УДК 621.396.62.001.24.621.382.3
6Ф2.1
Ш23
В книге излагаются методы электрического рас-
чета каскадов высокочастотного тракта радиове-
щательных транзисторных приемников, включая
тракт УКВ ЧМ, детекторы AM и ЧМ колебаний,
систему АРУ и элементы цепей, питания. Приво-
дятся примеры расчета.
Основное назначение книги — служить посо-
бием для инженерно-технических работников ра-
диотехнической промышленности и студентов стар-
ших курсов радиотехнических высших учебных за-
ведений при проектировании радиовещательных
транзисторных приемников. Однако она может ока-
заться полезной и при проектировании профессио-
нальных радиоприемников различного назначения.
Книга предполагает наличие у читателя основ-
ных теоретических сведений о радиоприемных
устройствах, о транзисторах, их параметрах и
их работе в усилительных схемах и в преобразовате-
лях частоты.
3-4-3
334-68
ПРЕДИСЛОВИЕ
Современный радиоприемник — сложное устройство, а его
проектирование — длительный и трудоемкий процесс-; чтобы
облегчить и ускорить его нужны надежные методы электриче-
ского расчета.
Методы расчета основных каскадов ламповых радиоприемников
давно установились и проверены практикой. Транзисторные
радиоприемники значительно моложе и в некоторых отношениях
сложнее ламповых; достаточно хорошо разработанные и получив-
шие широкое признание методы расчета существуют пока далеко
не для всех их каскадов. Особенно неблагополучно в этом отноше-
нии с каскадами высокочастотного тракта, для которых еще мно-
гое должно быть сделано. В частности, должны быть разработаны
методы учета влияния возможного производственного разброса
и режимного изменения параметров транзисторов на основные
показатели проектируемых каскадов.
В настоящей книге вниманию читателя предлагаются некоторые,
хотя и не единственно возможные, методы электрического расчета
основных каскадов высокочастотного тракта транзисторных радио-
приемников, включая детектор и систему АРУ; почти все они
разработаны автором. Эти методы учитывают, в первую очередь,
специфику радиовещательных приемников, что, однако, не исклю-
чает их применения при проектировании профессиональных радио-
приемников различного назначения.
Около трети книги занимает расчет входных цепей. Столь боль-
шой объем, отведенный этой части радиоприемника, объясняется
следующими причинами: большим многообразием схем, требующих
каждая своего подхода и порядка расчета; особенностями, которые
в ряде случаев появляются в порядке расчета одной и той же
принципиальной схемы при использовании ее для диапазонов
с. различным коэффициентом перекрытия; тем, что при расчете
входных цепей должны быть выбраны параметры элементов пере-
страиваемых колебательных контуров, которые затем принимаются
почти без изменений для усилителя частоты принимаемого сигнала
и служат основой для'выбора параметров контура гетеродина.
Расчет входных цепей включает в себя такие громоздкие раз-
делы, как определение коэффициента шума и оценку реальной
1*
3
чувствительности проектируемого радиоприемника на нескольких
частотах диапазона, а также обеспечение равномерности шкалы
настройки.
Несколько необычным может показаться порядок расчета
преобразователя частоты (восьмая глава), начинающийся с сопря-
жения и заканчивающийся смесителем. Такой порядок вызван
тем, что для правильной оценки крутизны преобразования надо
знать параметры некоторых элементов схемы гетеродина, которые,
в свою очередь, могут быть определены лишь после того, как в ре-
зультате расчета сопряжения выбраны параметры контура и рас-
считаны необходимые связи его с транзистором.
Не совсем обычно и то, что расчет схем АРУ (десятая глдва)
предшествует расчету детекторов (одиннадцатая глава). Дело
в том, что режим работы детектора в схёме АРУ транзисторного
радиоприемника определяется требованиями к эффективности
регулирования. Естественно, что этот детектор должен рассчи-
тываться как часть схемы АРУ, но одновременно он может исполь-
зоваться как детектор сигнала в основном тракте.
В книге используется предлагаемое автором необычное назва-
ние для усилителя, расположенного до преобразователя частоты—
«усилитель частоты принимаемого сигнала» (УЧС), вместо обыч-
ного названия «усилитель высокой частоты» (УВЧ). Представ-
ляется, что под УВЧ следует понимать любой усилитель для
усиления высокочастотных колебаний, в зависимости же от места
в приемнике УВЧ целесообразно разделять на УЧС и УПЧ.
Для удобства читателя некоторые расчетные формулы по-
вторяются в разных параграфах под разными номерами.
Все величины в формулах, кроме тех мест, где по этому вопросу
сделаны специальные оговорки, выражаются в основных единицах
СИ: метрах, килограммах, секундах, вольтах, кулонйх, амперах,
омах, сименсах, фарадах, генри.
Во многих случаях используются сложные индексы, включаю-
щие в себя одновременно буквы русского и латинского алфави-
тов. Например, коэффициент усиления мощности, обеспечивае-
мый ' вторым каскадом УПЧ, обозначается КР_ пчг; активное со-
противление катушки связи антенны с контуром обозначается
PL. а. к и т- п- Представляется, что к этой индексации легко при-
выкнуть, после чего она облегчит чтение, так как каждая буква
индекса несет определенную смысловую нагрузку,"’связана с при-
вычными обозначениями (L — индуктивность, Р — мощность) и
облегчает понимание физического существа рассматриваемой ве-
личины.
В заключение считаю своим приятным долгом выразить бла-
годарность В. Д. Ирмес 'за активную помощь, оказанную ею автору
при написании параграфов 8-2, -3 и -4 и за разрешение использо-
вать при этом материалы ее диссертации, а также Е. В. Дрызго
и Б. И. Рязанову за замечания, 'способствовавшие более глубо-
кому освещению ряда вопросов. *
Автор
ГЛАВА ПЕРВАЯ
БЛОК-СХЕМА РАДИОПРИЕМНИКА
1-1; Общие соображения о предварительном выборе
блок-схемы
Проектирование радиоприемника начинается с выбора его
блок-схемы, т. е. числа каскадов усилителя частоты принимаемого
сигнала (УЧС), промежуточной частоты (УПЧ) и низкой частоты
(УНЧ), числа колебательных контуров преселектора, т. е. тракта,
предшествующего преобразователю частоты, числа и типа фильт-
ров тракта промежуточной частоты. Одновременно выбираются
типы транзисторов для всех каскадов. После выбора блок-схемы
следует разработка принципиальной схемы и детальный расчет
всех каскадов.
До детального электрического расчета о параметрах отдельных
каскадов можно судить лишь ориентировочно, исходя из общих
теоретических соображений и опыта прежних разработок. По-
этому выбор блок-схемы, основанный на таком суждении, является
предварительным; в результате детального электрического рас-,
чета блок-схема может несколько измениться.
Число каскадов определяется, исходя из необходимых коэф-
фициентов усиления ВЧ и НЧ трактов и усилительных способ-
ностей выбранных типов транзисторов. Необходимые коэффи-
циенты усиления определяются, исходя из нормальной выходной
мощности /’вых. н и соответствующей ей нормальной э. д. с. в эк-
виваленте антенны ЕА. н или напряженности поля сигнала £н.
Число колебательных контуров преселектора определяется,
исходя из необходимой полосы пропускания преселектора АРпрес
и требуемых относительных ослаблений дополнительных каналов
приема. Число и тип фильтров промежуточной частоты опреде-
ляются из необходимой полосы пропускания тракта промежуточ-
ной частоты АРП. ч и требования по относительному ослаблению
соседнего канала.
Величины Рвых. и» Ра.н> ^н> АРпрес и АРПЧ в ГОСТ 5651-64
не указаны. Не^указываются они обычно и в технических заданиях
на проектирование. Эти величины должны быть определены,
5
исходя из требований по среднему номинальному звуковому да-
влению, чувствительности и неравномерности характеристики
верности воспроизведения.
1-2. Определение нормальной выходной мощности
Мощность РвЫх. н определяется числом и типом выбранных
громкоговорителей и средним номинальным звуковым давлением
77ср, указанным в ГОСТ или техническом задании на разработку.
В свою очередь, тип и число громкоговорителей выбираются, ис-
ходя из 77ср и диапазона воспроизводимых частот. Детальное рас-
смотрение этого вопроса выходит за рамки настоящей книги;
он всесторонне освещен в [1]. Ограничимся лишь следующими
указаниями.
Нормальную выходную мощность РвЪ1х. н следует отличать
от номинальной выходной мощности /’вых. ном- Номинальная
выходная мощность должна обеспечиваться на выходе при нор-
мальном сигнале на входе (ЕА. н или Ен) и глубине модуляции
т = 100%. Нормальная выходная мощность-—мощность, полу-
чаемая при том же сигнале на входе, но при т = 30%. Поэтому
/’вых. н = 0,09/’вЫх1|ом.	(1‘1)
Одной из характеристик громкоговорителя является среднее
стандартное звуковое давление 77ср. ст, т. е. давление, создавае-
мое громкоговорителем при подводимой мощности в 0,1 ва. Так
как звуковое давление пропорционально корню квадратному
из подводимой мощности, то’ при использовании одного громко-
говорителя
/ /?сп
р = 01 ——
1 вых. НОМ 1 \ 77
V-* ср. ст
Однако мощность Рвых. ном не должна превосходить номиналь-
ной мощности громкоговорителя, т. е. той мощности, при которой
искажения, вносимые громкоговорителем, достигают предельного
допустимого значения.
Два и более громкоговорителей используют для расширения
диапазона воспроизводимых частот и улучшения качества зву-
чания.
1-3. Определение нормального входного сигнала
Под нормальным входным сигналом понимается сигнал такой
интенсивности, который при глубине модуляции 30% создает на
выходе приемника мощность РвЫх. н. Так как Рвых. „ согласно
действующему ГОСТ не совпадает с мощностью РвЫх. ч, при кото-
рой измеряется чувствительность, то э. д-. с. в открытой антенне
Ед. н и напряженность поля Ен, характеризующие нормальный
сигнал, не совпадают с ЕА. ч и Еч, характеризующими чувстви-
6
(1’2)
‘	тельность. Связь между этими величинами определяется форму-
з	лами:
I	17	__ Г7	1 /	FВЫХ. н
I	-^А- н	-^А- ч	|/	р	’
[	' гвых. ч
|		п/-р-----	(1-3)
f	Ен = Еч у .
I	Г Г ВЫХ. Ч
1-4. Выбор полос пропускания преселектора и тракта
5,	промежуточной частоты
[Чтобы выбрать полосы пропускания преселектора и тракта
промежуточной частоты для диапазонов ДВ, СВ и КВ, следует
распределить между ними и трактом низкой частоты допустимую
неравномерность характеристики верности воспроизведения радио-
приемника.
Рекомендуется принимать допустимую неравномерность резо-
( нансной характеристики тракта промежуточной частоты в полосе
/п. ч — FB<-fn. ч + FB (/п. ч — промежуточная 'частота приемника,
FB — высшая частота модуляции), равной 3 дб. Это соответствует
ширине полосы пропускания рассматриваемого тракта (на уровне
3 дб}
ДКПЧ = 2КВ.	(1-4)
Если в приемнике предполагается регулирование ширины
полосы пропускания, то (1-4) определяет наибольшее значение
этой величины. Наименьшее ее значение целесообразно принимать
равным 4—5 кгц.
На КВ полосу пропускания преселектора следует делать
настолько узкой, насколько это удается по конструктивным воз-
можностям и соображениям получения достаточного усиления.
Неравномерностью характеристики верности воспроизведения за
счет преселектора на этих волнах можно пренебречь.
На СВ и ДВ минимальная необходимая ширина полосы про-
}	пускания преселектора определяется, исходя из высшей частоты
'	модуляции:
Дюпрее, мин @FB,	(1'5)
S
> где коэффициент а зависит от диапазона и схемы преселектора.
При f 250 кгц (X < 1200 м) рекомендуется принимать допусти-
мую неравномерность резонансной характеристики преселектора
в полосе /0 — Квч-/0 4- FB (f0 — частота настройки приемника),
равной 3 дб, а при f < 250 кгц (% > 1200 м} — 7 дб. Это приводит
к следующим значениям а. В случае одноконтурной входной цепи
и отсутствия УЧС а = 2 при f 250 кгц и а = 1 при f <250 кгц.
, В случае двухконтурнрй входной цепи и апериодического УЧС
а = 2 при f < 250 кгц и а — 1,4 при f <250 кгц.
7
Для диапазона УКВ ЧМ необходимая полоса пропускания
тракта промежуточной частоты может быть определена по формуле:
AFn.4 = 2FB(l+% + ]/фм),	(1-6)
где фм — максимальный индекс модуляции для максимальной \
частоты модуляции:	>
=	(1-7)
г В
АД — максимальная девиация частоты.
Полосу пропускания преселектора на этом диапазоне, как и на
КВ, следует делать возможно более узкой. Влиянием преселек-
тора на резонансную, характеристику всего приемника можно
пренебречь.
1-5. Определение необходимого коэффициента
усиления ВЧ тракта
Необходимый коэффициент усиления по мощности ВЧ тракта
приемника, т. е. всех каскадов от входа первого транзистора до
входа детектора, — Лрвч определяется мощностью, которую
требуется подвести в нормальном режиме ко входу детектора Рвх. д. н
и наименьшей мощностью несущей частоты в пределах диапазона
приемника, получаемой в этом режиме на входе первого транзи-
стора PBXi„.M:
^ВЧ. н
Рвх. д. и
РВХ 1Н. м
.(1-8)
Мощность Рвх. д. и определяется типом детектора, допусти-
мыми в нем искажениями, схемой АРУ и требованиями к ее эффек-
тивности. Для предварительного выбора блок-схемы можно руко-
водствоваться следующими ориентировочными данными.
Класс приемника ^вх. д. н'ЛК8т
Высший
I
II
III и IV
100—30
50-10
10 — 3
3 — 1
Наименьшая мощность несущей частоты на входе первого тран-
зистора в нормальном режиме в пределах данного диапазона может
быть ориентировочно принята равной для диапазонов ДВ, СВ
и КВ при работе с эквивалентом открытой антенны:
р2
р _ £А, н .
^BXln.M	рое м ,
(1-9)
8
для тех же диапазонов при работе от ферритовой антенны,
используемой в качестве катушки первого контура:
Кл
для диапазона УКВ ЧМ
£2
^Х1н.м = ^у.	(1-11)
В приведенных формулах Дое. м— минимальное значение эк-
вивалентного сопротивления контура входной цепи в пределах
рассматриваемого диапазона; Q — добротность этого контура;
Дд — коэффициент перекрытия диапазона; ДА — активное со-
противление эквивалента антенны; /мин — минимальная частота
диапазона.
В случае настройки с помощью переменного конденсатора
•4JI/mhhl'K. макс
где Ск,Мькс—-максимальная емкость контура.
Для ДВ и СВ диапазонов можно принимать Ск. макс = 300 —
600 пф,
,	(1-13)
иг прес. мин
где ДГпрес.мнн определяется по формуле (1-5), а для КВ диапа-
зонов — Ск. макс = 50—100 пф, Q = 100—150.
Определение ЛД. вч. н следует произвести раздельно для всех
диапазонов радиоприемника.
1-6. Выбор числа каскадов УЧС и числа контуров
входной цепи
Число каскадов УЧС и в связи с этим число контуров входной
цепи, т. е. блок-схема, преселектора, определяются требованиями
по чувствительности и относительному ослаблению дополнитель-
ных каналов приема. Требования, предъявляемые к радиовеща-
тельным радиоприемникам высшего класса в диапазонах ДВ,
СВ и КВ, предполагают обязательно наличие каскада усиления
по частоте принимаемого сигнала и в связи с этим двух настраи-
ваемых контуров в преселекторе. Требования, предъявляемые
к радиовещательном приемникам других классов, могут быть
удовлетворены без УЧС с одноконтурной входной цепью.
Относительное ослабление посторонних колебаний с часто-
тами /п, обеспечиваемое преселектором, \/уп может быть най-
дено достаточно точно только в процессе детального электриче-
ского расчета. При предварительном выборе блок-схемы оно может
9
быть оценено лишь ориентировочно с помощью следующих фор-
мул, не учитывающих влияния вида связи колебательных конту-
ров с транзисторами на избирательность.
При одноконтурной входной цепи и отсутствии УЧС
ю 1g (1 + ^2) [56],	(1-14)
где £п — обобщенная относительная расстройка для частоты /п —
(1-15)
На ДВ и СВ можно определить Q по формуле (1-13), а на КВ —
считать Q = 100—150.
Если приемник имеет УЧС, то преселектор содержит, как
правило, два настроенных контура. На КВ один из этих контуров
используется во входной цепи, а второй — в УЧС. При этом
= 20 lg (1 + ^) [66].	(1-16)
На ДВ и СВ для улучшения избирательности оба контура
используют во входной цепи, образуя полосовой фильтр, а УЧС
делают апериодическим. При этом
_l-=101g(l + ^n) [55].	(1-17)
Проверка ослабления зеркального канала производится на
максимальной частоте диапазона /макс. При этом /п = /макс ±
± 2/п. ч, в зависимости от того, какое используется сопряже-
ние — верхнее или нижнее.
Проверка ослабления канала промежуточной частоты произ-
водится на той из крайних частот диапазона, которая ближе к/пч,
при этом /п = /Irt.
В диапазоне УКВ ЧМ для получения высокой чувствитель-
ности целесообразно применять одноконтурную входную цепь
' и сильно связывать контур с антенной цепью и входной цепью
первого транзистора, руководствуясь только соображениями ми-
нимизации коэффициента шума. Так как сильные связи приводят
к значительному расширению полосы пропускания, то можно
рекомендовать неперестраиваемую входную цепь с полосой про-
пускания, охватывающей весь рабочий диапазон /мин—/макс.
Для получения необходимого ослабления зеркального канала
и обеспечения требуемого усиления целесообразно применять
один каскад резонансного УЧС. Ослабление зеркального канала
может быть при этом ориентировочно оценено с помощью (1-14)
при тех же Q, что и для КВ.
Для улучшения ослабления канала промежуточной частоты
при приеме на открытую антенну можно применить дополнитель-
ный фильтр промежуточной частоты.
10
1-7. Выбор типа и числа фильтров промежуточной
частоты
Тип и число фильтров промежуточной частоты для тракта AM
(ДВ, СВ, КВ) определяются требованием по относительному
ослаблению соседнего канала, а для тракта ЧМ (УКВ) — усред-
ненной крутизной скатов резонансной характеристики.
Последний каскад УПЧ тракта AM для удобства связи с детек-'
тором рекомендуется делать широкополосным одноконтурным
и на его избирательность при предварительном выборе блок-схемы
не рассчитывать.
На выходе преобразователя трак-
та AM рекомендуется применять
ФСИ (фильтр сосредоточенной из-
бирательности). Каскады УПЧ, кроме
последнего, при этом могут быть апе-
риодическими (на сопротивлениях
или трансформаторах). В случае
применения пьезокерамического
фильтра (ПКФ), обеспечивающего
сравнительно малое и не возрастаю-
щее с расстройкой относительное ос-
лабление на частотах, далеких от
частоты егд настройки, от этих кас-
кадов может потребоваться значи-
тельное ослабление колебаний ча-
стоты гетеродина и их придется
делать избирательными. Однако этот
вопрос может быть решен лишь при
детальном расчете.
В случае применения ФСИ необходимое ослабление соседнего
канала обеспечивается в основном соответствующим выбором пара-
метров этого фильтра. При предварительном выборе блок-схемы
этот вопрос детально не рассматривается.
Вместо ФСИ на выходе преобразователя может ’быть исполь-
зована пара взаимно связанных контуров с такими же парами
в каскадах УПЧ, кроме последнего. Однако такое решение можно
считать целесообразным лишь при условии, что требуемое ослаб-
ление обеспечивается числом пар контуров, не превышающим
числа каскадов усилителя промежуточной частоты, которое необ-
ходимо для получения нужного усиления (§ 1-8).
Число пар взаимно связанных контуров п, необходимое для
получения требуемого ослабления по соседнему каналу, может
быть найдено с помощью кривых рис. 1-1. Это число соответствует
кривой, ближайшей сверху к точке с координатами Ну = l/z/c.K
и £ = L к> где 1/*/с. к — необходимое ослабление соседнего
канала;
=	(М8)
11
Если полученное ослабление меньше требуемого, то необходимо
применить дополнительный фильтр промежуточной частоты.
Для частоты fwaKZ находим относительное ослабление зеркаль-
ного канала
—— = 101g(l+aK) + 20)g-A^ [дб],	(3-41)
£/вх, з. к	/макс
где
k.K=QBd-l^-~^Y,	(3-42)
\ /макс /з. к /
/з. к = fМакс + 2/пч	(3-43)
(предполагается верхнее сопряжение).
Затем определяем l/z/o6x по формуле (2-63), полагая Ск =
— Ск.мин и С3 = CL. Если найденное значение 1/уобх меньше,
чем 1/#вх. з.к, найденное по формуле (3-41), то считаем 1Л/ВХ,3. к =
Е(/обХ‘
Резонансные характеристики, если они нужны, рассчитываем
по формуле
~ = 101g(l + g2) [56],	(3-44)
%	£/вх	4	'
где
Пример расчета
Исходные данные: Яд-- 80 ом, С& = 125 ± 50 пф; /мин. н = 525 кгц, /макс. н =
160b кгц (СВ), [пч 465 кгц, Дюпрее, мин 8 Кгц; Сн.мвн = 10 пф, Сн макс —
= 500 пф; £ц — 0,6 мсим (не зависит от частоты в рассматриваемых пределах),
Ьи = 1 лгеилрна частоте 500 кгц (изменяется приблизительно пропорционально
частоте, т. е. можно считать Cu = const); 6gu = 0,5; 66u= 0,2; i3 ~ 1 ма-
a0 = 0,97, гбб, = 25 ом, fa = 60 Мгц; QM = 100; См = 10 пф, CL = 4 пф.
Расчет: выбираем 6 = 3-10-2 и по формулам (2-1) и (2-2) находим [мин =
= 510 кгц, [макс = 1655 кгц, Кл = 3,24.
Принимаем	— 0,2 и по формулам (3-1) и (3-2) вычисляем Аг ^F=
= 1,5; А] < 0.
Так как Qnop = 222 > QM = 100, то по первой из формул (3-3) находим
Ats = 1,75. Принимаем для дальнейшего расчета А1мин= 1,75, Q= QM. По
формулам (3-9)—(3-12) определяем С3 = 4050 пф; я =3,85-10*; Ь = 1,75-108;
d — 7,26- 10е. Так как 4 -^-<0,1, то вычисляем по формуле (3-11) Сх = 31,5 пф.
Ск. макс = 474 пф. Так как найденное Ск.макс отличается от Сн.макс менее чем
на 40% и С!=31,5 пф~^> (10 + 20) пф, то принимаем С2 = 4050 пф; Си =
= 318 пф; С" — 3732 пф. По ГОСТ принимаем С" = 3300 пф ± 10%. Тогда
С, = 3618 пф; 6= 1,415-108; d = 5,95- 10е; С± = 32 пф.
По формулам (3-12) и (3-15) определяем Ск, макс = 461 пф; Ск. мин = 45,5 пф;
"|/"= 3,19, что достаточно хорошо совпадает с Кд = 3,24. Поэтому окон-
чательно останавливаемся на С" = 3300 пф и Сх = 32 пф.
46
По формулам (3-17) и (3-18) находим CAS = 11,7 пф; С'Ащ = 22 пф.
Далее по формуле (3-19) определяем С = 12,9 пф и принимаем С' = 12 пф ±
± 10%. По формулам (3-20) и (3-21) вычисляем С’А = 11 пф и Са ср = 11 пф.
Так как согласно (3-22) необходимо иметь Сп. ср 7,24-12 пф, то останавливаемся
на принятых значениях.
Вычисляем по формуле (3-24) LK = 212 мкгн, по формулам (3-25)—(3-27)
ср ~~ 71 пф; ср ~= Ю4 пф; ~~ 1095 кгц.
Для частоты (мин по формулам (3-28)—(3-36) находим р = 680 ом; аА =
= 2,05-10"2; 1Мд0 = 4,95-10’3; рх = 0,126; Аг = 1,55 (так как найденное А±
отличается от исходного А1МИН только на 12,5%, то результаты расчета можно
считать удовлетворительными); gr = 0,93-10~3 сим; QBX = 60,5; Квх.о = 0,156;
ЛДВХ = 8,44 кгц. Полученное значение ЛДВХ отличается от нужного на 6%, что
можно считать вполне допустимым.
Положив R3.o. с = 0, находим по формуле (2-40) р — 2,95-10"3. Для ча-
стоты /мИН у < 1. Поэтому в формулах (2-37), (2-43) и (2-39) членами с у3 можно
пренебречь и считать В = 1,12; Смин = 1,18-10"3 сим; D = 40 ом. Затем опре-
деляем по формуле (2-34) A'Tp = 2,43, по формуле (3-37) RK1 = 6,8 ом.
Приняв = 10 (20 дб), т = 0,3 и А/7 = 8 -103 гц, по формуле (3-38) находим
£дг;ш = 74 мкв.
Аналогичные расчеты выполняем для частот fcp и /маКс. Результаты этих
расчетов приведены в табл. 3-1.
Таблица 3-1
510	680	2,05-10 2	4,95-10 3
1095	1460	0,103	5,77-10"2
1655	2210	0,238	0,205
Для частоты /у!Ш по формулам (3-40) и (3-39) находим с[1Ч = —11.05; 1/рвх Пч=
= 20,1 дб.
Для частоты (макс по формулам (3-42) и (3-41) £3. к = 75; 1/е/вх. 3. к= 41,4 дб.
По формуле (2-63) при Ск = 45,5 пф и С3= 4 пф находим 1/г/обх = 61 дб.
Следовательно, остается в силе \!увх. З.к= 41,4 дб.
3-2. Одноконтурная входная цепь с трансформаторной
связью с антенной и внутренней емкостной связью
с транзистором
Принципиальная схема входной цепи, подлежащей расчету,
представлена на рис. 3-2. Для антенной цепи в этом случае при-
годен только режим укорочения.
Порядок расчета следующий.
Находим Д]мин, Q, С1( С2 и С" по формулам (3-1)—(3-16) так,
как указано в § 3-1.
Определяем среднюю емкость подстроечного конденсатора
Сп.ср = С1-См.	(3-46)
Найденное значение Сп. ср Должно удовлетворять условию
(3-22). Если это условие не выполняется, то следует выбрать
47
Где AFn. ч — Полоса пропускания тракта промежуточной частоты;
Д/с. к — абсолютное значение расстройки для соседнего канала
(Д/с к = 9 кгц). ''
Для регулирования ширины полосы пропускания могут быть
использованы: а) набор ФСИ с различными полосами пропуска-
ния; б) один или два двухконтурных каскада УПЧ с переменной
связью между контурами. Возможны- и другие решения.
В тракте промежуточной частоты диапазона УКВ ЧМ целе-
сообразно использовать те же транзисторы, что и в тракте проме-
жуточной частоты диапазонов ДВ, СВ и КВ. При этом каждый из
транзисторов нагружается двумя фильтрами с разными частотами
настройки и разными полосами пропускания. Эти фильтры могут
быть также различны по схеме.
Транзистор преобразователя частоты тракта AM работает
в тракте ЧМ в усилительном режиме, на нем строится первый кас-
кад УПЧ. В преобразователе тракта ЧМ используют другой тран-
зистор. Это увеличивает на один число каскадов тракта ЧМ и об-
легчает получение нужного усиления и избирательности. Может
все же оказаться необходимым введение еще одного дополнитель-
ного каскада на выходе общего тракта промежуточной частоты.
Вследствие увеличенного числа каскадов нужная избиратель-
ность тракта ЧМ легко обеспечивается с помощью двухконтурных
фильтров.
1-8. Выбор типа транзисторов для ВЧ тракта
и числа каскадов УПЧ
Тип транзистора для любого из усилительных каскадов прием-
ника, кроме выходного каскада УНЧ, выбирается так, чтобы полу-
чить необходимое усиление всего усилительного тракта при воз-
можно меньшей общей стоимости и возможно меньшей мощности,
потребляемой от. источника питания.
Выбранные транзисторы должны быть рассчитаны на работу
в интервале температур, определенном ГОСТ или техническим
заданием на проектирование.
Не следует применять транзисторы неперспективных типов.
Коэффициент усиления по мощности КР, который можно
получить от одного каскада усилителя' частоты принимаемого сиг-
нала или промежуточной частоты любого типа, кроме каскадов
с ФСИ, при предварительном выборе блок-схемы можно принимать
равным меньшему из двух значений, найденных по формулам:
У 21 5-
„ ВО. С’
У12
Уп
16gng22 ’
(1-19)
12
I
где y2l, yl2, gn, g22 — параметры транзистора на данной частоте
в выбранном режиме; t,0. с — показатель влияния обратной
связи (рекомендуется принимать £0.с = 0,2—0,4).
Первая из формул определяет наибольший коэффициент уси-
ления по мощности одного из цепочки одинаковых резонансных
усилительных каскадов, который может быть получен при выбран-
ном значении to.с. Вторая — наибольший коэффициент усиления
этого каскада при условии отсутствия обратной связи через тран-
зистор (z/]2 ~ 0) и такой связи транзисторов с предшествующими
им и последующими контурами, при которой полосы пропуска-
ния этих контуров возрастают вдвое по сравнению с конструктив-,
ной полосой пропускания.
Коэффициент усиления по мощности каскада с ФСИ можно
ориентировочно принять равным 0,1—0,25 от коэффициента уси-
ления резонансного усилительного каскада. Коэффициент усиле-
ния каскада УЧС КРс следует определять на максимальной ча-
стоте диапазона. Коэффициент усиления преобразователя частоты
КРп можно пр инять-р явным 0,1 от коэффициента усиления кас-
када УПЧ.
Число каскадов ВЧ тракта приемника при предварительном
выборе блок-схемы следует брать таким, чтобы на всех диапазо-
нах удовлетворялось условие
Крс-Кр прКр п. ч1Кр п. 42-^Ср пчп 2^ аКр ВЧ. и»	(1-20)
где КРп.ч1, Крп.чг и т. д. — коэффициенты усиления первого,
второго и т. д. каскадов УПЧ; п — число каскадов УПЧ; а —
коэффициент запаса усиления по мощности, выбираемый по усмот-
рению проектировщика (можно рекомендовать а = 2—10).
При прочих равных условиях величина y2Jyl2 транзистора,
а следовательно, и величина в тех случаях, когда она опре-
деляется первой из формул (1-19), при не очень больших постоян-
ных составляющих тока эмиттера (гэ < 2—3 ма) приблизительно
пропорциональна Поэтому с точки зрения уменьшения тока,
потребляемого в. ч. трактом, целесообразно уменьшать ток каж-
дого из каскадов и КР и увеличивать число каскадов. Однако
это невыгодно из-за увеличения габаритов и по экономическим
соображениям.
В каждом частном случае проектировщик должен выбрать наи-
более целесообразные с его точки зрения режимы работы транзи-
сторов.
В отдельных случаях для уменьшения числа каскадов ВЧ
тракта можно уменьшать Рвх. д. н по сравнению со значениями,
указанными в § 1-5.
ГЛАВА ВТОРАЯ
ОБЩИЕ УКАЗАНИЯ ПО ПРОЕКТИРОВАНИЮ
ВХОДНЫХ ЦЕПЕЙ
2-1. Требования ко входным цепям
На каждом из диапазонов приемника должно быть обеспечено
требуемое перекрытие по частоте с некоторым запасом (§ 2-2).
Неравномерность шкалы не должна выходить из пределов до-
пустимых значений (§ 2-3).
Коэффициент шума входной цепи вместе с первым транзистором
должен быть по возможности меньшим (§ 2-4).
Коэффициент передачи входной цепи должен быть возможно
большим и возможно меньше изменяться с изменением частоты
настройки в пределах каждого из диапазонов и при переходе
с одного диапазона на другой (§ 2-4). Под коэффициентом пере-
дачи входной цепи понимается: при приеме на открытую антенну —
отношение напряжения на входе первого транзистора t/BX1
к э. д. с. в антенне (эквиваленте антенны) ЕА, при приеме на
магнитную антенну — отношение UBX 5 к напряженности поля
сигнала Е при наивыгоднейшей ориентации антенны.
Если в приемнике есть УЧС, коэффициент усиления которого
зависит от частоты настройки, то желательно, чтобы коэффициент
передачи входной цепи тоже зависел от частоты, причем так,
чтобы коэффициент передачи преселектора в целом (отношение
напряжения сигнала на входе преобразователя частоты к ЕА
или Е) зависел от частоты возможно меньше.
Должно быть обеспечено (совместно с УЧС) требуемое ослабле-
ние зеркального канала и канала промежуточной частоты (§ 2-6
и 2-8).
Должны быть приняты меры по уменьшению влияния дополни-
тельного максимума резонансной характеристики входной цепи
(§ 2-7).
Полоса пропускания должна быть на всех частотах не меньше
минимальной допустимой (§ 2-8).
Входная цепь должна быть устойчива, т. е.:
14
а)	возможные изменения индуктивности или (и) емкости,
вносимой из антенной цепи в первый контур, не должны приводить
к значительной расстройке последнего (§ 2-9);
б)	возможные отклонения входной проводимости первого’ тран-
зистора от номинального значения, положенного в основу расчета,
не должны приводить к значительным изменениям основных
показателей входной цепи (§ 2-10).
Все емкости, индуктивности и взаимные индуктивности должны
быть конструктивно выполнимы без больших трудностей.
Должны быть предусмотрены органы подстройки, необходимые
для получения заданных частот настройки при возможных откло-
нениях емкостей и индуктивностей всех элементов схемы от рас-
четных значений.
Система коммутации должна быть по возможности более про-
стой.
Стоимость должна быть возможно меньшей.
Перечисленные выше требования во многом взаимно противо-
речивы, и задача проектировщика — выбрать компромиссное ре-
шение, являющееся с его точки зрения наилучшим.
2-2. Обеспечение требуемого перекрытия по частоте
В основу расчета элементов колебательных контуров пресе-
лектора (и гетеродина) на каждом из диапазонов должны быть
положены не те номинальные частоты /мин. и и /макс. „, которые ука-
заны в ГОСТ или техническом задании на проектирование, а ча-
стоты /мин и /мадс, определяемые формулами:
f МИН = /мин. Н (1	б);
/макс fмакс, н (1+6)
(2-1)
где 6 — ,запас по перекрытию. Рекомендуется принимать 6 =
= 0,005 — 0,01 для. растянутых и 6 = 0,02 — 0,03 для нерастя-
нутых диапазонов.
На нерастянутых ДВ и СВ диапазонах первоначально выбран-
ный запас по перекрытию в последующем несколько уменьшается
(в пределах 0,01—0,015) вследствие неточности сопряжения
(§ 8-2). Чтобы скомпенсировать это уменьшение, целесообразно
при расчете входных цепей и УЧС выбирать несколько больший
запас (ближе к 0,03).
Необходимый коэффициент перекрытия диапазона
//•   /макс
Лд	£
/МИН
(2-2)
Коэффициент перекрытия, который можно обеспечить при
настройке с помощью переменного конденсатора, зависит от ми-
нимальной и максимальной емкостей этого конденсатора Сн. мии
и ^н.макс и °т значений всех прочих емкостей, входящих в контур.
15
Независимо от схемы контура
к. макс
к. мин
(2-3)
где Ск. макс и Ск, мин — максимальное и минимальное значения
полной емкости контура Ск, т. е. емкости, включенной парал-
лельно индуктивности LK.
Если контур не содержит конденсаторов,
' включенных последовательно с конденсато-
Сп ром настройки (рис. 2-1), то
'	Ск, МИН “ С„. МИН “F Cl i
Рис. 2-1.	макс Сн. макс + с1;
(2-4)
где С\ — полная емкость, включенная параллельно конденсатору
настройки. Увеличение достигается в таком случае уменьше-
нием Cj и Сн. мин и увеличением Сн. макС.
При данных С„. мии и Сн макс величина Сх, необходимая для полу-
чения коэффициента перекрытия Кл, определяется формулой:
р	_
» _ н. макс Ад°н.мии .
1-~
Если контур содержит постоян-
ный конденсатор С2, включенный
последовательно с конденсатором на-
стройки (рис. 2-2), то
'	__ Cl- (^1	Ср- мии) .
к. мни	'-'З "Г с । р । р	,
и2Т ЧТ °И. МИН
Ск. Макс —	4
Cj (Ci -р Сн, макс)
С2 + Сх + Сн. макс
(2-6)
где Cj и С3 — полные емкости, включенные параллельно конден-
сатору настройки и индуктивности LK. Увеличение Кд достигается
в этом случае уменьшением Сх, С3 и Сн. мин и увеличением С2 и Сн. макс.
При С2 = со схема рис. 2-2 переходит в схему рис. 2-1.
Наибольший коэффициент перекрытия диапазона при данном
переменном конденсаторе настройки обеспечивается в случае
трансформаторной связи входного контура как с антенной, так
и с первым транзистором.
Переменный конденсатор настройки (блок переменных кон-
денсаторов) для диапазонов ДВ, СВ, КВ должен быть выбран
из расчета обеспечения наибольшего из коэффициентов перекрытия

16
этих диапазонов Дд, макс. Как правило, этот коэффициент перекры-
тия может быть обеспечен, если выполняется условие:
макс
Сн. мин
^(3-6)Л1макс
(2-7)
Если при детальном электрическом расчете выясняется, что
выбранный конденсатор не может обеспечить перекрытия Дд. Макс,
то необходимо выбрать другой конденсатор с большим отноше-
нием крайних значений емкости.
Для радиовещательных приемников можно считать ТС Макс=
= 3,25.
2-3. Обеспечение равномерности шкалы настройки
Под неравномерностью шкалы настройки Нш условно пони-
мается отношение плотностей шкалы в начале (на /Мии) и в конце
(на /Макс) диапазона:
Под плотностью шкалы понимается производная от частоты
настройки контура /0 по углу поворота оси блока переменных кон-
денсаторов 0
/?»=>	'	(М)
Лучше всего, если обеспечивается Нш — 1, однако обеспечить
такое значение иногда трудно.
Некоторые отклонения Н,и от единицы не страшны. Проекти-
ровщик должен задаться наименьшим и наибольшим значениями
Нш. мин и Нш. макс> которые, по его мнению, можно считать допусти-
мыми, и при детальном расчете следить за тем, чтобы выполнялось
условие
Нш. мин
ш. макс
(2-Ю)
Можно рекомендовать Нш.ыт = 0,7, Дш.Макс = 1,4.
Неравномерность шкалы может быть найдена по следующим
формулам. Для контура, показанного на рис. 2-1,
Нш^~^-	(2-11)
Для контура, показанного на ри^. 2-2,
Н __________________	^н. мии \2
ш Кд \ С, + с2 Сн. макс /
2 Д. Н. Шапиро Зак. 2212 ,
(2-12)
17 .

В обеих формулах Нс представляет собой неравномерность
закона изменения емкости Сн с углом поворота 0;
(2-13)
гДе	и (	—значения производной от Сн по 0
\ “V /нач \ “V /кон
в начале (при Сн.макс, /мин) и в конце (при Сц. мнн, /макс) шкалы.
Величина Нс зависит от формы пластин переменного конден-
сатора.
На нерастянутых диапазонах величина Нш практически опре-
деляется выбранным типом переменного конденсатора (величи-
ной Нс) и для приближения ее к единице ничего нельзя сделать,
кроме замены одного типа переменного конденсатора другим.
На растянутых диапазонах можно приблизить Нш к единице
соответствующим выбором емкостей растягивающих конденса-
торов.
При заданном можно обеспечить у контура (рис. 2-2) Нш = 1
двумя путями. Первый путь: задаемся величиной С3 и находим
(/1 + 4	- 1) - С„. мин, (2-15)
где
«=Ua-1)(C2 + C3);
b —	— 1) [С3 (2С2 4- С~) -ф С2 (С2 4- С~)1;
d = С?С~ -	- 1) С2Сз (С2 4- С~);
г _ с _________с
~ — ^н. макс	^н. мин-
,—.	. ad ^/4 1
При этом если 4 -тг < 0,1, то можно считать
I	о-2	’
== 4" —Сн.мии-	(2-16)
18
Второй путь: задаемся Сг и находим
Сг(С17рСн
 макс) Сг(Сг + Сн
 мин) т^2
Сг+С1+Си . макс	Сг+Сх+Сн  МИН	Д
№д-1
(2-17)
(2-18)
В обоих случаях Нш = 1 можно обеспечить только при усло-
вии, что HQ > Кд. Если Кд Нс, то наиболее близкое к единице
значение Нш получается при С2 = со, т. е. при схеме, приведенной
на рис. 2-1.
Нш = 1 не означает Пш = const; в середине шкалы плотность
может быть не такой, как по краям. Отношение плотности шкалы Пш
при любой частоте настройки/0 к плотности в конце шкалы /7Ш. кон
(при /макс) может быть найдено для контура рис. 2-2 по формуле:
dCB
Пш  / fo \3 /	4~ -|- Сн, ы ин \2 d8 (2-191
Пш. кон	\/макс/ \ Qi + С2 -f- Сн / / dCH \
\ <19 /кон
где Сн — емкость конденсатора настройки, соответствующая ча-
стоте /0;	— значение производной от Сн по 0 при указанном
значении емкости. у
v
2-4. Коэффициент шума входной цепи вместе
с первым транзистором
Реальная чувствительность радиоприемника, т. е. э. д. с.
в эквиваленте открытой антенны ЁА^Ш, при которой на выходе
приемника при приеме AM колебаний (на ДВ, СВ, КВ) обеспечи-
вается отношение сигнал/шум,- равное £ш, может быть найдена
по формуле:
ЕАЕш = 1,25- Ю^-^-ГКаД™,	(2-20)
где т — глубина модуляции; КА — активное сопротивление экви-
валента антенны; ДЕ —.полоса пропускания приемника, отсчи-
танная на уровне 3 дб (строго говоря, это должна быть эффективная
полоса пропускания, однако ошибка от замены эффективной
полосы пропускания полосой пропускания на уровне 3 дб незна-
чительна); N — коэффициент шума приемника; выражено
в разах.
2*
19
Коэффициент шума радиовещательного приемника практи-
чески равен коэффициенту шума входной цепи вместе с первым
транзистором 7VBX, который может быть найден по следующим ~
формулам: для одноконтурной входной цепи:
Л^вх = (1 +	(1 + ЛА. 0) Мгр;	(2-21)
для двухконтурной входной цепи	.
где ^£А.К — активное сопротивление катушки связи антенны
(антенной цепи) с контуром (при внешней и внутренней емкостной
связи с антенной 7?^.к = 0); ЛА. 0 — показатель связи антенной
цепи с чистым первым контуром, т. е. без учета реакции на этот
контур со стороны транзистора или второго контура (в случае
двухконтурной входной цепи); Л1о — показатель связи входной
цепи транзистора с чистым вторым контуром, т. е. без учета реак-
ции на этот контур со стороны первого контура;_е — параметр
связи между первым и вторым эквивалентными контурами. _т, е.
контурами с учетом сопротивлений, вносимых в них со стороны
антенной цепи и транзистора (параметр связи, определяющий
форму резонансной характеристики двух взаимно связанных
контуров); Nrp — коэффициент шума первого транзистора.
Показатель связи ЛА. 0 равен отношению собственного актив-
ного сопротивления первого контура к активному сопротив-
лению, вносимому в этот контур из антенной цепи RBH. А. ц:
Ла — —^К1
^А. о р
А ВЦ. А. ц
(2-23)
Сопротивление А. ц может быть найдено по формуле:
Rbh. а. ц = OaRa. ц ,	(2-24)
где Ra.u. == Ra + Rla.k — активное сопротивление антенной
цепи; аА — трансформирующий множитель, численно равный
отношению э. д. с., вносимой из антенной цепи в первый контур,
к э. д. с. в эквиваленте антенны. Величина этого множителя опре-
деляется формулой:
аА = АдА ,	(2-25)
гА. Ц
где хсв. А — сопротивление связи между антенной цепью и первым
контуром; гА. ц — модуль полного сопротивления антенной цепи.
С учетом (2-24) и (2-25) вместо (2-23) можно написать
,2 х
<2'26)
20
Показатель связи А^о равей отношению собственного актив-
ного сопротивления второго контура /?к2 к активному сопротив-
лению, вносимому в этот контур со стороны транзистора, 7?вн1:
=	(2-27)
Если выполняется условие малости влияния обратной связи
через первый транзистор (§ 6-5) и сопротивление связи второго
контура с транзистором хСв1 много меньше, чем l/gn, где gn —
параметр первого Транзистора в усилительном или преобразова-
тельном режиме, то можно считать
Явн1 = Хсв1ёГ11-	(2-28)
На практике оба названные условия, как правило, выпол-
няются.
Для уменьшения ДАЕш надо уменьшать NBX, а для этого надо
уменьшать ДАА. к и ЛА. 0 (усиливать связь первого контура с антен-
ной цепью). Однако чтобы сохранить избирательность (§ 2-6)
и уменьшить влияние изменений параметров антенны на частоту
настройки входной цепи (§ 2-9), необходимо увеличивать ЛА.0
(ослаблять связь первого контура с антенной цепью). Для радио-
вещательных приемников разумный компромисс получается при
ЛА.О > 4. При этом можно вместо (2-20) с достаточной для прак-
тики точностью считать: в случае одноконтурной входной цепи
£аЕш = 1,25-10-10-^ УАг А™тр;	(2-29) -
в случае двухконтурной входной цепи
ЕАЕш= 1,25Л0-1О^уЛ?к1ДЕ.ДГтр
Величина 7?£А.К практически не влияет на гА.ц, а следовательно,
при ЛА,0>4 практически не влияет на Еа?ш. При выбранном
значении аА уменьшение ЕА?Ш может быть достигнуто путем
уменьшения 7VTp.
Если прием ведется на магнитную антенну, используемую
в качестве катушки первого контура, то напряженность поля
сигнала ЕЕш, при которой на выходе приемника AM колебаний
обеспечивается отношение сигнал/шум, равное £ш, может быть
найдена по формулам:
в случае одноконтурной входной цепи
= 1)25- IO’10 Js- V1?K1-AF^TP; (2-31)
21
в случае двухконтурной входной цепи
= 1,25-Ю"10 -^1/
(2-32)
где hR — действующая высота антенны.
В случае приема ЧМ колебаний значения Е^ш и Егш могут
быть найдены по приведенным выше формулам с добавлением
к ним множителя 0,58 (Км/Д/м), где Еы — верхняя граница по-
лосы пропускания низкочастотного тракта приемника; Д/м —
максимальная девиация частоты сигнала. При этом надо считать
ДК = 2FM и т = Д//Д/м, где Д/ •—девиация частоты сигнала,
принятая при измерении чувствительности. В результате для
одноконтурной входной цепи
£АЕш = 10-10	(2-33)
где ЛДХ определяется по формуле (2-21).
Коэффициент шума первого транзистора зависит от величины
активного сопротивления его базовой области Гбб', граничной
частоты fa, режима работы (постоянной составляющей тока
эмиттера 1Э и напряжения на коллекторе), типа каскада (усили-
тельный или преобразовательный), рабочей частоты и проводи-
мости генератора, который видит перед собою транзистор со
стороны входных зажимов, Yr = gr + jbT. Кроме названных
основных факторов он зависит еще от качества изготовления
транзистора. Во всех случаях можно считать
ЛГтр = В + -^+О£г,	(2-34)
6Г
где В, С и D — коэффициенты, зависящие от перечисленных выше
факторов.
При некотором значении Ьг = ог. опт коэффициент С имеет
минимальную величину Смии. Коэффициенты В и D от Ьг не за-
висят.
При gr = gr. ОГ1Т, где
.(2-35)
коэффициент шума имеет минимальное значение
^ТР.МИН = В + 2]ЛСМИ11О.	(2-36)
Для хорошего малошумящего транзистора, работающего в уси-
лительном режиме, с включенным в провод эмиттера сопротивле-
22
нием обратной связи 7?э. о. с, не зашунтированным емкостью (пред-'
полагается схема с общим эмиттером):
В= 1+2(1-а0 + р)+т2'(1 +-гЛг);
\	1	'-**0 /
С = 39/, 1 — <%о —(—Ч- У^г Ч- Dbr-,
D — (R3.o. с + гбб') 11 + р Ч- (1	«о)	Ч—2р~)
(2-38)
ч-
+ У* [ 2(1 — а0)
(2-39)
где а0 — коэффициент усиления транзистора по току в схеме
с общей базой при коротком замыкании на выходе на низких ча-
стотах; у = f/fa; f — рабочая частота; • ч	~
р = 39(7?э.о.сЧ-Гбб')/э(1-а0).
Если известна не частота /а, а предельная частота генерации /ген,
то можно найти
f __ ,2 30гбб'Ск
- !reH <ZO
(2-41)
где Ск — емкость коллекторного перехода. •
Величины ог. опт и Смин определяются формулами
^г. опт = — ~2б-;	(2-42)
<у2
4О~'
(	(2-43)>
Последняя формула достаточно точна лишь при р > 1 — а0;
если же р < 1 — а0, то ею можно пользоваться только при у2 <<
<2р-....
1 — «0 — р
Для хорошего транзистора, работающего в преобразователь-
ном режиме, при	у <	1:
5=1 + 3-^^;	(2-44)
С = 7£-_;	(2-45)
О =	гбб7#-Ч-2,2^7+0,5-^Ц,	(2-46)
\УР	р )
где р определяется по формуле (2-40) при 7?э. о. с = 0.
23
Пользуясь приведенными выше формулами для расчета Л\р,
следует иметь в виду, что они дают результаты, достаточно близ-
кие к действительности, лишь при условии, что Гбб' и fa известны
с достаточной точностью. Если использовать при расчете наиболь-
шее Гбб' и наименьшее ja,
гарантированные для тран-
зисторов данного типа, то
можно иметь уверенность,
что действительный коэф-
фициент шума будет не
больше расчетного за ис-
ключением, может быть,
отдельных транзисторов,
обладающих повышенной
шумностью.
Вместо расчетных фор-
мул для определения Л\.р
и gr. опт лучше пользо-
ваться экспериментально
полученными кривыми,
для транзистора П403.
0,1	0,3 0,6 1	3 .6 10	30 бОмсим
Рис. 2-3.
аналогичными показанным на рис. 2-3
Чтобы получить малый коэффициент шума, рекомендуется
выбирать /э = 0,5-т—1 ма (иногда на более высоких частотах до
2,5 ма). Зависимость 7VTP от ик (при ик — 1-ч-Ю в) слабая.
2-5. Коэффициент передачи входной цепи
Резонансный (на частоте настройки) коэффициент передачи
входной цепи (§ 2-1) определяется следующими формулами.
При работе с эквивалентом открытой антенны:
в случае одноконтурной“входной цепи
Квх. о = йаСвхРь	(2’47)
в случае двухконтурной входной цепи в предположении, что
оба контура имеют одинаковые характеристические сопроти-
вления,
КВх. о = «А ЖЖ Р1 т^-2 •	’	(2-48)
При работе с магнитной антенной, используемой в качестве
катушки первого контура:
в случае одноконтурной входной цепи
^вх. о = ^QbxPi;	(2-49)
в случае двухконтурной входной цепи
<х. о = hR ЖЖ Pl -rqb'	(2’5°)
24
I ' В приведенных формулах QBX — добротность входного кон-
гтура с учетом’ реакции антенны и транзистора; — доброт-
ность первого контура с учетом реакции антенны; Q23— доброт-
ность второго контура с учетом реакции транзистора; рг — коэф-
фициент включения контура во входную цепь транзистора;
остальные обозначения прежние.
Величины добротностей определяются следующими форму-
лами:
(2-51)
(2-52)
0.2	0.2. О ( ]	1 —S2 \
2э~	- 1+ '	i+d’
где Q, Qlt Q2 — конструктивные добротности соответствующих
контуров; рк —• характеристическое сопротивление контура; А х —-
показатель связи входной цепи транзистора с соответствующим
контуром с учетом сопротивления, вносимого в него со стороны
антенной цепи или первого контура.
Показатель связи Дх равен отношению собственного актив-
ного сопротивления контура, с которым связан транзистор, плюс
активное сопротивление, внесенное в него со стороны антенной
цепи или первого контура, к активному сопротивлению, внесен-
ному в него же со стороны транзистора. В случае одноконтурной
входной цепи
А1 =	= А1.0 (1 +	.	(2-54)
К.ВН1 j	\ ЛА. о /
В случае двухконтурной входной цепи
Л1 = Л1.0(1 + е2) + е2.	(2-55)
Если выполняются условия, при которых справедлива фор-
мула (2-28), то можно считать
A =	(2-56)
Есйи Да. о 1 и Дь 0	1, то можно в первом приближении
считать QBX = Q, = Qlt Q23 = Qz.
Все величины, входящие в правые части (2-47)—(2-50), за-
висят от частоты настройки. Однако частотной зависимостью QBX,
Qis и ф2э при настройке с помощью переменных конденсаторов
можно в первом приближении пренебречь. Зависимость .	2-
25
Таблица 2-1
го
О)
Схема					Дополнительные условия	aA	Тенденция изменения		aA.n
									aA
Г 1	£CL *				С A + C' ~ n 2nf0CAC' A	4 Ск ’ где r- cAc	П,		1
	: и т п л=<			1				Л 	fc-/’	
									
						A CA + c	'0		
					CA =^= CO Режим удлинения	ki 1/ Lx	1		4a —^fo	jy-2	( /мин V k fo	) ж 2	/ /мни \2 *УА	fn	)
	Lak . IL							A-K ’ La,k J	Lfc? ^УД \ A) /			
		ПГ	- ?	6					
i					С д =^= CO Режим укорочения	kA „1/	-—-J		a	A 	^f0	( /макс V гкЧ	> k f0 ) *УК
						' CA. к f/макс!2 д-2	1 Wo ' yK			(-^У^к-1
									
44.								
				CA = oo	^А.к 1/7^- X ' lA.k X ——	1			-| Г 1 + р?А. +_М2 Я /	^Л^оЛд. к Qla.kz V 1 + (__gA	,_J_V к2л/пЛд к Qaa.k'
					1/ 14- ( ^А 4- 1 'l2 '	^л/оЕд.к QlA.J			
^cf I— ll__ IL					CA ф oo Режим удлинения Емкость С' мала	aA-^(1 + CKfeA.K V LKj’ где аА.уДЛ—значение аА, найденное при С'=О			То же, что при чисто транс- форматорной связи в режиме удлинения
"0 St i			=					
								
							> IQ	
LK					сА		?Л - . -Г	1
					(1+ й?с,)с’ + с> где С2 = С2 + СА			
4! P=	1Г^ =r; =	~CH						
				2л/0Са ^Лй				
								
							 То	

от частоты тоже несущественна. Очень существенную роль играют
лишь частотные зависимости аА и рг.
Зависимость аА от частоты определяется характером эквива-
лента антенны и видом связи его с контуром. В табл.. 2-1 даны
формулы для расчета аА и графики, показывающие тенденцию
изменения аА с частотой настройки для различных видов связи
и эквивалента антенны, состоящего из последовательно включен-
ных СА и /?А. Если в качестве эквивалента используется чисто
активное сопротивление, то следует считать СА = со.
В некоторых формулах частота представлена в неявном виде —
через полную емкость контура Ск или емкость конденсатора на-
стройки Сн.
Под &А, к понимается коэффициент связи между катушками ЛА. к
и LK.
Коэффициенты удлинения (Дуд) и укорочения (Дук) в случае
трансформаторной связи равны:
f0A ’
iz __ foA
/А у к — f >
/макс
(2-57)
где /оа — собственная частота антенной цепи,
^оА- 2л /ЛА.КСА '
(2-58)
Зависимость от частоты определяется видом связи контура
с ^транзистором. Соответствующие формулы и графики, иллюстри-
рующие тенденцию изменения с частотой, даны в табл. 2-2.
В случае автотрансформаторной связи с транзистором под kK. т
понимается коэффициент связи между нижней частью ка-
тушки Лн = LK. т и всей катушкой. Если вместо этого известен
коэффициент связи kH. в между LH и верхней частью катушки LB,

Как при автотрансформаторной, так и при трансформаторной
связи с транзистором пренебрегаем влиянием входной емкости
транзистора.
G точки зрения уменьшения частотной зависимости Квх. 0
некоторые сочетания видов связи с антенной и транзистором не-
выгодны: например, внешней емкостной связи с антенной и транс-
форматорной связи с транзистором. Следует выбирать связи с про-
тивоположными характерами зависимости аА и рг от частоты.
Действующая высота магнитной антенны /гд пропорциональна
частоте.
28
Таблица 2-2
2-6. Формулы для расчета ослабления
дополнительных каналов приема
G учётом влияния вида связи контуров с антенной цепью и
транзистором относительное ослабление входной цепью, настроен-
ной на частоту /0, любого мешающего колебания с частотой /п
можно при приеме на открытую антенну найти по формулам:
в случае одноконтурной входной цепи
I
= 10 lg (1 + ВД - 201g
аА.п
О*
-201g|^f-|p6];(2-60)
в случае двухконтурной входной цепи, для частот /п, отстоя-
щих от частоты настройки более чем на две ширины полосы про-
пускания, в предположении Q13 = Q2a — Q9 —
29
1	Г/ X2	\2
-^=101g	1 + е2^--^| + 4S2
tzii	\	'•'1 2	/
— 20 lg I -^2-1 — 20 1g
I *1. 2 I
-201g
где
ДА-п
ДА
— 20 1g
I #CB1
(1 + e2) [56], если escl,
2e [56], если s2s 1,
(2-61)
5-=«'(£-£);
(2-62)
Q' ~ QBx Для одноконтурной цепи и Q’ = Q3 для двухконтурной
цепи; хсв1 и хЬ2—сопротивления связи контура с транзистором
и первого контура со вторым; аА.п, xCBin и хь 2п — значения аА,
хсв1 и Xi. 2 на частоте /п при условии, что входная цепь настроена
на частоту /0.
В табл. 2-1 и 2-2 даны формулы для аА.п/аА и xCBin/xCB1.
Как указано в § 2-5, в случае автотрансформаторной и транс-
форматорной связи контура с транзистором не принята во внима-
ние входная емкость транзистора. Если kK. т = 1, то такое прене-
брежение вполне допустимо. При kK. т < 1 из-за входной емкости
транзистора появляется дополнительный максимум резонансной
характеристики (§ 2-7).
Формулы (2-60) и (2-61) получены в предположении, что между
антенной и транзистором нет связи в обход индуктивности пер-
вого и второго (в случае двухконтурной входной цепи) контуров
через емкости катушек и параллельные им другие емкости. При
наличии такой связи ослабления, найденные по этим формулам,
могут оказаться существенно завышенными. Поэтому 'во избежа-
ние ошибки следует кроме расчета по приведенным формулам
определять величину того относительного ослабления 1/уобх,
которое было бы получено, если бы для колебаний с частотой /п
имел место обрыв в катушках и осталась только связь в обход их
индуктивности. Если расчет по формулам (2-60) и (2-61) дает боль-
шее ослабление, чем 1/г/обх, то надо считать 1/у„ — 1/*70бх-
В частном случае одноконтурной входной цепи с внешней
емкостной связью с антенной и внутренней емкостной связью
с транзистором можно считать
= 20 lgQBX [56],	(2-63)
уобх
где Ск — полная емкость контура; С3 — сумма собственной ем-
кости катушки, параллельной ей емкости монтажа и емкостей
всех конденсаторов, включенных непосредственно параллельно
катушке.
В случае, когда связь колебательного контура с.антенной
цепью трансформаторная, а со входной цепью транзистора тоже
трансформаторная или автотрансформаторная, формула (2-60) не
30
учитывает взаимной индуктивности между катушкой связи ЛА. к,
включенной в антенную цепь, и катушкой LK. т, включенной во
входную цепь транзистора. Формула (2-61) не учитывает непо-
средственной индуктивной связи между Z,A. к и вторым контуром.
На роль этих связей обратил внимание С. Г. Калихман.
Чтобы учесть взаимную индуктивность между LA_ к и LK.T, надо
добавить в правую часть (2-60) слагаемое d^
dr = —201g
1—
feA- т
^A. к^к. т
fl \
'0 1
f2
*п у
(2-64)
1
где kA. т, kA,к, т — коэффициенты связи между катушками LA.K
и LK. т; ЬА. к и LK, LK и LK. т, соответственно.
Если связи подобраны так, что &А. т = &А.к^к. т> то указанное
слагаемое обращается в —20lg PQ/Pn- В принципе возможен и та-
кой подбор связей^при котором для данного отношения частот /0//п
это слагаемое обращается в —20 1g 0 = оо, что означает беско-
нечно большое ослабление соответствующих мешающих колеба-
ний. Практически, однако, на такое ослабление рассчитывать
нельзя как из-за невозможности точно выдержать необходимые
соотношения, так и вследствие влияния паразитных емкостных
связей.
Влияние непосредственной индуктивной связи между LA. к
и вторым контуром двухконтурной входной цепи можно учесть,
умножив индуктивную составляющую х12п в (2-61) на множи-
тель Dji
k ( fl \
(2-65)
R А. К 1. 2 у I n I
где kA2, kA_K, k12— коэффициенты связи между катушками LA. к
и второго контура, ЬАк и первого контура, первого и второго
контуров, соответственно.
В случае приема на магнитную антенну остаются в силе (2-60)
и (2-61) с заменой в них аА. п/аА на /п//0.
Для одноконтурной входной цепи с ферритовой антенной при
трансформаторной или автотрансформаторной связи с транзисто-
ром следует учитывать непосредственное воздействие поля сиг-
нала на Ек т. Этот учет сводится к добавлению в правую часть (2-60)
слагаемого d2:
d2 = — 20 1g 1
тк. т
mkK. т
fl
'о
р
' п
(2-66)
где tn*. т = hR. к. jyLK. T; tn = hJVLK;	K, T — действующая
высота катушки LK. т как антенны; /гкт— коэффициент связи
между катушками Ёк и LK. т. При тк т — mkK т это слагаемое
обращается в —201gf2//2. В принципе и в этом случае возможно
бесконечно большое ослабление при определенном отношении /0//п.
31
2-7. Уменьшение влияния
дополнительного резонанса входной цепи
При трансформаторной и автотрансформаторной связях тран-
зистора с контуром катушка связи совместно со входной емкостью
транзистора образует паразитный контур, настроенный на ча-
стоту /опар, лежащую выше рабочего диапазона. В результате
у резонансной характеристики входной цепи образуется допол-
нительный максимум на частоте /одоп.
Если /опар > /о, то можно в первом приближении считать
/Одоп = fопар Л - •
]/ ^к.т
При некоторых настройках приемника частота одного из до-
полнительных каналов приема совпадает с частотой /одоп, что
ведет к резкому падению ослабления (избирательности) по этому
каналу.
С этим явлением надо особенно считаться в диапазонах ДВ
и СВ, где дополнительный канал с пониженной избирательностью
оказывается лежащим в диапазоне КВ.
На ДВ и СВ используется верхнее сопряжение: Частоты до-
полнительных каналов приема при верхнем сопряжении опреде-
ляются формулой
f	f +	f
/ д. к	/2 HI T n /пч>
где тип — номера гармоник гетеродина и мешающего сигнала,
за счет которых образуется данный дополнительный канал.
При любом значении т с ростом nfR.K уменьшается, так что
наивысшая частота дополнительного канала приема с индексом т
для данного диапазона равна
f д. к. макс т/макс + (т + I) fПЧ’
С ростом т крутизна преобразования по данной гармонике
гетеродина уменьшается, так что • соответствующие дополнитель-
ные каналы приема становятся менее опасными.	ч
Обеспечив
/ОДоп > ^1/макс + (^+1)/пч.	(2-67)
мы устраним подчеркивание дополнительных каналов с индек-
сами т -с тг.
Увеличение /одоп при трансформаторной и автотрансформатор-
ной связи транзистора с контуром может быть достигнуто путем
уменьшения индуктивности катушки связи (растет /ttoap) и при-
ближения /гк. т к единице. Уменьшение индуктивности катушки
связи при данном kK, т приводит к ослаблению связи, что, начиная
с некоторого значения, ведет к уменьшению чувствительности
(росту коэффициента шума). Приближение /гк.т к единице приво-
32
дит к усилению связи, что дает возможность, сохраняя прежнюю
связь, дополнительно уменьшить индуктивность ’катушки. По-
этому коэффициент связи должен быть сделан настолько близким
к единице, насколько это. возможно из конструктивных сообра-
жений.
При внутренней емкостной связи транзистора с контуром за
счет индуктивности соединительных проводов тоже образуется
паразитный контур и дополнительный максимум резонансной
характеристики входной цепи на частоте /одоп > fonap. Однако
вследствие относительной малости индуктивности проводов эта
частота оказывается значительно более высокой, чем при транс-
форматорной связи, поэтому дополнительный максимум менее
опасен. С этой точки зрения внутренняя емкостная связь пред-
почтительнее трансформаторной и автотрансформаторной.
При приеме на ферритовую антенну, используемую в качестве
катушки первого контура, и трансформаторной связи, транзи-
стора с контуром положение усугубляется тем, что катушка связи
наматывается на тот же ферритовый стержень, что и основная
катушка, и коэффициент связи kK, т оказывается относительно
малым (далеким от единицы). Это делает еще более желательным
применение внутренней емкостной связи с транзистором.
2-8. Полоса пропускания входной цепи
Уменьшение полосы пропускания входной цепи увеличивает-
относительное ослабление дополнительных каналов приема, т. е.
улучшает избирательность приемника. Однако чрезмерное ее
уменьшение может привести к уменьшению полосы пропускания
приемника в целом, а следовательно, _к ухудшению верности вос-
произведения.
На КВ преселектор имеет полосу пропускания, много большую,
чем полоса пропускания тракта промежуточной частоты, и не
оказывает заметного влияния на резонансную характеристику
приемника. Поэтому можно уменьшать полосу пропускания вход-
ных цепей, не опасаясь, что это приведет к сколько-нибудь за-
метному уменьшению полосы пропускания приемника в целом.
Уменьшение полосы пропускания входной цепи достигается
увеличением собственной добротности колебательного контура
и ослаблением его связи с антенной и транзистором. Увеличение
добротности ведет одновременно к уменьшению коэффициента
шума и росту коэффициента передачи, поэтому оно выгодно и огра-
ничивается только конструктивными и экономическими соображе-
ниями. Ослабление связей ведет к росту коэффициента шума и
уменьшению коэффициента передачи, поэтому здесь необходим
- разумный компромисс.
. При проектировании целесообразно задаваться допустимой
величиной коэффициента расширения полосы пропускания вход-
ной цепи AFBX по сравнению с собственной (конструктивной)
3
Д. Н. Шапиро Зак. 2212
33
полосой пропускания колебательного контура AFK:
S = ^.	(2-68)
Увеличение S ведет к ухудшению избирательности, уменьше-
ние же — к росту Увх и уменьшению Квх. 0. Как правило, целе-
сообразно выбирать S = 1,25 — 2.
Величина S связана с показателями связи ЛАо (2-23) и Л]
(2-54) формулой:
Н’+^г) О+тЬ)- <2-69)
Для того чтобы при данном ЛАо не превышалось выбранное
значение S, показатель At должен удовлетворять условию:
А^Л15,	(2-70)
где Л15— наименьшее, допустимое Ат при данных S и ЛАо:
При выбранных S и Аг величина ЛА0 находится как
Ла° = (S — 1) лД- 1 •	(2'72)
Наименьшее значение коэффициента шума одноконтурной
входной цепи вместе с первым транзистором при данной величине <$
в случае работы с открытой антенной получается, если
л	1	11/'	। ^Sii + (5 — 1) Смин /о
+ ]/ 7S^TF+ (S-ddA  (	'
где В, Смин и D определяются формулами § 2-4.
Если S 1, то показатель связи, определенный по (2-73),
приближается к величине A1N, при которой имеет минимум коэф-
фициент шума транзистора:
Л ___ 1	1/ Смии _ gr. опт	/О 744
И дг-
где gr.опт определяется по формуле (2-35).
Если 5 — 1 <1, то вместо (2-73) можно считать
(2-75)
Наибольший коэффициент передачи одноконтурной входной
цепи при данной величине S в случае работы с открытой антенной
34
получается, если
о
ЛЛ0 = ^р	(2-76)
Л = 4^|-	(2-77)
В случае S — 1^1 (2-77) практически совпадает с (2-75),
т. е. связи, обеспечивающие при данном значении S наибольший
коэффициент передачи, одновременно обеспечивают и наименьший
коэффициент шума.
На средних и длинных волнах полоса пропускания преселек-
тора оказывается соизмеримой с полосой пропускания тракта
лромежуточной частоты, и во избежание недопустимого сужения
полосы пропускания приемника в целом необходимо следить
за тем, чтобы полоса пропускания преселектора была не меньше
допустимого значения.
При одноконтурной входной цепи и отсутствии УЧС наиболь-
ший коэффициент усиления входной цепи и коэффициент шума,
близкий к минимальному, получаются, если принять наибольшую
возможную конструктивную добротность контура Q, определить
необходимый коэффициент расширения полосы пропускания на
минимальной частоте диапазона по формуле
g _ Дюпрее. mkhQ	(2-78)
/мин
после чего выбрать ЛАо и по формулам (2-76) и (2-77).
При наличии апериодического УЧС и двухконтурной входной
цепи целесообразно, с точки зрения повышения избирательности
при требуемой минимальной полосе пропускания, делать связь
между первым и вторым контурами комбинированной, так чтобы
xlt 2 const и е % const -f0. При этом в пределах 0,7 <е<;2
можно считать
AFnpec= l,4e-AFK. э,	(2-79)
где Д£к,э — полоса пропускания эквивалентного контура (пер-
вого контура с учетом реакции антенны и второго контура с уче-
том реакции транзистора).
Преимущество такого выбора связи в том, что полоса пропуска-
ния входной цепи оказывается практически не зависящей от
частоты, однако лишь при условии, что полоса пропускания каж-
дого из эквивалентных контуров изменяется пропорционально
частоте настройки. Сопротивления, вносимые в контуры со сто-
роны антенны и транзистора, могут существенно нарушить эту
закономерность, поэтому они не должны быть слишком велики.
Связь первого контура с антенной, как правило, бывает сла-
бой по соображениям, изложенным в § 2-9. Связь второго контура
с транзистором целесообразно ограничить, задавшись допустимым
3*
35
коэффициентом расширения полосы пропускания этого контура
за счет сопротивления, вносимого из транзистора. Можно реко-
мендовать S = 1,2-4-1,4. Чтобы коэффициент расширения по-
лосы пропускания второго контура не превышал S, должно выпол-
няться условие (2-70), однако величина определяется в этом
случае формулой:
(2-80)
При работе с магнитной антенной, используемой в качестве
катушки первого контура, во всех случаях выгодно, чтобы соб-
ственная добротность этого контура была возможно большей.
Наибольший коэффициент передачи и наименьший коэффициент
шума входной цепи обеспечиваются при этом выбором
=	(2-81)
В диапазоне УКВ ЧМ при неперестраиваемой входной цепи,
перекрывающей весь диапазон, необходима величина
g __ 2Q (f макс /мин)	(2-82)
/макс + /мин
Конструктивную добротность Q целесообразно делать воз-
можно большей. При этом получается S > 1 и связи целесообразно
выбирать по формулам (2-74), (2-72).	<
Во всех случаях связи, найденные по формулам настоящего
параграфа, могут оказаться неприемлемыми по соображениям,
изложенным в § 2-9, 2-10.
2-9. Ослабление влияния изменений
параметров антенны
на настройку входной цепи
Изменение параметров антенны приводит, к изменению частоты
настройки входной цепи (первого эквивалентного контура) на
некоторую величину А/. Во избежание существенного ухудшения
избирательности и уменьшения чувствительности должно выпол-
няться условие:
<2-®)
(Можно рекомендовать, в зависимости
—0,5.)
Если эквивалент антенны состоит
ния /?А и емкости, изменяющейся в
«S Сд Сд. ср + АСа, то в случае
с первым контуром для выполнения
от диапазона, £ = 0,1 —
из активного сопротивле-
пределах б*д ср Аб?д
трансформаторной связи
(2-83) необходимо, чтобы
36
коэффициент связи kA.K~ между катушкой связи, включенной
в антенную цепь, и катушкой первого контура удовлетворял
условию:
(2-84)
где в зависимости от режима
=
(4№а4д-1)
—----—   для удлинения;
кХ-ОЯуд
1
—'	для укорочения,
/ Q Л2(Л2А-1)^2к + Л2-1
V 4^ (^2к-1)№К2к-1)
(2-85)
где
^ = Са.ср + ДСа;	(2.86)
‘-'А. ср — ^‘-'А
С =7^4-;	(2-87)
/(уд и /(ук — коэффициенты удлинения и укорочения.
В случае внешней емкостной связи антенны с первым контуром
для выполнения (2-83) необходимо, чтобы емкость С', через кото-
рую антенна соединяется с контуром, удовлетворяла условию
=	-----1Г1,	(2-88)
МИН У
где Ск. Мин — минимальная емкость контура.
2-10. Ослабление влияния изменений
входной проводимости транзистора на настройку
и полосу пропускания входной цепи
Вследствие обратной связи через транзистор входная проводи-
мость транзистора в реальной схеме Увх не равна его входной
проводимости в режиме короткого замыкания на выходе У1Х =
= gn + bn (или УХХп = glln + jblln в преобразовательном ре-
жиме), которая является его параметром. Однако если выполнено
условие малости влияния обратной связи (§ 6-5), то расчет можно
вести в предположении, что Увх = У11.
Проводимость УХ1 = gu + ft>n на данной частоте может откло-
няться от номинального значения, положенного в основу расчета,
как следствие неидентичности транзисторов одного и того же
типа, так и вследствие изменений режима (постоянных напряже-
ний и токов) и температуры окружающей среды. Следствием
37
этих отклонений являются изменения частоты настройки и по- ,
лосы пропускания входной цепи.
Необходимо считаться также с изменениями gn и Сп =
Гили Lu =----5-4—при изменениях частоты настройки.
Для того чтобы при отклонениях gn в пределах ±Ади в ту
или иную сторону от номинального значения относительное
изменение полосы пропускания эквивалентного контура не пре-
вышало (можно рекомендовать, в зависимости от диапазона,
= 0,1-т-0,3), должно выполняться условие
А1	А1 дут,	(2-89)
где
-—Sgii— 1 для одноконтурной входной цепи; “
1	(2-90)
у—(1 + е2) — 1 для двухконтурной	'
ьдг
входной цепи;
=	'	(2-91)
611
Для того чтобы при отклонениях Ьп в пределах ±А6П в ту
или иную сторону от номинального значения отклонение частоты
настройки эквивалентного контура А/ не превышало значения,
определенного условием (2-83), должно выполняться условие
где
А{ У- Ai &р,
(2-92)
7?---6&Ц | tg фи | — 1
для одноконтурной входной цепи;
66ц | tg Фи I (1 + е2) — 1
А, др
для двухконтурной входной цепи;
(2-93)
(2-94)’
2-11. Исходные данные и общий порядок
расчета входных цепей
В основу расчета входной цепи каждого из диапазонов прием-
ника кладутся следующие исходные данные.
1.	Параметры эквивалента открытой антенны.
38
2.	Номинальные граничные частоты диапазона /мин. н и /макс. н
и промежуточная частота приемника /пч.
3.	Минимальная ширина полосы пропускания преселектора
(для ДВ и СВ диапазонов).
4.	Крайние значения емкости переменного конденсатора на-
стройки Сп.мин и С„. макс и неравномерность Нс (для растянутых
КВ диапазонов).
5.	Постоянная составляющая тока эмиттера первого транзи-
стора 1э. Активная и реактивная составляющие его входной про-
водимости при этом токе gn и Ь1Г (или glln и Ь11п в случае, если
первым каскадом является преобразователь). Возможные относи-
тельные отклонения этих проводимостей от номинальных значе-
ний 8gu и 6£>ц. Значения а0, г6б> и fa или экспериментальные кри-
вые зависимости Мтр от gr при данном 1Э.
Для диапазонов с большим коэффициентом перекрытия g-n
и £ц должны быть заданы на крайних частотах, а для диапазонов
с малым коэффициентом перекрытия достаточно задание их на
одной средней частоте.
6.	Наибольшая конструктивно осуществимая добротность
контура QM.
7.	Паразитные емкости схемы: емкость монтажа См и емкость
катушки CL.
Порядок расчета в деталях зависит от диапазона и схемы
входной цепи. В общем сначала, как правило, находят минималь-
ные значения показатели связи транзистора с контуром Аъ допу-
стимые по различным соображениям, и выбирают наибольшее
из них (наименьшая связь). Затем находят параметры элементов
контура, обеспечивающие нужное перекрытие диапазона и вы-
бранное значение Аг. Далее определяют допустимую связь коле-
бательного контура с антенной и находят параметры элементов
связи. Наконец, находят основные показатели рассчитанной
входной цепи — Двх. 0 и AFBX, коэффициент шума транзистора 7Утр
и относительные ослабления дополнительных каналов приема.
Воспользовавшись ориентировочным значением ширины полосы
пропускания приемника AF, находят величину Е^ш или Е^ш
(так называемую реальную чувствительность приемника). Если
надо, рассчитывают резонансную характеристику входной цепи.
ГЛАВА ТРЕТЬЯ
РАСЧЕТ ВХОДНЫХ ЦЕПЕЙ ДЛЯ РАБОТЫ
С ОТКРЫТОЙ АНТЕННОЙ НА ДВ И СВ
3-1. Одноконтурная входная цепь
с внешней емкостной связью с антенной
Принципиальная схема входной цепи, подлежащей расчету,
представлена на рис. 3-1. Транзистор может работать как в уси-
лительном, так и в преобразовательном режимах. Порядок рас-
чета следующий.
Рис. 3-1.
<
Находим наименьшие значения показателя связи входной
цепи транзистора с контуром А1( при которых:
а)	возможное относительное изменение активной составляющей '
входной проводимости транзистора 8gn приводит к относитель-
ному изменению ширины полосы пропускания входной цепи, не
превышающему £Дг (рекомендуется t,&F = 0,1 -^0,2):
af = т—— 1;	(3-1)
ьдг
б)	возможное относительное изменение рактивной составля-
ющей входной проводимости транзистора в условиях, когда
нельзя пользоваться подстроечным конденсатором, 6bu изменяет
40
частоту настройки входной цепи на величину Д/, не превышаю-
щую	(рекомендуется = 0,1 -=-0,2):
--6&11 I tg <Р11 |—1,	(3-2)
^д£
где tg <pu = йц/gu на частоте /Мин;
в)	сопротивление, вносимое в контур со стороны транзистора,
расширяет его полосу пропускания (на том из концов диапазона,
где результирующая полоса меньше) до величины, не превыша-
ющей минимальной полосы пропускания преселектора ДЕпрес. Мнн
(предполагаем, ,что преселектор одноконтурный и пренебрегаем
влиянием антенны, т. е. считаем ЛАо = оо):
As =
___________1__________
Л^прес.мин rx 1
£ Чм ~ 1
/мин
___________' 1____________
-2 ( Дюпрее.мии n zz
Д \	f	^м ^д
\	/мин
При <2м<<2пор,
при QM>Qnop,
(3-3)
где QI10p — пороговое значение добротности,
__ /мин
пор Л р
и=прес.мии
*2д + *д+1
Кд+1
Если никакие другие соображения не ограничивают выбора
связи транзистора с контуром, кроме того, чтобы меньшее значе-
ние полосы пропускания не превышало ДЕпрес. мин, то при QM <
< Qnop полоса пропускания меньше на частоте /Мин, а при QM >
> Qnop — на частоте /макс. Если мы хотим, чтобы во втором слу-
чае полоса пропускания на частоте /Мин не превышало 5 ДЕпрес. Мий,
то конструктивная добротность контура не должна превышать
критического значения
»	iz3 _ 1
/")	_ /мии о Л д_________
КР Дюпрее, мии	— S
Большее из значений Л1Д^, и Л1$ обозначаем Л1МИН.
Находим необходимую конструктивную добротность контура
Q =	.....0+-Д2—)• М
‘ДГпрес.мин \ Л1мип /
Если Л1мни = Л15, то Q = QM и расчет по формуле (3-4) не нужен.
Если Л1мин > Л15, то значение Q, найденное по формуле (3-4), ока-
зывается меньше, чем QM, т. е. добротность QM не может быть ис-
пользована.
Определяем значения емкостей Сг и С2, при которых одно-
временно обеспечиваются нужный коэффициент перекрытия диапа-
зона /(д и связь с транзистором, соответствующая на частоте /Мин
значению Л1Мин.
41
Под Ct понимается полная емкость, включенная параллельно
конденсатору настройки,	5
	Ci— Сд-j-Сп-j-См,	(3-5)
где	Сл - едС‘Сс, .	(3-6)
Под С2 понимается полная емкость, включенная в контур по-
следовательно с Сн,
С2 == С ф- С11я	(3-7)
где Сп — входная емкость транзистора,
Расчет производится по следующим формулам:
р   1/ ^н. макс’£п  Q  Лщин	/о ох
v ’	<3-9)
i (Z1 + 4 £ ~ 0 - Сн- мин, (3-10)
где
« = (№д-1)(^+Сь);
ь =	-1) [cL (2G + с J + с2 (с2 + с~)];
d =	- (ft - О c2cL (с2 + с~);
С~ — Ск. макс Сн мии*
Если 4-^j- ^0,1, то вместо формулы (3-10) удобнее пользо-
ваться приближенной формулой:
G=4-CH’MHH.	*	(3-11)
Величина gu в формуле (3-9) должна соответствовать ча-
стоте /Мин. Если транзистор работает в режиме преобразования
частоты, то вместо gn используем glln.
Находим максимальную емкость контура
р _______ р । С г (С1 ~Ь Сн-макс)	/ о । пх
'-'к. Макс L “Г" г» [ р । г* •
^2 т И т Ей. макс
Если найденная величина Ск. макс отличается от Сн, Макс более
чем на ±0,4Сн. макс, то связь с транзистором будет отличаться от
нужной (соответствующей принятому Л1мнн) более чем на ±20%,
что нежелательно. В таком случае целесообразно внести поправку
42
в расчет. Для этого надо найти новое значение С-. по формуле
(3-9), введя в нее вместо Сн, макс величину Ск. Макс, найденную по
формуле (3-12); найдя С2, найти новое значение Сг по формуле
(3-10) или (3-11); пользуясь новыми Ст и С2, найти новое значе-
ние Ск. макс и т. д. до тех пор, пока последнее Ск, Макс будет отли-
чаться от предпоследнего не более чем на ±40%.
Если расчет приводит к Сх < Сы + 20 пф, то выбранный кон-
денсатор настройки не может обеспечить перекрытия заданного
диапазона и надо выбрать другой конденсатор.
Находим
С" = С2-С11(	(3-13)
где емкость Сп, если она зависит от частоты, рассчитывается по
(3-8) для частоты, равной или близкой к /мин. Если транзистор
работает в преобразовательном режиме, то вместо Ьп исполь-
зуем Ь11п.
Выбираем ближайшее меньшее к найденному значение С",
соответствующее ГОСТ, ±10%.
Находим окончательное значение
С2 = С" + СП,	(3-14)
где С" — выбранное значение по ГОСТ.
Пользуясь найденным С2, определяем окончательное значе-
ние Сг по формуле (3-10) или (3-11).
Проверяем правильность найденных значений Сг и С2, для чего
вычисляем Ск. макс по формуле (3-12) и
,	Л1 _____ С \	(^1 4~ мин)	/о 1
'-'к. мин	I С t С _1_ С *	\O-lO)
и2 ~г и1 “Г ин. мин
Если расчет выполнен правильно, то с погрешностью не более
одного-двух процентов должно выполняться равенство:
]/-^^=Кд.	(3-16)
'	‘-'К. мин
Далее определяем величину Сд из двух соображений:
1) чтобы на частоте Дакс полоса пропускания контура за счет
активного сопротивления, внесенного из антенны, возрастала
не более чем на 25% (Сдз);
2) чтобы при изменениях СА на ±ДСА расстройка входной
« Не пРевь1шала	(Сдд/:). Рекомендуется =
Сам = (С..	+ С,) ]/”		(3-18)
43
Меньшее из CAS и CAAf обозначаем через Сд и находим
с- = -±^с;. .	(3.19)
иА.ср —иА
Выбираем ближайшее
ствующее ГОСТ ±10%, и
к найденному значение С', 'соответ-
находим, исходя из него:
С'д
бд, ср ’ б1
б А. ср + б
(3-20)
Вычисляем среднюю емкость подстроечного конденсатора:
Сп,ср = С1-С;~См.	(3-21)
Полученное значение должно удовлетворять условию:
Сп. ср > (0,3 0,5) (Си. мии + Сы + CL). (3-22)
Если это условие не выполняется, -то следует выбрать другой
конденсатор настройки или уменьшить С'. Последнее, однако,
нежелательно, так как ведет к уменьшению Квх. 0.	4
Если неравенство (3-22) оказывается очень сильным, то сле-
по этой формуле, приняв в ней равенство,
Сп дополнительный конденсатор
Сд = Ci — СА — Сы — Сп, Ср.
дует найти Сп_ ср
чить параллельно
и вклю-
(3-23)
Далее находим
£ - ________!_____
4я2/мииСк. макс
(3-24)
Затем определяем частоту
/ср
бк, мин
бк. ср
(3-25)
где
С
^к- ср
^*2 (^*1 4~ ^И. Ср) .
с2 + Ci -f- си. ср ’
(3-26)
и. Ср ----
и. Мин
н. макс'
(3-27)
Для трех частот диапазона /мин, /ср, /макс находим:
р = 2л/0Ак;
йл== сл+с\ Q ~ “бг);
(3-28)
(3-29)
(3-30)
44
P1~ p(2nf0C" + &„) 5
л  	Адо _
Г11 —	о ,
SupQpi
£г = Ляп;
о =____________0.
('^)
Квх. о = «Л ’ Qbx  Pl>
&F d"~
ш ВХ Д1
Vbx
Ai
(3-31)
(3-32)
(3-33)
(3-34)
(3-35)
(3-36)
Коэффициент шума NTP для этих частот определяем по форму-
лам § 2-4 или по экспериментальным кривым, аналогичным
рис. 2-3.
Вследствие того, что С" выбирается по номиналам ГОСТ и
в (3-9) не учитывается уменьшение добротности контура в резуль-
тате реакции антенны, величина A D найденная по формуле (3-32)
для частоты /Мпн, может несколько отличаться от Л1МШ1, выбран-
ного ранее. Однако не следует допускать, чтобы разница превы-
шала 20%. Если она превышает 20%, то целесообразно умень-
шить (если Аг > Л1Мин) или увеличить (если Л1<Л1Мин)С"
(принять ближайший следующий номинал по ГОСТ) и произвести
перерасчет, начиная с формулы (3-14).
Далее для тех же трех частот находим
.	=	.	(3-37)
и, ориентировочно приняв полосу пропускания приемника ДГ
равной ДГпрес
. МИН’
1,25-1О-1о^]//^ДЖ;-	(3-38)
Для той из частот диапазона, которая ближе к промежуточной,
находим относительное ослабление канала промежуточной ча-
стоты
= 101g(l +^n4) + 201gI^p6],	(3-39)
i/ВХ- ПЧ	/О
где
? -п	(3-40)
‘эпч Чвх \ f	fl*
\ /о	/пч /
45
другой конденсатор подстройки. Если же неравенство в (3-22)
оказывается очень сильным, то следует найти Сп ср по этой фор-
муле, приняв в ней равенство, и включить параллельно Сп до-
полнительный конденсатор с емкостью
Кд ~ Си Сп. ср*	(3'47)
Далее находим LK по формуле (3-24) и коэффициент изменения
собственной | частоты антенной цепи
Kb-V K~^-?3'4S)
у ^А.срДЬд 
Определяем критический
коэффициент укорочения антен-
ной цепи:
^у,<. КР = К а Ч- КД + Д (3-49)
Рис. з-2.	гДе
1	,	КА
~ ЭД + ^Агя/максКА.ср + ДСА)^ ’
КА16/?А2<акс (СА, ср + ДСА) •
Принимаем Дук Дук. кр. Выбор К^к <Дук. кр ведет к умень-
шению коэффициента передачи входной цепи и увеличению его
неравномерности в пределах диапазона. С увеличением Кук по
сравнению с Кук, кр коэффициент передачи на частоте Д,акс остается
практически неизменным, а на частоте /Мнп незначительно возра-
стает (неравномерность немного уменьшается). Однако при этом
уменьшается £А- к и возрастает необходимый коэффициент
связи /гА. к между ЁА. к и Лк, так что трансформатор может стать
конструктивно нереализуемым.
Находим
£	_. _____________1______________
А-К“4^акЛ2ук(СА.ср + ДСА)
(3-52)
Проверяем правильность найденных значений Кук и LA. к,
для чего находим два наибольших значения коэффициента связи
между катушками LA. к и LK:
a)	k^f, при котором перестройка в пределах всего диапазона
и изменение СА на ±ДСА (по сравнению с СА. сР) не вызывают
расстройки входной цепи, превышающей AFK (по сравнению
>	w
48
с колебательным контуром, имеющим такой же переменный кон-
денсатор и такой же коэффициент перекрытия диапазона):
kAf = ---г. .	1	г 	•	(3-53)
у ж
б)	ks, при котором сопротивление, вносимое в контур из
антенной цепи, ни на одной из частот диапазона не превышает 0,25
от собственного сопротивления контура, т. е. полоса пропускания
контура расширяется за счет сопротивления, внесенного из ан-
тенны, не более чем на 25%:___________________________
ks = 0,5(№ук- 1) V’	(3'54>
' ч ЛА "г y<LA-к. макс
где QLA к — добротность катушки связи (обычно QLA к = 20-н
30);
р	_ 2л/гмаксЛдгК	,
H-LA. К- макс — -q~l'a -	(<э-эча;
Если расчеты выполнены правильно, то при Кук ?= Дук. кР зна-
чения kAf и ks должны быть практически одинаковы, а при Дук >
> Кук. кр должно быть kAf > ks- Для дальнейшего расчета
принимаем kA.к == ks- Находим fcp по формулам (3-25)—(3-27).
Для трех частот диапазона fwmi, fcp, f„aKC определяем р по фор-
муле (3-28):
qa'=^ax1/ ~г^~ 77	V—9	’	(3-55)
к |/ la.k (-») КуЛл-1
2nf L.
(3-56)
-L А. к
К а. ц — Ra + Rl а. к>	(3-57)
д-- = ^А./Ж.	(3-58)
А. о	1
Далее для этих частот определяем pt, Alt gr, QBX, Квх. 0>
AFBX по формулам (3-31)—(3-36); NTP по формулам § 2-4 или
по экспериментальным кривым, RK1 и ДА?Ш по формулам (3-37)
и (3-38).
Для той из частот диапазона, которая ближе к промежуточной
частоте приемника, находим относительное ослабление канала
промежуточной частоты
=101g(l +Йч)+ 20 !§-¥- +
i/вх.пч	/О
4-20 1g
(макс \2 ^2 и-
~f--) ЛукЛА —
/пч. /	_____
(макс V iz2 г'
—ЛукЛА~
.4 Д. Н. Шапиро Зак. 2212
[дб],	(3-59)
49
где дпч определяется по формуле (3-40).
Если полученное ослабление меньше требуемого, то необходимо
применить дополнительный фильтр промежуточной частоты.
Для частоты /макс находим относительное ослабление зеркаль-
ного канала
—— = 10 1g(l +£к).+ 201ё-^ +
увх. з. к	/макс
+ 20 1g
/макс V у ।
7Г7 7
^ук^А - 1
[56],	(3-60)
где £з к определяется по формуле (3-42).
Резонансные характеристики, если они нужны, .рассчитываем
по формуле (3-44).
Пример расчета
Исходные данные те же, что в примере § 3-1.
Расчет. Как в примере § 3-1, выбираем Л1мин= 1,75, Q = QM и находим
С" = 3300 пф ± 10%, С2 = 3618 пф, С± = 32 пф, Ск.мвн = 45,5 пф, Ск.макс =
= 461 пф, LK = 212 мкгн.
По формуле (3-46) находим Сп.ср=22 пф. Так как 22 > (7,2—12) пф,
то принимаем Сп. ср = 12 пф и по формуле (3-47) определяем Сд = 10 пф.
Далее вычисляем по формуле (3-48) /<д = 1,53, по формулам (3-49)—(3-51)
а = 1,20; Ь = 0,87; Кук.кр = 1,65. Принимаем /<ук = Кук. КР-
Находим по формуле (3-52) ТА = 19,5 мкгн, по формулам (3-53)—(3-54а),
приняв Qla к= 30, находим k&f = 0,138; RLA к. макс = 6,75 ом; ks= 0,131.
Так как и ks практически совпадают, то расчет верен и принимаем kA =
= 0,13.
Как в примере § 3-1, fcp = 1095 кгц и на частоте /мин р = 680 ом. Далее для
этой же частоты по формулам (3-55)—(3-58) вычисляем ад = 1 • 10-2; RL д =
= 2,08 ом; ЯА = 82,08 ом; 1МД 0 = 1,2-lQ-3.
Затем по формулам (3-31)—(3-36) определяем pt = 0,126; At — 1,55; gr =
= 0,93-10"3 сим; QBX = 60,5; Квх. о = 0,076; AFBK = 8,44 кгц.
Как в примере § 3-1, принимаем В= 1,12, Смии = 1,18-Ю-3 сим, D =
= 40 ом, Л;'тр = 2,43, RK1 = 6,8 ом. Далее по формуле (3-38) при AF = 8 кгц,
£ш = 10 и т = 0,3 находим Дд^щ = 152 мкв.
Результаты расчетов для двух других частот приведены в табл. 3-2.
Таблица 3-2
г»
50
Для частоты fMHH по формулам (3-40) и (3-59) рассчитываем £пч = 11,05 и
1/1/вх. пч = 21,1 дб. На частоте /макс по формулам (3-42) и (3-60) определяем
Ь. к = 84,2; l/t/BX. з. к = 38,9 дб.
Сопоставление табл. 3-1 и 3-2 показывает, что трансформаторная связь
в режиме укорочения дает худшие результаты, чем внешняя емкостная связь.
Это объясняется большим влиянием изменений емкости антенны на работу вход-
ной цепи в случае трансформаторной связи и необходимостью вследствие этого
делать связь с антенной более слабой.
3-3. Одноконтурная входная цепь
с автотрансформаторной связью со штыревой антенной
и внутренней емкостной связью с транзистором
Принципиальная схема входной цепи, подлежащей расчету,
представлена на рис. 3-3. Предполагается, что в качестве антенны
используется штырь высотою 1—2 м, а корпус приемника не
заземлен. Активным сопротивлением такой антенны в диапа-
зоне ДВ и СВ можно пренебречь. Емкость СА невелика (порядка 5—
20 пф), вследствие чего
необходимо считаться с
емкостью Свх входного за-
жима (гнезда) приемника
и провода, идущего от него
к катушке, по отношению
к корпусу.
Порядок расчета сле-
дующий.
Находим А1МИН, Q, Clt
С 2 и С "по формулам (3-1)—
(3-16) так, как указано в §
Рис. 3-3.
3-1, и LK по формуле (3-24).
Определяем параметры антенной цепи с учетом Свх:
Сд. ср — Сд. ср 4“ Ов
(3-61)
АС.\ = АСа + АСВХ,	(3-62)
где АСВХ — возможное отклонение Свх от среднего значения;
(3-63)

