Автономные инверторы на тиристорах с отделенными от нагрузки коммутирующими конденсаторами - Ситник Н.Х., Некрасов Л.Т., Беркович Е.И., Ягупов С.М.

Автор: Ситник Н.Х. Некрасов Л.Т. Беркович Е.И. Ягупов С.М.

Теги: электротехника электричество электропривод переменный ток издательство энергия

Год: 1968

Похожие

Тиристорные преобразователи частоты в электроприводе

Основы преобразовательной техники

Регистры.

Промышленная электроника

Текст

БИБЛИОТЕКА ПО АВТОМАТИКЕ
Выпуск 304
Н. X. СИТНИК, Л. Т. НЕКРАСОВ, Е. И. БЕРКОВИЧ,
с. м. ягупов
АВТОНОМНЫЕ ИНВЕРТОРЫ
НА ТИРИСТОРАХ
С ОТДЕЛЕННЫМИ ОТ НАГРУЗКИ
КОММУТИРУЮЩИМИ
КОНДЕНСАТОРАМИ
«ЭНЕРГИЯ»
МОСКВА 1968

6H2.1S4
А 18
УДК 621.314.57
РЕДАКЦИОННАЯ КОЛЛЕГИЯ:
И. В. Антик, А. И. Бертинов, А. А. Воронов, Д. А. Жучков,
Л. М. Закс, В. С. Малов, В. Э. Низе, О. В. Слежановский,
Б. С. Сотсков, Ф. Е. Темников, А. С. Шаталов
Н. X. Ситник, Л. Т. Некрасов, Е. И. Беркович,
С. М. Ягупов,
А 18 Автономные инверторы на тиристорах с отде-
ленными от нагрузки коммутирующими конденсато-
рами. М., «Энергия», 1968.
96 с. с илл. (Б-ка по автоматике. Вып. 304).
Рассматривается проблема реализации частотного регулирования
электропривода переменного тока. Дается описание принципов работы
автономных инверторов с отделенными от нагрузки конденсаторами,
которые являются основой преобразователей частоты. Производятся
классификация и анализ электромагнитных процессов и предлагается
методика расчета этих инверторов. Рассматриваются вопросы работы
тиристоров при емкостной коммутации и принципы построения систем
автоматического управления и конструирования инверторов.
Книга предназначена для инженеров, работающих в области
вентильного электропривода.
3-3-13 6П2.154
235-68

Глава первая
ОБЩИЕ ВОПРОСЫ
1-1. Области применения автономных инверторов
Разработка и внедрение в серийное производство силовых
кремниевых вентилей открыли широкие возможности по созданию
статических преобразователей электрической энергии.
Важнейшим типом преобразователя электрической энергии
является автономный (независимый) инвертор, служащий для пре-
образования постоянного тока в переменный с заданным числом
фаз; напряжение и частота инвертированного напряжения в общем
случае могут регулироваться по любому заданному закону.
Автономный инвертор занимает особое место среди других ти-
пов преобразователей электрической энергии не только потому, что
он находит важное практическое применение непосредственно, а и
потому, что он является главной составной частью сложных пре-
образователей частоты с явно выраженным звеном постоянного тока
и трансформаторов постоянного тока с явно выраженным звеном
переменного тока.
Если широко распространенный в настоящее время тип стати-
ческого преобразователя — выпрямитель — нашел практическое при-,
менение уже на основе ионных вентилей как с несамостоятельным
разрядом (тиратроны), так и с самостоятельным дуговым разрядом
(игнитроны, экситроны), то автономные инверторы стали реальными
лишь на основе кремниевых управляемых вентилей.
Такие органические недостатки ионных вентилей, как значитель-
ное время восстановления запирающих свойств в прямом направ-
лении, низкий к. п. д. при напряжениях, принятых в промышлен-
ных сетях, склонность к обратным зажиганиям и, главное, гро-
моздкость и ненадежность в эксплуатации, крайне затрудняли
создание автономных инверторов для преобразования энергии в си-
ловых цепях.
Силовые тиристоры (кремниевые управляемые вентили) позво-
лили не только количественно улучшить известные решения по авто-
номным инверторам, но и качественно их изменить. При применении
тиристоров, отличающихся малыми габаритами, высокими к. п. Д.
и надежностью, отпадает характерное для ионных вентилей ограни-
чение по количеству вентильных групп (фаз, плеч), а это позволяет
разрабатывать схемы инверторов с ранее недостижимыми свой*
ствами.
Малые времена включения и восстановления запирающих
свойств делают возможным работу тиристоров при частоте в не-
3

сколько сотен, а в особых случаях и в несколько тысяч герц; это
обстоятельство позволяет создать инверторы практически с любыми
свойствами. В частности, это позволяет перенести в электротехнику
радиотехнические методы модуляции, используя инвертированную
частоту как несущую и формируя рабочую частоту путем модуля-
ции сигналом, эквивалентным требуемому рабочему напряжению
(как по частоте, так и по величине и форме).
Основные области применения автономных инверторов сле-
дующие:
1) питание ответственных потребителей переменного тока за
счет энергии аккумуляторных батарей при аварии в сети перемен-
ного тока. Особенно широко в этих целях они применяются на
предприятиях высокой категории надежности электроснабжения и на
автономных транспортных средствах (судах и т. д.);
2) в источниках с непосредственным преобразованием тепловой
и химической энергии в электрическую. Генерируемый в этом случае
постоянный ток относительно низкого напряжения инвертором пре-
образуется в трехфазный переменный ток промышленной частоты;
3) в перспективе — в системах электропередачи энергии по-
стоянным током — для преобразования переданного на дальнее рас-
стояние постоянного тока в переменный;
4) в составных преобразователях электрической энергии —
преобразователях частоты, трансформаторах достоянного тока и
преобразователях числа фаз с явно выраженным промежуточным
звеном.
В большинстве случаев нагрузкой инвертора являются асин-
хронные двигатели. Создание автономного инвертора, регулируемого
по напряжению и частоте, решает важнейшую проблему электропри-
вода переменного тока на основе асинхронного двигателя.
1-2. Проблема регулируемого электропривода переменного тока.
Регулирование скорости асинхронного двигателя изменением
частоты питающего тока
Механизация и автоматизация всех отраслей народного хозяй-
ства базируется на электроприводе. Примерно две трети всей выра-
батываемой в стране электроэнергии посредством электроприводов
превращается в механическую энергию.
В течение последнего десятилетия важнейшей задачей в обла-
сти электропривода является внедрение регулируемого электропри-
вода переменного тока. Несмотря на значительные усилия в этом
направлении, практическое применение такого электропривода огра-
ничено, имеются успехи лишь в приводе подземных механизмов и
вспомогательных механизмов прокатных станов в металлургической
промышленности.
Экономичный регулируемый привод переменного тока, обладаю-
щий требуемыми механическими характеристиками, возможен лишь
на основе регулируемого частотой асинхронного электродвигателя.
Асинхронный короткозамкнутый двигатель примерно в 3 раза де-
шевле и в 2 раза легче двигателя постоянного тока, имеет высокий
к. п. д., практически не нуждается в обслуживании.
В настоящее время хорошо известна теория асинхронного дви-
гателя, питающегося током переменной плавно регулируемой ча-
стоты. Однако препятствием к реализации преимуществ регулируе-
мого частотой асинхронного двигателя являлось отсутствие эффек-
тивных преобразователей частоты.
4

Вращающиеся преобразователи частоты бывают трех типов: на
основе асинхронного преобразователя, на основе коллекторного пре-
образователя и, наконец, на основе коллекторного генератора систе-
мы Н. С. Ямпольского и М. П. Костенко.
Первые два преобразователя крайне громоздки — регулирование
частоты достигается изменением скорости вращения преобразовате-
ля, что вызывает необходимость в системе «генератор — двигатель»
постоянного тока. Кроме того, в первом случае выходное напряже-
ние примерно пропорционально частоте, а во втором — неизменно,
поэтому в общем случае необходимы устройства для регулирования
напряжения по требуемому закону в функции частоты.
Тем не менее известны случаи практического применения асин-
хронных преобразователей частоты, например даже в сложных
условиях электроподвижного состава магистральных железных до-
рог [Л. 2].
Третий тип преобразователя отличается сложностью самого ге-
нератора, ограниченного к тому же коллекторами по мощности.
Преобразователь допускает одновременное регулирование частоты и
напряжения посредством возбуждения генератора, однако возбуди-
тель отличается значительной реактивной мощностью — свыше поло-
вины мощности самого генератора.
Низкий к, п. д. и необходимость постоянного обслуживания
щеточных систем наряду с громоздкостью определили полную не-
перспективность вращающихся преобразователей частоты.
Лишь тиристоры, а в перспективе полностью управляемые вен-
тили [Л. 3] позволяют создать статические, полностью бесконтакт-
ные преобразователи частоты. Статические полупроводниковые пре-
образователи имеют хорошие энергетические и весогабаритные пока-
затели, надежны в работе и не требуют обслуживания в процессе
эксплуатации.
Для формулирования требований, предъявляемых к автономно-
му инвертору в системе электропривода, рассмотрим особенности
работы асинхронного двигателя при переменной частоте.
Напряжение фазы статора асинхронного двигателя может быть
представлено следующим образом:
6^£==4,44ау£об/Ф, (1-1)
где Е — э. д. с. фазы, вызванная основным магнитным потоком
двигателя;
w — число витков фазы;
&об — обмоточный коэффициент обмотки статора;
if — частота питающей сети;
Ф —основной магнитный поток двигателя.
Из (1-1) следует, что изменение частоты при неизменном на-
пряжении вызывает примерно обратно пропорциональное измене-
ние магнитного потока, а это при отклонении частоты от номиналь-
ной в большую или меньшую сторону вызовет либо недоиспользова-
ние, либо насыщение магнитной системы двигателя. При этом будут
меняться максимальный момент, коэффициент мощности, к. п. д.
и другие показатели двигателя.
Очевидно необходимо одновременно с изменением частоты изме-
нять напряжение на зажимах двигателя.
Академик М. 1П. Костенко сформулировал следующее правило
регулирования [Л. 1]:
5

Таблица 1-1
м
и
p
Ф
I
фн
и
Постоянная мощность
М = Мя
h
f
VI
const
V4
Постоянный момент
М = Мя = const
const
f
h
f
h
const
const
Вентиляционный закон
/ f t2
( fy
f
f
w
(h)
Ы
h
«Если сконструировать асинхронный двигатель для частоты /н,
момента Мк и напряжения на зажимах UH и изменять затем при
частоте / и моменте М напряжение U таким образом, чтобы всегда
было удовлетворено соотношение
(1-2)
то_ двигатель будет работать при практически неизменном коэффи-
циенте устойчивости, неизменном cos ф и постоянном абсолютном
скольжении и коэффициенте полезного действия, зависящем только
от изменения частоты и не зависящем от изменения момента на
валу, если насыщение магнитной системы не слишком велико».
Для наиболее часто встречающихся на практике случаев зави-
симости момента на валу от скорости вращения (или, что почти
то же самое, от частоты)
в табл. 1-1 указаны выте-
кающие из (1-2) законы ре-
гулирования. Там же ука-
заны зависимости полезной
мощности, магнитного пото-
ка и тока статора от ча-
стоты.
Приведенные соотноше-
ния справедливы для идеа-
лизированного двигателя, в
котором не учитываются на-
сыщение магнитной системы
и активное сопротивление
обмоток. В реальном двига-
теле необходимо так регу-
лировать напряжение в
функции частоты, чтобы
магнитный поток менялся
по указанному в табл. 1-1
закону. Это значит, что при
2 an*
Рис. 1-1. Типовая зависимость по-
терь, магнитного потока и тока рото-
ра от частоты ротора.
6

Малых частотах напряжение на зажимах двигателя должно превос-
4 ходить величину, получаемую из (1-2).
Возможны, естественно, и другие законы регулирования, напри-
мер по максимальному к. п. д. Поскольку минимальные потери
в асинхронном двигателе возникают при определенном оптимальном
значении частоты тока ро-
тора |f2onx (рис. 1-1), то
с изменением частоты так
меняют напряжение, чтобы
обеспечить работу двигате-
ля ПрИ f2 опт [Л. 19].
Таким образом, первым
важнейшим требованием,
которое предъявляется к ав-
тономному инвертору, пред-
назначенному для системы
электропривода с частотным
регулированием, является
возможность независимого
"напряжения
Рис. 1-2. Схема регулирования си-
стемы «инвертор — двигатель».
И — инвертор; ЛД — двигатель; Т—тахоге-
нератор; /п — механическая частота рото-
ра; Л, f 1 — ток и частота статора.
регулирования
в широких пределах.
"Как известно, электро
магнитный момент асин
хронного двигателя М может быть связан с потоком Ф следующим
образом:
M=cJ2<D cos ф2, (1-3)
где Ci — постоянная;
12 — ток ротора;
ф2 — фазовый угол между э. д. с. и током ротора, зависящий от
частоты скольжения.
В свою очередь можно записать:
12=с2{2Ф. (1-4)
Так как ток ротора, частота ротора и поток связаны уравне-.
нием (1-4), то в процессе управления системой «инвертор — асин-
хронный двигатель» нужно контролировать и регулировать только
любые две величины. Поэтому различ-ают три метода регулирова-
ния (рис. 1-2):
1) по току и частоте ротора;
2) по потоку и частоте ротора;
3) по току и потоку.
Частота тока ротора контролируется через частоту статора и
механическую частоту ротора (последняя может определяться непо-
средственно с помощью тахогенераторов); магнитный поток — не-
посредственно с помощью датчиков Холла.
Под воздействием системы автоматического регулирования ча-
стота и напряжение инвертора в статических и динамических режи-
мах меняются таким образом, чтобы обеспечивался заданный закон
изменения двух из трех связанных уравнением (1-4) величин.
В связи с тем что автономные инверторы на тиристорах содер-
жат конденсаторы, необходимые для осуществления процесса ком-
мутации и компенсации индуктивности нагрузки, возможно в опре-
деленных режимах работы привода самовозбуждение асинхронного
двигателя, проявляющееся в появлении в системе «инвертор — дви-
7

гатель» относительно низкочастотных Колебаний напряжений и то-
ков и приводящее к «опрокидыванию» инвертора.
Таким образом, вторым важнейшим требованием, которое
предъявляется к автШбжному инвертору, предназначенному для
системы электропривода, является исключение возможности возбуж-
дения двигателя за счет конденсаторов инвертора.
1-3. Влияние высших гармоник инвертированных напряжения
и тока на работу асинхронного двигателя
Поскольку любой автономный инвертор формирует переменное
напряжение из постоянного напряжения путем переключения поляр-
ности на нагрузке, то форма инвертированного напряжения отлична
от синусоидальной.
В шестиплечных инверто-
рах отсутствуют гармоники на-
пряжения, кратные трем. Поря-
док высших гармоник в этом
случае
v=6/i±l, (1-5)
где п= 1, 2, 3, ...
В трехплечных инверторах,
практически не применяемых,
имеют место также гармоники,
кратные двум,
v = 3/i±l. (1-6)
л.
я
гя
зл
Рис. 1-3. Пример формы фазного
напряжения инвертора трехфазно-
го тока.
В инверторах однофазного тока имеют место гармоники,
ные трем,
v = 2n±\.
крат-
(1-7)
Известно, что высшие гармоники напряжения оказывают влия-
ние на работу асинхронного двигателя. Они создают магнитное по-
ле в воздушном зазоре двигателя с числом полюсов, в v раз боль-
шим действительного числа полюсов и, следовательно, вращаются
с меньшей в v раз скоростью по сравнению с первой гармоникой.
Гармоники прямой последовательности (7, 13, 19 и т. д.) вызывают
провал в кривой момента при скорости двигателя, равной примерно
синхронной скорости соответствующей гармоники.
Гармоники обратной последовательности (5, 11, 17 и т. д.) соз-
дают лишь некоторое тормозящее действие во всем диапазоне ско-
ростей двигательного режима работы асинхронной машины.
Рассмотрим характер влияния гармоник напряжения на работу
двигателя. Пусть график фазного напряжения имеет вид, указан-
ный на рис. 1-3. Его разложение в ряд Фурье дает следующий ре-
зультат:
2^3" Т7 .:„„, 2^3"
U ■
Um Sin (Of -
5тс
. Um sin 5co? —
2/3
In
2|/"3 TJ
tsin 7<*t + -Yf^-u"
sin Wont + ,
(1-8)
В табл. 1-2 указан гармонический состав кривой напряжения
(по отношению к амплитуде полного напряжения и действующему
значению первой гармоники).
8

Таблица 1-2
Относи-
Порядок гармоники
тельная
величина
гармоники
1
5
7
11
13
ит
1,10
0,22
0,16
0,10
0,085
1
0,2
0,14
0,09
0,08
Поля от 7-й, 13-й и т. д. гармоник вращаются согласно с полем
1-й гармоники и их синхронные скорости находятся в области ге-
нераторного режима работы асинхронной машины; поля от 5-й, 11-й
и т. д. гармоник вращаются против поля 1-й гармоники и их син-
хронные скорости находятся в области тормозного режима работы
(рис. 1-4).
Тормозной, режим
7\
v
Генераторный режим
Двигательный -
режим
Рис. 1-4. Электромагнитные моменты асинхронной
машины при питании от несинусоидального напря-
жения.
Для оценки величин гармоник тока обратимся к схеме замеще-
ния асинхронной машины (рис. 1-5). Если пренебречь относительно
малым током цепи намагничивания, то из схемы следует:
U„
где s,
при любых рабочих значениях скольжения s(
для первой гармоники, очевидно, близко к единице (знак «плюс»
относится к гармоникам прямой последовательности, знак «минус»—
к обратной). Тогда
/. ^ „. (1-9)
9

Таким образом, по отношению к высшим гармоникам напряже-
ния рдтор двигателя как бы заторможен, что определяет весьма
малые значения соответствующих электромагнитных моментов
/И =
щр'Аг'*
2«vfx [(гх + r'a)» + v2 (*, + *'2)Г
(1-10)
где mi—число фаз статора;
р — число пар полюсов;
fi — частота первой гармоники.
Учитывая разные знаки моментов от гармоник прямой и обрат-
ной последовательностей, можно сделать вывод, что высшие гармо-
ники напряжения практически
не влияют на развиваемый
асинхронным двигателем мо-
мент.
Однако, как легко убе-
диться при выполнении для
конкретного двигателя расче-
тов по (1-9), относительный
состав гармоник тока низких
порядков хуже относительного
состава гармоник напряжения.
Таким образом, двигатель за-
гружается значительным током
высших гармонических, что ска-
Рис. 1-5. Схема замещения асин-
хронной машины для v-й гармони-
ки напряжения.
зывается на его энергетических показателях.
При питании асинхронного двигателя напряжением, форма ко-
торого приведена на рис. 1-3, относительные значения 5-й и 7-й гар-
моник тока могут в 1,5—2 раза превосходить относительные значе-
ния гармоник напряжения. В связи с этим по сравнению с питанием
от источника с синусоидальным напряжением к. п. д. двигателя
уменьшается на 1—3%, а коэффициент мощности—на 2—3%.
Указанная на рис. 1-3 форма напряжения характерна для рас-
сматриваемых в настоящей книге инверторов с отделенными от на-
грузки конденсаторами при незарегулированном, наибольшем на-
пряжении. При широтно-импульсном регулировании выходного на-
пряжения инвертора относительные значения высших гармоник на-
пряжения растут и энергетические показатели двигателей дополни-
тельно ухудшаются. Если последнее недопустимо, принимаются спе-
циальные меры (§2-1).
_ Таким об^азом^ третьим требованием, которое предъявляется
к"автоншШОТу~тптертору, предназначенному для системы электро-
привода, является удовлетворительный гармонический состав выход-
ного напряжения.
1-4. Классификация автономных инверторов
Автономные инверторы целесообразно классифицировать по двум
признакам:
1) по схеме преобразования (числу плеч преобразователя, фаз-
ности инвертированного тока);
2) по принципу принудительного выключения тиристоров (прин-
ципу коммутации).
10

