Микроэлектроника СВЧ

Теги: электротехника физика

ISBN: 978-5-9729-2575-9

Похожие

Микроэлектронные устройства СВЧ

Миниатюрные коаксиальные радиоомпаненты для СВЧ

Согласующие устройства гибридных и полупроводниковых интегральных СВЧ схем

Справочник по расчету и конструированию СВЧ полосковых устройств

Текст

Н. И. Смоленцев

Микроэлектроника СВЧ

Учебное пособие

Москва Вологда
«Инфра-Инженерия»
2025
УДК 621.372.83

ББК 22.336

С51

Рецензенты:

кандидат технических наук, доцент СибГУТИ И. Б. Елистратова',
кандидат технических наук, доцент НГТУ В. М. Зырянов

Смоленцев, Н, И,

С51 Микроэлектроника СВЧ : учебное пособие / Н. И. Смоленцев. -
Москва ; Вологда : Инфра-Инженерия, 2025. - 124 с. : ил., табл.

ISBN 978-5-9729-2575-9

Рассмотрены элементы и узлы микроэлектроники СВЧ, получившей в последнее
время широкое распространение. В пособие включены микрополосковые линии пере-
дачи и пассивные распределенные элементы СВЧ, устройства на их основе. Также
рассмотрены конструкции СВЧ приборов. Описывается работа приборов СВЧ диапа-
зона, в частности, диодов, транзисторов СВЧ. Приводится описание полупроводнико-
вых приборов СВЧ, квантовых приборов, технологические испытания узлов и элемен-
тов приборов СВЧ, а также перспективы развития микроэлектроники СВЧ.

Для работы над курсами лекций по дисциплинам: «Микроэлектроника СВЧ»,
«Интегральные устройства СВЧ», «Проектирование устройств СВЧ» и для проведе-
ния лабораторных работ, практических занятий, выполнения расчётно-графических
заданий но ним для студентов очной и заочной форм обучения. Может быть полезно
студентам других специальностей, изучающим телекоммуникационные системы ин-
формации в диапазоне С'ВЧ.

УДК 621.372.83

ББК 22.336

ISBN 978-5-9729-2575-9

При передаче электромагнитных колебаний высоких и сверхвысоких ча-
стот параметры традиционных сосредоточенных радиоэлементов ухудшаются
по ряду причин:

- с ростом частоты увеличивается реактивное сопротивление XL = 2nfL;

- традиционные электронные приборы не работают на высоких частотах;

- при длинах проводников, соизмеримых с длиной волны СВЧ-колебаний,
участки цепи начинают излучать, что нарушает работу прибора в целом. Обыч-
ные методы генерации и передачи радиоволн в этом диапазоне не работают.
Диапазон сверхвысоких частот лежит в области от 300 МГц до 300 ГГц или в
области длин волн от 1 см до 1 м.

Область применения СВЧ - электроники и микроэлектроники очень широ-
ка. Это передача информации с помощью электромагнитных колебаний, лежа-
щих в области СВЧ. радиолокация и обнаружение быстродвижущихся обьск-
гов. На СВЧ - устройствах удается построить антенны передающих устройств,
имеющих очень маленькие размеры. Важным направлением применения СВЧ -
электроники является космос и дальняя космическая связь, медицина.

В последние годы СВЧ-колебания успешно применяются для нагрева ма-
териалов в технологических процессах и бытовой технике. Это связано с хоро-
шим поглощением диэлектриками энергии СВЧ - колебаний. С помощью СВЧ-
техники можно сушить древесину, фрукты, размораживать и нагревать продук-
ты. Также можно разогревать пластмассовые заготовки перед формовкой.

Цель данного учебного пособия познакомить студентов с устройствами и
элементами микроэлектроники СВЧ на основе микрополосковых линий, полу-
проводниковых, квантовых приборов СВЧ, применением в разработке и проек-
тировании приборов СВЧ современных программных продуктов.

Учебное пособие написано в соответствии с государственным образова-
тельным стандартом и рабочей программой дисциплины «Микроэлектроника
СВЧ». Учебное пособие предназначено для работы над курсами лекций по дис-
циплинам: «Микроэлектроника СВЧ», «Интегральные устройства СВЧ», «Про-
ектирование СВЧ устройств», а также для проведения лабораторных работ,
практических занятий и выполнения расчётно-i рафических заданий по этим
дисциплинам для студентов очной и заочной форм обучения, также может быть
полезно студентам других специальностей, изучающим системы связи и пере-
дачи информации в диапазоне СВЧ.
ГЛАВА 1. ПАССИВНЫЕ МИКРОЭЛЕКТРОННЫЕ
УСТРОЙСТВА СВЧ

1.1. Введение

Широкое внедрение в промышленность СВЧ-микроэлектронных приборов
обусловлено развитием теории электромагнитных явлений в области СВЧ, со-
вершенствованием технологии изготовления планарных интегральных схем, а
также развитием вычислительной техники, методов моделирования и проекти-
рования сложных систем с очень высокой степенью интеграции элементов и
узлов.

Особое значение в процессе интеграции имеют микрополосковые линии
передачи, без которых невозможно интегрировать в единый технологический
процесс различные пассивные и активные элементы СВЧ. Высокое качество
микрополосковых линий передач позволяет создавать устройства микроэлек-
троники с высокой степенью воспроизводимости параметров в условиях массо-
вого производства, что обуславливает внедрение этих устройств в различные
области науки и техники.

Достижения в области микрополосковых СВЧ-устройств невозможны без
успешного развития СВЧ-полу проводниковой электроники, что позволило со-
здать принципиально новые С’ВЧ-приборы: переключающие и лавино-
пролетные диоды, диоды Ганна. СВЧ-полевые транзисторы с затвором Шоттки
и др. На основе микрополосковых линий передачи, концентрированных R, L, С-
элементов и набора СВЧ-полупроводниковых приборов разработаны практиче-
ски все функциональные узлы и приборы, имеющие аналоги в традиционной
«дискретной» радиоэлектронике. Ведутся интенсивные работы по созданию
приборов на СВЧ-интегральных схемах для бортовой радиоэлектроники в
авиации, космонавтике, судостроении. К таким приборам можно отнести при-
емо-передающие модули РЛС, аппаратуру управления и связи, радиотехниче-
ские системы с активными фазированными антенными решетками (АФАР) и
др. Уменьшение числа разъемных соединений между отдельными функцио-
нальными узлами при проектировании СВЧ-микроэлекгронных узлов позволя-
ет существенно снизить массу и габариты аппаратуры, но повысить надеж-
ность. Это общее направление получило название «система в корпусе» (техно-
лог ия SiP). Технология «система в корпусе» представляет собой объединение в
одном модуле нескольких активных и пассивных электронных компонентов,
выполняющих различные функции. Таким образом, одно устройство, собран-
ное с использованием технологии SiP, решает сразу несколько задач, которые
ранее выполняла целая система (рис. 1).

За 40 лет развития микроэлектроники степень интеграции выросла в
10 000 раз, а технологические нормы дост игли 0,35 мкм. Предполагается, что в
ближайшие 10 лет будет достигнут порог технологических норм, равный
0,01 мкм, а это является уже областью наноэлектроники.
Однако, на этом пути существует ряд проблем, одна из которых -
плотность энергии в единице объема активных элементов, поскольку с возрас-
танием степени интеграции в такой же закономерности возрастает объем по-
требляемой энергии. Особенностью разработки и проектирования СВЧ-
микроэлекгронных приборов является сочетание упрощенных методов расчета
на этапе предварительной разработки технического проекта с методами автома-
тизированного проектирования. Эти методы позволяют проводить строгий ана-
лиз работы приборов и оптимизировать их характеристики.

Рис. 1. Система в корпусе, выполненная по технологии SIP

Важнейшую роль здесь играют системы автоматизированного проектиро-
вания (САПР), с помощью которых автоматизируется весь процесс разработки
вплоть до выпуска технической документации.

Это стало возможно с развитием компьютерной техники и программною
обеспечения, позволяющего специалисту произвести расчет с оптимизацией
параметров, разработать топологию проекта, провести электромагнитное моде-
лирование разработанной модели.

Сегодня используются такие программы, как Matlab. AWD и др. Програм-
ма AWD (Microwave Office) является универсальным программным решением
для разработки всех типов радиочастотных и СВЧ-устройств, от сложных СВЧ-
сборок до интегральных СВЧ-микросхем. Высоко ценимая за интуитивно по-
пятный пользовательский интерфейс, уникальная архитектура Microwave Office
способна безупречно интегрировать собственное высокоэффективное и инно-
вационное программное обеспечение со специализированными программами
компаний-партнеров. Это позволит максимально быстро завершить этап разра-
ботки любого высокочастотного изделия. Возможности программного продукта
Micro wave Office:

- интерактивный ввод принципиальных схем и топологических описаний;

- моделирование линейных и нелинейных цепей;

- электро.магнигное моделирование;

- синтез, оптимизация и статистический анализ выхода годных цепей;

- проверка соответствия схемы ее топологическому описанию;

- контроль топологии на соответствие технологическим ограничениям;

- использование многочисленных специализированных библиотек моделей
для продукции ведущих заводов по производству микросхем.
В результате развития технологий раечета и моделирования, системы в
корпусе S)P в ближайшем будущем получать широкое развитие и применение
(рис. 2).