Находим коэффициент укорочения антенной цепи:
1 / <М. к (4 ~ 0
V V2a

1 , 1 /1 , 0-4.к)16^2А
1 + |/ 1+
(3-64)
где kA к — коэффициент связи между L„ = Аа. к и всей катуш-
кой LK. Этот коэффициент всегда больше коэффициента связи fe„. в
между LH и Lr, причем тем больше, чем больше коэффициент вклю-
чения автотрансформатора в антенную цепь р (рис. 3-4, где kAK =
= k).
4
51
Обычно известна величина kH. в. Так как до определения Кук
значение р не известно, то нельзя достаточно точно найти kA_K,
а можно лишь задаться этой величиной ориентировочно. В даль-
нейшем она уточняется.
Далее определяем	'
К 4<акЛук(Скср+ЛС;);
Р =	( 1 — Йн. в + Л„.
(3-65)
К 7^-1 +^Н J. (3-66)
ЬА. к	/
Если получается Лд К>ЛК,
то принимаем ЛА.. к = £к (пол:
ное включение).
По кривым рис. 3-4 уточ-
няем величину ЛгА. к = k и
если она отличается более
чем на ±10% от значения,
принятого при расчете К^,л,
то производим перерасчет,
начиная с формулы (3-64).
Получив удовлетворительное
совпадение, останавливаемся
на найденных значениях ДА. к
и р.
Находим
Сп. ср = Ст См СА. СрР .
(3-67)
Найденное значение Сп_ ср должно удовлетворять условию
(3-22). Если это условие не выполняется, то следует выбрать дру-
гой конденсатор настройки. Если же неравенство (3-22) оказы-
вается очень сильным, то следует найти Сп.ср по этой формуле,
приняв в ней равенство, и включить параллельно СГ1 дополни-
тельный конденсатор
Сд — С\ Сы СА. СрР — Сп ср.	(3-68)
Определяем fcp по формулам (3-25)—(3-27). Для трех частот
диапазона Двн, Др, Дакс находим р по формуле (3-28);
^А. к 1
СА.ср Р	4^>А.кС2.
Са’ср (ЦгУ - 1
(3-69)
52
по формуле (3-31);
gr по формуле (3-33);
<2ВХ= —(3-71)
Для тех же частот вычисляем Л(вх. о и Л/^х по форму-
лам (3-35) и (3-36); Л\р по формулам § 2-4 или по эксперименталь-
ным кривым; RK1 и £а?ш по формулам (3-37) и (3-38).
Для той из частот диапазона, которая ближе к промежуточной,
находим относительное ослабление канала промежуточной ча-
стоты по формуле (3-59).
Для частоты fMaKC определяем относительное ослабление зер-
кального канала по формуле (3-60).
Резонансные характеристики, если они нужны, рассчитываем
по формуле (3-44).
Пример расчета
Исходные данные-. С. = 10 пф, АС. = 3 пф; С „ = 5 пф, АС = 1 пф;
А. ср	~ А	вх	вх
kH — 0,3. Остальные данные те же, что в примере § 3-1.
Расчет. Как в примере § 3-1, выбираем Л1мин= 1,75 и находим С" =
= 3300 пф ± 10%, С2 = 3618 пф, Ct = 32 пф, CK.MBH = 45,5 пф, Ск, макс =
= 461 пф, LK = 212 мкгн.
По формулам (3-б1)—(3-66), приняв kA к = 0,4, определяем Сд ср = 15 пф;
АС'а = 4 пф; КА = 1,32; Кук = 3,08; LA к = 51 мкгн; р = 0,348.
По кривым рис. 3-4 при %. в = 0,3 и р = 0,348 находим k2, = 0,49, т. е.
йд = k = 0,7. Следовательно, первоначальная оценка величины йд к оказа-
лась очень грубой. Поэтому, приняв йА. к = 0,7, производим перерасчет по фор-
мулам (3-64)—(3-66). Получаем Кук = 5,15; Lд к = 18,4 мкгн; р = 0,164, й2 =
= 0,3, kA = 0,55. Совпадение еще не совсем хорошее. Поэтому, приняв йд к’=
= 0,6, производим второй перерасчет. Получаем Кук = 4,35; Лд к = 25,8 мкгн;
р~ 0,217; й2 = 0,37; йДк = 0,61. Теперь совпадение вполне удовлетворитель-
ное, поэтому останавливаемся на полученных значениях.
По формуле (3-67) находим Сп.ср = 21 пф. Так как неравенство (3-22) оказы-
вается очень сильным, то принимаем Сп.ср = 11 пф и по формуле (3-68) опреде-
ляем Сд = 10 пф. Как в примере § 3-1, fcp = 1095 кгц и на частоте fMBH р =
= 680 ом. Далее для этой же частоты по формуле (3-69) находим ад = 6,6-10“ 4.
По формулам (3-31), (3-70), (3-33), (3-71), (3-35) и (3-36) находим рг = 0,126,
1,55, gr = 0,93• 10~3 сим, QBX = 60,5; Квх.о = 5-10" 3; AFBX — 8,44 кгц.
Как и в примере § 3-1, В = 1,12, Смин = 1,18-10“3 сим, D = 40 ом, Л;'тр =
= 2,43, Дк1 = 6,8 ом. Далее по формуле (3-38) Е^ш = 2300 мкв.
Результаты расчетов для двух других частот приведены в табл. 3-3.
Как видно из таблицы, существенным недостатком рассчитанной схемы
является резкое уменьшение Квх.ои, как следствие, чувствительности на длинно-
волновом конце диапазона. Из расчета ад можно заключить, что причиной умень-
шения Квх о является приближение к последовательному резонансу цепочки Лд к)
53
Таблица 3-3
3* м	р, ом	“А	Р1	Ч	3 3 U 1ЭД	X и О’	*вх. о	1 гг м м д ь,	"тр	3 ©	3
510	680	6,6- 10-4	0,126	1,55	0,93	60,5	5-10~3	8,44	2,43	6,8	2300
1095	1460	0,014	2,73- 10-2	15,3	9,18	94	3,6- 10'2	11,7	1,62	14,6	130
1655	2210	0,036	1,2- 10-2	52,5	31,5	98	4,25- 10~2	16,9	2,42	22,1	71
С" (С2). Если существенно увеличить С.2, приняв, например, С" ~ 6800 ± 10%,
то *вх о и на частоте fMHH изменятся незначительно, но на других часто-'
тах передача уменьшится приблизительно вдвое, а Е.г во столько же раз
возрастет.
Можно положить в основу расчета большее значение например, =
= 0,5. Это приведет к росту Ед и, как следствие, к росту /<вх ои уменьшению
ЕА£ш на частотах f и /ыакс приблизительно в 2,5 раза, а на частоте /мин прибли-
зительно в 7 раз.
С
3-4. Одноконтурная входная цепь
с трансформаторной связью с антенной и транзистором
Принципиальная схема входной цепи, подлежащей расчету,
представлена на рис. 3-5. Для антенной цепи возможен как режим
удлинения, так и режим укорочения. Емкость Суд может быть
Рис. 3-5.
равна нулю. Некоторая емкость С всегда существует (конструк-
тивная емкость между катушками); чтобы выравнять усйление
по диапазону, эта емкость может быть увеличена путем включе-
ния дополнительного конденсатора, т. е. может быть применена
комбинированная связь с антенной.
54
Порядок расчета следующий: находим емкость С1; соответ-
ствующую требуемому коэффициенту перекрытия диапазона:
с ______
_ н. макс 'д н. мин
G1 —	—---------•	(3-/2)
Выбираем среднюю емкость подстроечного конденсатора
Сп. cP=C1-CL-CM,	(3-73)
где CL и См — емкости катушки и монтажа.
Значение Сп. ср должно удовлетворять условию (3-22). Если
это условие не выполняется, то следует выбрать другой конденса-
тор настройки. Если же неравенство в (3-22) оказывается очень
сильным, то следует найти Сп. ср по формуле (3-22), заменив знак
неравенства на равенство и включить параллельно Сп допол-
нительный конденсатор с емкостью
Сд=С1-См-Сь-Сп.ср.	(3-74)
Далее находим
^к. макс — ^1 Сц. макс	(3'75)
и по формуле (3-24) LK.	<
Выбираем добротность катушки связи QLA к (обычно QLA к =
= 20 ч-30).
Исходя из желаемого характера зависимости Двх. 0 от частоты,
выбираем режим работы входной цепи: режим удлинения, комби-
нированной связи или укорочения.
В режиме удлинения нетрудно добиться, чтобы неравномер-
ность коэффициента передачи по диапазону не превышала 1,5-5-2.
С повышением частоты Квх.о уменьшается.
При комбинированной связи можно получить одинаковые зна-
чения Квх.о на концах диапазона с небольшим провалом в сере-
дине, но необходима дополнительная деталь — конденсатор С.
Иногда может оказаться достаточной емкость между катушками.
Уместно напомнить, что при неправильно выбранных направле-
ниях витков катушек Лк и ЛА. к конденсатор С не уменьшает,
а увеличивает неравномерность передачи.
В режиме укорочения Д"вх. 0 с повышением частоты увеличи-
вается. Неравномерность коэффициента передачи имеет порядок
Как правило, этот режим оказывается невыгодным.
Дальнейший порядок расчета зависит от выбранного режима.
В случае режима удлинения задаем допустимую неравномер-
ность коэффициента передачи Н и находим три значения коэффи-
фициента удлинения:
а)	соответствующее Н:
^уд-н = “Кд-	/7 — 1	’	(3‘76)
55
б)	соответствующее наибольшей величине L-,. к = Ед. к. м, реа-
лизуемой без больших трудностей:
Луд/. — 2л)ми11 V^EA; к. м (Сд. ср АСд);	(3-77)
в)	обеспечивающее наибольший коэффициент передачи в худ-
шей точке диапазона (на /макс) — Луд.к.
Последнее значение равно большему из двух, найденных по
формулам (3-78) и (3-79).	*
ТСуд. к =	2	1 -f- (Сд ср —АСд) Qla. kRa ; (3-78)
Луд. к ±= Vа + Уа2 — Ь,	(3-79)
где
а = Q.LA. к
32£ п-Лин (Сд. ср АСд) Лд •
(3-80)
b == _QM- !L .
16^
(3-81)
Если в формуле (3-79) число под любым из корней оказывается
отрицательным, то Луд. к = Луд. к.
Если Луд. н > Луд. к> то принимаем Луд = Луд. „ Если
ЛудЬ Луд. к	Луд. п> ТО Принимаем Луд Луд. к*
Если ЛУдд <Луд. к > ЛУд. н> то принимаем Луд равным боль-
шему ИЗ Луд. Н И ЛудД-
В случае режима комбинированной связи находим Лудт. и
Луд. к как указано выше и выбираем Луд равным меньшему из
этих двух значений.
В случае режима укорочения определяем Ла и Лук.кр по фор-
мулам (3-48) и (3-49) и выбираем Лук Лук. кр согласно указа-
ниям § 3-2.
В режимах удлинения и комбинированной связи, если принято
Луд = ЛудД, то Ед. к = Ед.к. м И Суд = 0. Если принято Луд <
Луд£, то.
у
ЕА к = —к-2---------------.	(3-82)
4л2(2мнн У А. ср - АСд)	V ’
В этом случае тоже Суд — 0. Если же принято Луд > ЛУдд, то
считаем Ед. к = Ед. к. м и получаем
№ *
 Суа = 7^Г-7---------са.ср + АСд.	(3-83)
• мнн^А. к. м
В случае режима укорочения Суд = 0, а ЕА. к находим по
формуле (3-52).
56
В режимах удлинения и комбинированной связи
Ra = Ra
'а.сР+^а+Суд .
А. ср ~ ДСЛ + Суд
< СА.^ V.
I СА. ср + Суд /
п	_ fмин А. к
*^LA. к. мин	(j
4LA. к
(3-84)
(3-85)
(3-86)
(Если Суд = 0, то К'А = КА, Ra = Ra.)
В режиме укорочения RLA. к. макс находим по формуле (3-54а).
Вычисляем Xuf и Ащ по формулам (3-1) и (3-2). Большую
из найденных величин обозначаем А1МНН. Если получается Л1МИН <
<1, то во избежание существенного ухудшения избирательности
и уменьшения коэффициента передачи входной цепи в конце диа-
пазона (вблизи /макс) рекомендуется принять Л1МИН — 1-
Определяем необходимую конструктивную добротность кон-
тура
Q = д/мнн (1 4-т-Чг)-	(3'8?)
прес. мнн \	^ЧмннАц /
Если полученная добротность так велика, что ее невозможно
обеспечить при допустимых размерах катушки контура, то за-
даем наибольшую конструктивно осуществимую добротность.
Далее определяем два наибольших значения коэффициента связи
kAf и ks между катушками LA. к и LK (см. § 3-2). В режиме удли-
нения и комбинированной связи
В режиме укорочения пользуемся формулами (3-53) и (3-54).
Принимаем для каждого из режимов меньшее из двух найден-
ных значений и обозначаем его kA. к. Если расчет выполнен пра-
вильно, то в режиме укорочения должно быть kAf ks-
В случае комбинированной связи находим

(3-90)
с,	("'-О^а-к
4^мвв/^А.кДк(^-"') ’
57
Найденное по формуле (3-90) Н' представляет собою неравно-
мерность коэффициента передачи в режиме удлинения при коэф-
фициенте удлинения КУд и среднем значении емкости антенны
без учета изменения QBX с частотой настройки. Последнее изме-
нение может, однако, оказаться заметным. Поэтому при расчете С
по формуле (3-91) вместо Н' лучше использовать неравномерность
передачи в указанном выше режиме, найденную с учетом измене-
ния QBX, для чего предварительно следует произвести расчет/СвХ.о
в этом режиме на частотах [ыаа и fMaKC.
В случае режимов удлинения и укорочения специального кон-
денсатора С' не ставим и считаем С' = 0.
При всех трех режимах
Ск. мин — G. + Сн. мин;	(3-92)
„	  1 / 2л/максСк. мин	.	/п пп\
К  Q^Am™	’	<3’93)
LK.T=LK-^--	(3-94)
^К. т
Величина g'11 должна соответствовать частоте /макС.
Величина kK. т (коэффициент связи между катушками LK и
LK. т) должна быть по возможности ближе к единице, однако еВли
индуктивность LK, т получается настолько малой, что ее трудно
реализовать, то следует принять наименьшее легко реализуемое
значение LK. т и найти
(3-95)
г Ьк. т
Вычисляем /ср по формуле (3-25), где
Ск. ср = Ci + ^н. ср>	(3-96)
а Си. ср определяем по формуле (3-27).
Для трех частот диапазона /мин, /ср, /’макс вычисляем р по
формуле (3-28) в режимах удлинения и комбинированной связи:
(3-97)
в режиме укорочения
«л =
»
(3-98)
58
независимо от режима
2nf..L.
=	(3-99)
4 LA. к
«k.u = «A+*LA.K;	(З-ЮО)
1МА. 0, Alt gr, QBX по формулам (3-58), (3-32)—(3-34) и AFBX по
формуле (3-36);
в режиме удлинения
/Свх. О = «а	Qb*Pi;	(3-101)
' А. ср ~Г уд
в режиме укорочения
tfBx.o = aAQBXPi.	(3-102)
Минимальное значение А] (на /макс) и минимальное значе-
ние AFBX (на /мин), получающиеся в результате расчета по изло-
женной методике, всегда 'несколько отличаются от требуемой
полосы AFnpec. мии и принятого значения Л1МИН. Это объясняется
пренебрежением реакцией антенны в формуле (3-87). Если разница
по полосе пропускания превышает 10—15%, то целесообразно
произвести перерасчет, начиная с выбора kA.к. При этом надо
задать новое значение Q, равное прежнему, умноженному на
.	вх—, где AFBX — полученная полоса пропускания на /мин.
прес. мин
Независимо от режима находим Мтр по формулам § 2-4 или
по экспериментальным кривым, RK1 и £А?Ш по формулам (3-37)
и (3-38).
Для той из частот диапазона, которая ближе к промежуточной
проме-
частоте приемника, определяем относительное
жуточной частоты.
А. В
режиме удлинения и комбинированной связи
2
£/вх. пч
= 10 lg (1 + Йч) - 20 lg>
/о

2
4Л
Б. В
— 201g 1
режиме укорочения
feA. т	Л_________1
,,k , Г	Д
(3-103)
Уах. пч
= 10 lg (1 + £2пч) - 20 lg
/о
^макс \2 ,/2 v-	।
fo ) ЛУкЛа	*
макс ' n
/пч
— I
— 201g 1
k	I	fl
WA. т	/	i	’0
k, k	I	yr
Ai К K« T \	/ цц
[56].
(3-104)
59
В обоих случаях £пч определяем по формуле (3-40), a kA. т
представляет собою коэффициент связи между катушками Ла. к
и Лк. т.
Если полученное ослабление меньше требуемого, то необхо-
димо применить фильтр промежуточной частоты.
Для частоты /макС находим относительное ослабление зеркаль-
ного канала:
в режиме удлинения и комбинированной связи
—!—= 10 1g (1-Нз. к) - 20
Увх. з. к	/макс
№уЛа-1
(3-105)
в режиме укорочения
— = 101g(l + Й. к)- 20 Ig./^-
. з. к	7 макс
В обоих случаях £3.к'определяем по формуле (3-42), а йА т
имеет тот же смысл, что и в (3-103) и (3-104).
Резонансные характеристики, если они нужны, рассчитываем
по формуле (3-44).
В случае комбинированной связи формулы (3-105) и (3-106)
не учитывают влияния емкости С'.
Примеры расчета
Исходные данные те же, что в примере § 3-1.
Расчет. По формулам (3-72) и (3-73) получаем Сд = 41,6 пф; Сп. Ср = 27,6 пф.
Так как неравенство в (3-22) оказывается очень сильным, то принимаем
Сп.ср= 9,6 пф и по формуле (3-74) находим Сд = 18 пф.
По формулам (3-75) и (3-.24) получаем Ск.макс = 541,6 пф; LK = 180 мкгн.
Принимаем QLA к = 30-
Далее производим расчет поочередно для всех трех режимов: удлинения,
комбинированной связи и укорочения.
Для режима удлинения задаем допустимую неравномерность //=1,5 и,
полагая Сд к м = 5 мгн> находим по формулам (3-76)—(3-81) Куд.н = 1,68;
К l=1,96; Кудк=1,86; а =4,38; 6=9,38; K'w.k=2,75; Куд к =
= 2,75.
Так как /Суд l << ^уд. к /Суд. н и /^уд. L	Л^уд.н»	принимаем /СУд —
~ 1^уд.Ь~ 1,96, /.д. к 1-А.к.м " 6 мен и Суд 0.
По формулам (3-84) и (3-86) определяем Кд— 1’53 и ^LA.K.vm~
= 533 ом.
60
По формулам (3-1) и (3-2), как и в примере § 3-1, находим Л1Д/Г = 1,5, Л1Д^ <
<0. Принимаем Л1МИН = 1,5.
По формуле (3-87) вычисляем Q = 77.
По формулам (3-88) и (3-89) определяем = 0,174; ks = 0,215. Прини-
маем /гд к = 0,174.
По формулам (3-92)—(3-94), приняв /гкт = 0,8, находим Скмнн = 51,6 пф-,
р1=8,8-10-2; Z-k.t = 2,18 мкгн.
По формулам (3-27), (3-96) и (3-25) находим Сн.ср = 71 пф; Ск,ср= 112,6 пф;
fcp= Н20 кгц.
Для частоты )мин по формуле (3-28) вычисляем р = 577 ом; по формулам (3-97),
(3-99) и (3-100) ад = 3,98-10" 2; Rla к= 533 ом, Ra ц= 613 ом; по форму-
лам (3-58), (З-'Зг)—(3-34) определяем' 1/ЛАо = 0,129; Лг= 5,47; ^Г=3,28Х
X 10"3 сим; QBX = 57,6; по формулам (3-101) и (3-36) Квх.0 = 0,195; AFBX =
= 8,85 кгц.
 Полученное значение AFBX отличается от требуемого ДТ'прес.мин на 10,6%,
что можно считать допустимым.
Принимаем, как в примере .§ 3-1, В = 1,12, Смин = 1,18-10"3 сим, D =
= 40 ом и по формуле (2-34) находим Nrp = 1,50.
По формулам (3-37) и (3-38) RK1 = 7,5 ом; Ддгш = 31,4 мкв.
Результаты расчета для двух других частот приведены в табл. 3-4.
Таблица 3-4
J, кгц	р, ом 1	С <3	wo *я *V7^	wo	<? г		wnow	0 O’	о >< и	AfBX, кгц	О.	3 о S	В кл С
510	577	3,98-Ю"2	533	613	0,129	5,47	3,28	57,6	0,195	8,85	1,50	7,5	31,4
1120	1270	3,42-10"2	1170	1250	8,86-10"2	2,49	1,49	50,4	.0,152	22,2	1,97	16,5	62,1
1655	1850	3,36-10"2	1730	1810	8,51-Ю"2	1,64	0,985	44	0,130	37,6	2,36	24,4	84,2
Для частоты fMHH находим по формулам (3-40) и (3-103) при йд.т=0,1
sn„ = —Ю,5; —— = 19,5 дб.
Увх. пч
Для частоты (макс определяем по формулам (3-42) и (3-105) при кд. т= ОД
?з.к = 40,8; --!----= 34,4 дб.
Увх.з.к
Из табл. 3-4 видно, что неравномерность передачи Н = 1,5 совпадает с за-
данной.
Сопоставление полученных результатов с результатами примера § 3-1 пока-
зывает, что в среднем по диапазону RBX.O и £д^ш у входной цепи при внешней
емкостной связи с антенной и внутренней емкостной связи с транзистором лучше
и существенно больше ослабление зеркального канала.
Для режима комбинированной связи, как и для режима удлинения, выби-
раем /(уд = 1,96, поэтому опять Суд = 0, Ад к = 5 мгн, К а = 1,53, Рд к мин =
= 533 ом, Л1МНН = 1,5, Q = 77, йд.к= 0,174, р±= 8,8-10" 2, LK.T = 2,'18 мкгн.
Далее, используя неравномерность, полученную в режиме удлинения,
находим по формуле (3-91) С' = 1 пф. Эта емкость настолько незначительна, что,
вероятно, специального конденсатора не потребуется, а будет достаточна кон-
структивная емкость между катушками. Одиако окончательно этот вопрос может
быть решен только при испытаниях лабораторного образца.
Теперь для частоты )мин по формуле (3-97) вычисляем ад = 4,22-10"2.
Результаты всех остальных расчетов, кроме значений р, Rla.k, Рд.ци Rk,
которые остаются теми же, что и в режиме удлинения, приведены в табл. 3-5.
61
Таблица 3- 5
Л кгц	аА	1 А А	At	£Г’ At С UAL	<2ВХ	^вх. о	dFBX’ кгц	^тр	вА£ш- мкв
510	4,22- 10~2	0,146	5,58	3,34	57,0	0,212	8,95	1,61	30,7
1120	4,10-10~2	0,127	2,48	1,49	48,7	0,177	23,0	1,97	51,9
1655	5,4- 10’2	0,220	1,84	1,10	40,8	0,194	40,5	2,23	52,0
Для режима укорочения по формулам (3-48), (3-49), (3-52) и (3-54а) находим,
как в примере § 3-2, /(Л = 1,53, Кук = 1,65, Ад.к= 19,5 мкгн, ДлА.к.макс =
= 6,75 ом. Далее Суд = 0 и, как в режимах удлинения и комбинированной связи,
А± мин = 1,5, Q— 77,	= 8,8-10-2, Z,K. т = 2,18 мкгн, fcp = 1060 кгц.
По формулам (3-53) и (3-54) находим k = 0,157, ks = 0,149 (разница по
сравнению с примером § 3-2 только за счет другого значения Q), принимаем
йА.к = 0,149.
Для частоты 510 кгц р= 577 ом и по формулам (3-98)—(3-100) получаем
аА= 1,О6-1О~2; RLA к = 2,08 ом; /?'Л = 82,08 ом, а по формулам (3-58),
(3-32)—(3-34), (3-102) и (3-36) находим 1/Л = Пб-Ю'^Л^ 4,85; gr = 2,91 X
X 10" 3 сим; QBX = 63,9; ДвХ.о = 5,97 10~2; AFBX= 8 кгц. Далее по формулам
(2-34), (3-37) и (3-38) определяем Л'тр = 1,64; /?к1 = 7,5 ом; Сд^ш =- 123 мкв.
Результаты расчета для двух других частот приведены в табл. 3-6.
Таблица 3-6
510
1120
1655
577 1.O6-1O22
1270 5,62-10~2
1850 14,3-10-2
63,9
52,4
44,3
7,5 123
16,5 38,6
24,4 19,8
Для частоты /ми„ по формулам (3-40) и (3-104) вычисляем £Пч = —11,6!
1/г/вх. пч = 23,0 дб, а для частоты fMaKC по формулам (3-42) и (3-106) получаем
?з. к= 41,1; 1/Увх.з.к= 21,5 дб.
Ослабление канала промежуточной частоты в данном случае несколько лучше,
но ослабление зеркального канала много хуже, чем при режиме удлинения.
3-5. Двухконтурная входная цепь
Принципиальная схема входной цепи, подлежащей расчету,
представлена в трех вариантах на рис. 3-6. Во всех трех
вариантах связь между контурами комбинированная: в вариан-
тах а и б — трансформаторная и внутренняя емкостная, а в ва-
рианте в — внешняя и внутренняя емкостная. Такая связь поз-
воляет сохранить ширину полосы пропускания почти неизменной
в пределах диапазона.
В варианте а катушки контуров LK связаны между собой сла-
бой магнитной связью (А1-2	1). Преимущество этого варианта —
минимальное количество деталей.
62
63
В варианте б трансформаторная связь осуществляется с по-
мощью небольших дополнительных катушек Ла, не имеющих маг-
нитной связи с основными катушками контуров Лк. Коэффициент
связи ^1.2 между катушками L2 при этом желательно иметь воз-
можно большим, а магнитная связь между обеими Лк должна прак-
тически отсутствовать. Этот вариант представляет большую кон-
структивную свободу, чем первый (пары катушек Z,A kLk, L2L2;
ЕкЛк. т могут быть расположены произвольно относительно друг
друга при условии соответствующего экранирования), но требует
двух дополнительных катушек невозможно, экранов.
В варианте в проще всего осуществить нужную связь между
контурами, но необходима дополнительная деталь — конденса-
тор С”, а пары катушек Z,A.K LK и LKLK. т должны быть или сильно
взаимно разнесены, или, что предпочтительнее, экранированы
друг от друга, чтобы устранить магнитную связь.
Емкость СУд может быть равна нулю. Некоторая емкость С'
всегда существует (конструктивная емкость между катушками);
чтобы выравнить усиление по диапазону, эта емкость может быть
увеличена путем включения дополнительного конденсатора, т. е.
может быть применена комбинированная связь с антенной. По-
рядок расчета следующий.
Находим нужное значение собственной (конструктивной) доб-
ротности контура
Q„ =	1 (3407)
А/* прес
где ДЕпрес — нужная полоса пропускания преселектора (пред-
полагается, что других избирательных элементов преселектор не
содержит и поэтому его полоса пропускания совпадает с полосой
пропускания входной цепи).
Если найденная добротность не превышает наибольшей кон-
структивно осуществимой добротности QM, то принимаем Q = Q„.
В противном случае принимаем Q = QM. При этом полоса про-
пускания входной цепи получится приблизительно в раз
Чм
больше нужного значения.
Определяем нужное значение сопротивления связи между кон-
турами:
•^1.2н —
0,7ДГпрес-^(^-1)
х/макс (^н. макс ^н. мии
(3-108)
где QH и Q — нужное и фактически принятое значения доброт-
ности.
Если Q существенно меньше, чем QH, то для получения более
узкой полосы пропускания можно принять несколько меньшее
64
значение чем полученное по формуле (3-108) (в и даже
более раз). При этом одновременно с уменьшением полосы пропу-
скания возрастет ее неравномерность в пределах диапазона и,
что нежелательно, упадет реальная чувствительность на высоко-
частотном конце диапазона. Следует также иметь в виду, что
уменьшение полосы пропускания за счет ослабления связи между
контурами не приводит к заметному изменению ослаблений зер-
кального канала и канала промежуточной частоты, но сильно по-
вышает избирательность входной цепи по отношению к соседнему
каналу. Это ведет к ослаблению перекрестной модуляции.
Целесообразно произвести расчет для двух-трех значений х12н
и выбрать лучший вариант.
Находим емкость С2:
в вариантах а и б
С =	.
Л'/макЛ.гя ’
(3-109)

(3-110)
в варианте в
^ГМинХ1,2н V Лд^“д-П
Выбираем ближайшее к найденному значение С2 соответствую-
щее ГОСТ ±5%. Определяем емкость С± по формуле (3-10) или
(3-11). Чтобы убедиться в правильности полученного значения С1(
вычисляем минимальную и максимальную емкости контура (Ск. мин
и Ск. макс) по формулам (3-15) и (3-12) и проверяем выполнение
равенства (3-16).
Далее находим среднюю емкость подстроечного конденса-
тора Сп. сР по формуле (3-46), полученная емкость должна удовле-
творять условию (3-22). Если это условие не удовлетворяется, то
следует выбрать другой конденсатор настройки. Если же нера-
венство (3-22) оказывается очень сильным, то следует найти Сп ср
по этой формуле, приняв в ней равенство, и включить параллельно
С„ дополнительный конденсатор с емкостью Сд, найденной по
формуле (3-47).
Определяем полную' индуктивность контура LK по фор-
муле (3-24).
Выбираем добротность катушки связи QLA к (обычно QLA к =
= 20-ь 30).
Выбираем вид связи с антенной цепью (чисто трансформатор-
ная в режиме удлинения или комбинированная), задаем допусти-
мую неравномерность коэффициента передачи Н, вычисляем зна-
чения /Суд н, /<удЬ, Дуд к и Дуд к по формулам (3-76)—(3-81) и
выбираем величину /Суд как указано в § 3-4.
Если принято /Суд /Судто Ед. к Ед. к. м и Суд = 0. Если
принято /суд </Суд/_, то Суд = 0, а ЕА. к находим по формуле
5
Д. Н. Шапиро Зак. 2212
65
В варианте б трансформаторная связь осуществляется с по-
мощью небольших дополнительных катушек Л2> не имеющих маг-
нитной связи с основными катушками контуров LK. Коэффициент
связи 61.2 между катушками L2 ПРИ этом желательно иметь воз-
можно большим, а магнитная связь между обеими LK должна прак-
тически отсутствовать. Этот вариант представляет большую кон-
структивную свободу, чем первый (пары катушек Аа. КАК,
т могут быть расположены произвольно относительно друг
друга при условии соответствующего экранирования), но требует
двух дополнительных катушек и, возможно, экранов.
В варианте в проще всего осуществить нужную связь между
контурами, но необходима дополнительная деталь — конденса-
тор С", а пары катушек ЛА к LK и LKLK. т должны быть или сильно
взаимно разнесены, или, что предпочтительнее, экранированы
друг от друга, чтобы устранить магнитную связь.
Емкость Суд может быть равна нулю. Некоторая емкость С'
всегда существует (конструктивная емкость между катушками);
чтобы выравнить усиление по диапазону, эта емкость может быть
увеличена путем включения дополнительного конденсатора, т. е.
может быть применена комбинированная связь с антенной. По-
рядок расчета следующий.
Находим нужное значение собственной (конструктивной) доб-
ротности контура
QH =	‘ (3-Ю7)
Аг прес
где ДЕпрес — нужная полоса пропускания преселектора (пред-
полагается, что других избирательных элементов преселектор не
содержит и поэтому его полоса пропускания совпадает с полосой
пропускания входной цепи).
Если найденная добротность не превышает наибольшей кон-
структивно осуществимой добротности QM, то принимаем Q = QH.
В противном случае принимаем Q = QM. При этом полоса про-
'	(У
пускания входной цепи получится приблизительно в раз
больше нужного значения.
Определяем нужное значение сопротивления связи между кон-
турами:
*1.2К —
0,7AFnPec	- 1)
г/макс (^н. макс	^н. мнн
(3-108)
где QH и Q — нужное и фактически принятое значения доброт-
ности.
Если Q существенно меньше, чем QH, то для получения более
узкой полосы пропускания можно принять несколько меньшее
64
значение х1.2н, чем полученное по формуле (3-108) (в ~~~ и даже
более раз). При этом одновременно с уменьшением полосы пропу-
скания возрастет ее неравномерность в пределах диапазона и,
что нежелательно, упадет реальная чувствительность на высоко-
частотном конце диапазона. Следует также иметь в виду, что
уменьшение полосы пропускания за счет ослабления связи между
контурами не приводит к заметному изменению ослаблений зер-
кального канала и канала промежуточной частоты, но сильно по-
вышает избирательность входной цепи по отношению к соседнему
каналу. Это ведет к ослаблению перекрестной модуляции.
Целесообразно произвести расчет для двух-трех значений х^,
и выбрать лучший вариант.
Находим емкость С2:
в вариантах а а б
С ___ Кц .
2 •^/макЛ.гн ’
(3-109)
в варианте в

Выбираем ближайшее к найденному значение С2 соответствую-
щее ГОСТ ±5%. Определяем емкость Сх по формуле (3-10) или
(3-11). Чтобы убедиться в правильности полученного значения Сх,
вычисляем минимальную и максимальную емкости контура (Ск. мии
и Ск. макс) по формулам (3-15) и (3-12) и проверяем выполнение
равенства (3-16).
Далее находим среднюю емкость подстроечного конденса-
тора Сп. ср по формуле (3-46), полученная емкость должна удовле-
творять условию (3-22). Если это условие не удовлетворяется, то
следует выбрать другой конденсатор настройки. Если же нера-
венство (3-22) оказывается очень сильным, то следует найти Сп. ср
по этой формуле, приняв в ней равенство, и включить параллельно
С„ дополнительный конденсатор с емкостью Сд, найденной по
формуле (3-47).
Определяем полную' индуктивность контура LK по фор-
муле (3-24).
Выбираем добротность катушки связи QLA к (обычно QLA к =
= 20^-30).
Выбираем вид связи с антенной цепью (чисто трансформатор-
ная в режиме удлинения или комбинированная), задаем допусти-
мую неравномерность коэффициента передачи Н, вычисляем зна-
чения Дуд н, КулЬ, Дуд. к И Дуд к по формулам (3-76)—(3-81) и
выбираем величину Дуд как указано в § 3-4.
Если принято Дуд = Дуд/_, то LA. к = LA. к.м и Суд = 0. Если
принято Дуд < Дуд L, то СУд = 0, а ЛА. к находим по формуле
5
Д. Н. Шапиро Зак. 2212
65
(3-82). Если же принято/СУд > Л'Уд/., то принимаем ЛА.К = /,А.К. м
и определяем Суд по формуле (3-83).
Значения /Сд, /?А и Z?LA. к. мин находим по формулам (3-84)—
(3-86), a kAf и ks — по формулам (3-88) и (3-89). Принимаем
для коэффициента связи /гА. к между LA.K и полной индуктив-
ностью контура LK меньшее из последних двух значений. В ва-
рианте б коэффициент связи между катушками LA.K и LK должен
быть несколько больше, чем kA. к, но так как L2 L', то эта
разница практически несущественна.
Для варианта а коэффициент связи между катушками обоих
контуров
(3-1И)
^/МНН V Лд£-к
В варианте б принимаем для k\ 2 наибольшее значение, кото-
рое можно конструктивно реализовать без больших затрудне-
ний, и находим
Л2 =-----........ .	(3-112)
ЧШУМ1.2	'
Если полученное значение L2 так мало, что его трудно реали-
зовать, то выбираем наименьшее легко реализуемое значение Ь2
и определяем
k{ 2 =---Х1-2"	.	(3-113)
4л/мин V K-.L,,	7
Так как L2 С Ек, то принимаем L'K = LK.
Для варианта в находим нужное значение емкости С" в пред-
положении, что она подключена к верхним концам катушек обоих '
контуров
х,.,.(Гкд—Ж)
С,~8<..<.Ж+4-*д-'С	(3'“4)
Принимаем для С" значение, ближайшее к найденному, соот-
ветствующее ГОСТ ±5%. Если же найденное значение так мало,
что конденсаторов с соответствующими номиналами емкостей не
существует, то принимаем для С" значение порядка нескольких
пикофарад (по ГОСТ ±5%) и подключаем конденсатор не к верх-
ним точкам катушек, а к отводам. При этом находим соответствую-
щий коэффициент включения (полагаем обе катушки одинаковыми):
Р=]/ГС^’	(3-115)
где С" и С" — найденное по формуле (3-114) и фактически при-
нятое значения емкости.
66
Исходя из коэффициента связи 1ги. в между нижней (LH) и верх-
ней (LB) частью каждой из контурных катушек, который можно
конструктивно обеспечить, и найденной величины р, по кривым
рис. 3-4 находим коэффициент связи k между нижней частью ка-
тушки и всей катушкой, после чего находим индуктивность нижней
части катушки по формуле:
п2
LH = LK^.	(3-116)
Если применяется комбинированная связь с антенной, то на-
ходим Н' и С по формулам (3-90) и (3-91).
Находим три наименьших значения показателя связи транзи-
стора со вторым контуром Alt при которых:
а)	возможное относительное изменение активной составляющей
входной проводимости транзистора 6gxl приводит к относитель-
ному изменению ширины полосы пропускания этого контура, не
превышающему (рекомендуется 0,2):
Адк = ^6^(1 +4-)-i;	(3-117)
feAF \ Ад/
б)	возможное относительное изменение реактивной составляю-
щей входной проводимости транзистора в условиях, когда нельзя
пользоваться подстроечным конденсатором, 8b u изменяет частоту
настройки этого контура на величину Д/, не превышающую
£дгДЕк (рекомендуется 0,2),
= ^-6&u|tg<pn|(l +-)-!,	(3-И8)
'	Ад/
гДе tg <рц на частоте /макс;
в)	коэффициент расширения полосы пропускания второго кон-
тура {по сравнению с его собственной полосой пропускания) за
счет сопротивления, вносимого в него транзистором, не превы-
шает допустимого значения S,
S — 1 [ 1 + ( 2КД ) ] •	(З'119)
Рекомендуется S 1,3. С увеличением S растет разница между
добротностями эквивалентных контуров на частоте /Макс, что при
некоторой взаимной расстройке, которая всегда неизбежна, ведет
к асимметрии резонансной характеристики. С уменьшением S
уменьшается коэффициент передачи входной цепи и реальная
чувствительность приемника. Большее из найденных значений А±
обозначаем Л1МИН. Находим
(3-120)
где gY1 берется для частоты Д16кс.
5;
67
Определяем Д. т по формуле (3-94) или, задавшись минималь-
ным легко реализуемым значением LK. т, находим 1гк. т по фор-
муле (3-95).
Вычисляем /ср по формулам (3-25)—(3-27).
Для трех частот диапазона /Мин, /сР, /Макс находим: р по фор-
муле (3-28); аА, RLA.K, Т?А. ц по формулам (3-97), (3-99), (3-100);
1МАо по формуле (3-58). Далее для схем рис. 3-6 определяем
в вариантах а и б
Л'1 = ! , I &i. 2Д;	(3.121)
%!. 2-2л/0Л1 Н 2я^ ,	(3-122)
в варианте в	
х =	1 Г, , с"р2с2 1. Ь2	2^0С2 L	1 (Сн + СхН’	(3-123)
во всех вариантах	
_ Xj, 2Q . Р ’	(3-124)
1	/->2 ~д = SnpQpr, Л1О	(3-125)
1 + 8' + д		
А — А	Ао	(3-126)
Л1О	j	,	
1 + д ЛАо	
gr по формуле (3-33);	
О —	®		•	(3-127)
^1э 	1 у	
i+f- ЛАо	
Q — Q .	(3-128)
Х2Э 		j ,	
1 + Д10	
<2э = |/ СЬэСгэ»	(3-129)
./ <?э fc Ь Q ’	(3-130)
ТСвх. 0 ФаФэР1 1 [' g2 , 					(3-131)
(3-132)
AF = —
U вх О-
Qs[/e2 + 2e— 1, если е> 1;
68
затем определяем gT по формуле (3-33), по формулам § 2-4
или по экспериментальным кривым, 7?к1 по формуле (3-37) и
Едгш = 1,25-10-10 —
лун >	та
Ек1ДЕЛ/гр
е2
(3-133)
В последней формуле приближенно принимаем ДЕ = ДЕпРес.
Для той из частот диапазона, которая ближе к промежуточной,
находим относительное ослабление канала промежуточной частоты:
~—== ю1ёП1 + 82(^У-йчГ+ 4g2J-
£/вх. пч	L	\ л1. 2 /	J	J
— 20 1g I
I х1.2
— 20 1g ф1 — 20 1g
/о
(1 +е2){5б], если e==gl;
2е[дб], если 1,
(3-134)
где хх. 2пч определяется по формулам (3-122) или (3-123) с /0 = /Пч>‘
_____ Г) [ /пч _ fo \
п4 V fo /пч ) •
(3-135)
Для частоты /Макс находим относительное ослабление зеркаль-
ного канала:
ю ig (г 1+е2 р^^у - а к у+< л -
И-	\	х1. 2	/	J	)
-201g
I Х1. 2 I
— 20 1g /^ — 20 lg (1 +е2) [дб],	(3-136)
/макс
где хь 2. 3. к определяется по формулам (3-122) или (3-123) с/0 = /3. к!
(3-137)
\/макс /з.к /

69
Резонансные характеристики, если они нужны, рассчитываем
по формуле:
_’_ = 101g[(l+e=-^ + 4g3]-
-201g
(1 + е2) [56], если е<: 1;
2е [66], если 1,
где
2Д/(2э
/о
(3-138)
• (3-139)
Пример расчета
Исходные данные те же, что в примере § 3-1.
Расчет. По формуле (3-107) находим QH = 161. Так как полученное зна-
чение превышает QM, то принимаем Q = Qm = 100.
По формуле (3-108) определяем хъ 2н = 10,3 ом.
В вариантах а и б (рис. 3-6) по формуле (3-109) вычисляем С2 = 35,5 нф,
следует принять С2 = 36 нф ± 5%. В вариаите в по формуле (3-110) определяем
С2 = 20,5 нф, принимаем С2 =20 нф ± 5%.
Дальнейший расчет будем производить только для варианта в.
По формулам, отиосящимси к (3-10), находим а= 1,9-10®; 6=3,8-109;
d = 1,8-1011 и так как iad/tP = 9,5-Ю"3 < 0,1, то по формуле (3-11) опреде-
ляем Сх = 38,7 пф. По формулам (3-15) и (3-12) вычисляем Ск. мин = 52,6 пф
1 / 529
и Ск. макс = 529 пф. Находим по формуле (3-16) |/ 	= 3,17, что отличается
от Ка = 3,24 всего на 2%. По формуле (3-46) определяем Сп. ср — 28,7 пф.
Так как неравенство в (3-22) получается очень сильным, то принимаем
СП. ср — Ю,7 пф и по формуле (3-47) находим Сд = 18 пф, принимаем Сд =
= 18 пф ± 10%. Далее из формулы (3-24) получаем LK — 185 мкгн. -
Выбираем Qla. к = 30 и чисто трансформаторную связь с антенной (С' =
— 0). Принимаем неравномерность коэффициента передачи И = 1,5, Та. к.м =
= 5 мгн, ОЗ и п0 формулам (3-76)—(3-81) находим, как в примере § 3-4,
Куд. „= 1,68, КудЬ = 1,96, К;д к= 1,86, а=9,09, 6=18,7, К"уд.к=4,13,
^уд. к = 4,13.
Принимаем, как в примере § 3-4, Куд = 1,96, La.к — 5 мгн, Суд = 0.
Как в примере § 3-4, определяем по формулам (3-84)—(3-86) Кд = Кд =
= 1,53, R'a= Ra, К/.А. к. мии=’533 ом и по формулам (3-88) и (3-89) kAf =
= 0,108; ks= 0,188. Принимаем Тд. к = 0,108. По формуле (3-114) находим
Сн = 0,283 пф. Полученная емкость очень мала. Поэтому выбираем С = 10 пф ±
± 5% и по формуле (3-115) определяем р= 0,168.
Приняв для коэффициента связи между нижней и верхней частями катушек
значение Тн. в = 0,7, по кривым рис. 3-4 находим /Р = 0,63, после чего по фор-
муле (3-116) — La = 8,3 мкгн.
Приняв = 0,2,	= 0,1 и S = 1,3, по формулам (3-117) — (З-ПЭ)опре-
деляем 2Ц = 2,27;	1,18; ?11S = 4,77, принимаем Д1мин = 4,77.
По формулам (3-120) и (3-94), задавшись /гк, т = 0,7, находим рх = 5,23Х
Х10"2; 1к.т= 1,04 мкгн.
По формулам (3-25)—(3-27) определяем Сн.ср=71 пф-, Ск. Ср = 112,7 пф-,
fcp= ИЗО кгц.
70
Для частоты 510 кгц по формулам (3-28), (3-97);
(3-99), (3-100) и (3-58) рассчитываем р = 592 ом;
ад =2,5-10*2; /?/_д к — 535 ом; 7?д ц=615ол<;
1МА.о= 6,5-10-2.
По формуле (3-123) находим Xj. 2 = 15,9 ом.
По формулам (3-124)—(3-132) и (3-33) опреде-
ляем в' = 2,69; 1/Аг о= 9,7X10*2;	Лг=80,5;
gr = 48,3-10*3 СИЛС (?1Э = 93,8; (?гэ=91,7;
(2э = 92,6; е = 2,49; Квх.о = 4,07-Ю*2; AFBX =
= 17,7 кгц. Принимаем, как в примере § 3-1, В =
= 1,12, Смин = 1,18-Ю*3 сим, D = 40 ом и по
формуле (2-34) находим <VTp — 3,1.
Поформулам (3-37) и (3-133) вычисляем 7?к1=
= 5,92 ом; = 68 мке.
Результаты расчета для двух других частот
приведены в табл. 3-7.
Из таблицы видно, что полоса пропускания
получилась значительно шире, чем нужно, а ре-
альная чувствительность — значительно ниже,
чем во всех случаях одноконтурных входных
цепей, рассмотренных в предшествующих пара-
графах. Последнее объясняется отчасти тем, что в
данном примере было принято — 0,1 вместо
0,2 во всех предшествующих.
Реальная чувствительность может быть повы-
шена только путем усиления связи контуров с
антенной цепью и транзистором, что связано с
увеличением £д^ и S. Приняв £д^ = 0,303, полу-
чим kA к =	= ks = 0,188. Это приведет к
уменьшению £д^ш приблизительно на 40%.
Дальнейшее увеличение /гд.к приведет к увеличе-
нию полосы пропускания первого контура иа ча-
стоте fMHH при Сд — Сд. Ср -f- ДСд за счет сопро-
тивления, вносимого из антенны, более чем на
25%.
Для частоты /мин по формулам (3-123), (3-135)
и (3-134) находим хг. 2Пч == 17,4 ом; £пч = —16,9;
1/Цвх. пч = 34,4 дб.
Для частоты/маКС по формулам (3-123), (3-137)
и (3-136) определяем 2.3.к= 10,4 ом; ^З.к = 78,7;
1/1/вх. з. к ~ 72,1 дб.
Ослабления дополнительных каналов в данном
случае значительно больше, чем во всех предше-
ствующих. При более высокой конструктивной
добротности контуров они были бы еще больше.
3-6. Фильтр промежуточной частоты
Чтобы получить дополнительное ослаб-
ление канала промежуточной частоты при
приеме на открытую наружную антенну в
диапазонах ДВ и СВ, практикуют включе-
ние фильтра между антенной и входом
приемника (рис. 3-7, а). Антенна вместе
с этим фильтром представляет собою по
отношению к приемнику эквивалентный
к
со
	68 118 156
WO ‘Wif	5,92 13,1 19,2
	3,1 1,56 1,62
Цгя ,ХЯг/\7	17,7 17,1 20,6
	4,07- 10~2 4,87- 10 2 4,45-10*2
3	2,49 0,808 0,718
еь	92,6 88,7 85,4
6S&	91,7 82,2 76,0
	93,8 95,8 96,0
wnjw	СО О С-1 оо Ю со
	80,5 8,35 5,35
°-у 1	9,7- 10*2 2,15- 10'1 3,15- 10*1
,3	2,69 0,91 0,84
wo 17г	15,9 10,3 16,2
1	6,5-10*2 4,4-10*2 4,16- IO'2
wo	615 1260 1810
	535 1180 1730
	2,5- 10 2 2,14- IO"2 2,10- 10*2
ко '<3	592 1310 1920
	1 510 ИЗО 1655
71
генератор с сопротивлением ZA = /?А + ХА и э. д. с. Еа (рис.
3-7,6).
Параметры фильтра надо выбрать так, чтобы получить вблизи
промежуточной частоты (в полосе частот fm — 0,5&Fm-t-fn4 +
+ 0,5AFn4) £а и Za » Za, а на частотах, далеких от про-
межуточной, Еа и Za, мало отличающиеся от Еа и Za. Однако
если рабочая частота, ближайшая к промежуточной, удалена от
нее не более чем на (5-j-6)AFn4, как это имеет место в радиовеща-
тельных приемниках, то добиться указанных выше отношений
между Еа, Za И Еа, Za не удается. В результате ослабление коле-
баний, лежащих на края'х полосы
пропускания дополнительного ка-
нала промежуточной частоты (т. е.
имеющих частоты /пч ± 0,5AFn4),
даваемое фильтром, не превышает
10—20 дб (теоретически на fm это
б)	ослабление может быть бесконеч-
г | ным), а на краю рабочего диапа-.
z;[|	1— зона, ближайшем к /пч, проис-
,ходит некоторое уменьшение коэф-
фициента передачи входной цепи
 и реальной чувствительности. Сте-
пень этого уменьшения сложно
зависит от параметров антенны,
вязи первого контура с антенной цепью.
Методики оптимального выбора параметров рассматриваемого
фильтра в настоящее время не существует. В случае антенны,,
эквивалент которой представляет собою последовательное соеди-
нение СА и /?А, можно рекомендовать следующий порядок проек-
тирования.
Выбираем
С=(5-н10)СЛ.	(3-140)
Следует применять конденсаторы с добротностью не менее чем
150 и отклонением емкости от номинала не более чем ±5%.
Выбрав С, определяем
L =---i_
2^ЧС
(3-141)
Добротность катушки Q рекомендуется выбирать равной 30—
40. В процессе производства ее погрешность не должна быть
более ±10%.
Находим
р Q
ЩтС
(3-142)
и выбираем ближайшее значение, соответствующее ГОСТ ±5%.
72
Е А
Значения -gr— и Za на любой частоте [, удаленной от fn4 не
менее чем на 0,5AFn4, определяются следующим образом.
Находим, ряд вспомогательных величин:
/пч .	6 ___ П ( f fm \
(для частот Д1Ч ± AFn4 удобнее пользоваться формулой g =
= ±Q-^);
/ПЧ /
d = 1 У i m = 1 + d;
1 + fe2
n = —	— gd; mCB = 1 — d;
nCB = |d; mA = -^; nA = ^-;
'	™ (mCB — псв) (m + ™a) + 2,nCBnCB (n+ "a)
mA = m----------------— ---——-— ------—----------;
(m + mA) + («+ nAy
 _ ____ 2wcb"cb (m + тд) ~ (тсв ~ псв) (" + »a)
A —	(m + «а)2 + (n + «a)2
По найденным вспомогательным величинам определяем
/?к = «а«;	(3-143)
%к = nAR;	(3-144)
ЕА _ 1 Г________mCB + "св______	/о 14г-ч
£а-|/	(m+04 (« +	«!) ‘	(	'
Рекомендуется произвести расчет для одной из частот Д1Ч ±
± 0,5AFn4 и нескольких частот рабочего диапазона, начиная
с крайней. Полученные результаты могут быть использованы для
расчета коэффициента передачи входной цепи и реальной чувстви-
тельности при наличии фильтра или для ориентировочного сужде-
ния о влиянии фильтра на различных частотах.
Пример расчета
Исходные данные: Сд = 125 пф, РА = 80 ом; рабочий диапазон 510—1655 кгц;
fm = 465 кгц; &Fm = 8 кгц.
Расчет. Руководствуясь формулой (3-140) и ГОСТ, выбираем С = 1200 пф ±
± 5%.
По формуле (3-141) L = 200 мкгн. Выбираем Q = 40 и по формуле (3-142)
находим R = 5,7  103 ом. Принимаем R = 5,6 ком ± 5%.
Определяем вспомогательные величины для частоты f = fm + 0,5ДГПч =
= 469 кгц: у = 0,99; £ = 0,69; d = 0,665; т = 1,665; п = —0,51; тсв = 0,335;
пСв = 0’46; тА=1,4-10-3; ХА = — 2,74 103 ом; пА = — 0,48; mk=l,79;
"а = —0,62.
73
Теперь по формулам (3-143)—(3-145) определяем Т?А 10-10^ о.и; ХА
Ек
= —3,48-103 ом; = 0,294.
еа
Результаты расчета для трех частот рабочего диапазона приведены в табл. 3-8.
Они позволяют сделать следующие выводы.
Таблица 3-8
f, кгц	КА, ом	Xком	Яд, ком	Хд, ком	ч <: 1 <:
469	80	—2,74	10	—3,48	0,294
510	80	—2,52	2,52	—4,07	0,85
600	80	—2,14	1,04	—2,71	0,91
700	80	—1,83	0,72	—2,20	0,94
На промежуточной частоте zA приблизительно в четыре раза больше, чем zA.
В случае входной цепи с трансформаторной связью с антенной в режиме укороче-
ния, когда полное сопротивление антенной цепи мало отличается от сопротивле-
ния самой антенны, это даст ослабление колебаний промежуточной частоты по-
рядка четырех. С учетом отношения £д/£д можно ожидать полного ослабления
за счет фильтра не менее двенадцати раз, не считая эффекта уменьшения доброт-
ности входной цепи вследствие того, что £д £д. В случае внешней емкостной
связи с антенной сопротивление антенной цепи определяется в основном конденса-
тором С' и во много раз превышает zA. Поэтому можно ожидать ослабления коле-
баний промежуточной частоты только за счет £д/ЕА < 1 (порядка трех раз)
и за счет уменьшения добротности входной цепи, которое в этом случае должно'
быть больше, чем при трансформаторной связи в режиме укорочения.
На частоте 510 кгц гА еще почти вдвое больше, чем гд, что при трансформатор-
ной связи в режиме укорочения должно привести к ослаблению порядка двух раз.
Так как £д/£д на этой частоте мало отличается от единицы, то и общее ослабле-
ние колебаний этой частоты при включении фильтра должно быть такого же
порядка. Это означает, что относительное ослабление колебаний промежуточной
частоты на краю рабочего диапазона должно возрасти за счет фильтра приблизи-
тельно в шесть раз. При внешней емкостной связи с антенной ослабление частоты
510 кгц будет незначительным, так что относительное ослабление колебаний про-
межуточной частоты на краю рабочего диапазона, даваемое фильтром, должно
быть порядка трех раз.
На частоте 700 кгц влияние фильтра незначительно.
Следует еще раз обратить внимание на то, что сказанное относительно ослаб-
ления колебаний промежуточной частоты относится не к колебаниям одной ча-
стоты /пч. Из всего сказанного ясно, что речь идет о наименьшем (гарантирован-
ном) ослаблении колебаний, частоты которых лежат в полосе Д£пч со. средней
частотой /пч- Ослабление же на самой /пч, если фильтр на нее точно настроен,
может быть существенно больше указанных выше значений.
ГЛАВА ЧЕТВЕРТАЯ
РАСЧЕТ ВХОДНЫХ ЦЕПЕЙ С ФЕРРИТОВОЙ
АНТЕННОЙ НА ДВ И СВ
4-1. Расчет ферритовой антенны
В последующих параграфах настоящей главы излагается по-
рядок и приводятся примеры расчета входных цепей, в которых
ферритовая антенна используется в качестве катушки первого
контура. При таком варианте схемы индуктивность антенны
должна быть равна нужной индуктивности контура. Поэтому по-
рядок расчета таков, что сначала определяются необходимые
параметры элементов контура, в том числе его индуктивность.
По найденной индуктивности проектируется и строится антенна,
в результате чего определяются ее действующая высота и доброт-
ность. После этого определяется необходимая связь с транзистором
(если она не была определена при выборе параметров элементов
контура) и рассчитываются основные показатели спроектирован-
ной цепи.
Следовательно, расчет ферритовой антенны является проме-
жуточным этапом во всем расчете: он не может быть выполнен
независимо от расчета входной цепи в целом, но и входная цепь
не может быть рассчитана до конца, пока не спроектирована ан-
тенна.
В случае внутренней емкостной связи с транзистором (§ 4-2)
для расчета всех емкостей и индуктивностей контура необходимо
знать его конструктивную добротность. Последняя определяется,
в основном, добротностью антенны, которая неизвестна, так как
антенна еще не спроектирована. Выходом из положения является
использование значения добротности, ожидаемого по опыту преж-
них разработок. Если добротность спроектированной антенны
окажется существенно отличной от ранее принятого значения, то
можно внести в расчет соответствующие поправки.
Проектирование ферритовой антенны состоит в том, чтобы
выбрать марку, форму сечения и размеры стержня, размеры кату-
шек и их расположение на стержне, марку и сечение провода и
75
найти необходимое число витков так, чтобы при данной индуктив-
ности получить возможно большую действующую высоту, обеспе-
чив одновременно возможность некоторого изменения индуктив-
ности. Последнее необходимо при налаживании приемника в про-
цессе производства.
Добротность антенны должна быть достаточно высокой, однако
стремиться к получению значений выше некоторого критического
нет смысла. Контур с такой антенной придется демпфировать с по-
мощью дополнительного сопротивления, что увеличит число де-
талей.
Критическое значение добротности QKPзависит от ряда, факто-
ров, к которым относятся: количество контуров входной цепи и вид
связи с транзистором, рабочий диапазон частот и требуемая Ми-
нимальная ширина полосы пропускания в его пределах, допусти-
мое превышение максимальной ширины полосы над минимальной,
величины возможных отклонений параметров gir и Ьг1 транзистора
от номинальных значений и допустимые изменения полосы пропу-
скания и частоты настройки входной цепи вследствие этих откло-
нений (минимальное значение показателя связи транзистора с кон-
туром Л1мии).
В случае двухконтурной входной цепи (§ 4-4) первый контур,
включающий в себя ферритовую антенну, должен иметь доброт-
ность, определяемую нужной полосой пропускания. При большей
добротности полоса пропускания получится меньшей, чем нужно.
Правда, можно расширить ее за счет уменьшения добротности
второго контура, но иметь контуры с существенно неодинаковыми
добротностями нежелательно, так как при некоторой взаимной
расстройке (которая всегда неизбежна) это приводит к асимметрии
резонансной характеристики. Последнее уже отмечалось в § 3-5.
В случае одноконтурной входной цепи с внутренней емкостной
связью с транзистором (§ 4-2) при условии постоянства Сц и
в пределах диапазона и от образца к образцу (можно выбирать
сколь угодно малое Xj), если допустить, чтобы на максимальной
частоте диапазона /макс полоса пропускания равнялась Дюпрее-мин,
а на минимальной частоте /Мин была в S раз больше этого значе-
ния (S > 1), то
<2кр=-д-^/мин 5 4^4-	(4-1)
Аг прес. мин	— S
Если вследствие возможных изменений и Ьг1 показатель
связи транзистора с контуром не должен превышать Х]мин, то при
АмииС^1	(4-2)
Кд
критическое значение добротности равно меньшему из значений,
найденных по формулам (4-1), и
<2кр = Д1>н (Кд + -р-ЦИ •	(4-3)
Дюпрее.мин	Д1МИ„Кд /
76
*
В этом случае с повышением частоты настройки полоса пропу-
скания уменьшается.
При
имеем
QkP
/мин
Дюпрее, мин
1
^1МИН
(4.4)
(4-5)
4	>	1
1
В этом случае, с которым, как правило, приходится иметь дело,
полоса пропускания с повышением частоты настройки растет.
В случае одноконтурной входной цепи с трансформаторной
(или автотрансформаторной) связью с транзистором (§ 4-3) при
постоянстве Сп и gn, если принять на частоте /Мин ширину по-
лосы пропускания равной ДЕпр₽с. мин 11 допустить расширение ее
к частоте /макс в S/Сд раз, где S > 1 (расширение меньше чем
в /Сд раз в этом случае получить нельзя), то
Q —	КД~КД	(Л СЧ
AFnpec.M„H- Kl-SKa ’	1	’
Если показатель связи транзистора с контуром не должен пре-
вышать Л1мин, то критическое значение добротности равно мень-
шему из значений, найденных по формулам (4-5) и (4-6).
При выборе стержня руководствуются следующими сообра-
жениями. Для диапазонов ДВ и СВ наилучшими являются фер-
риты с относительной начальной проницаемостью рн = 400—1000.
Если сохранять неизменным рн и соотношения всех размеров
стержня, то приданной индуктивности действующая высота растет
пропорционально корню квадратному из объема феррита. Доброт-
ность с ростом объема тоже растет. Следовательно, увеличение
размеров стержня выгодно и ограничивается только габаритами
приемника в целом и экономическими соображениями.
При данной длине и площади поперечного сечения несколько
лучшие параметры антенны получаются в случае круглого
стержня. Однако разница не очень велика. Поэтому, если удоб-
ство размещения в приемнике диктует выбор прямоугольного
стержня, то можно остановиться на нем. Расчет антенны при этом
производится, как в случае круглого стержня, с той же длиной и
площадью поперечного сечения.
При неизменном объеме круглого стержня наилучшие пара-
метры антенны получаются, если выбрать отношение длины к диа-
метру приблизительно равным 50. Однако такое соотношение раз-
меров по конструктивным соображениям неудобно, поэтому обычно
выбирают его порядка 10->25.
Выбрав стержень, переходят к выбору геометрии катушек.
При прочих равных условиях действующая высота растет
с приближением среднего диаметра катушки DK к диаметру
77
стержня Dc. Это диктует применение однослойных катушек с тон-
кими каркасами. Средний диаметр такой катушки равен сумме DQ,
внешнего диаметра провода d и удвоенной толщины каркаса.
В случае однодиапазонной ан-
тенны катушку следует распола-
гать симметрично относительно
1,0
i0,6
5 ^4
°,2
°	0,2	0,4	0,6	0,8	1,0
Рис. 4-2.
концов стержня. Действующая высота оказывается наибольшей,
если длина катушки ZK составляет 0,6—0,7 от длины стержня 1С.
При уменьшении 1К до (0,3—0,15) 1С действующая высота умень-
шается, соответственно, на '20—
30%. Для подстройки можно раз-
делить катушку на две части,
удаление их друг от друга приве-
дет к уменьшению индуктивности.
В случае двухдиапазонной
антенны (ДВ,‘ СВ) на стержне
должны располагаться две катуш-
Рис 4 3	ки, смещенные от середины стерж-
ня к краям. Длины катушек в
этом случае рекомендуется выбирать равными (0,15—0,3) 1С.
Подстройка обеспечивается некоторым перемещением катушки
вдоль стержня.
Рис. 4-4.
Выбрав длину катушки и ее расположение на стержне, пере-
ходят к расчету необходимого числа витков. Расчет ведется в сле-
дующем порядке.
По кривым рис. 4-1, исходя из начальной проницаемости фер-
рита и отношения IJDZ, находим проницаемость стержня рс в слу-
чае /к = /с.
78
*
С помощью кривых рис. 4-2 и 4-3 по отношениям ZK/ZC и 2x/Zc,
где х — смещение середины катушки относительно середины
стержня (рис. 4-4), находим коэффициенты mL и PL, характери-
зующие дополнительное уменьшение проницаемости стержня, опре-
деляющей индуктивность катушки, за счет того, что катушка ко-
роче стержня и смещена относительно его середины.
Находим проницаемость стержня, определяющую индуктив-
ность катушки:
( Ос \2
В/. =	•
(4-7)
Так как диаметр провода еще не выбран, то £>к определяем
ориентировочно.
Находим нужную индуктивность
катушки без стержня (с воздушным
сердечником):
8
4
12
Рис. 4.5.
°	2	4	6	8	10
£в = —
в I1/,
(4-8)
где L — необходимая индуктивность
катушки со стержнем. В случае одно-
диапазонной антенны это — необхо-
димая индуктивность антенны.
С помощью кривой рис. 4-5 по отношению ZK/DK находим коэф-
фициент Lo, после чего определяем необходимое число витков:
п = 3,16-1031/-Д-
г LqDk
(4-9)
Выбираем внешний диаметр провода так, чтобы удовлетворя-
лось условие
(4-10)
При сильном неравенстве (4-10) катушку придется мотать с при-
нудительным шагом.
Выбираем марку провода так, чтобы обеспечить желаемую доб-
ротность. Ориентировочно можно считать, что применение про-
вода ПЭ 0,1 позволит получить добротность порядка 50, а приме-
нив литцендрат, можно получить добротность, практически равную
добротности феррита (150—200). Необходимо, однако, иметь в виду,
что на добротность антенны оказывают сильное влияние распо-
ложенные вблизи нее проводящие элементы конструкции прием-
ника. Рассчитывать добротность без учета этого влияния имеет
мало смысла, а методики учета его пока не существует, поэтому
задача уточнения величины добротности ложится на эксперимент.
79
В заключение расчета определяем действующую высоту ка-
тушки со стержнем:
л2О2я
=	(4-11)
где X — длина волны; р/( — проницаемость стержня, определяю-
щая действующую высоту,
Ил = рс/ад, (т^)2 	(4-12)
Коэффициенты тн и ph находим по кривым рис. 4'2 и 4-3.
В случае однодиапазонной антенны это — действующая высота
антенны.
Для двухдиапазонной антенны существенным является при-
нятый способ коммутации катушек при переключении диапазонов.
На ДВ обе катушки, как правило, включаются последовательно.
При этом общая действующая высота равна сумме действующих
высот (направления витков должны быть одинаковыми), а индук-
тивность определяется по формуле:
LK. дв = 7-дв + ^-св +	УАдВАсв,	(4-13)
где Адв и Асв — индуктивности, определенные для каждой из
катушек в отдельности; k — коэффициент связи между катуш-
ками (обычно k — 0,2—0,4). Для перехода на СВ длинноволновую
катушку можно либо закоротить, либо включить параллельно
средневолновой катушке. В первом случае результирующая ин-
дуктивность
У. св = 7-св (1 — &2).	(4-14)
а во втором случае
Л<. св — ^-св
______1 — /г2___
1 + 4св._ 2k 1/-И-
i-ДВ ' Ьдв
(4-15)
Действующая высота в первом случае определяется как
ЛД — Лд- СВ — Лд. ДВ/г ]/>
(4-16)
где ^д. св и У. дв — действующие высоты, определенные для каж-
дой из катушек в отдельности.
Во втором случае
^Д ^Д. СВ
/гд. ДВ^СВ	| / Ьсв Л Лд. дв \
«д. СВ^ДВ	’ ^ДВ \	«д. СВ /
ЬДВ Г Ьдв
(4-17)
80

В основу проектирования кладутся полные индуктивности ан-
тенны (колебательного контура) на ДВ и GB диапазонах Дк дв
и LK. св. По ним должны быть определены индуктивности кату-
шек АдВ и Асв. Если на СВ длинноволновая катушка закорачи-
вается, то находим
^св = 4=>;	(4-18)
/-ДВ — Д,. ДВ ^СВ (1	2&2) —			(4-19) Друг
Если	- V [^к. дв - Асв (1 - 2Й2)]2 - (^к. дв ~ W- на СВ обе катушки включаются параллельно		
другу, то	сначала находим		
	Дев _..	1		(4-20)
	Ддв ь +	—	1 ’	
где	Ь = 0,5 4^(1— k2) — Ьк. СВ	1 + 2k2,	(4-21)
после чегс	) ,	Дк. дв		(4-22)
	^дв — 1 +~~+2k 1/ Ддв	г	! Дев Ддв	
	1 +4^--2fe д — / „	дв	1/” Дев ' Ддв	(4-23)
	ЬСВ — Г-к. СВ	1 —		
Пример расчета
Исходные данные. Антенна должна быть двухдиапазонной. На ДВ Д.,ин =
= 145 кгц, KR = 2,9, Дк. дв = 2,14 мгн. На СВ /мии = 510 кгц, К„ = 3,24,
Lk. св = 180 мкгн. На обоих диапазонах связь с антенной внутренняя емкостная,
•'Дмин ~ 1,5, Дюпрее, мии = 8 Кгц.
Расчет. На ДВ имеем А1мии = 1,5> (Кд-р 1)/Кд = 0,46, на СВ это не-
равенство еще сильнее. Поэтому критическую добротность для обоих диапазонов
определяем по формуле (4-5).
На ДВ QKp = 30,2, чтобы получить такую добротность, не нужно прибегать
ни к каким специальным мерам.
На СВ QKp = 106, эта добротность сравнительно велика, и влияние окружа-
ющих конструкций может затруднить ее получение.
Выбираем для антенны круглый стержень из феррита 400 НН (рн = 400,
Q = 160) с размерами /с = 160 мм, Dz = 8 мм. Принимаем для ДВ катушки
/к = 0,3/с = 48 мм, х = 35 мм, а для СВ катушки 1К = 0,15ZC = 24 мм, х =
= 40 мм.
По опыту принимаем коэффициент связи между катушками k = 0,3.
На ДВ включаем катушки последовательно, а на СВ длинноволновую ка-
тушку закорачиваем.
По формулам (4-18) и (4-19) определяем LCB = 198 мкгн; Ьцв= 1,62 мгн.
Так как lc!Dc = 20, то по кривым рис. 4-1 находим рс = 135.
6
Д. Н. Шапиро Зак. 2212
81
Для ДВ катушки имеем /к//с = 0,3, 2х//с = 0,44, поэтому по кривым
рис. 4-2 и 4-3 получаем — 0,53, рс = 0,92, m/t — 0,92, рд = 0,83.
Приняв толщину каркаса катушки равной 0,5 мм и диаметр провода ориенти-
ровочно d= 0,15 мм, находим Ьк = 9,15 мм.
По формулам (4-7) и (4-8) определяем = 50,5; Ьъ = 32 мкгн.
Так как /к/£>к = 5,25, то находим по кривой рис. 4-5 Lo — 1,75 и по фор-
муле (4-9) п = 141.
Руководствуясь формулой (4-10), учитывая, что ~ 0,27 мм, выбираем
провод ПЭЛ 0,25. Диаметр этого провода несколько больше первоначально при-
нятого, что, одиако, практически несущественно.
Далее вычисляем по формуле (4-12) цд = 79,3, по формуле (4-11) для частоты
145 кгц (% = 2070 м) ,йд. дв = 2,2-10~3 м и для частоты 510 кгц hR_ дв= 7,7Х
X10~3 м.
Для СВ катушки имеем /к//с = 0,15, 2х//с = 0,5 и по кривым рис. 4-2 и 4-3
определяем = 0,42, рц=1, /пд — 0,97, рд = 0,97.
Как для ДВ катушки, считаем £>к = 9,15 мм и по формулам (4-7) и (4-8)
находим рд=40,1; Тв—4,94 мкгн.
Зная lK!DK = 2,62, определяем по кривой рис. 4-5 Lo = 3,2 и по формуле (4-9)
п = 45,5.
Так как (0,8/к)/п = 0,422 мм, то, руководствуясь формулой (4-10), выбираем
провод ПЭЛШО 0,33. Диаметр опять больше первоначально принятого, ио и в дан-
ном случае разница практически несущественна.
По формуле (4-12) находим цд = 97,5. По формуле (4-11) определяем для
частоты 510 кгц (X = 589 м) h,, св = 3,1  10'3 м и для частоты 145 кгц йд. св = 1
= 0,87-10’3 м.
Действующая высота всей антенны на частоте 145 кгц будет йд = 3,07 мм,
а на частоте 510 кгц hR — 3,02 мм по формуле (4-16).
4-2. Одноконтурная входная цепь
с внутренней емкостной связью с транзистором
Принципиальная схема входной цепи, подлежащей расчету,
представлена на рис. 4-6. Транзистор может работать как_в уси-
лительном, так и в преобразовательном режимах.
yi/	Порядок расчета почти сов-
।	падает с изложенным в § 3-1.
।	Находим значения 4iaF,
41 д/ и 41S по формулам (3-1)—
(3-3). При этом под QM понимаем
наибольшее практически дости-
жимое значение добротности ан-
тенны. Это значение берем по
опыту прежних разработок.
Большее из найденных значе-
ний обозначаем 41мин.
По формуле (3-4) определяем
Q. Если Л1МиН 4j<;, то Q QM
и расчет по формуле (3-4) не ну-
жен. В этом случае при проек-
тировании антенны целесообразно попытаться получить добротность
больше принятого значения QM и, получив ее, произвести пере-
расчет. Если 41Мин > 41S, то значение^, найденное по фор-
муле (3-4), оказывается меньше, чем QM, т. е. добротность 0м не
82
«
может быть использована. При проектировании антенны надо
в этом случае получить ее добротность равной Q, применйъ, если
нужно, более тонкий провод. Если добротность спроектированной
антенны будет больше, чем найденное Q, то контур придется
демпфировать дополнительным сопротивлением, что по экономи-
ческим соображениям недопустимо.
Находим емкости С\, С2 и С" по формулам (3-9)—(3-14). Под
Cj понимаем сумму Сп + См.
Проверяем правильность найденных значений и С2 по фор-
мулам (3-12), (3-15) и (3-16).
Определяем среднюю емкость подстроечного конденсатора по
формуле (3-46). Найденное значение должно удовлетворять усло-
вию (3-22). Если это условие не выполняется, то следует выбрать
другой конденсатор настройки. Если же неравенство в (3-22) ока-
зывается очень сильным, то следует найти Сп. ср по этой формуле,
приняв в ней равенство, и включить параллельно дополнительный
конденсатор с емкостью Сд, определенной по формуле (3-47).
По формуле (3-24) вычисляем LK.
Выполняем конструктивный расчет ферритовой антенны. На-
ходим частоту /сР по формулам (3-25)—(3-27). Для трех частот
диапазона /мин, /ср> /макс определяем: р по формуле (3-28); рг по
формуле (3-31);
gr по формуле (3-33);
'Qbx = —(4-25)
^вх. о = МвхЛ,	(4-26)
где Яд — действующая высота ферритовой антенны на данной
частоте;
AFBX по формуле (3-36); Мгр по формулам § 2-4 или по экспе-
риментальным кривым, RK1 по формуле (3-37)
Eial = 1,25-10-1»	]Л?к1 AFWTP,	(4-27)
где полосу пропускания AF ориентировочно принимаем равной
AF
прес. мин*
Для той из частот диапазона, которая ближе к промежуточной,
находим относительное ослабление канала промежуточной частоты
—— - Ю 1g (1 + Йч) [дб],	(4-28)
где £пч определяем по формуле (3-40).
6*
83
Для частоты /макс находим относительное ослабление зеркаль-
ного канала
—— = 10 lg(l-J-Й. к) [дб],	(4-29)
£/вх. 3. к
где £3. к определяем по формуле (3-42). -
Резонансные характеристики, если они нужны, рассчитываем
по формуле (3-44).
Пример расчета
Исходные данные: /Мин.н = 150 .кгц, /макс, и — 408 кгц (ДВ);	= 465 кгц;
ЛД1рес.мин = 5 кгц; Си,мин = Ю пФ, Сн. Макс = 500; транзистор работает в пре-
образовательном режиме; glln = 0,4 мсим (не зависит от частоты в рассматривае-
мых пределах), Ь11п = 0,2 мсим на частоте 150 кгц (изменяется приблизительно
пропорционально частоте, т. е. можно считать С11п = const); 8gn = 0,5, 6&ц =
= 0,2; i3 = 1 ма; а0 = 0,97, гбб, = 25 ом, fa = 60 Мгц; QM = 80 (по опыту
прежних разработок); См = 10 пф, С^= 6 пф (собственная емкость ферритовой
антенны по опыту прежних разработок).
Расчет. Выбираем 6 = 3-10”2 и по формулам (2-1) и (2-2) находим /МИн —
= 145 кгц; /макс = 420 кгц; Кя = 2,9.
Принимаем	= 0,2 и по формулам (3-1) и (3-2) определяем ~
= 1,5, Л1Д/<0.
Так как Qnop = 91 > QM = 80, то пользуемся первой из формул (3-3)
и находим Л15= 0,57. Принимаем Л1МИИ = 1,5.
По формуле (3-4) определяем Q = 48,5. Ферритовая антенна должна иметь
такую добротность.
По формуле (3-9) определяем С2 = 4000 пф. Далее находим а = 2,96-104;
Ь = 1,335-108; d= 7,04-10° и, так как (4аф/&2 = 4,67-Ю”2 < 0,1, то поль-
зуемся формулой (3-11), получаем Сг = 42,8 пф.
По формуле (3-12) находим Ск макс = 484 пф. Так как найденная величина
отличается от Снмакс только на 3,5%, то останавливаемся на полученных зна-
чениях.
Из формул (3-8) и (3-13) имеем С11п = 222 пф; С" = 3778 пф. Выбираем С" =
= 3900 пф ± 10%. Тогда по формуле (3-14) получим С2 = 4122 пф.
Теперь имеем b — 1,41  108; d = 7,47  109 и по формуле (3-11) получаем Сг =
= 43 пф.
По формулам (3-12), (3-15) и (3-16) находим Ск.макс = 485 пф; Ск,мин =
= 58,3 пф;  485 = 2,89, что практически совпадает с — 2,9.
Рассчитываем Сп. ср — 33 пф по формуле (3-46); так как при таком значении
неравенство в (3-22) оказывается очень сильным, то принимаем Сп.ср = 11 пф
и по формуле (3-47) находим Сд = 22 пф. По формуле (3-24) имеем LK = 2,49 мгн.
Далее выполняем расчет ферритовой антенны. Будем считать, что в резуль-
тате этого расчета получено на частоте 145 кгц Ад = 3,3 мм а путем соответству-
ющего конструктивного выполнения удалось обеспечить Q = 48,5.
По формулам (3-25)—(3-27) получим Сн.ср= 71 пф; Ск. ср = 117 пф; fQp =
= 297 кгц.
Для частоты 145 кгц находим по формулам (3-28) и (3-31) р = 2270 ом; рг =
= 0,117; по формулам (4-24), (3-33), (4-25), (4-26) и.(3-36) Лх= 1,66; gr =
= 0,665-Ю”3 сим; QBX = 30,3; Л'вх. о ~ 1,17-iO'2; AFBX = 4,8 кгц. Полученное
значение ДВЕХ отличается от заданного только на 4%, что вполне приемлемо.
Так как транзистор работает в преобразовательном режиме, то для расчета
Л'тр пользуемся формулами (2-44)—(2-46) и (2-34). Сначала по формуле (2-40)
с Ra. о. с = 0 находим р = 2,92-10”2. Затем В = 1,28; С = 1,17-10”3 сим; D =
= 151 ом. Наконец, имеем Л'тр — 3,14.
84
По формулам (3-37) и (4-27), приняв .в последней — 10, т = 0,3 и AF =
= Дюпрее, мин = 5 кгц, находим 7?к1 = 46,8 ом; Е^т = 1,06 мв/м.
Результаты расчетов для двух других частот приведены в табл. 4-1.
Таблица 4-1
f, кгц	Р. ом	?1		£г, мсим	Дх	мм	^вх. о	кгц	Др	^КЪ ом	Дш, Мкв} м
145	2270	0,117	1,66	0,665	30,3	3,3	1,17- 10'2	4,80	3,14	46,8	1060
297	4650	0,028	14,3	5,72	45,3	6,76	8,56-10 3	6,57	2,35	95,8	656
420	6580	0,014	40,5	16,2	47,3	9,55	6,32- 10 3	8,89	3,80	135,5	700
Для частоты 420 кгц.по формулам (3-40), (4-28), (3-42) и (4-29) находим |Пч =
= 9,65; 1/г/вх.пч= 19,7 Д; g3.K= 137; 1/«/Вх.з.к= 42,7 дб.
4-3. Одноконтурная входная цепь
с трансформаторной связью с транзистором
Принципиальная схема входной цепи, подлежащей расчету,
представлена на рис. 4-7. Порядок расчета следующий.
Находим С1( Сп.ср, Сд (если нужно), Ск макс и LK по форму-
лам (3-72)—(3-75) и (3-24); Лик и Ли/ по формулам (3-1) и (3-2).
Далее определяем допустимое
значение S (1 < S < /Сд)
коэффициента расширения
полосы пропускания вход-
ной цепи на частоте /макс за
счет сопротивления, вноси-
мого в контур транзистором,
по сравнению с^дДЕпрес. Мин,
и на одим
•-4-
1,7 • (4-30)
Большую из величин Л1дк,
Ли/ и Л15 обозначаем Л1Мин.
Определяем необходимую конструктивную добротность кон-
тура по формуле (3-87).
Производим расчет ферритовой антенны. Если добротность
спроектированной антенны оказывается больше найденной по фор-
муле (3-87), то ее следует уменьшить, применив более тонкий про-
вод. Если она получается меньше найденной, то целесообразно
попытаться увеличить ее, применив более толстый провод или
литцендрат. Если все же увеличить добротность до найденного
значения не удается, то останавливаемся на наибольшем ее зна-
чении, которое можно обеспечить.
85
Находим Ск.мив, pi и £к.т по формулам. (3-92)—(3-94) или,
если Лк. т получается нереализуемо малым, задаем приемлемое Лк. т
и определяем /гк. т по формуле (3-95).
Далее вычисляем Сн ср, Ск ср и/ср по формулам (3-27), (3-96)
и (3-25).
Для трех частот диапазонов /Мии, Др, /макс находим^р по фор-
муле (3-28); А 2 по (4-24); gr по (3-33); QBX по (4-25); Квх, о по (4-26)
AFBX по (3-36); NTP по формулам § 2-4 или по экспериментальным
кривым; RK1 по формуле (3-37); Е^ш по (4-27).
Для той из частот диапазона, которая ближе к промежуточной,
вычисляем относительное ослабление канала промежуточной ча-
стоты по формуле (4-28).
Для частоты Д1акс находим относительное ослабление зеркаль-
ного канала по формуле (4-29).
Пользование формулами (4-28) и (4-29) в данном случае пред-
полагает, что в формуле (2-60) учтено слагаемое (2-66), причем
принято тк. т = mk.^T.
Резонансные характеристики, если они нужны, рассчитываем
по формуле (3-44).
Пример расчета
Исходные данные те же, что в примере § 4-2.
Расчет. По формулам (3-72) и (3-73) определяем С, = 56,2 пф; Сп.ср =
= 40,2 пф. Так как при таком значении Сп. Ср неравенство (3-22) оказывается
очень сильным, то выбираем эту емкость Сп.Ср = 13,2 пф, приняв в (3-22) равен-
ство. Тогда по формуле (3-74) вычисляем Сд = 27 пф. По формулам (3-75) и (3-24)
находим Ск. макс = 556,2 пф и LK — 2,17 мгн.
По формулам (3-1) и (3-2), приняв	= 0,2, как в примере § 4-2,
получаем = 1,5, Л1д^<;0. Приняв S= 1,4, по формуле (4-30) находим
4x5= 1,29 и, приняв 41мин= 1,5, по формуле (3-87) находим Q= 35,7.
Производим расчет ферритовой антенны. Будем считать, что в результате
этого расчета получено на частоте 145 кгц йд = 3,3 мм, а путем соответствующего
конструктивного выполнения удалось обеспечить Q = 35,7.
По формулам (3-92)—(3-94), приняв kK. т = 0,7 (по опыту прежних
разработок), находим Ск.мин = 66,2 пф; р±= 0,09; LK, т = 35,9 мкгн.
По формулам (3-27), (3-96) и (3-25) определяем Сн.ср=71 пф; Ск. ср =
= 127,2 пф; fQp= 303 кгц.
Для частоты 145 кгц по формулам (3-28), (4-24), (3-33), (4-25), (4-26) и (3-36)
вычисляем р = 1970о.м;Л1 = 4,38; gy = 1,75-10"3си.и; QBX = 29; Квх.о — 8,6Х
ХЮ"3; AFBX = 5 кгц; по формуле (2-34), приняв, как в примере § 4-2, В =
= 1,28, С = 1,17-10~3 сим, D = 151 ол, находим Л'тР = 2,17; поформулам (3-37)
и (4-27) находим 7?к1 = 55,2 ом; = 975 мкв!м.
Результаты расчетов для двух других частот приведены в табл. 4-2.
Таблица 4-2
f, - кгц	р. ом	At	gr> моим	О Хвх	ЙД’ ММ	к 'чвх. о	AFBX, кгц	А'тр	^К1’ ом	мкв/м
145	1970	4,38	1,75	29	3,3	8,6- 10'3	5	2,17	55,2	975
303	4120	2,10	0,84	24,2	6,9	1,5- Ю’2	12,5	2,80	115	767
420	5720	1,51	0,605	21,4	9,55	1,84- 10"2	19,6	3,31	160	712
86
Сопоставляя табл. 4-1 и 4-2, можно заключить, что по реальной чувствитель-
ности обе схемы в среднем равноценны, Квх.о в схеме с внутренней емкостной
связью в среднем несколько меньше, чем в схеме с трансформаторной связью, ио
избирательность входной цепи с трансформаторной связью значительно хуже:
на частоте 420 кгц ее полоса пропускания более чем вдвое превышает полосу про-
пускания входной цепи с внутренней емкостной связью.
Для частоты 420 кгц по формулам (3-40), (4-28), (3-42) и (4-29) находим fen. ч=
= 4,37; 1/г/вх-пч— 13 дб; с3. к = 62,2; \/у№,3. к= 35,8 дб.
4-4. Двухконтурная входная цепь
с ферритовой антенной
с
Принципиальная схема входной цепи, подлежащей расчету,
представлена в трех вариантах на рис. 4-8. Эти варианты анало-
гичны соответствующим вариантам входной цепи рис. 3-6. Роль
катушки первого контура играет ферритовая антенна.
В варианте а нужная связь между ферритовой антенной и
катушкой второго контура (^.2 < 1) может быть, в принципе,
достигнута путем соответствующего расположения этой катушки
относительно антенны. Однако на практике это не всегда удобно,
зато в этом варианте схема содержит наименьшее число деталей.
В варианте б основная катушка второго контура может быть
расположена произвольно, но должна быть экранирована от фер-
ритовой антенны. Связь осуществляется с помощью двух вспомо-
гательных катушек L2, что увеличивает число деталей. Теорети-
чески за счет несколько уменьшается индуктивность, а следо-
вательно, и действующая высота ферритовой антенны, однако это
уменьшение практически неощутимо, так как Л2 < Ак.
В варианте в проще всего осуществить нужную связь между
контурами, но для этого требуется дополнительный конденса-
тор С". Чтобы не делать отвода у катушки антенны, этот конден-
сатор подключается левым концом к верхней точке первого кон-
тура, а нужная связь обеспечивается соответствующим выбором
точки подключения его правого конца к катушке второго контура.
Расчет всех емкостей, индуктивностей, выбор добротностей
контуров и определение основных показателей входной цепи во
всех трех вариантах можно производить в том же порядке и по
тем же формулам, что и для соответствующих вариантов входной
цепи рис. 3-6, опустив все расчеты, связанные с открытой антен-
ной (выбор QLA. к, Н, KyR, Аа. к, Суд, расчет/Сд, R'a, Rla.k, kA. к,
ал, Ra. ц> 1Мао) и приняв в формулах (3-126) и (3-127) 1/Ддо = 0.
Найдя £к по формуле (3-24) в вариантах а и в и полагая в ва-
рианте б, что LK = LK, производим расчет ферритовой антенны.
В варианте в коэффициент включения р находим не по фор-
муле (3-115), а по формуле:
р =	(4-31)
87
Вместо формул (3-123), (3-131) и (3-133) пользуемся формулами:
в)
Рис. 4-8.
88
Е^ш = 1,25- Ю-10-^
/?к1АЖтр ‘1
(4-34)
В последней формуле приближенно принимаем AF = AFnpec.
Вместо формул (3-134) и (3-136) пользуемся формулами:
~ = 1« lg{[ > + «’ (тгг)2 - S.T + «2п.) - 20 lg| iff | -
_40 lg-£n=. — 20lg((1+‘"') |ад’ есл“ 8<11	(4-35)
h	[ 2е [дб], если еЭ=1;
——= Ю lg([l + e2(^KY-Ц к12+4^ U
Увх.з. К	(L	\ *1.2 /	3- KJ	к]
— 20 lg|^lAld£|„-40 1g-А*--201g(l + е2) [дб],	(4-36)
I *1.2 I	/макс-
гДехЬ2пч, Х1.гз.к, £т и £3.к имеют тот же смысл и определяются
так же, как в формулах (3-134) и (3-136).
Резонансные характеристики, если они нужны, рассчитываем
по формуле (3-138).
Пример расчета
Исходные данные те же, что в примере § 4-2, но Afnpec — 8 кгц.
Расчет. По формуле (3-107) определяем QH = 43,3. Обеспечить такую доброт-
ность не составляет труда, поэтому принимаем Q = QH. По формуле (3-108)
находим Xj.aH = 76,4 ом.
Далее будем вести расчет только для варианта в. По формуле (3-110) вычи-
сляем С2 = 10,4 нф. Принимаем С2 = 10 нф ± 5%.
По формулам, относящимся к (3-10), находим а=7,4-104; b = 7,78-108;
d = 4,43-1010. Так как 4 adit)2, — 2,12-10~2 <f 0,1, то считаем по формуле (3-11)
и получаем С, = 47 пф.
По формулам (3-15), (3-12) и (3-16) вычисляем Ск.мин = 62,7 пф-, Ск.макс =
= 525 пф, /525/62,7 = 2,9, что совпадает с Кр.
По формуле (3-46) определяем Сп. ср = 37 пф. Так как неравенство в (3-22)
получается очень сильным, то принимаем Сп. ср = Ю пф, и по формуле (3-47)
находим Сд = 27 пф.
По формулам (3-24) и (3-114) вычисляем Ьк = 2,3 мгн; С* = 0,73 пф. Эта
емкость очень мала. Поэтому выбираем С" = 10 пф ± 5% и по формуле (4-31)
находим р = 0,073.
Приняв для коэффициента связи между нижней и верхней частями катушки
второго контура в = 0,7, по кривым рис. 3-4 находим k'1 = 0,56, после чего
по формуле (3-116) определяем Ln = 22,4 мкгн.
Производим расчет ферритовой антенны. Будем считать, что в результате
этого расчета получено на частоте 145 кгц = 3,3 мм, а путем соответствующего
конструктивного выполнения удалось получить Q = 43,3.
Приняв 0,2,	0,1 и S= 1,3 по формулам (3-117)—(3-119)
находим 441д/?= 2,36;	</ 0; j4js= 4,85. Принимаем Д1Мин= 4,85.
По формулам (3-120) и (3-94), приняв kK. т — 0,7, находим рг = 5,35-10~2;
LK т — 13,2 мкгн.
По формулам (3-25)—(3-27) вычисляем Сн.ср= 71 пф; Ск.ср= 123,4 пф;
fcp = 300 кгц.
89
Для частоты 145 кгц по формулам (3-28), (4-32), (3-124)—(3-126), (3-33),
(3-127) —(3-130), (4-33) и (3-132) при 1/ЛАо = 0 имеем р = 2100 ом; Xj.a = 112 ом;
е' = 2,31; lMj.0 = 0,104;	= 61; gr = 24,4-10" 3 сим; Q13 = Q = 43,3; Q23 =
= 39,2; Q3 — 41,2; 8=2,2; Квх.о — 2,75-10~3; AFBX=10,l кгц; по фор-
муле (2-34), приняв, как в примере § 4-2, В = 1,28, С= 1,17-10”3 сим, D =
= 151 ом, получим Nrp = 5,01; по формулам (3-37) и (4-34) вычисляем 7?К1 =
= 48,5 ом; Егш = 1,92 мв/м.
Результаты расчета для двух других частот приведены в табл. 4-3.
Таблица 4-3
1	Ьгя ’1 1	р, ом	S- о	W	1 о		gr, мсим	т О	<Т> О	W		О и и к	tex ,xajv	ь	Q S	3 сц
145	2100	112	2,31	0,104	61	24,4	39,2	41,2	2,2	3,3	2,75-10" 3	10,1	5,01	48.5	1920
300	4350	80,8	0.805	0,215	7,67	3,07	35,6	39,3	0,73	6.82	6,83-Ю 3	8,25	2,12	100,0	1270
420	6090	123	0,875	0,302	5,86	2,34	33,2	38,0	0,77	9,55	9,38-10“ 3	12,3	2,13	140,0	1010
Как видим, полученная полоса пропускания в середине диапазона достаточна
близка к нужной, а на краях (особенно на высокочастотном) заметно превосхо-
дит ее. Реальная чувствительность приблизительно вдвое меньше, чем в случае
одноконтурной входной цепи (примеры § 4-2 и 4-3). Для частоты fMaKC по форму-
лам (4-32), (3-135), (4-35) и (4-36) получим х,.2 пч = 111 ом; х|23 к = 38,3 ом;
§пч = 7,76; §3. к = 110; 1 /увх. пч = 30,8 дб; UyBX. 3 к = 67,3 дб.
Ослабление дополнительных каналов приема в данном случае значительно
больше, чем в одноконтурных входных цепях.
4-5. Соображения по проектированию входных цепей, „ .
рассчитанных на прием как с ферритовой,
так и с открытой антенной
R' При. проектировании входных цепей приемника, предназна-
ченного для работы как со встроенной ферритовой, так и с наруж-
ной открытой антеннами, возможны следующие три решения.
1.	При работе с ферритовой антенной использовать ее в ка-
честве катушки первого контура, а при работе с открытой антенной
включать в первый контур другую катушку.
2.	При работе с открытой антенной тоже использовать в ка-
честве катушки первого контура ферритовую антенну, а во избе-
жание расстройки первого контура при смене антенн, отключая
открытую антенну, подключать вместо нее эквивалент.
3.	Используя ферритовую антенну в качестве единственной
контурной катушки, не подключать эквивалента открытой ан-
тенны, а мириться с некоторой расстройкой первого контура при
смене антенны.
При первом решении входную цепь целесообразно строить по
схемам рис. 3-1 (или 3-2), 3-5, 3-6 для работы с открытой антенной
и, соответственно, по схемам рис. 4-6, 4-7, 4-8 для работы с ферри-
товой антенной. Это позволит при смене антенны не переключать
емкостей (кроме подстроечного конденсатора).
90
Преимущество такого решения — возможность взаимно неза-
висимо и точно настроить входную цепь для работы с ферритовой
и эквивалентом открытой антенны. Недостатки его — наличие до-
полнительной катушки и сложность коммутации.
При втором решении входную цепь для работы с открытой
антенной можно строить по любой схеме. Весь расчет выполняется
для работы с открытой антенной. Для работы с ферритовой антен-
ной находятся только Квх.о , —-—
!/вх. пч
1
И —-----— .
Увх. 3. к
Расчет ЛДХ. 0 производится по той
же формуле, что и при работе с от-
крытой антенной (с теми же значения-
ми Q ;И /д), но вместо аА в нее подста-
вляется действующая высота ферри-
товой антенны h„. Расчет —!— и
А	Увх. пч
1
------ , в зависимости от схемы,
Увх-з.к
производится в соответствии с ука-
заниями, данными в § 4-2—4-4. До-
бротности при этом принимаются
такими же, как при работе с от-
крытой антенной.
Если решено применить транс-
форматорную (или комбинированную)
связь с открытой антенной, то, чтобы
не делать дополнительной обмотки
связи на ферритовом стержне, можно
применить схему, приведенную на рис. 4-9. В этой схеме контур
связан с антенной с помощью специальной дополнительной
катушки L2.
Коэффициент связи kA. к между LA. к и L2 должен быть воз-
можно большим. Величина L2 определяется по формуле:
.2
,	L2 = Lk,	(4-37)
*А. к
гДе Ьа.к — коэффициент связи между LA к и LK, полученный
при расчете входной цепи с открытой антенной; LK — полная
индуктивность контура.
Индуктивность ферритовой антенны L'k в этом случае несколько
меньше полной индуктивности контура:
LK = LK — L%.	(4-38)
Однако так как kA.K обычно не превышает 0,1—0,2, a &д. к
Можно сделать порядка 0,84-0,9, то, согласно формуле (4-37),
91
L., C 0,06LK, т. e. разница между LK и LK не превышает единиц
процентов.
Преимущество второго решения перед первым — более простая
коммутация. Кроме того, стоимость дополнительных деталей при
этом решении может оказаться меньше, чем при первом. Недоста-
ток — возможность некоторой расстройки входной цепи при смене
антенны из-за неидентичности эквивалентов открытой антенны
(внешнего, с которым производится настройка и испытания в по-
ложении «работа с открытой антенной», и внутреннего, подклю-
чаемого при работе с ферритовой антенной). Однако эта расстройка
вряд ли может быть сколько-нибудь значительной, имея в виду,
что при расчете учитывается возможное изменение параметров
открытой антенны.
При третьем решении входная цепь рассчитывается,'строится
и настраивается по схеме работы с ферритовой антенной, при
переходе же на работу с открытой антенной последняя подклю-
чается к первому контуру через небольшую емкость С', как по-
казано пунктиром на рис. 4-6 и 4-7.
Дополнительно определяются лишь Квх о, —!— и —!------ при
Увх. пч Увх. з. к
работе с эквивалентом открытой антенны.
Преимущество этого решения — простота. Недостаток —
сравнительно большая расстройка первого контура при работе
с открытой антенной. Из-за этого недостатка такое решение не
может быть рекомендовано при двухконтурной входной цепи.
Емкость С рекомендуется рассчитать по формуле:
(4-39)
Q3
Коэффициент усиления входной цепи при работе с эквивален-
том открытой антенны
где QBX — добротность входной цепи (эквивалентного первого кон-
тура),'найденная в режиме работы с ферритовой антенной.
Относительная расстройка входной цепи при подключении от-
крытой антенны может быть найдена по формуле:
Л/ 1 С
(4-41)
Относительные ослабления дополнительных каналов приема мо-
гут быть найдены по соответствующим формулам §4-2 сдобавлением
к правым частям отрицательного члена —10 1g Г1 + ( -Yl ,
I \	/ J
где определяется из (4-41),
А** вх

