногда в устройстве сопряжения
предусматривают схему накопления массива информации. Особен­
ностью специализированной ЭВМ, выполняющей задачу сопряже­
ния, является развитая система связи с внешними устройствами,
что позволяет ей обеспечить взаимодей-ствие •С большим числом ка­
налов связи . Важной особенностью является ограничение количе­
ст,ва устройства ввода-вывода, с которыми ЭВМ взаимодействует.
Это объясняется тем, что при использовании специализированной
ЭВМ для сопряжения обмен информацией в основном производит­
ся с каналами связи. По-гок же информацией между ЭВМ и уст­
ройствами ввода-вывода мал. Например, устройства ввода могут
быть использованы только для первоначального ввода программы.
Особенностью структуры специализированной ЭВМ, используе­
мой для сопряжения, я,вляется необходимость высокоскоростного
канала обмена информацией с источником (tПотребителем) инфор­
мации - технологической ЭВМ. Таким образом, устройство обме­
на должно обеспечить . совместную работу специализированной
ЭВМ с различными по скорости обработки информации внешними
устройствами. Обычно устройство обмена разделяется на две час­
ти: селекторную (быстродействующую) и мультиплексную (мед­
леннодействующую). В ,с вязи с этим различают два канала вво­
да: селекторный и мультиплексный.
Селекторный канал обеспечива ет обмен информацией одновре­
менно только с одним входным устройством. По мультиплексному
каналу имеется возмож ность одновременно ,производить обмен с
несколькими входными устройствами. Поэтому в мультиплексном
канале предусматривается устройство для формирования и хране­
ния кода номера канала. К мультиплексному каналу подключают­
ся низкоскоростные и среднескоростные -каналы связи. К -сел екто р­
ному каналу подключаются высокоскоростные каналы связи, тех­
нологическая ЭВМ и резервная специализированная ЭВМ (,см. вы­
ход 1 рис. 11.5). Иногда канал связи с технологической ЭВМ ор­
ганизуется путем непосредственного обмена информацией между
ОЗУ обеих ЭВМ (см. выход 2 рис. 11 .5) .
Главной особенностью системы команд специализированной
ЭВМ, используемой в качестве а,ппаратуры сопряжения, является
преобладание логических операций, операций передачи информа­
ции, передачи у правления и операции сдвига. Отсутствуют опера­
ции умножения и деления. Широко -применяются гр упповые коман­
ды, при помощ и которых обрабатывается целый массив информа­
ц ии. Т акие •специализированные машины обычно одно-, двухадрес­
ные. Длина машинного слова находится в пределах 12-24 разря­
дов. Операционное устройство специализированных ЭВМ, выпол­
няющих функции по сопряжению, работает с кодовыми комбина­
циями с фиксированной запятой. Оперативное запоминающее уст-
265


ройство обычно разбивается . на блоки {ячейки), в которых накап­
ливается информация, принятая по определенному каналу. Разли­
чают ячейки хранения управляющей информации и ячейки теку­
щей информации, которые включают рабочие ячейки каналов, бу­
ферные ячейки и ячейки хранения информационных блоков. В ра­
бочих ячейках накапливаются принимаемые по каналам связи
разряды . При передаче в этих ячейках хранится выдаваемая в ка-
• нал кодовая комбинация. В ячейках хранения информационных
блоков накапливается поступающая информация из каналов связи
или из технологической ЭВМ в виде машинных слов. Буферные
ячейки памяти ЯJвляются промежуточными между рабочими и ин­
формационными ячейками и служат для накапливания ходовых
комбинаций.
При сопряжении с различными типами каналов связи специа­
лизированная ЭВМ должна иметь несколько программ. Каждая
программа обеспечивает последовательное обслуживание ряда од­
нотипных каналов . Для эффективной работы такой ЭВМ необхо­
дима развитая система прерывания программ. С этой целью в
с.пециализированной ЭВМ предусматривается специальный блок
прерывания. При помощи этого блока по запросу прерывания, по­
ступающему от мультиплексного или ,селекторного канала устрой­
ства обмена, блока контроля и некоторых других устройств, испол­
нение текущей программы прекращается . Эта программа продол­
жает выполняться после выполнения всех операций, производимых
при прерывании.
Пульт управления ,специализированной ЭВМ, используемой для
решения задач сопряжения, как правило, упрощен и предназначен
в основном для индикации содержания основных регистров спе­
циализированной ЭВМ и ,состояния ее основных устройств.
Чтобы ,повысить надежность функционирования, специализиро­
ванная ЭВМ для сопряжения имеет ра-звитую систему контроля и
диагностики неи•справностей. Обычно, кроме основной специализи ­
рованной ЭВМ, предусматривается и резервная. Для устранения
искажений, возникающих при переходе с основного комплекта ап­
паратуры на резервный, необходимо обеспечить ,синхронизацию
между специализированными ЭВМ. Обработка поступающих сооб­
щений обоими комплектами ,производится независимо друг от дру­
га. Принимаемые кодовые комбинации размещаются в одинаковых
по номеру ячейках памяти . При выдаче информации в канал свя­
зи оба комплекта специализированных ЭВМ работают синхронно .
11.4. Некоторые особенности использования
универсальных ЭВМ для решения задач сопряжения
Решение задач ,сопряжения аппаратурным способом или при
помощи специализированной ЭВМ требует для разработки этих
устройств много времени, различного рода специалистов и т. п.
С целью ускорения 1ввода в эксплуатацию АСУ иногда для решения
266