Различают следующие схемы преобразований:
1. Одноплечная схема однофазного тока (рис. il-6,a) *.
2. Двухплечная схема однофазного тока с нулевым выводом на-
грузки (рис. 1-6,6).
3. Двухплечная схема однофазного тока с нулевым выводом
источника постоянного тока (рис. 1-6,в).
Рис. 1-6. Схемы преобразования (вентили на
схемах представляют собой экзивалент пол-
ностью управляемого вентиля, т. е. тиристор
совместно с коммутирующим устройством).
Н — нагрузка переменного тока.
* На схемах рис. 1-6 цепи для замыкания реактивного ТШа
нагрузки не показаны.
и

4. Четырехплечная мостовая схема однофазного тока (рис. 1-б,г).
5. Трехплечная схема трехфазного тока с нулевым выводом на-
грузки (рис. 1-6,д).
6. Шестиплечная мостовая схема трехфазного тока (рис. 1-6,е).
7. Шестиплечная схема с уравнительным дросселем трехфазного
тока (рис. \-6,ж).
Рис. 1-7. К иллюстрации способов коммутации
автономных инверторов.
Остальные возможные схемы не имеют практического значения.
Основными., способами принудительного выключения (коммута-
ции) тиристоров и соответственно классами автономных инверторов
можно считать следующие:
1. Коммутация с помощью параллельно включенного конден-
сатора, разряжаемого посредством другого рабочего тиристора.
Этот способ легко проследить на примере простейшего мульти-
вибратора [Л. 20] (рис. 1-7,а). При протекании тока через тири-
стор В1 конденсатор С заряжается с указанной полярностью. После
включения тиристора В2 разряд конденсатора выключает тири-
стор В1. Затем конденсатор С перезаряжается до напряжения про-
тивоположной полярности, становясь готовым к выключению тири-
стора В2. На этом принципе построены, в частности, параллельные
инверторы (рис. 1-8,а).
Параллельные стабилизированные инверторы применяют для
питания разветвленной нагрузки. Особенно они целесообразны при
частотах выше промышленной. Однако для регулируемого электро-
привода они практически неприемлемы. Значительная емкость кон-
денсатора, включенного параллельно двигателю, определяет хоро-
шую фильтрацию высших гармонических и обеспечивает хорошую
синусоидальность напряжения, но может вызывать самовозбужде-
ние двигателя. Частотное регулирование параллельного инвертора
нерационально, так как установленная мощность конденсаторов,
определяемая минимальной частотой, слишком велика.
12

Для уменьшения емкости и получения жесткой внешней харак-
теристики применяется инвертор, известный под названием инвер-
тора Мак-Мурри [Л. 21] (рис. 1-8,6).
2. Коммутация посредством последовательного LC-контура,
включенного последовательно с тиристором.
Этот способ и последующий рассмотрим на примере прерывате-
ля (рис. 1-7,6). При включении тиристора В конденсатор С заря-
жается, причем анодный ток имеет синусоидальную форму. Выклю-
1 гу^Д - ..1
Рис. 1-8. Параллельный инвертор однофазного тока.
а — обычный; б — с ограниченной емкостью.
чение тиристора происходит благодаря естественному спаданию
анодного тока (тока LC-контура) до нулевого значения.
Резистор R необходим для разряда конденсатора к моменту
очередного включения тиристора. Таким образом, интервал прово-
димости тиристора равен половине периода собственных колебаний
LC-контура.
На этом принципе коммутации построены последовательные ин-
верторы. Хотя такие инверторы отличаются повышенной устойчи-
востью к опрокидыванию, их практическое применение ограничено
резкой зависимостью величины напряжения на тиристорах и формы
выходного напряжения от нагрузки.
3. Коммутация посредством параллельно включенного конденса-
тора, разряжаемого с помощью вспомогательного тиристора.
Коммутирующий конденсатор С (рис. 1-7,в) подключен к рабо-
чему тиристору В1 через две параллельные цепочки: одна обра-
зуется вспомогательным тиристором В2У вторая — диодом ВЗ и ин-
дуктивностью L. Первая служит для начального заряда и разряда
конденсатора, вторая — для перезаряда конденсатора перед разря-
дом с тем, чтобы напряжение на нем имело полярность, необходи-
мую для включения рабочего тиристора. Рабочий тиристор совмест-
но с коммутирующим устройством представляет собой тиристорный
аналог полностью управляемого вентиля.
Этот принцип коммутации лежит в основе, инверторов, рассмо-
тренных в настоящей книге и принадлежащих к автономным инвер-
торам с отделенными от нагрузки конденсаторами (компенсацией
реактивной мощности нагрузки за счет обмена энергией между фа-
зами и возврата ее в источник постоянного тока). 1
Возможность выключения плеча (фазы) без включения очеред-
ного плеча позволяет вводить регулируемую паузу в процессе ком-
13

Мутации й тем самым регулировать величину инвертированного на-
пряжения.
Инверторы с отделенными от нагрузки конденсаторами пол-
ностью" "удовлетворяют двум требованиям •§ 1-2, а при условии при-
нятия необходимых мер — третьему требованию § 1-3.
Поэтому эти инверторы, теоретические и практические вопросы
применения которых рассмотрены в последующих главах, могут быть
основой электропривода переменного тока с частотным регулирова-
нием.
<^7?DКоммутация посредством внешнего источника напряжения.
УслШТШГ^ёма" цепи с'такой коммутацией представлена на
рис. 1-7,г. Напряжение внешнего источника Е на время выключения
тиристора прикладывается к последнему через транзистор.
На этом принципе коммутации строятся инверторы, содержа-
щие, помимо внешнего источника, конденсатор. Так, возможно по-
следовательное включение коммутирующего конденсатора и внеш-
него источника [Л. 22], возможно шунтирование тиристора конден-
сатором [Л. 20], позволяющее выбирать напряжение источника,
соизмеримое с прямым падением напряжения на тиристоре, и ряд
других схем.
С 5,:.Коммутация посредством LC-контура, включенного парал-
лельно тиристору.
В данном случае, как и при втором способе, выключение тири-
стора происходит благодаря спаданию анодного тока, определяе-
мому колебательным процессом LC-контура (рис. 1-7,д).
Практической реализацией этого принципа является прерыва-
тель Моргана [Л. 30], имеющий нелинейную индуктивность.
Глава вторая
ПРИНЦИП РАБОТЫ АВТОНОМНЫХ ИНВЕРТОРОВ
С ОТДЕЛЕННЫМИ КОНДЕНСАТОРАМИ
2-1. Модель семейства инверторов с отделенными конденсаторами
В инверторах с отделенными от нагрузки конденсаторами про-
цесс коммутации может быть разбит на три интервала.
На первом из них происходит снижение тока, протекающего
в прямом направлении через плечо, до величины удерживающего
значения за счет встречного разрядного тока коммутирующего кон-
денсатора. Длительность интервала во времени обычно не превы-
шает 10 мксек.
Второй интервал отводится на восстановление тиристорами за-
пирающих свойств в прямом направлении. Если исходить из некото-
рого запаса по времени восстановления, то длительность второго
интервала лежит в пределах 100 мксек.
На третьем интервале осуществляется перезаряд коммутирую-
щего конденсатора, обусловленный периодичностью коммутаций.
Его длительность примерно равна длительности второго интервала.
В итоге общее время коммутационного процесса — около
200 мксек. Если сравнить его с периодом частоты выходного напря-
жения инвертора, не превышающей для электропривода переменно-
го тока значения 200—300 гц, то в первом приближении длитель-
14

ностью коммутационного процесса можно пренебречь. Исходя из
этого в качестве общей схемы замещения (модели всех возможных
вариантов инверторов на тиристорах с Отделенными конденсаторами)
можно принять инвертор на полностью управляемых вентилях.
Схема такого инвертора (рис. 2-1) содержит полностью управ-
ляемые вентили В1—В6 и неуправляемые В7—В12 [Л. 12]. Анализ
0-
0-
В1
'В10
83
В9
В6
В12
В5
вг
В11
В8
zH
Рис. 2-1. Автономный инвертор на полностью
управляемых вентилях — модель семейства инвер-
торов на тиристорах с отделенными от нагрузки
конденсаторами.
работы инвертора приведен в гл. 3. Здесь укажем лишь на основные
особенности.
Вентили Bl—В6 служат для коммутации тока фаз, В7—В12 —
для замыкания тока, вызванного запасенной в нагрузке электро-
магнитной энергией. Посредством неуправляемых вентилей произво-
дится переток реактивной энергии между фазами нагрузки, а также
ее отдача источнику питания. Последнее явление часто называют
компенсацией реактивной мощности нагрузки за счет источника по-
стоянного тока.
Наличие неуправляемых вентилей определяет форму кривой вы-
ходного напряжения — в общем случае прямоугольно-ступенчатую
с амплитудой, равной без учета потерь в вентилях величине вход-
ного напряжения. Форма кривой напряжения, а соответственно и
электромагнитные процессы инвертора зависят от длительности
включенного состояния управляемых вентилей, характера нагрузки
и схемы соединения ее фаз.
Длительность включенного состояния управляемых вентилей
6 (проводящей части периода), определенная как интервал между
включающим и выключающим импульсами, может составлять 2jt/3
и jt (при а = 0 — см. ниже).
Форма кривой линейного напряжения для длительности ,2я/3
в зависимости от характера нагрузки приведена на рис. 2-2.* Как
виднр, гармрническнй состав при этс>м меняется.
15

Форма кривой фазного напряжения определяется схемой со-
единения фаз нагрузки — треугольник или звезда.
При длительности тс форма кривой линейного напряжения не
зависит от характера нагрузки и соответствует рис. 2-2,а, а форма
кривой фазного — обусловливается схемой соединения фаз.
В обоих случаях в зависимости от значения коэффициента мощ-
ности нагрузки и длительности включения вентилей источник пита-
,"ав
П Г 1 "1
*)
П
1г"1 o>t
fl 1
lr-Ud
— lot
I
в)
Рис. 2-2. Форма выходного линейного
напряжения инвертора по схеме на
рис. 2-1 в зависимости от коэффициента
мощности нагрузки при 6 = 2я/3.
а — cos 0,55; б — 0,55<cos ф<1,0; в —
cos ф = 1,0.
ния должен обладать обратной проводимостью для восприятия реак-
тивной энергии нагрузки. Если он не обладает естественной обратной
проводимостью, то ее создают искусственно путем шунтирования
источника соответствующей емкостью.
Исходя из указанных особенностей работы инвертора, при дви-
гательной нагрузке предпочтение следует отдать длительности
открытого состояния управляемых вентилей я.
Это объясняется лучшей формой выходного тока, что важно
с точки зрения снижения потерь в обмотках (преобладающих по-
терь в двигателе).
Регулирование выходного напряжения инвертора возможно осу-
ществлять амплитудным, геометрическим и широтно-импульсным
способами.
Амплитудный способ регулирования основан на том, что ампли-
туда выходного напряжения инвертора, имеющего ступенчато-
прямоугольную форму, равна без учета потерь величине входного
напряжения. Поэтому при изменении входного соответственно ме-
няется и выходное напряжение. Само по себе изменение входного
напряжения может осуществляться самыми разнообразными сред-
ствами, и выбор того или иного из них в каждом конкретном слу-
чае определяется рядом факторов. Немаловажным из них является
вид источника питания,
16

^0 I У в
ф
Рис. 2-3; Блок-схема регулируемого
преобразователя частоты с явно вы-
раженным звеном постоянного тока.
У В — управляющий выпрямитель; Ф —
фильтр; И — инвертор.
В преобразователях частоты (рис. 2-3) источником питания ча-
сто является управляемый выпрямитель. Изменение его выходного
напряжения достигается за счет изменения угла управления. Однако
при этом в выпрямленном напряжении имеют место высшие гармо-
нические составляющие и тем большие по величине, чем больше
угол управления. В целях обеспечения нормальной работы инвер-
тора на выходе выпрямителя необходим сглаживающий фильтр.
При питании инвертора от аккумуляторной батареи или гене-
ратора с непосредственным преобразованием химической или тепло-
вой энергии в электриче-
скую напряжение регули-
руется с помощью полупро-
водникового прерывателя
постоянного тока (рис. 2-4).
Изменением скважности ра-
боты прерывателя достига-
ется необходимая величина
среднего значения напряже-
ния. Здесь также имеют ме-
сто высшие гармонические
составляющие на выходе
прерывателя и поэтому необходим сглаживающий фильтр. Уместно
отметить, что в обоих вариантах емкость сглаживающего фильтра
используется также для обеспечения обратной проводимости источ-
ника питания.
Наличие управляемого выпрямителя и полупроводникового пре-
рывателя со сглаживающими фильтрами является недостатком
амплитудного способа регулирования напряжения, выражающимся •
в возрастании весогабаритных данных, ухудшении к. п. д. и увели-
чении инерционности регулирования.
К достоинствам этого способа следует отнести меньшую сте-
пень искажения выходного напряжения по сравнению с другими,
а также простоту силовой
схемы инвертора и его си-
стемы управления. Благода-
ря своим достоинствам ам-
плитудный способ регулиро-
вания получил довольно
широкое распространение.
Сущность геометрическо-
го способа регулирования
[Л. 23] заключается в из-
менении угла фазсвого сдви-
га между напряжениями
последовательно соединенных по выходу элементарных инверторов.
При изменении угла сдвига между напряжениями инверторов ме-
няется величина выходного напряжения. Данный способ обеспечи-
вает глубокое регулирование, что, однако, приводит к изменению
содержания высших гармонических составляющих. Особенно они за-
метны при последовательном соединении лишь двух элементарных
инверторов. Поэтому при нагрузках, критичных к форме питающего
напряжения, производится последовательное соединение по выходу
не двух, а четырех блоков, причем между напряжениями первого и
второго, а также третьего и четвертого инверторов сдвиг по фазе
фиксированный, обеспечивающi\^^Шщшт^^^^щптяуiе высших
2—1233 17
0—!
ф
и
г—0^
Рис. 2-4. Блок-схема регулируемого
инвертора с питанием от нерегулируе-
мого источника постоянного тока.
ПП — полупроводниковый прерыватель.

гармоник, регулирование осуществляется за счет изменения фазы
между напряжениями первого и третьего блоков.
Недостатки геометрического способа регулирования заключают-
ся в увеличенной установленной мощности, сложности силовой схе-
мы и неравномерности загрузки отдельных блоков. Последнее объяс-
няется различием в углах фазового сдвига между током, общим для
всех инверторов, и напряжением инверторов, т. е. различием харак-
тера нагрузок блоков. Характер нагрузки определяет токи управ-
ляемых и неуправляемых
LLA
6)t
3 3 а
"I*
I
а)
ЙЕН
6)
0)t
шиш
вентилей инверторов. Недо-
статком является и то, что
выходные трансформаторы,
с помощью которых осуще-
ствляется последовательное
соединение блоков, ограни-
чивают минимальную ча-
стоту инвертора.
Достоинства данного
метода регулирования со-
стоят в дроблении мощно-
сти, при котором можно из-
бежать параллельного со-
единения значительного ко-
личества вентилей, а также
в отсутствии устройства,
регулирующего входное на-
пряжение, которое ощутимо
ухудшает экономические и
энергетические показатели
агрегатов.
Широтно - импульсный
способ регулирования осно-
ван на принудительном вы-
ключении вентилей в тече-
ние проводящей части пе-
риода. Выключение управ-
ляемых вентилей может
быть однократным и много-
кратным. Это определяет форму выходного напряжения.
График фазного напряжения при однократном выключении для
активной нагрузки приведен на рис. 2-5,а; здесь а — угол регулиро-
вания, т. е. угол задержки включения очередного вентиля после вы-
ключения предыдущего. На рис. 2-5,6 изображен для тех же условий
график фазного напряжения при многократном выключении и вклю-
чении управляемых вентилей. С точки зрения гармонического соста-
ва тока многократное выключение имеет преимущество из-за весьма
высоких порядков гармоник, хорошо сглаживающийся даже индук-
тивностями рассеяния выходного трансформатора и нагрузкой.
С целью обеспечения синусоидальной формы тока при двигательной
нагрузке многократное выключение и включение целесообразно про-
изводить не через равные интервалы, а по синусоидальному закону
(широтно-импульсная модуляция синусоидой) [Л. 24 и 25]. График
напряжения при модуляции по синусоиде приведен на рис. 2-5,в.
Спектр частот гармоник напряжения представляет собой комбина-
цию величин, кратных частоте выходного (модулирующего) и вспо-
18
в)
Рис. 2-5. Графики фазного напряже-
ния инвертора.
а — при однократном выключении венти-
лей; б -» при многократном выключении
вентилей; в — при выключении вентилей
по синусоидальному закону.

могатёльного (модулированного) напряжений. Такой способ улучше-
ния формы тока заслуживает особого внимания, хотя и требует до-
вольно сложной системы управления.
Многократное включение и выключение управляемых вентилей
в течение проводящей части периода имеет значительное преимуще-
ство и с точки зрения защиты — возможность быстрого отключения
при .аварийных перегрузках без применения специальных устройств.
За короткий промежуток времени от включения и до ' выключения
вентиля аварийный ток не имеет возможности нарасти до недопу-
стимого значения и обесточивание инвертора осуществляется лишь
снятием управляющих импульсов после получения сигнала о неис-
правности.
Недостатки широтно-импульсного метода регулирования состоят
в усложнении системы автоматического управления (многократное
выключение и включение управляемых вентилей), повышенных поте-
рях в вентилях, повышенном содержании гармоник в инвертирован-
ном напряжении, которые в той или иной- мере ухудшают характе-
ристики двигателя. Последнее особенно относится к однократному
выключению плеч.
Таким образом, достоинствами метода являются отсутствие
устройства, регулирующего входное напряжение, а при многократ-
ном выключении и включении управляемых вентилей — высокое бы-
стродействие и простота защиты инвертора при аварийных пере-
грузках.
Указанные свойства инвертора на полностью управляемых вен-
тилях позволяют рассматривать такой инвертор как основу регули-
руемого электропривода переменного тока. Однако на сегодня по-
лупроводниковая техника не располагает полностью управляемыми
вентилями с необходимыми для силовых целей параметрами: нуж-
ным требованиям не удовлетворяют ни силовые транзисторы, ни
вентили на основе многослойных структур. Создание таких
приборов представляет серьезную научно-техническую про-
блему.
Применение для этих целей тиристоров сопровождается введе-
нием устройств искусственной коммутации, представляющих собой
сочетание конденсаторов, дросселей и вентилей. При конкретной
реализации рассмотренной модели тиристорных инверторов с отде-
ленными конденсаторами возможно осуществление ряда схемных ре-
шений, отличающихся коммутирующими устройствами. Наиболее
очевидным признаком различия принципиальных электрических схем
инверторов является количество этих устройств по отношению к ко-
личеству фаз (плеч). Все возможные разновидности инверторов на
тиристорах с отделенными конденсаторами можно разделить на три
крупные группы [Л. 4 и 19J:
1) инверторы с устройствами искусственной коммутации в каж-
дом плече (индивидуальная коммутация);
2) инверторы с устройствами искусственной коммутации в каж-
дой фазе (междуфазовая коммутация);
3) инверторы с общим устройством искусственной коммутации
(общая коммутация).
Особенности и конкретные примеры реализации инверторов каж-
дой из перечисленных групп приведены в нижеследующих парагра-
фах.
2*
19