ГЛАВА ПЯТАЯ
РАСЧЕТ ВХОДНЫХ ЦЕПЕЙ НА КВ И УКВ
5-1- Одноконтурная входная цепь с внешней
емкостной связью с антенной на КВ
Принципиальная схема входной цепи, подлежащей расчету,
представлена на рис. 5-1.
Типичны следующие два случая. Первый случай: СА = оо
(эквивалент антенны — чисто активное сопротивление), /?А
Рис. 5-1.
С г " ’ гДе Свх — емкость между входным зажимом и кор-
пусом. Второй случай: /?А = 0 (эквивалент антенны — чистая
емкость), СА одного порядка с СвХ (короткая штыревая антенна).
В первом случае с емкостью Свх можно не считаться. Во вто-
ром случае емкость Свх может быть отнесена к эквиваленту ан-
тенны с образованием нового эквивалента с параметрами Сд. ср
93
и АСд, определяемыми по формулам (3-61) и (3-62), и э. д. с. Ед =
f= Еа С,--гр • Отличие Ед от Ед учитывается введением в правую
С А. ср
часть формулы (5-22) множителя С,А-ср . Порядок расчета сле-
СА. ср
дующий.
Принимаем конструктивную добротность первого контура Q
равной ее наибольшему практически осуществимому значению QM.
Задаем допустимое значение коэффициента расширения полосы
пропускания входной цепи по сравнению с собственной (конструк-
тивной) полосой пропускания первого контура 3. Можно реко-
мендовать 3 = 1,254-2. Уменьшение 3 может привести к замет-
ному снижению коэффициента передачи входной цепи и увеличе-
нию коэффициента шума. Увеличение 3 ведет к ухудшению из--
бирательности.
Находим наименьшее значение показателя связи входной цепи
транзистора с контуром Л15, при котором коэффициент расшире-
ния полосы пропускания контура за счет сопротивлений, вноси-
мых в него антенной и транзистором, не превышает 3. Если экви-
валент антенны — чистая емкость, то
(5-1)
если эквивалент антенны — активное сопротивление, то
з
ЗЯД2 +S-1
1S (S —1)Кд ’	(5’2)
Задаем значения tAJ, и £д/ (можно рекомендовать = 0,2 4-
-4-0,3, £д^ = 0,3 -е- 0,5) и находим и Л1Д^ по формулам (3-1)
и (3-2).
Большее из найденных значений Л13, Л1Д;7 и Л1Д^ обозна-
чаем Л1мин. _________
Если Кд |Л0,9Ес, где Нс определяется формулой (2-13), то
принимаем С"' = оо (исключаем эту емкость из схемы) и находим
значения емкостей и С", при которых одновременно обеспечи-
ваются нужный коэффициент перекрытия диапазона Кд и связь
с транзистором, соответствующая на частоте /мии значению Л1Мии.
Под понимается полная емкость, включенная параллельно
конденсатору настройки:
С1 = СА + Сд + Сп + См’	(5-3)
где
С'	.
А СА + С' •
(5-4)
94
1
!
В случае эквивалента антенны, представляющего собой чисто
активное сопротивление:
С'А = С.	(5-5)
Под С2 понимается полная емкость, включенная в контур по-
следовательно с Сн, определяемая формулой (3-7).
Расчет Сх и С" производим по формулам (3-9)—(3-14).
Проверяем правильность найденных значений Сх и С2 по фор-
мулам (3-12), (3-15), (3-16).
Определяем неравномерность шкалы Нш по формуле (2-12).
Если эквивалент антенны — сопротивление RA, то находим
значение показателя связи контура с антенной цепью на часто-
те /макс> ПРИ котором получается выбранный коэффициент расши-
рения полосы пропускания S:
^AoS =	з~-	(5-6)
(S-l)Aj
Строго говоря, при выборе j41s по формуле (5-2) и j4A()S по
формуле (5-6) коэффициент расширения полосы пропускания ока-
зывается равным выбранному на средней геометрической частоте
диапазона, на прочих же частотах он получается несколько от-
личным от выбранного.
Находим
п> — 1/ Ск-мин	/и
У 2л/макс<2/?АААоз ’	1 '
где Q — собственная (конструктивная) добротность контура, и
выбираем ближайшее к найденному значение С, соответствую-
щее ГОСТ ±10%.
Если эквивалент антенны — емкость СА = СА. ср + ДСА, то
находим
т	Мии
и выбираем ближайшее к найденному значение С, соответствую-
щее ГОСТ ±10%.
Выбираем среднюю емкость подстроечного конденсатора:
Сп.ср = (0>3-0,5)(Сн.Мин+См) + 0,05Ск.Мин.	(5-9)
Находим Сд по формуле (3-23), где СА определяется форму-
лой (3-20). Если эквивалент антенны — активное сопротивле-
ние, то СА = С .
Выбираем ближайшее к найденному значение, соответствующее
ГОСТ ±5%.
95
Если расчет приводит к отрицательному значению Сд (из-за
малости Cj), то следует выбрать другой конденсатор настройки.
%---------------------
Если Дд < к 0,9/7с, то полагаем С” оо (оставляем этот
конденсатор в схеме) и находим и С2 так, чтобы обеспечить
Нш = 1. При этом под Сх и С2 понимаются следующие емкости:
С”СШ
Расчет производим по формулам (2-14) и (2-15)- или (2-16),
приняв
Сз = ^ + (0,3-0,5)(Сн.мин + См). •	(5-10).
Проверяем правильность найденных значений по'формулам
(3-12), (3-15) и (3-16), подставляя в первые две из них С3 вместо
CL, и по формуле (2-12) (Нш должно быть практически равно
единице).
Если эквивалент антенны — активное сопротивление, то на-
ходим 4AoS по формуле (5-6). Если эквивалент антенны — чистая
емкость, то считаем ?lAoS = оо.
Находим
С' =
gnQ-А МИН
(5-Н)
^АОЗ^Д
с" = с;в-си,
где С±1 определяется формулой (3-8).
Значение g1± в формуле (5-11) должно соответствовать ча-
стоте
Выбираем для С" ближайшее к найденному значение, соответ-
ствующее ГОСТ ±5%, и находим
Ссв = С"-f~ Сп.	(5-13)
Находим С по формулам (5-7) или (5-8) и выбираем ближайшее
к найденному значение, соответствующее ГОСТ ± 10%.
Далее определяем
сп. ср = (С3 — CL) Ссв + Cl_Cs_Сз — Са;
(5-12)
Сев
(5-14)
Сев
С" ~ Са- Сев+Сг.-С2-С3;
(5-15)
р __Р ______Сг (Сз — CL)_
д 1 Ccb+Cl-C2-C3
(5-16)
96
Выбираем для С" и Сд ближайшие к найденным значения,
соответствующие ГОСТ ±5%.
Может оказаться, что расчет по формуле (5-15) приведет к С'" <
<0. В таком случае надо исключить этот конденсатор из схемы
и произвести пересчет всех емкостей как для случая Кд >
Независимо от того, каким из двух указанных выше способов
были рассчитаны емкости, находим LK по формуле (3-24).
Может оказаться, что в результате расчета получена такая
малая индуктивность LK, что ее трудно реализовать. В таком слу-
чае необходимо уменьшить Ск. Для этого, независимо от соот-
ношения величин Кд и Нс, оставляем конденсатор С" в схеме
и ведем расчет в следующем порядке.
Находим значение Л1МИН как указано в начале настоящего
параграфа.
Принимаем для LK наименьшее значение, которое можно реали-
зовать без больших затруднений, и определяем
С —	1
к‘Мин 4л2/2 L
'максък
(5-17)
Не следует без нужды увеличивать LK, так как это приведет
к большему отклонению неравномерности шкалы Нш от единицы.
Выбираем Cs по формуле (5-10) и находим
Р' __	~	/ 1 | Л минДц С3) (^к. МИИ С3) Р /К 1 й\
1+4 С~Ск.мин(К2-1)
где С~ = Сн. макс Сн мин,
' Q ____ (Ск. мин ^з) (С1 + Сн. мин) _	/5 19)
С1 + Сн. мин — Ск. мин + С3 ’
С± по формуле (2-15) или (2-16). (Под CL и С2 здесь пони-
маются те же емкости, что и в описанном выше варианте расчета
для случая Кд 0,9Кс.)
Проверяем правильность найденных значений С\ и С2 по фор-
мулам (3-12), (3-15) и (3-16), подставляя в первые две из них С3
вместо CL.
Находим неравномерность шкалы по формуле (2-12). Если она
оказывается недопустимо малой, то следует или попытаться реа-
лизовать меньшее LK, или применить другой переменный конден-
сатор (с большей неравномерностью Нс).
Находим Лдоз по формуле (5-6), С'ся, С", Ссв, Сп. ср, С"', Сд
по формулам (5-11)—(5-16) и LK по формуле (3-24).
' Далее расчет ведется одинаково для всех вариантов.
Если Кд > 1,5, то находим частоту /ср по формуле (3-25), где
^к. ср = 1+^к. Макс^к. Мин-	(5-20)
7 Д. Н. Шапиро Зак. 2212
97
Для трех частот диапазона /мии, /ср, /макс находим Квх.о,
AFBX, ЕА^Ш. При Кд < 1,5 можно ограничиться двумя частотами
/мии и /макс- а ПРИ Кд <1,2 —одной из этих частот (любой).
Расчет для каждой из частот ведем в следующем порядке.
По формуле (3-28) находим р; трансформирующий множитель ад
определяем по следующим выражениям:
если эквивалент антенны — активное сопротивление, то
аА = %- ;	(5-21)
'-'К
если эквивалент антенны — чистая емкость, то
(5-22)
’“'А. ср ’ск
Далее вычисляем 1МДо по формуле (3-30) (если эквивалент
антенны — чистая емкость, то 1/ЛАо = 0); р1г gr, QBX, Квх. 0>
AFBX по формулам (3-31)—(3-36); Ктр по формулам § 2-4 или
по экспериментальным кривым; RK1 и ЕА$Ш по формулам (3-37)
и (3-38).
В последней формуле принимаем AF равным полосе пропуска-
ния тракта промежуточной частоты.
Для частоты /Мии находим относительное ослабление канала
промежуточной частоты 1/увх.т по формуле (3-39).
Для частоты Какс находим относительное ослабление зеркаль-
ного канала 1Л/ВХ. 3. к по формуле (3-41) и l/t/o6x по формуле
^-=20 lgQBX^4d6].	(5-22а)
Уобх
Принимаем для 1/г/вх.3. к меньшее из двух найденных значений.
Если Кл <1,2, то 1/г/вх. пч. можно тоже находить для часто-
ты /макс (ВМеСТО /„„„)•
Резонансные характеристики, если они нужны, рассчитываем
по формуле (3-44).
Примеры расчета
Пример 1
Исходные данные- RA = 400 ом; fMnn.n = 15,10 Мгц, /макс. н = 26,10 Мгц
(обзорный диапазон, охватывающий радиовещательные диапазоны с одиннадцати-
до девятнадцатиметрового); /пч ~ 465 кгц; AFa4=8 кгц; Сн. Мии = 10 пф,
Ся. макс — 500 пф, Нс= 15; первый транзистор работает в усилительном режиме
и имеет на частоте 15 Мгц gn = 2 моим, Ьц = 3,2 мсим; в пределах заданного
диапазона можно считать обе проводимости пропорциональными частоте (следо-
вательно, Cu = const); = 0,5, 66Х1 = 0,5 (в этой величине учитывается также
и то обстоятельство, что Сц фактически несколько изменяется с частотой); i3 =
= 1 ма; а0 = 0,97, гбб, = 25 ом, fa = 60 Мгц; Qu = 140; Ск = 10 пф, CL =
=. 3 пф.
98
Расчет. Выбираем 6 — 2-10"2 и по формулам (2-1) и (2-2) находим /мн(1 —
= 14,8 Мгц; /макс = 26,6 Мгц; Кд = 1,8.
Принимаем S = 1,5 и по формуле (5-2) определяем A1s = 4,4.
Задаем £д/? = 0,3, £д^ = 0,5 и по формулам (3-1) и (3-2) вычисляем Л1д/? =
==0,67; Л1д?<0. Принимаем Я1мии = 4,4.
Так как Ка— 1,8 < -/0,9-Дс = 2,38, то оставляем конденсатор С"'
в схеме и находим Сг и С2 по формулам (2-14) и (2-15) или (2-16).
По формуле (5-10) получаем С3 = (9—13) пф, принимаем С3 = 10 пф.
По формуле (2-14) имеем С2 = 700 пф и находим а= 1,59• 103; b = 1,91 X
Х106; d= 2,21 -10s, см (2-15). Так как 4ad/62 = 0,386 > 0,1, то считаем по
формуле (2-15) Cj — 95 пф.
По формулам (3-12) (3-15) и (3-16) с С3 вместо С/, получаем Ск, макс= 331 пф;
Ск мии = Ю1,3 пф; 1/ 331 = 1,81, что отличается от КП только на 0,5%.
г 101,3	14
По формуле (2-12) находим Нш = 0,99. Следовательно, емкости найдены
правильно и можно продолжать расчет.
Определяем по формулам (5-6), (5-11), (3-8) и (5-12) ЛА05 = 1,66;	=
= 1990 пф; Сп = 34 пф; С" = 1956 пф. Принимаем С" = 2000 пф ± 5%.
По формулам (5-13) и (5-7) имеем Ссв = 2034 пф; С — 2,56 пф. Прини-
маем С' = 2,7 пф ± 5%.
По формулам (5-14)—(5-16) определяем Сп. ср = 8Д6 пф; С" — 1074 пф;
Сд = 91,3 пф. Принимаем С" = 1000 пф ±5%, Сд = 91 пф ± 5%.
По формуле (3-24) вычисляем LK = 0,35 мкгн, такая индуктивность вполне
реализуема.
По формулам (5-20) и (3-25) находим Ск. ср = 184,5 пф; fcp — 20,6 Мгц.
Для частоты /МИн по формулам (3-28), (5-21), (3-30)—(3-36) вычисляем р =
= 32,5 ом; аА == 8,15-Ю-2; 1/ДАо = 0,117; Р1= 0,162; Aj = 4,22; gr = 9,7Х
Х10'3 сим; QBX = 103; Двх о== 0,136; Л?вх= 0,144 Мгц.
По формуле (2-40) находим р = 2,93-10"2. Так как у = 0,247, то по форму-
лам (2-37), (2-43) и (2-39) при Дэ. о. с = 0 определяем В = 1,24; Смин = 2,0Х
Х10”3 сим; D = 43,7 ом.
По формулам (2-34), (3-37) и (3-38) имеем <VTp = 1,87; ДК1 = 0,232 ом;
Вд^ш == 30,2 мке.
Результаты расчетов для двух других частот приведены в табл. 5-1.
Таблица 5-1
1 1, Мгц	1	р, ом	< -		О	з*	£	gn, мсим		gr, мсим	X и О’;	о S к	3й X и Ьч <1		3* с	ье з* 3 Ц
14,8	32,5	8,15-Ю’3	0,117		3,16	0,162	1,97	4,96	9,1	103	0,136	144	1,87	• 0,232	30,2
20,6	45,3	1,46-10"2	0,264		4,40	8.38-10-2	2,75	10,3	28,3	101	0,124	204	2,80	0,323	24,2
26,6	58,5	2,56-10-2	0,628		5,68	5,02-10'2	3,55	22,2	78,8	82,4	0,106	323	5,63	0,417	22,4
Для частоты /мии по формулам (3-40) и (3-39) вычисляем 5пч = —3240;
1/1/вх. пч = 40,2 дб.
Для частоты /макс по формулам (3-42), (3-41) и (5-22а) находим £3. к = 5,52;
1/1/вх.з. к= 15,2 дб; l/робх — 69,8 дб.
Следовательно, фактическое ослабление зеркального канала 15,2 дб.
Пример 2
Исходные данные: /мин. н—21,45 Мгц, /макс- н = 21,75 Мгц (Тринадцати-
метровый радиовещательный диапазон), остальные данные те же, что в примере 1.
Расчет. Выбираем 6 = 0,005 и по формулам (2-1) и (2-2) находим /млН =
= 21,35 Мгц; /макс = 21,85 Мгц; КЛ= 1,023,
7
99
Принимаем S= 1,5 и по формуле (5-2) находим Ajs= 4,97.
Задаем = 0,3,	= 0,5 и по формулам (3-1) и (3-2) находим, как в при-
мере 1, AUF = 0,67, Auf < 0. Принимаем А1мин = 4,97. >
Так как Дд<|/Г0?9Л^, то ищем С, и С2 по формулам (2-14) и (2-15) или
(2-16).
Принимаем, как в примере 1, С3 = 10 пф. По формуле (2-14) имеем С2 =
— 16,8 пф. Теперь рассчитываем а = 1,23; Ь= 633; d = 1,34-105. Так как .
•4 ad/b2 =» 1,64 >• 0,1, то по формуле (2-15) вычисляем Сх = 151- пф.
По формулам (3-12), (3-15) и (3-16) с С3 вместо Сд, находим Ск. Макс = 26,4 пф;
Ск. мин ~ 25,2 пф; К26,4/25,2 = 1,0236, что практически совпадает с Кд.
По формуле (2-12) определяем Нш = 0,99. Следовательно, емкости найдены
правильно и можно продолжать расчет.
По формулам (5-6), (5-11). вычисляем Aaos = 3,74; Ссв = 560 пф.
По формуле (3-8), как в примере 1, имеем Сп = 34 пф, по формуле (5-12)'—
С" = 526 пф. Выбираем С" = 510 пф ± 5%.
По формулам (5-13) и (5-7) находим Ссв = 544 пф, С = 0,93 пф. Принимаем
С = 1 пф.
По формулам (5-14)—(5-16) вычисляем Сп. Ср — 7,3 пф; С" — 17,5 пф; Ся =
= 150,8 пф. Принимаем О" = 18 пф ± 5%, Сд = 150 пф ± 5%.
По формуле (3-24) находим LK— 2,11 мкгн.
Так как Кд<_1,2, то определяем показатели рассчитанной входной цепи
только для частоты /макс- По формулам (3-28), (5-21), (3-30)—(3-36) вычисляем
р= 289 ом; аА = 3,97• 10~2; 1/ЛАо = 0,306;	= 4,63-Ю’2; Ах= 5,19; gr =
= 15-10 3 сим; Qbx = 90; Квх. о = 0,165; ЛКВХ = 0,243 Мгц.
По формуле (2-40), как в примере 1, находим р = 2,93-10~2. Так как у = •
= 0,363, то по формулам (2-37), (2-43) и (2-39) при R3 0. с = 0 имеем В = 1,38;
СМии = 3,05-10"3 сим; D = 48,2 ом. Далее по формулам (2-34), (3-37) и (3-38)
находим Л1тр = 2,31, RKi — 2,06 ом; ЕА^Ш = 20,6 мкв.
Полученные результаты близки к результатам примера 1 (табл. 5-1), поэтому <
расчета ослаблений дополнительных каналов не производим.
Пример 3
Исходные данные те же, что в примере 1, но Нс = 6.
Расчет. Так как Лд )> ^0,9 -6 = 1,76, то исключаем конденсатор С"
и производим расчет емкостей по формулам (3-9)—(3-14). По формуле (3-9) находим
С2= 2580 пф. Далее определяем а= 5,78-103; 6= 1,935-10’; d= 3,22-109.
Так как 4 ad/b2, — 0,198> 0,1, то по формуле (3-10) имеем Сх = 147,5 пф.
По формуле (3-12) находим Ск. макс = 521 пф. Так как найденная емкость отли-
чается от Сн. макс только на 4%, то останавливаемся на найденном значении С2.
По формуле (3-8), как в примере 1, имеем Сп = 34 пф. По формуле (3-13)
вычисляем С" = 2546 пф. Принимаем С" = 2400 пф ± 5%.
По формуле (3-14) определяем-С2 = 2434 пф. Теперь рассчитываем а =
= 5,46-103; 6=1,6-10’; d= 2,885-109; Сх = 158,5 пф.
По формулам (3-12), (3-15) и (3-16) находим Ск. макс = 521 пф; Ск. мип =
= 160,4 пф;	= 1,8, что совпадает с Кд.
По формуле (2-12) имеем Нш = 0,728. Такое значение неравномерности шкалы
вполне допустимо.
По формулам (5-6) и (5-7) определяем ААоз = 1,66; С = 3,2 пф. Принимаем
С = 3,3 пф ± 5%.
По формуле (5-9) вычисляем Сп. Ср = 14—18 пф. Принимаем Сп. ср = 14 пф.
По формуле (3-23) находим Сд = 131,2 пф. Принимаем Сд = 130 пф ± 5%.
По формуле (3-24) имеем LK = 0,22 мкгн. Такая индуктивность еще реализуема,
однако, необходимо будет обратить особое внимание на монтаж, чтобы избежать
большой индуктивности монтажных проводов (порядка 5—10 нгн на 1 см длины).
100
По формулам (5-20) и (3-25) определяем Ск. ср = 290 пф; fcp = 19,8 Мгц.
Для частоты )м(ш по формулам (3-28), (5-21), (3-30)—(3-36) находим р =
= 20,4 ом; аА = б.ЗЗ-Ю'3; 1/ДА.0= 0,11; рх = 0,218; А1 = 4,08; gr = 8.06Х
ХЮ'3 сим; Qbx — Ю1; Квк. о= 0,14; AFBX= 0,146 Мгц.
Принимаем, как в примере .1, В = 1,24, Смии = 2,0-10" 3 сим, D = 43,7 ом
и по формулам (2-34), (3-37) и (3-38) находим Nrp = 1,84; /?к1 = 0,145 ом;
= 27,8 мкв-
Результаты расчетов для двух других частот приведены в табл. 5-2.
Таблица 5-2
f. Мгц	3 с		>—1	О	1-1		gri мсим	X и О’	О X и к	£ X и	О.	3 с 5	«0 • « а
14,8	20.4	6,33- 10-3	0,110		0,218	4,08	8,06	101	0,14	146	1,84	0,145	27,8
19,8	27,4	1,14- 10"2	0,266		0,129	7,40	19,8	96	0,14	206	2,45	0,194	22,5
26,6	36,7	2,05- 10~2	0,642		0,067	19,8	71,4	81	0,11	328	5,26	0,261	21,2
Из сопоставления табл. 5-2 и 5-1 видно, что основные показатели входной
цепи в обоих случаях практически совпадают. Единственным преимуществом
в примере 1 является неравномерность шкалы, практически равная единице.
Пример 4
Допустим, что индуктивность LK = 0,22 мкгн, полученная в примере 3,
сочтена слишком.малой и признано желательным (например, в целях унификации
деталей) иметь LK = 0,9 мкгн. Тогда по формуле (5-17) находим Ск. мин = 40 пф.
По формуле (5-10), как в примерах 1-3, выбираем С3 = 10 пф и по форму-
лам (5-18) и (5-19) находим Ct = 27,5 пф; С2 = 150 пф. Теперь рассчитываем
а = 358; 6= 2,33-105; d= 8,85-10®. Так как 4 ad/t? = 0,233 > 0,1, то по
формуле (2-15) определяем Сх = 25,8 пф.
По формулам (3-12), (3-15) и (3-16) вычисляем Ск. макс = 126,8 пф; Ск. Мин =
1 / 126 8
= 39 пф; у ~зэ ~ = 1’8, что совпаДает с Яд-
По формуле (2-12) находим Нш = 7,78-Ю'2.
Неравномерность шкалы столь велика, что необходимо отказаться от этого
варианта.
Пример 5
Исходные данные те же, что в примере 2, кроме антенны. Антенна — короткий
штырь: Сд. ср = 10 пф, &СА = 3 пф. Свх = 5 пф, ЛСВХ = 1 пф.
Расчет. Как в примере 2, принимаем А1МИН = 4,97, С3 = 10 пф и находим
С2= 16,8 пф, С\ = 151 пф, Ск. „акс = 26,4 пф, Ск. мии = 25,2 пф.
Приняв Aaos = оо, находим по формуле (5-11) Ссв = 635 пф.
По формуле (3-8), как в примере 1, имеем Си = 34 пф. По формуле (5-12)
получаем С" — 601 пф. Выбираем С" = 620 пф ± 5%.
По формуле (5-13) находим Ссв = 654 пф. По формулам (3-61), (3-62) и (5-8) —
* Сд ср == 15 пф; = 4 пф; С' = 4,03 пф. Принимаем С = 3,9 пф ± 5%.
 .; По формулам (3-20) и (5-14)—(5-16) определяем Сд = 2,81 пф; Сп ср =
. '= 4,45 пф; С'" = 17,4 пф; Ся = 150,8 пф. Принимаем, как в примере 2, С" =
= 18 пф ± 5%, СД= 150 пф ± 5%.
101
По формулам (3-24) и (3-28), как в примере 2, получаем LK = 2,11 мкгн,
и на частоте /макс Р = 289 ом. Далее на частоте /макс по формулам (5-22) и (3-31)—
(3-36) находим ад = 7,43 • 10“2; Pi = 3,85 • 10“ 2; Аг = 5,75; gr = 16,7-10“8 сим;
Qbx = 119; Квх. о = 0,34; ЛЕвх ~ 0,183 Мгц.
При тех же значениях В, Смин и D, что в примере 2, по формулам (2-34),
(3-37) и (3-38) вычисляем Л'тр = 2,37; RK1= 2,06 ом; £дгш = 11,1 мкв.
Если считать действующую высоту антенны равной 0,5 м, то реальная чув-
ствительность по полю получается 22,2 мкв/м.
5-2. Одноконтурная входная цепь
с трансформаторной связью с антенной на КВ
Принципиальная схема входной цепи, подлежащей расчету;
представлена на рис. 5-2. Эквивалентом антенны служит чисто
активное сопротивление Т?А, причем /?А <£ „	, где Свх —
емкость между входным зажимом приемника и шасси. Поэтому
влиянием Свх можно пренебречь, и эта емкость на схеме не пока-
зана. Вход может быть симметричным, т. е. нижний конец ка-
тушки La. к может быть не соединен с шасси, а между катушками
расположен статический экран. Порядок расчета следующий.
Принимаем конструктивную добротность контура Q равной
ее наибольшему практически осуществимому значению QM.
Задаем значение 3, как указано в § 5-1, и находим
^1S	(3-1)КдА(/Сд+1) ’	(5'23>
Задаем значения Caf и Са/ (можно рекомендовать Caf —
. = 0,2—0,3, Сд/ = 0,3—0,5) и определяем X1AF и Д1Д/ по форму-
лам (3-1) и (3-2).
102
Большее из найденных значений A1S, XiAF и обозна-
чаем А1мин.
Определяем емкости Clt С2, С", С"', Са. сР и CR и индуктив-
ность Llt так, как указано в § 5-1, с той лишь разницей, что не
рассчитываем С’; во всех формулах считаем СА = 0, а величины
Лаоз и Ссв находим не по формулам (5-6) и (5-11), а по формулам:
А	*д + «д + 2_.
^Aos- V Ад (5-1)(Кд + 1) >
(5-24)
р' __ "I / ^к. макс^НQ-^Imhh (2 4* < + *д)
Ссв— У 2Я/мнн(25+^ + Кд) •
Вычисляем индуктивность ЛА. к и коэффициент связи /гЛ. к
катушками LA. к и LK по формулам:
£ _ 4 .
2Л ]/"КинКакс
(5-25)
между
(5-26)
^А-« V QAAqS 
(5-27)
Если Кд> 1,5, то находим частоту f№ по формулам (5-20)
и (3-25).
Для трех частот диапазона /мин, ./ср, /маКС определяем Квх. 0,
AFBX, КАЕш. При Кд <1,5 можно ограничиться двумя часто-
тами /мин и /макс, а при Кд <1,2 — одной из этих частот (любой).
Расчет для каждой из частот ведем в следующем порядке.
Находим р по формуле (3-28) и вычисляем
2nfofeA, к }/~LKLA, к
//?2а + (2л/0£а	'
(5-28)
Далее определяем:	(
Pi, 41( gT, QBX, Квх. о. AFBX по формулам (3-30)—(3-36);
Ктр по формулам § 2-4 или по экспериментальным кривым;
Kki и КА£ш по формулам (3-37) и (3-38). В последней формуле
принимаем AF равным полосе пропускания тракта промежуточ-
ной частоты.
Для частоты /мин находим относительное ослабление канала
промежуточной частоты
—— = Юlg(l + Йч) + 20 lg-^--
Увх. пч	/мин
1 ! f FA [	1 у
-101g------LI^h^-A.k---Q£A.K/ [аб] (5.29)
\ 2л/пч^-А. к "I” Qla. к /
103
где 5ПЧ определяется по формуле (3-40), a Qla. к — добротность
катушки связи.
Для частоты /макс находим относительное ослабление зеркаль-
ного канала
—1— = lOlgd + Й. к)+ 201g-A^~
Z/вх. з. к	/макс
1 + (__________+ _J_y
-101g------[36], (5-30)
1 _1 [---------1---!— \
\ 2я/3 KLA. к Qla. к /
где £3. к определяется по формуле (3-42).
Резонансные характеристики, если они нужны, рассчитываем
по формуле (3-44).
Пример расчета
Исходные данные те же, что в примере 1 § 5-1.
Расчет. Задаем S = 1,5 и по формуле (5-23) находим Л1з=3,19. Как
в примере 1 § 5-1 задаем £др = 0,3, £д^ = 0,5 и определяем /Ц д/? = 0,67, Аг д^ <3
<0. Принимаем А1МИи = 3,19. ,
Как в примере 1 § 5-1, находим С2 = 700 пф, Сх = 95 пф, Ск. макс = 331 пф,
Ск - мин = 101,3 пф. По формуле (5-25) имеем С'са = 1660 пф.
По формуле (3-8), как в примере 1 § 5-1, находим Сц = 34 пф. По формуле
(5-12) Вычисляем С" = 1624 пф. Принимаем С" = 1600 пф ± 5%.
По формулам (5-13)—(5-16) приСА = 0 определяем Ссв = 1634 пф-, СП -ср =
= 12,1 пф. С"'= 1210 пф; Сд=89,8 пф. Принимаем С" = 1200 пф ± 5%
и Сп — 91 пф ± 5%.
По формуле (3-24), как в примере 1 § 5-1, вычисляем LK = 0,35 мкгн.
По формулам (5-26), (5-24) и (5-27) получаем Дд к = 3,21 мкгн; А,\л$ =
= 6,76; feA. к= 4,6-10'2.
По формулам (5-20) и (3-25), как в примере 1 § 5-1, находим Ск, Ср = 184,5 пф,'
fcp = 20,6 Мгц.
Для частоты по формуле (3-28), как в примере 1 § 5-1, р = 32,5 ом;
по формулам (5-28) и (3-30)—(3-36) вычисляем ад = 8,57-Ю-8; 1/Ад. 0 = 0,127;
Pi = 0,202; Ах = 3,07; gr = 6,05-10'8 сим; QBX = 93,7; Квх 0 = 0,166; AFBX =
= 0,158 Мгц.
Принимаем, как в примере 1 § 5-1, В — 1,24, Смин = 2,0-10~8 сим, D =
= 43,7 ом и по формулам (2-34), (3-37) и (3-38) находим Л'’тр = 1,84; RKi =
= 0,232" ом; £А£ш = 28,0 мкв.
Результаты расчетов для двух других частот приведены в табл. 5-3.
Таблица 5-3
104
Сопоставление табл. 5-3 и 5-1 показывает, что схемы с трансформаторной
и внешней емкостной связью с антенной имеют почти одинаковые показатели.
Первая схема имеет на частоте /макс в 1,35 раза меньшую полосу пропускания,
т. е. несколько лучшую избирательность, зато она обеспечивает здесь в 1,63 раза
меньшую реальную чувствительность.
Для частоты /М1Ш по формулам (3-40) и (5-29), приняв фдд, к = 30, находим
^пч ™ —2940; l/f/вх. пч ” 62,8 дб.
Для частоты /макс по формулам (3-42) и (5-30) g3. к = 7,43; 1/увх, 3. к =
= 17,7 дб.
5-3. Одноконтурная входная цепь с магнитной
антенной на КВ
Принципиальная схема входной цепи, подлежащей расчету,
представлена на рис. 5-3. Магнитная антенна используется в ка-
честве катушки первого контура (может быть использована как
ферритовая антенна, так и небольшая рамочная антенна без фер-
ритового сердечника). Порядок расчета следующий.
Принимаем конструктивную добротность контура Q равной
наибольшему практически осуществимому значению добротности
антенны с учетом влияния на нее всех элементов конструкции
приемника (по опыту прежних разработок).
Задаем значение S и находим A1S по формуле (5-1).
Задаем значения Z&.F и (можно рекомендовать ^f = 0,2 —
0,3, Сд/ = 0,3—0,5) и определяем Aiaf и AiAf по формулам (3-1)
и (3-2).
Большее из найденных значений A1S, AiAF и обозна-
чаем А1 мии*
Вычисляем емкости Clt С2, С", С", и Q и индуктив-
ность LK так, как указано в § 5-1, с той лишь разйицей, что не
рассчитываем С' и во всех формулах считаем СА = О, Адо5 = оо.
105
По величине LK рассчитываем антенну. В результате этого
расчета определяется действующая высота антенны /гд.
Если Кд > 1,5, то находим частоту /сР по формулам (5-20)
и (3-25).
Для трех частот диапазона /мин, /ср, /макс находим Квх. 0,
AFBX, Eim- При Кд <1,5 можно ограничиться двумя часто-
тами Кин и Какс> а ПРИ < 1,2 — одной из этих частот (любой).
Расчет для каждой из частот ведем в следующем порядке.
Находим р по формуле (3-28), рг, A J, gr и QBX по формулам (3-31)—
(3-34), Квх.о по формуле (4-26), AFBX по формуле (3-36); Ктр по
формулам § 2-4 или по экспериментальным кривым, RK1 по фор-
муле (3-37) и Е^ш по формуле (4-27), в которой AF принимаем
равным полосе пропускания тракта промежуточной частоты.
Для той из частот диапазона, которая ближе к промежуточной
частоте приемника, находим относительное ослабление канала
промежуточной частоты 1/(/вх. пч п0 формуле (4-28), где ^'опре-
деляем по формуле (3-40).
Для частоты Какс находим относительное ослабление зеркаль-
ного канала 1/«/вх. 3. к по формуле (4-29), где £3.к определяем
из выражения (3-42).-
Резонансные характеристики, если они нужны, рассчитываем
по формуле (3-44).
Пример расчета
Исходные данные те же, что в примерах 2 и 5 § 5-1, кроме антенны. Антенну
предполагается выполнить в виде небольшой рамки без ферритового сердечника.
Предполагается, что удастся получить Q= 140.
Расчет. Как в примерах 2 и 5 § 5-1, принимаем А1МИН = 4,97, С3 = 10 пф
и находим С2 = 16,8 пф, Сг = 151 пф,	26,4 пф, Ск.мин = 25,2 пф.
Как в примере 5 § 5-1 находим С" = 601 пф и выбираем С" = 620 пф ± 5%,
после чего получаем Ссв = 654 пф.
По формулам (5-14)—(5-16) при Сд = 0 находим Сп ср = 7,26 пф; С"'=
= 17,4 пф; Сд = 150,8 пф. Принимаем, как в примерах 2 и 5 § 5-1 С'" = 18 пф ±
+ 5% и Сд - 150 пф + 5%..
По формуле (3-24), как в примерах 2 и 5 § 5-1, определяем LK = 2,11 мкгн.
Проектируем антенну в виде плоской квадратной трехвитковой рамки из
провода диаметром 1 мм с внешними размерами 110Х110 мм и расстоянием между
витками 5 мм. Такая рамка, как показывает расчет по[4], обладает нужной индук-
тивностью и имеет на частоте 21,85 Мгц h-A = 1,36 см.
Теперь на частоте fMaKC по формулам (3-28), (3-31)—(3-34), как в примере 5
§ 5-J, имеем р = 289 ом; рг — 3,85-10”2; Ах = 5,75; gr = 16,7-Ю-3 сим; QBX =
— 119. По формуле (4-26) получим Квх. 0 — 6,24'10“2.
По формулам (3-36), (2-34) и (3-37), как в примере 5 § 5-1, вычисляем ДКВХ =
= 0,183 Мгц; Атр = 2,37; РК1 = 2,06 ом. Наконец, по формуле (4-27) находим
Е^ш = 60,5 мкв/м.
106
5-4. Широкополосная одноконтурная входная цепь
с трансформаторной связью с настроенной антенной
на УКВ
Схема входной цепи, подлежащей расчету, представлена на
рис. 5-4. Ее характеризуют следующие особенности.
1.	Отсутствует орган настройки. Полоса пропускания охваты-
вает весь радиовещательный УКВ ЧМ диапазон. Это выгодно тем,
что позволяет делать более сильную связь антенны и транзистора
с контуром, что уменьшает коэффициент шума. Правда, возрастает
опасность перекрестной модуляции, но при ЧМ роль искажений
этого типа вообще невелика.	йй
Рис. 5-4.
2.	Антенна — симметричный вибратор, она настроена на сред-
нюю частоту диапазона. На этой частоте сопротивление антенны
чисто активное. К концам диапазона в нем появляется некоторая
реактивная составляющая.
3.	Связь с антенной трансформаторная, что позволяет полу-
чить симметричный вход.
4.	Согласование антенны (антенно-фидерной системы) со вхо-
дом приемника считается необязательным.
5.	Транзистор работает в усилительном режиме и включен по
схеме с общей базой. При таком включении меньше отклонение
от номинального значения, что позволяет делать более сильную
связь с контуром. Кроме того, меньше g22 и У12, что позволяет
получить большее усиление (§ 7-5).
6.	Связь транзистора с контуром внутренняя емкостная. На
УКВ такая связь в конструктивном отношении удобнее трансфор-
маторной. (трудно реализовать малую индуктивность катушки
связи). Порядок расчета следующий.
Задаем величину (можно рекомендовать Caf = 0,2—0,5)
и находим необходимую полосу пропускания:	<'•
А^вх = (/макс, н— /мии. н) (1 + £af)-	(5’31)
107
Находим среднюю частоту диапазона /сри добротность эквива-
лентного входного контура QBX и необходимый коэффициент рас-
ширения S полосы пропускания входной цепи по сравнению с наи-
меньшей собственной (конструктивной) полосой пропускания кон-
тура:
__ /макс, н 4" /мнн. н .	(5-32)
'	<5-33)
3 =	,	(5-34)
Чвх
где QM — наибольшая собственная добротность контура, которую
можно обеспечить без больших трудностей.
Находим величины В, Смин и D по формулам (2-40), (2-37),
(2-43) и (2-39), принимая у = fcplfa-
Определяем значение показателя связи входной цепи транзи-
стора с контуром Alt обеспечивающее получение на частоте fcp
наименьшего коэффициента шума входной цепи (вместе с первым
транзистором) при найденном выше значении 3:
д * I Г * I -Sgll + (-S 1)СМИН
Л^ = Т^1+]/	• (5’35)
Принимаем £д; = 0,5 и по формулам (3-1) и (3-2) находим
Л1Д)? И Л1Д/.
Большее из найденных значений 4^, и Л1д/ обозна-
чаем At.
Вычисляем показатель связи антенны с контуром Л доз, соот-
ветствующий ранее найденным значениям S и Лр
Л доз =--с------	(5-36)
—п—1
+-ЛГ
Определяем коэффициент связи &д.к между катушками La. к
и LK, необходимый для получения величины Лдоз:
*А-=1/-сПГ—•	<5-37>
У Ум^АОЭ
Если значение /гд. к не превышает наибольшего значения /гмакс,
которое можно обеспечить, то останавливаемся на найденных зна-
чениях Аг И &д.к. Если &А. к > &макс, То Принимаем &д. к = /гмакс
и находим значение показателя связи Лдоз, соответствующее
этому &д.к при найденном ранее 3:
Лдоз = -- 2—(5-38)
&А. к*2м
108
Определяем значение Alt соответствующее этим Л доз и S:
Л iS ==	£	— •	(5-39)
Если Xjs не меньше, чем Aiaf или Л1д;, то принимаем Аг =
== A[s. Если A's меньше, чем А1ДР или А1Д?, то принимаем Xi
равным большей из последних двух величин и находим новое
значение коэффициента расширения полосы пропускания S, соот-
ветствующее А доз, найденному по формуле (5-38) и последнему
принятому Аг:
s=(i+X-)(i+4-)-	<5-4°)
\ АА03 / \ А1 /
Это значение S оказывается меньше найденного ранее по фор-
муле (5-34). Это означает, что для получения полосы пропуска-
ния AFbx надо иметь контур с добротностью Q, меньшей чем QM.
Находим
Q = SQBX,
(5-41)
где S — величина, полученная по формуле (5-40).
Определяем нужную индуктивность катушки связи:
=	(5-42)
Выбираем индуктивность катушки колебательного контура из
условия:

Qbx (1 4~ 4i)
20лД.р£и
(5-43)
Невыполнение этого условия ведет к возрастанию погрешности
излагаемой методики расчета, в частности, к увеличению коэффи-
циента шума по сравнению с расчетным. Поэтому такое невыполне-
ние допустимо лишь в крайнем случае, если меньшую индуктив-
ность не удается реализовать.
Вычисляем полную емкость колебательного контура:
Находим коэффициент включения контура во входную цепь
транзистора:	________
й=1/йтгга)- <5’45>
Вычисляем входную емкость транзистора Си на частоте fQP
по формуле (3-8) и емкости:	s
с =	;	(5'46)
-С11-См.	-	(5-47)
109
Принимаем для С* и С" ближайшие к найденным Значения,
соответствующие ГОСТ ±5%.
Для каждой из трех, частот диапазона /мнн.н, fcp, ^кс.я
находим:
Ха. ц — 2л/ (Ла 4- La. к) — 2л/Сд ’	(5-48)
где 1д и Сд — индуктивность и емкость антенны на данной ча-
стоте, или
Ха. ц = 2л/ЛА. к Ха,	(5-49)
где Ха — реактивная составляющая сопротивления антенны на
этой частоте;
гА.ц=/^2А + <ц;	(5-50)-
ад^2^А.кГ^-А А;		(551)
Явн.а.ц = «2а*а;	(5-52)
\н.а.ц=-4^а.ц;	(5-53)
RK=^-,	(5-54)
-	'	(5’55)
A’CB1 = 2nf (С"+ €„) + &!! ‘ *СК L ’	(°‘56)
=	<5'57)
(йЛв1)2
х 2СВН1 = хсв1 j ;	(5-58)
(£1Лв1)2
Rk. э — Rbh. а. ц + Кк + ^внЬ '	(5-59)
Хк.э = Хвн.А.ц + Хк + Хвн1;	(5-60)
для частоты /ср принимаем Хк. э = 0 (полагаем, что на этой ча-
стоте осуществляется настройка входной цепи); для крайних
частот:
7 э=7 3-7 э ер,	(5-61)
110
где Х'к э ср, значение Х’к э, ранее найденное для частоты /ср по
формуле (5-60);
=	+		<5'62)
(5-63)
К.э = явн.а.ц+як;	(5-64)
^'.3 = ^.3-^;	(5-б5)
8,- = ^;	(5-66)
ХСВ1	’
6Г=-А^-	(5-67)
*СВ1
Далее вычисляем В, С, D и (VTp по формулам (2-37)—(2-39)
и (2-34).
Затем находим
^BX=(J + ^— )tfTp	(5-68)
\ Т'вн. А. ц /
и Е^ш по формуле (2-33).
При сопоставлении результатов расчета по изложенной мето-
дике с экспериментальными данными необходимо не упускать из
вида, что Квх.о определяется как отношение напряжения на входе
транзистора к э. д. с. в антенне (эквиваленте антенны), тогда как
при измерениях иногда неправильно определяют эту величину
как отношение напряжения на входе транзистора к напряжению
на входных зажимах приемника. Расхождение может быть значи-
тельным.
Для частоты /мнн, н находим относительное ослабление канала
промежуточной частоты:
—— = Ю 1g (1 + йч) + 20 ig^dZAjid __ 3 [ОД( (5.69)
i/вх. пч	/пч^А. ц
где £пч определяется по формуле (3-40); ХА, пч — реактивное со-
противление антенны на промежуточной частоте; zA. ц берется для
частоты Дин н.	'
Для той из частот диапазона, которая ближе к частоте гетеро-
дина, находим относительное ослабление зеркального канала:
—— = 10 lg(1 + Вз. к) + 201g №-3-к| —3 [дб], (5-70)
Увх. з. к	/з. kzA. ц
где к определяется по формуле (3-42); ХА. 3. к — реактивное со-
противление антенны на зеркальной частоте; zA. ц берется для
частоты /0.
111
При сопоставлении результатов расчета по формулам (5-69)
и (5-70) с экспериментальными данными необходимо иметь в виду
следующее. Формулы, в согласии с действительностью, предпола-
гают, что антенна настроена на частоту fcp, а для частот fm и
/З.к обладает большим реактивным сопротивлением, намного пре-
вышающим Если измерения производятся с эквивалентом
антенны, имеющим только одно, не зависящее от частоты активное
сопротивление, то они дадут значения ослаблений много меньше
расчетных.
Таблица 5-4
Параметр	tмин. н	^ср	^макс. и
Хд, ц> ом	11,3	75	133,7
Z&, ц> ом	83,2	106	153
аА	0,294	0,242	0,176
Яви. А. ц, ОМ	6,45	4,37	2,31
Хвн. А. ц> ОМ	—0,975	—5,52	—4,13
/?К> ом	0,690	0,727	0,763
Х^, ом	—4,87	0	5,4
bllt мсим	—6,13	-6,45	—6,78
Хсв1, ом	—24	—22,8	—21,7
‘ gn, мсим	12,3	12,9	13,6
7?ви1> ом	6,5	6,17	5,92
^ВН1> ОМ	2,01	1,83	1,74
RK. э» ОМ	13,64	11,27	8,99
Хк. э> °м	—3,86	—3,69	3,01
Хк.э, ом	—0,17	0	6,70 '
гк. э. ом	13,64	11,27	11,2
^ВХ. О	0,518	0,490	0,342
«к. э- ом	7,14	5,10	3,07
Х" э, ом	—2,18	—1,83	4,96
gr, мсим	12,4	9,83	6,51
ЬГ, мсим	3,78	3,52	—10,5
В	1,72	1,79	1,86
С, мсим	9,94	10,59	9,13
D, ом	59	61	63
N-rp	3,25	3,47	3,67
XfiX	3,60	4,05	4,88
£Ари, МКв	3,94	4,07	4,61
112
Пример расчета
Исходные данные. /мии. и = 66 Мгц, /макс. н = 73 Мгц. fn. ч = 10,7 Мгц.
Частотная модуляция с Л/м = 50 кгц; FB = 15 кгц. Чувствительность измеряется
при = 20 (26 дб) и девиация Af = 15 кгц. RF = 75 ом; на средней частоте диа-
пазона Хд = 0, а на частотах /мии.и и /макс.и Хд = ±60 ом. QM = 120. <z0
= 0,97, гбб, = 25 ом, fa = 120 Мгц, 1Э = 1 ма, на частоте 70 Мгц gxv = 13 мсим
и 6Х1 = —6,5 мсим (обе проводимости приблизительно пропорциональны частоте),
6gix = 6&ц = 0,2. Cl = 2 пф, См = 3 пф.
Расчет. Принимаем tAF = 0,2 и по формуле (5-31) находим AFBX = 8,4 Мгц.
По формулам (5-32)—(5-34) получаем fcp = 69,5 Мгц; QBX = 8,3; S = 14,5.
По формулам (2-40), (2-37), (2-43) и (2-39) при Яэос = 0иу = 0,58 находим
р = 2,92-10'2; В = 1,79; Смии = 6,4-10"3 сим; D = 61 ом.
По формуле (5-35) имеем А1ЛГ = 0,96. При 0,2 и 2^=' 0,5-0,2 =
= 0,1 по формулам (3-1) и (3-2) получаем Al &F = 0; А1 <С 0. Принимаем Aj =
= 0,96.
По формулам (5-36) и (5-37) определяем Адоз = 0,167; &д.к= 0,316. Такое
значение 6д. к можно обеспечить без затруднений, поэтому останавливаемся на/
найденных значениях Ах и k\. к.
Пр формулам (5-42) и (5-43) находим £д.к = 0,172 мкгн; 0,29 мкгн.
Принимаем LK = 0,2 мкгн.
По формулам (5-44), (5-45), (3-8), (5-46) и (5-47) вычисляем Ск = 26,3 пф;
Р1 = 0,233; С11= —14,8 пф; С' = 31,7 пф; С" = 115,8 пф. Принимаем С =
= 33 пф ± 5%, С" = ПО пф ± 5%.
Для частоты (ми„ по формулам (5-49)—(5-67) определяем Хд. ц=11,3 ом;
ZA. ц = 83,2 ом; ад = 0,294; Rw. д. ц = 6,45 ом; Хвн. д. ц = —0,975 ом; RK —
= 0,69 ом; Х'к = —4,87 ом; хсв1 = — 24 ом; Рви1 — 6,5 ом; Хви1 = 2,01 ом;
R„ э — 13,64 ом; X э = —3,86 ом; X = —0,17 ом; г = 13,64 ом;
ХЕХ 0 = 0,518; 7? „ = 7,14 ом; X” „ = —2,18 ом; g = 12,4 • 10~3 сим; Ь =
= 3,78-10-3 сим.
По формулам (2-37)—(2-39) и (2-34) при р = 2,92-10-2, у = 0,55 и £ш = 20
находим В = 1,72; С= 9,94-Ю*3 сим; D = 59 ом; Хтр = 3,25; Авх = 3,60;
7?лг;ш = 3,94 мкв.
Результаты расчетов для двух других частот приведены в табл. 5-4.
Для частоты /мии. и по формулам (3-40) и (5-69), полагая, что на промежуточ-
ной частоте Хд. п. ч =—3000 ом, находим |п. ч = —49,8; l/t/BX. п. ч — 77,8 дб.
Для частоты /макс. н по формуле (3-42) при f3. к = 94,4 Мгц f3. к= 4,3 и если
Хд. з. к — 500 ом, то по формуле (5-70) имеем l/t/Bx. з. к= 14,5 дб.
8 Д. И. Шапиро Зак. 2212
ГЛАВА ШЕСТАЯ
ОБЩИЕ УКАЗАНИЯ ПО ПРОЕКТИРОВАНИЮ
УСИЛИТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ ПРИНИМАЕМОГО
СИГНАЛА
6-1. Требования к усилителям частоты
принимаемого сигнала
Усилитель частоты сигнала (УЧС) должен обладать возможно
меньшим коэффициентом шума (§ 2-4).
Усиление, обеспечиваемое УЧС, должно быть достаточным для
того, чтобы шумы преобразователя не оказывали существенного
влияния на общий шум приемника, т. е. чтобы коэффициент шума
приемника практически равнялся коэффициенту шума входной
цепи совместно с транзистором УЧС. Однако оно не должно быть
слишком велико во избежание значительной перекрестной моду-
ляции в преобразователе.
Наиболее благоприятные значения коэффициента усиления по
напряжению для каскада УЧС — 5ч-10.
Коэффициент усиления по напряжению должен по возможности
меньше изменяться с изменением частоты настройки приемника
в пределах каждого из диапазонов и при переходе с одного диа-
пазона на другой (§ 6-2 и 6-3).
Если коэффициент усиления УЧС существенно зависит от ча-
стоты, то эта зависимость должна быть компенсирована обратной
по характеру зависимостью коэффициента передачи входной цепи
(§2-1 и 2-5).
Настроенный УЧС при любом положении ручки настройки
приемника должен быть настроен на ту же частоту, что и входная
цепь. Для этого, в случае настройки с помощью блока переменных
конденсаторов, имеющего одинаковые секции, должны быть оди-
наковы индуктивности катушек контуров УЧС и входной цепи;
полные емкости, включенные параллельно этим катушкам (С3);
полные емкости, включенные последовательно (С2) и параллельно
(Ci) конденсаторам настройки; законы изменения емкостей кон-
денсаторов настройки с углом поворота оси блока.
114
Совместно со входной цепью УЧС должен обеспечивать требуе-
мое ослабление зеркального канала и канала промежуточной ча-
стоты (§ 6-4).
УЧС должен быть устойчив в широком смысле этого слова,
т. е. изменения режима его работы и параметров входящих в него
элементов, возможные в условиях производства и эксплуатации
(за исключением таких изменений в условиях производства, влия-
ние которых компенсируется с помощью предусмотренных для
этого органов подстройки), не должны приводить к существенным
изменениям основных показателей усилителя: коэффициента уси-
ления, частоты настройки, полосы пропускания (§ 6-5).
УЧС не должен вносить в усиливаемый сигнал существенных
искажений (§ 6-6).
Все емкости, индуктивности и взаимные индуктивности должны
быть конструктивно выполнимы без больших трудностей.
В настроенном УЧС должны быть предусмотрены органы под-
стройки, необходимые для получения заданных частот настройки
при отклонениях емкостей и индуктивностей всех элементов
схемы от расчетных значений, возможных в условиях производ-
ства. Система коммутации должна быть возможно более простой.
Стоимость должна быть возможно меньшей.
Перечисленные выше требования во многом противоречивы,
и задача проектировщика — выбрать компромиссное решение,"яв-
ляющееся, с его точки зрения, наилучшим.
6-2. Коэффициент усиления резонансного усилителя
Коэффициент усиления по напряжению резонансного усили-
теля Ко на частоте настройки может быть найден по формуле:
/<0 У21^ое. эр2р1сл>	(6"1)
где у21 — параметр транзистора (проводимость прямого действия);
Roe. э — эквивалентное резонансное сопротивление эквивалент-
ного контура, т. е. контура с учетом активных сопротивлений,
вносимых в него со стороны транзистора данного и следующего
каскадов; р2 и р1СЛ — коэффициенты включения контура в выход-
ную цепь транзистора данного каскада и входную цепь транзи-
стора следующего каскада.
Все сомножители правой части (6-1) зависят от частоты на-
стройки усилителя. Однако в большинстве случаев проводи-
мость у21 изменяется в пределах диапазона незначительно, так что
при ориентировочной оценке частотной зависимости Ко можно счи-
тать у21 = const.
Эквивалентное резонансное сопротивление эквивалентного
контура
1 +(^22Р1 + ^11слР1сл) PQ
8*
115
где р — характеристическое сопротивление контура; Q — его соб-
ственная (конструктивная) добротность; g22 и £11сл — активные
составляющие выходной проводимости транзистора данного кас-
када и входной проводимости транзистора следующего каскада.
Из соображений повышения избирательности и обеспечения
устойчивости усилителя (§, 6-5) связь транзисторов с контуром
делается слабой, так что + £11слР1Сл) <К Кроме того,
в пределах диапазона можно, в первом приближении, считать
Q = const. Поэтому при ориентировочной оценке частотной за-
висимости Ко можно считать, что 7?ое. э зависит от частоты как р,
Рис. 6-1.
а следовательно, в случае на-
стройки с помощью переменного
конденсатора Roe. э = const /0-
Частотная зависимость р2 и р1сл определяется видом связи
контура с транзисторами.
В случае трансформаторной (рис. 6-1) или автотрансформатор-
ной (рис. 6-2) связи
где
/о 2 ~	г-	—— ; /о1сл ~	;
2л у LT КС'22	2л у LK тС11сл
-С22 и Сцсл — выходная и входная емкости транзисторов данного
и следующего каскадов плюс емкости катушек и монтажа: С22 =
= С22 + См 4- Сдт. к; Си СЛ - Сцсл + См + С/.К. т.
Режим удлинения (/02 </мин и /01сл </миН) в транзисторных
усилителях не представляет интереса. На практике всегда имеет
место большое укорочение (/о2 > /макс и /01сл » /макс). Вслед-
116
ствие этого при трансформаторной, как и при автотрансформа-
торной связи, можно считать
рг=^.к/-^; Р1сл=*к.т/-^*	(6-4)
т. е. коэффициенты включения не зависят от частоты настройки.
При внутренней емкостной связи со входом транзистора сле-
дующего каскада (рис. 6-3)
Рис. 6-2.
Согласно (6-5) р1сл изменяется обратно пропорционально
квадрату частоты настройки.
При трансформаторной или автотрансформаторной связи кон-
тура с обоими транзисторами получается в первом приближении
Рис. 6-3.	'	рис. 6-4.
/(0 = const /о, а при трансформаторной или автотрансформатор-
ной связи с транзистором данного каскада и внутренней емкостной
связи с транзистором следующего каскада Ко = со(^.
/о
Для выравнивания усиления по диапазону можно воспользо-
ваться комбинированной связью контура со входом транзистора
следующего каскада (рис. 6-4).
117
-V - f
' •• *
Пренебрегая влиянием емкостей CLk;t, См и СПсл, можно I
в этом случае считать '	<	«
Р1СЛ = '^C"LK + т 	(6’6) < I
Выбрав
С" — ^д+ 1________-____	-	(6-7)
- КдРмакс 4<ЙНЛК ’
г = Г ,	(6-8)
где Рмакс —• значение р1сл на частоте fma (оно является наи-
большим в пределах диапазона), мы получим
(/2	\ Рмакс
^^д+ИКд + Т-	(6-9)
/о	/'
_	const
В пределах всего диапазона р1сл	, вследствие чего
/о
К. о S5s const.
6-3. Коэффициент усиления апериодического усилителя
Коэффициент усиления простого апериодического усилителя
на сопротивлениях (рис. 6-5), пренебрегая малыми активными
проводимостями и емкостями g22, l/R6, С22 и Сы, можно найти по
Рис. 6-5.
следующей формуле:
= ------------—----------г - (6’10)
+ gncn + j2nf0CllcJI
Так как нам нужен коэффициент усиления, равный 5—10
(§ j6-1), а проводимость у21 имеет порядок 30 моим (при 1Э = 1 ма),
то знаменатель в (6-10) должен быть порядка (6—3) моим. Это
намного больше чем t/нсл = I §иСл+•/2зг/о^исл I в Диапазоне
118
длинных и средних волн, где возможно применение таких усили-
телей (§ 1-7). Поэтому приходится выбирать малое сопротивле-
ние 7?к (150—300 ол), и можно приближенно считать
К — УцКк-	(6-11)
Коэффициент усиления в таком случае практически не зависит
от частоты.
Если почему-либо желательно получить несколько большее
усиление или (и) проводимость у21 существенно меньше значения,
указанного выше, то сопротивление 7?к должно быть увеличено.
В результате возрастает роль емкости С11сл, и коэффициент уси-
ления с повышением рабочей частоты заметно падает.
В таком случае для выравнивания усиления можно прибегнуть
к коррекции.
6-4. Относительное ослабление
дополнительных каналов приема резонансным усилителем
Относительное ослабление резонансным УЧС, настроенным на
частоту /0, любого мешающего колебания с частотой /п можно
найти по формуле:
—— = ioig(l + ^n)-2Olg|^|-
»УЧС. п	I XcB2 I
— 201§|-с-в-1сл-п I [56],	(6-12)
I -^СВ 1СЛ I
где
Лп=Сэ(т1--^');	(6-13)
Q3 — добротность эквивалентного контура, т. е. контура с учетом
активных сопротивлений, вносимых в него транзисторами;
хсв2, хсв 1сл — сопротивления связи контура с выходной цепью
транзистора данного каскада и входной цепью транзистора сле-
дующего каскада на частоте /0; хсв 2п, хсв 1п — значения этих
сопротивлений связи на частоте /п.
Добротность эквивалентного контура
1 + (^22^2 + £11слР1сл)
= Q (1 - -г-Дз- - -г-Л—) > (6-И)
\	1 + ^2	1 -|- ^41сл /
где А 2 и Л1сл — показатели связи выходной и входной цепей
транзисторов данного и следующего каскадов с контуром:
gn .
§22 ’
А2 =
Л _____ §Г. сл
1СЛ	еисл
(6-15)
119
В формулах (6-15) gu— активная проводимость нагрузки, которую
видит перед собою транзистор данного каскада на частоте на-
стройки; gr, сл — активная проводимость генератора, который
видит перед собой транзистор следующего каскада на частоте
настройки.
Коэффициент расширения полосы пропускания крнтура за
счет сопротивлений, вносимых в него со стороны транзисторов
данного и следующего каскадов, может быть найден по формуле:
5 =---------p-J-------j----.	(6-16)
1 Х2 1 + ^41сл
Наибольшее усиление при данном значении S обеспечивается,
если принять:
Л2 = Л1сл = Л5-=4±±.	(6-17)
Если 4,4=3 и Д1сл 3, то Q3 0.5Q и при прочих равных
условиях 1/г/учс. п уменьшается не более чем на 6 дб по сравне-
нию со случаем очень больших А2 и Л1сл (т. е. очень слабой связи
транзисторов с контуром).
Для автотрансформаторной и трансформаторной связи, в пре-
небрежении емкостями транзисторов, катушек и монтажа, можно
в первом приближении считать
*СВ 2П _ *СВ 1СЛ. П _ fn	(6-18)
^СВ2 *СВ 1СЛ f<>
Следует, однако, помнить, что из-за указанных емкостей
в резонансной характеристике каскада появляются дополнитель-
ные максимумы, подобно тому, как это имеет место во входной
цепи (§ 2-7).
Следует также иметь в виду, что для случая, когда связь
колебательного контура с обоими транзисторами трансформатор-
ная или автотрансформаторная, формула (6-12) не учитывает влия-
ния непосредственной связи между катушкой (или частью контур-
ной катушки) LT. к, включенной в выходную цепь транзистора
данного каскада, и катушкой (или частью контурной катушки)
LK. т, включенной во входную цепь транзистора следующего кас-
када. Эта связь может быть учтена добавлением в правую часть
(6-12) слагаемого
-201g
,	/	fl	\
А?Т. т ( j	*0	|
кт. К^К. ту	(п	'
(6-19)
1
где kT, т, к, kK, т — коэффициенты связи между катушками
LT. к и LK.T, LT. к и LK, LK и LK.T соответственно. Это слагаемое
аналогично слагаемому (2-64). Если kT, т == kT. KkK. т, то оно обра-
щается в —20 lg/o//n, а для некоторого отношения /0//п в пр ин-
120
ципе можно получить бесконечно большое ослабление колебаний
частоты Для	внутренней емкостной связи = Л .	/б-20) -*СВ 1СЛ	/п
Для	комбинированной связи рис. 6-4 Г	9тг/ Г"	т И-^к. т^к •*СВ 1СЛ. П  .		 (621) *СВ1СЛ '	+	КДк.т^к
6-5. Устойчивость резонансного усилителя
Для того чтобы обратная связь через транзистор не оказы-
вала существенного влияния на работу усилителя, на всех часто-
тах настройки должно быть выполнено условие малости влияния
обратной связи
(6-22)
где At — показатель связи входной цепи транзистора данного
каскада с предшествующим колебательным контуром; М — допу-
стимый обобщенный показатель связи транзистора с генератором
(предшествующей схемой) и нагрузкой (последующей схемой)
М = ^1У1* •	(6-23)
здесь Со. с— показатель влияния обратной связи через транзи-
стор на работу усилителя, выбираемый проектировщиком по его
усмотрению.
Можно рекомендовать Со. с = 0,2ч-0,4. Уменьшение Со. с ведет
к уменьшению влияния обратной связи на полосу пропускания
и коэффициент передачи УЧС совместно со входной цепью, но
одновременно может уменьшиться коэффициент усиления усили-
теля. При большем Со. с коэффициент усиления усилителя может
получиться больше, но возрастает влияние обратной связи через
транзистор.
Более обоснованный выбор Со. с можно произвести с помощью
кривых рис. 6-6 и 6-7. Эти кривые относятся к преселектору,
состоящему из одноконтурной входной цепи и одного каскада ре-
зонансного усилителя с Q3 = QBX. Они показывают, как изме-
няются резонансный коэффициент передачи 7(о. прес и полоса
«пропускания AFnpec в зависимости от Со. с при неизменных про-
чих условиях. Под Ко. прес. о и AFnpec. о понимаются значения,
соответствующие Со. с = 0- Параметр ф— это аргумент произ-
ведения у21у12.
121
Следует иметь в виду, что опасно не так само изменение Ко. пре(,
и AFnpeC под влиянием обратной связи, как их нестабильность
при изменениях величины-обратной связи вследствие возможного
изменения параметров элементов схемы. В первом приближении
можно считать, что в правильно спроектированном усилителе
с  Д (У21У12)	(6-24)
?о. с	У21У12
Если возможное относительное изменение у21у12 в условиях
Рис. 6-6.
известно, то, пользуясь форму-
лой (6-24) и кривыми рис. 6-6 и
6-7, можно определить соответ-
ствующие относительные изме-
нения До.прес и ДЕпрес при лю-
бых £ос иф и выбрать £0.стак,
Рис. 6-7.
чтобы эти изменения не превышали допустимых. Допустимыми
можно считать относительные изменения не более 0,1-т-0,15.
Если величина ф неизвестна, то следует ориентироваться
на худшее значение. Таким значением при включении транзистора
по схеме с общим эмиттером является л, а при включении с общей
базой —'0.
Пусть, например, транзистор включен по схеме с общим эмит-
тером и вследствие неидентичности транзисторов и возможных
колебаний режима произведение у21у12 может изменяться на
±30%. Если принять при расчете £0.с = 0,4, то действительное
значение этого показателя будет колебаться, согласно сказанному
выше, от 0,28 до 0,52. По кривым для |ф| = л это соответствует
изменениям /<0. Прес в пределах 0,76—0,65 и ДЕпрес в пределах
122
1,38—1,66 от значений, соответствующих £0, с = 0... Такие изме-
нения можно считать допустимыми.
Так как показатель связи Аг определяется при расчете входной
цепи, то при расчете УЧС должно выполняться условие
Л2 Л2о с,	(6-25)
где
м
1.
д ________________
20- С— t 1 4- Ai
(6.26)
Для того чтобы возможные изменения g22 или £1кл на Ag22
и Айисл в ТУ или иную сторону от номинального значения не
приводили к относительным изменениям полосы пропускания экви-
валентного контура, превышающим Сдг (можно рекомендовать
Сдг = 0,1 ч-0,3), должны выполняться условия:
Л2^Л2Др; Л1сл > Л1сл ,	(6-27)
где
=	—6g22 — 1; Л1сл д^ =	—б^цсл—1;	(6-28)
ЬдГ	ЬдГ
Условия (6-27) аналогичны условию (2-89) для входной цепи.
Для того чтобы возможные изменения Ьг2 или £>11сл на Af>22
и А511сл в ТУ или иную сторону от номинального значения в усло-
виях, когда невозможно использовать органы подстройки, не
приводили к расстройкам эквивалентного контура А/, превыша-
ющим £д/AFK, где АСК — собственная (конструктивная) полоса
пропускания контура (можно рекомендовать = 0,25-4-0,5),
должны выполняться условия:
Ч2 > Л2д/ ; ^Хсл ^1СЛ if ’
(6-29)
где
^2Af	2£ f 6^22 I tg Ф22 I 1 >

^1сл Af
6^2 =
tgT22
or 6611СЛ I tg Фххсл |	1 ’>
Л^22 . ХА _ А^ХХсл
|622| ’ °0Исл- |6псл| ,
tgq>llcn = 4^.
S22	£11СЛ-
(6-30)
Условия (6-29) аналогичны условию (2-92) для входной цепи.
123
6-6. Нелинейные искажения в усилителе частоты
принимаемого сигнала
Вследствие нелинейности характеристики транзистора в-УЧС
могут возникать: нелинейные искажения огибающей амплитудно-
модулированного сигнала; перекрестная модуляция сигнала высо-
кочастотной помехой (посторонним сигналом); вторичная модуля-
ция . сигнала низкочастотным напряжением, просачивающимся
на вход'УЧС из УНЧ.
Нелинейные искажения огибающей растут как квадрат напря-
жения несущей частоты сигнала на входе усилителя. Поэтому
они возникают, прежде всего, в последнем
каскаде УПЧ (§ 9-6), однако при очень
сильных сигналах не исключено их воз-
никновение в УЧС.
Уменьшение перекрестной и вторичной
модуляции достигается, прежде всего, пу-
тем уменьшения напряжения посторонних
высокочастотных и низкочастотных коле-
баний на входе"1 усилителя, т. е. путем
повышения избирательности входных це-
пей и включения соответствующих фильт-
ров в цепи питания между УНЧ и вы-
сокочастотной частью приемника. В УЧС для уменьшения этих
искажений можно использовать небольшое сопротивление обрат-
ной связи о.с в проводе эмиттера, не шунтированное емкостью.
Так как это сопротивление приводит к уменьшению усиления, то
в радиовещательных приемниках указанный способ не нашел при-
менения. Не исключено, что в связи с повышением требований
к избирательности приемников к нему придется прибегнуть для
уменьшения перекрестной модуляции.
Как показал С. В. Козин, глубина перекрестной модуляции
сигнала помехой /тгпер в схеме рис. 6-8 может быть найдена по
формуле:
т О (] + Рэ) о ~2Рэ) — 2РсмРэ 7/2 т	/Д.2П
тпер - °’5а (1+рэ)4(1 + рэ+'рсм)
К
где
рэ = [Яэ. о. с + ''бб- (1 — «)1 уч; рем = Уп. м = </п. му;
Un. м — амплитуда несущей частоты э. д. с. помехи; а и у — па-
раметры транзистора (для германиевых транзисторов
1 \
а при комнатной температуре у = 39 —тп —глубина модуля-
ции помехи; i3 — постоянная составляющая тока эмиттера.
Эта формула достаточно точна, если Уп, м «С рэ и емкость С3
практически не шунтирует R3 на частотах модуляции. Если,
124
напротив, шунтирующее действие оказывается очень сильным,
то следует считать рсм = 0.
Из формулы (6-31) следует, что при любом рсм можно обеспе-
чить тпер = 0, выбрав
Рэ = 0,25 [- (1 + 2рсм) + /(1 + 2рсМ)2 + 8],	(6-32)
а при рэ < 0,5, выбрав
Рем —
(* — 2рэ) (1 -р рэ)
2рэ
(6-33)
В действительности при указанных условиях перекрестная
модуляция не исчезает, но имеет минимум (при выводе формулы
сделаны некоторые пренебрежения). Однако стремиться к реали-
зации этих условий нецелесообразно, так как нельзя гарантиро-
вать достаточно точное сохранение их в условиях эксплуатации.
Можно рекомендовать режим рэ > 3. При этом р^ перестает
оказывать существенное влияние (величина оказывается не-
критичной), и можно считать