-задач сопряжения применяют универсальную ЭВМ. Однако в неко­
торых звеньях АСУ может оказаться, что применяемые универсаль­
ные ЭВМ не полностью загружены, тогда сопряжение можно выпол­
нять при ,помощи универсальных ЭВМ, используемых для реше­
ния основных задач в данной автоматизированно~ ,системе, т. е.
технологических ЭВМ. Такой способ осуществления сопряжения
с каналами -связи повышает надежность функционирования систе­
мы в целом и облегчает решение задачи резервирования ЭВМ. При
большой загрузке технологической ЭВМ 'применение ее для сопря­
жения желательно только в том случае, когда количество каналов
связи небольшое, а их загрузка невелика.
Обычно универсальные ЭВМ имеют достаточно большой объем
оперативного запоминающег.о устройства. Для решения же задач
сопряжения большой объем памяти не нужен. Устройство обмена
универсальной ЭВМ, кроме мультиплексного канала, ,имеет нес­
колько -селекторных каналов для связи с различными внешними
устройствами. При сопряжении же используется лишь один селек­
торный канал. Универсальные ЭВМ предназначены для решения
широкого класса задач и ,поэтому имеют достаточно развитую -си­
стему команд. Однако отсутствие таких специальных для сопря­
жения команд; ,как команд для осуществления ·приема-передачи
сообщений, повышения достоверности приема информации и осо­
бенно команд для циклового фазирования, кодирования . и декоди­
рования информации с применением помехоустойчивых кодов, не
позволяет эффективно выполнять логическую обработку сообще­
ний при помощи унивеР'сальных ЭВМ. Производительность ЭВМ
при этом падает, объем математического обеспечения резко возра­
стает. Для облегчения обработки информации в ЗУ желательно
записывать целые кодовые комбинации, принимаемые из канала
связи. Часто длина · кодовой комбинации, 1передаваемой чо каналу
авязи, и длина машинного слова неодинаковы. Это приводит к то­
му, что часть ячеек памяти машины каждого слова не будет ис­
пользована, а следовательно, емкость ЗУ используется неэффек­
тивно. Как ранее указывалось, особенностью работы АС является
возможность ее работы с разнотипными .каналами связи. При ре­
шении задач сопряжения с помощью универсальной ЭВМ это при­
водит к многопрограммности работы, что влечет большие затраты
машинного времени и памяти машины. Таким образом, использо­
вание универсальной ЭВМ для сопряжения приводит к тому, что
часть оборудования ЭВМ не используется, часть команд и опе­
раций также не используется, программы получаются сложные и
громозд1ше.
Для 'Повышения эффективности использования оборудования
универсальных ЭВМ для сопряжения необходима определенная
модернизация этих машин, направленная не на исключение имею­
щейся аппаратурной избыточности, а на увеличение производитель­
ности ЭВМ, повышение надежности ее функционирования и умень­
шение громозд1~ости программ.
267


Основным достоинством метода решения задач сопря жен ия пр и
помощи универсальных серийных ЭВМ является ускорение, а 'В.
некоторых слу чаях и уде шевление строительства ц ентр ов обработ­
ки информации.
11.5. Сравнение вариантов построения аппаратуры
сопряжения
При проектировании системы основным фактором, определяю ­
щим выбор того или иного варианта сопряжения канало в связи с
оконечными устройствами АСУ, является стоимость. Однако в ря­
де сдучаев решающую роль могут сыграть так ие факторы, как на­
личие свободного машинного врем е ни технологич еской ЭВМ, огра­
ничение на время ввода системы в строй, наличи е специалистов
определенной квалификации и т. п.
Из принцИ'пов построения АС видно, что при аппаратурном ва­
рианте ее стоимость растет прО!порционально увеличению числа
каналов. Аппаратура пол у чается достаточно громоздкой. Исполь­
зовать такую АС можн ,о в тех звеньях, для которых она разраба­
тывалась и в которых алгоритм обмена информацией длительное­
время не изменяется. Внесение некоторых изменений в алгоритм
обмена обычно приводит к тому, что использ уемая АС становится
непригодна. Достоинством ·этого варианта построе ния АС являет­
ся высокая производительность аппаратуры. Аппаратурный ва­
риант получения АС может быть использован •при сопряжении -с
небольшим числом каналов.
Достоинством программного способа •сопряжения является воз­
можность более оперативного приспо·собления к изме няющи мся
внешним условиям, поскольку внести изменения в программ у зна­
чительно легче, чем модернизировать аппаратуру . При программ­
ном варианте построения АС особое внимание ·следует обращать
на оптимальность решения задач. Программа, решающая задачу
сопряжения, используется многие годы. Поэтому неоптимальность
построения такой программы приводит к бесполезной загрузке на
многие годы машинного времени и памяти машины, что, в свою
очередь, может привести к невозможности решения многих нуж­
ных в данной системе задач. При программном способе построе­
ния индивидуальное оборудование сравнительно просто. Поэтому
при увеличении числа каналов стоимость этого обор удования воз­
ра·стает незначительно. Однако объем программы пр·и этом резко
возрастает, что влечет за 1собой увеличение стоимости. Большин­
ство операций, выполняемых ЭВМ при решении задачи сопряже­
ния, являются ,простыми, например пересылка, сравнение. Кроме
того, для сопряжения необходимы специальные команды, обычно
не предусматриваемые в универ·сальных ЭВМ. Поэтому програм­
мы сопряжения для универсальных ЭВМ получаются громоздкими.
Использование же специализированной ЭВМ обеспечи-
вает сокращение на 30- 40% количества команд, уменьшает
программу на 30 %, а также уменьшает время решения задачи на
268


