/
Автор: Семенов Б.Ю.
Теги: электротехника электроника инженерия электричество силовая электроника инженерное дело преобразователи
ISBN: 978-5-4488-0057-3
Год: 2017
Текст
Б. Ю. Семенов
СИЛОВАЯ ЭЛЕКТРОНИКА:
ПРОФЕССИОНАЛЬНЫЕ РЕШЕНИЯ
Электронное издание
Профобразование
Саратов • 2017
УДК 621.38
ББК 32.85
СЗО
Семенов Б. Ю.
СЗО Силовая электроника: профессиональные решения. - Эл. изд.
— Саратов: Профобразование, 2017. —415 с.: ил.
ISBN 978-5-4488-0057-3
Силовая электроника — специфическая область инженерного знания,
где многое определяется не столько сугубо теоретическими знаниями,
сколько опытом, эрудицией, живым поиском путей проектирования на-
дежной электронной техники. Пути решения той или иной технической
проблемы силовой электроники могут быть весьма нетрадиционными,
хотя существует ряд правил, без соблюдения которых точно ничего рабо-
тоспособного разработать невозможно. Данная книга призвана помочь
включиться в процесс разработки, конструирования и эксплуатации ста-
тических преобразователей электроэнергии на основе современных полу-
проводниковых силовых элементов. Книга адресована инженерно-техни-
ческим специалистам, занятым в процессе разработки, модернизации и
ремонта изделий силовой электроники, студентам высших и средних учеб-
ных заведений, а также всем, кто интересуется проблемами преобразова-
тельной техники.
ISBN 978-5-4488-0057-3
© Семенов Б. Ю., 2011
© Оформление. Профобразование, 2017
Моей жене Юлии Семёновой
посвящаю эту книгу
ОТ АВТОРА
Электроэнергетика в современном мире заняла столь прочное ме-
сто, что мы уже просто не представляем, каким образом можно обой-
тись без электрической энергии в цивилизованном обществе, насы-
щенном техническими средствами, облегчающими нам жизнь. Соот-
ветственно, задачи преобразования электроэнергии сегодня столь
широки и разнообразны, что в этом направлении работает огромное
количество разработчиков-инженеров, великое множество фирм по-
ставляет на рынок всевозможные преобразователи напряжения, тока,
частоты с колоссальными диапазонами мощностей — начиная от до-
лей ватт и заканчивая тысячами мегаватт. Поэтому вполне естествен-
но, что преобразователи электроэнергии сегодня можно встретить во
всех отраслях промышленности, на транспорте, в быту. Современное
промышленное производство немыслимо без частотных преобразова-
телей скорости вращения электродвигателей. Не обойтись без преоб-
разователей и на современном электротранспорте: здесь уже широко
применяют асинхронные электродвигатели, которые вращаются ста-
тическими преобразователями, питаемыми от традиционных транс-
портных сетей постоянного тока. Широкий класс преобразовательной
техники составляют источники питания собственных нужд, встраи-
ваемые в аппаратуру самого разного назначения. Даже в бытовых ус-
ловиях часто можно встретить преобразователи электроэнергии, хотя
их присутствие в бытовой технике для неспециалиста незаметно.
К примеру, производители современных автоматических стиральных
машин с широкими программными режимами стирки, полоскания и
отжима, стремящиеся повысить показатели долговечности и надежно-
сти, стремятся применять для вращения двигателей частотные преоб-
разовательные блоки, которые управляют вращением барабана.
Как известно, исторически область преобразовательной техники
разделилась на два крупных направления: направление вращающихся
преобразователей и направление статических преобразователей. До
недавнего времени вращающиеся преобразователи занимали в техни-
От автора
ке подавляющее положение, поскольку для их реализации не требова-
лось сложной электронной элементной базы, а статическим преобра-
зователям небольших мощностей отводилась скромная ниша специ-
альных применений, и при этом они несли клеймо «ненадежных»,
«сложных», «дорогих». И причины этого заключались вовсе не в по-
рочности идеи статического преобразования электроэнергии, а в том,
что для реализации статических преобразователей требовалась особая
элементная база, которая появилась не так давно.
Но не будем бросать «камень в огород» вращающихся преобразо-
вателей — ведь они, обладая чрезвычайной простотой и надежностью,
десятками лет обеспечивали работу технических средств. И, тем не
менее, недостатки вращающейся техники очевидны: это небольшой
межремонтный ресурс, а значит, частая необходимость проведения
регламентных работ, высокая шумность, невозможность быстрого ре-
монта после поломки или истечения межремонтного интервала, труд-
ности с диагностикой исправного состояния, низкий коэффициент
полезного действия (КПД), низкий коэффициент мощности, связан-
ный с работой асинхронных двигателей, которые непосредственно
подключены к питающей сети. Комплекс этих задач решали обычны-
ми методами, проектируя специальные агрегатные помещения для
размещения преобразователей, а также создавая специализированные
диагностические комплексы. Однако задачу полнофункциональной
диагностики вращающихся преобразователей до сих пор в полной
мере решить не удалось — слишком много факторов определяют ра-
ботоспособность вращающейся техники. А это означает лишь одно:
диагностика и ремонт вращающихся преобразователей была и остает-
ся нетривиальной задачей, связанной с наличием высококвалифици-
рованного персонала, обладающего, кроме базовых технических зна-
ний, еще и опытом работы. Понятно, что число таких высококвали-
фицированных людей всегда ограничено, и они достаточно высоко
оценивают свои услуги.
Ситуация коренным образом изменилась с появлением на рынке
электронных компонентов управляемых силовых транзисторов IGBT
и MOSFET. На основе этих компонентов были разработаны статиче-
ские преобразователи электроэнергии, свободные от указанных выше
недостатков вращающихся преобразователей. Удалось на несколько
порядков снизить уровень излучаемого шума (что позволило разме-
щать преобразователи в обычных производственных помещениях),
создать развитую комплексную систему диагностики исправного со-
стояния с применением микропроцессорных систем, построить при-
боры по модульному принципу, обеспечивающему быструю замену
отказавшего узла, руководствуясь стандартной процедурой и мини-
мальным набором инструментов, повысить КПД и коэффициент
мощности. Необходимость в высококвалифицированном эксплуата-
Отавтора
ционном персонале, если и не отпала совсем, то значительно снизи-
лась — ведь блочную замену отказавшего узла можно поручить даже
стажеру, мало-мальски знакомому с техникой и умеющему работать
отверткой. Конечно, первые образцы статических преобразователей
оказались не столь надежны, как от них этого ожидали, и часто выхо-
дили из строя. Но на сегодняшний день технологии их производства
стали столь совершенными, что, остановившись перед проблемой вы-
бора того или иного класса преобразователя, разработчики отдают
предпочтение именно статическим решениям, так как они действи-
тельно позволяют реализовать надежное функционирование питае-
мых ими устройств и значительно снизить эксплуатационные расходы
при высоком уровне надежности. Другими словами, эра энерго- и ре-
сурсосбережения, основой наступления которой послужили статиче-
ские преобразователи, — это именно то время, в которое мы с вами и
живем.
Наша книга не ставит своей целью провести всеобъемлющий ана-
лиз общемировых тенденций развития преобразовательной техники,
поскольку материалы на эту тему можно без труда разыскать и в тех-
нических журналах, и в других книгах, и в сети Интернет. Мы посвя-
щаем книгу рассмотрению специальных технических вопросов, свя-
занных с разработкой статических преобразователей в объеме схемо-
технических и конструктивных решений. Хотя, конечно, мы не раз
обратимся к общим вопросам там, где это окажется уместным. Как
показывает практический опыт автора, занимающегося разработкой и
поставкой потребителям преобразовательной техники, уровень отече-
ственных работ в этой области значительно отстает от зарубежных, как
по технике, так и по объемам применения. Поэтому отечественные
разработчики систем питания зачастую закладывают в свои проектные
схемы зарубежные модели статических преобразователей (если, конеч-
но речь не цдет о специальной технике), вынуждая заказчика тратить
дополнительные средства на закупку, обслуживание, вызов зарубеж-
ных специалистов-эксплуатационников, приобретение оригинальных
запасных частей за рубежом. Конечно, нельзя сказать, что в нашем
отечестве это направление электронной техники никак не представле-
но в плане разработки, однако следует констатировать: проектирова-
ние статических преобразователей у нас пока остается уделом избран-
ных специалистов, которые неохотно делятся профессиональными
секретами с начинающими работать на этом поприще. Поэтому целью
данной книги в основном является знакомство начинающих разработ-
чиков с основными принципами построения промышленных статиче-
ских преобразователей электроэнергии, со специальной элементной
базой силовой электроники, с основными трудностями, которые могут
возникнуть при разработке, и с путями решения проблем.
6 От автора
Задачи, решаемые силовой электроникой, как мы уже говорили,
столь широки, что в одной, даже очень большой, книге невозможно
рассказать о всех ее направлениях подробно. Предыдущие авторские
издания [1] и [2] были посвящены общему обзору элементной базы, а
также коснулись схемотехнического построения маломощных источ-
ников питания на основе чопперных, бустерных, инвертирующих,
пуш-пульных, полумостовых и однофазных мостовых схем. Кроме это-
го, в названных изданиях автор рассказал о такой нетрадиционной
«профессии» силовой электроники, как построение электронных бал-
ластов. Небольшой разговор состоялся и о построении инверторной
сварочной техники.
В этой книге мы будем говорить о мощных преобразовательных
схемах, питаемых преимущественно от трехфазных сетей переменного
тока, с однофазным или трехфазным выходом. Поговорим мы и об
элементной базе, использующейся при проектировании таких преоб-
разователей, а также об их конструктивном исполнении, рассмотрим
типовые ошибки, встречающиеся при проектировании преобразовате-
лей и наметим пути их устранения. Кроме этого, наш разговор будет
обращен к современным методам построения управляющей части ста-
тических преобразователей.
Силовая электроника — достаточно специфическая и сложная об-
ласть инженерного знания. Очень многое определяется здесь не
столько теоретическими знаниями, сколько опытом, полученным в
процессе выполнения собственных разработок, изготовления макет-
ных и опытных образов, живого поиска путей улучшения технических
характеристик разработок. Пути решения той или иной технической
проблемы силовой электроники могут быть весьма нетрадиционны-
ми, хотя, конечно, существует ряд правил, без соблюдения которых
точно ничего работоспособного разработать невозможно.
Автору хочется надеяться, что эта книга послужит неплохой от-
правной точкой для тех читателей, кто решил связать свою профес-
сиональную жизнь с разработкой силовой электронной техники.
Б. Ю. Семенов.
Апрель 2009 г.
Глава 1
СИЛОВЫЕ СХЕМЫ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНОЙ ТЕХНИКИ
1.1. Преобразовательная техника
в современном мире
Попробуйте, уважаемые читатели, представить современный мир
без электроэнергетики, и вам, вне всякого сомнения, станет трустно.
Ибо на ум приходит картина из позапрошлого века: паровые машины,
керосиновые лампы, гужевые повозки, конки. В этом мире, лишенном
устройств получения и преобразования электроэнергии, мы не увидим
на улицах ни автомобилей, ни трамваев, ни троллейбусов, ни «электри-
чек», ни электрических фонарей. Мы не обнаружим в нем ни компью-
теров, ни телефонов, ни радиоприемников с телевизорами. Огромное
количество важных и полезных вещей станут ненужными только лишь
потому, что их нечем будет питать. Отсюда мы без труда сможем за-
ключить, что наличие электрической энергии — это необходимое усло-
вие для решения подавляющего большинства современных задач, ко-
торые ставит перед нами жизнь в нашем времени.
Практика XX в. показала, что электричество является наиболее
удобным и универсальным видом энергии, который имеет смысл вы-
рабатывать, передавать на большие расстояния и преобразовывать в
другие виды энергии (механическую, тепловую и т. д.). Именно по-
этому электроэнергетика заняла в нашей современной жизни столь
прочное место. Но процесс выработки электроэнергии является дос-
таточно сложным в техническом отношении, так что просчеты в этой
области часто приводят к катастрофическим последствиям. Напри-
мер, в результате техногенной катастрофы, случившейся в Москве
весной 2005 г., когда произошло отключение электроэнергии в части
районов города, только в одних лифтах было заблокировано 1500 че-
ловек, не говоря уже о прекращении подачи электроэнергии в систе-
мы обеспечения больниц, на дорожные светофоры, насосные станции
подачи воды, холодильники. В декабре 2008 года в Каракасе, столице
Венесуэлы, в результате короткого замыкания был полностью обесто-
чен город, из-за чего жизнь в нем полностью парализовало. Властям
пришлось вызволять людей из застрявших лифтов, закрывать метро и
эвакуировать пассажиров. К счастью, нефтеперегонные заводы в при-
городах Каракаса были оснащены собственными генераторами, так
8 1.1. Преобразовательная техника в современном мире
что техногенных катастроф не произошло. По подсчетам специали-
стов, энергетическая катастрофа, случившаяся в 2003 г. в Нью-Йорке
и продолжавшаяся 29 часов, обошлась США в 1 млрд долларов.
Один из существенных просчетов сегодняшнего времени, не приво-
дящий к техногенным катастрофам, но, тем не менее, заставляющий за-
думаться специалистов — это невнимательное отношение к расходова-
нию энергетических ресурсов. С детства нам знаком призыв «выходя —
гасите свет». И эти слова нельзя назвать пустыми. Понятно, что любой
производитель товара вынужден закладывать цену затраченных энерге-
тических ресурсов (в том числе израсходованных «вхолостую», для ра-
боты малоэффективного оборудования) в стоимость своей продукции,
а значит, растет ее цена и снижается конкурентоспособность на рынке
аналогичных товаров. Именно поэтому во всем мире все больше и боль-
ше внимания уделяется проблемам энергосбережения, то есть повыше-
ния эффективности использования вырабатываемой энергии. Если до
настоящего времени вопросы, связанные с расширением производства,
решались простым увеличением потребления энергии, строительством
новых электростанций, то сейчас перспективные фирмы стремятся ис-
пользовать новое энергосберегающее оборудование, направляя на его
приобретение значительную долю капиталовложений. Экономические
расчеты показывают, что новые энергосберегающие технологии очень
быстро окупаются по затратам, а рентабельность производства столь же
стремительно растет.
Данные современных статистических исследований показывают,
что около 65 % электрической энергии в мире потребляется электро-
двигателями различного назначения, например, насосами, вентилято-
рами, тягловыми электродвигателями электротранспорта. Классиче-
ские нерегулируемые приводные электродвигатели на сегодняшний
момент практически исчерпали свои возможности по повышению ко-
эффициента полезного действия (КПД). Мощной альтернативой нере-
гулируемому электроприводу является использование так называемого
энергосберегающего регулируемою электропривода. При использовании
этой технологии электродвигатель подключается не непосредственно к
сети переменного тока, а к спец иальному устройству с названием «ста-
тический преобразователь электроэнергии». Статический преобразо-
ватель — это электронное силовое устройство, которое позволяет за-
дать частоту вращения электродвигателя, причем не только вручную,
но и автоматизированным способом, получая управляющий сигнал от
компьютера, оснащенного специализированной программой.
По оценкам исследователей рынка преобразовательной техники,
на сегодняшний момент в индустриально-развитых странах достигнуто
соотношение между нерегулируемым и регулируемым электроприво-
дом порядка 1 :1, и вскоре регулируемый (частотный) электропривод
будет превалировать нац нерегулируемым. Интересно отметить, что по
1.1. Преобразовательная техника в современном мире 9
данным Института электроэнергетики США, в период с 1985 по 1995 г.
была проведена реконструкция 60-ти энергоблоков теплоэлектростан-
ций, где было установлено около 300 частотно-регулируемых устройств
электропривода в диапазоне мощностей от 630 до 4500 кВт. Годовой
экономический эффект от внедрения новых технологий выразился в
экономии 1 млрд кВт - ч электрической энергии. Те же данные в отно-
шении России, к сожалению, гораздо менее скромны: регулируемый
привод составляет не более 5 % от общих объемов приводной техники.
Это означает, что промышленное производство в нашей стране до сих
пор живет «по старинке», особо не заботясь о повышении эффективно-
сти использования энергии, или только мечтая об этом в условиях от-
сутствия свободных средств на модернизацию. Тем не менее, и у нас
наметились положительные сдвиги. Например, в период с 1995 по
2005 г. специалисты ОАО «ВНИИЭ» внедрили на ряде теплоэлектро-
станций 28 частотно-регулируемых преобразователя в диапазоне мощ-
ностей от 500 до 4000 кВт, что экономит до 100 млн кВт - ч в год [3]
Аналогичная ситуация складывается в области электротранспорта.
Кроме проблем энергосбережения, здесь существенным является на-
дежная работа тяглового электродвигателя, поскольку, если ориенти-
роваться на статистические данные, 50 % неисправностей электрово-
зов, троллейбусов, вагонов метро и трамваев связаны именно с неис-
правностью электродвигателя. Традиционно в этой области техники
используются коллекторные двигатели постоянного тока, частоту вра-
щения которых невозможно регулировать простыми и надежными ме-
тодами. Применение асинхронных двигателей переменного тока
(АТЭД) с частотным регулированием позволяет не только коренным
образом пересмотреть идеологию конструирования электротранспор-
та, но существенно сократить процент отказов, связанных с выходом
из строя электродвигателей, расширить диагностические возможно-
сти, предупредить развитие отказов на ранней стадии. Более того,
асинхронные электродвигатели при той же мощности, что и синхрон-
ные постоянного тока, имеют в 1,5 (в среднем) раза сниженные габа-
риты.
Еще одна область применения частотно-регулируемого электро-
привода — это лифтовое хозяйство и подъемное оборудование (тельфе-
ры, лебедки, краны). Ежегодное потребление энергии в данной отрас-
ли у нас в стране составляет 1 млрд кВт - ч. Поэтому становится понят-
ным, насколько она энергоемка и какой экономический эффект
можно достигнуть от применения преобразовательной техники, если
учесть, что, применив частотные преобразователи, можно снизить
энергопотребление электрооборудования лифтов на 40...60 %. Кроме
того, использование «частотников» повышает комфортность движения
кабин, обеспечивает бесшумность движения и высокую точность пози-
ционирования при остановке [4].
10 1.1. Преобразовательная техника в современном мире
А теперь давайте оценим перспективы использования регулируемо-
го электропривода в лифтовом хозяйстве с точки зрения емкости рын-
ка потребления этой технологии. По оценкам, приведенным на сайте
компании «Лифт-Комплект» [5], в одной только Москве в настоящее
время находится в эксплуатации около 120 тысяч пассажирских и гру-
зовых лифтов, «львиная доля» которых уже выработала 25-летний ре-
сурс, и число таких устаревших лифтов растет с каждым годом. Нужно
ли говорить, что такие лифты не только подлежат ремонту по правилам
технической эксплуатации как выработавшие заложенный ресурс, но
даже — исходя из простого здравого смысла — становятся потенциаль-
но-опасными для жизни и здоровья людей. Здравый смысл также под-
сказывает, что полная замена оборудования окажется намного более
затратной задачей, чем разумная модернизация, особенно в условиях
экономического кризиса.
Применение регулируемого электропривода в лифтовом хозяйстве
позволяет снизить эксплуатационные расходы и повысить межре-
монтный период. Так, классический электродвигателями необходимо
заменять (или, по крайней мере, проводить его капитальный ремонт)
раз в 5—10 лет, а двигатель, управляемый преобразователем, прослу-
жит без замены весь 25-летний ресурс. К тому же, отпадает необходи-
мость использования двухскоростного двигателя, вместо которого
применяется односкоростной электродвигатель, обладающий мень-
шими габаритами и стоимостью.
Статические преобразователи для реализацшт регулируемого элек-
тропривода могут работать как с электродвигатели с ротором коротко-
замкнутого типа, так и сопрягаться с высокоскоростными синхрон-
ными электродвигателями. Пуск электродвигателей в любом случае
осуществляется плавно, с исключением электродинамических нагру-
зок в его обмотках и ударных нагрузок в механизмах привода, в ре-
зультате чего увеличивается срок службы как электродвигателя, так и
сопрягаемого с ним оборудования. Появляется возможность отказать-
ся от технически сложных механических редукторов и вариаторов,
обеспечить работу на пониженных частотах вращения с уменьшением
циклических динамических и вибрационных нагрузок на подшипни-
ки, элементы крепления, фундаменты электродвигателей. Остановка
электроприводного атрегата за счет рекуперативного электрического
торможения обеспечивает возврат электроэнергии в питающую сеть.
Коэффициент полезного действия устройств частотно-регулируемого
электропривода может достигать 98 %. По оценкам специалистов,
применение частотно-регулируемого электропривода может обеспе-
чить экономию электроэнергии порядка 50 % по сравнению с нерегу-
лируемым вариантом.
Большие неприятности потребителю электроэнергии может доста-
вить нестабильность ее электрических параметров. В этом случае го-
1.1. Преобразовательная техника в современном мире
11
ворят о «качестве» электроэнергии, стремясь с помощью соответст-
вующих технических средств обеспечить стабильность по величине
напряжения, частоты, синусоидальности и т. д. Большое количество
потребителей, включенных в сеть переменного тока, оказывает суще-
ственное влияние на параметры электрического напряжения и тока.
Один из характерных бытовых примеров — включение мощной на-
грузки и связанные с ним «просадки» напряжения, выражающиеся в
мигании осветительных ламп Другая весьма неприятная ситуация
связана с атмосферными явлениями, и, в частности, с грозовыми раз-
рядами, попадающими в промышленные сети. Очень часто грозовой
разряд выводит из строя персональные компьютеры, не имеющие ав-
тономных источников питания. Причем выход из строя «персоналок»
может быть как невосстанавливаемым, так и временным, требующим
простой перезагрузки, но, тем не менее, связанным с частичной или
полной потерей данных («зависания» или сбои). По статистике, сред-
ние потери рабочего времени в США по причине выхода из строя
«персоналок» из-за фактора «качества» электроэнергии составляют
около 9 %. Чтобы защититься от подобных факторов нестабильности
питающих напряжений и свести до минимума безвозвратные потери
электронной техники, широко используются статические преобразо-
ватели электроэнергии, называемые «источниками бесперебойного
питания» (ИБП). Источники бесперебойного питания, или, как их на-
зывают, «бесперебойники», в своем составе имеют электронную схе-
му, формирующую выходное напряжение с заданными параметрами
стабильности и частоты, не зависящими от параметров входного на-
пряжения. Кроме этого, в составе ИБП всегда имеется аккумулятор,
который питает ИБП (а, соответственно, и нагрузку) в моменты про-
падания сетевого напряжения. На основе ИБП разрабатываются так
называемые «системы гарантированного электропитания» (СГЭ), ко-
торые обеспечивают качественной электроэнергией многокомнатные
офисные помещения и даже целые предприятия. Структура систем га-
рантированного электропитания может быть самой разнообразной, но
их ядром всегда выступают статические преобразователи. Проектиро-
вание систем СГЭ сегодня становится все более и более актуальной за-
дачей, поскольку растет число производств, в которых используется
непрерывный цикл работы. Таким образом, СГЭ может обеспечить
как поддержание параметров питания в период между отказом основ-
ного питания и переходом на резервные источники, так и предостав-
ление времени на завершение процесса при отсутствии резерва.
Отромныи класс задач обеспечения электропитанием связан с пре-
образованием напряжения трехфазной сети 380 В или однофазной сети
220 В частотой 50 Гц в напряжения переменного тока повышенной
частоты или напряжения постоянного тока. Традиционно эти задачи
решались с помощью электромашинных преобразователей вращающе-
12 1.1. Преобразовательная техника в современном нире
гося типа (ЭМП). Специалистам хорошо известны вращающиеся пре-
образователи серии АТТ, АТО, АТП, ЭМУ, которые поставлялись де-
сятилетиями и до сих пор продолжают эксплуатироваться на различ-
ных промышленных объектах и объектах специального назначения.
Существенными недостатками вращающихся преобразователей, кроме
низкого КПД (не более 60 %) и коэффициента мощности (0,6...0,7),
следует назвать высокий уровень излучаемого шума, значительное вре-
мя, затрачиваемое на ремонт и обслуживание. Кроме того, опыт по-
следнего десятилетия показал, что отсутствие потребности в электро-
машинных преобразователях, связанное с сокращением строительства
новых объектов, привело к утрате производственных технологий и пол-
ному сворачиванию их производства у нас в стране. Именно поэтому,
когда потребность в связи с ростом производства в преобразователях
возросла, на первый план вынужденно (что оказалось весьма кстати)
вышли статические преобразователи.
Каковы преимущества статических преобразователей электроэнер-
гии по сравнению с электромашинньгми? Во-первых, повышенный
КПД, составляющий в среднем 85...95 %. Во-вторых, значительно сни-
женные габариты, сокращение которых является следствием повыше-
ния КПД: так как рассеиваемые тепловые потери меньше, нет необхо-
димости в наращивании размеров радиаторов силовых элементов и
тепловыделяющих элементов. В-третьих, поскольку статические преоб-
разователи разрабатываются на основе электронной элементной базы, в
их составе можно применять программируемые элементы (специализи-
рованные микроконтроллеры), что позволяет разрабатывать совершен-
ную систему управления и диагностики. В-четвертых, статические пре-
образователи легко могут быть построены на основе блочно-модульно-
го принципа с быстрой заменой отказавших узлов. Преимущества
такого построения очевидны: при отказе одного из блоков не потребу-
ется демонтаж прибора целиком, необходимо лишь заменить отказав-
ший блок на исправный за несколько минут и ввести преобразователь в
строй. Более того, можно наращивать суммарную мощность преобразо-
вателей, обеспечив их синхронную параллельную работ}’. В-пятых, ста-
тические преобразователи не нуждаются в сложной пускорегулирую-
щей аппаратуре, которая традиционно является спутником ЭМП, зани-
мает много места и размещается внутри дополнительных громоздких
электрощитов. По своей сути, статический преобразователь внешне
представляет собой «черный ящик», который легко разместить в удоб-
ном месте, доступном для проведения регламентных работ.
Обратим внимание читателя еще на одно немаловажное обстоя-
тельство: в условиях дефицита электроэнергетических ресурсов веду-
щие промышленные страны стремятся, наряду с традиционными, ос-
ваивать и неохваченные источники энергии. Так, например, в Европе с
успехом научились использовать энергию ветра. Собственно, идея эта
1.1. Преобразовательная техника в современном мире
13
не нова: для ее реализации на валу электрогенератора устанавливается
лопастная вертушка, которую вращает поток набегающего воздуха, и
генератор преобразует механическую энергию в электрическую. Одна-
ко в прикладном смысле идея долгое время оставалась нереализован-
ной, поскольку ее массовому использованию сопутствовали непреодо-
лимые трудности в вцде нестабильности электрических параметров вы-
рабатываемой энергии, временной нестабильности воздушного потока.
Только с появлением статических преобразователей ветроэнергетика
стала серьезной отраслью электроэнергетики, и доказательством этому
служит огромное количество «ветряков», покрывших территорию со-
временной Европы. Образовался рынок ветроэнергетического обору-
дования, лидирующее положение на котором занимает Германия, по
территории страны разбросано около 17 тысяч «ветряков», а 70 % про-
изводимого оборудования поставляется на экспорт — в США, Велико-
британию, Испанию, Китай. В общемировом масштабе количество
ветроэлектростанций ежегодно увеличивается на 25 %, и если в 1991 г.
только в одной Германии производилось около 100 МВт в год, то к
2007 г. эта цифра достигла 23 000 МВт, что в экономическом отноше-
нии выражается в экономии 1 млрд евро на традиционных источниках
энергии и мерах по снижению выброса углекислого газа в атмосферу.
Доля ветроэнергетики в экономике Германии пока невелика — всего
7...S %, но мощные работы в этом направлении позволят довести через
10 лет эту цифру до 20 % [6].
Основной принцип работы современного «ветряка» — это под-
ключение электрогенератора к специальному стабилизирующему пре-
образователю, который формирует с высокой точностью выходные
параметры напряжения и тока, а также запасает энергию в аккумуля-
торной батарее на случай отсутствия ветряного потока. Несколько
ветряков, таким образом, могут объединяться в сеть для повышения
выходной мощности, образуя ветроэлектростанцию. Мировой опыт
эксплуатации ветроэлектростанций показал, что уже сегодня эти ис-
точники энергии могут надежно питать небольшие города без исполь-
зования других источников энергии. Поэтому, в связи с бурным рос-
том рынка ветроэнергетического оборудования, в номенклатуре веду-
щих фирм-производителей силовой элементной базы появляются
электронные компоненты и готовые статические преобразователи,
ориентированные исключительно на применение в ветроэнергетиче-
ских установках. К сожалению, наша страна и здесь значительно от-
стает от мирового опыта, в целом, однако, осознавая необходимость
вести работы в этом направлении. Сегодня в Калининградской облас-
ти уже работает экспериментальный «ветряк», на очереди — освоение
просторов Ленинградской области. Не исключено, что отечественные
разработчики преобразовательной техники вскоре приступят к реали-
зацией этой задачи, используя передовой мировой опыт.
14 1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
Мы кратко назвали основные области применения статических
преобразователей в современной технике и можем переходить к рас-
смотрению основных схем построения и конструктивных исполнений
названных преобразователей. Но предупреждаем читателя: номенкла-
тура их столь широка, что едва ли нам удастся рассмотреть все воз-
можные исполнения, поэтому затронем главные и наиболее характер-
ные технические реализации, которые помогут сориентироваться в
необъятном мире преобразовательной техники.
1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
В этой главе мы поговорим об общих принципах построения стати-
ческих преобразователей, об их силовых схемах, о конструктивном ис-
полнении различных типов приборов, выпускаемых отечественными и
зарубежными фирмами, о методах их управления и о дополнительных
функциональных сервисных узлах, имеющихся в составе современной
преобразовательной техники.
Современный рынок статических преобразователей настолько
широк, настолько много предложений поступает от производителей
этой продукции, что у человека, впервые столкнувшегося с выбором
конкретного прибора для реализации своих задач, может возникнуть
чувство беспомощности. Интернетовские поисковые системы в ответ
на запрос выдают сотни ссылок на сайты производителей, специали-
зированные выставки насыщены стеццами, где наперебой предлагают
приобрести разнообразную преобразовательную технику. Как вообще
сориентироваться в подобном разнообразии продукции? Какой имен-
но преобразователь выбрать? Чем все-таки отличаются приборы с
очень близкими техническими характеристиками, произведенными
разными фирмами кроме того, что они имеют разные фирменные
планки производителя? Насколько надежным в эксплуатации будет
применение того или иного прибора? К счастью, эти опасения быстро
исчезнут, если удастся разобраться в общих принципах построения и
функционирования силовой преобразовательной техники.
Начнем с преобразователей, использующихся для построения час-
тотно-регулируемого электропривода и основных силовых схем, ис-
пользующихся для их реализации. Наибольшее распространение сре-
ди схем данного класса преобразовательной техники получили так на-
зываемые схемы двухзвенного преобразования. На рис. 1.2.1 показана
в самом общем виде двухзвенная преобразовательная схема с указани-
ем формы напряжений, формируемых каскадами этой схемы.
Двухзвенные схемы преобразуют питающее напряжение в напря-
жение питания электродвигателя в два этапа. На первом этапе произ-
1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
15
Кл 1~ I"............. h,
ГТПГ^ПГГУ
Рис. 1.2.1. Двухзвенная схема преобразования
водится выпрямление сетевого напряжения £/вх в напряжение Цыпр
неуправляемым (или управляемым) выпрямителем, в качестве кото-
рого выступает диодный мост (или тиристорно-диодный мост), а за-
тем сглаживается емкостным или индуктивно-емкостным фильтром.
Получаемое в результате постоянное напряжение на втором этапе
преобразуется с помощью «инвертора» в широтно-модулированньге
импульсы с амплитудой которые поступают на обмотки электро-
двигателя. Поскольку двигательные обмотки имеют индуктивный ха-
рактер реактивного сопротивления, ток в обмотках (1^) получается в
результате усреднения близким к синусоидальному.
Наиболее интересный узел статического преобразователя — это
инвертор. В качестве основных коммутационных элементов для инвер-
тора долгое время использовались тиристоры с неполным управлением
(включаемые по управлению, или SRC-тиристоры). Сегодня их заме-
нили тиристоры с полным управлением типа GTO, IGCT, SGCT. Но
наиболее перспективным на сегодняшний момент все-таки является
использование биполярных транзисторов с изолированным затвором
(IGBT). К сожалению, с помощью IGBT на сегодняшний момент уда-
ется строить статические преобразователи с верхней границей мощно-
стей порядка нескольких сотен кВт. Если речь вдет о диапазонах мощ-
ностей в тысячи кВт, приходится применять известные читателю тири-
сторы. Но тенденции развития силовой элементной базы позволяют
сделать прогноз о возрастании доли IGBT в составе сверхмощных ста-
тических преобразователей и о появлении новых разработок мощных
высоковольтных IGBT, способных полностью заменить тиристоры.
На рис. 1.2.2 показана структурная схема преобразователя на ос-
нове SRC-тиристоров. Элементы VS1—VS6 включены по схеме управ-
ляемого выпрямителя, элемент VS7 выполняет функцию коммутато-
ра, запирающего элементы VS8—VS13, работающие в инверторе. Кон-
денсаторы С1—СЗ компенсируют индуктивный характер нагрузки. На
основе данной схемы выпускалось большое количество преобразова-
телей в диапазоне мощностей от 600 до 13 000 кВт с номинальными
16 1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
выходными напряжениями до 14 000 В Такие преобразователи ис-
пользовались на железнодорожном транспорте для управления тяго-
выми элекгродвшателями тепловозов и электровозов.
К сожалению, классические SRC-тиристоры не могут работать на
высоких частотах коммутации, из-за чего не удается повысить частоту
преобразования и уменьшить гармонические искажения выходных
сигналов преобразователей. Так, в среднем, значение гармонических
искажений выходных сигналов подобных преобразователей составля-
ет 10 % для выход ного тока и напряжения. Насколько важно обеспе-
чить минимальные гармонические искажения выходного напряжения
и тока статических преобразователей для электропривода? Оказывает-
ся, гармонические искажения увеличивают потфи электроэнергии в
двигателях и могут оказать разрушающее воздействие на электриче-
скую изоляцию его обмоток.
Более перспективным на сегодняшний момент является замена ти-
ристоров SRC-типа на запираемые тиристоры GTO и 1GCT, посколь-
ку, кроме повышенных частот коммутации, эти элементы управляемы
по выключению. На рис. 1.2.3 показана схема высоковольтного час-
тотного преобразователя, в которой применяются IGCT-тиристоры.
На входе преобразователя в данном случае устанавливается трансфор-
Рис. 1.2.3. Преобразователь на основе ЮСТ-тиристсров
1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
матор Т1 с двумя вторичными группами обмоток — для повышения
выходного напряжения. Выпрямление осуществляется двумя трехфаз-
ными диодными мостами (VD1—VD12), включенными последователь-
но. Выпрямленное напряжение фильтруется элементами LI—L4, R1—
R2, С1—С4. Элементы VS1—VS12 составляют управляемый инвертор.
На выходе преобразователя установлен LC-филыр L5—L7, С5—С7,
который подавляет высшие гармоники напряжения и исключает по-
вреждение обмоток электродвигателей.
Вновь вернемся к рис. 1.2.1 и обратим внимание на сглаживающие
(накопительные) конденсаторы, работающие в звене преобразования
переменного тока частоты 50 Гц в постоянное напряжение, питающее
звено инвертора. Емкость этих конденсаторов в классических преоб-
разовательных схемах должна быть достаточно большой, чтобы обес-
печить хорошее сглаживание выпрямленного тока, а также его поддер-
жание при возникновении скачков и провалов сетевого напряжения.
В среднем, величина этих конденсаторов выбирается из соотношения
порядка 500 мкФ на 1 кВт выходной мощности. Отсюда следует, что
типовой статический преобразователь представляет собой емкостную
нагрузку со стороны подачи сетевого напряжения питания. Данное об-
стоятельство приводит к появлению в питающей сети высших гармо-
ник тока, которые неблагоприятно влияют на сеть. Для питающей
сети наиболее желательным считается подключение нагрузок активно-
го характера, поэтому с помощью некоторого усложнения схемотехни-
ческого построения выходного каскада статического преобразователя
удается приблизить потребление тока к активному характеру, то есть
обеспечить коэффициент мощности прибора близким к 1.
На рис. 1.2.4 показана модифицированная схема входного звена
статического преобразователя [7], в состав которого включен так на-
18 1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
Рис. 1.2.4. Модифицированная схема входного звена статического
преобразователя
зываемый «бустер» — повышающий управляемый преобразователь на
основе ЮВТ-ключей.
Бустер выполнен по симметричной схеме. В его состав включены
индуктивные элементы LI, L2, транзисторные ключи VT1, VT2, обрат-
ные диоды VD7, VD8, выпрямительные диоды VD9, VD10 и сглаживаю-
щие конденсаторы Cl, С2. Основные функции бустера здесь две:
во-первых, балансируется напряжение положительной и отрицатель-
ной полярностей относительно нейтрального проводника, что исклю-
чает появление в выходном переменном напряжении статического пре-
образователя постоянной составляющей из-за несимметрии управляю-
щих воздействии, и во-вторых, что важно также отметить, поскольку
конденсаторы Cl, С2 фильтра отделены от питающей сети элементами
бустера, реактивная составляющая мощности будет «курсировать» меж-
ду на!рузкой, инвертором, емкостями фильтра, и не сможет проник-
нуть на вход преобразователя, а значит — ив питающую сеть. Именно
поэтому питающая сеть оказывается защищенной от высокочастотных
гармоник тока.
Дальнейшее совершенствование схем входного звена преобразова-
телей привело к замене неуправляемых диодных выпрямителей (диод-
ных мостов) на управляемые выпрямителп, выполненные на основе
ЮВТ-ключей. Эти схемы позволяют обеспечить коэффициент мощ-
ности преобразователей порядка 0,99, то есть для питающей сети та-
кие преобразователи могут стать практически активной натрузкой. На
рис. 1.2.5 показана схема входного звена статического преобразователя
с управляемым выпрямителем
В составе управляемого выпрямителя «работают* диоды VD1—
VD6, транзисторы VT1—VT6, входные дроссели L1—L3. Кроме этого,
имеется специальная схема уравнителя напряжения, построенная на
1.2. Калейдоскоп статических преобразователей 19
транзисторах VT7УТЯ, диодах VD7—VD8. Сглаживающий фильтр —
элементы L4, Cl, С2. Управляемый выпрямитель выполняет функции
регулирования напряжения постоянного тока на входе инвертора,
управления мощностью за счет ограничения выходного тока. Кроме
того, управляемый выпрямитель обеспечивает рекуперативный обмен
энергией с питающей сетью. Уравнитель напряжения симметрирует
напряжение постоянного тока на шинах подачи питания на инвертор
для исключения появления постоянной составляющей в выходном
сигнале.
Появление так называемых гибридных силовых схем статических
преобразователей электроэнергии связано с исследованиями, направ-
ленными на снижение их масс и габаритов с одновременным снижени-
ем влияния на питающую сеть. В этих схемах вместо фильтрующих кон-
денсаторов большой емкости (а значит — и значительных габаритов)
применяются узлы активных фильтров гармоник. Принцип работы ак-
тивного фильтра гармоник таков: на входе преобразователя устанавли-
вается электронная схема, состоящая из датчиков тока, напряжения,
ключевых элементов (IGBT-транзисторов) и сигнального микрокон-
троллера. Алгоритм управления фильтром построен таким образом, что-
бы обеспечить воздействия, позволяющие скомпенсировать внешние
возмущения типа скачков и провалов напряжения. Вследствие этого,
потребление тока от сети происходит в режиме, близком к активному, а
выходное напряжение, питающее инвертор, оказывается более стабиль-
ным. Как правило, активные фильтры гармоник работают параллельно с
первичным звеном преобразователя.
На рис. 1.2.6 показана возможная гибридная структура входного
звена статического преобразователя, содержащего в своем составе ак-
тивный фильтр гармоник. Как видно из рисунка, гибридная схема
представляет собой параллельное соединение классической силовой
20 1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
Рис. 1.2.6. Гибридная структура входного звена
схемы с бустерным звеном и активного фильтра гармоник, в составе
которого работают элементы VD7, VD8, VD9, VD10, VT1, VT2, L1.
Таких фильтров в схеме должно быть три, то есть на каждую фазу
«работает» свой фильтр (на рисунке показано внутреннее устройство
только одного силового канала).
В том случае, если крайне важно обеспечить минимальное значе-
ние гармонических составляющих в нагрузке, гибридная схема реали-
зуется так, как показано на рис. 1.2.7.
Неуправляемый выпрямитель VD1—VD6 здесь построен по тради-
ционной схеме трехфазного моста. Регулирование напряжения на
входе инвертора выполняется звеном чопперного типа на элементах
VT1, VD7, VD8, Cl, С2, L1. Инвертор также включен в классической
схеме трехфазного моста на элементах VT8—VT13, VD15—VD19-
Управляемый активный фильтр гармоник — элементы VT2—VT7,
VD9—VD14, L2—L4, СЗ—С5. Выходные сигналы инвертора и актив-
1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
21
VM -VD14 VD15..VD19
Рис. 1.2.7. Гибридная схема для питания нагрузки
него фильтра суммируются в трансформаторе Т1, к выходу которого
подключается нагрузка (например, электродвигатель).
Интересной с точки зрения отказа от габаритных конденсаторов
фильтра является идеология матричного построения силовой схемы
статического преобразователя, приведенная на рис. 1.2.8. Схема по-
строена с использованием девяти двунаправленных силовых ключей,
которые подключают любую из трех фаз питающего напряжения к лю-
бым трем фазам натрузки. Управляются ключи специальными трех-
фазными последовательностями, сформированными микроконтролле-
ром. Накапливаемая в нагрузке энергия транслируется в питающую
сеть с помощью оригинального рекуперативного узла. Интересно от-
метить, что матричная структура преобразователя позволяет как повы-
сить, так и понизить частоту выходного напряжения по сравнению с
частотой питающей сети, что не всегда удается в классических тири-
сторных структурах. Другая важная особенность матричной структу-
ры — возможность сохранения работоспособности преобразователя в
целом при отказе одной из ячеек двунаправленных ключей за счет пе-
рестройки алгоритма управления исправных ячеек.
А теперь мы поговорим о некоторых типичных промышленных об-
разцах статических преобразователей, которые производятся ведущими
22
1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
Рис. 1.2.8. Матричная схема статического преобразователя
1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
мировыми фирмами и находят широчайшее применение в названных
выше технических областях. Начнем с рассказа о маломощных преоб-
разователях, использующихся для управления электродвигателями. На
рис. 1.2.9 представлена линейка универсальных компактных приборов
серии Sinamics G100, поставляемых фирмой «Siemens». Фирма пози-
ционирует эту' линейку как ряд универсальных и недорогих приборов,
работающих в диапазоне мощностей нагрузки от 0,12 до 3,0 кВт с пита-
нием от однофазной сети переменного тока напряжением 200...240 В.
Интерфейс управления пре образователями имеет как аналоговую, так и
цифровую части, что позволяет использовать их как в системах с руч-
ным управлением, так и в автоматизированных системах, оснащенных
микроконтроллерами и другими протрамьто-аппаратными средства-
ми. Кроме того, ко всем преобразователям серии может быть подключе-
на выносная дистанционная панель управления, которую можно уста-
навливать в удобном для оператора месте. Настройка режимов работы
преобразователя (временная характеристика плавного пуска, характе-
ристика торможения, цикл работы и т. д.) выполняется посредством
встроенной клавиатуры и жидкокристаллического дисплея, или при
помощи персонального компьютера, который подключается к специ-
альному конфигурационному разъему. Чтобы установить одинаковый
режим работы для нескольких приборов, достаточно выполнить на-
строечную операцию один раз, и затем перенести конфигурационную
информацию на другие преобразователи. Специальное программное
обеспечение для персонального компьютера поставляется в комплекте
с преобразователем. Нужно сказать, что подобный метод конфигуриро-
вания современных преобразователей не является какой-то уникальной
технологией, принятой на вооружение только фирмой «Siemens», — по
этому пути идут практически все фирмы-производители, заботящиеся о
конкурентоспособности своей продукции.
Рис. 1.2.9. Приборы серии Sinamics G100
24 1.2- Калейдоскоп статических преобразователей
Рис. 1.2.10. Прибор
серии SYSDrive
3G3PV
Технические характеристики преобразовате-
лей Simmies G100 достаточно высоки: выходная
частота регулируется в пределах от 0 до 630 Гц,
КПД составляет 94%, а коэффициент мощно-
сти — около 0,95. Максимальное расстояние от
преобразователя до двигателя — 25 м. Узел за-
щиты преобразователя обеспечивает нормальное
функционирование при превышении в 1,5 раза
номинального выходного тока в течение 60 с.
Кроме этого, обеспечивается автоматический
перезапуск и выход на установленный ранее ре-
жим при перерывах первичного питания преоб-
разователя (все настройки хранятся в энергоне-
зависимой памяти).
Второй пример типового ряда преобразова-
телей широкого применения для управления
электродвигателями небольшой мощности пред-
ставлен на рис. 1.2.10. Это линейка SYS Drive 3G3PV, производимая
фирмой «Omron». Номинальная выходная мощность преобразовате-
лей выбирается из ряда мощностей (в кВт): 1,2; 1,6; 2,7; 3,7; 5,7; 8,8;
12,0; 17,0; 22,0; 27,0; 32,0; 44,0; 55,0; 69,0; 82,0; 110,0; 130,0; 160,0. Пи-
тание осуществляется от трехфазной сети переменного тока
200—240 В или 380...400 В (в зависимости от исполнения конкретного
прибора). Максимальная выходная частота составляет 120 Гц при раз-
решающей способности регулировки до 0,01 Гц. КПД приборов ле-
жит в диапазоне 90...98 % (с ростом мощности приборов КПД увели-
чивается). Интерфейс управления — аналоговый или цифровой.
Управление в цифровом вцде может осуществляться по стандартизи-
рованным промышленным сетевым информационным протоколам
DeviceNet, Profibus, Modbus. Основные функции, обеспечиваемые
этими преобразователями: возможность перезапуска и восстановле-
ния режима при сбоях первичного питания, обнаружение перегрузки
по величине вращающего момента электродвигателя, настраиваемое
время разгона и торможения, коррекция вращающего момента двига-
теля при переменной нагрузке, торможение двигателя постоянным
током, автоподстройка параметров.
В дополнительную комплектацию, состав которой определяется
при заказе приборов, метут входить модули расширения (прибор из-
мерения параметров работы, аналоговые дистанционные пульты
управления), специальные модули (модуль торможения, блок тормоз-
ного резистора, дроссель постоянного тока, дроссель переменного
тока, цифровые панели управления с жидкокристаллическими дис-
плеями, фильтр подавления электромагнитных помех, плата сетевых
протоколов). Таким образом, разработчик сам определяет необходи-
1.2. Калейдоскоп статических преобразователей 25
мость наличия тех или иных модулей, и производит их заказ, экономя
финансовые средства на том, в чем нет необходимости.
На рис. 1.2.11 показана местная панель управления преобразова-
телями серии SYSDrive 3G3PV. Объем диагностической информации,
выводимый на нее, можно оценить как достаточно большой. Конеч-
но, разные фирмы считают необходимым по-своему компоновать эту
панель и делать доступными разные объемы информации о техниче-
ском состоянии приборов, однако общемировая тенденция направле-
на на расширение этих объемов. Другими словами, современный ста-
тический преобразователь — это не просто ящик с кнопками «пуск» и
«стоп», а прибор, предоставляющий диагностическую информацию
оператору в таком объеме, который позволяет не только в полной
мере оперативно контролировать функционирование, но также быст-
ро определить характер неисправности. Таким образом, разработчики
преобразовательной техники сегодня должны обращать внимание как
на схемотехническое построение силовой схемы, обеспечивающей ос-
новную функцию прибора, но и продумать способы представления
диагностической информации для пользователя, причем реализовать
эту задачу в удобной и понятной форме.
Рис. 1.2.11. Местная панель управления SYSDrive 3G3PV
Интересным для читателя станет знакомство с продукцией фирмы
«Leroy-Somer». Линейка преобразователей Powerdrive, производимых
этой фирмой, обеспечивает работу с асинхронными двигателями в
26 1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
Рис. 1.2.12. Прибор
серии Powerdrive
диапазоне мощностей от 45 до 800 кВт. Внеш-
ний вид этих преобразователей показан на
рис. 1.2.12 В данном случае преобразователи
размещены в конструктиве стоечного исполне-
ния, с местным постом управления на лицевой
панели. Технические характеристики линейки
Powerdrive следующие: первичное напряжение
питания — трехфазное, частотой 50 Гц, в диапа-
зоне от 400 до 480 В; выходное напряжение —
регулируемое, в диапазоне частот от 0 до 400 Гц.
Преобразователи обеспечивают подключение к
цифровой шине управления по информацион-
ным протоколам SM-Devicent, SM-CANopen,
SM-Profibus, SM-Interbus, SM-Ethernet. Инте-
ресной особенностью этих преобразователей яв-
ляется также возможность конфигурирования их
режимов и диагностирования с помощью GSM-
модема, то есть используя возможности сотовых
телекоммуникаций. Зачем это нужно? Дело в
том, что сервисный центр с квалифицированны-
ми специалистами может находиться в значи-
тельном отдалении от места эксплуатации при-
боров, и для оперативного получения диагно-
стической информации «из первых рук», минуя
дезинформирующие потери, связанные с недос-
таточной квалификацией обслуживающего пер-
сонала, наиболее логично воспользоваться способом непосредствен-
ного считывания параметров с прибора. Ну а передать их по радиока-
налу — дело современной техники.
Уверенно заняла место в труппе лидеров рынка преобразователь-
ной техники фирма «Mitsubishi Electric», выпустив линейку статиче-
ских преобразователей серии FR (рис. 1.2.13). При всем при том, фир-
ма создала несколько серий преобразовательной техники, объединив
их общим наименованием, создав, по сути, узнаваемый специалиста-
ми брэнд. Серия FR-S 500ЕС представляет собой ультракомпактное
исполнение приборов для управления двигателями в диапазоне мощ-
ностей 0,2...3,7 кВт, с питанием от однофазной сети напряжением
200...240 В или от трехфазной сети напряжением 380...480 В
Серия FR-E 500Е позволяет управлять двигателями с номиналь-
ной мощностью до 7,5 кВт, при этом инженеры фирмы реализовали в
этой серии такую оригинальную идею, как «мягкая широтно-им-
пульсная модуляция», существенно снижающую характерный свистя-
щий шум двигателя. Также оптимизирован ток обмоток двигателя на
этапах разгона и торможения.
1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
27
Рис. 1.2.13. Приборы серии FR
Значительно расширен диапазон выходных мощностей для серии
FR-A 500. Максимальная мощность двигателя в этой серии —
450 кВт, а заложенные алгоритмы управления реализуют высочайшую
стабильность и равномерность вращения, реализован режим управ-
ляемого торможения при резком снятии напряжения питания.
Значительный интерес для обеспечения энергосберегающих тех-
нических решений может представлять серия FR-F 700. Здесь реали-
зованы специальные алгоритмы управления, которые, по оценкам
специалистов фирмы, позволяют сохранить до 57 % энергии, затрачи-
ваемой на разгон и торможение.
В качестве дополнительной опции все преобразователи мотут
обеспечивать управление через сетевые информационные протоколы
Profibus, DeviceNet, CC-Link и CANopen. Фирма обращает внимание
потребителей и на высочайшие надежностные параметры своей про-
дукции: все статические преобразователи сохраняют свою работоспо-
собность даже при двукратной перегрузке. Еще одна интересная тех-
ническая подробность: преобразователи могут автоматически на-
страиваться на работу под конкретный двигатель. Таким образом,
пользователю достаточно лишь ввести значение номинальной мощно-
сти двигателя и запустить режим автонастройки, а преобразователь
сам измерит все необходимые параметры, выберет оптимальный ре-
жим. Коррекция режимов будет происходить и в процессе эксплуата-
ции в автоматическом режиме
Опциональный состав оборудования, предназначенного для ком-
плектации регулируемого электропривода, здесь — типовой, исполь-
зующийся многими другими фирмами. Мы покажем структуру ком-
плектации такой системы на примере серии FR, имея в вцпу, что для
большинства изделий других фирм этот опциональный состав будет
28
1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
Рис. 1.2.14. Опциональный
состав оборудования
аналогичным или совсем незначительно
отличаться. На рис. 1.2.14 представлена
опциональная комплектация преобразо-
вателя в порядке установки элементов
системы. На входе системы управления
электроприводом устанавливается авто-
матический выключатель (1), обеспечи-
вающий максимальную защиту питающей
сети от коротких замыканий. Далее сле-
дует сетевой дроссель переменного тока
(2), уменьшающий гармонические иска-
жения питающего напряжения. Опция
(3) — фильтр радиопомех. В данном слу-
чае этот фильтр конструктивно выполнен
в виде «подложки» преобразователя (4),
что очень удобно, так как незначительно
увеличивает габариты системы и хорошо
компонуется при размещении прибора
в месте его работы. Опция (5) — дроссель
постоянного тока, устанавливаемый меж-
ду выпрямителем и инвертором пре-
образователя. Опция (6) — выходной
(моторный) дроссель уменьшающий гар-
монические искажения на выходе преоб-
разователя и обеспечивающий двигатель
(7) более качественным питанием. При
проектировании системы опциональные
элементы (1), (2), (3), (5), (6) могут ис-
ключаться частично (или полностью),
если разработчик сочтет, что в них нет
необходимости для обеспечения задан-
ных требований.
Несколько слов об опциональных дис-
танционных пультах управления. В фир-
менной номенклатуре вариантов исполне-
ния таких пультов содержится большое
количество, и разработчик системы может
выбрать подходящий по простоте управле-
ния и разумной достаточности диагности-
ческой информации. Наиболее полным вариантом является пульт с
10-ю клавишами и 4-строчным жидкокристаллическим дисплеем, на
который в текстовом режиме выводится информация о работе прибо-
ра, наименования параметров, сообщения о нарушении нормальной
работы. Так как продукция фирмы поставляется во многие страны,
1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
29
возможно оперативно выбрать язык
отображения (по крайней мере, в меню
есть все основные европейские языки).
Особое внимание фирма-произво-
дитель акцентирует на средствах про-
граммного конфигурирования с помо-
щью оригинального пакета VFD Setup.
Этот пакет устанавливается на обыч-
ный персональный компьютер и под-
ключается к приборам по интерфейсу
RS-485 (рис. 1.2.15). В окне программы
предусмотрено отображение и ввод ус-
тавок, осциллографирование сигналов,
вывод аварийных сообщений. Интел-
лектуальная система диагностики неис-
Рис. 1.2.15. Связь
с программным обеспечением
правности позволяет не только полу-
чить код ошибки, но даже указать место неисправности и выдать реко-
мендации по ее устранению.
Отлично известна всем разработчикам силового оборудования
фирма «АВВ». Автоматические выключатели, производимые этой
фирмой, хорошо зарекомендовали себя в эксплуатации, поэтому ши-
роко используются многими отечественными предприятиями. Но эта
фирма знаменита также своей высоконадежной преобразовательной
техникой. Мы не можем обойти вниманием ее продукцию, поскольку
она оригинальна и продвигается на рынок под наименованием
«мультидрайв», а серия имеет индекс ACS800.
Что представляет собой технология «мультидрайв»? Взгляните на
рис. 1.2.16. Здесь используется общая шина постоянного тока, кото-
рая позволяет применить один фидер питания и одно общее устрой-
Рис. 1.2.16. Принцип технологии «мулътидрайв» фирмы «АВВ»
30 1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
ство торможения с выпрякгителем, к которому подключается несколь-
ко инверторов.
Преимущества такого построения системы, состоящей из несколь-
ких двигателей, включенных в единый технологический процесс, оче-
видны. Во-первых, сокращается количество кабеля, необходимого для
подключения приборов. Во-вторых, налицо экономия места, отведен-
ного под установку приборов. В-третьих, уменьшается количество при-
боров системы, а значит, повышается ее надежность.
Фирма рекомендует использовать технологию «мультидрайв» там,
где есть необходимость в быстром обмене информацией между стати-
ческими преобразователями и стремительной перестройке их режи-
мов, например, при обеспечении строго-равномерного натяжения
длинного полотна бумагоделательной машины.
Знакомая нам опциональная идеология построения частотного
электропривода здесь также нашла свое воплощение (рис. 1.2.17). Для
Рис. 1.2.17. Опциональное построение приводов «мультидрайв»
1.2. Калейдоскоп статических преобразователей 31
комплектования системы «мультидрайв» поставляются следующие со-
ставные части: инверторы, диодные выпрямители (DSUJ), активные
выпрямители на IGBT-транзисторах (ISCI), тиристорные выпрямите-
ли (TSU), блоки динамического торможения (DBU), дополнительные
секции управления.
Диодные выпрямители (DSU) должны питаться от специального
трансформатора с тремя обмотками, реализующего 30-градусный сдвиг
между напряжениями этих обмоток. Таким способом реализуется так на-
зываемая 12-пульсная схема выпрямления. Более удачна с точки зрения
величины коэффициента мощности активная схема выпрямления на ос-
нове IGBT-транзисторов (1SCI), так как коэффициент мощности такой
схемы близок к 1, но по стоимости она дороже диодного выпрямителя.
Технические характеристики преобразователей серии «мультид-
райв»: диапазон входных напряжений (в зависимости от исполне-
ния) — трехфазное напряжение величиной 380...415 В, 380...500 В или
525...690 В; частота питающей сети — 48...63 Гц; коэффициент мощ-
ности — 0,93 (для диодных выпрямителей) и 0,98 (для активных вы-
прямителей на IGBT-транзисторах); КПД — 98 %; выходная часто-
та — регулируемая в пределах от 0 до 300 Гц; нелинейность регули-
ровки скорости — 4 % в случае отсутствия датчика обратной связи по
частоте, и 1 % в случае установленного датчика обратной связи; шаг
регулирования частоты — 0,01 %.
До сих пор мы не касались моментов, связанных с дистанцион-
ным управлением статических преобразователей. Настало время по-
знакомить читателя с типовым дистанционным управляющим интер-
фейсом на примере приборов серии «мультидрайв». Отметим, что ин-
терфейсы управления других преобразователей могут незначительно
отличаться в части наличия или отсутствия других сигнальных входов
(выходов). На рис. 1.2.18 показан внешний вид сигнального терми-
нального блока, а на рис. 1.2.19 — электрическая схема подключения.
32 1.2- Калейдоскоп статических преобразователей
ЫОпорное напряжение -10 В»
Я 21 кОм_______________
1 VREF+ Опорное напряжение 10 В» \ > 1 кОм
2 AGND
3 AI1 + Задание скорости 0(2) 10 В, R„
л АН- >200 кОм
Ч AI2+ По умолчанию не используется 0(4)
Б AI2- 20 мА Н„ = 100 Ом
7 AI3* По умолчанию не испотьзуется. 0(4)
В AI3- 20мА R,, = 100Ом
0 АО1* Скорость вращ. явит 0(4). .20 мА =
10 АО1- 0 ном скорость дниг., R, <700 Ом
11 АО2+ Выходной ток 0(4) .20 мА = 0...НОМ. ток двигателя, RL < 700 Ом
12 АО2-
1 DI1 СтолЛОуск
2 012 Вперед/Назад
3 DI3 По умолчанию не истюгьзунтся.
а DI4 Выбор ускорения и замедления
5 DI5 Выбор фиксированной скорости
6 DI6 Выбор фиксц>сеанной скорости
7 ♦24VD +24 В=, не более 100 мА
6 +24VD
9 DGND1 Цифровая земля
10 DGND2 Цифровая земля
11 DHL Блокировка пуска Ю = останов)
Питание
Выход вспомогательного нагряхетвш,
неизолированный 24 В=. 250 мА
1 RO11
2 RO12
3 RO13
RO21
2 RO22
3 RO23
2 RO31 RO32 —-j Релейный выход 3: отказ (-1)
3 RO33
Рис. 1.2.19. Схема подключения преобразователей «мультидрайв»
1.2. Калейдоскоп статических преобразователей 33
Как вццно из рис. 1.2.18, терминальный блок представляет собой
набор клеммников «под винт», к которым подключаются сигнальные
провода. Пользователю рекомендуется соблюдать указания в отноше-
нии экранировки проводов и их длины (если таковые рекомендации
имеются в технических описаниях конкретных преобразователей),
иначе нормальная работа статического преобразователя будет нару-
шаться внешними электромагнитными помехами.
Теперь обратимся к схеме подключения (рис. 1.2.19). Потенцио-
метр, подключенный к контактам 1—4 терминального блока Х21,
предназначен для регулировки скорости вращения двигателя. Разре-
шающая способность этого входа — 12 бит. Контакты 5—6 и 7—8 —
два дополнительных входа, предназначенных для регулировки скоро-
сти. Эти входы — так называемые «токовые интерфейсы 4...20 мА», их
разрешающая способность — 11 бит. К выводам 9—10 подключен
стрелочный (или цифровой) прибор-тахометр, показывающий ско-
рость вращения двигателя (в об/мин), а к выводам 11—12 — подклю-
чен прибор измерения тока обмоток двигателя.
Терминальный блок Х22 предназначен для подключения кнопок
дискретного управления преобразователем. Сюда подключаются
кнопки «пуск/стоп», «вперед/назад», «выбор ускорения/замедления»,
«выбор фиксированной скорости». Терминальные блоки Х25—Х27
предназначаются для обеспечения сигнализации, в частности, о го-
товности к работе, о нормальной работе и об отказе преобразователя.
Внутренние коммутационные контакты этих терминальных блоков —
так называемые «релейные сухие контакты».
Как обычно, в комплекте поставки имеется панель дистанционно-
го управления типа J400. Пользоваться ей очень просто, поскольку
форма представления информации хорошо продумана с эргономиче-
ской точки зрения. Важной особенностью устройства панели является
процедура интерактивной настройки с подсказками. При выполнении
операций наладки на буквенно-цифровом индикаторе панели после-
довательно выводится ряд вопросов, на которые оператор должен от-
ветить вводом требуемых параметров. Объемы отображения информа-
ции тоже достаточно высоки: это скорость вращения двигателя, часто-
та вращения, ток обмоток, номинальный крутящий момент, текущая
потребляемая мощность, напряжение шины постоянного тока инвер-
тора, выходное напряжение, температура радиатора охлаждения сило-
вых элементов, наработка прибора, расход электроэнергии (в кВт • ч).
Отказы прибора фиксируются во внутренней памяти, информация о
последних 64 отказах (или аварийных остановках) с указанием даты и
времени отказа (остановки) может быть выведена на индикатор. Алго-
ритм функционирования панели позволяет настроить объемы долго-
срочного вывода информации индивидуально, оруппировать их так,
как удобно пользователю.
34 1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
Приводы «мультидрайв» оснащаются модулями сопряжения с про-
мышленными информационными протоколами Fieldbus, Profibus,
DeviceNet, CANopen, ControlNet, Modbus, Ethernet, InterBus, LonWorks,
что позволяет их использовать в большинстве автоматических систем
управления. Модули сопряжения сконфигурированы опционными, то
есть оснащение ими производится по заказу с указанием конкретной
комплектации. На рис. 1.2.20 показан внешний вид модулей сопряже-
ния с промышленнытпг шинами.
Рис. 1.2.20. Модули сопряжения с промышленными
цифровыми шинами
Откликом на стремительное внедрение коммуникационных техно-
логий и огромные возможности по обеспечению надежного функцио-
нирования преобразовательной техники является возможность под-
ключения статических преобразователей «мультццраггв» к сети Интер-
нет. С этой целью разработан опционный модуль EthernetNET А01,
программное обеспечение которого интегрируется в состав обычного
WEB-браузера. Пользователь, у которого имеется персональный ком-
пьютер, может подключиться к глобальной сети в любой точке земно-
го шара и осуществлять контроль работы электропривода, его диагно-
стику и настройку. Также можно получать текущие данные по нагруз-
ке привода, его наработке, энергопотреблении. Подобным способом
производитель может дистанционно обслуживать свою продукцию во
всем мире, не выезжая на место установки преобразователя.
Отдельный класс преобразовательной техники составляют сверх-
мощные высоковольтные статические преобразователи. Эти устройст-
ва представляют собой крупногабаритные шкафы и используются,
главным образом, в электроэнергетике. Примером таких преобразова-
телей с номинальной мощностью 40 МВт могут служить приборы се-
рии Silcovert S, производимые фирмой «ASIRobicom» (рис. 1.2.21).
Схемотехническое построение преобразователей — классическое: в
своем составе они имеют выпрямительную секцию, звено постоянного
Рис. 1.2.21. Преобразователь серии Silcovert S
тока и инвертор переменного тока. Выпрямитель представляет собой
управляемый мост на тиристорах, инвертор также спроектирован на ос-
нове тиристорного моста. Поскольку этот класс преобразователей обла-
дает высоким тепловыделением, здесь зачастую недостаточным оказы-
вается применение принудительного воздушного охлаждения. Поэтому
для мощных статических преобразователей и, в частности, для преобра-
зователей серии Silcovert S спроектирована сложная система водяного
охлаждения. Вод а, предназначенная для циркуляции в первичном охла-
ждающем контуре, деионизируется и в нее добавляется гликоль (при
работе преобразователя в условиях минусовых температур). Циркуля-
ция воды в первичном контуре происходит по замкнутому циклу. Вто-
ричный контур охлаждения здесь комбинирован-
ный, воздушно-водяной. Он спроектирован с ис-
пользованием как вентиляторов, так и водяных
насосов. Во вторичном контуре применяется уже
проточная техническая вода. На рис. 1.2.22 пока-
зана конструкция водяного охладителя силового
элемента.
Основные технические характеристики пре-
образователя серии Silcovert S: номинальная вы-
ходная мощность — от 1 до 40 МВт; входное пи-
тающее напряжение — трехфазное, 900...6000 В;
частота питающего напряжения — 50...60 Гц;
регулировка выходной частоты — в пределах от
0 до 120 Гц; КПД — 98,5 %; поддержка про-
мышленных информационных протоколов пе-
Рис. 1.2.22.
Конструкция
водяного охладите пя
36 1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
редачи данных Profibus, Modbus. Встроенные защиты: максимальная
токовая зашита двигателя, защита от перенапряжений и от снижения
напряжения, при отказе системы охлаждения, при перегреве силовых
элементов, при коротких замыканиях.
* * *
А теперь мы расскажем о некоторых отечественных серийных об-
разцах статических преобразователей, использующихся для построе-
ния регулируемого электропривода, а также для других возможных
применении.
В номенклатуре продукции НТЦ «Вектор» (г. Иваново) имеется се-
рия статических преобразователей ЭПВ четырех исполнении. Первое
исполнение предназначается для управления общепромышленными
асинхронными двигателями без датчиков положения, к которым не
предъявляются повышенные требования к быстродействию и точности
регулирования скорости. Второе исполнение используется в высокока-
чественном асинхронном электроприводе, третье исполнение применя-
ется для высококачественного синхронного привода. И, наконец, чет-
вертое исполнение разработано для применений, требующих повышен-
ного быстродействующего реагирования на управляющие воздействия.
Технические данные преобразователей серии ЭПВ: номинальный
диапазон мощностей двигателя — 2,2...75,0 кВт; входное напряжение
питания — трехфазное, 380 В, частотой 48...63 Гц; выходная частота
регулируется в пределах от 0 до 400 Гц.
На рис. 1.2.23 представлена функциональная схема преобразовате-
лей серии ЭПВ. Основу приборов составляет силовой модуль, кото-
рый преобразует сетевое трехфазное напряжение в выходное напря-
жение переменной амплитуды и частоты, которое подается на элек-
тродвигатель. В составе силового модуля работают типовые узлы:
трехфазный неуправляемый мостовой выпрямитель по схеме Ларио-
нова, емкостной фильтр звена постоянного тока, трехфазный мосто-
вой инвертор на основе IGBT-транзисторов, устройство сброса энер-
гии при торможении (УСЭ) с внешним балластным резистором, драй-
веры управления lGBT-транзисторами инвертора, узел формирования
сигналов защит, узел первичного заряда емкостного фильтра. Преоб-
разователь оснащен разветвленной датчиковой системой с гальвани-
ческими развязками входных и выходных цепей, обеспечивающей
формирование сигналов обратных связей (стабилизационных сигна-
лов). Датчик напряжения VD, состоящий из резистивного делителя и
изолирующего усилителя, отслеживает величину напряжения в звене
постоянного тока. Датчики CD1 и CD2, установленные в выходных
фазах преобразователя, вьщают информационные сигналы о выход-
ных токах инвертора. Датчик температуры, состоящий из терморези-
1.2. Калейдоскоп статических преобразователей 37
Рис. 1.2.23. Функциональная схема преобразователя серии ЭПВ
38 1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
стора и изолирующего усилителя, контролирует температуру радиато-
ра силового блока. Терморезистор РТС предназначается для контроля
перегрева двигателя.
Блок питания формирует вторичные напряжения для обеспече-
ния функционирования управляющей части преобразователя. Систе-
ма управления преобразователем построена на основе двух микро-
контроллеров: MB90F598 (производитель — «Fujitsu») и ADMC40I
(производитель — «Analog Devices»). Первый микроконтроллер явля-
ется служебным и выполняет загрузку программ управления, обеспе-
чивает коммуникационную связь с дистанционным пультом, поддер-
живает интерфейсы управления и реализует часть функций защиты
от возникновения аварийных режимов. Второй микроконтроллер
формирует алгоритмы управления преобразователем, обрабатывает
сигналы датчиков, а также реализует функции быстродействующих
защит.
Интерфейсный модуль предназначается для обеспечения внешне-
го управления преобразователем и информационного обмена с систе-
мами автоматизированного управления. Он имеет: два канала анало-
гового потенциального управления 0...I0 В и два канала токового
управления 4...20 мА с разрешающей способностью 16 бит; аналого-
вые выходы мониторинга внутреннего состояния прибора, вход под-
ключения датчика температуры электродвигателя; логические входы
приема дискретных сигналов управления от устройств автоматики,
определяемые пользователем; импульсные выходы для подключения
стрелочных измерительных приборов; транзисторные (с открытым
коллектором) выходы для подключения внешних устройств автомати-
ки и мониторинга; релейные (типа «сухой контакт») выходы; драйвер
цифровой шины информационного протокола CANopen; драйвер
цифровой шины RS-232 (RS-485) с поддержкой информационного
протокола Modbus.
Система защит преобразователя условно разделена на две группы:
быстродействующую и медленную. В первую труппу входят: макси-
мально-токовая защита преобразователя, защита от превышения мак-
симальной температуры кристаллов модулей 1GBT, защита от недо-
пустимых отклонений питающего напряжения, зашита от аварии узла
сброса энергии, защита от ошибок системы управления.
Максимальная токовая защита преобразователя построена по
двухуровневому принципу. Первый уровень защиты обеспечивается
программно, путем сравнения мгновенных значений токов выходных
фаз с максимально-возможным током lGBT-модулей. Второй уровень
максимальной токовой защиты направлен на контроль степени насы-
щения lGBT-модулей и реализуется средствами драйверов силовых
ключей. О том, как эта функция реализуется схемотехнически, мы де-
тально поговорим в следующей главе.
1.2. Калейдоскоп статических преобразователей 39
Защита от превышения температуры кристаллов IGBT-модулей
реализуется математически, на основе заложенной в память микро-
контроллера программной модели поведения силового прибора. Регу-
лярно выполняемый расчет статических и динамических потерь на си-
ловых элементах, мгновенного значения перегрева каждого из шести
ключей трехфазного моста позволяет оценить температуру кристалла,
и при ее превышении выдать сигнал на отключение преобразователя.
Исходными данными для расчета являются выходные фазные токи
прибора, постоянное выпрямленное напряжение звена постоянного
тока, температура корпуса IGBT-модуля и скважность сигналов
ШИМ -модулятора.
Сигналом для защиты от недопустимого повышения или сниже-
ния напряжения питания служит информационный сигнал, снимае-
мый с датчика напряжения, установленного в звене постоянного тока.
Порог срабатывания защиты от превышения напряжения установлен
равным 700 В, а порог срабатывания защиты при понижении напря-
жения — около 15 % от номинального значения входного напряжения.
Защита от аварии узла сброса энергии выполняется путем контро-
ля загрузки балластного резистора. Уставка защиты по этому парамет-
ру математически рассчитывается исходя из данных, введенных при
настройке прибора: кратности перетрузки по мощности резистора, те-
кущего напряжения в звене постоянного тока, сопротивления и мощ-
ности подключенного балластного резистора.
В диагностической системе преобразователя имеется еще несколько
условий срабатывания зашит по ошибкам в системе управления: откло-
нения напряжения вторичного питания цепей управления сверх допусти-
мых пределов, сбоя в процессорном ядре, ошибки аналогово-цифрового
преобразования сигналов датчиков, ошибки энергонезависимой памяти
гранения настроек, ошибки тестирования датчиков, ошибки управления
по промышленному сетевому протоколу, неисправности часов реального
времени, разряда батареи питания часов реального времени
Вторая группа защит носит долговременный характер, так как в
данном случае движение к возникновению аварийной ситуации про-
исходит медленно. Наименования этих защит: температурная защита
преобразователя, температурная защита двигателя, время-токовая за-
щита двигателя.
Температурная защита преобразователя реализуется на основе
сигналов датчиков температуры, установленных в силовых модулях
инвертора и выпрямителя. При достижении температуры корпуса лю-
бого из модулей значения 90 °C преобразователь переходит из режима
«готов» в режим «аварийный», а при превышении температуры значе-
ния 95 °C происходит блокировка и останов привода.
Температурная защита двигателя может быть включена, если в
управляемый двигатель встроен датчик температуры (РТС-термистор).
40
1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
Принцип работы этой защиты аналогичен принципу работы темпера-
турной защиты преобразователя, с той лишь разницей, что темпера-
турная уставка срабатывания может быть скорректирована пользова-
телем.
Наиболее интересна для разработчика преобразовательной техники
(с точки зрения ее реализации) время-токовая защита двигателя. Ее ус-
тавки программируются 5-ю параметрами, устанавливаемыми при на-
стройке прибора. Порог активизации защиты зависит от значения уста-
новленного номинального тока двигателя и в заводских настройках со-
ставляет 100 % (параметр вводится в процентах от номинального тока).
При достижении тока двигателя указанной величины преобразователь
переходит из режима «готов» в режим «аварийный» и осуществляет вре-
менной контроль состояния перегрузки, ожидая ее снятия. Время кон-
троля состояния перегрузки рассчитывается исходя из измеренных те-
кущих значении тока фазы статора двигателя, порогового значения тока
фазы статора, нормированного времени действия перегрузки (по умол-
чанию установлено значение 30 с) и нормированной кратности тока пе-
регрузки (по умолчанию — 1,5). Если в течение расчетного времени ток
двигателя не снижается, происходит отключение преобразователя.
Все аварийные состояния, приводящие к срабатыванию защит,
фиксируются в энергонезависимой памяти преобразователя. Внеш-
ний вид преобразователей серии ЭПВ приведен на рис. 1.2.24.
При разработке системы управления на основе нескольких преоб-
разователей ЭПВ с двигателями, работающими в режиме генератора.
1
I ~ I
п п и в
Л
Рис. 1.2.24. Внешний вид преобразователей серии ЭПВ
1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
41
или в напряженном динамическом режиме с высокоинерционной на-
трузкой, производитель рекомендует использовать рекуперативный
блок, который будет возвращать накопленную энергию в питающую
сеть. Это техническое решение напрямую связано с технологиями
энергосбережения, так как не только позволяет экономить электро-
энергию, но и решить проблемы с электромагнитной совместимостью,
так как потребляемый от сети ток в случае применения рекуператора
близок к синусоидальному, а значит, и коэффициент мощности систе-
мы близок к 1.
На рис. 1.2.25 показана схема подключения рекуператора к не-
скольким преобразователям. Необходимым условием надежной рабо-
ты рекуператора является согласование его с инверторами по натрузке.
Читателю имеет смысл подробнее познакомиться с устройством и
работой рекуперативного блока, так как в ближайшем будущем исполь-
зование этих устройств силовой техники станет повсеместным. Итак,
функциональная схема рекуператора ЭПВ-Р, выпускаемого той же
фирмой, что и преобразователи ЭПВ, приведена на рис. 1.2.26. Мы не
ш
.ш
Рис. 1.2.25. Подключение инверторов к рекуперативному блоку
1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
Рис. 1.2.26. Функциональная схема рекуператора ЭПВ-Р
1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
43
будем подробно останавливаться на описают схемы управления этим
устройством, а остановимся на принципе построения силовой схемы.
Основа рекуперативного блока — шестиключевой трехфазный
мост, построенный с применением IGBT-транзисторов, управляемых
по специальному алгоритму. Входные фазы рекуператора через вход-
ной дроссель подключаются к питающей сети, а выходные клеммы,
формирующие постоянный ток, — к звену постоянного тока инверто-
ра. Выходное напряжение рекуператора стабилизируется системой
управления на заданном уровне при изменении напряжения питаю-
щей сети и колебаниях тока натрузки.
На рис. 1.2.27 показаны диаграммы фазных сетевых токов и фаз-
ных сетевых напряжений в режиме потребления энергии (а) и в режи-
ме рекуперации (б). Из трафика а видно, что ток фазы питающего на-
Рис. 1.2.27. Режим потребления энергии («), режим рекуперации (б)
U 1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
пряжения (/„) и напряжение фазы (£/о) совпадают по фазе основной
гармоники, при этом выходное напряжение сохраняется при набросе
(левая часть графика) и сбросе (правая часть [рафика) нагрузки.
Режим рекуперации энергии показан на рис. 1.2.27, б. Из пред-
ставленного трафика видно, что при переходе двигателя из режима
потребления энергии в генераторный режим фаза тока относительно
фазы напряжения «переворачивается».
В составе рекуператора установлен пропорционально-интегрирую-
щий (ПИ) регулятор в контуре управления величиной напряжения и
два пропорпионально-1штегрируюших регулятора в контурах управле-
ния активной и реактивной составляющих тока. Входным сигналом ре-
гулятора напряжения является уровень постоянного напряжения в
соответствии с величиной которого формируется значение активной
составляющей потребляемого тока 4г- Величина реактивной состав-
ляющей потребляемого тока вычисляется из величины тока 4. и тан-
генса утла сдвига между током и напряжением. При нулевом сдвиге ме-
жду током и напряжением рекуператор осуществляет обмен с питаю-
щей сетью только активной составляющей энергии. Имеющийся в
составе рекуператора узел ориентации запоминает текущие мгновен-
ные значения напряжений трехфазной сети (по каждой фазе в отдель-
ности), и исходя из этих данных, вычисляет текущее угловое положение
вектора Аир а также его амплитуду и угловую частоту (рис. 1.2.28).
Рис. 1.2.28. К пояснению алгоритма работы рекуператора
Преобразователь координат (№ 1) выполняет преобразование фаз-
ных токов статора АВС в систему координат XY ортогонального типа,
ориентированную по вектору напряжения. Далее, преобразователь ко-
ординат (№ 2) трансформирует подвижную систему координат XY в
неподвижную UV, сиюфонизированную с фазой А входного сетевого
напряжения. Далее, векторный модуль преобразует полученный сиг-
нал в широтно-модулированные импульсы управления силовыми
ключами инвертора.
1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
Технические характеристики рекуперативных блоков приведены в
табл. 1.2.1.
Таблица 1.2.7. Основные характцшетики рекуперативных блоков
Типоисполнение рекуперативного блока ЭПВ-Р-ТППТ- 32-3E0-W0 ЭПВ-Р-ТППТ- 63-380-600 ЭПВ-Р-ТГГПТ- 100-380-600
Номинальный выходном ток, А 32,0 63,0 100,0
Максимальный выходной ток, А 64,0 126,0 180,0
Ток срабатывания максимально-то- ковой защиты, А 80,0 160,0 195,0
Суммарная допускаемая мощность нагрузки, кВт 15,0 30,0 55,0
Номинальное напряжение питаю- щей сети,В 380 (+10/-15 %)
Частота питающей сети, Гц 48...63
Номинальное выходное постоянное напряжение, В 600
Диапазон изменения выходного напряжения, В 580...650
Точность стабилизации выходного напряжения, % Менее 5
Номинальная частота модуляции, Гц 5000
Диапазон изменения частоты моду- ляции, Гц 3500... 10 000 с шагом 500
КПД в режиме потребления тока при номинальной нагрузке, % 94,0
Габаритные размеры, мм 230 х 400 х 230| 410 х500 х 250
Охлаждение Принудительное, воздушное
Реализованы следующие виды защит: от коротких замыканий по
выходу, от замыканий силовых шин на корпус, максимально-токовая
защита, защита от перенапряжении, защита от исчезновения или не-
допустимого понижения напряжения сети, защита от сбоя синхрони-
зации с сетью, защита от недопустимых отклонений напряжений це-
пей питания узла управления, зашита от перегрева инвертора, зашита
от сбоев в системе управления.
46 1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
* * *
Как мы уже говорили ранее, рост стоимости электрической энер-
гии вынуждает принимать меры к ее экономии. Отечественная фирма
«Электровыпрямитель» обратила внимание на значительное по мас-
штабам расточительности потребление электроэнергии установками
наружного освещения и разработала статический преобразователь, на
основе которого можно спроектировать систему наружного освеще-
ния высокой экономичности.
В настоящее время экономия электроэнергии систем наружного
освещения осуществляется весьма примитивным способом: ответст-
венные службы просто отключают подачу электроэнергии в светлое
время суток, то есть на 4—5 часов. Довод, приводимый специалистами
ОАО «Электровыпрямитель» в пользу применения своей энергосбере-
гающей продукции, достаточно весомый: пасмурная погода способст-
вует повышению аварийности на дорогах и, кроме того, отключение
освещения в пасмурное время суток противоречит требованиям СНиП
25-03—95. Поскольку' сегодня в системах наружного освещения ис-
пользуются ртутные и натриевые лампы типов ДРЛ и ДНаТ, имеющие
достаточно сложный пусковой режим, связанный с необходимостью
преодоления пусковых сверхтоков, прогрева до выхода на номиналь-
ный режим, в состав описываемых преобразователей потребовалось
включить программируемый микроконтроллер, который формирует
не только пусковые и продолжительные стабилизационные режимы,
но и диагностирует исправное состояние преобразователей.
Специально для обеспечения энергосберегающих режимов наруж-
ного освещения ОАО «Электровыпрямитель» выпускает линейку пре-
образователей ПН-ТТЕ с номинальной мощностью из ряда 16,5 кВА,
33 кВА, 41,6 кВА, 52,8 кВА. Питание осуществляется от трехфазной
сети 380 В 50 Гц с нейтральным проводником. Выходное фазное на-
пряжение в пусковом режиме составляет 200 В, в номинальном про-
должительном режиме — 220 В, в режиме энергосбережения — 175 В
(для натриевых ламп типа ДНаТ) и 195 В (для ртутных ламп типа
ДРЛ). Переход в режим энергосбережения может осуществляться как
по внешней команде, так и по внутреннему таймеру, отсчитывающе-
му время с момента включения преобразователя.
Интересной особенностью преобразователя является независимое
управление выходными фазными напряжениями, что, в конечном
итоге, позволяет частично обеспечить работоспособность преобразо-
вателя (а значит, и системы освещения) в условиях отказа двух фаз.
Даже если преобразователь полностью выйдет из сгроя, система осве-
щения не будет обесточена, поскольку’ в составе прибора имеется так
называемый байпас, который подключит осветительную сеть непо-
средственно к питающей сети. Естественно, система диагностики пре-
1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
образователя позволяет дистанционно пере-
давать все сигналы технического состояния
на пульт диспетчера.
На рис. 1.2.29 показан внешний вид
преобразователя серии ПН-ТТЕ. Интерес-
ной особенностью схемотехнического по-
строения прибора является наличие в нем
счетчика электрической энергии, по пока-
заниям которого можно непосредственно
оценить экономический эффект.
Цикл работы прибора показан на
рис. 1.2.30. В момент То осуществляется
включение преобразователя. Далее, в про-
межутке от То до 7\, длящемся примерно
1...2 с., происходит зажигание ламп. После
этого преобразователь отрабатывает цикл от
7] до Т2, связанный со снижением выходно-
го напряжения и ограничением тока накала рис. 1.2.29. Внешний вид
ламп. Этот цикл необходим для стабилиза- преобразователя серии
ции горения ламп и .длится примерно 2 ми- ТТН-ТТЕ
нуты. После разотрева на протяжении про-
межутка времени от Т2 до Т3 преобразователь выводит режим питания
ламп на номинальный уровень 220 В, а на промежутке времени Д—Т4
происходит термическая стабилизация ламп. Далее, на длительном
промежутке Т4—Т5 система освещения функционирует с номиналь-
ным потреблением электроэнергии.
С момента Т5, когда преобразователь получает команду на переход
в экономичный режим, происходит снижение напряжения, которое
ТО Т1 Т2 ТЗ 14 Т5 Тб
Рис. 1.2.30. Цикл работы преобразователей ПН-ТТЕ
48 1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
осуществляется до момента Т6. Начиная с этого момента напряжение
на выходе преобразователя устанавливается (в зависимости от типа
лампы) равным 195 или 175 В.
* * *
Поговорим и о другой преобразовательной продукции названной
отечественной фирмы. Серия преобразователей ПЧ-ТТП, выпускае-
мых ОАО «Электровыпрямитель», предназначена для управления час-
тотой вращения синхронными низковольтными электродвигателями.
Данная серия преобразователей построена на основе тиристоров.
Одиночный преобразователь может быть использован для поочеред-
ного или 1руппового пуска нескольких электродвигателей, при этом
пуск осуществляется плавно, с токами, значение которых существен-
но меньше номинальных значении. Плавный пуск значительно сни-
жает нагрев поверхности ротора и динамические нагрузки на поверх-
ность статора, что в «разы» увеличивает ресурс электродвигателя
Применение преобразователей ПЧ-ТТП позволяет снять отрани-
чения на количество частотных пусков в единицу времени. Произво-
дитель гарантирует возможность 15 безаварийных пусков в течение
часа и более 2000 пусков в течение года без проведения на двигателе
регламентных работ. Реально, конечно, это число во много раз боль-
ше. Кроме этого, рекуперативный узел, имеющийся в составе преоб-
разователя, возвращает энергию в питающую сеть при торможении.
В составе преобразователей ПЧ-ТТП реализован режим точной ста-
ционарной синхронизации с питающей с етью, что гарантирует надеж-
ный разгон двигателя без токовых бросков и механических ударов.
Рекуперативное торможение двигателя может быть произведено с лю-
бой частоты вращения до полной остановки. Темп рекуперативного
торможения задается оператором.
Немаловажным фактором при проектировании системы подачи
питания на преобразователи является значительно сниженные требо-
вания к высоковольтному фидеру, поскольку при пуске электродвига-
телей не наблюдается «просадки» напряжения в сети. Пусковой ток в
фидерах при применении статических преобразователей ПЧ-ТТП
снижается в 5—10 раз по сравнению с прямым пуском электродвига-
телей (в традиционном включении). Также разгруженный двигатель,
управляемый агрегатом ПЧ-ТТП, потребляет всего 20...30 % номи-
нальной мощности, что также обосновывает целесообразность его
применения с экономической точки зрения.
В комплект поставки преобразователей ПЧ-ТТП входят: токоогра-
ничивающий реактор, силовой блок управления (шкаф ввода питания
и тиристорный шкаф), сглаживающий реактор и шкаф управления.
Принцип действия преобразователя — классический, ранее нами опи-
1.2. Калейдоскоп статических преобразователей 49
санный: трехфазное питающее напряжение подается на токоограничи-
тельныи реактор трехфазного типа, изготовленный в ввде отдельно ус-
танавливаемого устройства, который, как мы уже знаем, выполняет две
функции — ограничение тока преобразователя в аварийных режимах и
уменьшение влияния преобразователя на питающую сеть. Изготови-
тель счел целесообразным ввести в состав комплекта поставки отдель-
ный шкаф подачи питания, в котором разместил приборы измерения
входных и выходных параметров преобразователя, защиты его от ком-
мутационных перенапряжений между фазами и относительно «земли».