3 Ом и к рос борка

3DIC

TSV
модули
ПЛМЯ1М
*nothka

Рззырхк
аыаодоа

Модули
пжнлти

30SIP (Система а корпусе)

.JOSiP (Система корпусе)

Разеарка
енаодое

Низкая

Средняя

Высокая

Функциональность

Источник: folc Development

Рис. 2. Направления развития технологий S1P

1.2. Микрополосковая линия

Интегральные схемы в настоящее время широко используются в СВЧ-
микроэлектронике. Основой таких схем обычно являются отрезки микрополос-
ковых линий (МПЛ) в виде тонких слоев металла, нанесенных на листы диэлек-
трика (подложки) с диэлектрической проницаемостью 10 и более. На практике
в СВЧ-технике используют диэлектрики с мсныпей диэлектрической проница-
емостью, например, плавленый кварц (е = 3,78). Наиболее распространены
экранированные асимметричные МПЛ (рис. 3).

МПЛ применяются во всем СВЧ-диапазоне. По сравнению с волноводны-
ми линиями они имеют как недостатки, так и преимущества.

Основными недостатками МПЛ являются более высокие линейные потери
и сравнительно низкая передаваемая мощность. Средняя мощность составляет
порядка десятков ватт, импульсная мощность - единицы киловатт. Кроме того,
открытые МПЛ излучают энергию в открытое пространство, что может приво-
дить к нежелательным электромагнитным связям и влиять на здоровье челове-
ка. Преимущества МПЛ по сравнению с волноводными линиями следующие:

- малые габариты и вес;

- низкая стоимость изготовления;

- технологичны и удобны для массового производства с использованием
интегрированных технологий, т. е. на одной подложке размещаются целые уз-
лы и функциональные системы в микрополосковом исполнении (CIP-
технологии) или технологии «система в корпусе?).

Рис. 3. Поперечное сечение экранирований несимметричной МПЛ

До недавнего времени анализ и расчет параметров МПЛ проводились в
квазистатическом приближении, т. е. считалось, что в МПЛ распространяется
только Т-волна. Это позволяло получать удовлетворительные результаты в
длинноволновой части спектра СВЧ. когда длина волны превышает поперечные
размеры линии. С ростом частоты и переходом в сантиметровый диапазон СВЧ,
особенно в миллиметровый диапазон, квазистатический метод дает большую
погрешность. Такой метод не учитывает дисперсию линии (зависимость ее па-
раметров от частоты) и наличие в ней гармоник высшего типа.

Поэтому для строгого анализа и расчета параметров МПЛ в субмиллимет-
ровом диапазоне длин волн необходимо использовать электродинамический
подход и уточненные математические модели, адекватно отражающие физиче-
ские процессы в МПУ.

Микрополосковую линию можно представить в виде совокупности эле-
ментарных (или ключевых) ячеек (рис. 4). Так может выглядеть и любая пла-
нарная езруктура. Па рис. 4 видим, что плоская структура состоит из элемен-
тарных ячеек, на границах которых электромагнитные свойства могут разли-
чаться. Объединение ячеек в реальную плоскую структуру эквивалентно
размещению в плоскости х = 0 электрической или магнитной стенки в зави-
симости от того, какой тип волны используется для электромагнитного мо-
делирования.

Таким образом, накладывая определенные условия на границы элементар-
ной ячейки, можно получать модели различных полосковых структур с опреде-
ленными типами волн.
Рис. 4. Поперечное сечение элементарной ячейки планарной структуры

Будем считать, что полосовой проводник имеет идеальную проводимость,
а его толщина равна нулю. Абсолютные диэлектрические характеристики сред,
между которыми размещен полосовой проводник, равны, соответственно 8а1,
ца1 и £а2- Р-а2 Закон изменения компонент электромагнитных полей от време-
ни I и продольной координаты z предполагается в виде exp [/(cut —/?z)], где
/? - фазовая постоянная собственной частоты МПЛ, подлежащая определению,
со - круговая частота, / - мнимая единица.

Решение задачи сводится к интегрированию уравнения Гельмгольца для
каждой из парциальных областей, входящих в рассматриваемую ячейку

Д7-[/ + k^U = О,

где U = Ez или Hz - продольные составляющие напряженности электрического
или магнитного полей;

Дг — поперечный оператор Лапласа,

k~j = k^ jnj — fl-(J = 1,2,....), kg = — диэлектрическая и магнитная

проницаемости вакуума (го= 8,85-10"12 Ф/м. ц0= 8,85- 10-12Гн/м), t'/fij- отно-
сительные проницаемости сред.

Поля собственных волн должны удовлетворять граничным условиям:
тангенциальной составляющей Ет = 0 на электрических стенках, тангенциаль-
ной составляющей Нт = 0 на магнитных стенках. Следующее условие
непрерывность тангенциальных составляющих электромагнитных полей на
границах раздела сред и условие Мейкснера на краях полоскового проводника.
Ребро полоскового проводника является геометрической сингулярностью и
электромагнитное поле здесь имеет особенность. Особенности учитываются с
помощью специальных базисов, обеспечивающих быструю сходимость резуль-
татов расчета. Эти базисы представляют собой полную систему функций, каж-
дая из которых удовлетворяет:
- условию Мейкснера на конце отрезка проводника, где электромагнитное
поле имеет свою особенност ь:

- гребуемому граничному условию на другом конце, где такая особенность
отсутствует. Условия Мейкснера в точке геометрической сингулярности (точка
О на рис. 5) состоят в том. что каждая функция <рп(х) системы функции {<рп}
при х—*0 должна иметь определенный порядок роста или убывания.

Рис. 5. К условиям Мейкснера на ребре полоскового проводника

Если учитывать только верхнюю границу порядка сингулярности поля,
вблизи ребра условия Мейкснера имеют вид

(р(х) = 0{x<i('') при х -* 0,

(1)

где а0= т0 — 1 для Ех и Нх. а0= т0 для Ez и т0- наименьший положительный
корень характеристическою уравнения. При учете других положительных кор-
ней характеристического уравнения алгоритм решения сходится быстрее.

В нашем случае особенностью является край бесконечно тонкого провод-
ника, лежащий в плоскости раздела сред (0г = вг = 0 на рис. 5). В этом случае
при х = 0 тп = 1/2 + п, где п = 0,1,2 ....

На втором конце отрезка [0,1], в точке х = 1, граничные условия для раз-
ных компонент поля будут разными. Таким образом, в базисе {фп}, используе-
мом для разложения Ez, каждая функция в точке х = 1 должна быть равна ну-
лю. При выборе базиса {<р„} для разложения Ех в точке х = 1 необходимо
обеспечить равенство нулю первых производных функций.

Для улучшения сходимости алгоритма и повышения его устойчивости на
базисы {фп} и {<£>п} накладывается условие согласованности, которое следует из
соотношения между Ez и Ех.

</;„(%) = Adipn(x)/dx.

(2)
Примером таких базисов, обеспечивающих достаточно хорошую сходи-
мость и устойчивость алгоритма, являются полиномы Чебышева первого и вто-
рою рода.

^=7=?^^), 0п(х) =л/1-и2и2п+1(и), (3)

где и — 1 — х, Т2п(и) ~ полиномы первою рода порядка 2п,
IJzn+i ~ полином Чебышева второго рода порядка 2и + 1.

1.3. Дисперсионные характеристики МПЛ.
Распределение полей и токов

Дисперсионные характеристики или зависимости длины волны от пара-
метров МПЛ можно рассчитать с помощью программы расчета критических
условий, дисперсионных характеристик и распределения компонентов поля и
токов в МПЛ. Рассмотрим результаты расчета. На рис. 6 показаны зависимости
критических частот высших четных мод экранированной микрополосковой ли-
нии (ЭМПЛ). Собственные волны МПЛ будем классифицировать по типу волн
двухслойного волновода с добавлением в обозначение волн слова «квази», что
указывает на близость полей соответствующих типов собственных волн МПЛ и
двухслойного волновода. Отличие состоит в том, что поле собственной волны
двухслойного волновода имеет пять компонентов, тогда как в случае МПЛ по-
является шестая компонента, причем ее доля увеличивается с ростом отноше-
ния w/a. Как следует из рис. 6, при w/a —>0 волны экранированного МПЛ
трансформируются в соответствующие типы волн двухслойного волновода, а
при -* 1- в типы волн нижнего (1) или верхнего (2) прямоугольных волново-
дов (см. рис. 3).

Резкое уменьшение критических длин квази- LM-волн вблизи значений
w/a = 1 указывает на концентрацию ноля в зазоре между ребрами проводника
полоса и боковыми стенками. В то же время критические частоты квази-LE
волн практически нс меняются. Наличие нескольких вариантов поля вдоль ко-
ординаты х определяет ступенчатую природу кривых при m Ф 1.

Расчеты показали, что влияние экрана на дисперсионные характеристики
МПЛ при близким местоположении сказывается только на пропускной спо-
собности. При значительном удалении экрана от полосковою проводника
(a/w > 20, y2iy\ > 20) он практически не влияет на характеристики диспер-
сии как основных, так и самых высоких типов волн. Это позволяет моделиро-
вать открытые МПЛ, используя алгоритмы, полученные для экранированных
структур.
Рис. 6. Зависимости критических частот высших четных типов волн ЭМПЛ
от ширины полосковой линии

1.4. Волновое сопротивление МПЛ

Волновое сопротивление является важной характеристикой МПЛ. Есть три
способа определения волнового сопротивления МПЛ:

- через амплитуду напряженности между проводником и экраном под под-
ложкой и передаваемой мощностью

Z„ = и2/(2Р).