2-2. Инверторы с устройством искусственной коммутаций
в каждом плече
Данная группа инверторов наиболее близка к инвертору на пол-
ностью управляемых вентилях, так как каждое плечо снабжается
своим коммутирующим устройством. По способу исполнения ком-
мутирующего устройства она имеет значительное количество ва-
риантов.
Схема одного из вариантов инвертора представлена на рис. 2-6.
Она содержит тиристоры Bl—В6 инверторного моста, неуправляе-
мые вентили В13—В18 обратного выпрямителя (моста), неуправляе-
Рис. 2-6. Инвертор с индивидуальной коммутацией.
мые «отсекающие» вентили В7—В12, коммутирующие дроссели
Др7—Др9 и устройства коммутации тиристоров инверторного моста.
Каждое устройство коммутации содержит конденсатор С\—С6, дрос-
сель Др\—Дре, тиристор В19-Т-В24 и неуправляемый вентиль В25—
ВЗО. Сочетание основного тиристора и устройства коммутации пред-
ставляет собой эквивалент полностью управляемого вентиля. Идея
такого эквивалента появилась еще в 30-х годах, однако ее эффек-
тивная реализация стала возможной лишь на тиристорах [Л. 30].
Включение и выключение основных тиристоров происходит сле-
дующим образом. Пусть открыт тиристор В1, конденсатор С\ за-
ряжен с указанной на схеме полярностью (в чем нетрудно убедить-
ся, проследив весь цикл). Для выключения BJ подается управляю-
щий импульс на В19, в результате чего он включается и под дейст-
вием разрядного тока конденсатора С{ тиристор В1 выключается и
далее на нем поддерживается отрицательное напряжение в течение
времени разряда конденсатора по контуру В19—В7—Др7—В13.
В конце перезаряда по этому контуру конденсатор будет иметь по-
лярность, противоположную первоначальной. Для включения тири-
стора В1 на него подается управляющий импульс. При этом создает-
ся контур Bl—В25—Др\ для перезаряда конденсатора. Вследствие
20

Рис. 2-7. Способы включения дросселей в инверторе с индивидуаль-
ной коммутацией.
828 826
836 83«
820 818
Рис. 2-8. Инвертор с устройствами индивидуальной коммутации,
собранными по мостовой схеме.
21

относительно малых потерь в контуре процесс будет иметь Колеба-
тельный характер и конденсатор приобретет после естественного за-
крытия вентиля В25 первоначальную полярность напряжения.
% 813
313 81 *
©«©
в 19
АР< с,
вгг
0 1 J «
.В 15 ВЗ
821
АР? с2
074
07^
5^
52
077
Рис. 2-9. Инвертор с индивидуальной коммутацией с общими кон-
денсаторами для анодных и катодных тиристоров.
Вентили В7—В12 предназначены для предотвращения разряда
конденсаторов через обмотки двигателя.
Схемы включения коммутирующих дросселей могут быть раз-
личными (рис. 2-7). Все они отличаются от схемы рис. 2-6 явле-
0-
Рис. 2-10. Инвертор с индивидуальной коммутацией с общими кон-
денсаторами для анодных и катодных тиристоров и нулевой точкой
источника.
нием «раскачки» напряжения на конденсаторе (см. гл. 3) и поэтому
имеют ограниченное применение.
На рис. 2-8 [Л. 27] приведен инвертор с устройствами комму-
тации, собранными по мостовой схеме, а на рис. 2-9 [Л. 24] и 2-10—
22

инверторы с общими конденсаторами для плеч анодной и катодной
групп тиристоров. В последних инверторах коммутирующие дроссе-
ли включены с конденсаторами последовательно, поэтому ход ком-
мутации основных тиристоров определяется собственной частотой
этого контура; запирающее напряжение на основных тиристорах
равно падению напряжения на шунтирующих их вентилях обратно-
го моста, что ведет к повышению времени восстановления тиристо-
I 075 _ В17 B1J7
ФФФгФ
В20 S1i
ДРг
В16 В18 В1Ч ,г ВЧ ВЮ,
ФФФ ф]
с*.
ВЗ 89
Ф
В6 В12
ф
В5 В11
вг В8
-0
-0 °и
-0
Рис. 2-11. Инвертор с индивидуальной коммутацией.
ров. Работа инверторов по схемам рис. 2-9 и рис. 2-10 в основном
аналогична, отличие заключается в отсутствии и наличии средней
точки источника питания, которая обычно получается искусственно
с помощью двух последовательно соединенных конденсаторов.
Вариантом инвертора рассматриваемой группы является инвер-
тор, указанный в [Л. 9], если его дополнить обратным выпрямите-
лем на неуправляемых вентилях, замыкающим выход па источник
питания, а также «сбрасывающим» (см. § 2-4) устройством
(рис. 2-11).
Регулирование выходного напряжения в данной группе инвер-
торов возможно по любому методу, однако наиболее эффективно
реализуется широтно-импульсный при многократном выключении и
включении плеч в течение проводящей части периода, причем дли-
тельность проводящей части периода может иметь значения как
2я/3, так и я.
Недостатками рассмотренной группы инверторов являются зна-
чительная установленная мощность электрооборудования, сложность
силовой схемы и системы автоматического управления.
2-3. Инверторы с устройством искусственной коммутации
в каждой фазе
Данная группа инверторов характеризуется коммутацией по-
средством чередования фаз, т. е. выключение работающего плеча
происходит при включении тиристора очередного плеча.
На рис. 2-12 [Л. 19] приведена схема инвертора, которая содер*
жит тиристоры Bl—В6 инверторного моста, неуправляемые вентили
23

В13—В18 обратного выпрямителя, «отсекающие» тиристоры В7—В12,
коммутирующие конденсаторы d—С6 и дроссели Др±—Др3.
Коммутация тиристоров инверторного моста происходит сле-
дующим образом. Допустим, открыты Bl ih В7, а конденсаторы С\—
С5 заряжены с указанной на рисунке полярностью. Для выключе-
ния вентиля Bl подается управляющий импульс, например, на тири-
стор ВЗ. После включения последнего образуется цепь Bl—ВЗ для
разряда конденсаторов, в результате чего Bl выключается и далее
на нем поддерживается запирающее напряжение в течение времени
Рис. 2-12. Инвертор с междуфазовой коммутацией с «отсе-
кающими» тиристорами.
разряда конденсаторов по контуру ВЗ—В7—Др{—В13. В конце раз-
ряда, который имеет колебательный характер, конденсаторы переза-
ряжаются, а тиристор ВЗ выключается. Далее включаются тиристо-
ры ВЗ и В9. За счет задержки включения этих тиристоров регули-
руется выходное напряжение (рис. 2-5,а).
Поскольку коммутирующие конденсаторы при включении очеред-
ных тиристоров инверторного моста перезаряжаются, то возможно
только однократное выключение плеч в течение проводящей части
периода. Однократное выключение характеризуется значительным со-
держанием в выходном напряжении высших гармоник, поэтому рас-
смотренный инвертор для глубокого регулирования применять неце-
лесообразно.
На рис. 2-13 [Л. 5} изображена схема инвертора с неуправляе-
мыми отсекающими вентилями. Она содержит тиристоры Bl—В6
инверторного моста, неуправляемые вентили В13—В18 обратного вы-
прямителя, неуправляемые «отсекающие» вентили В7—В12, комму-
тирующие конденсаторы Ci—С6 и дроссели Дри Дръ Эта схема
с применением ионных вентилей . подробно описана и исследована
Регулирование напряжения инверторов данной группы возможно
амплитудным и геометрическим способами, причем в случае ампли-
тудного диапазон регулирования ограничен вследствие ненадежности
24
0-
-0
-0
в [Л. 6].

Коммутации при низких входных напряжениях (согласно [Л.. 26] —
не более 1:3). Это объясняется тем, что величина заряда конденса-
торов находится в прямой связи с величиной входного напряжения,
а коммутацию необходимо обеспечить во всем диапазоне работы
при максимально возможном токе нагрузки.
В1
В7
\С5
В13
Ф
В9
В12
ВЗ
Сз
Сг
,В15
£\В5 ±В17
В11
В8
Г Ф»« г" Ф« г"
-0
-0
-0
Рис. 2-13. Инвертор с междуфазовой коммутацией с «отсе-
кающими» неуправляемыми вентилями.
Для расширения диапазона можно увеличить емкость конден-
саторов. Однако практически это не всегда приемлемо. Приведенная
схема неоптимальна по месту включения коммутирующих дросселей,
которые более целесообразно включать в соответствии с рис. 2-6.
2-4. Инверторы с общим устройством искусственной коммутации
Группа инверторов с общим устройством коммутации характе-
ризуется многократным использованием конденсатора.
Пример схемы инвертора представлен на рис. 2-14. Схема со-
держит тиристоры Bl—В6 инверторного моста, неуправляемые вен-
тили В7—В12 обратного выпрямителя и устройство коммутации, со-
стоящее из тиристоров В13—В16, неуправляемых вентилей В17 и
В18 «сбрасывающей» цепи, конденсатора С и двухобмоточных дрос-
селей Дри Др2- Принцип работы коммутирующего устройства за-
ключается в следующем.
Предположим, открыт тиристор BJ, конденсатор С заряжен
с указанной на рисунке полярностью. Для выключения Bl подают-
ся управляющие импульсы на В13 и В14. После включения этих
тиристоров происходит разряд конденсатора по контуру В14—В10-~
В1—В13. В итоге указанный тиристор выключается и затем конден-
сатор через тиристоры В13, В14 и первичную обмотку дросселя Др\
перезаряжается до обратной полярности. В процессе перезаряда
вступает в работу вентиль В17 и происходит отдача запасенной
в дросселе энергии источнику питания, чем ограничивается величина
25

ДР1
B17\
[818 B16
Ш
316 В1Ч 84 ВЮ
B7 ^^B3
:©
B6 B12
B9 ^^B5
82 B8
0/7
-0 ^>
Рис. 2-14. Инвертор с общей коммутацией.
напряжения на конденсаторе. При снижении тока перезаряда до
величины удерживающего тока тиристоров В13 и В14 последние за-
крываются и коммутирующее устройство готово к очередной ком-
мутации.
На рис. 2-15 приведена схема другого варианта инвертора, от-
личающегося от рассмотренного тем, что коммутирующее устройство
в нем предназначено для одновременного закрытия тиристоров анод-
В15Ж , * 813 > 81
В16
Си
В1^^8^-^В10\
2©©
:„©
ВЗ
©1
L©
^ В5
82 яд
811
-0 ^
-0
Рис. 2-15. Инвертор с общей коммутацией с нулевым вы-
водом и разделительными конденсаторами.
ной и катодной групп и поэтому выполнено по схеме с нулевым
выводом и с разделительными конденсаторами С2—С4.
Регулирование напряжения в данной группе возможно всеми
методами, причем в отличие от остальных групп здесь легко осуще-
ствить амплитудное регулирование с широким диапазоном. Это до-
стигается небольшим усложнением инвертора.
26

На рис. 2-16 [Л. 28] в качестве вентилей «сбрасывающей» цепи
инвертора, имеющей автотрансформаторную связь, применены'тири-
сторы В15 и В16, посредством изменения угла открытия которых
напряжение на коммутирующем конденсаторе поддерживается на
0-
i О
0-
0-
5,©,
fa) 2
Ф
5//
-0
-0 ^
-0
Рис. 2-16. Инвертор с общей коммутацией с тиристорами
в «сбрасывающей» цепи.
максимально возможном уровне независимо от величины входного
напряжения.
На рис. 2-17 [Л. 29] для поддержания напряжения на коммути-
рующем конденсаторе достаточно высоким служит отдельный мало-
мощный источник (выпрямитель), включаемый с помощью тиристо-
■0^
0
Рис. 2-17. Инвертор с общей коммутацией с подзарядом конденса-
тора от независимого источника постоянного тока.
27

pa B14 в соответствующие моменты времени. В приведенной схеме
для рассеяния запасенной в коммутирующих элементах энергии при-
менены резисторы Ri и R2.
К рассматриваемой группе можно отнести ряд инверторов, ука-
занных в [Л. 22]. Схема одного из вариантов инверторов представ-
лена на рис. 2-18. В этом инверторе, практически реализованном на
■0^
Рис. 2-18. Инвертор с использованием в общем коммутирующем
устройстве конденсаторов и независимого источника постоянного
тока.
тепловозе для питания асинхронных короткозамкнутых двигателей,
регулирование напряжения амплитудное, с широким диапазоном бла-
годаря применению независимого источника питания Е.
Достоинством рассмотренной группы является хорошее исполь-
зование коммутирующего конденсатора. Однако в связи с повышен-
ной частотой работы коммутирующего устройства получение частот,
превышающих промышленную, затруднительно. Определенные труд-
ности представляет выполнение «сбрасывающей» цепи: получение ко-
эффициента связи обмоток коммутирующих дросселей близким
к единице.
2-5. Принципы построения систем автоматического управления
инверторов с отделенными конденсаторами
Системы автоматического управления (САУ) инверторов с от-
деленными конденсаторами содержат два канала регулирования: по
частоте и по величине выходного напряжения. Регулирование по
каналам в статических и динамических режимах производится одно-
временно и в определенной взаимосвязи, вытекающей из требований
производственного процесса. В зависимости от способа регулировав
ния выходного напряжения строится и блок-схема инвертора.
На рис. 2-19 изображена блок-схема для амплитудного регули-
рования.
28

0
0—- РН
0
Ф
И
Рис. 2-19. Блок-схема САУ инвертора
(преобразователя частоты) для
амплитудного способа регулиро-
вания.
0 ^
Частотный канал состоит из высокочастотного задающего гене-
ратора ЗГ, распределителя импульсов РИ и выходных каскадов ВК.
Задающий генератор вырабатывает однофазное напряжение с ре-
гулируемой частотой. Рас-
пределитель импульсов про-
изводит деление частоты
генератора на число, равное
числу плеч инвертора, и по-
сылает по каждому из сво-
их выходов последователь-
ность импульсов пересчи-
танной частоты. Выходные
каскады усиливают и фор-
мируют эти последователь-
ности импульсов перед пода-
чей их на управляющие
электроды соответствующих
тиристоров инвертора.
Блок-схема канала ре-
гулирования по напряже-
нию РН зависит от типа
устройства РН, каким мо-
жет быть либо управляемый выпрямитель, либо полупроводниковый
прерыватель. Схема автоматического управления того и другого ти-
па достаточно подробно рассмотрена в соответствующей литературе
и поэтому на рис. 2-19 не
представлена. . ^
Необходимая связь
между обоими каналами ~~
регулирования осуществля-
ется параллельно или после-
довательно. В первом слу-
чае имеется специальный за-
дающий орган 30 (рис.
2-19), преобразующий вход-
ное управляющее напряже-
ние в два выходных связан-
ных определенной зависи-
мостью сигнала, каждый из
которых регулирует соот-
ветственно частоту и напря-
жение. Во втором случае
управляющий сигнал регу-
лирует входное напряжение
инвертора, которое в свою
очередь определенным обра-
зом изменяет частоту за-
дающего генератора.
Блок-схема САУ ин-
вертора для геометриче-
ского регулирования
(рис. 2-20) включает в себя задающий генератор ЗГ, распределите-
ли импульсов РИ{—Я#3, выходные каскады ВК\ и ВК2, фазосдви-
гающее устройство ФУ, схему сравнения СС и задающий орган 30.
Напряжение задающего генератора поступает на распределитель им-
29
Рис. 2-20. Блок-схема САУ инвертора
для геометрического способа регули-
рования.

0 ^
пульсов РИи который производит деление частоты вдвое. Одна по-
лученная последовательность импульсов через распределитель им-
пульсов РИ2, осуществляющий деление частоты на число плеч, и
выходные каскады ВК\ подается на тиристоры инверторного бло-
ка И\. Вторая последовательность импульсов проходит через фазо-
сдвигающее устройство ФУ и далее, как и первая, на тиристоры
блока Я2. Назначение ФУ— обеспечение фазового сдвига между на-
пряжениями инверторных блоков, что необходимо для регулирова-
ния выходного напряжения. Величина сдвига между напряжением
определяется сигналом, поступающим из схемы СС, в которой про-
исходит сравнение выходно-
-0 го напряжения инвертора и
напряжения от задающего
♦органа 30.
|При широтно-импульс-
ном регулировании блок-
схема (с регулированием
выходного тока) приведена
на рис. 2-21. Канал регули-
рования по частоте анало-
гичен (кроме узла КУ) схе-
ме при амплитудном регу-
лировании. Канал регули-
рования по току содержит
узел СС, в котором проис-
ходит сравнение сигналов
от 30 и от датчика тока.
С выхода узла СС через
выходные каскады ВК2 им-
пульсы поступают на тири-
сторы коммутирующего устройства и через ключевое устройство КУ—
на выходные каскады тиристоров инверторного моста.
При работе инвертора на асинхронный двигатель, в САУ вво-
дятся те или иные связи, определяемые законом регулирования, вид
которого зависит от конкретных условий. Управляющее напряжение
в САУ вводится от датчиков, причем на практике вместо трудно из-
меряемых величин тока ротора, частоты скольжения и момента со-
противления обычно применяют измерение тока статора, скорости
вращения и магнитного потока с последующим преобразованием.
Применение в инверторах тиристоров взамен ионных вентилей
не только приводит к пересмотру во многих случаях схемных реше-
ний силовых цепей, но и требует пересмотра принципов построения
и схемных решений систем автоматического управления [Л. 13J.
Функции различных узлов САУ жестко связаны между собой,
поэтому предпочтительно всю схему САУ иметь как единую функ-
ционально законченную систему, которая обязательно должна быть
построена на одинаковых физических и логических принципах рабо-
ты. Нарушение этого положения приводит к сложности в согласова-
нии отдельных узлов, в отладке и регулировке, а в конечном ито-
ге—к снижению надежности системы.
Выполнить указанное требование, используя применяемые до
появления тиристоров методы и элементы САУ преобразовательнрй
техники, не легко, а иногда практически невозможно. При этих ме-
тодах, как правило, получаемая от датчиков информация исполь-
зуется в виде непрерывного сигнала, а основными элементами яв-
30
Рис. 2-21. Блок-схема САУ инвертора
для широтно-импульсного способа ре-
гулирования.

Лйются пик-Дроссели, статические фазорегуляторы, Магнитные уси-
лители и т. д.
Вместе с тем в смежных областях техники существуют другие,
более совершенные методы и элементы обработки информации, ко-
торые могут с успехом и должны быть применены в САУ сложных
инверторов на тиристорах. Такими являются методы и элементы
цифровой техники. Они органически отвечают требованияхМ, предъяв-
ляемым со стороны цепи управления тиристоров.
Обработка информации в цифровой форме осуществляется зна-
чительно легче, поскольку имеется разнообразное количество отра-
ботанных на практике методов и элементов, из которых всегда мож-
но выбрать наиболее приемлемые, не нарушая при этом структурно-
го единства системы. Цифровые системы позволяют получить допол-
нительные возможности в работе, которые принципиально не могут
дать непрерывные системы. Здесь особо следует отметить, что тири-
сторы, являясь элементами дискретными, в процессе работы инвер-
тора включаются через определенные интервалы времени, в течение
которых обратная связь в цепи регулирования разомкнута. В циф-
ровой системе в эти интервалы времени возможно осуществление
целого ряда операций, необходимых для регулирования.
В общем работа цифровой САУ инвертора должна происходить
следующим образом. Поскольку контролируемые параметры будут
иметь, как правило, вид непрерывной функции, необходимо их пред-
варительно преобразовать с помощью устройств «аналог — код»
в числа импульсов, пропорциональные величинам этих параметров
[Л. (14]. Все остальные операции вплоть до получения импуль-
сов на управляющих электродах тиристоров будут осуществляться
в цифровой форме.
Поскольку цифровая САУ оперирует только с импульсными сиг-
налами, то имеется возможность применения во всей системе одно-
типных элементов, а следовательно, решения вопроса простого и
надежного согласования между узлами. Это делает систему устой-
чивой и четкой в работе, а также весьма гибкой при перестройке.
Применение выпускаемых промышленностью или специально раз-
работанных унифицированных логических элементов и узлов умень-
шает время и затраты инженерно-технического труда при разработ-
ке САУ для новых типов инверторов, а также увеличивает надеж-
ность и срок службы последних.
Применение однотипных элементов позволит более удачно ре-
шать вопросы конструктивного выполнения САУ, а по мере разви-
тия прогрессирующей микроминиатюризации — существенно сокра-
тить габариты и вес при высокой степени надежности.
В зарубежной преобразовательной технике цифровые методы и
элементы используются уже довольно широко [Л. 32—34].
Особенно актуально внедрение цифровых САУ статических пре-
образователей в свете комплексной автоматизации производственных
процессов, поскольку это позволит совмещать такие САУ с управ-
ляющими цифровыми машинами, задача которых состоит в опреде-
лении оптимального режима ведения процесса.