В этом шкафу находятся трансформаторы тока, напряжения и защит-
ные RC-цепи.
ССглаживающий реактор, включаемый между управляемым выпря-
мителем и инвертором, расположен в звене постоянного тока. Его
функции — дополнительное сглаживание пульсаций тока, формируе-
мых выпрямителем. Конструкция сглаживающего реактора предельно
проста: он содержит две симметричные обмотки L1 и L2.
Тиристорный шкаф включает в себя управляемый сетевой выпря-
митель и выходной инвертор тока. Диапазон регулировки выходной
частоты преобразователя, обеспечиваемый схемой управления инвер-
тором тока, составляет 3...50 Гц. Обеспечивается также плавный раз-
гон двигателя до синхронной с питающей сетью частоты вращения в
условиях заданной оператором темпа или в условиях максимального
темпа, определяемого номинальным потребляемым током преобразо-
вателя.
Наиболее проста конструкция шкафа управления: в нем размеща-
ются средства управления преобразователем, измерительные приборы
и устройства сигнализации. Внешний вид серии преобразователей
ПЧ-ТТП показан на рис. 1.2.31.
50 1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
Преобразователь обеспечивает следующие основные виды защит:
от снижения напряжения питания собственных нужд ниже 0,8 от но-
минального значения; от повышения напряжения на выходе преобра-
зователя выше 1,1 от номинального значения; при появлении перена-
пряжений относительно «земли» на входе преобразователя выше до-
пустимого уровня (по тех. документации — более 1,2 от номинального
значения); при появлении перенапряжений на выходе преобразовате-
ля относительно «земли» выше амплитуды линейного напряжения
(по тех. документации — более 1,2 от номинального значения); от по-
вышения тока более 2-кратного значения номинального тока нагрузки;
интегральную токовую защиту в соответствии с законом Pt; дифферен-
циальную токовую защиту; защиту от поражения электрическим током
при открывании дверей шкафов; защиту от короткого замыкания при
пробое более одного тиристора в силовом блоке; при фиксации сигна-
ла отключения, поступившего от схемы защиты электродвигателя.
Система сигнализации преобразователя достаточно развита и
включает в себя аварийную и предупредительную части, а также обоб-
щенный сигнал о неисправности. Все вышеперечисленные аварийные
состояния отображаются в удобном для диагностирования виде. Кро-
ме этого, преобразователи сигнализируют о пробое хотя бы одного
тиристора силового блока, о наличии напряжения питающей сети, о
включенном и отключенном состоянии.
Технические данные серии преобразователей ПЧ-ТТП: диапазон
напряжении питания — 6300... 15 750 В; номинальный диапазон мощ-
ностей — 1040...21 800 кВА; диапазон номинальных выходных то-
ков — 100...800 А; диапазон номинальных выходных напряжений —
6000... 15 750 В; коэффициент полезного действия (КПД) — не ниже
0,97; коэффициент мощности в номинальном режиме — не ниже 0.85:
диапазон рабочих температур — 1...35 °C.
Очень близкой по своему назначению является серия высоко-
вольтных преобразователей частоты ВПЧА для синхронных высоко-
оборотных электродвигателей и асинхронных электродвигателей с ко-
роткозамкнутым ротором. Эта серия построена с применением тран-
зисторов IGBT в силовом блоке. Как и в предыдущем случае, в
силовой схеме преобразователя выпрямление сетевого напряжения
выполняется управляемым выпрямителем на тиристорах, а вот в ин-
верторе напряжения применены более современные IGBT-приборы.
Конструктивно преобразователь ВПЧА выполнен в вцце функцио-
нально-законченных сборочных единиц, размещаемых в отдельных
шкафах, причем силовые схемы могут быть скомпонованы как ком-
плексно для всех трех фаз, так и узлы управления каждой фазы могут
размещаться в отдельных шкафах. Входные реакторы также компону-
ются либо отдельным устройством, либо встраиваются в выпрями-
тельный шкаф. Преобразователи серии ВПЧА обеспечивают плавный
1.2. Калейдоскоп статических преобразователей 51
пуск электродвигателей и их устойчивую работу в случае резко ме-
няющихся нагрузок (вентиляторы, насосы, компрессоры); плавную
регулировку выходного напряжения и частоты в диапазоне от 2,5 до
55 Гц; синусоидальный характер выходного напряжения с гармониче-
скими искажениях™ не более 5 % в номинальном режиме работы.
Реализованы следующие виды защит: от коротких замыканий в
нагрузке и внутренних коротких замыканий, при срабатывании заши-
ты мгновенный ток короткого замыкания не превышает номинальных
значений при штатной работе; от токовой перегрузки тиристоров
управляемого выпрямителя и транзисторов IGBT-инвертора; от им-
пульсных и длительных перенапряжений на силовых элементах; при
нарушении питания собственных нужд; от перегрева силовых элемен-
тов при отказе системы принудительного воздушного охлаждения.
Световая сигнализация преобразователя отображает следующие со-
стояния: наличие или отсутствие напряжения питающей сети; нали-
чие или отсутствие питания собственных нужд; наличие или отсутст-
вие напряжения на выходе; готовность к работе; номинальная работа;
срабатывание защиты инвертора.
Дополнительные функциональные устройства преобразователей
ВПЧА включают в себя пульты местного и дистанционного управле-
ния, буквенно-цифровой индикатор отображения функциональной
информации о величине выходного напряжения и частоты. Дистан-
ционное задание сигнала управления может осуществляться как токо-
вым сигналом 4...20 мА, так и по цифровой линии связи с интерфей-
сом RS-485.
Основные технические характеристики преобразователей серии
ВПЧА: напряжение силовой питающей сети — 6300 В; частота питаю-
щей сети — 50 Гц; номинальная выходная мощность — 500...1250 кВт;
номинальное выходное напряжение — 6000 В; число фаз выходного
напряжения — 3; номинальный выходной ток — 60...165 А; точность
поддержания выходной частоты — не хуже 0,5 %; коэффициент по-
лезного действия (КПД) — не хуже 0,93.
Следующие четыре преобразователя, выпускаемые ОАО «Элек-
тровыпрямитель», предназначены для использования в серийно вы-
пускаемых отечественных электровозах ВЛ-200, ВЛ-85. ВЛ-80С,
ВЛ-65, ВЛ-40П, ЭП-200, ЭП1. Применение этих а1регатов позволяет
экономить до 15 % электроэнергии за счет рекуперации (возврата
энергии в питающую сеть при торможении), увеличить на 10 % силу
тяги электровозов. Немаловажным также является сокращение часто-
ты замены тормозных колодок. По оценкам производителя преобра-
зователей, экономия на подобных регламентных работах может дос-
тигнуть 12 тонн металла в год для одного электровоза. Кроме того, за
счет бесконтактного регулирования частоты вращения увеличивается
ресурс тяговых электродвигателей. На рис. 1.2.32 показан внешний
52 1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
вид статических преобразователей для управления движением элек-
тровозов.
Рис. 1.2.32. Внешний вид статических преобразователей для управления
движением электровозов: а — преобразователь выпрямительно-инверторный
ВИП-4000-УХЛ2; б — преобразователь выпрямитечьно инверторный
ВИП-5600-УХЛ2; в — силовая преобразовательная установка СПУ-5700-У2,
г — преобразователь М-ОМП-3500-У2
Преобразователь типа ВИП-4000-УХЛ2 (рис. 1.2.32, а) предназна-
чен для выпрямления однофазного переменного тока частотой 50 Гц и
преобразования его в постоянный ток, предназначенный для питания
двух тяговых электровозных двигателей постоянного тока в режиме тяги
и для преобразования постоянного тока в однофазный переменный
1.2. Калейдоскоп статических преобразователей 53
ток частотой 50 Гц в режиме рекуперативного торможения электровоза.
Такие же функции выполняет преобразователь В14П-5600-УХЛ2
(рис. 1.2.32, б). Технические характеристики этих двух типов статиче-
ских преобразователей приведены в табл. 1.2.2
Таблица 1.2.2. Технические характеристики преобразователей ВИП
Тип преобра'ователя ВИП-4000-УХ1Т2 ВИП-5600-УХ1Т2
Номинальное входное напряжение. В 1570 1570
Номинальное выходное напряжение, В 1400 50
Номинальная выходная мощность, кВт 4000 5600
КПД, не менее 98,5 98,6
Силовая преобразовательная установка типа СПУ-5700-У2
(рис. 1.2.32, в) выполняет другую функцию: она преобразует однофаз-
ный ток частотой 50 Гц в трехфазный ток с регулированием частоты
для питания тяговых вентильных электродвигателей и трехфазный ток
переменной частоты в однофазный ток частоты 50 Гц в режиме реку-
перативного торможения. Номинальная мощность преобразователя
составляет 5700 кВт при КПД не менее 97 %. Номинальное выходное
линейное напряжение — 1100 В, номинальный ток фазы — 580 А.
Диапазон регулирования частоты — 0...210 Гц. Габаритные размеры
преобразователя — 1940 у 1120 х 2000 мм.
Примером преобразователя, предназначенного для модернизации
эксплуатируемых в настоящее время электровозов типа ВЛ-80, явля-
ется преобразовательный комплекс М-ОМП-3500-У2. Этот комплекс
обеспечивает замену «один-в-один», подключаясь к установленному
на электровозах оборудованию без необходимости внесения в это
обсрудование каких-либо изменений.
При модернизации выполняются следующие операции: осуществ-
ляется замена механических коммутаторов на гораздо более надежные
полупроводниковые с бесконтактным регулированием; исключается
электромашинный фазорасщегппель.
В состав преобразовательной установки входят: силовой блок
В-ОП П-3200 для питания четырех коллекторных тяговых электродви-
гателей, два шкафа для питания асинхронных двигателей вентилято-
ров, двух компрессоров и маслонасоса, три блока питания БП схем
управления преобразовательной установки.
* » »
В заключение этого раздела приведем несколько примеров специа-
лизированных статических преобразователей небольшой мощности,
54 1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
использующихся в конкретных отраслях промышленности и транспор-
та. Первый пример — статический преобразователь, выпускаемый ОАО
«Электровыпрямитель» для комплектации новых отечественных желез-
нодорожных вагонов. Статический преобразователь М-ПТЕ-22-У1
(рис. 1.2.33) обеспечивает пассажирский вагон не только электроснаб-
жением промышленной частоты 50 Гц для нужд пассажиров (питание
электробритв, зарядки мобильных телефонов и т. д.), но также питает
установки кондиционирования вагона: электродвигатели компрессо-
ров и вентиляторов. При общей выходной мощности 24 кВА преобразо-
ватель имеет габариты 1900x700x700 мм, построен по блочно-модульно-
му принципу (что, как мы знаем, облегчает его ремонт в случае отказа) и
герметичное исполнении корпуса. Устанавливается преобразователь в
подвагонном пространстве, что, естественно, делает его доступным
«всем ветрам», но для охлаждения силовых элементов по этой причине
не требуется дополнительных принудительных мер — охлаждение осу-
ществляется набегающим потоком воздуха, образующимся при движе-
нии вагона.
Рис. 1.2.33. Внешний вид преобразователя М-ПТЕ-22-У1
Структурная схема преобразователя включает в себя входную ком-
мутащюнно-защитную аппаратуру, три входных повышающих преоб-
разователя постоянного напряжения, три трехфазных инвертора,
три выходных фильтра, выходную защитную аппаратуру, аппаратуру
управления, диагностики и контроля параметров, аппаратуру сигна-
лизации.
Технические характеристики преобразователя М-ПТЕ-22-У1:
входное номинальное напряжение — ПО В; диапазон изменения
входного напряжения — 90... 145 В; линейное выходное напряжение
канала 1 — 97...308 В; линейное выходное напряжение канала 2 —
220...242 В; линейное выходное напряжение канала 3 — 220...242 В;
коэффициент искажения синусоидальной формы кривой — не более
5 %; выходная частота — 49—51 Гц.
Существует область специализированной техники, к функциони-
рованию которой предъявляются повышенные требования в виде
1.2. Калейдоскоп статических преобразователей 55
обеспечения надежной работы в условиях повышенной влажности,
тряски, ударов, высоких значений магнитных и электрических полей,
воздействия разнообразных излучений. К таким видам техники преж-
де всего относится военная техника, горнорудное оборудование, обо-
рудование, устанавливаемое на верхних палубах кораблей и судов.
В этих специфических областях также требуется большое количество
разнообразных преобразовательных устройств.
Примером преобразователей, обеспечивающих надежное функ-
ционирование в самых жестких условиях, может служить линейка
приборов СПТ (трехфазного типа) и СПО (однофазного типа), произ-
водимых ООО «Источник» (г. Калуга). Внешний вид этих приборов
приведен на рис. 1.2.34.
Рис. 1.2.34. Внешний вид тгреобразоватепей типа СПТ и СПО
Эти преобразователи получают питание от двух независимых фи-
деров трехфазной сета 380 В частотой 50 Гц (основной и резервной),
и преобразуют его в однофазное или трехфазное (в зависимости от
типоисполнения прибора) напряжение 230 В частотой 400 Гц. В схеме
приборов предусмотрен трансформатор гальванической развязки ме-
56 1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
жду первичной питающей сетью и выходами подключения нагрузки.
Также имеется возможность местного и дистанционного управления
включением/отключением, сигналы управления и обратные диагно-
стические сигналы о неисправности могут быть переданы по интер-
фейсу RS-422. Особенность данных преобразователей в том, что они
могут питать не только асинхронные двигатели, но и решать большое
количество других задач, в том числе обеспечивать питание нагрузки
типа «емкостной выпрямитель* с величиной активной мощности на
выходе до 0,8 от номинальной.
В приборах реализованы следующие виды зашит: максимальная то-
ковая защита питающих сетей от перегрузок и коротких замыканий,
защита от перегрева силовых элементов, защита от недопустимого сни-
жения входного напряжения, быстродействующая защита от пиковых
выходных токов перегрузки и токов короткого замыкания. На момент
написания этой книги производитель выпускает исполнения преобра-
зователей с номинальной мощностью 8 и 25 кВА, готовится расшире-
ние типового ряда в меныпую сторону до 2 кВА и в большую — до
50 кВА.
Другие технические характеристики преобразователей СПТ и
СПО: точность установки выходного напряжение — не более 1 %; сум-
марная нестабильность выходного напряжения — не более 4 %; раз-
ность линейных напряжений при холостом ходе и симметричной на-
грузке — не более 2 % (для трехфазного варианта); коэффициент неси-
нусоидальности выходного напряжения — не более 5 %; время
установления напряжения на выходе — не более 5 с; коэффициент
мощности — не менее 0,8; КПД — не менее 80 %.
Еще один типовой ряд статических преобразователей СТО и СТТ
для спецприменений выпускается научно-производственной фирмой
«ЭПРО» (г. Санкт-Петербург). Этот ряд включает в себя статические
преобразователи трехфазного переменного тока 380 В частотой 50 Гц в
трехфазный переменный ток напряжением 230 В и частотой 400 Гц с
рядом мощностей 2,4, 8 и 12 кВА, а также в однофазный переменный
ток напряжением 230 В частотой 400 Гц с рядом мощностей 2,4,8 кВА.
Преобразователи выпускаются в соответствии с техническими условия-
ми ЦД ВГ.435324.010 ТУ, внешний вид приборов показан на рис. 1.2.35.
Технические характеристики этих преобразователей в целом соот-
ветствуют техническим характеристикам преобразователей, выпускае-
мых ООО «Источник», поэтому в данном случае имеет смысл обратить
внимание читателей на способ обеспечения двухсетевого питания
приборов. Зачем в спецаппаратуре применяется .двухсетевое питание?
И где его можно встретить? В основном такой способ питания приме-
няется на объектах, критичных к пропаданию питающего напряже-
ния — именно поэтому для обеспечения функционирования таких
объектов прокладывают два фидера питания: основной и резервный.
1.2. Калейдоскоп статических преобразователей 57
В штатном режиме приборы питаются от основного фидера, однако
при нарушении основного питания все приборы должны быть пере-
ключены на резервный фидер, проложенный, например, от автоном-
ного дизель-генератора.
Рис. 1.2.35. Внешний вид преобразователей типа СТО и СТТ
При решении задачи переключения каждый конкретный потреби-
тель должен решить, важно ли ему поддерживать питание в момент
переключения, или же короткий перерыв не отразится на работе его
аппаратуры. В этом случае говорят о необходимости «бесперебойности
питания», или отсутствия такой необходимости. Учитывая эти ситуа-
ции, разработчики выпустили на рынок два принципиально разных
исполнения приборов типа СТО и СТТ: с контакторным автоматиче-
ским переключателем сетей (АПС), с приоритетом основного питания
(исполнение А), и с диодной развязкой в звене постоянного тока, с
бесперебойным питанием потребителей при переключении питания
(исполнения ДР и ГР). Отличие исполнения ГР от исполнения ДР не
принципиально и заключается в наличии у исполнения ГР гальвани-
ческой развязки основной и резервной сетей питания 380 В 50 Гп, в то
время как у исполнения ДР такой развязки нет. Функциональная схе-
ма АПС исполнения А приведена на рис. 1.2.36, а, схема АПС испол-
нений ДР и ГР — на рис. 1.2.36, б.
В случае применения контакторов (исполнение А, рис. 1.2.36, а)
все оказывается достаточно тривиальным: при пропадании напряже-
ния основной сети контактор К1 размыкается и по прошествии вре-
мени 0,5... 1,0 с замыкается контактор К2 резервной сети. Напряжение
выпрямляется диодным мостом VD1...VD6, который «работает» как от
основной, так и от резервной сети.
Схема бесперебойного питания (исполнения ДР и ГР, рис. 1.2.36,
б) — сложнее. Здесь контакторы К1 и К2 могут выполнять такую же
функцию, как и в исполнении А, то есть переключать сеть, а могут на-
ходиться в постоянном включенном состоянии. Бесперебойность пи-
тания обеспечивается при одновременном наличии напряжений ос-
новной и резервной сети, которые выпрямляются двумя отдельными
58 1.2. Калейдоскоп статических преобразователей
Рис. 1.2.36. Реализация автоматического переключения сетей:
а — исполнение А; б — исполнения ДР и ГР
трехфазными диодными мостами VD1...VD6 и VD7...VD12. Далее вы-
прямленные напряжения постоянного тока суммируются диодами
VD13...VD16. Конечно, наличие суммирующих диодов ведет к допол-
нительным тепловым потерям при протекании через них силовых то-
ков, а значит, и к некоторому снижению КПД, но все-таки это — плата
за «бесперебойность».
1.3. Как заставить вращаться двигатель 59
В процессе своей профессиональной деятельности читателю могут
встретиться и другие типы промышленных статических преобразова-
телей электроэнергии. Несомненно, познакомившись с этим разделом
книги, читатель достаточно быстро разберется с принципами их
функционирования, устройством и способами применения.
1.3. Как заставить вращаться двигатель
Изучение этого раздела не займет у читателя много времени, по-
скольку автор решил не заострять значительное внимание на общих
теоретических вопросах законах построения силовой преобразова-
тельной техники. Почему? Все очень просто: теории этих вопросов
посвящено достаточно много книг и сайтов в сети Интернет. Поэто-
му, чтобы не повторять хорошо известные теоретические выкладки и
формулы, адресуем читателя, например, к изданиям [1] и [2]. Здесь же
мы расскажем в самом общем виде о процессах, протекающих в ста-
тических преобразователях, предназначенных для управления элек-
тродвигателями.
Ранее мы изучили силовые схемы трехфазных статических преоб-
разователей и установили, что в состав таких преобразователей обяза-
тельно входит инвертор, построенный на основе трехфазного управ-
ляемого моста. Упростим для наглядности схему инвертора, заменив
полупроводниковые элементы на ключи К.1...К6 (рис. 1.3.1).
Рис. 1.3.1. Схема инвертора на основе трехфазного ключевого моста
Ключевые элементы К1...К6 подключают обмотки двигателя к вы-
прямленному сетевому напряжению £/п в соответствии с заданной
диаграммой (рис. 1.3.2). Продолжительность работы каждого ключа
составляет 0,5 периода коммутации, а алгоритм работы обеспечивает
в каждый момент времени нахождение в проводящем состоянии од-
60 1.3. Как заставить вращаться двигатель
Рис. 1.3.2. Диаграмма работы инвертора в схеме с управляемым
выпрямителем
кого ключа верхней группы и двух ключей нижней труппы (либо од-
ного ключа нижней труппы и двух ключей — верхней). В этом случае
в любой момент времени ток будет протекать по всем трем фазным
обмоткам двигателя. Частота вращения двигателя здесь определяется
частотой коммутации ключей К.1 ...Кб, а величина выходного напря-
жения — режимом работы управляемого выпрямителя.
Главные недостатки описанного способа регулировки частоты вра-
щения следующие: ступенчатая форма выходного напряжения стати-
ческого преобразователя и низкий коэффициент мощности. Поэтому
такой способ в настоящее время используется крайне редко, а основ-
ной метод регулировки на сегодняшний момент — это метод широт-
но-импульсного регулирования. Применение метода широтно-им-
пульсной модуляции (ШИМ) позволяет корректировать не только ве-
личину напряжения на выходе, но и форму напряжения (в среднем за
период). Об этом методе мы и поговорим далее.
Обратимся к простейшей модели фазы электродвигателя, состоя-
щей из активного сопротивления индуктивного сопротивления
Рис. 1.3.3. Простейшая модель фазы электродвигателя
1.3. Как заставить вращаться двигатель
61
статорной обмотки и ЭД С статорной обмотки Ет. При питании от
статического преобразователя к фазе прикладывается внешнее напря-
жение Um (рис. 1.3.3).
Проведя элементарные математические операции, можно пока-
зать, что передаточная функция обмотки электродвигателя мо-
жет быть записана в следующем вцде:
ГК„(р) = -----!,
1+рг„’
(1.3.1)
где
= JLjRm;
(1.3.2)
Тт — постоянная времени обмотки двигателя.
Вид передаточной функции двигателя в точности совпадает с ви-
дом передаточной функции фильтра низких частот. В случае, если
частота переключения инвертора значительно выше частоты среза
этого фильтра, модулируемое инвертором напряжение будет преобра-
зовано в средний ток фазы, по виду совпадающий с законом модуля-
ции. То есть, модуляция напряжения по синусоидальному закону бу-
дет преобразована обмоткой электродвигателя в ток, близкий к сину-
соидальному (рис. 1.3.4).
Рис. 1.3.4. Фильтрация тока фазы в режиме ШИМ
Как мы уже говорили ранее, ключевые элементы переключаются
циклически таким образом, чтобы обеспечить сдвиг сигналов между
фазами 120' друг относительно друга. Несущая частота ШИМ модуля-
ции зависит от длительности срабатывания ключей, а средняя ампли-
62
1.4.0 нетрадиционных подходах...
Рис. 1.3.5. ШИМ-чодупяппя для различных частот преобразования
туда определяется отношением времени, в котором ключ находится в
разомкнутом состоянии, ко времени, в продолжительности которого
ключ заперт (рис. 1.3.5).
1.4. О нетрадиционных подходах
к преобразовательной технике
Большинство статических преобразователей, промышленно выпус-
каемых сегодня, построено с применением хорошо известных подхо-
дов к их силовым схемах, о которых мы говорили в предыдущих разде-
лах. Однако встречаются и нетривиальные, творческие подходы к тех-
ническим решениям, которые позволяют достичь высоких результатов
и упростить схемотехническую реализацию преобразовательной техни-
ки. В этом разделе мы расскажем читателю о продукции научно-произ-
водственного российско-молдавского предприятия «Элкон» (г. Киши-
нев) [8]. В подготовке раздела большую помощь оказали генеральный
директор фирмы А. Г. Семенов и главный инженер А. А. Пенин.
Вот как представляет свою продукцию и заложенные в нее ориги-
нальные технические идеи генеральный директор А. Г. Семенов:
«Специализируясь в области источников питания, нам удалось создать
способ построения резонансных преобразователей с глубокой регули-
ровкой выходных параметров, отличающийся от известных до сих пор.
На данный способ получен международный патент. Наиболее полно
преимущества способа проявляются при построении мощных — от
0,5 кВт до десятков кВт — статических преобразователей. Причем
наши преобразователи не требуют схем быстрой защиты от короткого
1.4.0 нетрадиционных подходах... 63
замыкания на выходе, так как в них практически не возникает режима
разрыва токов в любом режиме. Также устранена возможность возник-
новения сквозных токов. Поскольку физически (без обратных связей)
преобразователи являются источниками тока, то появилась возмож-
ность перенести конденсатор фильтра сетевого выпрямителя на выход
преобразователя, что позволило достигнуть значения коэффициента
мощности на уровне 0,92...0,96 в зависимости от характера нагрузки,
не усложняя схему коррекцией коэффициента мощности. Частота ре-
зонансного контура остается постоянной, а это дает возможность эф-
фективной фильтрации излучений преобразователей по всем направ-
лениям. Практическая реализация осуществлена в виде источников
тока для электрохимической защиты от коррозии мощностью 600,
1500, 3000 и 5000 Ватт. КПД этих приборов, измеренный при работе в
номинальных режимах, составляет 0,93—0,95. Источники противокор-
розионной защиты прошли сертификационные испытания, идет их
внедрение — все это подтверждает жизненность идеи».
В чем заключается новизна этого подхода к проектированию пре-
образовательной техники, мы и поговорим далее. Как читатели уже
хорошо знают, в настоящее время приборы и устройства силовой
электроники, разрабатываемые для профессионального применения,
достаточно успешно оптимизируются по таким критериям, как масса,
габаритные размеры, надежность, стоимость. Эти требования неук-
лонно ужесточаются, то есть современный заказчик уже не хочет при-
обретать просто преобразователь, за ценой которого он не постоит.
Заказчику нужны приборы с минимальными габаритами и массой, но
при этом — с высоким КПД, высокой надежностью и низкой стоимо-
стью [9]. С целью улучшения потребительских свойств изделий при-
ходится прибегать к известным мерам: повышать рабочие частоты
преобразования, уменьшать потери мощности на силовых элементах,
снижать или исключать динамические перегрузки в силовой части
схемы. Зачастую эти меры противоречат друг другу, и для достижения
определенных результатов разработчик идет на некоторый (порой
даже весьма непростой) компромисс [10]. Поэтому дальнейшая опти-
мизация параметров преобразовательной техники возможна только на
новые принципы построения этих устройств. Резервы старых принци-
пов уже в значительной степени, к сожалению, исчерпаны.
Чтобы читателю понять, чем принципиально отличается способ
регулирования напряжения, предлагаемый фирмой «Элкой», от дру-
гих способов регулировки, какая новизна заключена в этом способе,
напомним о классическом построении преобразователей. Типовые
преобразователи постоянного напряжения в постоянное (преобразо-
ватели DC/DC типа) строятся, как известно, по схеме: первичное зве-
но, преобразующее постоянное напряжение в переменное высокой
частоты; вторичное звено, осуществляющее преобразование перемен-
64 1.4.0 нетрадиционных подходах...
него напряжения высокой частоты в постоянное напряжение. В со-
ставе таких преобразователей традиционно имеется регулятор, управ-
ляющий величиной выходного постоянного напряжения, или поддер-
живающий его на требуемом уровне.
Высокочастотное преобразование постоянного тока в переменный
и обратно может осуществляться при помощи различных схем, но
если говорить о двухтактных прототипах, то в этом случае обычно на-
зывают два типа: схемы с прямоугольной формой тока силовых клю-
чей и резонансные с синусоидальной (или квазисинусоидальной)
формой тока ключей [11].
Эффективность работы преобразователей в значительной степени
определяется динамическими коммутационными потерями на силовых
элементах при коммутации номинальных значений токов. Опыт разра-
ботки преобразовательной техники даже небольшой мощности (поряд-
ка 100 Вт) показывает, что снизить эта потери удается в основном за
счет использования коммутационных силовых элементов с низким
временем переключения (переход от тиристоров к IGBT-транзисто-
рам) и за счет формирования правильной траектории их переключе-
ния. Существующая на сегодняшний момент элементная база, конеч-
но, обладает достаточно высокими динамическими характеристиками,
но, тем не менее, эти характеристики далеки от идеальных. Поэтому
очень часто технологические ограничения служат причиной появления
значительных перенапряжении на элементах силовой схемы, а значит,
и снижается надежность статического преобразователя в целом [12].
Формирование правильной траектории переключения — немало-
важная задача, которая также в значительной степени может снизить
коммутационные перенапряжения. Этот метод обеспечивает так назы-
ваемую «мягкую» коммутацию путем перераспределения энергии меж-
ду собственно силовой частью коммутационного элемента (в качестве
которого обычно выступает транзисторный ключ), и формирующим
элементом. Уменьшение потерь происходит за счет возврата накоплен-
ной ими энергии. Напомним, что известными представителями форми-
рующих элементов являются всевозможные RCD-цепи, гасящие рези-
сторы, снабберы. Практика разработки серийно-способных промыш-
ленных статических преобразователей показывает, что при создании
устройства с номинальной мощностью в сотни-тысячи Ватт приходить-
ся буквально сражаться за каждый Ватт эффективной мощности, мак-
симально снижать тепловые потери [13].
Еще одна проблема относится к необходимости наличия быстро-
действующей зашиты от коротких замыканий (КЗ) в нагрузке. Про-
блема состоит, главным образом, в том, что слишком быстродейст-
вующая защита становится весьма подверженной ложным срабатыва-
ниям, отключая преобразователь даже тогда, когда никакой опасности
для него не возникает. Слишком медленная защита устойчива к лож-
1.4.0 нетрадиционных подходах... 65
ньгм срабатываниям, но едва ли защитит прибор. Отсюда вывод: раз-
работчикам приходится прикладывать много сил, чтобы спроектиро-
вать оптимальное защитное устройство.
В связи с вышеизложенным, классический высокочастотный пре-
образователь на сегодняшний момент оказывается в некоторой степе-
ни непригодным для удовлетворения современных требований,
пред ъявляемых к силовой преобразовательной технике. Естественно,
возникает желание поиска новых способов построения силовых схем.
В последнее время инженеры обратили внимание на так называемые
«резонансные» силовые схемы преобразовательной техники, как на уст-
ройства со значительными потенциальными возможностями. В резо-
нансных преобразователях принципиально меньше динамические по-
тери, они создают гораздо меньше помех, поскольку переключение про-
исходит не прямыми фронтами, богатыми гармониками, а с гладкой
формой сигнала, близкой к синусоидальной [12], [14]. Резонансные пре-
образователи более надежны, им не требуется быстродействующая за-
щита от КЗ в нагрузке, потому как ограничение тока КЗ происходит ес-
тественным образом. Правда, из-за синусоидальной формы тока не-
сколько возрастают статические потери в ключевых силовых элементах,
но поскольку резонансные преобразователи не столь требовательны к
динамике переключения силовых элементов, здесь могут быть исполь-
зованы «медленные» IGBT-транзисторы класса «standard», у которых
напряжение насыщения меньше, чему «быстрых» IG ВТ-приборов клас-
са «warp speed». Можно даже использовать уже основательно забытые
биполярные и СИТ-приборы, хотя, на взгляд автора книги, об этих при-
борах лучше не вспоминать.
С точки зрения построения силовой схемы резонансные преобра-
зователи получаются очень простыми и надежными. Однако до сих пор
они не смогли вытеснить обычные полумостовые и мостовые преобра-
зователи из-за принципиальных проблем с регулированием выходного
напряжения [11]. Обычные преобразователи используют принцип ре-
гулирования на основе широтно-импульсной модуляции — этот метод
хорошо отработан и не вызывает технически непреодолимых сложно-
стей. В резонансных же преобразователях использование ШИМ и дру-
гих специальных методов управления (например, частотного регулиро-
вания — за счет изменения частоты коммутации) приводит к увеличе-
нию динамических потерь, которые в некоторых случаях становятся
соизмеримыми или даже превышающими аналогичные потери в клас-
сических статических преобразователях. Использование формирую-
щих цепей (RCD, снабберов и т. д.) оправдывает себя в ограниченном
диапазоне частот и при очень небольшой глубине регулирования.
Встречается несколько более эффективный способ, основанный на
значительном уменьшении частоты коммутации, приводящей к умень-
шению среднего тока нагрузки, а значит, и выходной мощности. Но
66 1.4.0 нетрадиционных подходах...
этот способ частотного регулирования также можно записать в разряд
компромиссов, а значит, считать недостаточно удовлетворяющим со-
временным требованиям [15]
И все же резонансные преобразователи оказались настолько заман-
чивыми по своим перечисленным выше достоинствам, что было приду-
мано еще несколько способов повысить КПД и глубину регулирования.
Увы, и эти идеи показали себя недостаточно эффективными. Использо-
вание дополнительного импульсного регулятора, устанавливаемого на
выходе, приводит к необходимости использования еще одного звена
преобразования, а значит, снижает общий КПД [15]. Известна также
конструкция с переключением витков высокочастотного трансформа-
тора, но это решение значительно усложняет схему преобразователя,
повышает его стоимость. Итог — невозможность использования этих
технических решении в областях широкого потребления.
Из сказанного выше читатель может сделать вывод, что основная
проблема, мешающая широкому распространению резонансных пре-
образователей, кроется в создании эффективного способа глубокого
регулирования выходного напряжения. Если эту проблему удастся ре-
шить, устройства силовой электроники получат «второе дыхание»
своих технических решений, а статические преобразователи на основе
новых принципов регулирования смогут получить распространение в
новых и уже освоенных областях техники.
Специалистам «Элкона» удалось в значительной степени продви-
нуться в исследованиях способов регулирования резонансных преоб-
разователей путем уменьшения частоты коммутации. Именно данный
способ был взят за основу, так как в нем сохраняется главное достоин-
ство резонансной схемы — коммутационные переключения при нуле-
вом силовом токе. Изучение процессов, происходящих в обычном ре-
зонансном преобразователе, позволило уточнить его схему и найти бо-
лее эффективный механизм регулирования в широком диапазоне
нагрузок и приемлемом диапазоне частот. Помимо этого, удалось дос-
тигнуть одинаковых значении амплитуд токов силовых транзисторов
как в режиме номинальной нагрузки, так и в режимах КЗ, отсутствия
сквозных токов через силовые транзисторы даже при максимальной
частоте коммутации, «мягкой» нагрузочной характеристики, гораздо
более приемлемой, чем у классической резонансной схемы.
Обращаем внимание читателя, что полная, пригодная к воспроиз-
водству, схема модернизированного резонансного преобразователя
является предметом «ноу-хау» предприятия «Элкон», однако, изло-
женные далее основные принципы работы преобразователя помогут
специалистам разобраться в сути предложенных усовершенствований
и даже разработать собственную схему.
Итак, предлагаемый способ регулирования предназначается для
реализации мощных, дешевых и эффективных регулируемых высоко-
1.4.0 нетрадиционных подходах... 67
частотных транзисторных резонансных преобразователей напряжения
различного применения. Это могут быть сварочные преобразователи,
установки индукционного нагрева, радиопередающие устройства, ста-
билизаторы и т. д. Способ имеет прототип [10], в котором создается ко-
лебание с собственным периодом То и периодом коммутации силовых
ключей Тк; используется емкостной и индуктивный накопители энер-
гии с потреблением от источника постоянного напряжения, передачи
части энергии в нагрузку с выпрямителем; регулирование напряжения
осуществляется за счет расстройки от резонанса с периодом собствен-
ных колебании То частоты коммутации ключей Тк, близкой к То.
Как уже было сказано выше, расстройка приводит к значительно-
му увеличению тепловых потерь и в целом снижает надежность пре-
образователя, так как при расстройке утрачивается главное достоин-
ство резонансной схемы — коммутация при нулевых силовых токах.
Все это приводит к тому, что изложенный в прототипе способ целесо-
образно использовать только в маломощных преобразователях.
Специалистами «Элкон» исследован более близкий к решению по-
ставленной задачи прототип [16], в котором также создается колебание
с собственным периодом То и периодом коммутации ключей Тк, но в
данном случае Тк >Т0. В составе схемы используется емкостной и ин-
дуктивный накопители энергии с потреблением от источника постоян-
ного напряжения и передачей части энергии в нагрузку с выпрямите-
лем. Выходное напряжение регулируется за счет изменения периода
коммутации Тк. Однако здесь избыток энергии емкостного накопителя
возвращается обратно в источник питания за счет разряда емкостного
накопителя через нагрузку, а ограничение фронтов импульсов тока си-
ловых ключей осуществляется с помощью дополнительных индуктив-
ных накопителей. Этот способ сохраняет главное достоинство резо-
нансных преобразователей — возможность коммутации силовых клю-
чей при нулевых токах.
К сожалению, описанный прототип также обладает рядом недос-
татков. Одним из принципиальных недостатков является увеличение
тока ключей в случае возникновения перегрузок и КЗ в цепи нагрузки
при номинальной или максимальной частоте. Почему? При этом спо-
собе регулирования индуктивные элементы запасают большое количе-
ство энергии, и она не успевает полностью вернуться в источник пита-
ния за небольшой период (Тк- Т0У/2. Еще один недостаток схемы —
принудительное прекращение тока через ключи, несмотря на то, что
фронт коммутации жестко задан. Поэтому здесь возникает необходи-
мость разработки сложной схемы защиты силовых ключей при нуле-
вых токах
Оценив все недостатки вышеперечисленных способов, инженеры
фирмы «Элкон» разработали устройство, с помощью которого можно
реализовать стратегию глубокой регулировки выходного напряжения
68
1.4.0 нетрадиционных подходах...
при сохранении достоинств резонансных схем. Это устройство пред-
ставляет собой типовой резонансный полумостовой преобразователь с
емкостным делителем напряжения (емкостным накопителем энергии)
и индуктивным накопителем, включенных последовательно с нагруз-
кой между стойкой транзисторного полумоста и средним выводом ем-
костного делителя. Дополнительные индуктивные накопители вклю-
чаются в ветви или в контура каждого ключевого элемента.
В новом способе регулировки можно найти аналогии с прототипа-
ми, опубликованными в [10] и [16]: здесь также создаются колебания
с собственным периодом То и периодом коммутации Т„ причем
Тк > То. От прототипов заимствованы емкостной и индуктивный нако-
питель с потреблением от источника постоянного напряжения и пе-
редаче части энергии в нагрузку с выпрямителем, осуществляется воз-
врат избытка энергии емкостного накопителя обратно в источник, ре-
гулировка напряжения выполняется за счет изменения Тк- Новизна
способа состоит в том, что одновременно с первыми колебаниями
создаются вторые колебания с собственным периодом То и периодом
коммутации Тк, с использованием того же емкостного накопителя и
второго индуктивного накопителя с потреблением энергии от емкост-
ного накопителя, передачей энергии в нагрузку с выпрямителем.
Главной особенностью предложенного способа является одновре-
менное протекание токов первого и второго колебаний через ключевые
элементы таким образом, что суммарный ток через них не прерывает-
ся, что и позволяет возвращать энергию индуктивных накопителей на
максимальной частоте даже при возникновении КЗ. Прн этом ампли-
туда тока ключевых элементов остается на уровне номинальных значе-
ние. 1.4.1. Общий вид силовой схемы резонансного преобразователя
1.4.0 нетрадиционных подходах...
69
нии. Этот способ «работает» во всем диапазоне периодов коммута-
ции Тк, что успешно решает проблемы резонансного преобразования.
Устройство, показанное на рис. 1.4.1, содержит управляющий за-
дающий генератор (УЗГ), выходы которого соединены с затворами си-
ловых ключей IGBT-типа (VTI и VT2), образующих полумостовую
стойку (плечо полумоста). Средняя точка соединения ключей VT1 и
VT2 через емкостной накопитель (резонансный конденсатор) С1 под-
ключена к од ному из выводов трансформаторно-выпрямительного уст-
ройства (ТР-ВЫПР) с нагрузкой на выходе. Индуктивные накопители
(резонансные дроссели) L1 и L2 соединены последовательно. Их общая
точка соединения под ключена к другому' выводу трансформаторно-вы-
прямительного устройства. Источник питающего напряжения Un со-
единен с нижним выводом дросселя L1 и эмиттером транзистора VT2.
Верхний вывод дросселя L2 соединен с коллектором транзистора VT1.
На рис. 1.4.2 показаны графики, отражающие работу резонансного
преобразователя. Задающий генератор УЗГ вырабатывает парафазные
управляющие импульсы, показанные на рис. 1.4.2. Длительность управ-
ляющих импульсов составляет 'Д/2, а их период регулируется (обозначен
как Тк). Эти управляющие импульсыпо очереди открывают транзисторы
VT1 и VT2. Вустановившемсярежимеработыпреобразователя.вмомент
времени подается импульс управления на транзистор VT2, при этом
через него начинает протекать синусоидальный импульс тока /„ пока-
занный на рис. 1.4.2, в,—такназываемые «первые колебания*. Одновре-
менно с ним через антипараллельный (оппозитный) диод VD1 транзи-
стора VT1 продолжает протекать ток /2 — «вторые колебания».
На рис. 1.4.3 показан первый такт работы схемы, отражающий по-
ведение ее элементов а промежутке времени Резонансный кон-
денсатор С1 с напряжением t/5, график которого приведен на
рис. 1.4.2 г), перезаряжается через трансформаторно-выпряшггельную
нагрузку (ТР-ВЫПР). Первый резонансный дроссель L1 накапливает
энергию. В то же время резонансный коцценсатор С1 разряжается че-
рез второй резонансный дроссель L2 с напряжением Us, 1рафик кото-
рого приведен на рис. 1.4.2, (). Дроссель L2 накапливает энергию в со-
ответствии с полярностью, указанной на графике.
На рис. 1.4.4 показан второй такт работы схемы, отражающий ее
поведение во временном промежутке г2.../3. Резонансный конденсатор
CI продолжает перезаряжаться через трансформаторно-выпрякгатепъ-
ную нагрузку и первый резонансный дроссель L1. Также конденсатор
С1 перезаряжается чдзез второй резонансный дроссель L2, который
уже отдает энергию в соответствии с указанной полярностью
На рис. 1.4.5 показан третий такт работы схемы, отражающий ее
поведение на временном промежутке t3...t4. Резонансный конденсатор
С1 продолжает заряжаться через трансформаторно-выпрямительную
нагрузку и первый резонансный дроссель L1 с напряжением U7, по-
1.4.0 нетрадиционных подходах...
Рис. 1.4.2. Графики, отражающие работу резонансного преобразователя
Рис. 1.4.3. Первый такт работы схемы
1.4.0 нетрадиционных подходах...
казанным на рис. 1.4.2, е. В то же время резонансный конденсатор С1
уже заряжается от второго резонансного дросселя L2, который про-
должает отдавать энергию в соответствии с указанной полярностью.
Рис. 1.4.5. Третий такт работы схемы
На рис. 1.4.6 показан четвертый такт работы схемы, отражающий
ее поведение на временном промежутке t4...ts. Резонансный конденса-
тор С1 продолжает заряжаться через трансформаторно-выпрямитель-
ную нагрузку и первый резонансный дроссель L1, который уже отдает
энергию в соответствии с указанной на рисунке полярностью. В то же
время резонансный конденсатор С1 продолжает заряжаться от второ-
го резонансного дросселя L2.
На рис. 1.4.7 показан пятый такт работы схемы, отражающий ее
поведение на временном промежутке Резонансный конденсатор
С1 продолжает заряжаться через трансформаторио-выпрямительную
нагрузку и первый резонансный дроссель L1.
72
1.4.0 нетрадиционных подходах...
Рис. 1.4.6. Четвертый такт работы схемы
Рис. 1.4.7. Пятый такт работы схемы
На рис. 1.4.8 показан шестой такт работы схемы, отражающий ее
поведение во временном промежутке Резонансный конденсатор
С1 уже отдает энергию через трансформаторно-выпрямительную на-
грузку и первый резонансный дроссель L1 в источник питания U„.
Ток /, при этом меняет свое направление.
На рис. 1.4.9 показан седьмой такт работы схемы во временном
промежутке Т?...ts. Импульс управления подается на транзистор VT1,
при этом начинает протекать синусоидальный импульс тока /2 соглас-
но рис. 1.4.2, в через указанный транзистор («вторые колебания»).
Также продолжает протекать ток /, через антппараллельный диод VD2
транзистора VT2 — «первое колебание». Резонансный конденсатор С1
отдает энергию через трансформаторно-выпрямительную нагрузку и
первый резонансный дроссель L1 в источник питающего напряжения
Ц и во второй резонансный дроссель L2.
На рис. 1.4.10 показан восьмой такт работы схемы, отражающий
ее поведение на временном промежутке Резонансный конденса-
тор С1 и первый резонансный дроссель L1 отдают энергию через
1.4.0 нетрадиционных подходах... 73
Рис. 1.4.8. Шестой такт работы схемы
Рис. 1.4.9. Седьмой такт работы схемы
Рис. 1.4.10. Восьмой такт работы схемы
трансформаторно-выпрямительную натрузку в источник питающего
напряжения £/п, а резонансный конденсатор С1 отдает энергию еще и
во второй резонансный дроссель L2.
1.4.0 нетрадиционных подходах...
На рис. 1.4.11 показан девятый такт работы схемы, отражающий
ее поведение на временном промежутке ?9.../|0. Все накопители отдают
свою энергию.
На рис. 1.4.12 показан десятый такт работы схемы, отражающий
ее поведение в промежутке Гю—1ц. Идет перезаряд резонансного кон-
денсатора С1 за счет энергии второго резонансного дросселя L2.
На рис. 1.4.13 показан заключительный такт работы схемы, отра-
жающий ее поведение в промежутке времени ...Г,. Идет разряд резо-
нансного ковденсатора С1, далее процессы повторяются.
Обращаем внимание читателя, что на интервале времени
происходит возврат энергии в источник, поскольку ток /, меняет свое
направление, а отрицательная амплитуда тока /, определяется нагруз-
кой преобразователя. Именно этот факт определяет дополнительные
преимущества описываемого устройства — амплитуда тока через клю-
чи не увеличивается вплоть до короткого замыкания в нагрузке. Так-
Рис. 1.4.11. Девятый такт работы схемы
Рис. 1.4.12. Десятый такт работы схемы
Рис. 1.4.13. Заключительный такт работы схемы
1.4.0 нетрадиционных подходах...
же полностью отсутствует проблема «сквозных токов», что упрощает и
повышает надежность схем управления ключевыми элементами От-
падает и проблема создания быстродействующих защит для предот-
вращения режима КЗ.
Представленная идея была положена в основу опытных образцов
и серийных изделий, которые в настоящее время производит «Эл-
кон». К примеру, преобразователь напряжения с выходной мощно-
стью 1,8 кВт, спроектированный для станции катодной защиты под-
земных трубопроводов, получает питание от однофазной сета пере-
менного тока 220 В 50 Гц. В нем применены силовые транзисторы
1GBT типа IRG4PC30UD класса ultra-fast со встроенным оппозитным
диодом, емкость резонансного конденсатора С1 составляет 0,15 мкФ,
индуктивности резонансных дросселей LI и L2- по 25 мкГн. Период
собственных колебаний То составляет 20 мкс, коэффициент транс-
формации трансформатора — 0,5 (что определяет диапазон номиналь-
ной нагрузки 0,8—2,0 Ом). Для минимального значения периода ком-
мутации Тк, равного 13 мкс (при частоте коммутации 77 кГц) и на-
1рузке 1 Ом амплитуды токов /, и 12 соответственно составляют плюс
29 А и минус 7 А. Для нагрузки 0,5 Ом амплитуды токов /, и /2 соста-
вили соответственно плюс 29 А и минус 14 А. В случае КЗ эти значе-
ния составляют плюс 29 А и минус 21 А, средний ток через нагрузку
составляет 50 А, то есть проявляется эффект ограничения тока КЗ.
На рис. 1.4.14 показано семейство регулировочных характеристик
резонансного преобразователя. Важно отметить, что во всем диапазоне
Рис. 1.4.14. Регулировочные характеристики преобразователей «Элкой»
1.4.0 нетрадиционных подходах...
частоты коммутации переключающие импульсы подаются при нулевом
силовом токе. Как пишут авторы идеи, все результаты были первона-
чально проверены в системе схемотехнического моделирования
OtCAD 9.1, затем воплощены в макете, и только после этого запущены
в серию
Для сравнения, на рис. 1.4.15 представлено семейство регулиро-
вочных характеристик аналогичного по мощности классического ре-
зонансного преобразователя. Минимальный период коммутации Тк
увеличен из-за возникновения сквозных токов, и в данном случае со-
ставляет 14 мкс (при частоте коммутации 72 кГц). Для этой номи-
нальной частоты выполняется условие режима коммутации в нуле то-
ков. Для сопротивления нагрузки 1 Ом амплитуда тока нагрузки рав-
на 30 А, для сопротивления 0,5 Ом амплитуда равна уже 58 А.
В случае КЗ амплитуда тока через транзисторы становится уже более
100 А, причем коммутация силовых транзисторов происходит уже не в
нуле токов, а средний ток натрузки превышает 180 А. Таким образом,
как было указано ранее, в данном случае возникает необходимость в
быстродействующей защите от КЗ для исключения выгорания сило-
вых транзисторов и предупреждения аварийной ситуации.
Участок регулирования «А» характеризует режим коммутации в
нуле токов. Но практический интерес представляет только участок ре-
Рис. 1.4.15. Регулировочные характеристики классического резонансного
преобразователя
1.4.0 нетрадиционных подходах...
два и более раз. Можно отметить, что глубина регулирования указан-
ным способом для классического преобразователя значительно мень-
ше, чем в преобразователях «Элкон», а необходимость работы на бо-
лее низкой частоте коммутации ухудшает энергетические показатели
классического преобразователя. Таким образом, преобразователи
«Элкон» обладают практически приемлемыми регулировочными ха-
рактеристиками и диапазоном изменения частоты коммутации.
Учитывая «мягкую» нагрузочную характеристику, возможно регу-
лирование выходного напряжения на фиксированной частоте за счет
фазового управления двумя преобразователями, соединенными парал-
лельно по переменному напряжению. Этот вариант проверен на маке-
те мощностью 1,2 кВт (рис. 1.4.16). Выходное напряжение при таком
способе регулирования можно легко изменять от нулевого до макси-
мального. Полученные результаты позволяют предположить, что ста-
тические преобразователи, использующие новый способ резонансного
преобразования, найдут более широкое применение во всех областях
техники, где используются классические статические преобразователи
с номинальной мощностью на десятки и более кВт.
И в заключение—немного о серийной продукции «Элкон», которая
выпускается на основе технических решении, описанных выше. Это:
• станции катодной защиты мощностью 0,6 кВт, 1,5 кВт, 3,0 кВт и
5,0 кВт; КПД этой продукции в номинальном режиме работы
составляет не хуже 93 %;
• источники тока для ручной дуговой сварки (рис. 1.4.17) мощно-
стью 3,0 кВт и 5,0 кВт с питанием от однофазной сети 220 В 50 Гц;
• источники тока для ручной дуговой сварки мощностью 7,0 кВт с
питанием от трехфазной сети переменного тока 380 В 50 Гц;
Рис. 1.4.16. Макет преобразователя с фазовым
управлением
Рис. 1.4.17. Внешний вид
источников тока «Элкон»
для сварки
78 1.5. Мягкий старт — залог долголетия и надежности
• источники для нагрева кузнечных заготовок мощностью 7,0 кВт
с питанием от однофазной сети переменного тока 220 В 50 Гц;
• преобразователи для высоковольтных солнечных батарей мощ-
ностью 5,0 кВт с входным напряжением от 200 до 650 В и вы-
ходным напряжением 400 В; при модуляции выходного напря-
жения преобразователя по синусоидальному закону частотой
100 Гц и последующем распределении полуволн осуществляется
передача энергии от солнечной батареи в промышленную сеть
220 В 50 Гц.
Расскажем чуть подробнее о сварочной аппаратуре «Элкон». Эта ап-
паратура создана на основе усовершенствованного резонансного пре-
образователя, а высокий КПД позволяет получить экономию электро-
энергии порядка 20...30 % по сравнению с традиционными сварочными
аппаратами. Разработка велась исходя из принципа максимальной про-
стоты пользования ими в разнообразных условиях (дома, в цеху, на ули-
це). Испытания показали, что разработанные агрегаты в полной мере
отвечают требованиям надежности и неприхотливости.
Конструктивно атрегат «Eicon-150Р», рассчитанный на номиналь-
ную мощность 3,0 кВт гораздо меньше двух других агрегатов
(«Е1соп-200Р» с номинальной мощностью 5,0 кВт и «Е1соп-350Р» с но-
минальной мощностью 7,0 кВт), но и его возможности по отдаче непре-
рывного тока существенно ограничены. Если время непрерывной рабо-
ты для аппарата составляет 3 минуты, то 2 минуты после этого он должен
«отдохнуть», остыть. Другие сварочные агрегаты по своим размерам су-
щественно больше (за счет увеличенных размеров радиаторов охлажде-
ния силовых элементов), однако они могут работать круглые сутки без
ограничении.
В составе сварочных преобразователей предусмотрена схема защи-
ты от перегрева силовых элементов. Но схемы защиты от КЗ в них
нет — по принципу своего действия они нечувствительны к режиму
КЗ. Падающая вольт-амперная характеристика реализуется физиче-
скими принципами построения прибора.
1.5. Мягкий старт — залог долголетия и надежности
До сих пор мы говорили о применении для управления вращением
электродвигателей достаточно сложных по своему устройству статиче-
ских преобразователей, которые обеспечивают полный набор функ-
ций: плавный старт по заранее определенному закону, плавное тормо-
жение, изменение частоты вращения после выхода на номинальный
режим работы и т. д. Было сказано много слов в пользу частотных пре-
образователей, приведены их примеры и обрисованы открывающиеся
1.5. Мягкий старт — залог долголетия и надежности 79
перспективы применения. Однако здесь нам придется несколько огор-
чить читателя: не всегда такое решение оправдано с экономической
точки зрения, поскольку в ряде случаев достаточно обеспечить только
плавный пуск (или плавное торможение) электродвигателя. Решить
эту конкретную зздачу позволит стоящий несколько в стороне класс
статических преобразователей, называемый «софт-стартерами», или
устройствами плавного пуска (УПП). В настоящее время практически
все выпускаемые промышленностью УПП имеют функцию энергосбе-
режения. Почему? Простейшие расчеты показывают, что если бы
электродвигатель смог работать с максимальным КПД во всех режи-
мах, включая пусковые, то реальная экономия электроэнергии соста-
вила бы цифру порядка 40 %. К сожалению, максимальный КПД
асинхронного электродвигателя обеспечивается только при его работе
на номинальную нагрузку, и резко падает, если нагрузка снижается.
Вкратце напомним читателю о недостатках классических способов
запуска электродвигателей. При выполнении так называемого «прямо-
го пуска», когда статорная обмотка электродвигателя непосредственно
подключается к питающей сети, возникает бросок тока, многократно
(до 10 крат) превышающий номинальные значения. В этом случае
включение двигателя сопровождается ощутимым механическим толч-
ком и резким нагревом изоляции статорных обмоток. Механический
крутящий момент за доли секунды может достигнуть 1,5—2,0-кратной
величины по сравнению с номинальным. Опыт эксплуатации электро-
двигателей в таких режимах показывает, что дополнительные пусковые
нагрузки ведут к превышению допустимой температуры обмоток и к
снижению прочности их изоляции. Кроме того, резкие механические
нагрузки ударного характера приводят к преждевременному износу как
самих электродвигателей, таки нагрузок их валов: насосных агрегатов,
редукторов, различных трансмиссий А это, в свою очередь, вызывает
нестабильную работу и даже поломку оборудования. Прямой пуск элек-
тродвигателей обладает еще одним существенным недостатком: в мо-
менты включения происходит падение напряжения в питающей сети
из-за больших пусковых токов, что может оказать самое негативное
влияние на другое оборудование, которое подключено к этой сети.
Именно по данной причине энергетические службы коммунальных хо-
зяйств разрешают для бытовых сетей прямой пуск двигателей мощно-
стью не более 6 кВА.
Достаточно широкое распространение получил метод снижения
пусковых токов посредством переключения обмоток двигателя «звез-
да-треугольник». Суть этого метода в следующем: первоначально об-
мотки двигателя соединяются по схеме «звезда». Именно в таком со-
единении обмоток пусковой ток может быть уменьшен в три раза по
сравнению с прямым пусковым током. Далее, по прошествии 5...15 с,
когда двигатель выходит на номинальную скорость вращения, с помо-
80 1.5. Мягкий старт — залог долголетия и надежности
щыо механического переключателя (контактора) обмотки двигателя
переключаются в схему «треугольник». К сожалению, в этот момент
коммутации также происходит токовый скачок и возникает механиче-
ский удар, хотя его величина меньше, чем в условиях прямого пуска.
Еще один классический метод пуска электродвигателей — авто-
трансформаторный. Суть этого метода в том, что двигатель подключа-
ется к различным отводам автотрансформатора, стартуя при подаче по-
ниженного напряжения и далее увеличивая его по мере разгона. Скачки
тока и механические удары здесь еще меньше, чем в случае применения
метода «звезда—треугольник». Однако автотрансформаторный метод
рекомендовалось применять в основном для двигателей, у которых не-
возможно осуществить коммутацию «звезда—треугольник», а также для
мощных двигателей. Стоимость такой системы пуска в практической
реализации оказалась достаточно высокой, поэтому автотрансформа-
торный метод не получил сколько-нибудь серьезного распространения.
В ряде случаев и по сей день можно встретить иные технические ре-
шения, обеспечивающие облегченный режим пуска электродвигателей,
использующие изменение сопротивления статорных обмоток в процес-
се разгона, или включающие некоторые устройства, устанавливаемые
на вращающиеся механические части двигателей. Мы не будем гово-
рить об этих методах, так как они выходят за рамки тематики книги.
Каковы характеристики наиболее распространенных механизмов,
использующихся в промышленности? Центрифуги — имеют большие
инерционные массы, из-за чего их раскручивание происходит доста-
точно долго. При прямом пуске центрифуг их двигатели продолжи-
тельное время находятся под воздействием пусковых токов, испыты-
вая большие динамические воздействия. Вентиляторы — очень похо-
жи по своим характеристикам на центрифуги, имея незначительные
отличия в динамике установления номинальных нагрузок. Классиче-
ские вентиляторные установки часто проектируются с применением
метода переключения «звезда—треугольник», поскольку прямой пуск
приводит к очень быстрой поломке подшипников и приводных рем-
ней. Дробилки — еще более тяжелый вариант эксплуатации электро-
двигателей, поскольку при пуске эти устройства должны сразу преодо-
леть номинальное значение крутящего момента. Положение осложня-
ется еще и тем, что очень часто дробилки работают на открытом
воздухе, при пониженных температурах, которые увеличивают вяз-
кость масляной смазки вращающихся частей, создавая дополнитель-
ный механический момент, который электродвигателю надо преодоле-
вать. То же самое относится к механическим мельницам, мешалкам
вязких сред и т. д.
Особый вид нагрузки — у подъемных механизмов и кранов. Мало
того, что двигатель крана должен обеспечивать реверс (изменение на-
правления вращения), в момент реверса, как и в момент прямого пус-
1.5. Мягкий старт — залог долголетия и надежности
81
ка, если эти операции выполняются резко, возникает опасное раскачи-
вание 1руза из-за его инерционности. Не менее важно снизить пуско-
вые нагрузки и в двигателях насосов — даже если приняты все
классические меры по снижению пусковых нагрузок, применен метод
«звезда—треугольник», все равно при пусках насосов можно наблюдать
гидравлические удары в трубопроводах, которые в ряде случаев явля-
ются причиной их разрыва.
Ленточный транспортер — еще один достаточно распространен-
ный втад механизма, который сегодня можно встретить не только на
производстве, но также и в повседневной жизни, например, в супер-
маркетах — для подачи покупок к кассам. Резкие рывки ленты при
пуске могут легко привести к падению и опрокидыванию установлен-
ных на нее товаров. Кому понравится, например, постоянно падаю-
щие с ленты кассового транспортера хрупкие товары — стеклянные
бутылки, пластиковые контейнеры?
Весьма значительный класс механизмов составляют дерево- и ме-
таллообрабатывающие станки, ручной инструмент, а также швейные
машины. Всех их объединяет характерная «двухрежпмность» рабо-
ты — режим холостого хода и режим номинальной нагрузки. Причем
переход из режима в режим выполняется достаточно часто. Оптими-
зация режима холостого хода этих механических устройств позволит
сэкономить значительное количество электроэнергии.
На рис. 1.5.1 приведены типовые кривые тока статора и крутящего
момента электродвигателей в режиме прямого пуска (/), в режиме пе-
реключения «звезда—треугольник» (2), в автотрансформаторном ре-
жиме (3) и — внимание! — в режиме питания от софтстартера {4).
Очевидно: софтстартер позволяет избавиться от пусковых сверхто-
ков и избежать механических рывков. Однако следует запомнить, что
обычный софтстартер не может обеспечить регулировку частоты вра-
щения двигателя в установившемся режиме, не позволяет реверсиро-
вать направление вращения двигателя, не увеличивает момент враще-
ния относительно номинального. Другими словами, софтстартер —
это «урезанный» вариант частотного статического преобразователя.
Каково его устройство?
Саггый главный элемент софтстартера (УПП), с помощью которо-
го осуществляется регулировка выходных параметров, — это симмет-
ричный тиристор (симмисгор). Включение симмисторов в различных
исполнениях УПП различное: симмисторы могут включаться в раз-
рыв одной, двух и трех фаз. Двигатели, в которых возможно выпол-
нить соединение фаз по схемам «треугольника» и «звезды», позволяют
включить симмисторы не в питающие фазы, а в разрывы обмоток,
что снижает рабочий ток элементов в 1,73 раза. Наиболее удачными
являются УПП с регулирующими элементами во всех трех фазах, по-
скольку такое построение УПП не вызывает перекоса тока фаз в мо-
82 1.5. Мягкий старт — залог долголетия и надежности
Рис. 1.5.1. Сравнительные характеристики тока статора
и крутящего момента
менты старта и торможения, реализует режим плавного и динамиче-
ского торможения. Но это не означает, что однофазное и двухфазное
регулирование не используется в имеющихся на рынке УПП.
На рис. 1.5.2 показаны силовые схемы УПП. В случае однофазно-
го регулирования (рис. 1.5.2, а) происходит перекос фазных токов,
что ведет к ухудшению теплового режима обмоток, подключенных к
нерегулируемым фазам. Поэтому однофазное регулирование не реко-
мендуется использовать в режимах длительного пуска, плавного тор-
можения и ограничения пускового тока. Эта силовая схема предпоч-
тительна только для двигателей мощностью до 10 кВт и только для
смягчения механических уд арных нагрузок.
Силовая схема двухфазного УПП показана на рис. 1.5.2, б. Такая
схема реализует режим ограничения пускового тока, но, к сожалению,
не может обеспечить симметрии фазных токов на протяжении времени
плавного пуска. Поэтому данную схему также имеет смысл применить
только для двигателей мощностью до 250 кВт с целью смягчения удар-
ных нагрузок.
И, наконец, наиболее универсальное УПП с трехфазным регули-
рованием показано на рис. 1.5.2, в. Считается, что это техническое
1.5. Мягкий старт — залог долголетия и надежности
упп
УПП
Рис. 1.5.2. Силовые схемы УПП: а — однофазное регулирование;
б — двухфазное регулирование; в — трехфазное регулирование
решение наиболее совершенно, так как ограничение тока происходит
в данном случае симметрично для всех трех фаз. Именно с примене-
нием этого технического решения строится подавляющее большинст-
во УПП, серийно выпускаемых промышленными предприятиями.
Как мы уже знаем, любой статический преобразователь, кроме си-
ловой схемы, содержит также схему управления. УПП не является ис-
ключением — в составе софтстартеров также обязательно присутствует
схема управления включением симмисторов, типовой принцип дейст-
вия которой поясняет рис. 1.5.3.
В установившемся режиме работы УПП на обмотки двигателя по-
ступает «полная» синусоида питающего напряжения. В режиме плав-
ного пуска синусоида «урезается» от момента ее перехода через нуль до
заданной схемой управления времени «альфа» (а, угла открытия сило-
вых элементов). Можно рассчитать, что при частоте напряжения пита-
ния 50 Гц параметр а будет изменяться от 10 мс до нуля. В режиме
плавного торможения параметр а меняется в обратном направлении —
от нуля до 10 мс.
1.5. Мягкий старт — залог долголетия и надежности
Рис. 1.5.3. К пояснению работы схемы управления УПП
Схемы управления УПП могут иметь функцию гарантированного
ограничения пусковых токов, когда задействуется обратная связь от
датчиков тока, расположенных в фазных питающих проводниках. Та-
ким образом, при достижении режима ограничения тока (в режиме
разгона) схема управления автоматически заблокирует уменьшение
параметра а на время стабилизации тока на заданном уровне, после
чего блокировка будет снята. Следует отметить, что функция гаранти-
рованного отраничения пускового тока встречается не во всех УПП,
поэтому при выборе конкретного типоисполнения имеет смысл поин-
тересоваться о наличии такой функции.
В ряде случаев двигатель должен преодолевать пусковое механи-
ческое сопротивление при старте из состояния полного покоя. Дви-
гатель как бы нужно «толкнуты», и уже после толчка можно вклю-
чать режим плавного разгона. Для этого в составе УПП иногда пре-
дусматривается функция boost-поддержки. работа которой отражена
на рис. 1.5.4.
Нетрудно заметить, что при наличии функция boost-подцержки в
питающей сети наблюдается токовый скачок, как и в случае прямого
пуска. Однако этот токовый скачок действует очень короткое время
(доли секунды), что безопасно для питающей сети и никак не сказы-
I подовржк»
Рис. 1.5.4. Функция boost-подцержки
1.5. Мягкий старт — залог долголетия и надежности
85
вается на работе смежного оборудования, подключенного к этой же
сети.
Очень важный момент, связанный с электромагнитной совместимо-
стью (об электромагнитной совместимости мы еще будем подробно го-
ворить в нашей книге), для УПП решается очень просто. Несмотря на
то, что резкое включение и отключение симмисторов обычно сопровож-
дается значительными электромагнитными помехами, практически все
УПП, работающие в связке с двигателями, у которых имеется индуктив-
ное сопротивление обмоток, фактически образуют очень маленький
электромагнитный фон, соответствующий установленным нормам. Ин-
дуктивное сопротивление обмоток «гасит» крутые фронты импульсов,
и, более того, схема управления УПП проектируется таким образом,
чтобы «привязаться» к моментам перехода напряжения сетичере з нуль.
Как известно, в открытом состоянии на симмисторе падает на-
пряжение порядка 5 В, что приводит при протекании через него тока
к разогреву силового прибора и необходимости облегчения его тепло-
вого режима посредством дополнительных радиаторов. Но существует
еще один метод, называемый байпасным, который достаточно широ-
ко применяется в УПП для снижения тепловых потерь в установив-
шемся режиме работы. Принцип байпасного метода показан на
рис, 1.5.5.
Параллельно УПП подключаются контакты мощного контактора
КМ1, который на время плавного пуска (или торможения) находится
в разомкнутом состоянии. В момент, когда симмисторы УПП полно-
стью открыты, что обычно наблюдается при выходе электродвигателя
на режим продолжительной работы, контакты КМ1 замыкаются,
шунтируя симмисторы и облегчая их тепловой режим. Эти контакто-
ры обычно выбираются из расчета отсутствия протекания через них
пусковых токов и, как правило, не входят в комплект поставки УПП-
86 1.5. Мягкий старт — залог долголетия и надежности
Любое устройство силовой электроники характеризуется наличием
у него развитой системы защит. Не исключение днесь и УПП. В на-
стоящее время софтстартеры оснащаются также интеллектуальной
системой эксплуатационной диагностики, которая не позволит пере-
грузить как само УПП, так и управляемый им двигатель.
Основная защитная функция УПП — это обеспечение защиты от
сверхтоков. Если потребляемый ток превышает заданную уставкой
аварийную величину, УПП отключит вводной и байпасный контакто-
ры, а также «закроет» симмисторы. Другая опасная ситуация склады-
вается, когда двигатель работает в режиме перетрузки, но без возмож-
ности мгновенного повреждения. В этом случае система зашиты мо-
жет просто остановить двигатель без размыкания входного контактора.
Особое внимание также уделяется тепловой защите оборудования от
перегревов. С этой целью в УПП встраиваются узлы контроля темпе-
ратуры обмоток двигателя и температуры радиаторов силовых элемен-
тов. Алгоритм работы этого узла может быть различным (как правило,
его определяет фирма-производитель при разработке УПП), более или
менее эффективным.
Функция отслеживания недогрузки по потребляемому току обыч-
но работает следующим образом: УПП определяет момент снижения
тока потребления ниже заданной величины и выдает сигнал на от-
ключение контакторов.
Классическими защитными функциями являются отключение при
снижении напряжения сети ниже заданного уровня с ретулируемой
временной задержкой отключения, отключение при повышении на-
пряжения сети, отключение при обрыве фазы, отключение при рассо-
гласовании фаз. Дополнительно могут отслеживаться: неправильное
подключение обмоток двигателя, внутренний разрыв обмоток, непра-
вильная коммутация силовых симмисторов, их разрыв или замыка-
ние, дисбаланс потребляемых токов, превышение тока утечки на за-
земление. Интересная функция — ограничение количества включе-
ний-отключений в единицу времени (для некоторых типов двигателей
это очень важно).
А теперь мы поговорим о конкретных образцах УПП, выпускаемых
промышленностью. Один из характерных образцов софтстартера,
имеющего все необходимые типовые функции, выпускается ООО Н П П
«Горизонт» (г. Екатеринбург) с индексом ППД-1. Габаритный чертеж
устройства приведен на рис. 1.5.6.
Как видно из рисунка, УПП представляет собой прибор навесного
исполнения с лицевой панелью, на которой установлен пульт управ-
ления. К боковым стенкам корпуса подходят шины приема питания
от сети, подачи питания на электродвигатель и подключения байпас-
ного контактора. Также на лицевой панели установлены малогабарит-
1.5. Мягкий старт — залог долголетия и надежности
87
Рис. 1.5.6. Габаритный чертеж 111 |Д-1
88 1.5. Мягкий старт — залог долголетия и надежности
ные клеммы для подключения дистанционных органов управления и
линии цифровой связи с интерфейсом RS-485.
На рис. 1.5.7 показана укрупненная структурная схема организа-
ции плавного пуска электродвигателя с использованием ППД-1.
Рис. 1.5.7. Структурная схема питания с использованием ППД-1
В данной схеме присутствуют следующие типовые узлы: автомати-
ческий выключатель подачи питания на силовые клеммы УПП (QF1),
автоматический выключатель подачи питания на схему управления
УПП (QF2), байпасный контактор (К1), кнопки дистанционного
управления «Пуск» (SB1) и «Стоп» (SB2), лампа дистанционной сиг-
нализации «Авария» (HL1). В составе УПП имеются: силовые симми-
сторы (VS1...VS6), измерительные трансформаторы тока фаз электро-
двигателя (ТА1...ТАЗ), контроллер управления УПП.
УПП осуществляет постоянный контроль сигналов «Пуск» и
«Стоп», при поступлении той или иной команды (на включение или
отключение) запускается процедура ее выполнения. В процессе вы-
полнения процедуры плавного пуска осуществляется измерение угла
открытия симмисторов, и это значение может быть выведено на бук-
венно-цифровой индикатор.
1-5- Мягкий старт — залог долголетия и надежности 89
УПП имеет все необходимые функции защиты от неноминальных
режимов работы двигателя. С этой целью в схеме УПП установлены из-
мерительные трансформаторы тока ТА1.. .ТАЗ. Сигнал с трансформато-
ров тока оцифровывается аналогово-цифровым преобразователем
(АЦП), имеющимся в составе контроллера управления, затем оцифро-
ванное значение перемножается с коэффициентом передачи измери-
тельной цепи К (этот параметр вводится вручную при настройке
УПП) — и таким образом получается значение тока обмоток двигателя.
Это рассчитанное значение может быть выведено на буквенно-цифро-
вой индикатор. К слову, если разработчик сочтет целесообразным ис-
пользовать внешние измерительные трансформаторы (например, обла-
дающие большей точностью измерения), это окажется несложной зада-
чей: в данном УПП предусмотрен режим измерения коэффициента
передачи автоматическими методами. Понятно, что величина тока об-
моток обрабатывается путем сравнения с внутренними уставками, и по
результату сравнения принимается решение о срабатывании зашиты.
В составе УПП имеется узел контроля времени разгона двигателя.
Если это время превышает установленное значение, происходит срав-
нение текущего тока обмоток двигателя с номинальным значением.
В случае превышения номинального значения тока выдается сигнал
«Авария». Если же ток равен или меньше номинального, УПП про-
должает функционирование в нормальном режиме.
Еще одна важная функция — защита от короткого замыкания фаз
питающей сети. Данная зашита работает как на этапе разгона двига-
теля, так и после срабатывания байпасного контактора. Близкими по
функциональному признаку являются защиты от обрыва одной из фаз
и от перекоса фаз. Срабатывание защиты от перекоса фаз происходит
тогда, когда фажые токи отличаются по величине более чем на 30 %.
Срабатывание защиты от перекоса возможно только при замкнутом
байпасном контакторе.
Время-токовая защита необходима для защиты электродвигателя от
перегрева. Эта защита основывается на том факте, что нагрев обмоток
двигателя происходит тем быстрее, чем больше превышение тока его
обмоток по сравнению с номинальным. В данном случае время работы
двигателя определяется из трех значений токов, измеренных в процессе
функционирования УП П. Если измеренное значение тока не превыша-
ет номинальное (плюс допуск на колебание номинального значения),
двигатель может работать неограниченно долго. В случае превышения
номинального значения запускается отсчет времени включения заши-
ты. Это время тем меньше, чем больше превышение тока по сравнению
с номинальным значением.
Пример удачно выполненного инженерного решения — софгстар-
тер типа ASTATplus, серийно выпускаемый фирмой «GE power» (от-
90 1.5. Мягкий старт — залог долголетия и надежности
деление всемирно-известной фирмы «General Electric»). Внешний вид
софтстаргеров этой серии показан на рис. 1.5.8.
Эта линейка УПП предназначается для управления вращением
двигателей трехфазного типа мощностью до 850 кВт с питанием от сети
с напряжением до 500 В. Управление софтстаргерами осуществляется с
цифровой панели (рис. 1.5.9), имеется также встроенный интерфейс
цифровой связи, с помощью которого можно дистанционно управлять
УПП, а также получать всю необходимую диагностическую инфор-
мацию.
Рис. 1.5.8. Софтстартеры типа
ASTATplus
; ASTAT
:ljl ;l. piua
c/v + i «1
Рис. 1.5.9. Панель управления
ASTATplus
Начальное напряжение софтстаргера может быть задано в диапа-
зоне 30...95 % от номинального, пусковой ток — в диапазоне 1...7 крат
от номинального, стартовый момент — 10...90 % от пускового значе-
ния. Функция boost-поддержки («запуск с толчком») обеспечивает
первоначальное значение напряжения 95 % от номинала в диапазоне
времени от 0 до 999 мс (устанавливается вручную, через панель управ-
ления). Время разгона может быть задано в диапазоне от 1 до 99 с в
стандартном режиме (по критерию величины пускового тока) или в
линейно-нарастающем режиме. Время торможения также регулирует-
ся в пределах от 1 до 120 с (стандартные функции: выбег, мягкий ос-
танов, линейное снижение скорости). Управление байпасным контак-
тором — прямое, без необходимости установки промежуточных реле.
Обращаем внимание читателя: это УПП имеет режим «медленная
скорость вперед» с поддержкой значений 7 и 14 % скорости от номи-
нальной, а также реверсивный режим «медленная скорость назад* с
поддержкой 20-процентного скоростного режима. Перезапуск при не-
удачном старте может быть установлен в пределах от 0 до 4-х попыток
с временем перезапуска от 1 до 99 с. Мониторинг осуществляется в
объеме контроля тока двигателя, линейных напряжений, потребляе-
мой мощности, коэффициента мощности и временных промежутков.
1.5. Мягкий старт — залог долголетия и надежности 91
На рис. 1.5.10 приведена типовая схема включения ASTATplus.
Контактор DC1 — элемент необязательный, так как он непосредст-
венно не участвует в плавном пуске двигателя. Однако специалисты
фирмы рекомендуют использовать этот контактор в целях обеспече-
ния гальванической развязки от питающей силовой сети в отключен-
ном состоянии, что повышает электробезопасность устройства. Функ-
ции «Пуск» и «Стоп» УПП реализованы классически — с помощью
кнопок, подключенных к контактам 56 и 57 УПП. Кроме этого, в
цепи кнопки «Стоп» имеется контакт теплового реле защиты двигате-
ля FT1. Релейные выходы («сухие контакты») 23—24 и 33—34 про-
граммируются пользователем в соответствии с выполняемыми функ-
циями и могут непосредственно управлять байпасными контактора-
ми. Контакты SG, TD. RD — цифровой интерфейс. К контактам 5 и 6
Рис. 1.5.10. Типовая схема включения ASTATplus
92 1.5. Мягкий старт — залог долголетия и надежности
подключается терморезистор раннего обнаружения нагрева обмоток
двигателя (вместо него можно установить перемычку, если такая за-
щита не требуется). Контакты 7 и 8 — место подключения тахогенера-
тора, являющегося датчиком линейного разгона/горможения.
Очень важно отметить, что УПП типа ASTATplus имеет функцию
время-токовой защиты, выбираемой в соответствии с требуемым
классом: 1ЕС-10, 1ЕС-20, NEMA-10, NEMA-20 и NEMA-30. Эти
классы отличаются видом время-токовой характеристики, наклоном
линий, поэтому здесь для примера мы приводим характеристику типа
NEМА-30 (рис. 1.5.11). Классы защиты задаются через меню управле-
ния УПП.
Рис. 1.5.11. Характеристика типа NEMA-30 для ASTATplus
Пуск можно выполнить в «холодном» состоянии, то есть после
длительного простоя, либо в «горячем» — при многократном циклиро-
вании. Соответственно, от этого зависит и вид время-токовой характе-
ристики отключения.
Среди устройств плавного пуска могут встретиться и весьма мало-
габаритные варианты, как, например, УПП типа Altistart-Ol от
«Schneider Electric» (рис. 1.5.12), которое рекомендуется применять
для управления двигателей с мощностью не более 5,5 кВт.
О внешних размерах этого УПП как о малогабаритных можно су-
дить даже по тому, что данное УПП предназначено для установки на
DIN-рейку. Тем не менее, это устройство имеет все необходимые для
такого класса устройств функции и органы управления: потенциометр
регулировки времени пуска (поз.1), потенциометр настройки началь-
ного уровня напряжения пуска в зависимости от начального момента
1.5- Мягкий старт — залог долголетия и надежности 93
Рис. 1.5.12. Внешний вид УПП типа Altistart-01
(поз. 2), входы подачи напряжения питания цепей управления (поз. 3).
Кроме того, имеются органы индикации: зеленый светодиод «устройст-
во под напряжением», желтый светодиод «двигатель питается от номи-
нального напряжения». Элементы связи с «внешним миром»: два дис-
кретных входа «пуск» и «стоп», дискретный вход функции boost-под-
держки, дискретный выход сигнализации окончания времени пуска,
релейный выход «сухой контакт» для сигнализации неисправности пи-
тания УПП или остановки двигателя.
И в завершение раздела приведем пример мощного устройства
плавного пуска типа SSM, выпускаемого фирмой «АВВ» и предназна-
ченного для управления двигателями с мощностью до 22 МВт
(рис. 1.5.13). Как видно из рисунка, в данном случае это — крупный
секционированный шкаф напольного исполнения. Более того, по-
скольку риск понести отромные финансовые затраты на восстановле-
ние отказавшего двигателя здесь несоизмерим с риском выхода из
строя двигателей небольшой мощности, такие УПП вынужденно осна-
щаются очень сложной системой диагностики исправного состояния.
Составляющими узлами этого УПП являются: пульт управления и
программирования режимов работы; отсек низковольтной аппарату-
ры, гальванически развязанный с силовой частью; встроенные изме-
рительные трансформаторы; механический разъединитель ножевого
типа, рассчитанный на возможность разрыва цепи при полном токе
нагрузки и блокирующий опфытие дверей УПП при подаче напряже-
ния на силовую схему; специальный контур заземления; силовые пре-
дохранители со световой индикацией перегорания; вводной вакуум-
ный контактор; байпасный контактор; тиристорные модули с гальва-
нической оптической развязкой цепей управления и драйверные
платы управления тиристорами; дополнительная плата подключения
датчиков режимов двигателя; датчики тока утечки на «землю».
94 1.5. Мягкий старт — залог долголетия и надежности
Рис. 1.5.13. Внешний вид УПП типа SSM
УПП позволяет подключить до 12 датчиков, контролирующих со-
стояние двигателя. Это, в основном, тепловые датчики, установленные
на переднем подшипнике, по тд>аям и в середине статора сверху, по
краям и в середине статора снизу, на заднем подшипнике, на крышках
подшипников и в непосредственной близости от корпуса двигателя
(контроль температуры окружающей среды).
В связи с тем, что УПП вынуждено обрабатывать значительное ко-
личество сигналов датчиков, разработчики создали специальную теп-
ловую модель функционирования двигателя. Результаты моделирова-
ния «упаковываются» в комплексную переменную, которая сохраняет-
ся в специальном динамическом регистре нагрева. Более того, УПП
имеет специальную память теплового состояния двигателя, которая не
«обнуляется» даже после пропадания питанпя. После возобновления
подачи первичного питания схема управления считывает показания
часов реального времени, встроенных в УП П, и корректирует динами-
ческий регистр нагрева с учетом времени, прошедшего с момента про-
падания питания
Тепловая модель учитывает время-токовую характеристику натре-
ва двигателя, несимметрию фазных токов, скорость охлаждения,
по-разному выполняя контроль на этапах «разгон», «торможение»,
«работа с байпасным контактором». Только таким образом удается
обеспечить максимальную защиту мощного электродвигателя.
Глава 2
ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНОЙ ТЕХНИКИ
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
Без всякого преувеличения можно сказать, что появившиеся не
слишком давно транзисторы типа MOSFET и 1GBT, составляют сего-
дня основу силовой преобразовательной техники. Более того, без ис-
пользования этих типов транзисторов немыслима разработка сколь-
ко-нибудь надежного статического преобразователя, отвечающего со-
временным требованиям. Поэтому данную главу, посвященную
основной элементной базе силовой электроники, мы начнем с рас-
сказа именно об этих электронных элементах.
Полевые транзисторы появились в силовой схемотехнике значи-
тельно позже своих старших собратьев — биполярных транзисторов.
Тем не менее, сегодня они стремительно оттесняют «биполярники» на
второй план, обоснованно стремясь занять лидирующее положение в
классах силовой преобразовательной техники, работающих с напряже-
ниями до 300 В. Чем принципиально транзистор MOSFET отличается от
биполярного транзистора? Полевой транзистор по принципу управле-
ния — не токовый, а потенциальный прибор. Для того, чтобы перевести
полевой транзистор из открытого состояния в закрытое и наоборот,
нужно приложить к затвору (относительно истока) определенное напря-
жение. При этом ток в цепи затвора протекает только в моменты комму-
тации, то есть очень незначительный промежуток времени: для поддер-
жания открытого состояния этому транзистору ток не нужен—управле-
ние осуществляется электрическим полем.
Транзисторы типа MOSFET по сравнению с биполярными тран-
зисторами имеют множество неоспоримых преимуществ, среди кото-
рых основными являются следующие:
• поскольку MOSFET управляется не током, а электрическим по-
лем, это обстоятельство позволяет значительно упростить схему
управления и снизить затрачиваемую на управление мощность;
• в полевых транзисторах отсутствует так называемая инжекция
неосновных носителей в базовую область, поэтом)' они могут
переключаться с гораздо более высокой скоростью;
96
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
• поскольку полевые транзисторы термоустойчивы, то есть с рос-
том температуры увеличивается сопротивление их канала, это
позволяет реализовывать параллельное соединение MOSFET для
увеличения натрузочной способности;
• в полевых транзисторах отсутствует вторичный пробой, поэтому
область их безопасной работы шире, чем у биполярных транзи-
сторов.
Впрочем, и у транзисторов MOSFET имеются некоторые недос-
татки. Вкратце назовем их:
• в открытом состоянии канал транзистора MOSFET представляет
собой активное сопротивление которое невелико только у
транзисторов с допустимым напряжением «сток—исток» (</*,„*)
не более 250...300 В, а далее, с повышением этого допустимого
напряжения, наблюдается его значительный рост, что заставляет
соединять приборы параллельно, ограничивать ток, приходя-
щийся на один транзистор, то есть «недогружать» прибор;
• существенный недостаток транзисторов MOSFET связан с тех-
нологией их изготовления, поскольку до настоящего времени
технологически не удается изготовить их без некоторых паразит-
ных элементов, одним из которых является внутренний паразит-
ный биполярный транзистор;
• наличие паразитных межэлектродных емкостей вызывает эф-
фект «торможения» транзистора при переключении, и чем мощ-
нее транзистор, тем сложнее обеспечить его быстродействующее
переключение.
В справочной документации по полевым транзисторам MOSFET в
символическом обозначении транзистора часто встречается символ
дпода, включенного параллельно цепи «сток—исток», как показано на
рис. 2.1.1.
s s s
п-канал p-канал п-канал
с диодом
Шоттки
Рве. 2.1.1. Обозначение паразитных диодов в технической
документации
Некоторые разработчики ошибочно считают этот диод специаль-
но встраиваемым защитным элементом, называя его быстродействую-
щим диодом Шоттки. Действительно, графическое начертание уж
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT 97
очень похоже на упомянутый диод, и в подавляющем большинстве
случаев в силовых преобразовательных схемах существует необходи-
мость шунтирования транзисторов быстрыми диодами. Но, к сожале-
нию, в данном случае появление диода связано с технологией изго-
товления мощных «полевиков». Почему — к сожалению? Потому, что
характеристики этого паразитного диода, называемого integral reverse
p-n junction diode (интегральный обратный диод р-п-перехода), при-
менительно к использованию в схемах преобразовательных устройств
оставляют желать лучшего. Другими словами, встроенный диод ока-
зывается слишком медленным, поэтому приходится затрачивать до-
полнительную энергию на его закрывание, что ведет к нагреву тран-
зистора в целом.
Ведущие мировые производители элементной базы постоянно ве-
дут небезуспешную борьбу за улучшение характеристик быстродейст-
вия обратных диодов, и их влияние становится все менее заметным,
однако подавляющее большинство выпускаемых на сегодняшний мо-
мент полевых транзисторов все еще имеют паразитные диоды с доста-
точно большим временем обратного восстановления. Кстати, на са-
мом деле встроенный диод получается из технологического биполяр-
ного транзистора, включенного параллельно силовым электродам
полезного полевого транзистора так, как показано на рис. 2.1.2
I---------------------г
Рис. 2.1.2. Паразитный диод в составе полевого транзистора
Из представленного рисунка видно, что база биполярного транзи-
стора VT подключена к технологическому основанию, на котором рас-
положен р-п-переход. Это технологическое основание называется
подложкой. Между подложкой и истоком имеется некоторое омиче-
ское сопротивление R, между подложкой и стоком — паразитный кон-
денсатор С. Емкость этого конденсатора, к счастью, невелика, но ее
величины окажется достаточно для включения паразитного транзисто-
ра при условии быстрого спада или роста напряжения «сток—исток».
Произойти такое явление может, например, при коммутации токов
большой величины. Чем это грозит для электрической схемы, понять
нетрудно: в тот момент, когда мы считаем транзистор закрытым, он
вновь открывается, что зачастую может стать предпосылкой к возник-
новению сквозных токов и выгоранию силовой схемы.
98 2.1. Берем за основу MOSFET и КВТ
Для обеспечения нормальной работы полевого транзистора произ-
водители элементной базы должны принимать меры к исключению
паразитного биполярного транзистора уже на стадии изготовления.
Подключение подложки к истоку технологической проводящей пере-
мычкой удается гарантированно исключить опасность неконтроли-
руемого поведения паразитного элемента. Однако так появляется па-
разитный диод с очень средними динамическими свойствами.