(6.34)
При расчете усилителя транзистор совместно с сопротивле-
нием 7?э. о. с должен рассматриваться как некий новый усилитель-
ный прибор с матрицей параметров Y', связанных с У-параме-
трами транзистора формулами:
Л14 ^?Э. О. сДу ,
1 4~ О. С У У
о. сДу .
1 + Ra. о. е У У
У21 — Ra. о. сДу .
1 + Ra. о- с У У
4~ Ra. о. сДу
няэ.о.сЕ*' ’
(6-35)
где Ду = УиУ12 - У21У12; £ Y = Уп + У12 + У21 + У22.
Для компенсации уменьшения усиления вследствие включе-
ния 7?э-о.с можно рекомендовать увеличение i3 (до 2н-3 ма). Однако
кроме снижения усиления включение R3 о с, особенно сопрово-
ждаемое увеличением тока, ведет к росту коэффициента шума,
т. е. уменьшению реальной чувствительности. Поэтому без край-
ней необходимости прибегать к помощи этого сопротивления в пер-
вом каскаде УЧС не следует.
125
6-7. Исходные данные и общий порядок расчета
резонансного УЧС
В основу расчета резонансного УЧС (кроме расчета элементов
цепей питания, который рассматривается отдельно в двенадцатой
главе) на каждом из диапазонов принимаются - следующие исход-
ные данные.
1.	Схема и параметры элементов контура входной цепи (в слу-
чае резонансного УЧС).
2.	Значения Alt полученные в результате расчета входной
цепи.
3.	Значения у21, у12, g22, b22 транзистора данного каскада
и £11сл, 611сл транзистора следующего каскада в выбранных ре-
жимах на двух-трех частотах в пределах диапазона. Если сле-
дующий каскад — преобразователь частоты, то вместо £11сл
и £>11сл должны быть даны параметры в преобразовательном
режиме £11п. сл и £>11п. сл (§8-7). Возможные относительные отклоне-
ния указанных проводимостей от номинальных значений: <5g22,
б^22> б§11сл И 6611Сл.
Порядок расчета в общих чертах сводится к следующему. Сна-
чала находятся минимальные значения показателей связи транзи-
сторов данного и следующего каскадов с контуром А2 и Л1сл,
допустимые по различным соображениям, и выбираются наиболь-
шие из них (наименьшие связи). Затем находятся параметры эле-
ментов связи. В заключение определяются основные показатели
рассчитанного каскада /<0, АЁ и относительные ослабления
дополнительных каналов приема.,
ГЛАВА СЕДЬМАЯ
РАСЧЕТ НЕКОТОРЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
ЧАСТОТЫ ПРИНИМАЕМОГО СИГНАЛА
7-1. Резонансный усилитель с автотрансформаторной
связью контура с транзистором данного каскада
и трансформаторной связью с транзистором
следующего каскада
Схема усилителя, подлежащего расчету, представлена в двух
вариантах на рис. 7-1.
Варианты отличаются друг от друга местом включения под-
строечного конденсатора. Вариант а соответствует входным цепям
рис. 3-1, 3-2, 3-3 и 4-6, а также входным цепям рис. 5-1, 5-2 и 5-3
при С"' = сю (когда этот конденсатор отсутствует). Вариант б
соответствует входным цепям рис. 5-1, 5-2 и 5-3 с неисключен-
ным С".
В частном случае конденсатор С2 может отсутствовать (С2 =
= оо). При этом оба варианта совпадают (в варианте б СД1 сли-
вается с Сд). Такая схема соответствует входным цепям рис. 3-5
и 4-7. Порядок расчета следующий.
В обоих вариантах принимаем для LK то же значение, что
и в контуре входной цепи.
В варианте а принимаем для Сп ср то же значение, что в кон-
туре входной цепи, для Сд — ближайшее к Сд входной цепи
плюс Сд, соответствующее ГОСТ ±5% (в случае входной цепи
с чисто трансформаторной связью с антенной С'А = 0 и значе-
ние Сд в УЧС принимаем таким же, как во входной цепи), а для
С2 — ближайшее значение к С" + С11; соответствующее ГОСТ
±5% (С" и Сп—-емкость конденсатора связи с транзистором
в контуре входной цепи и входная емкость транзистора, обе эти
величины берутся из расчета входной цепи).
В варианте б выбираем для Сп. ср то же значение, что и в кон-
туре входной цепи и находим
СД1 —	Сп. ср;	(7-1)
СД = С1-СМ,	(7-2)
~127
где Cs и Сг —емкости, определяемые при расчете входной цепи.
Принимаем для и Сд ближайшие к ^найденным значения,
соответствующие ГОСТ ±5%. Для С2 принимаем значение,
соответствующее ГОСТ ±5%, ближайшее к емкости С2, опреде-
ляемой при расчете входной цепи.
Можно исключить из схемы конденсатор СД1 (принять СД1 =
— 0), выбрав
Cn.cp=C3-CL.	(7-3)
Рис. 7-1.
Целесообразно ли такое изменение схемы, зависит от того, ка-
кой получается при этом емкость Сп ср (не слишком ли большой).
Если значение Сд1, найденное по формуле (7-1), оказывается
отрицательным, то следует принять СД1 = 0 и найти Сп. ср по
формуле (7-3).
В случае отсутствия в контуре усилителя конденсатора С2
принимаем для Сп. ср и Сд те же значения, что и в контуре входной
цепи.
Выбираем допустимое значение показателя влияния обратной
связи £о. с (рекомендуется £о. с = 0,2 ч-0,4) и для трех частот
128
диапазона fm„, /ср (та же частота, что и при расчете входной цепи),
/макс находим допустимое значение обобщенного показателя связи:
_	У21У12
§11§22^О. с
(7-4)
где г/21> У12> Ski> §22 — параметры транзистора на соответствующих
частотах.
Для тех же частот определяем:
Л’ _ (
2 _ \ 1 + А
(7-5)
где A j — показатель связи, полученный для соответствующей
частоты при расчете входной цепи.
Если Лд <1,5, то ограничиваемся расчетом Л2 для двух ча-
стот /мин и /макс, а при Лд <1,2—для одной из этих частот
(для которой рассчитывались показатели входной цепи).
Большее из найденных значений Л2 обозначаем Л2о. С/Это—
наименьшее” значение показателя связи транзистора с последу-
ющей схемой (с контуром) на частоте /макс, допустимое по усло-
вию малости влияния обратной связи на работу усилителя (при
выбранном Со. с)-
Задаемся допустимым коэффициентом расширения полосы про-
пускания контура за счет сопротивлений, вносимых в него транзи-
сторами данного и следующего каскадов на частоте /Макс, S.
Рекомендуется S — 1,25—2. Увеличение S ведет к потере избира-
тельности. Уменьшение S может привести к нежелательному
уменьшению усиления.
Находим минимальные значения показателей связи Л25 и
АlcJlS на частоте /макс, при которых при выбранном значении S
обеспечивается наибольшее усиление каскада, т. е. минимальные
значения, допустимые сточки зрения сохранения избирательности:
А$ = Аслз = 4=т-	(7-6)
Задаемся значениями Caf и и по формулам (6-28) и-(6-30)
находим минимальные значения А2 и Л1сл, допустимые с точки
зрения влияния отклонений выходной и входной проводимостей
транзисторов данного и следующего каскадов на полосу пропу-
скания и частоту настройки усилителя, Л2ду?, Л1сл др, Л2д^ и
Л1слД?. Значения tg <р22 и tg <р11сл в формулах (6-30) должны при
этом соответствовать частоте /макс.
Большее из найденных значений Л2о. с, A2S, Л2Др и Л2Д^
обозначаем Л'мин.
Большее из найденных значений Л1сл5, Л1слДу? и Л1слД?
обозначаем А' „	.
1СЛ. мин
9
Д. Н. Шапиро Зак. 2212
129
ЕСЛИ Л2 мин = A2S’ 4л'. мин > АслЗ - Т0 ВХОДИМ
4s =--------J----!---f--------1.	(7-7)
1 S 1 4.А
г 'Чсл. мин
Принимаем Л2мин равным большему из Л2о. с, Л25, A2&f
И Лзд/, Л1сл> мин = Л1сл. миц«
ЕСЛИ Л2 мин Л25, Л^сл. мии ” Л^слЗ, то находим
А'слз^ -----j----5---j--------1-	(7-8)
1 —---------L-------
1 + А 2 мин
Принимаем Л2мии = /гмин и Л1СЛ. мин равным большему из
Л1сл5, Л1СЛД7? ,И /цл if-
Ерли Л2мин > Л25 и Лил. мин > Л1Сл5 , то принимаем Л2мин =
Л2 мин И Л1сл. МИН = Л1СЛ.МИН*
В случае КВ диапазона принимаем собственную добротность
контура, как и во входной цепи, равной наибольшему возмож-
ному значению, т. е. Q = QM. В случае ДВ или СВ диапазона
принимаем
= (7.9)
мин
где ДЕМИН — наименьшая полоса пропускания, которой должен
обладать проектируемый усилитель.	'
Если добротность, найденная по формуле (7-9), больше, чем QM,
то принимаем Q ?= QM.
Вычисляем добротность эквивалентного контура на ча-
стоте Д,акс
Ч-Э Ч- 1 1	1 I Д	1 [ д	/ •
	\	1 ~Г л2Мии	1 т’ Я1СЛ. мин/
Находим коэффициенты включения контура в выходную цепь
транзистора данного каскада и входную цепь транзистора сле-
дующего каскада:
Р2 V	:	(Л11'
п —п 1/	(1 + Лмин)	/7 I о\
Р1СЛ -PiV +	•	(7-12)
Значения g22 и §11сл при этом должны соответствовать ча-
стоте /макС. Если следующий каскад — преобразователь частоты,
то вместо £11сл используем £11п. Сл (параметр транзистора в преоб-
130
разовательном режиме). Значение Ск>мнн берется то же, что для
входной цепи.
Определяем
LK.T^LK^-,	(7-13)
где k,.. т — коэффициент связи между катушками LK. т и LK.
Желательно, чтобы величина kK, т была возможно ближе к единице.
Однако, если при большом kK. т индуктивность LK. т оказывается
настолько малой, что ее трудно реализовать, то можно принять
для LK, т наименьшее легко реализуемое значение и найти
=	(7-14)
г ьк. т
При этом необходимо следить, чтобы выполнялись неравенства:
3£„СЛ	(715)
2л^оДк.т<ф^^
Если хотя бы одно из этих неравенств не выполняется, то
рекомендуется перейти к внутренней емкостной связи с транзисто-
ром следующего каскада.
С помощью кривых рис. 3-4 по значениям р2 и ka. в (коэф-
фициент связи между нижней и верхней частями катушки LK)
находим = k2, после чего
Ен Ет.
Рг
k2
кт. к
(7-16)
К
= LK
Для тех же частот, для которых рассчитывались показатели
входной цепи, определяем 1
Q
1 + (^22р2 + ^11слР?сл)Р<3 ’
(7-17) •
где р берется
из расчета входной цепи;
^ое. э pQaj
7Со Z/21^oe. эРгРхсл»
ДЕ=
чэ
(7-18)
(7-19)
(7-20)
Если хотя бы одно из найденных значений /<0 существенно
превышает 10, то несколько уменьшаем р2 или (и) р1Сл и произво-
дим перерасчет, начиная с формулы (7-13).
9;
131
Для той из частот диапазона, которая ближе к промежуточ-
ной, находим относительное ослабление канала промежуточной
частоты
где
4
(7-21)
(7-22)
Для частоты /макс вычисляем относительное ослабление зер-
кального канала в децибелах:
—!------= ю 1g (1 + Й. к)-40 1g-^[56],	(7-23)
эУЧС.з.к	(макс
где
Q( fa. к___________/макс \ ,
э I f	f	It
\ /макс	1з. к /
(7-24)
Л.к = /маке + 2/п.ч	(7-25)
(предполагается верхнее сопряжение).
Формулы (7-21) и (7-23) получены из (6-12) и, следовательно,
не учитывают непосредственной связи между LT.K и LK.T. Чтобы
учесть эту связь, надо исходить из (6-12) с добавочным слагае-
мым (6-19). При этом вместо (7-21) и (7-23) получим
-	, =	i01g(1	+ ^n ч)
»УЧС. п. ч	/МИН
#УЧС. 3. к
— 201g 1 — k‘
кт, ккк. т
/з. к
f1
• мин
7^
' п. ч
[56]; (7-26)
101g (1 + й. к)-40 1g 7-------
/макс
кт. т
кт, Ккк. т
-'201g 1
[56].	(7-27)
3. к '
1
Последние две формулы могут быть использованы лишь при
условии, что известна величина &т. т. Эта величина определяется
конструкцией и	лежит в пределах	*
^.к+^к.т-1 ^^.т<1.	(7-28)
Резонансную	характеристику, если она нужна, рассчитываем
по формуле:
-l_=101g(l + ^),	(7-29)
где
t _ Л/
ё~ 0.5ДГ •
(7-30)
132
Примеры расчета
Пример 1
Исходные данные. Входная цепь построена по схеме рис. 3-5; принят режим
удлинения. Данные соответствуют примеру, рассмотренному в § 3-4 (табл. 3-4).
Транзистор данного каскада имеет f/2i = 30 мсим, g22 = 6 мксим (не зависят от
частоты в пределах рассматриваемого диапазона); на частоте 500 кгц Ь22 =
= 50 мксим, у12 = 20 мксим (обе проводимости практически пропорциональны
частоте). Транзистор следующего каскада работает в преобразовательном режиме
и имеет проводимости gun = 0,4 мсим (не зависит от частоты в пределах рассма-
триваемого диапазона), на частоте 500 кгц Ьип = 0,8 мсим (практически пропор-
циональна частоте), 6g22 = 6gllcJI = 0,5; f>b22 = 6611СЛ = 0,2. Минимальная
полоса пропускания, которой должен обладать каскад, А= 8 кгц.
Расчет. Исключаем из схемы конденсатор С2 и принимаем, как во входной
цепи, LK = 180 мкгн, Сп. ср = 9,6 пф, Сд = 18 пф.
Принимаем £0. с = 0,3 и для частоты 510 кгц по формулам (7-4) и (7-5) на-
ходим М — 555; Л'2 = 26,1 (величина Аг взята из табл. 3-4). Аналогично для ча-
стот 1120 и 1655 кгц получаем М — 1220 и 1800, <42 = 236 и 683. Принимаем.
А го. с ~ 683.
Выбираем S = 1,5 и по формуле (7-6) находим A2s = А1СЛз = 5.
Принимаем	= 0,2 и по формулам (6-28) и (6-30) получаем А2д/7 =
= Л1слд^= 1>5; Aw= 12,5; А1слд/= 2,24. '
Принимаем А2мин = 683, А'сл. мни = 5. Так как А2мин > A2S, AjCJI_ мнн=
= А1слз, то по формуле (7-8) находим А1сл5 = 3,02. Принимаем А2мнн = 683,
А1СЛ. МИН = 3,02.
По формуле (7-9) определяем Q — 63,8. Такая добротность может быть обес-
печена.
По формулам (7-10)—(7-12) имеем Q3 = 47,9; р2 = 5,22Х 10-2; р1сл~
= 6.6-10-2.
Принимаем kK, т = 0,8 и по формуле (7-13) находим LK, т = 1,22 мкгн. Такая
индуктивность может быть реализована.
Полагая йи. в = 0,8, по кривым рис. 3-4 находим й2 = 0,67 и по формуле
(7-16) вычисляем Ат. к = 0,735 мкгн. Такая индуктивность тоже еще реализуема.
Для частоты по формулам (7-17)—(7-20) определяем Q3 = 68,2; Рое э =±
= 33,6-Ю3 ом; Ко =3,47; ДК = 8,77 кгц.
Результаты расчетов для двух других частот приведены в табл. 7-1.
Таблица 7-1
f, кгц	<?э	^ое. э> ком	X»	&F, кгц
510	58,2	33,6	3,47	8,77
1120	52,5	66,7	6,89	21,3
1655	48,6	90,0	9,30	34,0
Из таблицы видно, что полученное усиление вполне приемлемо; нехорошо,
однако, что оно сильно зависит от частоты. Полоса пропускания на нижней ча-
стоте диапазона только на 10% отличается от минимально необходимой, но с повы-
шением частоты, как и усиление, быстро растет. Это тоже нежелательно.
Для частоты /,лни по формулам (7-22) и (7-21) находим: £п. ч=~~Ю,6;
1/г/у чс. п ч = 21 >2 По Ф0РмУле (7-26) при £т к= k — У0,67 = 0,82 и т =
= 0,8 получим 1/г/учс. п. ч = ^9,6 дб.
133
Для частоты [макс п0 формулам (7-24) н (7-23) имеем: Jj3. к — 45; 1 А/учс. з. к —
= 25,3 дб. По формуле (7-27) при тех же kT. к, йкт и йт т, что и выше, находим
1/г/учс з к = 36,3 дб. Как видим, в этом случае поправка весьма существенна.
Пример 2
Исходные данные. Входная цепь построена по схеме рис. 3-1. Данные ее соот-
ветствуют примеру, рассмотренному в § 3-1 (табл. 3-1). Остальные данные те же,
что в примере 1 данного параграфа.
Расчет. Выбираем схему рис. 7-1, а и принимаем, как в контуре входной
цепи, LK=212 MKiH, Сп. ср = П пф.
Так как во входной цепи Сд = 0, а СА = 11 пф, то принимаем для усили-
теля Сд = 11 пф ± 5% ,
Так как во входной цепи С" + Сп = 3618 пф, то принимаем С2 = 3600 пф ±
± 5%.
Выбираем £о. с = 0,3 и для частоты 510 кгц по формулам (7-4) и (7-5) находим,
как в примере 1, М — 555, но Д2 = 66,9 (величина взята из табл. 3-1). Анало-
гично для частот 1095 и 1655 кгц получаей М = 1190 и 1800, А'2 = 49,3 и 27,1.
Принимаем Д2О. с = 66,9.
Выбираем S = 1,5, t,^F ~ £д/' = 0,2 н, как в примере 1, получаем Д25 =
= Л1сл5 = 5. ^2дГ = Л1сл дГ = Auf = 12,5, А1слд/= 2,24. Прини-
маем А2мии = 66,9, А'1СЛ МЙИ =5.
Так как А2мии>Л25> Л 1сл. мин = Л1сл5- то п0 формуле (7-8) находим
Л1сл5 = 3,15. Принимаем Д2мии = 66,9, А1сл мин = 3,15.
По формуле (7-9), как в примере 1, имеем Q = 63,8. По формулам (7-10) —
(7-12) вычисляем = 47,4; р2 — 0,156; р1сл = 6,3-10"2.
Принимаем kK.T — 0,8 и по формуле (7-13) находим LK. т = 1,32 мкгн.
Полагая kH. в = 0,8, по кривым рис. 3-4 определяем k2 — 0,73 и по фор-
муле (7-16) вычисляем Тт к = 7,1 мкгн.
Для частоты (мин по формулам (7-17)—(7-20) получаем Qa~ 57,6, 17?Ое э =
= 39,1 -103 ом; Ко = 11,5; AF = 8,85 кгц.
Результаты расчетов для двух других частот приведены в табл. 7-2.
Таблица 7-2
f, кгц 	<?э	^ое. э . ком	Ко	дГ, кгц
510	57,6	39,1	11,5	8,85
1095	51,7	75,5	22,3	21,2
1655	47,7	105,5	31,1	35,4
Сопоставление табл. 7-2 и 7-1 показывает, что полоса пропускания, а следо-
вательно, избирательность усилителя в обоих случаях практически одинакова.
Однако в данном примере усиление более чем втрое выше, чем в предыдущем. Это
объясняется применением более сильной связи контура с транзистором данного
каскада (в 10 раз меньшее А гмин), что оказалось возможным потому, что на
частоте 1655 кгц связь этого транзистора со входной цепью во много раз слабее,
чем в примере 1 (^! в 38 раз больше).
Оставлять такое большое усиление нецелесообразно (§ 6-1). Имеет смысл
ослабить связь контура с одним из транзисторов.
Лучше ослабить более сильную связь (ту, где показатель связи А меньше),
так как это даст выигрыш в избирательности. Однако если уменьшить р1сл
134
в 3 раза (чтобы усиление не превышало 10), то LK, т уменьшится в 9(раз и станет
практически нереализуемым. Поэтому придется уменьшать не р1сл, а р2, т. е.
принять р2 = 5-10-3. Это вернет нас практически к результатам примера 1,
Пример 3
Исходные, данные. Входная цепь построена по схеме рис, 5-1. Данные ее соот-
ветствуют примеру 1 § 5-1 (табл. 5-1). Транзистор данного каскада имеет: г/21 —
= 30 мсим (не зависит от частоты в пределах диапазона); на частоте 15 Мгц
g22 = 150 мксим, 622 = 500 мксим, у12 — 350 мксим (все три проводимости практи- 1
чески пропорциональны частоте). Транзистор следующего каскада работает в пре-
образовательном режиме и имеет на частоте 15 Мгц glln = 1,2 мсим, Ь11п = 2 мсим
(обе проводимости практически пропорциональны-частоте). 6g22 = 6glicJI = 0,5;
6622 ” б6цсл ~ 0,2.
Расчет. Выбираем'схему рис. 7-1, би принимаем, как в контуре входной
цепи, Лк = 0,35 мкгн, Сп, ср=8,16 пф.
По формуле (7-1) находим СД1 <( 0. Поэтому отказываемся от принятого зна-
чения Сп. ср и находим по формуле (7-3) Сп. ср = 7 пф. По формуле (7-2) имеем
Сд = 85 пф. Принимаем Сд = 82 пф ± 5%, С2 = 680 пф ± 5%.
Выбираем to, с = 0,3 и для частоты 14,8 Мгц по формулам (7-4) и (7-5) на-
ходим М = 118; Д2 = 10,5 (величина взята из табл. 5-1).
Аналогично для частот 20,6 и 26,6 Мгц получаем М = 85 и 65,7, А2 = 5,05
и 1,83. Принимаем Д2О. с = 10,5.
Выбираем S = 1,4 и по формуле (7-6) получаем Л2з = А1слз = 6.
Принимаем ^д/? = £д^ = 0,3 и по формулам (6-28) и (6-30) находим Д2д/? =
= Л1слдГ = 0-67; Л2д/ = 0-п; А 1сл д/ < °- Принимаем А^мин = 10>5. '
Л 1СЛ. МИИ
Так как А2мин>А25, -4'1сл, мии = Л1сл5- ?° по формуле (7-8) находим
Л1сл5 = 4>05- Принимаем Д2мнн = 10,5, Д1сл мии = 4,05.
Принимаем Q = QM = 140. По формулам (7-10)—(7-12) определяем Q3 =
= 100; р2 = 0,236; р1сл= 0,126.
Принимаем £к.т = 0,4 и по формуле (7-13) находим 7К.Т = 0,035 мкгн. Реали-
зовать такую малую индуктивность затруднительно. Поэтому принимаем LK. т =
= 0,08 мкгн и по формуле (7-14) имеем £к т = 0,264.
Проверяем, выполняются ли неравенства (7-15). На частоте 26,6 Мгц
2л/0Лк.т = 13,4 ом; 1/3£цсл = 157 ом; 1/5| 611сл | = 56,4 ом. Так как оба неравен-
ства выполняются, то останавливаемся на выбранных значениях 4КЛ. и kK.T.
Полагая krtB = 0,4, по кривым рис. 3-4 находим й2= 0,45 и по формуле (7-16)
Lt.k = 0,054 мкгн.
Для частоты fMHH по формулам (7-17)—(7-20) вычисляем Q3 ~ 125; 7?ое э =
= 4,06• 103 ом; Ко = 3,62; ДА = 0,118-10е гц.
Результаты расчетов для двух других частот приведены в табл. 7-3.
Таблица 7-3
f, Мгц		^ое. э, ком	Ко	д/7, кгц
14,8	125	4,06	3,62	118
20,6	ИЗ	5,12	4,56	182
26,6	100	5,85	5,21	266
Для частоты (мин по формулам (7-22) и (7-21) находим gn. ч =—3980;
1/г/уЧс. п ч = 132 ^б. По формуле (7-26) при kT к = k = j/0,45 = 0,67 и йт т=
= 0,1 имеем l/i/учспч = 77 дб. Как видим, в этом случае поправка очень велика.
135
Для частоты /макс по формулам (7-24) и (7-23). находим; |3. к = 6,7;
1/4/учс. з. к= 16,1 дб. По формуле (7-27) прн тех же к и йт. т, что и выше,
получается практически то же значение 1/УУЧс 3 к-
7-2- Резонансный .усилитель с трансформаторной связью
с транзистором данного каскада и внутренней
емкостной связью с транзистором следующего каскада
Схема усилителя, подлежащего расчету, представлена в двух
вариантах на рис. 7-2.
Варианты отличаются друг от друга местом включения конден-
сатора С". Оба варианта предполагают, что входная цепь по-
строена по схеме, содержащей последовательную растягивающую
емкость (С2 =/= со). Вариант а соответствует входным цепям
рис. 3-1, 3-2, 3-3 и 4-6, а также цепям рис. 5-1, 5-2 и 5-3 при от-
сутствии в них конденсатора С" (Ст = со). Вариант б соответствует
входным цепям рис. 5-1, 5-2 и 5-3 с конденсатором С'" (С'" =/= со).
Порядок расчета следующий. Принимаем для LK и Q те же значе-
ния, что и в контуре входной цепи.
136
Задаемся допустимым значением показателя влияния обратной
связи Со. с (рекомендуется Со. с = 0,2-т-0,4) и для трех частот
диапазона Д1ИН, /ср (та же частота, что и при расчете входной цепи),
/макс находим значения М и Л2 по формулам (7-4) и (7-5). Если
ДД <1,5, то ограничиваемся расчетом для двух частот /ыин
и /макс, а при Кд < 1,2 — для одной из этих частот (для которой
рассчитывались показатели входной цепи). Большее из найденных
значений обозначаем Л2о. с.
Выбираем значения Сдг и Сд/ и по формулам (6-28) и (6-30)
находим Л2дг и Л2д? для частоты /макс (значение tg ср22 в фор-
муле (6-30) должно соответствовать частоте /макс) и Л1СлДр
и Л1сл дГ для частоты /мнн (значение tg <р11сл в формуле (6-30)
должно соответствовать частоте /мин).
Дальнейший порядок расчета зависит от диапазона, так как
для диапазонов ДВ и СВ можно считать типичной независимость g22
и £исл от частоты, а в диапазоне КВ обе эти проводимости обычно
в первом приближении пропорциональны частоте. Кроме того на
ДВ и'СВ можно по ошибке получить полосу пропускания меньше
допустимой величины ДДМИН, тогда как на КВ это исключено.
Для диапазонов ДВ и СВ находим необходимый коэффициент
расширения полосы пропускания на частоте /мнн
S = Д{мин^.	(7-31)
/мин
Если найденное значение S меньше, чем 1,25, то рекомендуется
принять S = 1,25, так как иначе усиление может получиться
очень малым.
Находим минимальные значения показателей связи Л2 на ча-
стоте <!!(С и Л1сл на частоте /мин, при которых на частоте
получается наибольшее усиление при найденном выше значе-
нии S,
_ 2К3д + 3-1 _
2S <(S-1) ’
АслЗ — s 1 •
Большее из найденных значений Л2о.с, Л25, Л2Дг
значаем Л;мин.
Большее из найденных значений Л1сл5, Л1СЛ д2?
обозначаем Л^мин.
ЕСЛИ Л2мии = Л25> ЛЫл. мин > Л1сл5> Т0 ВХОДИМ
X =	0 + Л1сл. мии) Кд
25 “ КЖсл.мии(5-1)-1] 
Принимаем Л2мин равным большему из Л2о с, Л25,
А А' = А'
24f’ ^Icji. мии ‘‘ten. мии*
(7-32)
(7-33)
и Л2Д^ обо-
Л 1СЛ Af
(7-34)
Л2дГ И
и
137
Если л;мнн > A2S, л;сл мнн = Л1сл5, то вычисляем
А' - 5 + 0 + Л^д)
1СЛ* 44,ин(з-1)-** ’
(7-35)
Принимаем Л2мин = Л'мин, а Л1сл мин — равным большему
И3 ^1сл5’ Асла?1 И Асл дГ
ЕсЛИ Амин > As И Асл. мии > Асл3> то принимаем
Амнн = Амин> Асл. мии = Асл. мии> находим значение коэффи-
циента расширения полосы пропускания на частоте /мин, соответ-
ствующее ЭТИМ А 2 И Л1сл,
О' _ 17? (1 4~ Амнн-Кд) (1 4~ АсЛ. мин)	' /7 QZ?\
д	А А К4 — 1 	(7-Зц)
>	/12мин/11сл. минлд 1
и новое значение добротности контура, которое необходимо обес-
печить, чтобы получить на частоте/мин полосу пропускания АЕМИЯ,
Q = -А»н S'.	(7-37)
мин
Находим значение Л1сл. макс на частоте /макс, соответствующее
значению Л1Сл.мин на частоте /мин и Л2мйн на частоте /макс:
д	Асл.мин<0 +АмииН^”1
Л1СЛ. макс ~	1 + А2минКд
(7-38)
Определяем значение Л 2маКс на частоте/Мнн, соответствующее
значению Л2Ми„ на частоте /макс и Л1сл.Мин на частоте /мии:
д	АмииКд 0 + Асл. мнн) + ^д ~ 1	/7 QOA
л2макс *4.	.	„3	•
1 "Г . 1СЛ. минлд
Для диапазона КВ выбираем допустимое значение коэффи-
циента расширения полосы пропускания контура на частоте fMHHS.
Рекомендуется S = 1,25 4-2. Увеличение S ведет к потере избира-
тельности. Уменьшение S может привести к нежелательному умень-
шению усиления.’
Находим
A __2A2 + S-1
25	Кд(5-1)
(7-40)
и Л1сл5 по формуле (7-33).
Большее из найденных значений Л2о. с, Л2з, Л2дг и Л2Д/
обозначаем Л2мин, а большее изЛ1СЛ5, Л1Слд;? и Л1Слд/ обозна-
чаем Л1сл. мин*
Если Л2мии A2s, Л1сл. мии Л1сл5, то определяем
л's = -4Ар + Асл. мни) А .	(7_41)
ЦАсл. мин (S —1) —1]
138
Принимаем Л2мин равным большему из Л2о. с, As, Лздг
И -Л2 ЛЬ Асл. мнн Асл. мии*
Если Д2мни -^2s> -Д1сл. мин ~ -Д1слЗ> то находим
, S4-(i+QM
1СЛ5 44.НН ($-!)-*« '
(7-42)
Принимаем Лгмнн = Лгмни, а Л1Сл. мин равным большему из
Л1сл£> Л1слДК или Л1слДр
Если Л2мин>Л25 И Л1сл. мии > Л1сл5, то принимаем
Л2МНИ  Л2МИИ) Л1сл. мнн Л1сл. мии*
Находим
— Л1сл- мич^Д 0 + ^2мии) +	~ 1
11сл. макс	1 . л тЛ	>
1 Т л2миилд
.	Л2мин^(1 + Л1сл.мин) + '^д~1
^Емакс в	.	„2
1	"Г л1сл. минлд
(7-43)
(7-44)
Дальнейший порядок расчета является опять общим для всех
диапазонов.
Вычисляем значения добротности эквивалентного контура на
частотах /макс и /ми„:
1 + ^амни 1 + Д1сл. макс
Qs.mhh-Q (1
1 4- Дгмакс 1 4“ -^1сл. мии )
(7-46)
где Q — принятая конструктивная добротность контура.
Находим коэффициенты включения контура в выходную цепь
транзистора данного каскада (не зависит от частоты) и входную
цепь транзистора следующего каскада на частоте /мин:
__ "I Г	2л/максСк • мии_.	/7-471
2	' Qa. макс§22 (1 4- ^2мии) ’
п	_ 1/ _____^л/минб’к • макс_	(7 481
. Лел-атс” V Сэ.мш^НслО + Лсл.минГ	’
Значение g22 должно при этом соответствовать частоте /макс,
а значение £11сл — частоте /миИ. Если следующий каскад — пре-
образователь частоты, то вместо ^цсл используем gun. сл (пара-
метр транзистора в преобразовательном режиме). Значения Ск.мин
и Ск. макс берутся те же, что для входной цепи.
Находим
LT.K=LK-^~,	(7-49)
^Т. к
139
(7-50)
где kT к — коэффициент связи между £т. к и LK. Желательно,
чтобы он был возможно ближе к единице.
Далее определяем
г' —___________________
'-'св —’	2г2
4л /мин^кР1.сл. макс
В варианте а принимаем для Сп. ср и Сг те же значения, что
и в контуре входной цепи (предполагается, что CL и См тоже
имеют одинаковые значения в обеих контурах), находим
С д%— Сх Сп. ср	(7-51)
и принимаем ближайшее к найденному значение, соответствующее
ГОСТ +5%.- Если значение Ссв, найденное\по формуле (7-50),
превышает значение С2, найденное при расчете входной цепи,
то вычисляем С" по формуле (5-12), где
р ____________________________ ^нсл
ип —
(7-52)
2 Л/миН
причем значение Ь11сл соответствует частоте /МиН. Выбираем бли-
жайшее меньшее к найденному значение С", соответствующее
ГОСТ ±5%, и определяем Ссв по формуле (5-13). Затем находим
С" = ^с-вС* 	(7-53)
С-св - ^2
и принимаем ближайшее к найденному значение, соответствующее
ГОСТ ±5%.
Если Сев, полученное по формуле (7-50), равно или меньше С2,
то принимаем Ссв = С2 и находим С как указано выше. При
этом С" = оо (этот конденсатор из схемы исключается).
В варианте б (случай ССЕ <С С2 в этом варианте практически
исключен) находим С" и Ссв как указано выше, принимаем для
Сп. сР то же значение, что и в контуре входной цепи, и определяем
Сд. = <Са —сы Сс. + С^-С.-С,	<7‘54>
где С2 и С3 имеют те же значения, что и при расчете входной цепи.
Принимаем ближайшее к найденному значение, соответству-
ющее ГОСТ +5%.
Если получается СД1 < 0, то принимаем СД1 = 0 и вычисляем
C„.<p=(C,-CJ Ci,+ QC“e,_c, 	(7-55)
Можно принять СД1 = 0 и найти Сп. ср по формуле (7-55) и
в том случае, если формула (7-54) приводит к СД1 > 0. Целесооб-
разно ли такое изменение схемы, зависит от того, какой получается
при этом емкость Сп.ср (не слишком ли большой).
140
Находим С" и Сд по формулам ’(5-15) и (5-16). Выбираем
для этих емкостей ближайшие к найденным значения, соответ-
ствующие ГОСТ +5%.
Для тех же частот, для которых рассчитывались показатели
входной цепи, определяем
1
Р1сл .„2г2,
4 я АЛк^св
(7-56)
И Q3, Roe. э> Ro и kF по формулам (7-17)—(7-20).
Если хотя бы одно из найденных значений Ко существенно
превышает 10, то несколько уменьшаем р2 или (и) р1сл и произ-
водим перерасчет, начиная с формулы (7-49).
Для той из частот диапазона, которая ближе к промежуточ-
ной, находим:
—-------= 10 1g (1 + ^пЧ) [66],	(7-57)
. »УЧС. пч
где £пч определяется по формуле (7-22).
Для частоты /Макс находим--относительное ослабление зеркаль-
ного канала:
—1-----= Ю 1g (14-Й. к),
^УЧС- з «к
(7-58)
где £3.к определяется по формуле (7-24).
Резонансную характеристику, если она нужна, рассчитываем
по формуле (7-29).
Примеры расчета
Пример 1
Исходные данные. Входная цепь построена по схеме рис. 3-1. Данные соответ-
ствуют примеру, рассмотренному в § 3-1 (табл. 3-1). Остальные исходные данные
те же, что в примере 1 § 7-1.	'
Расчет. Строим усилитель по схеме рис. 7-2, а и принимаем, как во входной
цепи, £к = 212 мкгн, Q = 100.
Задаемся £о. с = 0,3 и для частот 510, 1095 и 1655 кгц по <[)ормулам'(7-4)^
и (7-5) находим, как в примере 2 § 7-1, М = 555, 1190 и 1800 и А2 = 66,9, 49,3 '~~
й 27,1. Принимаем Aso,c = 66,9.
Выбираем £Др = £д^ = 0,2 и по формулам (6-28) и (6-30) находим, как в при-
мере 1 §7-1, А2 = А1сл др = 1,5, Л2Д|=12,5, Д1сл Д| = 0.
По формулам (7-31)—(7-33) определяем S = 1,57; Д2.$ =1,1; Д1сл5 = 4,51,
принимаем Д2м„н = 66,9, АЦ мин = 4,51.
Так как Д2мин> Д25, А']сл мин = Д]сл5, то по формуле (7-35) находим
Л1сл5=1-78- Принимаем Д2мин = 66,9, Д1сл. мин = 1,78.
По формулам (7-38), (7-39) и (7-45)—(7-48) вычисляем А1СЛ. макс — 59,7;
^2макс = 364; Q3 макс 97; Q3. мин = 63,7; р2 = 0,109; Р1СЛ. макс = 0,144.
Принимаем /гт. к = 0,8 и по формуле (7-49) находим £т. к = 3,95 мкгн.
141
По формуле (7-50) имеем ССЕ = 3,2 нф. Принимаем, как в контуре входной
цепи, Сп.сп ~ Н пф и по формуле (7-51) находим С„ = 31 пф. Принимаем С„ =
= 30 пф ± 5%.
Так как Ссв меньше, чем С2 в контуре входной цепи, то принимаем ССЕ =
= С2 = 3618 пф.
По формулам (7-52) и (5-12) рассчитываем Сп = 255 пф; С" = 3363 пф.
Принимаем С" = 3300 пф ± 5%. По формуле (5-13) находим ССЕ = 3555 пф.
Для частоты /мии по формулам (7-56) и (7-17)—(7-20) имеем р1сл = 0,129;
<2Э = 68,6; Roe. э = 46 700 ом; Ко = 19,7; АД =7,44 кгц.
Результаты расчетов для двух других частот приведены в табл. 7-4.
Таблица 7-4
f, кгц	^1СЛ	<?э	^ое. э ком	К,	АГ кгц
51Q	. 0,129	68,6	46,7	19,7	7,44
1095	2,8-10-2	96,5	141	12,9	11,35
1655	1,23-10-2	98	217	8,73	16,9
Из таблицы видно, что на нижнем конце диапазона полоса пропускания на
7% меньше требуемой AFMHH, это явилось результатом вынужденного принятия
для ССЕ значения, несколько больше рассчитанного по формуле (7-50). На осталь-
ной части диапазона полоса пропускания превышает AFMHH. Такой результат
можно считать удовлетворительным. Усиление, однако, слишком велико, поэтому
надо уменьшить связи контура с транзисторами.
Уменьшение связи со входом транзистора следующего каскада приведет
к недопустимому сужению полосы пропускания в начале диапазона и поэтому
неприемлемо. Напротив, ослабление связи с транзистором данного каскада прак-
тически не повлияет на Q3, Roe. э и AF, так как эта связь и без того слаба (Л 2МИи =
= 66,9). Если принять- р2 = 0,06, то формула (7-49) даст LT. к = 1,19 мкгн,
а Ко вместо значений, приведенных в табл. 7-4, станет равным соответственно
10,8, 7,1 и 4,8. Эти значения можно считать удовлетворительными.
Для частоты /мии по формулам (7-22) и (7-57) находим ёпч = —12,6;
1/^учс. пч = 22’® дб.
Для частоты/ по формулам (7-24) и (7-58) имеем В — 90,2,l/(/Vu	=
_	МЭКС	3» К	<У Зв К
= 39,1 дб.
Пример 2
Исходные данные те же, что в примере 3 § 7-1.
Расчет. Принимаем, как во входной цепи, LK = 0,35 мкгн, Q = 140.
Выбираем Со.с = 0,3 и для частот 14,8, 20,6 и 26,6 Мгц по формулам (7-4)
и (7-5) находим, как в примере 3 § 7-1, М = 118,85 и 65,7 и Л2 = Ю,5, 5,05 и
1,83. Принимаем А2О. с — 10,5.
Принимаем £Д/? = £д^ = 0,3 и по формулам (6-28) и (6-30) определяем,
как в примере 3 § 7-1, Л2Д/? = Л1слдг= °-67- Л2Д? = °-и> Л1слд?<°-
Задаем S = 1,4 и по формулам (7-40) и (7-33) находим А 2$ = 1,64; А 1сл 5 =
= 6 (как в примере 3 § 7-1). Принимаем Л2мин = 10,5, Л^сл. мии = 6.
Так как /12мин> A2S, А'1сл_ мии = Я1сл5, то по формуле (7-42) вычисляем
Л1слХ=2-75- Принимаем Л2мин = 10,5, Л1сл мин = 2,75.
По формулам (7-43)—(7-50) при kT, к = 0,4 имеем Л юл. макс =9,56;
Л2макс = 41,9; Сэ.макс= И5; <2э. мин= 100; р2 — 0,22;, Рюл. макс = 0,264;
LT к = 0,106 мкгн (индуктивность легко реализуемая); ССЕ = 1250 пф.
142
Так как во входной цепи С" =/= оо, то принимаем схему рис. 7-2, б.
По формулам (7-52) и (5-12) определяем Сп = 21,2 пф; С" = 1228,8 пф.
Принимаем С" = 1200 пф ± 5%. По фор муле-(5-13) получаем Ссв = 1221,2 пф.
Принимаем, как в контуре входной цепи, Сп. ср — 8,16 пф. При этом по
формуле (7-54) имеем СД1 = 8,5 пф. Принимаем СЯ1 — 8,2 пф ± 5%.
По формулам (5-15) и (5-16) находим С"' = 1660 пф; Сд = 85,5 пф. Прини-
маем С'" = 1600 пф ± 5%, Сд =82 пф ± 5%.
Для частоты /мин по формулам (7-56) и (7-17)—(7-20) вычисляем р1СЛ = 0,27;
Q3 = 98,4; 7?ое. э = 3200 ом; Ко = 5,7; AF = 0,15 Мгц.
Результаты расчетов для двух других частот приведены в табл. 7-5.
Таблица 7-5
f. Мгц		, Чэ	^ое. э> ком	Ко	ДК, кгц
14,8	0,27	98,4	3,20	5,70	150
20,6	0,14	111	5,03	4,65	185
26,6	0,083	114	6,67	3,66	233
Сопоставление табл. 7-5 и 7-3 показывает, что оба усилителя обеспечивают
в среднем одинаковое усиление, разница лишь в законе изменения усиления с ча-
стотой. Так как коэффициейт передачи входной цепи с частотой несколько возра-
стает, то усилитель с внутренней емкостной связью с транзистором следующего
каскада представляется лучшим вариантом: при этом произведение КЕХ. оК0
остается по диапазону почти неизменным.
Для частоты (мии по формулам (7-22) и (7-57) находим сПч = —3130;
М^учс- пч = 70 Об.
Для частоты fMaKC по формулам (7-24) и (7-58) определяем с3. к = 7,63;
ЧУучс. з-к = 17,7 дб-	л
7-3. Резонансный усилитель с трансформаторной
связью с транзистором данного каскада и
комбинированной связью с транзистором следующего
каскада
Схема усилителя, подлежащего расчету, представлена на
рис. 7-3. Предполагается, что входная пепь построена по одной из
схем рис. 3-1, 3-2, 3-3, 4-6 или рис. 5-1, 5-2, 5-3 без конденсатора С'"
(применение комбинированной связи с транзистором следующего
каскада имеет смысл только на нерастянутых диапазонах). Поря-
док расчета следующий.
Принимаем для LK, Q и Сп. ср те же значения, что и в контуре
входной цепи.
Находим Сд по формуле (7-51), где Сх имеет то же значение,
что при расчете входной цепи, и выбираем ближайшее к найден-
ному значение, соответствующее ГОСТ +5%.
Задаем допустимое значение показателя влияния обратной
связи £0. с (рекомендуется £0. с — 0,2 =0,4) и для трех частот
диапазона /МиИ, /сР (та же частота, что и при расчете входной цепи)
и /макс определяем М. по формуле (7-4) и
М-гпг-Ог’ <7'59)
'ср
143
где Ai — показатель связи, полученный для соответствующей
частоты при расчете входной цепи;
/ср — У/~ f мин/макс’	(7-60)
Большее из найденных значений Д2 обозначаем Л2о. с-
Для диапазонов ДВ и СВ находим необходимый коэффициент
расширения полосы пропускания S на частоте /Мнн по фор-
муле (7-31).
Если найденное значение S меньше, чем 1,25, то рекомендуется
х принять S = 1,25, так как иначе усиление может получиться
очень малым.
Рис. 7-3.
Определяем коэффициент расширения полосы пропускания
на частоте /ср, соответствующий S:
S' =	О. + j.	(7-61)
Кд + З
Для диапазона КВ задаем допустимое значение S (рекомен-
дуется S = 1,25—2). Уменьшение S может привести к нежела-
тельному уменьшению усиления, а увеличение S — к ухудшению
избирательности.
Определяем
=	(7-62)
Ад + 3
Независимо от диапазона- находим минимальные значения по-
казателей связи на частоте /ср, при которых при выбранном зна-
чении S обеспечивается наибольшее усиление каскада на этой
частоте:	•
Аз = Аслз=-|Щ--	(7-63)
144
Выбираем значения ъДГИ и по формулам (6-28) и (6-30)
вычисляем Л2дк, Л1СЛдг, Л2д| и Л1слд1 для частоты /СР (зна-
чения tg ф22 н tg Фисл в формуле (6-30) должны соответствовать
частоте Др)-
Большее из найденных значений Л2о с, Л25, Л2Д/? и Л2Д/
обозначаем Л2мин-
Большее из на’йденных значений Л1сл5, Л1слД;7 и Л1слД/
обозначаем Л1сл. мин-
Если Л2мии = Л2$, Л1сл. мии Л|сл5, то находим Л2$ по
формуле (7-7), подставив в нее S' вместо S. Принимаем Л2миН рав-
ным большему из Л2о. с, Л2з, Л2дт? и Л2д/, Л 1сл. мин = л 1сл. мин*
ЕСЛИ /4.2мин	-^23» >41сл. мин “ ^1слЗ» ТО ОПрСДСЛЯСМ /41сл S
по формуле (7-8), подставив в нее S' вместо S. Принимаем Л2МиН —
= Лгмин, а Л 1сл. мин — равным большему из Л1СЛз, Л1слд^
И Асл д/-
ЕСЛИ Л2мин Л25 И Л}сл. мин Л1сл$, ТО Принимаем Л2мии
= Л2МИН И Л1сл. мии = Л1сл. мин-
Вычисляем добротность эквивалентного контура на частоте Др,
соответствующую вобранным ЛЗМин и Л1сл. Мии,
Ч5э \ 1	I I д	1 д_ л. _	) *	\ v /
\	1 -j- /12МИН	1 Г Л11СЛ.МИИ /
Далее определяем коэффициенты включения контура в выходную
цепь транзистора данного каскада р2 (не зависит от частоты) и
во входную цепь транзистора следующего каскада р1сл на ча-
стоте Др:
р2 = ——,	'=== 	(7-65)
у ^^ср^'к^эй'гг 0 + ^2мин)
Р.„ = Л /„f'n'Jv""'1 V	(Мб)
’	511СЛ V “Г л1сл. мии)
Значения g22 и £Псл при этом должны соответствовать ча-
стоте /ср- Если следующий каскад — преобразователь частоты,
то вместо £11сл используем glln. сл (параметр транзистора в преобра-
зовательном режиме).
Находим
LT.K = LK-^,	(7-67)
ftT. к
где kT K — коэффициент связи' между катушками LT. к и Бк.
Желательно, чтобы он был возможно ближе к единице.
10 Д. Н. Шапир.
Зак. 2212
1 5
Затем определяем
и
С"
2п^срМ1сл
С"С2
С" — с2
(7-68)
(7-69)
где С2 имеет то же значение, что и при расчете входной цепи.
Принимаем для С" и С” ближайшие к найденным значения,
соответствующие ГОСТ ±5%.
Если С" <С2, то принимаем С = оо (исключаем этот кон-
денсатор из схемы), С” = С2.
Далее вычисляем индуктивность:

(7-70)
где /гк. т—коэффициент связи между LK. т и LK. Желательно,
чтобы величина /гк. т была возможно ближе к единице. Однако
если это приводит к столь малым LK. т, что конструктивное выпол-
нение оказывается невозможным, то следует принять наименьшее
конструктивно выполнимое значение LK т и найти необходимое
ь _______________L_________
к г '
(7-71) - •
Для тех же частот, для которых рассчитывались показатели'
входной цепи, определяем
Р1сл = 4л2^С"£к ^УУ	(7’72)
и Q3, 7?ое.э, Ко и KF по формулам (7-17)—(7-20).
Если найденные значения Ко существенно превышают 10,
то несколько уменьшаем р2 или (и) р1сл и производим перерасчет,
начиная с-формулы (7-67).
Если меньшее из найденных значений KF существенно меньше,
чем необходимое KFMna, то выбираем большее значение S и произ-
водим перерасчет, начиная с определения Л25 и Л1сл5, или прини-
маем меньшее значение Q и производим перерасчет, начиная
с формулы (7-64).
Для той из частот диапазона, которая ближе к промежуточной,
находим относительное ослабление,канала промежуточной ча-
стоты:
1	f с*
—------= 10 1g (1 + g24) - 201g ---------------——— [36], (7.73)
УЧС-пч	-^ёг + 2лМк.т/ит1к
где £пч определяется по формуле (7-22).
146
Для частоты /Макс находим относительное ослабление зеркаль-
ного канала
1	9 f 7Я h 2л/з. к&к. т И" 7-к. т-7-к
—I—= 101g(l+^ к) — 20 lg
^чс.з.к	---- + 2nfмакс^к. т
^л/максЬ
(7-74)
гДе £з.к определяется по формуле (7-24).
Формулы (7-73) и (7-74) не учитывают непосредственной связи
между катушками LT. к и LK, т. Чтобы учесть эту связь, надо умно-
жить члены 2л/п. ч£к. Т]/Хк, ТЛК и 2л/3. к&к т ]/LK. TLK в числи-
телях дробей, стоящих под вторым знаком логарифма в правых
частях этих формул, на дополнительные множители 1 т-^т.т— X
Кт. к^к. т
/	f2 \	,	(	f2 к
1 1	' О I -f	Кт т / <	'01
X 1------з—	и 1 —?-г—Ч-— 1--------5— , соответственно, где
I f2 /	kT. KkK, т I г
\	'п. ч /	\	'з. к /
kT, т — коэффициент связи между LT к и LK. т.
Резонансную характеристику, если она нужна, рассчитываем
по формуле (7-29).
Пример расчета
Исходные данные те же, что в примере 1 § 7-2. i
Расчет. Принимаем, как во входной цепи, £к = 212 мкгн, Q = 100, С,,. ср =
= 11 пф.
По формуле (7-51) имеем Сд = 21 пф. Принимаем Сд = 20 пф ± 5%.
Выбираем £о. с = 0,3 и для частот 510, 1095 и 1655 кгц по формуле (7-4)
находим, как в примере 2 § 7-1, М = 555, 1190 и 1800.
По формуле (7-60) получаем f = 919 кгц.
Для частоты 510 кгц по формуле (7-59) вычисляемтЦ = 120. Для двух других
частот по той же формуле имеем Л2 = 81,4 и 50,7. Принимаем Д2о. с = ^0.
По формуле (7-31) находим, как в примере 1 § 7-2, S = 1,57. По формулам
(7-61) и (7-63) определяем S' = 1,304; Д25= ^lcJIs= 7,59.
Выбираем = £д^ = 0,2 и по формулам (6-28) и (6-30) находим, как в при-
мере 1 § 7-1,	= Д1сл =f 1,5; Д2д/ = 7,68; Д1сл д/ = 0,81. Принимаем
^2 мин = 120’ Л1СЛ. мин =7,59.
Так как А2ыав> Ais, 4^ мин = Д1сл5, то находим по формуле (7-8)
Л1сл5 = 5>72- Принимаем Д2 мин = 120, Д1СЛ. мин = 5,72.
По формулам (7-64)—(7-66) получаем Q3 = 74,8; р2 = 0,122; р1СЛ =
= 6,32-10-2.
Принимаем kT. к= 0,8 и по формуле (7-67) находим LT K= 4,94 мкгн.
По формулам (7-68) и (7-69) определяем С" = 4500 пф. С" = 12 400 пф.
Принимаем С" = 4300 пф ± 5%, С" = 12 000 пф ± 5%.
Принимаем /гк. т. = 0,8 и по формуле (7-70) находим £к,т= 0,36 мкгн.
Для частоты 510 кгц по формулам (7-72) и (7-17)—(7-20) вычисляем р1сл =
= 0,14; Сэ = 65,3; ДОе. э = 44 400 ом\ Ко = 22,8; AF = 7,8 кгц.
10:
147
Результаты расчетов для двух других частот приведены-в табл. 7-6.
Таблица 7-6
f. кгц	^1 сл	<2э	^ое. э’ ком	Ко	дК, кгц
510	0,14	65,3	44,4	22,8	7,8
1095	5,61-10-2	84,5	123	25,3	13,0
1655	4,31-10-2	85,8	190 •	30,0	19,3
Из табл. 7-6 видно, что усиление в пределах диапазона изменяется мало,
некоторое возрастание его с повышением частоты вызвано ростом добротности.
Путем небольших изменений < т при тех же параметрах всех прочих элементов
схемы можно обеспечить еще большую равномерность усиления по диапазону
(если несколько уменьшить <.т) или получить некоторое спадание его с частотой
(если еще более уменьшить £к.т), или, напротив, еще большее возрастание (если
увеличить £к. т).
По абсолютному значению усиление недопустимо велико. Поэтому надо-
ослабить связи. Если принять р2 = 0,05, то получим усиление порядка 10.
Полоса пропусканйя в начале диапазона на 2,5% меньше, чем заданное зна-
чение АЕМИН, но такое расхождение вполне допустимо.
Для частоты (мин по формулам (7-22) и (7-73) имеем £Пч = —11,95;
1/^УчС. пч = 21,1 дб.
Для частоты /макс по формулам (7-24) и (7-74) получаем с3. к = 79;
1/Уучс. з. к = 35,5
7-4. Апериодический усилитель на сопротивлениях
Схема усилителя, подлежащего расчету, представлена на
рис. 7-4. Порядок расчета следующий.
Задаем допустимое значение показателя влияния обратной
связи < с (рекомендуется с = 0,2—0,4) и для трех точек диа-
пазона /миН, /Ср (та же частота, что и при расчету входной цепи),
/макс находим М. по формуле (7-4) и
^2о. с = ТТЛ ~1;	(7’75)
К Szz-Azo. с ’
(7-76)
где у21, z/12, gn, gM — параметры транзистора на соответствующей
частоте; Ах — величина, полученная для этой частоты при расчете
входной цепи. t	•
При Кя <1,5 ограничиваемся двумя частотами /Мии и /макс,
а при Кд <1,2 — одной из этих частот (той, для которой рассчи-
тывались показатели входной цепи).
Находим значение RK, нужное для Получения усиления Ко —
= 5-10:
5-10,	(7'77)
'	Ун
148
Выбираем допустимое относительное изменение усиления
каскада вследствие отклонения gilcJi от номинального значе-
ния £дк (рекомендуется £дк = 0,1—0,3) и находим
^1СЛ. МИИ — 7	5|§11СЛ ' Ь.	(7-78)
где б^псл — модуль наибольшего возможного относительного
изменения g11CJI.
Для частоты /макс определяем /?к, нужное для обеспече-
ния Д1сл. мин*
<7-79>
^ХСЛ. МИИ511СЛ
где ёпсл должно соответствовать частоте /Макс.
Принимаем для RK ближайшее по ГОСТ +5% к меньшему
из всех найденных выше значений.
Находим
-	=	(7’8°) ^л/макс Спел = -2^,	(7-81) ^л/макс
где Ьм и ЬПсл соответствуют частоте /макс;
С = С22 + Сцсл + Сы',	(7-82)
граничную частоту
f ____ 1 + ёислВк	QQ4
'гр- 2лС7?к *	(7-83)
Если gUcit существенно зависит от частоты, то в формулу (7-83)
- следует подставлять значение, соответствующее /макс-
149
По кривой рис. 7-5, соответствующей Q — О, находим зна-
чения амакс и аМиН, соответствующие частотам /Мии и /макс, после
чего рассчитываем:
Ко. макс Ун
Я* а
1 + Й1СЛ«К Макс’
(7-84)
Ко. мин Ун ]
Rk
Й1СЛ«К а“ин
(7-85)
и неравномерность усиления
fro. макс .	(7-86)
Ао. мин
Значения gllcjI в формулах
(7-84) и (7-85) должны соответство-
вать частотам /Мнн и /макс.
Если найденная неравномер-
ность усиления по диапазону нас
устраивает, то принимаем LK =>
= 0. Если эта неравномерность
недопустимо велика, то находим
по кривым рис. 7-5 такое значение
Q, при котором получается при-
емлемое значение Нк, после чего
определяем
(1 + £11сл^к)2
(7-87)
Целесообразно выбирать Q так, чтобы неравномерностью
усиления УЧС скомпенсировать неравномерность передачи вход-
ной цепи.
Пример расчета
Исходные данные те же, что в примере 1 § 7-2.
Расчет. Выбираем t,o. с — 0,3 и для частот 510, 1095 и 1655 кгц по фор-
муле (7-4) находим, как в примере 2 § 7-1, М = 555, 1190 и 1800.
Для частоты 510 кгц по формулам (7-75) и (7-76) определяем Д2= 216; ’
RK = 772 ом. Аналогично для двух других частот имеем А2 = 68,2, 28,1 и RK —
= 2450 ом, 5940 ом.
По формуле (7-77) вычисляем RK = 333 ом.
Берем £дк = 0,2 и по формулам (7-78) и (7-79) находим А1сд Мин = 1,5;
RK = 1670 ом. Принимаем RK = 330 ом ± 5%.
По формулам (7-80)—(7-83) определяем С22=15,9 пф; С11сл = 255 пф;
С = 280,9 пф; frp= 1,94-10» гц.
Для частот 510 и 1655 кгц имеем frp/f = 0,262 и 0,854. По кривой рис. 7-6,
соответствующей Q = 0, имеем амакс = 1, амин = О,75- По формулам (7-84) —
(7-86) fro. макс = 8,75; fro. мин = 6,57; И = 1,33.
Так как коэффициент передачи входной цепи с частотой несколько возрастает,
то небольшое уменьшение усиления к концу диапазона полезно, и коррекция
не нужна.