Глава третья
ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫЕ ПРОЦЕССЫ В ИНВЕРТОРАХ
С ОТДЕЛЕННЫМИ КОНДЕНСАТОРАМИ
3-1. Методы анализа электромагнитных процессов в инверторах
Для анализа электромагнитных процессов в автономных инвер-
торах нашли применение следующие методы: «первой гармоники»,
«гармонических составляющих» и «мгновенных значений».
Суть метода «первой гармоники» [Л. 10 и 11] заключается в том,
что напряжение на выходе автономного инвертора принимается си-
нусоидальным, а расчет ведется по известным в преобразовательной
технике соотношениям, как для инвертора, ведомого сетью. Метод
прост и дает возможность получить решение в общем виде. Недо-
статком метода является увеличение погрешности расчета при вы-
ходном напряжении, значительно отличающемся от синусоидального.
В связи с этим метод основной гармоники неприемлем для иссле-
дования инверторов с отделенными от нагрузки конденсаторами.
Анализ инвертора по методу «гармонических составляющих» со-
стоит в том, что инвертор рассматривается как генератор гармоник
тока. Кривая выходного тока разлагается в гармонический ряд и
для каждой гармоники находится эквивалентное сопротивление це-
пи переменного тока. Произведение гармоники тока на соответст-
вующее эквивалентное сопротивление дает гармонику напряжения.
Используя принцип наложения, можно определить мгновенные зна-
чения напряжений на соответствующих элементах схемы. Точность
расчета зависит от степени сглаженности входного тока инвертора.
Метод дает удовлетворительные результаты, но очень трудоемок и
требует детального знания параметров инвертора и нагрузки, что не
всегда возможно.
Исследование инвертора методом «мгновенных значений» заклю-
чается в следующем:- период работы инвертора разбивается на от-
дельные интервалы, в течение которых структура эквивалентной
схемы не меняется. Далее для каждого интервала составляются
дифференциальные уравнения с постоянными коэффициентами. По-
сле решения уравнений и определения постоянных интегрирования
из условия непрерывности токов в индуктивностях и напряжений на
емкостях строятся мгновенные значения токов и напряжений эле-
ментов схемы. Метод позволяет исследовать любой переходный про-
цесс или установившийся режим. Он довольно трудоемкий и гро-
моздкий, но для инверторов с резко несинусоидальной формой на-
пряжений и токов является наиболее точным.
В настоящей книге на основе метода «мгновенных значений»
дан анализ электромагнитных процессов в инверторах с междуфазо-
вой, общей и индивидуальной коммутацией. Основные математиче-
ские соотношения были подвергнуты экспериментальной провер-
ке на макетах инверторов, собранных по соответствующим схе-
мам.
Анализ работы инвертора сводится к рассмотрению коммута-
ционных и внекоммутационных интервалов, причем под интервалом
коммутации понимается процесс выключения тиристора и перезаря-
да коммутирующих конденсаторов. Все допущения, принятые при
анализе, указаны в последующих параграфах.
32

3-2. Электромагнитные процессы в рабочих (межкоммутационных)
интервалах
Если принебречь длительностью интервалов коммутации, то ха-
рактер электромагнитных процессов в рабочих интервалах для всех
инверторов с отделенными конденсаторами идентичен. Это позво-
ляет выполнить анализ указанных процессов только для инвертора
по рис. 3-1—модели инверторов рассматриваемого класса.
Анализ проведем для наиболее характерной активно-индуктивной
нагрузки с последовательным включением активного сопротивления
Рис. 3-1. Инвертор на полностью управляемых венти-
лях (расчетная схема).
и индуктивности, фазы нагрузки соединим по схеме «звезда». Это
позволяет полученные результаты с достаточной степенью точности
распространить на инвертор с двигательной нагрузкой.
Работа инвертора может рассматриваться только на протяже-
нии Уб периода, так как последующая круговая перестановка по-
зволяет получить линейные диаграммы токов и напряжений на про-
тяжении всего периода.
В дальнейшем будем рассматривать часть периода, следующую
после отключения вентиля В5 и перевода тока нагрузки на вен-
тиль В1, когда отключение производится через 6Макс=2л:/3 после
прихода включающего импульса. На этом промежутке времени при
определенном коэффициенте мощности нагрузки и угле регулирова-
ния а возможны три интервала, в течение которых конфигурация
схемы сохраняется неизменной. На интервале X проводят вентили
В6 и В8, на интервале Y—вентили £7, В6, В8, на интервале Z —
вентили Bl, В6.
Обозначим длительность интервала X через
х=а/со, (3-1)
где со — круговая частота выходного напряжения инвертора (пер-
вая гармоника).
До выключения вентиля В5 были открыты, очевидно, вентили
В5 и В6. В начале интервала X после выключения вентиля В5 в ра-
3—1233 33

81
ф
86
6)
Ф"
боту bcfyriaet вейтиль Ё8 об-
ратного моста, обеспечивая не-
прерывность тока в фазах С
и В, в результате чего происхо-
дит обмен реактивной энергией
между фазами.
В нашем случае длитель-
ность протекания тока через
вентиль В8 ограничивается вре-
менем
При низких коэффициен-
тах мощности нагрузки дли-
тельность протекания, тока че-
рез вентиль обратного моста
может превысить 7/6. В этом
случае к моменту вступления
в работу вентиля В8 в начале
интервала X, который можно
обозначить через Х\ продол-
жает проводить вентиль В7,
являющийся аналогом венти-
ля В8 для предшествующей
7б периода (вентиль В7 вклю-
чился ранее, при отключении
вентиля В4). При этом
создается другой режим рабо-
ты с другими интервалами. На
интервале X' работают венти-
ли В6, В7 и В8. Непрерывность
тока в фазах нагрузки обеспе-
чивается за счет отдачи реак-
тивной энергии источнику пи-
тания и за счет обмена ее
между фазами. На интерва-
ле X работают вентили В6 и
В8, а на интервале Y — вен-
тили Bl, В6 и В8. Очевидно,
в данном режиме
(3-2)
6)
Рис. 3-2. Схемы замещения
для интервалов Х(а), У (б)
и Z(e) в I режиме.
34
Если угол регулирования а
равен длительности интерва-
ла X', то интервал X отсутст-
вует. Существенно, что в этом
режиме угол регулирования а
не может быть меньше уг-
ла со*'.
Действительно, из схемы
рис. 3-1 видно, что вентиль В1
не включится до прекращения
тока через вентиль В7.
Схемы замещения для ин-
тервалов X, У, Z (I режим,

когда xf = 0) приведены на рис. 3-2. Для каждого интервала по
соответствующей схеме замещения составляем схему дифферен-
циальных уравнений:
Интервал Y
(рис. 3-2, б)
diA
Интервал X
(рис. 3-2, а)
dt
dU
di.
dt
din
-Rnif
Интервал Z
(рис. 3-2, в)
diA
LH dt
dit
'—°>в'
dt ~™c-
iA + iB+ 1с = °>
Значения токов фаз на каждом интервале сведены в табл. 3-1.
Постоянные интегрирования в решениях систем дифференциальных
Таблица 3-1
Выражения для токов, протекающих в нагрузке
на интервалах X, Y, Z
^вмакс = "у", I реЖИМ ^
Интервал X
Интервал У
Интервал Z
Фаза Л
iAX(t) = o
iAy(t)=2I(\-elt)
Фаза В
<'Вг«)=-|/(1-«.Л
Фаза С
iCy(t)=-I(\-ateu)
icz(t)=0.
Значения постоянных:
—Ъ Ъ Ьу
со со *
/ = Ud/3Rn; а, = е — е ; а2 = 2 —е—ьУ;
уравнений каждого интервала найдены, исходя из непрерывности то-
ков на границах интервалов и условий:
/ax(0)=-4Cz(Z);
ibx(0) Iaz(Z);
ic*(0)«-iBz(Z),
3* 35

где /асс(О), /в*(0), icx(O) —токи фаз в начале интервала X;
Iaz(Z), Ibz(Z), icz(Z)—токи фаз в конце интервала Z.
На интервале У ток вентиля В8
^въ—^с у СО»
Таким образом, условием для определения длительности интер-
вала У является уравнение
icy(t)=0.
Для определения длительности интервала У можно также вос-
пользоваться любым из граничных условий, не использованных при
3
. \
Ч \
•JV
ч
\ %
JT
ч v%
<Г*Х\
6
JC
\
Ч\
\\
\ \\
\ 4>ч
12
\\
\4^W
Q ЯГ JV ж УГ
71 б- ч
Рис. 3-3. Зависимость сог/=/(а) при разных
cos ф.
нахождении постоянных интегрирования. После соответствующих
преобразований получаем:
— Ctg ф
= tg Ф I*1 ■ , \6'6'
— J- ctg ф
2-е
где ф — угол сдвига между основными гармониками напряжения и
тока фазы нагрузки.
На рис. 3-3 по соотношению (3-3) построены зависимости (оу=
=/(а) для различных значений коэффициента мощности нагрузки.
Длительность интервала Z равна:
Т а
36

или в электрических градусах
(0.2 =-о-— (*>У — а. (3-4)
Очевидно, значение коэффициента мощности, который является
граничным для / режима, определится из условия
coz — О,
т. е.
7Z
^2 Щ —а — 0.
При а=0 после преобразований получаем следующее выраже-
ние для определения граничного значения cos ф
п
tg У = 31п2 » tg ср = 1,5, cos у =0,55.
Рассмотрим работу схемы во II режиме (при coscp<0,55). Схе-
мы замещения для интервалов X', Ху Y показаны соответственно на
рис. 3-4 и 3-2,а, б. Выражения для токов фаз на каждом интер-
0 ,
+
Рис. 3-4. Схема замещения для интерва-
ла X' во II режиме.
вале сведены в табл. 3-2. В этом случае длительность интервала X'
находится из формулы
\+ellJ + еЬуеЬх + е 6 - 2еЬу е 6 (3-5)
со*'= tg ? In 2 7"'
37

Таблица 3-2
Выражения для токов, протекающих в нагрузке
на интервалах X'> X, Y
I\ 2я \
(6макс=-з-, II режим!
Интервал X'
Интервал X
Интервал Y
Фаза Л
1Ах> (0 =
= 2/ (1 — а,ем)
*Лх W = 0
= 2/ (1 — eu)
Фаза В
1Вх> (0 =
= _/(! -агеи)
iBx{t) = Iate"
= _/(l-a5<?M)
-Фаза" С
1сх> (0 =
= _/(! -агеи)
icx «) = -/fl.ew
'<*<<> =
= _/(! — a,«")
Значение постоянных:
a4 = (2e^—-1; a5 = 2e - еЪх'еЪх - ebx + U
ae = l—2e 6 + еЬх'еЬх + еЪх; Ь = — RJLR.
Длительности остальных интервалов
ол: = a — сох'; (3-6)
= "у — «. (3-7)
На рис. 3-5 по выражению (3-5) построены зависимости оодС =
=/(а) для различных значений коэффициента мощности нагрузки.
Приведенные выражения для токов позволяют определить на-
пряжения на нагрузке на всех интервалах. Например,
^ = ^+i"T' (3"8>
Работа на активную нагрузку является предельным случаем
I режима. Фазное напряжение для этого случая показано на
рис. 2-5,а. Предельным случаем II режима является работа на ин-
дуктивную нагрузку. Значения токов фаз могут быть получены из
выражений табл. 3-2 при подстановке £=0. Полученные выражения
для токов сведены в табл. 3-3, а временные диаграммы тока /а и
38

Таблица 3-3
Выражения для токов, протекающих в нагрузке
/ 2л: \
на интервалах Х\ X, Y при cos ф = 0 10Макс=~з-» AI режим 1
Интервал X'
Интервал Л"
Интервал Y
Фаза Л
lAx> W =
2Ud
1Ау ®=Ъй1
Фаза В
W (0 =
—fee+3*0
Фаза С
1сЛ*) = т;х'
напряжения и а фазы, токи вентилей инверторного А и обратного «V
мостов, а также потребляемого от источника питания тока id при
двух значениях угла регулирования а изображены на рис. 3-6. Сле-
Рис. 3-5. Зависимость ■ <в*'=/(а) при разных cos ф.
дует отметить, что в этом случае наибольшая длительность протека-
ния тока через вентили инверторного и обратного мостов равна л/2.
Из диаграмм видно, что через источник питания протекает чи-
сто переменный ток, имеющий шестикратную частоту относительно
39

'частоты выходного напряжений. Причем, когда ток совпадает по
направлению с напряжением источника питания, источник отдает
энергию нагрузке; когда же ток меняет знак относительного напря-
жения, происходит отдача источнику питания энергии, запасенной
в нагрузке.
На
2
3
Л А
'}
, / tot
4
> if
/
л
2к/
(Dt
i?
\
л
л л л л л
V
Л А
А
/
i
5
—На
V V V V V V
^ п г. 1 м
it
л
S
I (Ot
xsL7 ^\ Q)t
^иии——
Рис. 3-6. Диаграммы токов и напряжений при
индуктивной нагрузке.
Отсюда следует, что для работы инвертора на нагрузку с малым
cos ф источник питания должен обладать обратной проводимостью.
Этому условию удовлетворяют аккумуляторы. Если же инвертор пи-
тается от выпрямителя, то на его входе должны быть установлены
конденсаторы, называемые условно компенсирующими.
Расчет компенсирующей емкости инвертора производится по
эквивалентной схеме для интервала X'.
При расчете интервалов II режима источник питания считался
идеальным. При установке компенсирующего конденсатора напря-
жение на нем в течение интервала Хг будет увеличиваться и пре-
высит значение cVd. Однако будем считать, что на величину токов
эквивалентных схем II режима это увеличение напряжения сущест-
венно не повлияет.
40

Такое допущение вполне обоснованно, так как величина емко-
сти обычно выбирается из условия, чтобы превышение напряжения
в конце интервала X' не было больше (0,05—0,15) Ud.
Напряжение на конденсаторе
1 Г
ис = - \ i dt.
Ток /, протекающий по конденсатору (табл. 3-2),
Таким обра:ом,
1=^=2/(1-^)
Найдем значение постоянной Uc0. При ^=0
откуда
2/
исо = ~и*+СдеЬх'9
Для t = х' напряжение на емкости
uc = -(Ud + Wd),
поэтому формула для определения емкости принимает вид:
где Шй — превышение напряжения конденсатора над напряжением
источника питания;
1
kd = Wd/Ud.
В частности, найдем выражение для определения величины емко-
сти при индуктивной нагрузке (# = 0):
2 q U 1 (х')2 1
С = lim -о - \= -о--т-^ -г*- (3-10)
Подобный результат можно получить из определения прираще-
ния энергии на компенсирующей емкости инвертора в конце интер-
вала х'\
AWc^AW^AW^ (3-11)
41

Определим значения отдельных составляющих в (3-11). Приращение
энергии на емкости равно разности конечной и начальной энергий:
CMJd(2Ud + Wd)
Wc = WCK - WCn = dK ^ . (3-12)
Приращение энергии на индуктивности нагрузки
™L = WLK - Vu = -\— + —I +
Lh/^(0) W|(0) _W|jO)
+ 2 2 2 2 '
где /л (0), /я (0), /с (0) и /л (х')> /в (х'), 1С (х') — токи фаз в на-
чале и конце интервала X.
После подстановок формула для приращения энергии на индук-
тивности принимает вид:
AWL = q1U/*t (3-13)
где
Я\ — - ; .
Потери энергии на активном сопротивлении нагрузки инвертора
х' х' X'
ООО
После решения и подстановки постоянных получим:
WR=q2~yI2, (З.Н)
где
4е6Ьх' — 4еБЬх' — 1еАЬх' + ЬегЬх' + (6Sjc' —5) е2Ьх'-\0еЬх' -4
Подставим полученные приращения энергии в уравнение (3-11)
CbUd(2Ud + Wd) RK
2 ^iLh/ ?2 Т1 и
После решения последнего уравнения относительно С и некото*
рых упрощений формула для определения емкости примет вид;
J q Lu 1 2 q LH
С - 3 Rl kd 2+kd ^ 3 R2 kd*
42

О 0,05 0,1 0,15 0,2 0,25 0,3 0,35 0,4 0,45 0,5 0,55
V
Рис. 3-7. Зависимость q=f (cos ф) для различных а.
Для облегчения расчетов на рис. 3-7 построены графики зави-
симости коэффициента q от cos ф для различных углов регулиро-
вания а.
Определим средние значения токов через вентили инверторного
и обратного мостов. В I режиме вентиль В1 включается в начале
интервала У и открыт в течение интервалов Y и Z, причем /в1=*л.
В последующее время на новых интервалах X, У, Z ток через вен-
тиль В1 равен току вентиля В6 на предыдущих интервалах X,
У, Z, где 'В свою очередь
*вб=—1>в-
Таким образом, имеем среднее значение тока инверторного вен-
тиля
у г х
/а.вдв = "Г [ J lAy W * + 11Лг W * ~ J *Вх М dt ~
ООО
У 2
о о
или после нахождения интегралов и упрощений
/а.инв = Я>Ь (3-15)
где
Ьг =
2л ctg (р^~а ctg V** ctg ф
2coj/ За 1_
тс тс 2 »
43

В I режиме вентиль обратного моста работает менее !/б перио-
да. Действительно, вентиль В8 обратного моста проводит ток толь-
ко на интервале X (рис. 3-2,а и б)
и интервале Y
Поэтому
1ва — 1сх№),
Ibs=icy (О-
л у
/а.о.м = "Г [ { lCx W ^ + J /с, (О Л J •
J7T
75
л;
б
6)
ж
18
.9
я- 2л-
St
3
»г
I
ш<р = 0,6
-osj>
-0,8
Рис. 3-8. Зависимости 6Ь 62»
44

После упрощений получаем:
где
^а.о.м —^2,
е—coy ctg ф |
(3-16)
2 " 2п ctg ye-"" ctg V"" ctg ф 2*
Совершенно аналогично для II режима получаем формулы
(3-17)
где
— з~ ctg ср
3 — 2е
-rctg9
2ти ctg ? у е
3
-a ctg ср
1
-00 Ctg ф
+ 1 -
а (ОХ , 1
2тс ctg <р 2т7 ~2^+1Г
^Е.О.М /^4»
(3-18)
где
- ctg ф
3 — 2г
- 3- ctg ф
1
2тс ctg ф
2
— а ctg ф
1
-соЛ 7 Ctg ф
+
+ л ctg уё-*х' ctg 9 27tctgcp 2ti; +2т^ IT*
Коэффициенты £ь b2, Ь& 64 зависят от коэффициента мощности
нагрузки и угла регулирования а. Соответствующие графики даны
на рис. 3-8.
(ЦГТ
005
0,03
0J01
\
I
\
\
Ч
\
Cos ,
9
6
в)
2л
9
5я
18
J
b3i 64=f(a, cos<p)\
45