Справедливости ради отметим, что диоды Шоттки в составе тран-
зисторов MOSFET все-таки встречаются, однако это никак не связа-
но с улучшением технологии их изготовления. Данный диод, показан-
ный на рис. 2.1.2, в, просто встраивается на этапе сборки транзисто-
ров как отдельный бескорпусной элемент. При работе транзистора в
конкретной схеме диод Шоттки «берет» на себя обратный ток, по-
скольку открывается быстрее, чем технологический паразитный диод.
Мнение о полевом транзисторе как о безынерционном приборе,
который может переключаться практически мгновенно, к сожалению,
часто бытует среди начинающих разработчиков, однако оно в значи-
тельной степени ошибочно. Конечно, сравнивая биполярный и поле-
вой транзисторы по своим динамическим характеристикам, легко
признать MOSFET почти идеальным прибором для силовых преобра-
зовательных схем. В действительности полевой транзистор затрачива-
ет некоторое время на включение, а также на выключение. Существо-
вание задержки обусловлено наличием паразитных емкостей, которые
показаны на рис. 2.1.3.
Рве. 2.1.3. Паразитные емкости в составе полевого транзистора
На рисунке эти емкости условно показаны постоянными, но в ре-
альном приборе каждая емкость состоит из нескольких более мелких,
с разным характером поведения. Кроме того, величина этих емкостей
сильно зависит от напряжения между их «обкладками»: она велика
при малом напряжении «сток—исток», и быстро уменьшается с его
ростом. На рис. 2.4.1 показан характер изменения межэлектродных
емкостей с ростом напряжения «сток—исток* для маломощного тран-
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT 99
Рис. 2.1.4. Зависимость величины межэлектродных емкостей от величины
напряжения «сток—исток»: а — для IRF740; б — для FB180SA10
Рис. 2.1.5.
К пояснению
влияния эффекта
Миллера
зистора типа 1RF740, а на рис. 2.1.4, б — для
мощного транзистора типа FB180SA10.
Чтобы наглядно продемонстрировать сте-
пень влияния паразитных емкостей на скорость
переключения транзистора, представим его в
виде, изображенном на рис. 2.1.5. Согласно
приведенному рисунку, транзистор работает в
режиме ключа, коммутируя нагрузку с сопро-
тивлением /^. Входная емкость транзистора
представлена элементом Ст.
Чтобы гарантированно открыть транзистор,
необходимо зарядить его входную емкость до на-
пряжения 12... 15 В. Сделать этот процесс доста-
точно быстрым — задача непростая, поскольку
быстрому заряду емкости будет мешать так назы-
ваемый эффект Миллера. Производители транзисторов затрачивают на
борьбу с влиянием эффекта Миллера достаточно много интеллектуаль-
ных сил и финансовых средств, так как чем сильнее этот эффект будет
подавлен, тем выше окажется скорость переключения транзистора.
Наличие эффекта Миллера обуславливает существование емкости
Cgd, которая образует отрицательную обратную связь между входом и
выходом транзистора. Сам прибор в этом случае нужно рассматривать
как усилительный каскад, выходной сигнал которого снимается с на-
грузки Л,, в цепи стока. В таком каскаде выходной сигнал будет ин-
вертирован относительно входного сигнала. Обратная связь в виде
конденсатора Cgd настолько сильно уменьшает амплитуду входного
100
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
сигнала, что по отношению к нему входная емкость транзистора ока-
зывается больше, чем она есть на самом деле:
-г,- + <|+ Р-1-1)
где К* — коэффициент усиления каскада.
Определить коэффициент усиления каскада на полевом транзи-
сторе можно по известной простой формуле:
K,=SR„, (2.1.2)
где 5 — крутизна транзистора (приводится в справочных данных).
Простой расчет красноречиво свидетельствует о том, насколько
сильно эффект Миллера оказывает влияние на величину входной ем-
кости. Пусть С& = 35 пФ, Cgd = 6 пФ, 5 = 250 мА/B, Я,, = 200 Ом. Тогда
величина емкости Св„ рассчитанная с учетом формул (2.1.1) и (2.1.2),
составит 341 пФ. Другими словами, эффект Миллера способен свести
к нулевым очевидные преимущества скорости переключения полевых
транзисторов. Но, к счастью, сегодня этот эффект значительно мини-
мизирован в серийно выпускаемых транзисторах и не вызывает серь-
езных опасении.
А теперь поговорим о режиме переключения силовых приборов
как об основном режиме их работы в составе преобразовательной тех-
ники. Учитывая это, нам просто необходимо рассмотреть специфику
процессов, происходящих в транзисторах MOSFET при их работе в
силовых схемах.
На рис. 2.1.6 показан типовой полевой транзистор, работающий в
ключевом режиме.
*Ып
Рис. 2.1.6. К расчету времени переключения транзистора MOSFET
Напряжение Ug, прикладываемое к затвору транзистора VT от им-
пульсного генератора, имеет вид, изображенный на рис. 2.1.7, а.
В цепь затвора включен резистор с небольшим сопротивлением Я;;.
который мы в дальнейшем будем называть затворным резистором.
При подаче прямоугольного импульса от источника Ug сначала проис-
ходит заряд емкости Cgc (участок «1» на рис. 2.1.7, б). Но транзистор в
это время закрыт — он начнет открываться только при достижении
2.1. Берем за основу MOSFET м IGBT
101
напряжения Ugc некоторого значения, называемого пороговым напря-
жением (что видно из рис. 2.1.7, в. Величина порогового напряжения
в справочной документации обозначается как Типичное значе-
ние порогового напряжения для полевых транзисторов составляет
2—5 В.
Рис. 2.1.7. Временные диаграммы коммутационных процессов в транзисторах
типа MOSFET
Легко заметить, что имеет место временная задержка включения
транзистора. Время, затрачиваемое на этот процесс, носит название
времени задержки включения (turn-on delay time) и обозначается в
технической документации как tdlon).
При достижении U& порогового уровня «срабатывает» эффект
Миллера, входная емкость резко увеличивается, что иллюстрируется
участком «2» на рис. 2.1.7, б, а значит, скорость открытия транзистора
замедляется. «Медленный» участок будет длиться до тех пор, пока
транзистор полностью не откроется, или, другими словами, пока со-
противление открытого р-п-перехода не достигнет значения На
протяжении времени открытия транзистора наблюдается падение на-
пряжения 1/л до минимально-возможной величины. Процесс откры-
вания занимает время, называемое в технической документации вре-
менем нарастания (rise time) и обозначаемое как tr После того, как
транзистор полностью откроется, обратная связь обрывается и вход-
ная емкость снова становится равной С& (участок «3» на рис. 2.1.7, б).
В результате на затворе установится напряжение U&- равное напряже-
102 2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
нию генератора Ug На участке «4» транзистор находится в состоянии
длительного статического насыщения.
Процесс выключения транзистора протекает в обратном порядке
(участки «5», «6», «7» на рис. 2.1.7, б. На участке «5» происходит сни-
жение напряжения Ugs до порогового уровня, занимающее время
Это время носит название времени задержки выключения (turn-off
delay time). На участке «6» снова вступает в действие эффект Милле-
ра, замедляющий процесс выключения, и напряжение «сток—исток»
становится равным Un. Время, затрачиваемое на этот процесс, назы-
вается временем спада (fell time) и обозначается как tf.
Иногда в технической документации, особенно в отечественной,
не приводятся отдельно время задержки включения, время нараста-
ния, время спада и время задержки выключения, а даются суммарные
параметры. Например, время включения /В|С1 и время выключения /вык.
В табл. 2.1.1 приводятся для сравнения временные параметры для не-
которых распространенных типов транзисторов MOSFET.
Таблица 2.1.1. Впеченные параметры иекотооых транзнсгооов MOSFET
Тип MOSFET НС нс нс </,нс fail' НС нс
IRF740 10 35 24 22 45 46
IRFP250 16 86 70 62 102 132
IRF9510 10 27 15 17 37 32
2П912А — — — — 30 30
КП922А — — — — 60 70
IRFBE20 8 17 58 27 — —
IRFBG30 12 25 89 29 — —
FB180SA10 45 351 181 335 — —
FA57SA50LC 32 152 108 118 — —
Необходимо оговориться, что поскольку время коммутационных
процессов в транзисторах MOSFET связано с процессом заряда—раз-
ряда паразитных емкостей, на временные параметры существенное
влияние будет оказывать величина резистора — чем больше его со-
противление, тем большее время придется затрачивать на коммута-
цию. Поэтому производители указывают, при какой величине Rg и Ug
приводятся справочные данные. Пользоваться ими нужно лишь при
первоначальном выборе элементов, повторное вычисление разработ-
чику требуется производить, исходя из режима работы в конкретной
схеме.
Итак, в результате процесса включения импульс тока стока задержи-
вается относительно импульса управления на время /вкп, а выключение
2.1. Берем за основу MOSFET и КВТ
103
транзистора растягивается на время /выг. Время коммутации напрямую
связано с величиной тепловых потерь на полупроводниковом приборе:
чем быстрее мы сможем переключать транзистор, тем меньше будет теп-
ловых потерь на нем, тем лучшие показатели КПД схемы мы получим и
тем меньшие габариты охлаждающих конструкции следует ожидать.
К сожалению, из-за сложного характера процесса заряда затвора и
нелинейности паразитных емкостей мы не в праве считать время заря-
да входной емкости математическим методом, приемлемым для обыч-
ной интетрирующей RC-цепи. Дело в том, что простая RC-цепь под-
чиняется экспоненциальному закону нарастания и спада токов и на-
пряжении, в то время как изменение реального напряжения имеет
более сложный характер. Поэтому известные производители полевых
транзисторов не рекомендуют пользоваться в расчетах значениями па-
разитных емкостей. Имеется иной путь расчета времени переключе-
ния, связанный с переходом к интегральной характеристике, называе-
мой зарядом затвора.
Заряд затвора определяется из следующей формулы:
О, - (2.1.3)
О
где ig(t) — функция тока затвора.
Какой физический смысл выражения (2.1.3)? Интетрирование,
как обычно, приводит к необходимости суммировать произведения
тока затвора на протяжении коротких промежутков времени, в тече-
ние которых ток можно условно считать постоянным. В результате
мы получаем так называемое «количество электричества», которое
надо передать входной емкости транзистора, чтобы открыть (или за-
крыть) его. Мы можем сделать это быстро, тогда нам необходимо
обеспечить большой зарядный ток, либо затянуть время открытия за
счет уменьшения зарядного тока.
Зная величину заряда затвора (которую приличные фирмы-произ-
водители указывают в технической документации), легко вычислить
время включения (выключения) транзистора MOSFET. Эти величины
определяются так:
Но как определить величину заряда затвора для транзистора кон-
кретного типа? Естественно, из технической документации, в которой
обычно приводится значение, называемое «общим зарядом затвора»
(total gate charge). Кроме этого, производители приводят также кри-
вую заряда затвора (рис. 2.1.8).
104
2.1. Берем за основу MOSFET и КВТ
Рис. 2.1.9. Сравнительные характеристики заряда RC-цепочки и входной
емкости затвора MOSFET
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT 105
На рисунке 2.1.9 показаны характеристики, отражающие измене-
ние тока затвора ig в процессе коммутации транзистора и сравнитель-
ное изменение тока заряда стандартной интегрирующей RC-цепочки.
В реальных схемах силовой преобразовательной техники затвора-
ми транзисторов управляют специальные устройства, называемые
драйверами. Мы будем говорить о рекомендуемых для применения в
составе силовой преобразовательной техники драйверах чуть позже, а
сейчас обратим внимание читателя на то обстоятельство, что при раз-
работке схемы управления транзисторами всегда важно определить
мощность, которую нужно израсходовать на управление транзистором.
Используя значение величины заряда затвора, нетрудно рассчитать
среднюю величину мощности драйвера:
<215>
где f — частота коммутации.
Как показывает практика, обычно эта мощность составляет сотые
доли процента от мощности силовой части схемы (при условии ис-
пользования транзисторов MOSFET или IGBT, рассказ о которых —
впереди).
Разработчику силовой преобразовательной техники очень часто
приходится сталкиваться с так называемыми аварийными режимами
работы, когда возникает короткое замыкание или нарушается элек-
трический контакт (происходит разрыв цепи). В аварийных режимах,
как правило, наблюдается резкое и неконтролируемое изменение то-
ков и напряжений, в результате чего прибор может просто выйти из
строя. Поэтому очень важно спроектировать узел управления преобра-
зователем так, чтобы силовые элементы (которые, как правило, явля-
ются дорогостоящими изделиями) не были подвержены опасности вы-
хода из строя в аварийном режиме. К одной из таких предпосылок по-
тенциально-аварийных режимов можно отнести выбор слишком
большого сопротивления затворного резистора. Покажем на примере,
какими будут последствия в этом случае.
Как видно из рис. 2.1.6, паразитные емкости Cgd и Cgs образуют
емкостной делитель напряжения. Если сопротивление затворного ре-
зистора велико, а изменение напряжения «сток—исток» в единицу
времени (скорость нарастания) происходит быстро, то, сделав некото-
рые допущения (которые мы здесь опустим, так как они сами по себе
не очень интересны), можно прийти к интересному соотношению:
U =.____, (21.6)
81 JKOM’
где {dUaJdf) — предельная скорость изменения напряжения «сток—
исток» в единицу времени; /ком — время коммутации
106 2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
Резкое изменение напряжения «сток—исток» может возникнуть в
разных ситуациях, например, при первоначальном включении пита-
ния силовой цепи самого ключевого транзистора, или при включении
другого элемента схема, работающего в связке с данным транзисто-
ром. Покажем, насколько опасна для силового транзистора слишком
высокая скорость коммутации. Для расчета примем типовое соотно-
шение CgJC^= 1/4, dUaJdt= 250 В/мкс, Гком = 1 мкс. Тогда U^= 50 В,
что составляет значительно более высокую величину по сравнению с
безопасной зоной порогового напряжения, и, мало того, выше пре-
дельно-безопасного уровня напряжения на затворе. Следовательно,
транзистор может, во-первых, самостоятельно открыться наведенным
напряжением в тот момент, когда мы даже и не пытались подавать на
него открывающий импульс управления, а во-вторых, он может про-
сто выйти из строя из-за пробоя затвора высоким напряжением.
Борьба с эффектом самопроизвольного открывания может вестись
несколькими способами. Во-первых, сопротивление затворного рези-
стора Rg должно быть достаточно малым, тогда оно будет шунтировать
емкость ослабляя влияние (dlJ^Jdt). Типичное значение Rg„ реаль-
ных схемах обычно не превышает нескольких сотен Ом. Иногда при-
меняют защитную схему, состоящую из параллельного соединения
конденсатора и затворного резистора, подключая ее между стоком и
истоком.
Следующие способы защиты затвора полевых транзисторов направ-
лены не на предотвращение эффекта самопроизвольного открытия под
действием наведенного тока, а на сохранение целостности затвора и ис-
ключения его пробоя. Понятно, что с помощью схемотехнических ре-
шений можно остановить процесс лавинообразного нарастания тока и
защитить силовые цепи «сток—исток» от выгорания. Но «спасать» от
потенциального пробоя нужно и затворы. Два наиболее часто встре-
чающихся варианта защиты показаны на рис. 2.1.10. Вариант «а» реали-
зовать очень просто—достаточно установить в схему стабилитрон VD с
напряжением стабилизации порядка 18... 22 В, то есть на безопасном
для затвора уровне. Прн возникновении аварийной ситуации стабили-
трон «съест» перенапряжение, и затвор транзистора не будет пробит.
В качестве фиксирующего элемента возможно также применить более
Рис. 2.1.10. Схемы ограничения напряжения на затворе
2.1. Берем за основу MOSFET м IGBT
107
современные сапрессоры, разработанные и выпускающиеся специаль-
но для этих целей.
Второй вариант, называемый активной защитой от наведенных то-
ков, изображен на рис. 2.1.10, б. Здесь конденсатор С достаточно боль-
шой емкости заряжен от источника постоянного напряжения Ц (в ка-
честве этого источника обычно выступает устройство питания драйве-
ра управления). К затвору транзистора VT конденсатор С подключен
через обратносмещенный диод VD. При превышении напряжения на
затворе величины 1/я диод VD откроется и наведенный ток не пробьет
затвор, так как «стечет» в конденсатор С, немного его подзарядив.
При разработке силовых схем статических преобразователей пер-
востепенными являются меры по защите силовых транзисторов от
теплового пробоя. Поскольку полевые транзисторы MOSFET не име-
ют вторичного пробоя, в расчетах тепловых режимов вполне можно
руководствоваться значениями максимальной температуры и макси-
мальной рассеиваемой мощности. Полная мощность, выделяющаяся
на транзисторе в режиме его переключения, определяется из выра-
жения:
Л = Лкр +Р^,+ Рупр+Руг. (2.1.7)
где Р„ — полная рассеиваемая мощность;
Рпср — потери мощности при переключении,
Рпр — потери на активном сопротивлении канала открытого тран-
зистора;
Рупр — потери на управление в цепи затвора;
Р^ — потери мощности за счет утечки в закрытом состоянии.
Потери мощности, вызванные током утечки (Рут) пренебрежимо
малы (если, конечно, транзистор исправен), поэтому их вообще нет
смысла учитывать. Кроме того, поскольку одно из главных преимуществ
полевого транзистора — крайне малые потери в цепи его управления
(Р>пр)>—поэтому и значение потерь на управление можно исключить из
расчетов. С учетом проведенных допущений формула (2.1.7) для расчета
полных потерь приобретает следующий удобный вид:
рп=рп<Р+рРР- (2.1.8)
Потери проводимости Рпр являются основной составляющей по-
терь в полевом транзисторе. Эти потери можно вычислить, зная эф-
фективное (действующее) значение тока стока:
где — сопротивление транзистора в открытом состоянии (спра-
вочный параметр).
108
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
Здесь необходимо сделать некоторое уточняющее отступление и
напомнить читателю, что расчет рассеиваемой мощности выполняется
в целях обеспечения теплового режима силовых транзисторов. Этот
расчет пригодится при проектировании охлаждающих радиаторов
транзисторов (за подробностями можно обратиться к изданиям [I]
и [2]). Очень важный параметр, без которого не удастся спроектиро-
вать охлаждающий элемент, — это так называемое тепловое сопротив-
ление «кристалл—корпус» R,hjc транзистора. Исследования показали,
что это сопротивление в значительной степени зависит от частоты пе-
реключения транзистора, а также от скважности управляющих им-
пульсов, определяемой отношением времени открытого состояния к
полному периоду коммутации. В технических условиях на транзисто-
ры обычно приводятся так называемые нормированные переходные
характеристики теплового сопротивления «кристалл—корпус» (tran-
sient thermal impedance junction-to-case). Как видно из рис. 2.1.11,
вследствие инерционности тепловых процессов при больших частотах
переключения и малой скважности тепловое сопротивление «кри-
сталл—корпус» значительно снижается. В любом случае разработчику
нужно произвести оценку этого сопротивления по графику, чтобы не
проектировать радиатор охлаждения силовых элементов «на глазок».
Читателю следует знать, что показанные на рис. 2.1.11 трафики вклю-
чаются в основной набор параметров, представляемых фирмами-про-
изводителями на силовую элементную базу. Если при выборе элемент-
ной базы разработчик столкнется с тем, что эти трафики в документа-
ции отсутствуют, такой фирме-производителю лучше не доверять и ее
продукцию не использовать в своих разработках.
С учетом трафиков 2.1.11 тепловое сопротивление «кристалл—
корпус» определяется по следующей формуле:
=Zjc(f,D)R^,
(2.1.10)
где Zjc(f D) — переходной коэффициент сопротивления «кристалл-
корпус»;
— тепловое сопротивление «кристалл—корпус» в режиме
больших скважностей управляющих импульсов или на постоянном
токе.
На рис. 2.1.11 есть еще одна кривая, называемая single pulse (оди-
ночный импульс). Снимается она для одиночного (неповторяющего-
ся) импульса тока. Такой режим работы обычно используется для за-
щитных схем и схем запуска, которые срабатывают один раз. В этом
случае, как правило, тепловыделение невелико и силовому элементу
радиатор не требуется.
Но вернемся к тепловым потерям. Гораздо сложнее дело обстоит с
потерями переключения. Если нагрузка полевого транзистора чисто
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
109
TbarffMl Вмрспи (Zx (f, D))
Рис. 2.1.11. График зависимости нормированного теплового сопротивления
от частоты и скважности импульсов: а — IRFP250; б — IRL31O3D1; в —
FB180SA10
110
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
активная, потери на переключение невелики, и ими зачастую можно
просто пренебречь. Однако активная нагрузка — случай в силовой
преобразовательной технике редкий. Гораздо чаще транзисторы стати-
ческих преобразователей «работают» на нагрузки с сильно выражен-
ной реактивной (индуктивно-емкостной) составляющей, что характе-
ризуется несовпадением максимумов токов и напряжений. Кроме
того, в транзисторах, работающих в двухтактных схемах (сюда включа-
ются полумостовые, мостовые и трехфазные схемы), возникают спе-
цифические потери обратного восстановления оппозитных диодов.
Мы сразу обратимся к методикам расчета динамических потерь в двух-
тактных схемах, поскольку именно на их основе строится мощная пре-
образовательная техника.
Но прежде, чем приступить к рассказу о методике расчета динами-
ческих потерь, еще раз напомним читателю о наличии паразитного
диода в составе полевого транзистора. Как уже было сказано выше,
этот диод не отличается хорошими динамическими характеристиками,
имеет большое время обратного восстановления. Поэтому его влияние
на тепловой режим будет значительным и, зная это, производители
приводят в технической документации всю необходимую информацию
по его параметрам
В двухтактной схеме необходимо рассматривать влияние индук-
тивности L на остальные элементы схемы. Следует помнить, что ре-
ально индуктивность L — это индуктивность намагничивания первич-
ной обмотки высокочастотного трансформатора (если проектируемое
устройство — статический преобразователь для питания типовых на-
грузок), или индуктивность обмотки двигателя (если разрабатывается
регулируемый частотный электропривод).
Обратимся к рис. 2.1.12 и рассмотрим коммутационные процессы,
происходящие в представленной типовой схеме. Первоначально (что
Рис. 2.1.12. Коммутационные процессы в полумостовых схемах
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
отражено на рис. 2.1.12, б) ключ VT1 замкнут, поэтому происходит
передача энергии к индуктивности L. Если данная индуктивность
представляет собой первичную обмотку трансформатора, то ток на-
магничивания не очень заметен на фоне тока реакции вторичной об-
мотки (если во вторичной цепи трансформатора «висит» номинальная
нагрузка). Если же величина индуктивности достаточно велика, что
наблюдается в устройствах частотного регулирования электродвигате-
лей, индуктивный ток будет ярко-выраженным. Далее, как показано
на рис. 2.1.12, в, ключ VT1 размыкается, но ток в индуктивности L,
стремясь сохранить свою величину, замыкается через паразитным
диод VD2, который коммутирует один из выводов индуктивности к
«земле», а другой ее вывод по-прежнему останется присоединенным к
средней точке конденсаторов С1 и С2. Напряжение, прикладываемое
к выводам индуктивности L, заставляет ток iL быстро падать к нулево-
му значению. Замыкание ключа VT2 повторяет процесс, но уже в дру-
гой части полумоста (рис. 2.1.12, г). На первый взглад, никаких ком-
мутационных токовых бросков не наблюдается — так оно и было бы,
если бы схемы состояли из идеальных элементов. Однако в реальных
схемах коммутационные броски возникают, и вот почему. Связано
это именно с неидеальным характером элементов. Реальные транс-
форматоры имеют индуктивности рассеяния, межвптковые и межоб-
моточные емкости, паразитные емкостные связи с другими состав-
ляющими схем. Сочетание индуктивностей и емкостей образует коле-
бательную систему (резонансный контур), которая накапливает
энергию и производит выбросы напряжения с большой амплитудой
(рис. 2.1.13). На этом рисунке показана диа<рамма напряжения в точ-
ке соединения обмотки трансформатора и средней точки плеча полу-
моста реальной силовой схемы. При отсутствии переключений в этой
точке имеется потенциал, равный половине питающего напряжения.
Коммутационный выброс и последующие колебания происходят при
Рис. 2.1.13. Колебательный процесс в обмотке трансформатора
112 2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
размыкании ключевого элемента. Понятно, что амплитуда выбросов
не может стать больше напряжения питания или потенциала «земли»,
так как оппозитные диоды будут открываться и «разряжать» выбросы
на источник питания. И все же, если энергия колебательного процес-
са достаточно велика, он может не закончиться к моменту следующе-
го открытия ключевого элемента. Коммутация при протекании тока
через обратный диод приведет к ситуации так называемого «тяжелого
переключения», когда силовой транзистор будет кратковременно на-
ходиться в режиме «сквозных токов». Чтобы «погасить» эти выбросы,
параллельно первичной обмотке трансформатора включают RC-цепь
с последовательно соединенными конденсатором и резистором.
Только что мы рассмотрели так называемый «облегченный» ре-
жим работы транзистора в двухтактных схемах, когда управляющие
импульсы поступают на затворы VT1 и VT2 симметрично, и в момен-
ты начала коммутации токи через оппозитные диоды не проходят.
Рассчитать мощность потерь переключения в данном случае неслож-
но. Для каждого транзистора, работающего в полумостовой или мос-
товой схеме со стандартной трансформаторной нагрузкой, она может
быть рассчитана по формуле
<rf. (2.1.11)
где idnax — максимальный ток стока.
Встречается и другой случай, когда транзисторы вынуждены рабо-
тать в «тяжелом» режиме переключения. Этот случай обычно рассмат-
ривают в устройствах частотного управления двигателями, имеющими
значительную индуктивность обмоток. Здесь длительность открытого
состояния «верхнего» (VT1) и «нижнего» (VT2) ключевых элементов
полумоста и моста могут быть неравными: в предельном случае откры-
вающие импульсы одного из силовых ключей вообще исчезают. В слу-
чае несимметрии управляющих импульсов ток в индуктивной нагрузке
не меняет своего направления, а это значит, что, например, после вы-
ключения транзистора VT2 ток iL (рис. 2.1.12 в) будет протекать через
его оппозитный диод. Следовательно, выключение транзистора VT1
пройдет в режиме кратковременного короткого замыкания, так как
диод VD2 не сможет мгновенно восстановить запертое состояние. Чем
дольше оппозитный диод будет задерживать восстановление запертого
состояния, тем больше тепла выделится на транзисторе. Поэтому для
расчета потерь переключения в «тяжелом» режиме необходимо учиты-
вать как динамические потери переключения транзистора, так и поте-
ри на обратное восстановление оппозитных диодов. Рассчитать потери
переключения днесь поможет следующая формула:
Рпср = <4(4, + Ш,)Г. (2-1.12)
2.1. Берем за основу MOSFET м IGBT
113
где Q„ — заряд обратного восстановления оппозитного диода (спра-
вочный параметр).
Также следует знать, что заряд обратного восстановления оппо-
зитного диода (согласно рис. 2.1.14) незначительно зависит от прямо-
го тока, протекающего через диод после отключения транзистора, но
в значительной степени определяется величиной изменения прямого
тока во времени на этапе обратного восстановления, то есть величи-
ны производной тока. На практике это означает, что замедление ком-
мутационного процесса, вызывающего обратное восстановление, мо-
жет снижать заряд, а значит, и выделяемую энергию. Следовательно,
в режиме «тяжелого» переключения необходимо замедлять процесс
открывания полевых транзисторов. Снизить скорость открывания мо-
жет отраничение тока затвора с помощью увеличения затворного ре-
зистора, а также шунтирование переходов «сток—исток* транзисторов
RC-цепями, ограничивающими скорость переключения. Правда, при
этом растут коммутационные динамические потери переключения.
Рис. 2.1.14. Зависимость заряда обратного восстановления диода от скорости
коммутационного процесса
Довольно часто в практике разработки статических преобразовате-
лей встречаются случаи, когда нужно коммутировать ток, значение ко-
торого выше предельного тока одиночного транзистора. И если вы-
брать более мощный прибор оказывается затруднительно, можно про-
сто включить параллельно несколько приборов, рассчитанных на
меньшие токи. Тогда общий ток будет равномерно распределяться по
отдельным транзисторам. Для параллельного их соединения нужно
иметь приборы с близкими значениями порогового напряжения. Как
114 2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
правило, транзисторы одного типа имеют очень близкие значения по-
рогового напряжения, поэтому крайне нежелательно выбирать для па-
раллельной работы транзисторы разных тгптономиналов. А еще лучше
вообще взять транзисторы из одной производственной партии, изго-
товленных в единых условиях.
Чтобы обеспечить равномерный прогрев линейки транзисторов, их
нужно устанавливать на общий радиатор и, по возможности, ближе
друг к другу. Необходимо также помнить, что через два параллельно
включенных транзистора можно пропускать в два раза больший ток, не
снижая нагрузочной способности одиночных приборов, но при этом
входная емкость, а значит, и заряд объединенного затвора, возрастают
в два раза. Соответственно, схема управления параллельно соединен-
ными транзисторами должна обладать возможностью обеспечить за-
данное время коммутации.
Но и здесь есть свои особенности, свои «хитрости». Если соеди-
нить затворы полевых транзисторов непосредственно, можно полу-
чить весьма неприятный эффект «звона» при выключении — оказывая
влияние друг на друга через затворы, транзисторы будут произвольно
открываться и закрываться, не подчиняясь сигналу управления. Чтобы
исключить «звон», на выводы затворов рекомендуется надевать не-
большие ферритовые трубочки, предотвращающие взаимное влияние
затворов, как показано на рис. 2.1.15, <2.
Данный способ встречается сегодня очень редко (так как техноло-
гия производства ферритовых трубок достаточно сложна). Более про-
стой и доступный схемотехнический прием показан на рис. 2.1.15, б.
Рис. 2.1.15. Параллельное включение MOSFET: а — с гасящими
ферритовыми трубками; б — с затворными резисторами
2.1. Берем за основу MOSFET м IGBT
115
заключающийся в установке в цепях каждого затвора одинаковых ре-
зисторов сопротивлением в десятки—сотни Ом. Величина затворных
резисторов обычно выбирается из соотношения:
R* =
(2.1.13)
где Q — величина заряда затвора для одного транзистора.
После этого необходимо определить величину тока, которую обес-
печивает устройство управления затворами транзисторов. Этот ток
определяется из условия действия напряжения Ug на параллельно со-
единенные затворные резисторы. То есть величину JRg, полученную из
формулы (2.1.13), необходимо при вычислениях уменьшить во столь-
ко раз, сколько транзисторов включается параллельно.
Очень важно выполнить связи между электродами транзисторов
как можно короче, ьшнимизировав паразитные индуктивности монта-
жа. Плохая топология проводников может привести к чрезмерному
перенапряжению и неконтролируемому переключению. Возможное и
наиболее часто встречающееся расположение параллельно включае-
мых транзисторов MOSFET показано на рис. 2.1.16.
Рис. 2.1.16. Вариант параллельного включения транзисторов MOSFET
Транзисторы VT1...VT4 установлены на общий радиатор макси-
мально близко друг к другу, что обеспечивает их равномерный про-
грев. Силовые шины, которые могут быть выполнены как печатными,
так и объемными проводниками (например, медной полосой или лу-
женым проводом), подключены к стоку и истоку всех транзисторов.
Затворные резисторы Rg можно расположить над силовыми шинами.
Закрепляются транзисторы на радиаторе с помощью винтов и при-
жимных пружин. Иногда для улучшения теплового контакта между
116
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
корпусами радиаторов используется следующая технология: транзи-
сторы крепятся своими теплоотводящими пластинами к общей полосе
из меди (или ее сплавов), а она, в свою очередь, привинчивается к ра-
диатору, предварительно смазанному в месте контакта теплопроводя-
щей пастой. И, конечно, следует обеспечить электрическую изоляцию
отдельных групп транзисторов во избежание коротких замыканий в
тех местах, где они по электрической схеме не должны существовать.
На рис. 2.1.17 приведен внешний вид варианта конструктивного
узла трехфазного управляемого моста, составленного из параллельно
включенных транзисторов MOSFET, а на рис. 2.1.18 — электрическая
схема соединения транзисторов. Радиатор имеет сквозные каналы, че-
рез которые он принудительно продувается потоком воздуха.
При разработке силовых схем статических преобразователей опре-
деленную проблему всегда представляет защита от перегрузок и токов
Рис. 2.1.17. Радиатор с параллельно включенными MOSFETb схеме
трехфазного моста
Рис. 2.1.18. Схема соединения транзисторов в трехфазный мост при их
параллельной работе
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
117
короткого замыкания (КЗ). Обычно в маломощных преобразователях
эта проблема решается следующим образом: в цепь истока транзисто-
ра включается небольшое активное сопротивление, напряжение с ко-
торого подается на компаратор, отключающий схему управления за-
твором в случае превышения силового тока установленных пределов.
В более мощных устройствах применяют специальные шунты, токо-
вые трансформаторы или датчики на основе эффекта Холла, имею-
щие гальваническую развязку с силовыми цепями. Мы будем гово-
рить о таких способах обеспечения защиты в последующих главах, а
сейчас расскажем о способе защиты, который можно реализовать,
применяя специальные типы силовых транзисторов.
Сразу оговоримся, что использование внешних датчиков для кон-
троля токов представляется далеко не всегда оптимальным решением,
поскольку на резистивном датчике тока теряется мощность (а значит,
падает КПД), силовые цепи становятся более протяженными, трудно
обеспечить необходимый компромисс между быстродействием схемы
защиты и степенью чувствительности к ложным срабатываниям. Но
есть более простой и эффективный способ организации токовой за-
щиты.
Как известно, технология изготовления мощных полевых транзи-
сторов такова, что его кристалл состоит из множества мелких ячеек,
через которые в открытом состоянии протекают параллельные токи,
суммирующиеся на истоке. Токи равномерно распределяются между
ячейками, поэтому, обособив некоторое количество ячеек и сделав от
них токовый отвод, можно, измеряя его величину, судить о величине
полного тока, протекающего через прибор. Такие транзисторы назы-
ваются приборами со считыванием тока (hex sense MOSFET). Внеш-
ний вид транзистора с функцией считывания тока, размещенного в
корпусе типа ТО-220, показан на рис. 2.1.19, там же приведено его ус-
ловное обозначение в схемах. Выпускаются транзисторы со считыва-
ние. 2.1.19. Внешний вид и условное обозначение транзистора MOSFET со
считыванием тока
118 2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
нием тока и в других корпусах, о которых мы не упоминаем в этой
книге. Разные фирмы по-разному маркируют такие приборы. Напри-
мер, фирма «International Rectifier» обозначает их индексом «С» (на-
чальная буква слова current), например, IRC740, IRCZ44, IRCP450.
В номенклатуре фирмы «Philips» эти транзисторы имеют наименова-
ния BUK7105, BUK7905, BUK7107.
Практически полевой транзистор со считыванием тока состоит из
двух параллельных полевых транзисторов, называемых «силовым» и
«считывающим». Стоки обоих транзисторов объединены, а вот силовой
и считывающий истоки — разные. Силовой исток обозначается тради-
ционной буквой S, считывающий — словосочетанием current sense (CS).
Имеется еще один специфический вывод, обозначаемый в технической
документации как kelvin source и называемый кельвин-выводом. Этот
вывод подключен к истоку силового транзистора таким образом, чтобы
исключить влияние основного тока на считываемый ток
Главным параметром такого транзистора в части контроля проте-
кающих токов является отношение тока, протекающего через вывод
истока (силового тока) и тока, протекающего через считывающий эле-
мент:
r = '-f, (2.1.14)
ic
где г— коэффициент считывания тока (current sensing ratio);
4 — величина силового тока;
4 — величина считывающего тока.
Конечно, результат, полученный из расчетов по формуле (2.1.14),
будет слегка отличаться от истины, поскольку ток стока является сум-
мой силового и измерительного токов. Но это обстоятельство не следу-
ет считать принципиальным, поскольку считывающий транзистор ис-
пользуется не для точного измерения протекающего тока, а для при-
близительной фиксации состояния перегрузки. Для серийно
выпускаемого транзистора типа IRC740 коэффициент считывания тока
составляет примерно 2660...2940.
Чтобы обеспечить правильное считывание тока, между выводами
current sense и kelvin source включается небольшое сопротивление
(рис. 2.1.20), сигнал с которого можно усилить, подать на схему ста-
билизации или отключения при перегрузке.
Одной из проблем управления стандартными полевыми транзисто-
рами является необходимость наличия напряжения величиной около
10...15 В для гарантированного их открытия. Конечно, никаких труд-
ностей не возникает, если схема управления питается указанным на-
пряжением. Но если управляющая схема построена на основе логиче-
ских элементов или микроконтроллера с питанием 5 В, и других источ-
ников питания в схеме нет? Вот для таких случаев разработаны и
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
119
Рис. 2.1.20. Подключение датчика тока
серийно выпускаются транзисторы с логическим уровнем управления
(logic-level gate drive), затворы которых можно непосредственно под-
ключать к выходам цифровых микросхем. Фирма «International Rec-
tifier», выпускающая транзисторы с логическим уровнем управления,
маркирует эту продукцию индексом L (logic), например, 1RLZ44,
1RLZ544. Данные транзисторы MOSFET практически ничем не отли-
чаются от стандартных приборов, кроме сниженного максимально-до-
пустимого напряжения «затвор—исток» и иной характеристики заряда
затвора (рис. 2.1.21).
Мы уже говорили о том, что при разработке схемотехники статиче-
ских преобразователей всегда много внимания уделяется схемам заши-
ты от перегрузок. И даже появление достаточно устойчивых к аварий-
ным режимам полевых транзисторов полностью не решило проблему
защиты от перегрузок Как показывает практика, обезопасить схему от
120 2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
потенциального пробоя с помощью простых схемотехнических мето-
дов не слишком трудно, однако защита от теплового и токового пробоя
требует гораздо более сложных решении. Революционным шагом на
пути создания отказоустойчивых элементов стал разработанный фир-
мой «International Rectifier» набор транзисторов MOSFET со встроен-
ной системой самоконтроля — так называемых интеллектуальных клю-
чей (intelligent power switch). Эти транзисторы маркируются индексом
IPS, например, 1PS0151. IPS511. Доля их производства среди выпускае-
мых на сегодняшний момент транзисторов MOSFET по-прежнему не-
велика, но они все-таки находят свое применение в преобразователь-
ной технике.
На рис. 2.1.22 схематически показаны основные узлы таких тран-
зисторов, предназначенных как для управления натрузкой, подклю-
ченной к стоку' (так называемый «транзистор нижнего плеча»), так и
натрузкой, подключенной к истоку («транзистор верхнего плеча»).
Рис. 2.1.22. Интеллектуальный MOSFET: а — для управления нагрузкой
в стоке; б — рля управления нагрузкой в истоке
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT 121
Оба типа транзисторов управляются входным логическим сигналом
напряжением 5 В.
Схема контроля состояния транзистора нижнего плеча (рис. 2.1.22, с)
постоянно «следит* за температурой кристалла и за величиной проте-
кающего тока. При превышении температуры порога 165 °C, а также
при превышении тока стока определенного значения схема контроля
отключает транзистор вне зависимости от состояния сигнала управ-
ления.
В интеллектуальном MOSFET верхнего плеча, кроме входа управ-
ления IN, имеется также диагностический выход DG (выход статуса),
по состоянию которого можно не только судить о режиме работы
транзистора, но и диагностировать возможные неисправности. Так, в
нормальном режиме работы, сигнал с выхода DG повторяет входной
сигнал управления. При обрыве нагрузки на выходе DG будет уста-
новлена логическая «единица», при превышении температуры порога
165 °C, а также при превышении тока стока определенного значения
на выходе DG будет установлен логический «нуль». Температурная за-
щита имеет некоторый гистерезис, формируемый схемой контроля.
Это означает, что восстановить функционирование транзистора в нор-
мальном режиме удастся только после снижения температуры кри-
сталла до 158 °C.
В последнее время достаточно динамично улучшаются характери-
стики классических трехэлектродных MOSFET. Сегодня на отечест-
венном рынке электронных компонентов можно встретить представи-
телей так называемого пятого поколения транзисторов MOSFET, вы-
пускаемых фирмой «International Rectifier». В маркировке этих
транзисторов присутствует буква «N», например, IRFZ44N, но их дос-
таточно легко спутать с более старой модификацией, такой буквы не
имеющих — IRFZ44. Размер кристалла полупроводника у транзисто-
ров пятого поколения в среднем меньше на 10...20 %, снижено также
сопротивление канала в открытом состоянии (jR*(on|), уменьшена ве-
личина заряда затвора (Qg), в несколько раз снижен заряд обратного
восстановления (()„) паразитного диода.
В области маломощных высокочастотных преобразовательных уст-
ройств электропитания сегодня наблюдается тенденция к значительно-
му сокращению их габаритных размеров, повышению КПД, а также
применением целого ряда мер к обеспечению рациональной компонов-
ки в составе электронных приборов. Достигнуть такого положительного
результата в значительной степени позволяет сокращение габаритов
элементной базы (прежде всего — силовой), комбинационные сочета-
ния нескольких элементов в одном корпусе. Ярким представителем по-
добной комбинационной элементной базы является серия FETKY
MOSFET (рис. 2.1.23). Технология этой серии следующая: вместе с
транзистором корпусируется диод Шоттки (schottky diode), причем та-
122
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
-) в)
Рис. 2.1.23. Комбинированные MOSFET транзисторы: а — FETKY MOSFET
IRF7521D1; б — Dual FETKY MOSFET IRF7901D1
ким образом, чтобы обеспечить соединение этих элементов согласно
типовых и широко применяемых схем высокочастотных преобразовате-
лей. На рис. 2.1.23, б показана специализированная транзисторная
сборка типа Dual FETKY, содержащая два MOSFET транзистора и диод
Шоттки Такая сборка незаменима при построении синхронных схем
вторичных источников электропитания [2] Пример применения ком-
понента 1RF7901D1 серии Dual FETKY MOSFET показан на рис. 2.1.24.
Рис. 2.1.24. Пример применения TRF7901D1
Достаточно большой класс MOSFET транзисторов составляют
конструктивные модули, предназначенные для работы с большими
токами. К примеру, модуль типа FB180SA10 (рис. 2.1.25), выпускае-
мый фирмой «International Rectifier», представляет собой одиночный
транзистор в корпусе SOT-227. Технические характеристики позволя-
ют эксплуатировать модуль при напряжении до 100 В и токе до 180 А.
При этом сопротивление канала в открытом состоянии (R^ionj) со~
ставляет всего 0,0065 Ом.
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
123
Но все-таки общемировые тенденции развития силовой элемент-
ной базы сегодня таковы: фирмы-производители отказываются от вы-
пуска мощных модулей на основе MOSFET и расширяют номенклату-
ру полевых транзисторах в стандартных корпусах широкого примене-
ния. А нишу мощных ключевых модулей стремительно занимают
транзисторы IGBT, о которых мы далее будем говорить в этом разделе.
Рис. 2.1.25. Транзистор MOSFET FB180SA10 в корпусе SOT-227
С достаточно большим запозданием на рынок отечественных сило-
вых полупроводников поступили транзисторы MOSFET собственного
производства, являющиеся очень близкими аналогами транзисторов,
выпускаемых ведущими зарубежными фирмами. Производятся они
УП «Завод «Транзисторе (г. Минск) [17], ОАО «ВЗПП-Сборка» (г. Во-
ронеж) [18], ОАО «ФЗМТ» (г. Фрязино) [19]. Наверняка читатели
встретят в номенклатуре и других отечественных предприятий новые
полевые транзисторы. Но их доля, по сравнению с продукцией назван-
ных предприятий, пока невелика.
В табл. 2.1.2 приведены некоторые типы транзисторов, выпускае-
мых УП «Завод «Транзистор». Эти транзисторы реально поставляют-
ся, их можно приобрести без всяких проблем. Ошибок производства,
связанных несовершенством технологии, становится все меньше, а
цена отечественных аналогов остается ниже зарубежных прототипов.
Теперь обратимся к продукции ОАО «ВЗПП-Сборка» (табл. 2.1.3).
Это предприятие специализируется на выпуске транзисторов MOSFET
с повышенной стойкостью к внешним воздействиям, более высокой
надежностью. Данные транзисторы рекомендуется использовать при
разработке изделий специальной техники, так как они поставляются в
высокопрочных металлокерамических корпусах (рис. 2.1.26), цены на
которые значительно выше цен на пластмассовые корпуса широкого
потребления.
124
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
Таблица 2.1.2. Некоторые MOSFET транзисторы, выпускаемые
УП «Завод «Транзистор»
Обозначе- ние Аналог Лтм, Ом tlmw. Formex, В Д Вт Тип Корпус
КП723А IREZ44 60 0,028 50 ±20 150 п-канал ТО-220
КП723Б IRFZ45 60 0,035 50 ±20 150 п-канал ТО-220
КП723В IRFZ40 50 0,028 50 ±20 150 п-канал ТО-220
КП723Г IRLZ44 60 0,028 50 ±10 150 п-канал ТО-220
КП726А BUZ90A 600 2,0 4,0 ±20 75 п-канал ТО-220
КП726Б BUZ90 600 1,6 4,5 ±20 75 п-канал ТО-220
КП727А BUZ71 50 0J 14 ±20 40 п-канал ТО-220
КП727Б IRFZ34 60 0,05 30 ±20 88 п-канал ТО-220
КП727В IRLZ34 60 0,05 30 ±10 60 п-канал ТО-220
КП728Г1 — 700 5,0 3,0 ±20 75 п-канал ТО-220
КП728С] — 650 4,0 3,0 ±20 75 п-канал ТО-220
КП728Е1 — 600 3,0 3,3 ±20 75 п-канал ТО-220
КП728Л1 — 550 3,0 4,0 ±20 75 п-канал ТО-220
КП731А IRF710 400 3,6 2,0 ±20 36 п-канал ТО-220
КП731Б IRF711 350 3,6 2,0 ±20 36 п-канал ТО-220
КП731В IRF712 400 5,0 1,7 ±20 36 п-канал ТО-220
КП737А IRF630 200 0,4 9,0 ±20 74 п-канал ТО-220
КП737Б IRF634 250 0,45 8,1 ±20 74 п-канал ТО-220
КП737В IRF635 250 0,68 6,5 ±20 74 п-канал ТО-220
КП737Г IRL630 200 0,4 9,0 ±10 74 п-канал ТО-220
КП739А IRFZ14 60 0,2 10 ±20 43 п-канал ТО-220
КП739Б IRFZ10 50 0,2 10 ±20 43 п-канал ТО-220
КП739В IRFZ15 60 0.32 8,3 ±20 43 п-канал ТО-220
КП740А IRFZ24 60 0,1 17 ±20 60 п-канал ТО-220
КП740Б IRFZ20 50 о,1 17 ±20 60 п-канал ТО-220
КП740В IRFZ25 60 0,12 14 ±20 60 п-канал ТО-220
КП741А IRFZ48 60 0,018 50 ±20 190 п-канал ТО-220
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
125
Продолжение табл. 2.1.2
Обозначе- Аналог Т" А \ Ом *в“’ Р, Вт Тип Корпус
КП741Б IRFZ46 50 0,024 50 ±20 150 п-канал ТО-220
КП742А STH75Nu6 60 0,014 75 ±20 200 и-канал ТО-218
КП742Б STH80N05 50 0,012 80 ±20 200 п-канал ТО-218
КП743А IRF510 100 0,54 5,6 ±20 43 п-канал ТО-220
КП743Б IRF511 80 0,54 5,6 ±20 43 п-канал ТО-220
КП743В IRF512 100 0,74 4,9 ±20 43 п-канал ТО-220
КП744А IRF520 100 0,27 9,2 ±20 60 п-канал ТО-220
КП744Б IRF521 80 0,27 9,2 ±20 60 п-канал ТО-220
КП744В IRF522 100 0,36 8,0 ±20 60 п-канал ТО-220
КП744Г IRL520 100 0,27 9,2 ±10 60 п-канал ТО-220
КП745А IRF530 100 0,16 14,0 ±20 88 п-канал ТО-220
КП745Б IRF531 80 0,16 14,0 ±20 88 п-канал ТО-220
КП745В IRF532 100 0,32 12,0 ±20 88 п-канал ТО-220
КП745Г IRL530 100 0,16 15,0 ±10 88 п-канал ТО-220
КП746А IRF54O 100 0,077 28,0 ±20 150 п-канал ТО-220
КП746Б IRF541 80 0,077 28,0 ±20 150 п-канал ТО-220
КП746В IRF542 100 о>> 25,0 ±20 150 п-канал ТО-220
КП746Г IRL54O 100 0,077 28,0 ±10 150 п-канал ТО-220
КП747А IRFP15G 100 0,055 41,0 ±20 230 п-канал ТО-218
КП748А IRF610 200 1,5 3,3 ±20 36 п-канал ТО-220
КП748Б IRF611 150 1,5 3,3 ±20 36 п-канал ТО-220
КП748В IRF612 200 2,4 2,6 ±20 36 п-канал ТО-220
КП749А IRF620 200 0,8 5,2 ±20 50 п-канал ТО-220
КП749Б IRF621 150 0,8 5,2 ±20 50 п-канал ТО-220
КП749В IRF622 200 1,2 4,0 ±20 50 п-канал ТО-220
КП750А IRF64O 200 0,18 18,0 ±20 125 п-канал ТО-220
КП750Б IRF641 150 0,18 18,0 ±20 125 п-канал ТО-220
КП750В IRF642 200 0,22 16,0 ±20 125 п-канал ТО-220
126
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
Продолжение табл. 2.1.2
Обозначе- Аналог "в"’ Ом Т" *'в“’ Л Вт Тип Корпус
КП75ОГ IRL64u 200 0,18 18,0 ±10 150 П-канал ТО-220
КП751А IRF720 400 1,8 3,3 ±20 50 г-канал ТО-220
КП751Б IRF721 350 1,8 3,3 ±20 50 п-канал ТО-220
КП751В IRF722 400 2,5 2,8 ±20 50 п-канал ТО-220
КП752А IRF730 400 1,0 5,5 ±20 74 п-канал ТО-220
КП752Б IRF731 350 1,0 5,5 ±20 74 п-канал ТО-220
КП752В IRF732 400 1,5 4,5 ±20 74 п-канал ТО-220
КП753А IRF830 500 1,5 4,5 ±20 74 п-канал ТО-220
КП753Б IRF831 450 1,5 4,5 ±20 74 п-канал ТО-220
КП753В IRF832 500 2,0 4,5 ±20 74 п-канал ТО-220
КП771А STP40N10 100 0,04 40,0 ±20 150 п-канал ТО-220
КП771Б — 100 0,055 35,0 ±20 150 п-канал ТО-220
КП775А 2SK2498A 60 0,009 50,0 ±20 200 п-канал ТО-220
КП775Б — 55 0,009 50,0 ±20 200 п-канал ТО-220
КП775В — 60 0,011 50,0 ±20 200 п-канал ТО-220
КП776А IRF740 400 0,55 10,0 ±20 125 п-канал ТО-220
КП776Б IRF741 350 0,55 10,0 ±20 125 п-канал ТО-220
КП776В IRF742 400 0,8 8,3 ±20 125 п-канал ТО-220
КП776Г IRF744 350 0,63 8,3 ±20 125 п-канал ТО-220
КП777А IRF840 500 0,85 8,0 ±20 125 п-канал ТО-220
КП777Б IRF841 450 0,85 8,0 ±20 125 п-канал ТО-220
КП777В IRF842 500 1,1 7,0 ±20 125 п-канал ТО-220
КП778А IRFP250 200 0,085 30,0 ±20 190 п-канал ТО-218
КП779А IRFP45G 500 0,4 14,0 ±20 190 п-канал ТО-218
КП780А^ IRF820 500 3,0 2,5 ±20 50 п-канал ТО-220
КП780Б IRF821 450 3,0 2,5 ±20 50 п-канал ТО-220
КП780В IRF822 500 4,0 2,2 ±20 50 п-канал ТО-220
КП781А IRFP35G 400 0,3 16,0 ±20 190 п-канал ТО-218
КП783А IRFP3205 55 0,008 70,0 ±20 200 п-канал ТО-220
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
127
Окончание табл. 2.1.2
Обозкаче- Аналог 'ьв“' Ом 'а”’ *’в“’ Л Вт Тип Корпус
КП784А IRF9534 -60 0,14 -18,0 ±20 88 р-канал ТО-220
КП785А IRF9540 -100 0,2 -19,0 ±20 150 р-канал ТО-220
КП786А BUZ80A 800 3,0 4,0 ±20 юо п-канал ТО-220
КП787А BUZ91A 600 0,9 8,0 ±20 150 п-канал ТО-220
КП789А BUZ111A 55 0,008 80,0 ±20 250 п-канал ТО-220
Таблица 2.1.3. Некоторые серийные MOSFET транзисторы, выпускаемые
ОАО «ВЗПП-Сборка»
Обозкаче- Аналог ‘“в”" Ом "а” *в’“ Вт Тип Корпус
2П707В2 IRFFT30 800 3,0 4,1 ±20 125 п-канал КТ-28 А-2.01
2П767В2 2П769В2 IRFY240C 200 0,18 16,0 ±20 100 п-канал КТ-28 А-2.01
IRFY140C ЮО 0,077 14,0 ±20 75 п-канал КТ-28 А-2.01
2П769В5 IRFY140C ЮО 0,077 14,0 ±20 ЮО п-канал КТ-97А
2П77ОК2 IRFY440C 500 0,85 8,0 ±20 100 п-канал КТ-28 А-2.01
2П770К5 IRFY440C 500 0,85 8,0 ±20 юо п-канал КТ-97А
2П782Ж2 IRFM054 60 0,04 16,0 ±20 юо п-канал КТ-28А-2.О1
2П782Ж6 IRFY044 60 0,04 45,0 ±20 125 п-канал КТ-97В
2П790А4 IRFM150 ЮО 0,055 30,0 ±20 120 п-канал КТ-43А-01.01
2П790А6 IRFM150 ЮО 0,055 30,0 ±20 150 п-канал КТ-97В
2П793А4 IRFM250 200 0,085 25,0 ±20 130 п-канал КТ-43А-01.01
2П793Б6 IRFM240 200 0,12 20,0 ±20 125 п-канал КТ-97В
2П794А6 IRFM350 400 0,3 15,0 ±20 150 п-канал КТ-97В
2П794Б6 ОМ60195А 400 0,3 10,0 ±20 100 п-канал КТ-97В
2П795А4 IRFM450 500 0,4 14,0 ±20 150 п-канал КТ-43А-01.01
2П795А6 IRFM450 500 0,4 14,0 ±20 150 п-канал КТ-97В
2П795Б6 IRFM440 500 0,6 10,0 ±20 125 п-канал КТ-97В
2П767В5 IRFY240C 200 0,18 16,0 ±20 ЮО п-канал КТ-97А
2П768К6 IRFM340 400 0,55 9,0 ±20 150 п-канал КТ-97В
128
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
Рис. 2.1.26. Металлокерамические корпуса: а — КТ-28А-2.01; б —
КТ-43А-01.01; в - КТ-97А; г - КТ-97В
2.1. Берем за основу MOSFET м IGBT
129
Важно отметить, что ОАО «ВЗПП-Сборка» освоило выпуск тран-
зисторов MOSFET со считыванием тока. Номенклатура этих транзи-
сторов приведена в табл. 2.1.4, а внешний вид показан на рис. 2.1.27
Таблица 2.1.4. Транзисторы MOSFET со считыванием тока, выщскаемые ОАО
«ВЗПП-Сборка»
Обозначе- . Аналог ние | Лотах. Ом ЛвпеоА lfe„ax.B P, Вт Тип Корпус
2П7146А IRC530 100 0,16 14,0 ±20 65 п-канал КТ-56А
2П7146Б |lRC630 200 0,4 9,0 +20 65 п-канал КТ-56А
2П7146В |IRC634 250 0,45 8,1 ±20 65 п-канал КТ-56А
2П7147А |IRC540 100 0,077 25,0 ±20 100 п-канал КТ-56А
2П7147Б ,IRC640 200 0,18 16,0 ±20 100 п-канал КТ-56А
2П7147В |lRC644 250 0,28 14,0 ±20 100 п-канал КТ-56А
Рис. 2.1.27. Внешний вид транзисторов со считыванием тока
в корпусе КТ-56А
В номенклатуре фирмы имеются транзисторные силовые модули
типа МТКП, представляющие собой заключенный в корпус типа
ТО-244 (рис. 2.1.28) одиночный транзистор. Модули МТКП допуска-
ют работу с напряжением «сток—исток» до 200 В и продолжительным
током стока до 200 А. Как и в предыдущем случае, эти модули являют-
ся близкими аналогами серии IRJFK4Hxx, некогда производимых фир-
130
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
Рис. 2.1.28. Внешний вид модулей серии МТКП
мой «International Rectifier» (в настоящее время фирма сняла эти изде-
лия с производства).
Номенклатура транзисторов MOSFET, производимых ОАО
«ФЗМТ», не столь широка, как номенклатура упомянутых выше фирм,
однако эти транзисторы также выпускаются в категории качества, при-
годной для разработки изделий спецтехники. В табл. 2.1.5 приведена ос-
новная номенклатура MOSFET производства ОАО «ФЗМТ». Эти тран-
зисторы изготовлены в корпусах, пригодных для поверхностного монта-
жа. При желании ознакомиться с более подробной информацией имеет
смысл обратиться непосред ственно к сайту фирмы [ 19]
Таблица 2.1.5. Некоторые серишые MOSFET транзисторы, выпускаемые ОАО
♦ФЗМТ»
Обозначе- Аналог Ом Л.»™ А Р, Вт Тип Корпус
2П7160А — 30 0,006 46.0 ±20 125 п-канал КТ-97С
2П7160Б — 100 0,048 20,0 ±20 75 п-канал КТ-97А
2П7160В — 200 0,08 35,0 ±20 125 п-канал КТ-97В
2П7160Г — 400 0,2 23,0 ±20 150 п-канал КТ-97С
2П7160Д — 500 0,23 20,0 ±20 150 п-канал КТ-97С
2П7160Е — 60 0,008 35,0 ±20 150 п-канал КТ-97В
2П71603* — 100 0,036 20,0 ±20 100 п-канал КТ-97А
2П7160И — 200 0,055 35,0 ±20 150 п-канал КТ-97С
2П7151А 30 0,02 20,0 ±20 50 п-канал КТ-97А
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT 131
Собственно, вот и все главные сведения, которые нужно знать разра-
ботчику, чтобы применять в разработках транзисторы MOSFET. А те-
перь мы перейдем к знакомству с основным ключевым элементом, за-
нявшим лидирующее положение в мощной преобразовательной техни-
ке, — к рассказу о транзисторе типа 1GBT. Появление транзисторов
1GBT решило существовавшую десятилетиями проблему обеспечения
мощных высоковольтных силовых схем простым и надежным ключе-
вым элементом, обладающим высоким быстродействием, малыми за-
тратами энергии на управление, устойчивостью к многократным токо-
вым перегрузкам и полной управляемостью (при включении ивыключе-
нии), а также открыло громадные перспективы для создания
высоконадежных статических преобразователей.
Ранее мы называли транзисторы MOSFET почти идеальными при-
борами для использования в изделиях силовой электроники. Сейчас
настало время повторить одну' существенную оговорку, также сделан-
ную нами выше: справедливость слов об идеальности транзисторов
MOSFET не ставится под сомнение, если рабочее напряжение силовых
цепей преобразователей не превышает 250...300 (максимум — 400) В.
При дальнейшем повышении рабочего напряжения приходится выби-
рать транзисторы с более высокой величиной напряжения «сток—ис-
ток», а это означает, что нам будет затруднительно найти в номенкла-
туре серийно выпускаемых приборов такой типономинал, который при
высоких допустимых напряжениях «сток—исток» будет иметь низкое
сопротивление канала в открытом состоянии, и, соответственно, высо-
кий ток стока. Максимальная величина допустимого напряжения
«сток—исток» большинства серийных транзисторов MOSFET сегодня
составляет порядка 800 В, но сопротивление канала в открытом со-
стоянии у них измеряется уже единицами Ом. Справедливости ради от-
метим, что иногда все-таки можно встретить приборы с допустимым
напряжением «сток—исток» порядка 1000... 1200 В, но это — опять же
«штучный товар», не находящий практического применения, а потому
потихоньку исчезающий с рынка силовых полупроводников. Как же
поступить разработчику в случае разработки высоковольтного мощно-
го статического преобразователя? Опять возвращаться к биполярным
транзисторам? Ни в коем случае!
Оказывается, на этапе изготовления транзистора возможно объе-
динить такие преимущества биполярных приборов, как большая до-
пускаемая величина напряжения «коллектор—эмиттер», и полевых
транзисторов — как минимальные затраты энергии на управление.
Объединение этих замечательных свойств происходит благодаря спе-
циально разработанным технологическим приемам, в результате чего
получается биполярный транзистор с изолированным затвором. Веду-
щие мировые фирмы разработали множество технологических прие-
мов получения таких транзисторов, с различными внутренними струк-
132
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
с у колл -пор турами, однако на сегодняшний день наибольшее
/О\ распространение получили комбинированные
G ( к. } транзисторы эпитаксильной структуры PT (punch-
Затаор through) и однородной структуры NPT (поп-
Jэмиттер punch-through). Сегодня данные транзисторы
объединены общим наименованием IGBT (in-
Рис. 2.1.29. Услов- sulated gate bipolar transistor), произносящимся на
ное обозначение СЛух «ай-джи-би-ти» (рис. 2.1.29). Именно в
транзистора IGBT структуре типа 1GBT наиболее удачным образом
удалось соединить положительные свойства чистых полевых и бипо-
лярных приборов, работающих в ключевом режиме.
Давайте вспомним, что на этапе производства полевыхтранзисторов
MOSFET в их структуре обязательно появляется паразитный биполяр-
ный транзистор, который не находит практического применения, а за-
частую просто ухудшает положительные динамические свойства поле-
вого транзистора. Проведенные исследования показали, что возможно
ввести в структуру транзистора несколько новых элементов, благодаря
которым он превратится в совершенно новый прибор с уникальными
свойствами, а паразитный элемент как бы исчезнет во внутренней
структуре и не будет влиять на динамические процессы, протекающие в
силовой цепи. На рис. 2.1.30 условно показано внутреннее устройство
IGBT транзистора, причем на рис. 2.1.30, а приведены все «техно логиче-
ские» элементы, появляющиеся на этапе изготовления. Здесь мы видим
знакомый нам входной транзистор типа MOSFET VT1, цепь «сток—ис-
ток» которого затпунтирована паразитным биполярным р-п-р-транзи-
стором VT3 с резистором R,, в его собственной цепи «база—эмиттер».
Новые элементы — биполярный транзистор структуры n-p-n VT2 и по-
левой транзистор с управляющим р-п-переходом VT4. Последний тран-
зистор выполняет роль динамического сопротивления, которое умень-
шается во включенном состоянии и пропускает ток через базовую об-
ласть транзистора VT2.
в)
Рис. 2.1.30. К пояснению принципа действия IGBT транзистора
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT 133
Первый шаг к упрощению эквивалентной схемы IGBT транзистора
сделан на рис. 2.1.30, б, где транзистор VT4 заменен условным резисто-
ром с переменным сопротивлением Теперь, взглянув на схему,
можно увидеть, что образовавшаяся структура из биполярных транзи-
сторов VT2 и VT3 может иметь положительную обратную связь, так как
ток коллектора VT2 самым непосредственным образом влияет на ток
базы VT3, и наоборот. Вообще данная структура сильно напоминает
4-х слойную тиристорную структуру, а значит, возможно появление
неприятного эффекта защелкивания этой р-п-р-п-структуры, что часто
наблюдалось в первых образцах 1GBT приборов. К чему может привес-
ти защелкивание, долго объяснять не нужно — транзистор теряет
управление в открытом состоянии, и силовая схема может просто вый-
ти из строя.
Исследованию эффекта защелкивания 4-х слойных структур 1GBT
транзисторов было посвящено множество научных работ, и сегодня
этот весьма неприятный эффект, благодаря развитию технологий про-
изводства, можно считать ушедшим в историю данных приборов. Про-
изводители научились с ним успешно бороться, управляя величиной
Rb и R^, а также коэффициентами усиления VT2 и VT3 на стадии из-
готовления. Исследования также показали, что устойчивость 4-х слой-
ных структур к защелкиванию снижается при увеличении скорости
изменения напряжения «коллектор—эмиттер» в единицу времени, то
есть защелкивание проявляется в моменты коммутации ключей в си-
ловой схеме, а значит, можно принять меры ио ограничению скорости
нарастания токов. Добавим, что ведущие мировые фирмы-производи-
тели транзисторов IGBT («International Rectifier», «1XYS», «Motorola»,
«Intersil», «Semikron», «Mitsubishi», «Епрес», «Dynex» и др.) гарантиру-
ют отсутствие «защелкивания» биполярных структур, поэтому в их
технической документации часто приводится упрощенная эквивалент-
ная схема IGBT приборов, показанная на рис. 2.1.30, в.
На рис. 2.1.31 представлен разрез внутренней структуры типового
1GBT прибора. Биполярный транзистор образуется здесь слоями р'
(эмиттер), п (база), р (коллектор), а полевой транзистор — слоями по-
лупроводника п (исток), п’ (сток) и металлической пластиной (за-
твор). Полупроводниковые слои р1 и р имеют внешние выводы, с по-
мощью которых транзистор подключается к электронной схеме.
Для разработки статических преобразователей электроэнергии на
основе транзисторов IGBT нет необходимости подробно знакомиться
с параметрами составных элементов полупроводникового прибора.
Достаточно представить 1GBT прибор в виде обычного трехэлектрод-
ного элемента, имеющего типовые параметры и характеристики, ко-
торые можно получить из технической документации конкретного ти-
пономинала. Именно поэтому' мы более не будем останавливаться на
рассмотрении различных внутренних структур IGBT приборов, а пе-
134 2.1. Берем за основу MOSFET и КВТ
Рис. 2.1.31. Внутренняя структура IGBT транзистора
рейдем к вопросам практического использования этих транзисторов в
устройствах преобразовательной техники.
В первую очередь разработчика устройств силовой электроники
должен интересовать следующий вопрос: «Какое положение по быст-
родействию, то есть скорости включения и выключения, занимает
транзистор 1GBT по сравнению с транзисторами MOSFET и класси-
ческими биполярными транзисторами?» Однозначно можно сказать,
что транзистор MOSFET переключается быстрее транзистора 1GBT,
но в случае сравнения с биполярным транзистором нельзя сделать ут-
вердительный вывод в пользу того или иного прибора, и вот почему.
Ограничение скорости переключения биполярных транзисторов с
изолированным затвором, как и простых биполярных транзисторов,
определяется конечным временем жизни неосновных носителей в их
базовых областях. Если включение транзисторов происходит достаточ-
но быстро, то необходимость выделения некоторого времени на расса-
сывание неосновных носителей в базовой области замедляет процесс
восстановления их непроводящего состояния (выключения). Для
IGBT, процесс выключения которого в целом похож на аналогичный
процесс для транзистора типа MOSFET, значительная задержка вы-
ключения связана с так называемым «токовым хвостом», когда оста-
точный ток коллектора продолжает совершать колебательные движе-
ния, приближаясь к нулевому значению. Причина «токового хвоста»
кроется в накоплении заряда базовой областью и его постепенном рас-
сасывании при окончательном переходе внутреннего MOSFET в ре-
жим отсечки. Чем опасен «токовый хвост»? Тем, что он ведет к увели-
чению тепловых потерь и требует увеличения так называемого «мерт-
вого времени» (dead time) для полумостовых и мостовых силовых схем
в промежутках между фазами проводимости ключевых элементов.
Фирмы-производители элементной базы сделали немало усилий
для оптимизации процессов рассасывания неосновных носителей в ба-
зовой области 1GBT приборов, однако эта задача оказалась настолько
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT 135
противоречивой по воздействующим факторам, что решать ее при-
шлось комплексно, то есть не только улучшать технологию производ-
ства, но и применять схемотехнические ухищрения. Конечно, произ-
водители элементной базы могли бы оставить разработчикам преобра-
зовательной техники возможность управления процессами
рассасывания неосновных носителей, если бы вывели наружу базу
внутреннего биполярного транзистора VT2. Но этот путь снизил бы по-
требительские качества транзисторов: слишком сложно тоща было бы
применять их в конкретных схемах. К тому же, как оказалось, выиг-
рыш от такого решения не столь значителен, поэтому этот базовый вы-
вод традиционно делают недоступным извне. Кроме этого, удалось вы-
работать особые технологические приемы, позволяющие ускорить
процесс рекомбинации носителей базовой области, среди которых —
снижение коэффициента усиления транзистора VT2.
К сожалению, в процессе оптимизации переключающих свойств
1GBT приборов возникло еще одно существенное противоречие: сниже-
ние коэффициента усиления в значительной степени уменьшает «токо-
вый хвост», но увеличивает напряжение насыщения открытого транзи-
стора, а значит, и статические потери в открытом состоянии (потери
проводимости). Увеличение коэффициента усиления, наоборот, снижа-
ет напряжение насыщения, но приводит к росту «токового хвоста», а
значит, и к росту потерь переключения (динамических потерь). Чрез-
мерное же увеличение коэффициента может привести к резкому повы-
шению вероятности возникновения защелкивания. До некоторой сте-
пени с опасным эффектом удается бороться, варьируя сопротивления Rj,
и Rwod Но перечисленные проблемы интересуют только производите-
лей, а разработчикам преобразовательной техники важны только ре-
зультаты их решения.
Что можно уверенно сказать в отношении переключающих свойств
1GBT приборов, имеющихся на рынке? Оказывается, что создать IGBT
прибор «для всех времен и народов» принципиально невозможно —
слишком много противоречий и взаимоисключающих факторов влияет
на их характеристики. Поэтому частотный диапазон возможных при-
менений IGBT приборов был поделен на несколько участков, для ко-
торых и были созданы «свои» приборы с оптимизированными парамет-
рами На взгляд автора, наиболее удачное деление провела фирма
«International Rectifier», исключив ситуации, связанные как со слиш-
ком большим, так и со слишком маленьким количеством «скоростных»
участков. В результате деления были определены всего лишь 4 класса,
маркируемые соответствующими буквами в обозначении серийных
приборов и рассчитанные на следующие диапазоны частот комму-
тации:
• W (warp speed) — 75...150 кГц;
• U (ultra speed) — 10...75 кГц;
136 2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
• F (fast speed) — 3...1O кГц;
• S (standard speed) — 1...3 кГц.
Поэтому на вопрос о сравнении скоростей переключения IGBT и
биполярных транзисторов теперь можно ответить следующее: 1GBT
транзисторы класса S уступают биполярным приборам по быстродейст-
вию, класс F сравнивается с ними, а классы I I и W обладают более вы-
сокими показателями быстродействия. По данным табл. 2.1.6 хорошо
видно, что с повышением быстродействия 1GBT транзисторов одного
типа уменьшаются динамические потери (показаны в виде энергии вы-
ключения), но уменьшается и возможная токовая нагрузка на прибор.
Таблица 2.1.6. Сравнение разных классов траншстора чипа IRG4PC40
Транзистор IGB1 Класс Напряжение насы- щения «коллектор— эмиттер», В Максимальный ток коллектора, А Энергия вы- ключения, мДж
IRG4PC40S standard speed 1,32 31,0 6,5
IRG4PC40F fast speed 1,50 27,0 1,81
IRG4PC4OU ultra speed 1,72 20,0 0,35
IRG4PC4OW waip speed 2,05 20,0 0,23
Некоторые другие ведущие фирмы-производители IGBT транзисто-
ров предпочитают не делить частотный диапазон на классы, а просто
указывают оптимальные частоты применения своей продукции. Встре-
чаются и такие фирмы, которые вообще не указывают рабочих частот
для IGBT приборов, а приводят только временные и энергетические ха-
рактеристики, по которым можно опосредованно определить, в каком
частотном диапазоне применять тот или иной транзистор. Это, конечно,
неудобно для оперативной оценки, но вполне достаточно для правиль-
ного применения в схеме. Часто значительную полезную информацию
могут дать фирменные информационные листы по применению
(application notes). Все это говорит о том, что устоявшихся типовых под-
ходов к классификации IGBT транзисторов пока не выработано, и начи-
нающие разработчики порой теряются во всем этом многообразии фирм
и их предложений—что лучше применять? Но разработчики, имеющие
опыт разработки, знают, что продукция ведущих фирм по своим элек-
трическим характеристикам имеет много перекрестных аналогов, по-
этому' на первый план в серийном производстве выходят вопросы на-
дежности, долговечности, стоимости. На взгляд автора, при оценке ди-
намических характеристик новой элементной базы имеет смысл—хотя
бы для выработки собственных классификационных признаков — ори-
ентироваться на рамки указанных четырех классов.
Теперь рассмотрим более подробно процессы, происходящие при
коммутации IGBT транзисторов, используя такую же методику, кото-
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
137
рая применялась нами для транзисторов MOSFET,
то есть при условии подачи на затвор прямоуголь-
ных импульсов с высокой крутизной фронтов и
спадов. Но вначале предупредим читателя, что в
составе IGBT прибора также имеются паразитные
межэлектродные емкости, которые «затягивают»
динамические процессы (рис. 2.1.32). Далее мы
увидим, что в транзисторе 1GBT также действует
эффект Миллера, предпосылкой к возникновению
которого является емкость Cgc.
Обратимся теперь к рис. 2.1.33, на котором
показана схема исследования коммутационных
процессов. Эта схема аналогична приведенной
для транзистора MOSFET. Результаты замеров
показаны на рис. 2.1.34. При подаче от генератора
управляющего импульса (рис. 2.1.34, а) через за-
творный резистор /^начинает заряжаться входная
емкость внутреннего полевого транзистора
(рис. 2.1.34, б), но напряжение «коллектор—эмит-
тер» (рис. 2.1.34, в) не уменьшается и ток в цепи
«коллектор—эмиттер» пока не начинает течь.
Участок (1), носящий название времени задержки
включения (turn-on delay time) продолжается до
тех пор, пока напряжение Uge не достигнет напря-
жения открывания внутреннего полевого транзи-
стора. На участке (2) происходит перезаряд емкости Миллера и откры-
вание транзистора. Время, затрачиваемое на этот процесс, носит на-
звание времени нарастания (rise time). В цепи «коллектор—эмиттер»
появляется ток. На участке (3) происходит заряд входной емкости до
напряжения U& на участке (4) транзистор IGBT полностью открыт.
Открытое состояние транзистора может продолжаться неограниченно
долго — пока не будет подан на затвор закрывающий импульс.
Выключение транзистора (перевод в режим отсечки) начинается
на участке (5), когда напряжение на затворе снижается до порогового
уровня за время задержки выключения (turn-off delay time). Надеемся,
что пока читатель не заметил каких-либо отличий поведения IGBT
транзистора от транзистора MOSFET. Но — внимание! — сейчас эти
отличия появятся. В начале участка (6), когда проявляется процесс
увеличения напряжения (рис. 2.1.34, в), ток коллектора какое-то вре-
мя сохраняет свое значение из-за протекания процесса рассасывания
неосновных носителей, затем резко спадает почти до нуля, что зани-
мает промежуток времени, называемый временем спада (fall time).
Однако на этом процесс выключения транзистора не заканчивается,
поскольку внутренние процессы рекомбинации неосновных носите-
138
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
Рис. 2.1.34. Временные диаграммы коммутационных процессов в
транзисторах IGBT
лей еше продолжаются. На участках (7) и (8), показанных на
рис. 2.1.34, г), наблюдается «токовый хвост», характеризуемый непе-
риодическими колебаниями коллекторного тока.
Следует отметить, что кривые заряда затвора для транзисторов од-
ной серии, но разных классов, примерно одинаковы, что также свиде-
тельствует о том, что динамические свойства 1GBT приборов опреде-
ляются их биполярной составляющей, а не полевой. Для иллюстра-
ции этого факта на рис. 2.1.35 приведены кривые заряда затворов
транзисторов, включенных в табл. 2.1.6.
У транзисторов 1GBT, как и у транзисторов MOSFET, отсутствует
участок вторичного пробоя, характерный для биполярных транзисто-
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
139
Рис. 2.1.35. Кривые заряда затвора для транзисторов серии TRG4PC50
ров. Кроме того, с повышением температуры напряжение насыщения
«коллектор—эмиттер» у IGBT приборов уменьшается, в то время как
сопротивление канала транзисторов MOSFET растет. Перегружать
IGBT транзистор по напряжению «коллектор—эмиттер» не допускает-
ся, но по току он выдерживает в среднем 5... 10-кратные кратковремен-
ные (неповторяющиеся) перегрузки. Область безопасной работы IGBT
приборов определяется максимальной температурой полупроводнико-
вого кристалла, типовое значение Tj которого составляет 150 "С. Об-
ласть безопасной работы транзистора 1GBT определяется по макси-
мальному импульсному току коллектора (pulsed colle ct or cunent) и мак-
симальному напряжению «коллектор—эмиттер» (collector-to-emitter
voltage) — при эксплуатации в пределах диапазона рабочих частот. На
рис. 2.1.36 представлена область безопасной работы транзистора
1RG4PC40U. Площадь под кривой обозначена как safe operating area —
эта площадь и является областью допустимых режимов работы транзи-
стора (в различных сочетаниях токов и напряжений). Хорошо видно,
что IGBT транзистор выдерживает пиковые (неповторяюшиеся) токо-
вые перегрузки вплоть до предельных значений напряжения «коллек-
тор—эмиттер».
Еще раз повторимся, что эксплуатировать IGBT транзистор опре-
деленного класса можно только в том диапазоне частот, для которого
он предназначен. Точнее, использовать более высокочастотные клас-
сы на низких частотах допустимо (хотя это расточительно — чем
выше класс, тем больше стоимость прибора), а вот «разгонять» мед-
ленные 1GBT транзисторы не рекомендуется. Вообще, если быть до
конца точными, то теоретически использовать медленный прибор на
140
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
Рис. 2.1.36. Область безопасной работы транзистора IGBT типа IRG4PC40U
высоких частотах возможно, но практически придется сильно снизить
величину допустимого предельного длительного тока, и, к тому же,
большая часть энергии израсходуется на потери переключения, что
понизит КПД схемы. «Оно вам надо?» — как говорится...
И все же, какова нагрузочная способность IGBT приборов в различ-
ных диапазонах частот? Как точно определить, на каких частотах допус-
кается «работать» без снижения максимального значения тока коллек-
тора, а где придется его снизить? В технической документации на этот
счет приводится график, называемый типовой зависимостью тока на-
грузки от частоты (typical load current vs frequency). Для наглядности на
рис. 2.1.37 данные графики объединены в одной координатной сетке
для четырех классов упомянутых в этом разделе транзисторов
l Fnoumcy (kHz)
(Частота)
Рис. 2.1.37. Сравнительные частотные характеристики IGBT транзисторов
разных классов на примере IRG4PC50
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
141
В силу сложности своего внутреннего устройства транзисторы IGBT
требуют более тщательного и глубокого анализа информации, содержа-
щейся в технической документации. И здесь очень важно иметь как
можно более подробную техническую информацию «от производителя».
Ведущие зарубежные фирмы давно научились не экономить на инфор-
мационной поддержке и бесплатно предоставлять разработчику огром-
ное количество параметров, трафиков режимов, примеров типовых при-
менений, чего не скажешь, к сожалению, о фирмах отечественных с их
скудными рекламными материалами. Поэтому мы воспользуется техни-
ческой информацией, предоставляемой фирмой «International Rectifier».
Кстати, эта фирма не без основания гордится тем, что наиболее полно
обеспечивает разработчиков справочной информацией.
Итак, предварительный отбор IGBT транзисторов проводится по
величине постоянного тока коллектора (continuous collector current),
обозначаемого как Эта величина нормируется при нормальной
температуре корпуса (25 °C) и при повышенной температуре (100 ’С).
Для более детального анализа можно использовать трафик зависимо-
сти величины допустимого постоянного тока коллектора от темпера-
туры корпуса (case temperature), показанный на рис. 2.1.38. Кристалл
IGBT транзистора также боится перетрева, как и кристалл любого
другого полупроводникового прибора, поэтому разработчику следует
обеспечивать его номинальный тепловой режим и выбирать допусти-
мый ток исходя из условий работы транзистора в схеме.
Второй параметр, на который следует обратить внимание разра-
ботчику, — это допустимое рабочее напряжение «коллектор—эмиттер»
(collector-to-emitter voltage), обозначаемое 1/с„. Как правило, этот па-
раметр у реальных IGBT транзисторов может составлять 600, 1200,
2400 и более Вольт (анонсированные последние серийные разработки
Рис. 2.1.38. Зависимость постоянного тока коллектора IGBT от температуры
корпуса
142 2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
допускают работу с напряжениями до 6500 В). Нужно всегда помнить,
что приборы IGBT разрабатывались именно для высоковольтных при-
менений, а значит, они «перекрывают» огромный диапазон сущест-
вующих на сегодняшний момент статических преобразователей. Но
применять транзистор с допустимым напряжением «коллектор—эмит-
тер» 600 В для построения первичных каскадов преобразователей, пи-
таемых от трехфазной сети 380 В 50 Гц не рекомендуется — слишком
мал запас по напряжению. С учетом того, что после выпрямления на
транзисторы поступает номинальное постоянное напряжение 540 В,
запас в 60 Вольт действительно оказывается минимальным и недопус-
тимым. В то же время высоковольтные IGBT, спроектированные на
напряжение 1700 В и выше, здесь также использовать неразумно. По-
этому для большинства статических преобразователей, питаемых от
промышленной трехфазной сети, используют IGBT транзисторы с ра-
бочим напряжением «коллектор—эмиттер» 1200 В. Таких приборов в
номенклатурах выпуска ведущих фирм — большинство. И еще необхо-
димо запомнить, что с повышением температуры полупроводникового
кристалла допустимое напряжение «коллектор—эмиттер» снижается.
В технической документации также может встретиться так называе-
мое максимально допустимое напряжение «эмиттер—коллектор»
(emitter-to-collector breakdown voltage), обозначаемое как UEa. Этотпара-
метр характеризует способность транзисторов IGBT выдерживать при-
ложение обратного напряжения «эмиттер—коллектор». Поясним, что
для транзисторов MOSFET такой проблемы не существует, поскольку в
них имеется паразитный обратный диод, который при приложении об-
ратного напряжения открывается и «гасит» обратное напряжение.
В транзисторе IGBT изначально нет паразитного обратного диода (если
только обратный диод не встраивается специально на этапе изготовле-
ния), поэтому нужно защищаться от пробоя обратным напряжением до-
полнительными средствами (например, включением внешнего обратно-
го диода). Это обстоятельство можно расценить как дополнительное
преимущество IGBT транзистораперед транзистором MOSFET. Во-пер-
вых, фирмы-производители предлагают огромное количество приборов
с обратными диодами, обладающими отличными динамическими свой-
ствами. Во-вторых, — самим выбрать подходящий по электрическим и
конструктивным параметрам внешний обратный диод. Конечно, второй
вариант менее надежен, таккак электрические связимежду диодом ивы-
водами транзистора необходимо выполнять как можно более коротки-
ми, иначе эта мера также окажется малоэффективной
Обратим внимание на рис. 2.1.39, на котором показано плечо по-
лумоста с транзисторами VT1 и VT2, а также внешними обратными
диодами VD1 и VET2. Имеется также некоторая индуктпвность нагруз-
ки L и паразитная индуктивность монтажа При выключении тран-
зистора VT2 ток нагрузки будет замыкаться через диод VD1. Этот ток
2.1. Берем за основу MOSFET м IGBT
143
+Un
Рис. 2.1.39. К пояснению
эффекта появления
непостоянен, поэтому он характеризуется
определенной скоростью спада (dijdf),
что вызывает бросок напряжения на пара-
зитной индуктивности Ls. Напряжение на
коллекторе VT1 становится меньше на-
пряжения на эмиттере. При значительной
величине индуктивности монтажа, а также
большой скорости спала тока это напря-
жение может пробить цепь «коллектор-
эмиттер», поскольку типовое значение Uc„
у реальных приборов 1GBT составляет
всего 15...20 В.
Ранее мы уже упоминали напряжение
насыщения «коллектор—эмиттер» (collec-
tor-to-emitter saturation voltage). Величина этого напряжения определя-
ет статические тепловые потери на транзисторе. Напряжение насыще-
ния в некоторой степени зависит от величины протекающего
коллекторного тока. Например, для транзистора типа 1RG4PC40U оно
равно 1,72 В для протекающего тока 20 А, и 2,15 В — для тока 40 А.
В технической документации принято нормировать значения для
температуры 25 °C и 150 °C.
Динамические характеристики транзисторов IGBT, как мы уже
говорили, «закладываются» на этапе их изготовления. Конечно, в тех-
нической документации имеются данные о величине заряда затвора
транзисторов 1GBT, обозначаемого как Q& и эта величина пригодится
для проектирования схемы управления (драйвера), или его выбора из
имеющихся на рынке готовых вариантов. Но однозначно использо-
вать величину заряда затвора для опенки потерь переключения по ме-
тодике, приведенной в рассказе о транзисторах MOSFET, для транзи-
сторов 1GBT нельзя. Такая ситуация складывается потому, что тран-
зистор 1GBT имеет сложную внутреннюю структуру, а также сложный
характер выключения с «токовым хвостом».
Для опенки потерь переключения транзисторов 1GBT использует-
ся другой метод, основанный на энергетических потерях переключе-
ния. В обеспечение этого метода из справочных данных нужно взять
три параметра: энергию потерь при включении £on (tum-on switching
losses), энергию потерь при выключении ЕоЯ (turn-off switching losses),
суммарную энергию потерь Ек (total switching losses). Общую энергию
потерь можно также определить по простой формуле
— Ет + ЕвЯ.
(2.1.15)
Энергия Ет измеряется в промежутке между 5-процентного нарас-
тания тока коллектора до 5-процентного спада напряжения «коллек-
144 2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
тор—эмиттер» от своих начальных установившихся значений. Энер-
гию спада измеряют на интервале времени 5 мкс с момента 5-процент-
ного нарастания напряжения «коллектор—эмиттер*. Понятно, что по
прошествии указанного времени «токовый хвост» гарантированно
прекращается. Для сравнения в табл. 2.1.7 приведены значения энер-
гии переключения для упомянутых выше транзисторов IGBT.
Таблица 2.1.7. Энергия переключения разных классов транзистора JRG4PC44)
Гранзистср IGBT Класс Энергия потерь ВКЛЮЧСНИЯ, нДж Энергия потерь выключения, мДж Общая энергия пе- реключения, мДж
IRG4PC40S standard speed 0,41 6,5 6,96
IRG4PC4OF fast speed 0,37 1,81 2,18
IRG4PC4OU ultra speed 0,32 0,35 0,67
IRG4PC4OW warp speed 0,11 0,23 0,34
В реальных схемах преобразовательной техники ток затвора задает-
ся специальным затворным резистором Влияние его сопротивления
на величину суммарной энергии потерь отражает график, приведенный
на рис. 2.1.40, который также часто приводится в технической докумен-
тации. Из графика хорошо видно, что в случае «медленных» 1GBT, где
вклад «токового хвоста» велик (рис. 2.1.40, а), величина затворного ре-
зистора мало влияет на потери переключения. Для приведенного гра-
фика при изменении сопротивления в пять раз (при сохранении
уровня управляющего напряжения) общая энергия потерь меняется ме-
Рис. 2.1.40. Зависимость суммарной энергии переключения от величины
затворного резистора: а — для транзистора IRG4PC40S; б — для транзистора
IRG4PC40W
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT 145
нее чем на 10 %. Поэтому при проектировании схемы управления «мед-
ленным» транзистором 1GBT рекомендуется выбрать по графику мак-
симальное значение сопротивления затворного резистора. Этим мы га-
рантированно обезопасим транзистор от случайного защелкивания.
В случае использования «быстрых» 1GBT картина меняется корен-
ным образом: при изменении сопротивления затворного резистора в те
же пять раз общая энергия потерь меняется почти в 3 раза (рис. 2.1.40,6),
поэтому сопротивление резистора придется выбрать исходя из миними-
зации потерь, учитывая меры по снижению опасности защелкивания
(слишком малая величина затворного резистора может вызвать это пре-
словутое «защелкивание»).