Q^R^C
150
7-5. Резонансный усилитель .для диапазона УКВ
Схема усилителя, подлежащего расчету, представлена в трех
вариантах на рис. 7-6. Варианты отличаются друг от друга спо-
собом настройки и видом связи колебательного контура с тран-
зисторами.
В варианте а настройка производится переменной индуктив-
ностью, связь с транзистором данного каскада автотрансфор-
маторная, а с транзистором следующего каскада внутренняя
емкостная. В вариантах бив настройка производится перемен-
ным конденсатором; в варианте б связь с транзисторами трансфор-
маторная и внутренняя емкостная, а в варианте в, как и в ва-
рианте а, автотрансформаторная и внутренняя емкостная.
В последнем варианте потенциометр связи с транзистором сле-
дующего каскада С'С" включен параллельно конденсатору на-
стройки, так что его емкость составляет лишь часть полной ем-
кости контура. Это создает некоторые трудности при выборе
емкостей, которые могут явиться причиной отказа от этого ва-
рианта в пользу варианта б.
Во всех трех вариантах транзистор включен по схеме с общей
базой по причинам, указанным в § 5-4. Предполагаётся, что
входная цепь построена по схеме рис. 5-4, а следующий транзистор
работает в Jпреобразовательном режиме. О роли дросселя Ьэ
сказано в § 8-6. Порядок расчета следующий.
Выбираем величину запаса по перекрытию 6 и по формулам
(2-1) и (2-2) находим /мин, /Макс и Кп, если это не было сделано
при расчете входной цепи.
Задаем допустимое значение показателя влияния обратной
связи £0 с (рекомендуется £0. с = 0,2—0,4) и для частоты /ср
(той же, что при расчете входной цепи) определяем М и с
по формулам (7-4) и (7-75). Значение Лг берем из расчета входной
цепи:
Определяем значение коэффициента расширения полосы про-
пускания контура за счет сопротивлений, вносимых в него транзи-
сторами, S, необходимое для получения требуемой полосы про-
пускания AFMHH при наибольшей конструктивной добротности
контура QM:
S =	.	/7.88)
/ср
Если найденное значение меньше, чем 1,25 4-2, то принимаем
S = 1,25-ь2. Увеличение S ведет к ухудшению избирательности,
а уменьшение S может привести к’ недопустимому уменьшению
усиления.
Находим Л25 и А1СЛs по формуле (7-6).
Задаем величины ^F и (можно рекомендовать £iF =
= 0,14-0,3 и = 0,25 4-0,5) и находим Л2дд, Л1СЛД^, Л2д/
и Л1сл д/ по формулам (6-28) и (6-30).
Большее из найденных значений Л2ос, Л25, Л2д^ и Л2дг
обозначаем А2 мин.
Большее из найденных значений Л1сл5, Л1СЛДд и Л1слд(;
обозначаем Л1СЛ. мии-
Если Л2мИн = Л2$, Л1сл. мин > Л1сл5, то определяем A'2S
по формуле (7-7) и принимаем Л1сл> мин = Л}сл# мии, а Л2мии —
равным большему из Л2о. с, Л2$, Л2д^ и Л2д^.
Если Л2 мин > л2S, Л1сл. мии. = Л1сл S, ТО НЭХОДИМ Л1сл $
по формуле (7-8) и принимаем Л2мин = Л2мин, а Л1СЛ. мии —
.равным большему из Л1'сл5, Л1слд^ и Л1СлД/.
Если Л2мии>Л25 и Л1СЛ. мин > Л1сл$, то принимаем
Л2 МИН = Л2 мии И Л1сл. мии = Л1сл. мин-
Если Л1СЛ. мин Л1СЛ$, Л2 мин Л25, ИЛИ Л2мин Л2$,
^1сл мнн Л1СЛХ, 'ИЛИ Л2 мин Л25 И Л 1сл. мии 2> Л1сл S, то
находим фактическое значение коэффициента расширения:
S' =---------j--->------j----.	(7-89)
1-------!----------!----
1 + А,
МИН 1 4“ -Д1СЛ.МИН
152
Если найденное S' меньше, чем S, найденное ранее по фор-
муле (7-88), то необходимо уменьшить конструктивную доброт-
ность контура до значения
(9  fcpS'
4	ЛТ'мин
(7-90)
При этом фактическая полоса пропускания усилителя на ча-
стоте /сР — ДЕ будет равна ДЕМИН. Во всех других случаях на-
ходим
(7-91)
ЧМ
Находим два максимальных допустимых значения полной ин-
дуктивности контура:
Т	_ 1 4~ А]СЛ дани	Z-7
к- макс 1 — 2Оп д7 gu сл ’
J	_ 1 4“ ^2 МИИ	/7 QO4
Ьк.макС2— 20л
Значения g22 и gllM в последних формулах должны соответ-
ствовать частоте /ср.
Выбираем наименьшее без труда реализуемое значение LK,
удовлетворяющее условию:
Ек. макс 1 Ек Ек, макс 2*	(7-94)
Далее вычисляем	
	(7-95)
-1 / 2л &F Ск	(7-96)
~	§22 (1 + Л2МИи) ’	
п 	 Г! 1/ §22^0 4~ -^2 мии) . 1сл	- | §исл (1 4” ^1сл. мии) ’	(7-97)
R	1	(7-98)
ч°е- э 2л ДГ Ск ’	
Е0— //21^ое. эр2Р1сл-	(7-99)
Если полученное усиление слишком мало, то в случае Л2МиН =
= A 2S или (и) А1СЛ. мнн =. А 1сл s можно несколько увеличить
его за счет усиления связи контура с транзисторами. Для этого
надо задаться большим значением S и произвести перерасчет.
Следует, однако, помнить, что избирательность при этом постра-
дает.
153
Наибольшее допустимое значение S можно найти по формуле:
Змакс =-------j----—------j——,	(7-100)
1------!_---.------2______
1	± мин 1 Н- ^1сл. мин
где Л2 мин — наибольшее из Л2о. с, Л2д^ и Л2д/, но не меньше
единицы; Л1сл. мин —-большее из Л1СЛД2? и Л1СЛд[, но не меньше
единицы.
Получив достаточное усиление, продолжаем расчет в зави-
симости от варианта схемы.
Для варианта а находим среднюю емкость подстроечного кон-
денсатора
Сп.ср=0,1Ск + 0,2(Сь + См).	(7-101)
Можно исключить из схемы подстроечный конденсатор, но это
потребует увеличения запаса по перекрытию диапазона до 5—8%
и исключит возможность обеспечить точное сопряжение настроек
УЧС и гетеродина в двух точках.
Далее находим
/-*/ б?к С L ~~~ См Сп. ср	/7 1
1—Р1сл ’	.	(7’102)
си«. = Й7’	(7-103>
где 611сл соответствует частоте /ср;
С" = Ск-СЬ-См^Сп.ср  С11сл.	(7. J 04)
Р1СЛ
Сбл^(30-50)Ск.	(7-105)
Принимаем для Ск, Ск и Свл ближайшие к найденным значе-
ния, соответствующие ГОСТ: для Ск и Ск + 5%, а для Сбл—
±20%.
Вычисляем
к« = ^(#У;	(7-Ю6)
\ /макс /
Ьк.маКс = Ьк/у^-у.	(7-107)
\ /мин /
По кривым рис. 3-4, исходя из найденного р2 и известной ве-
личины коэффициента связи k„B между LT K = LH и верхней
частью катушки LB, находим k2T. к = k\ после чего по фор-
муле (7-16) находим LT. к.
154
Для варианта б находим С11сл по формуле (7-103) и
С^-Ск_Спсл	(7-108)
г 1СЛ
Принимаем для С" ближайшее к найденному значение, соответ-
ствующее ГОСТ + 5 %.
Далее определяем
р		 р ( fcp V . '-'к. Мин	'-'к If	/ > \ /макс/	(7-109)
р		р 7 (ср V • '-'к. макс	'-'к \ f	/ >	(7-110)
\ /мин /	
С2 = С -Г С11сл;	(7-Ш)
^2 (^К. МИН	 С,Д)	(7-112)
Д'Н. МНН 	 z>	1 С, J С-2 	 ик. МИН “т~ иД	
Г*’	^2 (Ск. макс Сд) ,	(7-113)
*-'н. макс "	г	I	» с-2 — Ьк. макс “f СД	
Сп. ср — 0,ЗСн. мин!	(7-114)
Сн. МИН == Сн. МИН СП. ср См,	(7-115)
Сн. макс = Сн. макс Сп. ср Сы.	(7-116)
Так же, как в варианте а, и с теми же последствиями подстроеч-
ный конденсатор может быть из схемы исключен.
Минимальная и максимальная емкости переменного конденса-
тора могут, конечно, отличаться от найденных значений на одну
и ту же величину в меньшую сторону. При этом параллельно
конденсатору настройки придется включить дополнительный
постоянный конденсатор.
Индуктивность LT.к определяем по формуле (7-49).
Для варианта в находим С11сл по формуле (7-103); выбираем
емкость С" (по ГОСТ + 5%) так, чтобы
С" = (5-т-ГО) | С11сл|. ,
Затем вычисляем С2 по формуле (7-111);
— б2Р1сл
1 Р1СЛ
(7-117)
(7-118)
и Сбл по формуле (7-105).
Принимаем для С' и Сбл ближайшие к найденным значения,
соответствующие ГОСТ: для С — +5%, а для Сбл— +20%.
155
Определяем Ск.Мин и Ск. макс по формулам (7-109) и (7-110) и Сп. ср
по формуле (7-101) и вычисляем:
= г + С2- + См +	+ Сп. ср;	(7-119)
Сн. мин — ^К. Мин	^1	Сы	Сп. ср*	(7’ 120)
Сн. Макс ~ Ск. Макс	См	С„, ср.	(7-121)
- Как в варианте б, можно использовать переменный, конденса-
тор с меньшими Сн.Мнн и С„. Макс и включить параллельно ему
дополнительный постоянный конденсатор. В данном случае, од-
нако, целесообразно вместо включения этого конденсатора увели-
чить емкость С" и произвести перерасчет, начиная с определе-
ния С2.
Как в вариантах а и б и с теми же последствиями можно исклю-
чить из схемы подстроечный конденсатор.
Индуктивность LT. к находим так же, как в варианте а.
Для частоты' /мин определяем относительное ослабление ка-
нала промежуточной частоты по формуле (7-57). При определе-
нии £пч по формуле (7-22)-считаем
q9=4’	<7-122)
где Q и S — фактические значения конструктивной добротности
контура и коэффициента расширения полосы пропускания.
Для частоты /макс относительное ослабление зеркального ка-
нала вычисляем по формуле (7-58). При определении ё3. к
по формуле (7-24) считаем Q3 равным значению, найденному
по формуле (7-122).
Ж Резонансную характеристику, если она нужна, рассчитываем
по формуле (7-29).
Пример расчета
Исходные, данные. Входная цепь построена по схеме рис. 5-4, ее данные соот-
ветствуют примеру § 5-4. Транзистор данного каскада имеет на частоте fcp =
= 69,5 Мгц, у21 = 12,4 мсим, у12 = 1,17 мсим, g22 — 0,33 мсим, Ь22 = 1,32мсим.
Транзистор следующего каскада имеет glln == 6 мсим, Ь11п = —3 мсим; dg22 =
= 0,5; db22 — дЬцсл = 0,2. ДТ-мин ~~ 300 кгц; = 2 пф, 3 пф.
Расчет. Принимаем 6 = 0,01; и по формулам (2-1) и (2-2) находим (мин —
= 65,4 Мгц; fMaKC = 73,7 Мгц; КЛ = 1,13.
Выбираем £о. с = 0,4 и для частоты fcp по формулам (7-4) и (7-75) опреде-
ляем М = 8,45; Л20.с — 4,15.
По формуле (7-88) имеем S = 0,518. Принимаем S = 2. По формуле (7-6)
получаем 4Л25 = Л1сл $ = 3.
Выбираем — 0,3,	— 0 ,25 и по формулам (6-28) и (6-30) находим
X2aF = Л1сл aF = 0: X2Af=I-4; Л1слд?<°- Принимаем Л'мин=4,15,
а' = ч
1сл. мин
156
Так как Л2мин > Л^, Л'1сл мин = Л1сл s, то по формуле (7-8) определяем
Л}сл S = 2’27- Принимаем Л2мин = 4,15, Л1сл мин = 2,27.
По формуле (7-91) получаем Д/7 = 1,16 Мгц.
По формулам (7-92) и (7-93) вычисляем £к.макс1 = 7,48 • 10~в ан; £к. макс2 =
= 21,4-10-0 гн,- Выбираем £к = 0,2 мкгн.-
По формулам (7-95)—(7-99) находим Ск = 26,3 пф; р2 — 0,335; р1сл =
= 9,85-Ю-2; Кое. э = 5230 ом; К» = 2,14. Усиление очень мало. Следует попи-
ваться увеличить его за счет увеличения S, хотя это ухудшит избирательность.
Так как А*2мив =.4,15, Л‘сл. мин = 1, то по формуле (7-100) имеем SMaKC=
= 3,27. При таком значении S получим Л2МИн=4,15, Л1сл.мин= 1, ДК =
= 1,9 Мгц.
Сохраняя по-прежнему LK = 0,2 мкгн и Ск = 26,3 пф, получим р2 = 0,43,
Рхсл = 0,162, Кое. э = 3190 ом, Ко = 2,76. Полученный выигрыш в усилении не-
значителен и вряд ли окупает потери в’избирательности, поэтому останавливаемся
на ранее найденных значениях р2 = 0,335 и р1сл = 9,85-Ю-2.
Для варианта а по формулам (7-101)—(7-105) находим Сп. ср = 3,6 пф; С =
= 19,7 пф; С11сл = —6,9 пф; С" = 187 пф; Сбл 5s 790—1310 пф. Принимаем
С'к = 20 пф ± 5%, С' = 180 пф ± 5%, Сбл = 1000 пф ± 20%.
По формулам (7-106) и (7-107) находим £к. мин = 0,177 мкгн; Кк. макс =
= 0,226 мкгн.
По кривым рис. 3-4, приняв ka в = 0,3, получаем /г2 к = /г2 = 0,46 и по
формуле (7-16) £т. к = 0,05 мкгн.
Для варианта б по формуле V-103), как в варианте а, имеем С11сл = —6,9 пф.
По формуле (7-108) получаем С" = 254 пф. Принимаем С" = 240 ± 5%. По
формулам (7-109)—(7-116) определяем С^. мин = 23,4 пф; Ск. макс = 28,7 пф;
С2 = 233,1 пф; Снмин = 26 пф; Сн макс .= 32,6 пф; Са ср =7,8 пф; Снмин=
—= 15,2 пф, Св. мэкс — 21,8 пф.
Приняв /гт. к = 0,3, по формуле (7-49) находим £т. к = 0,25 мкгн.
Для варианта в по формуле (7-117) имеем С" = 41—69 пф. Выбираем С" —
= 68 пф ± 5%. По формулам (7-111) и (7-118)’получаем С2 = 61,1 пф; С =
= 6,67 пф. Принимаем С =6,8 пф ± 5%. Как в варианте а, принимаем Сбл"=
= 1000 пф ± 20%.
Как в варианте б, по формулам (7-109) и (7-110) находим Ск. мин = 23,4 пф,
С’к. макс — У&Л пФ- Как в варианте а, по формуле (7-101) имеем Сп. ср — 3,6 пф.
По формулам (7-119)—(7-121) вычисляем С\ = 6,13 пф; СИ1МНи = 8,67 пф;
Сн.макс= 13,97 пф.
Для всех трех вариантов по формуле (7-122) имеем = 60.
Для частоты (мин по формулам (7-22) и (7-57) находим ст = —356;
l/1/yqc = 50,1 дб. Для частоты fM по формулам (7-24) и (7-58) определяем
?з.к=3П0,8; 1/1/учс.3.к=29,8 бб.аКС
ГЛАВА ВОСЬМАЯ
РАСЧЕТ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ
8-1. Общие соображения по проектированию
преобразователей частоты
Преобразователь частоты может быть выполнен на двух транзи-
сторах (с отдельным гетеродином) или на одном транзисторе
(с совмещенным гетеродином).
На ДВ, СВ и КВ напряжение частоты сигнала следует вводить
в базовый провод смесителя, так как при этом получается больший
коэффициент усиления. На УКВ, по соображениям, изложенным
в § 5-4, предпочитают вводить напряжение частоты сигнала в про-
вод эмиттера.
Напряжение частоты гетеродина, независимо от того, выпол-
нен ли он на отдельном транзисторе или совмещен со смесителем,
может вводиться как в базовый, так и в эмиттерный провод сме-
сителя. При введении его в базовый провод нагрузка контура
гетеродина оказывается меньшей, что выгодно с точки зрения ста-
билизации частоты. Однако такое решение может оказаться не-
удобным по другим соображениям: из-за усиления взаимосвязи
контуров гетеродина и преселектора, усложнения схемы коммута-
ции и т. д.
Необходимо считаться также со следующим явлением. В кон-
тур гетеродина просачиваются колебания промежуточной частоты
из последнего каскада УПЧ. В малогабаритных приемниках это
просачивание особенно значительно. G контура гетеродина эти
колебания вместе с колебаниями частоты гетеродина попадают
на вход транзистора смесителя или преобразователя с совмещен-
ным гетеродином. Таким путем создается обратная связь по про-
межуточной частоте с выхода УПЧ на вход преобразователя. Эта
связь может привести к сильным искажениям резонансной харак-
теристики тракта промежуточной частоты и даже к его самовоз-
буждению. Так как входная проводимость транзистора преобразо-
вателя для колебаний промежуточной частоты в случае подачи
их на базу оказывается значительно меньше, чем в случае подачи
их на эмиттер, то напряжение промежуточной частоты на входе
158
г . этого транзистора оказывается в первом случае больше, т. е. об-
г ратная связь оказывается сильнее.
Наиболее распространенными нагрузками смесителя являются:
пара взаимно связанных контуров; фильтр сосредоточенной изби-
рательности (ФСИ), состоящий из обычных катушек и конденса-
торов; электромеханический фильтр того или иного типа (пьезо-
керамический, магнитострикционный и др.).
Независимо от схемных особенностей, расчет преобразователя
частоты в общем случае включает в себя: расчет сопряжения на-
строек гетеродина и преселектора (§ 8-2); уточнение допусков на
।	емкости конденсаторов контуров преселектора и гетеродина и
1	оценку уменьшения реальной чувствительности и избиратель-
|	ности приемника вследствие неточности сопряжения (§ 8-3);
i	уточнение пределов изменения индуктивности катушек (с по-
1	мощью подвижных сердечников) и емкости подстроечных конден-
1	саторов контуров преселектора и гетеродина, необходимых для
подстройки этих контуров в процессе налаживания приемника
(§ 8-4); расчет гетеродина или гетеродинной части преобразова-
теля с совмещенным гетеродином (§ 8-5 и 8-6); расчет смесителя
(§ 8-7—8-12).
Методика расчета сопряжения настроек гетеродина и пресе-
j лектора для транзисторного приемника сохраняется той же, что
и для лампового. В литературе она хорошо известна. Однако ис-
| следования, выполненные в последние несколько лет В. Д. Ирмес,
’ внесли в этот вопрос ряд новых практически важных моментов:	j
появилась возможность обеспечивать не только постоянство абсо-
!. лютной или относительной погрешности сопряжения в худших
I точках диапазона, но и любой другой линейный закон изменения
относительной погрешности; предложен способ выбора наиболее
благоприятного7закона; разработана методика выбора допусков	1
I на емкости постоянных конденсаторов и необходимых пределов
V регулирования емкостей и индуктивностей; получены формулы
Г для расчета влияния погрешности сопряжения на чувствительность
i) и избирательность приемника. Сказанное делает целесообразным
д	систематическое изложение перечисленных вопросов в настоящей
S’	книге.
8-2. Расчет	сопряжения настроек
t	гетеродина	и преселектора
) Обеспечить сопряжение настроек гетеродина и преселектора —
значит сделать так, чтобы при всех положениях ручки настройки
приемника частота гетеродина /г отличалась от частоты настройки
> преселектора /опрес в большую (верхнее сопряжение) или меньшую
(нижнее сопряжение) сторону на промежуточную частоту прием-
 ника /пч, т. е. чтобы имело место равенство:
/г ~ /опрес /пч-	(8’1)
I
159
При выполнении этого равенства частота настройки преселек-
тора автоматически совпадает с частотой настройки приемника /0
и если приемник точно настроен на принимаемый сигнал /0 = /с,
то и преселектор оказывается настроенным на этот сигнал точно
/опрес — /с-
Излагаемая ниже методика расчета относится к случаю на-
.стройки с помощью блока переменных конденсаторов с одинако-
выми секциями при верхнем сопряжении с помощью постоянных
конденсаторов.
Постоянные конденсаторы позволяют получить точное сопря-
жение только в одной, двух или трех точках, т. е. на одной, двух
или трех частотах диапазона; на всех других частотах сопряже-
ние оказывается неточным, т. е. равенство (8-1) выполняется
лишь приближенно.
Количественно неточность сопряжения в каждой точке диапа-
зона характеризуется погрешностью сопряжения:
абсолютной
А/Сопр — fr /опрес /пч	(8’2)
или относительной
fi/conp = ^.	(8-3)
Следует различать фактическую (А/сопр, 6/сопр) и номиналь-
ную (А/сопр.Ном, 6/сопр.ном) погрешности сопряжения. Под но-
минальной погрешностью сопряжения понимают погрешность,
получающуюся при условии, что индуктивности и емкости всех
катушек и конденсаторов, входящих в колебательные контуры
преселектора и гетеродина, точно равны своим номинальным
(расчетным) значениям, а возможное несоответствие паразитных
емкостей схемы значениям, положенным в основу расчета, ском-
пенсировано с помощью подстроечных конденсаторов. Факти-
ческая погрешность сопряжения отличается от номинальной на
величину дополнительной погрешности (А/сОпр. р^, 6/сопр. раз),
вызванной разбросом емкостей конденсаторов (в том числе и сек-
ций блока переменных конденсаторов) относительно номинальных
значений:
А/сопр	А/сопр. ном + А/сопр. раз>
^/сопр	^/сопр- ном + 6/сопр• раз-
Следствием неточности, сопряжения является расстройка пре-
селектора относительно частоты настройки приемника на вели-
чину А/прес, что приводит к ухудшению реальной чувствительно-
сти и избирательности.
Величины А/прес и А/с0Пр не совпадают. Теоретически всегда
А/прес < А/с0Пр. Степень этого неравенства зависит, в основ-
ном, от отношения полос пропускания преселектора AFnpec
(84)
160
и тракта промежуточной частоты AFn4. Чем больше AFnpec/AFn4,
тем ближе А/прес к ЛД.опр. Если АЁпрес/АЕпч У 1, то А/прес У'
< А^опр. Некоторое влияние на отношение А/прес к Д/сопр ока-
зывает форма резонансных характеристик преселектора и тракта
промежуточной частоты. Однако^в первом приближении для весьма
широкой области возможных ва’риантов формы указанных харак-
теристик этим влиянием можно пренебречь.
Во избежание существенного ухудшения реальной чувстви-
тельности и-избирательности расстройка преселектора, а следова-
тельно и погрешность сопряжения,
не должны превышать допустимых
значении А/прес-доп и А/Сопр. дОп.
Ухудшение реальной чувстви-
тельности и избирательности опре-
деляется не абсолютной расстрой-
кой преселектора, а отношением
ее к АЕпрес. Поэтому наряду с
А/прес и А/сопр и их допустимыми
значениями удобно ввести в рас-
смотрение относительные вели-
чины:
t _____ А/прес .
Snpec- 0,5ДЛПрес ’
t _____ А/сопр
бсопр- 0,5ДЛпрес’
t	__ А/прес- доп
Snpec. доп - О.бДЛпрес ’
t ___________, AfconPi доп
бсопр-доп 0,5ДЛПрес ‘
(8-5)
Связь между £сопр и gnpec при	Рис- 8’1-
различных AFnpec/AF^ и наибо-
лее часто встречающихся на практике формах резонансных харак-
теристик представлена в виде кривых рис. 8-1.
Ухудшение реальной чувствительности и избирательности
практически не существенно, если £прес 1, однако в ряде случаев
приходится мириться со значительно большими величинами рас-
строек.
Расчет сопряжения включает в себя: выбор числа точек и опре-
деление частот точного сопряжения; выбор принципиальной
схемы контура гетеродина и расчет номинальных значений индук-
тивности катушки и емкостей всех конденсаторов, входящих
в этот контур.
При прочих равных условиях погрешность сопряжения в сред-
нем по диапазону уменьшается с увеличением числа точек точного
сопряжения, однако схема контура гетеродина и процесс налажи-
вания при этом усложняются. Поэтому не следует выбирать
11 Д. Н. Шапиро Зак. 2212
161
большего числа этих точек, если можно получить удовлетвори-
тельные результаты при меньшем.
При данном числе точек точного сопряжения погрешность со-
пряжения уменьшается с ростом отношения/мин//пч и уменьшением
/<д. Поэтому на КВ диапазонах, где отношение /МИН/Д1Ч велико,
а коэффициент перекрытия мал, можно получить удовлетвори-
тельные результаты при двух, а на сильно растянутых диапазонах
даже при одной точке точного сопряжения. На ДВ и СВ диапа-
зонах отношение /мин//пч невелико, а коэффициент перекрытия
велик, так что удовлетворительные результаты могут быть полу-
чены только при точном сопряжении в трех точках. Для этих диа-
пазонов вопросов о выборе числа точек точного сопряжения не
стоит.
Точки точного сопряжения делят весь диапазон на участки:
два участка при одной точке, три при двух и четыре при трех.
В пределах каждого из этих участков есть одна худшая точка,
в которой номинальная погрешность сопряжения больше, чем
во всех других точках данного участка. В первом и последнем уча-
стках эти точки совпадают с началом и концом диапазона. Послед-
нее, в частности, приводит к тому, что при налаживании прием-
ника его надо настраивать при крайних положениях ручки на-
стройки на частоты, отличные от/мин и/макс, которые были приняты
при расчете входных цепей и УЧС (см. ниже).
Соотношение между номинальными погрешностями сопряже-
ния в худших точках определяется значениями частот точного
сопряжения. Эти частоты следует выбирать так, чтобы во всех
худших точках отношение А/прес /АКирес было одним и тем же; если
при этом оно будет наименьшим возможным, то будет наименьшей
и средняя расстройка переселектора в пределах диапазона.
На КВ АКПЧ < АКпрес и, кроме того, АКпрес const f0.
Вследствие этого можно считать А/прес = Afconp, а равенство
А/Прес/АКпрес во всех худших точках означает равенство 6/СОпР
в этих точках. Неопределенность возникает вследствие того,
что Afconp раз — величина случайная и случайно зависящая от ча-
стоты. Чтобы обойти это затруднение, целесообразно допустить
для КВ диапазонов, что в худших точках А/Сопр. раз/А/сопр. иом =
= const, т. е.
Д/сОпр. НОМ ^А/Сопр,	’	(8“7)
где а — const. При этом допущении частоты точного сопряжения
на КВ надо выбирать так, чтобы относительная номинальная
погрешность сопряжения во всех худших точках была одной и
той же, а число точек точного сопряжения надо выбирать так,
чтобы эта погрешность не превышала допустимой.
, Приняв а = 0,5 и £СОпр. доп = ^1Рес.Доп = В получим для допу-
стимой относительной номинальной погрешности сопряжения:
я;	__ 0,25 AFnpec 0,25 AFnPec
О/ сопр. ном. доп :—	/опрес
/о
. (8-8)
162
Если частоты точного сопряжения выбраны как указано выше,
то относительная номинальная погрешность сопряжения в худших
точках может быть найдена:
при одной точке точного сопряжения по формуле
сг	__ /пч Кд — 1 ‘
О/сопр. ном. макс	2Дд >
(8-9)
при двух точках
/пч Г 0,385 (К;-414 + К0’707 + I)1’5	!
сопр. НОМ. макс ~	207 (^0,707 Q	дО.5 J ’
при трех точках —
номограмме рис. 8-2.
Необходимое число то-
чек точного сопряжения
выбирается так, чтобы обе-
спечивалось б/сопр. ном.макс^==
^/сопр. ном- доп*
При одной точке точ-
ного сопряжения соответ-
ствующая частота
Л =/мин-1^; (8-11)
ПО
при двух точках
Л = /минКГ7; /2 =
= /минЯд'852 ; (8-12)
при трех точках
f   f If0.5. f  f ь-0.067.
/1   I МИН^ХД , /2 /мииЛд ’
/з =/мин/<д'933* (8-13)
0,01-*
47	,
Пример: К<)-3,0,Тпч!^'макс'~0,1> ®?сопрном.макс 0,34
Для ДВ и СВ диапа-	рис. 8-2.
зонов можно рекомендо-
вать следующий порядок выбора частот точного сопряжения.
Для частот /мин и /макс, используя значения ДЕпрес, найденные
при расчете преселектора, находим отношения ДЕпрес/ ДЕПЧ,.*
По соответствующим кривым рис. 8-1 находим значения £Сопр>
соответствующие snpec = 1. Определяем параметр
(^сопр AFnpec)fMaKC
(5сопр прес)/мии
(8-14)
11
163
где индексы /макс и /мин означают, что произведения sconp AFnpec
соответствуют этим частотам. Вычисляем
1	/МИН	£ _ |	>
: -f	+
2	— /мин	6С— 1	’	’
: -Г (^-1)&с'933 -^Д+&с
3	— / мин	6С — 1
(8-15)
Если Ьс = Кл, то формулы (8-15) упрощаются в (8-13), т. е.
частоты точного сопряжения выбираются так, чтобы обеспечить
равенство относительных
номинальных погрешно-
стей сопряжения в худших
точках. Если bc = 1, то это
значит, что частоты долж-
ны быть выбраны так,
чтобы обеспечивалось ра-
венство абсолютных по-
грешностей сопряжения в
худших точках. При этом
формулы (8-15) упроща-
ются в
F — f 1 + Ад .
/1	/Мин 2	’
А =/мнн (0,933 + 0,067Кд);
(8-16)
А = Аин (0,067 4- 0,933Дд).
Для двух частных слу-
чаев ДВ диапазона (147—
416 кгц) и СВ диапазона
Рис-8'3-	(515—1640 кгц) значения
fi, и А, соответствующие
различным Ьс, могут быть найдены по кривым рис. 8-3.
В результате оценки влияния погрешности сопряжения на ре-
альную чувствительность и избирательность приемника (§ 8-3)
может оказаться целесообразным несколько изменить первона-
чально выбранные три частоты точного сопряжения, задавшись
значением параметра Ьс, отличающимся от найденного по фор-
муле (8-14).
При точном сопряжении в одной точке диапазона все емкости
и индуктивность катушки контура гетеродина выбираются та-
кими же, как в контуре преселектора. С помощью подстроечного
конденсатора и подвижного сердечника катушки контура гетеро-
164
дина можно в процессе налаживания добиться того, чтобы при
крайних положениях ручки настройки приемник был настроен на
минимальную и максимальную расчетные частоты с учетом по-
грешности сопряжения:
с ____ г _____г	1	)
/Омин   /МНИ /пч 2/( 1
Яд-1	(8-17)
f Омаке f макс 4“ /пч	о • I
Однако достаточно простой методики использования в этом
случае двух органов подстройки в контуре преселектора не суще-
ствует. Единственное, что можно сделать, не прибегая к сложным
методам, это с помощью одного органа осуществить подстройку
(точное сопряжение) на частоте /\, определяемой формулой (8-11).
Второй орган оказывается лишним и может быть исключен. Из эко-
номических соображений лучше исключить подстроечный конден-
сатор, заменив его конденсатором постоянной емкости, подобран-
ным на лабораторном образце.
С целью дальнейшего упрощения конструкции и процесса на-
лаживания можно отказаться от второго органа подстройки (под-
строечного конденсатора) и в контуре гетеродина. Тогда процесс
налаживания сведется к тому, чтобы при положении ручки на-
стройки, соответствующем по расчету настройке приемника на ча-
стоту определяемую формулой (8-11), с помощью органа под-
стройки в контуре гетеродина добиться действительной настройки
на эту частоту, а с помощью органа подстройки в контуре пресе-
лектора обеспечить на этой частоте точное сопряжение. Коэффи-
циент перекрытия диапазона и крайние частоты настройки прием-
ника при этом в общем случае не совпадут с расчетными, однако
так как сопряжение в одной точке используется только на сильно
растянутых диапазонах, то разница будет невелика.
Относительная погрешность по коэффициенту перекрытия при
отказе от второго органа подстройки определяется формулой
ЛКд __ Кд 1 / ЛСК.мни	\	(8 18)
Кд “ Кд I С К, МНВ	/
где С*к~ = Ок. макс Ск. мнн» э. ДСК. мин и АСК^ отклонения
Ск. мин и Ск~ от расчетных значений.
Относительная погрешность частот /мнн и /Мак, может быть
принята равной ±0,5 ДКд/Кд. Это означает, что запас по перекры-
тию при расчете входной цепи (§ 2-2) должен быть не меньше,
чем 0,5Д | Кд |/Кд.
Иногда для нескольких растянутых диапазонов используется
одна и та же катушка. Понятно, что с помощью подвижного сер-
дечника этой катушки нельзя осуществить подстройку на всех
этих диапазонах. В таких случаях необходимы подстроечные
конденсаторы, однако чтобы скомпенсировать производственный
разброс индуктивности, нужен и подвижный сердечник.
165
Точное сопряжение в двух точках обеспечивается следующим
образом.	(
Если контур преселектора построен по схеме рис. 8-4,' а, то
контур гетеродина строится по схеме рис. 8-4, б.
Емкость
(8-19)
где
н. мин:
’ — С
1г ’"'к* г« мин
(8-20)
(8-21)
Если контур преселектора построен по схеме рис. 8-5, а, то
контур гетеродина можно построить по схеме рис. 8-5, б, приняв
С1г = С1Э С2г = С2, и определив
Qir = ^к. Г. мин ^мин,	(8-22)
где
Сбмакс Смнн	/о оо\
к. г-мнн „2	1	>	(0-4,0)
кд. Г - 1
/->	_ (Q + б’н . макс) С*2 ,	/о од\
'-’макс— Г I Г	। с '•>
*-'1 г ин. макс “г *-2
/">	(^l Ч~ Сц, мин) Сд	/Q ПП
'-'мин— Г I Г I Г •	\o-4D)
Ьн. мин Г 02
В процессе налаживания приемника надо с помощью под-
строечного конденсатора и подвижного сердечника катушки гете-
родина добиться, чтобы в крайних положениях ручки настройки
приемник был настроен на минимальную и максимальную расчет-
ные частоты с учетом погрешности сопряжения:
fо. мин = /мин (1	сОпр. иом. макк)>1	,_
f — f' (1 — gf	) |	(8-26)
/ о. макс / макс \1	и/ сопр. ном. макс/» )
где б/сопр. ном. макс определяется формулой (8-10). После этого надо
с помощью подстроечных конденсаторов и подвижных сердечников
катушек преселектора добиться, Чтобы при тех положениях оси
166
блока переменных конденсаторов, при которых приемник настроен
на частоты и f2, определяемые формулами (8-12), преселектор
был тоже точно настроен на эти частоты (точное сопряжение).
При точном сопряжении в трех точках контур гетеродина вы-
полняется по схеме рис. 8-5, б, независимо от схемы контура пресе-
лектора; последняя, однако, влияет на порядок расчета емкостей
Qr> ^2г и ^зг-
Независимо от схемы контура преселектора расчет емкостей
С1Г, С2г и С3г начинается с того, что находят три вспомогательные
величины: а, Ьис.
а = h+h+h .	(8.27)
/МИН
Рис. 8-5.
(8-28)
л  fife + Л/з + fifa .
Я
• мин
„ __ fifzfa
1 мин
где f2, fs — выбранные частоты точного сопряжения.
Если частоты точного сопряжения найдены по формулам (8-13),
то формулы (8-27)—(8-29) принимают вид:
(8-29)
а = ^Г(1 + ^Г3 + ^“°Л;	(8-30)
ь = *д(1 + ХГ33+ ЯТ0,433);	(8-31)
с = ^-5.	(8-32)
Если эти частоты найдены по формулам (8-16), то	(8-33)
7 3^ + 5 у \	4 J	’	(8-34)
„	*3д + 154+15Кд+1 32	(8-35)
167
Найдя а, b и с, ищем ряд других вспомогательных величин:
Ф =	(8-36)
/МИИ
d = a + 2(p;	(8-37)
‘/ = 4^;	'	<8'38)
т = ad 4- <р2 — b 4- Z;	(8-39)
п = ^±^.	(8-40)
Дальнейший порядок расчета зависит от схемы контура пре-
селектора.
Если контур преселектора выполнен по схеме рис. 8-4, а, то
либо задаем величину С3г и находим С1г и С2г, либо задаем вели-
чину С1г и находим С2г и С3г.
Задав величину С3г, определяем:
		1_ \ / / ’	(8-41)
^2г	^ (’ 2 +	4 +	^ЗГ \ А /’	(8-42)
р'	(^н. мин + ^1) С|г 	-	1	СагСзг . С*2Г + Сзг ’	(8-43)
с1г=с;г+Сп		(8-44)
Задав величину С1г, вычисляем:		
С1Г = С1г — Ср,		(8-45)
ZO	К2		
1>2г	(1>н. мии 4“ ^1) п	- С1г;	(8-46)
Е _ (Сн. мин + CQ К2Л	‘ С1г,	(8-47)
р ,	 С%гБ Зг ~ С2Г-Б-		(8-48)
Если контур преселектора выполнен по схеме рис. 8-5, а, то
принимаем С1г = Сг и находим
Со — [с 4- С’2(С’1 + С’Н-ми“) 1 Кд .	/одах
°2Г ~ Г3 + СГ+С1 + СН.МИН ~ ’	(8’49)
с			^2г^2			(8-50)
Ь2г	^2г + ^2 + Рз	>		
С<,С3 ^-ir С[ 4~	»	; С2 + С2г + С3	С — С' ( п С3г — С2г 1 — п	С3 4-	— + с2г	сз)	. (8-51)
168
. Если надо обеспечить одинаковую относительную погрешность
сопряжения в худших точках (ftc = Кд), то расчет можно суще-
ственно упростить, воспользовавшись номограммами рис. 8-6
и 8-7. По этим номограммам находятся две вспомогательные вели-
чины А и В. При этом если контур преселектора выполнен по
схеме рис. 8-4, а, то принимается
С~ = Си. макс Си. мин,
если же контур преселектора выполнен по схеме рис. 8-5, а, то
/-> _ ^2 (Cl 4- Сн. макс)_С% (Ci 4~ Сн, мин)	/о
,	С\ + Сц. макс С2 4-	4- Сн.мин
(8-53)
(8-54)
(8-55)
(8-56)
Далее если контур преселектора выполнен по схеме рис. 8-4, а,
то величины С1г, Саг и С3г определяем следующим образом. За-
даем одну из величин С1г или С3г.
Задав величину С1г, находим
С2г = А А- В — С1г — Сн. мии;
Q' _ (Ск 4- Сн. мин) С2г .
мии С1Г 4-Сн. мии 4-С2Г ’
С' _ (С1Г 4~ Сд • макс) ^2Г в
макс С1Г + Сн.макс4-С2Г ’
/»* __
______ °макс Ад. гсмин
ьзг — Z2 :	’
Кд. г - 1
где Кд.г определяется по формуле (8-21).
Если задать величину С3г, то С2г находим по формуле (8-42),
после чего определяем
С1г = -^т(]/1 + 4-^--1)-Сн.мин,	(8-57)
где
а = (Кд.г- 1) (С2г 4- С3г);
b = (^. г - L) [С3г (2С2г + С~) + С2Г (С2Г + С~)] ;
d =	- (к^ г - 1) С2гС3г (С2Г - С~);
— '-'И. макс ’-'и. мин*
Если 4-|^~	0,1, то вместо формулы (8-57) удобнее пользоваться
приближенной формулой:
С1Г = ^--СН.МИН.	(8-58)
169
О
Рнс. 8-6.	I	рис. 8_7
Если контур преселектора выполнен по схеме рис. 8-5, а, то
принимаем С1г = Сх и находим
С = А + В - >21С1ЛСгМИн) >	(8-59)
^2 “Г ^1 “Г t-'H . мин
затем С2г по формуле (8-50), Смин, Смаке и С3г по формулам (8-54)
(8-56).
При точном сопряжении в двух или трех точках после опреде-
ления необходимых емкостей контура гетеродина производится
проверка правильности выполнения расчета. Для этого находят
ВелИЧИНЫ Ск. мин И Ск. г. макс.
для схемы рис. 8-4, б
Ск. г. мин = Q мин 4" Cjr, )
С - Г _|_ с •	•	(8'Ь0'
г. макс ^н. макс "Т” ^Ir’ )
для схемы рис. 8-5, б
р	__ р I (Qr + Сн. мин) ^2Г .
'-'К. г. Мин ^Зг "Г" р I р	I р j
(•'И'“Н Ьн. МИН “Г С2Г	/О /?1\
(р । р \р	(о*01)
р	__ р ।	ин. макс) с2г
'-'к. г. макс ог “Г р । р । г
Gir т ьн. макс “г °2г	'
Если расчет выполнен правильно, то с погрешностью не более
двух процентов должно иметь место равенство:
Т/^макс^у^	(8.62)
'	'-'К. Г. МИН
Все емкости, найденные в соответствии с изложенной выше
методикой расчета, представляют собою полные емкости, вклю-
ченные параллельно конденсатору найтройки С1г, последовательно
ему С2г и параллельно катушке С31_. В процессе проектирования
гетеродина, переходя от этих емкостей к емкостям конденсаторов,
включаемых в контур, надо учитывать следующее.
В емкость С1г входит емкость монтажа, как правило, довольно
значительная (до 10—20 пф), так как в этом месте располагается
переключатель диапазонов.
В емкость С3г входят емкость катушки и емкость монтажа;
последняя, однако, как правило, невелика, а при непосредственном
(без вспомогательных монтажных проводов) соединении конден-
сатора С2г с катушкой ею можно пренебречь.
Подстроечный конденсатор может быть включен как парал-
лельно конденсатору настройки, так 'и параллельно катушке;
в первом случае его емкость входит в С1г, а во втором — в С3г.
В емкости С1г и (или) С3г входят пересчитанные входная и вы-
ходная емкости транзистора (транзисторов) преобразователя; как
правило, однако, вследствие слабой связи контура с транзисторами
эти емкости незначительны и в первом приближении могут не учи-
тываться.
172
Номинальные значения емкостей всех постоянных конденса-
торов должны соответствовать ГОСТ с допусками, уточненными
по методике, изложенной в § 8-3.
Если AFnpec z> АЕпч (неточность сопряжения не оказывает
заметного влияния на частоту настройки приемника), то при точ-
ном сопряжении в трех точках надо в процессе налаживания
приемника сначала, не подстраивая контуров преселектора,
добиться с помощью подстроечного конденсатора и подвижного
сердечника катушки гетеродина, чтобы в крайних положениях
ручки настройки приемник был настроен на частоты
А) мин “ /мин + A/сопр. ном. нач’ 1	_
f — f ____________дг	|	(8-63)
/Омаке /макс “-1/сопр. ном. кон > )
где индексы «нач» и «кон» означают, что соответствующие номи-
нальные погрешности сопряжения относятся к началу и концу
диапазона. Значения этих погрешностей могут быть найдены по
формулам:
А/сопр. ном. нач = /мин6/сопр. ном. макс "J/^
А/сопр. НОМ. кон - бс А/сОпр. ном. нач» /
где <5/сопр. ном. макс определяется по номограмме рис. 8-2.
Если AFnpec одного порядка или меньше АГПч, а следовательно,
неточность сопряжения заметно влияет на частоту настройки
приемника, то при подстройке гетеродина указанным выше спосо-
бом могут возникнуть нежелательные дополнительные ошибки.
Этих ошибок можно избежать, подавая калибровочный сигнал
не на вход приемника, а на вход преобразователя частоты, минуя
преселектор, и убедившись в том, что подстройка преселектора
не влияет на уровень сигнала на выходе приемника.
После того, как контур гетеродина подстроен указанным выше
способом, надо с помощью подстроечных конденсаторов и подвиж-
ных сердечников катушек преселектора добиться того, чтобы при
настройке приемника на частоты точного сопряжения /2 и /з пре-
селектор тоже был точно настроен на эти частоты. И опять, если
AFnpec одного порядка или меньше AFII4, то можно избежать до-
полнительных ошибок, если при настройке приемника на указан-
ные частоты подавать сигнал на вход преобразователя, после чего
переключать его на вход приемника и подстраивать преселектор.
Если емкости С1г, Саг и С3г точно равны расчетным значениям
и переменные емкости Сн в контурах преселектора и гетеродина
строго одинаковы, то указанный метод подстройки автоматически
обеспечивает точное сопряжение на частоте /г.
Индуктивность катушки контура гетеродина при точном сопря-
жении в двух и трех точках может быть найдена по формуле:
Lk' г = 4д2 (/макс + fm)2 ск. г. мин •	(8'65>
173
Примеры расчета
V
Пример 1
Исходные данные. Диапазон частот и параметры элементов контура преселек-
тора такие, как в примере 1 § 3-1 (предполагается, что преселектор одноконтур-
ный), AFnq = 8 кгц.	।
Расчет. Используя данные табл. 3-1, находим для частот 510 и 1655 кгц
AFnpec/AFnq = 1,05 и 2,54.
По кривым рис. 8-1 значению спрес = 1 и найденным AFпрес/&FПч соответ-
ствуют £Сопр = 1,4 и 1,2. По формуле (8-14) получаем Ьс = 2,06. По формулам
(8-15) определяем = 982-кг^; f2 = 562 кгц; f3 = 1550 кгц.
Выполняем контур гетеродина по принципиальной схеме рис. 8-5, б.
По формулам (8-27)—(8-29) и (8-36)—(8-40) определяем а= 6,06; Ь= 11,3;
с = 6,46; <р = 0,911; d = 7,882; I = 44,4; т = 81,73; п = 1,07.
Контур преселектора построен по схеме рис. 8-5, а и имеет номинально CL =
= 32 пф, С„ = 3618 пф; С3 = Сд = 4 пф. Поэтому по формулам (8-49)—(8-51)
находим С2г = 447 пф; С2г = 397 пф; С1г = 35,6 пф; С3г = 11,5 пф.
По формулам (8-61) и (8-62) вычисляем Ск. г. мин = 52,4 пф; Ск. г. маКС =
= 239,5 пф; 1/	— 2Д4. Так как согласно формуле (8-21) Кк г = 2,175,
г 52,4	А'
что отличается от полученного выше значения менее чем па 1,5%, то расчет вы-
полнен правильно.
По формуле (8-65) имеем Ск. г = 120 мкгн.
Пример 2
Исходные данные. Диапазон частот и параметры элементов контура преселек-
тора такие, как в примере § 4-2 (предполагается, что преселектор одноконтур-
ный), ДКПЧ = 8 кгц.
Расчет. Используя данные табл. 4-1, находим для частот 145 и 420 кгц
AFnpec /Д^пч = 0,6 и 1,11.
По кривым рис. 8-1 значению £прес = 1 и найденным Дюпрее/А Тпч соот-
ветствуют £Сопр — 2,2 и 1,4. По формуле (8-14) получаем йс = 1,18.
По формулам (8-15) определяем = 278 кгц; f2 = 163 кгц; f3 = 402 кгц.
- Выполняем контур гетеродина по принципиальной схеме рис. 8-5, б.
По формулам (8-27)—(8-29) и (8-36)—(8-40) вычисляем а — 5,81; 6= 10,6;
с = 5,97; ф = 3,2; d = 12,21; I = 19,3; т = 90; п = 3,01.
Контур преселектора построен по схеме рис. 8-5, а и имеет номинально Сг =
= 43 пф, С2 = 4122 пф, С3 = 6 пф. Поэтому принимаем С1Г = С1 = 43 пф и по
формулам (8-49)—(8-51) находим С'2г= 162,5 пф; С2г = 156,2 пф; С1Г=48,8 пф;
С3г = 30,2 пф.
По формулам (8-61) и (8-62) определяем Ск. г. мни = 72,9 пф; Ск г. макс =
= 151,7 пф; J/ ’J- = 1,44. Так как согласно формуле (8-21) Кд. г= 1,45, что
отличается от полученного выше значения менее чем на 1%, то расчет выполнен
правильно.
По формуле (8-65) имеем LK. г = 447 мкгн.
Пример 3
Исходные данные. Диапазон частот и параметры элементов контура пресе-
лектора такие, как в примере 1 § 5-1 (предполагается, что преселектор однокон-
турный).
Расчет. По формуле (8-8) для частоты 14,8 Мгц получаем 6fconp. Ном- поп —
= 2,43-IO’3.
По формулам (8-9) и (8-10) при точном сопряжении в одной и двух точках
имеем 6(Сопр.иом.макс — 6,98-IO’3 и 1,35-10'3. Следовательно, точное сопряже-
174
ние в одной точке не обеспечивает требуемой точности, а точное сопряжение в двух
точках обеспечивает ее. Поэтому останавливаемся на точном сопряжении в двух
точках.
Контур преселектора построен по схеме рис. 8-5, а (фактическая схема не-
сколько сложнее, но ее легко привести к схеме рис. 8-5, а, пересчитав звезду ем-
костей в треугольник) и имеет номинально Сг — 95 пф; С„ = 700 пф, С3 = 10 пф.
Поэтому строим контур гетеродина по схеме рис. 8-5, б и по формулам (8-21)—
(8-25) находим Кд. г =э 1,77; Смакс = 322 пф; Смии = 91,4 пф; Ск. г. мин =
= 108 пф; Сзг = 16,6 пф.	1
По формулам (8-61) и (8-62) определяем Ск. г< мии = 108 пф; Ск г. макс =
- 338,6 *
= 1,77. Следовательно, расчет выполнен правильно.
По формуле (8-65) находим Ак. г = 0,32 мкгн.
o/сопр. ном. доп
Пример 4
Исходные данные. Диапазон частот и параметры элементов контура преселек-
тора такие, как в примере 2 § 5-1 (предполагается, что преселектор одноконтур-
ный.)
Расчет. По формуле (8-8) для частоты 21,85' Мгц имеем
= 2,7-10-3.
По формуле (8-9) при точном сопряжении в одной точке получаем
6/сопр. дом. макс = 2,4-10" 4. Следовательно, в данном случае вполне достаточно
обеспечить точное сопряжение в одной точке, поэтому все емкости в контуре гете-
родина можно выбрать такие же, как в контуре преселектора.
Подстроечные конденсаторы можно из контуров гетеродина и преселек-
тора исключить. Полагая, что удастся обеспечить ДСК. МИН/СК. мин gg 5% и
ДСК Г/СК Г gg 5% и ориентируясь на худший случай, когда эти емкости откло-
няются на максимальное значение в разные .стороны, получим по формуле (8-18)
ДКд/Кд = 2,25-10"3. Необходимый запас по перекрытию 6= 1,12-Ю-3, так
что принятый ранее запас 6= 5-10-3 достаточен.
По формуле (8-65) находим LK. г = 2,02 мкгн.
Пример 5
Исходные данные. Диапазон частот и данные преселектора такие, как в при"
мере § 7-5, т. е. входная цепь широкополосная, а за ней следует резонансный уси-
лительный каскад.
По формуле (8-8) для частоты 69,5 Мгц находим бСОПр. ном.доп = 4,18-10’3.
По формулам (8-9) и- (8-10) при точном сопряжении в одной и двух точках
б/сопр. ном. макс = 9,4• 10’3 и <Д-10~3. Следовательно, чтобы погрешность со-
пряжения не превышала допустимой, надо обеспечить точное сопряжение в двух
точках.
Ориентируемся на вариант в (рис. 7-6) примера § 7-5. В этом варианте кон-
тур преселектора (УЧС) построен по схеме рис. 8-4, а (Сбл считаем коротким за-
мыканием) и имеет Сн. мин = 8,7 пф,	= 14 пф, С,= 14,7 пф. Поэтому
строим контур гетеродина по схеме рис. 8-4, б и по формулам (8-19)—(8-21) нахо-
дим Кд. г =,1,11; Ск. г. мии = 23 пф; С1г= 14,-3 пф.
По формуле (8-65) получаем Z.K. г = 0,155 мкгн.
Так как точное сопряжение должно быть обеспечено в двух точках, то в кон-
турах как гетеродина, так и УЧС необходим подстроечный конденсатор.
8-3. Уточнение допусков на емкости конденсаторов
при точном сопряжении в трех точках
Дополнительная погрешность сопряжения AfconP. раз, вызван-
ная отклонениями (разбросом) емкостей конденсаторов (и пара-
зитных емкостей) колебательных контуров гетеродина и преселек-
175
тора от средних значений, определяется величинами этих откло-
нений и частотой настройки. При точном сопряжении в трех точках,
если подстройка контуров при налаживании произведена как ука-
зано в § 8-2, эта погрешность имеет максимальное значение
А/сопр. раз- м На ЧаСТОТе f 0	(fмин -Г fпч) (/макс Д /пч) /пч и
нулевые значения на частотах, на которых при налаживании
приемника контуры преселектора точно сопрягаются с контуром
гетеродина.
При проектировании бывают известны или могут быть оценены
с достаточной для практики точностью величины наибольших или
практически наибольших (вероятность превышения которых равна
заданной малой величине) возможных отклонений. Фактические же
отклонения в каждом конкретном приемнике — величины случай-
ные. Поэтому и А/Сопр. ра3. м является в каждом из приемников
величиною случайной и при расчете надо ориентироваться на ее
условно максимальное значение А/сопр. раз м. м.
Можно считать
Д/сопр. раз. м. м Ю
X
X
а
2 с» )
АС2Гу / Cir ДС,-Г
с2Г /	\ 2г С2Г' CZr
+ AL,
(8-66)
где i = 1, если построечный конденсатор входит в С3,., и i = 3,
если' этот конденсатор входит в С1Г; а — весовые коэффициенты,
определяющие степень влияния отклонений соответствующих
		СМКОСТСИ, С~	макс ^н.мин* Таблица 8-1 величина, которая зависит от до-	
Диапазон	а2, кгц	С2Г. кгц	пуска на отклонение друг ог друга емкостей секций блока переменных кгч конденсаторов АСН.
дв св Для р ваться nf	' 6 20 адиов )и рас	30 80 ещате четах	20	Если контур преселектора по- 50 строен по схеме рис. 8-4, а (С2 =оо), то первый член под корнем в (8-66) отпадает. льных диапазонов ДВ и СВ можно пользо- значениями а и А~, приведенными в табл. 8-1
и 8-2.
Вероятность того, что А/сОпр раз. м превысит значение А/сопр. раз.м.м,
найденное по формуле (8-66), равна 10%, если выполняется одно
из следующих условий:
а)	АС — наибольшие возможные абсолютные значения откло-
нений соответствующих емкостей, все отклонения в пределах
± АС равновероятны и все члены под корнем приблизительно оди-
наковы;
б)	отклонения всех емкостей подчиняются закону Гаусса,
АС — абсолютные значения отклонений, вероятность превыше-
176
Таблица 8-2
дСя, пф	Д~>чкгц		дсн,	пф	д^., кгц	
	ДВ	св 1			ДВ	св
0,5-10-3 Сн + 1	1,0	5,0	0,5-10-2	Сн + 2	2,3	11,0
1,0-10-2 Сн + 1	1,5	6,0	1,0-10-з	Сн + 2	2,8	13,0
1,5-10-2 Сн + 1	1,8	7,5	1,5-10-2	Сн -j- 2	3,0	15,0
2,0-10-2 Сн + 1	2,0	ю,о 1	2,0-10-2	Сн 4- 2	3,5	18,0
ния которых равна 10%, а соотношение между членами под корнем
произвольное;
в) законы распределения отклонений произвольны и неизве-
стны, АС — абсолютные значения отклонений, вероятность пре-
вышения которых равна 10%, и один из членов под корнем значи-
тельно больше суммы всех других.
Условно максимальное значение дополнительной погрешности
в худших точках Afconp> раз. х. м может быть принято равным
0,6AfCOIIp. раз. м. м, поэтому практически наибольшие полные по-
грешности. сопряжения в начале и в конце диапазона могут быть
найдены по формулам:
Д/сопр. м. нач	А/сопр. ном. нач + 0,6АД.опр> рад. м. М'
Afсопр. м. кон сопр. ном. кон + 0,6А/сопр• раз- м- М!
(8-67)
где А/сопр. НОм. нач и А/сопо. пом. кон определяются по формулам
(8-64).
 Чтобы уточнить допуски на емкости конденсаторов, надо оце-
нить то ухудшение реальной чувствительности и избирательности,
к которому приводят погрешности сопряжения, найденные по
формулам (8-67).
Ухудшение реальной чувствительности приемника вследствие
неточного сопряжения, в зависимости от того, ведется ли прием
на открытую или магнитную антенну, можно охарактеризовать
величиною
£АСш
I р
(8-68)
или -~
где штрихами обозначены величины при Afnpec =£= 0.
Величина у зависит от схемы входной цепи (одноконтурная или
двухконтурная); расстройки этой цепи по отношению к принимае-
мому сигналу А/вх; полосы пропускания AFBX; минимального коэф-
фициента шума транзистора Л\р. мин; активной проводимости гене-
ратора gr. ^т, при которой этот коэффициент шума достигается;
активной проводимости генератора gr, которую фактически видит
перед собою транзистор при точной настройке входной цепи;
показателя связи контура входной цепи с транзистором Аг.
12 Д. Н. Шапиро Зак. 2212
177
В случае одноконтурной входной цепи можно считать
где
2А,Гтр, мин
Л^тр- МИН -- 1
(8-69)
при £г^£г.опт;
1	+	' 7? о 2 -1 ПРИ & >> Sr. опт!
бГ " тр. МИН -------- 1
(8-70)
gr. опт
gr
2
jr----—1 при ^г<^.опт.
2V тр.мнн-1
gr. опт
gr
Ухудшение избирательности
приемника вследствие неточного
сопряжения можно охарактеризо-
вать величиною Д дб, на кото-
У
рую уменьшается относительное
ослабление дополнительных кана-
лов приема: промежуточной ча-
стоты, зеркального и др. (все
ослабления уменьшаются практи-
чески на одну и ту же величину).
В случае одноконтурной вход-
л 1
нои цепи значение Д — может
быть найдено по кривым рис. 8-8.
В случае двухконтурной вход-.
Л 1
нои цепи зависимость у и Д —
от Д/Вхзначительно сложнее (в ча-
стности, из-за необходимости учи-
тывать степень связи между контурами). Можно, однако, утверж-
дать следующее. Если Д/вх <^0,5ДЕвх, то влияние расстройки на
реальную чувствительность и избирательность при двухконтурной
цепи меньше, чем при одноконтурной, а если Д/Вх > Q,5\FBX,
то оно, наоборот, больше. Чтобы полностью реализовать преиму-
щество двухконтурной цепи над одноконтурной по избиратель-
ности, надо обеспечить Д/вх<; 0,5ДЕВХ. Если это условие выпол-
няется, то Д < 3 дб и у 1,2, что можно считать допустимым.
Изложенное выше позволяет рекомендовать следующий поря-
док уточнения допусков на емкости конденсаторов.
Задаем допуски, которые представляются приемлемыми по
экономическим соображениям, и по формуле (8-66) находим
А/сопр. раз. м. м-	,
178
По формулам (8-64) и (8-67) определяем А/сопр.^ом. нач,
А/сопр. ном. кон» А/С0Пр. м. нач и А/СОПре Ме кон. Д^лее вычисляем
t	  А/сопр.	м.	нач
Ьсопр.	м. нач	л слр	,
и,оагпрес. нач
t	  А/сопр.	м.	кон
Ьсопр.	м. кон	п кдр	>
и.оагпрес. кон
(8-71)
где AFnpec. иач и AFnpec. кон — значения полосы пропускания
преселектора в начале и конце диапазона (на /мии и /макс).
По кривым рис. 8-1 находим £Прес. м. ,1ач и Lpec. м.кон, соответ-
ствующие gconP. м. нач И ^сопр. м. кон-
В случае двухконтурной входной цепи исходные допуски на
емкости конденсаторов можно считать полностью приемлемыми,
если £сопр. м. нач < 1 И £сопр. м. кон < 1- В противном случае необ-
ходимо принять меньшие допуски и произвести перерасчет. При
этом следует в первую очередь уменьшать допуски на те емкости,
которым соответствуют большие члены под корнем в формуле (8-66).
В случае одноконтурной входной цепи находим по кривым
рис. 8-8 значения ( А— и ( A— 'j , соответствующие L |1Р м нач
И 1сопр.М.кон, а по формуле (8-69) определяем унач и укоН. При этом
если контур входной цепи является единственным контуром пре-
селектора, то)при определении унач и укон подставляем в формулу,
соответственно 2А^ВХ/АЕВХ ^прес.м. нач и ^прес. м. кон, если же
в преселектор входит еще резонансный усилитель, то находим
А/вх. нач ^прес. м. нач прес. нач»
вх. кон ' Йпрес. м. кон АЕпрес. кон.
(8-72)
Значения AFBX, и gr должны тоже соответствовать началу
и концу диапазона, а £г.опт и Л^р. мин могут быть найдены по фор-
мулам (2-35) и (2-36).
Если все полученные значения А ~ и у допустимы, то исходные
допуски на емкости можно .считать полностью приемлемыми.
В противном случае необходимо выбрать меньшие допуски и произ-
вести перерасчет.
Если найденное значение A -у- или (и) у на одном из концов
диапазона существенно больше, чем на другом,- то можно попы-
таться улучшить положение (уменьшить Аи у на этом конце
за счет некоторого увеличения их на другом конце) путем измене-
ния частот точного сопряжения. Для этого, если А-у- или (и) у
больше .в конце диапазона, надо несколько уменьшить значение
параметра- Ьс по сравнению с величиною, найденной по формуле
12*
179
(8-14), если же, наоборот, Д ~~ или (и) у больше в начале диапазона,
то надо увеличить значение Ьс. Приняв новое значение Ь„, надо
произвести весь расчет сопряжения заново.
Пример расчета
Исходные данные. Преселектор и гетеродин соответствуют примерам 1 § 3-1
и 1 § 8-2.
Расчет. Так как емкость Сзг мала (11,5 пф), то включаем подстроечный конден-
сатор в С1Г (48,8 пф). Поэтому в формуле (8-66) будет i — 3. Принимаем =
ДС2г ДС~ с	л	л
= —7=;— = —-—=5-10	Разброс емкости монтажа может быть суще-
С2г С~
ственно большим, поэтому принимаем = 0,3. Для конденсатора настройки
1-ЗГ
принимаем ДСН = 1 • 10-2Сн + 1 пф.
По формуле (8-66) находим Д/сопр. раз. м. м = Ю3К1 + 16 + 0,43 + 6,25+36 =
= 7,7 • 103 гц.
Обращает на себя внимание существенно неодинаковый вес различных чле-
нов под корнем: сильнее всего влияет разброс между емкостями секций блока
переменных конденсаторов, затем следует разброс С2Г, разброс же Сзг играет
ничтожную роль.
По номограмме рис. 8-2 при Кя = 3,'24 и -Jn4 = 0,28 находим
/макс
Sfconp. ном. макс = 0,75%, после чего по формулам (8-64) и (8-67) вычисляем
Д/сопр. ном. нач = 4,8 Кгц', Д/сопр. ном. кон Ю Кгц\ Д/сопр* м. нач ~ 6,4 Кгц',
Д/сопр. м. кон — 14,6 кгц.
По формулам (8-71) определяем tconp. м. нач = 2,2; £сопр.м.кои= 1,44.
По кривым рис. 8-1, учитывая, что отношение ^F^peJ^Fm в начале и конце
диапазона равно соответственно 1,05 и 2,54, находим |прес. м. нач= 1,7 и
?прес. м. кон = 1,3-
Так как преселектор одноконтурный, то по кривым рис.' 8-8 находим
(д— 'j =6дб;(д—=5 дб.
\ У /нач	\ У /кон
По формулам (2-35) и (2-36) получаем gr опт = 5,44-10-3 сил; A?Tt)MHH =
= 1,56.
Как видно из табл. 3-1, в начале диапазона gr < gr. опт, а в конце gr > gr, опт.
По соответствующим формулам (8-70) находим для начала и конца диапазона
анач = 55; аКон= 1,51.
2дг
Теперь по формуле (8-69), принимая 1вх = £прес. м, получаем унач =
Дс вх
= 1,01; Укон = 1,46.
Полученные результаты показывают, что за счет неточности сопряжения
в данном случае в отдельных точках диапазона возможно существенное снижение
избирательности (на 5—6 дб) и реальной чувствительности (почти в 1,5 раза).
Во избежание этого следует попытаться уменьшить допуски на С2Г и Сн.
Приняв ДС2Г/С2Г = 2* 10”2 и ДСН = 0,5 • 10”3 + 1 пф, мы получим:
Д/сопр. раз. м- м 5,9 Кгц', Д/сопр. м. нач = 8,3 кгц', Д/сопр. м. кон = 13,5 кгц. Эти
значения немногим меньше полученных ранее, так как большую часть Д/СОпр,
особенно в конце диапазона, образует в нашем случае номинальная погреш-
ность Д/сопр. ном, не зависящая от допусков на емкости, поэтому выигрыш в из-
бирательности получается всего порядка 1,5 дб. Однако и такой выигрыш может
оказаться практически важным.
180
8-4. Уточнение необходимых изменений параметров
элементов подстройки контуров
Для того чтобы в процессе налаживания при крайних положе-
ниях ручки настройки можно было подстроить гетеродин так,
чтобы получить частоты настройки приемника f0MHH и /омакс,
указанные в § 8-2, подвижный сердечник катушки контура должен
позволять изменять индуктивность не менее чем на ±ДЕК. г отно-
сительно номинального значения LK_ г, а разность между макси-
мальной и минимальной емкостью подстроечного конденсатора
должна быть не меньше чем 2ДСП. г. Если С21. =£= <х>, то независимо
от числа точек точного сопряжения значения - Lk' г и ДСп г могут
Ьк. г
быть найдены по следующим формулам:
. „ ч [/ ДС1Г \3 , 7 ДС2Г „ \2 ,	*
ДСП.Г = |/	ClrJ -j-	C2lJ +
(8-73)
, / ДСЗГ г V , / ДСДЛ, \2	,о
+ \Jh'	^зг j +	•	(8-74)
В этих формулах а — относительная производственная по-
грешность LK, r; i = 1, если подстроечный конденсатор входит
в С3г и i = 3, если этот конденсатор входит в С1г; ДС — наиболь-
шие или практически наибольшие (вероятность превышения кото-
рых равна 10%) отклонения соответствующих емкостей, причем
для той из емкостей, в состав которой входит подстроечный кон-
денсатор, ДС — это наибольшее отклонение емкости без учета
этого конденсатора; d и q — весовые коэффициенты.
Если подстроечный конденсатор входит в С3г, то
»   2аС^г	С2г .
2	ч (С2Г	С1Г) ’
(8-75)
d, = d2--------—
1	2	а
(8-76)
(8-77)
_ Г 2а — 1	I 7 С2Г у _
71	[ а2(Л2г-1) +1]U2r+cJ >
_ ___________d2C2r_________7 С1г \3 _
2 а(С2г+ с1г) (^д.г —1) \С2г + С1г/
<7з= 1;
(8-78)
(8-79)
(8-80)
181
=________<4 (д ~ )______
q~ а2(с2гЧ-С1г)С.(к2.г-1) ’
(8-81)
где
„__Сгг 4- С1Г 4- с~
с~
Если подстроечный конденсатор входит в С1Г, то
(8-82)
(8-83)
, (С2г + ^Зг)2^	2 (Qir + С3г) С~ г 4- 1)
+ С24г +
	л (1 л б’гг 4- 2СзГ \ С2Г	(8-84)
/	а \	С2Г ) С2г4-С3г ’	
	dsMl+d-r-c-H ; *-'2 Г “Г Ьзг	(8-85)
	71= 1;	(8-86)
	„ 	(Сзг + Cjr) (С2г 4- 2Сзг)	. _	(8-87)
	с2г (Сзг 4-сзг)	
	с2г 4- Cir q* = v сЛсзг;	(8-88)
	л	Н гй С2Г + С1Г .	(8-89)
	7~ — I1 v) с ’	
где
У__ ।___d CirC^r 4~ С^гСзг 4~ СзгС1г	(8-90)
С2г
 В обоих случаях Кя.г определяется по формуле (8-21).
Если С2г = со, то независимо от числа точек точного сопряже-
ния (одна или две):
(8-91)
(8-92)
182
Если точное сопряжение осуществляется в одной точке и под-
строечный конденсатор в контуре отсутствует, то при С2г со
где
с2
_____________°2г____________.
Ск. Г. МИИ (С3Г + С|Г + С~,)3 ’
(8-94)
— СН1— Сн. мин; СН1 — емкость переменного конденсатора,
которая по расчету должна соответствовать частоте'точного со-
пряжения.
Если С2г = сю, то
^- = 1/а2 +	.	(8-95)
Ьк. г ’	\ Ь1г /	\	/
При использовании ферритовых сердечников можно считать
а = 0,2, а при использовании сердечников из карбонильного
железа а = 0,05.
Для контуров преселектора можно приближенно считать
______ 1 Q ДСК. Г
W ~ 1,13 Ск.г ’
ДСП = 1,ЗДСП.Г.
(8-96)
Примеры расчета
Пример 1
Исходные данные.
Параметры контура гетеродина такие, как в примере 1
. § 8-2, т. е. С1Г = 35,6 пф, С2Г = 397 пф, Сзг = 11,5 пф, С = 490 пф, К- г =
= 2,175.
Расчет. Включаем подстроечный конденсатор в С1Г и по формулам (8-83)—
(8-90) находим: d~ = 0,325; d2 '== 0,64; d3 = 0,0373; Oi=l; v = 0,961; q2 =
= 0,037; q3 =1,01;	= 0,034.
„	AClr AC3r AC _	„ AC3r
Принимаем —— =	~ = 5- IO-3, - - = 0,3 и по форму-
Cir С/2г C~	Сзг
лам (8-73) и (8-74) определяем при а — 0,2,
^_г=. 6,2%; ДСП. г=4,1 пф.
Lk. г
= 20,4%; при а = 5 -10-2
^К. г
Как видим, при большой погрешности изготовления катушки к~ г & а,
т-к. г
тогда как при относительно малой погрешности изготовления заметно
_	Ск- г
больше, чем а.
183
Пример 2
Исходные данные. Параметры контура гетеродина такие, как в примере 3
§ 8-2, т. е. С1г = 95 пф, С2Г = 700 пф, Сзг = 16,6 пф, С = 490 пф, г =
= 1,77.
<71 *-= 1;	==
Расчет. Включаем подстроечный конденсатор в Сзг и по формулам (8-75)—
(8-82) находим а = 2,62; d2 = 0,578;	= 0,198; d =0,62;
= 0,075; 73 = 1; q~ = 0,138.
и	ДС1Г	к 10 2	О
Принимаем = -	=	~ = 5 • Ю2,	= 0,3
Gir С2Г С	^зг
лам (8-73) и (8-74) определяем при а= 0,2,	= 20,4%;
^К. г
-^^ = 6,6%; ДСП.Г=8,1 пф.
Gr. г
и по форму-
при а = 5%
8-5. Расчет гетеродина и гетеродинной части
преобразователя с совмещенным гетеродином
для диапазонов ДВ, СВ и КВ
При выборе схемы и расчете гетеродина или гетеродинной ча-
сти преобразователя с совмещенным гетеродином надо руковод-
ствоваться следующими соображениями.
Генерация должна быть устойчивой, и амплитуда напряжения
частоты гетеродина между эмиттером и базой транзистора смеси-
теля на всех частотах данного диапазона при всех возможных слу-
чайных изменениях параметров элементов схемы и при колебаниях
температуры окружающей среды и напряжения источника питания
в пределах, указанных в техническом задании, должна быть такой,
чтобы коэффициент усиления преобразователя был достаточно вы-
сок и стабилен.
Рекомендуется, чтобы минимальное значение этого напря-
жения было не ниже 50 мв (амплитудное значение).
В преобразователе с отдельным гетеродином рекомендуется
принимать такое же значение в качестве допустимого минимума
для напряжения между эмиттером и базой транзистора гетеродина.
Мгновенное значение отрицательного относительно базы на-
пряжения (для р—п—р) на коллекторе транзистора преобразова-
теля с совмещенным гетеродином, как и на коллекторах транзи-
сторов смесителя и гетеродина при отдельном гетеродине, никогда
не должно быть меньше чем 0,1—0,2 в (по абсолютному значению),
т. е. режим должен быть недонапряженным. Приближение этого
напряжения к нулю и тем более появление на коллекторе поло-
жительного напряжения относительно базы (критический или пере-
напряженный режимы) приводит к значительному возрастанию
активной составляющей выходной проводимости транзистора,
вследствие чего уменьшается коэффициент усиления преобразова-
теля и стабильность частоты.
Должны быть предусмотрены меры по предотвращению появ-
ления паразитной генерации. Как один из возможных способов
предотвращения паразитной генерации на частотах, значительно
184
превышающих рабочие, можно использовать обратную связь
с помощью небольшой дополнительной катушки LK. т. г, включен-
ной в контур гетеродина и индуктивно не связанной с’основной
катушкой контура LK. г (рис. 8-9—8-12).
Рис. 8-9.
Добротность контура гетеродина должна быть возможно более
высокой, так как это способствует повышению стабильности ча-
стоты. Не следует добиваться уменьшения амплитуды коллектор-
Рис. 8-10.
ного напряжения путем искусственного снижения добротности
контура с помощью шунта. Параллельная схема питания коллек-
тора через активное сопротивление не может быть, как правило,
рекомендована.
При тех значениях добротностей и емкостей контура, с кото-
рыми практически приходится иметь дело в диапазоне длинных,
средних и коротких волн, коэффициент включения контура в кол-
лекторную цепь, во избежание перенапряженного режима, необ-
о-}
Рис. 8-11.
ходимо делать намного меньше единицы. Наиболее удобной, как
правило, является трансформаторная связь. Необходимый поворот
фазы можно обеспечить соответствующим выбором направления
витков катушки LT_к. г (рис. 8-9—8-12).
Исходными данными при расчете гетеродина или гетеродинной
части преобразователя с совмещенным гетеродином являются:
принципиальная схема преобразователя; принципиальная схема
контура гетеродина и величины индуктивности LK. г и всех емко-
стей (С1г, С2г и С3г), полученные при расчете сопряжения; частоты
/мин, /макс и /пч>' параметры транзистора, необходимые для расчета
сопротивлений цепей питания (<хМин, /к. о, т, /о.э); максимальная
температура, окружающей среды ^макс; допустимые относительные
186
изменения эмиттерного тока вследствие разброса а и изменения
температуры от +20° С до /макс (6а и 6,); нормальное Ек и мини-
мальное 4,мин напряжение источника питания, при котором гене-
рация еще не должна срываться; наибольшая конструктивная доб-
ротность контура QM; емкости катушки CL и монтажа См.
Транзистор для преобразователя с совмещенным гетеродином
и для отдельного гетеродина рекомендуется выбирать так, чтобы
его наивысшая 'частота генерации была в 5—10 раз выше наивыс-
Рис. 8-12.
шей рабочей частоты гетеродина. Только при выполнении этого
условия излагаемая ниже методика расчета достаточно точна [5L
Расчет начинается с выбора постоянной составляющей тока
эмиттера при отсутствии генерации (отсутствии обратной связи)
1э. о. нач и минимальной амплитуды напряжения эмиттер—база
иэ. м. мин- Рекомендуется принимать гэ. о. ,1ач = 0,5 ч-l ма-, U3. м. мин =
= 50 ч-ЮО мв.
С уменьшением 1Э. 0. нач в преобразователе с совмещенным гете-
родином уменьшается крутизна преобразования г/21п, а в отдельном
гетеродине возрастает затухание, вносимое в контур со стороны
смесителя. Увеличение гэ. о.нач сверх 1 ма, не давая существенных
187
преимуществ, приводит к нежелательному росту потребления элек-
троэнергии от источника.
Уменьшение С/э, м.мин ведет к уменьшению надежности генера-
ции, а в преобразователе с совмещенным гетеродином — еще и
к уменьшению крутизны преобразования на длинноволновом конце
диапазона при понижении напряжения источника питания. Увели-
чение U3 м. ыин свыше 100 мв, не давая существенных преимуществ,
ведет к возрастанию сопротивления, вносимого в контур из цепич
эмиттер — база.
После выбора 0. нач и f/9. Мин производится расчет сопро-
тивлений цепей питания эмиттера и базы 7?э, R6, Rs согласно ука-
заниям § 12-2. Однако независимо от результатов этого расчета,
должно выполняться условие:
а ^0,1— 0,15,	(8-97)
где
а = б'э.м.мин . .	(8-98)
^эг'э. о. нач
С увеличением d растет Ки (см. ниже) и, как следствие, уве-
личивается сопротивление, вносимое в контур транзистором.
Поэтому если условие (8-97) не выполняется, то следует увеличить
и соответственно изменить 7?б и /?а.
Находим отношение наибольшей амплитуды напряжения на
коллекторе (на высокочастотном конце диапазона, при номиналь-
ном значении напряжения источника, максимальной температуре
окружающей среды и максимальном, значении а транзистора)
к наименьшей амплитуде этого напряжения (на низкочастотном
конце диапазона, при минимальном значении напряжения источ-
ника, комнатной температуре и минимальном значении а транзи-
стора):
/О,=-^-Г1	+	(8'">
мин L \ *э /а J ।	V 1 Ад.г
\ /э /а
где Ек и Ек. мин — номинальное и минимальное напряжение ис-
точника;
7 Дг'э \ _	1 — «мин .	(8-100)
\ г, / a Rd 2	’
амин — минимальное значение a; 8t — допустимое относительное
увеличение тока коллектора при изменении температуры окружа-
ющей среды от 20° С до максимального значения, положенное в ос-
нову расчета сопротивлений цепей питания; Кл. г определяется
по формуле (8-21).
188
Находим наибольшее допустимое значение амплитуды коллек-
торного напряжения:
для схемы с совмещенным гетеродином
t/K. м. макс ~ 0,6 (Е,, 1э 0< макс/?э 0,5);	(8-102)
для отдельного гетеродина	-
м. макс = й. о. макета 0,5,	. г. к (8-103)
где
С. о- макс = Ч о. н J 1 + m + М + —• (8‘104)
L \ /а J	Лэ
Находим добротность контура с учетом сопротивления, вноси-
мого из цепи эмиттер—база.
В случае преобразователя с совмещенным гетеродином при вве-
дении напряжения обратной связи в провод эмиттера (рис. 8-9)
Q' = Q (1	(8-105)
\	^к. м. макс /
где Q — конструктивная добротность контура.
При введении напряжения обратной связи в провод базы
(рис. 8-10)
Q' = Q (1 — ^э'м'мин Ки 1 ~9амии-Х) •	(8-106)
\ Ь'к. м. макс	7/
В случае преобразователя с отдельным гетеродином при вве-
дении напряжения обратной связи в провод эмиттера и подаче на-
пряжения гетеродина на эмиттер смесителя (рис. 8-12, а)
Q' = q(1—2.^ЭММИН/Ц.	(8-107)
При введении напряжения обратной связи в провод базы и по-
даче напряжения гетеродина на эмиттер смесителя (рис. 8-12, б)
или, наоборот, — напряжения обратной связи в провод эмиттера,
а напряжения гетеродина на базу смесителя (рис. 8-11, а), — по
формуле (8-105).
При введении напряжения обратной связи в провод базы и по-
даче напряжения гетеродина на базу смесителя (рис. 8-11, б)
)]	..(8-108)
L <>к. м.макс
Рекомендуется выбирать такую схему, при которой Q' не
меньше чем 0,8Q.
Находим минимальное значение постоянной составляющей тока
эмиттера при наличии генерации:
:	_ :	^к.мин Г 1	(	\ 1 	бэ. м.мин (8-109)
о. мин *-э. о. нач	р 1	I	,•	1 р	•
£-к L \ &э /txj	Лэ
189
I
Далее определяем наименьшую амплитуду тока коллектора:
2к. м. мип = 1А’Э. о. мии’>	(8-110)
минимальное значение эквивалентного сопротивления контура:
Roe- э. мии ~ 2л/г. мин^к- rQ >	(8-111)
где
,	/Г- МИН ~ /мин f пч >
коэффициенты включения контура в коллекторную цепь р2г и
эммиттерную или базовую цепь р1г:
р*. = V -J----%™------------;	(8-112)
г 2 к- м. мииЛ СЛАое. э. мин
р1г = р2г-^ ^ин .	(8-113)
Ок. м. макс
индуктивности катушек:
^К- Т. Г = ^К. rPlft
L — L &
T-K-r" к-г4.к.г(1-р1г)’-
(8-114)
(8-115)
где kT к — коэффициент связи между катушками LT к г и L'T к г-
Во всех схемах рис. 8-9—8-12 должны выполняться условия:
э (Ю—20) л/мия ’
(8-116)
’ >	1 КМИИ
(10 —20) гх/=мин •
(8-117)
Выполнение этих условий обеспечивает получение большой
крутизны преобразования, а в схемах рис. 8-9 и 8-10, кроме
того, малость влияния Сэ и Сб на работу гетеродина.
В схемах рис. 8-11 должны выполняться условия:
£JHr. мшЛ'э. м. мин
’ > 0 амни) (5 20) /к. м, мин
Г	2л/г, мии^э. м. мии
(8-119)
Выполнение этих условий обеспечивает малость влияния Сэ. г
и Сб.г на работу гетеродина.
Чтобы избежать необходимости переключать конденсаторы Сэ. г,
Сб г, Сэ и Сб при переходе с одного диапазона на другой,-условия
(8-116)—(8-119) должны выполняться на самом длинноволновом
диапазоне приемника.
При налаживании гетеродина или преобразователя с совме-
щенным гетеродином следует иметь в виду, что если в цепи коллек-
тора обеспечен недонапряженный режим, то появление генерации
190
приводит к возрастанию постоянной составляющей тока эмиттера
и тока коллектора. Постоянная составляющая тока базы с появле-
нием генерации может как возрасти (если а не изменяется или
уменьшается с ростом тока эмиттера), так и уменьшиться (еслиа
растет с ростом тока эмиттера).
По методике § 8-3 уточняем допустимые отклонения С1г, С3г
и С3г от номинальных значений.
По методике § 8-4 уточняем необходимые пределы изменения
индуктивности Лк. г и емкости подстроечного конденсатора кон-
тура гетеродина и выбираем подстроечный конденсатор.
Для всех схем рис. 8-9—8-12 находим
Сд1 = С1г-См-Сп.ср;	(8-120)
Сд3 = С3г-СЛ,	(8-121)
где С1г и С3г — значения емкостей, найденные при расчете сопря-
жения (§ 8-2); Сп. ср — средняя емкость подстроечного конден-
сатора.
Выбираем для Сд1,‘ С2г (величина, найденная при расчете со-
пряжения) и Сд3 ближайшие к найденным значения, соответству-
ющие ГОСТ с уточненными ранее допусками.
Примеры расчета
Пример 1
Исходные данные. Преобразователь построен по схеме 8-9, б. Диапазон
частот и параметры элементов контура гетеродина такие, как в примере 1 § 8-2.
Транзистор характеризуется следующими данными: амин = 0,97; /к.0 = 2 мка;
т = 10°; /0. э = 0.04 мка. /макс = +50° С; 6а = 0,1, 6( = 0,2. Ек = 8 в, Ек. мии =
= 6 в. Как в преселекторе, QM =100; Сд = 4 пф; Сгл = 10 пф.
Расчет. Выбираем /э. 0. иач = 1 ма, Иэ. м> мин = 75 мв.
По формуле (12-10) получаем v 6,7. Выбираем v — 4.
По формулам (12-13) и (12-21)—(12-25) вычисляем Д.) 3s 1240 ом; при
Д^= 1240 ом; R’6 = 4960 ом; £ = 5,12; Дэ = 1240 ом; R6 = 25 400 ом; Ra =
= 6170 ом.
Согласно формуле (8-98) имеем'а = 6-10“ 2, так что условие (8-97) оказывается
выполненным. Следовательно, можно остановиться на найденных значениях со-
противлений. Поэтому принимаем Дэ = 1,2 ком ± 10%, Ra = 6,8 ком ± 10%;
Дб = 27 ком ± 10%.
, По формулам (8-101)—(8-99) находим Д'б = 5,35 ком; (&i3/i\= 6,7 X
Х10“2;	4,25.
Поформулам (8-104), (8-102), (8-105) и (8-109)—(8-115) определяем !э. 0. макс =
— 1,53 -10 3 a; UK. м. макс = 3,4 в; Q =90,6. /э, о. мин = 0,762 • 10 3 я; /к. м. мии =
= 1,22 ма; Roe. э. мин ~ 66,5• 103 ом; = 0,1; Pir = 9,4-10“3; 7.к. т. г =
= 1,07 мкгн; при к г = 0,8 LT. к. г = 1,8 мкгн.
Согласно формуле (8-116) получаем Сэ^(1,92—0,96)-10“8 ф. Выбираем
Сэ =33 нф ± 20% .
В примере 1 § 8-2 при расчете сопряжения было получено С1Г = 35,6 пф
С2Г = 397 пф, Сзг = 11,5 пф. В примере 1 § 8-3 было показано, что отклоне-
ние С2Г от номинального значения не должно превышать ±5%, тогда как для Сзг
оно может составлять даже ±30%. В примере 1 § 8-4 было получено ДСП.Г =
=. 4,1 пф. Поэтому принимаем С2Г = 390 пф ±5%. Поформуле (8-121) находим
191
Сд3=7,5 пф. Принимаем для среднего значения емкости подстроечного конденса-
тора Сп.ср= 13,6 пф (почти как в контуре преселектора, где было принято СП. ср=
= 11 пф) и по формуле (8-120) определяем СД1 = 22 пф. Выбираем Сд3 =
= 6,8 пф ± 20%, СД1 =22 пф ± 20%,
Пример 2
Исходные данные. Преобразователь построен по схеме рис. 8-12, а. Диапазон
частот и параметры элементов контура гетеродина такие, как в примере 4 § 8-2.
Транзистор, как в примере 1, характеризуется следующими данными: амин =
= 0,97; /к. о = 2 мка\ т = 10°; Jo. э = 0,04 мка. t„ = +50° С; 6О = 0,1, 6Т =
= 0,2. Ек = 8 в, Ек мкн = 6 в. Как в преселекторе, QM = 140, Сд = 3 пф,
Сы = 10 пф.
Расчет. Выбираем Л. о. нач ~ 1 ма< иэ.ы.ыаи = 15 мв и, как в примере 1,
находим Рэ — 1240 ом, 7?б = 25 400 ом, Ra = 6170 ом и принимаем Лэ =
= 1,2 ком ± 10%, Ra = 6,8 ком ± 10%, Кб = 27 ком ± 10%. По формулам
(8-101) и (8-100), как в примере 1, получаем Kg = 5,75 ком и (Д/Э//Э)а = 6,7Х
ХЮ’2.
По формуле (8-99), считая Кдт = 1, имеем Ии = 1,8.
По формулам (8-104), (8-103) и (8-107) определяем 13. 0. Мин= 1 >38• 10“3 а;
7+. м. макс ~ 5,8 в', Q 134.
По формулам (8-109) и (8-110), как в примере 1, находим 1Э, 0 мии = 0,762 ма
и Лем. мин = 1,22 ма.
По формулам (8-111)—(8-115) вычисляем Кое. э, мин — 3,8 • Ю4 ом\ р2Г =
= 0,282; р1г = 6,6-10“3; LK. т. г = 1,33 • 10“2 лкгн; при йт. к. г = 0,3 Ст.к. г =
= 1,78 мкгн.
Полученная выше индуктивность LK. т.г столь мала, что надобность в спе-
циальной катушке отпадает. Такая индуктивность может быть реализована в виде
отрезка монтажного провода длиною порядка 1—1,5 см. Более точно эту длину
можно подобрать при налаживании макета. Кроме того необходимо обеспечить
отсутствие паразитной магнитной связи катушки LK с проводом, соединяющим
Ец.г.г с эмиттером.
Согласно формуле (8-116) Сэ Дй (1,4-^0,7) 10“В 9 ф. Можно принять Сэ =
= 1,5 нф ± 20%.
В примере 4 § 8-2 при расчете сопряжения было показано, что для емкостей
контура гетеродина следует принять такие же значения, как в контуре преселек-
тора, т. е. С1Г = 151 пф, С2Г = 16,8 пф, Сзг = 10 пф. От подстроечного конденса-
тора можно отказаться, поэтому по формулам (8-120) и (8-121) при Сп. ср = 0
находим СД1 = 141 пф, Сдз = 7 пф и принимаем: СД1 = 150 пф ± 5%, С2г =
= 16 пф ± 5% и Сдз = 6,8 пф ± 20%.
§ 8-6. Расчет гетеродинной части преобразователя
с совмещенным гетеродином для диапазона УКВ
В диапазоне УКВ в настоящее время нашли широкое примене-
ние преобразователи с совмещенным гетеродином (рис. 8-13). Осо-
бенностями такого преобразователя являются: включение тран-
зистора по переменному току по схеме с общей базой; подача на-
пряжения обратной связи с коллектора на эмиттер с помощью ем-
костного делителя С'саС" (необходимо учитывать также емкости
коллектор—эмиттер и эмиттер—база, включенные параллельно
С',в и С); построение коллекторной цепи гетеродина по схеме па-
раллельного питания, причем катушка LK играет роль дросселя,
192
а конденсатор C!t служит как разделительный; построение коллек-
торной цепи смесителя по схеме последовательного питания,
причем дроссель и разделительный конденсатор гетеродина обра-
зуют индуктивность и емкость первого контура УПЧ (небольшая
индуктивность LT.K. г не играет в этом контуре сколько-нибудь
заметной роли); наличие цепочки Ьэ, Сэ, настроенной на промежу-
точную частоту.
Цепочка L3, Сэ относится скорее к смесителю, чем к гетеродину.
Ее назначение — обеспечить во входной цепи транзистора на про-
межуточной частоте режим, близкий к короткому замыканию. Если
убрать Ьэ и Сэ, оставив лишь С" (емкость связи с предшествую-
щим контуром) и R3 (стабилизирующее сопротивление), то на про-
межуточной частоте сопротивление, включенное между эмиттером
и нижней шиной, оказывается относительно большим, т. е. режим
входной цепи транзистора оказывается далеким от короткого
замыкания. А так как через С'в (и емкость коллектор —эмиттер)
имеет, место довольно сильная обратная связь по промежуточной
частоте, то выходная проводимость транзистора на промежуточной
частоте существенно отклоняется от У22. Последнее неблаго-
приятно отражается на работе смесителя.
Порядок расчета гетеродинной части преобразователя
(рис. 8-13) до формулы (8-112) остается тем же, что описан в § 8-5.
После определения р.2г по формуле (8-112) находим
’ ^Э'М.МКнКи	ZQ 1
<8422)
Ссв = С"—(8-123)
1 — Р1Г
13 Д. н. Шапиро Зак, 2212
193
(величина С" предполагается известной из расчета УЧС или
входной цепи);
С' =С	(8-124)
св СВ 2nfcp ’	v ’
где Уп — параметр транзистора на частоте /ср, которая имеет
то же значение, что при расчете входной цепи и УЧС.
Принимаем для С'в ближайшее к найденному значение, соот-
ветствующее ГОСТ ±5%.
По кривым рис. 3-4, исходя из найденного р.2 и известной вели-
чины коэффициента связи А1,,. в между Ет. к. г = Лн и верхней частью
катушки LB, находим к г = k2, после чего по формуле (7-16) с р2г
и Лк. г вместо р2 и LK определяем LT. к. г. Вычисляем емкость, кото-
рую цепочка С'съС" вносит параллельно катушке контура:
	Г’	СсКС" с’=±±й-	(8-125).
Эту емкость необходимо иметь в виду при выборе конденсаторов
для контура.
Выбираем	<8'126)
и находим	=	(8-127) 4зт /пч£э
Выбираем для Сэ ближайшее к найденному значение, соответ-
ствующее ГОСТ ±10%.
Оцениваем ориентировочно длину проводов от базы через Сб
до корпуса (нижней шины) /б и находим
Сб=
Выбираем для Сб ближайшее к найденному значение, соответ-
ствующее ГОСТ ±10%.
Выбираем емкость подстроечного конденсатора по методике
§ 8-4.
Если С2г со, то находим Сд1 и Сд3 по формулам (8-120) и (8-121)
и выбираем ближайшие к найденным значения, соответствующие
ГОСТ ±20%. Выбираем для С2г значение, ближайшее к найден-
ному при расчете сопряжения, соответствующее ГОСТ ±5%.
Если С2г = оо, а поэтому С3г сливается с С1г и конденсаторы
Сд3 и Сд1 сливаются в один конденсатор Сд, то
Сд=С1г-Сь-См-Сп.ср.	(8-129)
Выбираем ближайшее к найденному значение, соответствую-
щее ГОСТ ±20%.
194
Пример расчета
Исходные данные. Преобразователь построен по схеме рис. 8-13. Диапазон
частот и параметры элементов контура гетеродина такие, как в примере 5 § 8-2.
Транзистор, как в примере 1 § 8-5, характеризуется следующими данными:
аыин = 0,97; /к. о = 2 мка; т= 10°; Jo. э = 0,04 мка. Как в том же примере,
iM = +50° С, 6а = 0,1,	= 0,2, Ек = 8 в, Ек.мнн = 6 в. Как во входной цепи
и УЧС (примеры § 5-4 и 7-5), QM — 120.
Расчет. Выбираем /э. 0. иач=-1 ма> Уз. м.мин— 75 мв и, как в примере 1
§ 8-5, находим = 1240 ом, Rq = 25 400 ом, Ra — 6170 ом; принимаем R3 =
= 1,2 ком ± 10%, 7?а = 6,8 ком ± 10%, R6 = 27 ком ± 10%; определяем R'6 =
= 5,35 ком, (Д/Э//Э)а = 6.7-10-2. По формуле (8-99) получаем Ку = 2.
По формулам (8-104), (8-102) и (8-105) вычисляем Ц.0.макс = 1,39-Ю'3 а;
Ск. м.макс= 3,5 в; Q 115.
По формулам (8-109) и (8-110), как в примере! § 8-5, имеем /э. о. мии =
= 0,762 ма и /к м мии = 1,22 ма.
По формулам (8-111), (8-112) и (8-122)—(8-124) при С" = 270 пф определяем
Яое.э.мии= 8.5-103 ом;, p2r=0,41; pjr= 4,3-lQ-2; Ссв = 12,1 пф; С’св =
= 9,4 пф. Принимаем Ссв = 9,1 пф ± 5%.
По кривым рис. 3-4, приняв йи. в = 0,3, находим й2, к г= й2 = 0,55, после
чего по формуле (7-16) имеем Ет.к.г= 0,047 мкгн.
По формулам (8-125) и (8-126) получаем С3 = 1,9 пф; Ls = (0,1=0,2) мкгн.
Принимаем Ьэ = 0,2 мкгн и по формуле (8-127) находим Сэ = 1100 пф. Прини-
маем Сэ = 1000 пф ± 10%.
Ориентировочно принимаем Iq — 20 мм и по формуле (8-128) находим Cq =
= 264 пф. Принимаем Cq = 270 пф ±J0%.
Выбираем для контура гетеродина, как для контура УЧС, подстроечный кон-
денсатор со средней емкостью Сп. Ср = 3,6 пф. Если принять ДС1Г/С1Г = 0,1
и ДС~/С~ = 0,05, то по формуле (8-92) получим ДСП. r = 1,83 пф, поэтому такой
подстроечный конденсатор вполне приемлем.
По формуле (8-129) находим Сд = 5,7 пф. Принимаем Сд = 5,6 пф ± 20%.
§ 8-7. Общие соображения по проектированию смесителя
При выборе схемы и расчете смесителя или смесительной части
преобразователя с совмещенным гетеродином надо руководство-
ваться следующими соображениями.
Для повышения избирательности лучше всего применить в сме-
сителе , фильтр сосредоточенной избирательности (ФСИ). Этот
фильтр может быть электромеханическим (ЭМФ), пьезокерамиче-
ским (ПКФ) или изготовленным из обычных катушек и конденсато-
ров. В простейшем случае может быть применена пара взаимно
связанных контуров (однозвенный ФСИ).
ЭМФ и ПКФ, как правило, связываются с коллекторной цепью
смесителя с помощью вспомогательного колебательного контура.
Специального внимания требует выбор вида связи и величины
Ръ — коэффициента включения контура промежуточной частоты,
(первого контура ФСИ или вспомогательного контура для связи
с ЭМФ или ПКФ) в коллекторную цепь транзистора.
Не рекомендуется применять в этом месте трансформаторную
или автотрансформаторную связь, так как при такой связи в кол-
лекторную цепь оказывается включенным большое сопротивле-
ние для токов частоты гетеродина. Следует делать внутреннюю
13
195
емкостную связь с параллельным питанием через дроссель Едр
(рис. 8-14, а, в) или активное сопротивление (рис. 8-14, б).
Чтобы не вводить в схему дополнительного конденсатора связи
и дросселя или сопротивления, целесообразно принять р2 = 1
(полное включение контура). Однако при этом необходимая ем-
кость контура получается очень большой (порядка тысяч пико-
фарад), что может оказаться неприемлемым по следующим сообра-
жениям.
Конденсатор с малыми потерями может оказаться слишком
больших габаритов, а малогабаритный конденсатор может иметь
такие большие потери, что не удастся получить нужную кон-
Рис. 8-14.
структивную добротность контура. Это соображение играет особо
важную роль в случае применения ФСИ, так как для получения
хорошей избирательности надо, чтобы добротность всех срединных
контуров этого фильтра была возможно большей; по производ-
ственным же соображениям желательно, чтобы все контуры филь-
тра (первый, последний и срединные) были одинаковы.
При большой емкости индуктивность контура LK оказывается
малой, а это может затруднить конструктивное выполнение транс-
форматорной или автотрансформаторной связи последнего кон-
тура ФСИ со входом транзистора первого каскада УПЧ.
Для вспомогательного контура выбор р2 = 1 может оказаться
все же рациональным,” а для ФСИ, как правило, лучшим решением
является выбор емкости Ск такой, чтобы обеспечить наибольшую
возможную конструктивную добротность контура при малых
габаритах и удобную в конструктивном отношении величину LK.
Обычно эта емкость составляет 150—300 пф. При этом приходится
делать р2 <6. 1.
Расчет как смесителя, так и смесительной части преобразова-
теля с совмещенным гетеродином выполняется по одному плану
и подобен расчету каскада усилителя промежуточной частоты
196
с фильтром того же типа с тем лишь основным отличием, что вместо
У-параметров транзистора в усилительном режиме используются
его У-параметры в преобразовательном режиме. Если же эти
параметры не даны, то расчет начинается с определения их значе-
ний, исходя из параметров в усилительном режиме.
В настоящее время не существует методики, которая позво-
лила бы точно и вместе с тем достаточно просто перейти от пара-
метров транзистора в усилительном режиме к его параметрам
в преобразовательном режиме. Методика, предлагаемая ниже,
не претендует на строгость, но зато весьма проста, а обеспечивае-
мая ею точность, хотя и невелика, но вполне достаточна для боль-
шинства случаев инженерной практики.
Дело в том, что методика расчета смесителя, как и методика
расчета усилителей частоты принимаемого сигнала и промежуточ-
ной частоты, учитывает возможные отклонения glln и g.22r, от номи-
нальных значений и исключает существенное влияние этих от-
клонений на основные показатели преобразователя, поэтому
ошибка даже в несколько десятков процентов при определении
этих проводимостей не может привести к серьезным расхождениям
результатов расчета и эксперимента. Проводимость У12п, опре-
деленная по предлагаемой методике, обычно больше действитель-
ной, вследствие чего появляется некоторый дополнительный запас
в степени ослабления влияния обратной связи через транзистор,
но этот запас никогда экспериментально не определяется и даже
методики его определения не существует. Только неправильная
оценка крутизны преобразования не остается незамеченной при
экспериментальной отработке макета, так как она отражается
на величине усиления.
Предлагаемая методика расчета у21п основана на следующем
ряде допущений. Транзистор считается безынерционным. Вольт-
амперная характеристика эмиттерного перехода считается экспо-
ненциальной, а сопротивление базовой области Гбб- — не завися-
щим от тока. Считается, что амплитуда напряжения гетеродина
между эмиттером и базой имеет оптимальное значение, при котором
крутизна преобразования оказывается наибольшей возможной для
данной схемы и принятой постоянной составляющей эмиттерного
тока. Наконец, считается, что внешние (по отношению к транзи-
стору) комплексные сопротивления, включенные в провода эмит-
тера и базы, влияют на процесс преобразования так же, как чисто
активные сопротивления, равные модулям этих комплексных
сопротивлений на частоте сигнала. Последние два допущения могут
привести к ошибке, достигающей 20% и более, даже при условии,
что параметры внешних по отношению к транзистору элементов
схемы известны достаточно точно. В противном случае ошибка
может быть еще большей, поэтому величина усиления преобра-
зователя, рассчитанная с использованием крутизны преобразова-
ния, найденной по предлагаемой методике, должна рассматри-
ваться как ориентировочная,
197
Входная проводимость короткого замыкания на частоте сиг-
нала УИп и выходная проводимость короткого замыкания на про-
межуточной частоте У22п могут быть найдены по формулам:
Уип = (0,5 + 0,8) Уп; 1
У», = (0,5 + 0,8)У,„ |	(8-130)
где Ун— входная проводимость в усилительном режиме на частоте
сигнала, a Y2i — выходная проводимость в усилительном режиме
на промежуточной частоте при той же постоянной составляющей
тока эмиттера.
Проводимость обратного преобразования у12п может быть при-
нята равной меньшей из величин, удовлетворяющих условию
0,2//12пч < уг№ > 0,25-^^12с,	(8-131)
ик
гДе 1/12пч — проводимость обратного действия в усилительном
режиме на промежуточной частоте, a i/12c — то же, на частоте
сигнала при той же постоянной составляющей тока эмиттера;
ик — постоянная составляющая напряжения на коллекторе
относительно базы (или, приближенно, относительно эмиттера);
UK. г, м — амплитуда напряжения гетеродина между коллектором
и базой (или, приближенно, между коллектором и эмиттером).
Напряжение ик можно найти по формуле:
tzK = BK—(8-132)
где fK — напряжение источника питания, a R3 — стабилизирую-
щее сопротивление в цепи эмиттера.
Проводимость преобразования у21п может быть найдена по
формуле:
Уип=-^— >	(8-133)
~э, с
где 2Э с — полное сопротивление внешних по отношению к идеаль-
ному транзистору элментов цепиэмиттер —базаначастоте сигнала,
приведенное к проводу эмиттера, а величина а определяется по
кривой рис. 8-15.
Сопротивление 2Э-С определяется как сумма сопротивлений на
частоте сигнала, включенных в провод эмиттера, и сопротивлений,
включенных в провод базы, но пересчитанных в провод эмиттера.
В диапазоне частот/0	0,3/ц, где fa — граничная частота транзи-
стора по коэффициенту а, приближенный пересчет сопротивлений
из провода базы в провод эмиттера можно производить путем умно-
жения их на коэффициент
]/(1-амин)2 + (Ау	(8-134)
где амнн — минимальное значение а для транзисторов данного
типа.
198
Сопротивление контура преселектора (входного контура преоб--
разователя) совместно с органами связи этого контура со входом
смесителя при расчете ?э. с не учитывается.
Для схем рис. 8-9 и 8-12
23- с = |/Л/'66'-^2“ + (Зл/оГк.т.г 2л^Сэ ) •	(8-135)
* Для схем рис. 8-10 и 8-11
Для схемы рис. 8-13
2э.с =	+ (2Я/Ср Ю-6/э)2 ,
(8-137)
где 13 —длина проводов от эмиттера через С" до корпуса (нижней
шины).
Если преобразователь следует за апериодическим УВЧ, то
в формулах (8-135) и (8-136) величина Гбб- должна быть заменена
величиной Гбб' 4~ где 7?к — сопротивление, включенное в про-
вод коллектора УВЧ.
На резонансных частотах цепочек Ак,т. ГСЭ и Ак.тгСб вторые
члены под корнем в формулах (8-135) и (8-136) обращаются в нуль
и вместо них следует ввести под корень квадрат активного сопро-
тивления указанных цепочек г = 2jt-^k’ Т--Г t где Q — доброт-
ность цепочки.
199
G уменьшением гэ. с проводимость у21п растет, что ведет к росту
коэффициента усиления преобразователя. Однако существенный
.	5-IO’3 п-
рост имеет место лишь при гэ. _> —:. При меньших зна-
1э
чениях 2Э. с дальнейшее уменьшение этого сопротивления мало-
эффективно.
G точки зрения уменьшения ?э.с выгоднее вводить напряжение
частоты гетеродина в базовый провод смесителя. 
Увеличение постоянной составляющей тока эмиттера смесителя
или преобразователя с совмещенным гетеродином i3 ведет к росту
.	5-Ю'3
у21п, однако этот рост существен лишь при i <----.
З’э. с
Из энергетических соображений не рекомендуется выбирать 1Э
больше 1 ма.
Расчет сопротивлений цепей питания эмиттера и базы смесителя
в преобразователе с отдельным гетеродином, как и в гетеродине,
и в преобразователе с совмещенным гетеродином, производится
согласно указаниям двенадцатой главы.
8-8. Расчет смесителя с парой взаимно связанных
контуров при р2 = 1
Связь между контурами может быть внешней емкостной
(рис. 8-9—8-12) или трансформаторной (рис. 8-13). Связь выход-
ного контура со входом транзистора первого УПЧ может быть
трансформаторной (рис. 8-9, 8-11) или внутренней емкостной
(рис. 8-10, 8-12, 8-13).
Исходными данными для расчета являются: параметры транзи-
стора; необходимая полоса пропускания одного эквивалентного
контура AFK, э; значение параметра связи между контурами 8;
значение показателя Лх, характеризующего степень связи входа
транзистора смесителя (или преобразователя с совмещенным гете-
родином) с предшествующей схемой; наибольшая конструктивная
добротность контура QM.
Необходимые значения A/\.. э и 8 определяются общей структу-
рой тракта промежуточной частоты и принятой системой регулиро-
вания ширины полосы пропускания (§ 9-1).
В простейшем случае, когда тракт промежуточной частоты со-
держит п пар взаимно связанных контуров с постоянной связью
И 8=1,.
AFK э=	,	(8-138)
/^-1
где AFII4 — необходимая полоса пропускания тракта.
При отсутствии УЧС под Лх понимается значение, найденное
200
в результате расчета входной цепи. При наличии резонансного
УЧС
1
Л1 =-----------2-----!>
^ое. э^"11п Р1СЛ
где Roa. э и р1сл— величины, определяемые при расчете УЧС,
а £11п — параметр преобразовательного транзистора.
При апериодическом УЧС
4 =	1
(8-139)
(8-140)
Кк§11П ’
где RK — сопротивление в цепи коллектора УЧС.
Порядок расчета следующий.
Исходя из значений параметров транзистора в усилительном
режиме, находим значения его параметров в преобразовательном
режиме, как указано в § 8-7.
Выбираем допустимое значение
показателя влияния обратной свя-
зи < с (рекомендуется £0. с =
= 0,2—0,4) и для двух крайних
частот диапазона (при /С,<1,5 —
для одной средней частоты, а при
/Сд < 1,2—для любой из крайних
или для средней частоты) находим
допустимое значение обобщен-
ного показателя связи:
М = У81пУ12П ,
ё'нпё'ггпСо. с
где ^/2in» У12п> Sim и ^22п пара-
метры транзистора в преобразова-
тельном режиме на соответствую-
щих частотах.
Для тех же частот находим
А- = ^Л
Рис. 8-16.
1,
(8-142)
где q зависит от е и определяется по кривой рис. 8-16, а опреде-
ляется как указано выше.
Находим наименьшее значение А2, при котором обратная связь
через транзистор по промежуточной частоте еще не оказывает
существенного влияния на работу преобразователя:
Л ____ _________У21У12_________
л~12пч "	~ ?
§22?о. с У (6г + 611)2 + S11
где значения всех параметров транзистора должны соответствовать
промежуточной частоте, а Ьг — проводимость на этой же частоте
того эквивалентного генератора, который видит перед собою
транзистор со стороны входных зажимов.
(8-143)
201
i
В случае внутренней емкостной связи с контуром входной цепи
или УЧС можно считать
&г=2л/пчС",
где С" — емкость конденсатора связи.
В случае трансформаторной связи с названными контурами
, 1
(8-144)
2л/пч£к, т
(8-145)
где Бк.т
В схеме
— индуктивность катушки связи,
рис. 8-13
У21 (^12 + 2л( пч^св)
Л»21 \»12 > — -1ПЧ_СВ2	,
9ИЦ “	——— — 7 _ “ 1 »
8^о. с /(У + 6п)2 + §11
(8-146)
причем
Ьг =
2л/пчСэ
ДАэ ДСЭ
сэ-
(8-147)
дсэ
— модули возможных относительных отклоне-
' ДДЭ
где -у—
ний L3 и Сэ от номинальных значений.
Находим наименьшее значение А2 = А2с, при котором обрат-
ная связь через транзистор на частоте сигнала еще не< оказывает
существенного влияния -на работу преобразователя:
- Д _ У21У12Д7к. э (1 4~ е2) __ 1
2с S11 (1 + 'tl) gWoSo. с ’
где проводимость g22 должна соответствовать промежуточной
частоте, а остальные параметры транзистора — частоте сигнала
f0. Частота f0 берется та (в пределах диапазона), на которой произ-
ведение gu (1 + Xj) оказывается наименьшим.
Большее из найденных А2, А2пч и А2с обозначаем Аго.с-
Находим минимальные значения показателей связи А2 и А1СЛ,
допустимые с точки зрения влияния изменений g22n и £11сл на по-
лосы пропускания эквивалентных контуров и влияния изменений
й22п и Ь11сл на частоты настройки этих контуров:
---5^2211 (1 + 82) — 1 ;
= т1-б£11Сл(1 +е2)-1;
Ьд/?
и
Сэ
(8-148)
^2aF =
А1сл AF
^2д/ =
б^22п | tg Ф221(1 + е2) — 1
= Д1
Д _______	1
Л1СЛ Д/ -
2С б&исл I tg Фи сл I (1 + е2)	1,
= Д/
. (8-149)
(8-150)
202
I
1
где 6g22n и 6gllcJI — возможные относительные отклонений g22n
и £исл °т номинальных значений; 6Ь22п и б^псл — возможные отно-
сительные отклонения 622п и Ь11сл от номинальных значений в усло-
виях, когда нельзя пользоваться органами подстройки контуров;
'^нсж11 Ьпсл — параметры транзистора первого УПЧ; £д;? —допу-
‘ стимое относительное изменение ширины полосы пропускания
одного эквивалентного контура (рекомендуется £Д/г=? 0,1-=-0,2);
— допустимое отклонение частоты настройки одного эквива-
лентного контура, отнесенное к его ширине полосы пропускания
(рекомендуется £д/ = 0,1<-0,2).
Находим минимальные значения А2 и А1сл, допустимые из
f	соображения, чтобы сопротивления, вносимые в первый и второй
;	контуры транзисторами, расширяли полосы пропускания этих
контуров не более чем до нужной величины AFK, э: •
;	As=X1CJlS = -bh^—1,	(8-151)
’	<2м
§ где
	. «.-ife-	Ч8’152)
Большее из значений Д2о. с> ^2af, Л2Д/^ и обозначаем А.,.
Большее из значений Д1СЛ др, Л1СЛ д/ и Л1сл5 обозначаем Д1сл.
Находим необходимые собственные (конструктивные) добротно-
сти выходного (Q2) и входного (Qj) контуров:
/л _ (пч________I______.
42 ~ ДГк.э 	14-е2 ’
1 4- Д1сл
г) _ (пч________1
' 41 " Д^к.э, ‘14-е3 •
ч	1 4" ^2
Если разница между найденными добротностями не превышает
10%, то принимаем для обоих контуров одну и ту же конструктив-
ную добротность
Q = Qi + Qa.,	,	(8.154)
г
Если разница между этими добротностями существенно превы-
шает 10%, то можно принять для обоих контуров одну и ту же
конструктивную добротность, равную большей из двух найденных,
> а тот из контуров, добротность которого должна быть меньше,
дополнительно зашунтировать сопротивлением
= Го™о г	(8-155)
.	^Л/пчСк |	— VI I
203
где Ск — полная емкость контура (см. ниже). Однако при Таком
решении в схеме появляется дополнительная деталь, что нежела-
тельно.
Другой выход из положения состоит в том, чтобы несколько
увеличить меньшее из Л2 и Л1сл, приблизив его к большему.
Обычно меньшим оказывается Д1СЛ. Увеличение его означает ослаб-
ление связи с транзистором первого УПЧ, а следовательно, умень-
шение усиления преобразователя.
Но если связь транзистора первого УПЧ с предшествующей и
последующей схемой ограничивается допустимым влиянием обрат-
ной связи через этот транзистор, то увеличение Д1СЛ позволяет
уменьшить Д2сл, что ведет к росту усиления первого УПЧ. В ре-
зультате общее усиление может не пострадать.
Можно, наконец, воспользоваться формулой (8-154) и при зна-
чительной разнице между Q2 и Q1; но это может привести к замет-
ному отклонению полосы пропускания преобразователя от нужного
значения и, что еще хуже, к существенной асимметрии его резо-
нансной характеристики при случайной взаимной расстройке
контуров.
Находим полную емкость каждого из контуров Ск и индуктив-
ность Тк:
Ск = 2лДГк. Э(1 4-е2)	(1 + А);	(8-156)
£ =______!__
К 4^пчСк
(8-157)
В случае трансформаторной связи между контурами (рис. 8-13)
выбираем для Ск ближайшее к найденному значение, соответствую-
щее ГОСТ ±5%.
В случае емкостной связи между контурами (рис. 8-9—8-12)
находим
(8-158)
Выбираем для Ск и Ссв ближайшие к найденным значения, соот-
ветствующие ГОСТ ± 5 %.
Находим коэффициент включения выходного контура пары во
входную цепь транзистора первого УПЧ:
Р1СЛ У §11сл (1 4- Мел)
(8-159)
204
В случае трансформаторной связи с транзистором первого
УПЧ (рис. 8-9, 8-11) определяем
2
LK.r = LK-^,	(8-160)
^к. т
где &к.т— коэффициент связи между катушками LK. т и LK.
В случае емкостной связи с транзистором первого УПЧ
(рис. 8-10, 8-12), получаем
г” _ Ск
к~ 1-йсл'
Выбираем для Ск и Ск ближайшие к найденным значения,
соответствующие ГОСТ ±5%.
Если связь между контурами трансформаторная, а связь
с транзистором первого УПЧ емкостная (рис. 8-13), то Ск и Ск
находятся по формулам (8-161) с подстановкой в них Ск вместо С*.
Находим коэффициент усиления преобразователя:.
Ко-пр^пЛе-эЛсл^,	(8-162)
где
р ___________1 '
ое'э	2лСк'ДГк.э
(8-163)
Если у21п сильно зависит от частоты, то следует найти Ко. пр Для
двух-трех точек диапазона.
Резонансная характеристика преобразователя рассчитывается
по формуле:
+	(8-164)
.7 пр	(1 +
где
=	(8-165)
к. э
Примеры расчета
Пример 1
Исходные данные. Преобразователь построен по схеме рис. 8-9, а и следует
за УЧС, данные которого соответствуют примеру 1 § 7-2 (табл. 7-4). Данные
гетеродинной части преобразователя такие, как в примерах 1 § 8-2 и 1 § 8-5.
Транзистор преобразователя имеет fa = 60 Мгц; амин = 0,97; гбб, = 25 ом;
Su = 0,6 мсим (не зависит от частоты в пределах диапазона и до fn4); на частоте
205
465 кгц &u = 1,2 мсим, g22 = 6 мксим, b22 = 20 мксим, у21 = 30 мсим, у12—
= 5 мксим. В интервале частот 465—1655 кгц у12 изменяется практически пропор-
ционально частоте. Транзистор первого УПЧ имеет gllcn = 0,4 мсим, Ь11сл =
= 0,4 мсим. bg22 = ёйюл = 0,5; ё&22 — ё&11сл = 0,3. &FK э = 8 кгц; е = 1.
<2м = ЮО.
Расчет. Находим значение параметров транзистора в преобразовательном ,
режиме. На основании формул (8-130) имеем gnn = 0,3-?-0,48 мсим; g22n —
= 3-М,8 мксим; Ь22п = Юч-16 мксим. Принимаем glin = 0,4 мсим, g22n =
= 4 мксим, &22П = 14 мксим.
Основываясь на данных, полученных при расчете в примере 1 § 8-5, прини-
маем для частот 510 и 1655 кгц UK г. м = 1 и 3,4 в.
По формуле (8-132), ориентируясь на максимальное значение 1Э, получаем
ик = 6,5 в.	,
Находим для частот 510 и 16§5 кгц 0,25 —к'г’м (/12с = 0,21 и 2,3 мксим. На-
ик
ходим 0,2(/12пч = 1 мксим. По формуле (8-131) принимаем для указанных выше
частот (/12П = 1 мксим и 2,3 мксим.
По формуле (8-134) для частоты 510 кгц получим = 0,03. Для частоты
1655 кгц получаем практически то же значение.
По формуле (8-135) для частот 510 и 1655 кгц определяем гэ. с = 5,9 и 8,8 ом.
Поларая гэ = 1 ма, находим по кривой рис. 8-15 а = Ы0-1 и 1,2-10“х,
после чего по формуле (8-133) для частот 510 и 1655 кгц вычисляем у21п = 17• 10~3
и 13,7• 10~3 сим.
Интересно отметить, что на частоте 825 кгц гэ. с = 1,04 ом, а= 2,7-10~2,
у21п = 26-10~3 сим. Следовательно, в пределах диапазона у21П изменяется почти
в два раза, причем немонотонно. Немонотонности изменения t/2in можно избежать
путем существенного увеличения Сэ, что, однако, неудобно по конструктивным
соображениям. Лучший способ уменьшения влияния внешних элементов на кру-
тизну преобразования преобразователя с совмещенным гетеродином— введение
напряжения обратной связи в провод базы, однако при этом связь транзистора
с контуром входной цепи или УЧС должна быть трансформаторной (рис. 8-10).
Принимаем £0 с = 0,2 и по формуле (8-141) находим для частот 510 и
1655 кгц М = 53,2 и 98,5.
Для тех же частот, пользуясь данными табл. 7-4, по формуле (8-139) опреде-
ляем А±= 2,23 и 75,3.
По кривой рис. 8-16 для случая е = 1 находим q = 0,78, после чего по фор-
муле (8-142) для частот 510 и 1655 кгц получаем А% = 20,1 и 0,66.
По формулам (8-144) и (8-143) имеем ЬГ = 9,64-10“3 сим; Л2ПЧ = 10,5. По
формуле (8-148) для частоты 510 кгц находим Л2С = 1,2. Принимаем Л20 с =
= 20,1.
Выбираем	= 0,2 и по формулам (8-149) и (8-150) находим Л2Д/Г =
= ^1сл д.г ~ 4; Л2Д? = 4,25; Л1сл^ = 0,5. По формулам (8-152) и (8-151) по-
лучаем Q3 = 58,2; Л2з = Л1сл£ = 3,8. Принимаем Л2 = 20,1, Л1сл = 4.
По формулам (8-153) Q2 = 97; Qx = 64,2. Разница между этими доброт-
ностями существенно больше чем 10%, поэтому, чтобы избежать сильной асим-
метрии резонансной характеристики при случайных взаимных расстройках кон-
туров и не вводить в схему дополнительное шунтирующее сопротивление, решаем
увеличить Л1сл.
Приняв Л1сл = 10, получаем Q2 = 71, что отличается от Qx немногим более
чем на 10%. Теперь по формуле (8-154) получаем Q = 67,7.
По формулам (8-156)—(8-158) вычисляем Ск = 840 пф; = 140 мкгн;
Ск = 823 пф; Ссв = 14,5 пф. Принимаем Ск = 820 пф ± 5%, Ссв = 15 пф ±
Ь 5%.
По формулам (8-159) и (8-160) при йкт = 0,8 находим р1сл = 0,139; Тк,т =
= 4,23 мкгн.
206
По формуле (8-163) имеем Roe. э = 23,7-Ю3 ом.
По формуле (8-162) для частот 510, 825 и 1665 кгц определяем Ко пр = 28,
42,8 и 22,6.

Пример 2
Исходные данные. Преобразователь построен по схеме рис. 8-13 и следует за
УЧС, данные которого соответствуют примеру § 7-5. Данные гетеродинной части
преобразователя такие, как в примерах 5 § 8-2 и § 8-6. Транзистор преобразо-
вателя имеет fa = 120 Мгц', амин = 0,97; гбб, = 25 ом; на частоте 70 Мгц grl =
= 13 мсим, Ьг1 = —6,5 мсим, g22 = 0,33 мсим, &22 = 1,32 мсим, у21 = 12,4 мсим,
у12 = 1,17 мсим; на частоте 10,7 Мгц gn = 25 мсим, &п = —5 мсим, g22 —
= НО мксим, Ь22 = 400 мксим, t/21 = 30 мсим, у12 = 150 мксим. Транзистор пер-
вого УПЧ имеет й1сл = 1>5 мсим, Ь11сл = 2,7 мсим. &g22 = 5gi1Cji = 0,5, ЬЬ22 —
= б&псл = 0,3. AFK. э= 200 кгц; е= 1. QM = 100.
Расчет. Так как Кл = 1,13 < 1,2, то расчет ведем для одной частоты 70 Мгц.
Находим значения параметров транзистора в преобразовательном режиме.
На основании формул (8-130) gjin = 6,5-т-10,4 мсим; g22n = 554-88 мксим; &22п =
= 200—320 мксим. Принимаем gyln = 6 мсим, g22n = 50 мсим, &22П = 200 мсим.
Основываясь йа данных, полученных при расчете в примере § 8-6, прини-
маем — 3,5 в.
По формуле (8-132) находим, как в примере 1, ик = 6,5 в. Вычисляем
0,25 г’м у12с = 0,16 мсим; '0,1(/12пч= 15 мксим. По формуле (8-131) при-
ик
нимаем (/12п = 0,16 мсим.
По формуле (8-134) имеем 1/₽~ = 0,475. По формуле (8-137), приняв /э =
= 3 см, получаем гэ. с = 17,7 ом. Полагая i3 = 1 ма, находим по кривой
рис. 8-15 а = 0,16, после чего по формуле (8-133) у21п = 9-10~3сил.
Выбираем So с = 0,2 и по формуле (8-141) определяем М — 24. По формуле
(8-139)	= 2,3.
По кривой рис. 8-16 для случая е = 1 находим q = 0,78, после чего по фор-
муле (8-142) вычисляем А2 = 8,3.
По формулам (8-147) и (8-146) при ДТЭ/ТЭ = ДСЭ/СЭ = 0,1 находим ЬГ—
= 0,336 сим; Д2пч = 2,1. По формуле (8-148) имеем Л 2С < 0. Принимаем А 20. с =
= 8,3.
Выбираем S4F — S = 0,2 и по формулам (8-149)—(8-152) находим
= ^1сл ад = 4;	= 5; Л1СЛ = 1,7; Qs = 53,5; X2s = Д1слз =
= 3,3. Принимаем А2 = 8,3, А1СЛ = 4.
По формулам (8-153) Q2 = 89; Qi = 68. Хотя разница между полученными
добротностями превышает 30%, решаем, чтобы не терять усиления и не усложнять
схемы, принять для обоих контуров Q= 78,5 по формуле (8-154).
По формулам (8-156), (8-157), (8-159) и (8-161) получаем Ск = 185 пф; LK =
= 1,2 мкгн; ркл = 0,25; С" ~ 740 пф; С™ = 247 пф. Принимаем Ск = 750 пф ±
± 5%, С™ = 240 пф ±5%.
По формулам (8-163) и (8-162) имеем Roe. э = 4300 ом; Ко. пр = 4,84. Можно
несколько повысить усиление, приняв So. с = 0>4- При этом получим М = 12.
712о. с= 3,65. Большим из Л2 оказывается теперь Д2д^ = 5, это означает, что
связь входного контура пары с коллекторной цепью транзистора ограничивается
соображением, чтобы при возможных изменениях &22п относительная расстройка
этого контура не превышала 20%. Приняв А2 = 5, Л1сл = 4, получим Q2 = 89;
Qi =80; Q = 84,5; Ск=120 пф; LK = 5,83 мкгн; р1сл=0,2; с" = 600 пф;
С” = 150 пф; Ros- э — 6650 ом; Ко. пр = 6.
Стоит ли усиливать влияние обратной связи (и разброса g22n и &22п) в два
раза для того, чтобы повысить Ко. пр на 25%, должен решить разработчик.
1 207
8-9. Расчет смесителя с парой взаимно связанных
контуров при р2<1
' Если необходимо иметь р2 <Z 1, то включение первого контура
в коллекторную цепь транзистора может быть выполнено по схемам
рис. 8-14, а или б в случае отдельного гетеродина или по схеме
рис. 8-14, в в случае преобразователя с совмещенным гетеродином.
Исходные данные для расчета те же, что а случае р2 =1
(§ 8-8).
При питании транзистора через дроссель Едр (рис. 8-14, а
или в) находим А2 и А1сл по формулам (8-141)—(8-152), как ука-
зано в § 8-8.
При питании транзистора через сопротивление (рис. 8-14, б)
поступаем так же, но величину AzS находим не по формуле (8-151),
а по формуле
1 Е2 + ёггп^к. f S2 + уА }
Л25 =--------:v .	(8-166)
-- 7,— )
\ чм /
Величина 7?к выбирается наибольшей возможной. Можно реко-
мендовать
+	(8-167)
где 1э — номинальное значение постоянной составляющей тока
эмиттера; 6„ и 6( — величины, положенные в основу расчета со-
противлений-цепей питания (стабилизации тока эмиттера); 7?э —
сопротивление, включенное в цепь эмиттера.
Если большей из всех величин А2 оказывается A2S, то это озна-
чает, что связь входного контура пары с коллекторной цепью
транзистора ограничивается соображением, чтобы демпфирующее
действие сопротивления 7?1( не расширяло полосу пропускания
этого контура более чем до А/ф. э. В лаком случае замена сопро-
тивления 7?к дросселем позволит усилить связь и получить боль-
шее усиление.
Полная емкость контура Ск выбирается из конструктивных
соображений.
Индуктивность контурной катушки LK определяется по фор-
муле (8-157).
Необходимая конструктивная добротность контуров Q в случае
питания через дроссель находится по формулам (8-153) и (8-154),
а в случае питания через сопротивление RK
| __ /пч '________________1____________
1 Af К. Э .  1 Е Е2 / , ,	1	\
1 -р Да \ gzzRx. /
(8-168)
Если А2 = As, то Qi = QM и расчет по формуле (8-168)
не нужен.
208
Коэффициенты включения р2 и р1сл определяются по формулам;
К 2nAFK, ЭСК (1	е2).
V §22П (1 + А2)	’
(8-169)
(8-170)
В случае емкостной связи между контурами находятся вели-
чины Ск и Ссв по формулам (8-158).
Элементы связи выходного контура пары с транзистором пер-
вого УПЧ находятся по формулам (8-160) или (8-161).
Емкости С" и С'" находятся по следующим формулам.
В случае емкостной связи между контурами пары:
Рг ’
(8-171)
В случае трансформаторной связи между контурами пары:
(8-172)
1 — Рг
Выбираем ближайшие к найденным значения, соответствую-
щие ГОСТ ± 5%.
Индуктивность дросселя Ь№ может быть выбрана из условия;
Адр^(10^-20)р2Лк.
(8-173)
Коэффициент усиления преобразователя находится по формуле:
(8-174)
где R0e,3 находится по формуле (8-163).
Резонансная характеристика преобразователя рассчитывается
по формуле (8-164).
Пример расчета
Исходные данные те же, что в примере 1 § 8-8, но по конструктивным сообра-
жениям надо, чтобы емкость контура была равна 200 пф.
Расчет. Весь расчет до определения Q = 67,7 включительно совпадает с при-
веденным в примере 1 § 8-8.
По формулам (8-157), (8-169), (8-170) и (8-158) находим LK == 588 мкгн; р2 =
= 0,49; р1сл = 0,068; Ск = 196 пф; Ссв = 3,45 пф. Принимаем Ск = 200 пф ±
± 5%, Ссв= 3,6 пф ±5%.
/
14 Д. Н. Шапиро Зак. 2212	209
По формуле (8-160) при Лкт = 0,8 получаем Лк.т == 4,23 мкгн, как в при-
мере 1 § 8-8. По формулам (8-171) определяем С" = 400 пф; С'1' — 384 пф.
Принимаем С" = С'" = 390 пф ± 5%.
По формулам (8-163) и (8-174) для частоты 510 кгц имеем 7?ое. э = 99,5 • 103 ом;
пр = 28. Усиление сохраняет то же значение, что и в примере 1 § 8-9.
По формуле (8-173) находим ЛдР 1420-=-2840 мкгн. Принимаем Лдр =
= 2 мгн.
Предположим теперь, что исходные данные остались теми же, но преобразова-
тель выполнен с отдельным гетеродином, и решено попытаться осуществить пи-
тание смесителя через сопротивление RK по схеме рис. 8-14, б. Если Ек = 8 в,
6а = 0,067,	= 0,2 и = 1,2 ком, как в примере 1 § 8-5, то по формулам
(8-167) и (8-166) получаем = 3,46-103 ом; A2s — 348. При таком значении A2s
следует принять А2 = 348 и Д1СЛ = 4- Тогда по первой формуле (8-153) имеем
Q2 == 97, а по формуле (8-168) — Qx — 100. Следовательно, оба контура должны
иметь наибольшую конструктивную добротность. Индуктивность LK сохраняет
прежнее значение.
Поформулам (8-169) и (8-170) определяем р2 = 0,12; р1сл = 0,1. Значения Ск
и Ссв остаются прежними.
По формуле (8-160) при kK, т = 0,8 находим LK. т= 9,2 мкгн. Поформулам
(8-171) получаем С" = 1670 пф; С"’ = 227 пф. Принимаем С" = 1600 пф ± 5%,
С"' = 220 пф ± 5%.
По формуле (8-174) при прежнем значении 7?ое.э иа частоте 510 кгц имеем
Копр — 10,2.
Вследствие возрастания А2, несмотря на уменьшение Д1СЛ, усиление упало
почти в три раза.
8-10. Расчет смесителя с фильтром
сосредоточенной избирательности обычного типа
Фильтр сосредоточенной избирательности обычного типа удоб-
нее всего составлять из звеньев Ш4 (с емкостной связью между
контурами) или равного числа звеньев 1П4 и Ш3 (с трансформатор-
ной связью между контурами), как показано на рис. 8-17. В первом
случае фильтр оказывается конструктивно более простым (емкост-
ную связь между контурами проще выполнить в точном соответ-
ствии с расчетом; чем трансформаторную), но резонансная харак-
теристика его получается несимметричной, что становится замет-
ным при больших расстройках.
Во втором случае фильтр конструктивно сложнее, но имеет
симметричную резонансную характеристику.
Расчет смесителя с фильтром сосредоточенной избирательности
обычного типа состоит из следующих этапов:
а)	выбор типа звеньев и количества срединных контуров
фильтра;
б)	определение емкостей и индуктивностей всех контуров
фильтра, емкостей связи и коэффициентов связи между катушками
контуров;
в)	определение параметров элементов связи первого и послед-
него контуров фильтра с соответствующими транзисторами;
г)	определение дополнительных сопротивлений нагрузки пер-
вого и последнего контуров;
д)	определение коэффициента усиления.
210
uh	ср
з*ш4
Ссв. кр	С с в. ср	С са кр
'1*^4 Ссв.кр Ссв.ср Север
ТВД1М?
1ътм1<Ж
1-кр
Сс в. ср	С св. ср	Ссв.кр
J-M
-~Сср '
’ГГГ
Lxp> -L
W 1 Г*в*
РИС. 8-17.
14*
Тип звеньев фильтра определяется, исходя из соображений,
изложенных в самом начале параграфа. Необходимое число кон-
туров фильтра определяется, исходя из требуемой полосы пропу-
скания AF, необходимого относительного ослабления (избиратель-
ности) по соседнему каналу 1Л/С.К и наибольшей конструктивно
реализуемой добротности контура QM.
Если вся избирательность тракта промежуточной частоты
должна обеспечиваться проектируемым ФСИ, то необходимо иметь
Рис. 8-18.
ЛЕ = AFn4 и ослабление 1Л/С.К, не меньше оговоренного в техни-
ческом задании на проектирование или в ГОСТ. Если в тракте
предполагается иметь еще и другие достаточно избирательные
каскады (одноконтурные или двухконтурные, не считая послед-
него каскада, работающего на детектор), то, в зависимости от
параметров этих каскадов, полоса пропускания ФСИ должна
быть несколько расширена по сравнению с AFn4 (на 10—30%),
а требуемое ослабление соседнего канала может быть несколько
уменьшено (на 5—10 дб и даже более).
Выбрав значения AF и l/z/c.K, по номограмме Б. Д. Лейкина и
В. Н. Слыщенко (рис. 8-18) находим величину х, которая показы-
вает, какую часть от полосы пропускания AFK,3 эквивалентных
крайних контуров фильтра, т. е. первого и последнего контура
с учетом сопротивлений, вносимых в них транзисторами и допол-
нительными сопротивлениями нагрузки, если они оказываются
необходимыми (см. ниже), составит полоса пропускания проекти-
руемого фильтра AF.
212
По величине х определяем!
Излагаемая далее методика расчета достаточно точна при усло-
вии, что AFK,3 0,2/пч. В практике проектирования радиовеща-
тельных приемников это условие всегда выполняется.
Находим приближенное значение относительной расстройки
соседнего канала:
= <8'178>
где Л/с к для радиовещательного приемника на ДВ, СВ и КВ равно
9 кгц (абсолютное значение расстройки соседнего канала).
213
По кривым рис. 8-19 находим относительное ослабление
соседнего канала 1Л/1С.К, которое может обеспечить пара взаимно
связанных контуров с эквивалентными полосами пропуска-
ния AFK э при оптимальной связи (в = 1), и добавочное относи-
тельное ослабление соседнего канала 1Л/ДОб.с.к, которое даст
каждый срединный контур фильтра с добротностью QM. Величина
1/Fic.k находится по кривой 1/ух при абсциссе £ = £с.к, а вели-
чина l/z/доб.с. к ПРИ т°й же абсциссе по той из кривых 1/удоб, ко-
торая соответствует величине В, равной значению а, найденному
по формуле (8-177).
Выбираем число срединных контуров фильтра равным наимень-
шему целому, удовлетворяющему условию
1______1__
пср - Ус-К j..У1С--К .	(8-179)
//доб. с. к
(Число звеньев фильтра п на единицу больше, чем пср.)
Рассчитываем резонансную характеристику фильтра. Порядок
расчета следующий.
Выбираем ряд расстроек Л/ как положительных, так и отри-
цательных, в пределах от 0,1AF до (1,5ч-2) AF.
Если фильтр состоит из звеньев только типа II14 (с емкостной
связью), то для каждой из расстроек находим:
t 2 А/	2/пч	. о„.
<8’180)
+ /пч
1+_*L
Л 2 Af 2/Пч	/Q ion
/пч
В = а------(8-182)
,	/пч
Для малых расстроек	1'j можно приближенно считать
£ =	В — а.	(8-183)
к.э
С помощью кривых рис. 8-19 по найденным значениям £ на-
ходим величины 1/z/j, а по найденным А и В — величины 1/удоб,
соответствующие выбранным расстройкам. Определяем относи-
тельное ослабление 1/у, обеспечиваемое всем фильтром при каждой
из расстроек:
=	467^ + аг +стчсл + »ср Рб]> (8-184)
У У1	/пч	У роб
214
где <х2 иа1сл зависят от вида связи первого и последнего контуров
фильтра с соответствующими транзисторами.
При трансформаторной и автотрансформаторной связи
46-Д-;	(8-185)
/ПЧ
при емкостной связи
а = 46	.
/пч
(8-186)
При малых расстройках второй, третий и четвертый члены
правой части формулы (8-184) малы и могут быть опущены.
Если фильтр состоит из равного числа звеньев типа Ш3 и
Ш4, то для малых расстроек поступаем так, как указано выше,
а для каждой из больших расстроек находим соответствующую
расстройку звена III3:
д/?2 .
Д/ц I, = Д/ +	•	<8'187)
Для каждой из этих расстроек находим свои значения А и В;
л- 2д/ш3 Д . Д/ш,
Л ~ ДГК.Э V + /пч /’
(8-188)
В = «(1
Д/щ,
/пч
По найденным Л и В с помощью кривых рис. 8-19 находим
ослабление 1/г/ДОб.' ш, (по кривым 1/у^, соответствующим най-
денным В), обеспечиваемое при данной расстройке А/ звеном
типа Ш3.
Если А/1И мало отличается от А/, то 1/г/доб ш 1///доб, и
величину Му можно находить по формуле (8-184). В противном
случае находим
V =	+ 48	+ “2 + “1сл + (/гср — «ш,) ~~~ +
У У1	/пч	Уррб
+ «1пзТ-^------ [56], .(8-189)
»доб. III,
где Пш3 —число звеньев Ш3.
Строим резонансную характеристику (зависимость 1/у от А/)
и по ней определяем ширину полосы пропускания фильтра (пре-
образователя) на уровне 3 дб AF и ослабление соседнего ка-
нала 1/г/с.к.
215
»
Если полученное значение ЛЕ сильно отличается от нужного
в большую или меньшую сторону, то повторяем весь расчет,
начиная с формулы (8-175), задавшись, соответственно, несколько
большим или меньшим, значением х.
Если полученное значение 1/ус./меньше требуемого, то уве-
личиваем число звеньев фильтра и строим новую резонансную
характеристику.
Добившись получения нужных значений ДЕ и 1/ус к, переходим
к определению всех емкостей, индуктивностей и коэффициентов
связи.
При ДЕК.Э <; 0,2/пч все емкости, индуктивности и коэффи-
циенты связи k в фильтрах, схемы которых даны на рис. 8-17,
могут быть с погрешностью не более 2% найдены по формулам
табл. 8-3. В этих формулах zCK — емкость контура, при которой
обеспечивается наибольшая конструктивная добротность QM,
a LK — индуктивность этого контура, найденная по формуле
(8-157).
Выбираем ближайшие к найденным значения емкостей, соот-
ветствующие ГОСТ, с допуском ±5% по номиналу.
В катушках предусматриваем подвижные сердечники для под-
стройки.
Определение параметров элементов связи первого и послед-
него контуров фильтра с соответствующими транзисторами про-
изводится в следующем порядке.
Находим А 2 и Л1сл по формулам (8-141)—(8-152), как указано
в § 8-8, принимая всюду е = 1.
Находим коэффициенты включения: р2 по формуле (8-169) с е =
= 1 и р1сл по формуле (8-170).
Принимаем внутреннюю емкостную связь первого контура
фильтра с коллекторной цепью транзистора смесителя (преобра-
зователя) с параллельным питанием через дроссель LAp (рис. 8-14, а
или в) и находим емкости С" и С":
(8-190)
где Снэч — емкость первого (начального) контура фильтра, най-
денная по соответствующей формуле табл. 8-1.
Выбираем для С" и С"' ближайшие к найденным значения,
соответствующие ГОСТ с допуском ±5%. Определяем L№ по
формуле (8-173).
Если принята трансформаторная связь последнего контура
фильтра с транзистором следующего каскада (как на рис. 8-9), то
находим индуктивность катушки связи по формуле (8-160).
216
217
Если принята внутренняя емкостная связь последнего контура
фильтра с транзистором следующего каскада (как на рис. 8-10), то
ск=
Скон
Р1СЛ ’
£кон
---	1 __
1 --Pl СЛ
(8-191)
где Скон — емкость последнего (конечного) контура фильтра, най-
денная по соответствующей формуле табл. 8-1.
Находим значения дополнительных сопротивлений R2 и Rlt
которые необходимо включить на входе (параллельно Ьдр) и
выходе (параллельно LK. т или Ск) фильтра, чтобы обеспечить не-
обходимую полосу пропускания AFK,3 эквивалентных крайних
контуров:
(8-192)
Рис. 8-20.
Выбираем для R2 ближай-
шее большее к найденному
значение,' соответствующее
ГОСТ ± 10%. Если это зна-
чение оказывается не больше
чем RK, найденное по фор-
муле (8-167), то в случае пре-
образователя с отдельным
гетеродином дроссель Ь№
можно" из схемы исключить.
Выбираем для Rr значе-
ние, соответствующее ГОСТ
±10%. При этом.учитываем,
что при емкостной связи с
транзистором параллельно
будет включено сопротивле-
ние потенциометра питания
базы. Поэтому следует соответственно увеличить Rr против рас-
четного, приняв вместо него*
R^'e
R6 — Rx
R\
(8-193)
где Rr — величина, найденная по формуле (8-192), a Re находится
по формуле (8-101), где Ra и R6 — сопротивления плеч потенцио-
метра.
218
При налаживании преобразователя можно попытаться увели-
чить R2 (если в схеме есть дроссель £др) и Rx (Ri). Таким путем
можно добиться улучшения избирательности, однако резонансная
характеристика может стать многогорбой.
Коэффициент усиления преобразователя с ФСИ на частоте на-
стройки определяется по формуле:
Ro, пР = г/21пО,57?ое.эр2р1слаПср,	(8-194)
где Уцп — параметр транзистора в преобразовательном режиме
(крутизна преобразования); R0e.3 рассчитывается по форму-
ле (8-163); коэффициент о находится по кривой рис. 8-20, где а —
величина, определяемая формулой (8-177).
Пример расчета
Исходные данные. Преобразователь построен по схеме рис.-8-9, б с той лишь
разницей, что вместо пары взаимно связанных контуров используется фильтр
сосредоточенной избирательности обычного типа. Этот фильтр должен быть спро-
ектирован так, чтобы обеспечить Д£ = 8 кгц и l/z/c. к = 40 дб при Д/е к = 9 кгц.
Остальные данные те же, что в примере 1 § 8-8, но Q„ = 170.
Расчет. Так как 2Д/С. К/Д£ = 2,25 и fn4/(A£QM) = 0,342, то по номограмме
рис. 8-18 получаем х = 0,66. По формулам (8-175)—(8-178) определяем A.FK э =
= 12,1 кгц-, (?э = 38,4; а = 0,226; ?с.к=1,49.
По кривым рис. 8-19 находим 1/*/1с. к = 3,7 дб, UyROe = 6,4 дб. По формуле
।	(8-179) вычисляем пср 5,6. Следовательно, необходимо иметь п = 6, т. е. фильтр
’* должен быть семизвенным и содержать восемь колебательных контуров.
Для упрощения конструкции применяем звенья только типа Ш4 (с емкостной
связью). Рассчитываем резонансную характеристику, задавшись |ДН = 1, 2,
4, 6, 9 и 12 кгц. Для Д/ = 12 кгц по формулам (8-180)—(8-182) получим §= 1,97;
F. А = 1,92; В = 0,22. Как видим, даже при этой расстройке, а тем более при всех
- меньших, можно в нашем случае пользоваться приближенными формулами (8-183);
следовательно, резонансную характеристику в этих пределах можно считать сим-
метричной.	<
j.	По кривым рис. 8-19 находим 1/т/х = 7 дб, Му^об = 9,6 дб. Принимаем
емкостную связь первого контура фильтра с транзистором преобразователя и
. трансформаторную связь последнего контура с транзистором УПЧ. При этом,
согласно формулам (8-185) и (8-186), получаем а2 = —а1сл. Поэтому по формуле
(8-184) имеем \1у = 65,8 дб.
Результаты расчетов для остальных расстроек приведены ниже.
|ДЛ, кгц	1	2	4	6	9	12
Му, дб	0,3	0,8	3,7	14,7	44,5	65,8	.
Как видим, и полоса пропускания, и ослабление соседнего канала практи-
чески совпадают с теми, которые надо обеспечить. Следовательно, число колеба-
fe ' тельных контуров выбрано правильно.
Принимаем Ск = 200 пф и по формуле (8-157) находим, как в примере § 8-9,
£к = 588 мкгн. По соответствующим формулам табл. 8-1 определяем Снач =
о*кон — 196 пф*, Сцр — 196 пф*, Срр — 197 пф', C^g. ^р — 3,8 пф’, Сев, ср
= 2,6 пф; £кр = 588.мкгн; £ср = 582 мкгн. Принимаем для всех контуров Ск =
= 200 пф ± 5%, £к = 588 мкгн, для двух крайних звеньев Ссв. кр = 3,9 пф ±
± 5%, а для всех средних звеньев Ссв. ср = 2,7 пф ± 5%.
Принимаем £0> с =	= 0,2 и поформулам (8-141)—(8-150) находим,
как в примере 1 § 8-8, Д2о. с= 20,1, Д2д/? = Д,сл дР = 4, Д2дГ=4,25, Д1сл =
= 0,5. По формуле (8-151) с е = 1 получаем Д2Х = Лх слз = 1,6. Следовательно,
надо принять А2 =2ОА, А1СЛ=4.
219
I
По формулам (8-169), (8-170) и (8-190) вычисляем р2 = 0,6; р1сл = 0,123;	|
С" = 333 пф; С" — 500 пф. Принимаем С" = 330 пф ± 5%, С'" = 510 пф ±	5
± 5%.
По формуле (8-173), как в примере § 8-9, выбираем £др — 2 мгн. По формуле
(8-160) при kK. т = 0,8 имеем £к. т = 13,9 мкгн.
По формулам (8-192) находим = 35 ком; R± — 2,67 ком. Принимаем
R2 = 33 ком ± 10%, Rt = 2,7 ком ± 10%.
По формуле (8-163) определяем 7?ое. э = 66,4- 10s ом. По кривой рис. 8-20
находим о = 0,88. По формуле (8-194) на частоте 510 кгц имеем Ко, пр = 19,4.
8-11. Расчет смесителя с электромеханическим
или пьезокерамическим фильтром	I
При расчете смесителя с ЭМФ или ПКФ фильтр предполагается
заданным. Это значит, что известны его характеристические про-	.
водимости со стороны входных (g02) и выходных (goi) зажимов,	|
собственное затухание (Ьо), резонансная характеристика и ширина
полосы пропускания AF. Необходимо только решить, как связать
этот фильтр с коллекторной цепью смесителя и базовой цепью
транзистора первого УПЧ.
Способ связи фильтра с транзистором определяется следую-
щими соображениями.
1.	С обеих сторон фильтр должен видеть перед собой практи-
чески чисто активные проводимости, равные его характеристиче-
ским проводимостям.	।
В случае непосредственного включения фильтра по высокой
частоте в выходную и входную цепи транзисторов это требование
выполняется, если
£о2^ЗУ,2п;	(8-195)	1
Л2 = -^--1;	(8-196)
g22n .
£о1^3&11сл;	(8-197)
Аел = ^-1,	(8-198)
61] сл
где guen и ^исл — параметры транзистора первого УПЧ.
2.	Показатель связи транзистора смесителя с нагрузкой Л2
и показатель связи транзистора первого УПЧ с генератором, ко-
торый он видит перед собой со стороны входных зажимов, Л1сл »
должны быть достаточно большими, чтобы обеспечивалось выпол- ]
нение условий малости влияния обратной связи через обратное
преобразование и малости влияния возможных изменений g22n,
622п, £11сл и 611сл на резонансную характеристику преобразо-
вателя.
В случае непосредственного включения фильтра по высокой
частоте в коллекторную цепь транзистора смесителя и во входную
цепь транзистора первого УПЧ указанные условия будут выпол-
нены, если выбрать Л2 равным большей из величин Л2о, с, Л2д/г
220
Л
и Л2д/, а Л1сл — большей из величин Л1слд/? и Л[сл найденных
по формулам (8-141)—(8-150), как указано в § 8-8, в предполо-
жении, что е = 1 и AFK. э = (1,34-1,5) AF.
Если выбранная таким способом величина А2 или Л1сл оказы-
вается меньше, чем найденная по формуле (8-196) или (8-198), то
непосредственное включение фильтра в соответствующую цепь
нецелесообразно, так как приведет к значительной потере уси-'
ления.
3.	В тех случаях, когда непосредственная связь фильтра с тран-
зистором по изложенным соображениям неприменима, возможна
связь с помощью трансформатора или вспомогательного согласую-
щего широкополосного контура.
Рис. 8-21.