f:IO% {47]. В связи с этим при сопряжении с большим числом ка­
налов желательно использовать специализированную ЭВМ. Одна­
ко разработка таких ЭВМ требует определенного времени и ,спе­
циалистов. Кроме того, такие машины могут быть необходимы в
небольшом количестве, а следовательно, их стоимость будет зна­
читель;-~а . Применение в этих услоВ'иях серийных универсальных
машин при их небольшой модернизации может оказатыся эконо­
мически более выгодным.
,11.6. Согласование пропускной способности каналов
передачи данных с информационной способностью
оRонечных устройств АСУ
Рассмотрим основные этапы согласования одиночного датчика
непрерывного сигнала и радиолокационной станции (РЛС) с ка­
налом передачи данных . Допустим , что •сигнал на выходе датчика
представляет собой напряжение, величина которого пропорцио­
нальна значению измеряемой функции. При решении такой задачи
обычно известны параметры •сигнала и технические характеристики
канала, соотношение сигнал/помеха в этом канале и требуемая
достоверность передачи информации.
Дискретизация сигнала во времени. При согласо­
вании дискретного канала с датчиком непрерывного сигнала дис­
кретизация во времени осуществляется в ·соответствии с теоремой
Котельникова . При этом замена реального спектра сигнала спект­
ром, ограниченным наивысшей частотой Рт, приводит к погрешно­
сти. Среднеквадратическое значение относительной погрешности ,.
обусловленной этой заменой, определяет,ся выражением ботн=
v-лэ
=
3 Э, где Э -полная энергия сигнала, а ~ЛЭ-энергия состав-
ляющих ,спектра, лежащих ,вне полосы, ограниченной частотой Рт.
Задаваясь определенным значением ,ботн и зная спектр сигнала на
выходе датчика, можно рассчитать величину Рт и частоту дис­
кретизации Рд:
Рд = 2Рт.
Дискретизация сиrнала по уровню. Преобразова­
ние непрерывной функции в дискретную равносильно округлению•
ее значений, взятых в определенные моменты времени, до некото­
рого фиксированного уровня. Оно приводит к появлению ошибок.
за счет дискретизации.
'
Полагая, что непрерывная функция в промежутке между дву­
мя соседним11 фиксированными уровнями равновероя т но может
принять любое, лежащее в этом пределе, значение, среднеквадра­
тическая ошибка, вносимая за счет дискрет изации, будет равна
Лх
-2-
cr,,- fл',s
Лх
x2dx= - -
2уз,
Лх
-
-2-
где ,Лх - интервал дискретиза ции.
269


Интервал дискретизации обычно выбирают исходя из возмож­
ной (потенциальной) точност и измерения дискретизируемой функ­
ции с тем, чтобы у худшение точности, об условленной дискретиза­
цией, не ,превысило заданных пределов.
Найдем выражение для Лх. Учитывая, что су ммарная средне-
квадратическая ошибка равна uJ.: = V и2х +о?, д (где Их - ,средне ­
квадратическая ошибка измерения и uхд - среднеквадратическая
ошибка за счет дискретизации), и задаваясь величиной k = aJ.: ,
О'х
получим допустимое значение среднеквадратической ошибки за
счет дискретизации ихд = ~ахУ k 2- l. Тогда интервал дискретизации
будет равен ,Лx=ax д·2V3 = 2V3crxVk2- l. Зная величину Лх и
диапазон изменения передаваемой функции, можно определить
число возможных уровней:
N = Хманс
Лх•
Если учесть и нулевой уровень, то число возможных уровней бу­
дет равно
N=Хманс.+1.
Лх
Расчет скорости выдачи информации. Скорость
выдачи информации · характеризуется энтропией датчика в едини ­
цу времени Ht, определяемой выражением Ht= VмансН(х), где
Vманс - максимальная скорость передачи сообщений, Н(х)
-
энтропия элементарного сообщения, т. е. среднее количество
информации, содержащейся в одном отсчете. При •сог­
ласовании с датчиком непрерывного сигнала Vманс равна количе­
ству отсчетов в секунду Fд. При согласовании •с РЛС максималь­
ная скорость передачи сообщений равна Vманс=Nц/Тобз, где Nц­
максимальное число целей в зоне обзора, Тобз - период обзора.
Канал связи должен обеспечить ,передачу информации, посту ­
пающей от датчика •с наибольшей возможной скоростью.
Энтропия датчика максимальна при взаимонезависимости и
равновероятности возможных состояний (уровней) . При этом
Н(х) =log N. Тогда при сопряжении с датчиком непрерывного
сигнала
.
Н1= 2Fmlog(•у-X"-v?
_
+ 1);
2 Зах k2-l
при сопряжении с РЛС в случае передачи v различных параметров
у
HI= ~\1Jog( _Х1манс
__
_
+1).
Тобз i.J
2УЗО'хiYk2- 1
i=I
Расчет числ а разряд о в, неб ход им ы х для перед а­
чи сообщений в двоичном коде и скорости моду-
270