Если при определении средних значений токов через' вентили
инвертора можно пренебречь длительностью интерзала коммутации
[дополнительная загрузка вентилей на интервале коммутации может
быть определена исходя из
(3-31), (3-32), (3-68) и
(3-69)], то определение мак-
0,4 [^j—|—|—|— 1—I—I—( симальных значений напря-
жений на вентилях возмож-
но только с учетом
максимального значения
напряжения на коммути-
4*? I—i—N—I—I—I—I—J—I—I—I рующем конденсаторе, ко-
торое устанавливается после
окончания коммутации и
зависит от ее характера.
Ввиду того, что расчет
0,Z\—\—|—| | \[—17 \\—|—| инвертора в некоторых слу-
чаях производится по пер-
вой гармонике напряжения,
ниже дается анализ гармо-
нического состава выходно-
му! I IJ—I—|/ f—N\ | Ц | то напряжения и тока инвер-
х л ' тора для активной и индук-
тивной нагрузок.
Для формы напряже-
ния, изображенной на
рис. 2-5,а, получается сле-
дующее выражение для
амплитуды v-й гармоники
фазного напряжения:
-uv
—
—
—
\
\
\
>
\
\
\
\
\
у
\
V
- \
/
/
\
\
i
г
1
1
\\
г
' \
\\
//
\
—
—
ч
.
Г/
\
V
30 /
\10 ^
\
X 31/
-\зо —
/
W
\
V
< >
Рис. 3-9. Гармонический состав вы-
ходного напряжения инвертора по
схеме на рис. 3-1 в зависимости от а
и cos ф. Переход через нуль кривых
означает изменение фазы соответ-
ствующей гармоники на угол зт.
— активная нагрузка; ин-
дуктивная нагрузка.
U
— cos v -g- X
vtc
X [2cosv(-J+a) + l],
(3-19)
где v = 1, 3, 5, 7, ...
Разлагаем в ряд Фурье
кривую фазного напряже-
ния при индуктивной на-
грузке (рис. 3-6) и находим амплитуду v-й гармоники:
Wd Г п [ тс \
3 sin v -g- sin v5 + f 1 + cos v -g- j (1
3rcv
■ cos vS)
1-
(3-20)
где
v=l, 3, 5, 7,
На рис. 3-9 приведены кривые изменения относительной вели-
чины действующих значений напряжения 1-й, 5-й, 7-й и 11-й гармо-
46

ник от угла регулирования а. Графики построены на основании вы-
ражений кЗ-19) и (3-20). При смешанной нагрузке величины отно-
сительных Напряжений высших гармоник будут иметь промежуточ-
ное значение.
Осциллограммы выходного напряжения и тока при работе ин-
вертора на статическую активно-индуктивную нагрузку при двух
Рис. 3-11. Осциллограммы вы-
ходных тока и напряжения при
работе инвертора на активно-
индуктивную нагрузку с cos ф<
<0,55, a^jt/6.
Масштаб напряжения mu = 3,7 в/дел;
масштаб тока т^=-0,2 а/дел.
значениях коэффициента мощ-
ности и двух значениях угла
регулирования а приведены на
рис. 3-10 и 3-11. Осциллограм-
мы фазных токов и напряже-
ний при работе на двигатель-
ную нагрузку при а=0 и
а=я/6 приведены на рис. 3-12.
Форма напряжения при
работе на двигатель отличает-
ся от формы напряжения при
работе на статическую актив-
но-индуктивную нагрузку вслед-
ствие действия противо-э. д. с.
двигателя в течение интерва-
ла регулирования. Тем не менее тщательная экспериментальная про-
верка показала, что полученные выше расчетные соотношения для
статической активно-индуктивной нагрузки могут быть использова-
ны при проектировании инверторов, работающих на двигательную
нагрузку.
Рис. 3-10. Осциллограммы выход-
ных тока и напряжения при рабо-
те инвертора на активно-индуктив-
ную нагрузку с cos ф>0,55.
a — a=0, б — a=Jt/6; масштаб напряже-
ния ти=3,7 в/дел; масштаб тока /пг =
—0,2 а/дел.
47

Ранее рассматривалась работа инвертора при угле проводимо-
сти вентилей, равном 8Макс = 2я/3 (имеется в виду, естественно,
случай, когда а = 0 и coscp^0,55). Другими словами, рассматрива-
лась работа инвертора, когда выключение тиристора производилось
через —а после прихода включающего импульса. Однако отклю-
чающий импульс может приходить через я, при этом /максимальная
/
Рис. 3-12. Осциллограммы выходных
тока и напряжения' при работе ин-
вертора на асинхронный двигатель,
а — (1=0: б — а=зт/(з.
48

длительность 9МакС проводящего состояния вентиля (при а = 0) бу-
дет составлять я.
Проведем анализ электромагнитных процессов на рабочих
интервалах при 0Макс = л. Как и ранее будем рассматривать про-
цессы в течение У6 периода после выключения вентиля В5 инвертор-
ного моста при работе инвертора-на последовательно соединенную
активно-индуктивную на-
грузку. Отличие будет за- 0~
ключаться в том, что во
всех режимах угол регули-
рования а положим равным
нулю, хотя он может иметь
любые значения в пределах
О-г-я/3.
Возможны два режима
работы инвертора: I режим,
который характеризуется
работой только одного вен-
тиля обратного моста при
длительности проводящего
состояния этого вентиля,
,меньшей или равной я/3,
и II режим, который харак-
теризуется одновременной
работой двух вентилей об-
ратного моста и длитель-
ностью работы последних
больше я/3. В I режиме
ток фазы протекает вследствие обмена реактивной энергии между
фазами, во II режиме — за счет ее возврата в источник питания и
обмена между фазами.
Схемы замещения для I режима приведены на рис. 3,2,6 и 3-13.
Как видно из рисунков, в течение Уб периода имеются два интервала
Y и Z, когда конфигурация схемы остается неизменной.
Схемы замещения для II режима показаны на рис. 3-4 и 3-2/5.
Здесь также будем различать два интервала X1 и Y. Решения для
токов фаз на интервалах У и Z для I режима и на интервалах X'
и Y для II режима сведены в табл. 3-4 и 3-5.
Непосредственно из эквивалентных схем видно, что во всех
режимах линейное напряжение при нагрузке равно либо Ud, либо
нулю. Нетрудно проследить, что форма линейного напряжения со-
ответствует рис. 2-2,а, а фазного —рис. 2-2,0, причем она не за-
висит от коэффициента мощности нагрузки по первой гармо-
нике.
Длительность работы вентиля обратного моста, или, другими
словами, длительность интервала Y в I режиме определится из вы-
ражения
Рис. 3-13.
вала Z
Схема замещения
в I режиме (6Макс
интер-
= я).
<*У ==i%g ? In
2-е "
j-ctgtp —^-ctgcp
4—1233
(3-21)
49

Таблуица 3-4
Выражения для токов, протекающих в нагрузке
на интервалах У, Z (9Макс = я, / режим) /
Интервал У
Интервал Z
Фаза А
'^ М = / + '(1-в««м)
<Лг (<) = / + /(1-я3^)
Фаза В
/te(0 = -/(i-<vM)
Фаза С
iCy (/) = -/ -/(l-a.e") +
«■сг (0 = -/-/(!-«•«")+
+ /(1_в1вМ)
+ /(1-д.еы)
Значения постоянных:
/ =
2е 6 - 1
iK« 26 — 5 — 25 — 5 —
е + е +1
— "г-
н
Таблица 3-5
Выражения для токов, протекающих в нагрузке
на интервалах X1Y (9макс = я, II режим)
Интервал X'
Интервал У
Фаза А
1Ах> (0=/ + /(1-Л.Л
<лу (0=/ + /(1-^м)
Фаза В
«в,, (0 = -/(!-«»«")
ij,W = -/(i-»/)
Фаза С
'с*' (0=-/-/(1-а,*м) +
<Cjr (*) = -/-/ (1-«з^) +
+ /(1-а4еу)
Значения постоянных:
V, . а 1 +•• 6
2* 6 -1
'=зг' sr , г ■: а
н 5 V 5 7Г
е — е +1
е 3 -е 6 + 1
; 5 = - «Н/Ц,
50

На рис. 3-14 представлена Зависимость (o*/=f(cos ср).
Длительность совместной работы двух вентилей обратного мо-
ста (интервал X') во II режиме выразится зависимостью
-3-ctg.
«*'=:tg>ln^ -sr— — . (3-22)
fc 2тс , тс
2[e 3 -г 3 +1
Зависимость <dx'=f (cos ср) дана на рис. 3-15.
- Значение ^коэффициента мощности нагрузки, при котором закон
чится I и начнется II режим, определяется из условия
С02 = сог/ = 0.
яг
6
9
ж
18
. 0 ■ /7,Г 0,2 0,3 0,4 0.5 *-
Рис. 3-15. Зависимость a)xr=f (cos (р).
После преобразования получаем выражение для определения
граничного значения coscp:
я
tg <р = з 1п 2 > cos ф=г-0,55.
Таким образом, при 0макс = л; граничное значение коэффициен-
та мощности такое же, как и при 8Макс = 2л;/3.
Определим средние значения токов, протекающих через венти-
ли инверторного и обратного мостов.
4* 51

Очевидно, в I режиме
У У *
/а.инв = У [ j 1Ау (0 dt - J % Л + | <Л2 (0 * "
О 0 0
2 2
~['|*(ОЛ-['сг(0 dt]
или после нахождения интегралов и упрощении
/ а.инв = 1Ь\,
(3-23)
где
tg У
2я
■rctg9
1R- ctg ф
(l—2* J_^>-^ ctg _2J
-Tctg9 -_ct,
+ 1
+
An \
-g- — (Of/ J ctg <p
Среднее значение тока через вентиль обратного моста в I режиме
определится как
у
^а.o.i
1 f
■у- iCy (t) dt
или после упрощении
где
tg т
2тг
2 —£
/а.о.м =
(3-24)
2тс . тс
3- ctg ф — — ctg ф
■ coy ctg <p
+ 1
Во II режиме
/ а.инв — 1Ь' з,
(3-25)
52

II.?
¥\
0,5
o,f
0,3
0,2
0,1
О
>
I
I
I
I
COS
0,12
0,10
0,08
о;ов
0,0<+
0,02
]
i
!
cos
г'
1 0,3 0,8 0,7 0,6 0,5 0,4 0,3 0,2 0,1 1 0,3 0,8 0,7 0,6 0,5 ОЛ 0,3 0,2 0,1 О
Рис. 3-16. Зависимости 6'ь Рис. 3-17. Зависимости b'2, Ь'А=
б'з^/Ссовф). =/(С08ф).
где
0 3 — 2п
[п — 2cojc') ctg <р —
r'ctgcp/ —— cfgcp \ --^-с^ф/ --^-ctg9 \
W + W + * V2 —3g -1/
r-ctgip ^-Cfgcp
e 3 -<? 3 +1
/ а.о.м = /Ь'4>
где
°4" 2tc
3_£— ю*' Ctg cp(
1+* 3 /-g 3 V2-* 3
(3-26)
3~ctgcp 3-Ctgcp
e —e +1
— 2©.*'J ctg ф
3-17.
Зависимости 6'b 6'2, Ъ'ъ, 6/4=/(cos ф) представлены на рис. 3-16,
3-3. Электромагнитные процессы в инверторах с междуфазовой
коммутацией (интервал коммутации)
Анализ коммутационных процессов целесообразно начать
с инверторов с междуфазовой коммутацией, так как в этом случае
удается установить наиболее общие закономерности.
53

+
Рис. 3-18. Инвертор с междуфазовой коммутацией с «отсекающи-
ми» тиристорами.
Электромагнитные процессы для этой группы инверторов рас-
смотрены на примере схемы, представленной на рис. 3-18, назначе-
ние всех элементов указано в § 2-3.
Возможно несколько вариантов схем включения коммутирую-
щих дросселей и вентилей обратного моста (рис. 2-7). Как показа-
ли анализ и эксперименты, при включении дросселя в цепь постоян-
ного тока (рис. 2-7,в) имеет место рост напряжения на конденсато-
рах и соответственно на тиристорах. Теоретически напряжение воз-
растает до бесконечно большой величины, а практически опреде-
ляется потерями в контуре коммутации. Чтобы устранить это явле-
ние, необходимо создать условия для рассеяния электромагнитной
энергии, накопленной в дросселе, или включить коммутирующий
дроссель и вентили обратного моста по схеме рис. 2-12.
Рассмотрим процесс коммутации подробнее. Для упрощения
анализа примем следующие допущения.
1. Время спадания тока до нуля в отключаемом тиристоре равно
нулю.
2. Пренебрегаем прямыми падениями напряжения на вентилях,
токами утечки, активными сопротивлениями обмоток дросселей и
монтажных проводов.
3. Ток нагрузки за время коммутации остается неизменным.
Допустим, что в схеме рис. 3-18 проводят ток вентили В6 и
В12, а коммутация тока происходит с тиристора В5 на тиристор В1.
Поскольку тиристор В5 отключается мгновенно (согласно допуще-
54

Рис. 3-19. Эквива-
лентные схемы за-
мещения инвертора
по схеме на рис.
3-18 при коммута-
ции.
а.) б)
нию), то в данный момент времени оказываются открытыми тири-
сторы В1, ВЦ, В12, В6. Одновременно с включением тиристора В1
включается вентиль обратного моста В17 и образуется контур для
перезаряда коммутирующих конденсаторов Cl3, С35, С51 (рис. 3-19,а).
Группу конденсаторов, участвующих в коммутации, можно за-
3
менить одним эквивалентным. Эквивалентная емкость СЭ="2~С, где
С — емкость одного плеча. Решая эту систему дифференциальных •
уравнений для эквивалентной схемы рис. 3-19,а, получаем:
ис = 7£КШ**1*М-*У. (з-27)
fi = 1ST 008 (3"28)
'« = l^Tcos ((М _ ф) _ 1"' (3"29)
где
^Смакс*0»^»
Ф = а г ctg 7
1
■ индуктивность дросселя.
56

Решения уравнений получены с учетом начальных условий для
напряжения на емкости
Vc(0)=UC5l = — U смаке
и тока дросселя L\ в момент включения тиристора В1
/1(0)=/ы = /0.
Из (3-27) — (3-29) следует, что при /=г|?/а)к напряжение на кон-
денсаторе Сэ равно нулю, а токи i\ и i2 достигают максимума.
В момент ^=2\|)/(ок напряжение на конденсаторе вновь достиг-
нет значения с7СМакс, но с противоположным знаком, вентиль В17
выключится, так как ток, протекающий через него, должен изменить
направление. С этого момента эквивалентная схема перезаряда вы-
глядит так, как показано на рис. 3-19,6 (вентиль В14 включается
по истечении некоторого времени). Очевидно, перезаряд конденсато-
ра продолжается и дальше после момента /=2г|)/а)к за счет энергии
LI*
W = 2 > накопленной в дросселе (ч|/_2ф/(о — Л>)«
Когда ток заряда становится равным нулю и все вентили вы-
ключаются, новое значение напряжения на конденсаторе оказывает-
ся большим того, которое было в начале рассматриваемого процес-
са (полная зависимость напряжения на конденсаторах от времени
в установившемся режиме получена ниже). Поэтому в контуре без
потерь напряжение на конденсаторе при каждом цикле возрастает
на определенную величину. Таким образом происходит неограничен-
ное возрастание напряжения на конденсаторе.
В реальных схемах максимальное значение напряжения на кон-
денсаторе ограничивается потерями, но, как правило, значительно
превышает напряжение источника питания. Явление неограниченно-
го роста напряжения в большинстве случаев препятствует примене-
нию показанного на рис. 3-18 способа включения коммутирующих
дросселей.
Этот недостаток устраняется в схеме рис. 2-12, где коммутирую-
щие дроссели включены в цепь переменного тока.
Проведем анализ коммутационного процесса для схемы
рис. 2-12 при работе инвертора на смешанную нагрузку. Эквива-
лентные схемы изображены на рис. 3-20. Индуктивность полуобмот-
ки дросселей обозначим через L, а для упрощения выражений
коэффициент связи k между полуобмотками примем равным еди-
нице, Тогда решение системы уравнений, описывающих схему на
рис. 3-20,а, с учетом начальных условий Vс(0) = - с/Смакс,
1ь(0) =/0 дает
»С= ц^созф sin ЕМ-ф); (3-30)
/l = "E^TC0S((0^-t!'); (3-31)
'* = cos К' - -7»; (3-32)
56

здесь
Ф = arctg
С макс
С0К =
Время, предоставляемое тиристору для восстановления запи-
рающих свойств т, может быть найдено из (3-30) при условии
ис=0. Таким образом,
откуда
co„C3cos ф *М<окт-ф) = 0,
612 В6
Рис. 3-20. Эквивалентные схемы замещения
инвертора по схеме на рис. 2-12 при комму-
тации.
(3-33)
57

Ёремя перезаряда конденсатора Сэ до напряжения +£/смакс
равно 2т.
Рассматривая физическую картину процесса, нетрудно убедить-
ся, что напряжение на конденсаторе после коммутации остается
f-0
U.S1
Рис. 3-22. Электрическая схема
образования эквивалентной
емкости Сэ.
равным Ud, т. е. Uc макс =
Действительно, напря-
жение >на конденсаторе не
может превысить Ua, так
как уже небольшое превы-
шение напряжения приведет,
как видно из схемы рис.
3-20,6, к включению вентиля
В14 и выключению тиристо-
ра ВН. Ток через конденса-
тор прекращается, что при-
водит к образованию новой
эквивалентной схемы рис.
3-20,в. После выключения
тиристора В11 конденсаторы
становятся отделенными от
схемы до следующего интер-
вала коммутации. На рис.
3-21 показаны кривые токов
тиристоров В1> BJ1 (ii)9
вентиля В17 (/2) и напряже-
ния на конденсаторе Сэ(ис)
на интервале времени 2т
после начала коммутационного процесса.
Что касается других схем включения дросселей (рис. 2-7,а и б),
то с точки зрения напряжения на коммутирующем конденсаторе
они идентичны схеме рис. 2-7,в.
При рассмотрении коммутационного процесса группа конденса-
торов, осуществляющая коммутацию в анодной группе вентилей,
заменялась одним эквивалентным. Для определения формы напря-
жения на конденсаторах необходимо вернуться от эквивалентной
схемы к реальной, показанной на рис. 3-22. Примем следующие обо-
значения: £/i3(0), £/зб(0), £/51 (0)—напряжения на конденсаторахCi3,
С35 и C5i в начале интервала коммутации; ХЛзМ» £/35(f), U6i(т);—
напряжения на конденсаторах в конце интервала коммутации.
Рис. 3-21. Кривые токов /ь i2 и на-
пряжения на конденсаторе Сэ схемы
замещения рис. 3-20 в процессе ком-
мутации.
58

Рассмотрим, как и раньше, процесс коммутации тока с тиристо-
ра Б5 на тиристор В1. В момент времени / = 0 напряжение на кон-
денсаторе C5i будет равно:
<76i(0)=—(Усмакс.
Поскольку конденсаторы С\Ъ и С35 соединены последовательно,
то разность их напряжений в интервале коммутации остается не-
изменной
^з(0)-£/з5(0)=Д<Ус.
С другой стороны,
с718(0)+с7з5(0)=-[/б1(0).
Таким образом,
U1}(0)=-±UCmKC+-t-AUc;
, (3-34)
После коммутации в состоянии „отделения" конденсаторов от
схе.лы
^u(t)-t/,6W = AC/c. J
Следовательно,
Ul3(x) = ~-Uit (x)+~-AUc;
Уз5(^)=4-^» Ь)—ТШС.
(3-35)
В установившемся режиме трехфазного инвертора с 8макс = 2я/3
выполняются соотношения
tf»W = -t/«(0);
^••W = + t/»(0): (З-зб)
Un (*) = -t/35(0).
' Решая совместно уравнения (3-34), (3-35) и используя (3-36),
получаем!
*"C = UC макс. (3-37)
Подставив (3-37) в (3-34) и (3-35), имеем:
Uit (0) - 0, U» (0) = - t/CMaKC) Utl (0) = - УСмакс; ,(3-38)
У..(»)-Ус««,и..(')-0, ип{х)-иСшяв. (3-39)
59

На основании (3-38) и (3-39) на рис. 3-23 построены кривые
напряжений на конденсаторах С13, С35 и C5i.
Если учесть, что частота колебательного контура, в котором
происходит перезаряд конденсатора, много больше частоты выход-
ного напряжения, то действующее значение напряжения на конден-
саторе можно принять равным
3 ^Смакс :
(3-40)
Можно считать, что напряжение на коммутирующих дроссе-
лях L\—L3 возникает только на интервалах коммутации, а на
межкоммутационных интервалах оно равно нулю.
U-35
иСманс-Ud
v_t
L
(s)t
2л
cot
G)t
U
Рис. 3-23. Кривые напряже-
ний на коммутирующих кон-
денсаторах Ci3(tti3), С35(и35),
CSl(M5l).
Из рассмотрения контура коммутации Bl, В11, В17 (рис. 3-20,а)
следует, что
Форма напряжения на дросселе показана на рис. 3-24. Эквива-
лентное значение напряжения на дросселе [Л. 11] получим из вы-
ражения
Ф
1
U
1.экв "
о
со 1 — cos ф
(3-41)
60