Наиболее распространены способы связи фильтра с транзисто-
рами, представленные на рис. 8-21. В обоих случаях фильтр связан
с коллекторной цепью смесителя через вспомогательный широко-
полосный контур, а в базовую цепь транзистора первого УПЧ он
включен по высокой частоте непосредственно. На рис. 8-21, а
фильтр связан со вспомогательным контуром трансформаторной,
а на рис. 8-21, б — внутренней емкостной связью.
Для обеих схем расчет может быть выполнен в следующем по-
рядке.
Выбираем полосу пропускания вспомогательного эквивалент-
ного контура AFK. э = (34-5) AF.
Находим величины А2 и Л1сл по формулам (8-141)—(8-150).
При этом в формуле (8-142) принимаем q == 1, в формуле (8-148)
8 = 0, в формулах (8-149) и (8-150) 8 = 0 для А2 и е = 1 для Л1сл.
Проверяем допустимость непосредственного включения фильтра
во входную цепь транзистора первого УПЧ. Для этого находим Л1сл
по формуле (8-198). Если эта величина не меньше найденной ранее
и выполняется условие (8-197), то непосредственное включение
допустимо. В противном случае надо применить второй вспомо-
гательный контур.
Находим емкость, необходимую конструктивную добротность
и коэффициент включения вспомогательного контура во входную
221
цепь фильтра:
Ск = 2я --- g22„ (1 + Д2);	(8-199)
Q =	(8'200)
1/ g^l±Alt	(8-201)
F ‘	^g02
Выбираем ближайшее к найденному значение Ск, соответ-
ствующее ГОСТ ±10%
Индуктивность катушки вспомогательного контура определяем
по формуле (8-157)
Для схемы рис. 8-21, а находим
2
Гк.ф-Тк-|^,	(8-202)
kK. ф
где &к. ф — коэффициент связи между катушками LK и LK. ф, опреде-
ляемый конструкцией. .Желательно, чтобы он был возможно ближе
к единице.
Ддя схемы рис. 8-21, б получаем
(8-203)
Выбираем ближайшие к найденным значения С" и С", соот-
ветствующие ГОСТ ±10%.
Далее определяем
Принимаем ближайшее к найденному значение, соответствую-
щее ГОСТ ±10%.
Находим коэффициент усиления преобразователя:
д- ______	^21пЛ'ф
°' пр “ 2рф	’
(8-205)
где
(8-206)
Ьо — собственное затухание фильтра в децибелах.
Если почему-либо желательно иметь меньшую емкость вспомо-
гательного контура, чем получается по формуле (8-199), то можно
выбрать желательную велйчину этой емкости и вместо полного
222
включения контура в коллекторную цепь (р2 = 1) применить
внутреннюю емкостную связь с коэффициентом включения р2,
найденным по формуле (8-169).
Связь вспомогательного контура с фильтром при этом следует
делать трансформаторную (рис. 8-21, а), в формулу (8-201) перед
корнем ввести множитель р2, а в формулу (8-205) ввести множи-
тель р2 в числитель.
Пример расчета
Исходные данные. Преобразователь построен по схеме рис.. 8-9, б с той лишь
разницей, что вместо пары взаимно связанных контуров используется пьезо-
керамический фильтр со следующими данными: Д/7 = 8 кгц, go2 = 0,6 мсим,
§п 1 ’5 мсим, Ьо = 8 дб. Включение фильтра предполагается осуществить по
схеме* рис. 8-21, а. Остальные данные те же, что в примере 1 § 8-8.
Расчет. .Принимаем ДДК. э = 3AF = 24 кгц.
По формулам (8-141) и (8-139) для частот 510 и 1655 кгц при £о с = 0,2, как
в примере 1 § 8-8, находим М = 53,2 и 98,5, Ai = 2,23 и 75,3. По формуле (8-142)
с q = 1 для тех же частот получаем А2 = 15,4 и 0,29. По формулам (8-144) и
(8-143), как в'примере 1 § 8-8, имеем А2ПЧ = 10,5. По формуле (8-148) для частоты
510 кгц находим А2С = 2,3. Принимаем А2О. с = 15,4.
Выбираем	— 0,2 и по формулам (8-149) и (8-150) с е = 1 находим,
как в примере 1 § 8-8, А1сл ,F .= 4, А1СЛ дГ=0,5. По тем же формулам с е = 0
вычисляем А2д7? = 1,5, А2д^ = 1,62. Принимаем А2 = 15,4, А1СЛ = 4.
По формуле (8-198) А1СЛ=6,5. Эта величина больше найденной ранее.
’ Так как, кроме того, ЗЬ11СЛ = 3-0,4 = 1,2 мсим <Z 1,5 мсим, то непосредственное
включение фильтра (по высокой частоте) во входную цепь первого УПЧ допустимо.
По формулам (8-199)—(8-201) определяем Ск = 442 пф; О = 44;	= 0,234.
Принимаем Ск = 470 пф ± 10%.
По-формулам (8-157), (8-202) и (8-204) при kK. ф = 0,8 вычисляем LK =
— 249 мкгн; LK ф = 21,2 мкгн; = 910 ом. Принимаем 7% = 1 ком ± 10%.
По формулам (8-206) и (8-205) для частоты 510 кгц находим Км = 0,398;
Ко. пр = 15,2.
8-12. Расчет смесителя с четырехконтурным фильтром,
имеющим переменную полосу пропускания
, Схема смесителя, подлежащего расчету, представлена на
рис. 8-22. Преобразователь может быть как с совмещенным, так
и с отдельным гетеродином.
 Путем изменения связей между контурами изменяется полоса
пропускания и форма резонансной характеристики фильтра: при
слабых связях полоса пропускания узкая, а характеристика одно-
горбая; при сильных связях полоса расширяется, а в характери-
стике появляется провал, который может быть полностью или
частично скомпенсирован за счет пика резонансной характери-
стики УПЧ. В сочетании с одним или двумя каскадами УПЧ с па-
рами взаимно связанных контуров такой четырехконтуфный
фильтр позволяет получить высокоизбирательный тракт промежу-
точной частоты с полосой пропускания, могущей изменяться в 2—
2,5 раза, и резонансной характеристикой без больших прова-
лов [61.
223
Для производства удобно, чтобы все катушки контуров тракта
промежуточной частоты были одинаковыми, так как это приводит
к практически одинаковым конструктивным добротностям этих
контуров. Однако в крайние контуры фильтра и контуры УПЧ
вносятся активные сопротивления со стороны транзисторов, вслед-
ствие чего их эквивалентные добротности отличаются от доброт-
ностей двух средних контуров фильтра, а также, в общем случае,
друг от друга (так как А3 и А2 не равны между собою и неоди-
наковы в разных каскадах).
Рис. 8-22.
Методики расчета тракта с четырехконтурным фильтром в пре-
образователе и парами контуров в УПЧ для случая неодинаковых
эквивалентных добротностей контуров в настоящее время не су-
ществует, а чтобы эквивалентные добротности всех контуров были
одинаковыми, необходимо или сделать их конструктивные доброт-
ности разными, или, сделав конструктивные добротности одина-
ковыми и равными наибольшей необходимой, зашунтировать до-
полнительными сопротивлениями те контуры, добротность ко-
торых должна быть меньше. В фильтре рис. 8-22 принят второй
путь, причем предполагается, что наибольшей конструктивной
добротностью должен обладать выходной контур, т. е. что Л1ел <j
< А2, как обычно и бывает.
При отработке на макете целесообразно проверить, к каким
изменениям ширины полосы пропускания и формы резонансной
характеристики приведет исключение из схемы дополнительных
сопротивлений, и решить, допустимо ли оно.
Для получения указанного выше изменения ширины полосы
пропускания тракта в 2—2,5 раза надо, чтобы параметр связи
224
между крайними и смежными С ними эквивалентными контурами
фильтра изменялся в пределах екр = 0,5-?-3.
Изменение параметра связи между средними контурами еср
от 1 до 2 при екр = const почти не влияет на ширину полосы про-
пускания. При еср = 1 избирательность получается несколько
большей, а усиление преобразователя несколько меньшим, чем
при еср = 2. Выбор еср < 1 не приводит к существенному вы-
игрышу в избирательности и поэтому вряд ли целесообразен.
Если за преобразователем следуют два двухконтурных каска-
да УПЧ, то параметр связи между контурами в этих каскадах
следует выбирать в пределах е = 1 -? 1,4.
При одном двухконтурном каскаде УПЧ
можно выбирать е = 1-5-1,7. С приближе-
нием е к единице в обоих случаях избира-
тельность ухудшается, но усиление тракта
возрастает, а провалы в резонансной харак-
теристике, имеющие место при максималь-
ной полосе пропускания, уменьшаются. С
Таблица 8-4
8		X
»=1	п —2	
1	1	1,4
1,36	1,2	1,7
1,72	1,4	2,0
увеличением е избирательность улучшается,
но углубляются провалы в резонансной характеристике и умень-
шается усиление тракта. Порядок расчета следующий.
Исходя из схемы тракта (один или два каскада УПЧ) и руко-
водствуясь изложенными выше соображениями, выбираем зна-
чения еср и е.
Находим ориентировочное значение величины' х, показываю-
щей, во сколько раз полоса пропускания одного эквивалентного
контура AFK. э должна быть меньше максимальной полосы про-
пускания всего проектируемого тракта ЛЕПч. макс. Связь между %,
е и числом каскадов УПЧ п дана в табл. 8-4.
Находим нужную полосу пропускания одного эквивалентного
контура:
Л р _______ А^ПЧ. маке
к. э
(8-207)
х
Находим А2 и Лсл по формулам (8-141)—(8-152). При этом
в формуле (8-142) считаем q — 1, а в формулы (8-148)—(8-151)
вместо е2 подставляем величину
0,31
а =-------;—?-
1,25 -р еср.
(8-208)
Находим необходимые собственные добротности выходного (Q2)
и входного (QJ контуров фильтра по формулам (8-153), подставляя
в них вместо 8а величину а, найденную по формуле (8-208). Прини-
маем собственную добротность всех контуров фильтра Q равной
большей из двух найденных величин (и соответствующих величин,
найденных при расчете каскадов УПЧ).
15 Д. Н. Шапиро Зак. 2212
225
Находим полную емкость одного контура С., по формуле (8-156)
с заменой в ней е2 на а. Если найденное значение по конструктив-
ным соображейиям приемлемо (можно обеспечить нужную доброт-
ность Q при достаточно малых размерах конденсатора), то оста-
навливаемся на нем. При этом схема упрощается: С"' и обра-
щаются в бесконечность, т. е. этот конденсатор и дроссель из
схемы выпадают, а С" становится равным Ск (ближайшее по
ГОСТ ±5%).
Если найденное значение Ск слишком велико, то выбираем
конструктивно приемлемое меньшее значение.
По формуле (8-157) определяем LK, а по формулам (8-169) и
(8-170) — р2 и р1сл. При этом в формулу (8-169) вместо е2 подстав-
ляем а, найденное из (8-208). Если принято значение Ск, найден-
ное'по формуле (8-156), то р2 = 1 и расчет по формуле (8-169)
не нужен.
Вычисляем Ск и Ссв по формулам (8-158), подставляя в них
е 6ср-
Находим С" и С” по формулам (8-172).
В случае емкостной связи с транзистором первого УПЧ
(рис. 8-22, а) находим Ск и Ск по формулам (8-161), подставляя
в них Ск вместо Ск-
В случае трансформаторной связи с транзистором первого УПЧ
(рис. 8-22, б) вычисляем LK.т по формуле (8-160).
Выбираем для всех емкостей ближайшие к найденным значения,
соответствующие ГОСТ ±5%.
По формуле (8-173) определяем Ь№. Вычисляем Rm по форму-
ле (8-155) и 7?ш по той же формуле, но с заменой в ней Qt на Q3.
^Предполагается, что Q2 > Qt.) В противном случае 7?ш подклю-
чается не к входному, а к выходному контуру и при расчете Rm
подставляется Q3 вместо Q2. То дополнительное шунтирующее
сопротивление (7?ш или R'm), которое превышает 20/?ое э,~ где
Roe.3 находится по формуле (8-163), можно из схемы исключить.
Вычисляем коэффициент усиления преобразователя при мини-
мальном (екР = 0,5), максимальном (екр = 3) и двух-трех сред-
них (екр = 0,7; 1; 2) значениях полосы пропускания тракта:
е е2
Ко. пр = У Zin Roe. эРгР1сл . , 2 _, ₽2 Р/9 ।2~Т~ ’	(8-209)
1 + 8ср + 8кр V + 8кр/
где Roe. 9 определяется по формуле (8-163).
Резонансная характеристика преобразователя рассчитывается
по формуле:
^) + 8ср(1-^)+28кр(1-^) + 8кр'
+ [4g (1 - g2) + 4e2pg + 2e2pg]2
[i + 8ср + 8кр (2 + 8кр)]2
--1— = 101g
i/пр
[56],
(8-210)
226
е 2Д/
где ^ = жг?
Для суждения о форме резонансной характеристики, ширине
полосы пропускания^ избирательности тракта промежуточной
частоты следует рассчитать 1/упр и значение 1Л/упч для каскада
промежуточной частоты (§ 9-2), после чего найти
1 1 , 1
-------------------------—-------j— /I---
Уич Упр Ь'упч
(8-211)
Пример расчета
Исходные данные. Преобразователь построен по схеме рис. 8-9, б с той лишь
разницей, что вместо пары взаимно связанных контуров на выходе включен че-
тырехконтурный фильтр по схеме рис. 8-22, б. УПЧ содержит два каскада с парами
взаимно связанных контуров. Максимальная полоса пропускания тракта промежу-
точной частоты должна быть равна Д^пч.макс ~ 8 кгЧ- Остальные данные те же,
что в примере 1 § 8-8, но QM =170.
Расчет. Выбираем еср = 1 и в = 1,2. При в — 1,2 и п = 2 имеем х = 1,7,
после чего по формуле (8-207) получаем ДГК. э = 4,7 кгц.
По формулам (8-141) и (8-139) при^0. с = 0,2 для частот 510 и 1665 кгц, как
в примере 1 § 8-8, находим М = 53,2'и 98,5, А = 2,23 и 75,3.
По формуле (8-142) с q — 1, как в примере § 8-11, определяем А'2 = 15,4
и 0,29. По формулам (8-144) и (8-143), как в примере 1 § 8-8, находим Л2ПЧ = 10,5.
По формуле (8-208) получаем а = 0,138. По формуле (8-148) с а вместо в2 для ча-
стоты 510 кгц имеем Л2е <; 0. Принимаем, как в примере § 8-11, Л20. с= 15,4.
По формулам (8-149)—(8-152) с а вместо в2 при £дД. = £д^ = 0,2 находим
&f = ^1сл др = !>84; Л2д(:=2; Л1слд(:<0;	= 99; Л25=Л]сл5 =
= 1,72. Принимаем Л2 = 15,4, Л1сл — 1,84.
По формулам (8-153) с а вместо в2 вычисляем Q2 = 165;	= 106. Принимаем
<2= 16.5-
По формуле (8-156) с а вместо в2 имеем Ск = 1950 пф. При такой емкости
будет трудно построить малогабаритный контур с нужной добротностью. Поэтому
принимаем Ск = 300 пф.
По формуле (8-157) находим LK = 391 мкгн.
По формулам (8-169) и (8-170) с а вместо в2 получаем р2 = 0,393; р1сл = 0,094.
По формулам (8-158), (8-172) и (8-160) при kK т= 0,8 находим Ск = 297 пф;
Ссв = 2,97 пф; С = 764 пф; С" = 495 пф; LK т = 5,4 мкгн. Принимаем =
= 300 пф ± 5%, СсВ = 3 пф ± 5%, С" = 750 пф ± 5%, С" = 510 пф ± 5%.
По формуле (8-173) имеем 7,др 600=1200 мкгн. Принимаем 7ДР = 1 мгн.
По формуле (8-155) вычисляем 7?ш = 305- 10s ом. По той же формуле с заме-
ной Q] на <2Э получаем Rm = 255-103 ом. По формуле (8-163) находим Roe э =
Таблица 8-5
д/\ кгц	1 УУПЧ ’ дб	дб ^пр		——, дб ^ПЧ	
		гкр=0.05	Екр-3	екр=0,05	®кр—3
1	—0,10	0,87	—0,24	0,67	—0,44
г 2	—0,06	4,05	—1,0	3,9	-1,1
3	0,82	7,7	—2,3	9,3	-0,7
4	3,0	13,7	—4,0	19,7	2,0
5	5,7	19,7	—5,8	31,1	5,6
6	8,6	24,2	—7,0	41,4	10,2
9	15,4	38,5	—2,0	69,3	30,4
12	20,4	48,3	10,6	99,1	51,4
15:
227
= ИЗ-103 ом. Очевидно, что ни /?ш, ни 7»^ исключить из схемы нельзя. Прини-
маем /?ш = 330 ком ± 10%, 7?ш = 270 ком ± 10%.
По формуле (8-209) при екр = 0,5 для частоты 510 кгц определяем Ко. пр =
= 6,9. По той же формуле для других значений екр получаем
екр ....................... 0,5	0,7	1	2	3
Л'о. пр ..............' . . 6,9	10,7 14,2 12,9 6,9
В табл. 8-5 приведены результаты расчета 1/г/Пр> Шупч и 1/1/пч по Ф°Р’
мулам (8-210), (8-164) и (8-211).
Из таблицы видно, что Л^пч-макс 9 кгц, Л^пч. мин & 3,6 кгц, что можно
считать вполне удовлетворительным. При максимальной полосе пропускания
получаем 1/ус. к — 30,4 дб, а при минимальной полосе пропускания имеем 1/ус. к =
= 69,3 дб (bfc. к = 9 кгц).
I
ГЛАВА ДЕВЯТАЯ
РАСЧЕТ КАСКАДОВ УСИЛИТЕЛЯ
ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ
9-1. Общие соображения по проектированию
каскадов УПЧ
Под трактом промежуточной частоты понимается весь тракт от
входа фильтра промежуточной частоты, включенного в коллектор-
ную цепь транзистора смесителя или преобразователя с совмещен-
ным гетеродином, до входа детектора.
В зависимости от выбранной блок-схемы тракт промежуточной
частоты может содержать избирательные и слабоизбирательные или
неизбирательные усилительные каскады.
Избирательные каскады УПЧ — такие каскады, которые ока-
зывают существенное влияние на форму резонансной характери-
стики тракта промежуточной частоты. В радиовещательных прием-
никах такие каскады в большинстве случаев выполняются с парами
взаимно связанных контуров. Возможно, однако, использование
каскадов с ФСИ обычного типа, ПКФ и ЭМФ, одноконтурных
(резонансных) каскадов и групп из взаимно расстроенных одно-
контурных каскадов.
Слабоизбирательные каскады УПЧ — каскады, оказывающие
малое влияние на форму резонансной характеристики тракта про-
межуточной частоты. В большинстве случаев это широкополосные
одноконтурные каскады.
Неизбирательные каскады УПЧ — каскады, практически не
оказывающие влияния на резонансную характеристику тракта
промежуточной частоты. Такие каскады выполняются на сопро-
тивлениях и трансформаторах.
Влияние обратных связей через транзисторы на резонансную
характеристику тракта уменьшается, если чередовать избиратель-
ные и неизбирательные каскады.
При проектировании слабоизбирательных и неизбирательных
каскадов стремятся, как правило, получить наибольший коэффи-
циент усиления, допустимый по соображениям устойчивости.
229
С этой точки зрения широкополосный одноконтурный и трансфор-
маторный каскады почти равноценны и в большинстве случаев
несколько лучше каскада на сопротивлениях, однако каскад на
сопротивлениях проще. ,
При проектировании избирательных каскадов бывают случаи,
когда желательно получить наибольший возможный коэффициент
усиления, допустимый по соображениям устойчивости, но воз-
можны и случаи, когда нет надобности в большом усилении (когда
число каскадов определяется не требуемым усилением, а выбран-
ным числом фильтров). В таких случаях уменьшение усиления
либо путем ослабления связей транзисторов с генераторами и
(или) нагрузками, которые они перед собою видят (путем увели-
чения А, и А 2 сверх значений, диктуемых соображениями устой-
чивости), либо путем уменьшения постоянной составляющей тока
эмиттера. Первый путь ведет к повышению устойчивости, второй —
к уменьшению расхода электроэнергии. Можно уменьшить и одно-
временно с этим стабилизировать усиление каскада с помощью
небольшого (порядка нескольких десятков ом) сопротивления
обратной связи, введенного в провод эмиттера (рис. 9-8), однако
в радиовещательных приемниках этот способ по экономическим
соображениям не нашел применения.
Существенное влияние на параметры избирательных каска-
дов УПЧ оказывает принятая система регулирования ширины
полосы пропускания приемника. Для регулирования ширины по-
лосы пропускания могут быть использованы: сменные фильтры
сосредоточенной избирательности (ФСИ, ПКФ, ЭМФ); много-
контурные фильтры с переменными связями между контурами
(§ 8-12); каскады с парами взаимно связанных* контуров с пере-
менным коэффициентом связи.
Если ширина полосы пропускания не регулируется и в тракте
промежуточной частоты используются п одинаковых двухконтур-
ных каскадов, то рекомендуется делать связь между контурами
оптимадьной (е = 1). При этом необходимая ширина полосы про-
230
ПусКанйя одного эквивалентного конГура Определяется форму-
лой^- 138).
Если применить в тракте промежуточной частоты два двухкон-
турных фильтра, один в преобразователе, а другой в каскаде УПЧ,
принять для контуров обоих фильтров ЛЁк.э ~ 0,47AFn4) сде-
лать связь между контурами в одном из фильтров постоянной
с Bj = 1,83, а в другом — переменной с е2 = 1,834-0,5, то при
е2 = 1,83 получится двугорбая резонансная характеристика
с провалом в 3 дб и полосой пропускания AFn4,a приуменьшении е2
до 0,5 провал в резонансной характеристике, исчезнет, а полоса
пропускания уменьшится до 0,45AFn4 (рис. 9-1).
Если в тех же двух парах контуров сделать обе связи перемен-
ными с Bj = е2 = 1,834-0,5, то при той же исходной резонансной
характеристике наименьшая полоса пропускания будет равна
0,29AFn4 (рис. 9-2).
Приняв для первой пары контуров AFK. 31 = 0,92AFn4,
Sj = 1,41 = const, а для второй пары AFK. э2 = 6,38AFn4, в2 =
= 2,44-0,5, получим при всех значениях в2 резонансную характе-
ристику без провалов с полосой пропускания, изменяющейся от
AFn4 до 0,28AFn4 (рис. 9-3). Чтобы не делать контуры с разной
добротностью, можно сделать контуры первой пары такими же,
как во второй, но дополнительно зашунтировать их активными
сопротивлениями.
Если применить в тракте промежуточной частоты три двухкон-
турных фильтра: один в преобразователе и два в каскадах УПЧ;
принять для контуров всех трех фильтров AFK. э = 0,56AFn4,
сделать в одной паре контуров 8j = 1,63 = const, а в двух других
парах 82 = 83 = 1,634-0,5, то при е2 = 83 = 1,63 получится дву-
горбая 'резонансная характеристика с провалом в 3 дб и полосой
пропускания AFn4, а при уменьшении 82 и 83 до 0,5 провал исчез-
нет, а полоса пропускания уменьшится до 0,29AFn4 (рис. 9-4).
Приняв для первой пары контуров AFK. Э1 = 0,97AFn4,
8i = 0,27 = const, для второй пары AFK. э2 = 6,71 AFn4, 82 ==
= 1 = const, а для третьей пары AFK. эз = 0,26AFm, 83 = 3,74-6,5,
231
получим при всех значениях е3 резонансную характеристику без
провалов с полосой пропускания, изменяющейся от АКПЧ до
0,21АКпч (рис. 9-5). Можно сделать контуры всех трех пар оди-
наковыми и соответствующими активными сопротивлениями за-
шунтировать контуры первой и второй пар.
Если применить в преобразователе фильтр сосредоточенной
избирательности с шириной полосы пропускания, равной (1,1ч-
4-—1,3) АЕПЧ, а в УПЧ —два одинаковых двухконтурных кас-
када с АКк. э = (0,5-;-0,55) АКПЧ, е = 1,834-0,5, то можно полу-
чить полосу пропускания,
изменяющуюся от АКПЧ до
(0,Зч-0,4) АЕПЧ.
Коэффициент усиления по
напряжению, который обе-
спечивает усилитель с парой
взаимно связанных контуров
на частоте настройки:
Ко = У 21 ^ое. э1^ое. Э2Р2Р1СЛ X
х-ГТ^> (9-D
где у21 — параметр транзи-
стора; Яое.э1 и Яое.эз—эк-
вивалентные резонансные сопротивления эквивалентных входного
и выходного контуров, т. е. входного контура с учетом реакции
транзистора данного каскада и выходного контура с учетом реак-
ции транзистора следующего каскада; р2 и р1сл — коэффициенты
включения этих контуров в выходную и входную цепи транзи-
сторов; е — параметр связи между эквивалентными контурами.
Значения Л?ое, Э1 и Roe. э2 могут быть найдены по формулам:
р ______ P1Q1
^ое. э1 — . . о п >
1 + fePsPl @1
р _______ _______P2Q2________
/'ое. э2 , , „	2	’
1 + £11слР1слР2^2
(9-2)
где рп р2, Qi и Q2 — характеристические сопротивления и соб-
ственные (конструктивные) добротности контуров.
Как правило, Pi = р3 = р и Qj = Q2 = Q.
В большинстве случаев с достаточной для инженерной практики
точностью можно считать /?ое. Э1 = 7?ое. э2 = 7?ое. э, так что форму-
ла (9-1) принимает вид:
Ко = У21Кое. эР2Р1сл j j g2 •	(9-3)
Коэффициент усиления по напряжению, который обеспечивает'
одноконтурный усилитель на частоте настройки, можно найти по
формуле (6-1), где Кое.э определяется формулой (6-2).
232
(9-4)
(9-5)
Вместо формул (9-1), (9-3) и (6-1) иногда удобнее пользоваться
для двухконтурного усилителя формулой:
ТА __ ТА
Г'О макс	—:—. .	---г >
И(1 + Л2) (1 + А1СЛ)
а для одноконтурного усилителя формулой:
2
>	Ко Ко. макс 1 гт;—। •  . ,, , . , >
V (1 4- л2) (1 +41сл)
где А2 и Л1сл — показатели связи транзисторов данного и сле-
дующего каскадов с контурами; /Со. мзкс — наибольший коэффи-
циент усиления, который можно получить при данных параметрах
транзисторов, не прибегая к положительной обратной связи с по-
мощью внешних (по отношению к транзистору) элементов:
К _	У21
А о. макс “ о ,/——-- •
2 Г ^22Щ1сл
Формулы (9-4) и (9-5) позволяют быстро оценить, как изменится
усиление при том или ином изменении А2 и А
С уменьшением А2 и Л1сл усиление растет,
турном каскаде при данном е эти показатели
ланы меньше, чем
1СЛ’
однако в двухкон-
не могут быть сде-
л _	14- е2 ___,
/12мин	о	А >
1	__^Д-Э
Qim
л	_	1 +е2	_1
^*1сл. МИН	О
1__ ^2Э
Q2M
где Qis и Q33 — эквивалентные добротности
Q3M — максимальные конструктивные добротности.
В предельном случае при Q1M = Q3M = 00 получаем А2
= Л1сл = е2, и формула (9-4) дает
9р
Ko=Ko.MaKc'V+^-
(9-6)
контуров; Q1M и
Это — наибольшее усиление, которое можно получить при дан-
ном е.	,
В одноконтурном каскаде уменьшение А 2 и Л1СЛ ограничено
условием:
<9‘7>
В предельном случае при QM = 00 наибольшее усиление, рав-
ное ^Со.Макс. получается при А2 = Л1сл = 1.
Для того чтобы обратная связь через транзистор не оказывала
существенного влияния на работу усилителя, как в двухконтур-
233
ном, так и в одноконтурном усилителе должно выполняться ус-
ловие:
(1 + Д)(1+А)^^-,	(9-8)
где М определяется формулой (6-23); для двухконтурного уси-
лителя q зависит от е и может быть найдено по кривой рис. 8-16,
а для одноконтурногр усилителя q = 1; qr зависит от предшеству-
ющей схемы.
Если рассматриваемому каскаду предшествуют два взаимно
связанных контура с параметром связи то qx определяется по
кривой рис. 8-16 как функция gj. При двухконтурном каскаде и
8j = 8 имеем = q. Если данному каскаду предшествует оди-
ночный колебательный контур (одноконтурный каскад), ФСИ,
ПКФ, ЭМФ или апериодическая нагрузка, то qx = 1.
Показатель связи А1 для всех каскадов УПЧ, кроме послед-
него, работающего на детектор, определяется' при расчете пред-
шествующего каскада как Л1сл (в случае апериодического пред-
шествующего каскада Аг определяется формулой (8-140). Поэтому
при расчете данного каскада должно выполняться условие (6-25),
где
В последнем каскаде УПЧ, работающем на детектор, необхо-
димо выбирать А 2 из соображений получения нужной выходной
мощности и нужного усиления (§ 9-6). Поэтому для того, чтобы
влияние обратной связи через транзистор последнего каскада
не превышало допустимого, при расчете предпоследнего каскада
должно выполняться условие:
Асл^Ао.с.	(9-10)
где
Ао.Г= (1 д2)	1-	(9-11)
Величина Л10с определяется при расчете последнего каскада,
который должен поэтому предшествовать расчету предпоследнего.
Для того чтобы возможные изменения g22i -или £11сл на &g22
и Д£цсл в ту или иную сторону от номинального значения'не при-
водили к относительным изменениям полосы пропускания соответ-
ствующего эквивалентного контура, превышающим £д/? (можно
рекомендовать для двухконтурного каскада = 0,14-0,2, а для
широкополосного одноконтурного каскада ^f = 0,24-0,5), должны
выполняться условия (6-27), где Л2д/? и Л1Сл &р определяются
для двухконтурного каскада формулами (8-149), а для одноконтур-
ного каскада формулами (6-28).
234
Для того чтобы возможные изменения д22 или д11сл на Ад22
и А611сл в ту или иную сторону от номинального значения в усло-
виях, когда невозможно использовать органы подстройки, не’при-
водили к расстройкам эквивалентных контуров, превышающим
^AFk. э, где АЁК. э — полоса пропускания эквивалентного кон-
тура (можно рекомендовать для двухконтурного каскада =
— 0,14-0,2, а для широкополосного одноконтурного каскада
= 0,24-0,3), должны выполняться условия (6-29), где Л2д/ и
А1СЛ д/ определяются для двухконтурного каскада формулами
(8-150), а для одноконтурного каскада формулами (6-30).
Для того чтобы сопротивления, вносимые в-контуры двухкон-
турного усилителя со стороны транзисторов, не снижали эквива-
лентных добротностей этих контуров до.значений, меньших, чем
нужные Q13 и Q2,, должны выполняться условия:
Л2 cS ^251
Асл ^1сл5>
где
1?
А о—	г
25	.01Э
Qim
А	l+e"	1
(9-12)
(9-13)
В одноконтурном усилителе должно выполняться условие (9-7),
поэтому при выбранном Л1сл величина Л2 должна удовлетворять
первому из условий (9-12), а при выбранном Л2 величина Л1сл
должна удовлетворять второму из условий (9-12).
В первом случае
0, '	1------1-	(9-14)
Qm 1 + ДсЛ
Во втором случае
= — -g;-~------1------1.	(9-15)
Qm 1 + Аг
Если большим из Л2о. с> ^2дг> и A2s оказывается Д2о. с, то
можно получить выигрыш в усилении, прибегнув к нейтрализации
обратной связи через транзистор. В противном случае применение
нейтрализации выигрыша в усилении не даст.
Наибольшая величина выигрыша (отношение усиления с ней-
трализацией к усилению без нейтрализации) определяется фор-
мулой:
.	= /-ттаг’	<Э’|6>
где А2Б — большее из Л2др, Л2Д| и A2s.
235
Для того чтобы получить этот выигрыш, необходимо осущест-
вить нейтрализацию с относительной погрешностью, не превышаю-
щей 1/^акс (с учетом условий эксплуатации). При этом под от-
носительной погрешностью нейтрализации следует понимать ве-
личину Л//12ост///12> где А//12ОСТ — модуль остаточной прово-
димости обратного действия транзистора вместе с цепями нейтра-
лизации.
Если Ау1гост >. —J, то выигрыш в усилении, который даст
^12 5макс
нейтрализация, определяется выражением:
Г ^У12ОСТ
Если не предусматривать в цепи нейтрализации органов под-
стройки, то Д//12ост можно считать равным Д//12 (возможному
отклонению проводимости у12 транзистора от номинального зна-
чения). Для современных транзисторов можно считать Дг/12 =
= 0,3z/12. Отсюда В = 1,8, если только Вмакс не меньше этого
значения. При такой точности нейтрализации можно считать z/12
чисто реактивной проводимостью, пренебрегая активной состав-
ляющей g12. Примеры соответствующих схем даны на рис. 9-6.
Схемы рис. 9-6, а, б пригодны как для одноконтурного, так и
для двухконтурного усилителей.
В схемах рис. 9-6 а, б, в, г нейтрализующая емкость Сн может
быть выбрана из конструктивных соображений (порядка 10—
30 пф), а величина Ln определяется следующим образом.
Для схемы рис. 9-6, а
или
_ __________У12 (' + в2)________
"“(2Дпч)3^22(1+Л2)^. к 2н
9-19)
где kH,K — коэффициент связи между катушками La и LK, а в фор-
муле (9-19) в случае одноконтурного каскада принимается е = 0.
Для схемы рис. 9-6, б
L ~L _______&_____
^т. к ,2	, 2г2 г2 ’
^н.	' пч^н
(9-20)
где т — коэффициент связи между LH и Д. к.
Для схем рис. 9-6, в, г сначала следует найти коэффициент
включения контура в цепь нейтрализации:
Р" Р* 2л/пчсн •
(9-21)
236
Затем по найденной величине рн и коэффициенту связи kH_ в
между LH и всей остальной катушкой LB, пользуясь кривыми
рис, 3-4, надо найти k2 к = k2, после чего
2
LH = LK-p^.	(9-22)
ЛН. к
Рис. 9-6.
Если величина LH, определенная по приведенным формулам,
неудобна в конструктивном отношении, то можно выбрать другую
емкость С„.
Для схем 9-6, д, е
С — Р2 У12
н Р1сл 2л/пч
(9-23)
237
или
(7 = У12	I/ ^11сл (1 Ч- •^хсл)
"	2л/пч '	Й22 О ~Ь •''М
(9-24)
В радиовещательных приемниках практикуется использование
одного и того же тракта без переключений для усиления двух
различных промежуточных частот: частоты 465 кгц при приеме ДВ,
Рис. 9-7.
СВ и. КВ и частоты 6,5 Мгц, 8,4 Мгц или 10,7 Мгц при приеме
УКВ ЧМ. При этом каждый каскад содержит элементы, рассчитан-
ные как на ту, так и на другую частоты, но построен так, что
при усилении колебаний одной из-частот эле-
менты, предназначенные для работы при другой
частоте, существенной роли не играют.
Пример такого комбинированного каскада
дан на рис. 9-7.
Расчет элементов схемы для каждой из про-
межуточных частот производится независимо
от другой.
Для того чтобы колебательные контуры ча-
стоты 465 кгц (нижняя пара на рис. 9-7) не
оказывали заметного влияния на работу усили-
теля на другой, значительно более высокой про-
межуточной частоте, связь этих контуров с транзисторами должна
быть внутренней емкостной. Напротив, колебательные контуры
более высокой промежуточной частоты должны быть связаны с
транзисторами трансформаторной или автотрансформаторной
связью. В обоих случаях допустимо полное включение (р = 1).
238
В последнем каскаде УПЧ могут возникнуть значительные не-
линейные'искажения закона амплитудной модуляции из-за не-
линейности характеристики транзистора. Во избежание недо-
пустимых искажений напряжение несущей частоты (действующее
значение) на входе транзистора любого каскада ВЧ тракта прием-
ника не должно превышать допустимой величины
U доп = 4 • 10-2 ]/ -^2- ,	(9-25)
где Кг. доп — допустимый коэффициент гармоник в процентах;
т — глубина модуляции в процентах.
Чтобы увеличить U№n, можно прибегнуть к отрицательной
обратной связи, для чего включить в провод эмиттера (для схемы
с общим эмиттером) незашунтированное сопротивление (рис. 9-8).
При этом х-
t/доп = 4 • 10-2 У(1 + y21R0. с)2.	(9-26)
Одновременно приблизительно в 1 + #2]/?0.с раз уменьшается
входная проводимость каскада по сравнению с уп транзистора.
Во столько же раз меньшим оказывается уг1 транзистора
вместе с Ro. с по сравнению с у21 самого транзистора, что невы-
годно с точки зрения усиления.
9-2. Расчет каскада УПЧ с парой взаимно связанных
контуров
Связь между контурами может быть постоянной или перемен-
ной (§ 9-1). В первом случае конструктивно удобнее емкостная
связь (рис. 9-9), во втором—трансформаторная (рис. 9-10).
Независимо от вида связи между контурами связь транзистора
данного каскада со входным контуром пары может быть автотранс-
форматорная (рис. 9-9, а и 9-10, а), трансформаторная (рис. 9-9, б
и 9-10, б) или емкостная (рис. 9-9, в, г и 9-10, в, г).
Независимо от вида связи между контурами и связи транзистора
данного каскада со входным контуром связь транзистора следую-
щего каскада с выходным контуром пары может быть автотранс-
форматорная (рис. 9-9, д и 9-10, д), трансформаторная (рис. 9-9, е
и 9-10, е) или емкостная (рис. 9-9, ж и 9-10, ж).
В случае комбинированного каскада, рассчитанного на работу
без переключения на двух сильно отличающихся друг от друга
промежуточных частотах, рекомендуется делать связи контуров
с транзисторами для более низкой частоты емкостными, а для
ботее высокой — автотрансформаторными или трансформатор-
ными (§9-1).
Степень связи обоих транзисторов с контурами (показатели
связи А 2 и Л1сл) определяется соображениями устойчивости и
получения возможно большего усиления.
239
li
I
16
Д. Н. Шапиро Зак. 2212
Рис. 9-10.
Расчет удобно вести в следующем порядке. Задаем значение
показателя влияния обратной связи £<,. с (рекомендуется £0. с =
= 0,24-0,4) и по формуле (6-23) находим допустимое значение
обобщенного показателя связи М.
Если предполагается осуществить нейтрализацию, то находим
М по той же формуле, только подставляем в нее вместо z/12 вели-
чину Дг/12ост (§ 9-1).
По формуле (9-9), где q и имеют те же значения, что в фор-
муле (9-8), определяем А2о. с (наименьшее значение А2, допусти-
мое из соображений уменьшения влияния обратной связи через
транзистор на резонансную характеристику каскада).	,
Выбираем значения Caf и и по формулам (8-149) и (8-150)
вычисляем А2Лр , Д2дл A^af и Л1СЛл/ — наименьшие значения
Л 2 и Л1сл, допустимые с точки зрения уменьшения влияния воз-
можных изменений g22, b22, £Псл и бИсл на ширину полосы
пропускания и частоту настройки эквивалентных контуров.	i
По формуле (8-151) определяем 42S и 41cjiS— наименьшие '
значения А 2 и Л1сл, допустимые из соображения, чтобы сопротив- !
ления, вносимые в контуры транзисторами, не расширяли полосы '
пропускания контуров до значений, превышающих нужную ве-
личину АЕК. э.
Для схем рис. 9-9, г и 9-10, г находим 7?к по формуле (8-167)
и 42S по формуле (8-166).	J
Принимаем Л2 равным большему из значений Д2о.с , Л2^,	с |
Л2л/, Л25, а Л1сл — большему из значений Аслдг, Л1'сл Л1сл5. J
Если рассчитываемый каскад является предпоследним, то Л1сл i
выбираем равным большему из значений Л1СЛД^, Л1сл д/, Л1Слх »
и Л1О. с. Величина Л10. с определяется при расчете последнего 1
каскада.	|
Определяем необходимые собственные (конструктивные) до-	|
бротности контуров Qi иф2поформулам (8-153). Длясхемрис. 9-9,a	<
и 9-10, г находим по формуле (8-168).	I
Выбираем конструктивную добротность обоих контуров, ру-
ководствуясь соображениями, изложенными в § 8-8 в связи
с формулами (8-153)—(8-155).
Задавшись величиной полной емкости контура Ск, находим
коэффициент включения входного контура пары в коллекторную
цепь транзистора данного каскада р2 по формуле (8-169) или,
задавшись коэффициентом включения р2, находим полную емкость
контура:	,
А = 2лДГк. Э(1 -|-ег)	0 + А)-	(9-27) I
Из конструктивных соображений удобно иметь р2 = 1,. т. е.
полностью включать входной контур пары в коллекторную цепь.
При этом не надо делать ни дополнительной катушки связи, ни. ,
отвода от контурной катушки. Однако емкость Ск, соответствую-
щая р2 = 1, может оказаться недопустимо большой, т. е. такой,
242
ЧТо соответствующий конденсатор либо будет иметь недопустимо
большие размеры, либо при малых размерах будет иметь столь
низкую добротность, что нам не удастся обеспечить необходимую
конструктивную добротность контуров, либо, наконец, индуктив-
ность контура получится такой малой, что возникнут затруднения
с реализацией трансформаторной или автотрансформаторной связи
с транзистором следующего каскада (если выбрана такая связь).
В таком случае придется выбрать меньшую емкость.
В случае каскада с переменной связью между контурами все
расчеты, указанные выше, выполняются для двух крайних зна-
чений параметра связи е и окончательно принимается меньшее из
двух найденных значений р2 или большее из двух найденных зна-
чений Ск.
Находим коэффициент включения выходного контура пары во
входную цепь транзистора следующего каскада по формуле (8-170).
Находим индуктивность контура по формуле (8-157). В случае
емкостной связи между контурами (рис. 9-9) находим С'к и Ссв
по формулам (8-158), С" и С" по формулам (8-171), С"к и С” по фор-
мулам (8-161). -В случае трансформаторной связи между конту-
рами (рис. 9-10) находим С" и С" поформулам (8-172), аС' и С’ по
формулам (8-161) с Ск вместо С.
Выбираем для всех емкостей ближайшие к найденным значе-
ния, соответствующие ГОСТ ± 5%.
В случае трансформаторных связей с транзисторами (рис. 9-9,
б, е и 9-10, б, е) находим Лт.к и Лк.т по формулам (7-49) и (8-160).
В случае автотрансформаторных связей с транзисторами
(рис. 9-9, а, д, и 9-10, а, д), исходя из значений р2 или р1сл или коэф-
фициента связи kH, в между Гт.к или LK T и верхней частью ка-
тушки, с помощью кривых рис. 3-4 находим k2, после чего находим
Лт. к и Z,K..r по формулам (7-49) и (8-160).
В случае применения нейтрализации по одной из схем рис. 9-6
или аналогичной им находим значения Ся и La, как указано в § 9-1.
Резонансный коэффициент усиления каскада определяем по
формуле (9-3).
Резонансная характеристика каскада рассчитывается по фор-
муле (8-164).
Примеры расчета
Пример 1	'
Исходные данные. Промежуточная частота 465 кгц, &РК. э = 4,7 кгц, е =
== 1,2, QM = 170 (пример § 8-12). Параметры транзисторов данного и следующего
каскадов: §11=0,35 мсим, = 0,4 мсим, §22 = 4,5 мксим, Ь22=19 мксим,
Уи ~ 30 мсим, у12 = 4,5 мксим. 6gu = 6g22 — 0,5; 8bu = 6Ь22 = 0,3. При расчете
предшествующего каскада было принято для данного каскада Л, = 1,84 (пример
§ 8-12).
Расчет. Выбираем емкостную связь между контурами и трансформаторную
связь контуров с транзисторами как конструктивно более простые (рис. 9-11).
Выбираем ?0. с~ 0,2 и по формуле (6-23) находим М = 429.
16*
243
По кривой рис. 8-16 получаем q ~ 0,64. Так как рассматриваемому каскаду
предшествует четырехконтурный фильтр, то qx = 1. По формуле (9-9) имеем
^2о. с = 235.
Принимаем ?др = ?д^ = 0,1 и по формулам (8-149) и (8-150) находим
Л2Др= Л1слДР= U-2; Л2Д?= 6’7; Л1слдГ=1’1' По Ф°Р“Уле (8-152), как
в примере § 8-12, вычисляем Q3 = 99, после чего по формуле (8-151) определяем
Л21$ = Л1СЛ5 = 4,85. Принимаем А2 = 235, А1Сл = П.2.
Если бы рассматриваемый каскад был предпоследним и за ним следовал кас-
кад, работающий на детектор, рассчитанный в примере § 9-6, то пришлось бы при-
нять А^сл ~~ 31,4.
По формулам (8-153) получаем = 100, Q2 = 124. Можно принять Q = 124
и зашунтировать входной контур дополнительным сопротивлением, найденным
по формуле (8-155). Поскольку в примере § 8-12 было принято Q — 165, а для
Рис. 9-11.
производства удобно иметь все контурные катушки в тракте промежуточной
частоты одинаковыми, то можно принять для обоих контуров рассчитываемого
каскада Q = 165 и зашунтировать оба контура дополнительными сопротивле-
ниями Т?щ2 и 7?ш1, найденными по формуле (8-155) с заменой (при определе-
нии Т?ш2) и Q2 (при определении 7?Ш1) на Q.
Принимаем, как в примере § 8-12, Ск = 300 пф и по формулам (8-169),
(8-170) и (8-158) находим р2 = 0,143; р1сл = 0,071; Ск = 297 пф; Ссв = 3,6 пф.
Принимаем Ск = 300 пф ± 5%, Ссв = 3,6 пф ± 5%.
По формуле (8-157), как в примере § 8-12, имеем LK = 391 мкгн.
По формулам (7-49) и (8-160) при /гт. к = &к. т = 0,8 находим £т. к =
= 12,5 мкгн; LK.T = 3,08 мкгн.
Но формуле (8-155) с заменой Q2 на Q получаем 7?ш1 = 290-103 ом. По той же
формуле с заменой Qj на Q определяем = 570-103 ом. Принимаем =
= 270 ком ± 10%,	= 560 ком ± 10%.
По формуле (8-163), как в примере § 8-12, вычисляем 7?ое. э = 113-103 ом,
а по формуле (9-3)	= 16,9.
Хотя полученное усиление невелико, но оно может оказаться достаточным,
если иметь в виду (пример § 8-12), что тракт промежуточной частоты включает
в себя два таких каскада плюс выходной одноконтурный каскад, усиление кото-
рого, как правило, весьма значительно (пример § 9-6). Если, однако, желательно
получить большее усиление, то можно прибегнуть к следующим изменениям.
1.	Принять So. с= 0,4 (допустить более сильное влияние обратной связи
через транзистор). Тогда по формуле (6-23) получим М = 215, после чего по
формуле (9-9) найдем А2о. с= И7. Так как это значение по-прежнему оказы-
вается наибольшим из всех Аг, то примем А2 = 117. Согласно формуле (9-4)
уменьшение А2 с 235 до 117 даст выигрыш в усилении в 1,4 раза.
244
2.	Приняв t, р = 0,2, по формуле (8-149) получим А1слд/? = 5,1. Переход
от -<41СЛ = 11,2 к А1СЛ = 5,1 тоже даст, согласно формуле (9-4), выигрыш в уси-
лении в 1,4 раза.
3.	Применить нейтрализацию обратной связи. Ограничившись простейшей
схемой нейтрализации без подстройки (рис. 9-6, а), примем Ау120ст = 0,Зу12 =
= 0,3-4,5= 1,35 мксим. Подставив эту величину вместо у12 в формулу (6-23),
при £о. с = 0,2 получим М = 129, после чего по формуле (9-9) имеем А20 с = 71.
Это значение опять оказывается наибольшим из А2. Поэтому следует принять
А2 = 71, а переход от А2 = 235 к А2 = 71 даст выигрыш в усилении в 1,8 раза.
Сс!
Рис. 9-12.
Если применить нейтрализацию с одновременным увеличением So. с до 0,4,
то по формулам (6-23) и (9-9) получим Л4 = 64,2 и А20. с = 34,4. По-прежнему
это значение оказывается наибольшим из А2, т. е. даже в этом случае возможность
увеличения связи контура с транзистором ограничивается соображениями, свя-
занными с влиянием обратной связи через транзистор. Переход от А2 — 235
к А2 = 34,4 даст выигрыш в усилении в 2,58 раза.
Таким образом, приняв £0 с = 0,4, ?дР=0,2 и нейтрализовав обратную
связь, Можно выиграть в усилении в 2,58-1,4 = 3,6 раза и получить усиление
Ко = 16,9-3,6= 61.
Приняв для цепи нейтрализации Ся =30 пф ± 5% и /гнк = 0,8, по фор-
муле (9-19) при А2 = 34,4 получим £н = 2,19 мкгн.
Конечно, значения £т.к, £к. т, -Rmi и 7?ш2 с принятием других Д2 и А к л
тоже должны быть найдены заново.
Пример 2
Исходные данные. Промежуточная частота 10,7 Мгц. AFK. э=200 кгц,
s = 1, Qa = 100. Параметры транзисторов данного и следующего каскадов:
gn = 1,5 мсим, Ьи = 2,7 мсим, g22 = 42 мксим, Ь22 = 170 мксим, у21 = 30 мсим,
у12 = 80 мксим. dgu = dg22 = 0,5, dbn = db22 = 0,3. При расчете предшеству-
ющего каскада было принято для данного каскада Аг = 4 (пример 2 § 8-8).
Расчет. Выбираем емкостную связь между контурами, непосредственное
включение входного контура пары в коллекторную цепь транзистора данного
каскада и емкостную связь выходного контура с транзистором следующего кас-
када (рис. 9-12).
Выбираем £0. с = 0,4 и по формуле (6-23) находим М = 95,3.
По кривой рис. 8-16 находим #= 0,78. Так как рассматриваемому каскаду
предшествует пара взаимно связанных контуров с е — 1 (пример 2 § 8-8), то
71 = q. По формуле (9-9) получаем А20. с = 30,2.
245
Принимаем t,^p =	= 0,2 и по формулам (8-149) и (8-150) находим А2 sP —
= ^1сл дР = и А1СЛ — 1 ,7, как в примере 2 § 8-8; А2 = 5,1. По формулам
(8-152) и (8-151), как в примере 2 § 8-8, определяем Q3 = 53,5 и A^s — А1слз =
= 3,3. Принимаем А2=30,2, AiM = 4.
При таких А2 и Alt 'согласно формуле (9-4), коэффициент усиления каскада
будет равен 7<0 = 9,6. Это усиление очень мало, а так как из всех значений А2
наибольшим оказывается А20.с, то прибегаем к нейтрализации по' схеме
рис. 9-6, а. Приняв А у-, гост = Ау12 — 0,3yi2 = 0,3-80 = 24 мксим, по фор-
муле (6-23) при замене у12 на Дуреет получим М = 28,6. Теперь по формуле (9-9)
имеем А го. с — 8,4.
Приняв А2— 8,4, А1сл= 4, по формуле (9-4) получим 7C0= 17,5. Оста-
навливаемся на этих значениях.
По формулам (8-153), как в примере 2 § 8-8, вычисляем Q2 = 89 и = 68.
Можно принять Q = 89 и включить во входной контур пары дополнительное шун-
тирующее сопротивление /?Ш1 (такое же решение можно было принять и в при-
мере 2 § 8-8).
По формулам (9-27), (8-157) и (8-155) находим Ск — 157 пф; LK = 1,41 мкгн;
Ran — 27,4- 103 ом. Принимаем — 27 ком ± 10%.
По формулам (8-158), (8-159) и (8-161) определяем Ск = 154 пф; Сев = 2,9 пф;
Р1СЛ = 0,23; Ск — 670 пф; С^ = 200 пф. Принимаем Ск = 150 пф ± 5% , Ссв =
= 3 пф ± 5%, С" = 680 пф ± 5%, С" = 200 пф ± 5%.
Приняв Сн= 10 пф± 5%, по формуле (9-18) при /гн.к = 0,3 находим La =
= 0,22 мкгн.
. 9-3. Расчет широкополосного
одноконтурного каскада УПЧ
Рекомендуемые схемы представлены на рис. 9-13. В обеих схе-
мах коэффициент включения контура в коллекторную цепь = 1.
Сопротивление /?ш служит для расширения полосы пропускания;
если сделать контур с необходимой малой добротностью, то на-
добность в этом сопротивлении отпадает.
Расчет удобно вести в следующем порядке.
Выбираем допустимое значение показателя влияния обратной
связи Со.с (рекомендуется Со.с — 0,2ч-0,4) и_по формуле (6-23)
находим М.
246
По формуле (9-9) с q = 1 и значением qY, зависящим от пред-
шествующей схемы, определяем Л2о. с.
Принимаем значения t,^p и Сд/ (рекомендуется Сд^ = 0,2ч-
±0,5, Сд/ — 0,2,ч-0,3) и по формулам (6-28) и (6-30) вычисляем
А дг, Ад/, Л1СЛ и Л1СЛ
Большее из значений Л2о.с, и Л2д/ обозначаем Л2.
Задаем полосу пропускания каскада AF — (34-5) АГПЧ, где
АГПЧ — нужная полоса пропускания тракта промежуточной ча-
стоты (при такой широкой полосе пропускания влияние рассчи-
тываемого каскада на резонансную характеристику приемника
оказывается незначительным).
Находим Q3 по формуле (8-152). По формуле (9-15) определяем
•Асл s- Большее из Я1слдр, Аслд/ и Л1сл5 обозначаем Л1сл.
Если рассчитываемый каскад является предпоследним, то Л1сл
выбирается равным большему из Л1слДР, АслД/, Л1сл5 и Л10-с.
Величина Л10 с определяется при расчете последнего каскада.
Находим
с.< = Т5Аг7г>!(1 + ,'У'	<9-28>
Определяем LK по формуле (8-157), р1СЛ по формуле (8-159), Ск и
Ск поформулам (8-161) с Ск вместо Ск или А. т по формуле (8-160).
Выбираем ближайшие к найденным значения емкостей, соот-
ветствующие ГОСТ ±5%. Находим нужную собственную (кон-
структивную) добротность контура:
Q = _--------.	(9.29)
1-----1--------=----
1 -Г Ла 1 Л1сл
Если сделать контур с такой добротностью, то /?ш = оо, т. е.
это сопротивление надо из схемы исключить.
Если собственная добротность контура Q выше найденного
значения, то находим
/?ш =	------- .	(9-30)
_Е_ / 1---И-------------) _ 1
Qs \	1 + A 1 4- Асл /
В случае применения нейтрализации по одной из схем рис. 9-6
или аналогичной им находим значения Сн и Сн, как указано в § 9-1.
Резонансный коэффициент усиления каскада вычисляем по
формуле (6-1), где /?ое. э определяется формулой (8-163).
Резонансная характеристика каскада рассчитывается по фор-
муле (7-29).
Пример расчета
Исходные данные. Промежуточная частота 465 кгц, АГПЧ = 8 кгц, См = 100.
Параметры транзисторов данного и следующего каскадов те же, что в при-
мере 1 § 9-2. Предшествующий каскад двухконтурный с е= 1; при его расчете
Для данного каскада принято = 4.
247
Расчет. Выбираем ?0. с = 0,4 и по формуле (6-23) находим М = 215. По
формуле (9-9) с q = 1 и qr = 0,78 получаем А2о. с = 55,1.
Принимаем t^F~ = 0,3 и по формулам (6-28) и (6-30) вычисляем
'Ц aF= ^1сл дР = °>67; Л2Д7=1,1; А1слд^<0.
Принимаем А2 = 55,1.
Задаем AFK э= 3&Fn4 = 24 кгц. По формулам (8-152) и (9-15) определяем
Q3= 19,3; A1M’s = 0,17.
Принимаем А1СЛ = 0,67. Если бы рассчитываемый каскад был предпослед-
ним и за ним следовал каскад, работающий на детектор, рассчитанный в при-
мере § 9-6, то пришлось бы принять Люд = 31,4.
По формулам (9-28), (8-157) и (8-159) получаем Ск = 1660 пф; LK =
— 70,7 мкгн; р1сл = 0,66. Выбираем Ск = 1600 пф ± 5%.
Выбираем трансформаторную связь с транзистором следующего каскада и по
формуле (8-160) при /гк. т = 0,8 находим Ак. т = 48 мкгн.
По формуле (9-29) имеем Q — 50,5. Выполнив контур с такой добротностью,
исключаем из схемы сопротивление /?ш.
По. формулам (6-1) и (8-163) определяем 7?ое. э = 4,15-103 ом; = 83,2.
Если бы было принято А2 — 55,1 и А1СЛ = 31,4, то, согласно формуле (9-5),
получили бы усиление = 17,7.
9-4. Расчет апериодического каскада УПЧ
ч на сопротивлениях
Схема каскада, подлежащего расчету, представлена на рис. 9-14.
Расчет сводится к выбору RK и Ср и определению коэффициента
усиления. Рекомендуемый порядок
следующий.
Выбираем допустимое значение
показателя влияния обратной связи
Со. с (рекомендуется Со. с = 0,4) и по
формуле (6-23) находим М.
По формуле (9-9) с q = 1 и зна-
чением qlf зависящим от предшеству-
ющей схемы, определяем Л2о. с.
Находим наибольшую величину
RK= RK, 0, с, при которой А 2 оказы-
вается не меньше чем Я20. с, т. е.
влияние обратной связи через тран-
зистор не превышает допустимого:
1
Рис. 9-14.
(9-31)
с А2о. СЙ22 - Щ1СЛ
где §22 и §исл — параметры транзисторов данного и следующего
каскадов.
Если Л20 с g22 <gllcJI, то следует считать RK.O.C = оо.
Задаем допустимое относительное изменение коэффициента уси-
ления каскада вследствие отклонения £11сл от номинального зна-
чения Ск (рекомендуется Ск = 0,2-г-0,3) и находим наибольшее
значение RK, при котором изменение усиления не превышает
248
допустимого*.
1 ) Щ1сл
/ ^ёисл __
\
(
(9-32)
где б£цсл — абсолютная величина наибольшего возможного от-
носительного отклонения ^цсл.
Если  6gl1c--- < 1, то следует считать RK. к = эо.
По формуле (8-167) находим наибольшее значение RK, при
котором падение постоянного напряжения на этом сопротивлении
не превышает допустимого.
Принимаем для RK меньшее из трех найденных значений (бли-
жайшее по ГОСТ ± 10%).
Если рассчитываемый каскад является предпоследним, то надо
найти еще одно значение RK, при котором обеспечивается вели-
чина А10. с, найденная при расчете последнего каскада:
р _______	1____
«К.О.С1- Л,0.сЩ1сл •
Сопротивление RK должно быть принято равным меньшей из
четырех найденных величин.
Выбираем для Ср значение (по ГОСТ ± 20%), удовлетворяю-
щее условию
с <20^5°)/^1сл+^1сл
Находим коэффициент усиления:
Ч:	=.. .
У	+ £11сл) +611сл
(9-34)
(9-35)
Пример расчета
।	Исходные данные. Параметры транзисторов данного и следующего каскадов
; те же, что в примере 1 § 9-2. Данному каскаду предшествует ФСИ. При расчете
предшествующего каскада было принято для данного каскада Ai = 4 (пример
!	§ 8-10).
i	Расчет. Принимаем £0. с = 0,4 и по.формуле (6-23) находим, как в примере
1	§ 9-3, М — 215. По формуле (9-9) с q^ = q == 1 определяем А2о. с = 42. По фор-
муле (9-31) получаем RK. о. Следовательно, Дк. о. с = оо.
Выбираем = 0,2 и по формуле (9-32) находим RK. к = 1,9-103 ом.
По формуле (8-167) при Ек = 8 в оа = 0,067, Ф = 6,2 и Дэ = 1,2 ком, как
в примере § 8-9, имеем RK = 3,46 ком. Принимаем RK = 1,8 ком ±'10%.
Если бы рассчитываемый каскад был предпоследним и за ним следовал кас-
кад, работающий на детектор, рассчитанный в примере § 9-6, то по формуле (9-33)
мы получили бы RK, о. с1 = 91 ом. Пришлось бы принять RK = 100 ом ± 10%.
Это привело бы к очень малому усилению (К = 3), так что потерялся бы смысл
включения этого каскада.
i	По формуле (9-34) получаем Ср Эь (3,6 -ь 9,1)- 10'9 ф. Принимаем Ср =
(	= 4700 пф ± 20%.
249
По формуле (9-35) находим К = 30,3.
Сопоставляя полученное усиление с тем, которое было получено в Примере
§ 8-3, видим, что при данных параметрах транзисторов и требованиях к устойчи-
вости одноконтурный усилительный каскад позволяет получить большее усиление.
9-5. Расчет апериодического каскада УПЧ
на трансформаторах
Схема каскада, подлежащего расчету, представлена на рис. 9-15.
Трансформатор выполняется на тороидальном ферритовом сердеч-
нике так, чтобы коэффициент связи между обмотками был близок
к единице. Порядок расчета следующий.
Выбираем допустимое значе!
связи Со. с (рекомендуется Со. с
Рис. 9-15.
показателя влияния обратной
 0,4) и по формуле (6-23) на-
ходим М.
По формуле (9-9) с q = 1 и
значением qlt зависящим от
предшествующей схемы, нахо-
дим Л20. с.
Задаем допустимое относи-
тельное изменение коэффициен-
та усиления каскада вследствие
отклонения g22 или £11сл от но-
минального значения Ск (реко-
мендуется Ск = 0,2 ч-0,3) и опре-
деляем наименьшие значения А 2
и Л1сл, при которых изменение
усиления не превышает допу-
стимого:
Д _ ^£22 _________ 1 .
Л2к —	f	1 >
feK
___ ^£11сл _______
Icл. К	f
feK
(9-36) '
где 8g22 и 6gllcjl — абсолютные величины наибольших возможных
относительных изменений g2i и £11сл.
Принимаем для А2 большее из двух найденных значений.
Если это большее значение меньше единицы, то принимаем А 2 = 1.
Принимаем для Л1сл большее из Л1сл. к и 1/Л 2.
Если рассчитываемый каскад является предпоследним, то
Л1сл выбирается равным большему из Л1сл. к, 1М2 и Л10.с. Вели-
чина Л1о. с определяется при расчете последнего каскада.
Находим коэффициент трансформации:.
§22 (1 4- -'4г)	(9-37)
£псл (1 + 41сл)
250
Далее определяем
р	?_____
2 gw. (Д — 1) ’
р ________?_____
1	Sue л (Дел—1)
(9-38)
Принимаем для R2 и Rr ближайшие к найденным значения,
соответствующие ГОСТ ±10%.
Можно исключить из схемы одно из этих сопротивлений,
приняв Rx = 00 и
р __ Дел Д 1
2	§22 (ДелД—1)
или R2 ~ 00 и
(9-38)
(9-40)
Р =	+ 1	_
1	811сл (Дел Д — 1)
решении потребуется большая индуктивность
Однако при таком
обмоток трансформатора.
Выбираем индуктивность первичной обмотки трансформатора
так, чтобы
Зпз
2л/пч
2л/пч ^цсл +
(9-41)
3
Находим
L
п* •
(9-42)
Если и R2 найдены по формулам (9-38), то выбираем
г _	3
П}пч811СЛ (1 ± Дел)
и вычисляем Ь2 по формуле (9-42).
Коэффициент усиления каскада
УцП
(9-43)
(9-44)
V Й22 (1 + Л2)2 + (622 + 611сл«2)2
Пример расчета
Исходные данные те же, что в примере § 9-4.
Расчет. Выбираем £0 с = 0,4 и по формулам (6-23) и (9-9)
в примере § 9-4, М = 215, А20. cj
определяем А '	“
. . .	,	,	) находим, как
_____ = 42. Берем Ск = 0,2 и по формулам (9-36)
. деляем Дк = А1слк= 1,5. Принимаем Аг = 42, Дел = 1,5.
Если бы рассчитываемый каскад был предпоследним и за ним следовал кас-
кад, работающий на детектор, рассчитанный в примере § 9-6, то пришлось бы
принять Дел = 31,4.
По формулам (9-37) и (9-38) получаем п— 0,471; R2 = 10,6-103 ом; Ri =
— 11,4-103 рм. Принимаем R„ = 10 ком ± 10%,	— 12 ком. ± 10%.
251
По формуле (9-43) имеем L± 1,17- 10~3 гн. Принимаем Lr = 1,2 мгн. По
формуле (9-42) находим L2 = 5,4 мгн. По формуле (9-44) определяем У = 63,6.
Сопоставляя полученное усиление с тем, которое было получено в примере
§ 9-4, видим, что при данных параметрах транзисторов и требованиях к устой-
чивости усилительный каскад на трансформаторах позволяет получить большее
усиление, чем каскад на сопротивлениях.
9-6. Расчет выходного каскада УПЧ,
нагруженного детектором AM колебаний
Выходной каскад УПЧ, работающий на детектор AM колеба-
ний, рекомендуется делать одноконтурным по схеме рис. 9-16.
По сравнению с другими каскадами УПЧ режим работы этого
каскада отличается следующими особенностями.
1. В процессе модуляции нагрузка транзистора сильно ме-
няется .из-за изменения входной проводимости детектора. При
’ глубокой модуляции в пиках
.	*_____	отрицательной полуволны эта
J_	проводимость очень мала; в
результате контур разгру-
жается, его эквивалентное
сопротивление сильно возра-
стает и устойчивость каскада
уменьшается, поэтому в ре-
жиме несущей частоты устой-
чивость должна быть повы-
шена.
• Нужное повышение дости-
гается делением показателя
Рис. 9-щ.	связи А2 в формуле (9-11)на
коэффициент расширения по-
лосы пропускания 3, что превращает эту формулу в (9-53). По
этой же причине А 2 делится на 3 также в формулах (9-51) и (9-52).
2. На выходе каскада (на входе детектора) должна развиваться
относительно большая мощность. Эмиттерный ток (постоянная
составляющая) и проводимость нагрузки транзистора должны
быть такими, чтобы эта мощность была обеспечена.
3. Усиление, требуемое от этого каскада, относительно велико,
так как нужное напряжение на входе детектора в исходном ре-
жиме (§ 10-1) может превышать один вольт, а напряжение на входе
транзистора должно быть не более 5-И0 мв во избежание сущест-
венных нелинейных искажений. (Если каскад работает на детектор,
используемый только в схеме АРУ, то это напряжение может быть
увеличено до 20—25 мв.) Чтобы получить большое усиление, надо
сравнительно сильно связать выходной контур с транзистором
(иметь относительно малое Л2), а чтобы при этом каскад был
устойчив, надо сравнительно слабо связать транзистор с предше-
ствующей схемой (иметь относительно большое AJ.
С учетом указанных особенностей можно предложить следую-
щую методику расчета.
252
Находим наибольшее значение колебательной мощности, ко-
торая должна развиваться в коллекторной цепи:
Л.акс = ^вх. д. псхР2 (1 + < ~ ,	(9-45)
где Р№. д. нсх — необходимая мощность на входе детектора в ис-
ходном режиме, которая определяется при расчете детектора
(главы 10 и 11); р — наибольшее возрастание напряжения на
входе детектора по сравнению с нормальным, полученное при
расчете системы АРУ (глава 10); т — наибольшая возможная
глубина модуляции (рекомендуется принимать т = 1); т] — к. п. д.
колебательного контура.
С достаточной точностью можно считать
П = 1----,	(8-46)
где 3 — коэффициент расширения полосы пропускания контура
за счет сопротивления, вносимого в него из детектора, определяе-
мый при расчете детектора (глава II). (Если детектор работает
только в схеме АРУ, то следует брать 3 = 2.)
Находим минимальную величину постоянной составляющей
тока эмиттера гэ, необходимую для получения мощности Рмакс:
- ^Р = -2,5>кс--	(9-47)
Определяем значение А2, при котором обеспечивается получе-
ние наибольшей неискаженной мощности в коллекторной цепи
при данном £к и 1э = 1Э Р:
'	Агр = -?’5Рмакс-,	(9-48)
где значение g22 должно соответствовать току гэР.
Задаем допустимый коэффициент гармоник /Сг доп и по фор-
муле (9-25) находим допустимое напряжение на входе транзи-
стора U доп.
Необходимый резонансный коэффициент усиления каскада:
=
ЦцОП
|Взгде 1/вх.д.неХ — напряжение на входе детектора в исходном ре-
жиме, полученное при расчете детектора (действующее значение);
р — то же, что в формуле (9-45); а — коэффициент запаса по уси-
#елению, выбираемый по усмотрению разработчика (можно рекомен-
довать а = 1,2 4-1,5).
Рассчитываем наибольшую величину А,2, при которой усиле-
ние каскада будет не меньше найденного
д _____________________ Уи^вх. д. исх (S ~ 1)
(9-49)
(9-50)
253
где Двх д. исх — входное сопротивление детектора в исходном ре-
жиме, полученное при расчете детектора (главы 10 и 11), a z/21 и
g22 должны .соответствовать току гэр.
Если А2Р -С Д2ус, то принимаем любое удобное (см. ниже)
значение А2 от Д2Рдо Д2уС. При этом будет обеспечена нужная
мощность, а усиление получится не меньше требуемого. Эмиттер-
ный ток может быть выбран равным или больше, чем гэр.
Если А2Р > Л2ус, то получить одновременно нужную мощ-
ность и усиление при данных £к, Рвх. д. исх> Аг. доп и гэ = 1эр
не удастся. Необходимо уменьшить Л2Р, увеличить Л2ус и до-
биться их равенства. Это может быть достигнуто следующими
путями.
1.	Увеличением i9 по сравнению с 1зР. Выбрав гэ > гэР, нахо-
дим новые значения А2Р и А2ус по формулам (9-48) и (9-50), подстав-
ляя в них g22 и у21, соответствующие этому увеличенному току.
Так как у21 в широких пределах изменяется почти пропорцио-
нально гэ, a g22, хотя и медленнее, но с ростом гэ тоже растет, то
А2Р и. Л2ус сблизятся. Предел увеличения гэ определяют энерге-
тические соображения.
2.	Увеличением Кг. доп и уменьшением т в формулах (9-25)
и (9-45). При этом мы миримся с несколько большими искаже-
ниями в пиках модуляции при сильном сигнале.
3.	Уменьшением РЕХ. д. исх и увеличением /?вх. д. исх, что пред-
полагает изменение режима и пересчет детектора и схемы АРУ.
Добившись выполнения условия Л2Р -g Л2ус, выбираем Л2, как
указано выше, и продолжаем расчет.
Величина Л2, выбранная указанным выше способом, автома-
тически обеспечивает малость влияния отклонений g22 и Ь22 от
номинальных значений на ширину полосы пропускания и частоту
настройки каскада. При желании убедиться в этом находим наи-
большие возможные относительные изменения ширины полосы
пропускания и частоты настройки:
= 6g22,- ;	(9-51)
\ AF /макс . , Дг	'	'
S
(_М_\   ^22 | tg Ф22 I	ZQ rm
k \F Лаке" 2(1+_А) ‘	1	’
Выбираем допустимое значение показателя влияния обратной
связи Со. с (можно рекомендовать £о. с = 0,4) и по формуле (6-23)
находим М. Значения параметров транзистора должны при этом
соответствовать выбранному току гэ.
Определяем наименьшее значение Аъ при котором влияние
обратной связи через транзистор не превышает допустимого:
Ло.с = 7--------------1,	(9-53)
(14 Щ
\ /
254
где величина qr зависит от предшествующей схемы и определяется
так же, как в формуле (9-8).
При расчете предшествующего каскада величина Л1сл должна
быть выбрана не меньшей, чем найденное Д1О с.
Если значение М велико, а А2 мало, то Л1о.с может оказаться
очень большим, т. е. связь транзистора с предшествующей схе-
мой придется делать очень слабой. Это не всегда удобно как по
конструктивным соображениям, так и потому, что ведет к умень-
шению усиления предшествующего каскада. В этом смысле
слишком малые А2 неудобны.
Далее вычисляем
~ Зл АДПЧ5 ^22 (1 + 40	(9-54)
и принимаем ближайшее к найденному значение, соответствующее
ГОСТ ±10%.
Если почему-либо желательно иметь меньшую емкость, то
можно прибегнуть к автотрансформаторному включению контура
в коллекторную цепь транзистора. При этом коэффициент вклю-
чения
Р<=	<9-55>
r 522 \ 1 “Г Л2)
* где ДЕПЧ — необходимая ширина полосы пропускания тракта про-
межуточной частоты.
Находим индуктивность контурной катушки по формуле (8-157),
необходимый коэффициент трансформации п, индуктивность LK. д,
необходимую собственную (конструктивную) добротность конту-
ра Q и резонансный коэффициент усиления каскада Ко:
iB**	п = р2 УДвх. л HCXg22 (1 + л2) (1 - 4 ) .	(9-56)
г	^-к. д = LK ~~ >	(9-57)
* йк-д
где kK. д — коэффициент связи между катушками LK и Ек. д (же-
t лательно, чтобы он был возможно ближе к единице);
'	'	9
*2 = l,5AFn4 ‘ S ‘	(9'58)
1 ± ±
Л а
’ 1	= у21#оэ. эр2п,	(9-59)
где
^ое.э = ЗлА AFn4CK ‘	(9-60)
,iitn*liiil11	«йи»'
255
Пример расчета
Исходные данные. Параметры транзистора при (э = 1 ма те же, что в Примере 1
§ 9-2. Данному каскаду предшествует одноконтурный каскад. Ек = 8 в. При
расчете детектора и АРУ получено Рвх.д.исх= 92 мквт, £/Вх.д.исх= 1,2 в,
Двх.д.исх = 16 ком, р = 1,5, S = 2. АТПЧ = 8 кгц.
Расчет. По формулам (9-45)—(9-47) при т = 1 находим т] — 0,5; Рмакс =
= 1660 мквт; i3. р = 0,52-10"3 а. При таком токе можно, в первом приближении,
считать §22 = 2,3 мксим (исходя из изменения g22 пропорционально 1э) и у21 =
= 15,5 мсим.
По формуле (9-48) получаем А2р = 28,2.
Принимаем Кг доп = 2% и по формуле (9-25) при т = 100% находим (7ДОп =
= 5,67- IO"3 в.
По формуле (9-49), приняв а = 1,5, определяем Ко = 476. По формуле (9-50)
имеем А2ус = 3,69. Так как А2р^> А2ус, то необходимо принять меры по умень-
шению А2р и увеличению Л2ус-
Увеличиваем ток эмиттера до 1 ма, уменьшаем т до 0,8 (80%) и коэффициент
запаса по усилению а до 1,2. Теперь получаем Рмакс = 1350 мквт; А2р = 11,7;
(7доп = 6,35- 10~3 в; Ко = 340; Агус = 15,8. Останавливаемся на выбранном
токе и принимаем А 2 = 11,7.
По формулам (9-51) и (9-52) находим (AKF/KF)m:ikc = 0,073; (А//АД)маКС =
= 0,092. Оба относительных изменения меньше чем 10%, что, безусловно, до-
пустимо.
Выбираем £0. с = 0,4 и по формуле (6-23) получаем, как в примере § 9-3,
Л4 = 215. По формуле (9-53) с = 1 находим А1О. с = 31,4.
По формуле (9-54) имеем Ск = 378 пф. Принимаем Ск = 390 пф ± 10%.
По формулам (8-157) и (9-56)—(9-60) при &к.д = 0,8 вычисляем £к —
= 301 мкгн; п = 0,678; LK. д = 216 мкгн; Q = 46; Roe. э = 17- 103 ом; Ко = 346.
Полученное усиление практически совпадает с найденным ранее по фор-
муле (9-49) необходимым усилением. Это свидетельствует о правильности выпол-
ненного расчета.
ГЛАВА ДЕСЯТАЯ
РАСЧЕТ СХЕМ АРУ
10-1. Общие соображения по проектированию схем АРУ
В транзисторных приемниках находят применение схемы АРУ
четырех типов: с регулированием по току эмиттера; с регулиро-
ванием по напряжению на коллекторе; с использованием перемен-
ной отрицательной обратной связи; с использованием потенцио-
метров с нелинейными элементами. Излагаемые ниже соображения
и методы расчета относятся к схемам регулирования по току эмит-
тера, наиболее распространенным в радиовещательных прием-
никах. 1
Регулирование по току эмиттера основано на том, что с умень-
шением постоянной составляющей тока эмиттера уменьшается уг1,
что ведёт к уменьшению усиления, так как последнее в правильно
спроектированном каскаде пропорционально г/21 и слабо зависит
от других параметров транзистора.
г В довольно широких пределах г/21 изменяется почти пропорцио-
нально i3, однако при стремлении i3 к нулю величина г/21 стре-
мится не к нулю, а к некоторому минимальному значению у21мин,
приблизительно равному г/12 (как и г/12, величина г/21мин опре-
деляется, в основном, емкостью коллектор—база).' ,
В процессе регулирования коэффициент усиления каскада мо- ,
жет быть уменьшен в У21исх яг У21исх раз, где у21исх — значение
У21МИН 1/12
г/21, соответствующее режиму транзистора, принятому за ис-
ходный при оценке эффективности регулирования. Значение г/12
мало зависит от эмиттерного тока и поэтому может быть тоже опре-
делено для исходного режима.
В схемах с задержкой исходным является режим, имеющий
место до начала регулирования, т. е. при напряжениях на входе
детектора АРУ, не превышающих напряжения задержки, а сле-
довательно, и при отсутствии сигнала. В схемах без задержки
регулирование начинается с появлением даже слабого сигнала,
поэтому исходный режим определяется в значительной мере
17
Д. Н. Шапиро Зак. 2212
257
условно и его следует отличать от начального режима, имеющего
место при отсутствии сигнала.
Из сказанного следует, что если допустимое возрастание вы-
ходного напряжения УПЧ по сравнению с его значением в исход-
ном режиме равно р, то при регулировании в одном каскаде наи-
большее допустимое возрастание э. д. с. в антенне по сравнению
с ее значением в исходном режиме может быть приближенно най-
дено как
,	__ //21ИСХ _
макс — „ Р*
У12
(10-1)
Если величина тмакс, найденная по формуле (10-1), меньше
величийы т, предусмотренной техническим заданием, то следует
перейти к регулированию в двух каскадах.
При регулировании в п каскадах можно получить
,	_ / У21ИСХ \п
'ыакс“ \ //12 ) р'
(Ю-2)
В области т <тмакс характеристика АРУ без задержки при
регулировании в п каскадах в первом приближении определяется
выражением:
(10-3)
где q — отношение выходного напряжения УПЧ при данной э. д. с.
в антенне к его значению в исходном режиме.
Величина р представляет собой, согласно (10-3), теоретический
предел, к которому стремится q при безграничном возрастании т.
Схему АРУ без задержки можно (теоретически) спроектировать
так, чтобы получить значение р, сколь угодно близкое к единице.
Однако чрезмерное приближение р к единице ведет к недопусти-
мому возрастанию эмиттерного тока регулируемых каскадов в на-
чальном режиме 1э, иа., по сравнению с током в исходном режиме.
Связь этих токов друг с другом приближенно определяется фор-
мулой:
Ч- иач „_________j исх*
(Ю-4)
Поэтому если надо обеспечить р < 2, то следует использовать
схему АРУ с задержкой.
Здесь полезно отметить, что в ламповых приемниках приме-
нение АРУ без задержки приводит к тому, что в исходном режиме
усиление регулируемого каскада оказывается меньшим, чем у та-
кого же нерегулируемого каскада. Это происходит потому, что
напряжение смещения на сетке нерегулируемого каскада выби-
рается, как правило, таким, при котором крутизна характери-
стики, а поэтому и усиление имеют наибольшее значение. В тран-
258
зисторных приемниках с АРУ по току эмиттера без задержки уси-
ление регулируемого каскада в исходном режиме обычно оказы-
вается таким же, как у аналогичных нерегулируемых каскадов,
а при более слабых сигналах оно больше. Это происходит потому,
что при слабых сигналах эмиттерный ток в регулируемых каска-
дах имеет значение, превышающее исходное, а поэтому и у21 >
> ^21исх> выбирать же исходный режим и режим нерегулируе-
мых каскадов, соответствующий наибольшему возможному зна-
чению z/21, невыгодно: значительное возрастание i3 и расхода
электроэнергии не окупается достигаемым выигрышем в уси-
лении.
При проектировании схемы АРУ следует иметь в виду, что из-
менение напряжения на выходе приемника может быть несколько
сильнее изменения напряжения на выходе УПЧ вследствие неко-
торого возрастания коэффициента передачи детектора основного
тракта с увеличением сигнала (глава 11). Поэтому величина р
должна быть взята с некоторым запасом по сравнению с указан-
ной в техническом задании. Вместе с тем, чтобы облегчить требо-
вания к схеме АРУ, следует добиваться возможно меньшей зави-
симости коэффициента передачи детектора от амплитуды вход-
ного сигнала, если последний больше, чем в исходном режиме.
Изменение 1Э регулируемого каскада ведет к изменению не
только у21, но и остальных характеристических проводимостей
транзистора.
Можно приближенно считать, что gllt bn и g22 пропорциональ-
ны 1э. Это необходимо учитывать при выборе показателей связи
A f и А 2 регулируемого каскада. Рекомендуется принимать при
расчете 6gu = 8bu — 8g22 = 1.
Изменения Ь22 и у12 менее значительны, так как эти проводи-
мости определяются в основном коллекторным напряжением.
Пропорциональность у21 току эмиттера означает, что зависи-
мость тока коллектора от напряжения эмиттер — база экспонен-
циальна. Поэтому нелинейные искажения огибающей амплитудно-
модулированного сигнала практически не зависят от тока эмит-
тера, а определяются только амплитудой входного напряжения
(§ 9-1).
Для того чтобы это напряжение было во' всех каскадах
возможно меньшим, целесообразно регулировать каскады, рас-
положенные возможно ближе ко входу приемника, однако нельзя
регулировать преобразователь с совмещенным гетеродином.
Регулирующее напряжение может подаваться как на эмиттер,
так и' на базу транзистора регулируемого каскада. При подаче
его на эмиттер необходима значительно большая мощность от
источника этого напряжения, что вынуждает прибегать к усили-
телям постоянного тока. При подаче регулирующего напряжения
на базу нужна сравнительно небольшая мощность, которая в схе-
мах без задержки может быть получена непосредственно от детек-
тора.
17*
259
Во избежание бесполезных потерь энергии постоянная состав-
ляющая тока детектора схемы АРУ без задержки должна замы-
каться в основном через транзистор регулируемого каскада. Вклю-
чения в схему сопротивлений, создающих дополнительные пути
для этого тока, следует избегать.
При регулировании в двух каскадах можно подавать регули-
рующее напряжение на базу второго из регулируемых каскадов,
а на базу транзистора первого каскада подавать напряжение с эмит-
тера транзистора второго каскада (рис. 10-7 и 10-8).
- Стабилизирующее сопротивление в цепи эмиттера регулируе-
мого каскада в случае АРУ без задержки снижает эффектив-
ность регулирования (для получения того же уменьшения 1Э тре-
буется большая мощность от управляющей схемы), однако исклю-
чение его из схемы приведет к недопустимо большим изменениям
начального тока /э. нач при случайных изменениях температуры и
а транзистора. Поэтому включение этого сопротивления необхо-
димо, но чтобы не делать его слишком большим, целесообразно
предъявлять несколько пониженные требования к стабиль-
ности i3. яач.
Чтобы входное сопротивление детектора схемы АРУ без за-
держки не было очень малым, что может заметно увеличить вход-
ную мощность, необходимую для регулирования, следует подавать
на анод диода отрицательное начальное смещение, ограничиваю-
щее его ток в начальном режиме (при отсутствии сигнала) вели-
чиной порядка 5гб. нач, где 7б. нач — ток базы транзистора регу-
лируемого каскада в начальном режиме (рис. 10-1). Однако это
увеличивает число деталей схемы на два сопротивления и Да)
и один конденсатор (С2)- Поэтому иногда может оказаться более
выгодным обойтись без подачи на диод дополнительного смещения
(рис. 10-5).
Один и тот же детектор можно использовать как в схеме АРУ,
так и в основном тракте. При этом расчет вначале производится
так, как если бы детектор использовался только в схеме АРУ
(§ 10-2, 3, 4, 5), после чего определяются параметры необходи-
мых дополнительных элементов схемы, коэффициент передачи
детектора и уточняется необходимая степень связи с последним
каскадом УПЧ (§ 11-5).
В части, касающейся детектора, методика расчета, излагаемая
в последующих параграфах настоящей главы, основана на допу-
щении, что диод представляет собою безынерционный прибор с экс-
поненциальной вольт-амперной характеристикой:
/ = Joev«.	(Ю-5)
Значения Jo и у для некоторых типов диодов дрны в прило-
жении.
Для того чтобы сделать методику расчета независимой от част-
ных значений 70 и у, используются безразмерные напряжения,
260
I.
токи и сопротивления:
v = ytr, V = yU\
• i rr> I
1 = = ~^’
p = RyJ0.
(10-6)
Так как -Ц— представляет собою дифференциальное сопро-
о
тивление диода гд. о в точке и = 0, i = 0, то безразмерное сопро-
тивление р есть отношение действительного сопротивления к гд. о.
Реальные полупроводниковые диоды имеют вольт-амперные
характеристики, достаточно близкие к экспоненциальным лишь
в области относительно малых напряжений (ориентировочно
до 0,5—1 в в области отрицательных напряжений и до 0,1—0,2 в
в области положительных напряжений). Кроме того, они обладают
инерционностью, что делает их поведение частотно-зависимым.
В результате показатели построенного детектора могут отли-
чаться от расчетных несколько больше, чем при проектировании
усилительных каскадов. Однако если детектор используется
только в схеме АРУ, то точность расчета оказывается, как правило,
вполне удовлетворительной. Большие погрешности могут иметь
место только при определении нелинейных искажений, вносимых
детектором, работающим в основном тракте (глава 11).
При проектировании детектора схемы АРУ, как и детектора
сигнала, не связанного со схемой АРУ (глава 11), должна быть
обеспечена достаточная фильтрация колебаний промежуточной
частоты на его выходе. Если детектор работает только в схеме
АРУ, то основное — исключить просачивание большого напря-
жения промежуточной частоты на вход регулируемого каскада.
Просочившееся напряжение можно считать допустимым, если оно
не превышает 0,1 от напряжения на входе этого каскада при полном
отсутствии просачивания. Обеспечить соответствующую фильтра-
цию удается без затруднений. Следует, однако, иметь в виду,
что электролитический конденсатор, используемый в низко-
частотном RC фильтре на пути от детектора к регулируемому
каскаду, обладает значительным сопротивлением для токов про-
межуточной частоты, поэтому эффективность этого фильтра на про-
межуточной частоте невелика. Чтобы получить нужную эффектив-
ность, следует шунтировать электролитический конденсатор не-
электролитическим меньшей емкости.
10-2. Расчет схемы АРУ по току эмиттера лри
регулировании в одном каскаде с подачей отрицательного
смещения на анод диода
Два варианта схемы, подлежащей расчету, представлены на
рис. Ю-1, а и б. Вариант рис. 10-1,6 отличается тем, что транзистор
регулируемого каскада связан с предшествующей схемой через
261.
емкость, поэтому необходимо'дополнительное сопротивление /?б1,
которое рекомендуется выбирать в 2н-5 раз большим, чем l/gu
транзистора.
В обоих вариантах детектор может быть использован также
для детектирования сигнала в основном тракте (§ 11-5). Наиболее
удобен следующий порядок расчета.
Выбираем величину эмиттерного тока в исходном режиме
гэ. исх- Можно рекомендовать гэ.исх = 0,5 4-1,5 ма. С увеличе-
нием гэ. исХ растет усиление в исходном режиме и тмакс (§ Ю-1)>
но одновременно увеличиваются мощности, потребляемые от источ-
ника и детектора.
Рие. 10-1.
Находим ток эмиттера в начальном режиме:
Ч. нач р________j Ч. исх>
(Ю-7)
где величина р (допустимое возрастание напряжения на выходе
УПЧ по сравнению со значением в исходном режиме) выражена
в разах.
Из конструктивных соображений выбираем емкость Сф; жела-
тельно, чтобы она была возможно больше, но это ведет к увеличе-
нию габаритов конденсатора.
Задаем постоянную времени фильтра тф. Рекомендуется тф =
= 0,1 -=-0,5 сек. С увеличением тф растет мощность, которую необ-
ходимо подводить ко входу детектора, и ухудшается регулирова-
ние при быстрых изменениях э. д. с. сигнала в антенне. С уменьше-
нием тф возрастают искажения, связанные с просачиванием напря-
жения звуковой частоты с выхода детектора на базу регулируе-
мого каскада.
Далее определяем величину сопротивления:
**=$	O0-S)
Выбираем ближайшее к найденному значение Дф, соответ-
ствующее ГОСТ' +10%. Однако если формула (10-8) приводит
26?
к значению £ф, меньшему чем 4—5 ком, то следует уменьшить Сф
и произвести перерасчет. Дело ‘в том, что при быстром глубоком
замирании сильного сигнала разряд Сф происходит через большое
сопротивление R6 и почти запертый транзистор. В результате
время разряда, а следовательно, время восстановления усиления
каскада может оказаться во много раз больше, чем тф, что нежела-
тельно. Если же детектор используется одновременно для детекти-
рования сигнала в основном тракте (§ 11-5), то сопротивление Дф
шунтирует входное сопротивление УНЧ и уменьшает коэффициент
передачи, что тоже нежелательно.
Для схемы рис. 10-1, б выбираем величину'7?б1 так, чтобы она
соответствовала ГОСТ +10% и была равна (2-4-5) I/^h, где gir —
значение параметра транзистора в исходном режиме (при токе
Ч. исх)•
I	Находим
	+	(Ю-9)
(для схемы рис. 10-1, а R& = 7?ф).
1	Задаем сопротивление эквивалентного генератора, подающего
отрицательное смещение на анод диода, 7?г. д. Рекомендуется Дг. д =
= 2-ь4 ком. Увеличение этого сопротивления ведет к росту мощ-
, ности, которую необходимо подводить ко входу детектора; умень-
> шение его ведет к росту мощности, потребляемой потенциометром
Д1> Дг-
Выбираем по ГОСТ ±10% сопротивление R3. Рекомендуется
1 Дэ = 0,5-4-1 ком. Уменьшение этого сопротивления ведет к сни-
! жению стабильности эмиттерного тока в начальном режиме гэ.нач,
; а увеличение его — к росту мощности, которую необходимо под-
‘ водить ко входу детектора.
Определяем напряжение эмиттер — база в начальном режиме:
«э.б.11ач=5,8.10-21§4^)	(10-10)
V О. э
где Jo. э — параметр транзистора (ток через обратно смещенный
эмиттерный переход при отсутствии напряжения на коллекторном
переходе). Значения Jo_ э для некоторых типов транзисторов даны
в приложении.
ж Находим напряжение на базе и ток базы в начальном режиме:
^б- нач Ч. нач^э + +. б. нач>	(10-11)
О	•	__ 	1 амип __ j
*б. нач * ^э. иач 2	‘'к. о»
(10-12)
где амин — минимальное значение а для транзисторов данного
типа; 7К.О — наибольшее значение тока обратно смещенного кол-
лекторного перехода при гэ = 0 для транзисторов данного типа
при комнатной температуре.
263
Выбираем ток диода в начальном режиме 1д.нач. Рекомендуется
г'д. нач = 2 ч-5 гб. нач. С увеличением этого тока растет мощность,
которую необходимо подводить ’ко входу детектора, с уменьшением
его падает стабильность тока 1Э. нач.
Определяем напряжение на диоде в начальном режиме:
«д.нач=-у-1б-^,	(Ю-13)
где у и J0 — параметры диода, как в формуле (10-5). ,	<.
Находим э. д. с. эквивалентного генератора, подающего отри-
цательное смещение на анод диода:
Ег. д — «б. нач ^д. нач /д. нач (Дф ± Ег. д.)’	(10-14)
Если Ег. д -<: 0, то следует перейти к схемам рис. 10-5.
Далее находим
=	(10-15)
% =	(10-16)'
Дб = . £к~“6’ «ач	.	(10-17)
*б. нач т* lR‘ нач
Выбираем ближайшие к найденным значения, соответствующие
ГОСТ ±10%.
Находим дифференциальное сопротивление диода в начальном
режиме:
’ _ 1
гц. нач Vl-
У4Д.нач
Сопротивление для малых приращений постоянного тока,
которое видит перед собой транзистор со стороны базы:
g'6 — (£ф + гд-нач + д) ^б
Еф ± гд. нач ± ^г. д ±
Определяем наибольшие относительные изменения
колебаниях а относительно среднего значения до аМин
до 1 в другую сторону и при повышении температуры от 20° С до
значения tu, указанного в техническом задании:
/\	1 имнн ,
\ 1'э ) о.	Rs 2	9
t„, — 20
м
2 г — 1
Р 'к. О I ;
/	‘э. нач
где величина т зависит от типа транзистора. Для германиевых'
транзисторов т =10°, а для кремниевых транзисторов т = 7°.
25,6-10-3
Rs
Ев
к. о
(10-18)
(10-19)
С- н ач Г1рИ
в одну И
(10-20)
(10-21)
264
Если стабильность недостаточна (Дгэ/гэ > 0,2 4-0,4), то за-
даемся большим значение 7?э и производим расчет заново, начиная
от формулы (10-11).
Получив удовлетворительную стабильность, переходим к опре-
делению мощности, которую нужно подвести к детектору в исход-
ном режиме, Рвх, д, исх и входного сопротивления детектора в этом
режиме 7?вх. д. нсх. Расчет ведем в следующем порядке.
Находим для исходного режима:
напряжение эмиттер—база
	«э.б.исх=5,8.10-Ие-^;	(10-22)
		