(4)

через соотношение амплитуд напряжения и продольного тока на провод-
нике

Zo = U/1,

(5)

- через амплитуду тока и передаваемую мощность

Zo = 2Р//2.

Довольно сложно рассчитать значения токов, напряжений и мощности, и
расчет дает различные значения, поскольку даже основная волна МПЛ - это
гибридное и волновое сопротивление, определяемое формулами (4 6), имеет
различное значение. Па рис. 7 представлены частотные зависимости волнового
сопротивления для квази-Т-волн МПЛ на подложке из поликора с различной
шириной проводника.
При увеличении частоты наблюдается растущее расхождение между кри-
выми, рассчитанными по-разному. В линии с узким проводником (w/h = 0.4)
наблюдаются две области (а/А « 0,12 и а/А ~ 0,88), где совпадают все три
значения волнового сопротивления, а при to -» 0 не только совпадают, но и
стремятся к волновому сопротивлению Т-волны.

Для практических расчетов волнового сопротивления МПЛ (Ом) использу-
ется выражение, полученное в квазистатическом приближении

7 ___________________377/1______________

U ~~ v£w|l + l,735t-0'0724(w//l)-°836] ’

(7)

Т очность определения Zo в соответствии с формулой (7) составляет по-
рядка 1 % для w/h >0 ,4, 4 и 3 % при w/h < 0.4. Это подтверждает вывод о
том, что квазистатическое приближение является лишь частным случаем стро-
гого решения и имеет ограниченную область применения.

Рис. 7. Частотные зависимости волнового сопротивления МПЛ
для квази-Т-волны

Важнейшей характеристикой МПЛ является погонное затухание электро-
мат нитной волны в линии. В обычной МИЛ затухание волны определяется по-
терями в диэлектрике, металлических проводниках и излучением. Таким обра-
зом, постоянная затухания определяется выражением

а = ад + ам + сги.

(8)

В открытой линии потери в диэлектрике могут быть вычислены по при-
ближенной формуле
(9)

Потери на излучение можно определить из выражения

а.

320 ,тг/гч?
—-------I----I

(Ю)

и z0 Ч*

При глубине проникновения электромагнитного поля в металл значитель-
но меньше толщины проводника, потери в металле могут быть определены
приближенно по формуле

«M = BW(Zow). (11)

В формулах (8-11) линейные размеры расчитаны в метрах, tg6 - тангенс
угла диэлектрических потерь, и Zo- поверхностное сопротивление металла и
волновое сопротивление линии, Ом, константы затухания имеют размерность
дБ'м. Если МПЛ экранирована, то потери на излучение незначительны и в
практических расчетах ими пренебрегают. Потери в диэлектрической подложке
современных МПЛ с высококачественными диэлектриками также незначитель-
ны. Наибольший вклад в потери мощности вносят потери в металле. На практи-
ке толщина полоскового проводника t может быть сопоставима с глубиной
проникновения электромагнитного поля в металл, и в этом случае формула (11)
неприменима. Кроме того, формула (11) не учитывает частотную зависимость
потерь в металле, которая на практ ике может быть весьма сильной. В этом слу-
чае необходимо использовать более общие формулы, приведенные в справоч-
никах или в специализированной литературе.

1.5. Щелевая и компланарная линии

Щелевая полосковая линия (ЩПЛ) представляет собой узкую щель в про-
водящем слое, нанесенном на поверхность тонкой диэлекгрической подложки.
Другая поверхность подложки остается свободной от покрытия (рис. 8).

При использовании ЩПЛ энергия излучения должна быть минимальной.
Это достигается использованием подложек с высоким значением г (s > 10),
что приводит к существенному уменьшению длины волны Л в линии.

Потери излучения сводятся к минимуму, а ноле концентрируется вблизи
щели. Использование экрана исключает потери излучения. На рис. 8 показано
распределение поля ЩПЛ. Электрические силовые линии направлены перпен-
дикулярно щели. Это создает возможность удобного и простого подключения
внешних сосредоточенных элементов (резисторов, конденсаторов, диодов
и т. п.) параллельно линии.
В плоскости симметрии линии, проходящей через щель перпендикулярно
подложке, магнитные силовые линии образуют замкнутые контуры с периодом,
равным половине длины волны.

Рис. 8. Общий вид щелевой линии и структура поля низшей волны

При создании объемных интегральных схем и СВЧ-усгройств важной осо-
бенностью СПЛ является то, что она используется совместно с мпкрополоско-
вой линией, нанесенной с другой стороны той же подложки и применяет тот же
зонный метод, что и в полосковой линии (рис. 9).

Расчетная модель представляет собой подложку (область 2) со слоем ме-
таллизации, ограниченную прямоугольным экраном. Наличие электрической
стенки в плоскости х=0 соответствует основному типу волны ЩПЛ.

В настоящее время более широкое применение получили асимметричные
Щ1ТЛ, имеющие лучшие дисперсионные характеристики и меньшие потери. На
рис. 10 показаны дисперсионные характеристики основной волны и трех выс-
ших типов волн асимметричной ЩПЛ. Как видно из графиков, все типы волн
имеют низкочастотный срез. При Л -» 0 дисперсионные характеристики всех
типов волн стремятся к значению х/ё.

Рис. 9. Расчетная модель экранированной ШПЛ (поперечное сечение)
Несимметричные ЩПЛ позволяют реализовать любое волновое сопротив-
ление, проектировать схемы с двухсторонней топологией. По своим дисперси-
онным характеристикам несимметричные ЩПЛ ближе к волноводным линиям.

Рис. 10. Дисперсионные характеристики волн низшего (-) и высших (--)

типов экранированной несимметричной ЩПЛ

Компланарная линия (КЛ) представляет собой трехпроводную полосковую
линию, в которой электромагнитная волна распространяется вдоль щелей меж-
ду полосковыми проводниками, расположенными в одной плоскости. Средний
проводник является токоведущим, а два крайних - «заземленными» (рис. 11).

2а

2Ь

Рис. 11. Компланарная линия

Вся система проводников располагается на однослойной диэлектрической
подложке или на многослойной подложке из разных материалов. КЛ можно
считать разновидностью ЩПЛ. Как и щелевая, компланарная линия не имеет
нижней граничной частоты и использует подложки с высокой диэлектрической
проницаемостью, что обеспечивает существенное снижение длины волны и
концентрации электромагнитного поля вблизи границы раздела диэлектрик-
воздух.

На компланарной линии удобно размещать внешние сосредоточенные
элементы при разработке гибридных интегральных схем. Магнитное ноле на
поверхности подложки эллиптически поляризовано, что позволяет создавать
различные невзаимные устройетва на линии, приложенной к ферритовой под-
ложке.

Заземленные пластины можно соединить металлической перемычкой, ко-
торая выполняет роль экрана (рис. 12).

Рис. 12. Экранированные компланарные линии

В результате концентрации электромагнитного поля вблизи подложки,
экран не вносит искажений при удалении от нее на расстояние не менее 4Ь.

Расчет экранированной компланарной линии производится методом ча-
стичных областей. "Уравнения Гельмгольца решаются в области поперчного се-
чения экранированной компланарной линии. Граничные условия накладывают-
ся на ноля в плоскости поперечного сечения экранированой компланарной ли-
нии. Таким образом получают дисперсионные характеристики линии, спектр
собственных типов волн, коэффициенты затухания.

Результаты расчета коэффициента замедления и волнового сопротивления
компланарной линии приведены на рис. 13.

Расчеты показали, что в компланарной линии существует два основных
типа колебаний (четный и нечезный типы), отличающиеся распределением
электромагнитного поля. В случае колебаний четного типа проводники, край-
ние и центральный, находятся под разными потенциалами. При нечетном типе
колебаний крайние проводники имеют один потенциал, а центральный - дру-
гой. Распределение элекгромагнитного поля показано в этом случае на рис. 12.

Рис. 13. Частотные зависимости коэффициента замедления (а) и волнового
сопротивления (б) компланарной линии: (—) - четный тип, (- -) - нечетный тип
Как видно из рис. 13, колебания четного и нечетного типов имеют разные
коэффициенты замедления и волновые сопротивления. С ростом частоты
наблюдается рост р, а значение Z() меняется мало.

1.6. Связанные линии передачи

Линии передачи называют связанными, если между ними существует
непрерывно распределенная по длине электромагнитная связь. Минимальное
число связанных линий равно двум. Связанные линии имеют общие заземлен-
ные пластины (или экран), вблизи которых параллельно друг другу расположе-
ны внутренние проводники.

Классифицировать связанные линии можно по следующим признакам:

- по типу используемых линий (микрополосковые, щелевые, компланар-
ные и г. д.);

- по волновому сопротивлению;

- по степени связи линий;

- по характеру нагрузки.

В качестве примера на рис. 14 приведено поперечное сечение многопро-
водной связанной экранированной МПЛ.

Рис. 14. Многопроводная связанная экранированная МПЛ
(поперечное сечение)

Контрольные вопросы к главе 1

1. Что такое микрополосковая линия передачи СВЧ?

2. Какие задачи позволяют решать микрополосковые линии передачи?

3. В чем физический смысл волнового сопротивления микрополосковой
линии передачи?

4. Что такое система в корпусе по технологии SIP?

5. Какие преимущества имеют МПЛ по сравнению с другими линиями пе-
редачи СВЧ?
6. Способы определения волнового сопротивления МПЛ.

7. Приведите выражение для определения постоянной затухания МПЛ.

8. Устройство щелевой МПЛ.