Если в составе IGBT предусмотрен обратный защитный диод, дина-
мические характеристики которого, в отличие от паразитного оппозит-
ного диода транзисторов MOSFET, намного лучше, то в технической до-
кументации отдельно указывается энергия потерь обратного восстанов-
ления этого диода. Если 1GBT не имеет оппозитного диода, потери
вычисляются для внешнего диода отдельно, исходя из его конкретных
характеристик. К примеру, для транзистора IRG4PC40F (с отсутствую-
щим обратным диодом) суммарная энергия потерь составляет 2,18 мДж,
а для транзистора IRG4PC40FD (со встроенным обратным диодом) сум-
марная энергия потерь имеет немного большее значение — 2,96 мДж.
Как и в случае транзистора MOSFET, тепловые потери в транзи-
сторе 1GBT складываются из статических потерь в открытом состоя-
нии (Рпр), динамических потерь переключения (Рпср), потерь управле-
ния (Рупр) и потерь за счет утечки в закрытом состоянии (Рут). Мощ-
ность потерь переключения при периодической коммутации может
быть определена через энергию потерь за один период по формуле:
Ш>л, (2.1.16)
1 о
где Т — период коммутации;
I/„(f) — напряжение «коллектор—эмиттер» в процессе периода
коммутации;
4(F) — ток коллектора в процессе периода коммутации.
Статические потери Рпр составляют часть полной мощности по-
терь, которая может быть рассчитана по формуле (2.1.16). При расче-
тах мы должны учесть, что напряжение «коллектор—эмиттер» здесь
является величиной примерно постоянной и равной напряжению на-
сыщения t^eton)’ а значит, его можно вынести за знак интеграла:
(2.1.17)
1 о
где т — время нахождения транзистора 1GBT в проводящем состянии.
146 2.1. Берем за основу MOSFET и КВТ
Формулу (2.1.17) можно привести к вцпу:
Лр=^(о,)’/дч: (2.1.18)
где lmg — среднее значение тока за период.
Собственно, задача упростилась — значение напряжения насыще-
ния «коллектор—эмиттер» мы смело можем брать из технической до-
кументации на конкретный транзистор. Тем не менее, при этом стоит
сделать одно небольшое, но очень важное уточнение: чтобы не завы-
шать расчетную величину статических потерь по сравнению с реаль-
ными, необходимо выбрать значение £/ff{on) исходя из конкретной ра-
бочей величины тока (об этом мы говорили выше). Поправка, конеч-
но, окажется небольшой, но учесть это значение полезно, поскольку в
ряде случаев, например, при эксплуатации транзистора в режиме не-
догрузки, это позволит уменьшить размеры радиаторов.
А теперь рассчитаем потери переключения Рпср. Воспользоваться
формулой (2.1.16) так же, как это мы сделали при расчете статических
потерь, нам не удастся, поскольку — повторимся — динамика вклю-
чения и, особенно, отключения IGBT транзистора достаточно слож-
ная. Но, к счастью, производители элементной базы стремятся изме-
рять эти потери на этапе изготовления транзисторов и приводить их в
технической документации в виде параметра, называемого энергией
переключения E,s (мы говорили об этом чуть выше). Таким образом,
при наличии справочных данных, потери переключения могут быть
рассчитаны по очень простой формуле:
P^=EBf (2.1.19)
И все же одна немаловажная особенность расчетов по формуле
(2.1.19) имеется, поэтому ее нужно учесть, чтобы воспользоваться при-
веденной формулой «с умом». Дело в том, что энергия потерь пере-
ключения IGBT транзистора — величина непостоянная, однако для
конкретного типа транзистора она может быть достаточно жестко оп-
ределена трафическим способом (рис. 2.1.41). Поэтому, рассчитывая
потери переключения, вначале следует определиться с величиной
энергии переключения Ев по трафикам, приводимым в технической
документации.
Оценка теплового режима транзистора IGBT является отправной
точкой для принятия решения о разработке дополнительного радиа-
тора охлаждения. В технической документации все необходимые дан-
ные для такой оценки есть: приведены тепловые сопротивления «кри-
сталл-корпус», «корпус—радиатор», «кристалл—среда», имеется гра-
фически представленная зависимость нормированного теплового
сопротивления «кристалл—корпус» от частоты следования импульсов
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
147
Рис. 2.1.41. Зависимость энергии переключения от величины тока коллектора
для транзистора IRG4PC40S
и их скважности (этот трафик мы подробно рассмотрели в части, по-
священной транзисторам MOSFET).
А теперь возвратимся к разговору о параллельной работе силовых
полупроводниковых приборов с целью распределения мощной токо-
вой нагрузки между однотипными маломощными приборами, и выяс-
ним, насколько возможно реализовать стремление разработчиков к
параллельному включению нескольких IGBT приборов? Можно ли
обойтись без токовыравнивающих резисторов в эмиттерных цепях,
как это делается в случае применения классических биполярных
транзисторов? Ведущие мировые производители силовой элементной
базы, в частности, такие как «International Rectifier», «Епрес» и другие,
провели независимые подробные исследования режимов работы па-
раллельно-включенных IGBT транзисторов и установили, что 1GBT
транзисторы более подвержены несимметрии токов при параллельной
работе, чем транзисторы MOSFET. Однако в случае выполнения не-
сложных схемотехнических и конструктивных мероприятий на этапе
разработки преобразователей параллельно включенные 1GBT гораздо
лучше симметрируются, чем классические «биполярники», а поэтому
их можно включать без токовыравнпвающих сопротивлений в эмит-
терных цепях.
Транзисторы IGBT одного типа и класса (по сути — с одним наиме-
нованием) можно соединять параллельно и без токовыравнивающих ре-
зисторов, и это означает, что мы избавляемся от бесполезных потерь
мощности на их активном сопротивлении, повышаем КПД схемы. Осо-
бенно важно в этом случае создать для всех параллельно-включенных
транзисторов одинаковый температурный режим, то есть обеспечить их
равномерный (симметричный) прогрев. На рис. 2.1.42 показан результат
исследования нагрева параллельно включенных транзисторов. Кривая
148
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
Рис. 2.1.42. К исследованию возможности параллельной работы IGBT
(1) отражает поведение абсолютно согласованных по тепловому режиму
приборов (случай идеальный, на практике встречающийся редко), кри-
вая (2) — поведение приборов, установленных на общий радиатор ко-
нечных размеров, кривая (3) — установленных на разные радиаторы.
Хорошо видно, что установка транзисторов на общий радиатор (сим-
метрично, в максимальной близости друг от друга) создает тепловой ре-
жим, близкий к идеальному. Токовая загрузка транзисторов, предпола-
гаемых к параллельной работе, не должна превышать 80...90 % от номи-
нального тока коллектора одиночного прибора. Другими словами, мы
должны обеспечить некоторый -«токовый запас» на несимметрию рас-
пределения токов при параллельной работе.
Второе условие нормальной работе параллельно включенных 1GBT
приборов — минимально-возможная длина связей между одноименны-
ми силовыми и управляющими цепями. Это условие продиктовано тем
обстоятельством, что протяженные связи обладают высокой паразит-
ной индуктивностью. При протекании тока индуктивность накаплива-
ет энергию, что является причиной опасных выбросов напряжения при
резком изменении величины токов (именно в таком режиме коммута-
ции и работают силовые схемы статических преобразователей). В ре-
зультате названных процессов транзисторы могут бытьрассимметриро-
ваны по коллекторным токам, причем тем больше, чем выше частота
коммутации. Свести к минимуму влияние паразитных индуктивностей
позволит конструктивный узел, показанный на рис. 2.1.43.
И, наконец, последняя важная рекомендация относится к цепям
управления. Соединять непосредственно затворы параллельно вклю-
чаемых IGBT приборов нельзя, так как в процессе коммутации может
возникнуть «звон» тока в управляющей части транзисторов, который
приведет к неконтролируемой коммутации. Источник «звона» — это
паразитные эмиттерные индуктивности. Защищаются от «звона» уже
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
149
Рис. 2.1.43. Вариант параллельного включения IGBT
знакомым нам по транзисторам MOSFET способом: включением за-
творных резисторов и развязкой цепей «эмиттер силовой» и «эмиттер
управляющий» согласно рис. 2.1.44.0 выборе затворных резисторов мы
уже говорили выше. Добавим только, что эмиттерные резисторы Rc,
связывающие схему управления с приборами 1GBT, должны иметь не-
большое сопротивление — порядка 0,1 Ом. Эти резисторы подключа-
ются непосредственно к эмиттерам транзисторов VT1 и VT2, желатель-
но как можно ближе к месту их входа в корпус приборов. Впрочем, если
обеспечена гальваническая развязка между схемой управления и затво-
рами IGBT транзисторов, а также на корпусах 1GBT приборов имеются
специальные конструктивные выводы «эмиттер управляющий», рези-
сторы К, можно не устанавливать.
Теперь необходимо сделать краткий обзор той продукции, кото-
рую можно встретить в прайс-листах организаций, торгующих элек-
тронными компонентами для силовой преобразовательной техники, в
номенклатурных каталогах и просто в магазинах электронных компо-
Рис. 2.1.44. Разводка цепей управления параллельно включенных
транзисторов IGBT
150 2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
нентов. Конечно, этот обзор не сможет вместить все многообразие
производимых в мире 1GBT транзисторов и модулей на их основе, но,
надеемся, он в чем-то поможет читателям, которые собираются за-
няться разработкой преобразовательной техники на перспективной
элементной базе.
Публикации в отечественных научно-технических журналах, отно-
сящиеся к практике использования транзисторов IGBT, а также реаль-
ные предложения на рынке силовой преобразовательной техники,
красноречиво свидетельствуют, что в последнее время стремительно
увеличивается число отечественных разработчиков, которые освоили
принципы работы с силовыми электронными компонентами, активно
применяют их при создании промышленных серийно-способных изде-
лий. Однако ситуация с ценообразованием элементной базы значи-
тельно осложнена тем, что производство отечественных IGBT прибо-
ров очень долго находилось в стадии подготовки и значительно отстало
от общемирового. Сегодня отечественный производитель «выбрасыва-
ет» на рынок образцы, аналоги которых были давно освоены зарубеж-
ными фирмами, и в настоящее время снимаются с производства в
пользу более совершенных разработок Но как бы там ни было, рынок
наполняется вполне работоспособными IGBT транзисторами отечест-
венного производства.
Основная доля производства IGBT транзисторов падает на мощ-
ные модульные сборки, в которых размещается от 1 до 10 (и даже бо-
лее) одиночных транзисторов, сгруппированных в типовые схемы
(чоппер, полумост, мост, трехфазный мост и т. д.). Кроме того, моду-
ли могут включать в себя сопутствующие элементы преобразователь-
ных схем, например, быстровосстанавливающиеся силовые диоды,
выпрямительные мосты. Большой класс IGBT модулей составляют
так называемые «интеллектуальные модули» в которые, наряду с си-
ловыми ключами, встраиваются различные защитные схемы (датчики
температуры, тока, напряжения) и драйверы управления затворами.
На рис. 2.1.45 показаны некоторые типовые схемы включения транзи-
сторов IGBT в модульной продукции.
Схемы «а», «е», «ж» содержат од иночные транзисторы, однако в ва-
риантах «е» и «ж» возможно построение чопперных преобразователей
прямого и инвертированного типа. Схема «б» наиболее часто встреча-
ется в преобразовательной технике, поскольку представляет собой ти-
повой полумост, на основе которого можно строить любую силовую
схему — полномостовую, трехфазную и т. д. Схема «в» — полный мост,
а схема «д» — законченный трехфазный мост. Схемы «и», «к» — комби-
нированные. В практике разработки статических преобразователей мо-
гут также встретиться и другие комбинации элементов «транзистор-
диод», порой весьма и весьма экзотические. Когда разработчик прохо-
дит этап выбора элементной базы, у него появляется естественное же-
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
151
Рис. 2.1.45. Некоторые типовые схемы включения IGBT модулей
лание использовать комбинированный вариант силового модуля, в со-
ставе которого уже имеются все необходимые компоненты, однако на
этом этапе нужно всегда «держать в голове», что комбинированный ва-
риант, заманчивый с точки зрения уменьшения габаритов и сокраще-
ния номенклатуры элементной базы, имеет и обратную сторону: при
эксплуатации изделия может сложиться ситуация, требующая замены
вышедшего из строя комбинированного модуля редкого исполнения.
Спустя какое-то время после ввода в эксплуатацию преобразователя
152 2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
модуль может быть просто снят с производства, и подобрать ему подхо-
дящую по габаритам и характеристикам замену не удастся. Поэтому
все-таки имеет смысл ориентироваться на широко востребованные
схемы типа мостов или полумостов — адекватная замена в этом случае
найдется гарантированно.
Одной из новых разработок НТЦ «СИТ» [20] (г. Брянск) является
силовой модуль типа КМ435А (Б, В), рассчитанный на номинальное
напряжение «коллектор—эмиттер» 1200 В и номинальные токи кол-
лектора 200, 300 и 400 А. В составе модуля также имеется быстродей-
ствующий оппозитный диод, подключенный к 1GBT транзистору по
схеме рис. 2.1.45, а). Внешний вид модуля представлен на рис. 2.1.46.
Габаритные размеры модуля — 64 х 106 х 35 мм. Конечно, данный
модуль не может претендовать на лавры «последнего слова в области
силовой элементной базы», однако эта разработка — одна из немно-
гих, которую можно применять в специальной аппаратуре с повы-
шенными требованиями к внешним воздействиям.
Серийный выпуск большой номенклатуры IGBT модулей обще-
промышленного исполнения налажен в ОАО «Электровыпрямнтелъ»
[21] (г.Саранск). Без преувеличения можно сказать, что это предпри-
ятие — ведущее в России по выпуску IGBT модулей. Продукция ОАО
«Электровыпрямитель» по своей номенклатуре и техническим пара-
метрам может соперничать с аналогичной продукцией ведущих зару-
бежных фирм, таких, как «Mitsubishi», «International Rectifier», «Еирес»,
«Semikron». Более того, отечественные модули спроектированы полно-
стью взаимозаменяемыми с зарубежными прототипами, и поэтому их
можно просто устанавливать на штатные места, не опасаясь непра-
вильных подключений.
Наиболее популярными на сегодняшний день являются приборы,
размещенные в корпусе типа DOUBLE-INT-A-PAK (рис. 2.1.47). По-
добным образом «корпусируются* два транзистора, соединенных по
схеме полумоста и шунтированных быстрыми оппозитными диодами.
Основание модуля, представляющее собой металлическую пластину,
изолировано от токоведущих электродов, поэтому модуль можно за-
Рис. 2.1.46. Внешний вид
модуля КМ435А
Рис. 2.1.47. Модуль IGBT в корпусе
типа DOUBLE-INT-A-PAK
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
153
креплятъ на радиаторе без электроизоляционных подложек. Крепление
модуля к радиатору осуществляется с помощью четырех болтов через
отверстия, расположенные по углам. Три мощных электрода, имеющих
винтовые прижимные соединения, предназначены для подключения
силовых шин. Сбоку выведены электроды управления. «Разводка» си-
ловых шин очень удобная: точка соединения коллектора первого тран-
зистора и эмиттера второго транзистора выведена с края модуля, что в
значительной степени помогает рационально скомпоновать конструк-
цию статического преобразователя. Токовая нагрузка полупроводнико-
вых элементов в корпусах DOUBLE-INT-A-PAK обычно не превышает
400...500 А.
Для сравнения в табл. 2.1.8 приведены основные динамические ха-
рактеристики серии 1GBT модулей типа М2ТКИ-200-12, рассчитанных
на номинальное рабочее напряжение 1200 Ви номинальный ток кол-
лектора 200 А Модули конструктивно размещены в корпусе типа
DOUBLE-INT-A-PAK. При этом модули с индексом «Н» представляют
собой исполнение с низкими статическими потерями, модули с индек-
сом «Ч» — с низкими динамическими потерями, а модули с индексом
«К» — новые, изготовленные с применением перспективной техноло-
гии «Trench gate». Выпускаются также модули с индексом «Т» — с повы-
шенной устойчивостью к термоциклам, то есть к частому изменению
температуры.
Таблица 2.1.8. Основные динамические данные модулей М2ТКИ-200-12
Модуль МКС «/, мкс Ем, мДж £о1Т, мДж Fcefsai), В
М2ТКИ-200-12Ч 0,1 0,0.9 0,53 0,06 19 15 3,7
М2ТКИ-200-12Н 0,05 0,05 0,57 0,04 22 23 2,6
М2ТКИ-200-12К 0,25 0,09 0,55 0,18 15 35 2,15
Не уступает в популярности названному выше и корпус INT-
A-PAK (рис. 2.1.48). Так же, как и в предыдущем случае, здесь «кор-
пуспруются» два транзистора и два диода с
соединением по схеме полумоста. Д анный
корпус позволяет размещать в нем транзи-
сторы, рассчитанные на номинальный ток
коллектора до 200 А.
К примеру, в корпусе типа INT-A-PAK
размешен модуль типа М2ТКИ-50-12 с но-
минальным током 50 А и рабочим напря-
жением 1200 В. Сравнительные техниче-
ские характеристики модулей этой серии
приведены в табл. 2.1.9.
Рис. 2.1.48. Модуль IGBT
в корпусе INT-A-PAK
154 2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
Таблица 2.1.9. Основные динамические данные модулей 1Ы2ТКИ-ЧЯ-12
Модуль мкс OjofO- мкс I/. мкс Fcefau). ®
М2ТКИ-50-12Ч 0,225 0,59 0,07 3,2
М2ТКИ-50-12Н 0,11 0,3 0,07 2,1
М2ТКИ-50-12К 0,315 0,52 0,09 1,7
Интерес для разработчика могут также представлять модули
(рис. 2.1.49), обеспечивающие значение сопротивления изоляции ме-
жду электродами и термоподложкой не менее 20 кВ. Габаритные и
присоединительные размеры корпуса соответствуют международным
стандартам, а конструкция защищена патентами.
Широкое распространение получила серия низкопрофи.т иных кор-
пусов типа ECONOPACK, впервые выпушенная на рынок фирмой
«Siemens» (рис. 2.1.50). Размеры корпуса модификации «3», представ-
ленного на рисунке, составляют 122 х 62 х 7 мм, то есть почти в два раза
тоньше, чем корпусов DOUBLE-1NT-A-PAK и INT-A-PAK. Коренное
отличие этого модуля от других заключается в том, что он предназнача-
ется для статических преобразователей, силовые цепи которых выпол-
нены методом печатного монтажа (или методом низкопрофильных
объемных токоведущих шин). На первый взгляд может показаться, что
печатные проводники не смогут выдержать токовую силовую нагрузку,
составляющую для модулей ECONOPACK порядка 200 А. Но специа-
листы «Siemens» провели исследования и установили, что плоские пе-
чатные проводники могут выдерживать токовую нагрузку до 25 А/мм2,
поскольку поверхность проводника большая и хорошо рассеивает теп-
ло. Важно лишь не допускать при разработке топологии печати «узких»
мест. Силовые выводы на корпусе ECONOPACK сделаны достаточно
Рис. 2.1.49. Корпуса с по-
вышенным сопротивле-
нием изоляции
Рис. 2.1.50. Модуль IGBT в
корпусе типа ECONOPACK
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
155
тонкими, но за счет того, что каждый вывод состоит из трех параллель-
ных проводников, обеспечивается протекание больших токов и их рав-
номерное растекание по токоведущим печатным проводникам.
Другим преимуществом корпуса ECONOPACK является чрезвы-
чайно низкое значение паразитной индуктивности выводов и внут-
ренних контактных перемычек. Выводы цепей питания сделаны с
двух сторон, что облегчает параллельное соединение модулей.
На рис. 2.1.51 показан вариант соединения двух корпусов
ECONOPACK в целях увеличения нагрузочной способности инверто-
ра статического преобразователя. На шины с обозначением «Р» и «N»
подается постоянное напряжение, а к выводам «О», «V», «W» — под-
ключаются фазы трехфазной нагрузки.
Рис. 2.1.51. Параллельное соединение модулей типа ECONOPACK
Менее пока распространен, но более перспективен с точки зрения
оптимального соотношения электрических и габаритных характеристик,
а также обеспечения тепловых режимов корпус типа ECONOPACK+,
разработанный фирмой «Еврее» (рис. 2.1.52).
Толщина модуля в этом корпусе составляет всего лишь 17 мм, что
позволяет обеспечить эффективный режим охлаждения и сократить
размеры радиатора. Напряжение постоянного тока подводится к мо-
дулю с одной стороны, а с другой (противоположной) снимаются
фазные напряжения. Примерная компоновка инвертора с использова-
нием корпуса модуля типа ECONOPACK+ показана на рис. 2.1.53.
Слева располагается конденсаторный блок, в котором шины постоян-
ного питания выполнены наложением одна на другую через изоляци-
онную прокладку (наподобие многослойного бутерброда). Модуль ус-
тановлен на радиатор, продуваемый потоком воздуха от вентилятора.
Сверху на модуль установлена плата драйвера
156
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
Рис. 2.1.52. Модуль IGBT в корпусе типа ECONOPACK+
момент являются «передним краем» области создания новых модифи-
каций транзисторов IGBT. Поскольку рассматриваемый нами тип
транзистора находит применение в направлениях электронной техни-
ки, где необходимо управлять большими токами при высоком напряже-
нии, актуальной остается задача повышения максимально-допустимого
напряжения «коллекор—эмиттер». Если работы в этом направлении
пойдут успешно, то в ближайшем будущем IGBT смогут полностью вы-
теснить мощные высоковольтные тиристоры, которые традиционно
применяются в электроэнергетическом оборудовании, где, как извест-
но, напряжения измеряются десятками киловольт, а тою! — десятками
тысяч ампер.
На сегодняшний день серийные транзисторы 1GBT успешно «взя-
ли планку» на уровне 6,5 кВ напряжения «коллекор—эмиттер». Такие
напряжения могут очень легко приводить к поверхностным утечкам
токов, пробою диэлектриков и появлению разных видов электриче-
ского разряда, поэтому корпуса для высоковольтных 1GBT должны
иметь особую конструкцию. На рис. 2.1.54 показан корпус типа IHM,
разработанный фирмой «Епрес». Это — довольно большой «кирпич» с
размерами 190 х 140 х 48 мм.
2.1. Берем за основу MOSFET м IGBT
157
190
Рис. 2.1.54. Высоковольтный модуль IGBT в корпусе типа IHM
Значительный интерес для разработчика силовой преобразователь-
ной техники может представлять продукция ЗАО «Электрум АВ» [22]
(г. Орел). Эта отечественная фирма — пример динамично развивающе-
гося предприятия малого бизнеса, сумевшего выйти на мировой уро-
вень качества продукции и стремительно завоевывающего отечествен-
ный рынок силовой электроники. Конечно, номенклатура выпускае-
мых ею типовых модулей пока не сравнялась с номенклатурой ведущих
зарубежных фирм, но вполне достаточна для обеспечения подавляю-
щего большинства задач разработки преобразовательной техники.
Фирмой выпускается несколько типономиналов транзисторов IGBT,
размещенных в корпусах DOUBLE-INT-A-PAK и 1NT-A-PAK по схе-
мам рис. 2.1.45 «б», «е», «ж», с маркировками М10, МП, М12, работаю-
щие при напряжении «коллектор—эмиттер» до 1200 В и токами кол-
лектора до 200 А (номинальные значения токов выбираются из ряда
50 А, 75 А, 100 А, 150 А, 200 А). Здесь мы еще раз напомним читателю,
что, как показала практика разработки преобразовательной техники,
именно эта исполнения модулей наиболее хорошо востребованы. Ин-
терес для разработчика также может представлять выпуск серии моду-
158
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
лей МККН со встроенными драйверами управления (об этих модулях
мы поговорим в разделе, посвященном драйверам). Вообще, если гово-
рить о тенденциях развития продукции «Электрум АВ», то фирма рас-
ширяет номенклатуру интеллектуальных модулей, поскольку этот сег-
мент отечественного рынка пока никем не занят.
Кстати, если уж мы упомянули интеллектуальные модули, то уме-
стным будет вспомнить фирму «Mitsubishi Electric» [23]. Конечно, в но-
менклатуре этой фирмы имеется большое количество типовых моду-
лей, с типономиналами которых читатель сможет ознакомится, если
Т111д с, заглянет на сайт. А принципиальная схема ин-
T.L." П ? теллекгуального модуля типа MGSO0J2YS5OA
J -L показана на рис. 2.1.55, корпус — на рис. 2.1.56.
G1<* У L. Ф Номинальные параметры модуля: напряжение
гою [~]—«коллектор—эмиттер» до 600 В, ток коллекто-
E1 " j 061,02 ра — д0 goo д из приншптиальной схемы мо-
4- дуля видно, что входящие в состав транзисторы
I у IGBT выполнены с токовым отводом (схемой
Fo2° □ т считывания тока) и блокировкой затворов по
° * сигналу превышения номинального тока сило-
вой цепи. Таким образом, в модуле уже на эта-
Рис. 2.1.55. пе с1"0 изготовления появляется схема защиты
Принципиальная от аварийных режимов, что, конечно, способ-
схема модуля ствует повышению его надежности. Дополни-
Рис. 2.1.56. Корпус модуля MG800J2YS50A
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT 159
тельный элемент защиты, встраиваемый в модуль на этапе изготовле-
ния, — это терморезистор.
Как читатель уже успел заметить, внешне все модули IGBT пред-
ставляют собой достаточно прочные конструкции. Но, тем не менее,
при установке их в преобразователь необходимо соблюдать ряд правил
по монтажу, чтобы не нарушить внутреннюю структуру и не подверг-
нуть модуль механическому разрушению. При монтаже контактные
поверхности модулей и охладителей должны быть ровными и чистыми,
с шероховатостью не более 2,5 мкм. Теплопрогодящая паста наносится
на сопрягаемые поверхности с помощью валика, а никак не размазыва-
ется пальцами. Считается, что теплопроводящий компаунд нанесен в
достаточном количестве, если вокруг смонтированного модуля равно-
мерно выдавлено его небольшое количество. Крепление модулей к ох-
ладителю обязательно нужно осуществлять стальными винтами с ис-
пользованием плоских пружинных шайб, нормировать усилие затяжки
с помощью специального ключа (как правило, производитель указыва-
ет усилие, допускаемое для безопасной затяжки)... Впрочем, конструк-
тивное оформление статических преобразователей мы рассмотрим да-
лее, в соответствующей главе. А здесь, в завершение этого раздела, рас-
скажем о перспективных разработках силовой элементной базы,
ведущихся как у нас в стране, так и за рубежом.
Согласно исследованиям отечественных специалистов в области
создания новой элементной базы силовой электроники, отчет о кото-
рых приведен в [24] и [25], выпускаемые сегодня транзисторы IGBT,
при их неоспоримых преимуществах, обладают также и рядом сущест-
венных недостатков. Исследователи подвергли анализу режим насы-
щения транзисторов IGBT и сравнили его с режимом насыщения
обычных биполярных транзисторов. Оказалось, что в режиме насыще-
ния классические биполярные транзисторы проявляют себя гораздо
лучше транзисторов IGBT по величине напряжения насыщения: у пер-
вого класса приборов напряжение насыщения составляет доли вольта,
в то время как у IGBT транзисторов оно достигает нескольких вольт.
Также в число существенных недостатков были внесены опасность за-
щелкивания четырехслойных структур и невысокая стойкость к иони-
зирующему излучению (что существенно для специальных примене-
ний). Кроме всего прочего, исследователи отмечают, что на пути даль-
нейшего совершенствования технологии производства отечественных
IGBT приборов встал так называемый «российский фактор» — сущест-
венная отсталость производственных мощностей, не позволяющая
производить экономически выгодные современные приборы, как это
могут позволить себе ведущие мировые фирмы, обладающие достаточ-
ными финансовыми средствами. Следовательно, необходим поиск аль-
тернативных технических решений, которые позволят создавать отече-
ственные управляемые ключи на существующей технологической базе.
160 2.1. Берем за основу MOSFET и КВТ
Но вернемся к анализу недостатков IGBT транзисторов. Почему
эти приборы имеют столь высокое значение напряжения насыщения?
Вновь обратимся к рис. 2.1.30 а), на котором показана внутренняя
структура IGBT прибора. Даже несложный теоретический расчет по-
казывает, что транзистор VT2 в данной схеме «работает» в активной
зоне, реально не достигая состояния глубокого насыщения, характер-
ного для биполярных транзисторов в ключевом режиме. Базовая об-
ласть этого транзистора принципиально не может получить напряже-
ние, отрицательное по отношению к коллектору, а это — признак
именно активного состояния. Различными технологическими приема-
ми можно лишь приближаться к насыщенному состоянию, но никак
не гарантируется его надежное обеспечение.
В связи с поиском путей преодоления названных недостатков вни-
мание отечественных исследователей было обращено на порядком за-
бытую схему комбинированного полупроводшгкового устройства, ос-
нованную на каскодном соединении низковольтного мощного
MOSFET транзистора с высоковольтным транзистором биполярного
типа. За основу была взята предложенная в 80-х гг. XX века схема
С И-тиристора с управлением от мощного MOSFET, которая не была
реализована в промышленном производстве из-за непреодолимых тех-
нологических трудностей, существовавших на тот момент. Отечествен-
ные авторы решили разделить кристаллы СИ-тиристора и MOSFET
транзистора, создав гибридный прибор с двумя кристаллами, при-
годный для самого заурядного отечественного производства. На
рис. 2.1.57 показана эквивалентная схема нового прибора, которая от-
личается от схемы, приведенной на рис. 2.1.30, а, наличием диода VD1,
который создает на затворе транзистора VT4 положительный потенци-
ал, образуя «подпорный» источник напряжения для транзистора VT2 и
тем самым вводя его в режим глубокого насыщения. Кроме этого, в
данном случае исчезает паразитная тиристорная структура, образован-
ная транзисторами VT2 и VT3.
Рис. 2.1.57. Эквивалентная схема КСМТ (H-IGBT) транзистора
2.1. Берем за основу MOSFET и IGBT
161
В целях проверки характеристик разработанного силового прибора,
названного исследователями КСМТ (комбинированный составной
СИТ-МОП транзистор), или H-1GBT, были изготовлены опытные об-
разцы и проведены их исследования. Оказалось, что частотный диапа-
зон КСМТ не хуже, чему обычных 1GBT транзисторов. Приодианковых
временах включения и выключения КСМТ действительно имеет мень-
шее напряжения насыщения в открытом состоянии. Более того, не су-
ществует никаких физических препятствий созданию КСМТ модулей
на напряжения до 6,5 кВ (и даже выше), и на номинальные токи 1 кА и
более. С увеличением допустимого напряжения «коллектор—эмиттер»
преимущества КСМТ по сравнению с типовыми структурами IGBTпро-
являются все более существенно. А вот в области малых токов и напря-
жений КСМТ не имеют никакого выигрыша.
Исследователи приводят таблицу характеристик опытного образца
КСМТ типа М2ТКС-50-12, изготовленный ЗАО «Контур» и имеющий
следующие основные технические параметры: номинальный ток—50 А,
максимальное значение напряжения «коллектор—эмиттер» — 1200 В.
Для сравнения приведены аналогичные данные по серийному IG ВТ мо-
дулю типа CM50DY-24H, выпускаемого фирмой «Mitsubishi Electric»
[23]. Данные сведены в табл. 2.1.10.
Таблица 2.1.10. Сравнительные характеристики КСМТ сила М2ТКС-50-12
и IGBT типа CM50DY-24H
Модуль 4коп). мкс мкс £коя>> мкс tf, мкс мДж мДж В
CM50DY-24H 0,045 0,06 0,225 0,325 40 120 2,7
М2ТКС-50-12 0,045 0,125 0,46 0,25 60 115 1,6
Внешний вид КСМТ приведен на рис. 2.1.58. Слева расположен
опытный образец модуля М2ТКС-50-12, а справа — модуль CM50DY-
24 Н, размещенный в аналогичном корпусе.
Исследователи не без основания утверждают, что создан новый си-
ловой модуль, пригодный для производства на отечественном обррудо-
Рие. 2.1.58. Внешний вил КСМТ М2ТКС-50-12 в сравнении с IGBT
CM50DY-24H
162 2.2. Когда «deadtime» перестает быть проблемой
вании, параметры которого во многом лучше параметров обычных
IGBT транзисторов, производимых ведущими зарубежными фирмами.
Таким образом, новый прибор уже в ближайшем будущем может соста-
вить конкуренцию классическим IGBT приборам при условии освое-
ния его промышленного производства.
2.2. Когда «deadtime» перестает быть проблемой
В этом небольшом разделе мы поговорим о простом решении та-
кой серьезной проблемы, возникающей при использовании полумос-
товых и мостовых силовых схем, как пробой силовых элементов в ре-
зультате действия «сквозных» токов. В предыдущем разделе мы под-
робно говорили о том, что силовые транзисторы IGBT и MOSFET
(как, впрочем, и любые другие управляемые ключевые элементы) име-
ют конечное время переключения из состояния отсечки в проводящее
состояние и наоборот. Последствия возникновения «сквозных» токов
практически всегда фатальны — они в подавляющем большинстве
случаев приводят к выходу из строя преобразовательной техники. По-
этому разработчики уделяют достаточно много внимания мерам по не-
допущению возникновения подобных аварийных режимов, прибегая к
различным схемотехническим ухищрениям, порой весьма и весьма
сложным, чтобы ввести гарантированную паузу между моментом за-
крывания одного ключевого элемента и открыванием второго. Автору
этой книга однажды пришлось (в силу некоторых причин) реализовы-
вать схему цифрового формирования защитной паузы «мертвое время*
(«deadtime») на отечественных дискретных элементах «жесткой логи-
ки». В результате задача была решена с использованием 16 корпусов
микросхем, которые размешались на отдельной печатной плате. Вот
такова «цена вопроса» защиты от сквозных токов.
Значительно упростить задачу формирования защитной паузы
«мертвое время* позволяют микросхемы IXDP630 и IXDP631, произ-
водимые американской фирмой «IXYS» [26]. Эта фирма, кроме всего
прочего, специализируется на производстве компонентов для силовой
преобразовательной техники: в ее номенклатуре есть транзисторы
MOSFET, биполярные транзисторы с изолированным затвором IGBT,
диоды FRED с малым временем обратного восстановления, диоды-са-
прессоры защиты от высоковольтных индуктивных выбросов напряже-
ния, мощные тиристоры и т. д. Именно поэтому специалисты фирмы
не понаслышке знают о проблемах силовой электроники и стремятся
выпускать продукцию, отвечающую всем современным требованиям.
В оригинальной технической документации эти микросхемы имеют
наименование «inverter interface and digital deadtime generator for 3-phase
2.2. Когда «deadtime» перестает быть проблемой 163
PWM controls», что относит их к классу цифровых интерфейсных схем с
генератором паузы «мертвое время» для трехфазных схем с широт-
но-импульсной модуляцией (ШИМ) управляющих сигналов. Уточним:
в трехфазных схемах возможности микросхем используются наиболее
полно, но их также с легкостью можно применить для управления мос-
товых и полумостовых однофазных схем. Преимущество цифрового
(таймерного) формирования защитной паузы «мертвое время» очевид-
но — этот способ гарантирует помехоустойчивое формирование «мерт-
вого времени» со стабильной длительностью и его регулировки в широ-
ких пределах. Кроме этого, в составе микросхемы имеются узлы, позво-
ляющие легко организовать защитное отключение силовых каскадов
статического преобразователя при возникновении аварийных ситуа-
ций, таких, как короткое замыкание (КЗ), перегрузка , снижение напря-
жения питания.
Парис. 2.2.1 показана функциональная схема внутреннего устройст-
ва микросхем 1XDP630 и IXDP631. Как видно из рисунка, микросхема
OSC
Рис. 2.2.1. Функциональная схема микросхем IXDP630 и 1XDP631
2.2. Когда «deadtime» перестает быть проблемой
состоитиз трех идентичных ячеек DTG (deadtime generator), а также еди-
ного цифрового тактового генератора OSC. Ячейки DTGимеют индиви-
дуальные входы управления каналами R, S, Т (сигналы DATA IN R,
DATA IN S, DATA IN T), индивидуальные входы отключения каналов R,
S, T (сигналы ENABLE ENAR, ENABLE ENAS, ENABLE ENAT), груп-
повой вход отключения каналов R, S, T (сигнал OUTPUT ENABLE
OUTENA), вход отключения тактовой частоты (сигнал RESET). Такто-
вый генератор имеет вывод подключения времязадаютцих компонентов
(сигнал OSCIN) и внешний вход тактовой частоты (сигнал OSCOUT).
Диаграммы, отражающие процесс функционирования микросхемы,
приведены нарис. 2.2.2. Эти диаграммы показывают работу только кана-
ла R, поскольку остальные каналы (S и Т) функционируют аналогично.
Вначале рассмотрим диаграмму, показанную нарис. 2.2.2, а. После
установки сигнала RESET в высокое (high) состояние сигналы CLK
тактового генератора OSC поступают на схему отсчета импульсов в уз-
лах DTG, выходные сигналы RU и RL находятся в состоянии низкого
(low) уровня. После установки сигналов OUTENA и ENAR включают-
ся выходы RU и RL, начинается отработка сигнала управления, посту-
пающего на вход IN R. При установке входного сигнала в высокое со-
стояние происходит установка высокого уровня на выходе RU, а на
выходе RL сохраняется низкий уровень. При переходе сигнала IN R в
низкий (low) уровень, на выходе RU устанавливается низкий уровень
и запускается процедура формирования паузы «мертвое время», для-
Рис. 2.2.2. Функциональные диаграммы микросхем IXDP630 и IXDP631
2.2. Когда «deadtime» перестает быть проблемой 165
щаяся 8 тактов генератора OSC. По окончании временного интервала
выходной сигнал RL приобретает высокий уровень. Далее, при изме-
нении входного сигнала на выводе IN R, процедура формирования
паузы «мертвое время» повторяется.
Парис. 2.2.2, бпоказана процедура отработки сигналов OUTENA и
ENAR. Из диаграммы видно, что реакция микросхемы на эти сигналы
одинаковая: при установке OUTENA и ENAR в низкое (low) состояние
происходит сброс сигналов RU и RL в низкое состояние. Диаграмма
также иллюстрирует реакцию процедуры отработки паузы «мертвое вре-
мя» на шум (noise), который наводится на входной управляющий сигнал
по выводу IN R: при наличии переключений сигнала пауза «мертвое вре-
мя» затягивается. Вместе с тем, сигналы OUTENA и ENAR не запускают
эту процедуру.
В последнее время значительное внимание уделяется модульному
принципу наращивания мощности преобразовательной техники, при
реализации которого необходимая мощность прибора обеспечивается
параллельной синхронной работой одинаковых преобразовательных
ячеек. При проектировании силовых ячеек с применением описывае-
мых микросхем очень полезным может оказаться сигнал генератора
OSCOUT. Этот сигнал может синхронизировать работу генераторов
нескольких параллельно включенных 1XDP630 или IXDP631, если
один из корпусов будет выбран «ведущим», а остальные — «ведомы-
ми». Сигнал OSCOUT «ведущей» микросхемы в таком случае доста-
точно подключить ко входам OSC1N «ведомых» микросхем.
Поговорим об электрических и конструктивных параметрах микро-
схем IXDP630 и IXDP631. Оба наименования изготавливаются на осно-
ве технологии КМОП с низким энергопотреблением (I мА собственного
потребления тока), питаются стандартным напряжением 5 В, что позво-
ляет легко сопрягать их как с другими типономиналами микросхем «же-
сткой логики», так и с микроконтроллерами (а также с ПЛИС). Выход-
ные токи управления допускаются до 25 мА на один вывод, поэтому к
выходам микросхем можно непосредственно подключать драйверные
микросхемы с оптической развязкой (например, HCPL3120), на входе
которых имеется светодиод. Но вообще-то рекомендованное номиналь-
ное значение выходных токов составляет 8... 10 мА. Входные каскады
микросхем оснащены триггерами Шмита, что повышает их помехо-
устойчивость. Согласно фирменной спецификации, максимальное на-
пряжение питания микросхем составляет 7 В, и его, как показала прак-
тика работы с микросхемой, ни в коем случае нельзя превышать (даже
кратковременно) — микросхема однозначно выцдет из строя.
До сих пор мы говорили о микросхемах 1XDP630 и IXDP631 как об
идентичных, имея в виду их функциональные возможности. Но отли-
чия все-таки есть, и они заключаются в способе формирования такто-
вого сигнала. В первом случае используется частотозадающая RC-це-
166
2.2. Когда «deadtime» перестает быть проблемой
почка, а во втором — кварцевый резонатор (или генератор). Понятно,
что применение кварцевого элемента значительно повышает времен-
ную стабильность формирования паузы «мертвое время». Частота гене-
ратора задается в диапазоне от 0,001 до 16 МГц для исполнения
1XDP63O и в пределах от 0,1 до 24 МГц для исполнения IXDP631. Вы-
пуск микросхем осуществляется в пластиковых корпусах DIP-18, обес-
печивающих работу в диапазоне температур от минус 40 до +85 °C. Рас-
положение выводов показано на рис. 2.2.3.
Относительно процедуры выбора частотозадающих элементов про-
изводитель предоставляет следующую техническую информацию. Для
микросхем исполнения IXDP63O необходимо включение всего двух
компонентов частотозадающей «обвязки»: конденсатора Cotc и резисто-
ра Rosc. Схема подключения частотозадающих элементов показана на
рис. 2.2.4.
Производитель предупреждает, что при выборе тактовой частоты
более 1 МГц температурная нестабильность отработки паузы «мертвое
время» может достигать 5 %. Кроме этого, при колебаниях напряже-
ния питания микросхемы в диапазоне 4,5...5,5 В также будет наблю-
даться нестабильность частоты генерации в пределах 5 %. Не рекомен-
дуется использовать номинал резистора RoSC сопротивлением менее
IXYS
а) IXDP630
IXYS
6> IXDP631
Рис. 2.2.3. Расположение выводов микросхем IXDP630 и IXDP631
Рис. 2.2.4. Подключение частогозэдающей цепи к IXDP630
2.2. Когда «deadtime» перестает быть проблемой
167
1 кОм, так как в противном случае возрастет чувствительность схемы к
дестабилизирующим факторам (температура, колебания напряжения
питания). Нижний вывод конденсатора Cosc необходимо соединить с
выводом 9 микросхемы по наиболее краткому пути, а также рекомен-
дуется максимально сократить длину связи между элементами и выво-
дами 10 и 11 микросхемы для минимизации паразитной монтажной
индуктивности
Рассчитать величину частотозадающих элементов можно по сле-
дующим формулам, которые производитель приводит в технической
документации. Частота генерации в диапазоне до I МГц определя-
ется по формуле
С-2.1)
а в диапазоне более 1 МГц по формуле
/ =---------°-—______ (2 2 2)
си^+зФ+з-10-8
Однако можно воспользоваться и графическими данными, приве-
денными в той же технической документации и определить номиналы
частотозадающих элементов без математических вычислений. Номо-
1рамма для определения и Cosc приведена на рис. 2.2.5.
Рис. 2.2.5. Номограмма для определения и
168 2.2. Когда «deadtime» перестает быть проблемой
Рассчитывая (или определяя) номиналы элементов частотозадаю-
щей цепи, следует помнить, что величина паузы «мертвое время* со-
ставляет длительность, равную Я тактам задающего генератора.
На рис. 2.2.6 показана схема подключения частотозадающих эле-
ментов к микросхеме IXDP631, там же указаны рекомендуемые номи-
налы «обвязки». Кстати, и в этом случае производитель рекомендует
Наиболее перспективной на сегодняшний момент является идео-
логия максимального использования покупных изделий высокой ин-
теграции при разработке и изготовлении статических преобразовате-
лей. В результате такого подхода удается обойтись без разработки и
изготовления трудоемких и наукоемких узлов, но, тем не менее, созда-
вать высокотехнологичные и конкурентоспособные образцы преобра-
зовательной техники. Далее мы будем говорить о таких комбиниро-
ванных элементах силовой электроники, как драйверы управления си-
ловыми ключами, где упомянем, что в большинстве из выпускаемых
на сегодняшний момент драйверах уже предусмотрены узлы задания
паузы «мертвое время». Ну а если по каким-либо причинам использо-
вать готовый драйвер не удастся, то описываемые в этом разделе мик-
росхемы уж точно выручат разработчика.
Не следует забывать, что преобразовательная силовая техника все-
гда являлась источником сильных электромагнитных помех. Особенно
остро проблема помехоустойчивости стоит в отношении высокочастот-
ных статических преобразователей, так как при переключении силовых
элементов с высокой частотой и крутизной фронтов возникают выбро-
сы электромагнитногг энергии, наводимой на малосигнальные управ-
ляющие цепи. Авторский опыт применения микросхемы 1XDP63O го-
ворит о том, что при встраивании ее в схему управления важно принять
дополнительные меры по обеспечению помехоустойчивости. Сигналь-
ные выводы R, S, Т желательно «подтянуть» к «общему» проводнику
управляющей схемы через резисторы сопротивлением 5,1—10,0 кОм,
2.2. Когда «deadtime» перестает быть проблемой
169
а входы отключения (в силу того, что смена уровней сигнала на них
происходит редко) — также «подтянуть» на «общий» через блокировоч-
ные конденсаторы емкостью 820...1000 пФ.
Областью возможного применения микросхем может служить раз-
работка мощных регулируемых источников постоянного тока, преоб-
разователей частоты, формирующих выходные сигналы различной
формы, источников бесперебойного питания с синусоидальным вы-
ходным сигналом. В частности, эта микросхема используется для се-
рийного производства ряда статических преобразователей частоты с
входным напряжением 3 х 380 В 50 Гн и выходным напряжением
3 х 220 В 400 Гц мощностью 6 кВА. Такие преобразователи стреми-
тельно завоевывают области специальной техники, так как поставля-
ются взамен вращающихся преобразователей серии АТО и АТТ.
В разработанном статическом преобразователе СТТ-6-400, функ-
циональная схема которого показана на рис. 2.2.7, оказалось достаточ-
ным сформировать модулированный по синусоидальному закону
ШИМ-сигнал (трехфазного вида, со сдвигом 0, 120 и 240 электриче-
ских градусов) посредством синхронизированных по фазе генераторов
пилообразного напряжения ГПН1...ГПНЗ, генераторов синусоидаль-
ного напряжения ГСН1...ГСНЗ, компараторов КП1...КПЗ, и подать его
на входы микросхемы IXDP630. К выходам микросхемы подключены
170
2.2. Когда «deadtime» перестает быть проблемой
драйверы с опторазвязками типа HCPL-3120 (на рисунке не показаны),
которые управляют полумостовыми IGBT транзисторными сборками
VT1...VT6. На выходе 1GBT сборок включены Г-образные LC-фильтры
L1C1, L2C2, L3C3 (Ф2) подавления высокочастотной ШИМ-мо-
дуляции и трансформатор гальванической развязки Т1 типа
ТСВМ-б,3-0,4-74.ОМ5 220/230 В (производится ОАО «Электрозавод»).
Внутренняя управляющая схема преобразователя охвачена необходи-
мыми обратными связями по выходному току и напряжению, а также
по напряжению питающей сети, что обеспечивает стабильность под-
держания выходных параметров на заданном уровне. Сигнал отключе-
ния по короткому замыканию в нагрузке подается на вход OUTENA
микросхемы 1XDP630, а сигнал отключения по перегрузке — на объе-
диненные электрически выводы ENAR. ENAS. ENAT- Сигнал RESET
жестко установлен на высокий уровень.
Другой статический преобразователь с номинальной выходной
мощностью 12 кВт типа СРТ-12 (рис. 2.2.8) предназначен для постав-
ки взамен вращающихся электромашинных преобразователей серий
ЭМУ, АТПР. Преобразователь трансформирует переменное трехфаз-
ное напряжение 3 х 380 В 50 Гц в постоянное напряжение с номиналь-
ным значением ±230 В, которое регулируется от нулевого значения в
обе стороны. Отличительной особенностью такого преобразователя
является, во-первых, высокая линейность регулировки статической
характеристики, составляющая не более 1,5 %, а во-вторых, низкий
уровень пульсаций выходного тока — не более 0,02 %. Нагрузка преоб-
разователя — активно-индуктивная.
Рис. 2.2.8. Внешний вид
преобразователя СРТ-12
Рис. 2.2.9. Внешний вид
преобразователя СТТ-6-400
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами 171
В этом преобразователе также используется микросхема 1XDP630,
но включенная с управлением R и S. Вход Т подсоединен к «общему»
проводу схемы и для управления не используется. Сам преобразова-
тель построен по схеме автогенераторного мостового инвертора со ста-
билизацией значения выходного тока. Применение в нем описывае-
мой микросхемы позволило в процессе разработки избежать многих
аварийных ситуаций, связанных с выходом из строя дорогостоящих
транзисторных ключей.
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
В этом разделе мы подробно поговорим о таких специфических уз-
лах силовой электроники, как драйверы управления мощными ключе-
выми элементами, и, в частности, силовыми транзисторами MOSFET
и IGBT. Как показывает практика, качественные технические показа-
тели драйверных узлов в значительной степени определяют надежность
функционирования статических преобразователей. Почему? Дело в
том, что надежная работа электронной техники может быть обеспечена
только качеством элементной базы, заложенной при ее проектирова-
нии, а также физическим исполнением этой элементной базы. Иными
словами, чем меньше номенклатура и количество элементов в составе
электронного устройства, тем надежнее его работа. Кроме того, нема-
ловажным для обеспечения надежности является замена дискретных
элементов на узлы, выполненные в интетральном (или хотя бы гибрид-
ном) исполнении. Хорошо известно, что с появлением интетральных
микросхем резко сократилось число незащищенных межэлементных
электрических связей, а поэтому стало меньше причин к возникнове-
нию отказов. Красноречивое тому свидетельство — стремительное
уменьшение масс и габаритов персональных компьютеров при росте их
производительности и функциональных возможностей.
К сожалению, узлы силовой преобразовательной техники в боль-
шинстве случаев слабо интегрируются, что ведет к дополнительным
сложностям при ее разработке, производстве и эксплуатации. Однако
и в этой области наметились существенные сдвиги, впрочем, в основ-
ном касающиеся схем управления. Разработаны и применяются спе-
циализированные инте!рированные микроконтроллеры, формирую-
щие управляющие последовательности, осуществляющие плавный
пуск, стабилизацию, различные виды защит. Однако следует при-
знать, что элементы силовой части преобразовательной техники по
настоящее время разрабатываются на основе дискретной базы, поэто-
му в конечном итоге качество функционирования разработки зависит
не только от качества элементной базы, но также и от того, насколько
172 2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
квалифицированно разработчик соединит эти элементы, насколько
полно он учтет влияние паразитных параметров.
Проектируя схему управления силовыми транзисторными сборка-
ми, опытный разработчик отлично знает, что:
а) необходимо обеспечивать «плавающий» потенциал управления
«верхним» силовым ключом в полумостовой схеме;
б) крайне важно создать быстрое нарастание и спад управляющих
сигналов, поступающих на затворы силовых элементов для снижения
тепловых потерь на переключение;
в) необходимо обеспечить высокую величину импульса тока управ-
ления затворов силовых элементов для быстрого перезаряда входных
(затворных) емкостей;
г) в подавляющем большинстве случаев нужна электрическая со-
вместимость входной части драйвера со стандартными цифровыми
сигналами ТТЛ/КМОП (как правило, поступающих от микроконтрол-
леров).
Достаточно продолжительное время разработчики были вынужде-
ны проектировать схемы драйверов управления на дискретных эле-
ментах. Эти схемы, в зависимости от квалификации и опыта разработ-
чиков, получались более или менее удачными, но, скорее, все-таки
«менее*. Первым важным событием на пути интеграции драйверов
управления стало появление микросхем серий lR21xx и IR22xx (а за-
тем их более современных модификаций IRS2 Ixx, IRS22xx), разрабо-
танных фирмой «International Rectifier». Эти микросхемы сегодня на-
шли широчайшее применение в маломощной преобразовательной тех-
нике, поскольку отвечают всем вышеназванным требованиям. Редкий
опытный разработчик силовой преобразовательной техники не имеет
опыта применения данных микросхем — настолько они популярны.
Но прежде чем рассказать об этих драйверных микросхемах, пояс-
ним, в чем заключаются их замечательные свойства, благодаря которым
они стали столь популярными у разработчиков. Дело в том, что схема
управления силовыми ключами всегда строится так, что ее выходной
сигнал (в виде широтно-модупированньгх импульсов) задается относи-
тельно «общего» проводника схемы. Как видно из рис. 2.3.1, а, на кото-
ром показан полумостовой силовой каскад, для ключевого транзистора
VT2 этого вполне достаточно—сигнал «Упр.2» можно непосредственно
подавать на затвор (базу) транзистора через формирователь G2, так как
его исток (эмиттер) связан с «общим» проводником схемы, иулравление
осуществляется относительно «общего» проводника.
Но как быть с транзистором VT1 который работает в верхнем плече
полумоста? Если транзистор VT2 находится в закрытом состоянии, а
VT1 открыт, на истоке VT1 присутствует напряжение питания UnKr По-
этому для коммутациитранзистрра VT1 необходимо гальванически раз-
вязанное с «общим» схемы устройство G1, которое четко будет переда-
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
Рис. 2.3.1. К пояснению проблемы управления силовыми ключами в
полумостовых схемах
вать импульсы схемы управления «Упр.1», не внося в сигналы искаже-
ний. Классическое решение этой проблемы состоит во включении
управляющего трансформатора Т1 (рис. 2.3.1, б), который, с одной сто-
роны, гальванически развязывает управляющие цепи, а с другой—пере-
дает коммутационные импульсы. Не случайно это техническое решение
считается «классикой жанра»: оно известно не одно десятилетие. Мы не
будем в подробностях рассматривать этот метод, так как он безнадежно
устарел, а желающие познакомиться с ним подробнее без труда разыщут
литературу по проектированию сигнальных трансформаторов.
Мы обратимся к сравнительно новому способу управления сило-
выми транзисторными ключами, называемому бутстрепным. Собст-
венно, способ этот был разработан достаточно давно (первые реко-
мендации по его использованию можно найти в литературе, изданной
в начале 80-х гг. XX в.), однако широкое распространение в практиче-
ских конструкциях он получил после появления драйверных микро-
схем, поскольку его реализация на дискретных элементах достаточно
сложна. Сразу отметим, что бутстрепный метод возможно эффектив-
но использовать только для транзисторов MOSFET и IGBT, которые
требуют ничтожных затрат мощности в цепи управления. Микросхе-
мы IRS2110 и IRS21I3, выпускаемые фирмой «International Rectifier»,
построены именно с применением бутстрепной схемотехники, выпус-
каются в стандартных корпусах для монтажа в отверстие и поверхно-
стно-монтируемые. Внешний вид микросхем показан на рис. 2.3.2.
Рис. 2.3.2. Внешний вид драйверных микросхем IRS2110 и IRS2113
174 2.3. Драй веры для управления силовыми элементами
Входным сигналом служит сигнал микросхемы управления стан-
дартной амплитуды логического уровня, причем с помощью напряже-
ния, подаваемого на вывод ¥м, можно обеспечить совместимость с
классической 5-вольтовой «логикой», и более современной 3,3-вольто-
вой. На выходе драйвера имеются напряжения управления «верхним» и
«нижним» силовыми транзисторами. В драйвере приняты меры по
обеспечению необходимых управляющих уровней, создан эквивалент
гальванической развязки (псевдоразвязка), имеются дополнительные
функции — вход отключения, узел защиты от понижения напряжения
питания, фильтр коротких управляющих импульсов.
Как видно из структурной схемы (рис. 2.3.3), драйвер состоит из
двух независимых каналов, которые предназначены для управления
верхним и нижним плечом полумостовых схем. На входе драйвера пре-
дусмотрены формирователи импульсов, построенные на основе тригге-
ров Шмита. Входы ¥сс и ¥м предназначены для подключения питаю-
щего напряжения силовой и управляющей частей схемы, «земляные»
шины силовой части и управляющей части развязаны (разные «общие»
выводы — ¥а и СОМ). В подавляющем большинстве случаев эти выво-
ды просто соединяют вместе. Предусмотрена также возможность раз-
дельного питания управляющей и силовой части для согласования
входных уровней с уровнями схемы управления. Вход SD — защитный.
Выходные каскады построены на комплиментарных полевых транзи-
сторах. В составе микросхемы имеются дополнительные устройства,
обеспечивающие ее устойчивую работу в составе преобразовательных
схем: это устройство сдвига уровня управляющих сигналов (Vdd/Vcc
level shift), устройство подавления коротких импульсных помех (pulse
filter), устройство задержки переключения (delay) и детектор понижен-
ного напряжения питания (L)¥ detect).
Рис. 2.3.3. Функциональные узлы микросхем IRS2110 и IRS2113
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
175
Типовая схема включения драйверов приведена на рис. 2.3.4. Кон-
денсаторы С1 и СЗ — фильтрующие. Фирма-производитель рекомен-
дует располагать их как можно ближе к соответствующим выводам.
Конденсатор С2 и диод VD1 — бутстрепный каскад, обеспечивающий
питание схемы управления транзистора «верхнего» плеча. Конденса-
тор С4 — фильтр в силовой цепи. Резисторы R1 и R2 — затворные.
Эти резисторы также «спасают» драйвер от такого неприятного явле-
ния, как защелкивание выходных силовых каскадов микросхемы (не
путать с защелкиванием в IGBT транзисторах!). Явление защелкива-
ния выходных каскадов мы разберем чуть позже.
Рис. 2.3.4. Типовая схема включения IRS21I0 и IRS2I13
Иногда управляющий широтно-модулированный сигнал может
быть сформирован не по двум управляющим входам отдельно, а подан
на один вход в виде меандра с изменяющейся скважностью. Такой
способ управления может встретиться, например, в преобразователях,
формирующих синусоидальный сигнал заданной частоты. В этом слу-
чае достаточно задать паузу «мертвое время» между закрытием одного
транзистора полумоста и открытием второго. Такой драйвер со встро-
енным узлом гарантированного формирования паузы «мертвое время»
в номенклатуре фирмы «International Rectifier» имеется — это микро-
схема IRS2111. Микросхема выпускается в 8-выводном корпусе DIP
(или SOIC). Структурная схема приведена на рис. 2.3.5.
На структурной схеме видно, что драйвер имеет встроенные узлы
формирования паузы «мертвое время» (deadtime) для верхнего и ниж-
него плеч полумоста. Согласно документации производителя, величи-
на «мертвого времени» задана на уровне 650 нс (типовое значение),
что вполне достаточно для управления полумостами, состоящими из
мощных MOSFET транзисторов. К сожалению, заданная величина
«мертвого времени» не подлежит корректировке извне, поэтому ис-
пользовать этот драйвер для управления транзисторами IGBT в целом
не представляется возможным (ну разве что удастся найти экземпляры
с небольшой длительностью остаточного токового «хвоста»).
176
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
Так как драйверы, выпускаемые фирмой «International Rectifier»,
широко известны и активно применяются разработчиками силовой
техники, мы не будем подробнее останавливаться на других типах
драйверных микросхем этой фирмы, а приведем их основные наиме-
нования (реально номенклатура выпуска значительно шире), которые,
на взгляд автора книги, наиболее интересны для отечественных разра-
ботчиков (табл. 2.3.1). Желающие подробностей могут обратиться к
оригинальной документации на сайте производителя [27].
Таблица 2.3.1 Параметры некоторых драйверных микросхем серии IRS
Наимено- вание корпуса Назначение К. В **/*-. А fco. нс feff, нс Пауза,
TRS2101 DTP-8, SOIC-8 Драйвер верхнего и нижнего ключей 600 0,13/0,27 160 150 -
IRS2103 DIP-8, SOIC-8 Драйвер верхнего и нижнего ключей 600 0,13/0,27 680 150 520
IRS2104 DIP-8, SOIC-8 Драйвер полумосто- вой схемы 600 0,13/0,27 680 150 520
IRS2106 DTP-8, SOIC-8 Драйвер верхнего и нижнего ключей 600 0,29/0,6 300 280 -
IKS2108 DIP-8, SOIC-8 Драйвер верхнего и нижнего ключей 600 0,29/0,6 300 280 -
IRS2109 DIP-8, SOIC-8 Драйвер полумосто- вой схемы 600 0,12/0,25 750 200 540
IRS2113 DIP-14 SOIC-16 Драйвер верхнего и нижнего ключей 600 2,0/2,0 139 120 -
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
177
Очень важны й параметр любого драйвера — это максимальный ток
включения/отключения (/о74Э- величины этого тока зависит ско-
рость переключения силового прибора, которая, как мы уже знаем, оп-
ределяется величиной емкости затворов. К величайшему сожалению,
драйверы фирмы «International Rectifier» не удается использовать при
разработке мощной преобразовательной техники (их удел —преобразо-
ватели мощностью до 2...3 кВт). Почему? Во-первых, недостаточные
для управления мощными силовыми приборами максимальные токи
перезаряда входных (затворных) емкостей. Во-вторых, отсутствие галь-
ванической развязки между управляющей и силовой частями драйвера.
В-третьих, возможное возникновение эффекта защелкивания (блоки-
ровки) выходных комплиментарных структур драйвера из-за наличия
наведенных токов.
При проектировании схем управления обычно считается, что вы-
ходной каскад управляющих драйверов состоит из двух комплимен-
тарных полевых транзисторов VT1 и VT2 (рис. 2.3.6), который усили-
вает ток управления затвором силового ключа и имеет очень низкий
выходной импеданс.
Рис. 2.3.6. Условное обозначение выходного каскада
драйверной микросхемы
В действительности, благодаря специфике технологии изготовле-
ния выходных комплиментарных каскадов (рис. 2.3.7), кроме управ-
ляющих полевых транзисторов МР1 и MN1 в структуре кристалла
имеются паразитные биполярные транзисторы QP1, QP2, QN1, QN2,
которые образуют паразитную тиристорную р-п-р-н-сгрукгуру.
Теперь нам необходимо вспомнить, что в полевых транзисторах не
последнюю роль играет эффект Миллера. Мы уже выяснили, что если
транзистор коммутируется слишком быстро, а сопротивление цепи
управления велико, напряжение на затворе может «подскакивать» на
значительную (и даже опасную) величину. Затвор, присоединенный к
выходу драйвера, прикладывает это наведенное напряжение к тири-
сторной р-п-р-п-структуре. Если приложенное напряжение окажется
выше напряжения питания управляющего каскада всего-навсего на
0,3 В (величина напряжения «база—эмиттер» биполярного транзистора
в открытом состоянии), наступает эффект «опрокидывания» паразит-
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
Рис. 2.3.7. Реальная структура выходного каскада драйверной микросхемы
ной тиристорной структуры, вывод питания замыкается на «общий»
схемы. Защелка не может восстановиться автоматически, пока не будет
снято питание с микросхемы, и выходной каскад драйвера выгорает. Та
же самая ситуация может возникнуть, если на выход драйвера будет на-
ведено напряжение, на 0,3 В ниже потенциала «общего» схемы, как по-
казано на рис. 2.3.8. Величина «затекающего» на выход драйвера тока
определяется скоростью переключения транзистора — чем скорость
больше, тем и ток больше. Максимальное значение «затекающего»
тока, при котором драйвер работает устойчиво, для разных микросхем
управления может быть разным. Для микросхем серии 1RS этот наве-
денный ток не должен превышать 0,5 А. Повысить устойчивость мик-
росхем управления к защелкиванию от наведенных токов можно двумя
способами, и оба они связаны с ограничением скорости переключения
транзисторов. Первый способ заключается в применении снаббера
(специальной цепочки пассивных компонентов, замедляющей дина-
мические процессы переключения) Второй — в установке между
Рис. 2.3.8. К пояснению защелкивания выходного каскада драйвера
от «затекающих токов»
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
179
управляющим выводом драйвера и затвором ключевого транзистора
небольшого сопротивления, ограничивающего наведенный ток. В этом
случае наводимый ток будет замыкаться через емкости Cgd и не «за-
текая» в микросхему управления. Величина резистора не должна
быть слишком большой, чтобы делитель напряжения, образованный
указанными емкостями, не способствовал самопроизвольному откры-
тию силового транзистора. В фирменной документации на драйверные
микросхемы серии IRS указывается максимальный ток, который мо-
жет «выдать» на управляющий вывод конкретный тип микросхемы.
Если при выборе резистора микросхему использовать по току не более
чем на 70—80 % от максимального значения тока, то в большинстве
случаев эффект защелкивания проявляться не будет.
Второй причиной, которая может привести к защелкиванию драй-
вера, обычно является плохая разводка печатных проводников
(рис. 2.3.9). Рассмотрим пример неудачной и удачной разводки. На
рис. 2.3.9, а показано нижнее плечо полумостового каскада. Общий
вывод микросхемы управления подключен не непосредственно к исто-
ку силового транзистора, а так, что ток управления и силовой ток про-
текают по одному проводнику. Любой проводник, как мы знаем, обла-
дает паразитной индуктивностью (в данном случае обозначим ее как
£лар). При достаточно быстром изменении падения напряжения на
транзисторе (£/л) во времени, скачок напряжения на паразитной ин-
дуктивности может «завернуть» точку «А» схемы выше напряжения
питания микросхемы управления, типичное значение которого со-
Рис. 2.3.9. Примеры неудачной (а) и удачной (б) топологии печатной платы
180 2.3. Драй веры для управления силовыми элементами
ставляет 15 В. Это, как мы уже знаем, может привести к защелкива-
нию выходной структуры драйвера.
К счастью, паразитные транзисторы в выходном каскаде драйвер-
ной микросхемы обладают очень плохими частотными свойствами, по-
этому, если энергия импульсного броска невелика (амплитуда импульса
может быть большой при условии малости его длительности), защелки-
вание может и не произойти — паразитная тиристорная структура про-
сто не успеет отреагировать на такой импульс. Опытным путем установ-
лено, что при длительности наведенного импульса до 1 мкс вероятность
защелкивания весьма мала.
Обезопасить свою разработку от защелкивания, вызванного пло-
хим монтажом, возможно. Для этого необходимо разрабатывать топо-
логию печати по следующему правилу: вывод «общий» микросхемы
управления должен быть непосред ственно присоединен к истоку мощ-
ного ключевого транзистора, а затем эта точка присоединяется к отри-
цательной клемме сетевого блокировочного конденсатора сглаживаю-
щего фильтра (рис. 2.3.9, б).
А теперь мы поговорим о бутстрепном методе управления силовыми
ключами, реализованном в большинстве драйверных микросхем фирмы
«International Rectifier». Поможет нам в этом рис. 2.3.10. Итак, заряд, на-
капливаемый в бутстрепном конденсаторе Cj, имитирует «плавающий»
источникпитания, который обеспечивает энергией ту половину драйве-
ра, которая относится к «верхнему» плечу силового транзистора. По-
скольку драйвер построен на полевых элементах, суммарная мощность,
расходуемая на управление, незначительна и может быть быстро попол-
нена из источника пптания. В динамическом режиме работы «плаваю-
щий» источник заменяется конденсатором соответствующей емкости,
подзаряжающимся от источника питания драйвера.
Когда транзистор «нижнего» плеча проводит ток, исток транзистора
«верхнего» плеча оказывается замкнутым на «общий» провод, и бутст-
репныйдиод КД, открываясь, заряжает кон денсатор Сь(рис. 2.3.11, а).
Рис. 2.3.10. К расчету номиналов бутстрепного каскада
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами 181
Рис. 2.3.11. Пояснение работы бутстрепного каскада
Далее, когда транзистор «нижнего» плеча закрывается и начинает от-
крываться транзистор «верхнего» плеча, диод оказывается подпер-
тым потенциалом питания силовой схемы, и схема управления «верх-
ним» плечом питается исключительно разрядным током конденсатора
Сь (рис. 2.3.11 б). Таким образом, бутстрепный конденсатор постоянно
«гуляет» между «общим» схемы и проводником силового питания Uin.
Величина бутстрепной емкости должна быть выбрана расчетным
путем. Слишком маленькая емкость может разрядиться раньше време-
ни и закрыть транзистор «верхнего» плеча. Слишком большая емкость
может не успевать заряжаться. Основные факторы, влияющие на разряд
бутстрепной емкости: величина заряда затвора силового транзистора
Q, ток потребления выходного каскада драйвера в статическом режиме
I циклическое изменение заряда драйвера Qh (составляет 5 нКл для
600-вольтовых драйверов и 20 нКл для 1200-вольтовых), ток утечки за-
твора 1' ток утечки Icbs бутстрепного конденсатора Сь. Минимальный
заряд бутстрепного конденсатора определяется из выражения:
0,=20,+^ + И, + -^Ч--^. (23.1)
Разработчики рекомендуют применять в бутстрепных схемах кон-
денсаторы с возможно малым током утечки (идеальный вариант —
танталовые конденсаторы). Кроме того, величина тока утечки затвора
мала, поэтому перечисленные факторы учитывать нет смысла — их
вклад минимален. С учетом выражения (2.3.1) мы можем записать рас-
четную формулу для определения емкости бутстрепного конденсатора:
(23.2)
где и„. — напряжение питания схемы управления;
Uf — падение напряжения на бутстрепной диоде (типовое значе-
ние — 0,8... 1,0 В);
/— частота коммутации.
182 2.3. Драй веры для управления силовыми элементами
Полученное значение бутстрепной емкости является минималь-
ным. Чтобы минимизировать риск от ненадежной работы схемы, раз-
работчики рекомендуют умножить полученный результат на коэффи-
циент 10...15.
Бутстрепный диод должен выдерживать обратное напряжение не
менее, чем (Uin + t(x). Кроме того, он должен иметь возможно мень-
ший обратный ток и хорошие характеристики обратного восстановле-
ния. Рекомендуемое время обратного восстановления бутстрепного
диода не должно превышать 100 нс.
Обратимся теперь к другим зарубежным фирмам, выпускающим
драйверные микросхемы для построения преобразовательной техники
небольшой мощности. Фирма «ONSemiconductor» [28] представлена
на рынке силовой электроники линейкой драйверов в интегральном
Рис. 2.3.12. Структурная схема драйвера МС33153
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
183
исполнении. По мнению автора книги, наиболее интересными типо-
номиналами из этого ряда являются МС33153 (одиночный драйвер
1GBT транзистора) и МС33152 (высокоскоростной сдвоенный драйвер
транзисторов MOSFET). Рассмотрим их подробнее.
Структурная схема драйвера одиночного 1GBT транзистора (single
IGBTgate driver) типа MC33153 приведена нарис. 2.3.12. Микросхема
выпускается в 8-выводном корпусе типа D1P-8 или SO1C-8, обеспе-
чивая ток управления транзистором при его открывании 1 А, а при
закрывании — 2 А. Номинальное напряжение питания — 15 В. За-
держка выходного управляющего сигнала при переходе его из низкого
состояния в высокое и обратно — 300 нс.
Управляющий вход микросхемы — вывод 4, схема выходного кас-
када драйвера подключена к выводу 5. Кроме этого, в составе драйвера
имеется ряд устройств, обеспечивающих защиту силового транзистора
от аварийных режимов. Во-первых, это устройство токовой зашиты
(вывод 1 — current sense input, вывод 2 — kelvin GND). Во-вторых, —
устройство контроля состояния насыщения транзистора (вывод 8 —
fault blanking/desaturation input). Предусмотрен также выходной сигнал,
с помощью которого можно определить возникновение аварийного со-
стояния силового транзистора и вывести его на устройство сигнализа-
ции или диагностики (вывод 7 — fault output). Встроенное устройство
контроля напряжения питания (underground lockout) отключает драй-
вер при снижении напряжения питания ниже 11В.
На рис. 2.3.13 показан вариант применения драйвера с использова-
нием функции контроля насыщения IGBT транзистора в открытом со-
стоянии. В целях обеспечения помехоустойчивости в схему введен кон-
денсатор СЫапк небольшой емкости. Вывод управления и днагностиче-
Рис. 2.3.13. Использование сигнала «fault blanking»
184 2.3. Драй веры для управления силовыми элементами
Рис. 2.3.14. Использование сигнала «current sense»
скии вывод гальванически развязаны со схемой драйвера оптронными
схемами.
Тем не менее, более точным методом диагностирования токовой
перегрузки IGBT транзистора является использование «кельвин-вы-
вода». К сожалению, далеко не все силовые приборы имеют такой до-
полнительный диагностический вывод (мы об этом говорили). Цепь
Рис. 2.3.15. Структурная схема драйвера МС33152
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
185
передачи токового сигнала в данном случае — это резистивный шунт
и сглаживающий RC-фильтр.
Вторая интересная драйверная микросхема, выпускаемая фирмой
«ONSemiconductor», — МС33152. Ее структурная схема приведена на
рис. 2.3.15. Два идентичных канала драйвера обеспечивают ток управ-
ления силовыми транзисторами до 1,5 А. задержка управляющего сиг-
нала при переключении составляет 120 нс. К сожалению, данная мик-
росхема имеет отраниченные сервисные защитные функции, отсле-
живая только напряжение питания.
На рис. 2.3.16 показан вариант применения драйвера МС33152 со-
вместно с известной микросхемой ШИМ-контроллера типа TL494
(TL594) для построения пуш-пульного двухтактного высокочастотно-
го преобразователя.
Второй метод обеспечения гальванической развязки сигналов
управления «верхнего» и «нижнего» плечей полумостовых силовьтх
схем — оптический. Этот метод не слишком подходит для управления
высокочастотными силовыми схемами на основе транзисторов
MOSFET с частотами преобразования 100 кГц и выше, но с успехом
Рис. 2.3.16. Вариант использования драйвера МС33152
186 2.3. Драй веры для управления силовыми элементами
применяется на частотах 10...50 кГц, то есть при использовании в ка-
честве ключевых силовых элементов транзисторов IGBT. Идея метода
достаточно очевидна: входной управляющий ШИМ-сигнал модулиру-
ет ток светодиода оптопары, а выходной элемент формирует входной
сигнал драйвера, который питается от собственного источника, галь-
ванически развязанного с управляющей схемой преобразователя
(рис. 2.3.17).
развяэ<а
Рис. 2.3.17. Принцип опторазвязки
Метод опторазвязки очень удобен с точки зрения организации «сиг-
нального» и «силового» общих проводников схемы, поскольку «сиг-
нальный» общий провод можно полностью гальванически отделить от
«силового» общего проводника, а значит, выполнить полную развязку
силовой части статического преобразователя и силовой схемы. Таким
образом, исключается «затекание» силовых токов в цепи управляющих
сигналов малой мощности. К сожалению, опторазвязки вносят значи-
тельные временные задержки в транслируемые сигналы, поэтому далеко
не все выпускаемые промышленностью оптроны общего применения
подойдут для организации такого способа управления силовыми эле-
ментами преобразовательной техники.
Для построения драйверов с оптической гальванической развяз-
кой желательно применить специально разработанные комбиниро-
ванные драйверы, в составе которых имеются, во-первых, согласован-
ные по временным параметрам оптопары, а во-вторых, выходные кас-
кады, которые могут подключаться непосредственно к затворам 1GBT
транзисторов через токоограничительные резисторы.
Примером удачного драйвера с опторазвязкой может служить мик-
росхема HCPL-3120, выпускаемая фирмой «Agilent technologies» [29], и
рядом других зарубежных фирм (например, драйверы типа PS9552,
PS9552L1, PS9552L2, PS9552L3 фирмы «NEC»). Близкими аналога-
ми этой микросхемы являются HCPL-J312 и HCNW-3120, незначи-
тельно отличающиеся по своим электрическим характеристикам от
HCPL-3120.
Внутренняя структура микросхемы HCPL-3120 показана на
рис. 2.3.18. Со стороны подачи управляющего сигнала имеется светоди-
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
187
Рис. 2.3.18. Структура микросхемы HCPL-3120
од, а со стороны собственно узла драйвера — фотодиод. Выходной кас-
кад драйвера оснащен тотемным транзисторным каскадом, в котором
верхнее плечо образует биполярный транзистор, а нижнее — полевой.
Микросхема обеспечивает пиковый ток управления затворами транзи-
сторов 2 А (в режиме установки высокого и низкого уровня сигналов),
что позволяет в ряде случаев использовать ее без дополнительных уси-
лительных каскадов. Питание драйвера находится в диапазоне от 15 до
30 В. Немаловажным параметром также является напряжение гальва-
нической развязки оптопары. В данном случае оно составляет не менее
2500 В, что позволяет использовать микросхему при проектировании
статических преобразователей, питаемых от трехфазной сети 3x380 В
50 Гц. К слову, напряжение гальванической развязки HCPL-J312 со-
ставляет 3700 В, а для HCNW-3120 — все 5000 В.
Обратим внимание на временные параметры драйвера с оптораз-
вязкой. На рис. 2.3.19 показана типовая временная диаграмма, иллю-
стрирующая сигнальные задержки при прохождении управляющего
сигнала.
Согласно документации производителя, оценка осуществляется
при подаче управляющего прямоугольного сигнала частотой 10 кГц с
50-процентной скважностью при изменении тока светодиода от 7 до
16 мА. Затвор транзистора имитируется RC-пепью с эквивалентной ем-
Рис. 2.3.19. Оценка временных параметров HCPL-3120
188 2.3. Драй веры для управления силовыми элементами
костью 10 нФ и затворным резистором 10 Ом. При этом время задержки
включения Ц,и) составляет 0,3 мкс, время нарастания (/,) — 0,1 мкс, вре-
мя спада (/у) — 0,1 мкс, время задержки Ц,ы) — 0,5 мкс. Следует отме-
тить, что задержки сопоставимы с аналогичными параметрами IGBT
транзисторов.
Другой широко распространенный вариант драйвера с оптической
развязкой — микросхема TLP250, производимая фирмой «Toshiba»
[30], (рис. 2.3.20)
Рис. 2.3.20. Структура микросхемы TLP250
Основные технические параметры микросхемы: питание — 10...
...35 В, выходной ток управления — 1,5 А, напряжение изоляции оп-
топары — 2500 В, время включения/выключения — 0,5 мкс.
В ряде случаев разработчик вынужден при проектировании ориен-
тироваться только на отечественную элементную базу, и в этом случае
он столкнется практически с полным отсутствием интегральных драй-
веров. Тем не менее, ОАО «Протон» [31] все же разработало и выпусти-
ло на рынок один-единственный интегральный драйвер типа 5П122А,
который по своей цоколевке соответствует TLP250. Правда, по элек-
трическим параметрам у отечественного драйвера дело обстоит значи-
тельно хуже — выходной ток управления у него всего 200 мА, а напря-
жение питания — не более 20 В. Будем надеяться, что в ближайшем бу-
дущем номенклатура отечественных драйверов с опторазвязкой будет
расширена.
А теперь мы поговорггм о .драйверах, предназначенных для управ-
ления мощными статическими преобразователями, построенными на
дискретных элементах, но с применением вышеназванных драйвер-
ных микросхем. К слову, при разработке автором схем статических
преобразователей с выходной мощностью 6 и 12 кВт, было принято
решение применить драйверы, составленные из дискретных элемен-
тов, поскольку на момент разработки в наличии не оказалось подхо-
дящих драйверов в интегральном исполнении. На рис. 2.3.21 показана
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами 189
электрическая принципиальная схема драйвера, используемого в со-
ставе преобразователя трехфазного сетевого напряжения 380 В 50 Гц в
напряжение трехфазного вида 220 В 400 Гц с выходной мощностью
6 кВт.
Основой схемы служит оптоэлектронный драйвер D2 типа
HCPL-3120, обеспечивающий гальваническую развязку схемы управле-
ния от силовой схемы. В целях реализации гальванической развязки
питания драйвера установлен модульный DC/DC преобразователь D1 с
входным номинальным напряжением 15 В и выходным напряжением
24 В. Разработчикам, которые захотят использовать схему в своих про-
ектах, необходимо учесть, что указанный на рис. 2.3.21 модульный
DC/DC преобразователь обеспечивает электрическую прочность изо-
ляции между входом и выходом не менее 1500 В по переменному напря-
жению частоты 50 Гц и не менее 3500 В по постоянному напряжению.
В условиях работы преобразователя DC/DC в составе реального прибо-
ра между входом и выходом этого источника гарантированно будет при-
сутствовать напряжение 540 В (выпрямленное напряжение трехфазной
сети 380 В 50 Гц), а если принять во внимание возможные коммутаци-
онные выбросы напряжения на паразитных индуктивностях, то и все
1000 в.
D1
Рис. 2.3.21. Первый вариант драйвера на дискретных элементах
Стабилитрон VD1 формирует отрицательное напряжение минус
5 В, «подпирающее» затвор IGBT транзистора в закрытом состоянии.
Резистор R2 задает ток перезарядки затвора, резистор R3 снижает им-
педанс затвора и предотвращает самопроизвольное открытие IGBT
прибора в моменты коммутации.
Описываемый драйвер сопрягается с IGBT сборкой типа
GA125TS120LL Конструктивно он представляет собой печатную плату
с лепестками «под пайку», с размерами 70 х 70 х 25 мм.
Осциллограмма выходного напряжения драйвера при работе преоб-
разователя на реальную номинальную активно-индуктивную нагрузку
190 2.3. Драй веры для управления силовыми элементами
(трехфазные высокоскоростные вентиляторы) приведена на рис. 2.3.22.
Частота управляющего ШИМ-сигнала выбрана равной 10 кГц.
Рис. 2.3.22. Осциллограмма выходных сигналов драйвера
Фиксируется хорошая крутизна фронтов и малая величина выбро-
сов напряжения, возникающих вследствие прохождения силовых
коммутационных процессов, что свидетельствует о достаточно высо-
ком качестве функционирования драйвера и обеспечении им основ-
ной функции управления.
Теперь настало время влить ложку дегтя в бочку меда, то есть рас-
сказать о недостатках такого драйвера. Во-первых, его габаритные раз-
меры оказались достаточно большими: для комплектования преобразо-
вателя, имеющего в своем составе трехфазный управляемый мост, не-
обходимо шесть таких драйверных плат (по две на управление каждым
1GBT модулем). Все бы ничего, но когда плата сопоставима по габарит-
ным размерам с самим IGBT модулем, это обстоятельство в значитель-
ной степени осложняет компоновку силового инвертора, сокращает
возможности доступа к отдельным узлам для регулировки, ремонта
и т. д. Во-вторых, описываемый драйвер не имеет никаких функцио-
нальных узлов защиты от возникновения аварийных режимов, а значит,
силовую схему преобразователя придется «нагружать» дополнительны-
ми датчиками, обнаруживающими перегрузку, короткое замыкания,
выход силовых транзисторов из состояния насыщения. Кроме этого,
сигналы датчиков должны схемотехнически обрабатываться для приня-
тия решений об отключении или о переводе в режим ограничения.
Драйвер, схема которого приведена на рис. 2.3.23, имеет два иден-
тичных гальванически развязанных канала. Питание каналов осуще-
ствляется высокочастотным преобразователем прямоходового типа на
основе микросхемы D7. На элементах D1...D4 построен монитор для
схемы защиты от провалов питающего напряжения. Зачем он нужен?
Дело в том, что IGBT транзистор, как и любой другой транзистор би-
полярного типа, может переходить из области насыщения в активную
область работы, что ведет к значительному повышению рассеяния те-
пла на нем и, как следствие, выходу из строя. Работающий в условиях
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
191
Рис. 2.3.23. Второй вариант драйвера на дискретных элементах
стабильного питающего напряжения преобразователь однозначно
обеспечит ключевой режим коммутации, а вот при кратковременных
провалах сетевого напряжения (особенно при питании его схем
управления от быстро сбрасывающих выходное напряжение высоко-
частотных источников напряжения собственных нужд) легко может
наступить отказ. Введенный в схему драйвера монитор отслеживает
напряжение его питания и вырабатывает сигнал отключения при сни-
жении этого напряжения ниже опасного уровня.
Описываемый здесь драйвер осуществляет управление К jВТ сбор-
ками полумостового типа CM200DY-24A (производитель — фирма
«Mitsubishi electric»), обладающими достаточно большой входной ем-
костью затвора, поэтому потребовалось умощнить выход драйвера
транзисторными усилителями тока на элементах VT1 ...VT4. Таким об-
разом, схемотехнически удалось обеспечить импульсный ток управле-
ния не ниже 5 А.
Конструктивно драйвер размещен на плате с размерами
80 х 80 мм, что говорит о почти двукратном сокращении габаритов по
сравнению с ранее описанным вариантом (см. рис. 2.3.21). К сожале-
нию, в этом случае также просматривается ряд недостатков как схемо-
технического, так и технологического характера. Главный технологи-
192
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
ческий недостаток вызван необходимостью использования трансфор-
матора Т1 собственного изготовления. Трансформатор разработан в
малогабаритном исполнении, магнитопроводом служит ферритовый
сердечник броневого типа. Как было уже сказано ранее, межобмоточ-
ная изоляция трансформатора должна обеспечивать стойкость к испы-
тательному напряжению не менее 1500 В, что реализовать достаточно
сложно, если изготовитель лишен возможности выполнить качествен-
ную вакуумную пропитку трансформаторной катушки.
Рассмотрим теперь схемотехнические недостатки. Они выражают-
ся в отсутствии отдельных полезных защитных функций, которыми
ведущие мировые производители «натружают» свои драйверы, исходя
из опыта эксплуатации силовой техники. Для пояснения обратимся к
рис. 2.3.24. Как показывает практика, более эффективный вариант
управления IGBT транзисторами заключается в раздельном задании
токов заряда и разряда входных затворных емкостей. На рис. 2.3.24
токи заряда и разряда задаются резисторами R1 и R2 (для «верхнего»
плеча), а также резисторами R3 и R4 (для «нижнего» плеча). Кроме
того, значительное внимание уделяется контролю величины напряже-
ния насыщения транзисторов. Схемотехнически эта часть имеет элек-
трические связи «контроль 1» и «контроль 2», подключающие коллек-
торы транзисторов к драйверным узлам контроля. Оправдана ли эта
идея? Несомненно, и вот почему. Разработчикам силовой техники хо-
рошо известно, что достаточно трудно обеспечить незамедлительное
аварийное отключение силовой части преобразователя при возникно-
вении токовой перегрузки. Классический метод контроля основан на
применении датчика тока на основе эффекта Холла (датчика Холла)
или резистивных шунтов, сигнал с которых обрабатывается электрон-
ной схемой защиты. Но, как показала мировая практика, в качестве
такого датчика можно использовать непосредственно силовой переход
«коллектор—эмиттер» 1GBT транзистора, отслеживая величину на-
пряжения насыщения на нем (мы об этом уже говорили).
Рис. 2.3.24. Структура драйвера с дополнительными функциями
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами 193
В полумостовых преобразовательных схемах необходимо также
принимать специальные меры по предотвращению возникновения
«сквозных» токов вследствие одновременного открытия транзисторов
«верхнего» и «нижнего» плеча. Эта функция в составе интегральных
драйверов также легко реализуема, причем величину «мертвого време-
ни» (паузы между моментами коммутации VT1 и VT2) можно регулиро-
вать с помощью внешних элементов (резисторов или конденсаторов).
На отечественном рынке электронных компонентов сегодня в дос-
таточном количестве присутствует широкая номенклатура импортных
интетралъных драйверов, обеспечивающих все перечисленные выше
функция, и даже некоторые другие второстепенного свойства, о кото-
рых мы здесь просто не упоминаем. Учитывая это, производители пре-
образовательной техники общепромышленного исполнения не тратят
попусту времени на разработку уникальных драйверов, а просто поку-
пают готовые. Но разработчикам специальной техники, особенно тем,
кто работает в рамках госзаказов, жить в данном изобилии ничуть не
легче: спецтехника традиционно должна содержать только отечествен-
ную комплектацию, изготовленную для работы в жестких условиях
(например, с приемкой «5»), Почему не легче — объясняется просто:
одних принципиально-важных отечественных элементов пока не раз-
работано, другие находятся на стадии разработки, и неизвестно, когда
закончится их освоение в серийном производстве. Поэтому в ряде слу-
чаев разработчики спецтехники просто вынуждены использовать эле-
менты общепромышленного исполнения, поставляемые с приемкой
«1» (приемкой ОТК), но фактически — по своим параметрам — удов-
летворяющие жестким условиям эксплуатации. Заметим также, что
отечественные элементы могут быть интересны и производителям
коммерческой электроники с точки зрения сокращения расходов на
приобретение и снижения конечной себестоимости продукции.