напряжение на	базе	
	исх	.нсх^э “F б. исх»	(10-23)
,4 ток через R6		
		 Ек 	 иб. исх б?б. нсх—	(10-24)
ток базы		
	у		 7	1	ГС-МИН 	 Т *б- НСХ	ИСХ	2	'к. о»	(10-25)
ток диода		
	гд. ИСХ — б. исх гб- исх>	(10-26)
напряжение на диоде
^Д. НСХ — ^б. исх ^д. исх (#ф+#г. д)— Ег, д. (10-27)
Определяем безразмерные величины постоянного напряжения
на диоде 1/0 и эквивалентного сопротивления нагрузки диода по
постоянному току рн:
П = - 7«д.исх;	(10-28)
Р„ = 7^-.	(Ю-29)
*Д. исх
Находим безразмерную величину амплитуды переменного на-
пряжения несущей частоты на входе детектора в исходном режиме
1/м. Если рн >> 0, То пользуемся для этого обобщенными детектор-
ными характеристиками рис. 10-2. Если р„ <0, то находим функ-
цию Бесселя нулевого порядка от 1/м по формуле
БО(УМ)=.(1 + ТО)Л .	(10-30)
где
/р _ *д. исх
°" Jo
(10-31)
265
(безразмерная постоянная составляющая тока через диод в исход-
ном режиме), после чего с помощью таблиц функций Бесселя нахо-
дим Ем (в таблицах функция, обозначаемая нами" Бо, обозна-
чается /0).
Рио. 10-2.
Определяем безразмерную величину входного сопротивления
детектора рвх. д. Если рн > 0, то пользуемся для этого обобщенными
характеристиками входного сопротивления рис. 10-3. Если рн -<0,
266
«
267
то пользуемся формулой:
________________________Ум _____ Ум Бр(Ум)	,
рвх. д - е_V„2B1 (VMj - 2 (1 + То) Бх (VM) ’	<1U'^
где Б! (Ум) — функция Бесселя первого порядка от Ум (в табли-
цах она обозначается не Б1, a 7J.
Далее находим амплитуду напряжения, входное сопротивле-
ние и мощность на входе детектора в исходном режиме:
U
ВХ. Д. м. ИСХ
Ум .
У ’
(10-33)
/?вх.д.иех=^;	(10-34)
и2
'	п	_ вх. д, м. исх
* вх. д. исх ор
^Авх.Д. исх
Рассчитываем Сэ, как указано в § 12-2;
С —	1
(10-35)
(10-36)
С2 =
2пТв/^ф ’
1
bRb. д
где FB — высшая частота модуляции.
Выбираем ближайшие к найденным значения емкостей, соот-
ветствующие ГОСТ ±20%.
Коэффициент фильтрации детектора в исходном режиме:
(10-37)
IS __ Бд (Ум)________Ёд, исх____
Ф Бо (ум) л/ПчСн(/Вх. д. м. исх
(10-38)
Отношение функций Бесселя может быть определено по кривой
рис. 10-4. При Ум > 10 можно считать = 1.
Wm)
Необходимый дополнительный коэффициент фильтрации:
Кф. дои =	(10-39)
где К — коэффициент усиления в исходном режиме от входа регу-
лируемого каскада до входа детектора.
Величина К становится известной лишь после расчета всего
тракта ПЧ. Но для расчета последнего каскада УПЧ нужно знать
РвХ. д, 7?вх. д и 5 (необходимый коэффициент расширения полосы
пропускания последнего контура УПЧ за счет сопротивления,
вносимого в него детектором), а для расчета предпоследнего кас-
када УПЧ надо знать/минимальную величину показателя связи
Лю. с транзистора последнего каскада с предшествующей схемой,
допустимую исходя из условия малости влияния обратной связи
268
через этот транзистор (§ 9-6 и глава 11). Следовательно, расчет
всего тракта ПЧ не может быть завершен до того, как рассчитаны
АРУ и детектор.
Выход из положения состоит в том , чтобы расчет АРУ и детек-
тора, кроме определения Уф. доп и параметров элементов схемы,
обеспечивающих дополнительную фильтрацию, выполнить до
расчета последних двух каскадов УПЧ, а Лф. ДОГ1 и параметры этих
Рис. 10-4.
элементов найти после того, как закончен весь расчет тракта ПЧ.
Если детектор используется только в схеме АРУ, то, зная
^Ф. доп, определяем
Сф= О -f -	-----•	(10-40)
2л/ПЧ₽фХФ. дОП
Принимаем ближайшее к найденному значение, соответствую-
щее ГОСТ + 20%.
Характеристика АРУ рассчитывается следующим образом.
Выбираем ряд значений тока эмиттера, меньших чем гэ. псх, напри-
мер, 0,Згэ.исх; 0,Нэ.исх; 0,03гэ.исх; 0,01 гэ. исх. Для каждого из этих
значений, пользуясь формулами (10-22)—(10-30), подставляя в них
всюду вместо /э исх соответствующее меньшее значение, находим
величины Ро и рн. По кривым рис. 10-2 находим величины Ум,
соответствующие каждой паре Уо, рн-
269
Находим
ч =	(Ю-41)
км.исх
где исх — значение VM в исходном режиме, найденное ранее.
Далее определяем	4
m =	(10-42)
1Э
и тмакс по формуле (10-1).
Пример расчета
Исходные данные. По техническому заданию, с. учетом изменения коэффици-
ента передачи детектора сигнала в основном тракте, необходимо обеспечить
р = &дб (2 раза) при т = 40 дб (10 раз). Ек — 8в, 1М= +50° С. Высшая частота
модуляции FB = 4 кгц. Транзистор регулируемого каскада германиевый и имеет
амии = 0,97; Jo, э = 0,05 мка; /к. о = 2 мка; при частоте 465 кгц и токе i3 = 1 ма
Ун — 30 мсим, J/12 = 4,5 мксим, gn = 0,35 мсим. Связь с предшествующим кас-
кадом емкостная. Диод, используемый в детекторе, имеет Jo = 2 мка, у = 25 1/в.
Расчет. Выбираем /э. исх = 1 ма и по формуле (10-7) находим /э. нач = 2 ма.
Выбираем Сф = 20 мкф, Тф = 0,1 сек и по формуле (10-8) определяем R$ —
= 5- 103 ом. Принимаем R$ — 4,7 ком ± 10%.
Так как l/gH = 2,86- 103 ом, то берем R61 = 6,8 ком ± 10%. По фор-
муле (10-9) получаем R$ = 11,5 ком. Берем Rr.A = 2 ком, R3 = 820 ом ± 10%.
По формулам (10-10)—(10-12) находим иэ. б. нач = 0,262 в; «б.нач = 1,902 в;
гб. нач = 28 мка. Выбираем /д. нач = 100 мка. По формулам (10-13)—(10-17)
определяем ид.Нач= 0,156 в; Сг.д = 0,396 в; Rj = 40,4 ком; R2 = 2,1 ком;
₽б = 47,6-103 ом. Принимаем Rj = 39 ком ± 10% , R2 = 2,2 ком ± 10%;
R6 = 47 ком ± 10% .
По формулам (10-18)—(10-21) вычисляем гд.Нач = 400 ом; R'6 = 11,7 ком;
(Дг’эЛ'э)а = 0,214; (At3/z3)t = 0,209. Полученную нестабильность можно считать
вполне допустимой.
По формулам (10-22)—(10-29) имеем иэ. б. исх= 0,245 в; ие.исх = 1,065 в;
г7? б. исх = 147-10 3 a; Iq. исх — 13 мка; in. исх = 134 мка; и™, Исх =	1 >141 в;
Vo = 28,6; Рн = 0,427.
По кривым рнс. 10-2 и 10-3 находим Ум = 34, рВх.д = 0,25. По форму-
лам (10-33) (10-35) получаем д. м. нсх == 1,36 в; Рвх.д. нсх == 3* 103 ом;
^вх.д. исх = 185* 10 6 вт.
Выбираем (Д/С//С)доп = 0,05 и по формуле (12-27) находим Сэ = 32,5 нф.
По формулам (10-36) и (10-37) определяем = 8,4 нф; С2 = 19,8 нф. Принимаем
Сэ = 33 нф ± 20%; Сн = 6,8 нф ± 20%; С2 = 22 нф ± 20%.
По формуле (10-38) имеем /Сф = 9,9-10"3. Допустим, что коэффициент уси-
ления от входа регулируемого каскада до входа детектора равен 2-103. Тогда
по формулам (10-39) и (10-40) находим /Сф.доп = 5-10-3; Сф = 14,6 нф. Прини-
маем Сф = 15 нф ± 20%.
Результаты расчета характеристики АРУ следующие:
(3,	мка........................ 300
q ........................... 1,62
т ........................ 5,4
100	30	10
2,12	2,14	2,18
21,2	71,5	218-
По формуле (10-1) тмакс = 1,3-103.
270
10-3- Расчет схемы АРУ по току эмиттера
при регулировании в одном каскаде
без подачи отрицательного смещения
на анод диода
Два варианта схемы, подлежащей расчету, представлены на
рис. 10-5, а и б. Отличие вариантов а и б друг от друга то же, что
на рис. 10-1. Наиболее удобный порядок расчета следующий.
Выбираем ток гэ. исх, емкость и постоянную времени тф
и находим ток гэ нач и сопротивления Дф, Дб1 и Дфтак, как указанс/
в начале § 10-2.
Находим ток базы в начальном режиме по формуле (10-12).
Выбираем ток диода в начальном режиме гд Нач. Можно рекомен-
довать н = (2-5-Ю) г'б. нач- Изменения величины этого тока
в большую или меньшую сторону приводят к тем же следствиям,
что и в схемах рис. 10-1.
Определяем иэб.нач по формуле (10-10) и пд.нач по фор-
муле (10-13). Рассчитываем напряжение на базе и ток через сопро-
тивление Дб в начальном режиме, Дэ и R6:~
ыб.на,=Ч.ёачЯф + ыд.иач;	(10’43>
б. иач ^б. чач 4“ +• иач>
n w6. нач ^э. б. нач .
1э. нач
п +< иб. нач
Аб —	------
б. нач
(10-44)
(10-45)
(10-46)
Выбираем для Дэ и Дб ближайшие к найденным значения,
соответствующие ГОСТ + 10%.
Если величина Дэ значительно превышает 1 ком, то рекомен-
дуется выполнить расчет заново, начиная с определения ыд. нач>
приняв меньшее значение гд. Нач-
271
Находим гд нач по формуле (10-18), R'6 по формуле (10-19),
приняв в ней R,.. д = 0, и относительные изменения тока эмиттера
в начальном режиме по формулам (10-20) и (10-21).
Если полученная стабильность недостаточна, то производим
перерасчет, начиная с определения ид. нач, задавшись большим
ТОКОМ гд.нач.
Получив удовлетворительную стабильность, определяем на-
пряжение t/BX д. м. нсх, сопротивление RBX. д. исх и мощность Рвх исХ
поформулам (10-22)—(10-35), принимая Rr.д = 0 и Ег д — 0. Если
найденная мощность недопустимо велика, то производим перерас-
чет, начиная с определения ид. нач, приняв меньший током 1Д. нач.
Находим Сэ, как указано в § 12-2, и Сн по формуле (10-36).
Выбираем ближайшие к найденным значения емкостей, соответ-
ствующие ГОСТ ± 20%.
Вычисляем Дф, доп и по формулам (10-38)—(10-40).	«
Характеристику регулирования рассчитываем так, как указано
в конце § 10-2.
Пример расчета
Исходные данные те же, что в примере § 10-2.
Расчет. Как в примере § 10-2, выбираем г'э. исх — 1 ма, Сф — 20 мкф и
Тф = 0,1 сек и находим гэ нач = 2 ма, Кф = 4,7 ком, R6l = 6,8 ком, Р'~ =
= 11,5 ком, <б. нач= 28 мка. Выбираем i„. Нач = 150 мка.
По формуле (10-10), как 6 примере (I 10-2, получаем иэ, б. нач ~ 0,262 в, ‘
а по формуле (10-13) ид. нач = 0,170 в. По формулам (10-43)—(10-46) вычисляем
иб. нач = 1,895 в; щб.нач= 178 мка; R3— 816 ом; Rf,= 34,3-Ю3 ом. Прини-
маем Rs = 820 ом ± 10%; Rq= 33 ком ± 10%.
По формулам (10-18)—(10-21) находим гд нач = 267 ом; R6 — 8,69 ком; ,
(Д(э/гэ)а = 0,159; (Дг'э/гэ); = 0,183. Полученную нестабильность можно считать
вполне допустимой.	'	И
По формулам (10-22), (10-23) и (10-25), как в примере § 10-2, определяем 'j
“э.б.иск = 0,245 в, пб.нсх= 1,065 в, гб.исх = 13 мка. По формулам (10-24) и	J
(10-26)—(10-29) имеем го g Исх = 210-10"8 а; i„ исх = 197 мка; и„ исх = —1,2 в;	1
Ко = 30; рн = 0,304!
По кривым рис. 10-2 и 10-3 находим Ум = 35, рвх.д = 0,18. По формулам (
(10-33) (10-35) получаем д. м. исх = 1,4 в; Rbx.r. исх = 3,6-103 ом; Рвх. д. исх =
= 272-10"6 вт. Эта мощность существенно больше, чем в примере § 10-2.
По формулам (12-27) и (10-36), как в примере § 10-2, находим Сэ = 33 нф
иСн= 6,8 нф. По формуле (10-38), как в примере § 10-2, имеем = 9,9-10"3.	*
Если усиление всего тракта от входа регулируемого каскада до входа детектора	J
тоже, как в примере § 10-2, равно 2-Ю3, то по формулам (10-39) и (10-40) получим
Кф. доп =5-10-3 и С'Ф = 15 нф.
Характеристика АРУ практически совпадает с полученной в примере § 10-2. J
10-4. Расчет схемы АРУ по току эмиттера	|
с задержкой и усилением	(
с помощью эмиттерного повторителя
Схема, подлежащая расчету, представлена в двух вариантах
на рис. 10-6. Отличие вариантов а и б друг от друга то же, что
на рис. 10-1, однако в данном случае это различие никак не влияет j
на расчет.
272
4
В обоих вариантах детектор может быть использован также
для детектирования сигнала в основном тракте приемника (§ 11-5).
При слабом сигнале транзистор Т2 (эмиттерный повторитель)
заперт отрицательным смещением, подаваемым на его эмиутер
с сопротивления 7?Э.'В результате регулируемый каскад работает
так, как если бы схема АРУ вообще отсутствовала. G усиленйем
сигнала растет отрицательное смещение, подаваемое на базу этого
транзистора с сопротивления R62. Когда это смещение становится
равным, а затем больше смещения, подаваемого на эмиттер, тран-
Рис. 10-6.
зистор Т2 отпирается, его эмиттерный ток растет и вследствие этого
уменьшается эмиттерный ток транзистора Т1.
В отличие от схем рис. 10-1 и 10-5 в рассматриваемой схеме
увеличение сопротивления R3 повышает эффективность регулиро-
вания, хотя одновременно повышает и мощность, потребляемую
схемой АРУ. Рекомендуемый порядок расчета следующий.
Из тех же соображений, что в случае схем рис, 10-1 и 10-5,
выбираем величину эмиттерного тока транзистора Т1 в исходном
режиме i91IICX. Обычно 1Э1ИСХ = 0,5-ь-1,5 ма. Напомним, что из-за
задержки исходный режим совпадает с начальным.
Из соображений стабилизации 1Э1ИСХ выбираем значения R3,
R6, Ra (§ 12-2). При этом, однако, следим за тем, чтобы выполня-
лось условие:	f
R3^
0,114 igips.
_________«> О. Э1
(р 1) lai исх
(10-47)
где р — допустимое возрастание напряжения на выходе УПЧ по
сравнению с исходным в разах; Jo Э1 — параметр транзистора,
как в формуле (10-10).
Если условие (10-47) не будет выполнено, то эффективность ре-
гулирования окажется хуже требуемой (возрастание напряжения
\на выходе УПЧ окажется больше, чем р).
18 д. н. Шапиро Зак. 2212
273
Из конструктивных соображений выбираем емкость Сф, прини-
маем постоянную веремени фильтра тф (0,1ч-0,5 сек) и по фор-
муле (10-8) находим Дф. При окончательном выборе этого сопро-
тивления руководствуется соображениями, изложенными в § 10-2.
Выбираем сопротивление Дб2 по ГОСТ ± 10%,-руководствуясь
следующими соображениями.
G увеличением Дб2 уменьшается необходимая мощность на
входе детектора. Это выгодно. Вместе с тем, однако, растет падение
напряжения, создаваемое на этом сопротивлении током базы при
отсутствии сигнала, вследствие чего запирание транзистора Т2
может стать неполным. Чтобы этого не случилось даже при макси-
мальной температуре окружающей среды tu, должно выполняться
условие:
(Ю-48)
т о ЧМ zu
1 К. O2Z -~-
Надо также иметь в виду, что указанное выше падение напря-
жения является для диода обратным сме!цением, которое умень-
шает коэффициент передачи детектора для слабых сигналов в слу-
чае использования его в основном тракте. Наконец, при Дб2 > Дф
время разряда Сф в случае быстрого глубокого замирания сильного
сигнала может оказаться недопустимо большим.
С другой стороны, уменьшение Дб2 ведет к росту необходимой
мощности на входе детектора.
Находим величину постоянного напряжения на диоде в исход-
ном режиме:
«д. исх = Чх нехЯэ ( 1 +	•	(10-49)
Определяем Ро по формуле (10-28) и
Ри — (^?ф 4~ Дез) АТ-	(10-50)
По кривым рис. 10-2 и 10-3 находим Ум и рвх. д в исходном ре-
жиме.
По формулам (10-33)—(Ю-35) вычисляем Свх. д. м. исх, ,ДВХ. д.исх,
^*вх- д- ИСХ’
Находим Сэ и Сб, как указано в § 12-2, и Си по формуле (10-36).
Коэффициент фильтрации детектора в исходном режиме:
К _ Бд (Ум) _________1_____ ri\
Лф Бо (Гм) л/пчСн (йф + ад •	U 1
Необходимый дополнительный коэффициент фильтрации и
емкость Сф определяем, по формулам (10-39) и (10-40).
Расчет характеристики АРУ производится следующим образом.
Берем ряд значений эмиттерного тока Т1, меньших, чем гэ1исх,
например 0,Згэ1исх; 0,1э1исх; 0,03гэ1исх; 0,01гэ1исх. Для каждого из
этих значений находим:
274
ток базы Т1
J	; 	 ;	1 а1мин г ‘'б! — *э1	2	7 к. °1’	(10-52)
напряжение на базе Т1	
иб1== Еб г’б17?б,	(10-53)
где	
р’ 	 Ек D . ^~Ra+R6Ka’	(10-54)
n'	Ra^6	(10-55)
<б - Ra + R6 ’	
	напряжение эмиттер—база Т1	
ua.61=5,8-10-2lg-^-; Jo.19	(10-56)
напряжение на эмиттерах Т1 и Т2	
^Э1 = ^э2 = ^61	^э. 61 >	(10-57)
ток через 7?э	
Аэ ~ R3 ’	(10-58)
эмиттерный ток Т2 ^э2 = t’Ra ^Э1> ток базы Т2	(10-59)
f	;	1 а2 мии	т гб2 э 42	2	/к.о2’	(10-60)
напряжение эмиттер —база Т2	
i3.62 = 5,8.10-21g	;	(10-61)
напряжение на базе Т2	
^62	^э. 62’	(10-62)
ток через Т?б2	
;	_ «62 гЛб2 “ ~R^'	(10-63)
ток диода гд — 162 + гЛб2’>	(10-64)
постоянное напряжение на диоде	
=	^62	^Д^Ф’	(10-65)
18*
275
Далее определяем безразмерное напряжение на диоде и эквива-
лентное сопротивление его нагрузки Уо и рн по формулам (10-28)
и (10-.29) с «д и гд вместо нд. исх и гд. исх; безразмерное напряжение
на входе детектора Ум по кривым рис. 10-2; q и т по формулам
(10-41 и (10-42); тМакс по формуле (10-1).
Пример расчета
Исходные данные те же, что в примере § 10-2, но, кроме того, задано 6а =
= S; = 0,1,
Расчет. Выбираем i3 1исх = 1 ма. Согласно формуле (10-47) надо обеспечить
Рэ > 490 ом. По формуле (12-10) получаем v sc 6,7. Выбираем v = 3.
По формулам (12-13) и (12-21)—(12-25) находим R3 = ИЗО ом; Rg= 3390 ом;
0=4,79;	s=1130 ом; Rq = 16 200 ом; Ra = 4280 ом. Принимаем R3 =
= 1,2 ком ± 10%; Rg = 15 ком ± 10%, Ra = 3,94<ш ± 10%.
Выбираем Сф = 20 мф, Тф = 0,1 сек и по формуле (10-8) находим, как в при-
мере § 10-2, Rф = 5-Ю3 ом. Принимаем Rф = 4,7 ком ± 10%.
По формуле (10-48) имеем Rq2 56-Ю3 ом. Принимаем Rg2 = 15 ком ±
± 10%.
По формулам (10-49), (10-28) и (10-50) вычисляем ид Исх = —1,58 в; По =
= 39,5; рн = 0,985.	'
По кривым рис. 10-2 и 10-3 находим Ум = 45;'’рвх.д = 6,57. По форму-
лам (10-33)—(10-35) определяем Ивх „ м.исх = 1,8 в; RBx.a.Hex = 11,4-Ю3 ом;
•Рвх.д^исх = 142-10-6 вт.
По формуле (10-36), как в примере § 10-2, получаем Сп = 6,8 нф. По фор-
муле (10-51) имеем /Сф = 5,1 НО-3. Если усиление всего тракта от входа регули-
руемого каскада до входа детектора, как в примере § 10-2, равно 2 ИО3, то.по фор-
мулам (10-39) и (10-40) находим А'ф доп = 9,8-10~3; С'$ = 7,4 нф. Принимаем
Сф= 6.8 нф ± 20%.
Результаты расчета характеристики АРУ следующие:
»Э1, мка...................... 300	100	30	10
q ........................... 1,37	1,42	1,44	1,44
т ...................	.	4,57	14,2	48	144
По формуле (10-1), как в примере § 10-2, получаем тмакс = 1,3 НО3.
Сопоставление полученных результатов с теми, которые получены в примере
§ 10-2, показывает, что схема рис. 10-6 позволяет цолучить значительно более
эффективное регулирование при более высокой стабильности начального режима
регулируемого каскада и меньшей мощности, потребляемой от последнего каскада
УПЧ, чем схема рис. 10-1.
10-5. Расчет схемы АРУ по току эмиттера
при регулировании в двух каскадах
Хорошие результаты дает регулирование в двух каскадах по
схеме, в которой регулирующее напряжение на транзистор второго
из этих каскадов подается с детектора непосредственно, как на
рис. 10-7, или через эмиттерный повторитель, как на рис. 10-8,
а на базу транзистора первого каскада — с эмиттера второго
каскада.
Выбор и расчет всех сопротивлений и емкостей, входящих
в схему второго каскада, эмиттерного повторителя и детектора,
а также определение величин t/BX. д, м. исх, 7?вХ. д. исх и Рвх. д. исх можно
276
произвести так же, как,для соответствующей схемы регулирова-
ния в одном каскаде.
Сопротивление 7?э1 может быть найдено по формуле:
£Э1 = /?э-^ _ 5'810~2 1g'	(10.66)
*э 1ИСХ	*Э1ИСХ	" О, Э1
где ?э1иСх и G. исх — эмиттерные токи транзисторов в исходном
режиме. Следует выбрать ближайшее к найденному значение,
соответствующее ГОСТ ± 10%.
Сопротивление 7?бь как и 7?6i, рекомендуется выбирать по
ГОСТ ±10% порядка (2—5) l/gu, где gn — значение параметра
транзистора соответствующего каскада при токе гэ. исх. Емкость СЭ1
можно принять равной Сэ.
Индуктивность и емкость Сф1 следует выбирать из конструк-
тивных соображений так, чтобы выполнялись условия:
Сф1^ (0,03-0,1)СЭ1;	(10-67)
4л2/пчЬ1СФ1 К,	(10-68)
277 .
где К — коэффициент усиления всего тракта от базы первого
до базы второго регулируемого каскадов (эти каскады могут быть
несмежными).
Порядок расчета характеристики регулирования следующий.
Выбираем рядом значений тока «Э1 первого регулируемого кас-
када, меньших чем ток в исходном режиме /Э1ИСХ, например, 0,Зэ1исХ;
0>1^э1исх> 0,03/э 1ИСХ, 0,01гэ1исх.
Для каждого из этих значений тока гэ1 находим соответствую-
щее значение тока i3 по формуле:
—4.01(1 +4Ч> (10’69>
где /к 01 и Jo Э1 — параметры транзистора первого каскада.
278
Далее продолжаем расчет в том же порядке, что и для соответ-
ствующих схем с регулированием в одном каскаде, с той лишь раз-
ницей, что вместо формулы (10-42) считаем
m = исх q	(10-70)*
и шМакс определяем по формуле (10-2) с п = 2.
ГЛАВА ОДИННАДЦАТАЯ
РАСЧЕТ ДЕТЕКТОРОВ
AM И ЧМ СИГНАЛОВ
> 11-1. Общие соображения по проектированию
детекторов AM сигналов
В современных транзисторных радиоприемниках наиболее рас-
пространены диодные детекторы. Все соображения и методы рас-
чета, излагаемые в настоящей главе, относятся только к этим детек-
торам.
Схемы диодных детекторов просты, а методике их расчета для
ламповых приемников хорошо разработана и не представляет
трудностей. Иначе обстоит дело с детекторами для транзисторных
приемников: их расчет наталкивается на серьезные трудности и
его методика в настоящее время разработана далеко не полностью.
Главной особенностью детекторов транзисторных приемников
является малое сопротивление нагрузки по переменному току.
Этим сопротивлением является входное сопротивление УНЧ, не
превышающее, как правило, нескольких килоом. Можно искус-
ственно увеличить это сопротивление введением глубокой отрица-
тельной обратной связи или включением большого последователь-
ного балластного сопротивления, но в обоих случаях сильно
уменьшается чувствительность УНЧ, что нежелательно, а в мало-
габаритных портативных приемниках недопустимо.
Малое сопротивление нагрузки по переменному току и необхо-
димость избежать больших нелинейных искажений ограничивают
возможность увеличения сопротивления нагрузки по постоянному
току, что, в свою очередь, приводит к малому входному сопротив-
лению детектора. Последнее обычно не превышает 10—15 ком.
Малое входное сопротивление деректора не позволяет получить
на его входе большое напряжение, потому что последний каскад
УПЧ не способен развить необходимую для этого мощность с уче-
том возрастания ее при максимальном сигнале в пике положитель-
ной полуволны модуляции,	. '
280
Малость входного напряжения ведет к двум следствиям: 1) воз-
растают нелинейные искажения; 2) входное сопротивление детек-
тора, его коэффициент передачи по переменному напряжению ц
степень нелинейных искажений оказываются сильно зависящими
от параметров диода, а поэтому и от температуры окружающей
среды. Напомним, что при больших входных напряжениях, неза-
висимо от формы вольт-амперной характеристики диода, детектор-
ная характеристика диодного детектора почти линейна, коэффи-
циент передачи близок к единице, а входное сопротивление —
к половине сопротивления нагрузки; в результате искажения
малы, и детектор практически нечувствителен к изменению темпе-
ратуры.
В указанных выше условиях особо важное значение при проек-
тировании детектора приобретает оценка величины нелинейных
искажений. Именно здесь и возникают упомянутые ранее серьез-
ные трудности. Чтобы рассчитать искажения, нужно, прежде всего,
достаточно точнб знать вольт-амперную характеристику диода,
а чтобы методика расчета была приемлемой для инженерной прак-
тики, эта характеристика должна достаточно хорошо аппроксими-
роваться элементарной аналитической функцией. Известно, од-
нако, что вольт-амперные характеристики различных диодов даже
одного и того же типа довольно сильно отличаются друг от друга
и только в очень ограниченной области напряжений (§ 10-1) хо-
рошо аппроксимируются экспонентой.
Методика расчета, излагаемая в настоящей главе, как и мето-
дика расчета детектора схемы АРУ, изложенная в главе. 10, осно-
вана на аппроксимации вольт-амперной характеристики диода
экспонентой (10-5) с использованием безразмерных напряжений,
токов и сопротивлений (10-6). Опадает результаты, удовлетвори-
тельно совпадающие с экспериментом при всех напряжениях, для
входного сопротивления, напряжения и мощности на входе детек-
тора в. режиме несущей частоты и коэффициента передачи по
постоянному напряжению. Для закона изменения входного сопро-
тивления в процессе модуляции, коэффициента передачи по пере-
менному напряжению с учетом конечного сопротивления генера-
тора и,' что особенно неприятно, для величины нелинейных
искажений удовлетворительные результаты получаются только при
амплитуде напряжения несущей частоты на входе, не превышающей
0,1 -4-0,2 в для германиевых диодов и 0,3 ч-0,5 в для кремниевых
диодов. Точнее говоря, результаты получаются удовлетворитель-
ными, если напряжение на диоде не заходит в положительную об-
ласть дальше названных значений. Эти значения относятся к ком-
натной температуре, для температуры -)-50о они уменьшаются
приблизительно в 1,5—2 раза.
Вследствие неточности методики расчета оказываете^ необходи-
мой экспериментальная доработка. В процессе этой доработки по-
лезно иметь в виду следующие соображения, касающиеся поведе-
ния безынерционных диодных детекторов.
281
Любому безынерционному диодному детектору, называемому
в дальнейшем исходным, независимо от особенностей его схемы и
вольт-амперной характеристики диода, может быть поставлен
в соответствие эквивалентный ему в некоторых отношениях про-
стейший детектор рис. 11-1. Эквивалентность состоит в том, что
при равных мгновенных значениях амплитуды напряжения на
входе £/вх. д. м равны мгновенные значения входных сопротивлений
детекторов 7?Bi. д и медленно меняющихся напряжений на диодах ия.
Под медленно меняющимся напряжением понимается сумма по-
стоянной и низкочастотной составляющих напряжения. Условиями
эквивалентности являются идентичность диодов и равенство
где гд — мгновенное значение медленно меняющегося тока через
диод исходного детектора (суммы постоянной и низкочастотной
составляющих этого тока).
Сопротивление 7?н. э может быть названо эквивалентным сопро-
тивлением нагрузки исходного детектора по постоянному току.
Сказанное выше означает, что мгновенные значения сопротив-
ления 7?вх. д и отношения	м безынерционного детектора
с данным диодом однозначно определяются положением точки
на плоскости ыд, гд рис. 11-2, называемой в дальнейшем рабочей
точкой, а мгновенное значение эквивалентного сопротивления на-
грузки этого детектора по постоянному току 7?н э равно котангенсу
угла 9 между прямой, проведенной из этой точки в начало коор-
динат, и осью Ыд.
Сопротивление 7?н. э может быть отрицательным. Это имеет
место, когда на диод подается начальное положительное смещение,
а сигнал настолько мал, что выпрямленное напряжение меньше
этого смещения иид>0 (точка Аг на рис. 11-2).
При малых напряжениях на входе детектора его входное со-
противление практически равно дифференциальному сопротивле-
нию диода в начальной рабочей точке (при отсутствии сиг-
нала) Гд. нач..Если начальное напряжение смещения не выводит эту
282
точку из участка, где вольт-амперная характеристика диода хо-
рошо аппроксимируется экспонентой, то условием малости вход-
ного напряжения можно считать Ум = у£/вх. д. м < 1, а входное
сопротивление при малых напряжениях можно считать равным
^вх. д = Гд. нач = у(/о+(д.нач) ’	(11 -2)
где гд> нач — ток через диод в начальном режиме (при отсутствии
сигнала).
При больших напряжениях на входе детектора его входное со-
противление сложно зависит
но в определенных условиях
зависимость от параметров
диода оказывается слабой, и
можно считать 7?вх. д=0,57?н.3.

Рис. 11-3.
В случае диода с экспоненциальной характеристикой послед-
нее равенство справедливо с погрешностью не более 20% в области
Ум >> 50. Для детекторов с реальными диодами нижняя граница
области больших напряжений менее определенна; можно, однако,
утверждать, что погрешность допущения Двх. д = 0,5Дн. э не превы-
шает 20%, если выполняются следующие три условия: 1) напряже-
ние столь велико, что вольт-амперная характеристика может быть
аппроксимирована линейно ломаной с сопротивлениями Дпр в
прямом и Добр в обратном . направлениях; 2) Добр > 103Дпр;
3) 0,5Добр^ Дн.э^50Дпр.
Если детектор построен так, что в режиме немодулированных
колебаний Дн. э при больших входных напряжениях меньше, чем
2гд. нач, то с ростом напряжения 7?вх. д уменьшается. В противном
случае с ростом напряжения /?вх. д увеличивается. В первом случае
напряжение несущей частоты на входе детектора растет медленнее,
чем на входе последнего каскада УПЧ, а во втором случае быстрее.
Разница тем сильнее, чем сильнее связь детектора с последним
контуром УПЧ, т. е. чем больше сопротивление генератора,
который видит перед собой детектор.
Пример детектора, у которого Дн. э в режиме несущей частоты
при больших входных напряжениях больше, чем 2гд. нач, дан
на рис. 11-3, а. В режиме несущей частоты рабочая точка А всегда
лежит на прямой т — т, проведенной через точку ил = Есм под
283
углом 9о = arcctg R (рис. 11-3, б). С ростом напряжения 7?н. э =
= ctg 9 растет, стремясь к R. Начальная рабочая точка опре-
деляется пересечением прямой т—т с вольт-амперной характери-
стикой диода. На рис. 11-3, б показаны две характеристики одного
и того же диода, соответствующие двум различным температурам
tr и t2 > tr. Дифференциальные сопротивления диода в началь-
ных рабочих точках Днач1 и Двач2 определяются как котанг.енсы
углов наклона касательных 9Х и 92. С повышением температуры
Гд. нач уменьшается и разница между значениями /?вх. д при малых
и больших напряжениях усиливается.
Для того чтобы входное сопротивление детектора рис. 11-3, а
в режиме несущей частоты при постоянной температуре мало зави-
село от напряжения, надо выбрать R равным 2гд. нач. Для того
чтобы при этом входное сопротивление не зависело от температуры,
надо уменьшать 1Д. нач с ростом температуры так, чтобы гд нач оста-
валось постоянным. Этого можно достигнуть, обеспечив соответ-
ствующее уменьшение ДсМ с- ростом температуры. Если нужное
входное сопротивление детектора равно 7?вх. д, то, полагая, что
1д. нач не выходит из области, где вольт-амперная характеристика
диода хорошо аппроксимируется экспонентой, следует выбрать
Я = 2ЯВХ.Д	(И-З)
и обеспечить
f—20
1д. нач ~ ~^7Б :	А2 Т	(11’4)
¥лвх. д
или, что то же,
1 /	20	\
Еси = -у^2-2,3 1g7?ВХ.М+ 0,69 - —2 -	(11-5)
где /м — максимальная температура, а значения у и J0 должны
соответствовать +20° С. Температурными изменениями у при этом
пренебрегаем.
Из формулы (11-4) ясно, что если 1/(уДвх. д) > J(<м~20)/г,
то дело сводится практически к тому, чтобы обеспечить 1Д. нач =
— const. В противном случае задача осложняется. У кремниевых
диодов значения Jo очень малы (порядка сотых долей микроам-
пера), поэтому даже при относительно больших Двх. д (порядка
10—20 ком) и максимальных температурах (порядка 50—60° С)
можно обеспечить ДвХ д = const простым поддержанием 1д —
= const. У германиевых диодов значения J0 относительно велики
(порядка единиц микроампер) и для получения стабильных RBX, д
даже порядка единиц килоом необходимо иметь температурно
зависимый ток гд. нач.
Варианты детектора с практически постоянным током гд рас-
смотрены в § 11-3 и 4.
В той области частот, где сопротивление нагрузки детектора
по переменному току можно считать чисто активным, т. е. ZH =
284
= RH~, рабочая точка в процессе модуляции перемещается по
прямой, проходящей через точку А 0, соответствующую режиму не-
сущей частоты, под углом 0~ = arcctg Ян~ к оси иб (рис. 11-4).
Будем называть эту прямую динамической нагрузочной характе-
ристикой.
В общем случае RH~ не совпадает с эквивалентным сопротивле-
нием нагрузки детектора .в режиме несущей частоты RH э 0 и может
быть как меньше, так и больше него. У детектора рис. 11-3, а
RH~ — f; в области малых напряжений на входе Rlt~ <; RB3 0
(точка Л01 рис. 11-5), а в области больших напряжений на входе
Ян~ </?н.э.о (точка Лп, рис. .11-5).
В процессе детектирования модулированных колебаний RH_ э
непрерывно изменяется; если ЯН~>ЯН. э. 0, то с ростом вход-
ного напряжения 7?„. э растет, если же RH~ <Z RH. э. 0, то с ростом
входного напряжения /?н 3 уменьшается. При больших напряже-
ниях на входе детектора, когда можно без большой ошибки счи-
тать 7?вх. д = 0,57?н э, изменения Я„. э приводят к адекватным изме-
нениям /?вх.д. При малых напряжениях на входе закон изменения
7?вх.д более сложен, и может оказаться, что несмотря на уменьше-
ние Ян. э входное сопротивление растет и, наоборот, несмотря на
увеличение Ян. э> оно падает. Если вольт-амперная характеристика-
диода экспоненциальна, то характер изменения Явх.д в процессе
модуляции определяется соотношением Ян~ и гд. нач —дифферен-
циального сопротивления диода в точке Лнач, где динамическая
нагрузочная характеристика пересекает его вольт-амперную харак-
теристику (рис. П-5). При Ян~ > 2Гд. нач входное сопротивление
с ростом напряжения растет, а при Ян~ <2гд нач оно с ростом
напряжения уменьшается.
Изменения входного сопротивления детектора приводят к изме-
нениям коэффициента усиления последнего каскада УПЧ. Действи-
тельно, напряжение на входе детектора связано с э. д. с. генера-
тора (рис. 11-1) формулой:
^вх.д.м = —(11-6)
^ВХ. д
285
Генератором по отношению к детектору является последний
каскад УПЧ, а э.'д. с. Ег. м пропорциональна напряжению на
входе этого каскада Двх.упч.м> т. е.
Т,	__ ^вх. УПЧ. м	/1 1 71
О'вх. д. м	р ,	П1"'?
^ВХ. д
где а — const.
Следовательно, коэффициент усиления последнего каскада УПЧ
может быть записан в виде:
К = ^вх.д,м . =------а —.	(11-8)
'-'вх. УПЧ. м 1 !
Квх. д
С ростом Rвх д коэффициент усиления растет, а с уменьшением
этого сопротивления уменьшается.
Вследствие непостоянства коэффициента усиления законы
амплитудной модуляции напряжений на входе детектора и УПЧ
не совпадают.
При оценке нелинейных искажений надо сравнивать низкоча-
стотное напряжение на выходе детектора с законом модуляции
напряжения промежуточной частоты не на входе детектора, а на
входе УПЧ. Судить о степени этих искажений в случае безынер-
ционного детектора можно по зависимости мгновенного значения
выпрямленного напряжения Uo (U0 = ил—ил. нач, где «д. нач —
напряжение на диоде при отсутствии сигнала) от мгновенного же
значения амплитуды напряжения на входе УПЧ в процессе моду-
ляции t/вх.упч. м- График этой зависимости будем далее называть
динамической характеристикой системы усилитель — детектор
(ДХУД). Эту характеристику следует отличать от статической
характеристики системы усилитель — детектор (СХУД), динамиче-
ской детекторной характеристики (ДДХ) и статической детектор-
ной характеристики (СДХ).
СХУД представляет собою график зависимости Uo от ампли-
туды напряжения несущей частоты на входе УПЧ б/вх. упч- м.о при
отсутствии модуляции. СДХ и ДДХ представляют собою, соот-
ветственно, графики зависимости t/0 от амплитуды напряжения
несущей частоты на входе детектора Двх.д. м.о при отсутствии
модуляции и от мгновенного значения амплитуды напряжения
на входе детектора в процессе модуляции £/вх.д. м.
СДХ, называемая в литературе просто детекторной характери-
стикой, имеет вид рис. 11-6, а; в области малых Двх. д. м.о она суще-
ственно нелинейна, а с ростом Двх. д. м.о переходит в почти прямую
линию.
СХУД, как и СДХ, выходит из начала координат (при
Двх. упч. м. о = 0 имеем Двх. д. м. 0 = 0 и Uo — 0). Соответствующим
изменением масштаба по оси абсцисс для Двх. д. м. 0 или t/BX. упч. м. о
(оба масштаба линейные) можно совместить еще две их точки (лю-
286
бые), как показано на рис. 11-6, б. Если /?вх.д и /Сс ростом'£/вхд. м_0
уменьшаются, а с уменьшением t/BX. д. м. 0 увеличиваются, то относи-
тельные изменения 6/вх. д. м.о оказываются меньше относительных
изменений t/BX. УПч. м. о и СХУД в общей точке имеет меньшую кру-
тизну, чем СДХ (СХУД 1 на рис. 11-6, б). Напротив, если /?вх.д
и К с ростом Двх.д. м.о увеличиваются, то крутизна СХУД в общей
точке оказывается больше крутизны СДХ (СХУД 2 рис. 11-6, б).
В частном случае /?вх. д= const обе характеристики совпадают.
В точке, соответствующей 6/вх. д. м — д.м. о (мгновенное зна-
чение .амплитуды в процессе модуляции равно амплитуде несущей
частоты), ДДХ всегда совпадает с СДХ. У практически используе-
мых детекторов крутизна ДДХ в общей точке меньше крутизны
СДХ, ее начальная точка, соответствующая 67вх.д, м = 0, лежит
выше начала координат, а начальный нелинейный участок длин-
нее, чем у СДХ (рис. 11-6, в). Последнее особенно важно, так как
ведет к появлению дополнительных нелинейных искажений, кото-
рые в литературе по ламповым радиоприемникам хорошо известны
под названием искажений, возникающих вследствие неодинаково-
сти сопротивлений нагрузки детектора по постоянному и перемен-
ному току.
ДХУД и СХУД, подобно ДДХ и СДХ, тоже имеют общую
Точку при ивх. упч.м = i/вх. упч. М. О- Крутизна ДХУД в общей
287
точке, как правило, меньше крутизны СХУД, а ее начальная
точка, соответствующая t/Bx. упч.м = 0, лежит выше начала коор-
динат.
Особого внимания заслуживает связь ДХУД с ДДХ. Началь-
ные точки этих характеристик всегда совпадают. Соответствующим
изменением масштаба по оси абсцисс для £/вх.д.м или £/вх. упч.м
можно совместить также точки А 0, соответствующие Упх. д. м —
= ^вх.д. м.о и ^вх. УПЧ. М = упч. м. о- Однако остальные точки
в общем случае не совпадают (полное совпадение этих характери-
стик имеет место в практически неинтересном частном случае,
когда RBX. д в процессе модуляции не изменяется). Если в процессе
модуляции RBX. д и К с ростом {/вх. д. м растут, то относительные из-
менения £/вх. д. м оказываются больше относительных изменений
f/вх. упч.м. ДХУД имеет в общей точке большую крутизну, чем
ДДХ, а следовательно, и более длинный начальный нелинейный
участок (ДХУД 1 рис. 11-6, г). Это ведет к росту нелинейных иска-
жений. Напротив, если RBX. ди К с ростом t/BX. д. м уменьшаются, то
относительные изменения С/вх. д. м оказываются меньше относитель-
ных изменений UBX_ упч. м. ДХУД имеет в общей точке меньшую
крутизну , чем ДДХ, и меньший начальный нелинейный участок,
т. е. происходит спрямление ДХУД по сравнению с ДДХ (ДХУД 2
рис. 11-6, г). Это ведет к уменьшению нелинейных искажений.
Эффект спрямления ДХУД выражен тем сильнее, чем сильнее
изменяется /?вх.ди чем больше Rr по сравнению с /?вх. д.о (входным
сопротивлением детектора в режиме несущей частоты). При очень
сильной зависимости RBX. д от м и Rr RBX. д. 0 возможен пере-
гиб ДХУД в обратную сторону (ДХУД 3 рис. 11-6, г).
Если в детекторе рис. 11-3 R 2гд. нач, а разница между
и R невелика, то при малых £/вх.д. м.о может оказаться, что >
>2гд нач; входное сопротивление детектора с ростом напряжения
в процессе модуляции будет расти. Однако такое положение мало-
вероятно, особенно вследствие того, что при малых входных напря-
жениях RBX. д практически не зависит от RH. э. При больших же
входных напряжениях гд. Нач становится много больше, чем RH~;
поэтому в процессе модуляции с ростом напряжения входное
сопротивление уменьшается и, чтобы спрямить ДХУД, целесооб-
разно выбирать /?г^> /?вх.д. о> т. е. сильно связывать детектор
с последним контуром УГПТ	-	.	.
В области таких больших входных напряжений, при которых
можно без большой ошибки считать Uo = ил = UBX. д. м и /?вх. „ =
= 0,57?„э, во избежание значительных искажений при глубине
модуляции на входе последнего каскада УПЧ, равной т, надо
обеспечить
(11-9)
288
Глубина модуляции на входе детектора tri может быть при этом
найдена как
1 +
R?
Rbx. д. о
tri = т
Rr Rg. э. о
Rbx. д. о Rh~
(11-10)
Важным вопросом при проектировании детектора является
фильтрация напряжения промежуточной частоты на его выходе.
Колебания промежуточной частоты, попавшие с выхода детектора
на вход УНЧ, могут затем через паразитные связи между низко-
частотным и высокочастотным трактами попасть на вход любого
из каскадов УПЧ и преобразователя частоты. Это приводит к иска-
жению резонансной характеристики и даже к самовозбуждению.
Дело осложняется вследствие того, что УНЧ может значительно
усиливать колебания промежуточной частоты, если против этого
не приняты специальные меры. Особенно существенное значение
указанные явления имеют в малогабаритных приемниках, в кото-
рых расстояния между деталями НЧ и ВЧ трактов очень малы.
В частности, значительная э. д. с. промежуточной частоты может
наводиться в ферритовой антенне токами промежуточной частоты,
протекающими по обмоткам низкочастотных трансформаторов.
На сегодня не существует обоснованных норм допустимого
остаточного напряжения промежуточной частоты на выходе детек-
тора. В качестве первого грубого приближения можно считать
допустимым напряжение, равное напряжению сигнала на входе
преобразователя частоты. Однако если УНЧ значительно усили-
вает колебания промежуточной частоты, то норма должна быть
намного более жесткой, если же принять меры по уменьшению
этого усиления и по экранированию УНЧ, то может оказаться
вполне допустимым и большее напряжение.
Принципиально можно включить на выходе детектора фильтр,
ослабляющий колебания промежуточной частоты в любое количе-
ство раз. Однако чем больше требуемое ослабление, тем сложнее
будет фильтр, если потребовать, чтобы он не очень уменьшал и не
вносил существенной неравномерности в коэффициент передачи
детектора в области звуковых частот. В малогабаритных же при-
емниках, где требуется большее ослабление, могут быть приме-
нены лишь простейшие RC и LC фильтры.
Следует отметить, что от рассматриваемого фильтра может
потребоваться ослабление колебаний не только промежуточной
частоты, но и частоты принимаемого сигнала. Дело в том, что на
низкочастотном конце диапазона ДВ частота гетеродина довольно
близка к промежуточной и при не очень высокой избиратель-
ности тракта ПЧ на детектор может попасть заметное напряжение
частоты гетеродина. Детектор, работая в данном случае как пре-
образователь частоты, создает на выходе колебания частоты сиг-
нала (/г —/пч)> которые затем просачиваются на вход приемника,
19 Д. Н. Шапиро
Зак. 2212
289
приводя к искажениям резонансной характеристики и самовоз-
буждению.
Методика расчета фильтров на выходе детектора, приводимая
в последующих параграфах настоящей главы, не учитывает всех
описанных выше явлений. В основу ее положена не величина допу-
стимого остаточного напряжения промежуточной частоты на входе
УНЧ, а лишь допустимое уменьшение коэффициента передачи
детектора и допустимое западание его частотной характеристики
на максимальной частоте модуляции. Поэтому рассчитанные филь-
тры не гарантируют отсутствия недопустимых обратных связей.
Предполагается, что вопрос о допустимости или недопустимости
оставшихся обратных связей и необходимых мерйх по их дополни-
тельному ослаблению должен быть решен экспериментально при
отработке макета.
11-2. Расчет простого диодного детектора
Схема детектора, подлежащего расчету, представлена в двух
вариантах на рис. 11-7. Вариант б отличается от варианта а только
тем, что в выходном фильтре промежуточной частоты исполь-
зуется не резистор, а дроссель. Это позволяет получить большее
ослабление промежуточной частоты без потери в коэффициенте
передачи детектора. Зато вариант а в конструктивном отношении
проще.
Рис. 11-7.
Входное сопротивление УНЧ гвх предполагается заданным.
Если в приемнике предусмотрена такая система регулировки гром-
кости, при которой сопротивлениегвх изменяется, то расчет ведется,
исходя из его минимального значения.
Недостатком такого простого детектора является значительная
температурная нестабильность его показателей в режиме малых
входных напряжений: при фиксированном сигнале на входе и со-
противлении генератора Rr = 0 с понижением темепратуры умень-
шается коэффициент передачи по переменному напряжению и воз-
растают искажения и входное сопротивление в режиме несущей
частоты. Однако в приемнике вследствие роста входного сопротив-
ления детектора растет коэффициент усиления последнего кас-
када УПЧ, так что при фиксированных значениях напряжения
несущей частоты и глубины модуляции на входе этого каскада
290
выгодное напряжение детектора зависит от температуры более
слабо, чем коэффициент передачи по переменному напряжению
при /?,’ = 0. Рекомендуемый порядок расчета следующий.
Выбираем величину напряжения несущей частоты на входе
детектора в нормальном режиме (амплитудное значение)
^вх. д. м. норм- Можно рекомендовать UBX. д. м. норм = 0,2-=-0,5 в.
Уменьшение этого напряжения ведет к росту нелинейных искаже-
ний его; увеличение — к росту мощности, которую необходимо под-
водить ко входу детектора, а следовательно, к росту необходимого
усиления ВЧ тракта приемника.
Выбираем сопротивление нагрузки детектора по постоянному
току /?„ (по ГОСТ ± 20%). Можно рекомендовать = (3-=-5) гвх.
Уменьшение этого сопротивления ведет , к уменьшению передачи
детектора по мощности (к уменьшению входного сопротивления);
увеличение его ведет к росту нелинейных искажений.
В схеме рис. 11-7, а выбираем величину сопротивления /?ф1
(по ГОСТ ±20%). Рекомендуется /?ф1 = (0,2-=-0,3) гвх. Увеличе-
ние этого сопротивления приводит к уменьшению коэффициента
передачи детектора; уменьшение его ведет к ухудшению филь-
трации колебаний промежуточной частоты.
Находим
^ВХ “ ^ВХ “F	(1 1’1 1)
(в схеме рис. 11-7, б гвх = гвх);
р г'
RH~ =----(11-12)
*н + %х
с„ 1
2	4лДв/%~ ’
(11-13)
2лДн ]/ М2а - 1 г'х
(11-14)

где FH и FB — низшая и высшая частоты модуляции; Мн — допу-
стимая степень западания частотной характеристики детектора на
частоте FH за счет конденсатора Ср (рекомендуется принимать
Мн = 1,1-И,2).
Принимаем ближайшие к найденным значения емкостей, соот-
ветствующие ГОСТ ±20%.
В схеме рис. 11-7, б находим
_ '„С"2.-'
’ф1	2лДв
(11-15)
где Л4В — допустимая степень западания частотной характери-
стики детектора на частоте FB за счет дросселя Лф1 (рекомендуется
принимать Мв = 1,14-1,2) Если найденная величина Лф1 столь
велика, что ее трудно конструктивно реализовать, то принимаем
19*	291
для этой индуктивности то наибольшее значение, реализация
которого не наталкивается на большие трудности.
На этом выбор параметров элементов схемы детектора заканчи-
вается. Остается, однако, наиболее трудоемкая часть расчета —
выбор сопротивления генератора Rr, которое должен видеть перед
собою детектор (т. е. выбор степени связи детектора с последним
контуром УПЧ), и оценка результатов работы детектора — вели-
чины выходного напряжения и коэффициента нелинейных искаже-
ний при различных температурах, а также величины напряжения
промежуточной частоты, просачивающегося на выход.
Необходимая величина Rr может быть найдена следующим
образом.
Определяем значения умакс и 7О. мин диода при минимальной
температуре окружающей среды tmH. _
293	/1 1 1СЧ
Тмакс т 273 + ^мин;	(11-16)
С„„—20
МИИ___
4.мин=/02	(11-17)
где у и J0 соответствуют температуре +20° С; т = 10° для герма-
ниевых и т = 7° для кремниевых диодов.
Находим безразмерные величины сопротивления нагрузки по
постоянному (рн) и переменному (рн~) току и амплитуды входного
напряжения (Ум) при минимальной температуре:
рн = ^нУмакс^о. мин,
рн~ = ^н~Умакс^о. мин,
Ум Умакс^вх. д. м. норм*
(11-18)
(11-19)
(11-20)
По кривым рис. 10-2 и 10-3 находим безразмерное выпрямлен-
ное напряжение Vo и входное сопротивление детектора рвх. д, соот-
ветствующие найденным рн и Ум.
Рассчитываем действительное входное сопротивление детек-
тора в режиме несущей частоты при температуре /Мин и входном
напряжении UBX. д. м. норм:
Вычисляем безразмерную постоянную составляющую тока
через диод То и коэффициент передачи детектора по переменному
напряжению при Rr — 0:
Л =	(lb22>
рн
(Ум)
Кд =-----------------1	(Н-23)
1+ ри~(1 + То)
292
где отношение функций Бесселя
мощью рис. 10-4. Если V > 10,
j?1может быть найдено с по-
Ьо(Им)
то можно считать
Б! (Ум)	1_______1
Б0(Ум)	2УМ ’
(11-24)
Задаем допустимое значение коэффициента гармоник Кг. доп
(можно рекомендовать, в зависимости от класса приемника,
^г.доп = 0,014-0,05, т. е.
1—-5%) и наибольшую глу-
бину модуляции тм, при ко-
торой коэффициент гармоник
не должен превышать Кг доп
(можно рекомендовать тм =
= 0,64-0,9). Находим значе-
ния коэффициента гармоник
при выбранных (/вх.д. м.норм и
тм для случая = 0:
Яг.о = 0,25тмУмД (11-25)
и для случая Rr = оо
Кгм = 0,25mMVM^„ (11-26)
где А, В и С являются функ-
циями Кц и Ем. Они могут
быть найдены по кривым
рис. 11-8, 11-9, 11-10, а при
Ум>10:
, _ °-75 I °>353
КГ~+
+ (i-K«)2(1+4;h
• (11-27)
\	М у
с= VM (!-/<;)-0,5.	(11-29)
Если Кг. 0 > Кг. доп < Кг,», то обеспечить Кг < Кг. доп при
^мИн и данных значениях параметров схемы детектора и
Ц1х. д. м.норм не удастся. Необходимо примириться с большим
значением /Сг.доп или увеличить £/вх.д, м,иорм.
Если Кг.о< Кг.допЖгоо, то с точки зрения искажений
связь детектора с последним каскадом УПЧ может быть выбрана
293
любой. В таком случае целесообразно выбрать ее такой, чтобы
обеспечить наибольший коэффициент усиления этого каскада.
Практически это означает выбор 7?г = д Норм.
Если К,
К,
Рис. 11-9.
Kf. ДОП >
то находим ряд
вспомогательных величин:
£) _ 4Кг. ДОП .
Ем ’
а= В — C2D-,
b = Л + В — 2CD-
d = A- D-
— Ь± /—4tzd
X =
2а
(11-30)
Чтобы искажения не
превышали допустимых,
надо обеспечить
(11-31)
из по-
f\r ЛмАвХ. Д. Норм»
где ха — большее
ложительных значений х.
Если хм < 1, то для по-
лучения большего усиле-
ния лучше принять 7?г =
^вх. д. норм? а если ха ~^>
1, ТО 7?г Хм/?вх. д. норм-
Сопротивление Rr, вы-
бранное указанным выше
способом, обеспечит ма-
лость нелинейных искаже-
ний при минимальной тем-
пературе окружающей сре-
ды и входном напряжении
не ниже, чем UBX. д. м. Норм,
однако лишь при условии,
что вольт-амперная харак-
теристика диода экспонен-
циальна.
Далее находим минимальную величину Rr, которая обеспечит
отсутствие существенных искажений в режиме сильных сигналов,
независимо от формы вольт-амперной характеристики диода,
а следовательно, и от температуры:
Яг = 0,5^ф—
г	I—«м
(11-32)
294
рассчитанного детектора при раз-
произведена следующим образом.
Окончательно для~#г следует принять большую из величин,
найденных по формуле (11-32) и в соответствии с методикой, изло-
женной ранее.
Оценка результатов работы
ных температурах может быть
Определяем значения уМи„ и
А о. макс Диода при максималь-
ной температуре окружаю-
щей среды /макс:
Тмин — т 973	/	> U 1'33)
° г *макс
^макс 20
о. макс = Л 2 Х , (11-34)
где у, Jo и т имеют те же зна-
чения, что в формулах (11-16)
и (11-17).
По формулам (11-18)—
(11-23) и кривым рис. 10-2 и
10-3 находим значения рн,
Рн~, 1^м> У0> Рвх. д> Rbx, д. норм,
т о и К,' для температур
+ 20° С и Дакс- При этом под-
ставляем в указанные фор-
мулы вместо умакс и Jo. мин
значения у и Jo или ум„„ и
Jo. макс> соответственно тем-
пературе.
По кривым рис. 11-8, 11-9;
11-10 находим значения А,
В и С для температур +20° С
Н /макс*
Для всех трех температур
(/мин, +20° с и /макс) рассчи-
тываем коэффициенты гармо-
ник Кг при
t^BX. д. м. норм,
передачи по
напряжению Дд и амплитуды

2,0
1,0
0,6
0,5
0,4
о,з
10,0
8,0
0,0
5,0
4,0
3,0
0,1
0,08
0,06
0,05
0,04
0,03
1
Рис. 11-10.
2	3 4 5 6 7 8 910	20
напряжении
коэффициенты
переменному
выходного напряжения ивых, м:
Kr = 0,25mMVM--------д- норм / \-----Квх.д. норм/ .
(<+-g-R’ с)
\	*\вх. д. норм /	•
(11-35)
295
1 _____ЕЕ----
"Г n	"Г
*\вх.д. норм	'вх
^вых. м “ ^вх. д. м. норм ' ^ ‘-Кд»	(11-37)
где т — коэффициент модуляции, при котором нас интересует
выходное напряжение (обычно т = 0,3).
Для температуры +20° С определяем коэффициент расширения
полосы пропускания S последнего контура УПЧ за счет связи с де-
тектором и мощность на входе детектора в режиме несущей часто-
СТОТЫ Рвх д НОрМ.
S = l+--—;	(11-38)
Квх.д. норм
и2
Р	— вх» Д- м» норм	/11
Гвх.д.Норм- 2/?вх.д. норм • ’	U
Для той же температуры находим постоянную составляющую
тока через диод:
Z	гд. норм — Л) •	(11-40)
Определяем коэффициент фильтрации детектора:
Кф = nf гпН0РМ-------------->	(И-41)
Бо(Ум) ЩицСци вх-д. м. норм
где отношение функций Бесселя может быть найдено по кривой
рис. 10-4. Если Ем >> 10, то можно считать = 1.
Ьо (I'm)
Далее вычисляем коэффициент фильтрации дополнительного
фильтра: в варианте рис. 11-7, а
доп 1 = л/пчсн«ф1 ’	(11 -42)
в варианте рис. 11-7, б
•Кф. доп 1 — 2,2 с Т •	(11 ’43)
'пч°н'-ф1
Находим амплитудное значение остаточного напряжения про-
межуточной частоты на выходе детектора:
^вых. ВЧ. м = Uвх. д. м. нормЯфЯф. доп1-	(11-44)
Аналогичным путем можно получить ДвЫХ вч.м и Для других
температур.
Можно найти коэффициент усиления последнего каскада УПЧ
К0(и при любой температуре t и любом напряжении несущей ча-
296
стоты на входе детектора £/вх.д. м, выраженный через коэффициент
усиления Ко при +20° С и ДвХ. д. м. норм:
! + —--------
Ко/„ = Ко---,	(11-45)
'<вх.д
где /?вх.д.НОрМ — входное сопротивление детектора при +20° С
И ^вх. д. м. норм» О ^вх. д	1*0 Же, ПрИ t И Двх. д-
Значение Rbx.r может быть найдено по той же методике, что и
В Задавая ряд значений 6/вх.д.м > UBX. д. м. норм для температуры
Un и t/BX. д. м < t/BX. д. м. норм для температуры Дакс и определяя
соответствующие /?вх.д, можно найти для этих температур такие
напряжения, при которых
^вх.д.м(1 +-Л-)=^вх.д.м.,.ор41 +ъ-/?Г-- ). (И-46)
Это будут те напряжения, которые получйтся на входе детектора
при указанных температурах и том напряжении на входе УПЧ,
'которое при +20° С дает на входе детектора напряжение
^вх. д. м. норм-
Далее можно найти значения Кг, Кд и £/вЫХ м, соответствующие
этим напряжениям, и таким путем оценить, как влияет изменение
температуры на работу последнего каскада УПЧ совместно с детек-
тором при неизменном напряжении на входе этого каскада.
Пользуясь изложенной методикой расчета, можно получить
ответ и на ряд других вопросов, например, как изменяется напря-
жение на выходе детектора при изменении напряжения несущей
частоты на входе УПЧ, если t — const и т = const.
Пример расчета
Исходные данные. Диод германиевый и имеет у = 25 — , /„ = 2 мка- гвх =
= 2 ком. Fu = 100 гц, FB — 4 кгц, fm = 465 кгц, tma — —10° С, 1макс — +50° С.
Расчет. Выбираем Двх. д.м.норм = 0,2 в, Р1{ = 6,8 ком ± 20%,	=
= 470 ом ± 20% (схема рис. 11-8, а). По формулам (11-11)—(11-14) получаем
при Л4Н =1,2 гвх = 2,47 ком; Ru~ = 1,81 ком; CJ2 = 11 нф; Ср =0,97- 1О'вф.
Принимаем Сн/2 = 10 нф ± 20%, Ср = 1 мкф.
Поформулам (11-16)—(11-20) находим умакс = 27,9; /омнн = 0,25 мка;
рн= 4,74-Ю-2; рн~ = 1,26-Ю’2; Ум = 5,58.
По кривым рис. 10-2 и 10-3 находим Уо = 0,9 и рвх.д = 0,17. По форму-
лам (11-21)—(11-23) определяем /?вх.д.Норм = 23,4-103 ом; То = 19; К'Д = 0,181.
Задаемся Дг.доп — 0,03, тм = 0,8. По кривым рис. 11-8, 11-9, 11-10 нахо-
дим А = 0,55, В = —0,045, С = 4 (кривых для Кд <; 0,3 на рис. 11-8, 11-9,
11-10 нет, поэтому экстраполируем). Поформулам (11-25) и (11-26) имеем КГ 0=
= 0,613; Кгк = 3,13-IO"3.	<'	,	’
297
Так как Кг 0> Кг доп > Кгао, то можно обеспечить Кг = Дг доп- По фор-
мулам (11-30) вычисляем D — 0,027; а= —0,477; b = 0,289; d = 0,523; хм =
= 1,39. Следовательно, надо принять Rr= 32,6 ком.
По формуле (11-32) получаем Rr = 9,08 ком. Таким образом, окончательно
принимаем Rr = 32,6 ком.
По формулам (11-33) и (11-34) вычисляем умии = 22,7	; /о. макс = 16 мка.
Поформулам (11-18)—(11-23) и кривым рис. 10-2, 10-3 и 11-8, 11-9, 11-10 для тем-
пературы +20° С находим ри = 0,34; ри_ = 9,05-10~2; VM=5; V0=l,7;
Рвх.д = 0,5; Явх.д.норм = Ю ком; То = 5; Кд =0,316; А = 0,4; В = -0,033;
С = 3. Для температуры +50° С имеем ри = 2,47; ри~=0,66; Пм — 4,54,
Vo = 2,5; Рвх.д= 1-2; /?вх,д,Н0Рм=3.3 ком; То = 1,01; K'R = 0,513; А = 0,19;
В= —0,04; С= 1,9.
Для температуры +20° С по формулам (11-35)—(11-44) получим Кг = 9Х
ХЮ-3; Дд = 0,101; при m = 0,3 Двых м = 6-10’3 в; 5 = 4,26; 7>вх.д.иорм =
= 2,-10-« вш; Гд. норм =Ю мка; Кф = 3,08-10“3; Дф. доп = 7,28-10~2;
U шт = 45 мкв.
вых. ВЧ.м
По формулам (11-35)—(11-37) для температуры —10 С имеем Кг = 3 • 10“2;
Дд = 0,054; Двых.м = 3,2 мв. Для температуры +50° С находим Дг = —6,5Х
X 10~3 (знак «—» означает, что ДХУД имеет загиб в обратную сторону, как кри-
вая 3 на рис. 11-6, г); Кл = 0,228; Двь1х.м= 13,7 мв.
11-3. Расчет диодного детектора
с входным сопротивлением,
не зависящим от температуры
Схема детектора, подлежащего расчету, представлена в двух
вариантах на рис. 11-11. Оба варианта отличаются от соответ-
ствующих вариантов схемы рис. 11-7 только тем, чдо на диод по-
дается начальное смещение в прямом направлении. Это смещение
выбирается настолько большим, чтобы начальный ток через диод
Рис. 11-11.
(ток при отсутствии сигнала) 1д-иач был много больше, чем J0 диода
при максимальной температуре окружающей среды. В результате
дифференциальное сопротивление диода в начальной рабочей
точке Гд. нач, а с ним и входное сопротивление детектора при слабых
сигналах практически перестают зависеть от J0, и задача темпера-
турной стабилизации этих сопротивлений сводится к стабилиза-
ции 1д.нач.
298
Ток 1д.иач зависит от температуры потому, что от нее зависит
интегральное сопротивление диода. Чтобы ослабить эту зависи-
мость, надо исключить из схемы сопротивление При этом R±
однозначно определяется выбранным значением 1д.нач и напряже-
нием источника Ек и оказывается максимальным. Однако такое
решение имеет существенный недостаток: при реальных значениях
Ек сопротивление Rr оказывается много больше гвх и гд. иач. Из-за
того, что R± '> гвх, необходимо, во избежание сильных искажений,
обеспечить Rr J?BX. д.о, а из-за того, что R± гд нач, входное
сопротивление детектора с уменьшением входного напряжения
быстро падает, неравенство /?г >/?вх. д.о усиливается, коэффи-
циент усиления последнего каскада УПЧ уменьшается, а поэтому
напряжение на выходе детектора уменьшается гораздо скорее, чем
напряжение на входе этого каскада.
Уменьшение R1 и введение R2 несколько снижает температур-
ную стабильность 1д.нач, но зато .уменьшает эквивалентное сопро-
тивление нагрузки детектора по постоянному току в режиме силь-
ных сигналов, приближая его к гвх игд нач. Однако в данной схеме
это сопротивление всегда остается много больше гд нач, а следова-
тельно, входное сопротивление детектора существенно зависит от
амплитуды входного напряжения и с ростом ее растет. Рекомен-
дуемый порядок расчета следующий.
Выбираем величину входного сопротивления детектора в ре-
жиме несущей частоты при слабых сигналах /?вх.д.мин. Можно
рекомендовать 7?вх. д. МЙН = З-т-5 ком. Уменьшение этого сопро-
тивления ведет к увеличению необходимой мощности на входе
детектора, а увеличение его — к росту различия между эквивалент-
ным сопротивлением нагрузки детектора по постоянному току в ре-
жиме сильных сигналов и сопротивлением нагрузки по перемен-
ному току, в результате чего труднее обеспечить малые искажения.
Находим величину начального тока диода, при которой обеспе-
чивается выбранное Двх.д.мии (при +20° С),
Находим Jо. макс по формуле (11-34). Сопоставляем 1Д, иач с Jo. макс
и решаем вопрос о пригодности выбранного диода для построения
термостабилизированного детектора с выбранным значением
RBX. д. мин- Диод пригоден, если
^д. нач "о* макс
(11-48)
(желательно, чтобы 1д.Иач 5J0.MaKC).
Если условие (11-48) не выполняется, то надо или уменьшить
7?вх.д.мин, или выбрать диод с меньшим Jп.
299
Находим разность между максимальным (при tm) и минималь-
ным (при /макс) значениями напряжения на диоде при фиксирован-
ном iНач*
ДНд =	• ^акс - *мии .	( J J _49)
Выбираем величину сопротивления RH, которое должны иметь
7?! и /?2> включенные параллельно друг другу. Можно рекомен-
довать
/?' = (8-4-10) 4^.	(11-50)
1д. нач
Уменьшение этого сопротивления снижает температурную ста-
бильность, а увеличение его ведет к росту входного сопротивления
детектора при сильных сигналах.
Находим напряжение на диоде при комнатной температуре
ид. нач, необходимую э. д. с. Е' эквивалентного генератора постоян-
ного тока, который видит перед собою диод, и сопротивления R1
и R2:
«д.нач=-у-1ё^;	(Н-51)
Е =	нач “F ^д. иач»	(1 1 ”52)
Ri=R«-^;	(11-53)
Если величина Е', найденная по формуле (11-52), превышает Ек,
то следует найти
R1== £к7ЦД-нач ,	.	щ.55)
гд.нач
а сопротивление R2 из схемы исключить (принять R2 = со).
Выбираем ближайшие к найденным значения Rr и R2, соот-
ветствующие ГОСТ ±10%.
Находим
- С1-86»
£ = Trf7s='	(11-57>
В схеме рис. 11-11, а выбираем величину сопротивления 7?ф1
по ГОСТ ±20% из тех же соображений, что в § 11-2.
300
Далее определяем гвх, /?н~, CJ2, Ср и Лф1 (в варианте б) по
формулам (11-11)—(11-15). Принимаем ближайшие к найденным
значения емкостей, соответствующие ГОСТ ±20%.
На этом выбор параметров элементов схемы заканчиваем и
переходим к оценке работы детектора при температуре +20° G
и различных напряжениях на входе и к выбору сопротивления
генератора Дг, которое он должен перед собою видеть (т. е. выбору
степени связи детектора с последним контуром УПЧ).
Задаемся рядом значений выпрямленного напряжения на
диоде Uo. Можно рекомендовать Uo = 0,05; 0,1; 0,2; 0,4; 0,6; 0,8
и 1 в.
Для каждого из значений Uo находим:
постоянную составляющую напряжения на диоде ид и ее безраз-
мерную величину, взятую с обратным знаком, Уо
Чц = ^д. иач Ц),	(11-58)
vo = —?мд;	(11-59)
постоянную составляющую тока через диод гд и ее безразмер-
ную величину То
6; = "^;		(11-60)
Л =	(11-61)
'о
безразмерную величину эквивалентного сопротивления на-
грузки детектора по постоянному току
Ри = -^Н	'	(И-62)
1 о
безразмерную амплитуду напряжения (несущей частоты) на
входе Ум и безразмерное входное сопротивление детектора в ре-
жиме несущей частоты рвх.д по кривым рис. 11-2 и 11-3 или с по-
мощью формул (10-30) и (10-32);
фактические значения амплитуды напряжения несущей ча-
стоты на входе и входного сопротивления детектора в режиме
несущей частоты
=	,	(11-63)
(Н-64)
безразмерное сопротивление нагрузки детектора по перемен-
ному току
рн~ = /?н~т«Л>;	(11-65)
301
коэффициент передачи детектора по переменному напряже-
нию при Rr = 0 по формуле (11-23); А, В и С по кривым рис. 11-8,
11-9, 11-10 или по формулам (11-27)—(11-29).
Задаемся допустимым значением коэффициента гармоник Кг оп
и наибольшей глубиной модуляции ты (§ 11-2) и находим IQ.O
и 7<Гоо по формулам (11-25) и (11-26). Если Rr 0 > Дг. дсш < Дг, то
при данном входном напряжении выполнить требование, чтобы
коэффициент гармоник не превышал /Сг. доп при глубине модуляции,
доходящей до тм, нельзя. Если Кг 0 <КГ.ДОП Жг°°, то при дан-
ном входном напряжении искажения будут меньше допустимых,
а чтобы получить несколько большее усиление, следует принять
Rr Rbx. д о-
Если Кг 0 > /Сг.доп > Хгоо, то находим вспомогательные вели-
чины по формулам (11-30) и принимаем 7?г = 7?вх. д0, если 1,
И Rr = уД?вх.д.о, если хм 5s 1.
Для большего из U п находим эквивалентное сопротивление
нагрузки детектора по постоянному току RH э по формуле (11-1),
после чего находим необходимое сопротивление генератора по
формуле (11-32), подставляя в нее /?нэ вместо RH.
Анализируем результаты расчетов и выбираем значения Rr
и нормального напряжения несущей частоты на входе детектора
Uвх. д. М. норм-
Сопротивление Rv должно быть равно большему из всех
найденных значений, a £/вх. д. м. норм желательно иметь возможно
меньшим. Однако когда Rr значительно превышает /?вх.д.о,
то дальнейшее его увеличение всегда нежелательно. Поэтому-
целесообразно отказаться от работы с такими малыми Двх.д. м. 0,
при которых необходимое Rr оказывается больше найденного по
формуле (11-32). Если таких значений ДВХ.АМ.О не получено,
то принимаем £/вх.д. м. норм равным меньшему из с/вх.д. м.о, при кото-
ром Дг. доп Rr оо •
Для случая нормального напряжения на входе детектора нахо-
дим по формулам (11-36)—(11-44) величины Кд, Двых.м, S, -Рвх.д.НОрм,
^ф> ^ф. доп1 И ^вых. ВЧ, м-
По тем же формулам можно найти Л'д и Двых м при других значе-
ниях Двх.д.м. о-
По формуле (11-45) можно найти коэффициент усиления послед-
него каскада УПЧ при любом значении Двх.д. м.о, выраженный
через коэффициент усиления при Двх.д. м.нОрм- Наконец, можно
для любого значения Двх. д. м.0 найти напряжение на входе послед-
него каскада УПЧ t/BX. упч. м. 0, выраженное через значение этого
напряжения в нормальном режиме Двх. упч. м. норм:
I 1	и	^вх.д
^вх. УПЧ. м.о	—	ь'вх.	УПЧ. м. норм	п
1 -|_______—-----
Rbx. д. норм
^вх.д.м. о
^Азх. д. М. норм,
(11-66)
302
Пример расчета
Исходные данные. Диод кремниевый и имеет у = 15-^-, /0= 2-10'2 мка,
Ек= 9 в. Остальные данные те же, что в примере § 11-2.
Расчет. Выбираем /?вх.д. мин = 5 ком- По формуле (11-47) получаем ia-пач =
= 13,3-10~в а. По формуле (11-34) находим /р.макс = 0,38-10'® а. Так как
(ц.нач= 357о.макс> то условие (11-48) удовлетворяется и выбранный диод при-
годен.
По формулам (11-49) и (11-50) имеем Дид = 0,394 в; RH = (2,7—3,38) 105 ом.
Принимаем R = 3  105 ом.
По формулам (Н-51)—(11-54) определяем и^иач — 0,432 б; £ = 4,422 в;
R± = 612 ком', R2 — 589 ком. Принимаем /Д = R2 = 560 ком ± 10%.
По формулам (11-56) и (11-57) находим RH = 280 ком и £ = 4,5 в.
Выбираем схему рис. 11-11, б и, следовательно, считаем гвх = гвх. По фор-
мулам (11-12)—(11-15), приняв Л4Н = Л4В = 1,2, вычисляем = 1,99 ком,
Сн/2 = 10 нф; Ср = 1,2- 10~в ф; = 53 мгн. Принимаем Сн/2= 10 нф ± 20%,
Ср = 1 мкф, £ф1 = 5 мгн (такое значение удастся реализовать без больших за-
труднений конструктивного характера).
Задаем рекомендованные значения Ua. Для (/0 = 0,05 в по формулам
(11-58)—(11-61) находим ид = 0,382 в; 1% = —5,73; «д = 14,7-10-в а; То= 735.
Так как очевидно, что согласно формуле (11-62) рн. э < 0, то по формуле (10-30)
получаем Бо (Йм) = 2,39. По таблицам функций Бесселя имеем Им = 2,065,
Bi (Ум) = 1,69. По формуле (10-32) определяем рвх.д = 1.99-10"3. По форму-
лам (11-63) и (11-64) вычисляем ивх.я.ы.о = 0,138 в; /?вх.д.о = 6,65-Ю3 ом.
По формулам (11-65) и (11-23) рассчитываем 'рн~ = 5,89-10 , Л)д =0,25.
По кривым рис. 11-8, 11-9, 11-10 (с экстраполяцией) находим А = 0,52,
В = 0,20, С = 1,4. Задаем /Сглрп = 0,03 и тм — 0,8. По формулам (11-25) и
(11-26) находим Кг.о — 0,21,	= 0,041. Следовательно, при данном входном
напряжении и тм = 0,8 нельзя получить Кг, не превышающий допустимого
значения.
Результаты расчетов для других значений Uo сведены в табл. 11-1.
Для случая Uo = 1 впоформулам (11-1) и (11-32) имеем RH,3 = 31,6-Ю3 ом;
Rr = 58,2 ком.
Из всех найденных значений Rr последнее является наибольшим, поэтому
останавливаемся на нем.
Принимаем Пвх.д.м. „орм = 0,2 в. По формулам (11-36)—(11-44) при этом •
напряжении получаем Ад = 0,133; при т = 0,3 ПВЬ1Х,М = 8-Ю-3 в; S = 7,93;
^Таблица 11-1
£
к4
0,05
0,1
0,2
0,4
0,6
0,8
1,0
0,382	14,7	0,138
0,332	14,9	0,204
0,232	15,26	0,322
0,032	.15,96	0,543
—0,168	16,7	0,734
—0,363	17,4	1.0
—0,568	18,1	1,2
0,25
0,25
0,28
0,30
0,32
0,33
0,34
21
28
>40
>40
>40
>40
>40
0,133
0,099
0,069
0,062
0,050
0,029
8,0	1
9,6	1,22
11,2	’ 1,44
13,7	1,63
15,0	1,86
10,5	2,06
* tt
к