ля ц и и. Число разрядо1В, необходимое для передачи элементарно­
го сообщения в двоичном коде т, определяется из выражения
2m _ 1 ;;;,, Хманс
,,,.
Лх'
откуда после подстановки значения ~х получаем
т>log2( У Хм;7
+ 1).
23ахk2-1
Таким образом, величина т совпадает с энтропией Н,(х). Это ее •
тественно, поскольку при отсутствии избыточности каждый двоич•
ный единичный элемент несет один бит информации. В этих уело·
виях необходимая скорость модуляции В равна энтропии датчи·
ка Н1 , а длительность ед'иничного элемента Т определяется вы ­
ражением
Т=-1 =
-
1-
в
Н1•
В реальных системах передачи информации следует учитывать из ­
быточность ,R, обусловленную необходимостью передачи сигналов
служебного назначения (например, импульсов для фазирования
аппаратуры и др.), применением помехоустойчивого кодирования
и другими причинами. При этом необходимая скорость модуляции
и длительность элемента составляют ·соответственно при сопря ­
жении с датчиком непрерывных сигналов:
В_Нt_2Fт1(
Хманс
-
-1 --R
-
-1-
-
R- og2 2VзахYk2- 1
1 1)·
т'
Т=1-R=
1-R
Н1
(
Хманс
1)'
2РтIog2 2узахYk2- 1 +
пр-и сопряжении с РЛС в случае передачи v различных парамет •
ров:
'V
В= Nц
Тобз(I-R) IJ log(2 уз~мУ~k2 - !) + 1}
i=I
.
(1- R)Тобэ
Т= ------~------
\1
(
Хiманс
Nцl,,,J Jog 2 VЗ О"х- Vk2- 1
i=I
i
Выбор вида модуля·ции и согласования ширины
спектра сигнала с характеристиками канала. Ос­
новным критерием при выборе вида модуляции _является обеспе·
чение требуемой достоверности при заданном соотношении мощ•
ностей сигнала и помех (l 2 = Рf,N). Для этой цели могут быть ис­
пользованы приведенные на рис. 6.13 кривые зависимости вели~и­
ны Рот от ,[2 для различных видов модуляции. Если ни один из
271


приемлемых в данных конкретных условиях видов модуляции не
обеспечивает требуемой достоверности, целесообразно рассмотреть
возможность применения по мехоуст ойчивого кодирования. Далее
следует определить эффективную ширину спектра сигналов при
выбранном виде модуляции и проверить пригодность имеющегося
канала для их переда•1и.
Эффективная шир ин а спектра сигнала ЛFэФ может быть опре­
дел ена из выражений (6.3), (6.16), (6.26). Величина !Л;FэФ не дол­
жна превышать ширины эффективной полосы частот канала.
В пределах используемого участка полосы частот ·канала нерав­
номерность времени группового распространения не должна пре­
вышать длительность элемента. Если эти требования не удовлет­
воряются, следует рассмотреть возможность применения другого
вида модуляции (например, двукратной) либо осуществить кор­
рекцию АЧХ и ФЧХ канала.
В том случае, когр,а оконечным устройством является датчик
ди•скретных ·сигналов или ЭВМ, то число разрядов для передачи
элементарного сооб щения т известн о; известно также время меж­
ду двумя моментами ВЬLВОда информации Тв. Тогда при учете воз­
можной избыточности R длительность ,посылки можно определить
-
(1-R) Т
из формулы Т =
в
т
Далее выбор вида модуляции и согласование ширины спектра сиг­
нала с характеристиками канала производятся так же, как опи­
сано выше.
Заключение
Кратко ,остановимся на некоторых аспектах практического при­
ложения теории передачи сообщений и основных направлений
развития техники передачи цифровой информации в современных
автоматизированных системах управления.
Многообразие .областей применения систем передачи информа­
ции и используемых в них каналов обусловливает весьма широ-
1шй диапазон . вопросов, _ связанных со спецификой ·построения и
использования различных типов этих систем. Специфика рассмат­
риваемых конк р етных систем должна учитываться ,при оценке от­
дельных положений и выводов теории передачи сообщений и их
использовании для практических приложений. Например, правиль ­
ное построение системы передачи данных невозможно без учета
достаточно полных сведений о структуре и статистических харак­
теристиках помех, действующих в применяемых каналах связи.
Наиболее детально исследован дискретный канал связи, в ко­
тором принимаемый сигнал искажается адд_итивной флуктуацион ­
ной помехой. Как показали работы Шэннона, Котельникова _ и их
последователей , основным ,путем обеспечения высокой эффектив­
ности и достоверности передачи по такому каналу является опти-
272