Одним из интересных и перспективных шагов на пути интегрирова-
ния силовой элементной базы можно считать появление отечественных
драйверов управления IGBT транзисторами и транзисторными сборка-
ми. Технические характеристики поставляемых драйверов находятся на
уровне (а в чем-то даже и превосходят) лучших зарубежных разработок
аналогичного плана. О зарубежных драйверах мы будем говорить в этом
разделе чуть ниже, а сейчас расскажем об отечественной продукции, и в
частности, о модульных интетралъных драйверах, серийно изготавли-
ваемых ЗАО «Электрум АВ» [22] (г. Орел). Номенклатура драйверов,
производимых этой фирмой, чрезвычайно широка: выпускаются драй-
веры управления одиночными силовыми ключами, драйверы управле-
ния полумостами, в бескорпусном исполнении (в виде печатной платы)
и в защитных корпусах с размерами не более 60 х 46 х 12,5 мм, оснащен-
ные широким набором сервисных функций, со встроенными DC/DC
преобразователями и без них (с обеспечением их внешнего подключе-
194 2.3. Драй веры для управления силовыми элементами
ния). Фирмой также выпускаются драйверы IG ВТ с гальванической раз-
вязкой цепи управления и питания, с рабочим напряжением до 4500 В и
рабочими токами силовых цепей ключевых приборов до 2000А, с часто-
тами коммутации до 100 кГц. В составе этих драйверов можно встретить
следующие сервисные узлы, выполняющие защитные функции:
• контроль напряжения насыщения «коллектор—эмиттер» сило-
вых транзисторов;
• регулировка порога отключения по напряжению насыщения
«коллектор—эмиттер»;
• регулировка длительности запрета контроля напряжения насы-
щения на время активного состояния управляемого транзистора
в диапазоне от 2,8 до 100 мкс;
• гарантированный запрет контроля напряжения насыщения
управляемого транзистора при нахождении его в активной фазе
(при переключениях) на минимальное время 1 мкс;
• регулировка времени переключения силового транзистора;
• номинальный контроль внутренних питающих напряжений (мо-
ниторинг питания);
• блокировка управления при возникновении аварийного режима;
• автосброс схемы управления по управляющему сигналу;
• наличие инверсных и прямых входов управления драйверами;
• плавное аварийное отключение управляемого транзистора за
время 7 мкс;
• блокировка одновременного включения транзисторов «верхне-
го» и «нижнего» плеч полумоста;
• встроенные DC/DC преобразователи;
• регулировка величины «мертвого времени»;
• управление с помошью сигналов стандартных уровней ТТЛ/
КМОП;
• внешняя сигнализация о возникновении аварийного режима;
• раздельное задание токов управления затворами силовых тран-
зисторов в фазах включения и отключения.
Конечно, обо всех исполнениях драйверов в этой книге мы пого-
ворить не сможем, поэтому рассмотрим технические характеристики
и устройство некоторых типономиналов в защитных корпусах. Внеш-
ний вид драйверов показан на рис. 2.3.25, а типовая структурная схе-
ма приведена на рис. 2.3.26.
В составе драйверов имеются следующие основные схемные узлы:
схема согласования уровней управляющих сигналов, схема управле-
ния затворахпг транзисторов, схема питания. Соответственно, по при-
знаку назначения выводы драйвера можно скомпоновать в функцио-
нальные группы:
• входы управления переключением («вхР», «вх2+», «вх1~»,
«вх2“») — принимают от схемы управления статическим преоб-
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
195
Рис. 2.3.25. Внешний вид драйверов, производимых ЗАО «Электрум АВ»
Рис. 2.3.26. Типовая структурная схема драйверов ЗАО «Электрум АВ»
196 2-3- Драй веры для управления силовыми элементами
разователем модулированные ШИМ-сигналы; подача может
осуществляться как в прямом виде (входы со значком «+»), так и
в инвертированном вцце (входы со знаком «-»);
• вход принудительной блокировки управления переключением
(«БЛОК»);
• статусные выходы аварии управляемых транзисторов «верхнего»
и «нижнего» плеча («СП», «СТ2»);
• выходы управления затворами транзисторов «верхнего» и «ниж-
него» плеча по высокому и низкому уровню («ВыхГ», «ВыхГ»,
«Вых2т», «Вых2 »);
• входы настройки времени переключения каналов драйвера
(«Сз1», «Сз2»);
• входы контроля напряжения насыщения силовых транзисторов с
настройкой порога и времени блокировки каналов («ИКнастр1»,
«ИКнастр2»);
• выходы встроенных источников питания каналов силовой части
драйвера («'Епит1», «~Епит1», «гЕпит2», « Епит2»);
• входы питания интерфейсной (входной) части схемы («Спит»,
«Общий»).
На взглдц автора, наибольший интерес для применения в конкрет-
ных разработках преобразовательной техники представляют драйверы
серии МД2ХХП-Б, поскольку они выполнены в защитном корпусе, а
также имеют наиболее оптимальный набор сервисных функций:
• контроль напряжения насыщения силового транзистора;
• запрет контроля напряжения насыщения на время переключения;
• контроль снижения напряжения питания ниже 11В;
• блокировка управления при возникновении аварийной ситу-
ации;
• наличие входов раздельного управления «верхним» и «нижним»
плечом полумоста;
• наличие собственного источника питания гальванически развя-
занных цепей;
• плавное аварийное отключение силовых транзисторов.
Структурная схема драйвера серии МД2ХХП-Б показана на
рис. 2.3.27.
Входной сигнал управления поступает на выводы 4 и 8 драйвера,
обозначенные на структурной схеме как «Управление 1» и «Управле-
ние 2». Обратите внимание: драйвер не имеет инвертированных управ-
ляющих входов, а «возвратным» общим проводником служит вывод 9.
Выводы 2 и 3 отведены под питание схемы. К выводам 14, 15, 16, 17,
18, 19 подключаются внешние емкости, которые выполняют функцию
сглаживающих для внутренних источников питания. Управление за-
творами IGBT транзисторов — раздельное. К выводам 12 и 21 драйве-
ра подключаются резисторы, ограничивающие ток открытая затворов,
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
197
Рис. 2.3.27. Структура драйверов серии МД2ХХП-Б
198 2.3. Драй веры для управления силовыми элементами
а к выводам 13 и 20 — резисторы, ограничивающие токи закрытия.
Контроль насыщения силовых транзисторов выполняется через выво-
ды 10 и 23. К выводам 11 и 22 подключаются конденсаторы, задающие
время блокировки контроля насыщения транзисторов. С помощью ре-
зисторов, подключаемых к выводам 5 и 7, осуществляется настройка
величины «мертвого времени» между переключениями транзисторов.
Вывод 6 — сигнализация о возникновении аварийного состояния.
В цепи контроля насыщения силовых транзисторов могут вклю-
чаться диоды VD1, VD2 (или последовательно включаемые цепочки
диодов), которые снижают пороговое напряжение контроля в соот-
ветствии с формулой:
£/ис=5,9 0,6-я, (2.3.3)
где Um — порог напряжения насыщения;
я — количество последовательно включенных диодов.
Диоды должны использоваться с обратным напряжением не ниже
1000 В и временем обратного восстановления не более 100 нс, напри-
мер, типа UF4006.
Настройка «мертвого времени» осуществляется резисторами Rut
и /^2, номиналы которых можно рассчитать из соотношения для ве-
личины «мертвого времени»
^=(2,0...2,7)4-/^, (2.3.4)
где R^ — сопротивление соответствующего резистора.
В формулу (2.3.4) номинал резистора Rtd нужно подставлять в
кОм, тогда величина «мертвого времени* tId будет вычислена в мкс.
Еще один настраиваемый параметр драйвера — время задержки
срабатывания зашиты, которое может быть отрегулировано величи-
ной конденсатора Стс. Рассчитать время задержки срабатывания за-
щиты можно по формуле:
^=0,028.(100-^). (2.3.5)
Подстановка величины Стс осуществляется в пФ, тогда время за-
держки t„c получится в мкс. Минимальное значение Сгаг для данного
типа драйвера составляет 100 пФ.
Каким образом «работает» схема контроля напряжения насыще-
ния открытого транзистора? Идея здесь достаточно простая: в случае
возникновения короткого замыкания (КЗ) или перегрузки в силовой
цепи напряжение на открытом транзисторе резко возрастает, что и
отслеживается соответствующей схемой контроля (выводы 10 и 23),
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
запирающей силовой транзистор. Диаграммы работы схемы контроля
напряжения насыщения приведены на рис. 2.3.28. Обратите внима-
ние: снижение напряжения на затворе выполняется не мгновенно, а
плавно — в целях исключения скачка напряжения на затворе от наве-
денных токов коллекторной цепи.
Рис. 2.3.28. Диаграмма работы схемы контроля насыщения
Основные электрические данные драйвера следующие:
• диапазон напряжения питания — 13,5—16,5 В;
• устойчивость к испытательному напряжению изоляции —
4000 В;
• импульсный ток управления силовыми транзисторами (в зави-
симости от исполнения) — 1,5 А; 5,0 А; 8,0 А;
• ток потребления по питанию — не более 200 мА;
• рабочий диапазон температур — минус 40...+100 "С.
На рис. 2.3.29 приведена рекомендуемая электрическая схема на
основе данного драйвера, которая была опробована в процессе автор-
ских разработок преобразователя с номинальной выходной мощно-
стью 12 кВт.
Напряжение 15 В, питающее драйвер, поступает на контакты 1—
2 платы. Управление осуществляется сигналами с контактов 3—4 относи-
тельно «общего» сигнального контакта 5. На контакты 6—7 выведен сиг-
нал «авария» в виде замыкаемого «сухого» контакта твердотельного реле,
который транслируется на схему управления статическим преобразовате-
лем. Контакты 8—9—10 предназначены для управления 1GBT транзисто-
ром «верхнего» плеча полумоста, а контакты 11—12—13 —для управления
«нижним» 1GBT транзистором полумоста. Конденсаторы С1...С5 — бло-
кировочные по питанию, а конденсаторы С6, С7 устанавливают время за-
прета контроля напряжения насыщения силовых транзисторов. Резисто-
ры Rl, R2 задают «мертвое» время, которое в данном случае установлено
200
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
Рис. 2.3.29. Принципиальная схема драйвера на основе модуля МД250П-Б
равным 5 мкс. Резисторы R4... R7 — затворные. Диоды VD1... VD4 снижа-
ют величину контролируемого напряжения насыщения.
В результате использования драйвера МД250П-Б вместо схем, по-
строенных на дискретных элементах, удалось существенно (почти в
два раза) уменьшить конструктивную высоту узла в сборе, отказаться
от трудоемких операций по намотке трансформаторов, повысить на-
дежность преобразователей и в более полной мере оснастить разраба-
тываемые приборы средствами защиты от аварийных режимов.
Чуть выше мы говорили о том, что отечественные драйверы, пред-
назначенные для работы в составе специальной техники, просто-на-
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами 201
просто отсутствуют, что ставит ее разработчиков в весьма невыгодное
положение по сравнению с разработчиками техники общепромыш-
ленного применения. И, тем не менее, работы в данном направлении
специалистами ЗАО «Электрум АВ» ведутся: практически закончена
разработка интетрального многокристального быстродействующего
модуля с гальванической развязкой, предназначенного для управле-
ния и защиты транзисторами MOSFET и IGBT с предельно-допусти-
мыми напряжениями между силовыми выводами до 1700 В. В составе
этого драйвера (проектная маркировка — 2005ХХ1) имеются узлы за-
щиты от перегрузок, КЗ и недостаточного уровня напряжения на за-
творах, а в случае срабатывания защиты обеспечивается «мягкое» от-
ключение силовых транзисторов. Этот драйвер не имеет встроенных
источников питания цепей с гальванической развязкой, что заставля-
ет разработчика предусмотреть такие источники в своей схеме. Ко-
нечно, данное обстоятельство увеличит общие габариты драйвера, но
поскольку для спецтехники пока более ничего лучшего не разрабаты-
вается, придется смириться с этим обстоятельством.
Следующим интересным шагом на пути внедрения принципов
интегрального исполнения силовой техники становится отказ от тра-
диционных IGBT (MOSFET) транзисторов в пользу интеллектуаль-
ных модулей большой степени интеграции, в которые уже встроены
драйверы со всеми необходимыми защитными функциями, а их ха-
рактеристики согласованы наилучшим образом. Такие компоненты
уже имеются в номенклатуре «Электрум АВ». Сейчас мы и обратимся
к таким компонентам, раскроем подробнее их устройство.
Силовые модули MI3 являются комбинированными силовыми
приборами и предназначены, во-первых, для преобразования перемен-
ного однофазного или трехфазного напряжения в постоянное напряже-
ние питания силовых цепей IGBT транзисторов, и, во-вторых, собст-
венно для управления приводных систем на основе электродвигателей
различных типов: постоянного тока, коллекторных, вентильных, вен-
тильно-индукторных, асинхронных. Дополнительно в составе модулей
имеются встроенная схема драйверов затворов транзисторов, схема
контроля тока силовой цепи, схема защиты от короткого замыкания в
силовой цепи, схема защиты от перегрева (на основе встроенного тер-
модатчика), схема защиты от одновременного включения транзисторов
верхнего и нижнего плеча, схема защиты от сквозных токов. В некото-
рых типономиналах модулей имеется также схема контроля зарядного
тока входных конденсаторных цепей, схема контроля напряжения си-
ловой цепи постоянного тока и встроенные элементы защиты от ком-
мутационных перенапряжений (диод с малым временем обратного вос-
становления и транзистор), которые неизбежно возникают в цепях пи-
тания постоянного тока.
202 2.3. Драй веры для управления силовыми элементами
Основные технические характеристики модулей серии М13 (в за-
висимости от исполнения):
• диапазон коммутируемых токов — 10 А; 30 А; 50 А; 100 А;
• диапазон коммутируемых напряжений — 40 В; 60 В; 100 В;
200 В; 400 В; 600 В; 1200 В;
• напряжение изоляции «модуль—корпус» — 3750 В;
• диапазон рабочих температур — минус 40...+85 °C;
• время задержки сигнала при включении —1,4 мкс;
• время задержки сигнала при отключении — 0,7 мкс;
• температура отключения модуля — 120 °C;
• номинальное напряжение питания управляющей части — 15 В;
• управление — логические сигналы 0/5 D/
На рис. 2.3.30 показана структурная схема модуля М1ЗА4, имеющая
в своем составе только трехфазный управляемый мост. На рис. 2.3.31
приведена схема модуля М13А5, в составе которой также имеются ди-
одный мост (выпрямитель сетевого напряжения) и схема ограничения
зарядного тока (дополнительный IGBT транзистор и диод).
Рис. 2.3.30. Структурная схема модуля М13А4
На отечественном рынке можно встретить также предложения драй-
веров от ОАО «Электровыпрямитель» [21], правда, номенклатура га зна-
чительно более скудная, нежели производимых ЗАО «Электрум АВ».
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
Рис. 2.3.31. Структурная схема модуля М13А5
Тем не менее, и эти драйверы используются разработчиками преобра-
зовательной техники достаточно часто, поэтому мы вкратце расска-
жем и о них.
Драйвер ДЖИЦ.301411.125 разработан для управления одиночным
1GBT транзистором с током силовой цепи от 800 до 1200 А и с допус-
тимым напряжением «коллектор—эмиттер» 1200 В. Драйвер, структур-
ная схема которого приведена на рис. 2.3.32, имеет следующие основ-
ные узлы:
• узел защиты от короткого замыкания и перегрузки силовых сбо-
рок с помощью плавного аварийного отключения;
• узел замедления спада тока при выключении (введен в целях за-
щиты от опасных индуктивных выбросов);
• узел защиты затворов 1GBT транзисторов от перенапряжений;
• узел оптической изоляции входных и выходных цепей;
• узел питания внутренней схемы с гальванической развязкой от
цепей управления;
204 2.3. Драй веры для управления силовыми элементами
VDD-O-----
Рис. 2.3.32. Структурная схема драйвера ДЖИЦ.301411.125
• узел сигнализации о возникновении аварийного состояния и об
аварийном отключении;
• узел сигнализации о снижении питания внутренних схем драй-
вера;
• узел индикации уровня выходного напряжения
Драйвер имеет несколько сигнальных входов и выходов. Вход
сброса (RES) аварийного состояния драйвера активизируется низким
уровнем логического сигнала длительностью не менее 2 мкс. Этот
сигнал сбрасывает сигнал аварийного запирания модуля (FL) и разре-
шает управление от входного сигнала силовым транзистором (IN).
Входы VDD и GND предназначены для подключения источника пи-
тания схемы управления. На эти входы подается напряжение 5 В. В то
же время на входы VAC подается меандр частотой 40 кГц и напряже-
нием 40 В для питания выходных цепей драйвера (что, конечно, не
слишком удобно для разработчика, так как нужно включать в состав
схемы преобразователя формирователь этого меандра).
Выходной сигнал VC сигнализирует о состоянии питания выход-
ных цепей драйвера. При снижении напряжения ниже 25 В сигнал
устанавливается в состояние логической единицы. Еще один сигнал
аварийного состояния драйвера — сигнал FL Если спустя промежу-
ток времени 4 мкс после подачи низкого уровня напряжения на вход
1N напряжение между коллектором и эмиттером IGBT транзистора
не принимает значение ниже 5,5 В, то этот сигнал принимает низ-
кий логический уровень. Таким образом, осуществляется контроль
состояния насыщения силового транзистора. Выводы Е, G, С соот-
ветственно подключаются к эмиттеру, затвору и коллектору управ-
ляемого транзистора.
Основные электрические характеристики драйвера ДЖИЦ.301411.125:
• ток включения (отключения) затворов — 7 (14) А;
• выходное напряжение управления затворами — +15/—8 В;
• задержка сигналов управления — 0,3 мкс;
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами 205
• напряжение изоляции мелщу входом и выходом — 2,5 кВ.
Габаритные размеры платы драйвера — 110x60x18 мм. Конст-
руктивно драйвер выполнен таким образом, что позволяет осущест-
вить установку непосредственно на типовой силовой модуль. Один
край платы драйвера крепится непосредственно на силовой модуль, а
второй — к металлическим стойкам.
Функциональная схема драйвера ДЖИЦ.301411.125 (а также и
других драйверов, производимых ОАО «Электровыпрямитель») приве-
дена на рис. 2.3.33.
Рис. 2.3.33. Функциональная схема драйвера
ОАО «Электровьгпрямптель»
Напряжение питания через разъемный соединитель Х2 и транс-
форматор гальванической развязки Т1 поступает на схему выпрямле-
ния RECT1. Схема выпрямления формирует однополярное напряже-
ние 18 В и двуполярное напряжение ±6 В. Компаратор СОМР1 при
номинальных значениях сформированных напряжений поддерживает
низкий уровень сигнала на выходах оптопары F3. При высоком уров-
не сигнала на входе управления IN формируется высокий уровень на
выходе оптопары F1. Это является условием включения генератора
тока GT2 и отключения генераторов тока GT1 и GT3. Напряжение на
конденсаторе С2 имеет отрицательный знак, и через буферный усили-
тель А1 это напряжение поступает на затвор управляемого транзисто-
ра. Открытый ключ KL4 поддерживает отрицательное значение на-
пряжения на входе компаратора СОМРЗ. В случае поступления на
вход IN низкого значения управляющего сигнала генератор тока GT2
206 2.3. Драй веры для управления силовыми элементами
переводится в отключенное состояние, а генераторы GT1 и GT3
включаются. Конденсатор С2 быстро заряжается до положительного
значения напряжения, которое через усилитель А1 поступает на за-
твор управляемого силового транзистора и открывает его.
При возникновении условия перегрузки силового модуля (напря-
жение на насыщенном силовом транзисторе выше нормы), напряже-
ние на конденсаторе СЗ превышает допустимый порог, и импульс,
сформированный компаратором СОМРЗ, включает триггер, выпол-
ненный на компараторе СОМР2 с положительной обратной связью.
После этого замыкаются ключи KL1 и KL3, отключаются генераторы
тока GT1 и GT3 Конденсатор С2 разряжается через резистор R1, в
результате чего формируется «мягкое» отключение силового транзи-
стора. Выход драйвера из состояния защиты осуществляется подачей
низкого уровня на вход RES, который через оптопару F4 возвращает
триггер СО MP4 в исходное состояние.
Одной из особенностей применения драйверов ОАО «Электровы-
прямитель» является необходимость использования в ряде случаев до-
полнительного устройства, называемого адаптером. Функциональная
схема типового адаптера приведена на рис. 2.3.34. Адаптер служит,
во-первых, для умошнения сигналов управления затворами транзи-
сторов, а во-вторых, содержит некоторые узлы, дополнительно защи-
щающие IGBT модули от аварийных режимов. Диоды V6 и V7 «обре-
зают* выбросы напряжения на затворах, тем самым предотвращая
опасные режимы в процессе коммутации транзисторов. Двухтактный
каскад на транзисторах V3 и V4 увеличивает ток управления затвора-
ми. Защитная цепочка R7, V9. V10 защищает 1GBT модуль от опас-
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
207
ных выбросов напряжения на коллекторе при запирании транзистора,
приоткрывая последний на время выброса.
На рис. 2.3.35 показан внешний вид драйвера ДЖИЦ.687252.054,
представляющий собой одноканальный вариант с током управления
до 5 А и размерами платы 1С0 х 45 х 17 мм. Незначительно отличается
от приведенного драйвер ДЖИЦ.687253.321, который выполнен в
двухканальном варианте с д вумя независимыми идентичными канала-
ми. Размеры платы этого драйвера — 100 х 90 х 17 мм.
Рис. 2.3.35. Внешний вид драйвера ДЖИ11.687252.054
На рис. 2.3.36 приведен внешний вид адаптера ДЖИЦ.687252.085,
установленный непосредственно на силовой модуль. Данный адаптер
по своим характеристикам согласован с драйверами и позволяет уве-
личить ток управления до 15 А.
Еще одноотечественное предприятие, которое изготавливает качест-
венные драйверы для управления IGBT модулями, — это НПО «Энерго-
модуль» [32] (г.Троицк, филиал вг. Чебоксары). В номенклатуре выпуска
фирмы содержатся одноканальные драйверы типа 1Д Р-Х-12-Т2, двухка-
нальныеполумостовыедрайверытипаЭДР-Х-12-Т2и6-канальные драй-
веры управления трехфазными мостовыми схемами типа 6ДР-Х-12. На
рис. 2.3.37 показан внешний вид драйвера типа ЭДР-Х-12-Т2, имеющего
габаритныеразмерыбО х 70 х 21 мм, анарис. 2.3.38—схемаподключения
драйвера 2Д Р-Х-12-Т2 к полумостовой силовой IGBT сборке
Драйвер имеет следующие основные технические и функциональ-
ные характеристики:
• вход типа ТТЛ с переключением уровня логической единицы
(5,0 В или 3,3 В) с инверсией, обеспечивающей подачу откры-
вающего импульса на затвор транзистора при низком уровне
входного сигнала драйвера;
208 2.3. Драй веры для управления силовыми элементами
Рис. 2.3.36. Внешний вид
адаптера ДЖИЦ.687252.085
Рис. 2.3.37. Внешний вид
двухканального драйвера типа
2ДРХ12Т2
• оптическую развязку по входам для обоих каналов с испытатель-
ным напряжением не менее 3500 В;
• трансформаторную развязку питающих напряжении драйвера с
испытательным напряжением изоляции не менее 4000 В;
• величину уровней выходного напряжения управления —
+15/-8 В;
• защиту от пониженного напряжения питания с пороговым на-
пряжением 12 В;
• защиту от перегрева радиатора охлаждения силовых элементов
(предлагается как опция, для обеспечения которой в радиатор
должен быть встроен дополнительный терморезистор);
• защиту от переполюсовки (неправильного подключения поляр-
ности) питающего напряжения;
• защиту от переполюсовки входного сигнала;
• защиту 1GBT транзисторов от аварийных режимов посредством
контроля напряжения насыщения;
• подавление синфазных помех по входам обоих каналов драйвера;
• подавление паразитных коротких открывающих импульсов.
Описываемые драйверы имеют также встроенную функцию регу-
лировки «мертвого времени», значение которого может быть оставле-
но по умолчанию (3 мкс), либо подкорректировано заказчиком исхо-
дя из конкретных условий работы драйвера.
В составе драйвера имеется 4 единичных светодиодных индикато-
ра HL1...HL4, которые помогут оперативно провести диагностику ис-
правного состояния. Зеленый цвет свечения индикаторов HL3 и HL4
показывает наличие питающего напряжения выходных каскадов
драйвера (+15 и минус 8 В). Красное свечение светодиодов HL1 и
HL2 означает наличие управляющих сигналов на выходах драйвера.
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами 209
А теперь обратимся к рис. 2.3.38, на котором показана схема под-
ключения драйвера к силовому модулю. При появлении сигнала FLT
драйвер отключает силовые ключи по заложенной процедуре ограни-
чения тока и переходит в нерабочий режим остановки. Для перевода
драйвера в режим «работа» необходимо подать от внешней управляю-
щей схемы нулевой уровень на вход RST. Для автоматического пере-
вода драйвера из стопового режима в режим «работа» разработчику
необходимо просто соединить входы RST и IN. Производители драй-
вера рекомендуют обеспечить временную задержку между появлением
сигнала FLT относительно сигнала RST не более 1,8 с., так как в про-
тивном случае можно ожидать наступление аварийного режима пере-
грева силового IGBT модуля.
Рис. 2.3.38. Схема подключения драйвера типа ЭДР-Х-12-Т2
На рис. 2.3.39 показана внутренняя блок-схема 6-канального драй-
вера типа 6ДР-Х-12. Все, что относилось к описанию работы предыду-
щего драйвера типа 2ДР-Х-12-Т2, справедливо и для данного драй-
вера.
Собственно, вот, пожалуй, и все то основное, что необходимо
сказать об отечественных драйверных разработках. Теперь мы перей-
дем к рассказу о драйверах, производимых ведущими зарубежными
фирмами. В частности, мы поговорим о драйверах фирмы «Semikron»
[33] и о драйверах фирмы «СТ-Concept» [34]. Фирма «Semikron» под-
разделяет выпускаемые драйверы на три основные серии, в значи-
тельной степени отличающиеся друг от друга своим конструктивным
исполнением:
• серия SKYPER Driver core;
• серия SKH1-DRIVE PCB-mountable;
• серия SKH1-DRIVE Plug-and-play.
Основные параметры драйверов названных серий приведены в
табл. 2.3.2.
210
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
Рис. 2.3.39. Блок-схема 6-каналъното варианта драйвера типа 6ДР-Х-12
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
211
Таблица 2.3.2. Основные параметры драйверов фирмы «Senukrunv
1 ипономмнал драйвера каналов Напряже- ние сило- вой цепи,В Напряже- ние управ- ления за- твором, В Выходной пиковый Частота ключе- ния, кГц Напря- жение изоля-
SKYPER Driver Core
Skyper32 (R) 2 1700 +15/-7 15 50 4000
Skyper32Pro (R) 2 1700 I-15/-7 15 50 4000
SKHI-DRIVE PCB-mountable
SKHI-21-A-(R) 2 1200 +15/0 8 50 2500
SKHI-21-A/B-(R) 2 1200 +15/-7 8 50 2500
SKHI-22-A/B-H4-(R) 2 1700 +15/-7 8 50 4000
>KHI-24-(R) 2 1700 +15/-8 15 50 4000
SKHI-61-(R) 6 900 +15/-6,5 2 50 2500
SKHI-71-(R) 7 900 +15/-6,5 2 50 2500
SKHI-DRIVE Plug-and-plaj
SKHI-10/12-(R) 1 1200 +15/-8 9,6 100 2500
SKHI-10/17-(R) 1 1700 +15/-8 9,6 100 4000
SKHI-23/124R) 2 1200 +15/-8 4,8 100 2500
SKHI-23-17-(R> 2 1700 +15/-8 4,8 100 4000
SKHI-26-W 2 1600 +15/-8 10 100 4000
SKHI-27-W 2 1700 +15/-8 30 10 4000
Внешний вцд драйверов серии SKYPER Driver Core приведен на
рис. 2.3.40. Это — печатная плата с размерами 66 х 67 х 19 мм. Драй-
веры предназначены для управления IGBT транзисторами, включен-
ными по мостовой схеме. Они имеют в своем составе встроенный и
Рис. 2.3.40. Внешний вид драйверов серии SKYPER Driver Core
212 2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
гальванически развязанный источник питания для силовой драйвер-
ной части, схему снижения напряжения питания для силовой драй-
верной части, схему защиты от коротких выбросов напряжения (short
pulse suppression), схему защиты от снижения напряжения питания
(under-voltage protection), блокировку одновременного включения
транзисторов «верхнего» и «нижнего» плеча (drive inteilock), динами-
ческую защиту от воздействия коротких импульсов (dynamic short
circuit protection) на вход контроля насыщения цепи «коллектор—
эмиттер», узел аварийного управления (failure management), раздель-
ное задание токов открывания и зарывания затворов управляемых
транзисторов.
На рис. 2.3.41 показана типовая схема включения драйверов серии
SKYPER Driver Core. Питание драйвера осуществляется от однопо-
лярного источника напряжением 15 В, управление драйвером проис-
ходит через выводы INPUT ТОР и INPUT ВОТ, также драйвером
формируется выходной диагностический сигнал ERROR OUT. С ос-
тальными элементами обвязки читатели уже знакомы, поэтому допол-
нительных пояснений мы приводить не будем, за исключением неко-
торых подробностей в отношении цепи мониторинга насыщения си-
лового транзистора, расчет элементов которой приведен ниже.
Рис. 2.3.41. Типовая схема включения драйвера серии SKYPER
Driver Core
На рис. 2.3.42 показана цепь мониторинга насыщенного состоя-
ния управляемых транзисторов. Номиналы элементов этой цепи оп-
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
ределяются исходя из контролируемой величины напряжения насы-
щения VCEsat и времени блокировки контроля tbl по формуле
Я„[кОм]--17|кОм| -1п 1
СсДпФ1 =
/w[mkc] -2,5[мкс] -0,11
0,0023
(2.3.7)
Рис. 2.3.42. К расчету элементов цели мониторинга насыщения
Подстановка величин в приведенные формулы (2.3.6) и (2.3.7)
следует осуществлять в соответствии с указанными в квадратных
скобках единицах.
Внешний вцд драйверов серии SKHI-DRIVE PCB-mountable при-
веден на рис. 2.3.43. Эти драйверы представляют собой функцио-
нально-законченные модули, помешенные
в защитный корпус с габаритными разме-
рами 55 х 55 х 16 мм. Монтаж драйверов
выполняется на дополнительной печатной
плате, конструктивное исполнение кото-
рой разрабатывается под конкретный си-
ловой модуль.
В своем составе драйверы имеют пол-
ностью законченные узлы управления си-
ловыми транзисторами, встроенный гальва-
Рис. 2.3.43. Внешний вид
драйверов серии
SKHI-DRIVE
214 2.3. Драй веры для управления силовыми элементами
нически развязанный источник питания, схему мониторинга аварий-
ного состояния. На рис. 2.3.44 показана функциональная схема
драйвера. Интересной особенностью схемы является возможность за-
дания защитной паузы «мертвое время» при переключении транзисто-
ров «верхнего» и «нижнего» плеча дискретно, с помощью установки
сигналов высокого или низкого уровня на выводах Р5, Р6, Р9 (TDT1,
SELECT, TDT2). При этом осуществляется выбор временного интер-
вала (в мкс) из ряда 0,0; 1,3; 2,3; 3,3; 4,3. Схема подавления коротких
управляющих импульсов позволяет заблокировать прохождение на
выход драйвера импульсов длительностью менее 500 нс. Встроенная
схема мониторинга внутреннего напряжения питания отслеживает
номинальное напряжение питания 15 В, и при снижении его ниже
13 В устанавливает сигнал ошибки ERROR драйвера. Также отслежи-
вается состояние насыщения силового транзистора через выводы S1 и
S2. При возникновении аварии выполняется сигнализация посредст-
вом обработки сигнала, снимаемого с выхода ERROR.
Рис. 2.3.44. Функциональная схема драйверов серии SKHI-DRIVE
PCB-mountable
Предусмотренная в схеме RC-цепочка RCE, ССЕ предназначена для
регулировки времени блокировки мониторинга состояния насыщения
управляемого транзистора. Выбор номиналов этих элементов осуще-
ствляется исходя из величины напряжения насыщения управляемого
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
215
IGBT транзистора VCE,al и времени блокировки контроля tbl по сле-
дующим соотношениям:
Ю-ДС£[кОм] 1ф
10 + /^ [кОм] ’ ’
(2.3.8)
=(?С£[нФ]
IO-J?C£[kOm]
10 + /?С£[кОм]
1ПГ15-Гс&а/[В11
L’O-^JBlJ
(2.3.9).
Третий вид драйверов серии SKHI-DRIVE Plug-and-play представ-
ляет собой модули на основе печатной платы, устанавливаемой в не-
посредственной близости от управляемого IGBT модуля и подключае-
мой к модулю с помощью проводов. Внешний вид одноканального
драйвера этой серии показан на рис. 2.3.45.
Рис. 2.3.45. Внешний вид драйверов серии SKHT-DRIVE Plug-and-play
В целях облегчения применения своих драйверов фирма-произво-
дитель разработала для них технологию «plug-and-play» («подключай и
работай»), которая выражается в наличии на драйверных платах пере-
мычек типа «джампер». Устанавливая посредством переключений
джамперов необходимый режим работы, можно применять один и тот
же драйвер в различных преобразователях (что важно в промышлен-
ном производстве с точки зрения унификации комплектующих эле-
ментов и сокращения их номенклатуры), а также сократить время на
сборку и настройку преобразователя (что также важно при создании
промышленной конкурентоспособной продукции).
На рис. 2.3.46 приведена функциональная схема одноканального
драйвера SKH1 10/12. Набор функций у него — стандартный, поэтому
не будем вновь описывать их, а упомянем элементы, задействованные
216
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
Рис. 2.3.46. Функциональная схема драйверов серии SKHI-DRIVE
Plug-and-play
для обеспечения технологии «подключай и работай». Как видно из
схемы, этих элементов здесь три: джамперы Л, J2, J3. Джампер J1
предназначен для установки режима управления входной логической
схемой от 5-вольтовой, либо от 15-вольтовой КМОП-логики. Джам-
пер J2 устанавливает режим управления затворах™ 1GBT транзисто-
ров: здесь возможны режимы задания раздельных токов открывания и
за!фывания, либо одинаковых токов управления. Назначение джампе-
ра J3 — подключение внешнего или внутреннего нагрузочного рези-
стора для сигнала сброса драйвера.
Фирма «CT-Concept» [34] специализируется на выпуске драйверов
различных исполнений для управления IGBT сборками средней и
большой мощности. Уникальной особенностью этой фирмы является
выпуск номенклатуры драйверов, рассчитанных для установки на мо-
дули от ведущих производителей силовой электроники — «Dynex»,
«lnfineon-Еирес», «Mitsubishi-Electric». Впрочем, драйверы могут уста-
навливаться и на аналогичные модули, производимые другими фир-
мами, поскольку в целом корпуса 1GBT модулей сегодня имеют высо-
кую степень унификации. Интересно также отметить, что часть драй-
веров фирмы «СТ-Concept» имеют оптоволоконный интерфейс связи
со схемой формирования ШИМ-сигналов. Все драйверы этой фирмы
выпускаются по технологии «plug-and-play».
Основная номенклатура драйверов, производимых в настоящее
гремя «СТ-Concept», приведена в табл. 2.3.3. Драйверы классифици-
рованы по величине допустимого напряжения в силовой цепи.
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами 217
Таблица 2.3.3. Номенклатура драйверов фирмы «СТ-Concept»
Типономинал драйвера Ток силовой цепи IGBT сборки, А Тип входного ин- терфейса Тип корпуса IGBT модуля
каналов
Для IGBT модулей на напряжение 1200 В
2SD316EI-150 150 2 Электрический EconoDUAL
6SD312EI-150 150 6 Электрический ЕсопоРАСК+
2SD316EI-225 225 2 Электрический EconoDUAL
6SD312EI-225 225 6 Электрический ЕсопоРАСК+
2SD316EI-300 300 2 Электрический EconoDUAL
6SD312EI-300 300 6 Электрический ЕсопоРАСКа
2SD316E1-450 450 2 Электрический EconoDUAL
6SD3I2EI-450 450 6 Электрический ЕсопоРАСКч-
2SB315A-800 800 2 Электрический 130 х 140 мм
2SB315B-800 800 2 Оптический 130 х 140 мм
2SB315A-1200 1200 2 Электрический 130 х 140 мм
2SB315B-1200 1200 2 Оптический 130 х мм
1SD418F2-24O0 2400 1 Оптический 190 х 140 мм
1SD536F2-24O0 2400 1 Оптический 190 х 140 мм
1SD536F2-3600 3600 1 Оптический 190 х мм
Для IGBT нодулей на напряжение 1700 В
2SD316EI-150 150 2 Электрический EconoDUAL
6SD312EI-150 150 6 Электрический ЕсопоРАСК+
2SD316EI-225 225 2 Электрический EconoDUAL
6SD312EI-225 225 6 Электрический ЕсопоРАСК+
2SD316EI-300 300 2 Электрический EconoDUAL
6SD312EI-300 300 6 Электрический ЕсопоРАСК-;
2SD316EI-450 450 2 Электрический EconoDUAL
6SD312EI-45O 450 6 Электрический ЕсопоРАСК+
2SB315A-800 800 2 Электрический 130 х 140 мм
218 2.3. Драй веры для управления силовыми элементами
Окоичаниение табл. 2.3.3
Типономинал драйвера Ток силовой цепи IGBT сборки, А Количество каналов Тип входного ин- терфейса Тип корпуса IGBT модуля
2SB315B-800 800 2 Оптический 130 х 140 мм
2SB315A-1200 1200 2 Электрический 130 х 140 мм
2SB315B-1200 1200 2 Оптический 130 х 140 мм
1SD418F2-2400 2400 1 Оптический 190 х 140 мм
1SD536F2-2400 2400 1 Оптический 190 х 140 мм
1SD536F2-3600 J600 1 Оптический 190 х 140 мм
Для IGBT модулей на напряжение 2500 В
1SD536F2-1200 1200 1 Оптический 190 х 140 мм
1SD418F2-1500 1500 1 Оптический 190 х 140 мм
1SD536F2-1500 1500 1 Оптический 190 х 140 мм
Для IGBT модулей на напряжение 3300 В
1SD418F2-800 800 1 Оптический 130 х 140 мм
1SD536F2-800 800 1 Оптический 130 х 140 мм
1SD536F2-800 800 1 Оптический 190 х 140 мм
1SD536F2-1200 1200 1 Оптический 190 х 140 мм
1SD536F2-1200 1200 1 Оптический 190 х 140 мм
1SD536F2-1500 1500 1 Оптический 190 х 140 мм
Для IGBT модулей на напряжение 4500 В
1SD312F2-400 400 1 Оптический 130 х 140 мм
1SD312F2-600 600 1 Оптический 130 х 140 мм
1SD312F2-900 900 1 Оптический 190 х 140 мм
Для IGBT модулей на напряжение 6500 В
1SD210F2-200 200 1 Оптический 73 х 140 мм
1SD210F2-400 400 1 Оптический 130 х 140 мм
1SD21CF2-600 600 1 Оптический 190 х 140 мм
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
Приведем краткое описание некого-
рых драйверов из номенклатуры фирмы
«СТ-Concept». На рис. 2.3.47 показан
внешний вид драйвера 2SD315AI. Драйвер /
имеет два канала и предназначается для
управления IGBT транзисторами, вклю-
ченными по полумостовой схеме. Основ-
ные технические характеристики данного
драйвера:
. диапазон напряжений силовой цепи 2 3 „ Внешний №Д
модуля — 1200...1700 В: драйвера 2SD315AI
• максимальный ток управления за-
творами — +15 В;
• напряжение электрической изоляции — 4000 В;
• встроенная гальванически развязанная схема питания;
• частота управляющего сигнала — до 100 кГц;
• встроенные узлы мониторинга питания и контроля насыщения
силового транзистора;
• гальванически изолированный выход сигнализации об аварии;
• электрический интерфейс управления;
• потребляемая мощность — не более 6 Вт;
• диапазон рабочих температур — минус 40...+85 °C;
• номинальное напряжение питания — 15 В;
• время задержки включения — 300 нс;
• время задержки выключения — 350 нс.
Структурную схему драйвера в этой книге мы не приводим, так
как она мало отличается от описанных ранее, а заинтересованного
читателя адресуем на сайт фирмы.
Более интересный вариант драйвера (в основном тем, что по ходу
чтения этой книги читатель сталкивается с ним впервые) сконструи-
рован, во-первых, для непосредственной установки на управляемый
модуль, а во-вторых, имеет оптоволоконный интерфейс управления.
который позволяет в значительной степе-
ни улучшить помехоустойчивость драйве-
ра и разместить схему формирования
управляющих последовательностей в лю-
бом удобном месте статического преобра-
зователя, хорошо защищенном от элек-
тромагнитных помех. В данном случае
также можно не заботиться о сокращении
длины связей между схемой управления и
драйвером.
Как видно из рис. 2.3.48, драйвер кре-
Рис. 2.3.48. Внешний вид
драйвера с оптическим
управлением
пится непосредственно к штатным кре-
220 2.3. Драй веры для управления силовыми элементами
пежным резьбовым отверстиям, расположенным на стандартном
IGBT модуле. На переднем плане располагаются два разъема оптиче-
ского интерфейса: один из них является входным, обеспечивающим
управление драйвером (FOL input), а второй — выходной, статусный
(FOL status output). Расположенный справа от оптических интерфей-
сов электрический разъем предназначается для подачи на драйвер на-
пряжения питания 15 В. По выходному интерфейсу драйвер особен-
ностей не имеет. Именно применение подобных драйверов позволяет
превратить обычный IGBT модуль в интеллектуальный.
Завершая наш рассказ о разновидностях современных драйверов,
следует упомянуть так называемые IPS-драйверы, в составе которых
имеется мощная система диагностики исправного состояния, а также
программируемый микроконтроллер, определяющий стратегию работы
и защиты управляемого IGBT транзистора. Применение IPS-драйверов
оправдано в случае, если выход из строя IGBT модуля ведет к большим
финансовым потерям, например, есть смысл их установки в преобразо-
ватели для тяговых двигателей электротранспорта.
IPS-драйверы позволяют индивидуально задать функции цифро-
вой фильтрации входных сигналов управления, обеспечить много-
кратное плавное отключение по многоуровневым критериям, легко
перенастраивать силовую схему при изменении условий эксплуатации
и обеспечить многоуровневую стратегию управления затворами тран-
зисторов в условиях последовательного подключения затворных рези-
сторов на протяжении цикла управления.
Примером IPS-драйвера может служить типономинал 1IPSD70PWI7-
60А, производимый фирмой «IN-Power* [35]. Внешний вид платы
драйвера показан на рис. 2.3.49. Следует сказать, что фирмой выпуска-
ются драйверы на номинальное напряжение силовой цепи до 6500 В в
одноканальном и двухканальном исполнении.
Основные технические характеристики драйвера IIPSD70PW17-60А:
• номинальное напряжение питания — 15 В;
• минимальное напряжение запуска — 12 В;
• выходное напряжение управления — +15 В;
• выходной ток управления затворами — до +70 А;
• максимальное напряжение силовой цепи — 1700 В;
• испытательное напряжение изоляции — 6000 В;
• частота переключения — до 100 кГц;
• задержка включения — 400 нс;
• задержка выключения — 400 нс;
• время плавного выключения — I...2 мкс
На рис. 2.3.50 показана функциональная схема драйвера. В составе
цифрового блока управления имеется программный фильтр, который
позволяет устранить возможные высокочастотные колебания входного
сигнала. Также цифровой блок управления контролирует аварийные
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
Рис. 2.3.49. Внешний вид IPS-драйвера 1IPSD70PWI7-60A
Рис. 2.3.50. Функциональная схема драйвера 1IPSD70PW17-60A
222 2-3- Драй веры для управления силовыми элементами
информационные сигналы, обрабатывает их и принимает решение по
защите от аварийных режимов. При прохождении переднего фронта
сигнала управления цифровой фильтр вьщает команду на запрет кон-
троля аварийного состояния и анализирует форму входного сигнала.
Если во входном сигнале высокочастотные колебания не обнаружива-
ются, то после истечения времени 2 мкс включается выходной драйвер-
ный усилитель и активизируется схема контроля аварийного состояния.
Если же происходит обнаружение высокочастотных колебаний, фильтр
автоматически увеличивает постоянную времени, одновременно ана-
лизируя причину возникновения колебаний.
Интересной особенностью драйвера является 4-х уровневый кон-
троль напряжения насыщения открытого силового транзистора с оп-
тимизированным временем контроля насыщения. Уровни контроля
насыщения следующие: 1 — 2,5 В (10 мкс); 2 — 4,0 В (5 мкс); 3 —
7,0 В (3 мкс); 4 — 10 В (2 мкс). Время обнаружения можно изменить
программно, а уровни контролируемого напряжения задаются аппа-
ратно, с помощью резисторов. В составе драйвера имеется панель ди-
агностики уровня напряжения насыщения, построенная на основе
светодиодных индикаторов. Следует отметить, что алгоритм отключе-
ния драйвера также задается программно.
Разъем программирования драйвера установлен непосредственно
на плате и соединяется с компьютером посредством входящего в ком-
плект поставки кабеля через USB-порт или параллельный порт. Из-
менять программное обеспечение драйвера можно не только на ста-
дии сборки преобразователя, но и когда драйвер уже установлен в
прибор, то есть в процессе его эксплуатации.
Несколько слов о конструктивном исполнении IPS-драйверов на
номинальное напряжение силовых цепей 6500 В. Обратите внимание
на рис. 2.3.51, на котором показана плата драйвера 11PS70PW65-105.
Рис. 2.3.51. Высоковольтное исполнение драйвера 1IPS70PW65-105
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами
223
Овальные вырезы в печатной плате — это дополнительные электро-
изоляционные воздушные барьеры, с помощью которых обеспечива-
ется электрическая прочность изоляции гальванически развязанных
цепей до 10 500 В.
Примером IPS-драйвера может быть анонсированная фирмой
«Semikron» разработка типа SKYPER 52 с цифровой обработкой
управляющей информации. На рис. 2.3.52 показан внешний вид платы
драйвера типа SKYPER 52. а на рис. 2.3.53 — структурная схема этого
драйвера.
Рис. 2.3.52. Внешний вид драйвера SKYPER 52
На момент выхода книги вся представленная информация по но-
вому драйверу носит статус предварительной. Фирма-производитель
позиционирует эту разработку как драйвер нового поколения, осно-
ванный на полномасштабной цифровой обработке сигналов, посту-
пающих не только от контролируемого транзистора, но также и от со-
путствующих датчиков (тока, напряжения, температуры). Входы дат-
чиков имеют гальваническую развязку с выходными сигналами, что,
по мнению специалистов фирмы, позволит разработчикам отказаться
от дорогостоящих датчиков с гальванической развязкой и упростить
силовую схему.
Технические характеристики датчика: работа с допустимым на-
пряжением «коллектор—эмиттер» силового транзистора до 1700 В; 2
гальванически развязанных канала управления для подключения
транзисторов «верхнего» и «нижнего» плеча; пиковый ток затвора до
50 А; номинальное напряжение управления затворами — до ±15 В;
частота переключения — до 100 кГц; устойчивость к нарастанию/спа-
ду напряжения силовой цепи — до 4 кВ/мкс; совместимость с управ-
224 2.3. Драй веры для управления силовыми элементами
лением от стандартных логических сигналов напряжением 5 В и
Рис. 2.3.53. Структурная схема драйвера SKYPER 52
Внутренняя схема драйвера имеет в своем составе выводы диагно-
стического интерфейса (diagnostic I/O), совместимого с CAN, выводы
основного интерфейса управления (совместимого с LVDS-логикой),
выводы функции «мягкой интеллектуальной защиты* (intelligent soft
turn-off), графический интерфейс GUI для визуализации процесса на-
стройки драйвера, интерфейс для подключения датчиков (sensor signal
insulated transmission). Дополнительная цифровая обработка управ-
ляющих сигналов позволяет компенсировать температурную зависи-
мость работы статического преобразователя, а также исключить фак-
торы, связанные с временным старением компонентов. Функция кон-
троля аварийного состояния силовых транзисторов традиционна и
выражается в непрерывной оценке напряжения насыщения открытого
транзистора, а также стратегии «мягкого» отключения, подобранной
индивидуально для любого типа силового прибора (эти параметры
могут быть сконфигурированы в широких пределах через интерфейс
пользователя). Реализована интересная функция задания индивиду-
альной стратегии отключения, согласно которой, в случае выявления
аварийного режима отключение может выполняться как по команде с
управляющего устройства, так и автоматически, в соответствии с за-
ложенным в драйвер алгоритмом. Схема диагностики запоминает не
только параметр, по которому произошло отключение, но и фиксиру-
ет его конкретное значение в динамике, что может служить огромным
подспорьем в дальнейшем анализе возникшей аварийной ситуации.
2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями 225
2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами
и пульсациями
В составе статических преобразователей для систем электроснаб-
жения, питаемых от сетей однофазного переменного тока 220 В 50 Гц
и трехфазного переменного тока 380 В 50 Гц традиционно использу-
ется входное звено, осуществляющее преобразование переменного се-
тевого напряжения в постоянное, которое затем трансформируется
посредством управляемого высокочастотного звена в переменное на-
пряжение импульсной формы С момента появления высокочастот-
ных преобразователей входное звено по своему схемотехническому
построению не претерпело существенных изменений: традиционно
оно представляет собой каскадное соединение выпрямителя (мосто-
вого или трехфазного, управляемого или неуправляемого) и сглажи-
вающего емкостного или индуктивно-емкостного фильтра. Разработ-
ка таких схем, что называется, «в лоб», может привести к появлению
зарядных сверхтоков, во много раз превышающих рабочие токи по-
требления. Поэтому разработчики силовой преобразовательной тех-
ники применяют меры разной степени сложности для полного ис-
ключения пусковых сверхтоков или их снижения до безопасных зна-
чений. Поговорим подробнее об этих мерах.
В случае разработки маломощных высокочастотных статических
преобразователей (с выходной мощностью не более 200...300 Вт),
входное звено, питаемое от однофазной сети, сроится по хорошо из-
вестной простейшей схеме, показанной на рис. 2.4.1.
Переменное напряжение 220 В 50 Гц здесь выпрямляется диодным
мостом VD1...VD4, пульсации выпрямленного напряжения сглажива-
ются емкостным фильтром на основе конденсатора С. Поскольку1
включение преобразователя в питающую сеть может произойти не
только в момент, когда сетевое напряжение близко к нулевому, но и
на его амплитуде, зарядный ток конденсатора С может легко вывести
из строя диодный мост, то есть вызвать эффект токового пробоя, если
не приняты меры по ограничению этого сверхтока. Понятно, что oipa-
ничение зарядного тока в условиях близкого к нулевому импедансу
конденсатора С, может происходить только за счет активного сопро-
тивления токоведуших проводников (которое крайне мало), а это зна-
чит, что, по сути, никакой зашиты от аварийного режима в таком слу-
чае быть не может. Чтобы все-таки исключить возникновение аварий-
ного режима, в состав входного звена вводится резистор R с
небольшим сопротивлением, ограничивающим зарядный ток. Этот
способ защиты широко используется в промышленных преобразовате-
лях, даже несмотря на то, что в рабочем режиме резистор R вынужден
рассеивать тепловую энергию, а значит, несколько снижает КПД пре-
226 2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями
образователя в целом. Методы расчета номинала резистора R хорошо
известны, и с ними можно познакомиться, например, в [1] и [2].
Коэффициент полезного действия (КПД) схемы, показанной на
рис. 2.4.1, можно повысить, если применить вместо линейного резисто-
ра R нелинейный термистор, сопротивление которого меняется в зави-
симости от температуры. Что дает применение термистора? При перво-
начальном пуске токовый импульс разогревает термистор, и его сопро-
тивление резко возрастает, обеспечивая снижение пускового тока.
В установившемся режиме потребления тока термистор восстанавлива-
ет свое малое сопротивление (охлаждается), и тепловые потери умень-
шаются.
Рис. 2.4.1. Входное звено маломощных преобразователей
При разработке мощной преобразовательной техники существен-
ной становится проблема отвода выделяемого тепла, поэтому разра-
ботчики стремятся максимально снизить тепловьщеление, зачастую —
ценой значительного усложнения схемы построения. Соответственно,
описанный выше метод снижения пусковых токов здесь приходится
модифицировать. Рассмотрим подробнее такие модификации.
На рис. 2.4.2 приведена модифицированная схема ограничения
пусковых сверхтоков, часто применяемая в составе преобразователей
с номинальной выходной мощностью более I кВт. Как видно из схе-
мы, в составе первичного звена имеется уже знакомый нам ограничи-
тельный резистор R, но, кроме этого, также введены дополнительные
элементы: контактор KI подачи сетевого напряжения 3 х 380 В 50 Гц;
реле К2, шунтирующее токоотраничительный резистор R; датчик
контроля выходного напряжения ДН. При первоначальном включе-
ние. 2.4.2. Схема ограничения пусковых токов на основе контактора
2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями
227
зистор R. При этом величина напряжения 1/с на конденсаторе С кон-
тролируется датчиком напряжения ДН. Когда напряжение Uc достига-
ет величины, необходимой для запуска звена высокочастотного
инвертора, замыкается реле К2, шунтируя резистор R, что обеспечи-
вает снижение тепловых потерь в установившемся режиме работы.
Каковы недостатки данной схемы? Во-первых, в состав звена вво-
дятся контакторы и реле с мощными контакторами, которые должны
допускать прохождение тока не ниже номинальной потребляемой ве-
личины. Во-вторых, появляется дополнительная электронная схема на
основе датчика напряжения ДН, которая должна алгоритмически от-
рабатывать задачу пуска и принимать решение об отключении контак-
тора К1, если напряжение на конденсаторе С не достигнет требуемой
величины за заданное время (напряжение питающей сети не соответ-
ствует номинальному в меныпую сторону), или в процессе работы
произошел выход питающего напряжения за номинальные пределы.
Кроме этого, электронная схема должна обеспечить задержку повтор-
ного пуска после отключения преобразователя, в противном случае
преобразователь может выйти на режим питания с разомкнутым реле
К2, а это однозначно приведет к недопустимому разогреву токоогра-
ничительного резистора R. Тем не менее, описанная схема в автор-
ском варианте использована при разработке серийного статического
преобразователя трехфазного напряжения 380 В 50 Гц в трехфазное
напряжение 220 В 400 Гц мощностью 6 кВА. В процессе шестилетней
эксплуатации узел ни разу не отказал и зарекомендовал себя по пара-
метру надежности с лучшей стороны.
Более сложная (но и более эффективная) схема ограничения
сверхтоков, использованная при разработке преобразователя постоян-
ного тока мощностью 12 кВт, приведена нарис. 2.4.3.
Рис. 2.4.3. Схема ограничения пусковых токов на основе IGBT транзистора
228 2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями
Эта схема ограничения сверхтоков кардинально отличается от
описанных выше, так как построена на основе чопперного регулятора
напряжения [1]. В ней используется 1GBT транзисторная сборка VT1
типа CM200DY-24A (производитель — «Mitsubishi Electric») со встро-
енные ультрабьгстрыми диодами. Дроссели LI, L2 и конденсатор С2
образуют фильтр пульсаций выпрямленного напряжения. Конденса-
тср С1 защищает схему от выбросов напряжения при работе. Кроме
того, в схеме имеются: датчик тока ДТ типа LA55P и датчик напряже-
ния ДН типа LV25P (производитель — ОАО «Твелем»), драйвер ДР
управления «верхним» транзистором IGBT-сборки (производитель —
ЗАО «Электрум АВ»), схема управления СУ.
В момент включения преобразователя в сеть транзистор VT1.1 пере-
водится в проводящее состояние, начинается заряд конденсатора С2.
При достижении пускового тока некоторого установленного значения,
схема управления СУ прерывает ток, который далее начинает снижать-
ся до другого установленного значения, транзистор VT1.1 вновь перево-
дится в проводящее состояние, и процесс повторяется. Причем цик-
личность этого процесса продолжается до тех пор, пока не сработает
датчик напряжения Д Н, свидетельствующий о достижении напряжения
на конденсаторе С2 уровня, необходимого для запуска высокочастот-
ного инвертора. Датчик ДН через схему управления блокирует транзи-
стор VT1.1 в открытом состоянии, и далее происходит запуск высоко-
частотного инвертора. Главное достоинство этой схемы очевидно: с ее
помощью можно достичь значения пускового тока, не превышающего
значения потребляемого номинального тока в установившемся режиме
работы (естественно, за счет увеличения времени заряда конденсатора
С2). К сожалению, и данное схемотехническое решение оказалось дос-
таточно сложным с точки зрения своей реализации: в состав преобразо-
вателя пришлось ввести ряд непростых функциональных узлов, кото-
рые используются по прямому назначению преимущественно в момент
первоначального пуска, и в дальнейшем не несут никакой функцио-
нальной нагрузки. Кроме того, схема по рис. 2.4.3 в процессе эксплуата-
ции показала себя гораздо менее надежной, чем схема по рис. 2.4.2.
Можно построить входное звено статического преобразователя с
применением тиристора в качестве ключевого элемента, шунтирую-
щего зарядный резистор. На рис. 2.4.4 показан вариант такого звена,
достаточно хорошо известный разработчикам силовой техники. Но
это — не самое лучшее техническое решение, так как тиристор имеет
4-слойную структуру, из-за чего падение напряжения на нем тоже ве-
лико, а значит, рассеивается дополнительная тепловая энергия.
Возможно ли найти скрытые возможности традиционных элемен-
тов входных цепей статических преобразователей, чтобы обеспечить
надежную защиту от сверхтоков? Давайте обратимся к рис. 2.4.5, на
котором состав входного звена мощного статического преобразоваге-
7. А. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями 229
Рис. 2.4.4. Вариант входной цепи с использованием тиристора в качестве
ключевого элемента
Рис. 2.4.5. Входное звено мощного преобразователя
ля обозначен подробнее. В составе звена имеется, во-первых, сетевой
дроссель L1, ограничивающий распространение высокочастотных
гармоник в питающую сеть и гасящий коммутационные перенапря-
жения. Кроме этого, в составе силовой схемы предусмотрен помехо-
подавляющий фильтр (ППФ) модульного исполнения, задерживаю-
щий высшие гармоники помех (радиопомехи). Элементы фильтра по-
давления пульсаций выпрямленного напряжения L2, С тривиальны, а
потому не требуют пояснений.
Использовать ППФ в качестве ограничителя пусковых токов не
получится, так как эта функция ему не свойственна, а вот близкие к
этой задаче функции выполняют дроссели L1 и L2. Их, как оказалось,
можно «нагрузить» еще и на выполнение задачи ограничения пуско-
вых токов. Вот здесь необходимо сделать небольшое «лирическое» от-
ступление и сказать несколько добрых слов в адрес сетевых дроссе-
лей, выпускаемых фирмой «Elhand» [36]. Внешний вид наиболее ин-
тересных в данном случае типов дросселей показан на рис. 2.4.6, а—д.
Зачем вообще нужны сетевые дроссели? Это — очень важный эле-
мент силовой схемы мощного статического преобразователя, который
служит буфером между питающей сетью и самим преобразователем.
Сетевой дроссель выполняет несколько очень существенных функций:
он повышает коэффициент мощности статического преобразователя в
среднем на 30...35 %, не прибегая к сложным схемотехническим ухищ-
рениям; подавляет высшие гармоники входного тока преобразователя,
возникающие в неуправляемом выпрямителе; выравнивает линейные
напряжения на входе преобразователя при некотором перекосе фаз
230 2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями
ED1N ED1W1
ED1W300
ED3N ED3S
Рис. 2.4.6. Внешний вид некоторых типовых дросселей фирмы «Elhand»
питающего напряжения; подавляет быстрые изменения напряжения
на входе преобразователя вследствие коммутационных воздействий
стороннего оборудования на питающую сеть; снижает скорость нарас-
тания токов короткого замыкания. Тот, кто мало-мальски сталкивался
с силовой техникой, знает, что питающее сетевое напряжение под
влиянием работы высокочастотных преобразователей, потребляющих
ток от сети в импульсном режиме, подвержено искажениям. Сетевые
дроссели призваны гасить эти помехи и снижают риск попадания гар-
моник в питающую сеть. Более того, если в качестве силовых ключей
используются тиристоры, сетевые дроссели гарантированно обеспечи-
вают защиту их от лавинного нарастания тока проводимости вплоть до
момента переключения [37].
Мы уже говорили ранее, что любой статический преобразователь
характеризуется определенным значением коэффициента мощности,
связанным с его схемотехническим построением. За счет чего снижа-
ется коэффициент мощности? За счет появления реактивной состав-
ляющей потребляемой мощности и увеличения потребления полной
мощности по сравнению с активной. В потребляемом от сети токе по-
являются, кроме основной, высшие гармоники — 5, 7, 11, 13, 17, 19-
В соответствии с известным соотношением коэффициент мощности:
где /, — ток основной гармоники;
/3, /?, Z, । — токи гармоник высших порядков.
2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями
231
Нетрудно заметить, что чем больше действующие значения выс-
ших гармоник тока, тем меньше коэффициент мощности, и тем боль-
ше влияние статического преобразователя на питающую сеть. Однако
здесь есть одно важное обстоятельство, которое нас выручает: реактив-
ное сопротивление, присутствующее в питающей сети (это могут быть
различные реактансы трансформаторов питающих подстанции), мо-
жет существенно подавлять высшие гармоники. К сожалению, транс-
форматорных реактансов далеко не всегда хватает для эффективного
подавления гармоник, поэтому приходится для преобразователей эти
реактансы увеличивать, искусственно вводя сетевые дроссели.
Выбрать соответствующий дроссель фирмы «Elhand» для установ-
ки в разрабатываемый преобразователь достаточно просто. Главным
условием выбора является соотношение индуктивности подводящих
проводов (с учетом реактанса питающего генератора или трансформа-
тора) Ls и собственно индуктивности сетевого дросселя
(2А2)
" (dir dti
где tfT — величина напряжения на силовом приборе в момент его
коммутации. В;
diT/dt — крутизна нарастания тока проводимости силового прибо-
ра. А/с.
Оценить параметры £/ги diT/dt в случае использования IGBT при-
боров несложно — эти данные можно получить из анализа величины
выпрямленного питающего напряжения, а также скорости нарастания
тока при переключении, который определяется характером нагрузки
преобразователя (активная, индуктивная, комбинированная) и скоро-
сти коммутации IGBT приборов.
Значительно сложнее оценить значение Ц, так как заранее неиз-
вестно, как будет питаться преобразователь, от какого источника, ка-
кой длины окажутся питающие проводники, какой будет их длина и
конфигурация. Поэтому фирма «Elhand» рекомендует в любом случае
устанавливать в разрабатываемый преобразователь сетевой дроссель,
ориентируясь по величине тока, потребляемой от сети. С этой целью,
для облегчения такого выбора, специалисты «Elhand» разработали ти-
повой ряд трехфазных дросселей типа ED3N. Некоторые типономи-
налы из этого ряда приведены в табл. 2.4.1.
Основным проектировочным критерием здесь является допусти-
мое падение напряжения на дросселе в нагруженном состоянии, ко-
торое не должно превышать нескольких процентов от номинального
напряжения сети:
где UL — падение напряжения на дросселе;
f— частота напряжения сети;
232 2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями
Таблица 2.4.1. Няоиорык тииономииалы дросселей ED3N
Тип Параметры, мГн/А Длина, мм Ширина, мм Высота, мм Масса, кг
ED3N 8,5/3,3 125 85 105 2,3
0,5/70 230 170 200 18
0.15/150 240 190 207 24
0.05/400 340 200 295 47
0,03/800 360 245 360 78
— проектная индуктивность дросселя;
i — номинальный ток обмотки дросселя.
Следует отметить, что фирма «Elhand» выпускает также моторные
трехфазные дроссели ряда ED3S, предназначенные для обеспечения
непрерывности протекания тока в обмотках двигателей [38], а также
однофазные дроссели компенсации гармоник частоты 100 Гн и 300 Гц
типа ED1N и ED1W. Трехфазные моторные дроссели типа ED3S, в
принципе, можно использовать в качестве сетевых, а однофазные
типа ED1N и ED1W — в качестве сглаживающих элементов сетевых
LC-фильтров.
Конечно, дроссели как таковые, являются достаточно тривиаль-
ными элементами, которые можно изготавливать в условиях даже
очень небольших производственных фирм. Почему же все-таки реко-
мендуется ориентироваться на покупные дроссели? Ответ очень
прост: действительно, теоретически разработать и изготовить любой
дроссель несложно, однако не будем забывать о трудозатратах на из-
готовление, о технологической стороне вопроса, о длительных сроках
эксплуатации преобразовательной техники, которая зачастую вынуж-
дена функционировать в жестких климатических и механических ус-
ловиях среды. Дроссели промышленного изготовления, в частности,
поставляемые фирмой «Elhand», полностью отвечают этим требовани-
ям: они производятся фирмой со специализированной отработанной
технологией, имеют низкую стоимость, прочны механически, пропи-
таны вакуумным способом (что позволяет сохранить высокое сопро-
тивление изоляции в условиях повышенной влажности), оснащаются
удобными для монтажа клеммами, оптимизированы по габаритам.
К сожалению, на момент выхода этой книги из печати полные отече-
ственные аналоги таких дросселей отсутствовали, что ставит в затруд-
нительное положение отечественных разработчиков спецтехники.
Но вернемся к вопросу использования сетевых дросселей для ог-
раничения пусковых токов. Автором книги с помощью компьютерно-
го моделирования в пакете MicroCAP 7.0 была проанализирована ре-
альная схема входной части статического преобразователя мощностью
2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями 233
12 кВт, с сетевым дросселем ED3N и дросселями подавления пульса-
ции 300 Гц типа ED1W, показанная на рис. 2.4.7.
Рис. 2.4.7. Схема входного звена с использованием дросселей «Elhand»
Дроссель L1 — сетевой, дроссели L2, L3 входят в состав LC-фильт-
ра. Диодный мост типа 160МТ120КВ (производитель — «International
Rectifier»), емкостная часть фильтра составлена из 12 конденсаторов
типа B43586-A5687-Q (производитель — «Epcos») с эквивалентной ем-
костью 1020 мкФ. Фильтр радиопомех, в силу его незначительного
влияния на процесс ограничения сверхтоков, из модели исключен.
Результаты моделирования показаны на рис. 2.4.8. Из представленно-
го графика видно, что пусковой ток, протекающий через диоды
VD1...VD6, не превышает допустимого для диодов, а переходный про-
цесс длится не более 10 мс, что не приведет к срабатыванию установ-
ленного на входе преобразователя автоматического выключателя типа
Рис. 2.4.8. Результаты моделирования пусковых токов
Таким образом, сетевой дроссель L1 выполняет две функции: в
момент включения он совместно с дросселями L2 и L3 защищает ди-
одный мост от возникновения сверхтоков, а в режиме продолжитель-
ной работы осуществляет подавление высокочастотных гармоник.
234 2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями
Процесс массового внедрения статических преобразователей элек-
троэнергии остро поставил проблему их электромагнитной совмести-
мости (ЭМС) с другими техническими средствами — такими, напри-
мер, как средства радиоприема, радиосвязи, беспроводного монито-
ринга и т. д. Чуть выше мы кратко обмолвились о том, что плохо
спроектированные статические преобразователи однозначно являются
источниками значительных электромагнитных помех, излучаемых в
широкой полосе частот. Поэтому, чтобы исключить влияние преобра-
зовательной техники на другие технические средства, необходимо уде-
лить внимание снижению так называемых кондуктивных (распростра-
няемых по проводникам) и излучаемых в пространство помех, тем бо-
лее, что их допускаемые уровни регламентируются государственными
и международными стандартами.
Давайте определим общие принципы локализации источников по-
мех, чтобы следовать им при разработке собственных преобразователей
электроэнергии. Этот общий подход может быть сведен к следующим
мерам:
а) подавление источника помехи — осуществляется созданием оп-
тимальной конструкции прибора, уменьшением длины межэлемент-
ных связей, сокращением площади заземленных контуров, гальвани-
ческой развязкой цепей питания;
б) экранирование — весьма эффективный способ ослабления лю-
бых излучений, выполняется путем применения металлических экра-
нов, токопроводящих напылений, заключением в экранирующие обо-
лочки токоведуших проводников;
в) фильтрация — наиболее часто используемый способ для подав-
ления кондуктивных помех, реализуется путем установки в разрывы
токоведущих цепей фильтров подавления высокочастотных гармоник.
При разработке мероприятий по снижению электромагнитных по-
мех очень важно правильно локализовать их источники и связанные с
ними параметры: характер распространения помехи, ее длительность и
регулярность (периодичность), форму помехи, энергетический спектр,
частотную область излучения. Для статических преобразователей наи-
более актуальной является задача борьбы с кондуктивными помехами,
то есть такими помехами, которые распространяются по токоведущим
проводникам. Эффективная борьба с кондуктивными помехами начи-
нается с их классификации по далее приведенным признакам. Позна-
комимся с ними.
По характеру распространения кондуктивные помехи делятся на:
а) симметричные — напряжение помехи прикладывается между
фазным и нейтральным силовыми проводниками;
б) несимметричные (общего вида) — напряжение помехи прикла-
дывается между фазным (нейтральным) силовым проводником и
«землей» (заземляющим проводником).
2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями 235
По длительности и регулярности помехи подразделяются на:
а) непрерывные (стационарные) — возникающие при продолжи-
тельной работе высокочастотных ключевых инверторов;
б) кратковременные — имеющие нестационарный характер и воз-
никающие в различных переходных режимах, например, при включе-
нии или отключенют нагрузок;
в) регулярные — возникающие при переходе статических преобра-
зователей из одного режима работы в другой, например, в режим пе-
регрузки;
г) случайные — не имеющие отношения к функционированию
преобразователя и возникающие под действием случайных внешних
факторах, например, при грозовых разрядах.
По форме генерируемой помехи существует следующее деление:
а) моносинусопдальные — имеющие в своем составе одну гармонику;
б) полисинусоидалъные — имеющие в составе ограниченное чис-
ло гармоник;
в) импульсные — обладающие непрерывным гармоническим спек-
тром.
По энергетическому спектру:
а) узкополосные — обладающие узким спектром с максимумом на
частоте основной гармоники преобразования;
б) широкополосные — имеющие широкий спектр излучения.
По области частот
а) низкочастотные — на частотах ниже 9 кГц;
б) высокочастотные — в полосе частот от 9 до 150 кГц;
в) радиочастотные — на частотах более 150 кГц.
Обычно при проектировании статических преобразователей рас-
сматривают ряд типовых ситуаций, позволяющих в значительной сте-
пени снизить уровень помех. Одной из таких ситуаций является пра-
вильная реализация заземления прибора. Если проводники системы
заземления выбраны неправильно, также неверно осуществлено под-
ключение проводника к контуру заземления преобразователя, это мо-
жет послужить либо дополнительным источником помех, либо свести
«на нет» все меры по их снижению, предпринятые посредством уста-
новки фильтров. Традиционный подход к заземлению строится только
на необходимости обеспечить электробезопасность при работе с при-
борами, однако в случае высокочастотной преобразовательной техники
контур заземления обеспечивает еще и единый опорный потенциал.
Исключение высокочастотных помех, генерируемых инверторами и
наводимых в питающих проводниках—другая немаловажная защита по
обеспечению электромагнитной совместимости. С этой целью на входе
статического преобразователя обычно устанавливают сетевой фильтр
электромагнитной совместимости (ЭМС), который реализуется на ос-
нове каскадного Г- или П-образного соединения емкостных и индук-
236 2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями
тивных элементов. Конденсаторы, устанавливаемые в фильтрах между
фазным проводником и проводником заземление (Y-конденсаторьг),
снижают несимметричные помехи, а конденсаторы, устанавливаемые
между фазными проводниках™ (Х-конденсаторы), снижают помехи
симметричного типа. Кроме этого, в составе фильтров ЭМС часто мож-
но встретить дроссели (в том числе и многообмоточные), которые вклю-
чаются в разрыв фазных проводников. Согласное включение дроссель-
ных обмоток приводит к подавлению несимметричных помех, а встреч-
ное — симметричных. Следует обратить внимание разработчиков
силовой преобразовательной техники на то, что проектирование фильт-
ров ЭМС — задача достаточно трудоемкая, поэтому имеет смысл приме-
нять (где это, конечно, возможно) покупные фильтры, разработанные и
серийно поставляемые специализированными фирмами. К счастью, из-
готовлением и поставкой таких фильтров занято большое количество
фирм, поэтому недостатка в выборе подходящего по электрическим па-
раметрам и габаритам изделия не будет. Для справки, с помощью фильт-
ров ЭМС типовых конструктивных исполнении удается снизить помехи
почти в 1000 раз в диапазоне 0,5...10,0 МГц. На более высоких частотах
их эффективность падает, поэтому приходится, где такое подавление
помех важно, прибегать к более сложным техническим решениям.
Статические преобразователи, как правило, представляют собой
существенно нелинейную на!рузку для питающей сети, а это значит,
что в питающей сети, как правило, появляются искажения синусоиды
напряжения. Наиболее характерным случаем в трехфазных сетях следу-
ет считать появление 5-й и 7-й гармоники тока, поскольку типовые
схемы выпрямления сетевого напряжения имеют в своем составе трех-
фазные мосты (обычно построенные по схеме Ларионова). С учетом
того, что другие потребители сетевого напряжения могут быть не рас-
считаны на наличие в сети высокого уровня гармоник, кратных основ-
ной, включенный в сеть статический преобразователь будет оказывать
на них негативное влияние, которое может привести к авариям. Имен-
но поэтому действующие стандарты ограничивают величину допусти-
мого значения гармоник на уровне 9 % (в оценочных нормах величина
первой гармоники принята за 100 %) для 5-й гармоники и 5,25 % для
7-й гармоники.
Каким образом осуществляется выбор фильтра подавления элек-
тромагнитных помех? Подход к этой задаче индивидуален в каждом
конкретном случае, но все-таки возможно вьщелить некоторые общие
принципы. Обычно необходимо учесть электрические характеристики
преобразовательных схем, требования по степени подавления помех,
частотные характеристики фильтруемых цепей (частоты среза, часто-
ты ослабления и другие характерные параметры), условия эксплуата-
ции и конструктивные ограничения, связанные с возможностью уста-
новки того или иного фильтра в прибор.
2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями 237
Наиболее часто встречаются следующие типовые фильтрующие
схемы:
а) фильтр С-типа (рис. 2.4.9, а) — представляет собой стандарт-
ный проходной конденсатор, шунтирующий помеху на «землю»; та-
кой фильтр можно применять в случаях, если источник сигнала (в
том числе — силовое питание) и нагрузка имеют достаточно высокий
импеданс; крутизна спада частотной характеристики такого фильтра
составляет 20 дБ/дек;
б) фильтр Г-типа (рис. 2.4.9, б) — фильтр LC-типа, имеет крутиз-
ну спада около 40 дБ/дек, применяется при существенно различаю-
щихся импедансах источника сигнала и нагрузки, а именно — при
низкоомной нагрузке;
в) фильтр П-типа (рис. 2.4.9, в) — другой вариант LC-фильтра,
представляющий собой комбинацию фильтров С-типа и Г-типа; при-
меняется при наличии примерно равных по величине высоких импе-
дансов источника и нагрузки; крутизна спада частотной характери-
стики фильтра составляет 60 дБ/дек;
г) фильтр Т-типа (рис. 2.4.9, г) — применяется в случае низких
импедансов источника и нагрузки; крутизна спада характеристики
данного фильтра составляет 60 дБ/дек.
Рис. 2.4.9. Типовые схемы фильтров подавления ЭМП
Достаточно часто в схемах преобразовательной техники можно
встретить комбинации указанных выше простых фильтров, соединен-
ных каскадно, например, включенные друг за другом два Т-фильтра
или два П-фильтра. Каскадное соединение применяется в случае,
если необходимо достичь более эффективного подавления помех в
области низких частот диапазона помех, а также получить более высо-
кую крутизну спада частотной характеристики.
А теперь — о промышленных образцах фильтров, которых, как мы
уже говорили, выпускается огромное количество. Различаются они
как электрическими характеристиками, так и конструктивным испол-
нением, поэтому в рамках нашей книги едва ли удастся рассказать о
всем многообразии представленных типономиналов, порой весьма и
238 2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями
весьма экзотических. Мы обратимся к наиболее характерным образ-
цам.
Достаточно большую номенклатуру фильтров подавления электро-
магнитных помех выпускает фирма «Epcos» [39]. Эти фильтры можно
применять в составе статических преобразователей с номинальных™
мощностями от единиц киловатт до десятков киловатт, поскольку диа-
пазон номинальных токов разных исполнений фильтров составляет от 4
до 50 А. На рис. 2.4.10 показан внешний ввд фильтра B84143-A25-R105,
рассчитанного на эксплуатацию в составе статических преобразовате-
лей, питаемых от трехфазной сети переменного тока 380 В 50 Гц. Номи-
нальный фазный ток фильтра составляет 25 А. Конструктивно все эле-
менты электрической схемы фильтра размещены в металлическом эк-
ранирующем корпусе. С противоположных сторон корпуса закреплены
терминальные контактные зажимы «под винт». Для справки, данный
фильтр был применен автором в составе серийного статического преоб-
разователя на мощность 12 кВт и показал себя с лучшей стороны, на-
дежно подавляя электромагнитные помехи.
Рис. 2.4. Id. Внешний вид фильтра В84143-A25-R105
На рис. 2.4.11 показана электрическая схема фильтра. К сожале-
нию, производитель не счел нужным указать на ней номиналы входя-
щих элементов (как это иногда делают другие производители модуль-
ных фильтров), поэтому можно сказать лишь то, что данная схема
представляет собой П-образный тип LC-фильтра. Конденсаторы,
стоящие слева от индуктивного элемента (они включены по схеме
Рис. 2.4.11. Электрическая схема фильтра B84143-A25-R105
2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями 239
«звезда»), предназначены для подавления симметричных помех, а
стоящие справа — для несимметричных. На контакты, обозначенные
как LINE, подается сетевое напряжение, а нагрузка (преобразователь)
подключается к контактам LOAD.
На рис. 2.4.12 приведена частотная характеристика описываемого
фильтра, измеренная для случаев подавления симметричных и асим-
метричных помех. Из нее видно, что в случае применения данного
фильтра удается достичь подавления электромагнитных помех в сред-
нем на 20 дБ в диапазоне 10...100 кГц (обычно в этом диапазоне ле-
жат частоты основной гармоники, генерируемой высокочастотных™
инверторами), а максимальный уровень подавления лежит на частоте
200-300 кГц, составляя 80 дБ. Интересно также отметить: в диапазоне
1...100 МГц наблюдается равномерное спадание частотной характери-
стики, связанное с влиянием паразитных конструктивных индуктив-
ностей и емкостей (индуктивности монтажа, межобмоточные дрос-
сельные емкости и т. д.)_
Рис. 2.4.12. Частотная характеристика фильтра B84143-A25-R105
Нельзя не упомянуть еше одного производителя, специализирую-
щегося на выпуске фильтров подавления электромагнитных помех —
швейцарскую фирму «Schaffner» [40]. Номенклатура ее изделий столь
широка, что мы не сможем остановиться на каждом наименовании, а
для примера упомянем серию типа FN612. Фильтры этой серии предна-
значены для работы в диапазоне номинальных токов до 100 А и могут
эксплуатироваться как в цепях постоянного тока, так и переменного с
частотой основной гармоники напряжения до 400 Гц.
240 2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями
Рис. 2.4.13. Внешний вид
фильтра FN612-3
На рис. 2.4.13 показан внешний вид
фильтра типономинала FN-612-3 с номи-
нальным током 3 А. Как и в предыдущем
случае, конструктивно фильтр представля-
ет собой металлическую коробку, внутри
которой расположены элементы электри-
ческой схемы. Фирма предлагает несколь-
ко исполнений терминальных выводов
подключения: «под винт», «под пайку» и
«под гайку».
Внутренняя электрическая схема
фильтра приведена на рис. 2.4.14. Произ-
водитель указывает следующие номиналы элементов, входящих в схе-
му: R — 1 МОм, Ск — 0,1 мкФ, Су — 2200 пФ, L — 2 мГн.
Рис. 2.4.14. Электрическая схема фильтра FN612-3
Частотная характеристика фильтра показана на рис. 2.4.15. Изме-
рение частотной характеристики проводилось производителем в сле-
дующих условиях: гфивая А — подавление симметричной помехи при
нагружении входа и выхода сопротивлением 50 Ом, кривая В — подав-
ление несимметричной помехи при нагружении входа и выхода сопро-
тивлением 50 Ом, кривая С — подавление симметричной помехи при
нагружении входа сопротивлением 0,1 Ом и выхода сопротивлением
50 Ом, кривая D — подавление несимметричной помехи при нагруже-
нии входа сопротивлением 0,1 Ом и выхода сопротивлением 50 Ом.
Рис. 2.4.15. Частотная характеристика фильтра FN612-3
2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями 241
Достаточно большой класс используемых компонентов подавле-
ния электромагнитных помех составляют так называемые проходные
фильтры, построенные по типовым С- и П-схемам. Применение этих
фильтров целесообразно в тех случаях, когда есть необходимость же-
сткого подавления ЭМП в диапазонах от 10 МГц и выше. К примеру,
внешний вид фильтра типа FN7560-10-M3 с номинальным током
10 А, выпускаемого той же фирмой «Schaffner», показан на рис. 2.4.16,
л), а его электрическая схема — на рис. 2.4.16, б). Как видно из этого
рисунка, проходной фильтр представляет собой цилиндрический кор-
пус, в торцах которого встроены терминальные выводы, один из ко-
торых подключается к источнику, а другой — к нагрузке. Электриче-
ский контакт с «землей» обеспечивается гайкой, с помощью которой
фильтр крепится к корпусу преобразователя.
Рис. 2.4.16. Проходной фильтр типа FN7560-10-M3
Наверняка у читателей сейчас возник вопрос: «А почему нельзя
обойтись обычным конденсатором, подключив его к токоведущему
проводнику и к корпусу?» Теоретически, конечно, это сделать можно,
и зачастую такие решения встречаются в реальных приборах. Однако,
поскольку на столь высоких частотах ЭМП начинают в значительной
степени проявляться разнообразные паразитные параметры простых
конденсаторов (паразитная индуктивность выводов и т. д_), эффек-
тивность такого способа подавления помех окажется невысокой и
даже может вовсе отсутствовать. Поэтому и пришлось разработать та-
кие конструкции фильтров, которые позволяют обеспечить непрерыв-
ность экранировки корпусов, свести к минимуму влияние паразитных
параметров, выполнить удобное подключение источников и нагрузок.
Частотная характеристика фильтра FN7560-IO-M3 показана на
рис. 2.4.17. Из нее видно, что фильтр эффективно работает даже на
частотах подавления порядка 1 ГГц
В случаях, когда эффективность подавления ЭМП в области низ-
ких частот работы проходных фильтров необходимо повысить, приме-
няют комбинированные схемы П-типа. На рис. 2.4.18 показаны
242 2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями
Рис. 2.4.17. Частотная характеристика фильтра FN7560-10-M3
Рис. 2.4.18. Проходной фильтр типа FN7661-16-M4
внешний вид (рис. 2.4.18, л) и электрическая схема (рис. 2.4.18. б)
фильтра типа FN7661-16-M4.
Из частотной характеристики данного фильтра (рис. 2.4.19) видно,
что его эффективная работа обеспечивается начиная с частоты 1 МГц.
К сожалению, и здесь приходится в очередной раз констатировать
факт, что отечественная промышленность значительно отстает от об-
2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями
243
Рис. 2.4.19. Частотная характеристика фильтра FN7661-16-M4
щемировых фирм в производстве фильтров подавления радиопомех.
Когда автору этой книги была поставлена задача заменить в своих
разработках импортные фильтры радиопомех на их отечественные
аналоги, ему не удалось подобрать готовые варианты, и пришлось
разрабатывать фильтры самостоятельно, на основе дискретных эле-
ментов. Тем не менее, все-таки кое-что из отечественной серийной
комплектации подобрать удалось. В качестве примера отечественных
проходных фильтров имеет смысл упомянуть продукцию ОАО «Гири-
конд» (г.Санкт-Петербург) [41]. Фирма выпускает следующую но-
менклатуру проходных фильтров С-типа, приведенную в табл. 2.4.2.
Рабочие токи данных фильтров не превышают 25 А.
Твбшца 2.4.2. Номешиипура проходных фильтров ОАО «Гирикоид»
Тип фильтра Диапазон частот Номинальное напря- Номинальная ем-
помехоподавления Аение, В кость. мкФ
Б23Б-1М, Б23Б-2М 10 кГц...1О ГГц 50, 250, 500 68 пФ...6,8 мкФ
Б24 700 кГц...Ю ГГц 100, 250 43 пФ...0,01 мкФ
Б25-1, Б25-2, Б25-3 1 кГц... 10 ГГц 50, 80, 160, 250, 500 68 пФ...10 мкФ
Б25-4 25 кГц...1О ГГц 50, 80, 100, 250 470 пф...0,33 мкФ
Для примера на рис. 2.4.20 показан внешний вид фильтров типа
Б23Б с внутненней электрической схемой, а на рис. 2.4.21 — зависи-
мость степени подавления помех от частоты. График, представленный
на рис. 2.4.21, составлен для девяти типоисполнений фильтров, раз-
личающихся значением емкости.
244 2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями
Рис. 2.4.21. График зависимости степени подавления от частоты для фильтра
Б23Б
Очень часто в состав входных цепей преобразователей включается
дополнительный силовой элемент, называемый линейным реактором
(line reactor) или моторным дросселем. Линейный реактор представля-
ет собой обычный трехобмоточный дроссель, включаемый в силовую
схему статического преобразователя. Мы уже говорили о том, что этот
элемент, будучи установленным на входе преобразователя, выполняет
функции снижения влияния на питающую сеть. Но еще одна важная
его функция — это снижение гармоник, кратных основной гармонике
напряжения питания.
Включение трехфазного выпрямителя по схеме Ларионова с емкост-
ным фильтром на выходе непосредственно в питающую сеть крайне не-
желательно, поскольку потребление тока от сети (рис. 2.4.22) здесь ха-
рактеризуется наличием коротких импульсов, богатых высшими гармо-
никами. Но если мы обратимся к рис. 2.4.23, на котором показана форма
тока в той же схеме, но при условии установки между сетью и входом вы-
прямителя линейного реактора, то заметим, что суммарный фазный ток
Рис. 2.4.23. Форма фазных токов при наличии линейного реактора
стал близким к синусоидальному, а значит, уменьшился уровень гармо-
нических искажений и повысился коэффициент мощности.
В качестве практических рекомендации по проектированию мощ-
ных статических преобразователей электроэнергии разработчику мож-
но посоветовать придерживаться следующих типовых структурных
схем их построения для обеспечения требуемого уровня подавления
электромагнитных помех: по рис. 2.4.24, а — для частотного управле-
ния асинхронными двигателями, и по рис. 2.4.24, б, — для остальных
246 2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями
б)
Рис. 2.4.24. Рекомендуемые структурные схемы снижения ЭМП
применении. В любом случае результат снижения электромагнитных
помех достигается комбинированным способом последовательного
включения фильтра подавления ЭМП и линейного дросселя на входе
преобразователя.
Одним из наиболее сложных в плане подавления электромагнит-
ных помех является случаи применения статических преобразователей
для управления асинхронными двигателями, и вот почему. Как прави-
ло, электродвигатель подключается к преобразователю посредством
кабеля, длина которого может составлять десятки метров. Поскольку
форма напряжения в этом кабеле имеет характер широтно-модулиро-
ванных импульсов высокой частоты, неизбежно появление помех. Рас-
смотрим типовую схему управления электродвигателем (рис. 2.4.25) де-
тально, чтобы определить источники помех и выработать рекоменда-
ции по их минимизации.