9. Устройство компланарной МПЛ.

10. Какие линии передачи СВЧ называют связанными?
ГЛАВА 2. ЭЛЕМЕНТЫ И УЗЛЫ
ИНТЕГРАЛЬНЫХ СХЕМ СВЧ

2.1. Индуктивности, емкости, резне горы,
согласованные Hai рузки

В интеграьных микросхемах СВЧ (СВЧ-ПС) различают элементы с рас-
пределенными и сосредоточенными параметрами. Элементы с сосредоточен-
ными параметрами имеют максимальный размер /, который существенно
меньше длины волны Л в линии передачи (обычно, //Л < 0,1). В этом случае
фазовыми сдвигами по длине элемента можно пренебречь.

При большом объеме производства СВЧ-ПС элементы с сосредоточенны-
ми параметрами дешевле, чем с распределенными. Они имеют большую полосу
пропускания.

Однако, на частотах выше 10 ГГц элементы с сосредоточенными парамет-
рами имеют высокие потери, низкую добротность и паразитные связи. По этой
причине на частотах выше 10 ГГц, как правило, используют элементы с рас-
пределенными параметрами.

Рассмотрим наиболее типичные варианты таких элементов. Последова-
тельная индуктивность (рис. 15, а) может быть реализована в виде отрезка МПЛ
с большим волновым сопротивлением и длиной I, не превышающей Л/8
(рис. 15. б).

Рис. 15. Эквивалентная схема последовательной, распределенной
индуктивности (а) и ее топология (в)

Значение индуктивности можно оценить по формуле

L = 27iZ1l(a>A),

(12)

где Zx - волновое сопротивление узкого отрезка МПЛ,
со - круговая частота.

Недостатки такой схемы - большие габариты, а также трудности, возни-
кающие при необходимости ее подстройки.
Короткозамкнутый на конце шлейф с высоким волновым сопротивлением
приведенный на (рис. 16, б), представляет собой параллельную индуктив-
ность (рис. 16, а).

Рис. 16. Эквивалентная схема параллельной,
распределенной индуктивности (а) и ее топология (в)

Его длина не превышает I < Л/8. Значение индуктивности рассчитывается
по формуле (12). Для постоянного тока параллельная индуктивность обеспечи-
вает замыкание на «землю». При необходимости устранения замыкания на
«землю» используют разомкнутый контур длиной Л/4< I < Л/2.

Малые индуктивности (до единиц наногенри) изготавливают в виде пря-
моугольного проводника (рис. 17, а), контура в виде круга (рис. 17, б) или в ви-
де квадрата (рис. 17, в).

Рис. 17. Варианты топологии малых индуктивностей

В качестве дросселей и контурных индуктивностей используют спираль-
ные индуктивности круглой или прямоугольной формы (рис. 18, а, б). Совре-
менные технологии позволяют получать индуктивности от единиц до сотен
микрогенри. При расчете индуктивностей влиянием экрана можно пренебречь,
если толщина подложки в 10 20 раз больше толщины проводника. Если необ-
ходимо устранить влияние металлизации, слой металла с нижней стороны под-
ложки, непосредственно под индуктивностями, удаляют.

Расчет индуктивностей можно провести с помощью справочных материа-
лов или специальных программ.
Рис. 18. Варианты топологии спиральных индуктивностей
в микрополосковом исполнении

Регулировка индуктивности осуществляется путем пайки перемычек кон-
тактных площадок (рис. 18, в), что эквивалентно изменению количества витков.

Для экономии места многовитковые катушки могут быть выполнены в
многослойном исполнении. Витки индуктивностей располагаются на керамиче-
ских пластинах, которые накладываются друг на друга, при этом производятся
необходимые соединения. В нижней части СВЧ-диапазона часто используют
обычные малогабаритные катушки индуктивности.

Сосредоточенная последовательная емкость (рис. 19, а) может быть обра-
зована разрывом в линии передачи, как показано на (рис. 19, б). Такая емкость
обычно невелика и составляет единицы пикофарад, рассчитать можно по сле-
дующей формуле

— = - ln(ctg — ojZuC),
LVJ IT 4 " 4w u J

(13)

где s, iv -топологические параметры индуктивности (см. рис. 19, б).

Несколько большие емкости (10 20) пФ можно получить на основе гре-
бенчатой структуры (рис. 19. в).

Рис. 19. Эквивалентная схема (а) сосредоточенной, последовательной
емкости и варианты ее реализации (б, в, г)
Преимуществом такой структуры является высокая добротность и высокое
пробивное напряжение. Так. па частоте 2 ГГц была достигнута добротность 667
при емкости 2,9 пФ. Емкостные структуры, представленные на (рис. 19, б, в),
получили широкое распространение благодаря своей простоте и технологично-
сти. Трехслойная структура (рис. 19, г) может обеспечить существенно боль-
шую емкость, и рассчитать ее можно, применив формулу для плоского конден-
сатора:

С = 8,855- 10~W/t,

(14)

где все размеры взяты в миллиметрах.

Параллельная емкость (рис. 20, а) может быть выполнена в виде короткого
отрезка несимметричной полосковой линии длиной I < Л./8 с малым волновым
сопротивлением, как показано на (рис. 20, б), или в виде одиночного витка
(рис. 20, в).

Рис. 20. Параллельная емкость (а)
и варианты ее исполнения (б, в, г)

В общем случае емкость рассчитывается по формуле

С = 2nl/{Zx щЛ).

(15)

При необходимости регулировки емкости используют сетчатую структуру,
отдельные ячейки которой изначально изолированы друг от друга (рис. 20, г).

Недостатком таких структур является низкая удельная емкость. Например,
аналогичный элемент на подложке из поликора толщиной 1 мм и площадью
1 см имеет емкость 8,85 пФ.

Параллельная емкость реализуется также в виде плоского конденсатора
прямоугольной (рис. 21) или иной формы.
Рис. 21. Параллельная емкость
в виде плоского конденсатора

Такие конденсаторы имеют низкую удельную емкость. Так, на подложке
толщиной h = 0,5 мм при 8 -10 удельная емкость составляет 0,1 пФ/мм

Преимуществом такого типа конденсаторов является хорошая доброт-
ность, высокое пробивное напряжение и возможность точной реализации тре-
буемой емкости.

Высокую удельную емкость имеет конденсатор на основе пленочных
структур (рис. 22). Нижняя обкладка такого конденсатора представляет собой
металлизированный слой, нанесенный на подложку. Па него напылена диэлек-
трическая пленка, в качестве которой используют SiO2, SiO, Si3N и др. Сверху
напылена токопроводящая площадка, играющая роль второй обкладки конден-
сатора. Вместе с верхней обкладкой могут быть образованы площадки для дис-
кретной регулировки. Емкость пленочного конденсатора с точностью до 5 %
можно определить, используя формулу для плоского конденсатора (15).

Рис. 22. Конденсатор большой емкости на основе пленочной структуры:
(1- основной конденсатор. 2 - элемент ы дискретной подстройки)
Емкость пленочного конденсатора можно увеличить, уменьшив толщину
пленки, однако до определенного предела. Превышение предела приводит к
технологическим дефектам и снижению пробивного напряжения. Практически
достижимые значения удельной емкости составляют 30- 50 пФ/мм .

На рис. 23 представлена структура МОП-конденсатора, технология изго-
товления которого аналогична технологии изготовления транзисторных и ди-
одных структур.

SiCh Al

Металлизация

Рис. 23. Структура МОП-конденсатора

Роль нижней обкладки выполняет пластина из сильнолегированного крем-
ния (n-t-), на которой выращивается пленка диоксида кремния. Толщину такой
пленки можно уменьшить до 0,3-0,5 мкм, не опасаясь электрического пробоя.
Это позволяет получать высокие значения удельной емкости.

При толщине пленки SiO: 0,4 мкм удельная емкость составляет
100 пФ/мм . Пробивное напряжение при этом составляет 100 В и выше. Алю-
миниевая пленка, нанесенная поверх диэлектрика методом термического напы-
ления, является второй обкладкой конденсатора. Нижняя плоскость конденса-
тора отведена под контактную площадку на подложке.

В качестве навесных элементов в СВЧ-ИС на частотах до 2 ГГц использу-
ются миниатюрные керамические конденсаторы типа К10 42, представляющие
собой параллелепипеды из кремния, торцы которых металлизированы и залу-
жены. Конденсаторы устанавливаются путем пайки на контактные площадки,
как показано на рис. 24.

На частотах до (1,5-2) ГГц применяются конденсаторы типа К10-9,
К10-17, К10-43, имеющие схожую конструкцию.

Резисторы широко применяются в силовых и управляющих цепях, в схе-
мах сумматоров и делителей мощности, резистивных аттенюаторах в качестве
согласованных нагрузок. Применяются два типа резисторов: распределенные и
сосредоточенные.
Пайка

Рис. 24. Общий вид миниатюрного керамического конденсатора:
(1- конденсатор. 2 - выводы.

3 - контактная площадка. 4 - подложка)

Распределенные резисторы изготавливаются на основе МПЛ с высоким за-
туханием волны, которое создается за счет высокою поверхностного сопротив-
ления полоски Rs. Для этого МПЛ изготавливается либо из материала с низкой
проводимостью, либо толщина должна быть существенно меньше глубины
скин-слоя Для уменьшения габаритов такие линии сворачиваются в меандр
или спираль, аналогично катушкам индуктивности, показанным на рис. 18.