мальный выбор ,сигналов (их ансiJ.мбля, структуры, вида модуля­
ции). Такой канал нашел наиболее полное практическое воплоще­
ние в системах космической радиосвязи. Не случайно, что именно
в этих системах получают все большее применение близкие по
структуре к оптимальным для такого канала сложные к< шумопо­
добные» сигналы. Достигнутые на базе работ Н. Т. Петровича
[37] и его последователей успехи в практической реализации мето­
дов фазовой модуляции позволили повысить помехоустойчивость
систем ,передачи двоичных сигналов по отношению к аддитивным
гауссовым помехам до значений, близких к теор етическому пре­
делу .
Однако во многих реальных каналах связи простым выбором
сигналов не удается обеспечить предельных значений пропускной
способности и минимальной вероятности ошибки, полученных
Шэнноном и Котельниковым. Достигнутая в лучших дискретных
системах связи скорость передачи информации, по крайней мере,
в десятки раз ниже. теоретического предела, определяемого выра­
жением (2.19). Это несоответствие объясняется в ·первую очередь
наличием в каналах связи некомпенсируемых nомех нефлуктуа­
ционного характера. Подобная картина, например, имеет место в
каналах проводных линий связи. Здесь уровень флуктуационных
шумов, как правило, невысок и основными факторами, снижающи­
ми достоверность приема, являются импульсные помехи и кратко­
временные прерывания. В этих условиях достоверность передачи
мало зависит от вида модуляции. Последнее, с одной •стороны, ис­
ключает возможность повышения достоверности за счет выбора
оптимального вида модуляции (например однократной· ОФМ), а
с другой - позволяет без заметного снижения достоверности при ­
менить системы передачи дискретных сигналов с основанием кода,
большим двух (ДОФМ, ТОФМ, многоуровневая амплитудная, ам­
плитудно-фазовая модуляция и др.), обеспечивающие высокую
пропускную способность и более экономное использование ,полосы
канала. Последнее особенно важно для систем проводной связи.
Повышение достоверности в этих каналах достигается в первую
очередь за счет использования корректирующих кодов и систем
передачи с обратной связью. Основным препятствием на пути ши­
рокого использования кодов, исправляющих ошибки большой
кратности, являются трудности реализации соответствующих де­
кодирующих устройств. Поэтому все более широкое применение
находят системы с обратной связью, в которых используются ко­
ды, обнаруживающие ошибки. Систе м ы с обратной связью обеспе­
чиняют нысокуf() достоверность прие м а при -сравнительно низком
качестве используемого канала. Однако применение этих систем
связано с некоторой (не всегда допустимой) задержкой в переда­
че информации и необходимостью иметь дуплексный канал . С дру­
гой стороны, быстрое развитие микроэлектронной техники позво­
лит, по-видимому, в ближайшем будущем ·создать приемлемые по
габаритам и стоимости декодирующие ус тройства для кодов с ис­
правлением групповых ошибок большой длительности. Рассмотрен-
273


ные соображения должны учитываться при выбul-'"' uнтимального
метода повышения достоверности передачи цифровой информации
для конкретных систем.
.
Важным и самостоятельным аспектом теории передачи ·сооб­
щений является проблема фазирования. Основными задачами в
этой области являются обеспеч ение высокой помехоустойчивости
системы фазирования и обеспечение быстрого вхождения в син­
фазность при минимальной избыточности.
В ближайшие годы практически все министерства и ведомства
будут рас-полагать отраслевыми АСУ, включающими в себя авто­
матизированные системы управления крупнь1ми предприятиями и
территориальными организациями различных отраслей народного
хозяйства; в перспективе создание общегосударственной автома­
тизированной системы (ОГАС). Важнейшими элементами этих
систем являются СПД, включающие большое число территориаль­
но разнесенных элементов, ·соединенных между собой каналами
связи с различной пропускной способностью. В этих условиях ши­
рокое внедрение СПД приводит к необходимости перехода от от­
дельных каналов передачи данных к созданию сетей передачи
данных. В сети ,предусматриваются наличие обходных и резерв­
ных каналов, непрерывный контроль за состоянием каналов, воз­
можность перераспредел .ения ·потоков информации в зависимости
от загрузки отдельных на-правлений. Большие потоки информации
обусловливают необходимость широкого использования в сетях
связи наряду с другими и высокоскоростных каналов передачи
данных. Большое развитие получат автоматизация процессов ком ­
мутации каналов связи и построение сетей передачи данных на
принципе коммутации сообщений .
Радикальное решение проблем передачи цифровой информации
во всех звеньях ОГАС с учетом последних достижений науки и
техники будет достигнуто в процессе разработки и построения об­
щегосударственной системы передачи данных ОГСПД - одной из
важнейших составных частей ЕАСС.