Рис. 2.4.25. Минимизация помех в схемах управления электродвигателями
Как мы уже упомянули раньше, фильтр радиопомех традиционно
имеет конденсатор подавления синфазных помех, который подключа-
ется к корпусу прибора и замыкает ток помехи на «землю». С другой
стороны, наличие между проводниками и экранной плеткой силового
кабеля связи с электродвигателем образует контур протекания тока
следующей конфигурации: «конденсатор фильтра радиопомех» — «па-
разитная емкость кабеля» — «корпус прибора» — «корпус двигателя».
В этом контуре, благодаря наличию силовых токов высокой частоты
Iv, lv, Iw (выходных токов преобразователя), наводится так называв-
2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями
247
мый синфазный ток /см (другое его название — ток нулевой состав-
ляющей). Этот ток протекает по внутренней стороне экрана кабеля,
поскольку сопротивление экрана, как правило, намного меньше со-
противления заземления. Наличие синфазного тока, таким образом,
является неизбежным при работе частотного электропривода, поэто-
му контур протекания этого тока должен иметь надежные электриче-
ские контакты в местах соединения разнородных составляющих кон-
тура (например, в месте соединения экрана кабеля с корпусом преоб-
разователя и с корпусом двигателя), чтобы ток циркулировал внутри
контура и не выходил за его пределы. Именно так можно значительно
минимизировать величину излучаемых электромагнитных помех.
При разработке статических преобразователей дня реализации
асинхронного электропривода особое внимание нужно уделить конст-
руктивным мерам, позволяющим обеспечить надежное электрическое
соединение экранов кабелей с корпусами. Велико искушение здесь
поступить традиционным способом скрутки жил экрана и подклю-
чить его к корпусному лепестку, однако этого делать не следует, так
как в месте подключения неизбежно образуется участок с высоким
сопротивлением, который нарушит непрерывность экранирования и
будет служить источником помех. Следует учитывать, что протекание
высокочастотных токов характеризуется наличием скин-эффекта, вы-
тесняющего токи к поверхности проводника. Поэтому место подклю-
чения экрана к корпусу должно иметь как можно большую площадь
соприкосновения. Выручит здесь применение токопроводящего об-
жимного сальника ввода кабелей (рис. 2.4.26, а) или использование
крепежного хомута (рис. 2.4.26, б).
Какие кабели следует использовать для подключения электродви-
гателей? Однозначно нельзя использовать неэкранированные четы-
рехпроводные кабели, так как четвертый проводник не сможет вы-
полнить условие непрерывности экранировки. Ведущие мировые про-
изводители рекомендуют применять кабели, конфигурация сечения
которых показана на рис. 2.4.27, а. Допускается также использование
248 2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями
Рис. 2.4.27. Рекомендуемые сечения кабелей подключения
электродвигателей
Медный гдоеолочт. й экран
Рис. 2.4.28. Конструкция кабеля подключения электродвигателя
кабелей с сечением, показанным на рис. 2.4.27, б. Проводник защит-
ного заземления РЕ в этом случае можно проложить вне кабеля. Од-
нако наиболее предпочтительная конструкция силового кабеля пока-
зана на рис. 2.4.28.
Здесь мы сделаем одну небольшую оговорку, сообщив читателю,
что синфазный ток — далеко не такое безобидное явление, с которым
можно и нужно мириться, то есть не искать пути его полного подавле-
ния. Дело в том, что между корпусом двигателя и его вращающейся ча-
стью также имеется паразитная емкость, создающая пуль протекания
части синфазного тока. Опыт эксплуатации двигателей с частотным
управлением показал, что, протекая по цепи «вал двигателя» — «опор-
ные подшипники вала» — «корпус», синфазный ток приводит к уско-
ренному выходу из строя опорных подшипников, связанному как с
различными электрохимическими процессами, так и с переменной
площадью контакта, когда через малое сечение проходит большой ток
и локально разогревает трущиеся поверхности, создает на них дефекты.
Кроме этого, наличие синфазных токов однозначно приводит к невоз-
можности выполнения некоторых современных норм безопасности,
связанных с использованием устройств защитного отключения (УЗО).
Авторы работы [42] попытались устранить саму возможность про-
текания синфазных токов, и эта задача им удалась путем некоторого
усложнения выходной силовой схемы. В результате была разработана
2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями 249
L1=L2=L3. L 4=L5 l.S C1-<2=C3, R1=R2=R3
Рис. 2.4.29. Принципиальная схема фильтров нулевой последовательности
типа EFSZ
так называемая серия фильтров нулевой составляющей типа EFSZ.
Принципиальная схема таких фильтров приведена на рис. 2.4.29-
Как видно из схемы, к привычному фильтру добавлены некоторые
элементы, которые обеспечивают устойчивую работу преобразователя
в переходных режимах. Более того, представленный фильтр, кроме
снижения синфазного тока, выполняет еще функцию классического
фильтра синусоидального напряжения. В составе схемы имеются: Ml
и М2 — моторные реакторы; L1...L6 — одиночные дроссели; С1...СЗ,
Со — высоковольтные конденсаторы; RO, R1...R3 — компенсирующие
резисторы. Общий принцип работы фильтра такой: в цепь протекания
синфазного тока включается цепь с большим импедансом и вспомога-
тельной цепью протекания паразитного тока, что значительно снижает
с оставляющую синфазного тока в двигателе. Необходимое условие ра-
ботоспособности фильтра EFSZ — индуктивность Ml должна быть
много больше индуктивности L1...L3, а емкость С(, — много меньше
емкости С1...СЗ. Синфазный ток замыкается через цепь Ml—С(,—Rq,
дополнительное ограничение синфазного тока происходит при помо-
щи моторного дросселя М2. Дроссели L1...L3 совместно с конденсато-
рами С1...СЗ и резисторами R1...R3 образуют фильтр составляющих
фазных токов, резисторы Ro, R1...R3 ограничивают развитие некон-
тролируемого переходного процесса. Дроссели L4...L6 должны иметь
большое значение индукпгвности, их функция — снижение постоян-
ной составляющей на конденсаторах С1...СЗ.
Испытания показали, что данный фильтр существенно подавляет
высшие гармоники выходного напряжения инвертора, а на его выходе
появляется практически синусоидальное напряжение, а между напря-
жением на входе фильтра и на его выходе практически нет фазового
сдвига. Падение напряжения на элементах фильтра (и, соответствен-
250
2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями
но, необратимые потери) составляют не более 3 % от величины ос-
новной гармоники.
Авторы разработки представляют сравнительные трафики величи-
ны синфазного тока в отсутствии фильтра (рис. 2.4.30, с) и при нали-
Рис. 2.4.30. Значение синфазного тока: а — в отсутствии фильтра EFSZ; б —
с включенным фильтром EFSZ
2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями 251
чии фильтра (рис. 2.4.30, б). Например, для инвертора с номиналь-
ным выходным током 15 А, вследствие перекоса фаз на выходе инвер-
тора и наличия паразитных емкостей в соединительном кабеле и
двигателе появляется значительная нулевая составляющая тока, кото-
рая достигала в эксперименте значения 4,3 А. Применение фильтра
EFSZ дало практически 8-кратное ограничение синфазного тока, а
амплитуда выбросов тока не превышала 0,6 А. Дополнительно прове-
денные исследования по регистрации ухудшений, связанных с точно-
стью регулирования оборотов двигателя, показали, что эти ухудшения
столь незначительны, что ими просто можно пренебречь.
В составе статических преобразователей, кроме силовых кабелей,
имеется большое количество сигнальных кабелей, которые передают
управляющие и диагностические сигналы. Естественно, помехи, воз-
никающие в силовых кабелях, могут наводиться на сигнальные кабе-
ли и в значительной степени (вплоть до возникновения аварийных
режимов) нарушать работу приборов. Поэтому нелишне будет привес-
ти рекомендации и в отношении сигнальных проводников.
Как правило, сигнальные проводники также экранируются, а об-
щие принципы обеспечения непрерывности экранировки для них те
же: заземление экранов выполняется с двух сторон. Если по ка-
ким-либо причинам заземлить сигнальный кабель не удастся, то луч-
ше вообще его не заземлять.
Еще один тип сигнального кабеля, который широко используется
при разработке статических преобразователей, — это так называемая
«витая пара». В некоторой степени витая пара является аналогом экра-
нированного кабеля, так как поверхность, подверженная воздействию
электромагнитных помех, у него значительно меньше, чем у двух от-
дельных проводников. При использовании витой пары необходимо
обеспечить как можно меньшую протяженность нескрученных участ-
ков (эта ситуация обычно возникает в местах подключения кабелей).
Комбинированный вариант сигнального кабеля — «витая пара в
экране» и «витая пара в двойном экране» (рис. 2.4.31) — встречается
реже и является достаточно дорогостоящим способом защиты от воз-
действия электромагнитных помех. Поэтому такой вариант применя-
ют в случае крайне неблагоприятной электромагнитной обстановки
внутри прибора и наличии высокого уровня помех (как создаваемых
прибором, так и внешних).
Рис. 2.4.31. Экранированные витые пары
252 2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями
Способ совместной прокладки кабелей разных типов в приборе так-
же может серьезно повлиять на работоспособность преобразователя.
Разработчикам имеет смысл придерживаться здесь общих рекоменда-
ции. Силовые кабели должны быть проложены как можно дальше от
сигнальных кабелей, причем минимальное расстояние между ними
должно составлять порядка 20 см. Если такой возможности нет, или она
сильно ограничена, необходимо приложить все усилия к тому, чтобы
проводники хотя бы не шли параллельно на участках более 30 см. Пере-
сечение кабелей желательно выполнять под углами, близкими к 90 гра-
дусам. Здесь также могут выручить металлические крепежные конструк-
ции большой площади: прокладывать силовой кабель можно по одной
стороне металлического листа-перегородки, а сигнальный — с другой.
Аналоговые и цифровые сигналы управления необходимо переда-
вать по разным экранированным кабелям. Сигналы релейного управле-
ния контакторами и механическими переключателями допустимо пере-
давать в одном экранированном кабеле с цифровыми управляющими
сигналами, если их амплитуда не превышает значения 48 В. Естествен-
но, для каждого сигнала необходимо проложить свою «витую пару*. В то
же время крайне не рекомендуется передавать по одному кабелю сигна-
лы постоянного тока до 24 В и переменного напряжением 220 (380) В.
Недорогим и эффективным способом борьбы с электромагнитны-
ми помехами внутри прибора является использование ферритовых
трубчатых фильтров (рис. 2.4.32) Применение таких фильтров в сово-
купности с другими мерами снижения помех, о которых мы говорили
выше, позволяет уменьшать их влияние непосредственно на входах и
выходах составных частей преобразователей, если подключение к ним
осуществляется не с помощью экранированных разъемных соедини-
телей, а посредством клеммных колодок. Токоведущий провод проде-
вается сквозь ферритовый фильтр, образуя одну петлю, как показано
Рис. 2.4.32. Использование ферритовых трубчатых фильтров
2.5. Как измерить напряжение и ток 253
на рис. 2.4.32. Сигнальные и питающие цепи должны фильтроваться
разными трубчатыми фильтрами. Располагать их нужно в максималь-
ной близости к клеммам устройства.
2.5. Как измерить напряжение и ток
Прежде чем дать развернутый ответ на вопрос, содержащийся в за-
головке, давайте разберемся, зачем специалисту в области силовой пре-
образовательной техники уделять этой проблеме достаточно много вни-
мания. Первая мысль, которая придет нам в голову при ответе на во-
прос «зачем», — это мысль о необходимости визуального контроля
параметров токов и напряжений, формируемых статическими преобра-
зователями. Другими словами, человек, эксплуатирующий преобразо-
вательную технику, не должен лишаться возможности оценить эти ос-
новные параметры в любой момент времени и принять после соответст-
вующей ситуационной оценки решение, например, перевести прибор в
другой режим работы или вообще отключить его. Самый простой вари-
ант днесь — это установка на лицевую панель статического преобразо-
вателя измерительных приборов (стрелочных или цифровых) Вариант
посложнее: оцифровка параметров напряжения и тока встроенным ана-
лого-цифровым преобразователем и передача их в цифровом виде по
стандартному протоколу на централизованное устройство контроля.
Возможны и другие варианты, облегчающие контроль работоспособно-
сти приборов. В любом случае задачи эти тривиальны, а значит, любой
инженер справится с ними без труда. Наш разговор не об этом.
Гораздо важнее вспомнить, что стабилизация и регулирование пара-
метров статических преобразователей, внутренняя автоматизированная
диагностика режимов его работы невозможна без элементов обратной
связи, в составе которых обязательно присутствуют узлы, измеряющие
напряжения и токи. Ранее мы уже говорили о том, что электрические
схемы статических преобразователей содержат как сильноточные сило-
вые цепи, так и сигнальные управляющие цепи, токи в которых могут
отличаться на несколько порвдков. Соответственно, необходимо обес-
печить гальванические развязки между этими цепями, чтобы в макси-
мальной степени исключить влияние силовых цепей на управляющие
сигналы. Как обеспечить такие требования с помощью достаточно про-
стых мер — об этом мы поговорим в текущей главе.
Практически невозможно представить современный силовой ста-
тический преобразователь электроэнергии, в котором не окажется ни
одного датчика тока и напряжения. Более того, реализовать надежное
и функциональное изделие силовой электроники без этих самых дат-
чиков — задача практически невыполнимая. Датчики тока и напряже-
254
2.5. Как измерить напряжение и ток
Рис. 2.5.1.
К пояснению
недостатков
измерительного шунта
ния просто необходимы: они отслеживают величину входного питаю-
щего напряжения, потребляемый ток, осуществляют формирование
сигналов для узлов стабилизации выходных параметров, диагностиру-
ют различные аварийные режимы типа короткого замыкания, пере-
грузки, выхода параметров тока и напряжения за допустимые пределы.
Напомним, что классический способ измерения токов заключает-
ся во включении в измеряемую цепь резистора с небольшим активным
сопротивлением, или, как его традиционно называют, — шунта. Такой
способ годится для применения и в сигнальных цепях, и в силовых.
Однако в том случае, если шунт является переходным элементом меж-
ду силовой и сигнальной цепями, может возникнуть неприятная си-
туация, связанная с затеканием силового тока в измерительные цепи,
что приводит не только к возникновению дополнительной погрешно-
сти измерения, но может стать причиной аварийного выхода из строя
преобразователя. На рис. 2.5.1 эта ситуация иллюстрируется наглядно.
Хорошо видно, что измерительное напряжение 1/ш является итогом
суммы силового тока 1С и измерительного тока /сг. Кроме того, в схеме
обязательно присутствует паразитная индуктивность шунта £ш, а также
паразитная индуктивность подводящих проводов (на рисунке онане по-
казана). Падение напряжения на этих паразитных элементах также
включается в измеренное напряжение 1УШ, фор-
мируя ошибку измерения. Названные недостат-
ки прямого измерения токовых сигналов приве-
ли к тому, что этот способ при разработке мош-
ной преобразовательной техники практически
не используется
Подавляющее число схем статических пре-
образователей ныне строится с применением
бесконтактных датчиков тока (и напряжения),
основанных на эффекте Холла. Эффект Холла
был открыт в 1879 г., но из-за значительной
температурной и электрической нестабильно-
сти его реальное использование стало возмож-
ным только сегодня, когда в состав измери-
тельного тракта с датчиком Холла стали вклю-
чать электронные схемы стабилизации.
На рис. 2.5.2 поясняется физический
смысл действия эффекта Холла. Полупровод-
никовая пластина помешается в магнитное
поле, создаваемое проводником с током. Маг-
нитный поток В формирует силу Лоренца,
действующую на подвижные заряды, находя-
щиеся в пластине полупроводника, что ведет к
изменению их числа на концах пластины. Та-
Рис. 2.5.2.
К пояснению эффекта
Холла
2.5. Как измерить напряжение и ток
255
ким образом, на концах пластины образуется разность потенциалов
U„, величина которой пропорциональна величине протекающего тока.
Эта разность потенциалов называется напряжением Холла. Величина
разности потенциалов может быть рассчитана из соотношения:
(2.5.1)
" d ‘
где К — константа Холла, зависящая от материала полупроводника;
d — толщина пластины,
4 — величина тока управления;
В — магнитная индукция.
Существует несколько типов датчиков тока, в основе которых за-
ложено использование элемента Холла. Первый тип датчика называ-
ется датчиком прямого усиления. Принцип его действия показан на
рис. 2.5.3.
Рис. 2.5.3. Датчик прямого усиления на основе элемента Холла
В основе датчика лежит кольцевой ферромагнитный магнитопро-
вод, в зазоре которого установлен элемент Холла. Через окно магни-
топровода проходит проводник с измеряемым током if. Силовые ли-
нии магнитного поля с величиной индукции В замыкаются внутри
магнитопровода. Ток управления датчиком ic генерируется встроен-
ным токовым генератором с высокой стабильностью. Измеряемый
сигнал U„ усиливается электронной схемой и подается на выход дат-
чика. С учетом всех констант, входящих в математическое выражение,
описывающее физические процессы в датчике, величина выходного
напряжения будет линейно зависеть от величины протекающего сило-
вого тока:
U„=Z-ip,
(2.5.2)
где z — константа датчика.
Датчики прямого усиления могуч измерять как постоянные, так и
переменные токи. Они сравнительно просты по схемам своего по-
256
2.5. Как измерить напряжение и ток
строения, выдерживают значительные токовые перегрузки и отлича-
ются небольшим собственным потреблением тока. Немаловажным для
серийного производства статических преобразователей также является
их низкая стоимость. Разработчику следует запомнить, что датчики
прямого усиления формируют выходной сигнал в виде напряжения.
В ряде случаев, однако, от датчика тока требуется формирование
выходного токового сигнала, пропорционального измеряемому току.
Для решения этих задач разработан другой тип датчика, называемый
компенсационным. На рис. 2.5.4 показан принцип действия компен-
сационного датчика Холла.
Рис. 2.5.4. Датчик компенсационного пша на основе элемента Холта
Отличие его от датчика прямого усиления заключается в наличии
дополнительной компенсационной обмотки, размещенной на кольце-
вом магнитопроводе. Сформированный датчиком Холла сигнал пре-
образуется в ток компенсации которым подается в обмотку компен-
сации. Магнитное поле, образуемое током компенсации, стремится
свести к нулевому магнитный поток в магнитопроводе. По величине
тока компенсации можно судить о величине измерительного тока в
соответствии со следующей зависимостью:
где Np — число витков проводника с силовым током, проходящих че-
рез окно магнитопровода датчика;
Ns — число витков компенсационной обмотки.
Понятно, что число витков обоих обмоток — это конструктивный
параметр, который задается при разработке датчика, и не может быть
2.5. Как измерить напряжение и ток 257
каким-то образом изменен при его использовании в качестве элемен-
та силовой схемы преобразователя. То есть, их отношение — есть
константа, а значит, выходной ток компенсационного датчика будет
прямо пропорционален измеряемому току, то есть изменяться по ли-
нейному закону.
В чем преимущество датчиков компенсационного типа перед дат-
чиками прямого усиления? Так как компенсационные датчики работа-
ют в режиме нулевой индукции магнитопровода, это позволяет исклю-
чить влияние нелинейности ферромагнетика и значительно повысить
точность преобразования. К другим достоинствам компенсационных
датчиков относятся: малый температурный дрейф, малое время откли-
ка, широкий д иапазон частот, возможность работы в режиме вьщачи
выходного сигнала тока и сигнала напряжения. К недостаткам компен-
сационных датчиков относят увеличенные габариты (по сравнению с
датчиками прямого преобразования) и более высокую стоимость.
В подавляющем большинстве случаев технические параметры на-
званных двух типов датчиков должны устроить разработчиков стан-
дартной преобразовательной техники. Ну а если разработчика все же
не удовлетворяют быстродействие, температурная стабильность дат-
чика компенсационного типа? Тогда придется обратить внимание на
модифицированные компенсационные датчики С-типа, позволяющие
с высокой точностью измерить, кроме всего прочего, и дифференци-
альные силовые токи. Устройство компенсационных датчиков С-типа
показано на рис. 2.5.5.
Измерительный узел датчика С-типа составляют два идентичных
кольцевых магнитопровода с равным количеством витков компенса-
Рис. 2.5.5. Компенсационный датчик С тила
258 2.5. Как измерить напряжение и ток
ционных обмоток, включенных последовательно. Генератор прямо-
угольных импульсов формирует двуполярный меандр, который пода-
ется на обмотку компенсации и складывается с компенсирующим то-
ком. Средняя точка компенсационных обмоток подключена к
фильтру нижних частот, который сглаживает ток компенсации. Триг-
гер меняет полярность выходного сигнала генератора при возникно-
вении насыщения в магнитопроводах. Таким образом, гистерезисная
кривая магнитопроводов становится симметричной с высокой степе-
нью точности, а ток в одной из обмоток компенсации — строго про-
порциональным измеряемому току в соответствии с выражением
(2.5.3). Далее токовый выходной сигнал преобразуется с помощью
конвертора «ток—напряжение» в выходной сигнал датчика.
Преимущество компенсационных датчиков С-типа по сравнению
со стандартными компенсационными датчиками очевидно: если по-
следние обеспечивают работу в частотном диапазоне до 150 кГц при
типовой нелинейности 0,5... 1,0 %, то датчики С-типа позволяют рабо-
тать в диапазоне до 500 кГц при типовой нелинейности до 0,1 %.
И, наконец, при необходимости обеспечения очень жесткой тем-
пературной стабильности, помехозащищенности и линейности, мож-
но применить компенсационные датчики ГГ-типа (рис. 2.5.6).
Как и в предыдущем случае, компенсация магнитного потока в маг-
нитопроводах осуществляется с помощью обмоток компенсации. Од-
нако в данном случае в схеме предусмотрен специальный узел детектора
2.5. Как измерить напряжение и ток 259
нулевого потока, имеющий два магнитопровода. Эти магнитопроводы
конструктивно установлены так, чтобы обеспечивать нулевой поток в
главном (измерительном) магнитопроводе. Если в основном магнито-
проводе поток отличен от нулевого, компенсационные магнитопрово-
ды входят в насыщенное состояние несимметрично, что приводит к по-
явлению двух асимметричных токов с разным гармоническим соста-
вом, причем один из магнитопроводов всегда будет находиться в менее
насыщенном состоянии, чем второй. При суммировании двух токовых
сигналов результирующий сигнал окажется насыщенным только гар-
мониками измерительного тока. Компенсационные датчики 1Т-типа
позволяют обеспечить температурную стабильность порядка 0,00003 %
на 1радус Цельсия и линейность около 0,001 %. Для сравнения, у ком-
пенсационных датчиков С-типа этот параметр составляет 0.01 % на гра-
дус Цельсия.
Конструктивно датчики представляют собой защищенные корпуса
произвольной формы с окнами, сквозь которые продевается провод-
ник с измеряемым током. Мы поговорим о конструкциях и техниче-
ских параметрах типовых датчиков чуть позже, а сейчас обратим вни-
мание читателя на так называемые гибкие датчики тока, появившиеся
совсем недавно. Производителем таких датчиков является швейцар-
ская фирма «ЬЕМ» [43]. На рис. 2.5.7 показано конструктивное ис-
полнение гибкого датчика.
Рис. 2.5.7. Гибкий датчик тока
Гибкий датчик представляет собой катушку, равномерно намотан-
ную вокруг гибкого цилиндра. Кроме этого, в диаметральном сечении
цилиндра проложен центральный проводник. Датчик выполнен разъ-
емным, и вот почему: зачастую шинопроводы мощных преобразовате-
лей представляют собой достаточно сложную в конфигурационном
отношении конструкцию, и традиционные датчики расположить в та-
ком случае очень и очень трудно. Поэтому гибкий датчик может быть
разомкнут и намотан на шинопровод подобно тому, как наматывается
260
2.5. Как измерить напряжение и ток
обычный провод. Остается только закрепить его с помощью, напри-
мер, гибких нейлоновых хомутиков, замкнуть и подключить к изме-
рительной электронной схеме. В настоящее время гибкие датчики,
впрочем, являются пока экзотикой, поэтому мы далее не будем оста-
навливаться на их технических характеристиках, а перейдем к рас-
смотрению конкретных исполнений традиционных датчиков, выпус-
каемых фирмой «ЬЕМ» и получивших широчайшее распространение
в приборах преобразовательной техники.
Датчик типа LA55-P/SP1 представляет собой стандартный вариант
компенсационного датчика и широко используется в составе преобра-
зовательной техники (рис. 2.5.8). Конструктивно он представляет со-
бой пластиковый прямоугольный корпус с размерами 37 х 27 х 15 мм.
Через прямоугольное окно продевается шинопровод, в котором про-
текает измеряемый ток.
Данный датчик имеет исполнение с гибкими выводами, с помо-
щью которых он впаивается в печатную плат}'. Номинальный диапа-
зон измеряемых токов датчика составляет ±100 А, при этом точность
преобразования — не хуже 0.65 % при питании двуполярным источ-
ником с напряжением ±15 В. Номинальный выходной ток датчика —
25 мА, частотный диапазон измерения — до 200 кГц.
Особое внимание следует обратить на фазировку измеряемого и
измерительного токов датчика. С целью однозначного задания на-
правлении токовых сигналов на корпусе датчика нанесена стрелка.
При протекании измеряемого тока в направлении стрелки выходной
ток датчика будет положительным.
Подключение датчика выполняется по рис. 2.5.9. Обратите внима-
ние: датчик сам по себе не имеет вывода для подключения «средней»
точки двуполярного напряжения питания. Эта «средняя» точка связа-
на только с правым (по схеме)выводом нагрузочного резистора Rrr.
Небольшие конструктивные отличия имеет компенсационный дат-
чик типа LA205-S, предназначенный для измерения токов в диапазоне
Рис. 2.5.8. Внешний вид
датчика типа LA55-P/SP1
LA55-P/SP1 -
М
Рис. 2.5.9. Подключение датчика
LA55-P/SP1
2.5. Как измерить напряжение и ток 261
±300 А (рис. 2.5.10). Габаритные размеры этого датчика — 66 х
х 57 х 57 мм. Номинальный выходной ток — 100 мА, точность преобра-
зования — не хуже 0,8 %, работа обеспечивается в диапазоне частот до
100 кГц.
Датчик типа LF2005-S (рис. 2.5.11) позволяет измерять достаточно
большие токи — до ±3000 А. Соответственно, подросли и габариты
датчика по сравнению с двумя предыдущими. В данном случае они
составляют 170 х 135 х 61 мм. Номинальный выходной ток датчика —
400 мА, точность преобразования — не хуже 0,3 %, частотный диапа-
зон номинальной работы — до 150 кГц.
Рие. 2.5.10. Внешний вид датчика
типа LA205-S
Рис. 2.5.11. Внешний вид датчика
типа LF2005-S
Наконец, еще один датчик этой конструкции — LT4000-S — предна-
значен для измерения токов в диапазоне ±6000А (рис. 2.5.12). Какввдно
из рисунка, этот датчик представляет собой массивную конструкцию,
оснащенную ребреными поверхностями для лучшей теплоотдачи, а так-
же имеющую мощные крепежные лапы. Такая конструкция датчика от-
нюдь не случайна: номинальный выходной сигнал датчика составляет
800 мА, что, конечно, приводит к значительным тепловым потерям на
элементах внутренней электронной схемы. Кроме того, силовая техни-
ка, в которой протекают столь значительные токи, имеет массивные то-
коведущие части, что заставляет устанавливать механически защищен-
ное оборудование. Других особенностей этот датчик не имеет.
Другое конструктивное исполнение датчиков тока показано на
примере датчика LT200-T/SP96 (рис. 2.5.13), работающего в диапазо-
не токов ±200 А. Если по электрическим параметрам он соответствует
датчикам компенсационного типа, и не требует дополнительных по-
яснений с этой стороны, то на его внешний вид (конструкцию) следу-
ет обратить внимание. Датчик предназначается для объемного монта-
262
2.5. Как измерить напряжение и ток
Рис. 2.5.12. Внешний вид
датчика типа LT4000-S
Рис. 2.5.13. Внешний виц датчика
типа LT200-T/SP96
жа, поэтому он имеет ламельные контакты питания (под пайку) и
контакты подключения натрузочного резистора. Но — что самое ин-
тересное — измерительный шинопровод встроен в корпус датчика и
оснащен отверстиями, к которым подключается токоведущая шина
(плоская или обычная проводная)
Любая электронная техника, предназначенная для серийного про-
изводства, должна отвечать требованиям технологичности, то есть, в
числе прочего, содержать в себе как можно меньшее количество элемен-
тов, а состав имеющихся элементов должен стремиться к максимальной
однотипности, то есть к сокращению их номенклатуры. Кроме этого,
применяемые элементы должны быть сконструированы так, чтобы их
было удобно устанавливать при серийном производстве — это служит
залогом сокращения трудоемкости, а значит, и себестоимости продук-
ции. Датчик в этой цепочке — не исключение,
хотя унифицировать его для всех классов задач
весьма и весьма сложно. И все же фирмы-разра-
ботчики предпринимают определенные шаги в
направлении унификации. Примером удачной
унифицированной разработки может служить
датчик LTS25-NP (рис. 2.5.14), который, к тому
же, специально адаптирован для применения в
преобразовательной технике, оснащенной мик-
роконтроллерами.
В корпус датчика встроены три независи-
мых шинопровода, которые впаиваются в пе-
чатную плату и могут быть соединены токове-
Рис. 2.5.14. Внешний дущими дорожками таким образом, чтобы
вид датчика типа обеспечить необходимый измерительный диа-
2.5. Как измерить напряжение и ток 263
пазон. Традиционное окно, через которое пропускают токоведущий
проводник, здесь выполняет роль дополнительного. С помощью этого
окна, при необходимости, сузить диапазон измеряемых токов.
Электрическая структурная схема датчика LTS25-NP приведена на
рис. 2.5.15, а на рис. 2.5.16 — выходная характеристика. Нетрудно за-
метить, что выходной сигнал датчика представляет собой напряже-
ние, величина которого составляет 2,5 В при отсутствии измеряемого
тока. Почему этот вариант удобен для обработки сигнала встроенным
АЦП микроконтроллера? Ответ предельно прост: большинство мик-
роконтроллеров имеет в своем составе именно однополярные АЦП с
опорным напряжением порядка 5 В. Поэтому для измерения двупо-
лярных токов выходной сигнал необходимо сдвигать ровно на поло-
вину измерительного диапазона. В данном случае этот сдвиг обеспе-
чивается автоматически.
А теперь настало время рассказать о самой интересной особенности
датчика, то есть о принципах коммутации его измерительных шинопро-
измеритвльыый
Рис. 2.5.15. Структурная схема датчика LTS25-NP
Рис. 2.5.16. Выходная характеристика датчика LTS25NP
264
2.5. Как измерить напряжение и ток
водов. На рис. 2.5.17 показаны варианты разводки печатных токоведу-
щих проводников для разных режимов использования датчиков. Вари-
ант «а»—для измерения токов в диапазоне ±24 А, вариант «б» — для то-
ков ±12 А, вариант «в» — для токов ±8 А. В варианте «г» используется
дополнительный проводник, три витка которого пропущены через
вспомогательное окно датчика, таким образом, в варианте «г» диапазон
измеряемых токов сужается до ±4 А. И последний вариант, представ-
ленный на рис. 2.5.17, — вариант «д» — предназначен для измерения
дифференциального тока, то есть разницы между втекающим по шино-
проводу и вытекающим по дополнительному проводнику тока.
Рис. 2.5.17. Варианты использования датчика LTS25-NP
На рис. 2.5.18 показан пример использования датчиков LTS25-NP
в составе статического преобразователя для частотного управления
электродвигателем. В этом примере один и тот ж:е датчик тока ис-
пользуется в трех различных режимах включения: для защиты от то-
ков короткого замыкания на входе преобразователя, для измерения
фазных токов электродвигателя и для измерения дифференциальных
токов в шинопроводе постоянного тока.
Как вариант датчика тока с расщепленной первичной шиной мож-
но привести типономинал LAH50-P (рис. 2.5.19) с диапазоном изме-
ряемого тока от 0 до 50 А. Это — обычный датчик тока компенсацион-
ного типа с двуполярным питанием и нулевым выходным током при
отсутствии измеряемого тока. Более того, датчик не имеет дополни-
тельного окна, через которое можно пропустить вспомогательные вит-
ки токоведущих проводов. Однако его шинопровод расщеплен на три
части, что все-таки позволяет снижать коэффициент преобразования в
2 и 3 раза.
Рис. 2.5.18. Вариант использования датчика LTS25-NP
2.5. Как измерить напряжение и ток
265
Рис. 2.5.19. Внешний
вид датчика типа
LAH50-P
Упомянем мы и датчики напряжения,
выпускаемые фирмой «LEM», в основе кото-
рых лежит использование все того же эффек-
та Холла. На самом деле преобразовать дат-
чик тока в датчик напряжения очень просто:
достаточно первичную измерительную цепь
датчика тока соединить последовательно с
активным сопротивлением известной вели-
чины. Понятно, что ток в этой цепи будет
определяться приложенным к ней напряже-
нием, поэтому вычислить коэффициент для
прямого пересчета тока в напряжение ника-
кого труда не составит. Единственная непри-
ятность, с которой мы столкнемся, если за-
хотим использовать датчик тока в качестве
основы датчика напряжения, — это необхо-
димость иметь значительный ток в первич-
ной (измерительной) цепи, чтобы на выходе
датчика получить номинальный сигнал. По-
этому первичная (измерительная) обмотка
датчиков напряжения выполняется с боль-
шим количеством витков — таким вот обра-
зом снижается номинальный входной ток.
На рис. 2.5.20 показан внешний вид дат-
чика напряжения типа LV25-P/SP20. Как сле-
дует из рисунка, датчик напряжения внешне
очень похож на датчик тока, разве что он не
имеет окна для протяжки шинопровода.
К слову, как мы убедились ранее, некоторые
исполнения датчиков тока вообще невозможно по внешнему виду
отличить от датчиков напряжения, поскольку в них встроены токове-
дущие шины. Номинальный входной сигнал упомянутого датчика на-
пряжения составляет всего 10 мА. При этом выходной ток датчика дос-
тигает 25 мА. Питание д атчика осуществляется двуполярным напряже-
нием +15 В, ошибка преобразования составляет 0,8 %.
На рис. 2.5.21 приведена типовая схема подключения датчика
LV25-P/SP20. Резистор R1 выбирается с учетом номинального тока
измерительной обмотки и величины измеряемого напряжения. До-
пустимая величина измеряемого напряжения у данного датчика со-
ставляет 500 В. Это ограничение связано с его конструктивным ис-
полнением (датчик монтируется на печатную плату).
Близкими характеристиками обладает датчик типа LV100/SP83
(рис. 2.5.22), но допускаемое значение измерительного напряжения
для него гораздо больше: оно составляет 2500 В.
Рис. 2.5.20. Внешний
вид датчика
напряжения типа
LV25-P/SP20
2.5. Как измерить напряжение и ток
Рис. 2.5.21. Подключение датчика LV25-P/SP20
Рис. 2.5.22. Внешний вил
датчика напряжения
LV100/SP83
Места установки датчиков напряже-
ния и тока в преобразовательной технике
обычно выбираются с учетом минималь-
но-возможного уровня помех, удобства
монтажа (и демонтажа), отсутствия вбли-
зи корпусов датчиков значительно нагре-
вающихся элементов. В ряде случаев —
таких, например, как работа преобразова-
телей в условиях сильных постоянных
магнитных полей — может потребоваться
магнитная экранировка корпусов датчи-
ков. Выполнить экранировку можно с по-
мощью замкнутого пермаллоевого или
стального экранирующего корпуса, в который помещается соответст-
вующий датчик.
На рис. 2.5.23 показан фрагмент конструкции реального статиче-
ского преобразователя с размещенными датчиками тока типа
LA55-P/SP1 и датчиками напряжения типа LV25-P/SP20.
Было бы несправедливым в этом разделе обойти вниманием раз-
работчиков специальной техники и не рассказать об отечественных
датчиках, обладающих аналогичными характеристиками. Взамен дат-
чиков фирмы «ЬЕМ» можно с успехом использовать отечественные
серийные датчики тока, напряжения и даже активной мощности, по-
ставляемые ФГУП «НИИЭМ» (г. Истра) [44]. Продукция этой фирмы
поставляется для отраслей промышленности, занятых обеспечением
отечественных космических протрамм, поэтому датчики выполнены
по самым жестким требованиям, обеспечивающим их высочайшую
надежность при приемлемой стоимости. Фирма выпускает достаточно
много разнообразных исполнений датчиков, и за получением подроб-
ной информации мы рекомендуем обратиться на сайт, а здесь расска-
жем лишь о нескольких интересных исполнениях.
2.5. Как измерить напряжение и ток
На рис. 2.5.24 приведен внешний вид датчика измерения постоян-
ного и переменного тока типа ДТХ-5-30, а на рис. 2.5.25 — варианты
коммутации силовых выводов датчика для измерения тока 5 А (вари-
ант «а»), 10 А (вариант «б»), 15 А (вариант «в»), 30 А (вариант «г»).
Номинальный выходной сигнал датчика — 30 мА (для всех вариантов
включения первичной цепи); нелинейность выходной характеристи-
ки — не более 0,1 %; напряжение питания — ±15 В; габаритные раз-
меры — 33 х 33 х 22 мм.
Конструктивно датчик ДТХ-5-30 предназначен для установки на
панель с печатными токоведушими проводниками и подключается к
ним с помощью пайки. Настройка датчика по необходимой величине
выходного напряжения осуществляется подбором нагрузочного рези-
стора на его выходе в диапазоне допустимых значений от 20 до 230 Ом.
Рис. 2.5.25. Варианты коммутации первичной цепи датчика ДТХ-5-30
268 2.5. Как измерить напряжение и ток
Конструктивное исполнение датчиков серии ДТХ-50, ДТХ-100,
ДТХ-150, ДТХ-200, показанное на рис. 2.5.26, не имеет никаких
принципиальных особенностей по сравнению с аналогичной конст-
рукцией, применяемой фирмой «ЬЕМ». Все эти датчики представля-
ют собой типовой ряд, предназначенный для измерения (в зависимо-
сти от исполнения) токов величиной 50, 100, 150, 200 А. Габаритные
размеры — 58 х 48 х 30 мм.
Для измерения токов значениями 300 А, 500 А, 750 А, 1000 А,
1500 А, 3000 А разработаны и поставляются датчики типа ДТХ-300,
ДТХ-500, ДТХ-750, ДТХ-1000, ДТХ-1500, ДТХ-3000. Внешний вид
датчиков показан на рис. 2.5.27. Габаритные размеры датчиков —
120 х 110x125 мм.
Из номенклатуры датчиков измерения напряжения упомянем дат-
чик типа ДНХ (рис. 2.5.28). Этот датчик предназначен для измерения
как постоянного, так и переменного напряжения в диапазоне от 50 до
600 В. Входной номинальный ток датчика составляет 10 мА, номи-
нальный выходной ток — 40 мА (по заказу возможно изготовление
Рис. 2.5.26. Внешний вид датчика
ДТХ-200
Рис. 2.5.27. Внешний вид
датчика ДТХ-1500
Рис. 2.5.28. Внешний вид датчика ДНХ
2.5. Как измерить напряжение и ток 269
датчика со стандартным интерфейсом «токовая петля» 4...20 мА, либо
с непосредственной выдачей среднеквадратического значения «true
rms»). Нелинейность выходной характеристики — не более 0,1 %, пи-
тание — двуполярное, ±15 В, напряжение изоляции — не менее
4000 В, габаритные размеры — 74 х 53 х 39 мм.
Входной токозадающий резистор первичной измерительной цепи
размешается вне корпуса датчика, а измерительная цепь подключается
к двум резьбовым шпилькам на корпусе. Остальные выводы датчика —
обычные штыревые, предназначенные для пайки в печатную плату.
Более подробно имеет смысл поговорить о датчиках мощности типа
ДИМ-200, выпускаемых ФГУП «НИИЭМ», поскольку по ходу книги
мы впервые встречается с подобным типом датчиков. Внешний вид этой
серии показан нарис. 2.5.29. Предназначены датчики дтя измерения ак-
тивной мощности, потребляемой натрузкой, в цепях переменного тока
частотой 50 Гц, а также в цепях постоянного тока. Выходные значения
передаются потоковому интерфейсу типа 0...20 мА, либо по интерфейсу
«токовая петля» 4...20 мА. Основные технические характеристики дат-
чиков ДИ М-200: диапазон измеряемых мощностей—0.. .200 кВт; диапа-
зон входных напряжений — 20...380 В; диапазон входных токов —
20...600 А; коэффициент мощности — 0,3... 1,0; основная погрешность
измерения—не более 2 % (справед лива при гармонических искажениях
входного переменного сигнала не более 5 %); габаритные размеры —
69 х 91 х 99 мм.
Рис. 2.5.29. Внешний вид датчиков ДИМ-200
На выходе датчика Холла здесь формируется напряжение, про-
порциональное произведению мгновенных значении тока и напряже-
ния, то есть мгновенным значениям активной мощности. Далее сиг-
нал усиливается и интегрируется для получения среднего значения
активной мощности. Если требуется измерение значения активной
мощности в трехфазной системе (например, на входе статического
270
2.5. Как измерить напряжение и ток
преобразователя), то токовые выходы трех датчиков подключаются к
общему нагрузочному резистору, что дает сумму значении активных
мощностей по всем трем фазам. Для измерения малых значений мощ-
ностей через токовое окно датчика тока можно пропускать несколько
витков токоведущей шины, естественно, учитывая результат соответ-
ствующим поправочным коэффициентом.
Основные представители номенклатуры классических датчиков,
при всех их достоинствах все-таки являются достаточно габаритными
изделиями. Наметившиеся в последнее время тенденции к сокраще-
нию габаритов преобразовательной техники заставляют производите-
лей элементной базы разрабатывать новые, более миниатюрные, ком-
поненты, экономящие внутреннее пространство приборов при безус-
ловном сохранении высоких технических характеристик. Для таких
применений фирма LEM разработала датчик тока типа FHS-40/SP600
открывающий серию «Minisens» и позволяющий измерять токи до
100 А, но при этом обладающий минимальными размерами — датчик
размещен в корпусе SO1C-8.
Так как данный тип датчика не имеет сквозного отверстия, через
которое пропускается токоведуший проводник с измеряемым током,
его чувствительность определяется расстоянием от токоведущего про-
водника до элемента Холла (рис. 2.5.30). Чувствительность датчика
определяется из выражения:
где г — расстояние от элемента Холла до проводника.
Датчик Холла оснащен специальным концентратором магнитного
потока, что позволило исключить из конструкции датчика кольцевой
магнитный сердечник
Рис. 2.5.30. определение
чувствительности датчика
FHS-40/SP600
На рис. 2.5.31 приведен график зависи-
мости чувствительности (в мВ/A) в зависи-
мости от расстояния между проводником и
чувствительным элементом (в мм). Из него
следует, что датчик должен быть достаточ-
но точно установлен относительно токове-
душего проводника, иначе его показания
будут неточными. Впрочем, современные
методы изготовления электронных прибо-
ров позволяют достаточно точно позицио-
нировать элементы автоматизированным
способом.
Структурная схема датчика FHS-40/
SP600 приведена на рис. 2.5.32. Питание к
2.5. Как измерить напряжение и ток
датчику поступает на выводы Vc и 0V. Его диапазон лежит в пределах
4,75—5,5 В, что согласуется с питанием большинства стандартных мик-
роконтроллеров. Диапазон измеряемых частот лежит до частоты
100 кГц. В составе датчика предусмотрено два выхода: выход VOUTFas,
передает стенал непосредственно с выхода датчика тока, с задержкой
информации не более 3 мкс, а выход VOUT транслирует сигнал, прошед-
ший через фильтр высокочастотных помех. Фильтр позволяет снизить
помехи в диапазоне частот выше 100 кГц, а выход VOUTFa;J можно ис-
пользовать для диагностики возникновения короткого замыкания и
связанного с этим появления сверхтоков. Константы основных пара-
метров датчика (коэффициент передачи, полярность выходного сигна-
ла) сконфигурированы во внутренней энергонезависимой памяти.
272 2.5. Как измерить напряжение и ток
Типовое значение линейности характеристики датчика во всем
диапазоне измеряемых частот не превышает 0,5 %, номинальный вы-
ходной сигнал — 2000 мВ. Через вывод STANDBY осуществляется пе-
ревод датчика в дежурный режим со сниженным энергопотреблением,
что важно для его применения в системах аккумуляторного (автоном-
ного) питания. Датчик имеет 6 конструктивных исполнении, рассчи-
танных на номинальные значения токов из ряда 5 А, 10 А, 20 А, 40 А,
80 А, 100 А. Рабочий диапазон датчика: -40...+115 традусов Цельсия.
Наиболее интересным при применении датчика является реализа-
ция методов его установки в разрабатываемый прибор, а именно — на
печатную плату с силовыми токоведушими проводниками. На
рис. 2.5.33, а показано расположение датчика на печатной плате (РСВ).
Датчик располагается нац токоведущей шиной, по которой проходит
измеряемый ток 1р создающий магнитное поле с индукцией В. Токове-
дущий проводник может располагаться как со стороны установки дат-
чика (рис. 2.5.33, б), таки с противоположной стороны (рис. 2.5.33, в).
Это — очень важный момент, поскольку от взаимного расположения
токоведущего проводника и датчика будут зависеть его показания, а
также величина испытательного напряжения электрической изоляции
между силовой шиной и измерительными цепями. Очевидно, при уста-
новке датчика на сторону платы, противоположную токоведушей шине,
напряжение изоляции повышается, однако снизится чувствительность.
Рис. 2.5.33. Установка датчика FHS-40/SP600 на печатную плату
На рис. 2.5.34 показаны типовые зависимости между расстоянием
от датчика до токоведущего проводника, а также его ширины, и чув-
ствительности датчика. Во всех трех случаях толщина токоведущего
2.5. Как измерить напряжение и ток
273
проводника составляет 70 мкм. Почему наблюдается зависимость чув-
ствительности от ширины проводника? Как датчик, так и токоведу-
щий проводник имеют конечные размеры и не могут быть представ-
лены точечными моделями. Рекомендуемые нормы установки должны
быть обеспечены технологически.
Рис. 2.5.34. Зависимость чувствительности датчика FHS-40/SP600 от
расположения относительно токоьедушего проводника
Чтобы оценить достоинства описываемого датчика, фирма-произ-
водитель выпустила серию готовых к использованию макетных плат с
установленными на них по всем правилам датчиками и сконфигури-
рованными силовыми токоведушими проводниками. Эти макетные
платы носят наименования KIT4, K.IT5, KIT6, KIT7, К1Т8, К1Т9,
KIT11, KIT12. Упомянутые макетные платы с наименованиями K.1TI 1
и К1Т12 несут на себе по два датчика, остальные платы — одиночные.
На рис. 2.5.35, а—е представлен внешний вид макетных плат
KIT4-KIT9. Вариант KIT4 (рис. 2.5.35, а — это вариант расположения
датчика и токоведущего проводника на одной стороне платы. Вариант
KIT5 — расположение элементов с разных сторон платы. В макетной
плате KIT6 использована объемная токоведущая перемычка. Вариан-
ты К1Т7 и К1Т8 — особые: в них токоведущая шина выполнена таким
образом, чтобы силовой ток прошел через датчик несколько раз, в ре-
зультате чего магнитная индукция, созданная отдельными витками.
274
2.5. Как измерить напряжение и ток
должно складываться, чем повышается чувствительность датчика для
измерения небольших значении токов. Вариант К1Т9 похож на вари-
ант KIT4, только токоведущая шина здесь усилена.
Рис. 2.5.35. Варианты исполнения макетных плат КТТ
Все макетные платы KIT используют единую идеологию построе-
ния: печатный монтаж датчика выполнен с учетом рекомендации по
помехозащищенности, приведенных в технической документации (к
выводам питания подключены блокировочные конденсаторы, приме-
нена рекомендованная конфигурация «общего проводника*). Выводы
2.5. Как измерить напряжение и ток 275
токоведущей ипты металлизированы, измерительные цепи и цепи пи-
тания имеют разъемные соединители (контактные группы). Непосред-
ственно на печатной плате указано положительное направление изме-
ряемого тока.
Разработчикам силовой техники приходится постоянно учитывать
такое немаловажное обстоятельство, как нагрев токоведущих провод-
ников. И если объемные проводники можно выполнить любого необ-
ходимого сечения, то с печатными проводниками дело обстоит намно-
го сложнее: нужное сечение может быть обеспечено только за счет ши-
рины проводника. Конечно, для печатных проводников можно
увеличивать плотность тока до 25 А/мм*, но эта цифра все-таки конеч-
на. Учитывая это обстоятельство, разработчики макетных плат К1Т
провели тепловые исследования и привели их результаты в сопроводи-
тельной документации. Для примера приведем данные по макетной
плате KIT4.
На рис. 2.5.36 показана тепловая модель распределения темпера-
туры токоведущего проводника толщиной 70 мкм при температуре
окружающей среды 85 градусов Цельсия и протекании тока 10 А.
Видно, что наиболее нагретая зона наблюдается под основанием дат-
чика, а температура проводника в этой зоне составляет 105 градусов
Цельсия.
Рис. 2.5.36. Тепловая модель токоьедушего проводника макетной платы KIT4
Также для разработчика будет полезным оценить возможность
применения KIT в разных температурных диапазонах. График
рис. 2.5.37 показывает допустимое значение тока в токоведущем про-
276
2.5. Как измерить напряжение и ток
воднике в зависимости от температуры окружающей среды для токо-
ведуших проводников толщиной 35 мкм и 70 мкм. Температура наи-
более нагретой зоны здесь составляет 115 градусов Цельсия
Рис. 2.5.37. График зависимости допустимого тока от температуры
окружающей среды
Второй вариант миниатюрного датчика тока, на который обраща-
ем внимание читателя, это серия ACS, выпускаемая фирмой «Allegro»
[45]. Главное отличие датчиков этой серии от вышеупомянутых дат-
чиков заключается в том, что в их составе конструктивно предусмот-
рена силовая токоведущая шина. Фирма выпускает два основных ти-
поисполнения датчика — с планарно-монтируемым корпусом
(рис. 2.5.38, а), маркируются кодом «71» и с корпусом для монтажа
выводов в отверстия (рис. 2.5.38, б), маркируются кодом «75». Основ-
ные технические параметры датчиков приведены в табл. 2.5.1
Рис. 2.5.38. Типы корпусов датчиков тока серии ACS
2.5. Как измерить напряжение и ток
277
Таблица 2.5.1. Основные параметры датчиков серии ACS
Тип датчика Нелиней- Измеряемый номинальный Типовая чув- ствительность, мВ/А
бочих темпе- ратур, °C
ACS712BLCTR-05B-T -40. ..+85 ±1,50 ±5,0 185,00
ACS712BLCTR-20A-T -40. ..+85 ±1,50 ±20,0 100,00
ACS712ELCTR-30A-T -40. ..+85 + 1,50 ±30,0 66,00
ACS713ELCTR-20A-T -40. ..+85 ±1,50 0-20,0 185,00
ACS713ELCTR-30A-T -40. ..+85 ±1,50 0...30,0 133,00
ACS714ELCTR-05B-T -40...+85 ±1,50 +5,0 185,00
ACS714ELCTR-20A-T -40. ..+85 ±1,50 ±20,0 100,00
ACS714ELCTR-30A-T -40. ..+85 ±1,50 ±30,0 66,00
ACS714LLCTR-05B-T -40...+150 ±1,50 ±5,0 185,00
ACS714LLCTR-20A-T -40...+150 ±1,50 ±20,0 100,00
ACS714LLCTR-30A-T -40...+150 ±1,50 ±30,0 66,00
ACS715ELCTR-20A-T -40. ..+85 ±1,50 0-20,0 185,00
ACS715ELCTR-30A-T -40. ..+85 ±1,50 0-30,0 133,00
ACS715LLCTR-20A-T -40...+150 ±1,50 0-20,0 185,00
ACS715LLCTR-30A-T -40...+150 ±1,50 0-30,0 133,00
ACS750LCA-050 -40...+150 ±5,00 ±50,0 40,00
ACS750SCA-050 -20...+85 +5,00 ±50,0 40.00
ACS750LCA-075 -40...+150 ±5,00 ±75,0 19.75
ACS750SCA-075 -20...+85 ±5,00 ±75,0 19,75
ACS750ECA-100 -40...+150 +5,00 ±100,0 19,75
ACS750SCA-100 -20...+85 ±5,00 ±100,0 19,75
ACS752SCA-050 -20...+85 ±4,00 ±50,0 40,00
ACS752SCA-100 -20...+85 ±4,40 ±100,0 20,00
ACS754LCB-050-PFF -40...+150 + 1,50 ±50,0 40,00
ACS754SCB-050-PFF -20...+85 ±1,50 ±50,0 40,00
ACS754LCB-100-PFF -40...+150 ±1,50 +100,0 20,00
ACS754LCB-100-PSF -40...+150 ±1,50 ±100,0 20,00
278
2.5. Как измерить напряжение и ток
Окончание табл. 2.5.1
Тип датчика Диапазон ра- бочих темпе- ратур, “С Нелиней- Измеряемый номинальный Типовая чув- ствительность, мВ/А
ACS754SCB-1O0-PFF —20. ..+85 ±1,50 ±100,0 20,00
ACS754LCB-130-PFF -40...+15О ±1,50 +130,0 15,00
ACS754LCB-130-PSF -40...+15О ±1,50 +130,0 15,00
ACS754SCB-130-PFF -20...+85 ±1,50 ±130,0 15,00
ACS754SCB-130-PSF -20...+85 ±1,50 ±130,0 15.00
ACS754KCB-150-PFF -40...+125 ±1,30 ±150,0 13,30
ACS754KCB-150-PSF -40...+125 ±1,30 ±150,0 13,30
ACS754KCB-150-PSS -40...+125 ±1,30 ±150,0 13,30
ACS754SCB-150-PSF -20...+85 ±1,30 ±150,0 13,30
ACS754SCB-150-PSS -20...+85 ±1,30 ±150,0 13,30
ACS754SCB-200-PFF -20...+85 ±1,20 ±200,0 10,00
ACS754SCB-200-PSF -20...+85 ±1,20 ±200,0 10,00
ACS755LCB-050-PFF -40...+150 ±2,80 0...50,0 60,00
ACS755SCB-050-PFF -20...+85 ±2,80 0-50,0 60,00
ACS755LCB-100-PFF -40...+150 ±2,80 0-100,0 40,00
ACS755SCB-1O0-PFF -20...+85 ±2,80 0-100,0 40,00
ACS755LCB-130-PFF -40...+150 ±0,85 0-130,0 30,00
ACS755LCB-130-PSF -40...+150 ±0,85 0-130,0 30,00
ACS755SCB-130-PFF -20...+85 ±0,85 0...130,0 30,00
ACS755SCB-130-PSF -20...+85 ±0,85 0...130,0 30,00
ACS755KCB-150-PSF —40...+125 ±0,95 0—150,0 26,00
ACS755SCB-150-PSF -20...+85 ±0,95 0-150,0 26,00
ACS755SCB-200-PSF -20...+85 ±0.80 0-200.0 20.00
ACS756SCA-050B-PFF-T -20...+85 ±1.80 +50.0 40.00
ACS756SCA-1OOB-PFF-T -20...+85 ±1,80 ±100,0 20,00
ACS756KCA-050B-PFF-T -40...+125 ±1,80 ±50,0 40,00
2.5. Как измерить напряжение и ток
279
В качестве примера рассмотрим подробнее типономиналы ACS712
и ACS754, имея в виду, что внутреннее устройство и схемы подключе-
ния остальных датчиков аналогичны указанным. Итак, на рис. 2.5.39,
а приведена схема подключения датчика ACS712, а на рис. 2.5.39, б —
схема подключения датчика ACS754.
Рис. 2.5.39. Схема подключения: а — датчика ACS712; б— датчика ACS754
Типовыми компонентами схемы являются блокировочные конден-
саторы питающего напряжения CBVP, конденсатор выходного фильтра CF
и (для датчика ACS754) резистор выходного RC-филыра RF. Номиналы
этих элементов рекомендуется выбрать такими, как указаны на схемах, а
в случае использования датчика ACS754 номиналы RC-фильтра следует
рассчитать исходя из требований по скорости измерения тока.
На рис. 2.5.40 показана структурная схема датчика ACS712. Через
выводы IP+ и 1Р- проходит измеряемый ток. К датчику Холла под-
ключается схема генератора стабильного тока, а также схемы темпера-
турной компенсации, настройки чувствительности и нулевого выход-
ного тока. Последний усилительный каскад выполняет роль согла-
сующего между фильтром высокочастотных гармоник и внешней
схемой обработки сигнала.
280
2.5. Как измерить напряжение и ток
Для сравнения, на рис. 2.5.41 приведена структурная схема датчи-
ка ACS754. Дополнительных комментариев эта структурная схема не
требует, так как построена с применением типовых узлов.
Рис. 2.5.40. Структурная схема датчика ACS712
Рис. 2.5.41. Структурная схема датчика ACS754
2.5. Как измерить напряжение и ток
281
Каким образом применять описанные датчики дня измерения то-
ков? Казалось бы, здесь нет никаких особенностей — датчик включа-
ется в цепь с измеряемым током, и на этом все хитрости заканчива-
ются. Именно так поступают, когда номинальнв™ ток в измеряемой
цепи не превышает номинального тока датчика. А если — превышает?
Тогда датчик может измерять часть тока с технологического отвода,
показанного на рис. 2.5.42.
Согласно рис. 2.5.42, силовой ток Iut разбивается на два: ток дат-
чика 4™ и основной ток lshmt Очевидно, что:
(2.5.5)
Задача разработчика состоит в том, чтобы рассчитать значения
протекающих токов по конфигурации токоведущих проводников. Вы-
полнить эту задачу поможет рис. 2.5.43.
^Primary
Рис. 2.5.43. К расчету параметров технологического отвода тока
282 2.5. Как измерить напряжение и ток
На рис. 2.5.43 показан установленный датчик тока с планарным
расположением выводов, что не мешает распространить нижеприве-
денную теорию на датчики другого конструктивного исполнения.
Итак, обозначив конструктивные параметры токоведущих проводни-
ков (длина, ширина, высота), найдем значения тока датчика:
(2-5.6)
где
-Р, (2-5.7)
"sham ’1
И
«... - +р, '-и; •"- (2.5.8)
В формулах (2.5.7) и (2.5.8):
^ham — сопротивление участка протекания основного тока;
Rsvue — сопротивление участка протекания тока датчика;
fiprimory — сопротивление токоеедущего проводника датчика;
рс — удельное сопротивление медного проводника;
^shaaH — ширина проводников основной цепи и цепи датчи-
ка тока;
Т — толщина токоведуших проводников
Исходя из этих соотношений мы можем вывести значение необ-
ходимой ширины проводника протекания основного тока:
~ Г + р (L + L )' (2.5.9)
В заключение этого раздела приведем некоторые примеры приме-
нения миниатюрных датчиков тока. Согласно технической докумен-
тации, представленные датчики являются однополярными прибора-
ми. Чтобы обеспечить измерение двуполярных (например, перемен-
ных) токов, датчики должны быть включены встречно-параллельно,
как показано на рис. 2.5.44.
Схема включения датчиков должна быть дополнена элементами,
показанными на рис. 2.5.45. В составе этой схемы предусмотрены фа-
зовращатель, инвертор и сумматор. График, иллюстрирующий работы
схемы обработки сигналов, приведен на рис. 2.5.46.
И, наконец, об использовании датчиков в составе многослойных
шинопроводов. Зачем нужны эти самые многослойные шинопроводы,
почему разработчики силовой преобразовательной техники все более
и более обращают внимание на использование именно таких конст-
2.5. Как измерить напряжение и ток
Рис. 2.5.44. Встречно-параллельное включение датчиков
Рис. 2.S.45. Схема преобразования двуполярного сигнала
Рис. 2.5.46. К пояснению работы схемы преобразования двуполярного
сигнала
руктивных решений силовых проводников, — об этом мы подробно
поговорим в следующей главе, а сейчас приведем пример того, как
миниатюрные датчики могут легко встраиваться в токоведущие слои
шинопроводов (рис. 2.5.47).
284
2.6. Несколько слов о моточных изделиях
Рис. 2.5.47. Встраивание миниатюрных датчиков в многослойные
шинопроводы
Конфигурация шинопровода выбрана таким образом, что сопро-
тивление слоев 2, 4, 6 равно сопротивлению слоев 1, 3, 5. В нечетные
слои встроены датчики таким образом, чтобы обрабатывать двуполяр-
ные сигналы. Между слоями токопроводящими проложены изоляци-
онные слои, а датчики помещаются в вырезах изоляции.
2.6. Несколько слов о моточных изделиях
О принципах проектирования моточных изделий, использующих-
ся в приборах силовой электроники (сюда входят дроссели, реакторы,
трансформаторы) написано достаточно книг, поэтому мы не будем
здесь повторяться и подробно разъяснять читателю, что такое идеаль-
ные и реальные индуктивные элементы, как вычислять поле в магни-
топроводах, как рассчитать в них тепловые потери, как выбрать под-
ходящее сечение обмоточных проводов, какие бывают конструктив-
ные исполнения этих элементов и т. д. Обо всем об этом можно
прочитать, например, в [1] и [2]. Наш рассказ посвятим лишь пер-
спективным ферромагнитным материалам и изделиям на их основе,
которые целесообразно использовать при проектировании мощных
статических преобразователей, а также расскажем о новой технологии
компактной «намотки» трансформаторов и дросселей.
2.Ъ. Несколько слов о моточных изделиях 285
Далеко не всякие ферромагнитные материалы могут быть исполь-
зованы в силовой электронике для намотки трансформаторов и дрос-
селей, тем более высокочастотных- Назовем основные свойства мате-
риалов, которые являются «пропуском» в область силовой преобразо-
вательной техники:
• материал должен легко намагничиваться и размагничиваться, то
есть обладать магнитомягкими свойствами (обладать узкой пет-
лей гистерезиса, малой коэрцитивной силой, большими значе-
ниями начальной и максимальной магнитной проницаемости);
• материал должен обладать большой индукцией насыщения, что
позволит разработчику максимально уменьшить габариты и мас-
су индуктивных элементов;
• материал должен обладать возможно меньшими потерями на пе-
ремагничивание и вихревые токи;
• материал должен иметь слабую зависимость магнитных свойств
от механических напряжений типа растяжения и сжатия;
• материал должен в максимальной степени сохранять магнитные
характеристики при изменении температуры, влажности, иметь
временную стабильность характеристик.
В большинстве электротехнических справочников магнитные ма-
териалы для изготовления дросселей и трансформаторов классифици-
руются по трем основным труппам:
а) проводниковые — электротехнические стали и сплавы (сюда
также входят пермаллои);
б) полупроводниковые — различные типы ферритов;
в) диэлектрические — магнитодиэлектрики (МО-пермаллои).
Применение материалов, относящихся к разным группам, имеет
свои особенности. При изготовлении электромагнитных элементов,
работающих на частотах от 50 Гц до 10 кГц, используют электротех-
нические стали, на частотах от 5...10 до 20...30 кГц — электротехниче-
ские сплавы, на частотах от нескольких кГц и выше — ферриты и
магнитодиэлектрикп. Отдельные виды электротехнических сплавов
так называемого микронного проката работают на частотах до не-
скольких сотен кГц. Но в любом случае надо помнить, что верхняя
частота эффективной работы материала ограничена потерями в нем
на перемагничивание (на гистерезис) и на вихревые токи.
Рассматривать подробно достоинства и недостатки электротехни-
ческих сталей не имеет никакого смысла, поскольку они в основном
используются в низкочастотной преобразовательной технике — в сете-
вых трансформаторах и сглаживающих дросселях фильтров, рассчи-
танных на частоты в диапазоне 50...400 Гц. Конечно, обычные сетевые
низкочастотные трансформаторы тоже используются в преобразова-
тельной технике — для обеспечения питания собственных нужд. Но их
теория хорошо известна, а потому выходит за рамки данной книги.
286 2.6. Несколько слов о моточных изделиях
Кроме того, электротехнические стали совершенно не годятся для
проектирования высокочастотных индуктивных элементов. Электро-
технические сплавы типа пермаллоя, имея значительную чувствитель-
ность к механическим ударам, до недавнего времени были не слишком
популярны у разработчиков силовой преобразовательной техники. Од-
нако теперь технология изготовления изделии на основе пермаллоя
сделала значительный прогрессивный шаг, появились доступные и на-
дежные магнитопроводы, стойкие к внешним воздействиям
В отличие от электротехнических сталей, в основе которых содер-
жится только небольшое количество кремния (неболее4 %), пермаллои
представляют собой сложные по структуре сплавы с примесью хрома,
никеля, кобальта и других металлов, что и обуславливает их замечатель-
ные свойства. Наиболее известны такие марки пермаллоев, как 79НМ,
81 НМ А. Эти материалы выпускаются в виде ленты толщиной от
0,005 мм до 2,5 мм, обладают начальной магнитной проницаемостью по-
рядка 10 000, максимальной магнитной проницаемостью около 200 000,
индукция насыщения пермаллоев составляет около 0,75 Тл. Главная
проблема практического применения пермаллоев состоит в том, что
промышленность выпускает ограниченный типоряд готовых сердечни-
ков и магнитопроводов из этих материалов. К тому же далеко не всякое
предприятие обладает необходимым оборудованием для изготовления
качественных магнитопроводов из пермаллоевой ленты. Но это вовсе не
означает, что нужно отказываться от использования электротехниче-
ских сплавов. Сегодня в области проектирования силовой преобразова-
тельной техники стремительно растет интерес к использованию таких
электротехнических сплавов, как аморфные магнитомягкие сплавы.
Они отличаются от сплавов кристаллического типа, к которым относят-
ся пермаллои, улучшенными магнитными и механическими свойства-
ми, высоким собственным электрическим сопротивлением (что снижа-
ет потери на вихревые токи), малыми потерями на гистерезис. Величина
вихревых токов, возникающих в аморфных магнитомягких сплавах, в
3...5 раз меньше, чем у кристаллических сплавов. И, что немаловажно,
промышленность наладила выпуск широкой номенклатуры изделий из
аморфных сплавов, отличающихся низкой стоимостью.
Ведущим отечественным предприятием по производству изделий
из аморфных магнитомягких сплавов является НПО «Гаммамет»
(г. Екатеринбург) [46]. Наиболее серьезно преуспело это предприятие
в выпуске кольцевых магнитопроводов с наружным диаметром до
600 мм, и высотой, кратной 5 мм. Выпускаются также П-образные
магнитопроводы и магнитопроводы прямоугольного (стержневого)
типа. Изделия из аморфного сплава марок ГМ работают в диапазоне
температур от минус 60 до +125 °C. Выпускаются две разновидности
изделий из аморфных материалов: размещаемые в защитных контей-
нерах из полипропилена и в комбинированных контейнерах. Изделия
2.6. Несколько слов о моточных изделиях
287
могут быть поставлены и без контейнеров, но этот вариант очень не-
удобен для потребителя — ему в этом случае придется выполнять изо-
ляцию магнитопровода самостоятельно. Верхняя граница рабочей
частоты материала, как указано в фирменных технических условиях,
составляет около 200 кГц. Магнитные свойства наиболее распростра-
ненных марок сплава ГМ приведены в табл. 2.6.1.
Таблица 2.6.I. Основные паоаметоы аморфных сплавов типа ГМ
Марка материала В„.Тл |i„, о.е. Ртах, о-е- Я- А/м
ГМ412А 1,12 10 000 600000 1,2
ГМ414 1,15 60000 300000 1,0
ГМ440А 1,5 1000 200000 4,0
ГМ501 0,43 150 000 600000 0,15
ГМ503А 0,58 5000 150000 0,2
ГМ515А 0,95 150 250000 1,5
ГМ НДС 0,32 70000 150000 0,4
ГМ14ДС 0,8 20000 50000 2,0
ГМ32ДС 0,75 7000 200000 2,0
ГМЗЗДС 0,4 3000 600000 0,5
ГМ42ДС 0,75 20000 25 000 2,0
ГМ43ДС 0,4 35000 40000 0,5
ГМ45ДС 0,7 1200 1250 2,5
ГМ54ДС-1000 0,8 1000 1100 3,0
ГМ54ДС-700 0,8 700 760 3,0
ГМ54ДС-500 0,8 500 540 3,0
ГМ54ДС-350 0,8 350 370 3,0
ГМ54ДС-250 0,8 250 260 3,0
ГМ54ДС-200 0,8 200 215 3,0
ГМ54ДС-140 0,8 140 150 3,0
ГМ54ДС-90 0,8 90 96 4,0
ГМ54ДС-60 0,8 60 64 4,0
ГМ54ДС-40 0,8 40 42 4,0
ГМ54ДС-30 0,8 30 31 4,0
2-6- Несколько слов о моточных изделиях
На рис. 2.6.1 и рис. 2.6.2 приведены кривые намагничивания ма-
териалов марок ГМ32ДС и ГМ54ДС.
Рис. 2.6.1. Кривая намагничивания материала ГМЗЭДС
Рис. 2.6.2. Семейство кривых намагничивания материала ГМ54ДС
с проницаемостью 30...1000
2.6. Несколько слов о моточных изделиях 289
Особое внимание следует обратить на магнитопроводы из мате-
риала ГМ54ДС. Эти магнитопроводы, имеющие неферромагнитный
зазор, могут быть использованы для намотки мощных дросселей, «ра-
ботающих» в режиме подмагничивания постоянным током и с ме-
няющимися однополярными токами.
Теперь вкратце поговорим о ферритах. Эти материалы наиболее
часто используются в силовой преобразовательной технике. Они пред-
ставляют собой поликристаллические многокомпонентные соедине-
ния, изготавливаемые по особой технологии, общая химическая фор-
мула которых MeFe2O3 (где Me — какой-либо ферромагнетик, напри-
мер, Мп, Zn, Ni). Являясь полупроводниками, ферриты обладают
высокими значениями собственного электрического сопротивления,
превышающего сопротивление сталей в 50 и более раз. Именно это об-
стоятельство позволяет применять ферриты в индуктивных элементах,
работающих на высоких частотах, без опасения резкого возрастания
потерь на вихревые токи. Наибольшее распространение в силовой пре-
образовательной технике получили отечественные марганец-цинковые
ферриты марок НМ и никель-цинковые ферриты марок НН. При выбо-
ре между этими марками предпочтение следует отдать ферритам марок
Н М, поскольку они имеют более высокую температуру Кюри (темпера-
туру, при которой ферромагнетики теряют свои ферромагнитные свой-
ства), что позволяет эксплуатировать их при более высоких температу-
рах нагрева индуктивных элементов. Потери на гистерезис у марга-
нец-цинковых ферритов на порядок меньше, чем у никель-цинковых.
Ферриты марок НМ обладают высокой стабильностью к воздействию
механических нагрузок. Однако электрическое сопротивление ферри-
тов марок НМ меньше, чем ферритов марок НН, поэтому последние
мотут эксплуатироваться на более высоких частотах.
Отметим из наиболее часто встречающихся никель-цинковые фер-
риты марок2000НН, 1000НН, 600НН, 200НН, 100НН. Верхней трани-
цей рабочей области частот для них является 5—7 МГц. Марганце-
во-пинковые нетермостабильные высокопроницаемые ферриты марок
6000НМ, 4000НМ, 3000НМ, 2000НМ, 1500НМ (рис. 2.6.3), 1000НМ
используются в частотном диапазоне до нескольких сот кГц в интер-
вале температур от минус 60 до +100 °C, когда термостабильность не
является определяющим параметром. В противном случае можно ис-
пользовать термостабильные ферриты марок 2000НМЗ, 2000НМ1,
1500НМЗ, 1500НМ1, 1000НМЗ, 700НМ. Вдобавок к свойству термо-
стабильности, эти марки обладают меньшими потерями на вихревые
токи и расширенным диапазоном частот эффективной работы (от 0,3
до 1,5 МГц). В средних и особенно в сильных полях (где индукция
превышает 0,1 Тл) хорошо применять ферриты марок 4000НМС,
3000НМС, 2500НМС1, 2500НМС2. Лучшими представителями в этой
группе являются ферриты типов 2500НМС1 и 2500НМС2.
290 2.6. Несколько слов о моточных изделиях
Рис. 2.6.3. Кривая намагничивания феррита 1500НМЗ при различных
температурах и частотах: 1 — 20 кГц: 2 — 50 кГц; 3 — 100 кГц
Таблица 2.6.2. Параметры ферритов марок 2500НМС1 и 2500НМС2
Параметр Обозн. Ед измерения 2500НМС1 2500НМС2
Начальная магнитная про- ницаемость (В — 0,2 Т.п,/— 16 кГц) Мн — 4500 (при 20 °C) 4100 (при 120 °C) 4500 (при 20 °C) 4100 (при 120 °C)
Критическая частота Л МГц 0,4 0,4
Удельные объемные маг- нитные потери (В — 0,2 Т.п,/— 16 кГц) Psp мкВт/см- Гц 10,5 (при 25 °C) 8,7 (при ЮО °C) 8,5 (при 25 °C) 6,0 (при ЮО °C)
Магнитная индукция (при Н= 240 А/м) в мТя 290 330
Остаточная магнитная ин- дукция В, мТл ЮО 90
Температура Кюри Тс 'С >200 >200
Плотность — г/см3 1 1
Удельное электрическое со- противление Рс Ом-м 4,9 4,9
Коэрцитивная сила Яг А/м 16 16
Применение ферритов марок 2500НМС и 2500НМС1 (рис. 2.6.4)
позволяет уменьшить массу и габариты трансформатора соответствен-
но на 8 % и 15 % по сравнению с типовыми ферритами марок
2000НМ, а при сохранении прежних типоразмеров — увеличить мощ-
2.6. Несколько слов о моточных изделиях 291
Рис. 2.Ь.4. Кривая намагничивания феррита 2500НМС1 при частоте 20 кГц
ность на 20 %. Конечно, эти оценки сугубо условны, так как в расче-
тах участвует слишком много факторов, в том числе и конструктив-
ных, но в среднем ожидаемые показатели могут быть такими, какие
здесь приведены. Этот пример свидетельствует о том, насколько ва-
жен выбор типа ферромагнетика при проектировании индуктивных
элементов для преобразовательной техники.
В табл. 2.6.3 приведены параметры наиболее часто встречающихся
отечественных ферритов марок НМ и НН.
Таблица 2.6.3. Параметры наиболее часто встречающихся ферритов марок НН и НМ
Марка Ря. о.е. Ртом, о-е- Я,, т.1 /о МГц То "С Л„Тл dc) А/м
2000НМЗ 1700-2500 3500 0,35-0,4 0,5 200 0,12 25
2000НМ1 1700-2500 3500 0,38—0,4 0,5 200 0,12 25
1500НМЗ 1200-1800 3000 0,35-0,4 1,5 200 0,08 16
1500НМ1 1200-1800 3000 0,35-0,4 0,7 2000 — 16
2000НМ 2000 3500 0,38-0,4 0,45 200 0,12 24
100НН 80—120 850 — 7,0 120 — 15
400НН 350.. .500 1I0U 0,25 3,5 ПО 0,12 64
600НН 500...800 1600 0,31 1,5 по 0,14 32
1000НН 800...1200 3000 0,27 0,4 110 0,15 20
В настоящее время у разработчиков силовой преобразовательной
техникп становятся все более популярными импортные изделия из
ферритов. Они в достаточном количестве присутствуют на отечествен-
ном рынке, их можно без труда приобрести и заменить на аналоги,
производимые разными фирмами. Как показывает практика, ферри-
ты, выпускаемые ведущими зарубежными фирмами (например, фирма
2-6- Несколько слов о моточных изделиях
«Epcos» считается одним из лидеров производства изделий из ферри-
тов), в значительной степени превосходят по своим характеристикам
отечественные ферриты, главным образом, в отношении пониженных
потерь на гистерезис и на вихревые токи. Кроме того, номенклатура
конфигураций магнитопроводов, изготавливаемых из этих ферритов,
значительно более широка. В табл. 2.6.4 приведены параметры наибо-
лее популярных марок, выпускаемых фирмой «Epcos» [39].
Твбшца 2.6.4. Параметры федаггов, выпускаемых фирмой 'Epcos-
Марка Материал Pw o.e. Д»Тл Я„ А/м
К1 .Vi—Zn 80 0,31 380
мзз Mn—Zn 750 0,4 80
N22 Mn—Zn 2300 0,28 18
N27 Mn—Zn 2000 0,5 22
N41 Mn—Zn 2800 0,49 22
N48 Mn—Zn 2300 0,42 26
N49 Mn—Zn 1300 0,46 18
N67 Mn—Zn 2100 0,48 22
N72 Mn—Zn 2500 0,48 15
N87 Mn—Zn 2200 0,48 16
Еше одно обстоятельство в пользу применения импортных ферри-
тов, производимых фирмой «Epcos», — наличие свободно распростра-
няемой программы Ferrite Magnetic Design Tools, которая визуализи-
рует магнитные характеристики всех предлагаемых материалов, по-
зволяет построить множество полезных для разработчика графиков,
отражающих поведение ферритов в разных эксплуатационных услови-
ях, например, при разной температуре и рабочей частоте.
Поговорим теперь о магнитодиэлектриках. Эти материалы разра-
ботаны на основе мелокопомолотых порошков, обладающих магнит-
ными свойствами, и связующего диэлектрического материала на ос-
нове полистирола. В магнитодиэлектриках частицы магнетика отделе-
ны друг от друга диэлектрической средой, являющейся одновременно
электрической изоляцией и механической связкой всей системы.
Магнитная проницаемость магнитоднэлектриков невелика (от не-
скольких единиц до сотен относительных единиц). Благодаря боль-
шому размагничивающему фактору параметры магнитодиэлектриков
мало зависят от внешних полей. В области силовой преобразователь-
ной техники можно встретить две основные труппы магнитодиэлек-
триков: альсиферы и пресспермы.
2.6. Несколько слов о моточных изделиях 293
Альсиферы — широко применяемый вид магнитодиэлектриков, ос-
нову магнитного наполнения которых составляет тройной сплав А1—
Si—Fe (алюминий—кремний—железо). Отечественной промышленно-
стью выпускаются 6 марок альсиферов с относительной проницаемо-
стью от 22 до 90, предназначенных для работы в интервале температур
от минус 60 до +120 "С. Буквы в названии марок означают: ТЧ — то-
нальная частота; ВЧ — высокая частота; К — с компенсированным тем-
пературным коэффициентом магнитной проницаемости. Основные па-
раметры альсиферов приведены в табл. 2.6.5. На трафике рис. 2.6.5 при-
ведены кривые намагничивания альсиферов марок ТЧ-60, ТЧ-32,
ВЧ-22.
Рис. 2.6.5. Кривые намагничивания альсиферов: 1 — ТЧ-60; 2 — ТЧ-32;
3— ВЧ-22
Таблица 2.6.5. Параметры отечественных ал^нферои
Марка Я бя’КР f МГц Маркировка
ТЧ-90 79-91 3,0 0,02 Синий
ТЧ-60 56...63 2,0 0,07 Черный
ТЧК-55 48.. .58 2,0 0,07 Красный
ВЧ-32 28...33 1,2 0,2 Белый
ВЧ-22 19-24 2,0 0,7 Зеленый
ВЧК-22 19-24 2,0 0,7 Жетгый
S„ — коэффициент потерь на гистерезис.
Коэффициент потерь на гистерезис у альсиферов остается посто-
янным лишь при слабых полях. При повышении напряженности поля
он снижается и в полях порядка 1500...2000 А/м падает до 0,1 своего
начального значения. Такая зависимость объясняется следующими
физическими принципами: в слабых полях площадь петли гистерези-
са альсиферов растет пропорционально третьей степени напряженно-
сти внешнего поля (Н), а в сильных — медленнее.
294
2.6. Несколько слов о моточных изделиях
Пресспермы — магнитодиэлектрики, производимые на основе так
называемого мо-пермаллоя. Изготавливают их из мелкопомолотого ме-
таллического порошка высоконикилевого пермаллоя, легированного
молибденом. Пресспермы обладают повышенной магнитной проницае-
мостью, низким уровнем гистерезисных потерь. Отечественной про-
мышленностью разработаны 10 марок пресспермов (5 нетермокомпен-
сированных и столько же — термокомпенсированных). Параметры не-
которых представителей приведены в табл. 2.6.6. В обозначении
термокомпенсированных пресспермов добавляется буква «К». Цифра в
обозначении марки — это значение номинальной магнитной проницае-
мости. Верхняя рабочая частота мо-пермаллоевых магнитопроводов со-
ставляет 100 кГц.
На рис. 2.6.6 приведены кривые намагничивания пресспермов
наиболее распространенных марок.
Таблица 2.6.6. Параметры отечественных мо-пермаллоев
Марка /..кГц "С Р «н 10»
МП-60 100 -60...+85 55 1,5
МП-100 100 -60...+85 100 2,0
МП-140 100 -60. ..+85 140 2,0
МП-250 100 -60. ..+85 250 3,0
2.Ъ. Несколько слов о моточных изделиях 295
К сожалению, изделия на основе мо-пермаллоя имеют достаточно
высокую стоимость из-за высокого содержания в них никеля, являю-
щегося дорогостоящим материалом. Появление материалов типа
МРР, High Flux и Kool М и изделий на их основе, поставляемых ЗАО
«ЛЭПКОС» [47] позволило удешевить технологию производства маг-
нитопроводов и, соответственно, в конечном итоге снизить стоимость
изготовления индуктивных элементов. Наиболее интересны в пред-
ставленной номенклатуре магнптопроволы, изготавливаемые из мате-
риалов марок High Flux и Kool М
Магнитопроводы, производимые на основе материала High Flux,
представляют собой сердечники кольцевого типа. Для изготовления
сердечников используется смесь, состоящая из 50 % никеля и 50 %
порошкового железа, что позволило достигнуть индукции насыщения
значения 1,5 Тл. Для сравнения: стандартная индукция насыщения
отечественных пермаллоев составляет 0,75 Тл, а у ферритов она вооб-
ще не превышает в лучшем случае 0,45 Тл. Относительная магнитная
проницаемость материала High Flux лежит в диапазоне 14... 160. При-
менять изделия на основе этих материалов имеет смысл в условиях
высокого подмагничивания постоянными токами, например, для
дросселей выходных фильтров постоянного тока.
Несколько хуже обстоит дело с величиной индукции насыщения у
материала Kool М — 1,05 Тл. Однако это все равно выше, чем у стан-
дартных мо-пермаллоев. Кроме того, в номенклатуре производимых
изделий из этого материала имеются сердечники Ш-типа, которыми
можно заменить обычные ферритовые Ш-образные сердечники и раз-
работать моточные изделия меньших габаритов, не опасаясь перегре-
вов вследствие потерь на гистерезис и вихревые токи (этот материал
обладает очень низким уровнем потерь).
Материал МРР имеет еще более низкую индукцию насыщения,
составляющую 0,75 Тл, что уже сравнивается с аналогичным парамет-
ром для мо-пермаллоя. Тем не менее, относительная магнитная про-
ницаемость этого материала находится в диапазоне 14...550, потери на
порядок меньше, и, вдобавок ко всему, индуктивные элементы, изго-
товленные с применением этого материала, обладают высокой ста-
бильностью индуктивности даже после намагничивания постоянным
током большого значения.
Изделия из упомянутых выше ферромагнитных материалов, изго-
тавливающиеся промышленностью, используются в качестве полуфаб-
рикатов для намотки трансформаторов и дросселей. Номенклатура вы-
пускаемых электротехнических изделий столь широка, что в рамках
данной книги вряд ли удастся рассказать обо всехтипономиналах. Впро-
чем, такой необходимости и нет — существует достаточное количество
справочников, доступны материалы из «всемирной паутины». Поэтому
коротко напомним основные виды изделий, с которыми обычно имеют
296 2.6. Несколько слов о моточных изделиях
дело при разработке преобразовательной техники: кольцевые магнито-
проводы (ring cores), стержневые сердечники круглого сечения (rod
cores), стержневые сердечники прямоугольного сечения (plate cores),
броневые чашечные магнитопроводы (pot cores), броневые Ш-образные
магнитопроводы (E-cores), броневые магнитопроводы типа КВ (RM
cores). Эти типы магнитопроводов давно освоены также и отечествен-
ной гфомьппленностью, налажено их серийное производство.
В заключение раздела имеет смысл рассказать об одной интерес-
ной конструктивной вдее, которая может пригодиться при разработке
малогабаритных исполнений статических преобразователей неболь-
шой мощности. Речь идет об индуктивных элементах с минималь-
но-возможной высотой. Идея достаточно простая (показана на
рис. 2.6.7): обмотка индуктивного элемента проектируется не с при-
менением всем известного эмалированного медного провода, а вы-
травливается на многослойной печатной плате. Слои платы имеют
переходные отверстия и стыкуются таким образом, чтобы обеспечить
необходимое количество витков в обмотках.
Рис. 2.6.7. Обмотка в виде печатных проводников
На рис. 2.6.8 показан пример послойной разводки слоев транс-
форматорных обмоток. Слой 1 (layer 1) и слой 10 (layer 10) предназна-
чены для соединения обмоток с терминальными контактами индук-
тивного элемента, с помощью которых он включается в электриче-
скую схему. Слои 2, 3, 8, 9 образуют первичную обмотку, слои 4 и
7 — вторичную, слои 5 и 6 — еще одну вторичную обмотку
Как показывает опыт разработки «печатных» преобразователей,
однослойный печатный проводник «держит» на1рузку до 12 А, однако
ее можно повысить, включив параллельно несколько слоев. Рабочая
1.1. «Рассыпуха» силовой электроники
Рис. 2.6.8. Пример постойной разводки обмотки
частота «печатных* статических преобразователей составляет около
500 кГц — именно на таких частотах можно ограничиться нескольки-
ми витками.
2.7. «Рассыпуха» силовой электроники
Этим словом в среде разработчиков электронной техники обычно
именуют комплектующие изделия, которые считаются тривиальными,
то есть давно известными и применяющиеся широко. Обычно таким
элементам в литературе не уделяют достаточного внимания. Это пре-
жде всего выпрямительные диоды и диодные модули, конденсаторы,
резисторы и т. д. Быть может, нам тоже имеет смысл поддаться всеоб-
щей тенденции и отослать читателя к сайтам производителей и тор-
298
2.7. «Рассыпуха» силовой электроники
гующим фирмам? Давайте все-таки не будем спешить: разговор этот
не только возможен, но и принципиально важен, поскольку работо-
способность статических преобразователей электроэнергии в значи-
тельной степени зависит от того, какие именно элементы, входящие в
класс «рассыпуха», будут выбраны при проектировании.
Разговор об этих тривиальных компонентах мы начнем с силовых
электролитических конденсаторов. Традиционно этот элемент ис-
пользуется во входном звене силовой схемы статических преобразова-
телей в качестве фильтра пульсаций сетевого напряжения (рис. 2.7.1).
Рис. 2.7.1. Фильтрующие конденсаторы в составе статического
преобразователя
Обкладки конденсатора (катод и анод ) изготавливаются из алюми-
ниевой ленты, между обкладками проложена специальная электроли-
тическая бумага, пропитанная жидким электролитом. Одна из обкла-
док имеет очень тонкий слой окисла алюминия, появляющегося в ре-
зультате электролитического окисления и являющегося диэлектриком.
Этот оксидный слой имеет свойство односторонней проводимости, но
в определенном направлении приложения электрического потенциала
он обладает отличными диэлектрическими свойствами, а также малой
толщиной, что позволяет изготавливать ковденсаторы больших емко-
стей с небольшими размерами. Устройство обычного электролитиче-
ского конденсатора графически иллюстрировано на рис. 2.7.2.