Сосредоточенные резисторы представляю! собой участок линии передачи
с высоким поверхностным сопротивлением. Длина I этого участка значительно
меньше длины волны в линии (рис. 25. а).

Перекрытие д' резистивной пленки с линиями питания обеспечивает
надежный устойчивый контакт. При реализации сопротивлений от (25 до 500)
Ом перекрытие составляет (0,7- 0,2) мм.

Номинальное сопротивление резистора определяется выражением

R = Rsl/w, (16)

где Rs- поверхностное сопротивление слоя, Ом/мм ,

I и и7 - длина и ширина резистивною слоя.
Рис. 25. Конструкция пленочного сосредоточенного резистора (а)
и частотная зависимость активной составляющей его сопротивления (б):
(1- резистивная пленка. 2 - полосковый проводник)

Для напыления резистивных слоев используют тантал, нихром и хром.

Структура такого резистора имеет распределенную емкость, которую
можно определить по формуле для плоского конденсатора. Если пренебречь
влиянием распределенной индуктивности, то комплексное сопротивление рези-
стора можно оценить из соотношения

R
1+ja)CR/3

(П)

Частотная зависимость активной составляющей сопротивления представ-
лена на (рис. 25, б). Пленочные резисторы длиной не более 1 мм могут исполь-
зоваться на частотах до 18 ГГц. Увеличение их длины приводит к снижению
верхней частоты рабочего диапазона. Для устранения влияния паразитной шун-
тирующей емкости часть металлизации под резистором с противоположной
стороны подложки удаляется.

Важнейшей характеристикой резистора является допустимая мощность
рассеивания, которая зависит от теплопроводности материала подложки и пло-
щади резистивной пленки.

Для резистора, изготовленного на подложке из поликора толщиной 1 мм,
при температуре подложки 70-80 °C удельная мощность рассеивания составля-
ет (5-10) Вт/см* Во избежание локального перегрева резисторы обычно рас-
считывают на мощность рассеивания около 0.5 Вт. В случае увеличения приме-
няют распределенные резисторы или резисторы в форме сектора или трапеции
(рис. 26).

Рис. 26. Варианты пленочных резисторов повышенной
мощности рассеивания

Между линией питания и короткозамыкагелем включаются резисторы,
выполняющие функцию согласованных СВЧ-нагрузок. Короткое замыкание
осуществляется через металлизированное отверстие в подложке или через ме-
таллизированную торцевую поверхность пленки. Иногда в качестве короткоза-
мыкателя используют разомкнутый контур длиной I = Л./4 (рис. 27).

Рис. 27. Согласованная нагрузка в виде резистора со шлейфом

В заданной полосе частот необходимое качество заземления может быть
обеспечено параллельным соединением нескольких шлейфов разной длины. В
микроэлектронных СВЧ-устройствах применяются также различные малогаба-
ритные подвесные резисторы: ниточные, таблеточные, в форме параллелепипе-
да. Ниточные резисторы имеют малые линейные размеры и достаточно просты
при установке в схему (рис. 28).

Рис. 28. Общий вид ниточного резистора:

1 - резистор, 2 - контактная площадка, 3 - подложка
Они используются на частотах до 3 ГГц. Таблеточные резисторы имеют
форму круглого цилиндра с металлизацией на торцах и устанавливаются в от-
верстия подложки (рис. 29). Резисторы в форме параллелепипеда - это миниа-
тюрные элементы, разработанные специально для устройств МПЛ. Наиболее
распространенные их конструкции показаны на рис. 30. В плоском исполнении
(рис. 30, а) резистивный слой 1 выполнен в одной плоскости с контактными
площадками 2 на общем основании 3. В объемном исполнении (рис. 30. б) ре-
зистор имеет форму параллелепипеда, на двух противоположных i ранях кото-
рого расположены контактные площадки 3, а на третью грань (между ними)
нанесена резистивная пленка 2. Такой резистор устанавливается в отверстие
подложки аналогично установке таблеточного резистора.

Рис. 29. Конструкция таблеточного резистора:

1 - резистор, 2 - площадка, 3 - контактная пластина

Основным материалом таких резисторов являются стекло, алюмооксидная
керамика и кремний. Малые габариты таких резисторов позволяют использо-
вать их на частотах до 18 ГГц. Все рассмотренные резисторы являются мало-
мощными. Мощность их рассеивания обычно не превышает 0,125 Вт. При
больших мощностях рассеивания на частотах до 12—18 ГГц применяют рези-
сторы со специальными устройствами для отвода тепла.

Рис. 30. Общий вид резистора в виде параллепипеда в плоском (а)
и объемном (в) вариантах: 1 - основание, 2 - резистивный слой,
3 - контактная площадка

Контрольные вопросы к главе 2

1. Какие элементы называют распределенными, а какие сосрсдоточен-
ными?
2. Эквивалентная схема и топология распределенной, последовательной
индуктивности.

3. Эквивалентная схема и топология распределенной, параллельной индук-
тивности.

4. Топология спиральных индуктивностей в микрополосковом исполнении.

5. Эквивалентная схема распределенной, последовательной емкости, вари-
анты исполнения.

6. Эквивалентная схема и топология сосредоточенной, последовательной
емкости.

7. Структура МОП-конденсатора.

8. Конструкция пленочного резистора.

9. Пленочные резисторы повышенной мощности.
ГЛАВА 3. РЕЗОНАТОРЫ НА МИКРОПОЛОС КО ВЫХ
И ЩЕЛЕВЫХ ЛИНИЯХ,
ДИЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СТРУКТУРАХ

3.1. Плоскостные резона торы

Резонаторы являются основными элементами колебательных систем и
СВЧ-устройств. По способу реализации резонаторы можно разделить на пла-
нарные и объемные. Планарные резонаторы изготавливаются на основе линий
передачи различных типов: микронолосковых, щелевых и т. д. В настоящее
время задача анализа планарных резонаторов еще до конца не решена, поэтому
для расчета используются различного рода приближенные модели. Один из ме-
тодов заключается в замене трехмерного планарного резонатора моделью Оли-
нера. Модель имеет однородное диэлектрическое заполнение с относительной
диэлектрической проницаемостью £Эфф, а ее размеры являются эффективными
размерами резонатора. Эффективные размеры находятся из условия равенства
полной энергии резонатора и его модели. На рис. 31, а показана топология ре-
зонатора на несимметричном МПЛ. а на рис. 31,6- модель этого резонатора.
При малой толщине подложки (h « и^фф, h « 1Э$ р можно пренебречь измене-
ниями электрического поля вдоль оси у. В такой структуре могут существовать
квази-Ет0п колебания, где индекс in указывает на число полуволн, укладыва-
ющихся по ширине резонатора (вдоль оси х), а индекс п указывает на число по-
луволн по длине резонатора (вдоль оси z). Резонансную длину волны для волны
произвольного типа можно приблизительно определить по формуле:

Я _ез - ___ 4 ' -— , (18)

\] €эфф ^эфф

где £Эфф. /Зфф - эффективные размеры резонатора.

Низшими типами колебаний являются Е001 и Е101.

Структура электромагнитного ноля этих типов колебаний представлена па
рис. 32. Для колебаний Еоо1 эффективная длина резонатора равна:

Лэфф = -^рез/(2^£эфф) ~ 2/2, (19)

где Я - длина волны в линии передачи, на основе которой выполнен резонатор.

В СВЧ интегральных схемах общепринято X/h » 1, поэтому эффективную
длину резонатора можно считать равной его геометрической длине. Резонанс
электромагнитных волн возможен также в резонаторе длиной Я/4. Конструк-
тивно резонатор выполняется короткозамкнутым или разомкнутым на конце.
Анализ работы резонатора удобно проводить с помощью эквивалентной схемы.
Эквивалентная схема прямоугольного резонатора, короткозамкнутого на конце,
при I = Л/4 показана на рис. 33, а, при I = А/2 - на рис. 33, б.

Рис. 31. Резонатор на несимметричной МПЛ (а) и модель Олинера (б)

Eooi

Eioi

Рис. 32. Распределение электромагнитного поля для колебаний Е00л и Е101
в резонаторе, приведенном на рис. 31

Эквивалентная схема прямоугольного резонатора, открытого с конца при
I = А/2 представлена на рис. 33. а. при I = Л/4 на рис. 33. б. Параметры экви-
валентной схемы L и С находят из амплитудно-частотных характеристик.
Рис. 33. Эквивалентная схема прямоугольного короткозамкнутого резонатора:
(а - четвертьволнового, б - полуволнового)

Недостатком прямоугольного резонатора является наличие значительных
потерь на излучение и, как следствие, низкая добротность. Изгибая резонатор в
виде подковы (рис. 34), можно уменьшить потери на излучение и тем самым
увеличить добротность. Однако с уменьшением зазора s увеличиваются потери
в проводнике линии, что необходимо учитывать при выборе конструкции резо-
натора. Добротность подковообразного резонатора с оптимальным значением s
примерно на 55 % выше добротности прямоугольного резонатора, а площадь,
занимаемая подковообразным резонатором, меньше, чем у прямоугольного.
Короткозамкнутые резонаторы имеют большие технические характеристики, но
их изготовление технологически сложнее.

В линии передачи резонаторы могут быть соединены по двухполюсной,
четырехполюсной или петлевой схеме. Выбор схемы соединения зависит от
устройства. Различные схемы подключения показаны на рис. 35. 36, 37.