Список литературы
1. Абдурахманов С. А., Лапшин Ю. П., Яковенко Е. Г. А·втоматизиро·ванные
системы управления в ,народном хозяйстве СССР. М. , «Экономика», 1972.
46 с.
2. Вторичные системы с ,импульсно-код,овой модуляцией.
«Элект,росвязь»,
1972, No 12, с. 311-38 .
3 . Автоматизированные системы управления . М., «Экономика», 1972. 400 с.
4. Бомштейн Б. Д., Бурда Л. Я., Фарбер Ю. Д. Качественные показатели трак­
тов и каналов высокочастотных систем передачи . .N\.. ,
«Связь», 1972 . 208 с .
5. Андронов И . С., Финк Л. М. Перед,ача ди,скретных сообщений по парал­
лельным ка.валам. М., «Соrве11окое радио», 19711. 406 ,с.
6. Борисов Ю. П., Пении П. И. Основы многоканальной передачи информации .
.м. ,
«Связ-ь», 1967. 4 ·35 с.
7. Боженков А. Ф. Некото.рые вопросы классификации сетей передачи дан ­
ных . - «Электросвязь», 1970, No 12, с. 48- 53.
8. Бухвинер В. Е. Дискретные схемы в фазовых системах радиосвязи. М.,
«Связь», 1969. ·1144 с.
9. Вентцель Е. С. Теория вероятностей. М . , «Наука», 1969. 576 •с.
10. Гойхман Э. Ш., Лосев Ю. И. Передача информации ,в автоматиз,ированных
системах управления. М., «Связь», :1971. 160 с.
11. Гойхман Э. Ш., Цыбулин В. А. О потенциальной помехоустойчивост,и широ·
. кополосн ·ых
систем ,связи при приеме дискретных сигналов ,на фоне с-овокуп­
ности сосредоточенных по спектру с~:гналов и квазибелого шума . - «Радио­
техника», 1971, No 1112, с. 23-29.
12. Глушков В. М. Введение в АСУ. Киев, «Техника», 1972. 310 с.
13. Гребенников В. А. Методы передачи данных по цифровым тра~пам .
-
«Электросвязь», 1973, No 4 , с. 22-29.
14 . Гуров В. С., Емельянов Г. А., Етрухин Н. Н. Передача дискретной и·нфор­
маци1и и телеr,рафия. \М., 1«Овязь», 1~)<74. 526 1с.
15. Данилов Б. С., Штейнбок М. Г. Однополосная передача цифровых сигна­
лов. М., «Связь», ill974 . •135 с.
16. Долуханов М. П. Ра,спространение радиоволн. М., «Связь», 1970. 400 с .
17. Данилеюю В . М. Воздейс'Гвие флуктуаций •в ,синхросигнале на помехоус той­
чивость приема бинарного сигнала. - «Радиотехника», 1970, No 6, с. 46-5!.
18. Емельянов Г. А., Шварцман В. О. Передача дискретной информации и ос­
новы телеграфии. IМ., «Связь», 1973. ·334 с.
19. Железнов Н. А. Пр ,и,нцип дискретизации непрерывных сигналов с неограни­
ченным спектром . -«Радиdтехника и электроника», 1958, No 1, с. 3 ---й8 .
20. Заездный А. И., Окунев Ю. Б., Рахович Л. М. Фазоразностная модуляция .
М., «Связь», 19-67. 304 с .
21. Зелиrер А. Н. Расчет вероятности ошибки регистрирующих устройств аппа­
ратуры передачи двоичной информации. - «Электросвязь», 1965, No 2,
с. 70-76.
22 . Зюко А. Г. Помехоустойчивость и эффективность систем связи. М., «Связь»,
1972. 360 с.
23. Коган И . М. Тео·рия ,информации и проблемы ближней ~радиолокации. М. ,
«Советское рад,ио», 1968. 144 с .
24. Колесник В. Д., :Мирончиков Е. Т. Декодирование циклическ,их кодов. М.,
«Связь», 1968. 252 с.
25. Каналы передачи данных. Под редакцией В. О. Шварцмана. М., «Связь»,
1970. 304 с.
26. Котельников В. А. Теория потенциальной помехоустойчивости. М., Госэнеога­
издат, 1:956. 152 ,с.
27. Копничев Л. Н. Пр,инципы построения ап,паратуры для передачи дискретной
информации . М., «Связь», 1972. 156 с.
28. Котов П. А. Повышение · достоверности передачи дискретной информации.
М., «Связь», 11966 . 184 с. ·
29. Лазарев В. Г., Саввин Г. Г. Сети связи, упр.авление и коммутация. М.,
«Сиязь», 1973. 26'3 с.
275