Если записать значение _емкости Са и индуктивности L через
относительные величины L и С
(3-42)
(3-43)
и подставить значения L и Сэ в формулу (3-33), то получим соотно-
шение, связывающее L и С:
(3-44)
На рис. 3-25 согласно (3-44) построены зависимость L = f(C).
Она позволяет находить индуктивность дросселя и емкость конден-
Рис. 3-24. Форма напряжения на
коммутирующем дросселе.
щ
0,9
0,8
0,7
0,6
0,5
0,4
0.3
0,2
0,1
ь
с
сатора для рассматриваемой группы
инверторов любой мощности, зная т,
Ud и /о.
Соотношения между индуктивно-
стью и емкостью выбираются по раз-
личным критериям, исходя из конкрет-
ного задания. Критериями могут быть
вес, габариты, стоимость и т. д.
Экспериментальная проверка по-
лученных результатов производилась
на макете инвертора с междуфазовой
коммутацией (рис. 3-18 и 2-12). На-
пряжение питания инвертора поступа-
ло с выпрямителя, собранного по
трехфазной мостовой схеме. В каче-
стве нагрузки использовались реоста-
ты, реакторы и асинхронный двигатель с короткозамкнутым ротором.
На рис. 3-26 представлены осциллограммы токов через тири-
стор Bl (ii) и вентиль В17 (il7) и напряжение на конденсаторе
С51 ("si) при коммутации тока с тиристора В5 на тиристор В1 для
схемы рис. 2-12. Осциллограммы хорошо согласуются с диаграммами
рис. 3-21.
Рис. 3-25. Зависимость
L=f(C) для схемы
рис. 2-12.
61

К инверторам с междуфазовой коммутацией, как было указано
в § 2-3, относится схема рис. 2-13. Все «отсекающие» вентили
в этой схеме неуправляемые. В связи с этим анализ коммутационного
процесса серьезно усложняется, так как во время перезаряда груп-
Г Г
пы конденсаторов открываются все соответствующие этой группе
«отсекающие» вентили. Поэтому перезаряд конденсаторов протекает
не только в колебательном контуре «дроссель — конденсаторы — вен-
тиль обратного моста», как это было в инверторе по рис. 2-12, но
и в контуре, содержащем источник питания. Относительная слож-
ность коммутационного процесса не позволяет привести полный его
анализ в настоящей книге.
Коммутирующие дроссели могут быть вынесены из цепи по-
стоянного или переменного тока и соединены последовательно
с коммутирующими конденсаторами, как это показано на рис. 3-27.
Рассмотрим процесс коммутации [Л. 8J. При анализе данной схемы
первое допущение, сделанное выше для коммутационных процессов,
неприемлемо, так как дроссель ограничивает скорость изменения
62

fbka, йыключаюЩёго Тиристор. Допустим, как было И в ПрёДыдуЩЙх
случаях, открыты тиристоры В5 и В6, а напряжение на конденсато-
ре С51 имеет «плюс» на правой обкладке и «минус» на левой. После
подачи импульса на тиристор В1 начнется перезаряд конденсато-
ра C5i по контуру С51—1L51—В5—В1. Когда ток /к в этом контуре
0»
Рис. 3-27. Инвертор с междуфазовой коммутацией при включении
дросселей последовательно с конденсаторами.
достигнет величины тока нагрузки /о (за время коммутации ток на-
грузки /о остается постоянным), тиристор В5 выключится и переза-
ряд конденсатора продолжится по контуру С51—LbX — В11—В17—В1.
Далее ток tK, уменьшаясь, вновь станет равным току /0 и вентиль
В17 выключится, так как ток, протекающий через него, равен iK—/0.
Начиная с этого момента, конденсатор С51 продолжает заряжаться
по цепи, содержащей источник питания и фазы В и С нагрузки;-
через конденсатор С51 и дроссель L51 протекает реактивный ток от-
ключенной фазы С. Когда напряжение на конденсаторе достигнет
значения +Ud, то включится вентиль В14 и перезаряд закончится.
Из схемы видно, что параллельно основному коммутирующему
контуру подключены другие коммутирующие контуры—конденсато-
ры С13, С35 и дроссели Lis, L35. В связи с этим следует рассматри-
вать эквивалентные значения емкости и индуктивности коммутирую-
щего контура.
Ток коммутирующего контура равен:
где
(3-46)
63

Отличительной особенностью рассматриваемой схемы является
то, что восстановление запирающих свойств отключенного тиристора
происходит под воздействием обратного напряжения, создаваемого
0,5
0,4
0,3
о л
0,1
Рис. 3-28. Кривые токов iu h,
in и напряжения на конденса-
торе C5i схемы инвертора на
рис. 3-27 в процессе комму-
тации.
О 12 3"
Рис. 3-29. Зависимость ЕЭ=}(СЭ) для
схемы на рис. 3-27.
прямым падением на последова-
тельно соединенных «отсекаю-
щем» вентиле и вентиле обратно-
го моста, подключенных парал-
лельно выключаемому тиристору
(в рассмотренном случае вентили
В11 и В17).
Длительность проводящего
состояния тиристора Вб после
включения тиристора В1 опреде-
ляется выражением
U = V^C7 arcsin f*1* , (3-47)
U 9
С макс
полученным из очевидного усло-
вия, что is=0, т. е. при t=ti
^С макс _» ,% 1 п
«5 = о Sl11 = 0-
Длительность работы вентиля В17 во время коммутации может
быть определена из выражения для тока этого вентиля
U
С макс
sin CDK£ — /0,
и условия, что в конце этого интервала in=0.
Таким образом, время, предоставляемое тиристору для восста-
новления запирающих свойств, равно времени открытого состояния
вентиля В17 и определяется из соотношения
-U
V,— 2t»
(3-48)
64

Диаграммы г10, токов тиристоров Bl, В5 и вентиля BJ7, напря-
жения на конденсаторе C5i в интервале коммутации показаны на
рис. 3-28.
Выбор величины коммутирующего конденсатора С и коммути-
рующей индуктивности L удобно производить, пользуясь кривой
Ьэ=}(Сэ) (рис. 3-29), где относительные единицы L0 и Сэ опреде-
ляются выражениями (3-42), (3-43). Переход от значений Ьэ и Сэ
к L и С выполняется в соответствии с (3-45). Напряжение на кон-
денсаторе U'с макс можно считать равным Ud [Л. 8].
3-4. Электромагнитные процессы в инверторах с общим устройством
коммутации (интервал коммутации)
Принципиальная схема анализируемого инвертора приведена на
рис. 2-14. Назначение всех элементов указано в § 2-4.
Момент подачи импульсов, включающих тиристоры В13 к В14,
т. е. момент выключения тиристора В J (по контуру — тиристор BJ3,
конденсатор С, тиристор В14, вентиль В10), можно сдвигать во вре-
мени относительно момента вклю-
+ L1
0-
В13
чения тиристора ВЗ. Величина
сдвига (угол регулирования а)
определяет действующее значение
выходного напряжения.
Рассмотрим процессы комму-
тации и «сброса» энергии комму-
тирующего дросселя.
После включения тиристоров
В13 и В14 и выключения тири- 0—
стора В1 инверторного моста эк-
вивалентная схема перезаряда Рис. 3-30. Эквивалентная схе-
конденсатора имеет вид, пред- ма перезаряда конденсатора
ставленный на рис. 3-30. в схеме на рис. 2-14.
Процесс перезаряда конден-
сатора согласно эквивалентной схеме описывается дифференциаль-
ным уравнением второго порядка
LC-
d^c
dt2
+ ur = Ud.
Решив это уравнение, получим;
ис = Ud - Y и1 + 4 Р2 cos Ы + ■+)» <3"49)
где
U0 = Ud (т+1);
Ф = arctg
СОк =
Vlc
5—1233
65

Через /о обозначен ток проводящего тиристора к моменту ком-
мутации (ток через дроссель).
Коэффициент т характеризует уровень напряжения на комму-
тирующем конденсаторе по отношению к напряжению источника пи-
тания в начальный момент коммутации
т= Uco/Ud.
Расчет и анализ этого коэффициента дается ниже при рассмо-
трении работы «сбрасывающего» устройства.
Мгновенное значение тока, протекающего через конденсатор. С,
а следовательно, и через дроссель, определяется из уравнения
- sin Ы + ф). (3-50)
Для определения времени т, предоставляемого тиристору инвер-
торного моста на восстановление запирающих свойств, выражение
(3-49) приравняем нулю:
Ud - У V\ + l\? cos Кт + ф) = 0.
Решение полученного уравнения относительно т имеет вид:
1 Ud ф
х __ — a re cos—r о : —. (3-51)
Подставляя значения сок и р в последнее выражение и производя
упрощения, получаем для времени % формулу
z = У LC ( arccos ^d 4
У U2d(l+m)>+]2-L J
т. е. t=/(L, С, /о, Ud, т).
Вводя, как и ранее, относительные единицы Г и С, получим вы-
ражение, связывающее обе эти величины:
_/ |/А
tflU( arccos— 1 _ -— arctg — — \ = 1. (3-52)
Соотношению (3-52) соответствуют кривые рис. 3-31, позволяю-
щие производить выбор L и С.
Поскольку обычно собственная частота колебательного контура
значительно больше частоты коммутации, можно принять, что на
коммутирующем конденсаторе напряжение имеет прямоугольную
форму (рис. 3-32), действующее значение которого равно
66
Uc=mUd.
(3-53)

Ввиду того что в течение периода выходной частоты конденса-
тор участвует в шести коммутациях, частота основной гармоники
напряжения на нем в 3 раза выше рабочей частоты инвертора.
Для нормальной работы инвертора с общим коммутатором аб-
солютно необходимо устройство, исключающее рост напряжения ко-
L
т~3
— С
г ц в ft <о
Рис. 3-31. Зависимость L = f(U) для схемы
рис. 2-14.
лебательного контура. При отсутствии такого устройства напряже-
ние на коммутирующем конденсаторе растет с каждым циклом ком-
мутации. Практически его величина ограничивается потерями энер-
гии в элементах коммутирующей цепи. Однако ограничение напря-
жения из-за потерь в контуре коммутации характерно только для
инверторов малой мощности - п
'(до 1 /свг), не представляю-
щих особого интереса . для
электропривода.
При наличии «сбрасываю-
щего» устройства напряжение
первичной обмотки дросселя
трансформируется во вторич-
ную цепь, в результате чего
накопленная в дросселе энер-
гия через В17 (рис. 2-14) воз-
вращается в источник постоян-
ного тока. Величина макси-
1
2f
г
Рис. 3-32. Напряжение на кон-
денсаторе для инвертора по схе-
ме на рис. 2-14.
мального напряжения на конденсаторе определяется отношением вит-
ков первичной и вторичной обмоток. В реальных условиях большое
значение имеет величина коэффициента связи k между обмотками,
поэтому последующий анализ будет проведен при кф\.
Эквивалентные схемы для расчета сбрасывающего устройства
приведены на рис. 3-33. Схема рис. 3-33,а соответствует моменту,
5* 67

предшествующему включению вентиля В17 (полярность напряжения
на дросселе указана на рисунке), схема рис. 3-33,6 — процессу пере-
дачи энергии до момента окончания перезаряда конденсатора С,
схема рис. 3-33,в — передаче энергии, накопленной дросселем, источ-
нику постоянного тока.
Рассмотрим первую схему — рис. 3-33,а [I интервал]. Напря-
жение на конденсаторе изменяется в соответствии с формулой
'(3-49). Обозначим через п2 отно-
шение индуктивностей обмоток:
L2=n2Lh
Напряжение, трансформирую-
щееся во вторичную обмотку
дросселя, равно:
где
lL2=M'dt
После подстановки (3-49) и
преобразований
lL2
= kny~U2Q + l\f cos (со^+Ф).
Рис. 3-33. Эквивалентные схе-
мы работы «сбрасывающего»
устройства.
I интервал (схема рис. 3-33,а) за-
кончится, когда напряжение Ul2
изменит полярность и достигнет
величины напряжения источника
питания:
uL2 =—Ud.
Исходя из этого условия, оп-
ределим продолжительность дан-
ного интервала
откуда
arccos ■
knyful+fy* со8(а>Л+Ф)=-^.
(3-54)
Ток через дроссель в момент tx находим из (3-50) с учетом (3-54):
Vvn*(Ul+ll?)-U2d ~
. /0-
68
(3-55)

Напряжение на коммутирующем конденсаторе
"c«') = ^ + ^-=tfc0 . (3-56)
Рассмотрим II интервал (рис. 3-33,6). Система уравнений, се-
ответствующая эквивалентной схеме этого интервала, имеет вид:
dii dl2
1>ЧГ + ис+ M4T = Ud''
di2 dl]
~~L* "ЗГ ""^ ~ЗГ = и**
1 f
uc— \ lx di.
Обозначая
U,
( k \ ~
41+&r)=t/-:
и учитывая, что
L (1 —k2)=L;
C=C
L2 — nLlt r n ,
получаем решение системы в виде
ii = V Щ If sin И + <М» (3-57)
где
(3-58)
ис = Ud —У U2Q +7lf cos (Ы + Ф),
u0 = ud~uco: Г= |/"-|;
w = г —, ф = а г ctg -3—.
В конце II интервала ток через дроссель L{ прекращается, так
как окончен перезаряд конденсатора (тиристоры В13 и В14 выклю-
чаются). Это условие используем для определения длительности
II интервала:
69

откуда
(3-59)
В конце II интервала конденсатор зарядится до своего макси-
мального напряжения
У С макс —mUd-
Но, как легко видеть,
ис (*2) = ЕЪ-1Л?§ + 7§?* ,
следовательно,
+ 720 ?
: mUd.
Пользуясь последним соотношением, можно определить значение
коэффициента т. После преобразований получим:
2 1
1 +
m = W + -Kk
, l/v 2 , 1 , i2 / 1 . 1 2 , 1 \ 1 1 v
Если принять N ■
упрощается:
где
-= 0, то выражение для т значительно
т = (Va + Yb)2>
(3-60)
а = ~W ~ 1;
и 1 4- 1
Процесс коммутации и работа «сбрасывающего» устройства по-
ясняются на рис. 3-34, где показаны напряжения на конденсаторе
С (ис), на первичной и вторичной обмотках дросселя (uLX и uL2) и
токи этих обмоток (iLl и х'ьг). Кривые построены по выражениям,
полученным для интервалов I и II.
Эквивалентное напряжение на дросселе может быть определено
как
U
1
L9KB "
Y2
■ь
dent.
(3-61)
Ток через вентиль «сбрасывающего» устройства может начать
протекать в течение как II, так и III интервалов (рис. 3-33,в). Дли-
тельность II интервала очень мала в сравнении с длительностью
I и III интервалов. При расчете среднего значения тока, протекаю-
70

Щего через вентиль сбрасывающего устройства, Можно положить
я=1. Тогда длительность II интервала будет равна нулю, а на III
интервале, как нетрудно убедиться, ток через вентиль «сбрасываю-
щего» устройства будет равен:
(3-62)
За период выходной частоты
инвертора каждый дроссель триж-
ды примет участие в коммутации,
поэтому средний ток вентиля бу-
дет равен:
(&.< бр — 2Т
— от <- <
[(1 + ^)2
+
2Т
2
о
(3-63)
Однако выбор вентилей толь-
ко по среднему значению тока
в данном случае недопустим —
еледует учитывать длительность
проводящего состояния вентиля.
Для определения напряже-
ния, прикладываемого к вентилю
«сбрасывающего» устройства, об-
ратимся к рис. 3-33 и 3-34. Ма-
ксимальное обратное напряжение
приложено к вентилю в первый
момент перезаряда конденсатора
(в начале I интервала). Напря-
жение на первичной обмотке в
этот момент
ULi = Udm + Ud = Ud(m+\).
Оно трансформируется во
вторичную обмотку
uL2=nuLl = Ud(m+\)n.
Так как к вентилю, кроме этого напряжения, приложено напря-
жение источника питания Ud, то полное обратное напряжение, при-
ложенное к вентилю, определится из выражения
Рис. 3-34. Графики напряже-
ний и токов на элементах кон-
тура коммутации и «сбрасы-
вающего» устройства.
£/0бр.сбр = £Л*[("г+1) п-И].
1
Так как лг=\+ при условии, что £=1, то
^o6p.c6p = 2£/d(Al+l).
(3-64)
В заключение определим среднее значение тока, протекающего
через тиристоры коммутирующего устройства. В течение периода
рабочей частоты тиристоры В13 и В14 трижды участвуют в комму-
71

Рис. 3-35. Осциллограммы токов и
напряжений на интервале коммута-
ции в схеме на рис. 2-14.
Масштаб напряжения m «1,3 е/дел;
масштаб тока ^. = 1,3 а/дел.

тации. Поэтому, если положить k=\ (учитывая, что ti^>t2),
Ia.i o.vi :
3Ud (т + 1) со
2к
С
COS COk^i + Ф
COS ф
(3-65)
где <nKt\ и г|) находятся из (3-54) и (3-49).
Из рис. 2-14 видно, что максимальное напряжение, приклады-
ваемое к тиристору коммутирующего устройства, равно:
*Л>бр.1 о vi = ~Y (UС-макс + Ud).
или
171 + 1
^Обрл Ом — Ud
(3-66)
Осциллограммы, характеризующие коммутационный процесс
в схеме на рис. 2-14, даны на рис. 3-35. На осциллограммах показа-
ны токи через первичную и вторичную обмотки дросселя /ц, i'l2»
напряжения на этих обмотках uLU иЬ2, напряжение на коммути-
рующем конденсаторе ис, а также входной ток инвертора (iBx).
Как видно, осциллограммы хорошо согласуются с диаграммами
рис. 3-34.
3-5. Электромагнитные процессы в инверторах с устройством
коммутации в каждом плече (интервал коммутации)
В настоящее время, как указывалось в § 2-2, известно много
различных схем инверторов с устройством коммутации в каждом
плече. Коммутационный процесс в них, как и в выше рассмотренных
схемах, сводится к перезаряду через дроссель коммутирующего кон-
денсатора.
В инверторе на рис. 2-6 в результате включения вспомогатель-
ного тиристора и после отключения основного коммутационный про-
цесс протекает так же, как в схеме рис. 2-12. Предположим, откры-
ты тиристоры В5 и В6 (рис. 2-6). После включения тиристора В23
тиристор В5 отключается током разряда конденсатора С5, причем
перезаряд конденсатора протекает по контуру: конденсатор С5 — ти-
ристор В23 — вентиль В11 — дроссель Дрд — вентиль В17. Таким
образом, для данного случая применимы соотношения, полученные
при анализе коммутационного процесса инвертора с междуфазо-
вой коммутацией с включением дросселей и вентилей обратного мо-
ста по схеме рис. 2-12. Отличие состоит в том, что вместо эквива-
лентного конденсатора в данном случае в коммутации участвует кон-
денсатор одного плеча. По истечении времени 2т (см. § 3-3) вен-
тиль В17 выключается, но включается вентиль В14, что обеспечи-
вает обмен реактивной энергией между фазами В и С. Одновремен-
но закрываются тиристор В23 и. вентиль В11, а напряжение на кон-
денсаторе С5 остается равным Ud, причем конденсатор оказывается
«отсеченным» от остальной части схемы. Когда тиристор В5 вклю-
чается вновь, конденсатор С5 перезаряжается в контуре, образован-
ном тиристором В5, вентилем В29 и дросселем Jlp$. Этим самым
подготовлены условия для очередного выключения тиристора В5.
73