Рис. 34. Подковообразный резонатор на МПЛ
Рис. 35. Варианты включения резонатора
по схеме двухполюсной линии

Рис. 36. Варианты включения резонатора
по схеме четырехполюсника
Рис. 37. Тоиоло1ия резонатора в виде комбинации шлейфов

На основе прямоугольных резонаторов конструктивно просты в изготовле-
нии составные резонаторы, представляющие собой набор последовательно или
параллельно соединенных резонаторов. Методы расчета добротности таких
структур достаточно сложные. В современных СВЧ-микроэлектронных прибо-
рах применяются и другие типы резонаторов, топологии которых показаны на
рис. 38. При использовании тонкой подложки в круглом резонаторе (рис. 38, а)
возможны колебания типа квази-Ь'тпо. где т,п - число полуволн, укладываю-
щихся соответственно на окружности резонатора и по радиусу. Резонансная ча-
стота круглого резонатора определяется выражением:

~ 2лтэфф^^эфф/ртп > (-0)

где гэфф - эффективный радиус,

£эфф - эффективная диэлектрическая проницаемость двумерной модели резо-
натора.

vmn ~ корень -го порядка производной функции Бесселя m-го порядка.

Низшими модами колебаний в плоской круювой резонансной схруктуре
являются колебания типа F110 и Е2ц> (vn 11 v2i — минимально возможные зна-
чения корней производной функции Бесселя). Структура нолей колебаний низ-
ших мод в этом резонаторе представлена на рнс. 39.

Рис. 38. Варианты топологии резонаторов: (а - круглый, б - эллиптический,
в - круглый кольцевой, г - прямоугольный кольцевой)
Рис. 39. Структура полей колебаний Е110 и Я21н
в круглом резонаторе МПЛ

Расчет эллиптических резонаторов основан на теории эллиптических резо-
наторов. В резонаторах могут существовать два типа колебаний: четные квази-
^тпо, имеющие симметричные компоненты электромагнитного ноля относи-
тельно главной оси эллипса, и нечетные квази-Е^,^, относительно малой оси.
Структура полей в эллиптическом резонаторе для колебаний Е^10 и Ef01 пока-
зана на рис. 40.

Рис. 40. Структура полей низших колебаний в эллиптическом резонаторе

Длины волн резонанса элинтического резонатора можно определить из
выражения:

Л СТТТ^^эффе VЧтп »

(21)

где е = у/а2 — h-/а - экцентриситет эллипса,
Q?rb<. _ корень четной или нечетной функции Матье первого рода m-го по-
рядка.

Резонансную длину волны кольцевых структур в наиболее часто встреча-
ющихся на практике случаях R/w » 1 и A/w » 1 (см. рис. 38 в, г) можно
найти по формуле
Л- П

ср’

(22)

где Пср - средний периметр кольцевого резонатора.

Возможные варианты топологии резонатора на щелевой линии передачи
показаны на рис. 41. Полуволновая щель (рис. 41, а) при слабой внешней связи
имеет действительную длину несколько меньше А/2 (Л - длина волны в щеле-
вой линии передачи). Это объясняется индуктивным характером неоднородно-
сти. возникающей на концах щели. Введение емкостной нагрузки (рис. 41, б)
или изгиб резонатора (рис. 41, в) позволяет уменьшить площадь, занимаемую
резонатором. Закрытые резонансные структуры (рис. 41, г, д) не имеют краевых
неоднородностей, однако в них наблюдается излучение электромагнитных по-
лей на определенных частотах.

Объемные резонаторы применяются в конструкциях СВЧ-устройств. Пря-
моугольный плоский объемный резонатор представляет собой полосковый про-
водник, ограниченный со всех сторон прямоугольным экраном. Он обладает
более высокой добротностью по сравнению с обычным полосковым резонато-
ром. Такой резонатор может иметь большие габариты, что затрудняет его ис-
пользование. Образование объемного плоского резонатора может быть вызвано
неудачным выбором габаритов корпуса интегральной схемы, что крайне неже-
лательно. Тщательная разработка конструкции позволяет предотвратить это яв-
ление.

Рис. 41. Варианты топологии резонатора на щелевой линии передачи

Объемный резонанс в диэлек <рическом резонаторе аналогичен резонансу в
полом волноводном резонаторе. Диэлектрические резонаторы могут иметь раз-
личную форму: прямоугольную, цилиндрическую, дисковую (рис. 42). Однако
наибольшее распространение по технологическим причинам получили цилин-
дрические резонаторы.
Рис. 42. Разновидности объемных диэлектрических резонаторов

Резонаторы обычно изготавливаются из материалов с высокой диэлектри-
ческой проницаемостью. Электромагнитное поле в этом случае концентрирует-
ся внутри резонатора и потери на излучение уменьшаются. При г > 100 nai ру-
жейная добротность резонатора зависит только от диэлектрических потерь

<?н «=

(23)

и может достигать нескольких тысяч. Преимуществом диэлектрических резона-
торов являются их малые габариты. Так, при е = 100 длина волны в резонато-
ре Яг = Х/4Ё = ОДЛ и его размеры на порядок меньше длины волны.

Использование керамики термостабильных марок позволяет создавать ре-
зонаторы с температурным коэффициентом частоты ТЧК не более 10" К .

Контрольные вопросы к главе 3

1. Методы расчета плоскостных резонаторов.

2. Выражение для определения резонансной длины волны плоскостного
резонатора.

3. Эквивалентные схемы прямоугольного короткозамкнутого резонатора.

4. Топология подковообразного резонатора. Его преимущества и недо-
статки.

5. Схемы включения резонаторов в линию передачи СВЧ.

6. Варианты топологии резонаторов на основе МПЛ.

7. Выражение для определния резонансной длины волны резонатора эл-
липтического типа.

8. Варианты топологии резонаторов на микрополосковых щелевых линиях
передачи СВЧ.

9. Конструкция объемных резонаторов.

10. Метод Олинера для расчета плоскостного резонатора.
ГЛАВА 4. УСТРОЙСТВА ВОЗБУЖДЕНИЯ
ЛИНИЙ ПЕРЕДАЧИ, ПЕРЕХОДЫ
И КОРОТКОЗАМЫКАТЕЛИ, ФИЛЬТРЫ

4.1. Коаксиально-полосковые переходы

СВЧ-устройства функционально и конструктивно объединяются в модули
и блоки. Связь между устройствами и элементами блоков, измерение их пара-
метров осуществляется с помощью стандартных коаксиальных или волновод-
ных линий передачи. Соединение МПЛ с коаксиальной линией передачи или
волноводом обеспечивается переходами. В измерительной технике необходимы
хорошее согласование, малые потери, универсальность, быстрое и надежное
соединение. Кроме того, для переходов СВЧ-модулей желательны малые габа-
риты, устойчивость к климатическим и механическим воздействиям, герметич-
ность, простота изютовлсния и низкая стоимость.

СВЧ-переходы можно классифицировать по типам соединяемых линий.
Например, существуют волноводно-полосковые переходы, переходы с микро-
полосковой на щелевую линию и т. д. Чаще всего для соединения модулей ис-
пользуют коаксиальный кабель. Подключение коаксиального тракта к МПЛ
может осуществляться двумя способами: через коаксиально-полосковый пере-
ход - участок перехода, имеющий коаксиальный вход, и полосковый выход с
проводником, либо путем непосредственного соединения жилы кабеля с про-
водником - прямой кабельный ввод. Коаксиально-полосковый переход получил
большее распространение по сравнению с прямым кабельным вводом.

Конструктивно коаксиально-полосковые переходы различаются взаимным
расположением осей коаксиального кабеля и проводника полосковой линии, к
которому он подключен, типом переходного сечения и конструкцией соедине-
ния с полосковой линией. Жила и проводник кабеля могут быть коаксиальными
(осевое, торцевое соединение) и перпендикулярными. Коаксиальный переход
(рис. 43) искажает структуру поля меньше, чем перпендикулярный и, следова-
тельно, имеет более широкую полосу пропускания. Однако если волновое со-
противление и размеры коаксиала и МПЛ сильно различаются, то применяют
перпендикулярные переходы (рис. 44). Согласование в таких переходах осу-
ществляется подбором диаметра соединительного штыря 1, приходящего через
подложку 2, и размеров коаксиальной диэлектрической втулки 3. Иногда для
улучшения согласования диэлектрик вокруг штыря удаляют. Требуемое согла-
сование может быть достигнуто также путем подключения разомкнутого или
короткозамкнутого шлейфа 4 к точке соединения переходного штыря и МПЛ.
Настройка осуществляется изменением длины шлейфа. Длина разомкнутой
петли составляет примерно половину длины волны, а короткозамкнутой - при-
мерно четверть. Возбуждение щелевой линии можно осуществить с помощью
прямого ввода (рис. 45). Жила коаксиального кабеля соединяется с одной ме-
таллической плоскостью щелевой линии, а кабеля - с другой.
Рис. 43. Конструкция соосного коаксиально-полоскового перехода:
(1 - центральный проводник коаксиальной линии,
2 - полосковый проводник, 3 - подложка. 4 - основание)

Рис. 44. Перпендикулярный коаксиально-полосковый переход:
(1 - штырь, 2 - подложка, 3 - диэлектрическая втулка, 4 - шлейф,
5 - центральный проводник коаксиальной линии)

Рис. 45. Коаксиально-щелевой переход:
(1 - центральная жила коаксиальной линии,
2 - металлизация, 3 - подложка)
4.2. Волноводно-полосковые переходы

Переходы волновод-полоска применяются в сантиметровом и миллимет-
ровом диапазонах длин волн. Переходы с коаксиальным возбуждением имеют
минимальные отражения из-за отсутствия изгибов на нуги передачи. Парал-
лельные переходы волновод-полоска с гребенчатым П- или Н-образным волно-
водом имеют широкую полосу пропускания. Переход с П-образным волново-
дом показан на рис. 46.