В связи с вышесказанным, подавляющее большинство выпускае-
мых промышленностью электролитических конденсаторов являются
полярными элементами, и при их включении в схему нужно соблю-
дать соответствующую полярность. Если обе алюминиевые полосы
имеют на своей поверхности слой окисла, конденсатор станет непо-
лярным. Такие конденсаторы тоже серийно выпускаются, но приме-
2.7. «Рассыпуха» силовой электроники
299
Рис. 2.7.2. Устройство электролитического конденсатора
няют их значительно реже полярных. Например, фирма «Hitano» вы-
пускает неполярные электролитические конденсаторы серий ENR и
ENA, имеющие диапазон емкостей от 0,47 до 1000 мкФ и рабочими
напряжениями до 160 В с температурным диапазоном от минус 40 до
+85 °C. Номенклатура отечественных конденсаторов серии К50-68Н,
выпускаемых отечественным ОАО «Элековд» (г.Сарапул) [48], скром-
нее: от 2,2 мкФ до 22 мкФ в диапазоне напряжений от 16 до 50 В (в
том же самом диапазоне рабочих температур).
Емкость алюминиевого электролитического конденсатора может
приближенно быть вычислена из следующей формулы для плоскопа-
раллельного конденсатора, известного из школьного курса физики:
С =8,855-10-*— .
d
(2.7. П
где е — диэлектрическая проницаемость материала диэлектрика;
5 — площадь диэлектрика;
d — толщина диэлектрика.
Очевидно, чтобы достигнуть более высокой емкости конденсато-
ра, диэлектрическая проницаемость и площадь диэлектрика должны
быть как можно больше, а толщина диэлектрика — как можно мень-
ше. В табл. 2.7.1 показаны значения диэлектрических постоянных и
толщина материалов, использующихся в различных типах конденса-
торов.
Но здесь появляется одна существенная техническая проблема:
чем тоньше диэлектрик, тем меньше напряжение его пробоя. В случае
электролитического конденсатора толщину диэлектрика можно сни-
жать, рассчитывая ее на определенное максимальное рабочее напря-
жение и снижая габариты конденсатора. Но чем толыпе оксидная
пленка, тем более жесткие требования предъявляются к механической
стойкости и к их надежности, долговечности, сроку службы.
2.7. «Рассы пуха» силовой электроники
Таблица 2.7.1. Диэлектрическая характеристика материалов
Тип конденсатора Диэлектрик Диэлектрическая проницаемость Толщина диэлек- трика, мкм
Алюминиевый электролита ческий конденсатор Оксид алюминия 7...10 0,0013-0,0015
Танталовый электролитиче- ский конденсатор Оксид тантала 24 0,001-0,0015
Пленочный конденсатор (металлизированный) Полиэстерная пленка 3,2 0,5-2,0
Керамический конденсатор (с высокой диэлектрической проницаемостью) Титанат бария 500-20000 5,0
Керамический конденсатор (термокомпенсированный) Оксид титана 15-250 5,0
Создание оксидной пленки происходит с помощью гальваниче-
ского травления в хлориде алюминия при пропускании переменного
(АС) или постоянного (DC) тока, либо попеременного чередования
АС и DC токов. Существует два основных типа травления: поверхно-
стное травление, являющееся в основном продуктом АС электролиза
(выполняется для конденсаторов с низким значением допустимого
рабочего напряжения), и туннельное травление, получающееся в ре-
зультате DC электролиза (применяется для конденсаторов со средним
и высоким значением допустимого напряжения). Затем диэлектрик
помещается в раствор борной кислоты для очистки поверхностей.
Зачем в электролитическом конденсаторе присутствует электро-
лит? Не проще было бы окислить обкладки и проложить между ними
сухую бумагу, свернув затем этот «бутерброд» в трубочку? Оказывает-
ся, так делать нельзя. Конденсатор, изготовленный подобным спосо-
бом, будет иметь небольшую и очень нестабильную емкость, так как
обкладки получатся отстоящими друг от друга достаточно далеко,
прилегать они будут неравномерно. Поэтому бумага пропитывается
специальным электролитом — жидкостью, проводящей ток. Одна из
алюминиевых обкладок в результате пропитки становится вторичным
катодом, а собственно катод получается из бумаги, пропитанной
электролитом. Таким образом, в качестве диэлектрика выступает ок-
сидный слой, и достигается высокая емкость конденсатора.
К электролитической жидкости для пропитки конденсаторной бу-
маги предъявляются следующие основные требования: во-первых, она
должна обладать хорошими токопроводящими свойствами; во-вто-
рых, восстанавливать дефекты окстщного слоя; в-третьих, — не обра-
2.7. «Рассыпуха» силовой электроники
301
зовывать химической реакции с фольгой анода и катода; в-четвер-
тых, — не должна создавать давление внутри оболочки конденсатора
при нормальной работе. С учетом приведенных требований разрабо-
таны разные типы электролитических жидкостей для работы при раз-
ных напряжениях и разных температурах.
Несколько слов о точности выдержки номинальных параметров
конденсаторов. Стандартный допуск емкости электролитических кон-
денсаторов обычно составляет ±20 % (группа М) и даже 50 %, однако
выпускаются конденсаторы с более жеста™ допуском ±10 % (группа
К), которые следует использовать обоснованно, то есть там, где это
действительно необходимо.
Возможно, читатель уже задал себе вопрос — к чему все эти рас-
сказы о технологии производства электролитических конденсаторов?
Дело в том, что чистота материала обкладок, качество электролитиче-
ской жидкости, плотность прилегания пропитанной бумаги к обклад-
кам — все это влияет на так называемые эквивалентные параметры
конденсаторов. И если во многих случаях для применения того или
иного «электролита» достаточно произвести его выбор по значению
номинальной емкости и номинального напряжения, то при разработ-
ке силовой преобразовательной техники этого явно недостаточно. Не-
обходимо принимать во внимание еще ряд параметров, о которых мы
далее поговорим
Итак, в группу основных параметров электролитических конден-
саторов включаются: эквивалентное последовательное сопротивление
(ESR) и тангенс учла потерь (tg 5). Эти параметры определяют, по
сути, полный импеданс конденсатора (Z), составляющие эквивалент-
ной схемы которого приведены на рис. 2.7.3.
На рис. 2.7.3 обозначенье С — собственная емкость конденсатора;
г — сопротивление утечки электролита; R — эквивалентное последо-
вательное сопротивление; L — эквивалентная последовательная ин-
дуктивность.
Рис. 2.7.3. Эквивалентная схема конденсатора
На низких частотах (в диапазоне 0,05—1,00 кГц) эквивалентная
последовательная индуктивность L обычно не учитывается в силу
своей незначительности, и ESR имеет чисто активный характер. Та-
кой случай обычно встречается при использовании конденсаторов для
302 2.7. «Рассыпуха» силовой электроники
фильтрации низкочастотных пульсации напряжения. Тангенс угла по-
терь в этом случае определяется по формуле
tg6 = 2n-/ С R. (2.7.2)
Отметим, что сопротивление R обусловлено, главным образом,
сопротивлением фольги обкладок и внешних выводов, а индуктив-
ность L (в некоторых случаях она обозначается как ESL) — паразит-
ной индуктивностью обкладок. Характер поведения различных со-
Рис. 2.7.4. Характер поведения Xf, Z, XL, R от частоты
Из графика хорошо видно, что падение полного сопротивления
конденсатора происходит до определенной частоты, после чего паде-
ние замеддяется, стабилизируется на определенном уровне, близком к
активному сопротивлению, и начинает расти. Рост полного сопротив-
ления происходит вследствие наличия индуктивности L. Именно по-
этому электролитические конденсаторы плохо «работают» в качестве
фильтров на высоких частотах, и их приходится дополнительно шун-
тировать неполярными конденсаторами.
При выборе электролитических конденсаторов достаточное вни-
мание нужно уделять токам утечки. Причина их появления кроется в
неидеальном характере поляризации электролита, наличии влаги в
диэлектрике, наличии неудаленных соединений хлора и металличе-
ских примесей. Величина тока утечки может быть уменьшена только
на этапе изготовления конденсатора, и с улучшением уровня техноло-
гии его доля становится все меньше и меньше, однако полностью
токи утечки исключить не удается. Более того, токи утечки прогрес-
сируют во времени, они зависят от величины приложенного напряже-
ния, температуры окружающей среды. Если есть необходимость дли-
тельного хранения электрического заряда, имеет смысл обратить вни-
2.7. «Рассыпуха» силовой электроники 303
мание на значение этого параметра и осуществить выбор типа
конденсатора по величине тока утечки (к примеру, для бутстрепных
конденсаторов драйверов это очень важно).
Мы уже знаем, что в алюминиевых электролитических конденса-
торах применяется жидкий электролит, который, как любая другая
жидкость, обладает вязкостью и проводимостью. На эти параметры
внешняя среда оказывает существенное влияние. Электрическая про-
водимость электролита увеличивается с увеличением температуры и
снижается при ее понижении. Рассмотрим влияние температуры на
емкость конденсатора, тангенс угла потерь, ESR, полное сопротивле-
ние и ток утечки.
Емкость алюминиевых электролитических конденсаторов увели-
чивается при увеличении температуры и, соответственно, уменьшает-
ся при ее падении. Связь между значением емкости и температурой
окружающей среды приведена на рис. 2.7.5.
Рис. 2.7.5. Типовая зависимость емкости от температуры
Эквивалентное последовательное сопротивление (ESR), а следова-
тельно, и тангенс угла потерь, и полное сопротивление (Z) изменяют-
ся при изменении температуры и частоты. Наиболее типичный харак-
тер изменения тангенса угла потерь для электролитических конденса-
торов показан на рис. 2.7.6. Хорошо видно, что с ростом частоты
растут и потери.
Электролитические конденсаторы ограничены в режимах работы с
пульсирующими токами. Проще говоря, пульсация напряжения на
выводах конденсатора не должна превышать величины, задаваемой в
2.7. «Рассыпуха» силовой электроники
Рис. 2.7.6. Типовая зависимость тангенса угла потерь от частоты
технической документации. Дело в том, что обычно пульсации связа-
ны с циклическим характером работы конденсатора в режиме «за-
ряд-разряд». Протекающие в это время реактивные токи выделяют на
сопротивлении ESR тепло — конденсатор разогревается. Поэтому
крайне необходимо рассчитывать величину фактического реактивного
тока и сравнивать ее с допустимой на данный тип конденсатора. По-
нятно, что конденсаторы с проволочными выводами допускают срав-
нительно небольшие величины токов, а вот для работы в мощных си-
ловых устройствах специально выпускаются конденсаторы с резьбо-
выми втулками и прижимными винтами.
Иногда для увеличения допустимого напряжения электролитиче-
ские конденсаторы включают последовательно. Так однозначно при-
дется поступить при разработке силовой схемы преобразователя с пи-
танием от трехфазной сети переменного тока 380 В 50 Гц. Амплитуд-
ное значение напряжения на конденсаторах входного фильтра в этом
случае может достигать 540 В, в то время как найти «электролит» с до-
пускаемым напряжением более 450 В крайне сложно. Хотя, в принци-
пе, некоторые фирмы выпускают электролитические конденсаторы на
номинальное напряжение 550 В, однако число таких фирм можно пе-
ресчитать по пальцам, и в случае необходимости ремонта вышедшего
из строя преобразователя подобрать адекватную замену из номенкла-
туры других фирм окажется сложнее. На рис. 2.7.7 показан вариант
последовательно-параллельного включения конденсаторов. Чтобы
сбалансировать конденсаторы по токам утечки, включаются дополни-
2.7. «Рассыпуха» силовой электроники
тельные выравнивающие резисторы ве-
личина которых рассчитывается по эмпири-
ческой формуле:
(2.7.3)
Рис. 2.7.7. Последовз-
телыто-параллеяьное
включение конденсаторов
_ 1000
VSR 0,015 С
Рис. 2.7.8. Внешний вид
конденсаторов В43566 и
В43586
Если в указанную формулу подставить
емкость конденсатора в мкФ, то рассчитан-
ная величина резистора будет в кОм.
В качестве примера рассмотрим не-
сколько типономиналов электролитических
конденсаторов, применяющихся для по-
строения силовых схем статических преоб-
разователей. На рис. 2.7.8 показан внешний
вид серий конденсаторов типа В43566 и
В43586, производимых фирмой «Epcos*. Эти
конденсаторы специально спроектированы
для применения в статических преобразова-
телях электроэнергии и отвечают всем тре-
бованиям, предъявляемым к конденсаторам
такого класса. Во-первых, конденсаторы
имеют мощные выводы для подключения
силовых шин, оснащенные винтовыми за-
жимами, что позволяет соединять их в бло-
ки, накладывая сверху плоскую токоведущую шину (в том числе и
многослойную). Во-вторых, конструктивно они спроектированы так,
чтобы обеспечить минимальные значения паразитных ESR и ESL.
В-третьих, сроки службы конденсаторов достаточно велики (фирма
гарантирует работоспособность в течение 250 тыс. часов при темпера-
туре +40 ’С), что, конечно, является большим подспорьем для созда-
ния долговечного статического преобразователя. Опытные разработ-
чики электронной аппаратуры знают, что электролитические конден-
саторы традиционно являются одним из самых недолговечных
электронных компонентов — они «сохнут» и теряют свою емкость.
Поэтому любые шаги, направленные на продление их сроков службы,
заслуживают особого внимания.
Приведенные типы конденсаторов выпускаются на диапазон номи-
нальных напряжений 350...450 В, выдерживают перегрузку по напряже-
нию не более 10 % от номинального. Диапазон емкостей конденсаторов
составляет470...6800 мкФ. Выводы конденсаторов выдерживают макси-
мальные переменные значения токов (в зависимости от исполнения ти-
пономинала) от 30 до 70 А. Средние значения ESL для конденсаторов со-
ставляют: 15 нГн для исполнений диаметром 51,6 мм; 20 нГн для испол-
306
2.7. «Рассыпуха» силовой электроники
нений 79,6 и 91 мм. Значения ESR для каждого номинала конденсатора
разные. Например, для типономинала 680 мкФ с номинальным напря-
жением 450 В это значение составляет 350 мОм, а для типономинала
3300 мкФ на то же номинальное напряжение — 70 мОм (измерения про-
ведены для частоты 100 Гц). Характеристика зависимости ЕЗКотчасто-
ты показана на рис. 2.7.9. На представленном графике кривая «а» отно-
сится к конденсаторам с диаметром 76,9 и 91 мм, кривая «Ь»—к конден-
саторам с диаметром 64,3 мм, кривая «с»—к конденсаторам с диаметром
51,6 мм. График нормирован к значению ESR на частоте 100 Гц
Рис. 2.7.9. Зависимость ESR от частоты для конденсаторов
В43566 и В43586
Так как конденсаторы «работают» в режиме перезарядки силовы-
ми токами значительной величины, их конструкция выполнена таким
образом, чтобы обеспечить при необходимости надежное охлаждение
корпуса. На рис. 2.7.10 показано, что конденсатор при необходимости
может устанавливаться на теплоотвод через изолирующую теплопро-
водяшую прокладку.
Второй пример конденсатора типа К50-77, выпускаемого ОАО
«Элекоцд», показан на рис. 2.7.11. Конденсаторы выпускаются в диа-
пазоне номинальных емкостей от 1000 до 100 000 мкФ и обеспечивают
работу в диапазоне напряжений от 16 до 450 В (также в зависимости от
конкретного типоисполнения). Значение ESL в данном случае состав-
ляет для всех типов порядка 115 нГн, то есть почти на порядок выше,
чем у описанных выше конденсаторов. Полное сопротивление типоно-
минала К50-77 с номинальной емкостью 1500 мкФ и номинальным на-
пряжением 450 В (ближайший аналог конденсаторов, производимых
2.7. «Рассыпуха» силовой электроники
307
Рис. 2.7.10. Установка конденсатора на тегитопроводящую прокладку
«Epcos»), измеренное на частоте 10 кГц, составля-
ет 70 мОм. Конструктивно конденсатор имеет не-
сколько исполнений, в том числе и с резьбовой
шпилькой, рассчитанной на крепление дна алю-
миниевого стакана. Другие исполнение предпола-
гает крепление конденсатора посредством допол-
нительного хомута, охватывающего корпус (хому-
ты могут поставляться вместе с конденсатором).
И, тем не менее, несмотря на достаточно средние
технические характеристики, конденсатор может
служить примером удачной отечественной разра-
ботки, которую возможно применять в преобразо-
вательной технике.
Разработчикам имеет смысл обратить внима-
ние на продукцию фирмы «Evox-Rifa» [49] —
Рис. 2.7.11.
Внешний вцд
конденсатора типа
К50-77
именно как на специализированного производите-
ля конденсаторов различных назначений, в том числе и для силовой
электроники. Эта фирма обладает богатыми техническими традиция-
ми, ее продукция отличается высоким качеством изготовления и экс-
плуатационной надежностью. В частности, для фильтрации низкочас-
тотных пульсаций выпрямленного напряжения питания силовых схем
статических преобразователей, в частности, для фильтрации низкочас-
тотных пульсаций выпрямленного напряжения питания силовых схем
статических преобразователей «Evox-Rifa» выпускает конденсаторы се-
рий РЕН 169 с номинальным диапазоном емкостей от 68 до 330 000 мкФ
с напряжениями от 10 до 450 В и РЕН200 с номинальным диапазоном
емкостей от 100 до 330 000 мкФ с напряжениями от 25 до 550 В. Обрати-
те внимание: в номенклатуре этой фирмы (одной из немногих) есть ис-
полнения электролитических конденсаторов с номинальным рабочим
напряжением 550 В.
2.J. «Рассыпуха» силовой электроники
На рис. 2.7.12 показан внешний вид конденсатора РЕН200. Алю-
миниевый стакан конденсатора заключен в пластмассовый электро-
изоляционный корпус, на торцах этого цилиндрического корпуса с
одной стороны размещаются резьбовые токовсдушие выводы, а с дру-
гой — резьбовая шпилька для крепления конденсаторов в приборе.
Фирмой выпускаются также исполнения конденсатора без резьбовых
шпилек (что, как мы говорили, неудобно для применения в мошной
преобразовательной технике).
Рис. 2.7.12. Внешний вид конденсатора РЕН200
Для сравнения электрических характеристик с ранее упомянуты-
ми конденсаторами упомянем типоисполнение конденсатора
PEH200YJ368M с номинальным напряжением 450 В и номинальной
емкостью 680 мкФ. Оказывается, что ESR этого конденсатора, изме-
ренное на частоте 100 Гц, составляет всего 86 мОм, a ESL — порядка
16 нГн. Сравните эти значения с такими же значениями, приведенны-
ми для др утих конденсаторов и убедитесь, что продукция «Evox-Rifa»
наиболее отвечает требованиям к электронным компонентам, предна-
значенным для создания статических преобразователей.
Разнообразие типономиналов конденсаторов, производимых зару-
бежной промышленностью, может поставить начинающего разработ-
чика в тупик или привести к необходимости просмотра огромного ко-
личества технических документов, преследуя выбор необходимого ти-
поисполнения. Поэтому некоторые фирмы, заботящиеся об экономии
времени разработчика, предоставляют ему автоматизированные сред-
ства подбора требуемого элемента. В частности, уже не раз упомянутая
фирма «Epcos» предоставляет бесплатно-распространяемую программу
ALCap, которая, по сути, является поисковой системой по всем типо-
номиналам конденсаторов, производимых этой фирмой (рис. 2.7.13).
Протрамма осуществляет мгновенный подбор типономинала кон-
денсатора с учетом требуемой емкости и рабочего напряжения, макси-
мальной рабочей температуры, необходимости принудительного охла-
ждения потоком воздуха, способа монтажа (объемный или печатный).
В нижней части окна формируется перечень конкретных типономина-
лов. Таким образом, разработчик будет ограничен просмотром допол-
нительной информации только по этим типономиналам.
гл. «Рассыпуха» силовой электроники
Рис. 2.7.13. Окно программы ALCap
А теперь мы поговорим об элементах, с помощью которых сило-
вые преобразовательные схемы защищаются от опасных паразитных
индуктивных выбросов напряжения. Мы еще не раз упомянем о том,
что любая схема силового статического преобразователя электриче-
ской энергии требует серьезной конструктивной проработки, связан-
ной с компактным размещением силовых элементов, минимизацией
электрических связей между ними. Почему? Давайте вспомним, что
силовые транзисторы подвержены потенциальному пробою, и если
входное (коммутируемое) напряжение, подаваемое на силовую часть
транзистора, легко рассчитать, то с перенапряжениями, возникающи-
ми на паразитных индуктивностях схемы, дело обстоит гораздо хуже.
Даже первый (обычно — не слишком удачный) опыт проектирования
статического преобразователя позволяет разработчику убедиться в
том, что паразитные выбросы напряжения — далеко не безобидное
явление. Чтобы убедиться в этом, проведем небольшие теоретические
выкладки. Для этого нам потребуется вычислить собственную индук-
тивность прямого проводника по формуле:
Ls = 2 -10 3^Ln I + 0386^ - Z, (2.7.4)
где I — длина проводника, см;
d — диаметр проводника, см;
Ls — индуктивность проводника, мкГн.
310
2.7. «Рассыпуха» силовой электроники
Для проводника круглого сечения диаметром 1 мм и длиной 2 см
собственная индуктивность, вычисленная по формуле (2.7.4), состав-
ляет 10...12 нГн. Много это или мало? Чтобы оценить влияние этой
индуктивности, рассмотрим схему полумоста с транзисторами IGBT в
качестве ключевых элементов (рис. 2.7.14). В этой схеме имеются па-
разитные индуктивности шин питания L/2 (для простоты будем счи-
тать «нижнюю» и «верхнюю» паразитные индуктивности примерно
одинаковыми), которые при коммутации ключевых элементов и про-
хождении коммутационного тока is накапливают энергию. Расчет ве-
личины накопленной энергии можно выполнить по формуле
£,=(Д,/2)Л2. (2.7.5)
Если в силовой схеме присутствует так называемая снабберная
емкость Сет, то накопленная энергия будет переходить из индуктивно-
сти в снабберную емкость, подзаряжая ее.
Рис. 2.7.14. К пояснению необходимости наличия
снабберных элементов
Суммарный уровень напряжения между коллектором и эмиттером
силового транзистора определяется из выражения:
(2.7.6)
Из формулы (2.7.6) видно, что при отсутствии снабберной емкости
суммарный уровень напряжения даже при минимальном значении па-
разитной индуктивности может иметь опасный уровень. В реальных
схемах индуктивность L, может иметь достаточно большую величину,
и вдобавок неправильное подключение снабберного конденсатора све-
дет к нулевому ожидаемый результат его использования (если конден-
сатор будет подключен длинными проводами или неправильно выбран
его тип).
Типичный характер поведения напряжения «коллектор—эмиттер»
силовых транзисторов при отключении показан на рис. 2.7.15. Из ри-
сунка хорошо видно, что в моменты коммутации возникает значи-
2.7. «Рассыпуха» силовой электроники
311
тельный индуктивный выброс напряжения, который легко может вы-
звать потенциальный пробой силового транзистора.
Рис. 2.7.15. Характер поведения напряжения «коллектор—эмиттер» при нали-
чии паразитной индуктивности шин питания
Эффективно защититься от возникновения подобных аварийных
ситуаций, связанных с наличием индуктивных выбросов, позволяют
пассивные способы зашиты, а именно — установка снабберных цепо-
чек непосредственно на выводы силовых элементов. Варианты тради-
ционных снабберных цепочек показаны на рис. 2.7.16. Точками «А»,
«В», «С» эти цепочки подключаются к точкам схемы рис. 2.7.14.
Рис. 2.7.16. Варианты снабберных цепочек
Наиболее простым вариантом считается снаббер на основе непо-
лярного конденсатора с малой собственной паразитной индуктивно-
стью (рис. 2.7.16, а). Снаббер RC-типа может быть применен в случае,
когда возникают паразитные колебания за счет резонанса токов с ин-
дуктивностью подводящих шинопроводов (активное сопротивление
вносит необходимое затухание в контур). Варианты виг — так назы-
ваемые RCD-цепи, которые оказываются схемотехнически более
сложными, но и более эффективными, «работающими» по-разному на
разных полуволнах колебательных процессов. Впрочем, в подавляю-
312
2.7. «Рассыпуха» силовой электроники
щем большинстве случаев удается обойтись именно простыми снаб-
берными конденсаторами, не усложняя силовую схему другими воз-
можными решениями. Как мы уже сказали ранее, снабберные конден-
саторы должны устанавливаться в непосредственной близости от
силовых выводов ключевых модулей. Желательна установка таких кон-
денсаторов на каждый силовой модуль, как показано на рис. 2.7.17.
Рис. 2.7.17. Установка снабберных конденсаторов на модули
Каким образом можно сократить до минимальной длину' выводов
снабберных конденсаторов? К счастью, разработчикам нет необходи-
мости ломать голову над этой задачей, так как ведущие мировые фир-
мы выпускают широкую номенклатуру таких конденсаторов, крепле-
ние которых уже спроектировано с учетом их крепления на модулях
(рис. 2.7.18).
Рассмотрим особенности крепления подробнее, а поможет нам в
этом рис. 2.719. Собственно, внешних особенностей корпуса снаб-
берный конденсатор не имеет. Интерес представляют его выводы, ко-
торые изготавливаются в виде широких пластин с отверстиями. Меж-
центровые расстояния рассчитаны таким образом, чтобы конденсато-
ры имели возможность устанавливаться на стандартные модули.
Естественно, для разных типоразмеров модулей выпускаются разные
типоразмеры снабберных конденсаторов.
А теперь мы упомянем некоторые основные параметры типовых
снабберных конденсаторов: диапазон рабочих напряжений —
1000...2000 В; диапазон номинальных емкостей — 0,1...3,0 мкФ; сред-
нее значение ESL — 12—15 нГн; устойчивость к скорости изменения
напряжения — до 900 В/мкс; среднее значение ESR — 2,5—5,0 мОм
Для примера, не раз уже встречавшаяся на страницах этой книги
фирма «Epees» выпускает снабберные конденсаторы серии B32656S,
фирма «Evox-Rjfa» — конденсаторы серий ERA480, фирма «CDE
Cornell Dubilier» — конденсаторы серии SCD, фирма «Camel
technology» — конденсаторы серии SND, и т. д. Типовые снаббеерные
конденсаторы, выпушенные разными фирмами, в целом отличаются по
2.7. «Рассыпуха» силовой электроники
313
б
Рис. 2.7.18. Типовое промышленное крепление снабберного конденсатора к
спловому модулю
Рис. 2.7.19. Внешний вид снабберного конденсатора
314 2.7. «Рассыпуха» силовой электроники
своим характеристикам незначительно, поэтому мы их не будем рас-
сматривать подробно.
Значительно реже в номенклатуре выпуска мировых фирм встре-
чаются элементы для построения RCD-снабберов. И, тем не менее,
такие элементы можно приобрести. Примером таких комбинирован-
ных снабберов могут служить элементы, выпускаемые фирмой <-CDE
Cornell Dubilien» [50] в серии SCD. Внешний вид модуля показан на
рис. 2.7.20, а внутренняя схема — на рис. 2.7.21. Модули SCD выпус-
каются двух типов — P-типа и N-типа. Подключение их в конкретных
схемах преобразователей показано на рис. 2.7.22.
Теперь поговорим о токовых выбросах в силовых схемах статиче-
ских преобразователей электроэнергии, связанных с конечным време-
Рис. 2.7.20. Внешний вид RCD-модуля серии SCD
Р TYPE N TYPE
Рис. 2.7.21. Внутренняя схема RCD-модуля N-типа и Р-типа
Рис. 2.7.22. Использование RCD-модуля в конкретных схемах
2.7. «Рассыпуха» силовой электроники 315
нем восстановления силовых элементов и способах защиты от пере-
грузок по току. Рассматривая функционирование полумостовых схем,
в учебной литературе часто считается, что диоды, шунтирующие си-
ловые транзисторы, идеальны по своим характеристикам, то есть они
мгновенно начинают проводить электрический ток и мгновенно вос-
станавливают свои запирающие свойства. Эту ситуацию, вне всякого
сомнения, идеализировать неправильно, так как поведение реальных
диодов в подобном включении далеко от идеального случая. Иными
словами, диодам приходится затрачивать некоторое время (а значит, и
энергию) на включение и отключение. Чтобы построить реальную
картину токовых перегрузок, возникающих в полумостовых схемах с
так называемым «тяжелым переключением», для начала рассмотрим
работу простой ключевой схемы, работающей на активную нагрузку
R*, подключив эту натрузку непосредственно к стоку транзистора VT,
как показано на рис. 2.7.23.
Рис. 2.7.23. К анализу токовых выбросов в силовых схемах
Когда транзистор VT находится в состоянии отсечки, ток в цепи
его затвора равен нулю, и напряжение «сток—исток» равно входному'
напряжению Uin. Это состояние схемы соответствует точке «1» на тра-
фике рис. 2.7.24. Открывание транзистора VT означает перемещение
из точки «1» трафика в точку «5» по пггрихпункгирной линии, где на-
пряжение на открытом транзисторе становится равным нулю.
Рис. 2.7.24. График, отражающий коммутационные процессы в схеме с
реальным разрядным диодом
316 2.7. «Рассыпуха» силовой электроники
Совершенно по-другому протекают коммутационные процессы в
схеме полумоста с реальными разрядными диодами. И происходит это
потому, что все р-п-переходы реальных диодов при прохождении че-
рез них прямого тока накапливают на границе областей проводимо-
сти электрический заряд. Поэтому диод не сможет «закрыться» до тех
пор, пока все накопленные носители заряда не исчезнут, не «рассо-
сутся». На исчезновение носителей затрачивается время, которое в
справочных данных назвается временем обратного восстановления
(мы уже упоминали этот параметр по ходу нашей книги). Таким обра-
зом, открываясь, транзистор VT должен «перехватить» ток нагрузки,
который до этого момента проходил через разрядный диод. Одиако в
силу того, что диод VD не может сразу восстановить свои запираю-
щие свойства, ток диода становится равным разнице тока нагрузки и
тока силовой цепи открывающегося транзистора.
В прямом направлении падение напряжения на стандартном дио-
де составляет 1...2 В (исключение составляют диоды Шоттки, у кото-
рых прямое падение составляет около 0,6 В), поэтому исток транзи-
стора оказывается практически подключенным к «общему» силовой
схемы. Ток в индуктивном элементе не может резко увеличить свое
значение, следовательно, ток силовой цепи транзистора iD быстро вы-
растает до значения 1рк (линия «1»—«3» на рис. 2.7.24). Хорошо, если
транзистор допускает кратковременное протекание значительного пи-
кового тока, который в случае использования диода с большим вре-
менем обратного восстановления может в несколько раз превышать
рабочий ток. А если — нет? Тогда транзистор однозначно выйдет из
строя. Запомним это обстоятельство.
Что произойдет дальше? Дальше начнется процесс «рассасыва-
ния» носителей заряда в диодной структуре, ток резко упадет по кри-
вой «3»—«4»—«5» до номинального продолжительного значения, оп-
ределяемого сопротивлением нагрузки. Процесс включения диода го-
раздо менее инерционен, поэтому мы вполне можем рассматривать
включающийся диод как безынерционный элемент. Включение раз-
рядного диода однозначно происходит по кривой «5»—«6»—«1».
Чтобы снизить пиковый ток восстановления диода /рк, а значит и
ток в цепи «сток—исток» транзистора, необходимо выбирать для си-
ловой схемы обратные (разрядные) диоды с минимальным временем
обратного восстановления (peak recovery time). Тогда процесс обрат-
ного восстановления будет проходить по линии «2»—«4», минуя точку
«3». Из предыдущих разделов мы уже знаем, что очень часто разряд-
ные диоды с отличными динамическими свойствами встраиваются в
корпуса IGBT модулей, поэтому при выборе конкретного исполнения
модуля необходимо обращать внимание на динамические параметры
обратных диодов.
2.7. «Рассыпуха» силовой электроники 317
Идеально подходят для силовых схем так называемые диоды
Шоттки. Отличие диодов Шоттки от других диодов состоит в том, что
они производятся по оригинальной технологии, и в их структуре
практически отсутствуют неосновные носители заряда, которые как
раз и влияют на величину времени обратного восстановления. На се-
годняшний день в номенклатуре фирм можно встретить диоды Шотт-
ки, допускающие прямой ток через себя порядка 240 А, например,
249NQ150 производства фирмы «International Rectifier». Другое пре-
имущество диодов Шоттки — более низкое падение напряжения в от-
крытом состоянии, что делает их незаменимыми в низковольтных
схемах.
К сожалению, диоды Шоттки имеют существенный недостаток:
максимальное обратное напряжение у самых лучших представителей
этого класса силовых приборов не превышает величину 150 В. Более
того, в подавляющем большинстве случаев вы едва ли встретите диоды
Шоттки встроенными в корпуса мощных силовых модулей. Что пред-
принять в таком случае? К счастью, разработана технология производ-
ства специальных ультрабыстрых диодов, называемых гексагональны-
ми эпитаксильными диодами со сверхбыстрым временем обратного
восстановления. Например, диоды серии Hexfred, производимые фир-
мой «International Rectifier», имеют величину допустимого напряжения
в закрытом состоянии до 1200 В, а по своим свойствам обратного вос-
становления могут легко соперничать с диодами Шоттки.
Познакомимся с характеристиках™ ультрабыстрых диодов попод-
робнее. На рис. 2.7.25 показана типовая кривая обратного восстанов-
ления ультрабыстрого диода. В момент открывания ключевого тран-
зистора VT начинается спадание тока диода, затем ток достигает ну-
левого значения, меняет знак и далее достигает значение
называемого в технической документации пиковым током обратного
восстановления (peak reverse recovery current). Процесс нарастания
тока обратного восстановления занимает время называемое време-
нем роста обратного тока восстановления. После этого ток спадает до
Рис. 2.7.2S. К расчету заряда обратного восстановления диодов
318 2.7. «Рассыпуха» силовой электроники
нулевого значения за время tb, называемое временем спада обратного
тока восстановления. Полное время обратного восстановления дио-
да (reverse recovery time) определяется по формуле
(2.7.7)
Конечно, в технической документации обычно приводятся данные
по суммарному времени обратного восстановления, пиковому току об-
ратного восстановления, и по этим данным теоретически можно рас-
считать тепловые потери, возникающие в процессе обратного восста-
новления диода. Однако на практике пользоваться этими данными для
расчета тепловых потерь неудобно, так как величина пикового тока об-
ратного восстановления и время восстановления зависят от величины
приложенного обратного напряжения. Производители диодов реко-
мендуют для определения тепловых потерь обратного восстановления
пользоваться величиной заряда обратного восстановления (reverse
recovery charge), обозначаемого символом Величину заряда обрат-
ного восстановления можно получить непосредственно из технической
документации на конкретный диод или рассчитать по приближенной
формуле
Q„ = - (2.7.8)
Тепловые потери обратного днода в полумостовых силовых схемах
складываются из статических потерь проводимости и потерь обратно-
го восстановления. Статические потери вычислить несложно: они бу-
дут определяться величиной прямого падения напряжения Uf на от-
крытом диоде, средним током проводимости и длительностью проте-
кания тока в открытом состоянии, отнормированному к периоду
коммутации.
С потерями обратного восстановления сложнее. Поскольку к дио-
ду прикладывается большое обратное напряжение в то время, когда
через него течет прямой ток, диоду нужно рассеивать большую мощ-
ность. Функция изменения тока во времени носит сложный характер
(рис. 2.7.25), поэтому нам прид ется вычислять мгновенную мощность
на очень коротких промежутках времени, а потом получившиеся ре-
зультаты просуммировать.
Итак, энергия тепловых потерь определяется суммой произведе-
нии тока через диод на напряжение, приложенное к нему, на протя-
жении времени протекания тока. Поскольку к диоду прикладывается
напряжение величиной Uilt, энергия переключения Ет будет опреде-
ляться по формуле
2.7. «Рассыпуха» силовой электроники
319
Если мы внимательнее присмотримся к формуле (2.7.9), то обна-
ружим, что интеграл здесь есть заряд обратного восстановления дио-
да, который может быть вычислен по формуле (2.7.8) или взят из
справочных данных. С учетом приведенных выражений, можно вы-
числить мощность потерь обратного восстановления:
P^=Uin-Q„-f. (2.7.10)
где/— частота коммутации.
Полные тепловые потери, как обычно, определяются суммой ста-
тических и динамических потерь по формуле
р , = р + р (2 7 11)
' KI * SW С01Г
В табл. 2.7.2 приведены основные параметры некоторых ультрабы-
стрых диодов.
Таблица 2.7.2. Параметры некоторых ультрабысгрых диодов фирмы «International
Rectifier»
Типономинал диода Ь'я.В у, А 6г нс Корпус
HFAD4TB60 600 4 42 ТО-220
HFAO4TB120 1200 6 26 ТО-220
HFA08TB60S 600 8 55 ТО-247
HFA15PB60 600 15 60 ТО-247
HFA25PB60 600 25 60 ТО-247
HFA30PA60C 600 30 60 ТО-247
HFA50PA60C 600 50 60 ТО-247
HFA70NH60 600 70 120 D-67
Мировые производители силовой элементной базы выпускают
столь большую номенклатуру улырабыстрых диодов, что рассматри-
вать их в рамках данной книги просто не имеет смысла, а читатели
без труда найдут для своих разработок подходящие диоды без допол-
нительных авторских «наводок». Расскажем лишь о перспективах оте-
чественного производства этих важных для силовой электроники
компонентов. К примеру, ОАО «ВЗПП-Сборка» [18] выпускает зна-
чительное количество ультрабысгрых диодов, аналоги которых произ-
водятся «International Rectifier». Диапазон токов этих диодов ограни-
чивается значениями 20...25 А, поэтому в случае необходимости ис-
пользования более мощных диодов имеет смысл обратить внимание
на продукцию ОАО «Электровыпрямитель» [21]. Эта уже знакомая
нам фирма поставляет на рынок диодные быстровосстанавливающие-
ся модули типа SFRD в полумостовом включении (анод первого дио-
320
2.7. «Рассыпуха» силовой электроники
да подключен к катоду второго) и в одиночном включении. Полумос-
товые диодные сборки маркируются как М2ДЧ, а одиночные — как
МДЧ. Время обратного восстановления диодов и диодных сборок не
превышает 0,2...0,3 мкс при номинальных рабочих токах до 300 А.
Кратко упомянем такие всем известные элементы, как стандарт-
ные диодные мосты. Оказывается, при разработке силовых схем стати-
ческих преобразователей эти элементы играют чрезвычайно важную
роль: диодный мост — это одно из важнейших звеньев силовой преоб-
разовательной схемы, и при выходе его из строя неработоспособным
становится весь преобразователь. Кроме того, до настоящего времени
разработчику приходилось закладывать в свои разработки выпрями-
тельные диоды в одиночном исполнении, соединяя их, например, по
трехфазной схеме выпрямления Ларионова. Понятно, что при таком
подходе разработчик сильно проигрывает в габаритах этого узла.
Специально для применения в силовой преобразовательной техни-
ке разработаны компактные диодные мосты, включающие в себя че-
тыре диода (однофазная схема) и шесть диодов (трехфазная схема). На
рис. 2.7.26 показан внешний вид трехфазного диодного моста типа
160МТ120КВ, выпускаемого фирмой «International Rectifier». Диодный
мост выдерживает значение продолжительного номинального тока до
160 А, а также значение пикового пускового тока до 1500 А. Диоды
моста рассчитаны на значение обратного напряжения до 1200 В.
Интерес для разработчика силовой преобразовательной техники
могут также представлять диодные мосты, производимые ЗАО «Элек-
трум АВ» [22]. Номенклатура их достаточно широка: выпускаются
н-сз
Рис. 2.7.26. Диодный модуль типа 160МТ120КВ
2.7. «Рассыпуха» силовой электроники
321
А. ДА
Рис. 2.7.27. Диодные модули типа Мб
322 2.8. Электронные предохранители
мосты как для монтажа на печатную плату (в том числе и в трехфаз-
ном варианте), так и для объемного монтажа. К примеру, мосты ти-
поразмера Мб (рис. 2.7.27) производятся на номинальные токи 63 А,
100 А, 160 А, 200 А, 250 А с рабочим напряжением до 1200 В (испол-
нение 12) и до 1600 В (исполнение 16). Диоды выдерживают пяти-
кратную токовую перегрузку
2.8. Электронные предохранители
Защитить статические преобразователи электроэнергии от аварий-
ных режимов работы всегда достаточно сложно, поскольку в подав-
ляющем большинстве случаев развитие аварийной ситуации носит ла-
винообразный характер. Необходимо очень быстро диагностировать
аварию и без промедления запустить механизм адекватной ее локали-
зации. Одной из характерных аварийных ситуаций, возникающих в
высокочастотных инверторах, является возникновение токов коротко-
го замыкания (токов КЗ) вследствие потери управления силовыми
ключами или их пробоя. Другой характерный пример аварийной си-
туации — короткое замыкание в натрузке статического преобразовате-
ля. И если в первом случае статический преобразователь сам выходит
из строя, а значит, его нужно оперативно отключать от питающей
сети посредством плавких предохранителей или автоматических вы-
ключателей для выполнения ремонта, то во втором случае неисправ-
ная нагрузка просто выводит из строя вполне исправный прибор. По-
этому преобразователь можно спасти, отключив неисправную нагруз-
ку быстродействующим защитным устройством
Не так давно на рынке силовых компонентов появились устройст-
ва, называемые электронными предохранителями (ЭП). Другое их на-
звание — модули коммутации и контроля тока (МККТ). В прайс-лис-
тах фирм-поставщиков эти устройства могут называться как ЭП, так
и МККТ, но важно запомнить, что речь идет об устройствах, выпол-
няющих аналогичные функции. Конечно, продукция разных фирм
может отличаться набором дополнительных сервисных функций,
принципами управления и сигнализации, но основное назначение
этих устройств одинаково — они обеспечивают быстродействующую
защиту первичной (питающей) сети или выходов источников питания
от перетрузок и коротких замыканий. Кроме того, ЭП (МККТ) могут
выполнять функцию защиты нагрузок.
На рис. 2.8.1 показан габаритный чертеж ЭП типа ЭП8-06, выпус-
каемого ЗАО «Электрум АВ». Представленный ЭП позволяет пропус-
кать через себя токи до 10 А, срабатывает при превышении номиналь-
ного тока значения 1,1 от номинала. Время срабатывания защиты по
2.8. Электронные предохранители
превышению номинального тока — не более 30 мкс. После срабаты-
вания ЭП блокируется, и повторное его включение возможно только
после снятия напряжения со входа на время не менее 1 с.
Рис. 2.8.1. Внешний вид электронного предохранителя типа ЭП8-0,6
Структурная схема, отражающая внутреннее устройство предохра-
нителя, показана на рис. 2.8.2. Источником сигнала отключения ЭП
служит резистивный шунт. Сигнал с шунта отслеживается схемой
управления. Основным ключевым элементом выступает транзистор
Рис. 2.8.2. Внутреннее устройство ЭП8-0,6
2.8. Электронные предохранители
типа MOSFET, затвор которого подключен все к той же схеме управле-
ния. Если сигнал с шунта превышает значение уставки срабатывания,
транзистор MOSFET запирается, нагрузка обесточивается, а ЭП уста-
навливается в режим самоблокировки. К дополнительной функции
ЭП, которую можно задействовать, например, для определения срабо-
тавшего ЭП при их значительном количестве, является сигнал «ава-
рия». В данном случае сигнал «авария» формируется открытым состоя-
нием встроенного биполярного транзистора, в эмиттерную цепь кото-
рого можно включить как светодиодный индикатор, так и какой-либо
коммутационный элемент типа реле (или твердотельного реле).
Значительно более функционально оснащены модули МК.КТ, ко-
торые также выпускает ЗАО «Электрум АВ». Эти модули обеспечива-
ют непрерывный контроль протекания тока в натрузке с вьщачей ста-
тусного сигнала CTI по критерию / > 0,3/ном, отключение нагрузки
при коротком замыкании и перегрузке с вьщачей статусного сигнала
по критерию /> 1,1/ноы, защиту транзистора MOSFET (или 1GBT)
встроенного силового ключевого элемента от перегрузки или перегре-
ва с вьщачей статусного сигнала СТЗ по критерию превышения тем-
пературы значения 100... ПО °C. Структурная схема модифицирован-
ных модулей МККТ показана на рис. 2.8.3.
Рис. 2.8.3. Структурная схема модифицированных модулей МККТ
2.8. Электронные предохранители 325
В отличие от описанного выше модуля ЭП8-0,6, питающегося от
напряжения нагрузки, данный типоряд МККТ требует отдельного
внешнего источника питания. Модули МККТ можно включать и от-
ключать по внешнему неинвертированному сигналу (Упр+) или ин-
вертированному сигналу (Упр-). При срабатывании защиты по пере-
грузке или короткому замыканию повторное включение модуля путем
снятия и установки сигнала управления возможно за время не менее
4 мс от момента срабатывания защиты.
В табл. 2.8.1 приведены все возможные состояния сигналов
МККТ, возникающие в процессе их функционирования.
Таблица 2.S. I. Сигнализация и управление модулей МККТ
Цпр+ CTI СГ2 стз Состояние
«0» «1» «1» «1» Выключено
«1» «1» «1» «1» Включено (1< 0,3/ном)
«1» «0» «1» Включено (/а 0,3/ио„)
«1» «1» «0» «1» Выключено (КЗ или перегрузка по току)
«1» «1» «1» «0» Выключено (перегрев силового элемента)
Структура условного обозначения МККТ показана на рис. 2.8.4.
Номенклатура выпускаемых МККТ содержит несколько десятков ис-
полнений (и постоянно расширяется), основные параметры которых
выбираются из следующего ряда. Для модулей МККТ с силовыми
Рис. 2.8.4. Структура условного обозначения модулей МККТ
326
2.8. Электронные предохранители
транзисторами типа MOSFET' напряжение коммутируемой сети —
24 В, 48 В, 110 В, 220 В; номинальный коммутируемый ток (макси-
мальный импульсный коммутируемый ток) — 2(10) А, 5(25) А, 10(50)
А, 20(100) А, 30(120) А, 40(180) А, 60(240) А, 80(300) А, 100(360) А,
120(480) А, 160(600) А, 200(750) А, 250(900) А, 300(1200) А. Для моду-
лей МККТ с силовыми транзисторами типа IGBT: напряжение ком-
мутируемой сети — 380 В, 540 В; номинальный коммутируемый ток
(максимальный импульсный коммутируемый ток) — аналогично ис-
полнениям с транзисторами MOSFET.
Модули имеют два конструктивных исполнения, показанных на
рис. 2.8.5. Исполнение типа «а» предназначено для подключения пи-
тающих и управляющих токоведущих проводников сечением от 0,5 до
2,5 мм2, исполнение типа «б» — для проводников сечением от 0.08 до
0,5 мм2.
Модули МККТ выпускаются в четырех классах с разными вре-
мя-токовыми характеристиками (рис. 2.8.6). Классы модулей отража-
ют временные параметры их срабатывания в процессе возникновения
перетрузок и коротких замыкании. Класс «0» — самый быстродейст-
вующий, класс «30» — самый медленный. Для класса «0» время сраба-
тывания защиты по критерию 1> 1,5/ном составляет 5 мс, по критерию
/> 3/нои — 1,5 мс, по критерию 1>41тк — 10 мкс.
Конечно, зачастую разработчики преобразовательной техники
предпочитают конструировать схемы отключения натрузки самостоя-
тельно, не прибегая к использованию готовых ЭП (МККТ). И, тем не
менее, познакомившись с этими замечательными элементами, имеет
2.8. Электронные предохранители
327
Токовая перегрузка I! 1ном
Рис. 2.8.6. Время-токовые характеристики модулей МККТ
смысл включить их в свой арсенал при выполнении современных вы-
сокотехнологичных проектов — ведь применение готовых модулей
позволяет резко сократить номенклатуру электронных компонентов
и, в конечном итоге, снизить себестоимость серийной продукции.
Глава 3
СЕКРЕТЫ УДАЧНОГО КОНСТРУИРОВАНИЯ
«Век живи — век учись» — гласит одна известная народная муд-
рость. А вторая народная мудрость добавляет, что «нет предела совер-
шенству». Особенно часто эти мудрые мысли приходят в голову рабо-
тающим над созданием силовой преобразовательной техники, и вот
почему. Как правило, разработка статических преобразователей раз-
бивается на два крупных этапа: схемотехнический и конструктивный.
Все, о чем мы говорили до этого момента, относилось к этапу схемо-
техническому. Сейчас мы допускаем, что уже произведен выбор сило-
вой схемы, подобрана элементная база, разработаны электрические
схемы, даже проведено макетирование «на столе» с хорошими резуль-
татами. Самое время заняться конструированием прибора, пригодно-
го для промышленного серийного производства: выбрать оболочку
(корпус), скомпоновать в объеме корпуса элементы, проложить мон-
тажные провода. Что в этом процессе может быть проще? Казалось,
любой конструктор, мало-мальски освоивший проектирование обыч-
ных силовых электрических щитов с релейной автоматикой, выпол-
нит эту работу на «раз-два». Но именно так можно «загубить на кор-
ню» отличную электрическую схему статического преобразователя,
спроектировав некое подобие электрического щита, которое, пока его
не включили, кажется вполне работоспособным изделием... К сожале-
нию, итог такого подхода к конструированию серийного преобразова-
теля всегда печален: как правило, собранный по этим чертежам пре-
образователь работать не будет. И только после получения негативно-
го опыта разработчики начинают думать, а что же, собственно,
произошло? В принципе, ничего из ряда вон выходящего не случи-
лось: преобразовательная техника окажется работоспособной только
тогда, когда схемотехнические решения получат правильное конст-
руктивное оформление с учетом всех паразитных связей, возникаю-
щих при том или ином расположении узлов, а также удастся реализо-
вать меры по отводу тепла.
Общемировой опыт конструирования преобразовательной техни-
ки, накопленный к настоящему моменту, весьма и весьма обширен.
Существует множество подходов к выполнению компоновок, большое
количество конструктивных решений. К сожалению, найти информа-
цию о типовых конструктивных решениях узлов статических преоб-
разователей гораздо сложнее, чем об их схемотехнике, о режимах
функционирования элементной базы. Производители серийных изде-
лий вовсе не горят желанием делиться своими конструктивными
3.1. Об использовании готовых силовых блоков
329
«ноу-хау», ограничиваясь лишь общими рекомендациями. Именно по-
этому большинству отечественных разработчиков силовой преобразо-
вательной техники приходится черпать информацию о конструктив-
ном построении удачных образцов буквально из фотографий состав-
ных частей. Учитывая это обстоятельство, мы постараемся в этой главе
в качестве информационного материала привести фотографии некото-
рых удачных узлов современных статических преобразователей. Наде-
емся, что эта информация поможет начинающему конструктору осво-
ить принципы построения преобразовательной техники и создавать на
базе готовых решений свои уникальные работоспособные конструкти-
вы. Кроме того, в этой главе читатель наццет еще много другой полез-
ной информации, без которой конструирование преобразовательной
техники может превратиться в пень неудач и разочарований
3.1. Об использовании готовых
силовых блоков
Прогрессивные тенденции конструирования электронной техники
сегодня базируются на мощном идеологическом принципе: «Исполь-
зуй готовое». В области преобразовательной техники разработчики ста-
раются также использовать готовые элементы, блоки, узлы, сборки и —
по возможности — не заниматься их изготовлением на собственном
производстве. Жизнь показала, что производством комплектующих
элементов должны заниматься специализированные фирмы, сотрудни-
ки которых смогут оптимизировать их параметры наилучшим образом.
Понятно, что мало кому придет в голову мысль вкладывать огромные
средства в разработку и собственное производство IGBT-модулей (если
только, конечно, это не фирмы типа «Siemens» или «Mitsubishi», кото-
рые производят собственные комплектующие элементы), если их по-
требность составляет тысяча-другая в месяц. Никто не станет разраба-
тывать собственный управляющий микроконтроллер — слишком это
дорогостоящая задача. Ну и так далее...
Вообще процесс унификации в области силовой электроники идет
довольно-таки туго: создать готовые для применения типовые силовые
схемы в законченных вариантах, при великом разнообразии требуемых
габаритных размеров не так просто. Однако не так давно производители
силовой элементной базы сделали попытку (весьма и весьма удачную)
создания унифтшированных силовых блоков. Эти унифицированные
блоки в подавляющем большинстве случаев относятся к узлам мощных
инверторов и устройств плавного пуска (УПП). Они содержат, кроме
силовых IGBT-транзисторов и тиристоров, также устройства охлажде-
ния (радиаторы), снабберные элементы, фильтрующие конденсаторы,
330 3.1. Об использовании готовых силовых блоков
датчики тока, датчики напряжения, а в ряде случаев—установленные и
подключенные драйверы управления. Очевидно, что даже при сущест-
вующем многообразии силовых преобразовательных схем некоторые из
них используются чаще и даже заняли положение наиболее рекомендуе-
мых к применению типовых решений. Именно эти типовые решения,
оформленные в виде готовых модулей, могут значительно снизить за-
траты как на разработку и изготовление серийной силовой техники, так
и на ее обслуживание. Более того, если появляется необходимость «сле-
пить» какой-то преобразователь, что называется, «по-быстрому», для
решения конкретной индивидуальной задачи, готовый силовой блок
также выручит.
На рис. 3.1.1 показан внешний вид силового блока БК2Т-
1400-1,1-П на рабочий ток 1400 А и рабочее напряжение 1100 В, произ-
водимого ОАО «Электровыпрямитель». Этот силовой блок построен на
основе мощных тиристоров, поэтому основное его применение най-
дется в устройствах плавного пуска (УПП). Конструктивно блок пред-
ставляет собой две несущие платы, между которыми «зажаты» радиато-
ры охлаждения тиристоров и вентилятор принудительного охлажде-
ния. Тиристоры использованы таблеточного типа. В верхней части
силового блока располагаются драйверы управления тиристорами и
клеммы-пластины для подключения силовых шин. Габаритные разме-
ры блока: 500 х 400 х 400 мм, масса — около 40 кг.
Силовой блок типа БВЭД-1500-0,4-П (рис. 3.1.2) представляет со-
бой последовательное соединение двух мощных диодов с выводом от
их средней точки. Блок работает с токами до 1500 А и напряжением
400 В, имеет принудительное охлаждение посредством вентилятора,
установленного в торце блока. Три таких идентичных блока, соеди-
ненных по схеме выпрямления Ларионова, могут быть использованы
как трехфазный выпрямительный мост, устанавливаемый во входном
Рис. 3.1.1. Внешний вид силового
блока БК2Т-1400-1.1-П
Рис. 3.1.2. Внешний вид
силового блока БВЭД-1500-0,4-П
3.1. Об использовании готовых силовых блоков 331
звене статических преобразователей. Размеры одного блока — 360 х
х 250 х 780 мм, масса — 50 кг.
Еще одно интересное конструктивное решение — силовой блок
БВ12МТ-800-0,4-П, представляющий собой реверсивный трехфазный
мост с номинальным током 800 А и номинальным напряжением 400 В.
Как видно из рис. 3.1.3, внижнейчасти блока располагаютсярадиаторы,
продуваемые воздухом от трех вентиляторов. К верхней поверхности ра-
диаторов прикреплены собственно силовые модули (они электрически
изолированы от радиаторов—эта мера обеспечивается конструктивным
исполнением силовых модулей). Электрический межмодульный монтаж
выполнен медными шинами с защитным электроизоляционным покры-
тием. Конфигурация составляющих элементов шин достаточно простая
(полоски, уголки, Т-образные элементы), поэтому в единую конструк-
цию они собраны с применением электрических болтовых соединений.
Снабберные конденсаторы закреплены сбоку, электрические связи вы-
полнены проводным монтажом. Размеры блока — 600 х 600 х 250 мм,
масса— 60 кг.
Силовой блок типа БКЗМ2Т-600-0,4-П (рис. 3.1.4) — комплексное
решение на основе трех симмисторов с номинальным током фазы до
600 А и номинальным напряжением 400 В. Габаритные размеры бло-
ка — 600 х 300 х 200 мм, а масса — не более 20 кг. Конструктивно блок
состоит из трех однотипных радиаторов с тиристорами, размещенны-
ми на продольных планках. С торцов радиаторов установлены венти-
ляторы принудительного охлаждения, сверху — клеммники сигналов
управления
Рис. 3.1.3. Внешний вид силового
блока БВ12МТ-800-0.4-П
Рис. 3.1.4. Внешний вид силового
блока БКЗМ2Т-600-0.4-П
Если говорить о тепловых режимах упомянутых блоков с точки
зрения их оптимальной реализации, то, как утверждает производи-
тель, все тепловые режимы оптимизированы наилучшим образом,
3.1. Об использовании готовых силовых блоков
тщательно проработана конструкция радиаторов, элементов принуди-
тельного охлаждения, тепловые потоки не создают «воздушных меш-
ков». Это — еще один аргумент в пользу применения готовых сило-
вых блоков, ведь зачастую разработчики силовой преобразовательной
техники, работающие, что называется, «с нуля», за недостатком ква-
лификации выполняют тепловые расчеты своих конструкций очень
приблизительно, а потом затрачивают массу усилий на исправление
ошибок в готовых изделиях, когда что-то поправить «в лучшем вцде»
уже практически невозможно. Специализированные же фирмы могут
позволить себе потратить достаточно времени на трехмерное модели-
рование распределения тепла в различных режимах работы и не пере-
кладывать эту задачу на потребителя. Для примера, на рис. 3.1.5 при-
ведена картина распределения тепла в радиаторе силового блока БКЗ
в режиме отказа вентилятора (что соответствует режиму естественного
охлаждения). Из диаграммы видно, что перепад температур по глуби-
не радиатора составляет не более 10 °C, что говорит о хорошо спроек-
тированном узле охлаждения. Таким образом, данный блок не выйдет
из строя из-за перегрева при отказе охлаждающего узла — это доказа-
но компьютерным моделированием и результатами испытаний, кото-
рые оказались очень близкими к моделированным данным.
А теперь мы рассмотрим некоторые конструкции силовых блоков,
поставляемых известным лидером производства компонентов силовой
электроники — фирмой «Semikron» [33]. В номенклатуре производимых
блоков присутствуют: диодные блоки, тиристорные блоки, блоки на ос-
нове IGBT-модулей и всевозможные их комбинационные сочетания
Блок типа SKSI900B6U представляет собой блок неуправляемых
выпрямительных диодов, включенных по схеме Ларионова (рис. 3.1.6).
Рис. 3.1.5. Диаграмма
распределения тепла в радиаторе
блока БКЗ
Рис. 3.1.6. Внешний вид блока
SKS1900B6U
3.1. Об использовании готовых силовых блоков
Габаритные размеры блока показаны на рис. 3.1.7, а схема соединения
элементов — на рис. 3.1.8.
Радиаторы здесь используются не только как элементы охлажде-
ния силовых модулей, но также и как элементы несущих конструкций:
к ним крепятся снабберные конденсаторы и элементы защиты от воз-
никновения коротких замыкании. Межэлементные связи выполнены
гибкими перемычками, у основания блока имеются проушины, по-
Рис. 3.1.7. Габаритные размеры блока SKS1900B6U
334 3.1. Об использовании готовых силовых блоков
средством которых блок встраивается в статический преобразователь.
Номинальная работа блока может быть обеспечена даже при условии
естественного воздушного охлаждения. Электрические параметры
блока SKS1900B6U: номинальный ток до 1900 А при номинальном на-
пряжении до 670 В.
Технические решения, использованные в блоке SKS290FB6U, по-
казаны на рис. 3.1.9 и рис. 3.1.10, а схема внутренних соединений — на
рис. 3.1.11. Основу этого блока также составляет радиатор, он же вы-
полняет роль несущей конструкции. Сбоку к радиатору прикреплен
вентилятор охлаждения и клеммы подключения фаз сетевого напря-
жения. Сверху установлены диодные сборки. Все электрические со-
Рис. 3.1.10. Габаритные размеры блока SKS290FB6U
3.1. Об использовании готовых силовых блоков
335
Рис. 3.1.11. Схема соединений
элементов блока SKS290FB6U
Рис. 3.1.12. Внешний вид блока
SKS780FB6U
Рис. 3.1.13. Габаритные размеры блока SKS780FB6U
единения выполнены плоскими шинами и гибкими перемычками.
Номинальные эксплуатационные параметры блока: ток до 290 А при
напряжении до 670 В.
336 3.1. Сб использовании готовых силовых блоков
Компоновка блока SKS780FB6L) с использованием центробежного
вентилятора показана на рис. 3.1.12, габаритные размеры — на
рис. 3.1.13, а схема соединения элементов — аналогично показанной
на рис. 3.1.11. Какова особенность этой конструкции и в чем ее «изю-
минка»? Специалистам фирмы за счет применения плоских элемен-
тов (радиатора и вентилятора) удалось создать плоский, а значит, и
удобный для компоновки блок, который можно разместить ближе к
задней стенке прибора, а ближе к лицевой панели скомпоновать узел
управления. Кроме того, центробежный вентилятор в силу своей кон-
струкции более равномерно обдувает ребра протяженного радиатора,
что позволяет эффективнее отводить выделяющееся тепло.
Следующая крупная линейка силовых блоков построена на основе
типовых тиристорных схем (управляемые шестифазные мосты и
встречно-параллельные схемы для УПП). На рнс. 3.1.14 представлен
внешний вид тиристорного модуля SKS25OFB6C, нарис. 3.1.15 — его
габаритные размеры, а на рис. 3.1.16 — схемы соединения элементов.
Конструкция блока типовая и уже нам известная: несущий радиатор с
элементами крепления. Но, кроме силовых элементов, сбоку установ-
лена печатная плата со схемой управления трехфазным выпрямителем
(или схемой управления встречно-параллельными тиристорами). Пла-
та установлена именно сбоку, а не сверху — это конструктивное реше-
ние не допускает протрев платы восходящими от радиатора потоками
горячего воздуха. Кроме того, компоновка блока обеспечивает корот-
кие электрические связи с управляющими электродами тиристоров,
что важно с точки зрения помехозащищенности. Номинальные элек-
трические параметры блока: рабочий ток до 250 А при рабочем напря-
жении до 670 В.
Рис. 3.1.14. Внешний вид блока SKS250FB6C
Другой вариант компоновки тиристорного блока воплощен в типо-
номинале SKKT92P23/120F и показан на рнс. 3.1.17, а его габаритные
размеры — на рис. 3.1.18. Обдув радиатора выполняется снизу, а сверху
3.1. Об использовании готовых силовых блоков
Рис. 3.1.15. Габаритные размеры блока SKS250FB6C
Рис. 3.1.16. Схемы соединений элементов блока SKS250FB6C
Рис. 3.1.17. Внешний вид блока SKKT92P23/120F
338
3.1. Об использовании готовых силовых блоков
Рис. 3.1.18. Габаритные размеры блока SKKT92P23/120F
установлены силовые тиристоры с платами снабберных элементов. Но-
минальные параметры этого блока: ток до 160 А при напряжении до
400 В. Блок можно крепить к рейке DIN-типа.
Тиристорный блок SKS380NB6C, показанный на рис. 3.1.19 и
рис. 3.1.20, очень похож на ранее представленный отечественный
блок (рис. 3.1.4) — то же расположение радиаторов, такие же межэле-
ментные связи. Нюанс этой конструкции — использование конструк-
тивного вывода тиристора в качестве токоведущей шины. Эти тири-
сторные выводы просто крепятся к плоской силовой токовелушей
шине.
Практически тот же самый вариант (блок типа SKS780FB6C), но
оснащенный вентиляторами принудительного охлаждения, показан
на рис. 3.1.21 ирис. 3.1.22.
Последний конструктивный вариант тиристорного блока
SKS1830FB6C, который мы упомянем в нашей книге, представлен на
рис. 3.1.23 и рис. 3.1.24. Это — достаточно мощный блок с номиналь-
ным током до 1830 А. Именно поэтому все соединения в данном бло-
ке выполнены плоскими медными шинами.
Рассмотрим теперь конструктивное исполнение блоков на основе
мощных IGBT-транзисторов. Как показывает практика конструирова-
ния преобразовательной техники, компоновка силовых инверторов на
основе IGBT-транзисторов вызывает у разработчика наибольшие
трудности. Почему1? Ранее мы уже говорили, что работоспособность
этих узлов зависит, кроме всего прочего, и от того, каким образом
удастся уменьшить многочисленные паразитные параметры (в основ-
ном их появление связано с протяженностью токоведущих связей).
На рис. 3.1.25 представлен внешний вид комбинированного блока
типа SKS15FB2CI03V12 на основе силовых IGBT-транзистрров, пред-
назначенного для построения однофазного инвертора. Основа бло-
3.1. Об использовании готовых силовых блоков
339
Рис. 3.1.19. Внешний вид блока SKS380NB6C
Рис. 3.1.20. Габаритные размеры блока SKS380NB6C
3.1. Об использовании готовых силовых блоков
Рис. 3.1.21. Внешний вид блока SKS780FB6C
Рис. 3.1.22. Габаритные размеры блока SKS780FB6C
473
3.1. Об использовании готовых силовых блоков
341
Рис. 3.1.23. Внешний вид блока SKS1830FB6C
Рис. 3.1.24. Габаритные размеры блока SKS1830FB6C
ка — радиатор с плоскими ребрами, на который, собственно, и уста-
новлены IGBT-модули, а также драйверы управления силовыми сбор-
ками. Сбоку к блоку' подстыкован вентилятор. Блок предназначается
для построения инверторов с номинальным током до 15 А при рабо-
чем напряжении до 450 В.
Все электрические соединения в блоке выполнены методом печат-
ного монтажа (в том числе и силовые шины). Рисунок 3.1.26 поясняет
внутреннее устройство блока.
342
3.1. Об использовании готовых силовых блоков
Рис. 3.1.25. Внешний вид блока SKS15FB2CI03V12
Рис. 3.1.26. Структурная схема блока SKS15FB2CI03V12
Блок питается постоянным напряжением, которое поступает на
контакты POS и NEG. К силовым шинам питания подключены сим-
метрирующие резисторы RS1 и RS2, а также фильтрующие конденса-
торы С1...С4. Конденсаторы CS1 и CS2 — снабберные, установлен-
ные в непосредственной близости от выводов силовых транзисторных
сборок. Драйверы управления IGBT-транзисторами имеют разъемные
соединители CN1 и CN2.
Более сложный вариант блока типа SKS50FB6U, рассчитанного на
рабочие токи до 50 А, представлен на рис. 3.1.27. Его несущая конст-
рукция традиционна — это радиатор, на котором закреплены транзи-
сторные сборки (рис. 3.1.28). Межмодульный монтаж выполнен также
печатным способом. Все токоведущие связи скомпонованы на печат-
3.1. Об использовании готовых силовых блоков
343
Рис. 3.1.27. Внешний вид блока SKS50FB6U
Рис. 3.1.28. Габаритные размеры блока SKS50FB6U
ной плате, которая крепится к силовым модулям сверху. На этой же
плате установлены и снабберные конденсаторы. Сбоку к блоку при-
креплены платы драйверов управления.
Структурная схема блока SKS50FB6U приведена на рис. 3.1.29.
В составе блока уже имеется трехфазный неуправляемый диодный
мост, фильтрующие и снабберные конденсаторы, а также четьфе по-
лумостовых IGBT-модуля, что позволяет строить однофазные и трех-
фазные инверторы. Обратите внимание: между диодным мостом и
фильтрующими конденсаторами в шине плюсового силового питания
имеется перемычка, которую можно снять и установить вместо нее
схему ограничения пусковых токов. Эту схему придется выносить за
344
3.1. Об использовании готовых силовых блоков
OUT1 OUT2
Рис. 3.1.29. Структурная схема блока SKS50FB6U
пределы блока, но размещать в непосредственной близости к нему —
опять же для уменьшения паразитных индуктивностей.
Вдвое увеличена токовая нагрузка для блока SKS100FB6U
(рис. 3.1.30). Претерпела изменение и конструкция блока—для его ох-
лаждения применен компактный центробежный вентилятор. Соедине-
ния выполнены методом печатного монтажа и при помощи плоских
шин (в тех местах, где печатный монтаж «не проходит» по токовым на-
грузкам). Фильтрующие конденсаторы расположены сбоку и прикреп-
лены к плоской металлической площадке. Габаритные размеры блока
приведены нарис. 3.1.31.
На рис. 3.1.32 показана схема соединений блока SKS100FB6LI. Из
нее видно, что в его составе не применено никаких оригинальных
Рис. 3.1.30. Внешний вид блока SKS100FB6U
3.1.06 использовании готовых силовых блоков
Рис. 3.1.31. Габаритные размеры блока SKS100FB6U
Рис. 3.1.32. Структурная схема блока SKSIOOFB6U
схемотехнических решений — все они типовые, описанные в нашей
книге: трехфазный неуправляемый диодный мост, фильтрующие кон-
денсаторы, IGBT-модули с драйверами управления и датчики напря-
жения, установленные на выходе. Из технической документации на
этот блок можно узнать, что фильтрующие конденсаторы здесь при-
менены производства фирмы «Ерсоч», а датчики — от фирмы «ЬЕМ».
346 3.1. Об использовании готовых силовых блоков
Иными словами, элементная база силовых блоков также тривиальна,
известна и описана нами в соответствующих разделах, а потому в
процессе работы над этой книгой у автора постоянно возникало недо-
умение: почему отечественные фирмы практически не поставляют на
рынок столь удобные полуфабрикаты для статических преобразовате-
лей? В крайнем случае, отечественный производитель принимает за-
казы на «эксклюзив», разрабатываемый «под конкретного заказчика».
Естественно, тут не может и речи идти об анализе рынка, соадании
унифицированных рядов и исполнении широкого применения. Чита-
тели, мало-мальски знакомые с сегодняшним состоянием дел в облас-
ти проектирования и производства электронной аппаратуры, знают,
что такие разработки «под заказ» обычно длятся очень и очень долго,
да и цена их оказывается заоблачной. Не проще ли действительно в
такой ситуации отказываться от обращения к контрагенту, а разраба-
тывать статический преобразователь «от и до» силами одной фирмы?
Но это — небольшое лирическое отступление. Вернемся к продукции
фирмы «Semikron».
Что называется, «передний край» разработок (на момент написания
этой книги) силовых блоков заключен в типономинале 1GGD6-
1-328-D1616-1I N6-DL-FA(pHC. 3.1.33). Пока этот продукт представлен
в номенклатуре фирмы как «предварительный», то есть не прошедший
все необходимые испытания. От предыдущих разработок, по мнению
специалистов фирмы, этот блок отличается высокой контактностью,
возможностью простого встраивания в приборы и увеличенным време-
нем жизненного цикла (то есть — высокой надежностью).
Рис. 3.1.33. Внешний вид блока IGGD6-l-328-D1616-ElN6-DL-PA
На рис. 3.1.34 показано проектное трехмерное изображение нового
блока. Из нее видно, что сбоку к радиатору охлаждения силовых элемен-
тов подстыкован центробежный радиатор, «улитка» которого может
3.1. Об использовании готовых силовых блоков
347
Рис. 3.1.34. Проектная трехмерная модель блока
IGGD6-1-328-D1616-E1N6-DL-FA
быть развернута на 180° (так, как удобно конструктору прибора, в кото-
рый блок встраивается) — то есть расположение барабана может быть
как «верхнее», так и «нижнее». А сам блок представляет собой «бутер-
брод» из нескольких слоев: радиатор, диодные модули и IGBT-модули,
печатная соединительная плата, блок конденсаторов. Обратите внима-
ние: конденсаторы сетевого фильтра заключены в несущий гнутый кор-
пус, к которому также крепятся драйверы управления силовыми транзи-
сторами Интересная особенность представленной новинки заключает-
ся в том, что для обдува фильтрующих конденсаторов (поскольку они
находятся «сверху») предусмотрен специальный маломощный вентиля-
тор осевого типа. Наличие его в блоке продиктовано тем обстоятельст-
вом, что восходящие от радиатора потоки горячего воздуха разогревают
фильтрующие конденсаторы, ухудшая их электрические параметры и
снижая срок службы. Чтобы продлить жизненный цикл конденсатора
(и обеспечить тем самым увеличенный ресурс блокавцелом, как заявле-
но производителем в качестве преимущества новой разработки), они ох-
лаждаются вентилятором, который выбрасывает за пределы блока на-
гретый водцух.
348
3.2. Как проложить силовые шины
Электрически блок 1GGD6-1-328-D1616-E1N6-DL-FAпредставля-
ет собой классическую комбинацию диодного моста (схема Ларионова)
и трехфазного инвертора на основе IGBT-транзисторов (рис. 3.1.35).
Рис. 3.1.3S. Структурная схема блока IGGD6-1-328-D1616-E1N6-DL-FA
На этом мы закончим наше знакомство с силовыми блоками, имея
в виду, что аналогичная продукция других производителей, имея отли-
чия в деталях, все же конструктивно будет весьма и весьма похожей на
представленную здесь. В любом случае разработчику конечной про-
дукции решать, будет ли он использовать готовые силовые блоки, или
пройдет тернистый путь создания собственного конструктивного ис-
полнения силовой схемы. Если решение окажется в пользу готовых
блоков, на этом можно чтение книги окончить, посетить сайты произ-
водителей блоков и начать работу с документацией на конкретные ис-
полнения силовых блоков. Ну а если есть желание познакомиться с
принципами самостоятельной конструктивной компоновки силовых
схем, переходим к следующему разделу.
3.2. Как проложить силовые шины
Эта задача на первый взгляд кажется тривиальной: ну что может
быть особенного в прокладке силовых питающих шин? Казалось бы,
достаточно выбрать соответствующее сечение проводов по значению
протекающего номинального тока, побеспокоиться о надежной изоля-
ции, — и, собственно, можно рисовать электромонтажный чертеж. Та-
кой подход годится для конструирования распределительных силовых
щитов, а вот для преобразовательной техники он не подойдет совер-
шенно. Как мы уже говорили ранее, для проводников силовых схем,
должны быть минимальными не только их активные сопротивления
(а значит, и длина проводников также должна бьпъ минимальной), но
также и значение распределенной паразитной индуктивности. Именно
поэтому для статических преобразователей задача разработки хорошей
топологии силовых связей превращается в ряд трудоемких операций с
3.2. Как проложить силовые шины 349
электрическими и конструктивными расчетами. Поясним на примере,
почему так происходит и обозначим общие подходы к созданию при-
емлемой ТОПОЛОГИИ.
На рис. 3.2.1 показан полумостовой каскад, работающий на индук-
тивную натрузку. Для простоты пренебрежем значением паразитной
индуктивности фильтрующего конденсатора С и выводов силовых
транзисторов VT1 и VT2, оставив только паразитную распределенную
индукпгвность L, силовых шин. Все перенапряжения и режимы, близ-
кие к аварийным, появляются благодаря наличию тока открывания
транзистора VT1 и тока закрывания того же транзистора. Чтобы по-
нять характер этих режимов, обратимся к рис. 3.2.2
Рис. 3.2.1. К пояснению влияния паразитных параметров
Рис. 3.2.2. Коммутационные процессы в полумостовой схеме
3.2. Как проложить силовые шины
В момент закрытия транзистора VT1 происходит падение тока /ур,
через этот транзистор, но за счет наличия паразитной индуктивно-
сти Ls напряжение на транзисторе VT1, обозначенное как £/уп, «под-
скакивает», причем величина «добавки» к напряжению питания L/cc
окажется тем больше, чем быстрее происходит закрывание транзисто-
ра. Какие конструктивные меры обеспечат снижение паразитной ин-
дуктивности Lg Самый простой и очевидный способ — это как можно
более близкое прилегание минусового и плюсового токоведущих про-
водников, в результате чего паразитные индуктивности будут скомпен-
сированы. Как это сделать, поясняет рис. 3.2.3. Конденсаторы фильтра
низких частот группируются в блок и располагаются в непосредствен-
ной близости от выводов IGBT-транзисторов, а соединение между
ними выполняется плоскими платами, прилегающими друг к другу че-
рез слот! диэлектрика. Обе шины важно спроектировать как можно бо-
лее одинаковыми, тогда несимметричные участки, которые и являются
источником паразитных индуктивностей, сведутся к минимуму.
Рис. 3.2.3. Симметричная силовая шина
Но это далеко еще не все меры, которые можно применить, чтобы
снизить величину паразитной индуктивности силовых шин. Как пока-
зано в работе [51], паразитную индуктивность можно также снизить,
соответствующим образом ориентируя конденсаторы сетевого фильт-
ра, а также составляя батарею конденсаторов из однотипных элементов
с меньшим номиналом. Поясним сказанное на примере (рис. 3.2.4).
Наиболее неудачным считается расположения выводов фильтрующего
конденсатора перпендикулярно силовому току (рис. 3.2.4, а), так как в
этом случае наблюдается несимметрия распределения элементарных
токов по площади токоведущей шины. Как видно из рисунка, в этом
случае образуется большая поверхность несимметрии элементарных
токов (так называемая «токовая петля»), отстоящих Друг от друга на
значительные расстояния, а значит, не могущих взаимно компенсиро-
вать себя. Поэтому рекомендуется располагать токоведущие выводы
параллельно силовому току, как показано на рис. 3.2.4, б — в этом слу-
3.2. Как проложить силовые шины
351
6) L--------------
©© г - - - Силовые
Рис. 3.2.4. К пояснению наличия «токовой петли»
чае площадь «токовой петли» может быть сокращена в три раза, а, со-
ответственно, в три раза упадет и величина паразитной индуктивности
токоведуших проводников. Но это — еще не предел. Если «набрать»
необходимую емкость из нескольких конденсаторов меньшей емкости,
расположив их выводы также параллельно направлению силового тока
(рис. 3.2.4, в), эта мера позволит снизить площад ь «токовой петли» еще
в два раза по сравнению с вариантом «б». Таким образом, только за
счет правильного расположения фильтрующих конденсаторов и их
разбивки на батарею, удастся уменьшить паразитную индуктивность в
6 раз! На рис. 3.2.5 показан принцип сборки силового узла статическо-
го преобразователя с применением симметричной силовой шины
А можно ли еще каким-то образом понизить значение паразитной
индуктивности? Оказывается — можно! Только для этого необходимо
применить так называемую многослойную силовую шину (laminated bus
bar). Такие шины только недавно появились на рынке компонентов си-
ловой электроники, а поэтому отечественными разработчиками они
используются пока в очень ограниченном объеме, но в ближайшем бу-
дущем без них невозможно будет создавать конкурентоспособную ком-
пактную преобразовательную технику с токами силовых цепей в диапа-
3.2. Как проложить силовые шины
Рис. 3.2.5. Применение симметричной силовой шины
зоне 30...3000 А. Физически многослойная силовая шина представляет
собой спрессованные специальным диэлектриком слои силового пита-
ния и выходные шины, причем таким образом, чтобы «плюсовой» и
«минусовой» силовые слои чередовались друг с другом (рис. 3.2.6).
В итоге силовой ток распределяется равномерно между слоями, а верх-
ние слои экранируют внутренние, не давая электромагнитным помехам
выходить наружу. Кроме этого, в случае применения многослойных си-
ловых шин их основные параметры (активное сопротивление, распре-
деленная последовательная индуктивность, распределенная межслой-
ная емкость, проводимость изолятора) уже заранее известны, так как
измерены на заводе-изготовителе, и конструктору не придется «ломать
голову» над построением адекватной модели паразитных параметров, а
просто взять необходимые данные из технической документации. Надо
ли говорить, что все параметры многослойных шин оптимизированы
наилучшим образом, так как выполняются специалистами.
Рис. 3.2.6. Конструкция многослойной силовой шины
3.2. Как проложить силовые шины
353
К сожалению, применение многослойных шин имеет свою непри-
ятную обратную сторону. Эти изделия представляют собой продукт
высоких технологии, изготавливаемый на специальном оборудовании
[52], [53], [54], [55] и с применением специальных материалов (эпок-
сидные наполнители с высоким значением напряжения изоляции,
специально обработанные марки медных листов и сплавов на основе
меди с обеспечением высокой механической прочности [56]). На сай-
тах фирм-производителей имеются специальные интерактивные фор-
мы, с помощью которых можно сделать заказ на эту продукцию, ука-
зав число слоев, конфигурацию, электрические характеристики. Увы,
позволить себе разместить заказ на такие высокотехнологичные шины
могут только фирмы с большими объемами выпуска однотипной про-
дукции, остальным же придется довольствоваться серийными вариан-
тами, «подгоняя» под них компоновку силовой схемы. Понятно, что
особенно актуальной эта проблема является для отечественного про-
изводства. К сожалению, автору на момент работы над книгой не уда-
лось найти ни одной отечественной фирмы, которая занимается изго-
товлением ламинированных шин, поэтому данный сегмент рынка у
нас в стране остается неохваченным. Но, тем не менее, осваивать эту
технологию придется всем, кто хочет удержаться на рынке преобразо-
вательной техники, а значит, можно предположить, что средства в оте-
чественное производство ламинированных многослойных шин будут
вложены.
На рис. 3.2.7 показан внешний вид многослойных ламинирован-
ных шин достаточно простой конфигурации. Современные технологии
позволяют изготавливать также шины с достаточно сложной топологи-
ей, в том числе и пространственной — многочисленными изгибами,
поворотами, отводами. Можно даже сказать, что в чем-то процесс соз-
дания топологии силовых шин приближается к процессу проектирова-
ния печатных плат, когда разработчик создает топологию печатной
платы, а затем в электронном виде направляет файлы в производство,
где они воплощаются в реальную продукцию автоматизированным
способом.
Рис. 3.2.7. Внешний вид многослойных силовых шин
Учитывая, что за ламинированными шинами большое будущее,
приведем основные параметры, которые необходимо рассчитать для
354
3.2. Как проложить силовые шины
квалифицированного заказа их у производителя. При расчете основ-
ных параметров ламинированной многослойной шины удобно обра-
титься к рис. 3.2.8.
Рис. 3.2.8. К расчету основных параметров многослойной ламинированной
шины
Итак, исходными данными для шины являются:
а) активное погонное сопротивление шины (в Ом/мм), рассчитан-
ное по известной формуле (для температуры 20 °C):
(3.2.1)
где р — удельное сопротивление материала шины (выбирается из таб-
лиц для материалов, предлагаемых производителем шины). Ом - мм;
А — сечение проводящего слоя шины, мм2.
Сечение проводящего слоя шины (в мм2) рассчитывается исходя
из максимально-возможного тока шины 1^, числа слоев шины /V по
формуле
Л =a235/,Ul+0,075^-1)].
(3.2.2)
б) активное погонное сопротивление при максимальной рабочей
температуре:
/U=«P + aCT2-n)J
(3.2.3)
где — сопротивление при максимальной рабочей температуре;
71 — нормальная температура (типовое значение — 20 °C);
72 — максимальная рабочая температура;
а — коэффициент теплового изменения сопротивления материала
проводника.
3.2. Как проложить силовые шины 355
в) падение постоянного напряжения на шине (в Вольтах):
(3.2.4)
где / — длина шины.
г) значение распределенной емкости шины, пФ:
С =0,2241' И’ /, (3.2.5)
d
тдр е — относительная диэлектрическая проницаемость материала ди-
электрика;
w — ширина шины;
d — расстояние между «плюсовой» и «минусовой» токоведушими
шинами;
д) распределенная паразитная индуктивность шины, нГн:
£=31,9—; (3.2.6)
и1
е) характеристический импеданс. Ом:
(3.2.7)
Характеристический импеданс шины очень важен для решения за-
дач снижения электромагнитных помех: поскольку этот импеданс «дей-
ствует» только на переменном токе, через него замыкаются все высоко-
частотные составляющие коммутационных токов, импульсные выбро-
сы с малой длительностью. По сути, импеданс «съедает» эти помехи.
Чтобы завершить разговор о ламинированных шинах, приведем
пример, красноречиво свидетельствующий о перспективах примене-
ния ламинированных многослойных шин в преобразовательной тех-
нике. Обратимся к рис. 3.2.9, на котором показаны: многослойная
шина (рис. 3.2.9. с), двухпроводная шина с круглыми проводниками
« «) в)
Рис. 3.2.9. К сравнению вариантов исполнения токоведущих шин
356 3.2. Как проложить силовые шины
(расположенные рядом монтажные провода, рис. 3.2.9, б) и двухпро-
водная шина с разнесенными круглыми проводниками (рис. 3.2.9, в).
Все три случая рассчитаны для протекания постоянных токов одной
величины. В табл. 3.2.1 сведены основные расчетные параметры.
Таблица 3.2.I. Сравните разных вариантов токовеиущи* шин
С, пФ £, нГн /?>, Ом
Ламинированная многослойная шина 5 15,3 1,7
Бифилированные монтажные провода 32 686,0 160,0
Разнесенные монтажные провода 13 2,36 338,0
На рис. 3.2.10 показан график частотной зависимости значения
характеристического импеданса для варианта многослойной шины
(кривая «1»), двух расположенных рядом монтажных проводов (кри-
вая «2») и разнесенных монтажных проводов (кривая «3»). Хорошо
видно, что многослойная ламинированная шина «работает» на не-
сколько порядков эффективнее других вариантов во всем диапазоне
частот, которые актуальны для преобразовательной техники
Рис. 3.2.10. Сравнение поведения импедансов при изменении частоты
До этого момента мы сознательно упростили ситуацию с описанием
паразитных параметров силовой схемы статических преобразователей,
чтобы рассказать о наиболее удачных вариантах создания тополопга то-
коведущих силовых проводников. Сейчас мы расширим количество
3.2. Как проложить силовые шины 357
«паразитов», добавив их к схеме рис. 3.2.1. В результате у нас поучится
схема, показанная на рис. 3.2.11. И не исключено, что в результате кон-
структорской проработки полной силовой схемы будет установлено,
что какой-либо из элементов не сможет обеспечить нормальное функ-
ционирование преобразователя по величине своего паразитного пара-
метра (даже если на этапе разработки электрической схемы элемент
считался удовлетворительны), а значит, разработчику придется провес-
ти дополнительный поиск и найти адекватную замену. Поэтому' не сто-
ит впадать в панику, если эта проблема появляется только на стадии
конструирования — такие ситуации в области разработки статических
преобразователей случаются часто, к ним просто нужно привыкнуть.
Рис. 3.2.11. Полная схема паразитных параметров
Итак, полная схема паразитных параметров. Выгладит она на пер-
вый взглад удручающей, а руки так и тянутся запустить какую-нибудь
программу схемотехнического моделирования. Но давайте прежде все-
го разберемся, «что есть что» в этой схеме — так нам проше будет най-
ти исходные данные для моделирования.
Конденсаторы С1 и С2 составляют входной сетевой фильтр, а их
последовательное включение выполнено с целью обеспечить безопас-
ное рабочее напряжение. Как мы выяснили в предыдущей главе, эти
конденсаторы имеют также паразитное активное сопротивление
(ESR), обозначенное здесь как Ret (для конденсатора С1) и (для
конденсатора С2). Кроме того, нам также уже знакомы паразитные ин-
358
3.2. Как проложить силовые шины
дукпгвные составляющие (ESL), обозначенные как L^, и L^. Взяв так-
же из справочных данных величину тангенса угла потерь (tg 5), можно
рассчитать величину эквивалентного импеданса конденсатора на лю-
бой частоте С
(3.2.8)
Естественно, импеданс конденсатора должен быть как можно бо-
лее низким, тогда и перенапряжения, возникающие на силовых тран-
зисторных ключах, окажутся меньше. Но, как мы только что сказали,
снизить величину паразитной индуктивности конденсаторов можно,
только заменив конденсатор на другой тип, с более низким значением
индуктивности. Вариант номер два, также рассмотренный нами ра-
нее, — установка снабберных конденсаторов на силовые модули.
Именно поэтому при проектировании топологии силовых шин конст-
руктору имеет смысл оставить место под установку снабберных кон-
денсаторов, если в процессе испытаний величина перенапряжений
будет выше допустимой. Впрочем, лучше всего не экономить на этом
полезном элементе и потребовать от разработчика электрической схе-
мы их установки до разработки топологии.