Таким образом, для анализа рассмотренного инвертора можно
воспользоваться соотношениями (3-30) — (3-32).
Остановимся подробнее на процессе коммутации в схеме инвер-
тора рис. 2-9>, в которой коммутирующий конденсатор выключает
тиристор через последовательно включенный дроссель. В схеме этого
инвертора тиристоры Bl—В6 — основные, тиристоры В13—В18 —
вспомогательные, вентили В7—В12 образуют обратный мост, а вен-
тили В19—В24 предназначены для создания возможности выключе-
ния тиристоров В13—В18 и перезаряда конденсаторов.
Процесс коммутации можно разделить на несколько интерва-
лов. Эквивалентная схема для I интервала показана на рис. 3-36,а.
Она построена в предположении, что к началу коммутации открыты
основные тиристоры Bl, В2,
а управляющий импульс по-
дается на вспомогательный
тиристор В13. Напряжение
на конденсаторе С и токи
i\ и i2 (рис. 3-36,а) на этом
интервале равны:
0~
Ф
В13
с
-11 +
Не
0-
0-
+
Ua
ис — Ud cos ($Kt
P
Ud
- sin u.ji;
(3-67)
(3-68)
B7
IP
He
it
16?
P
sin©,/. (3-69)
. 6)
Рис. 3-36. Эквивалентные схемы за-
мещения для двух интервалов ком-
мутации в инверторе по схеме на
рис. 2-9.
Когда ток через тири-
стор В1 станет равным ну-
лю, последний выключится
и одновременно включится
вентиль В7, что обеспечит
непрерывность тока в коле-
бательном контуре. Таким
образом, продолжитель-
ность I интервала опреде-
лится из условия
*i(*i)«0,
откуда
Р/с
Y'TJC arcsin-^-. (3-70)
Схема замещения для II интервала представлена на рис. 3-36,6.
На этом интервале по-прежнему
uc = Ud cos сок/;
U = — sin ©кЛ
а ток через вентиль В7
Ua
£ 7 = — iг = -у- sin ©к/ — V
74

Интервал закончится в момент, когда *в7=б.
На этом интервале прямое падение на вентиле В7, создаваемое
током /в7, играет роль отрицательного напряжения для тиристора Вх.
Очевидно, длительность II интервала есть время, предоставляемое
тиристору для восстановления запирающих свойств:
Дальнейший процесс перезаряда конденсатора будет протекать
так же, как и в схеме на рис. 3-27.
Рисунок 3-28 может иллюстрировать процесс коммутации и
в рассматриваемой схеме, если вместо /5, i\, in подразумевать токи
iu Из, И.
Зависимость L=}(C) для схемы на рис. 2-9 совпадет с при-
веденной на рис. 3-29.
3-6. Методика расчета инверторов с отделенными конденсаторами
Проведенный выше анализ электромагнитных процессов, проте-
кающих в инверторах с различными устройствами коммутации, по-
зволил разработать методику расчета подобных инверторов.
Так как было доказано, что электромагнитные процессы на ин-
тервалах между коммутациями протекают во всех рассмотренных
инверторах одинаково, то расчет инверторов целесообразно разде-
лить на две части.
В первой части настоящего параграфа приводится расчет эле-
ментов, параметры которых определяются в основном процессами
на межкоммутационных интервалах. Во второй части приведен рас-
чет цепей элементов коммутации для различных групп инверторов.
В приводимой методике расчета принята нагрузка в виде по-
следовательного соединения \R и L и включения по схеме «звезда».
Основными исходными данными для расчета принимаются сле-
дующие:
Uл — линейное напряжение первой гармоники на нагрузке, в;
Ud — напряжение на входе инвертора, в;
Рн — номинальная мощность нагрузки по первой гармонике, кет;
cos ф — коэффициент мощности нагрузки в номинальном режиме;
/ — частота первой гармоники выходного напряжения, гц;
Rn — сопротивление фазы нагрузки, ом;
LR — индуктивность фазы нагрузки, гн.
а) Расчет вентилей
Мгновенное значение тока через тиристор к началу коммутации
/о будет различным в зависимости от режима работы инвертора и
ОТ ВеЛИЧИНЫ бмакс-
I режим. 1) 6Макс=2л;/3, /0=—Iau
где
ai=-e—«ctg<p e(a + <oy) clg Ф#
2) еМакс = я, /0=/(а,1—а'2— 1),
75

где
а'9
2iz 1 тс
3— Ctg 9 g-ctgq>
2^> 3
2* .
—rclB
// режим. 1) 0Маис = 27C/3, /0 = / (tf3 — 1),
где
е~ых' Ctg ф
p— Cg ф
2) екарс = я. /0 = / — л"2 — п.
где
— Ctgcp
2тс тс
j- c(g9 ctgcp
е — е
— — Ctg ф
2*
2тс
£ — £ — I
Здесь ток / определяется как
Средние токи, протекающие в плечах инверторного (/а.инв) и
обратного (7а о м) мостов, определяются в зависимости от режима
(I или II).
/ режим (0Макс=2я/3). Среднее значение тока тиристора инвер-
торного моста
^а.цнв — Ibii
где bx=f(a) определяется по кривым рис. 3-8,а для соответствую-
щего значения cos ф.
Среднее значение тока вентиля обратного моста /а.о.м = /^2-
Здесь b2=f(a) находится по кривым рис. 3-8,6 для соответствующе-
го cos ф.
Для инвертора с междуфазовой коммутацией регулирующие ти-
ристоры выбираются по току так же, как и основные.
// режим (6макс = 2я/3). Среднее значение тока тиристора ин-
верторного моста /а.инв = ^з-
76

Здесь Ьъ находится по кривым рис. 3-8,а для соответствующего
cos ер ^ 0,55.
Средний ток вентиля обратного моста /а.о.м = /Ь4, где Ь4 опреде-
ляется по кривым рис. 3-8,6 для соответствующего cos ср.
Токи тиристоров инверторного и вентилей обратного мостов для
0макс = л; рассчитываются аналогичным образом, только соответст-
вующие коэффициенты находятся по кривым рис. 3-16 и 3-17.
Максимальное напряжение на тиристорах, если пренебречь ком-
мутационными перенапряжениями, определяется величиной напряже-
ния на коммутирующем конденсаторе. Поэтому для любого из инвер-
торов в общем случае можно написать:
^обр.инв — Uq макс
В частном случае, если напряжение на коммутирующем кон-
денсаторе не превышает входное (определяется схемой инвертора),
U обр.инв — U d-
Обратное напряжение на вентилях обратного моста
Uобр.о.м ^= U d-
б) Расчет компенсирующей емкости
Компенсирующая емкость, устанавливаемая на входе инвертора,
г - 1- q Lh
Скомп— з 2 kd '
Коэффициент q находится по кривой рис. 3-7 для данного cos ср и
соответствующего угла регулирования а:
. шл
где AUd — величина приращения напряжения на компенсирующем
конденсаторе по отношению к номинальному (обычно вы-
бирается равной 5—15% от Ud)-
в) Расчет коммутирующих элементов
инверторов
Инвертор с междуфазовой коммутацией (рис. 2-12)
При выборе коммутирующих элементов L и С в каждом кон-
кретном случае необходимо учитывать требования технического за-
дания и исходить из наименьших веса, габарита или стоимости ин-
вертора.
Задавшись L или _С, определяют его соответствующее относи-
тельное значение (L и_С). Например, задавшись индуктивностью дрос-
селя L, определяют L (под L для данного инвертора понимается
индуктивность половины обмотки дросселя):

Если необходима получить минимальную величину коммутирую-
щих конденсаторов, то принимают С равным единице.
Время т, предоставляемое тиристору для восстановления запи-
рающих свойств, выбирается с учетом параметров тиристора. По
кривой L—f(C) (рис. 3-25) находится относительная емкость С.
Далее определяется эквивалентная емкость коммутирующих кон-
денсаторов
С — f»-A
Сэ — L Ud'
Емкость плеча треугольника
с ТСэ*
Общая емкость коммутирующих конденсаторов инвертора
£инв = 6С
Выбрав коммутирующие элементы L и Сэ, проверяют время т:
t=t|)/©Kl
где
<b*CaUd в
Ф = arctg т
' о
'о
1
V2LCa9
Действующее значение напряжения на коммутирующих конденса-
торах
Uс = 0,815 Ud.
Эквивалентное напряжение на дросселе
yTsin Ф
Действующее значение тока через дроссель
- / со sin 2wKi cos 2 (сокх — ф) — 2сокх cos 2ф 2
7L=/r ^ ти (1 +С082ф) +ТГ"
Инвертор с общим коммутирующим устройством (рис. 2-14)
При расчете коммутирующих элементов L и С для инвертора
с общим устройством коммутации нужно пользоваться рекоменда-
циями, изложенными выше для инвертора с междуфазовой комму-
тацией.
Задаемся индуктивностью дросселя L. Относительная индуктив-
ность
- Ял ■
78

Относительная емкость находится по кривой L=f(C) (рис. 3-31)
для данного коэффициента т, который определяется по формуле
где
1 и 6==ж+ж-
Коэффициент связи k обмоток желательно выбирать как можно
ближе к единице, насколько позволяет выбранная конструкция дрос-
селя. Коэффициент п следует выбирать в пределах
/г = 2-4.
Определяем емкость коммутирующего конденсатора
С = С
Проверяем время выключения
Ud "
Ud
Y
здесь
ф = arctg ■
/„У -
~С~
ий(\+т)
Частота первой гармоники напряжения на коммутирующем кон-
денсаторе
/с = 3/.
Среднее значение тока через тиристор коммутирующего устройства
3Ud{\+m)<* г cos (<oKt + Ф) ]
/ал Ом —
275 ~гг***
cos ф
где
сок/ = я — arccos •
Ud
V
[/2d(l+m)=+/2 —
Действующее значение напряжения на конденсаторе
Uc = mUd.
79

Максимальное напряжение на вентиле коммутирующего устройства
т + 1
Среднее значение тока вентиля „сбрасывающего" устройства
иг
I а.сбр — 27" d
(1 +т)
11. З^о
" я2 у2Т £/d *
При выборе вентилей следует учесть длительность протекания
этого тока.
Максимальное обратное напряжение, приложенное к вентилю
«сбрасывающего» устройства, равно:
i7o6p.c6p = 2(Vd(/i+l).
Инвертор с индивидуальной коммутацией (рис. 2-9)
Расчет коммутирующих элементов в этом случае ведется в та-
кой же последовательности, как и для двух предыдущих. Задавшись
индуктивностью дросселя L, определяем относительную индуктив-
ность L:
Далее по кривой рис. 3-29 Г=/(С) определяем относительную
емкость С.
Величина коммутирующей емкости
По выбранным величинам коммутирующих элементов L и С нахо-
дим время т:
т = YLC ^тс — 2 arcsin I ~ J.
Средний ток через вспомогательный тиристор и вспомогательный
вентиль
/а;всп = ~ (1 — COS COKtf),
27ТСОк
Частота напряжения на коммутирующем конденсаторе в дан-
ном случае
Действующее значение напряжения на коммутирующем конден-
саторе
Uc = Ud.
80

г) Результаты экспериментальной
проверки методики расчета
Предложенная методика расчета инверторов различных групп
экспериментально проверялась авторами на соответствующих маке-
тах. Мощность макетов составляла 4—5 ква. Опытная проверка
времени т показала, что это время на 20% меньше расчетного. Рас-
хождение объясняется теми допущениями, которые были приняты
при анализе коммутационных процессов.
Проверка длительностей интервалов Y и X' для первого и вто-
рого режимов работы инверторов показала, что разница экспери-
ментальных и расчетных величин не более 14%.
Расчетные величины средних токов, протекающих через тири-
стор инверторного и вентиль обратного мостов, через тиристор ком-
мутирующего .устройства (инвертор с общей и индивидуальной ком-
мутацией) и вентиль «сбрасывающего» устройства (инвертор с об-
щей коммутацией), отличаются от экспериментальных в среднем
на 15%.
Несмотря на некоторое расхождение между расчетом и опытом
настоящая методика может быть рекомендована для проектирования
инверторов с отдельными конденсаторами и преобразователей ча-
стоты на их основе.
Глава четвертая
ПРАКТИЧЕСКОЕ ОСУЩЕСТВЛЕНИЕ ИНВЕРТОРОВ
С ОТДЕЛЕННЫМИ КОНДЕНСАТОРАМИ
4-1. Особенности работы тиристоров в автономных инверторах
Применяемая в автономных инверторах искусственная комму-
тация посредством конденсаторов определяет специфические, весь-
ма трудные условия работы как основных, так и вспомогательных
тиристоров [Л. 15].
Без знания этих условий, умения рассчитывать соответствующие
режимы, умения выбирать и рассчитывать специальные устройства,
облегчающие условия работы ти-
ристоров в инверторах, невозмож-
но спроектировать надежно рабо-
тающий инвертор с оптимальным
использованием номинальной мощ-
ности тиристоров.
Суть особенностей работы ти-
ристоров при емкостной комму-
тации сводится к процессам
включения и выключения тири-
стора при большой скорости
dia/dt изменения анодного тока
(до 2-108 а/сек).
Контур коммутации инвертора можно представить схемой с ис-
точником э. д. с. UK, равной напряжению заряженного коммутирую-
щего конденсатора (рис. 4-1). В связи с кратковременностью про-
цесса коммутации напряжение UK можно принять постоянным.
Активным сопротивлением R контура коммутации можно прене-
бречь. Индуктивность L контура весьма мала, если в контур не вхо-
6-1233 81.
0D"
Рис. 4-1. Схема замещения
контура коммутации автоном-
ного инвертора.

дит коммутирующий дроссель, но пренебрегать ею нельзя, так как
она определяет величину dia/dt. В случае инвертора с отделенными
конденсаторами тиристор В1 можно рассматривать как рабочий,
а В2 — как вспомогательный (в случае параллельного инвертора оба
тиристора рабочие).
Большая крутизна нарастания тока во включающемся тиристоре
и конечная скорость увеличения проводящей поверхности перехода
монокристаллической структу-
ры вентильного элемента оп-
ределяют высокую плотность
тока в окрестностях управ-
ляющего электрода и соответ-
ственно недопустимую плот-
ность потерь, вызывающую
разрушение структуры.
Для ограничения коммута-
ционных потерь можно с по-
мощью линейной индуктивно-
сти уменьшить крутизну нара-
стания тока на время включе-
ния тиристора.
Включение в контур насы-
щающегося дросселя, напри-
мер, на ферритовом сердечни-
ке, позволяет ограничить анод-
ный ток на время /Эи,
(рис. 4-2) на уровне величины, определяемой коэрцитивной силой
сердечника.
Из условия
Рис. 4-2. Кривые анодного тока
/а, анодного напряжения иа и на-
пряжения на насыщающемся
дросселе ид.н при включении ти-
ристора.
(4-1)
где w — число витков дросселя;
S — сечение сердечника дросселя,
следует
t^-^; (4-2)
здесь Bs — индукция насыщения феррита.
Величину /зн выбирают равной времени включения тиристора.
Как уже упоминалось, в качестве сердечников насыщающихся
дросселей применяют ферриты, причем для уменьшения габаритов
с достаточно большим значением Bs. В преобладающем большинстве
случаев число витков дросселя равно единице — виток образует ши-
на, соединяющая тиристор с остальной частью силовой схемы. Вну-
тренние размеры сердечника дросселя определяются размерами этой
шины, однако при большом числе параллельно соединенных тири-
сторов и общем дросселе (см. ниже) следует обеспечить неравенство
#с/>я/уд,
где Нс — коэрцитивная сила сердечника;
/ — длина средней линии;
82

ft — чйслб па))аллёльнб сбёдинённых тиристоров;
^уд — ток удержания тиристора.
Величина потерь при включении
bP* = f J Uuidt (4-3)
о
может при большой частоте коммутации / оказаться соизмеримой
с основными потерями в тиристоре (от протекания прямого тока) и
потребовать уменьшения ^
номинальной нагрузки на | I [ /\|
вентиль. Предложенные эм- 9т. \ Рл | | /| \
лирические формулы для
вычисления iAPB дают весь-
ма грубое приближение к
действительной величине
интеграла (4-3), поэтому
целесообразно определить
потери на основании осцил-
лограмм анодных тока и на-
пряжения при включении.
Исследования показывают,
что применение насыщаю-
щихся дросселей резко
ограничивает величину по-
терь (рис. 4-3).
Наиболее сильно на
работе инвертора при па-
раллельно - последователь-
ном соединении тиристоров
и на установленной мощно-
сти устройств искусственной
коммутации сказывается
процесс выключения тири-
стора, т. е. процесс восста-
новления запирающих
свойств тиристора в обрат-
ном и прямом направле-
ниях.
Из-за разброса времени
восстановления запираю-
щих свойств в обратном
направлении (t3.o) при па-
раллельном соединении ти-
ристоров вместо индивиду-
альных насыщающихся
дросселей в каждой парал-
лельной ветви необходимо
установить один общий дроссель на плечо (рис. 4-4). В противном
случае длительность ограничения тока включения отдельными дрос-
селями может оказаться совершенно недостаточной в связи с тем,
что дроссели некоторых тиристоров (имеющих меньшее время вос-
становления Гз.о) могут не успеть перемагнититься обратным током
этих тиристоров.
б* 83
7лсксеп
Рис. 4-3. Кривые мгновенных потерь
при включении тиристора типа
ВКДУ-150 (/0=200 а, *У„ = 100 о)
в зависимости от скорости нараста-
ния тока включения.
dl& dia
а — = 45 а/мксек; б —
dt
dt
= 35 а/мксек; в — •—
25 а/мксек; г — с
насыщающимся дросселем.