Рис. 46. Волноводно-полосковый переход:

(1 - прямоугольный волновод; 2 - переход с прямоугольного волновода
на П-образный: 3 - ступенчатая вставка П-образного волновода;

4 - диэлектрический винт; 5 - контактный язычок; 6 - МПЛ)

МПЛ напрямую подключается к выходу гребенчатого перехода, имеющего
соответствующее волновое сопротивление, что обеспечивает минимальную пе-
реориентацию поля. Плавный или ступенчатый гребенчатый переход реализует
выбранный закон согласования в диапазоне рабочих частот: равноволновой
(Чебышевский) или максимально плоский (Ьаттерворговский).

Параллельный переход от волновода к МПЛ может быть выполнен на ос-
нове зонда с шариком на конце (рис. 47). Стенка волновода одновременно явля-
ется заземленным основанием МПЛ. Согласование такого перехода осуществ-
ляется подбором диаметра зонда и отверстия волновода, а также длины корот-
козамкнутых шлейфов, один из которых выполнен на диэлектрической под-
ложке, а другой представляет собой участок волновода с регулируемым корот-
козамыкателем.

Переход между МПЛ, расположенными в двух разных плоскостях, показан
на рис. 48. Полосковые линии нанесены на диэлектрические подложки, соеди-
ненные между собой заземленными плоскостями. Связь между полосковыми
линиями осуществляется с помощью полуволнового резонатора на щелевой ли-
нии, которая реализована на общей заземленной пластине.
Рис. 47. Волноводно-полосковый волновод с зондом:

(1 - металлический волновод; 2 - диэлектрическая подложка;

3 - проводник МПЛ; 4 - короткозамкнутый шлейф;

5 - короткозамы кающий поршень)

Микрополосковые линии 1 и 2 перпендикулярны резонатору 3 и заканчи-
ваются четвертьволновыми разомкнутыми петлями. Возбуждение МПЛ на про-
тивоположной стороне плагы осуществляется компонентой магнитного поля,
направленной вдоль резонатора.

Рис. 48. Переход между МПЛ

Па рис. 49 показан шлейфовый переход от МТЛ к щелевой линии. Линии
расположены под прямым углом, причем МТЛ заканчивается четвертьволно-
вым разомкнутым шлейфом, а щелевая линия - короткозамкнутым. В полосе
частот 30 % такой переход имеет коэффициент стоячей волны по напряжению
(KcvU) не более 1,1.

Соединение двух МТЛ, расположенных в одной плоскости на разных под-
ложках, осуществляется с помощью перемычки из металлической проволоки
или фольги, которая припаивается или приваривается к проводникам линии
(рис. 50).

Влияние неоднородности, образуемой зазором между подложками, ком-
пенсируется увеличением ширины перемычки, что позволяет поддерживать по-
стоянное волновое сопротивление линии.
Рис. 49. Переход от МПЛ к щелевой линии

Рис. 50. Соединение двух МПЛ с помощью перемычки из металла

4.3. Коро I ко замыкатели

Короткозамыкатели СВЧ микроэлектронных приборов применяются для
заземления симметричных и несимметричных МПЛ в конструкциях резонато-
ров, фильтров и т. п. Замыкание МПЛ может осуществляться с помощью вин-
тов (рис. 51), по торцу (рис. 52), через отверстие или зазор (рис. 53).

Рис. 51. Реализация короткого замыкания с помощью винтов:
(1 - подложка. 2 - шайба, 3 - винт)
Рис. 52. Реализация короткого замыкания по торцу подложки:

(1 - металлизация, 2 -проводник МПЛ. 3 - подложка, 4 - скобка)

Рис. 53. Выполнение короткого замыкания через отверстие:
(1 - втулка, 2 - подложка. 3 - металлизация. 4 - проводник)

Заземление несимметричной МПЛ можно осуществить через отверстие в
подложке, либо применяя разомкнутые четвертьволновые шлейфы.

4.4. Филыры

Фильтры СВЧ применяются для частотной селекции сигналов, согласова-
ния сложных нагрузок, в схемах задержки и в качестве замедляющих систем,
являются пассивными элементами и характеризуются зависимостью, вносимого
в тракт линии затухания, от частоты. Полоса частот с малым затуханием назы-
вается полосой пропускания, а полоса частот с большим затуханием - полосой
задерживания. Обычно различаю! следующие типы фильтров: фильтры нижних
частот (ФНЧ), верхних частот (ФВЧ), полосовые (ПФ), полосовые затраждаю-
щие (ЗФ).

Фильтр нижних частот пропускает сигналы ниже заданной частоты среза и
подавляет сигналы на частотах выше частоты среза. Фильтр верхних частот
пропускает сигналы выше заданной частоты среза и подавляет сигналы на ча-
стотах ниже частоты среза. Полосовой фильтр пропускает сигналы в заданной
полосе частот и подавляет сигналы вне заданной полосы частот. Полосовые
(режекторные) фильтры подавляют сигналы в заданной частоте и пропускают
сигналы вне заданной полосы частот. Частотные характеристики рабочего за-
тухания L, обозначения фильтров в СВЧ-трактах показаны на рис. 54.
-J—L_

(03

Рис. 54. Частотные характеристики фильтров СВЧ

Частотная характеристика каждого фильтра имеет переходную область
между полосой пропускания и полосой задерживания, т. е. между полосами ча-
стот са3 ишп. В этой области частот затухание изменяется от минимального до
максимального значения. Обычно эту область стараются свести к минимуму.
Это приводит к усложнению топологии фильтра, увеличению числа его звень-
ев. При проектировании фильтра обычно задаются следующие характеристики:
полоса пропускания, полоса задерживания, средняя частота, затухание в полосе
пропускания, крутизна изменения затухания в переходной области, уровень со-
гласования на входе и выходе, характеристики линии передачи, в которую
включен фильтр, тип линии передачи, фазовые характеристики фильтра.

Наиболее распространенным методом расчета С ВЧ-фильтров является ме-
тод. согласно которому сначала рассчитывается прототип фильтра нижних ча-
стот (ФНЧ). Найти параметры схемы прототипа фильтра при заданной частот-
ной характеристике фильтра - задача параметрического синтеза. Для общности
результатов все параметры прототипа фильтра нормируются. Сопротивления
нагрузки и генератора принимаются равными единице. Наряду с нормировкой
по сопрот ивлению проводится нормировка по частоте, например, частота среза
полосы пропускания принимается равной единице. Таким образом, расчет
СВЧ-фильтра сводится к синтезу схемы прототипа фильтра нижних частот и
замене элементов с сосредоточенными параметрами на их эквиваленты с рас-
пределенными параметрами. Для аппроксимации частотных характеристик за-
тухания фильтров используется ряд специальных функций, удовлетворяющих
условиям физической реализуемости фильтров. На примере ФНЧ рассмотрим
наиболее распространенные максимально плоскую и равновеликую аппрокси-
мации с использованием полиномов Баттерворта и Чебышева. Максимально
плоская характеристика затухания (рис. 55) монотонно возрастает с ростом ча-
стоты:

L = lOlgfl + т/П2"),

(24)

где п - число звеньев фильтра-прототипа,

11 = ш/шп - нормированная частота,

т] = ] Q^i/iO-i - коэффициент пульсации,
шп - частота среза полосы пропускания,
Ln - затухание на частоте шп. Характеристика равнозначного затухания, пред-
ставленная на рис. 56, описывается выражением:

L = 101g[(l + ЧТпг(П)],

(25)

где Тп(О.) - полиномы Чебышева первого рода n-го порядка.

При одинаковом числе звеньев в полосе пропускания фильтр с такой же
характеристикой имеет большую крутизну АЧХ. Следовательно, при одинако-
вой полосе пропускания и крутизне спада указанный фильтр имеет меньшее
число звеньев.

1,дБ‘'

12п Из S2

Рис. 55. Максимально плоская характеристика затухания
филыра-протогипа нижних частот

Рис. 56. Равновеликая характеристика затухания
фильтра-прототипа верхних частот
При этом его фазовая характеристика менее линейна, чем фазовая характе-
ристика фильтра с максимально плоской частотной характеристикой.

Помимо равновеликой и максимально плоской аппроксимации, использу-
ется также аппроксимация полиномами Чебышева второго рода, ульграсфсри-
ческими полиномами (полиномами Гегенбауэра), полиномами Лежандра, Ла-
герра. Эрмита. Возможна аппроксимация эллиптическими функциями, отрез-
ками прямых, потенциальной аналогией и г. д.

Число звеньев фильтра-прототипа п можно найти из требований к частот-
ной характеристике фильтра. Таким образом, для фильтра с максимально плос-
кой частотной характеристикой:

п - 1K,n,/U.; ’ (26)

Для фильтра с равновеликой ЛЧХ:

n > arcchy/(L3-l)/(Ln-l)
— агссЬ(П3/Яп)

4.4.1. Фильтры нижних частот

Фильтры нижних частот рассчитываются параметрическим синтезом на
основе фильтра-прототипа или с помощью специальных программ. Переход от
нормализованного фильтра-прототипа к фильтру нижних частот СВЧ осу-
ществляется путем изменения шкалы частот: £2 = где £2 - нормализован-
ная частота фильтра-прототипа, со - круговая частота. /са=]/а)п - постоянный
действительный коэффициент. После определения необходимого количества
звеньев фильтра и расчета параметров фильтра-прототипа полученные пара-
метры денормализуются в область СВЧ.