Двигаемся дальше по схеме, минуя паразитную распределенную
индуктивность силовых шин Lfi, о которой мы говорили в этом самом
разделе. Оставшиеся паразитные индуктивности и емкости являются
принадлежностью силовых модулей, и приличные производители си-
ловой элементной базы эти паразитные параметры указывают в тех-
нической документации. Индуктивности LEVT| и 1ГУЕ1 — так называе-
мые «истоковые» (эмиттерные) паразитные индуктивности, которые
при высокой скорости коммутации будут мешать быстрой перезаряд-
ке входных затворных емкостей. Чтобы исключить их влияние, в
мощных силовых модулях предусматривается специальный вывод
управляющего эмиттера (истока), а значит, никаких конструктивных
мер по снижению данных паразитных параметров конструктору при-
нимать не нужно — за него это сделали производители силовых моду-
лей. Коллекторные индуктивности Lcvn и ' хх-ги анодные и катодные
индуктивности Lcvd„ LAVD|, Low, L-Avra особой опасности не пред-
ставляют. Они, как правило, имеют небольшую величину. Емкости
Секи ССЕ|, CGC|, CGK2, ССЕ2, С^,, CVDh СТО| также относятся к внут-
ренним паразитным элементам силовых транзисторов, и разработчик
силовой схемы никак на них повлиять не сможет, но в сочетании с
коллекторными и эмиттерными индуктивностями эти емкости вызы-
вают опасные колебательные процессы, из-за чего имеет смысл про-
водить моделирование схемы с их учетом.
3.2. Как проложить силовые шины
Надеемся, что с методами снижения паразитных параметров в си-
ловых схемах читатель разобрался (хотя бы в первом приближении).
И в заключение этого раздела представим компоновочную схему ста-
тического преобразователя мощностью 5 МВт с жидкостным охлажде-
нием. На рис. 3.2.12 показана элементарная ячейка преобразования,
состоящая из полного моста на основе четырех IGBT-модулей. Со-
Рис. 3.2.12. Элементарная ячейка преобразователя мощностью 5 МВт
Рис. 3.2.13. Компоновочная схема преобразователя мощностью 5 МВт
360 3.3. Все ли благополучно с тепловыделением?
единения между модулями выполнены ламинированной многослой-
ной шиной, а сами модули установлены на радиатор с системой про-
качки жидкости. Справа от ячейки расположен охладитель жидкости,
к которому крепится вентилятор. Мощность этой элементарной ячей-
ки составляет 1,7 МВт, система охлаждения отводит мощность 10 кВт.
Шесть элементарных ячеек объединены в стойку (рис. 3.2.13)
с помощью медных токоведущих одиночных шин. Размеры стойки:
2200 х 1200 х 600 мм, а ее мощность — те самые 5 МВт. Такого разме-
ра преобразователя при столь высокой номинальной мощности уда-
лось добиться в том числе и благодаря рациональной компоновке,
минимизировавшей паразитные параметры.
3.3. Все ли благополучно с тепловыделением?
Мы не случайно сделали этот вопрос заголовком данного раздела.
Ведь, тфоме всего прочего, преобразовательная техника, особенно рас-
считанная на большие мощности, выделяет большое количество тепло-
вой энергии, которую рассеивают практически все компоненты ее
силовых схем. Нагреваются дроссели и трансформаторы, силовые кон-
денсаторы, особенно много тепла выделяется на мощных полупровод-
никовых элементах. Естественно, если не принять определенных мер
еще на стадии конструирования преобразователя по отводу тепла, легко
получить неработоспособную конструкцию уже на первых испытаниях.
Тепловыделение — очень коварный процесс, который может не сразу
заявить о себе, как о разрушающем факторе. Если элементы силовых
схем выбраны правильно, учтены максимально-возможные токи, то, бу-
дучи воплощенным в реальную конструкцию, прибор не сразу выйдет из
строя, а нормально проработает какое-то время. И только вблизи точки
установления теплового равновесия, когда режимы всех элементов бо-
лее-менее стабилизировались, возможно срабатывание системы защиты
от превышения допустимой предельной температуры (если прибор та-
кой защитой оснащен), либо наступит аварийный режим (если эта за-
щита не предусматривалась). Поэтому' очень важно не только правильно
выбрать элементы силовых схем, но и обеспечить их длительное функ-
ционирование, отводя выделяемое тепло в достаточной мере. Каким об-
разом это сделать и какими конструктивными мерами следует пользо-
ваться, об этом мы сейчас поговорим.
Оговоримся сразу: задача обеспечения хорошего отвода тепла от
внутренних элементов статических преобразователей по своей сложно-
сти и трудоемкости сравнима с задачей разработки электрической схе-
мы. При ее решении необходимо учесть множество связей между эле-
ментами, оказывающими взаимное влияние друг на друга, их конст-
руктивное расположение, индивидуальный характер тепловыделения.
3.3. Все ли благополучно с тепловыделением?
361
Работать над решением такой задачи «врукопашную», как это делалось
на протяжении предшествующих десятилетий, просто нереально, учи-
тывая современные требования, предъявляемые к габаритам современ-
ных статических преобразователей. К счастью, все основные расчет-
ные методики ныне формализованы и представлены разработчику в
виде специализированных программных продуктов. Мы обязательно
расскажем об этих программах теплового моделирования далее, а сей-
час познакомимся в самом общем виде с принципами тепловых расче-
тов, с их основами. Они помогут провести первоначальную прсработку
тепловых режимов элементов внутри корпуса.
Итак, предположим, что в распоряжении конструктора уже имеет-
ся электрическая схема статического преобразователя, выполнена
компоновка прибора, элементы расставлены по своим местам, опти-
мизированы электрические связи. Теперь можно приступить к тепло-
вому расчету существующей компоновки. С чего начать? Перво-на-
перво необходимо разработать тепловую модель преобразователя, со-
ставив ее из тепловых моделей отдельных частей (лучше всего, если
это будут элементарные модели, теория которых хорошо разработана).
Конечно, полную тепловую модель создать практически невозможно,
поэтому в расчетах пользуются упрощенными тепловыми моделями, в
которых тепловыделяющие элементы, охладители, несущие конструк-
ции заменяются типовыми эквивалентами со стандартными характе-
ристиками.
Отвлечемся ненадолго от конструирования статического преобра-
зователя и представим себе в самом общем виде механизм теплообме-
на (рис. 3.3.1), пользуясь обобщенной моделью. Имеется некоторая
равномерно прогретая поверхность «1» с температурой Ть вблизи ко-
торой расположена другая равномерно прогретая поверхность «2» с
температурой 7J, причем температура поверхности «1» выше темпера-
туры поверхности «2». В соответствии с законами физики, между эти-
ми поверхностями будет происходить перенос тепловой энергии: теп-
ловой поток устремится от поверхности «1» к поверхности «2» таким
образом, что первая поверхность будет остывать, а вторая — натре-
Рис. 3.3.1. Обобщенная модель теплообмена
362 3.3. Все ли благополучно с тепловыделением?
ваться. Этот процесс будет происходить до тех пор, пока процесс теп-
лообмена не стабилизируется, то есть временного изменения темпера-
тур больше не произойдет. Такое состояние называется тепловым рав-
новесием, и д ля него можно записать следующее соотношение:
(3.3.1)
где Ry — так называемое тепловое сопротивление между нагретыми
поверхностями.
Формула (3.3.1) должна напомнить читателю закон Ома для участ-
ка цепи, если вместо разницы температур подставить разность элек-
трических потенциалов, вместо теплового потока — силу электриче-
ского тока, а вместо теплового сопротивления — сопротивление элек-
трическое. Конечно, это только аналогия, и не более, но она
позволяет понять физический смысл происходящих процессов тепло-
обмена. Мало того, при расчете тепловых схем можно заимствовать
методы электротехники. К символам, обозначающим тепловые вели-
чины, чтобы не спутать их с электрическими, обычно добавляется ин-
декс «th» (thermo).
Для тех читателей, кто сталкивается с тепловыми расчетами впер-
вые, имеет смысл пояснить, что такое тепловое сопротивление, на
простом примере. Хорошо известно, что в схемах с мощными регули-
рующими транзисторами очень важно обеспечить хорошее прилегание
транзистора к радиатору. От того, насколько плотно прижат транзи-
стор к радиатору, зависит температура его нагрева. Если транзистор
прижат к ровной и чистой поверхности радиатора, он будет прогре-
ваться равномерно и хорошо «отдавать» выделяющуюся тепловую
энергию. Ну а если поверхность радиатора неровная, замасленная, не
исключено, что силовой транзистор раскалится докрасна, в то время
как радиатор останется чуть теплым. Интерпретируют описанный
факт следующим образом: ровная и чистая поверхность имеет низкое
тепловое сопротивление, а неровная и грязная — высокое.
Правильное определение тепловых сопротивлении — важнейшая
задача тепловых расчетов, поскольку оттого, насколько точно это будет
сделано, зависит результат моделирования процессов тепловьщеления.
Теперь мы переходим к составлению простейшей тепловой модели
силового полупроводникового прибора, например, одиночного транзи-
стора MOSFET. Обратимся к рис. 3.3.2. Кристалл полупроводника «j»
(junction) установлен на теплоцроводяшую подложку (неизолирован-
ную от полупроводника или изолированную), которая связана с корпу-
сом прибора «с» (case). Полупроводник имеет температуру 7}, предель-
ное значение которой указывается в технической документации на кон-
кретный полупроводниковый прибор. Корпус натрет до температуры
Tf, которая не равна а значит, между полупроводником и корпусом
3.3. Все ли благополучно с тепловыделением?
363
Рис. 3.3.2. Тепловая модель полупроводникового элемента на радиаторе
имеется некоторое тепловое сопротивление, в технической документа-
ции обозначаемое как (тепловое сопротивление «кристалл—кор-
пус»). Типовое значение этого параметра производитель приводит в
своей техдокументации.
Далее: корпус полупроводника в целях отвода тепла должен приле-
гать к радиатору «s» (silk heat), имеющему температуру Тг, которая также
не равна Тс Отсюда можно сделать вывод, что мелщу корпусом и радиа-
тором также имеется тепловое сопротивление, обозначаемое как /^,г,
(тепловое сопротивление «корпус—радиатор»). Величину этого тепло-
вого сопротивления найти в справочных данных сложнее — она зависит
не столько от типа полупроводника, сколько от состояния прилегаю-
щих поверхностей «радиатор—корпус», от наличия или отсутствия изо-
ляционных прокладок, теплопроводящих паст, чистоты обработки по-
верхностей. Обычно здесь пользуются таблицами типовых вариантов.
Тепловая энергия в радиаторе не накапливается. Куда же она дева-
ется? Рассеивается в окружающую среду «а» (ambient), имеющую тем-
пературу Т„, которая не равна Т„. И мы снова заключаем, что между
радиатором и окружающей средой имеется тепловое сопротивление
(тепловое сопротивление «радиатор—среда»). Как правило, ра-
диаторы статических преобразователей напрямую контактируют с воз-
духом, теплопроводность которого изначально невысока. Воздушная
зона вблизи радиатора прогревается, впрочем, довольно-таки неплохо,
но вот конвекционные потоки естественного происхождения медлен-
но удаляют нагретый воздух, заменяя его более холодным. Поэтому
довольно часто, чтобы снизить тентовое сопротивление «радиатор-
среда», радиатор обдувают принудительно, с помощью вентилятора.
А вот если по каким-либо причинам принудительная вентиляция не-
желательна, от нее приходится отказываться, устанавливая либо круп-
ный радиатор, либо переходить к водяному охлаждению. Для сниже-
ния теплового сопротивления (а значит, повышения теплоотдачи) по-
364 3.3. Все ли благополучно с тепловыделением?
верхность радиатора стремятся сделать как можно больше — ее ребрят,
покрывают в черный цвет электрохимическим способом
Водяное (жидкостное) охлаждение силовых элементов производит-
ся следующим типовым способом: силовые модули устанавливаются на
металлическую пластину, в толще которой проложены либо трубки
(рис. 3.3.3), либо отфрезерованы каналы (рис. 3.3.4), по которым под
давлением протекает охлаждающая жидкость. Такие детали сегодня вы-
пускаются в готовом вице рядом фирм, поэтому ихиспользование не вы-
зовет у конструктора особых трудностей. Удобство готового узла водя-
ного охлаждения состоит еще и в том, что для него фирма-производи-
тель приводит типовую кривую зависимости теплового сопротивления
от скорости потока протекающей жидкости (рис. 3.3.5), а также перепа-
Рис. 3.3.5. Зависимость теплового сопротивления и давления жидкости
от скорости потока жидкости
3-3- Все ли благополучно с тепловыделением? 365
да давления на входе и на выходе проточной трубы от той же скорости
потока жидкости. Обычно эти графики совмещаются в одной сетке. Те-
пловое сопротивление может нормироваться как в "C/Вт (в отечествен-
ной литературе), так и в °К/Вт (в зарубежной документации). Представ-
ленный график относится к узлу охлаждения, показанному на рис. 3.3.3,
для которого тепловое сопротивление стороны установки трубок и об-
ратной стороны пластины—разные, что и отражено на данном графике-
Но вернемся к расчетным тепловым моделям. Читатели должны
уяснить себе, что расчет теплового сопротивления «радиатор—сре-
да» — это отдельная инженерная задача с достаточно большим коли-
чеством факторов, подлежащих учету. Здесь играет роль и конфигура-
ция радиатора, и его расположение в приборе, и наличие (отсутствие)
принудительного охлаждения. Чтобы нам было легче решать данную
задачу, составим простейшую тепловую модель схемы рис. 3.3.2, по-
казанную на рис. 3.3.6-
Рис. 3.3.6. Расчетная модель тепловых режимов
Для чего мы построили эту модель? Главная ее цель — определе-
ние фактической температуры кристалла полупроводника, которая не
может быть безграничной. Согласно формулы (3.3.1), с учетом приве-
денной модели, температура кристалла может быть вычислена по сле-
дующей формуле:
Tj=Ta + иъ ,-с + „ + ^ „)- Р„, (3.3.2)
где Рп — мощность потерь, выделяемая полупроводниковым элементом.
Мощность потерь в полупроводнике мы уже научились рассчиты-
вать в предыдущих главах, а предельная температура окружающей
среды Т„ — это параметр, который априори должен быть задан в тех-
ническом задании на проектирование. Действовать «на глазок» здесь
ни в коем случае нельзя — слишком дорого может обойтись ошибка.
Ну а если к единому радиатору крепятся несколько полупроводни-
ковых приборов? Такая ситуация отнюдь не редка, а даже — тривиаль-
на. Обычно нет смысла устанавливать диодные мосты, силовые тран-
зисторные сборки и обратные диоды на разные охладители, поскольку
это неконструктивно. Гораздо лучше установить их на один радиатор и
модифицировать расчетную тепловую схему так, как показано на
рис. 3.3.7.
366
3.3. Все ли благополучно с тепловыделением?
Рис. 3.3.7. Расчетная модель в случае установки нескольких
полупроводниковых приборов на одном радиаторе
В технической документации на конкретный силовой прибор обыч-
но указываются значения тепловых сопротивлений «кристалл—корпус»
и «корпус—радиатор». И если при выполнении расчетов мы подставля-
ем в формулы значение теплового сопротивления «кристалл—корпус» в
том виде, в котором оно приведено в документации, то с тепловым со-
противлением «корпус—радиатор» нужно обращаться очень осторож-
но, и вот почему. Данное значение приводится для случая идеального
прилегания контактной поверхности силового прибора к радиатору.
В реальных случаях поверхность радиатора имеет некоторую шерохова-
тость, неровности. Установка силовых приборов на радиатор также мо-
жет быть сопряжена с неравномерностью усилий затяжки крепежных
элементов, из-за чего реальное тепловое сопротивление «корпус—ра-
диатор» может увеличиться в разы по сравнению с идеальным случаем.
Поэтому на практике используют специальные мягкие прокладки, теп-
лопроводную пасту, позволяющие сгладить неровности и обеспечить
равномерный контакт поверхностей. В ряде случаев прокладка между
корпусом силового прибора и радиатором имеет принципиальное зна-
чение — ее установка выполняется для электрической изоляции сило-
вого прибора от радиатора. В любом случае прокладка (или слой тепло-
Рис. 3.3.8. Учет тепло-
проводящей проклад-
ки (пасты)
проводящей пасты) имеет свое тепловое сопро-
тивление, которое необходимо приплюсовать к
тепловому сопротивлению «корпус—радиатор»
(рис. 3.3.8), обозначенное как /^Ар.
Как вычислить тепловое сопротивление
прокладки (пасты)? Для этого необходимо ис-
пользовать тепловую модель неограниченной
плоской однородной стенки, поскольку толщи-
3.3. Все ли благополучно с тепловыделением?
367
на прокладки (или толщина слоя теплопроводной пасты) намного
меньше ее длины и ширины. Формула для вычисления теплового со-
противления R,h p следующая:
К, (3-3.3)
где Бр — толщина прокладки (слоя теплопроводящей пасты);
X — коэффициент теплопроводности материала, Вт/м °C;
Sp — площадь одной стороны прокладки (слоя теплопроводящей
пасты).
Коэффициенты теплопроводности можно найти в справочниках
по электротехническим материалам, а также у поставщиков. Для при-
мера в табл. 3.3.1 приведены данные по некоторым материалам, кото-
рые наиболее часто используются при производстве силовой преобра-
зовательной техники.
Таблица 3.3.1 Теплопроводность некоторых электротехнических материалов
Материал
Паста КПТ-8 0,7...0,8
Паста АлСил-3 1,7...2,0
Писга Arctic Silver 5 8,7
Пнсга Collaboratory Liquid Pro 82
Писга EINano S27Z-2 2000
Полимере ил силиксан 0,12-0,16
Герметик «Эласгосил 11-01» 0,7... 1,0
Слюда 0,43...0,6
Текстолит 0,23...0,33
Гетинакс 0,18-0,25
Стеклотекстолит 0,17—0,18
Материал «Номакон-GS» 2...2,7
Отдельно следует упомянуть современные изоляционные материа-
лы с высокой теплопроводностью. Один из таких материалов с маркой
«Номакон-GS» (К.ПТД-2) [57] выпускается в Белоруссии по ТУ РБ
145766608.003—96. Теплопроводность данного материала в несколько
раз превосходит теплопроводность классической слюды, на протяже-
нии десятилетий применявшейся для изоляции силовых приборов от
радиаторов, а механические характеристики не идут ни в какое сравне-
ние с характеристиками слюды. «Номакон-GS» — эластичный матери-
368 3.3. Все ли благополучно с тепловыделением?
Рис. 3.3.9. Преимущества
применения эластичных
изоляционных прокладок
ал, который, подобно резине, облегает
при прижиме все неровности и выравни-
вает поверхности соприкосновения, не
трескается и не рвется (при аккуратном
обращении), в то время как слюда может
просто расколоться, если ее «пережаты».
На рис. 3.3.9 показано, что происходит с
сопрягаемыми поверхностями при при-
менении твердого изолятора и изолятора
на основе эластичных полимеров.
Некоторые конструкторы силовой
преобразовательной техники, впервые по-
держав этот материал в руках, с сомнением относятся к возможности вы-
полнения им своих функций, так как внешне он напоминает жесткую
резину. Создается впечатление, что «резинка» просто расплавится в ра-
ботающем приборе, однако это далеко не так: материал изготавливается
методом прессовки керамических порошков со связующей каучуковой
основой с армирующим стекловолокном, что позволяет ему сохранять
свойства в диапазоне температур от минус 60 до +250 °C.
На рис. 3.3.10 показаны типовые прокладки, которые можно при-
обрести у фирмы. Эти прокладки рассчитаны на установку под стан-
дартные корпуса полупроводниковых компонентов. Кроме того, фир-
ма выпускает материал в виде листов, так что при отсутствии в номенк-
латуре фирмы необходимых готовых прокладок, их можно изготовить
самостоятельно (особенно это относится к прокладкам под мощные
полупроводниковые модули).
Рис. 3.3.10. Типовые варианты прокладок, производимых фирмой «Номакон»
3-3- Все ли благополучно с тепловыделением? 369
Ряд зарубежных фирм также выпускают эластичные теплопрово-
дящие прокладки для силовых полупроводниковых приборов, поэто-
му при необходимости приобрести такую деталь для изготовления
статического преобразователя не составит никакого труда. Как прави-
ло, фирмы просто указывают тепловое сопротивление конкретной
прокладки в каталоге (в °К/Вт или в °С/Вт). Например, в среднем (по
данным нескольких фирм-производителей), тепловое сопротивление
прокладки для корпуса типа ТО-3 составляет 0,8 °К/Вт. Это значение
обеспечивается при нормированном усилии прижима полупроводни-
кового прибора к радиатору.
Обратим внимание на правильный выбор таких параметров, как
тепловое сопротивление «кристалл—корпус» и «корпус—радиатор»
(это сопротивление в документации разных фирм может называться
по-разному, например, «case-to-silk», «contact thermal resistanse», «кон-
тактное тепловое сопротивление* — в любом случае, прежде чем про-
изводить расчеты, нужно разобраться, к чему относится параметр).
Некоторые фирмы (особенно 1решит этим отечественный производи-
тель) почему-то не считают необходимым указывать в своих справоч-
ных данных тепловое сопротивление «корпус—радиатор», предпола-
гая, вцдимо, что разработчик имеет под рукой массу справочной лите-
ратуры, из которой мгновенно «вытащит» необходимое значение.
Такой подход — в корне неправильный, поскольку значение теплового
сопротивления «корпус—радиатор» у разных производителей может
варьироваться исходя из технологии производства корпусов. Имеет
смысл также упомянуть приводимый в технической документации ин-
тегральный параметр «тепловое сопротивление кристалл-окружающая
среда» («junction-to-ambient») R,bja. Этот параметр используют в расче-
тах тогда, когда полупроводниковый элемент предполагается исполь-
зовать без теплоотводящего радиатора. Кстати, если в технических
данных отсутствует значение теплового сопротивления «корпус—ра-
диатор», велик соблазн вычесть из R,bja значение R&je, чтобы получить
R,hc^ Однако такой подход в корне неверный, поскольку этим тепло-
вым сопротивлениям соответствуют разные законы теплообмена. Ре-
зюмируем: весь набор тепловых сопротивлений Л/й/г, должны
быть измерены производителем и приведены в технической докумен-
тации. В крайнем случае возможно воспользоваться данных™ близких
аналогов, но тогда возрастет вероятность допустить фатальную расчет-
ную ошибку и не обеспечить требования по допустимым перегревам.
В табл. 3.3.2 приведены тепловые сопротивления для некоторых
типов серийных силовых полупроводниковых приборов.
Фирмы-производители много внимания уделяют снижению внут-
ренних тепловых сопротивлений полупроводниковых приборов, и дос-
тигли в этом весьма неплохих результатов. Учитывая это обстоятельст-
во, существенной задачей при конструировании статического преобра-
370 3.3. Все ли благополучно с тепловыделением?
Таблица 3.3.2. Тепловые сетфотивления силовых транзисторов в стандартных
корпусах
Тип транзистора Kofxiyr Тепловое сопротивление, "C/Br
Rthja
2П7172А ТО-254 (КТ-97В) 1,20 — 60,0
КП7173 ГО-220АВ (КТ-28-2) 1,78 — —
2П7154АС 2П7154БС 2П7154ВС Металлокерамический корпус с полосковыми безындуктив- ными выводами 0,16 -
2Е715А 2Е715Б КТ-9МИ 1.25 -
2М410А 2М410В 5-выводной и 10-выводной металлокерамический корпус 0,25 -
2М410Б 2М410Б1 2М410В1 2М410Г1 0,36 — —
2П771А91 D2Ppak (КТ-90) 1,00 — 62,5
IRF510 ТО-220АВ (КТ-28-2) 3,50 0,50 62,0
IRL530N ТО-220АВ (КТ-28-2) 1,90 0,50 62,0
IRF840 ТО-220АВ (КТ-28-2) 1,00 0,50 62,0
IRF25O ТО-247АС 0,65 0,24 40,0
IRFP460 ТО-247АС 0,45 0,24 40,0
IRFP044 ТО-247АС 0,83 0,24 40,0
IRG4BC30S ТО-220АВ (КТ-28-2) 1,20 0,50 80,0
IRG4BC40W ГО-220АВ (КТ-28-2) 0,77 0,5 80,0
GA50TS120U INT-A-PAK 0,1 —
IGBT 0,44
встроенный диод 0,70
GA150TD120U DUAL INT-A-PAK 0,1 —
IGBT 0,16
встроенный диод 0,20
GA500TD60U DUAL INT-A-PAK 0,1 —
IGBT 0,08
встроенный диод 0,20
CM200DY-24H DUAL INT-A-PAK 0,045 —
IGBT 0,085
встроенный диод 0.18
3.3. Все ли благополучно с тепловыделением? 371
Окончание гнабл. 3.3.2
Тип транзистора Кчхтус Тепловое сопротивление, вС/Вт
SKM800GA126D SEMITRANS-4 0,038 —
IGB1 0,042
встроенный диод 0,09
SEMiX 303GD12T4C SEMiX-ЗЗс 0,014 —
IGB1 0,095
встроенный диод 0,18
зователя будет решение вопроса отвода тепла от силового элемента
посредством радиатора. Данную задачу конструктору придется решать
самостоятельно, так как производитель полупроводника уж никак не
может знать, каковы реальные условия эксплуатации его продукции.
Чтобы правильно решить задачу охлаждения силового элемента, нам
необходимо рассмотреть основные законы теплообмена, и уже в соот-
ветствии с ними строить тепловую модель элемента охлаждения.
Собственно, задача обеспечения теплового режима сводится к сни-
жению теплового сопротивления «радпатор-окружаюшая среда» (Rtll
или обеспечения такой его величины, которая позволит удерживать
максимально-возможную температуру полупроводникового элемента
ниже допустимой. Исследования показали, что распространение тепло-
вой энергии происходит тремя путями: конвекцией, излучением и кон-
дукцией. Классический вариант конвективного теплообмена — это об-
дув вентилятором процессора персонального компьютера. Тепловая
энергия от радиатора переходит к частицам воздуха, нагревая его, а вен-
тилятор уносит нагретый воздух, привлекая воздух охлажденный. В ка-
честве теплообменной приточно-вытяжной среды может выступать
также вода, масло и другие текучие жидкости. Очень часто при разра-
ботке преобразовательной техники рассматривают простейший случай
естественной конвекции, когда воздух без посторонней помощи цирку-
лирует около радиатора благодаря естественному перепаду давлении.
Энергия переносится здесь теплоносителем.
Конвективный теплообмен между нагретой твердой поверхностью
и газообразной (жццкой) срепой в обшем случае подчиняется закону
Ньютона — Рихмана:
P„=akSs(T,-T^ (3.3.4)
где Рг — тепловая мощность рассеяния;
372 3.3. Все ли благополучно с тепловыделением?
£s — эффективная площадь поверхности радиатора;
ак — коэффициент конвективного теплообмена между радиатором
и средой.
Если внимательно посмотреть на формулу (3.3.4), а также обозна-
чить
Чг, (3.3.5)
«к
то в общем вцде мы получим уже известное нам уравнение теплового
равновесия (3.3.1), в котором участвует тепловое сопротивление «ра-
диатор—окружающая среда» Индекс «к» показывает, что это те-
пловое сопротивление — не полное, а только относящееся к конвек-
тивной составляющей.
Для построения тепловой модели необходимо определить значе-
ние коэффициента конвективного теплообмена физический
смысл которого следующий: это мощность, рассеиваемая единицей
поверхности радиатора, при условии, что разность между температу-
рой радиатора и температурой окружающей среды составляет 1 °C.
Мы не будем углубляться в вопросы определения коэффициента кон-
вективного теплообмена, адресовав читателя, например, к изданию
[2], в котором решение этой задачи рассмотрено подробнее. Скажем
лишь, что значение этого коэффициента зависит от многих факто-
ров, среди которых основными являются: габаритные размеры радиа-
тора, его конструкция, расположение в приборе, наличие принуди-
тельного обдува.
Рассмотрим теперь закон передачи тепловой энергии излучением.
Выникогдане задумывались о том, что между Землей и Солнцем не цир-
кулирует никаких воздушных потоков, и, тем не менее, тепловая энер-
гия, излученная Солнцем, каким-то образом достигает Земли. Объясня-
ется это тем, что тепловая энергия может переноситься способом излу-
чения.
Закон передачи тепловой энергии излучением по форме представ-
ления очень похож на закон конвективного теплообмена:
л-«.-ад-уд (3.3.6)
где а,_ коэффициент теплообмена, определяемый излучением.
По аналогии с формулой (3.3.5) здесь мы можем ввести понятие
теплового сопротивления «радиатор—окружающая среда» для случая
излучения (/^J:
«. L- 0-3-7)
- -
3.3. Все ли благополучно с тепловыделением?
373
Определение коэффициента теплообмена излучением в общем
виде выполняется по формуле
а.^Ф^/^ТД (3-3.8)
где es — приведенная степень черноты поверхности излучения;
Фм — коэффициент облученности;
f(Ta, Т) — переходная температурная функция, значение которой
определяется разностью температур окружающей среды и радиатора.
Коэффициент приведенной степени черноты показывает, насколь-
ко хорошо поверхность излучает тепловую энергию. Пояснить физиче-
ский смысл данного коэффициента можно на простом примере: чер-
ная и матовая поверхность намного лучше нагревается (и, соответст-
венно, излучает), чем поверхность, отполированная до блеска. По этой
причине правильно спроектированные радиаторы окрашены (или по-
крыты химическим способом) в цвет, близкий к черному. Для справки,
степени черноты различных поверхностей сведены в табл. 3.3.3.
Таблица 3.3.3. Степень черноты разных поверхностей
Тип поверхности Приведенная степень черноты
Алюминий с полированной поверхностью 0,04-0,06
Алюминий с окисленной поверхностью 0,2-0,31
Силуминовое литье 0,31-0,33
Анодированный в черный цвет алюминий 0,85-0,9
Окисленная латунь 0,22
Металлическая поверхность, окрашенная в цвет, близкий к черному 0,92-0,96
Металлическая поверхность, окрашенная черным матовым лаком 0,96—0,98
Анализируя данные, представленные в табл. 3.3.3, можно сказать,
что простейшая операция по покрытию радиатора, изготовленного из
силуминового сплава, в черный цвет, дает снижение теплового сопро-
тивления при излучении почти в три раза.
Коэффициент облученности <рм показывает, какая часть, излучен-
ная поверхностью радиатора, «уходит» в окружающую среду, а ка-
кая — возвращается обратно. Ситуация с возвратом энергии обычно
происходит в случае использования радиаторов с ребрами (типичный
вариант, использующийся при проектировании статических преобра-
зователей), когда потоки энергии переходят с ребра на ребро. Как
правило, современные радиаторы имеют конструкцию с высокими
Illi 3.3. Все ли благополучно с тепловыделением?
ребрами, близко стоящими друг к другу, поэтому в этом случае рас-
считать коэффициент облученности можно по приблизительному со-
отношению'
Ч>„=^. (3.3.9)
где а — расстояние между ребрами;
х — высота ребра.
Конечно, необходимо учесть, что излучение с крайних ребер будет
происходить с коэффициентом облученности, равным 1.
Переходная температурная функцияf(Ta, для инженерных рас-
четов вполне сгодится в полуэмпирическом виде:
лг, Л) = 5.67 10~" Р> Z73J , (3.3.10)
результат функции получится в Вт/(м2 - °C), если значения температур
подставлять в градусах Цельсия.
Наконец, третий ввд теплообмена — кондуктивныи. Этот вид теп-
лообмена возникает за счет свойства теплопроводности твердых ве-
ществ. Типичный случай кондуктивного теплообмена наблюдается то-
гда, когда речь идет о тепловых сопротивлениях «переход—корпус»,
«корпус—радиатор». Теплопроводящие подложки передают тепловую
энергию именно в соответствии с законом кондуктивного теплообме-
на, поскольку размеры теплопроводящего материала в направлении
распространения теплового потока много меньше его остальных раз-
меров. Иными словами, толщина прокладки гораздо меньше ее длины
и ширины, а значит, на гранях прокладки тепло практически ре рас-
сеивается, переходя от корпуса к радиатору.
Кондуктивныи теплообмен подчиняется закону Фурье:
Л-^<Г.-7Э. (3.3.11)
Если перелистать книгу на несколько страниц назад и обратиться к
формуле (3.3.3), то окажется, что все величины, входящие в формулу
(3.3.11), нам хорошо знакомы. Однако модель кондуктивного теплооб-
мена используется не только для учета теплового сопротивления изо-
ляционных прокладок. В некоторых случаях — там, где применение
принудительной вентиляции прибора применить невозможно — кон-
дуктивные свойства металлов используются для проектирования корпу-
сов-радиаторов. В этом случае сам корпус прибора служит теплоотво-
дом, площадь его поверхности покрывается ребрами. Рассчитать тепло-
вой режим корпуса-теплоотвода — задача не простая, приведенными
здесь соотношениями не обойтись. Решать эту задачу придется с приме-
3-3- Все ли благополучно с тепловыделением? 375
пением методов компьютерного моделирования тепловых процессов, о
которых мы далее поговорим.
Конечно, приведенные модели теплообмена являют собой модели «в
чистом виде*. В реальности все три модели «работают* одновременно,
поэтому учет тепловых сопротивлений разной природы должен произво-
диться по принципу их параллельного соединения (подобно тому, как в
электрической схеме «работают» параллельно соединенные резисторы).
Такой теплообмен в специальной литературе называется «сложным*.
Мы не будем останавливаться на вопросах проектирования ра-
диаторов охлаждения силовых элементов, так как инженерные мето-
дики для решения этой задачи разработаны хорошо, и их можно без
труда найти в соответствующей литературе по теплотехнике. Но, ко-
нечно, сегодня более перспективным является применение покупных
радиаторов на основе разнообразных профилей, выпускаемыми мно-
гими фирмами, в том числе и отечественными. Действительно, дале-
ко не каждый производитель может позволить себе содержать литей-
ную технологию, а изготавливать радиаторы с помощью механообра-
ботки, то есть метолом фрезерования — это попусту тратить и время,
и деньги.
Число разнообразных профилей, выпускаемых некоторыми фир-
мами, составляет несколько тысяч наименований, поэтому даже при
желании мы не сможем сделать даже выборочный их обзор. Здесь
конструктору придется действовать на собственное усмотрение, имея
в виду, что лучше применять профили, выпускаемые рядом фирм —
тогда при необходимости (снятие с производства, удорожание) серий-
ная продукция будет быстро перестроена на поставщика близкого
аналога.
Одной из поставочных позиций фирмы «Semikron» [33] как раз и
являются радиаторные профили. На рис. 3.3.11 показан внешний вид и
размеры профиля типа Р4, который можно использовать для установки
силовых элементов «под гайку*, то есть со шпилькой, посредством ко-
торой полупроводниковый прибор крепится к радиатору. Типовое теп-
ловое сопротивление «радиатор—окружающая среда» профиля состав-
ляет 0,29 °С/Вт.
Другой вид радиаторного профиля типа U3 (рис. 3.3.12) позволяет
«зажать» силовой элемент (например, тиристор «таблеточного» типа)
между двумя половинками, обеспечив отвод тепла с обоих граней.
Прн использовании такого профиля радиатор получается очень ком-
пактным и удобным для монтажа. Типовое сопротивление «радиа-
тор—окружающая среда» — 0,19 ’С/Вт.
Фирма «Aavid Thermalloy Ltd» [58] специализируется на выпуске
радиаторов, а также полуфабрикатов для конструирования охлаждаю-
щих узлов статических преобразователей, поэтому в ее номенклатуре
можно встретить огромное количество разнообразных вариантов.
376 3.3. Все ли благополучно с тепловыделением?
Рис. 3.3.11. Внешний вид (с) и размеры (б) профиля типа Р4
Профиль типа 0S496, показанный на рис. 3.3.13, являет собой
классический радиатор с оребреной поверхностью. Его тепловое со-
противление — 0,09 "С/Вт.
Чем интересен профиль 0D452, представленный на рис. 3.3.14? Обра-
тите внимание на форму поверхностей его ребер: они не гладкие, а волни-
стые, неровные. Вот таким простым методом удается увеличить поверх-
ность охлаждения и снизить тепловое сопротивление «радиатор—окру-
жающая среда». Оно у данного профиля составляет всего 0,06 °С/Вт.
Типичный вариант профиля-корпуса 0S160, обеспечивающего
кондуктивное охлаждение силовых полупроводниковых приборов, по-
казан на рис. 3.3.15. К профилю достаточно прикрепить боковые
стенки, а также верхнюю крышку' — и готов вполне приличный кор-
пус-радиатор, тепловое сопротивление которого — 0,25 °С/Вт.
Крепление силовых элементов к профилям-радиаторам может осу-
ществляться также элементарно. На рис. 3.3.16 показано крепление
транзисторов в корпусе ТО-220 к типовому профилю 78370, а на
рис. 3.3.17 — к профилю 78110. Для крепления применяются специ-
альные пружинные клипсы, которые «держат» элементы не хуже клас-
сических винтов.
А что можно сказать о производстве радиаторов в нашем отечестве?
Конечно, отечественное производство пока серьезно отстает от зару-
бежного как по номенклатуре производимой продукции, так и по ее ка-
честву. Но, тем не менее, на рынке охладителей уже работает несколько
фирм, о которых мы расскажем, упомянув интересные образцы.
3.3. Все ли благополучно с тепловыделением?
220
Рис. 3.3.13. Профиль типа 0S496
378 3.3. Все ли благополучно с тепловыделением?
Рис. 3.3.14. Профиль типа 0D452
Ilililliill
Рис. 3.3.16. Крепление силовых транзисторов к профилю типа 78370
3.3. Все ли благополучно с тепловыделением? 379
U4.99
Рис. 3.3.17. Крепление силовых транзисторов к профилю типа 78110
Фирма «Лигра» (г. С.-Петербург) [59] специализируется на выпуске
различных профилей радиаторов, а также литых игольчатых радиаторов.
Для примера, на рис. 3.3.18 показан профиль типа АВ3424, который
можно использовать в статических преобразователях с малой глубиной.
К сожалению, фирма не представляет данные по тепловым сопротивле-
ниям, а значит, все расчеты разработчику придется вести самостоятель-
но (впрочем, отечественного разработчика этим не испугаешь).
Небольшое количество типовых профилей для изготовления радиа-
торов выпускает хорошо знакомая нам фирма «Электрум АВ». Для при-
мера, на рис. 3.3.19 приведен чертеж профиля типа Охл271, а на
рис. 3.3.20 — кривая зависимости теплового сопротивления «радиатор—
окружающая среда» этого профиля от габаритных размеров (и времени
прогрева). Кривая «1» — без принудительного охлаждения; кри-
вая «2» — с охлаждением потоком воздуха 3 м/с; кривая «3» — 6 м/с:
кривая «4» — 12 м/с
Похожие профили выпускает также знакомое нам предприятие
ОАО «Электровыпрямитель». Профиль, близкий по конструкции к
Охл271 (рис. 3.3.19), здесь носит наименование 054 и 055 (разная
Рис. 3.3.18. Профиль типа АВ3424
380 3.3. Все ли благополучно с тепловыделением?
Рис. 3.3.19. Габаритные
размеры профиля Охл271
Рис. 3.3.20. Кривая теплового
сопротивления радиатора Охл271
маркировка в зависимости от длины). Тепловое сопротивление нахо-
дится в пределах 0,33—0,55 °С/Вт (для случая естественного охлажде-
ния) и в диапазоне 0,118—0,167 °С/Вт — для принудительного охлаж-
дения.
Профиль типа 0193 предназначается для высокоэффективного ох-
лаждения силовых приборов «таблеточной» конструкции. Нарис. 3.3.21
показан внешний вцц данного профиля. Его размеры — 300 х 300 х
х 275 мм, при этом силовой элемент «зажимается» между двумя иден-
тичными пластинами. Тепловое сопротивление радиатора составляет
0,1 'С/Втпри обдуве воздухом со скоростью 0,03 м/с.
А теперь мы перейдем к такому немаловажному вопросу, как
внутрикррпусная вентиляция и обозначим некоторые основные соот-
ношения, используемые при построении модели и расчете теплообме-
на внутри корпуса статических преобразователей.
Рис. 3.3.21. Внешний вид
Как мы уже сказали ранее, естествен-
ная вентиляция корпуса обеспечивается
такте свойством воздушной среды, как
разная ее плотность (а, соответственно, и
удельный вес) при разных температурах.
Так, при 20 °C средняя плотность воздуха
составляет 1,2 кг/м3, в то время как плот-
ность при 100 °C — уже 0,96 кг/м3. Нагре-
тый воздух устремляется вверх, создавая
«тягу» воздушного потока. Поэтому все
профиля 0193 новые и новые массы холодного воздуха
3.3. Все ли благополучно с тепловыделением?
381
Рис. 3.3.22. Теплообмен в
корпусе статического
преобразователя
занимают место нагретых, удаляя тепло с
радиаторов силовых элементов. В ряде
случаев естественной конвекции вполне
достаточно для поддержания безопасного
теплового режима радиаторов. Котда теп-
ловыделение велико, и естественного при-
тока холодного воздуха уже недостаточно
для обеспечения теплового режима, объе-
мы «прокачиваемой» воздушной среды
искусственно увеличивают путем ее на-
гнетания принудительно, то есть при по-
мощи вентилятора.
Рассмотрим типичное построение
корпуса статического преобразователя
(рис. 3.3.22) в условиях естественной венти-
ляции. Как правило, корпус преобразовате-
ля выполняется таким, чтобы точка забора
воздуха и точка его выброса в окружающую
среду находились как можно дальше по вы-
сотедруготдруга. Специальнымиконструк-
тивными мерами обеспечивается отсутст-
вие возможности попадания капель жидко-
сти внутрь прибора — например, грибки,
жалюзи и т. д. Входное и выходное отверстия целесообразно закрыть
фильтрами очистки воздуха (простейший фильтр—сетка), которые пре-
дотвращают попадание внутрь прибора пыли и других мелких частиц.
Тепловой напор, то есть перепад давления между входным и вы-
ходным воздушными отверстиями определяется по расстоянию между
этими отверстиями и плотностями входящего и выходящего воздуха
по формуле
Д//=й(р^-ром). (3.3.12)
Объем воздуха, проходящий через входное вентиляционное отвер-
стие с площадью Sirv в единицу времени, может быть определен по
формуле
<3313>
где kirv — коэффициент расхода воздуха, зависящий от конструктив-
ного исполнения входного отверстия (для прикидочных расчетов ре-
комендуется принять его значение в пределах 0,7...0,8);
g — ускорение свободного падения.
382 3.3. Все ли благополучно с тепловыделением?
И, наконец, мощность, отводимая из корпуса посредством естест-
венного конвективного теплообмена, рассчитывается по формуле
f.-KvP,r СЛ(Т„-Т,Г), (3.3.14)
где Tinp и Т^, — соответственно температура входящего и выходящего
воздуха;
Св!г — удельная теплоемкость воздуха при нормальном атмосфер-
ном давлении.
Можно легко рассчитать, что для преобразователя с высотой кор-
пуса 450 мм и диаметром входного отверстия 120 мм при разнице
температур воздуха 30 °C удастся отвести порядка 200 Вт тепловой
мощности только за счет естественной конвекции, обеспечив нор-
мальный режим работы силовых элементов. Много это или мало? Для
оценки представим преобразователь с выходной мощностью 2 кВт и
КПД порядка 0,93. Если же мы захотим разместить в этом корпусе
преобразователь с увеличенной мощностью, то естественной вентиля-
ции однозначно будет недостаточно, и мы будем вынуждены прибег-
нуть к принудительному способу.
Суть принудительного способа вентиляции заключается в том, что
мы искусственно увеличиваем объем приточного воздуха Vinf, тем са-
мым ускоряя теплообмен и быстрее отводя выделяющуюся тепловую
энергию (что видно из формулы 3.3.14). Принудительная вентиляция
позволяет на порядок улучшить теплообмен, а значит, и сократить га-
бариты прибора при сохранении номинальной мощности. Однако есть
у принудительного способа вентилирования оборотная сторона: для
питания вентиляторов необходимо затратить дополнительную энер-
гию, вентиляторы шумят, ресурс их невысок. И, тем не менее, прину-
дительная вентиляция — пожалуй, единственный способ сокращения
габаритов статических преобразователей. Учитывая сказанное, приве-
дем основные технические характеристики промышленных вентиля-
торов, которые потребуются при проектировании системы принуди-
тельного охлаждения.
На рис. 3.3.23 показан внешний вид вентиляторов типа
W2G110-AK43-31 и W1G110-AG07-05. Для первого вентилятора: но-
минальная мощность — 15 Вт, питание — 24 В. Для второго вентилято-
ра: номинальная мощность — 16 Вт, питание — 48 В. Зависимость объ-
емов перекачиваемого воздуха в единицу времени от аэродинамическо-
го давления приведены на рис. 3.3.24 (кривая «1» — для первого типа
вентилятора, кривая «2» — для второго). Здесь нужно иметь в виду, что
любой корпус имеет так называемое аэродинамическое сопротивление.
Поясним на примере, что это такое. Допустим, мы установили венти-
лятор в ящик, у которого имеется только входное отверстие. Тогда воз-
дух будет нагнетаться в корпус без его выброса наружу (левая верти-
3.3- Все ли благополучно с тепловыделением?
Рис. 3.3.24. Кривые зависимости
объемов перекачиваемого воздуха от
величины аэродинамического давления
кальная линия трафика 3.3.24), повысится внутреннее давление, а зна-
чит, и аэродиналшческое сопротивление. Толку от такой вентиляции
не будет никакого. Поэтому аэродинамическое сопротивление необхо-
димо снижать, таким образом компонуя прибор, чтобы потоки воздуха
беспрепятственно выходили наружу — эффективность вентиляции по-
высится. Наибольшая эффективность работы вентилятора представле-
на нижней горизонтальной линией на рис. 3.3.24 — эта ситуация ана-
логична работе вентилятора на открытом воздухе.
На характеристику давления, создаваемую вентиляторами, значи-
тельное влияние оказывает даже такая, казалось бы, безобидная вещь,
как конструкция защитной сетки воздухозабора (в технической лите-
ратуре она носит название перфорации). Оказывается, даже мелко-
ячеистая сетка может значительно понизить создаваемое давление, по-
этому в современных статических преобразователях эту сетку заменя-
ют простым крупноячеистым ограждением.
В последнее время у конструкторов преобразовательной техники во-
шло в моду использовать центробежные
вентиляторы, которые создают в несколько
раз более высокое давление при тех же мас-
со-габаритных показателях, что и осевые
вентиляторы. Пример применения центро-
бежного вентилятора в сборке-полуфабри-
кате для построения узла охлаждения сило-
вых элементов приведен на рис. 3.3.25.
Применение вентиляторов для охлаж-
дения статического преобразователя — за-
дача, которая в каждом конкретном случае
должна решаться индивидуально. Так, на-
Рис. 3.3.25. Пример при-
менения центробежного
вентилятора
384 3.3. Все ли благополучно с тепловыделением?
пример, на основе нескольких вентиляторов можно построить систе-
му «один приточный — два вытяжных», «два приточных — один вы-
тяжной», а также различные комбинации трех и более одиночных
вентиляторов. Мы оставляем эти вопросы за рамками книги, по-
скольку познакомили читателя с основами принудительного вентили-
рования, и с более сложными схемами, их достоинствами и недостат-
ками он сможет ознакомиться в специальной литературе по конструи-
рованию.
В завершение этого раздела мы наметим некоторые ориентиры
для тех, кто хочет воспользоваться современными способами выпол-
нения тепловых расчетов и расскажем кратко о компьютерном моде-
лировании тепловых процессов. Действительно, традиционно тепло-
вые расчеты выполнялись, как это называется, с помощью ручки и
листа бумаги, используя некоторые упрощенные модели. Понятно,
что такие модели не исключали просчетов, связанных с локальными
перегревал™ отдельных компонентов, поэтому при испытаниях опыт-
ных образцов изделий приходилось выполнять доработки, корректи-
ровать документацию. По подсчетам специалистов [60], в среднем,
расчет тепловых режимов «врукопашную» имеет погрешность порядка
35 %, что, конечно, не вполне отвечает современным требованиям по
точности проектирования. Сегодня, когда жизнь вьщвигает необходи-
мость работать «с колес», то есть не тратить время на многочисленные
испытания, а сразу запускать разработки «в серию», компьютерное
моделирование позволит учесть все «тонкости» модели и исключить
просчеты (или, в крайнем случае, свести их к минимуму).
Как справедливо отмечено в [60], повышение точности моделиро-
вания тепловых режимов может быть достигнуто только за счет раз-
биения моделируемой системы на более мелкие участки, что сопряже-
но с усложнением математических процедур. Общий принцип этого
подхода таков: прибор разбивается на элементарные прямоугольные
области, геометрические центры которых носят название «тепловых
узлов». Температура в тепловых узлах предполагается постоянной (в
пределах областей). Также вводятся элементарные тепловые потоки, а
также элементарные тепловые сопротивления между узлами, что, как
мы уже знаем, позволяет построить электрическую аналогию тепловой
схемы, которая в этом случае становится трехмерной.
Беда всех «рукопашных» расчетов состоит еще и в том, что они не
учитывают динамику переходных тепловых процессов. Иными слова-
ми, учет только тепловых сопротивлений хорошо описывает стацио-
нарные режимы работы прибора, когда все его элементы прогреты,
нагрузка не меняется, входное напряжение стабильно и т. д. Здесь не-
возможно построить картину поведения элементов, например, в мо-
менты разгона сопрягаемого двигателя, торможения, перехода с режи-
ма на режим. Иногда характер работы статического преобразователя
3.3. Все ли благополучно с тепловыделением? 385
может быть чисто переходным, например, циклирование пусков с ос-
тановками электродвигателей, разные кратковременные однократные
режимы (яркий пример — работа сварочного преобразователя). В ка-
кой-то мере учесть характер переходных процессов позволяют графи-
ки нормированного переходного сопротивления «кристалл—корпус»
Zlhjc, о которых мы говорили в разделе, посвященном силовым транзи-
сторам MOSFET и IGBT. Однако это далеко не все, что нужно учесть
для качественного расчета — ведь прогрев корпусов силовых элемен-
тов, а также радиаторов происходит не мгновенно. С учетом этого об-
стоятельства в тепловую модель, предназначенную для компьютерного
анализа, вводятся динамические параметры (рис. 3.3.26).
Рис. 3.3.26. Усложненная тепловая модель, учитывающая динамические
параметры
В модифицированной расчетной модели производится учет значе-
ний теплоемкости (тепловой массы) кристалла, корпуса и охладителя
(Слд Электрическим аналогом этих элементов служат кон-
денсаторы. Таким образом, расчет тепловых схем может быть произ-
веден методами электротехники.
Обратимся теперь к программным продуктам, предоставляемым
фирмами-производителями силовой элементной базы. Эти продукты
обычно ориентированы на применение элементной базы, производи-
мой конкретной фирмой — силовым транзисторам и диодам, радиа-
торам, вентиляторам. Оно и понятно: любая фирма стремится про-
двинуть на рынок свою продукцию, и при этом дать разработчику как
можно более удобные средства применения своих изделий.
Компания «Semikron» предоставляет для пользователя серию ин-
терактивных программных продуктов [61] для создания типовых схем
статических преобразователей электроэнергии, выбора элементной
базы, расчета электрических и тепловых параметров, а также форми-
рования типовых рекомендаций по обеспечению теплового режима.
Данная серия программ «работает» только на сайте фирмы (к сожале-
нию), и воспользоваться ей могут те, кто имеет доступ в Интернет.
На рис. 3.3.27 показано главное окно программы [64], из которого
производится выбср необходимого расчета. Расчет «step-by-step design»
предназначается для пошагового выбора силовой схемы статического
преобразователя и оценки тепловых режимов элементов, расчет «ready
386
3.3. Всели благополучно с тепловыделением?
SEMISEl. _ simulation Tool
Рис. 3.3.27. Главное окно программных продуктов «Semikron»
assembled stack» предназначен для выбора готового силового модуля,
расчет «device proposal» позволяет провести оперативное сравнение пре-
имуществ и недостатков силовых модулей разных серий, выбрать наибо-
лее оптимальный для решения поставленной задачи, расчет «driver select
tool» направлен навыбор драйвера управления силовыми модулями. Мы
обратимся к расчету «ready assembled stack» и опишем его подробнее.
Первый шаг расчета — выбор силовой преобразовательной схемы
(рис. 3.3.28), или ее части. Здесь можно осуществить выбор вариантов
типа: однофазный выпрямительный мост, однофазный частично-
управляемый выпрямительный мост, однофазный полностью управ-
ляемый тиристорный мост, трехфазный выпрямительный мост, трех-
фазный частично-управляемый тиристорный мост, трехфазный пол-
ностью управляемый тиристорный мост, тиристорный ключевой эле-
мент, трехфазный тиристорный ключевой элемент, полномостовой
ключевой каскад, трехфазный ключевой каскад, чоппер верхнего пле-
ча (buck), чоппер нижнего плеча (boost). Для примера мы выберем
Рис. 3.3.28. Окно выбора силовой преобразовательной схемы
3.3. Все ли благополучно с тепловыделением?
387
полномостовой ключевой каскад, рассчитанный на формирование си-
нусоидального выходного напряжения.
Далее следует окно ввода исходных данных (рис. 3.3.29), в котором
отражаются, во-первых, основные режимы работы преобразователя, а
также параметры перегрузки (коэффициент перегрузки и ее длитель-
ность).
Вслед за окном исходных данных следует окно выбора конструк-
тивного исполнения силового модуля (рис. 3.3.30), где из выпадающе-
го списка необходимо выбрать желаемое типосиполнение силового
модул я, а также ввести корректирующие коэффициенты для расчета
мощности потерь. Ввод коэффициента коррекции необходим в случае
отсутствия так называемого «жесткого» переключения силового при-
бора, когда возникает кратковременный его режим работы, близкий к
короткому замыканию (КЗ).
Выбор условий охлаждения модуля производится в отдельном
окне (рис. 3.3.31). В примере задано параллельное включение трех
IGBT модулей, принудительный способ охлаждения потоком воздуха с
объемом 80 м5/ч. Радиатор также выбран готовым, типа PI4-120. Кста-
ти, пользователь может самостоятельно задать параметры теплоотвода.
Теперь все необходимые данные для проведения основного расче-
та имеются, и программа формирует таблицу результатов вычислений
(рис. 3.3.32). Эта таблица содержит несколько разделов, данные в ко-
Рис. 3.3.29. Окно задания исходных данных
388 3.3. Все ли благополучно с тепловыделением?
- V ч*
* _____ЭЯР______Гда^пор___CgEWIX
Рис. 3.3.30. Окно выбора типоисполнения силового модуля
Рис. 3.3.31. Окно выбора условий охлаждения
3.3- Все ли благополучно с тепловыделением?
389
Рис. 3.3.32. Окно результатов моделирования (начало)
3.3. Всели благополучно с тепловыделением?
Рис. 3.3.32. (окончание)
3.3. Все ли благополучно с тепловыделением? 391
торых сгруппированы в соответствии с последовательностью их зада-
ния, а также с назначением. Исходные данные отражают выбранную
силовую схему, тип преобразования, основные требуемые электриче-
ские характеристики и максимальные режимы работы. Далее приведе-
на выборка из технической документации на конкретный применен-
ный модуль и параметры системы охлаждения. Эти данные были вы-
браны нами, здесь они приводятся для справки
Следующие разделы включают результаты работы программы:
рассчитанные потери тепловой мощности в режиме номинальной ра-
боты, в режиме перегрузки и в режиме перегрузки с минимальной
частотой преобразования (для заданной в примере схемы), а пред-
ставленный график показывает переходные тепловые характеристики
в динамике — для режима перегрузки и режима нормальной работы.
Также в составе выходных данных программы имеются: трафик
зависимости максимальных токов IGBT сборок и антппараллельных
диодов от частоты переключения; суммарные тепловые потери на эле-
ментах от величины выходного тока, температура кристаллов в зави-
симости от величины выходного тока, величина суммарных потерь в
зависимости от частоты переключения, температура кристаллов в за-
висимости от частоты переключения, ток силовых элементов в зави-
симости от коэффициента мощности.
Вторая программа расчета тепловых характеристик транзисторов
типа MOSFET представлена фирмой «International Rectifier» под на-
званием HEXRISE [62]. В отличие от программного обеспечения фир-
мы «Semikron», инсталляционный файл можно скачать с сайта и рабо-
тать с программой в автономном режиме, однако для ее корректной
работы необходимо, чтобы на компьютере был установлен Microsoft
Access 2000. Эта программа позволяет произвести динамический рас-
чет изменения температуры кристалла при разной форме тока, прохо-
дящего через его силовую цепь. Здесь применена обычная процедура
линейной экстраполяции функции тока на элементарных участках,
для которых вычисляется значение текущего теплового сопротивления
(с учетом тепловой массы) и мгновенная тепловая мощность. Далее
вычисляются мгновенные значения температуры кристалла в виде
температурных приращений, которые суммируются на элементарных
участках. В расчетах также используется линейная экстраполяция нор-
мированного значения теплового сопротивления «переход—корпус»
Zrt/C. Следует учесть, что адекватные результаты работы программы
можно ожцдать только в линейной области нормированного теплового
сопротивления «переход—корпус», поэтому прежде чем производить
расчеты, нужно справиться с этим графиком, приведенным в техниче-
ской документации.
Программа позволяет производить расчеты для нескольких типовых
режимов работы полевых транзисторов. В первом режиме работы, назы-
392 3.3. Все ли благополучно с тепловыделением?
ваемом «режимом одиночного импульса», период работы транзистора,
складывающегося из его времени включенного и выключенного состоя-
ния, — меньше предельного времени линейной области сопротивления
«переход—корпус», внешний теплоотвод отсутствует, а максимальная
температура кристалла складывается из начальной температуры и тем-
пературы в конце периода работы. Второй режим работы — «режим по-
вторяющихся импульсов в линейной области теплового сопротивле-
ния». Для него характерно постепенное нарастание температуры кри-
сталла при отсутствии внешнего теплоотвода. Третий режим работы —
«режим повторяющихся импульсов с периодом, выходящих за линей-
ную область теплового сопротивления». Здесь максимальная температу-
ра кристалла нарастает с каждым периодом, но учитывается влияние
внешнего теплоотвода. И, наконец, четвертый режим работы — «режим
повторяющихся импульсов в установившемся тепловом равновесии».
В данном режиме температура кристалла не растет от периода к периоду,
поэтому данный режим хорошо описывает продолжительный стацио-
нарный процесс работы силового ключа. Естественно, при расчете не-
обходимо таким образом задать время анализа, чтобы наблюдать отсут-
ствие нарастания температуры кристалла от периода к периоду.
На рис. 3.3.33 показано главное окно программы HEXRISE. Слева
имеется форма для ввода параметров исследуемого транзистора, пи-
Рис. 3.3.33. Главное окно программы HEXRISE
3.3. Все ли благополучно с тепловыделением? 393
Рис. 3.3.35. Расчетная выделяемая тепловая мощность
394
3.3. Все ли благополучно с тепловыделением?
ковых токов силовой цепи, а также параметров тока. Сверху — кноп-
ки выбора формы тока. Расчет происходит при нажатии на кнопку
calculate now. Результаты расчета при данных, введенных в примере,
показаны на рис. 3.3.34 (форма тока), рис. 3.3.35 (выделяемая мощ-
ность) и рис. 3.3.36 (температура кристалла).
*Л»|М1В Твф’С |ДМ>-|
Temperature
Timaps
Рис. 3.3.36. Расчетная температура кристалла
Еще один свободно распространяемый программный продукт под
названием «Melcosim» выпускается компанией «Mitsubishi Electric».
На момент написания этой книги на сайте фирмы доступна версия
4.03, которой мы и воспользуемся. Главное окно программы показано
нарис. 3.3.37.
Начинать расчет необходимо с задания исходных данных силовой
схемы: напряжения питания силовой цепи постоянного тока (Vcc),
выходного тока (1о), частоты преобразования ((c) и минимальной вы-
ходной частоты (fo), коэффициента мощности (PF), глубины модуля-
ции (Modulation ratio) или скважности управляющих импульсов в ре-
жиме чоппера (duty), максимальной рабочей температуры кристалла
(Tf). Естественно, данные расчеты справедливы для конкретного типа
модуля, который нужно выбрать из выпадающего списка в меню
Module. В данном примере мы выбрали модуль типа CM200DY-12NF.
3.3- Все ли благополучно с тепловыделением?
395
Затем мы должны выбрать условия модуляции из вариантов: 3-фазная
модуляция (З-Агт), 2-фазная модуляция векторного типа (2-Алп) или
режим управления чоппером (chopper).
В верхней части окна справа отобразятся значения тепловых со-
противлений для выбранного типа модуля, а под ним (после выбора в
меню пункта calculate) — выделяемая мощность на всех участках теп-
ловой модели и значения температур для этих участков.
Данные могут быть выведены в виде трафиков. Для этого в меню
graph/waveform select нужно задать параметры для горизонтальной оси
X (Хдав), левой вертикальной оси Y (Yl^) и правой вертикальной оси
Y (Y2^B). Программа предлагает следующие варианты.
ДляХ_:
• output current Icp (А) — пиковый выходной ток в Амперах;
• switching frequency (Hz) — частота коммутации в кГц;
• time (s) — временная шкала в секундах (и их долях).
Для
• Tj (IGBT) & Tj (diode)_Ave — средняя температура кристалла
IGBT транзистора и антипараллельного диода;
396 3.3. Все ли благополучно с тепловыделением?
• power (IGBT&diode) — выделяемая тепловая мощность на IGBT
транзисторе и антипараллельном диоде, Вт;
• max current (IGBT&diode) — максимальный ток IGBT транзи-
стора и антппараллельного диода. А;
• ATjc (IGBT) & ATjc (diode)—разница температур «кристалл—кор-
пус» для IGBT транзистора и антипараллельного диода.
Для ¥2^ — аналогично Yl^.
На рис. 3.3.38 и рис. 3.3.39 приведены графики расчета некоторых
параметров для модуля CM200DY-12NF в режимах, оговоренных
рис. 3.3.37. На рис. 3.3.38 показаны графические зависимости Tj
(IGBT) & Tj (diode)_Ave и ATjc (IGBT) & ATjc (diode) от пикового вы-
ходного тока. На уровне 125 °C показана линия аварийного состояния
модуля.
Рис. 3.3.38. Зависимость Tj (IGBT) & Tj (diode)_Ave и ATjc (IGBT) & ATjc
(diode) от пикового выходного тока
На рис. 3.3.39 представлены <рафики тех же параметров, но в час-
тотной области. Мы видим, что в заданном диапазоне частот обеспе-
3-3- Все ли благополучно с тепловыделением? 397
чивается нормальное функционирование модуля при продолжитель-
ном токе 100 А.
Рис. 3.3.39. Зависимость Tj (IGBT) & Tj (diode)_Ave и Aljc (IGBT) & ATjc
(diode) от частоты модуляции
Обращаем внимание читателя, что результаты расчетов можно со-
хранить в вцце файла и пользоваться ими многократно.
В завершение этого раздела упомянем коммерческий продукт
Qfin, разработчиком которого является фирма «Qfinsoft» [65]. Этот
продукт поставляется фирмой в трех версиях: базовая (basic) — для
расчетов радиаторов, охлаждаемых воздухом; стандартная (standard) —
для расчетов любых типов радиаторов и теплообмена узлов печатных
плат; расширенная (advanced) — для проведения расчетов и оптими-
зации любого уровня, в том числе на уровне прибора.
На рис. 3.3.40 показано главное окно программы Qfin версии 4.0.
Цифрами обозначены:
1 — панель инструментов, команд и вызова окон; 2 — менеджер
проекта, включающий в себя иерархически построенную структуру
(материалы, замкнутые объемы, вентиляционные окна, радиаторы,
вентиляторы); 3 — панель готовых компонентов (в соответствии с вы-
398 3.3- Все ли благополучно с тепловыделением?
Рис. 3.3.40. Главное окно программы Qfin
бранным пунктом из менеджера проекта программа представляет спи-
сок расчетных моделей, которые могут быть задействованы в проекте);
4 — окно объемного представления проекта; 5 — панель команд управ-
ления трехмерной моделью (отсюда можно выбрать проекции видов
объемной модели, скопировать картинку в буфер обмена данными или
сохранить готовую модель на диск); 6 — окно вывода системных сооб-
щений (отсюда пользователь может узнать об обнаруженных несоответ-
ствиях).
На рис. 3.3.41 показан результат моделирования рассеяния тепло-
вой мощности 70 Вт на радиаторе по истечении 63 секунд с момента
начала выделения мощности полупроводниковым элементом. Хорошо
вадно, что радиатор прогревается неравномерно, что подтверждается
реальными законами теплообмена.
На рис. 3.3.42 представлена конструкция сложного радиатора охла-
ждения процессора, для которого в условиях принудительного воздуш-
ного охлаждения была построена модель, показанная на рис. 3.3.43.
Вентилятор в данном случае установлен сбоку и продувает воадух меж-
ду ребрами. На рис. 3.3.44, представляющим собой результат объемно-
3.3- Все ли благополучно с тепловыделением?
Рис. 3.3.41. Результаты теплового моделирования радиатора
в программе Qfin
Рис. 3.3.42. Радиатор охлаждения процессорного модуля
го моделирования, вцдно, что прогрев радиатора также происходит не-
равномерно.
Существует также ряд других серьезных коммерческих продуктов,
позволяющих провести качественное тепловое моделирование. К этим
продуктам относится пакет Solid Works, с помощью которого можно
выполнить полный цикл разработки конструкции статического преоб-
разователя, и не только построить тепловую модель, но также сделать
400 3.4.0 некоторых «тонкостях» технологии
Рис. 3.3.43. Тепловая модель принудительного охлаждения
Рис. 3.3.44. Результат моделирования в условиях принудительного
охлаждения
другие конструкторские расчеты, например, оценить прочностные ха-
рактеристики. вибропрочность, виброустойчивость и так далее.
3.4.0 некоторых «тонкостях» технологии
При производстве, особенно серийном, силовой преобразователь-
ной техники необходимо уделить внимание технологическим аспек-
там ее изготовления. Именно на этом этапе должны быть учтены спе-
3.4.0 некоторых «тонкостях» технологии 401
цифические технологические приемы, которые позволят исключить
большой процент брака на выходе готовой продукции. Конечно, мы
не будем здесь упоминать такие стандартные технологические прие-
мы, как необходимость входного контроля поступающих на сборку
электронных компонентов и механических деталей, чистоту отмывки
печатных плат, надежность пайки, необходимость покрытия влагоза-
щитными лаками критичных к воде узлов, общую культуру производ-
ства. Эти меры очевидны, и на любом предприятии, производящем
серийную электронную технику, они включены в систему качества.
Мы поговорим о тех специфических требованиях, которые необходи-
мо ввести в процесс изготовления мощных статических преобразова-
телей.
В предыдущем разделе мы упоминали о том, что силовые полу-
проводниковые компоненты, как правило, устанавливаются на эле-
менты их охлаждения, которые не только обеспечивают механиче-
скую прочность преобразовательной схемы, но еще и обеспечивают
нормальный тепловой режим. Поскольку сопрягаемые поверхности
(подложка полупроводникового компонента и радиатор) имеют неко-
торую шероховатость, обеспечить хороший тепловой контакт простым
прижимом силовых компонентов к радиаторам, как правило, не уда-
ется. Не поможет здесь и затяжка крепежных винтов «до отказа*. Бо-
лее того, эта «затяжка», ограничиваемая только физическими возмож-
ностями конкретного сборщика и применяемого им инструмента,
чревата повреждением самих полупроводниковых модулей. Поэтому
для обеспечения хорошего теплового контакта применяют теплопро-
водящие пасты, заполняющие неровности поверхностей.
Казалось бы, что может быть проще процесса нанесения тепло-
проводящей пасты на сопрягаемые поверхности? Мы ведь ежедневно
намазываем маслом бутерброды! Так за чем же тогда дело стало?
С помощью пластины намазываем на поверхность модуля теплопро-
водяшую пасту из баночки, или выдавливаем ее из тюбика, как крем,
прижимаем модуль к радиатору, затягиваем винты, убираем тряпкой
выдавленную из-под модулей пасту и... Стоп! Такой подход действи-
тельно годится лишь за обеденным столом, а в производстве (или ре-
монте) преобразовательной техники нужно поступать совершенно
иначе. Почему? Оказывается, если поступать таким способом, тепло-
проводящая паста ляжет на поверхность неровно, в ней образуются
пустоты, что нисколько не уменьшит тепловое сопротивление между
модулем и радиатором. Более того, там, где образуются пустоты, в
процессе работы модуля возникнут локальные перегревы — а это пря-
мой путь к растрескиванию керамической подложки полупроводника
при циклическом воздействии температур. Пример неудачно нанесен-
ной термопасты показан на рис. 3.4.1. На этом рисунке хорошо видны
локальные пустоты.
402
3.4.0 некоторых «тонкостях» технологии
Рис. 3.4.1. Пример неудачно нанесенной термопласты
К сожалению, некоторые отечественные фирмы не в должной сте-
пени внимания относятся к данной технологической особенности
монтажа силовых полупроводниковых приборов. Автору книги лично
доводилось видеть, как сборщики, не мудрствуя лукаво, размазывают
теплопроводящую пасту пальцами и до отказа затягивают крепежные
винты модулей. В результате часто приходится разбирать уже готовые
силовые блоки, менять почему-то (а мы теперь знаем — почему) сго-
ревшие модули, снова намазывать их пастой и снова затягивать винты
«до хруста суставов».
На самом деле преодолеть эту, казалось бы, «патовую» ситуацию
весьма несложно. Во-первых, необходимо обеспечить обработку со-
прягаемой поверхности радиатора с шероховатостью не более 6 мкм
(в идеале шероховатость по Ra лучше выдержать на уровне 2,5 мкм) и
плоскостностью не хуже 30 мкм. Во-вторых, равномерно нанести теп-
лопроводящую пасту тонким слоем, значение которого лежит в преде-
лах 20...50 мкм. В-третьих, при установке модуля на радиатор нужно
соблюсти максимальную параллельность его первичного прижатия.
И, в-четвертых, затянуть крепежные болты ключом с нормированным
усилием (оснащенным механизмом «трещотки»), следуя рекомендаци-
ям по последовательности затяжки, обычно приводимым в техниче-
ской документации на конкретный модуль
Каким образом равномерно нанести теплопроводящую пасту на
сопрягаемую поверхность силового модуля? Как осуществлять кон-
троль качества нанесения? Самый простой способ нанесения — это
воспользоваться обрезиненным валиком и равномерно «раскатать»
пасту по поверхности. Данная работа требует определенного навыка и
периодического контроля толщины наносимого слоя. Осуществить
контроль толщины нанесенного слоя можно с помощью несложного
приспособления, которое выпускается промышленно, и его можно
3.4.0 некоторых «тонкостях» технологии
403
приобрести у дилеров электронных компонентов. Внешний вид двух
исполнений контрольного приспособления показан на рис. 3.4.2.
Рис. 3.4.2. Приспособления для контроля толщины слоя термопасты
Данное приспособление ставится ребром на сопрягаемую поверх-
ность модуля с нанесенной термопастой, затем его прижимают к моду-
и проводят по поверхности. По остаткам пасты на зубцах (они отсто-
>т базовой поверхности приспособления на нормированную величи-
указанную рядом с зубцом) можно судить о толщине нанесенного
слоя. Результат правильного нанесения термопасты после снятия моду-
ля с радиатора показан нарис. 3.4.3. Мьг видим равномерно распреде-
ленную пасту, отсутствие пустот.
Приведенный способ нанесения термопасты годится для единич-
ного и мелкосерийного производства, а также для ремонта преобразо-
вателей в условиях объекта, на котором он эксплуатируется. Если же
Рис. 3.4.3. Результат правильного нанесения термопасты
404 3.4.0 некоторых «тонкостях» технологии
производство преобразовательной техники выходит за рамки мелкосе-
рийного, необходимо — в целях обеспечения стабильности технологи-
ческого процесса — использовать другие, более совершенные методы.
В этом случае производители элементной базы рекомендуют пользо-
ваться трафаретной печатью. На рис. 3.4.4 показано приспособление
для трафаретной печати. В его составе имеется жесткое крепление для
силового модуля при его установке контактной поверхностью вверх.
Сверху на модуль опускается трафарет с нормированной толщиной и
перфорацией в виде ячеек круглой (шестигранной) структуры. На тра-
фарет должен быть заранее нанесен тонкий слой пасты, а нанесение
термопасты на модули выполняется мягким шабером подобно тому,
как выравнивают стены обычной строительной смесью.
В результате на поверхности модуля образуется структура, пока-
занная на рис. 3.4.5. Для лучшего растекания пасты при прижиме
Рис. 3.4.4. Приспособление для трафаретной печати
Рис. 3.4.5. Результат трафаретной печати
3.4.0 некоторых «тонкостях» технологии
405
ячейки выполнены с разным диаметром. К слову, некоторые фир-
мы-производители силовых компонентов решили не перекладывать
задачу нанесения термопасты на плечи производителей конечного
продукта, а поставляют модули с уже нанесенной ячеистой структу-
рой. Понятно, что обращаться с такими модулями в процессе достав-
ки и производства нужно крайне бережно, чтобы не испортить тон-
кую структуру слоя пасты.
Теперь — о механическом монтаже силовых модулей. Для крепле-
ния любых силовых модулей, особенно крупногабаритных, необходи-
мо использовать стальные винты высокой твердости (например, сталь-
ные) с плоскими и стопорными шайбами. Использование латунных
винтов крайне нежелательно, так как с течением времени они могут
«течь» — изменять свою геометрию, что приведет к дополнительным
механическим напряжениям и возможному растрескиванию внутрен-
ней структуры модулей. Затяжка крепежных винтов должна осуществ-
ляться по схеме, которую производители, как правило, приводят в
своей технической документации. Операция затяжки выполняется в
несколько проходов ключом с нормированным крутящим моментом.
В первый проход производится с усилием, составляющим 10 % от но-
минального, во второй — с усилием 30—40 %, третий проход является
финишным, с номинальным крутящим моментом. Между проходами
очень желательно выдержать паузы, составляющие несколько минут.
для улучшения процесса растекания теплопро-
водяшей пасты.
Классическая схема затяжки модуля типа
EconoDLJAL-З, производимого фирмой «Infi-
neon», показана на рис. 3.4.6. Затяжка выполня-
ется в последовательности 1-2-3-4, при этом на
первом этапе затягивающее усилие составляет
0,5 Н - м, на втором — 2 Н - м, а на третьем (фи-
нишном) —не более 3...6 Н-м. Более сложныйва-
риант для корпуса типа ЕсопоРАСК+ приведен
на рис. 3.4.7. Здесь затяжка происходит по схеме
1—2—3—4—5—6—7—8 с теми же усилиями. Наи-
более сложный вариант — монтаж модуля в кор-
пусе PrimePACK, приведенный на рис. 3.4.8.
Здесь операция крепления подчиняется схеме 1—
2-3-4-5—6-7—8-9-10—11—12—13—14. Де-
монтаж модулей в случае необходимости выпол-
няется в обратном порядке.
Поговорим еще об одной ошибке, иногда
встречающейся при конструировании статиче-
ских преобразователей. Корни ее скрываются в
том обстоятельстве, что с виду силовые модули
Рис. 3.4.6. Монтаж
модуля в корпусе
EconoDUAL-3
3.4.0 некоторых «тонкостях» технологии
Рис. 3.4.7. Монтаж модуля в корпусе ЕсопоРАСК+
Рис. 3.4.8. Монтаж модуля в корпусе PrimePACK
представляют собой крупногабаритные конструкции с мощными выво-
дами, обладающими, на первый взгляд, значительной механической
прочностью. Именно поэтому некоторые конструкторы пытаются ис-
пользовать эти мнимые «монолиты» в качестве опорных точек крепле-
ния, например, конденсаторных блоков, мощных шин питания, транс-
форматоров и дросселей. Запомните: выводы силовых модулей выпол-
нены мощными не для того, чтобы кним «навешивали» конструктивные
массы, а исключительно для обеспечения нагрузочных электрических
режимов. Поэтому конструктору необходимо здесь обеспечить только
электрический контакт, а меры по креплению сопрягаемых узлом следу-
ет принимать вне модуля.
3.4.0 некоторых «тонкостях» технологии
407
Величина механических усилии, прикладываемых к выводам моду-
лей, обычно нормируется в технической документации. На рис. 3.4.9 по-
казаны типовые значения усилий для модуля в корпусе PrimePACK—на
растяжение, сжатие, кручение, а на рис. 3.4.10—те же данные для моду-
ля в корпусе типа SKiM.
Обеспечение нормальных механических усилии в данном случае ле-
жит целиком на конструкторе, разрабатывающим статический преобра-
зователь, поэтому более или менее удачные решения зависят только от
Рис. 3.4.9. Нормирование механических усилил для модуля в корпусе
PrimePACK
F1Vs100H
Рис. 3.4.10. Нормирование механических усилий для модуля в корпусе SKiM
408
3.4.0 некоторых «тонкостях» технологии
его квалификации, опыта, технических знании. Большую помощь в по-
иске типовых решений может оказать и документация, предоставляемая
фирмами-производителями. Например, на рис. 3.4.11 показано типовое
техническое решение для выходных контактов модуля в корпусе
EconoDUAL-3. Механическое напряжение, создаваемое проводом боль-
шого сечения, сюгмается медным токоведущим уголком, а основное уси-
лие здесь испытывает изолятор, прикрепленный к радиатору.
Другое решение — создание токоведущей консоли, как показано
нарис. 3.4.12.
В заключение раздела мы поговорим о самом неприятном — о по-
следствиях выхода из строя силовых полупроводниковых приборов. Не
секрет, что даже отлично спроектированные и изготовленные статиче-
Изопятор
Рис. 3.4.11. Вариант снятия механических усилий с выводов модуля
Рис. 3.4.12. Тококдущая консоль
3.4.0 некоторых «тонкостях» технологии
409
ские преобразователи выходят из строя на этапе эксплуатации: из-за
нарушения режимов работы, различных нештатных ситуаций типа по-
падания влаги, повреждения защитных оболочек, неквалифицирован-
ных мероприятий по их обслуживанию. Как это не покажется стран-
ным, но разработчик преобразователя должен принять меры к миними-
зации последствий отказов даже в случае выхода из строя схем защиты.
Опыт анализа отказов, проведенных производителями силовой
элементной базы, показывает, что в случае пробоя силовых ключевых
элементов ток короткого замыкания повреждает всю внутримодуль-
ную «разводку», разрушается алюминиевая металлизация кристаллов,
выгорает проволока, с помощью которой кристаллы подключаются к
внешним выводам. Как правило, внутреннее пространство модулей
заполняется желеобразным защитным компаундом, и возникающая
электрическая дуга сжигает как сам компаунд, так и корпусные эле-
менты. Образующиеся продукты горения выбрасываются наружу под
высоким давлением (поскольку корпус силового прибора загермети-
зирован), зачастую разламывая корпус модуля. В результате могут
быть повреждены другие близкостоящие компоненты (порой — весь-
ма дорогостоящие), и при ремонте их также придется заменить. Вот
поэтому разработчику следует оценить вариант возможного выброса
продуктов горения и не размещать в этой зоне (насколько возможно)
какие-либо электронные элементы.
Неплохим, но малоиспользуемым методом локализации последст-
вий выхода из строя силовых модулей является включение между бло-
ком конденсаторов и ключами инвертора никоиндуктивных предо-
хранителей типа fuse-IGBT, как показано на рис. 3.4.13. Конструкция
Рис. 3.4.13. Применение fuse-IGBT
410
3.4.0 некоторых «тонкостях» технологии
Рис. 3.4.14. Внутреннее устройство fuse-IGBT
fuse-IGBT показана на рис. 3.4.14 Предохранитель состоит из не-
скольких параллельно соединенных шин для снижения паразитной
индуктивности. Сверху на него надет защитный кожух, исключающий
выброс расплавленного металла наружу. Применять такие предохра-
нители рекомендуется на частотах преобразования не более 5...6 кГц.
Л итератуpa
[1] Семенов Б. Ю. Силовая электроника для любителей и профес-
сионалов. — М_: Солон-Р, 2001.
[2] Семенов Б. Ю. Силовая электроника: от простого к сложно-
му. — М.: Солон-пресс, 2005.
[3] Лазарев Г. Высоковольтные преобразователи для частотно-регу-
лируемого электропривода. Построение различных систем. URL:
http://www.news.elteh.ru/arh/2005/32/10.php
[4] Экономическая эффективность использования преобразовате-
лей частоты в лифтовом хозяйстве. URL: http://www.vfa.com.tia/
content/view/65/31 /
[5] Технологии энергосбережения на службе лифтового хозяйства
Москвы. URL: http://www.lift21.ru
[6] Ветроэнергетика Германии. URL: http://ru.wikipedia.oig
[7] Климов В. П. Современные направления развития силовых
преобразователей переменного тока. URL: Сайт
http://www.tensy.ru/articlel 3.htm]
[8] Сайт фирмы «Элкон». URL. http://www.elconmd.net
[9] Мещеряков В. М. Силовая электроника — эффективный способ
решения проблем региональной программы «Энергоресурсосбереже-
ние» // Электротехника. 1996. № 12.
[10] РомашЭ. М., Драбович Ю. И., Юрченко Н. Н., Шевчен-
ко П. Н. Высокочастотные транзисторные преобразователи. — М.: Ра-
дио и связь, 1988.
[11] Гончаров А. Ю. Серийно выпускаемые транзисторные преоб-
разователи электроэнергии // Электроника: Наука, Технология, Биз-
нес. 1998. № 2.
[12] Ковалев Ф. И., Флоренцев С. Н. Силовая электроника: вчера,
сегодня, завтра // Электротехника. 1997. № 11.
[13] Дмитриков В. Ф. Новые высокоэффективные отечественные
источники электропитания с бесгрансформаторным входом. URL:
http://www.add.rU/r/konkurs/st. 18.htm
[14] Патанов Д. А. Общие проблемы снижения коммутационных
потерь в инверторах напряжения. URL: http://www.add.ru/konkurs/
avtst8.html
[15] Белов Г. А. Высокочастотные транзисторно-транзисторные
преобразователи постоянного напряжения. — М.: Энергоатомиздат,
1987.
412
Литература
[16] Патент PCT. WO94/14230, 23.06.94, Н02М 3/335.
[17] Сайт унитарного предприятия «Завод «Транзистор» URL:
http://www.transistor.by
[18] Сайт ОАО «ВЗПП-Сборка». http://www.vzpp-s.ru
[19] Сайт ОАО «ФЗМТ». http://www.fzmt.ru
[20] Сайт НТЦ «СИТ», http://www.sitsemj.ru
[21] Сайт ОАО «Элекгровыттрямитель». http://www.elvpr.ru
[22] Сайт ЗАО «Электрум АВ», http://www.electnim-av.com/
[23] Сайт фирмы «Mitsubishi Electric», http://www.mitsubishi.com
[24] Бономорский О. И., Воронин П. А. Новый класс силовых по-
лупроводниковых модулей — модули H-1GBT. Доклад на IX симпозиу-
ме «Электротехника 2030» 29—31 мая 2007 г.
[25] Бономорскии О., Воронин П., Куканов В., Щепкин Н. Срав-
нительные экспериментальные исследования модулей IGBT и модулей
на основе комбинированных СИТ-МОП транзисторов // Силовая
электроника. 2004. № 1.
[26] Сайт фирмы «IXYS». http://www.ixys.com
[27] Сайт фирмы «International Rectifier», http://www.irf.com
[28] Сайт фирмы «ONSemiconductor». http://www.onsemi.com
[29] Сайт фирмы «Agilent Technologies», http://www.agilent.com
[30] Сайт фирмы «Toshiba», http://www.toshiba.com
[31] Сайт ОАО «Протон», http://www.proton-orel.ru
[32] Сайт НПО «Энергомодуль», http://www.energomodul.ru
[33] Сайт фирмы «Semikron». http://www.semikron.com
[34] Сайт фирмы «CT-Concept». http://www.igbt-driver.com
[35] Сайт фирмы «In-Power Systems», http://www.inpower-sys.com
[36] Сайт фирмы «Elhand». http://www.elhand.com.pl
[37] Лукевски М. Сетевые дроссели. Статья с сайта фирмы «Elhand»
[38] Лукевски М. Моторные дроссели. Статья с сайта фирмы
«Elhand»
[39] Сайт фирмы «Epcos». http://www.epcos.com
[40] Сайт фирмы «Schaffner», http://www.schaffiier.com
[41] Сайт ОАО «Гирикоцд». http://www.giricond.ru
[42] ГузиньскиЯ., Кжеминъски 3. Выходной фильтр инвертора на-
пряжения. Статья с сайта фирмы «Elhand». http://www.elhand.com.pl
[43] Сайт фирмы «LEM». http://www.lem.com
[44] Сайт ФГУП «НИИЭМ». http://www.niiem.ru
[45] Сайт фирмы «Allegro», http://www.allegrosystems.com
[46] Сайт НПП «Гаммамет». http://www.gammamet.ru
[47] Сайт ЗАО «ЛЭПКОС». http://www.ferrite.ru
[48] Сайт ОАО «Элеконд». http://www.elecond.ru
[49] Сайт фирмы «Evox-Rifa». http://www.evox-rifa.com
[50] Сайт фирмы «CDE Cornell Dubilier». http://www.cde.com
Литература 413
[51] Колпаков А. И. Об уважительном отношении к силовой элек-
тронике // Силовая электроника. 2007. № 1.
[52] Колпаков А. 14. Многослойная шина и модули Semistack от
Semikron // Силовая электроника. 2004. № 1.
[53] Сайт фирмы «Methode», http://www.methode.com
[54] Сайт фирмы «Eldre». http://www.busbar.com
[55] Сайт фирмы «Bussco». http://www.bussco.com
[56] Сайт фирмы «Rogers coiporation». http://www.rogerscoiporation.com
[57] Сайт фирмы «Номакон». http://www.nomacon.by
[58] Сайт фирмы «Aavid Thermalloy Ltd». http://www.aavidthermalloy.com
[59] Сайт фирмы «Литра», http://ligra.narod.ru
[60] Потапов Ю. Тепловое моделирование // EDA expert. 2002.
№10.
[61 ] Колпаков А. Полезный софт от компании Semikron // Силовая
электроника. 2006. № 1.
[62] Колпаков А. Расчет тепловых режимов MOSFET-транзисторов
с помошью программы HEXR1SE // Компоненты и технологии. 2002.
№5.
[63] ФукаловР. MELCOS1M — эффективный инструмент для вы-
числения потерь и теплового расчета // Силовая электроника. 2006.
№4.
[64] Сайт интерактивной программы «SemiSei», http://semisel.semikron.com
[65] Сайт фирмы «Qfinsoft». http://www.qfin.net
ОГЛАВЛ ЕНИЕ
От автора............................ . . . . .......
Глава 1. СИЛОВЫЕ СХЕМЫ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНОЙ
ТЕХНИКИ....................................... ... . . 7
1.1. Преобразовательная техника в современном мире . ..7
1.2. Калейдоскоп статических преобразователей ... 14
1.3. Как заставить вращаться двигатель .... 59
1.4. О нетрадиционных подходах к преобразовательной
технике .............. .................... . . 62
1.5. Мягкий старт — залог долголетия и надежности .. 78
Глава 2. ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНОЙ
Т ЕХ НИ К И....................................... . 95
2.1. Берем за основу MOSFET и ICBT........... .. 95
2.2. Когда «deadtime* перестает быть проблемой ... ... 162
2.3. Драйверы для управления силовыми элементами.........171
2.4. Борьба с пусковыми токами, помехами и пульсациями . . 225
2.5. Как измерить напряжение и ток ......................253
2.6. Несколько слов о моточных изделиях . 284
2.7. «Рассыпуха* силовой электроники ... .... 297
2.8. Электронные предохранители ................ .... 322
Глава 3. СЕКРЕТЫ УДАЧНОГО КОНСТРУИРОВАНИЯ . 328
3.1. Об использовании готовых силовых блоков ... .... 329
3.2. Как проложить силовые шины............... ... . 348
3.3. Все ли благополучно с тепловыделением? . . 360
3.4. О некоторых «тонкостях» технологии .. 400
Литература .................................................. 411
Семенов Борис Юрьевич
Силовая электроника:
профессиональные решения
практическое электронное издание
Ответственный за выпуск
В. Митин
Макет и верстка
С. Тарасов
Обложка
Е. Холмский
Для создания электронного издания использовано:
Microsoft Word 2013, приложение pdf2swf из ПО Swftools,
ПО I PRbooks Reader,
разработанное на основе Adobe Air
Подписано к использованию 04-04.2017 г.
Объем данных 19 Мб.