Восстановление запирающих свойств тиристора неизбежно свя-
зано с возникновением перенапряжения на его электродах. Ограни-
чить это перенапряжение можно, зашунтировав тиристор i^C-цепоч-
кой. Кроме того, она выполняет еще две важные функции. Первую—-
Си н«
Рис. 4-4. Параллельно-последовательное со-
единение тиристоров в плече инвертора.
ИД — индуктивный делитель тока; ДН — насыщаю-
щийся дроссель.
рассеивание энергии магнитного поля индуктивности при протекании
обратного тока в активном сопротивлении R вне тиристора. Благо-
даря этому потери в тиристоре при выключении
= f j i0u0 dt
(4-4)
резко уменьшаются.
Вторую — уменьшение неравномерности распределения комму-
тационных перенапряжений между последовательно соединенными
тиристорами, обусловленную разбро-
сом времен восстановления запи-
рающих свойств в обратном на-
правлении.
Поэтому выбор параметров RC-
цепи представляет значительный
практический интерес.
Параметры цепи определяются
величиной коммутирующего напря-
жения (Ук, амплитудой обратного то-
ка /0 и допустимым напряжением
£/0бр- Соответствующие аналитиче-
ские связи для процесса выключения
тиристора могут быть получены при
решении дифференциального уравнения, описывающего переходный
процесс в схеме замещения рис. 4-5, где вентиль представлен клю-
чом. Для удобства расчетов может быть составлена соответствующая
номограмма.
Рис. 4-5. Схема замещения
контура выключения тири-
стора, шунтированного
|/?С-цепью.
84

Рис. 4-6. Общий вид преобразователя часто-
ты мощностью 20 ква.
Расчетная мощность сопротивления R равна:
P=f(nPW\ + W3)} (4-5)
где WB — потери энергии в RC-ixem при включении тиристора,
CU2
y(B==—gi, (4-6)
W3 — потери энергии в #С-цепи при выключении тиристора (при
условии апериодического или граничного режима работы
схемы на рис. 4-5),
tfre = _!L + _; (4.7)
пр — количество циклов разряда конденсатора (в параллельном
трехфазном мостовом инверторе таких циклов два: при
85

бключёний й при коммутации между соседними плечами,
вызывающей для -RC-цепи эффект, аналогичный вклю-
чению).
Потери W3 согласно (4-7) имеют две составляющие: одна соот-
ветствует энергии, запасенной в индуктивности, вторая, как и в слу-
чае включения, определяется затратами энергии на заряд конденса-
тора С до коммутирующего напряжения.
С целью исключения потерь включения ЯС-цепъ можно допол-
нить последовательно с ней соединенным диодом. Диод включается
по отношению к тиристору встречно, а для возможности подготовки
к новому циклу конденсатор шунтируется сопротивлением.
Емкость конденсатора #С-цепи обычно составляет 0,25—1,0 мкф,
величина сопротивления 5—20 ом. Во всех случаях нужно стремить-
ся к применению сопротивлений с минимальной собственной индук-
тивностью. Если в контур коммутации входит линейный коммути-
рующий дроссель (§ 1-4), снижающий крутизну иарастания анодно-
го тока при включении и выключении тиристора, то насыщающиеся
дроссели можно не включать. Уменьшение амплитуды обратного то-
ка выключающегося тиристора в этом случае резко уменьшает по-
тери в RC-цепи.
4-2. Характеристика комплектующих изделий и вопросы
конструирования инверторов с отделенными конденсаторами
Все рассмотренные группы инверторов состоят из определенной
совокупности одних и тех же комплектующих изделий — вентилей,
конденсаторов и трансформаторного оборудования.
Отечественные вентили типов ВКД (неуправляемые) и ВКДУ
(тиристоры) по допустимым величинам тока и напряжения с уче-
том группового соединения удовлетворяют предъявленным требо-
ваниям. Однако невысокие динамические свойства тиристоров тре-
буют принятия специальных мер. Это касается устройств для за-
держки нарастания прямого тока, на что было указано в предыду-
щем параграфе, а . также времени восстановления запирающих
свойств, которое при допустимой температуре полупроводниковой
структуры фактически лежит в пределах 20—200 мксек.
Хотя получение малых времен восстановления сопряжено с не-
которым ухудшением ряда параметров тиристоров (прямого паде-
ния напряжения и др.), целесообразность применения «инвертор-
ных» тиристоров очевидна, поскольку это позволяет во многих слу-
чаях существенно сократить установленную мощность коммутирую-
щих конденсаторов и дросселей и тем самым скомпенсировать
ухудшение некоторых параметров тиристоров.
Разработка принципиально новых схем многослойных струк-
тур (Л. 16], создание комбинированных приборов [Л. 17], появление
новых полупроводниковых материалов, а также совершенствование
технологических методов, как можно ожидать, позволят создать
вентили, свойства которых и предел по мощности трудно предска-
зать.
Из выпускаемых промышленностью конденсаторов можно ис-
пользовать немногие. Процессы в инверторах предъявляют особые
требования к конденсаторам. Для коммутирующих — это высокая
крутизна фронта тока (до 2-Ю8 а/сек), большая амплитуда токг
(до 10 а/мкф), высокая частота перезаряда, особенно в инверторах
с общей коммутацией и индивидуальной при синусоидальной моду-
86

ляции; для конденсаторов на входе инвертора — значительная пуль-
сация. В инверторах в настоящее время находят применение радио-
технические конденсаторы типов МБГЧ (коммутирующие), МБГО и
МБГП (входные) *и др., причем если для инверторов с небольшой
мощностью применение этих конденсаторов оправдано, то для мощ-
ных инверторов нужны конденсаторы с большими единичными емко-
стями и с лучшими энергетическими показателями.
Перечисленные требования, а зачастую жесткие условия экс-
плуатации инверторов ставят перед конденсаторостроительной про-
мышленностью серьезную задачу по обеспечению полупроводниковой
техники высокоэффективными конденсаторами различных типов.
К трансформаторному оборудованию инверторов относятся
трансформаторы и коммутирующие дроссели. Для их разработки и
проектирования применимы известные методы с учетом частоты и
способа охлаждения. В дросселях целесообразно в качестве магни-
топроводов применять высокочастотные материалы, либо выполнять
их воздушными (без сердечника).
Конструктивно инверторы выполняются в виде шкафов, количе-
ство и конфигурация которых зависят от мощности, нужного удоб-
ства обслуживания, требований транспортабельности, геометриче-
ских размеров помещения, где должен быть установлен агрегат,
и т. д.. Конкретное влияние каждого из факторов на конструкцию
инвертора не требует особых пояснений, поскольку они одинаково
сказываются на конструкции большинства электротехнических
устройств. Отметим следующие немаловажные достоинства инвер-
торов как статических преобразователей перед другими типами пре-
образователей.
В отличие от электромашинного агрегата инвертор можно скон-
струировать для помещения с заранее известными геометрическими
размерами и при этом соблюсти достаточное удобство обслужива-
ния. Другими словами, статический преобразователь имеет весьма
гибкую конструкцию. Наконец, к специфичному достоинству ста-
тических агрегатов относится их высокая ремонтопригодность. Она
обусловлена созданием больших удобств для обслуживания, а так-
же сравнительно малыми размерами и весом комплектующих из-
делий.
На конструктивные показатели инверторов существенно влияет
способ охлаждения их элементов. Охлаждение может быть воздуш-
ным естественным, воздушным принудительным, жидкостным, испа-
рительным и др. Выбор способа охлаждения определяется мощ-
ностью агрегата, условиями эксплуатации и т. д.
Для инверторов малой мощности целесообразно применять воз-
душное естественное охлаждение, для средней — воздушное прину-
дительное и жидкостное, а для большой — жидкостное. Воздушное
естественное охлаждение требует развитой поверхности нагреваю-
щихся элементов и соответствующих соотношений геометрических
размеров агрегата для создания интенсивной конвекции; воздушное
принудительное — встраивания электровентиляторов или наружного
подвода воздуха; жидкостное — жидкости определенного типа и
электронасоса или внешней магистрали, причем тип жидкости (ди-
стиллированная вода, минеральные масла) зависит от требования
эксплуатации.
Значительные перспективы, особенно для самих полупроводнико-
вых вентилей, имеет испарительное охлаждение [Л. 35 и 36], когда
используются высокий коэффициент теплоотдачи при кипении жидко-
87

сти и большая скрытая теплота парообразования при испарении. Пре-
имущества испарительного охлаждения заключаются в возможности
работы агрегатов с большими перегрузками без превышения допу-
стимой температуры элементов, в резком сокращении затрат на си-
стему охлаждения вследствие ее упрощения, в высокой степени на-
дежности. Внедрение такого способа охлаждения сдерживает отсут-
ствие специальных жидкостей, отвечающих следующим требованиям:
совпадение температуры кипения с температурой, допустимой для
элемента; неагрессивность по отношению к материалам, из которых
выполнены система охлаждения и корпуса элементов; высокая скры-
тая теплота парообразования; низкая стоимость.
Для неуправляемых вентилей типа ВКД в качестве теплоноси-
теля вполне пригодна пресная вода; тиристоры типа ВКДУ требуют
жидкости с температурой кипения 60—70° С, чему удовлетворяют
жидкости на основе фторуглеродистых соединений.
Системы автоматического управления инверторов конструктивно
выполняют в виде выдвижных кассет. Применение стандартных ло-
гических элементов позволяет снизить до минимума объем САУ
в конструкциях агрегатов. Большие перспективы в этом отношении
имеет микроминиатюризация [Л. 18].
Для иллюстрации конструктивного исполнения на рис. 4-6 при-
ведена фотография преобразователя частоты мощностью 20 ква
с воздушным естественным охлаждением, выполненного на основе
инвертора с междуфазовой коммутацией.

ЛИТЕРАТУРА
1. Костел ко М. П., Работа многофазного асинхронного дви-
гателя ори переменном числе периодов, «Электричество», 1925, № 2.
2. Ратковски Ф., Электрификация железных дорог нор-
мальной колеи однофазным переменным током частотой 50 гц и си-
стема преобразования частоты, «Венгерская тяжелая промышлен-
ность», Будапешт, 1953, № 12.
3. Ситник Н. X., Силовые тиристоры и статические преобра-
зователи электрической энергии на их базе. Сб. «Автоматизирован-
ный электропривод производственных механизмов», Труды IV Все-
союзной конференции по автоматизированному электроприводу,
т. III, изд-во «Энергия», 1966.
4. Некрасов Л. Т., Ситник Н. X. Автономные инверторы на
тиристорах для питания асинхронного короткозамкнутого электродви-
гателя. «Силовая 'полупроводниковая техника». Труды Мордовского
научно-исследовательского электротехнического института, вып. III,
изд. отделения ВНИИЭМ, 1965.
5. 3 а в а л и ш и н Д. А., Ш у к а л о в В. Ф., Вентильные пре-
образователи частоты, предназначенные для частотного регулирова-
ния скорости асинхронных двигателей, «Вестник электропромышлен-
ности», 1961, № 6.
6. Шу калов В. Ф., Электромагнитные процессы в трехфаз-
ном мостовом инверторе с ограниченными коммутирующими конден-
саторами, Труды Ленинградского института авиационного приборо-
строения, вып. 36, Госгортехиздат, 1962.
7. Скоро в аров В. Е., Автономные инверторы напряжения
на кремниевых управляемых вентилях, «Электричество», 1964, № 5.
8. Сандлер А. С, Зельдин В. М., Гусяцкий Ю. М.,
Автономный полупроводниковый инвертор, «Электротехника», 1965,
№ 3.
9. Г ли б иц кий М. М., Жемеров Г. Г., Эп штейн И. И.,
Преобразователь постоянного тока в трехфазный ток. Авторское
свидетельство № 146859 с приоритетом от 26 июля 1961 г. Бюлле-
тень изобретений, 1962, № 9.
10. Шиллинг В., Схемы выпрямителей, инверторов и преобра-
зователей частоты, Госэнергоиздат, 1950.
П. То лето в Ю. Г., Принципы расчета нормальных режимов
работы трехфазного мостового инвертора. Сб. «Электроэнергетика»,
изд-во АН СССР, 1962, № 6.
il'2. Т о л с т о в Ю. Г., Автономные инверторы, сб. «Преобразова-
тельные устройства в электроэнергетике», изд-во «Наука» 1964.
13. Н е к р а с о в Л. Т., С в и я з о в Е. И., Методы цифровой
89

техники в системах автоматического управления тиристорных Пре-
образователей. «Силовая полупроводниковая техника», Труды Мор-
довского научно-исследовательского электротехнического института,
вып. V, изд. отделения ВНИИЭМ, 1966.
14. Д р о з д о в Е. А., П я т и б р а т о в А. П., Автоматическое
преобразование информации, изд-во «Советское радио», 1964.
15. Ситник Н. X., Русских А. А., Особенности работы ти-
ристоров при емкостной коммутации, Известия вузов, «Электроме-
ханика», '1966, № 8.
16. Евсеев Ю. А., Ситник Н. X., Варианты несимметричных
и симметричных переключателей (тиристоров). «Силовая полупро-
водниковая техника», Труды Мордовского научно-иоследователыоко-
го электротехнического института, вып. IV, изд. отделения ВНИИЭМ,
1965.
17. Ситник Н. X., Шурупов Г. Н., Комбинированные си-
ловые полупроводниковые вентили. «Силовая полупроводниковая
техника», Труды Мордовского научно-исследовательского электро-
технического института, вып. IV, изд. отделения ВНИИЭМ, 1965.
18. Азарх С. X., Фрид Е. А., Микроминиатюризация радио-
электронной аппаратуры, Гооэнергоиздат, 1963.
19. Abraham L., Heumann К., Koppelmann F., Wech-
selrichter zur Drehzahlsteuerung von Kafiglaufermotoren, AEG-Mit-
teilungen, 1964, № 1/2.
20. M a p h a m N., The classification of SCR inverter circuits,
IEEE International Convention Record, 1964, № 12.
21'. McMurray W., SCR inverter commutated by an auxiliary
impulse, IEEE Transaction, Communications and Electronics, 1964,
№ 75.
22. В r a d 1 e у D., G r a d u a t e В., G 1 a r k e С. a. o., Adjustable-
frequency invertors and their applications to variable speed drives,
Power Record, IEEE, December 1964.
23. Flairty C. W., A 50 Kwa adjustable-frequency 24-phase
controlled rectifier inverter, Direct Current, 1961, № 9.
24. Schonung A., S t e m m 1 er H., Geregelter Drehstrom-Um-
kehrantrieb mit gesteuertem Umrichter nach dem Unterschwingungs-
verfahren, Brown Boveri Mitteilungen, 1964, № 8/9.
25. A b r a h a m L., Heumann K-, Koppellmann F.,
Zwangskommutierte Wechselrichter veranderlicher Frequenz und Span-
ning, Elektrotechnische Zeitschriit, April 1965.
26. He r m a n n Ё., С о 1 d e E., Dreiphasenumrichter mit Gleich-
strom — Zwischenkreis 50/50 bis 500 Hz, AEG — Mitteilungen, 1964,
№ 3/4.
27. A b r a h a m L., Koppelmann F., Kafiglaufermotoren mit
hoher Drehzahldynamik, AEG-Mitteilungen, 1965, № 2.
28. В у s t г о n K-, Meyer M., Kontaktlose, drehzahlregelbare
Umrichtermaschinen fur hohe Drehzahlen, Siemens-Zeitschrift, 1963,
№ 9.
29. King K- G., Variable frequency thyristor invertors induction
motor speed control, Direct Current, 1965, № 1.
30. Silicon controlled rectifiers manual, General Electric Com-
pany, New York, 1963.
31. Teszner SM Le Tecnetron de puissance bipolaire, Revue
Jeumont, 11963, № 60.
32. G у j s e 1 s I., С 1 a e s s e n s H., Digitale snelheidsregelung
van een Shuntmotor, Revue E, 1966, № 10.
90

33. Gade H., Reuter H. H., Roth W., Regelungsbausteine
1es Bausteinsystems Transidyn-B fur die Steuerung von Thyristor-
stromrichtern, Siemens-Zeitschrift, )1965, № 3.
34. Cushmann R., Powerful SCR's, connected in parallel, con-
trol industry's biggest machinery, Electronics, 1965, № 20.
35. В а у 1 e у I., Improvements in or relating to cooling arrange-
ments for semiconductor rectifiers, Англ. патент № 979262 от 19.7.63.
36. Narbut R., Monito G. A., Vapor-cooled transformers
their development and present status, Westinghouse Engineer, January
1959.

ОГЛАВЛЕНИЕ
Глава первая. Общие вопросы 3
1-1. Области применения автономных инверторов ... 3
1-2. Проблема регулируемого электропривода переменного
тока. Регулирование скорости асинхронного двигате-
ля изменением частоты питающего тока .... 4
1-3. Влияние высших гармоник инвертированных напря-
жения и тока на работу асинхронного двигателя 8
1-4. Классификация автономных инверторов . . . .10
Глава вторая. Принцип работы автономных инверторов
с отделенными конденсаторами 14
2-1. Модель семейства инверторов с отделенными конден-
саторами 14
2-2. Инверторы с устройством искусственной коммутации
в каждом плече 20
2-3. Инверторы с устройством искусственной коммутации
в каждой фазе 23
2-4. Инверторы с общим устройством искусственной ком-
мутации 25
2-5. Принципы построения систем автоматического управ-
ления инверторов с отделенными конденсаторами 28
Глава третья. Электромагнитные процессы в инверторах
с отделенными конденсаторами
3-1. Методы анализа электромагнитных процессов в ин-
верторах
3-2. Электромагнитные процессы в рабочих (межкомму-
тационных) интервалах
3-3. Электромагнитные процессы в инверторах с между-
фазовой коммутацией '(интервал коммутации)
3-4. Электромагнитные процессы в инверторах с общим
устройством коммутации (интервал коммутации)
3-5. Электромагнитные процессы в инверторах с устрой-
ством коммутации в каждом плече (интервал комму-
тации)
3-6. Методика расчета инверторов с отделенными конден-
саторами
а) Расчет вентилей
б) Расчет компенсирующей емкости
32
32
33
53
65
73
75
75
77

в) Расчет коммутирующих элементов инверторов 77
г) Результаты экспериментальной проверки методи-
ки расчета . 81
Глава четвертая^ Практическое осуществление инверто-
ров с отделенными конденсаторами 81
4-1. Особенности работы тиристоров в автономных инвер-
торах 81
4-2. Характеристика комплектующих изделий и вопросы
конструирования инверторов с отделенными конден-
саторами 86
Литература 89

БИБЛИОТЕКА ПО АВТОМАТИКЕ
ГОТОВИТСЯ К ПЕЧАТИ
Алиев Т. М. и Степанов В. П., Развертывающие компенсаторы
комплексных величин.
Арутюнов О. С. и Цеймах Б. М., Датчики состава и свойств ве-
щества.
Ауэн Л. Ф., Бесконтактные переключатели и пересчетные схемы
на тиристорах.
Бакалинский В. П. и др. Схемы на приборах тлеющего разряда.
Баранов Л. А. и др. Конденсаторные преобразователи и элемен-
ты вычислительных машин.
Берлин Е. М. и др., Системы частотного управления синхронно-
реактивными двигателями.
Бернштейн И. #., Преобразователи частоты без звена постоян-
ного тока.
Бруснецов Л. В., Приборы для записи и анализа статистических
данных.
Бруфман С. С. и Трофимов Н. А., Тиристорные ключи перемен-
ного тока.
Будянов В. П., Элементы автоматики на варисторах.
Бычатин Д. А., Гольдман И. Д., Многополюсные индукционные
датчики перемещения с печатными отметками.
Гомельский Ю. С, Электрические элементы электрогидравличе-
ских устройств автоматики.
Дейнеко В. Н. и др., Туннельно-транзисторный комплекс элемен-
тов вычислительных машин.
Дралюк Б. П. и Синайский Г. В., Системы автоматического ре-
гулирования объектов с транзисторным запаздыванием.
Ефимов В. М., Квантование по времени при измерении в кон-
троле.
Жеребятьев И. Ф. и Лукьянов А. Т., Математическое моделиро-
вание уравнений типа теплопроводности с разрывными коэффи-
циентами.
Жуховицкий Б. Сигналы телемеханики и их преобразования.
Иванчук Б. Я. и др. Тиристорно-магнитные стабилизаторы на-
пряжения.
Ильинская Л. А., Элементы противопожарной автоматики.
Кабеш К, Прецизионные потенциометры для автоматизации.
Казарновский Д. М., Емкостные преобразователи частоты.
Катыс Г. П. и др. Информационные роботы и манипуляторы
Коршунов Ю. М. и Бобиков А. И., Цифровые сглаживающие и
преобразовательные системы.
Крайцберг М. И. и Шикуть Э. Б. Импульсные методы регули-
рования цепей постоянного тока с помощью тиристоров.
Либерзон Л. М., Родов А. Б., Шаговые экстремальные системы.
Милохин И. Т., Частотные датчики систем автоконтроля и управ-
ления.
94

Панкратьев Л. Д. и др., Импульсные и релейные следящие при-
!юды постоянного тока с полупроводниковыми усилителями.
Парфенов Э. К. к Прозоров В. Д., Вентильные каскады.
Рейнберг М. Г., Формирование знаков на экранах электронно-
лучевых трубок.
Сандлер Л. С. и Гусяцкий Ю. М., Тиристорные инверторы с ши-
ротноимнульсной модуляцией для управления асинхронными двига-
телями.
Смольников Л. П., Расчет быстродействующих нелинейных элек-
тромеханических систем.
Чесноков А. А., Решающие усилители.
Шегал Г. Л. и Короткое Г. С, Электрические исполнительные
механизмы в системах управления.

СИТНИК НИКОЛАИ ХАРИТОНОВИЧ,
НЕКРАСОВ ЛЕВ ТИМОФЕЕВИЧ,
БЕРКОВИЧ ЕФИМ ИЛЬИЧ,
ЯГУПОВ СТАНИСЛАВ МИХАИЛОВИЧ
Автономные инверторы на тиристорах
с отделенными от нагрузки
коммутирующими конденсаторами
Редактор Г. Я. Горбачев
Технический редактор В. В. Зеркаленкова
Корректор В. С. Антипова
Сдано в набор 19/IV 1968 г.
Подписано к печати 30/VIII 1968 г. Т-09584
Формат 84XI08V32 Бумага типографская № 2
Усл. печ. л. 5,04 Уч.-изд. л. 5,55
Тираж 15 ООО экз. Цена 28 коп. Зак. 1233
Издательство „Энергия". Москва, Ж-П4,
Шлюзовая наб., 10.
Московская типография № 10 Главполиграфпрома
Комитета по печати при Совете Министров СССР.
Шлюзовая наб., 10.