30. Аппаратура ИК!М.-24 для уплотнения городских телеф онн ы х кабелеf1.
-
«Электросвязь», 1973, No 8, с. 1-15.
31. Мартынов Ю. М. Обработка 1шформации в системах передачи данных. М.,
«Связь» , 1969. _:200 с.
32. Мартынов Е. М . Синхронизация в системах передачи дискретных сообще­
ний. uV\.., «Связь», 1197-2 . 215 с.
33. Мизин Н. А . , Уринсон Л. С., Храмешин Г. К. П ере~ача ,информации в сетях
с коммутацией сообщений. М., «Связь», 1972 . "302 с.
34. Многоканальная связь . Под ред. И. А . Абошща . М. , «Связь», 1972. 488 с.
35. Мягков И. В., Штейн В. ,М. О вводе инфо·рмащш в групповой т,ракт пере­
дачи ИКМ сигналов. - , «Электросвязь», ,1969, No 1, с. 1-10.
36. Нейман В. И. Новая техника коммутации для узлов распределения _ инфор­
мации . - В кн.: Итоги науки и техники. Серия « Элект-росвязь», ВИНИТИ,
1972,No 5. С. :1•66.•
37. Петрович Н. Т. Передача дискретной •информ ,ации в каналах с фазовой ма­
нипуляцией. М. , «Сове-гское радио», 1965. 263 с .
38. Пуртов Л. П., Замрий А. С . , Захаров А. И. Осн овные законо ме рности рас­
пределения ошибок в дискретных каналах связи.- «Электросвязь», 1967,
No 1,2, с. 1-8.
39. Пуртов Л. П . , Замрий А. С . , Шаповалов И, Ф. Характер распределения
ошибок в телефонных каналах ,при передаче дискретных сигналов. - «Элек­
тросвязь», 1965, No 6, с . "31-41.
40. Самойлен1<0 С. И . Помехоустойчивое код,ирование . М . , « Нау ка», 1966. 237 с.
41 . Стогиий А. А., Репьев Ю. М. Опыт разработки типовой автоматизиро~аниой
системы управления . - В кн .: Кибернетика и вычислительная техника . Киев,
«Наукова дум,ка», :1971, вып. 12 , с. 19-41 .
•
42. Солодов А. В. Теория ,информации и ее применение к задачам автоматиче-
ского управления и кантроля. ,N\. . , «Наука», ,11967. 432 с.
•
43. Тамм Ю. А., Садовский В. Б. Спектральные методы оценки качества пере­
дачи цифровых сиnнало.в. М., «Связь», 1974 . 72 с.
44. Теоретические основы радиолокации. Под редакцией Я. Д. Ш ирмана . М.,
«Советское радио» , 1971. 560 с .
45 . Теплов Н. Л. Помех оустой чивость систем передачи дискретной -информации.
М. , «Связь», 1964. 360 с.
46. Тепдов Н. Л. Анализ оптимальных схем приема дискретных сигналов на
фоне сосредоточенных (по спектру или времени) помех. - «Электросвязь»,
1968, No 12, с. 1~10.
47. Усольцев А. Г., Кислин Б П. Сопряжение дискретных каналов связи с :::)ВМ.
М. , «Связь», 1973. 224 -с.
48. Фано Р. Пер едача информации. Статистическая теория связи. J\1.. ,
«Мир», ·
1965. 438 с.
49. Фин1( Л. М. Теория передачи дис 1Qрет ных сигналав. М., «Советское радио»,
1970. 728 с.
50. Харкевич А. А. Очерки общей теории связи. - «Избранные труды». М . , «Нау­
ка», 1973, т. '3 , с. 11---;194.
51. Харкевич А. А. О теореме Котельникова. '- «Избранные труды». М:, « Нау ­
ка», 1973, т. 2, с. 546-555 .
52. Харl(евич А. А. Борьба с помехами.
-
«Избранные труды». М., «Наука»,
1973 , т. 3, с. 233-430. •
5"3. Штейн В . 1М. Некоторые вопросы построения систем ,связи с импульсно-кодо­
вой модуляцией (ИКМ). - «Электросвязь», 1966, No 3 , с. 17 - 25 .
54. Шувалов В . П. Косвенные методы обна,ружения ошибок в системах передачи
дискретной информации. М. , «Св язь», 1972 . 80 с.
55 . Козлов С. И. Электронные, управляющие. - « П равда», ,111 июля 1973, с. 4.
56. Ранов ск ий М. У1п,ра-вле,ние и ки6ер1нети-ка .- «Правда», 3 1 мая 11973 , с. 4.
57. ГОСТ 18145-72. Системы передачи данных. Цепи и параметры обмена на
стыке С2 при последовательном вводе-выводе дискретной информации .
58. ГОСТ 18146 - 72. Системы передачи данных . Ц епи и параметры обмена на
стыке С3 при параллельном вводе-выводе дискретной ,ин формации.
59. Technology Week. 12 March 1967.
276


ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие
Глава
АВТОМАТИЗИРОВАННЫЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ
1.1 . Классификация автоматизированных си-стем управления
1.2 . Автоматизированные системы управления предприятиями
1.3 . Отраслевые автоматизированные системы у правления
1.4 . Общегосударс-гвенная автоматизированная система управления
Гла ,ва 2
ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ ТЕОРИИ ПЕРЕДАЧИ СООБЩЕНИЙ
2 .1. Информация , сообщение, сигнал
2,2. Системы ·связи
2.3 . Системы передачи данных
2.4 . Представление дискрет,ных сигналов и помех
2.5 . Дискре т изация непрерывных сообщений
2.6 . Многоканальная связь
2.7 . Количество -информации и его мера
2.8 . Энтропия и избыточность
Стр.
3
5
7
8
10
12
14
20
22
25
31
33
36
2.9 . Пропускная способность канала для передачи дискретных сообщений 38
,Глава 3
ПРИЕМ ДВОИЧНЫХ СИГНАЛОВ ПРИ НАЛИЧИИ ПОМЕХ
3.1. Краткая характеристика помех
42
3.2 . Количественная оценка помехоустойчивости систем передачи двоичных
' ,сигналов
45
3 .3. Геометрическое представление сигнала и флуктуационной помехи
46
З.4. Идеальный приемник Котельникова
50
З.5. Потенциальная помехоустойчивость при ·когерентном приеме двоич-
ных полностью известных сигналов
51
З.6. Способы -согласова,ния характерис'!'ик канала с сигналом при флук-
туационных поме х ах
54
З .7. Пот енциальная помехоустойчивость при приеме двоичных сигналов на
фоне совокупности сосредо точенны х (по спектру или во времени) по-
мех и флуктуационного шума
57
3.8. Воздействие ,импульсных помех на приемный тракт. Способы борьбы
с ними
59
Глава 4
ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ СРЕДСТВ ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ АСУ
4. 1 . Основные понятия о структуре и элементах тракта систем проводной
связи
64
4.2 . Многоканальные системы с частотным разделением 1Ка1Jалов (ЧД)
67
4.3 . IМ.ногоканальные системы с временньrм ,разделением каналов (ВД)
73
4.4 . Мног-оканальные системы с импульсно-кодовой модуляцией (ИКМ)
81
4.5 . Краткая :,,;арактеристика -средств передачи дискретных сигналов, при-
меняемых в АСУ
88
277