303
^вх.д.иорм 2,38-10 ° em; Кф 4,16-10 3; Кф.допг— 2,35'10 3; UBb!X gq м= |jj
= 2-10-* в.	К
Значения Кя и Мых. м при Других Uo приведены в табл. 11-1. Там же приве-
дены значения UBX. упч. м_ 0/UBX_ упч. м норм, найденные по формуле (11-66).
11-4. Расчет диодного детектора с постоянным
входным сопротивлением
Схема детектора, подлежащего расчету, представлена в двух
вариантах на рис. 11-12. Отличие между вариантами то же, что
и на рис. 11-7 и 11-11. Цепочка ДД2 служит потенциометром с пере- ।
менным коэффициентом деления, с помощью которого подается
напряжение смещения через RH на диод Д1. С повышением темпе-
ратуры интегральное сопротивление Д2 и падение напряжения на ri
нем уменьшаются, что позволяет обеспечить постоянство тока 1
а)
Рис. 11-12.
через Д1. Если оба диода имеют одинаковые у и 70, то необходимое
для этого значение сопротивления Дн оказывается таким, при
котором входное сопротивление детектора практически не зависит
от амплитуды напряжения сигнала. Рекомендуемый порядок рас-
чета следующий.
Выбираем величину входного сопротивления детектора в ре-
жиме несущей частоты RBX_ д 0, находим величину начального тока
через диод гд.нач по формуле (11-47) с Двх. д.о вместо Двх.д.Мин,
ток /0. макс по формуле (11-34) и решаем вопрос о пригодности
выбранного типа диодов, руководствуясь неравенством (11-48).
Можно рекомендовать Рвх. д. 0 = 5-ь 10 ком.
Далее определяем
“ 2ДВХ. д. 0,
напряжение на Д2 в начальном режиме
«д2нач = -у(2’31§%71+2)-’
Ек ^д2 нач
3,44д. нач
(11-67)
(Н-68)
।
(11-69)
304
Выбираем ближайшие к найденным значениям R и RH, соот-
ветствующие ГОСТ ±10%.
В схеме рис. 11-12, а выбираем величину сопротивления Дф1
по ГОСТ ±20% из тех же соображений, что в § 11-2.
В схеме рис. 11-12, б находим r'x, RH~, CJ2, Ср и Бф1 по фор-
мулам (11-11)—(11-15). Принимаем ближайшие к найденным зна-
чения емкостей, соответствующие ГОСТ ±20%.
На этом выбор параметров элементов схемы заканчиваем и пе-
реходим к оценке работы детектора при температуре +20° С и
различных напряжениях на входе и к выбору сопротивления гене-
ратора Rr, которое он должен перед собою видеть.
Задаемся рядом значений напряжения на Д2 ид2, меньших,
чем иданач- Можно рекомендовать уменьшать напряжение через
0,02—0,05 в.
Для каждого из значений пд2 находим:
ток через R
Е — и „
= к д ;	(11-70)
ток через Д2
1д2 = /0(Л-1);	(Ц-71)
постоянную составляющую тока через Д1
1д=г« —гда’.	(11-72)
постоянную составляющую напряжения на Д1
«д = ид2 — ^нгд;	(11-73)
значения Vo, Т0 и рн по формулам (11-59), (11-61) и (11-62);
значения Гм, рВх. д, ^7ВХ. д. м. 0, ДВх. д. о» Рн~> Мд) М, В, С и,
наконец, Rr так, как указано в § 11-3.
Если при расчете по формуле (10-30) получается Бо (VM) < 1,
то это значит, что соответствующее значение ид2 нереально: даже
при отсутствии сигнала напряжение на Д2 будет меньше этого
значения, а следовательно, меньше, чем расчетное значение ид2нач.
Такое положение возможно вследствие того, что значения R и RK
выбирают по ГОСТ и поэтому они несколько отличаются от рас-
четных.
Указанным выше способом трудно получить режимы, соответ-
ствующие очень малым входным напряжениям. Для их получения
можно рекомендовать дополнительно следующий способ. Прини-
маем пд2 равным наибольшему из принятых ранее значений, при
котором БО(ГМ)>1, и считаем это напряжение неизменным.
Задаем несколько значений 1д, лежащих между тем значением,
которое было найдено ранее для данного ид2, и 1Д. нач. Для каж-
дого из этих значений находим пд по формуле (11-73), после чего
поступаем, как было указано ранее, т. е. находим 1/0, 7% и т. д.
20 Д. Н. Шапиро Зак. 2212
305
При этом опять, если получается Бо (VM) < 1, то соответствую-
щее значение (д не реально: даже при отсутствии сигнала ток
через диод будет больше этого значения.
Выполнив все указанные расчеты, дополнительно находим /?г
по формуле (11-32).
Анализируем результаты расчетов и выбираем значения /?г
и нормального напряжения на входе детектора UBX_ д_ м норм. Со-
противление R,. должно быть равно большему из всех найденных
значений, однако нежелательно, чтобы оно было много больше,
чем RBX. д. о- Поэтому лучше отказаться от работы с такими ма-
лыми Ивх. д. м. 0, при которых требуются очень большие Rr, и
принять Пвх. д. м. норм равным меньшему из 1/вх. д. м. 0, при которых
необходимое R.. не превышает (1,5ч-2) RBX д. 0. Если же значение Rr,
найденное по формуле (11-32), превышает (1,5=2) 7?вх.д.о, то
целесообразно принять UBX _ м. корм равным тому значению UBX, д. м. 0,
при котором необходимое 7?г равняется найденному по форму-
ле (11-32).
После того, как значения Rr и t/BX. д. м. корм выбраны, произ-
водим те же расчеты, что и для схемы рис. 11-11 (конец § 11-3).
Так как RBX д 0 — величина практически постоянная, то и уси-
ление последнего каскада УПЧ постоянно, так что расчет по фор-
муле (11-66) не нужен.
Пример расчета
Исходные данные те же, что в примере § 11-3.
Расчет. Выбираем Двх.д.о = 10 ком. По формуле (11-47) имеем гд.Нач =
= 6,65-10“® а. По формуле (П-34), как в примере § 11-3, получаем /0. макс =
=, 0,38-10“ ° а. Так как i„ нач = 17,5 /о. макс- т0 выбранный тип диодов пригоден.
По формулам (11-67)—(11-69) находим Rn = 20 ком; ид2 нач = 0,52 в; R =
= 1,52-Ю8 ом. Принимаем RB = 18 ком ± 10%, R = 150 ком ± 10%.
Выбираем схему рис. 11-12, б и, следовательно, считаем гвх = гвх. По фор-
мулам (11-12)—(11-15), приняв Л4Н = Л4В = 1,2, находим 7?н~ — 1,8 ком; Св/2 =
= 11 нф; как в примере § 11-3, Ср = 1,2-10'® ф, = 53 мгн. Принимаем
Сн/2 =10 нф ± 20%, Ср = 1 мкф, Сф! = 5 мгн.
Задаем ряд значений напряжения на Д2: ид2 = 0,5, 0,45, 0,4, 0,35 и 0,3 в.
Для «Д2 = 0,5 по формулам (11-70)—(11-73) вычисляем гц = 56,7-10'® а; (д2 =
= 36,2-10“® а; г' = 20,5 мка; и„ = 0,13 в. По формулам (11-59), (11-61) и (11-62)
Vo =—1.95; 7% = 1020; рн <(0. По формуле (10-30) имеем Бо (VM) = 146.
По таблицам функций Бесселя получаем Тм = 6,85, Б, (Рм) = 136. По формуле
(10-32) определяем'рвх. д = 3,58-10“ 3. По формулам (11-63) и (11-64) вычисляем
С'вх.д.м.о= 0,456 в; Двх.д.о,— 12,3-Ю3 ом. По формулам (11-65) и (11-23) рас-
считываем рн~ = 5,4-10—4; 7^ = 0,326.
По кривым рис. 11-8, 11-9, 11-10 находим А = 0,41, В = —0,028, С= 4,3.
Принимаем КГ. доп — 0,03 и trlM = 0,8. По формулам (11-25) и (11-26) имеем Кг. 0 =
= 0,561; Лгсс, = 2,08-10“3. По формулам (11-30) получаем D — 0,0219; а =
= —0,433; Ь = 0,194; d. = 0,388; хм = 1,21. Следовательно, надо принять =
= 14,9 ком.
Результаты расчетов для других ид2 сведены в табл. 11-2.
Для получения режимов, соответствующих U-ях.д.м.о <0,456 е, принимаем
Цц2 = 0,5 в = const и задаем ряд значений постоянной составляющей тока через
306
основной диод |д = 7; 8; 10 мка, затем выполняем соответствующие расчеты.
Результаты этих расчетов тоже приведены в табл. 11-2.
По формуле (11-32) находим Лг = 31,5 ком.	<
Анализируя полученные результаты, видим, что режимы с Usx„ м. 0=
= 0,068 в и 0,127 в следует исключить, после чего принять Яг = 31,5 ком и
Пвх. д. м. норм = 0,19 в.
При Пвх.д.м. норм по формулам (11-36)—(11-44) вычисляем Кя = 0,08; при
тп “ 0,3 Пвьгх м ~ 4,7 *10 3 в\ S = 3,6; Рвх, д. норм ~ 1 >36 • 1и 6 вггг, =
= 2,82>10-3, как в примере § 11-3, Аф.доп.т = 2,35-10~3; 6/вых. вч.м =
= 1,3-10 6 в.
Значения Кд и Нвых. вч. м ПРИ Других 1/вх.д. м. 0 приведены в табл. 11-2.
Таблица 11-2
Ч) ei W 3	<3 к! at	5$	ч> о S W И £	at о к! о W X и о?		хО о	чО 8 £	4s	о £		ч> at S х 3
0,5	7	0,374	0,068	10.7	0,028						
0,5	8	0,356	0,127	10,7	0,127	29	2,1	9, 1	97,5				
0,5	10	0,320	0,194	12,1	0,173	41	0,14	2,34	25	0,080	4,7
0,5	20,5	0,130	0,456	11,9	0,326	>40	0,2	1,21	14,4	0,096	13,2
0,45	39,9	—0,270	0,930	11,7	0,521	>40	<0,1	0,89	1 1,7	0,109	30,4
0,4	49,3	—0,490	1,17 1,33	11,8	0,570	>40	<0,1	0,78	11,8	0,120	42, 1
0,35	53,9	—0,620		12,3	0,594	>40	<0,1	0,70	12,3	0, 1 18	47,’0
11-5. Расчет совмещенного детектора схемы АРУ
и основного тракта
Как указано в § 10-1, если один и тот же детектор использу 'ся 4
в схеме АРУ и в основном тракте, то расчет его в начале произ-
водится так, как если бы он использовался только в схеме АРУ
(§ 10-2, 10-3, 10-4, 10-5). Не рассчитываются только емкости Сн и
Сф, так как их значения у совмещенного детектора оказываются
Рис. 11-13.
другими. В настоящем параграфе предполагается, что этот первый
этап расчета выполнен, и рассматривается второй этап.
Схема совмещенного детектора отличается от схемы детектора,
используемого только для АРУ, тем (рис. 11-13), что в ней, как
в схемах детекторов основного тракта, вместо одного конденса-
тора нагрузки Си используются два конденсатора Сн/2 с вклю-
ченным между ними сопротивлением (рис. 11-13, а) или
20 *
307
дросселем Ьф1 (рис. 11-13, б). Управляющее напряжение АРУ сни-
мается со второго конденсатора Сн/2, т. е. с выхода дополнительного
фильтра /?ф1Сн/2 или Сф1 Сн/2; это позволяет уменьшить емкость Сф
(рис. 10-5—10-7) или даже обойтись без этого конденсатора.
С того же второго конденсатора Сн/2 через разделительный конден-
сатор Ср напряжение низкой частоты подается на вход УНЧ (гЕХ).
Указанные выше отличия не зависят от того, подается ли на
диод отрицательное смещение (рис. 10-1) или нет (рис. 10-5), и от
того, включен ли диод, как на указанных выше рисунках или
в обратном направлении (рис. 10-6).
На втором этапе расчета выбираются Сн/2, /?ф1 или Ьф1, Ср и
Сф, сопротивление генератора Rr (т. е. степень связи детектора
с последним контуром УПЧ) и определяются коэффициент пере-
дачи детектора по переменному напряжению Дд, выходное напря-
жение Свых.м и остаточное напряжение промежуточной часто-
ты СЕЫХ. вч. м на выходе фильтра /?ф1Сн/2 или Аф1Сн/2. Рекомен-
дуемый порядок расчета следующий.
В схеме рис. 11-13, а выбираем сопротивление /?ф1 так, как
указано в § 11-2.
Независимому! варианта находим сопротивление нагрузки де-
тектора по переменному току:
где — сопротивление нижнего плеча потенциометра, с которого
подается напряжение смещения на диод (рис. 10-1). Если смеще-
ние на диод не подается (рис. 10-5 и 10-6), то R2 = 0. Для схемы
рис. 11-13, б R,isl = 0.
Находим Сн/2 по формуле (11-13) и
q	^ф + гех
2«ДН /^-1 Vbx
где FH и Мв означают то же, что в формуле (11-14).
В схеме рис. 11-13, б
_ Vbx/ М2в-1
L*1- 2лДв (7?ф +/-ЕХ) ’
где FB и Мв означают то же, что в формуле (11-15). Принимаем
для Сф1 ближайшее к найденному меньшее значение, реализация
которого не наталкивается на большие трудности, а для Сн/2 и
Ср — ближайшие к найденным значения, соответствующие
ГОСТ ±20%.
Для исходного режима находим коэффициент фильтрации де-
тектора (без учета фильтров) по формуле (10-38) с дополни-
тельным множителем 2 в правой части.
(И-75)
(11-76)
308
Находим коэффициент фильтрации дополнительного фильтра
Кф. Доп1 п0 формуле (11-42) или (11-43) и необходимый коэффициент
фильтрации фильтра R$C$:
= <п-77)
где К означает то же, что в формуле (10-39).
Определяем С'$ по формуле (10-40) и принимаем ближайшее
к найденному значение, соответствующее ГОСТ ±20%.
Если формула (11-77) приводит к значению Кф. доп, близкому
или большему, чем единица, то конденсатор Сф из схемы исклю-
чаем.
Вычисляем ^/Вых.вч. м в исходном режиме по формуле (11-44).
Порядок выбора связи детектора с последним контуром УПЧ
зависит от тогр, совпадают или не совпадают исходный и нормаль-
ный режимы, т. е. режим начала работы АРУ и режим, при ко-
тором измеряется чувствительность приемника.
С точки зрения эксплуатации желательно, чтобы эти режимы
совпадали, т. е. чтобы после того, как сигнал на входе приемника
достиг уровня, соответствующего чувствительности, с дальнейшим
его возрастанием напряжение на выходе приемника изменялось
мало. Однако в исходном режиме напряжение на входе детектора,
как правило, относительно велико (амплитуда порядка одного
вольта). Для получения такого напряжения при сигнале на входе
приемника, соответствующем чувствительности, необходимо весьма
большое усиление. С большим же усилением связаны жесткие
требования по устранению паразитных обратных связей, диктую-
щие тщательное экранирование отдельных узлов, особенно в мало-
габаритных приемниках, для которых характерно применение
совмещенных детекторов. Последнее неизбежно связано со зна-
чительным ростом стоимости, что для этих приемников недо-
пустимо.
Общепринятым выходом из положения является разделение
исходного и нормального режимов, причем напряжение на входе
детектора в нормальном режиме выбирается наименьшим еще не
приводящим к недопустимо большим искажениям.
Если исходный и нормальный режимы совпадают, то можно
рекомендовать следующий порядок расчета.
Находим наибольшее значение эквивалентного сопротивления
нагрузки детектора по постоянному току по формуле:
/?н.э = -^-	(11-78)
где рн. м — наибольшее значение рн, полученное при расчете ха-
рактеристики регулирования.
Определяем нужное сопротивление генератора Rr по форму-
ле (11-32), подставляя в нее полученное выше значение RH, э вместо
Ru. Если найденное значение оказывается меньше, чем RBX_ ъ псх, то
принимаем Rr = /?вх.д.исх.
Для исходного (он же нормальный) режима находим
1+ Ъ
JS  	^вХ.д. исх	^?фГвх 1	/11 701
Д_ ! ^н.э -Rr   7?ф+ Гвх Х~’	1	'
^вх.д. исх
Далее вычисляем Двых м по формуле (11-37) и S по форму-
ле (11-38).
Если необходимо иметь нормальный режим, не совпадающий
с исходным, то, как и при совпадении этих режимов, находим
RH д и jRr по формулам (11-78) и (11-32); Однако, кроме этого,
определяем еще ряд значений /?г, соответствующих малым напря-
жениям на входе детектора. Порядок расчета следующий.
В случае схем АРУ рис. 10-1 и 10-5 задаем ряд значений тока i3,
лежащих между 1Э. нач и i9. исх, и для каждого из этих значений
по формулам (10-22)—(10-32) и кривым рис. 10-2 и 10-3 находим Ум
и рвх. д, по формулам (11-63) и (11-64) Нвх.д.м.о и /?вх. Д/0.
По формулам (11-65) и (11-23) определяем р„~ и /(д.
Для всех пар значений Ум и То находим Л, В и С по кривым
рис. 11-8, 11-9, 11-10 или по формулам (11-27)—(11-29), К?. 0 и
Кгоо по формулам (11-25) и (11-26), х по формулам (11-30) и
Rr = ^вх.д.о ПРИ Х« > 1 ИЛИ Rr = /?вх. д. 0 при < 1.
В случае схемы АРУ рис. 10-6 задаемся рядом значений
Нвх л м о, меньших, чем t/HX п м игх, и для каждого из них находим
Va по формуле:
^М = ТНВХ.Д.Ы.О.	(11-80)
Далее определяем
Рн = ^о(/?ф+/?62).	(И-81)
По кривым рис. 10-2 и 10-3 или по формуле (10-32) находим
значения рвхд, соответствующие найденным Ум и рн. По фор-
муле (11-64) рассчитываем /?вх. д. 0.
Далее поступаем так же, как в случае схем рис. 10-1 и 10-5.
Получив в результате выполненных расчетов-ряд значений
7/вх. д. м. ои Rr, анализируем их и выбираем напряжение Нвх. д. м. норм
и окончательную величину /?,, руководствуясь соображениями,
изложенными в § 11-3 и 11-4.
Выбрав Rs и [/ЕХ. д. ы. норм, независимо от схемы, находим для
нормального режима:
1 ।
Кд =-------.	(11-82)
1 [	С Аф -f- Гвх ^н-
«	^ВХ. Да О
Далее по формулам (11-37) и (11-38) определяем t7BbIx. м и
310
Примеры расчета
Пример 1
Исходные данные. АРУ выполняется по схеме рис. 10-1. Параметры элементов
схемы соответствуют примеру § 10-2. Нормальный и исходный режимы совпадают;
гвх = 2 ком, FH = 100 гц, Ав = 4 кгц.
Расчет. Выбираем схему рис. 11-13, б. По формуле (11-74) имеем Ra~ =
= 3,6 ком. По формулам (11-13), (11-75) и (11-76) при Л4Н = Л4В = 1,2 получаем
Сн/2 — 5,53 нф; Ср = 1,7 мкф; = 26,6 мгн. Принимаем Laj = 5 мгн, Сн12 =
= 4,7 нф ± 20%, Ср = 2 мкф.
По формуле (10-38) с дополнительным множителем 2 в правой части получаем
Аф — 1,43-10-2. По формулам (11-43) и (11-77) находим Аф. = 5-10~3;
Аф доп = 0,78. /Ложно считать, что конденсатор Сф не нужен.
По формуле (11-44) имеем Нвых. вч. м = 97 мкв.
При расчете характеристики регулирования было получено, что в случае
тока 1Э — 10 мка рн имеет наибольшее значение, равное 0,892. Отсюда по фор-
муле (11-78) получаем Ан. э = 17,9-Ю3 ом. По формуле (11-32) при тм = 0,8
имеем Аг = 26,8 ком.
Для исходного режима по формулам (11-79), (11-37) и (11-38) при т =0,3
находим Ад = 0,09; Свых.м = 36,7 мв; S — 6,36.
Пример 2
Исходные данные те же, что в примере 1, за исключением того, что номиналь-
ный и исходный режимы не совпадают.
Расчет. Весь расчет до определения Аг по формуле (11-32) совпадает с выпол-
ненным в примере 1. Результаты расчета Аг для меньших значений Нцх.д.м.о
при Аг.доп = 0,3 приведены в табл. 11-3. Из таблицы видно, что при Ивх.л. м. 0<(
<( 0,68 нельзя получить Аг <7 3%.
Таблица 11-3
С а*	^ВХ. Д. М. О’ в	3? о у о и *		• О - О'- О к	8 к	S ц	7?г, ком
1,9	0,23	1,2	0,82	3,4	10,2		.		
1,8	0,37	1,6	0,86	2,8	6,9	—	—
1,6	0,68	2,4	0,88	3,1	1,8	0,62	2,4
1,4	0,92	3,6	0,9	3,1	2,0	0,87	3,6
1,2	1,16	4,4	0,9	3,9	1,4	0,81	4,4
Окончательно выбираем Аг = 26,8 ком, Нвх.д. м. норм = 0,68 в. Для нор-
мального режима по формулам (J1-82), (11-37) и (11-38) при т= 0,3 получаем
Ад= 0,27; НВЬ1Х.М = 55 мв; S ='12,2.
11-6. Расчет дискриминатора с двумя
взаимно связанными контурами
Схема, подлежащая расчету, представлена в двух вариантах
на рис. 11-14. В обоих вариантах она включает в себя дискрими-
натор с двумя взаимно связанными контурами и ведущий тран-
зистор. Разница между вариантами та же, что на рйс. 11-7.
311
Дискриминатор состоит из двух частей: фазосдвигающего
трансформатора и дифференциального детектора.
Предполагается, что перед ведущим транзистором включен
амплитудный ограничитель или подавитель амплитудной моду-
ляции. Расчет одного из возможных подавителей амплитудной
модуляции рассматривается в § 11-7. Под гЕХ понимается входное
сопротивление УНЧ. Порядок расчета следующий.
Задаем амплитудное значение напряжения несущей частоты
на одном из диодов Дм. Можно рекомендовать = 0,5-И в.
а)	Ср
1-Ф1 Ср
с" - 2 Н гвх
Рис. 11-14.	J
Уменьшение этого напряжения ведет к возрастанию искажений,
увеличение же его ведет к росту усиления, которое должен обеспе-
чить высокочастотный тракт приемника.
Находим безразмерную амплитуду указанного напряжения:
(П-83)
Задаем допустимое значение коэффициента нелинейных иска-
жений, вносимых дифференциальным детектором, /Сг2. Можно
рекомендовать /Сг2’.= (1 -5-3)• 10~2.
Определяем вспомогательную величину:
(ц-84)
V м
По кривым рис. 11-8 находим то значение Кя одного плеча
детектора, при которЬм найденные выше значения А и соот-
ветствуют друг другу. Если VM > 20, то вместо кривых рис. 11-8
пользуемся формулой:
<и-85)
312
(11-86)
Вычисляем вспомогательную величину
Г =_____________
Bi(Ум) К'
Б»(Ум) д
Отношение функций Бесселя Б! (Ем)/Б0 (Ум) может быть най-
дено по соответствующей кривой рис. 10-4. Если Ем >10, то
можно считать Бг (Ум)/Б0 (VM) = 1—1/(2Ум).
В схеме рис. 11-14, а выбираем величину /?ф1 из тех же сообра-
жений, что и в § 11-2, и находим г'ВУ: по формуле (11-11). В схеме
рис. 11-14, б гвх = гвх.
Определяем безразмерное входное сопротивление УНЧ, пере-
считанное к одному из плеч детектора:
Рвх = 4" гвхТ-4‘	(11-87)
Задаем ряд значений безразмерного сопротивления нагрузки
по постоянному току одного плеча детектора рн. Можно рекомен-
довать рн 0,25рвх,, 0,5рвх, рвх, 2рвх, 4рвх, 10рвх.
Для каждого из рн по кривым рис. 10-2 находим значение Vo
соответствующее ранее найденному Ум, после чего вычисляем
безразмерные значения постоянной составляющей тока через
диод То по формуле (11-22) и сопротивления нагрузки одного
плеча детектора по переменному току:
Рн~ = 1ГЙ--	(И-88)
Рн Рвх
Находим произведения рн~ (1 + То) и выбираем то наиболь-
шее значение рн, при котором р„~ (1 + То) > Г. Если такого зна-
чения рн нет, то увеличиваем Ём и производим перерасчет.
Выбрав указанное выше значение рн, вычисляем
(п-89)
где FB — высшая частота модуляции.
Определяем Ср по формуле (11-14).
Выбираем ближайшие к найденным значения Ца, С„ и Ср,
соответствующие ГОСТ ±20%.
В схеме рис. 11-14, б находим Тф1 по формуле (И-15) и вы-
бираем ближайшее к найденному меньшее значение, реализация
которого не связана со значительными трудностями.
По кривым рис. 10-3 или по формуле (10-32) находим значение
безразмерного входного сопротивления одного плеча детектора
313
в режиме несущей частоты рвх. д, соответствующее ранее найден-
ному Гм и выбранному рн.
По формуле (10-34) находим действительное значение входного
сопротивления одного плеча детектора /?вх.д (дополнительный
индекс «исх» в данном случае опускаем).
Задаемся значениями и и по формулам (8-149) и (8-150)
с е = 1 вычисляем Л2дк и Л2др
Принимаем собственную добротность контура Q равной наи-
большему возможному значению QM и по формуле (8-151) с е = 1
находим 42S.
Большее из найденных А2лр,
Л2д; и Л25 обозначаем А2.
Задаем допустимое значение коэф-
фициента нелинейных искажений
Кг3, вносимых фазосдвигающим транс-
форматором. Можно рекомендовать
Кг3 = (1-ьЗ)- ю-2.
По кривой рис. 11-15 находим
вспомогательную величину а.
Находим необходимые значения
полосы пропускания и добротности
одного эквивалентного контура:
(11-91)
ДРК э = —
К- Э а
 Q-
I — ^пч
ДГк. э ’
(11-92)
пропускания тракта промежуточной
где AFnq — полоса
частоты.
Определяем необходимые значения полной емкости Ск и индуктив-
ности катушки Гк каждого из контуров, индуктивности дополни-
тельной катушки L3 и взаимной индуктивности между обеими
контурными катушками М:
/-> _____________QQs____________
к 4л/пч^ВХ. Д (Q QA ’
Лк по формуле (8-157);
г _ °-25 т
(11-93)
(11-94)
где ks — коэффициент связи между La и катушкой первого кон-
тура (желательно, чтобы он был возможно ближе к единице);
М =	(11-95)
Выбираем ближайшее к найденному значение Ск, соответствую-
щее ГОСТ ±5%.
314
По формуле (8-169) с g22 вместо g22n и е = 1 вычисляем р2. Если
получается р2 > 1, то принимаем р2 = 1. В этом случае на-
- ходим новое скорректированное значение Ар.
Л2=(л; + 1)р22- 1,	(11-96)
где А2 — ранее принятое значение Л2, а р2 > 1 — значение, най-
денное по формуле (8-169).
По найденному р2 и известному (из конструктивных сообра-
жений) коэффициенту связи £н в между LT.K = LH и верхней частью
катушки LB с помощью кривых рис. 3-4 находим k\ к = k\ после
чего рассчитываем LT. к по формуле (7-49).
По второй из формул (8-153) с е = 1 определяем необходимую
собственную добротность входного контура Qj. Если А 2 = A2S, то
Qt = Q, и расчет по формуле (8-153) не нужен.
По формуле (8-155) с Q вместо Q2 находим шунтирующее сопро-
тивление /?ш.
Выбираем для ближайшее к найденному значение, соответ-
ствующее ГОСТ ±10%.
Далее определяем/?ое.э по формуле (8-163). Если 20/?ое. э,
то резистор /?ш из схемы исключаем.
Вычисляем крутизну характеристики дискриминатора
<и-эт)
где Дд имеет найденное ранее значение; амплитуду выходного
напряжения низкой частоты
^вь,х.м = 5дД/,	(11-98)
где А/ — девиация частоты (амплитудное значение).
Определяем коэффициент усиления по напряжению от входа
ведущего транзистора до входа одного из плеч дифференциального
детектора:
^0 ~ 2	(11-99)
Находим необходимую амплитуду напряжения на входе веду-
щего транзистора:
1/вх.м = -^-.	(11-100)
Вычисляем значение постоянной составляющей тока через диод:
1д=туо.	(11-101)
По формуле (10-38), подставляя в нее /д вместо 1Д. исх и иы
вместо L7BX. д. м исх, находим коэффициент фильтрации одного плеча
детектора без учета дополнительного фильтра.
315
По формуле (11-42) или (11-43) получаем дополнительный ко-
эффициент фильтрации, обеспечиваемый фильтром /?ф1Сн или
^ф1^н-
Ориентировочное значение остаточного напряжения проме-
жуточной частоты на выходе дискриминатора:
t/вых. вч.м = 2адфЯф.Д0П1.	(11-102)
Задаем допустимое значение показателя влияния обратной
связи через ведущий транзистор to. с (рекомендуется £0. с =
= 0,2ч-0,4) и по формуле (6-23) находим М.
Определяем наименьшее значение А п при котором влияние об-
ратной связи через ведущий транзистор не превышает допустимого:
^10- с= (1 + Л2) 0,78?!	(11403)
Здесь величина зависит от предшествующей схемы и опреде-
ляется так же, как в формуле (9-8).
При расчете предшествующего каскада величина А1СЛ долж'на
быть выбрана не меньшей, чем найденное 410С.
Пример расчета
-Исходные данные. /пч = Ю,7 Мгц; &Fm = 200 кгц-, FH = 50 гц; FB — 10 кгц;
Свх = 2 ком. Диод имеет у = 25 —, Уо = 0,5 мка. Транзистор имеет gu =
= 1,5 мсим, g22 = 42 мксим, Ь22 = 170 мксим, у21 = 30 мсим, у12 = 80 мксим;
^22 = 0,5, ob22 = 0,3. Предшествующий каскад двухконтурный с е = 1
QM = ЮО.
Расчет. Задаем t/M — 1 в, после чего по формуле (11-83) находим = 25.
Задаем Л"Г2 = 2-10'2 и по формуле (11-84) получаем А = 4-10~2.
По формулам (11-85) и (11-86) определяем Лд = 0,78; Г= 3,9.
Выбираем схему рис. 11-14, б и считаем далее гвх = 2 ком. По формуле (11-87)
имеем рвх = 1,25-IO’2. Задаем рн = 0,25-Ю’2; 0,5- 10’2; I-IO’2; 2-10’2 и
4-10~2 и находим для этих рн значения 170 по кривым рис. 10-2, далее вычисляем
7’0 по формуле (11-22), ри~ по формуле (11-88) и , произведение рн~ (1 + 7’0).
Результаты расчета даны в табл. 11-4.
Таблица 11-4
Рн	vo		рн~	Рн~(1+7’о)
0,25-Ю’2	14	5600	0,208-10-2	11,6
б,5-10-2	15	3000	0,357-10-2	10,7
1,0-10-2	16	1600	0,555-10-2	8,9
2,0-Ю-2	16	800	0,768-10-2	6,1
4,0-10-2	17	425	0,952-10 -2	4,05
Выбираем рн = 4,1- 10~2 и по формулам (11-89), (11-90) и (11-14) при А1н =
•= 1,2 находим RH = 3,28- 103 ом; Сн = 13,8 нф; Ср = 2,4-10~6 ф. Принимаем
/?н = 3,3 ком ±20%, Сн= 15 нф ± 20%, Ср = 3 мкф ± 20%.
По формуле (11-15) при Л4В = 1,2 получаем Дф1 =21,1-10 3 гн. Принимаем
Тф( = 10 мкгн.
316
По формулам (10-32) и (10-34) имеем рВх.д= 3,1- 10~2; 7?вх.д = 2,5- 103 ом.
Принимаем	= 0,2 и по формулам (8-149) и (8-150) с е = 1 нахо-
дим, как в примере 2 § 9-2, А2 дР = 4, А2 = 5,1. По формуле (8-151) с е = 1
Л23 — 1,95. Принимаем Л2 = 5,1.
Задаем Кгз— 2-Ю'2 и по кривой рис. 11-15 находим а — 0,6. По форму-
лам (11-91)—(11-93); (8-157), (11-94) и (11-95) вычисляем AFK. э= 333 кгц-, Q3~
= 32,2; Ск = 141 пф; LK = 1,57 мкгн-, при = 0,3 L3 = 4,37 л«г«; Л4 =
= 4,88- 10~2 мкгн. Выбираем Ск = 150 пф ± 5%.	л
По формуле (8-169) с е = 1 имеем р2 = 1,56. Так как р2> 1, то принимаем
р2 = 1 и по формуле (11-96) находим Д2 = 13,8.
По второй из формул (8-153) с 6 = 1 получаем = 37,2. По формуле (8-155)
с Q вместо <?2 вычисляем = 5,85-103 ом. Принимаем 7?ш = 5,6 ком ± 10%.
По формулам (8-163) и (11-97)—(11-100) определяем Яое. э= 3,19-103 ом;
Зд = 4,69-10~® в]гц; при А/= 15 кгц 17Вых.м = 70,5 мв; К„ = 34; 1/вх.м =
= 29, 4 мв.
Полученное значение (7ВХ.м очень велико. Желательно уменьшить его в
2=2,5раза. Сделать это можно лишь путем соответствующего увеличения гвх. Не
исключено, однако, что рассчитанный дискриминатор будет удовлетворительно
работать и при несколько меньших (7ВХ.М.
По формулам (11-101), (10-38), (11-43) и (11-102) рассчитываем «д = 0,2 ма;
Кф = 3,96- 10~4; Лф.догп = 2,95,10“3; i/Bbix. вч. м= 2,3 мкв. Такое остаточное
напряжение, по-видимому, безопасно.
Задаем £0.с= 0,2 и по формуле (6-23) находим М = 190,6. По кривой
рис. 8-16 находим qv = 0,78. По формуле (11-103) Д1О.с = 20,8.
11-7. Расчет подавителя амплитудной модуляции
Схема, подлежащая расчету, представлена в двух вариантах:
на рис. 11-16 и на рис. 11-17.
Подавитель амплитудной модуляции (ПАМ) представляет собою
диодный детектор с постоянным входным сопротивлением’(§ 11-4)
и постоянной времени нагрузки тн = /?НСН, во много раз большей
наибольшего периода модуляции, которую надо подавить. Из-за
такой большой постоянной времени сопротивление нагрузки по
переменному току практически равно нулю, динамическая нагру-
зочная характеристика (§ 11-1) представляет собою вертикальную
прямую, а эквивалентное сопротивление нагрузки по постоянному
току RH, э сильно изменяется в такт с амплитудной модуляцией,
возрастая при уменьшении амплитуды и уменьшаясь с ее ростом.
317
При достаточно большом входном напряжении (несущей ча-
стоты) изменения /?н. э ведут к адекватным изменениям входного
сопротивления детектора /?вх. д в процессе модуляции. Во избежа-
ние неясностей здесь необходимо отметить, что упомянутое ранее
постоянство входного сопротивления относится к режиму несущей
частоты и понимается как независимость /?вх д. 0 от напряжения
несущей частоты и от температуры.
Входное сопротивление /?вх. д шунтирует колебательный кон-
тур, с которого подается напряжение сигнала на базу ведущего
транзистора дискриминатора (§ 11-6). Изменения /?вХ.д приводят
к изменениям эквивалентного сопротивления эквивалентного кон-
тура, следствием чего является амплитудная демодуляция.
Рис. 11-17.
Схемы рис. 11-16, а и б отличаются друг от друга тем, что
в первой из них контур непосредственно соединен с корпусом,
а во второй он находится относительно корпуса под постоянным
напряжением —Ек.
На схеме рис. 11-17 ПАМ включен в выходной контур двух-
контурного фильтра.
По отношению к ПАМ колебательный контур с учетом всех
внесенных в него сопротивлений, кроме сопротивления са-
мого ПАМ, представляет собою генератор. На частоте настройки
собственное сопротивление этого генератора не содержит реактив-
ной составляющей и равно Подавление амплитудной модуля-
ции оказывается тем более эффективным, чем меньше отноше-
ние /?вх д 0//?r. С этой точки зрения следует рекомендовать вклю-
чение ПАМ в одноконтурный, а не в двухконтурный каскад, так
как в последнем RBX. д. OIRT > 1, тогда как в первом можно полу-
чить /?вх.д.0//?г < П
Чтобы отношение /?вХ. д. O/Rr было малым, надо иметь возможно
большую собственную (конструктивную) добротность контура и
слабо связывать его с транзисторами. Нужная полоса пропуска-
ния эквивалентного контура должна обеспечиваться за счет шун-
тирующего действия /?вх. д. о- Так как в двухконтурном каскаде
по производственным соображениям собственную добротность
318
обоих контуров желательно иметь одинаковой, то входной контур
пары необходимо шунтировать дополнительным сопротивле-
нием (рис. 11-17).
Количество эффективность подавления можно оценить с по-
мощью коэффициента подавления амплитудной модуляции:
к — т
А ПАМ —
(11-104)
где т' и т — значения глубины модуляции с ПАМ и без ПАМ.
Чем меньше Кпдм, тем эффективнее подавление.
Для УКВ ЧМ радиовещания при максимальной девиации ча-
стоты А/м = 50 кгц и высшей частоте модуляции FB = 15 кгц
можно считать оптимальным Кпдм = ОД5; при Кпдм > 0,15 вы-
игрыш в отношении сигнал/помеха, который может обеспечить ЧМ
по сравнению с AM, реализуется недостаточно полно, а при
Кпам < 0,15 дальнейшее уменьшение этого коэффициента уве-
личивает упомянутый выигрыш незначительно.
В предположении, что диод не обладает инерционностью
и имеет экспоненциальную вольт-амперную характеристику, зна-
чение Кпам может быть найдено по формуле:
1 । ^вх- д- °
/<ПАМ = о---------—Б-77ГГ >	' (Н-105)
Квх. Д. О _ 1 I V Им)
Rr	м БНУм)
где = yt/BX. м — безразмерная амплитуда напряжения (не-
сущей частоты) на входе ПАМ.
Согласно формуле (11-105), Кпдм беспредельно уменьшается
с ростом Двх. м. Это происходит потому, что по мере роста входного
напряжения рабочая точка заходит в пиках положительных полу-
волн на участки вольт-амперной характеристики диода со все
большей крутизной. На практике, однако, крутизна вольт-ампер-
ной характеристики не растет безгранично; в первом приближении
можно считать, что при больших напряжениях характеристика
переходит в прямую, так что более правильные результаты может
дать аппроксимация ее линейно ломаной. При такой аппрокси-
мации
1 । ^вх-д- °
ДпАМ =---------------,	(11-106)
—-ЕрД- 0-- 0,5 + 0,645
' -Кг	\ /\пр /
где /?пр — сопротивление диода в прямом направлении.
Можно считать, что формула (11-106) определяет тот предел,
до которого можно уменьшить Кпдм путем увеличения t/BX.M.
319
В случае одноконтурного каскада отношение 7?вх. д. 0/7?г в фор-
мулах (11-105) и (11-106) может быть определено выражением:
=	---1,	(11-107)
дг /пч Чм — 4
вх. д. о
где AF — полоса пропускания каскада; QM — собственная доб-
ротность контура (как указано ранее, она выбирается максимально
возможной); Q — добротность контура, необходимая для полу-
чения полосы AF при выбранных показателях связи с транзисто-
рами А 2 и Л1сл. Величина Q определяется по формуле (9-29),
a — по формуле (8-152) с AF вместо AFK. э.
В случае двухконтурного каскада
= AfcA .^М'-9Д .71 + е2) — 1,	(11-108)
АГ	/ПЧ ЧМ — 42
где АЕК. э — полоса пропускания одного эквивалентного кон-
тура; е — параметр связи между эквивалентными контурами;
Q2 — добротность выходного контура, необходимая для получения
полосы AFK. э при выбранном Л1сл. Величина Q2 может быть най-
дена по формуле (8-153).
Напряжение на входе ПАМ можно найти по формуле:
(1ь109)
где Нвх. сл. м— напряжение на входе транзистора следующего
каскада, т. ,е. ведущего транзистора дискриминатора (§ 11-6),
а р1сл — соответствующий коэффициент включения.
Увеличение URK. м связано с увеличением £7ВХ. сл. м или (и)
уменьшением р1сл. При неизменном значении полной емкости кон-
тура Ск то и другое требует повышения усиления предшествую-
щего тракта. Однако при неизменных Л2 и Л1сл коэффициент р1сл
пропорционален ]АСК, что дает возможность увеличивать t/BX.M
без изменения усиления путем уменьшения Ск. Поэтому полную
емкость колебательного контура, в который включается ПАМ,
следует выбирать настолько малой, насколько это допустимо по
другим соображениям.
Расчет усилительного каскада с ПАМ состоит из двух этапов:
расчета каскада в предположении, что ПАМ отсутствует, и расчета
самого ПАМ.
Расчет каскада в предположении отсутствия ПАМ выполняется
в основном так, как указано в § 9-2 или § 9-3 с той, однако, раз-
ницей, что,’Л1сл принимается равным большему из Л1слД/7, А1слД^,
Л1сл5 и Л10. с, а собственная добротность контура выбирается
наибольшей возможной.по конструктивным соображениям, т. е.
QM. Величина Л10-с определяется по формуле (11-103) при рас-
чете дискриминатора.
Эффективное подавление может быть обеспечено только при
условии, что Л1сл5 Л1сл. Если это условие не выполняется, то
320
следует дополнительно увеличить 41сл. В одноконтурном каскаде
должно выполняться также условие A2S < А2.
Полная емкость контура должна выбираться, как указано
выше, возможно меньшей. Рекомендуется
Ск = (3 -ь- 4) (CL + См + Спам)> '	(11-110)
где CL — собственная емкость катушки; См — емкость монтажа;
Спам — входная емкость ПАМ.
При такой малой емкости коэффициент включения рг в одно-
контурном каскаде будет меньше единицы. Он определяется по
формуле:
= И-ЙЙПГщ ’	(11-111)
после чего р1сл определяется по формуле (8-170).
В схемах рис. 11-16 емкости Ск и Ск определяются по фор-
мулам (8-161) с заменой С'к на разность Ск — (CL + См + СПАМ).
В схеме рис. 11-17 емкость Ссв определяется по соответствующей
формуле (8-158), емкость С’к по формуле
Ск = —-----------CL-CM,	(11-112)
/ПЧ
а емкости С" и С” — по формулам (8-161) с заменой С’к на
С'к — СПАМ, где Ск — величина, найденная по формуле (11-112).
Расчет ПАМ производится в следующем порядке.
Находим необходимое значение начального (при отсутствии
сигнала) тока через диод Д1. Для одноконтурного каскада
*Д- нач —	>	(11-113)
где — величина шунтирующего сопротивления, найденная при
расчете каскада.
Для двухконтурного каскада пользуемся той же формулой, но
с 7?ш1 вместо 7?ш.
Определяем ток /0. макс по формуле (11-34). Если гд. Ha4Ss
>г 3J0.MaK(j, то выбранный тип диодов пригоден. В противном слу-
чае надо выбрать диоды с меньшим J 0.
Вычисляем 7?н и R по формулам (11-67)—(11-69) и принимаем
ближайшие к найденным значения, соответствующие ГОСТ ±5%.
Выбираем емкость Сн по ГОСТ ±20% так, чтобы
С» = -0,1?н0’5 '	(11’114)
Находим UBX, м по формуле (11-109) и
Рм = Т^вх.м.	(11-115)
21 Д. Н. Шапиро
Зак. 2212
321
Далее определяем /?вх. д. 0IR,. по формуле (11-107) или (11-108)
и /Спам по формулам (11-105) и (11-106). Эффективность рассчи-
танного подавителя характеризуется большим из двух найденных
значений KnfM-
Пример расчета
Исходные данные. Каскад одноконтурный, /Пч = 10,7 Мгц; &F = 300 кгц;
QM = 120; Ек = 8 в; /макс = +50° С. Оба транзистора одинаковы и имеют в вы-
бранном режиме те же значения параметров и их возможных относительных
отклонений, что в примере 2 § 9-2. Дискриминатор такой, как в примере § 11-6.
Предшествующий каскад двухконтурный с е = 1; при его расчете было принято
Л1сл = 4. Диоды кремниевые и имеют у = 15 -i- , Ja = 0,02 мка, /?пр = 200 ом.
С^= 3 пф, См = 5 пф, Спам = 5 пф. '
Расчет. Первый этап расчета выполняем, руководствуясь в основном указа-
ниями § 9-3.
Задаемся§£0.с = 0,4 и по формуле (6-23) находим, как в примере 2 § 9-2,
М = 95,3. По формуле (9-9) с q = 1 и qv = 0,78 получаем Л20. с = 23,5.
Принимаем Л10. с — 20,8, как было найдено в приме’ре § 11-6. Можно было бы
принять меньшее Л10.с. Действительно, в примере § 11-6 были принято $0.с-=
= 0,2 и предполагалось, что предшествующий каскад двухконтурный, в настоя-
щем же примере принято £0. с = 0,4 и проектируемый каскад одноконтурный,
поэтому в формуле (11-103) следует считать М = 95,3 и вместо 0,78?х оставить
в знаменателе 0,78. В результате получим Д10 с= 7,26. Однако, имея в виду,
что усиление связи приведет к ухудшению подавления, оставляем указанное ранее
значение Д10. с = 20,8.
Задаемся £д/, = 1,^ = 0,2 и по формулам (6-28) и (6-30) находим Д2д/- ~
= Л1СЛ д/, = 1,5; Л2 = 2,04; Д1сл д/, = 0,35. По формуле (8-152) с kF вместо
AFK. э имеем Q3 = 35,7. Следовательно, S =’ QM/Q3 = 3,36, после чего по
формуле (7-6)	= Л1СЛ5 = 1,85. Принимаем А.,= 23,5, Д1СЛ = 20,8.
Находим Сд + См + Спам = 13 пф и принимаем Ск = 40 пф. .
По формулам (8-157), (11-111) и (8-170) вычисляем LK — 5,54 мкгн; рг =
= 0,271; ркл = 4,8 НО-2.
По формулам (8-161) с заменой Ск на Ск — (CL + См + СПАМ) определяем
С" = 564 пф; С” = 28,4 пф. Принимаем Ск = 560 пф ± 5%, С^ = 27 пф ± 5%.
По формуле (9-30) с Q=QM = 120 получаем /?ш = 21,6-103 ом.
По формулам (8-163) и (6-1) имеем ДОе.-э = 13,3-Ю3 ом; 5,2.
Второй этап расчета. По формулам (11-113) и (11-34) находим (д.нач =
= 3,09-10“® а; /0. макс = 0,386 мка. Так как «д > /о.макс, то выбранные диоды
пригодны.
По формулам (11-67)—(11-69) вычисляем /?н = 43,2 ком; ид2нач = 0,469 в;
R = 290 ком. Принимаем /?н = 43 ком ± 5%, R — 300 ром ± 5%.
По формуле (11-114) имеем Сн = (2,3ч-12) • 10“6 ^.'Принимаем Сн = 3 мкф.
Поформулам (11-109), (11-115), (9-29), (11-107) и (11-106) определяем t/Bx. м =
= 0,612 в; Им = 9,15; Q = 39; ДЕХ.д.0/Дг= 0,62; Кпам = 0,07.
По кривой рис. 10-4 получаем Бо (Им)/Б! (Им) = 1,07, после чего по фор-
муле (11-105) находим Дпам=0,172. Следовательно, надо считать КпАМ = 0,172.
Чтобы получить Хпам = 0,15, необходимо несколько увеличить Йвк,ы.
ГЛАВА ДВЕНАДЦАТАЯ
РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ ЦЕПЕЙ ПИТАНИЯ
12-1. Общие соображения по проектированию
цепей питания
К цепям питания приемника предъявляются следующие основ-
ные требования.
1.	Обеспечивать необходимый режим (необходимые значения
постоянных составляющих тока эмиттера 1Э и напряжения кол-
лектор — база ик. б) каждого из транзисторов при комнатной темпе-
ратуре (+20° С), номинальном напряжении источника (источни-
ков) питания и номинальных значениях параметров транзистора.
2.	При возможных (указанных в техническом задании) откло-
нениях параметров транзистора от номинальных значений и коле-
баниях напряжения источника питания, и температуры окружаю-
щей среды относительные изменения гэ и ик, б любого из транзисто-
ров должны лежать в допустимых пределах (см. ниже).
3.	Паразитные связи между различными каскадами приемника
по цепям питания должны быть настолько малы, чтобы не оказы-
вать ' существенного влияния на коэффициент усиления, форму
резонансной характеристики и не создавать вторичной модуляции.
Если цепи питания не содержат нелинейных элементов,
то при исследовании режима можно считать, что транзистор
видит перед собою эквивалентный генератор, состоящий из трех
э. д. с. и трех внутренних сопротивлений, соединенных звездой
(рис. 12-1, а).
Внутреннее сопротивления эквивалентного генератора опре-
деляются формулами:
/?' —	Rk. б 4* Ra. б 	 Кк, э			
	2	>		
	Ra. б 4“ Rk. э 2	— Rk. б .		(12-1).
Rk. э -f- Rk. б —~ -^э. б
21
323
где /?к.б, ^э.б и Кк.э — сопротивления, измеренные между точ-
ками к и б, э и б, к и э при отсутствии транзистора.
Э. д. с. эквивалентного генератора определяются формулами:
= Ыб. э + Ео>
Е'э = Е0^	(12-2)
Е' = и + Е...
к к. э 1 О’ I
где и'6 э и и’к э — напряжения, измеренные между точками б и
э, к и э при отсутствии транзистора; Ей — произвольная по-
стоянная.
Рис. 12-1.
Приняв Ей = 0, получаем упрощенную схему рис. 12-1, б,
где 4б и Е'к — линейные функции напряжения источника (источ-
ников) питания.
Зависимость i3 от напряжения между эмиттером и базой иэ б
в довольно широких пределах хорошо аппроксимируется экспо-
нентой:
/э =/о.э(еу^б —а).	(12-3)
где Jo. э — ток сильно обратно смещенного эмиттерного р-п-пе-
рехода при отсутствии напряжения на коллекторном пере-
ходе; а — постоянная, зависящая от напряжения коллектор — база;
у = q/(kT); q — заряд электрона; k — постоянная Больцмана;
Т — абсолютнаятемпература.
Из (12-3) следует
иэ.б=41п(Л+а)-	<12-4)
Т \ J о. э /
Ток базы связан с током эмиттера хорошо известной формулой:
гб = (1 — Ф’э —4.о.	(12-5)
На основании формул (12-4) и (12-5) можно написать для схемы
рис. 12-1, б:
I,	+ (I - «) «а + l„ + ф 1 п ( -±- + а) = Е'6. (12-6)
324
Значения а, /к. 0 и а зависят от напряжения коллектор —
база ик.б, вследствие чего и i3 зависит от указанного напряжения,
однако эта зависимость слаба и ею можно пренебречь. Кроме того,
при тех значениях i3, с которыми обычно приходится иметь дело,
можно пренебречь величиною а по сравнению с i3U0, э. Следова-
тельно, можно считать, что i3 является функцией Е'6, R'6, /?' и
четырех параметров транзистора (а, у, /к.0 и 70Э).
При данных Ев, Re и R3 отклонения а, у, /к. 0 и JQ 3 от номи-
нальных'значений, положенных в основу расчета, ведут к откло-
нению 1э от расчетного значения. Указанные отклонения могут
быть следствием неидентичности транзисторов или (и) изменения
температуры.
Для а существенны, в первую очередь, отклонения от номиналь-
ного значения вследствие неидентичности транзисторов. Если
аМИ11 — это минимальное значение а у транзисторов данного
типа, то при расчете цепей питания "можно считать, что макси-
мальное значение а равно единице, его среднее значение
асР = 1±2И -н" ,	(12-6а)
а'наибольшее возможное отклонение в ту или другую сторону от
среднего значения
Да = 1 ~"мии .	(12-7)
Чтобы учесть температурные изменения а, можно понимать
под амин минимальное значение а у транзисторов данного типа
при минимальной температуре.
Модуль относительного изменения i3 при отклонении а от
аср на Да в ту или иную сторону может быть с достаточной точ-
ностью найден по формуле:
I Д»э I = R6 1 — «мин
I <э |а /?'	2
(12-8)
Введя обозначение
R6
v =	(12-9)
можно написать, что для того, чтобы величина	не пре-
I 1э !<х г
вышала допустимого значения ба, должно выполняться условие:
2
1 амин

(12-10)
Величина у практически не изменяется не только от
образца к образцу, но и от одного типа транзистора к другому.
325
G температурой у изменяется заметно, но влияние этих изменений
на 1э относительно невелико. При расчете цепей питания можно
исходить из предположения, что у = const. z
Токи /к. о и 70. э довольно сильно изменяются от образца к об-
разцу, однако их изменения вследствие изменений температуры
несравненно сильнее, поэтому если обеспечена малость влияния
температурных изменений, то влияние изменений при переходе
от образца к образцу автоматически оказывается еще более малым.
Подобно J0 диода, /к. 0 и 70. э транзисторов растут с темпера-
турой, приблизительно удваиваясь через 10° G у германиевых и
через 7° G у кремниевых транзисторов, т. е. можно считать
/ — 20
I — I 2 т
1 к. Qt -- 1 к. 0^
/—20
J _______ J о т
•’о. э/ — •’о.
[(12-Н)
где /к.о и Jo. э — значения токов при / = +20° G; т= 10° G
для германиевых и т = 7° G для кремниевых транзисторов.
На основании сказанного выше величины /к. 0 и Jo_ э при
расчете цепей питания можно считать для всех транзисторов дан-
ного типа одинаковыми. Для /к. 0 рекомендуется принимать то зна-
чение, которое в технической документации указано как наиболь-
шее допустимое. Значение 70. э не очень критично, так как входит
в формулу (12-6) под знаком логарифма, поэтому если нет более
точных сведений, то можно приближенно считать JQ. э = 0,1/к. 0.
Если R3 больше, чем 100—200 ом, то относительное измене-
ние /э при изменении температуры от +20° С до t может быть
с достаточной точностью найдено по формуле:
(12-12)
где 1Э — значение тока при +20° G.
Если /макс — 20 > т, то приращение /э при повышении темпе-
ратуры от +20° С до максимального значения /макс оказывается
больше, чем модуль приращения i3 при любом понижении темпера-
туры. Поэтому достаточно позаботиться о том, чтобы относитель-
ное возрастание i9 с повышением температуры не превышало до-
пустимого значения 6Z. Это требование будет удовлетворено, если
сопротивление R-:i выбрать из условия
____________25,6-10~3
/ ^макс-20 У
дн'э \2 х — 1/
— V/K.o
(12-13)
326
При выполнении условий (12-10) и (1 -13) второй и третий
члены левой части (12-6) оказываются много меньше первого члена,
а следовательно, 1Э оказывается практически пропорциональ-
ным Ев- А так как при отсутствии в цепях питания нелинейных
элементов Ев является, как указывалось ранее, линейной функ-
цией напряжения источника питания, то i3 изменяется пропор-
ционально последнему. Уменьшение этих изменений i3 может
быть достигнуто только с помощью стабилизаторов напря-
жения.
Система стабилизации может обеспечивать стабилизацию либо
только одной э. д. с. Ев, либо обеих э. д. с. Еб и Ек. Пример си-
стемы стабилизации первого типа дан на рис. 12-4 и 12-6, а пример
системы стабилизации второго типа — на рис. 12-8. Стабилизация
первого типа проще, однако отсутствие стабилизации Ек может
привести к тому, что с уменьшением этой э. д. с. режим по коллек-
тору станет перенапряженным, вследствие чего произойдет резкое
возрастание искажений в усилительном каскаде, уменьшение ста-
бильности и изменение частоты гетеродина, а также другие недо-
пустимые явления.
При проектировании цепей питания очень важно правильно
выбрать допустимые величины относительных отклонений тока
эмиттера ба иД. По этому вопросу могут быть высказаны следую-
щие соображения.
Изменения гэ вследствие отклонений а от номинального зна-
чения (при смене транзисторов) ведут к пропорциональным изме-
нениям у21. При отсутствии отрицательной обратной связи про-
порционально у21 изменяется коэффициент усиления каскада.
Следовательно, величина 6а может быть принята равной допусти-
мому относительному отклонению усиления от номинального зна-
чения. Кроме того, надо иметь в виду, что почти пропорционально
i3 изменяются 1К и падение напряжения на RK, что ведет к изме-
нению ик. б- Иногда это может продиктовать выбор для 6а мень-
шего значения, чем то, которое допустимо по соображениям,- свя-
занным с усилением.
Для большинства случаев можно рекомендовать
6а=0,1—0,2.	(12-14)
Изменения i3 вследствие изменения температуры окружающей
среды влияют на у21 транзистора так же, как изменения вслед-
ствие отклонений а от номинального значения. Но отклонения а
во всех каскадах ВЧ тракта в одну и ту же сторону на максималь-
ную величину маловероятно, тогда как температурные изменения
действуют во всех каскадах в одном и том же направлении и при
максим'альном отклонении температуры эти действия максимальны.
G другой стороны, изменения температуры влияют на у21 не
только через изменения 13, но и непосредственно: при i3 = const
327
значение у21 приблизительно обратно пропорционально абсолют-
ной температуре. Это обстоятельство делает нецелесообразной
жесткую стабилизацию z3.
Если обеспечить условия, при которых ток i3 изменяется про-
порционально Т, то получим у21 ~ const. Но такие системы тре-
буют применения термосопротивлений и оказываются сравни-
тельно сложными. Простые системы термостабилизации t3 позво-
ляют управлять только величиною приращения t3 при каком-то
одном, например, максимальном, приращении температуры. Если
обеспечить, чтобы повышение температуры от 4-20° С до /м;,кс при-
водило к относительному возрастанию t3, равному ^MaKgg^~ 2°-, то у21
при /макс будет почти таким же, как и при +20° С.
На основании изложенного можно рекомендовать для большин-
ства случаев
6Z = (1 - 2).	(12-15)
Для каскадов, охваченных АРУ с регулированием по току
эмиттера, целесообразно несколько ослабить требования по ста-
билизации начального тока эмиттера, принимая 6а =	=
= 0,2-0,4.
Проектирование цепей питания приемника в целом склады-
вается из трех этапов: выбора системы питания (см. ниже); проек-
тирования цепей питания каждого из каскадов в отдельности
(§ 12-2); проектирования системы стабилизации напряжения
(§ 12-3 и 12-4); проектирования развязывающих фильтров цепей
питания (§ 12-5).
Возможны две системы питания: однополярная и двухполяр-
ная. При однополярной системе питание производится от одного
источника, причем базы питаются через гасящие сопротивления,
потенциометры или стабилизаторы напряжения. При двухполяр-
ной системе питание производится от двух источников, причем
базы транзисторов по постоянному току непосредственно или
через относительно небольшие сопротивления соединяются со сред-
ней (общей) точкой этих источников, один из источников исполь-
зуется для питания коллекторов, а другой — для питания эмит-
теров.
При двухполярном питании схема оказывается несколько
проще, а расход электроэнергии, при прочих равных условиях,
несколько меньше, чем при однрполярком. Однако необходимость
иметь два источника — существенный недостаток этой системы.
В радиовещательных приемниках, как правило, применяется
однополярная система. В последующих параграфах рассматри-
вается только эта система.
Методика проектирования цепей питания каждого из каскадов
определяется выбранной системой питания и типом каскада.
328
12-2. Расчет элементов цепей питания каскадов ВЧ
тракта приемника, не охваченных АРУ,
при однополярной системе питания
На рис. 12-2 и 12-3 представлены наиболее распространенные
варианты схем питания маломощного усилительного каскада.
В схемах рис. 12-2 сопротивление для постоянного тока между
коллектором и точкой В равно нулю, а в схемах рис. 12-3 оно
равно /?к.
Рис. 12-2.
Схемы (гиена рис. 12-2 и 12-3 отличаются от схем б и г тех же
рисунков способом включения конденсатора Сэ. При включе-
нии Сэ по схемам биг может оказаться достаточной меньшая
емкость Сф.
329
В схемах а и б на обоих рисунках имеет место параллельное
питание базы по постоянному и переменному току, а в схемах в и
г — последовательное питание. Это различие требует специаль-
ного обсуждения.
Рис. 12-3
При последовательном питании сопротивления /?э, Ra и не
входят в высокочастотную схему; они влияют лишь на режим тран-
зистора. При параллельном питании и включены по высо-
кой частоте параллельно входу транзистора и при расчете высоко-
частотной части схемы должны быть присчитаны к g11. Следова-
тельно, во все расчеты вместо величин gllt 8glt и tg фп должны
330
входить величины:
gli = gn(i + ga^/6);	(12-16)
i [ @a ±
6^i = 6gu------;	(12-17)
I I °a ~T~ 56
Sn
tg<pli = tg<pu---J-q---,	(12-18)
I I °a I" so
£11
ГДС ga = l/^a>’ g& — 1/^6,’ §g- модуль МЭКСИМЭЛЬНО ВОЗМОЖНОГО
относительного отклонения ga и g6 (Ra и R6) от номинальных
значений (предполагается, что возможные отклонения обеих про-
водимостей одинаковы).
Если 1 > ga ~*~g6 < 8gllt то изменения, определяемые фор-
мулами (12-16)—(12-18), не имеют практического значения и ими
можно пренебречь. Если же ga и g6 относительно велики, то эти
изменения следует учитывать. Результатом может быть некоторое
уменьшение усиления тракта, хотя оно и не обязательно. Все
зависит от соотношения величин 8g и 8gо и от того, какими сообра-
жениями ограничена связь данного транзистора с предше-
ствующей и последующей схемами, т. е. какие из величин Л(д2?,
Ai Д1з и Л2о.с, Л2'др, Л2д^, Л25 являются большими. Штри-
хами помечены величины, полученные с учетом влияния ga и g6.
На Л15, Ач\р, Aitf и Л25 эти проводимости не влияют.
Так как Ra и выбираются, как правило, с допуском
±10%, то 8g = 0,1. Значение 8g11 обычно много больше этой
величины. Поэтому практический интерес представляет, в первую
очередь, случай 8g < 8gtl. В этом случае можно считать gn (1 ±
+ Л1Д7?) = gn (1 ± А\йр) И gn (1 + Л1 д[) = gn (1 + Л1д^).
Следовательно, если Л1дР > Л1з или (и) Л(д?>-Л1з, то влия-
ние ga и g6 не приведет к уменьшению усиления; потребуется
лишь несколько большая собственная добротность колебатель-
ного контура, предшествующего данному транзистору, не превы-
шающая, однако, QM (так как Л15 — не большее из трех зна-
чений Л^. Величина Л2, каким бы соображением она ни опреде-
лялась, останется при этом неизменной.
Если 8g < 6gu, но Л1Др < Л1з > Л1Д?, то усиление пред-
шествующего каскада из-за шунтирующего действия ga и g6
уменьшится. Однако одновременно уменьшится Л2о.с по сравне-
нию с Л2о.с. Если Л2о.с будет все же больше, чем Л2д2?, Л2д? и
Л25, то это значит, что можно будет усилить связь транзистора
с последующей схемой. В результате возрастет усиление данного
каскада, причем так, что общее усиление тракта опять станет
331
прежним. Если же Лг0. с окажется меньше хотя бы одной из ве-
личин Д2дк, и 42S, то усиление всего тракта из-за шунти-
рующего действия ga и g6 уменьшится.
Если 8g = 8gllt то = Л1др и А[ = Ai af. Следова-
тельно, шунтирующее действие ga и g6 не повлияет на выбор ве-
личины Аъ поэтому усиление предшествующего каскада умень-
шится. Но одновременно получится Л2о. с <^2о. с, в результате
чего, как уже указывалось выше, усиление всего тракта может
остаться неизменным. Если же А?о. с окажется меньше хотя бы
одной из трех других величин Л2, то общее усиление уменьшится.
При сильном шунтирующем действии Ra и R6 на вход тран-
зистора (при ga + g6 одного порядка или больше, чем gtl) умень-
шение усиления тракта неизбежно. Изложенные соображения
следует учитывать при выборе схемы.
Фильтр 7?ф, Сф может в частном случае отсутствовать (§ 12-5).
Фильтр Сф! является общим для двух или более каскадов.
Если каждый из каскадов имеет свой фильтр 7?ф, Сф, то /?ф1 может
отсутствовать.
Напряжение питания данного каскада Ек • отличается от на-
пряжения источника питания Еи падением напряжения на /?ф1:
ЕК = ЕИ-Жф1,	(12-19)
где is — полный ток всех каскадов, протекающий через
Выбор величин R$, Сф, 7?^ и Сф1 диктуется соображениями
ослабления паразитных связей между отдельными каскадами по
цепям питания (§ 12-5). Этот выбор может быть сделан достаточно
обоснованно лишь после того, как все каскады спроектированы.
Но чтобы выбрать R3, Ra и R6, надо знать R$ и Ек, а последняя
величина, согласно (12-19), зависит от /?ф1. Выход из положения
состоит в том, чтобы при проектировании каждого из каскадов
ориентировочно принять Ек = (0,9 ч-0,95) Ея и
= (0.05^0,1) Ен ,	(12-20)
1	1э
где i3 — эмиттерный ток данного каскада. После расчета всех
фильтров цепей питания можно, в случае необходимости, уточ-
нить значения R3, Ra и R6.
Для расчета R3, Ra и R6 может быть рекомендован следующий
порядок.
Руководствуясь соображениями, изложенными в § 12-1, вы-
бираем значения и 8t.
Принимая во внимание формулу (12-10), выбираем величину v.
При этом следует иметь в виду, что уменьшение v ведет к умень-
шению Ra и R6, следствием чего является увеличение тока, по-
требляемого каскадом, а при параллельном питании базы по по-
стоянному и переменному току — также усиление шунтирующего
332
действия на вход транзистора с возможным уменьшением усиле-
ния тракта. Увеличение же v ведет к росту R3 и падения напря-
жения на нем, что тоже не всегда допустимо (см. ниже). В качестве
ориентира можно рекомендовать v = 3.
После выбора v, руководствуясь формулой (12-13), выбираем R3.
При этом следует иметь в виду, что увеличение этого сопротивления
ведет к повышению температурной стабильности i3 и уменьшению
рассеяния электроэнергии на Rs и /?б, а также уменьшению шун-
тирующего действия этих сопротивлений на вход транзистора
(при параллельном питании), однако возрастает R3 и падение на-
пряжения на нем.
Если формула (12-13) диктует выбор нежелательного боль-
шого R3, то можно попытаться исправить положение путем умень-
шения v или (и) выбора типа транзистора с меньшим /к.о. Можно
также пойти на некоторое увеличение и (или) 1Э. Последнее,
однако, связано с изменением параметров транзистора и влечет
за собою необходимость пересчета высокочастотной схемы.
Если правая часть формулы (12-13) оказывается отрицатель-
ной, то это означает, что при данных /к.о и i3 и выбранном v
требуемая температурная стабильность i3 не может быть в данной
схеме обеспечена. В этом случае надо поступать так же, как при
получении очень больших положительных значений (см. выше).
После того, как v и R3 выбраны, находим	<•
R6 = vRi,	(12-21)
ь + L-.гсмин + 58. ю-2 ]g_A_ ’
R3 = R'3 — ~R$;	(12-23)
Re=ZR6-,	(12-24)
Ra =	•	(12-25)
I
Проверяем приемлемость найденного R3 из соображений па-
дения напряжения на нем. Это значение можно считать приемле-
мым, если выполняется условие:
(%э + RK + ^ф) гэ (1 + ба + б/) Ек. мнн — UK. м — ик. 0, (12-26)
где Ек. мни — минимальное возможное значение Ек; UK. м — наи-
большая возможная амплитуда напряжения на коллекторе;
ик. о — наименьшее допустимое остаточное напряжение коллек-
тор — эмиттер.
Как правило, во всех каскадах, кроме последнего каскада УПЧ,
можно считать UK. м = 0. Для ик. 0 можно рекомендовать 0,3ч-0,5 в.
333
Если условие (12-26) не выполняется, то необходимо произ-
вести перерасчет, приняв меньшее значение v, большее 8t, или
применив транзистор с меньшим /к. 0.
Необходимо также помнить, что изложенная методика расчета
не является строгой; в случае Дэ < (100 -4-200) ом она теряет силу,
и нестабильность г, будет существенно больше расчетной. Поэтому
не следует выбирать такие малые значения этого сопротивления.
Добившись приемлемого 7?э, выбираем ближайшие к найден-
ным значениям 7?э, Да и Дб, соответствующие ГОСТ +10%.
Емкости Сэ и С следует выбирать по ГОСТ +20% так, чтобы
удовлетворялись следующие условия.
В схемах рис. 12-2, а и 12-3, а
___________Ун_________
1А 2л/мин
т \ Л / доп
(12-27)
где /мин — минимальная рабочая частота каскада; у21 — пара-
метр транзистора на частоте /мин; (&К/К)№П — допустимое отно-
сительное изменение усиления каскада за счет обратной связи
через цепочку 7?э, Сэ. Можно рекомендовать (ДД7/<)доп =
= 0,02-0,05.
В схеме рис. 12-Д, б
Сэ^ (20-4-50)	,	(12-28)
х’п/мин
где А 2 — берется для частоты /мин.
В схеме рис. 12-3, б
Сэ ^(20 -4- 50)	(12-29)
МЮНХ К
В схеме рис. 12-2, в
1/"g2	bl
С > (20-4-50)	,	(12-30)
^Чмин
где gii и Ьц — параметры транзистора на частоте /мин;
С > (40-4-100)^22(1 ++)	С12-31)
(12-28)
где g22 — параметр транзистора на частоте /мин.
В схеме рис. 12-2, г должны удовлетворяться условия
и (12-30).
В схеме рис. 12-3, в должны удовлетворяться условия (12-30) и
<12-32>
В схеме рис. 12-3, г должны удовлетворяться условия (12-29)
и (12-30).
334
12-3. Расчет схемы стабилизации э.д.с. Е'б
На рис. 12-4 представлена в двух вариантах простейшая и
вместе с тем весьма эффективная схема стабилизации э. д. с. Eq.
По этой схеме постоянное напряжение на базы транзисторов по-
дается с диода Д. Стабилизация основана на том, что в некоторой

обратную связь с
Рио.12-4 .
области напряжений на диоде иа, превышающих имин (рис. 1.2-5),
зависимость и„ от тока через диод гд оказывается относительно
слабой. При изменениях Еа ток 1Л, приблизительно равный EJR,
изменяется практически пропорционально Еа, напряжение же ил
изменяется в значительно'меныпей сте-
пени.
Варианты отличаются друг от друга
лишь тем, что в варианте а питание баз
по постоянному и переменному току
параллельное, а в варианте б — после- ' [Ми
довательное. Поэтому в варианте а со-
противления R6 шунтируют входы тран-
зисторов по переменному току и не
должны быть слишком малы (§ 12-2).
В варианте б указанное шунтирующее
действие не имеет места, так что из этих
соображений допустимо иметь R6 = 0.
Остается, однако, другое соображение:
необходимость исключить недопустимую
базы второго на базу первого транзистора. Эта задача решается
фильтром R62, Сф2. Поэтому сопротивление R61 в варианте б
исключено, а сопротивление R6i оставлено.
На рис. 12-4 стабилизировано напряжение питания баз только
двух транзисторов. Число транзисторов может быть и большим;
при этом, однако, может потребоваться несколько более сложная
схема фильтрации, например, такая, как на рис. 12-6.
335
ж'
Вольт-амперная характеристика диода при ил > цМин может
быть аппроксимирована прямой, поэтому можно считать, что
по отношению к внешней схеме диод ведет себя как источник э. д. с.
£0 с малым внутренним сопротивлением Ro = ctg 0 (рис. 12-5
и 12-7, а). Это, в свою очередь, позволяет рассматривать источ-
ник Еа, сопротивление R и диод Д по отношению к транзисторам
как эквивалентный генератор (рис. 12-7, б) с э. д. с.
(12-33)
Еб Е° Ro + R+ Е* Ro + R
~Еи
Рис. 12-6.
и внутренним сопротивлением
= <1М4>
Так как RQ < R, то можно считать Е’6 = Ео + Ea(R0/R) и
Re — Ro-
Ввиду малости Ro можно, кроме того, считать, что питание
транзисторов от этого генератора происходит взаимно независимо.
Эффективность стабилизации может быть количественно охарак-
теризована коэффициентом стабилизации:
Ен Ro	Ек
где les — общий ток всех баз.
Величина Ео уменьшается с ростом температуры. Это изменяет
условия температурной стабилизации эмиттерных токов: она ста-
новится более жесткой. Может получиться даже некоторое умень-
шение 1Э с повышением температуры.
Диод-стабилизатор рекомендуется выбирать так, чтобы
э. д. с. Ео была порядка 0,5—1,5 в, а сопротивление Ro было воз-
336
можно меньшим. Для определения необходимых значений Д и
других сопротивлений и емкостей, показанных на рис. 12-4,
может быть рекомендована следующая методика.
Находим максимальный ток базы каждого из транзисторов,
питаемых от стабилизатора:
г'б. макс — ['э (1 +	+ 6Z) (1 — аМиН),	(12-36)
где 6а и должны быть выбраны в соответствии с указаниями
а)	§ 12’1’
' -Ен___________ Складываем все найденные
t~7	токи и получаем	максимальный
Т 1	ток, потребляемый	от стабили-
о П	затора:
1бЕ
Рис. 12-7.
Определяем
its s макс — 2 макс*
_________I-н. мин_______
Имин Д) + гб S макс^о
(12-37)
(12-38)

Принимаем для R ближайшее к найденному меньшее значение,
соответствующее ГОСТ +10%.
Если между базой транзистора и диодом-стабилизатором вклю-
чено сопротивление (рис. 12-4, а и Т2 на рис. 12-4, б), то выбираем
наибольшее допустимое значение v по формуле (12-10). Если такого
сопротивления нет, то принимаем v = 0.
Для каждого из транзисторов находим
£о-5,8*1О-Ч§-Д-
Г) _ J о. э
R6 = vR3.	(12-40)
Принимаем ближайшие к найденным значениям R3 и R6, соот-
ветствующие ГОСТ ±10%.
(12-39)
22 Д. Н. Шапиро Зак. 2212
337
Выбираем Сф2 (по ГОСТ +20%) так, чтобы выполнялось ус-
ловие
2л/7?б2 ’
(12-41)
где К. — коэффициент усиления тракта от базы первого до базы
второго транзистора; f — рабочая частота: q — 10 для схёмы
рис. 12-4, а и q = 1 для схемы рис. ,12-4, б.
Если емкость, найденная по формуле (12-41), оказывается
такой, что	*
<12-42>
то достаточная фильтрация будет обеспечена без этого конденса-
тора.
Емкости С и Сэ могут быть найдены, как указано в § ,12-2.
Для схемы рис. 12-6, в предположении, что рабочая частота
всех каскадов одна и та же и усиления от базы одного до базы
следующего транзистора равны Д2 и К3, можно рекомендовать
следующую методику расчета.
Выбираем диод и находим R и R3, R6 каждого из транзисторов
по формулам (12-38)—(12-40).
Выбираем R и R3 всех транзисторов по ГОСТ так же, как
в схемах рис. 12-4.
Выбираем для Rr —Re значения, ближайшие по ГОСТ + 10%
к следующим:
= ^б1‘> ^2 = RqZ,
R3 = #63	0, ^б4>
/?4 = 0,8R64; R6 = Rs = 0,1/?б4-
(12-43)
Выбираем емкости
выполнялись условия:
Сф2 Сф4 (ПО
ГОСТ +20%) так, чтобы
10Л1 ,
2лД?5 ’
юк2 .
2nfRe ’
ЮЛз
2n,fRi '
(12-44)
12-4. Расчет схемы стабилизации э. д. с. Е6 и Ек
На рис. 12-8 представлена простая схема стабилизации
э. д. с. Еб и Ек. Она может быть рекомендована для преобразова-
теля частоты как с отдельным, так и с совмещенным гетеродином.
Принцип действия этой схемы состоит в следующем. Общий
ток I транзисторов Т1 и Т2 стабилизирован транзистором Т по
338
схеме, рассмотренный в § 12-3. Кроме того, токи транзисторов Т1
и Т2 стабилизированы по отношению к изменениям а и темпера-
туры по схеме, рассмотренной в § 12-2. Поэтому ток i и напря-
жение Ек оказываются связанными друг с другом почти точно
прямой пропорциональностью, и Ек оказывается стабилизирован-
ным в такой же степени, как и i. Стабилизация же Ек означает
стабилизацию Ев и Ек, так как в данной схеме Ек — Ек и Eg =
— р Ra
К Яа + Яб '
Рис. 12-8.
Емкость С блокирующая. Ее величина должна выбираться
в зависимости от параметров элементов высокочастотной части
схемы, не показанной на рисунке. Для расчета остальных эле-
ментов схемы может быть рекомендована следующая методика.
Выбираем диод-стабилизатор так, чтобы э. д. с. Ео была по-
рядка 0,5—1,5 в, а сопротивление Ro было возможно меньшим.
Находим
Як =£и. мин-«мин-0,5,	(12-45)
где Еи. Мин — минимальное значение напряжения источника пи-
тания; имин — то же, что в § 12-3 (рис. 12-5).
Определяем значения 7?а, /?б, Дэ и Сэ транзисторов Т1 и Т2,
как указано в § 12-2.
Находим токи iRa обоих транзисторов:
ГэЯэ + б.в-Ю-Чё-г^
=----------р-----•	(12-46)
22*
339
Вычисляем общий ток:
г — г’э1 4- гКа1 4- г'э2 4" гКа2-	(12-47)
Определяем
имни 5,8-10 2 1g—7—
«Э = «ер---------i-----— >	(12-48)
__ Ей. мин Имин	(12-49)
^МИН
где асР и Jo. э — параметры транзистора Т; гмин — ток через
диод, соответствующий напряжению иМин (рис. 12-5).
Выбираем для R3 ближайшее к найденному, а для R — бли-
жайшее меньшее к найденному значение, соответствующее
ГОСТ ±10%.
12-5. Выбор параметров фильтров цепей питания
Вся совокупность фильтров, включенных в цепи питания ВЧ
тракта приемника, должна удовлетворять следующим основным
требованиям.
1.	Напряжение, возникающее на входе транзистора любого
каскада на его рабочей частоте из-за обратной связи по цепям пи-
тания с любым из последующих каскадов, не должно превышать
1-5-5% от того напряжения, которое существовало бы там при
отсутствии этой связи (кольцевое усиление не должно превышать
0,01 -0,05).
2.	Низкочастотные напряжения, просачивающиеся по цепям
питания на вход транзистора любого каскада ВЧ тракта, должны
быть настолько малы, чтобы не вызывать вторичной модуляции,
превышающей 1-5-5%.
3.	Активные сопротивления всех RC фильтров должны быть
по возможности меньше, чтобы не вызывать значительного паде-
ния постоянного напряжения.
4.	Конденсаторы должны иметь приемлемые габариты.
Отношение напряжения на входе данного каскада, возникаю-
щего из-за обратной связи по цепям питания с любым из после-
дующих каскадов, Uo. с к напряжению на входе этого каскада
при отсутствии обратной связи U (кольцевое усиление) может
быть найдено по формулам:
если последующий каскад собран по схемам рис. 12-2, а или в
или 12-3, а или в, то
<12’50>
если последующий каскад собран по схемам рис. 12-2, б или г
или 12-3, б или г, то
^о.с KlJ	1	(12’51)
и Л»214лЧ2СфСэ^э Лф’
340
В этих формулах К — коэффициент усиления от входа дан-
ного до входа рассматриваемого последующего каскада; у21 —
параметр транзистора последующего каскада; f — рабочая ча-
стота, Сф — емкость фильтрующего (блокировочного) конденса-
тора, соединяющего низкопотенциальный конец нагрузки после-
дующего каскада (точку В на рис. 12-2 и 12-3) с корпусом; П/ц, —
произведение коэффициентов фильтрации всех фильтрующих
звеньев на пути от Сф ко входу транзистора данного каскада.
При решении вопроса о фильтрах в цепях питания усилителя
высокой частоты (частоты принимаемого сигнала) преобразователь
должен рассматриваться как каскад УВЧ, так как в его коллек-
торной цепи создается ток частоты сигнала, а на конденсаторе Сф —
напряжение этой частоты.
При решении вопроса о фильтрах в цепях питания усилителя
промежуточной частоты преобразователь должен рассматриваться
тоже как каскад УПЧ, так как для колебаний промежуточной
частоты, попадающих на его вход, он работает как усилитель.
В обоих случаях вместо z/21n следует пользоваться при расче-
тах величиной у21 на соответствующей рабочей частоте при той
постоянной составляющей тока эмиттера, которая имеет место
в преобразователе (смесителе). Коэффициент усиления преобра-
зователя Для колебаний промежуточной частоты следует прини-
мать равным коэффициенту усиления в режиме преобразова-
ния — Кпр, умноженному на отношение у21/г/21п.
Можно рекомендовать следующий порядок проектирования.
Проверяем, можно ли выбрать емкости Сф такими, чтобы не
надо было включать дополнительных фильтров между двумя,
тремя и т. д. следующими друг за другом каскадами. При отсут-
ствии таких фильтров точки В соответствующих каскадов совпа-
дают, и конденсатор Сф оказывается для них общим. Проверка
сводится к тому, что приняв Uo. JU = 0,01—0,05, мы решаем
(12-50) и (12-51) (в зависимости от схемы последнего из рассматри-
ваемых каскадов) относительно Сф, т. е. находим
Сф=Ку21^^ПКф	(12-52)
или
' (12‘53)
где в случае двух каскадов под К понимается коэффициент усиле-
ния первого каскада Кф, в случае трех каскадов — произведение
коэффициентов усиления первого и второго каскадов KiKz
и т. д.; под П/(ф понимается коэффициент фильтрации от общей
точки В до базы транзистора первого каскада (других фильтров
на пути от конденсатора Сф до базы этого транзистора нет).
Коэффициент фильтрации на пути от точки В до базы транзи-
стора данного каскада рассчитывается по формулам:
341
для схем а (рис. 12-2 и 12-3)			
	КФ	1	(12-54)
		Кбёи (1 + 41) ’	
для схем б	(рис. 12-2	и 12-3)	
	Кф	= 1 “ Ragll (1 + Л) ’	(12-55)
для схем в	(рис. 12-2	и 12-3)	
		Д' 		1	. V<1> ~ 2nfR6C ’	(12-56)
для схем г (рис. 12-2 и 12-3)
= 2л/'/?ас 4	(12-57)
Если значение Сф, найденное указанным выше путем для двух,
трех и т. д. следующих друг за другом каскадов, оказывается при-
емлемым (существуют доступные конденсаторы такой емкости,
имеющие допустимые габариты), то соединяем соответствующие
каскады в группу и включаем дополнительные фильтры только
между такими группами.
Если значение Сф, найденное по формулам (12-52) или (12-53),
даже для двух смежных каскадов оказывается трудно реализуе-
мым, то лучше всего включить дополнительный фильтр в каждый
из каскадов, как показано на рис. 12-2 и 12-3. Тогда рассчитываем
фильтр цепи питания .первого каскада данной частоты, исходя
из кольцевого'усиления всего тракта данной частоты от первого
до последнего каскада, затем рассчитываем фильтр цепи питания
второго каскада, исходя из кольцевого усиления тракта от второго
до последнего каскада и т. д. При этом в цепь питания последнего
каскада фильтр ставить не надо. Можно действовать в обратном
порядке: включить в цепь питания последнего каскада дополни-
тельный фильтр, исходя из кольцевого усиления всего тракта,
в цепь питания предпоследнего каскада, исходя из кольцевого
усиления тракта от первого до предпоследнего каскада и т. д.
При этом не надо ставить фильтр в цепь питания первого каскада,
работающего на данной частоте.
Возможны и другие варианты: так, может оказаться, что ка-
кие-либо два смежных каскада не требуют включения между ними
дополнительного фильтра, а между другими смежными каскадами
фильтры нужны.
Коэффициент фильтрации одного RC звена рассчитывается по
формуле:	\
(12-58)
К —	*
2nfRC '
342
Однако этой формулой можно пользоваться лишь при условии что
12л2рл ’	(12-59)
где L — сумма индуктивностей конденсатора Lc и подключающих
его проводов — Ln.
Величина Ln может быть приближенно найдена из расчета
(5 -т-10) • 10-9 гн на один сантиметр длины провода. Величина Lc
бумажных, слюдяных и керамических конденсаторов может быть
приближенно принята равной индуктивности провода той же
длины, что и конденсатор. Электролитические конденсаторы в вы-
сокочастотных фильтрах применять не следует.
Существенное* увеличение емкости сверх значения, удовлетво-
ряющего (12-59), не приводит к адекватному уменьшению Кф,
так как сопротивление конденсатора и подключающих его прово-
дов оказывается при этом практически чисто индуктивным и с уве-
личением емкости почти не изменяется.
Глубина вторичной модуляции, создаваемой напряжением
звуковой частоты с амплитудой t/n. м, попадающим на вход тран-
зистора высокочастотного усилительного каскада без отрицатель-
ной обратной связи, может быть найдена по формуле:
mBT = yt/n. м,	(12-60)
где у можно считать равным 40 —. Из этой формулы следует,
что для того, чтобы твт не превышало 0,01—0,05, для любого
из каскадов ВЧ тракта'должно выполняться условие:
t/n. M==s (0,25 ч- 1,25) мв.	(12-61)
Наибольшее значение амплитуды напряжения частоты моду-
ляции, возникающего на зажимах источника питания, может
быть ориентировочно найдено по формуле:
где РноМ — номинальная выходная мощность приемника; Сбл —
емкость конденсатора, блокирующего источник питания; а = 2
в случае однотактного и а = 0,5 в случае двухтактного выходного
каскада. Емкость Сбл должна выбираться возможно большей и
ограничивается допустимыми габаритами конденсатора.
Чтобы выполнялось условие (12-61), произведение коэффи-
циентов фильтрации всех звеньев на пути от Сбл до входа любого
из каскадов ВЧ тракта на частоте Ен должно удовлетворять ус-
ловию:
ПКФ< (0,25 ч- 1,25) ^нСбл .	(12.63)
НОМ
343
Коэффициент фильтрации одного RC звена по низкой частоте
рассчитывается по формуле (12-58) с подстановкой в нее вместо/,
где F„ — минимальная частота модуляции. Если фильтр был рас-
считан исходя из необходимой фильтрации высокочастотных коле-
баний, то может оказаться, что расчет по формуле (12-58) для ча-
стоты FH приведет к Кф> 1- Тогда следует считать Кф = 1.
Коэффициент фильтрации колебаний частоты FH на пути от
точки В до базы транзистора для всех схем рис. 12-2 и 12-3
может быть приближенно найден по формуле:
(12-64)
Можно рекомендовать следующий порядок проектирования
фильтров для низких частот.
Приступать к проектированию'этих фильтров после того, как
спроектированы все фильтры для высоких частот.
Рассчитать, пользуясь формулами (12-58) (с заменой / на Рн)
и (12-64), коэффициенты фильтрации всех элементов на пути от
Сбл до базы транзистора каждого из ВЧ каскадов. Разделить
величину ПКФ, выбранную по формуле (12-63), на больший из
найденных коэффициентов. Включить в провод питания между НЧ
и ВЧ трактами дополнительный RC фильтр с коэффициентом филь-
трации, равным частному от указанного выше деления.
Для фильтрации низкочастотных колебаний применяются
электролитические конденсаторы больших емкостей. Эти конден-
саторы. имеют значительные сопротивления для токов высокой
частоты. Поэтому параллельно электролитическим должны вклю-
чаться бумажные, слюдяные или керамические конденсаторы,
емкости которых выбраны из соображений фильтрации высоко-
частотных колебаний.
ПРИЛОЖЕНИЕ
Значения у и Jo некоторых типов диодов
Тип диода	1	Д. мка	Тип диода	1 Y — ’ в	мка
'Д2Б	19—29	' 1 |	Д12	20—22	1,5—5,5
Д9Б	20—27	1—8	ДЮ2	19—21	1
ДЮА	22—28	1—2	Д106А	19—24	<1
Значения тока 7о.э
некоторых типов транзисторов
Тип транзистора	70. э, мка
П-13	1—8
п-16	3—20
П-402	0,01—0,06
П-403	0,02—0,06
П-406	0,09—0,2
У-параметры некоторых типов транзисторов
Транзистор типа П-402
Схема ОЭ, Д = 1 ма, ик — —5 в
f, Мгц	Уп, мсим	Y22, MKCUM	Г/21> мсим	Г/12» мксим
0,5	0,5+/0,6	6,74-/47	30	20
1,5	1+/1.6	7,74-/140	30	60
5	3+/5	17+/350	30	180
10	4+/9.3	120+/630	30	360
15	8-+-/12	240+/900	30	600
345
Транзистор ГТ 309
Схема ОЭ, гэ = 1 -ма, ик = —5 в
f, Мгц	¥ц, мсим	У 22, мксим	£/21» MCUM	у 12, мксим
0,465 6,1 9,1 11,8	0,44-/0,15 0,8+/1,5 1,3+/2,0 1,5+/2,4 Т р а н з и с то в схеме ОЭ п р и г’э	23+/31 63+/290 66+/390 110+/400 - р ы П 416, П 417 и на частоте = 1 ма, ик — —5	30 30 30 30 П 417 А - 465 кгц в	4,5 88 130 160
Тнп тран- зистора	У а, мсим	У22, MKCUM	уг1, мсим	у 12, мксим
П 416 П417 П 417 А	0,5+/0,3 0,37+/0,096 0,30+/0,096	10+/29 7,1+/29 13+/38	32 26 31	15 6,8 6,2
ЛИТЕРАТУРА
1.	Шифман Д. X. Громкоговорители, «Энергия», 1965.
2.	X о м и ч В. И. Приемные ферритовые антенны. Госэнергоиздат, 1960.
3.	Р я з а н о в Б. И. Выбор наивыгоднейших размеров и расчет ферри-
товых антенн. «Электросвязь», 1958, № 2.
4.	Справочник по радиотехнике под редакцией Смиренина Б. А. Госэнерго-
издат, 1950.
5.	Ш а п и р о Д. Н. Некоторые вопросы проектирования транзисторных
преобразователей частоты. «Электросвязь», 1965, № 9.
6.	Макаров О. В. Избирательные системы, содержащие четырехкон-
турные и двухконтурные фильтры. Труды научно-технической конференции
ЛЭИС. 1966. Выпуск I.	.	.
7.	Методическое руководство к курсовому проектированию радиоприем-
ников. 2-е издание. Под редакцией Палшкова В. В. ЛЭИС. Ленинград, 1964.
8.	С и ф о р о в В. И. Радиоприемные устройства. Воениздат, *1954.
9.	Чистяков Н. И., Сидоров В. М., Мельников В. С.
Радиоприемные устройства. Связьиздат, 1958.
10.	П а л ш к о в В. В. Радиоприемные устройства. Связь, 1965.
11.	3 а ез д н ы й А. М., Кушнир В. Ф. Параметрические системы.
Изд-во ЛЭИС. 1962.
12.	Г у т к и н Л. С., Л е б е д е в ' В. Л., С и ф о р о в В. И. Радиоприем-
ные устройства, ч. I, «Советское радио», 1961.
13.	Куликовский А. А. Линейные каскады радиоприемников, Гос-
энергоиздат, 1958.
*14. Чистяков Н. И. Транзисторные резонансные усилители. «Связь»,
1964.
15.	Т р о х и м е н к о Я. К. Радиоприемные устройства на транзисторах.
«Техника», УССР, 1964.
16.	Герасимов С. М„ М и г у л и н И. М., Яковлев В.' Н. Расчет
полупроводниковых усилителей и генераторов. Изд-во технической литературы
УССР, 1961.
«17. Шапиро Д. Н. Основы теории и расчета усилителей высокой ча-
стоты на транзисторах. Связьиздат, 1962.
18.	Щ у ц к о й К. А. Проектирование радиоприемников AM и ЧМ сиг-
налов. Госэнергоиздат, 1958.
19.	К о б з е в В. В., Ш и ш м а к о в В. Н. Каскады радиоприемников
на транзисторах. Госэнергоиздат, 1960. .
20.	С и м о н о в Ю. Л. Об устойчивости одноконтурных резонансных уси-
лителей на полупроводниковых триодах. «Электросвязь», 1959, № 11.
21.	С и м о н о в Ю. Л. К расчету устойчивости одноконтурных резонанс-
ных усилителей на полупроводниковых триодах. «Радиотехника», 1960, т. 15, № 11
22.	Симонов Ю. Л. Анализ устойчивости резонансных усилителей
на полупроводниковых триодах. «Радиотехника и электроника», 1960, № 3.
23.	С и м о н о в Ю. Л., Крюков Ю. Г. Анализ каскодного резонанс-
ного усилителя на транзисторах. «Радиотехника», 1961, № 3.
347
• 24. Ф е д о т о в Я. А., Ш м а р ц е в Ю. В. Транзисторы. «Советское
радио», 1960.
25.	Радиотехнические схемы на транзисторах и туннельных диодах,\ под
ред. Р. А. Валитова. «Связь», 1966.
26.	С т е п а н е н к о И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных
схем. «Энергия», 1967.
27.	Рейн ф’е л ь д е р В. А. Разработка малошумящих входных цепей
на транзисторах. «Связь», 1967.
* 28. Щ у ц к о й К. А. Транзисторные усилители высокой частоты. «Энер-
гия», 1967.
СОДЕРЖАНИЕ
Предисловие........................................................... 3
Глава первая. Блок-схема радиоприемника............................... 5
1-1. Общие соображения о предварительном выборе блок-схемы . .	—
1-2. Определение	нормальной выходной	мощности................... 6
1-3. Определение	нормального входного	сигнала................... —
1-4. Выбор полос пропускания преселектора и тракта промежуточ-
ной частоты	......................................... 7
1-5.	Определение необходимого коэффициента усиления ВЧ тракта	8.
1-6.	Выбор числа каскадов УЧС и числа контуров входной цепи	9
1-7.	Выбор типа и числа фильтров промежуточной частоты ....	Ц
1-8.	Выбор типа транзисторов для ВЧ тракта и числа каскадов УПЧ	12
Глава вторая. Общие указания по проектированию входных цепей ....	14
2-1. Требования ко входным цепям........................^.	.	—
2-2. Обеспечение требуемого перекрытия по частоте.............. 15
2-3. Обеспечение равномерности шкалы настройки................. 17
2-4. Коэффициент шума входной цепи вместе с первым транзисто-
ром ...................................................... 19
2-5.	Коэффициент передачи входной цепи......................... 24
2-6. Формулы для расчета ослабления дополнительных каналов
.приема .................................................. 29
2-7.	Уменьшение влияния дополнительного резонанса входной цепи 32
2-8.	Полоса пропускания входной цепи .	.	.	.	:............... 33
2-9. Ослабление влияния изменений параметров антенны на на-
стройку входной цепи..................................... 36
2-10. Ослабление влияния изменений входной проводимости тран-
зистора на настройку и полосу пропускания входной цепи 37
2-11. Исходные данные и общий порядок расчета входных цепей 38
Глава третья. Расчет входных цепей для работы с открытой антенной
на ДВ и СВ ............................................ 40
3-1. Одноконтурная входная цепь с внешней емкостной связью
с антенной -.............................................. —
3-2. Одноконтурная входная цепь с трансформаторной связью с ан-
тенной и внутренней емкостной связью с транзистором ....	47
3-3. Одноконтурная входная цепь с автотрансформаторной связью
со штыревой антенной и внутренней емкостной связью с тран-
зистором ...............................................  51
3-4. Одноконтурная входная цепь с трансформаторной связью с ан-
тенной и транзистором..................................... 54
3-5. Двухконтурная входная цепь................................ 62
3-6. Фильтр промежуточной частоты.............................. 71
Глава четвертая. Расчет входных цепей с ферритовой антенной иа ДВ и СВ 75
4-1. Расчет ферритовой антенны.................................. —
4-2. Одноконтурная входная цепь с внутренней емкостной связью
с транзистором .......................................... 82
349
4-3. Одноконтурная входная цепь с трансформаторной связью
с транзистором ............................................... 85
4-4. Двухконтурная входная цепь с ферритовой антенной......... 87
4-5. Соображения по проектированию входных цепей, рассчитанных '
на прием как с ферритовой, так и с открытой антенной .....	90
Глава пятая. Расчет входных цепей на КВ и УКВ....................... 93
5-1. Одноконтурная входная цепь с внешней емкостной связью
с антенной на КВ........................................... —
5-2. Одноконтурная входная цепь с трансформаторной связью с ан-
тенной на КВ ............................................ 102
5-3. Одноконтурная входная цепь с магнитной антенной на КВ . . .	105
5-4. Широкополосная одноконтурная входная цепь с трансформатор-
ной связью с настроенной антенной на УКВ ................ 107
Глава шестая. Общие указания по проектированию усилителей частоты
принимаемого сигнала.............................................. 114
6-1. Требования к усилителям частоты принимаемого сигнала ...	—
6-2. Коэффициент‘усиления резонансного усилителя............. 115
6-3. Коэффициент усиления апериодического усилителя.......... 118
6-4. Относительное ослабление дополнительных каналов приема ре-
зонансным усилителем ................................... 119'
6-5. Устойчивость резонансного	усилителя.................... 121
6-6. Нелинейные искажения в усилителе частоты принимаемого сиг-
нала .................................................... 124
6-7. Исходные данные и общий	порядок	расчета резонансного УЧС 126
Глава седьмая. Расчет некоторых усилителей частоты принимаемого сиг-
нала ............................................................. 127
7-1. Резонансный усилитель с автотрансформаторной связью кон-
тура с транзистором данного каскада и трансформаторной
связью с транзистором следующего каскада.................... —
7-2. Резонансный усилитель с трансформаторной связью с тран-
зистором данного каскада и внутренней емкостной связью
с транзистором следующего каскада......................... 136
7-3. Резонансный усилитель с трансформаторной связью с транзи-
стором данного каскада и комбинированной связью с транзи-
стором следующего каскада...............................‘ 143
7-4. Апериодический усилитель на сопротивлениях............... 148
7-5. Резонансный усилитель для диапазона УКВ.................. 151
Глава восьмая. Расчет преобразователей частоты...................... 158
8-1. Общие соображения по проектированию преобразователей ча-
стоты ..................................................... —
8-2. Расчет сопряжения настроек гетеродина и преселектора ... .	159
8-3. Уточнение допусков на емкости конденсаторов при точном со-
пряжении в трех точках ...........................,	- . .	175
8-4. Уточнение необходимых изменений параметров элементов под-
стройки контуров ......................................... 181
8-5. Расчет гетеродина и гетеродинной части преобразователя с со-
вмещенным гетеродином для диапазонов ДВ, СВ и КВ ....	184
. 8-6. Расчет гетеродинной части преобразователя с совмещенным
гетеродином для диапазона УКВ............................ 192
8-7. Общие соображения по проектированию смесителя..........	195
8-8. Расчет смесителя с парой взаимно связанных контуров при
р2 = 1	.............................................. 200
8-9. Расчет смесителя с парой взаимно связанных контуров при
р2 < 1	............................................ 208
8-10. Расчет смесителя с фильтром сосредоточенной избирательности
обычного типа ........................................... 210
8-11. Расчет смесителя с электромеханическим или пьезокерамиче-
ским фильтром ............................................ 220
8-12. Расчет смесителя с четырехконтурным фильтром, имеющим
переменную полосу пропускания............................. 223
350
Глава девятая. Расчет каскадов усилителя промежуточной частоты . . .	229
9-1. Общие	соображения по проектированию каскадов УПЧ ....	—
9-2. Расчет каскада УПЧ с парой взаимно связанных контуров . . .	239
9-3. Расчет	широкополосного одноконтурного каскада УПЧ ....	246
9-4. Расчет	апериодического каскада УПЧ на сопротивлениях . . .	248
9-5. Расчет	апериодического каскада УПЧ на трансформаторах . .	250
9-6. Расчет	выходного каскада УПЧ, нагруженного детектором AM
колебаний .................................................. 252
Глава десятая. Расчет схем АРУ........................................ 257
10-1. Общие соображения по проектированию схем АРУ................ —
10-2. Расчет схемы АРУ по току эмиттера при регулировании в од-
ном каскаде с подачей отрицательного смещения на анод диода - 261
10-3. Расчет схемы АРУ по току эмиттера при регулировании в од-
ном каскаде без подачи отрицательного смещения на анод
диода ................................................... 271
10-4. Расчет схемы АРУ по току эмиттера с задержкой и усиле-
нием с помощью эмиттерного повторителя................... 272
10-5. Расчет схемы АРУ по току эмиттера при регулировании в двух
каскадах ........................................................ 276
Глава одиннадцатая. Расчет детекторов AM и ЧМ сигналов................ 280
11-1. Общие соображения по проектированию детекторов AM сигна-
лов .........................................w..................... —
11-2. Расчет простого диодного детектора ....................... 290
11-3. Расчет диодного детектора с входным сопротивлением, не за-.
висящим от температуры...................................   298
11-4. Расчет диодного детектора с постоянным входным сопротивле-
нием ...................................................  304
11-5. Расчет совмещенного детектора схемы АРУ и основного тракта	307
11-6. Расчет дискриминатора с двумя взаимно связанными конту-
рами ..........-.........  .	......................... 311
11-7. Расчет подавителя амплитудной модуляции................... 317
Глава двенадцатая. Расчет элементов цепей питания...........Л	. , .	323
12-1. Общие соображения по проектированию цепей питания ...	—
12-2. Расчет элементов цепей питания каскадов ВЧ тракта прием-
ника, неохваченных АРУ, при однополярной системе питания 329
12-3. Расчет схемы стабилизации э. д. с. Еб . . . .............. 335
12-4. Расчет схемы стабилизации э. д. с. Еб и Ек................ 338
12-5. Выбор параметров фильтров цепей питания................... 340
Приложение .......................•..................................  345
Литература .......................................'................... 347