Глава 5
Стр.
КАНАЛЫ СВЯЗИ ДЛЯ ПЕРЕДАЧИ ДИСКРЕТНОЙ ИНФОРМАЦИИ
И ИХ ОСНОВНЫЕ КАЧЕСТВЕННЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ
5.1. Каналы для передачи дискретной информации
91
5.2 . Основные технические характеристики каналов связи
92
5.3 . Помехи в проводных ,каналах связи
101
5.4. Особбнности использования каналов ТЧ для передачи данных
104
Глава 6
МЕТОДЫ ПЕРЕДАЧИ ЦИФРОВОЙ ИНФОРМАЦИИ, ИСПОЛЬЗУЕМЫЕ В АСУ
6.1 . Краткий обзор методов передачи 1.<ифровой информации
.
.
107
6.2 . Передача простых двоичных сигналов методом амплитудной манипуля-
ции (АМ)
108
6.3 . Передача простых двоичных сигналов методом частотной манипуляции
(ЧМ)
112
6.4 . Передача простых двоичных сигналов методом фазовой манипуляции
(ФМ)
120
6.5 . Передача простых двоичных сигналов методом относительной фазовой
манипуляции (ОФМ)
125
6.6 . Системы передачи дискретных сообщений с о .снованием кода линей -
ного сигнала «т», большим двух
129
Глава 7
МЕТОДЫ ПОВЫШЕНИЯ ДОСТОВЕРНОСТИ
ПРИ ПЕРЕДАЧЕ ЦИФРОВОЙ ИНФОРМАЦИИ
7.1 . Краткая характеристика методов повышения достоверности
139
7.2 . Системы передачи данных с многократным повторением
142
7.3. Двухканальные системы передачи информации
145
7.4 . Системы передачи данных с решающей обратной связью
146
7.5 . Двухканальные системы •С решающей обратной связью
153
7.6 . Системы передачи данных с информационной •обратной связью
156
7.7. Влияние харакгеристик обратного канала на основные характеристи-
ки прямого канала систем передачи данных с обратной связью
157
7.8 . Некоторые .рекомендации по выбору способов повышения достоверно-
сти передачи цифровой информации
159
Глава 8
ПОМЕХОУСТОЙЧИВОЕ КОДИРОВАНИЕ
8.1 . Принципы построения помехоустойчивых кодов
8: 2. Классификация помехоустойчивых кодов
8.3 . Способы описааия помехоустойчивых кодов
8.4. Коды с проверкой на четность
8.5. Коды с постоянным весом
8.6. Циклические коды
8 .7. Код Хэмминга
8.8 . Непрерывные коды с исправлением ошибок
Глава 9
ИСКАЖЕНИЯ И РЕГИСТРАЦИЯ ДИСКРЕТНЫХ СИГНАЛОВ,
ФАЗИРОВАНИЕ АППАРАТУРЫ ПЕРЕДАЧИ ДАННЫХ
162
168
169
173
175
175
193
195
9. 1 . Искажение дискретных сигналов
.
199
9.2 . Методы ,регистрации импульсов
.
.
.
.
.
202
9.3 . Общие сведения о фазировании аппаратуры передачи данных
.
204
9.4 . Устройство синхронизации с автоподстройкой фазы местного генератора 208
9.5 . Фазирование АПД по циклам
.
212
9.6. Способы межканаш,ного фазирования системы передачи данных
.
223-
Глава 10
СЕТИ ПЕРЕДАЧИ ДАННЫХ
10. 1. Понятие о сетях передачи данных и их классификация
10.2. Выбор структуры сетей передачи данных
278
22&
23(}


Стр.
10.3 . Способы ·соединения абонентов в сетях передачи данных
234
10.4 . Организация информационного обмена в сетях с коммутацией ка-
налов
235
10.5 . Принципы построения узлов коммутации каналов
237
10 .6. Организация информационного обмена в сетях с коммутацией сооб-
щений
.
240
10.7 . Принципы построения узлов коммутации сообщений
.
244
10.8. Сравнение сетей передачи данных с коммутацией каналов и комму-
• тацией сообщений
.
248
10 .9 . Синфазирование приемной аппаратуры узлов в сетях передачи данных 253
Глава 11
СОПРЯЖЕНИЕ l(АНАЛОВ ПЕРЕДАЧИ длнных · с ЭВМ
11.1 . Задачи, решаемые при сопряжении каналов . передачи данных с ЭВМ 257
11.2 . Принципы пост роения аппаратуры сопряжения
.
260
11:з. Не1ю-rорые особенности специализированной ЭВМ при выполнении
функций обмена информацией с каналам.и связи
.
263
11.4 . Некоторые особенности использования универсальных ЭВМ для ре -
шения задач сопряжения
266
11.5 . Сравнение вариантов построения аппаратуры сопряжения
268
11.6 . С о гласование пропускной способности канало-в передачи данных с
информационной способностью оконечных устройств АСУ
269
Заключение
272
Список литературы
275


Эммануил Шлемович Гойхман,
Юрий Иванович Лосев
ПЕРЕДАЧА ИНФОРМАЦИИ В АСУ
Редактор · В. К. Старикова
Художник Л. я. Толмачев
Технический редактор Е. Р. Черепова
Корректор Г. Г . Лев
Сдано в набор lNI 1976 г.
Подп. в печ. 26/VII 1976 г .
Т-1 2565
Формат 60Х90/"
Бумага писч. No 2
17,5 усл.-печ. л. 19,14 уч. - изд. л Тираж 13 ООО экз.
Изд . No ,16601 Зак. No 145 Цена 1 руб. 12 коп.
Издательство «Связь».
Москва 10.1000, Чистопр удный бульвар, д. 2
Т ипография издательства « Связь »
Госкомиздата СССР
Москва 101000, ул. Кирова, д. 40


;.'J. Ш. Гоихман
Ю.И:Лосев
ЛЕРЕДАrJА ИНФОРМАЦИ/f в,- АСУ