Полученные таким образом фильтры можно воспроизвести с использова-
нием короткого участка линии передачи. Если волновое сопротивление участка
линии передачи велико, то можно считать, что оно соответствует последова-
тельной индуктивности Z., определяемой но формуле (12), а если мало, то мож-
но считать, что оно соответствует параллельной емкости С, определяемой по
формуле (15).

Пример практической реализации фильтра нижних частот на МПЛ показан
на (рис. 57, а). Если выбрать длину участков, реализующих параллельные емко-
сти ((/с) и индуктивности (ZL), равной 0,1л, где Л - длина волны в линии на ча-
стоте щ„, то волновое сопротивление открытых участков, аппроксимирующих
емкости ФНЧ, равно ZCl = l,454/?0/igf, а волновое сопротивление участков ли-
нии, аппроксимирующих индуктивности ФИЧ, равно ZLt = /?0<дг/0,727
a)

Рис. 57. Топология ФНЧ на элементах с распределенными параметрами:
(а - на МПЛ. б - на щелевых линиях)

Волновые сопротивления Zo = /?0. Первая паразитная полоса пропускания
такого фильтра расположена на частоте а) = 5щп, так что lL = lc = А/2. Расчет
фильтра нижних частот достаточно прост, но размеры такого фильтра довольно
велики. Меньшие размеры имеют фильтры на квазисосредоточенных элемен-
тах. Простейший трехэлементный фильтр (рис. 58) выполнен по Т-образной
схеме на двух одновитковых индуктивностях (L = 1,9 нГн) и емкости, образо-
ванной встречно-штыревой структурой (С = 1,5 пФ). Такой фильтр имеет ча-
стоту среза 4 ГГц по уровню 3 дБ и размещен на подложке 6x12 мм.

Для увеличения крутизны спада характеристики затухания применяют
конструкцию фильтра (рис. 59), в которой используются индуктивно-
емкостные контуры. Такой фильтр, называемый фильтром Кауэра, имеет эл-
липтическую характеристику затухания. Расчет этого фильтра очень сложен и
имеет большие размеры.

Рис. 58. Топология ФНЧ на элементах
с квазисосредоточенными параметрами

Рис. 59. Фильтр Кауэра
4.4.2. Фильтры верхних частот

Для расчета фильтров верхних частот использую! фильтры-прототипы.
Переход от прототипа к характеристикам ФВЧ (рис. 60) осуществляют с помо-
щью частотного преобразования:

11 = —к2/а).

(28)

где к 2 =щп.

Это преобразование эквивалентно инверсии оси частот (при этом меняют-
ся местами начало и бесконечная точка) с одновременной заменой положитель-
ной оси на отрицательную. Формула (28) ставит в соответствие элементы про-
тотипа фильтра нижних частот (рис. 60, а). Параметры элементов преобразуют-
ся следующим образом: /,£ = (к2С[')~1, = (/с2М)-1- Здесь черточки соответ-

ст вуют параметрам прототипа фильтра.

а)

б)

Рис. 60. Электрическая схема (а) и топология (б) ФВЧ на МПЛ

ФВЧ может быть реализован путем включения параллельных индуктивно-
стей в виде короткозамкнутых участков МПЛ с большим волновым сопротив-
лением (рис. 60, б), имеющих малую длину (не более Х/8) и последовательных
емкостей, образованных зазорами в линии передачи. Индуктивности и емкости
определяются геометрией контуров и зазоров и могут быть рассчитаны ио фор-
мулам (12, 13).

Контрольные вопросы к главе 4

1. Приведите классификацию переходов СВЧ

2. Конструкция соосного коаксиально-полоскового перехода.

3. Конструкция волноводно-полоскового перехода.
4. Назначение, устройство короткозамыкатели СВЧ

5. Классификация фильтров СВЧ. основные характеристики.

6. Методы аппроксимации частотных характеристик фильтров СВЧ.

7. Топология фильтров СВЧ на элементах с распределенными парамет-
рами.

8. Топология фильтров СВЧ на элементах с квазисосредоточенными пара-
метрами.

9. Топология филыра СВЧ Кауэра.

10. Электрическая схема и топология ФВЧ на МПЛ.
ГЛАВА 5. УСТРОЙСТВА С ВЧ

5.1. Направленные ответвители и мосл ы

Направленный ответвитель (НО) - восьмиполюсное устройство, осуществ-
ляющее направленное разветвление электромагнитной энергии. Устройство
имеет первичную (главную) и вторичную (вспомогательную) линии. При воз-
буждении одного из плеч первичной линии часть мощности передается в дру-
гое плечо этой линии, а часть - в одно из плеч вторичной линии. При этом во
второе плечо вторичной линии мощность нс передается, и оно оказывается раз-
вязанным относительно возбужденного плеча первичной линии. Направление
передачи мощности во вторичную линию зависит от направления прохождения
сигнала в первичной. Разделение линий на первичные и вторичные условно и
используется для упрощения описания процессов, происходящих в НО. НО,
поровну делящее мощность между связанными плечами, называется гибрид-
ным соединением (трсхдецибеловым НО). Гибридное соединение, напряжения
в выходных плечах которого имеют постоянный сдвш фаз в рабочей полосе ча-
стот, называется мостовым устройством (мостовым). Виды НО показаны на
рис. 61.

Рис. 61. Разновидности направленных ответвителей
В идеальном случае, НО представляет собой чисто реактивный (не имею-
щий потерь) взаимный восьмиугольник, который может быть описан матрицей
рассеивания S

S12 $13 $14
S = S21 $22 $23 $24
S31 $32 $33 $34
S41 $42 $43 $44

Характеристики НО можно найти через элементы матрицы рассеивания.
Основными характерис гиками НО являются рабочее затухание в первичной
линии, переходное затухание, направленность, развязка, неравномерность де-
ления мощности, фазовые соотношения напряжений в выходных плечах, поло-
са пропускания и согласование НО с питающими линиями. Рассмотрим основ-
ные характеристики с использованием (рис. 61. а). Рабочее затухание (дБ)
определяется отношением мощностей на входе и выходе первичной линии:

С.з = 101g(P,/P3)= 10lg(l/|Sl3|2). (29)

Переходное ослабление определяется отношением мощностей па входе
первичной линии и па связанном с ним выходе вторичной линии:

C12 = 101g(P1/P2>10lg(l/|S12|2). (30)

Развязка зависит от отношения мощностей на входе первичной линии и на
развязанном выходе вторичной линии:

С14 = 101g(P,/P4)= IOIg(l/|S14|2). (31)

Направленность НО:

С24 = 10 lg(P2/P4)= 10 lg (|512|2/|S14|2). (32)

Неравномерность деления - это разность между переходным ослаблением
и затуханием в первичной линии ДС’ = С12 — С]3.

Коэффициент стоячей волны в /-м плече равен:

/fcTU.=(1 + ISul)/(l-|5nl). (33)

Ко эффициент деления по напряжению М = S13/S12, коэффициент деления
по мощности т — |М“| = |513|2/|512|-’.
Фазовые деления по напряжению НО характеризуют абсолютные значения
фаз напряжений в плечах или относительную разность фаз напряжений выход-
ных плеч. Наиболее распространены квадратурные НО (А(р = 90°) и синфазно-
противофазные НО (△</? = 0°) или (△<£> = 180°).

В матрице рассеивания идеального типа НО (рис. 61, а) элементы
5ц, ^22> ^зз» ^44 (условия идеального согласования) и 5]4, S41, 52з» £зг
(условия идеальной развязки) равны нулю.

В реальных устройствах, работающих в полосе частот, эти соотношения не
выполняются, поэтому развязка имеет конечную величину, т. е. некоторая, хотя
и весьма незначительная, часть входной мощности попадает в развязываемое
плечо. На рис. 62 показано графическое изображение НО на электрических це-
пях. Верхняя цифра указывает на затухание перехода, нижняя - на направлен-
ность.

Х20дБ 3

40 дБ t

" I

Рис. 62. Изображение НО на электрических схемах

НО можно классифицировать по различным признакам: по степени связи,
по типу используемых линий передачи и т. д. В зависимости от переходного за-
тухания НО делятся на сильносвязанные (| С121 <10 дБ) и слабосвязанные
(|С12| >Ю дБ). По типу связи различают НО с петлевой связью и с распреде-
ленной электромагнитной связью.

5.2. Кольцевой направленный ответвитель

НО с петлевой связью - это кольцевой НО, топология которого показана
на рис. 63. Кольцо имеет длину 1,52. При возбуждении плеча 1 входной сигнал
разделяется на две части и распространяется ио двум каналам. Сигналы скла-
дываются синфазно (пучность напряжения) в точках В и Г кольца и прог иво-
фазно в точке В (узел напряжения). Если амплитуды этих сигналов равны, то
напряжение в точке В равно нулю и мощность в плечо 4 не передается. Таким
образом, сигнал, поступающий в плечо 1, делится между плечами 2 и 3, кото-
рые соседствуют с плечом 1.
5

Рис. 63. Топология кольцевого НО на МПЛ

Условие идеального согласования в терминах, нормированных относи-
тельно Уо волновых проводимостей (ух= Y\/Y^, у? = Уг/%)* имеет вид:

У1 +У2 = 1-

(34)

С учетом условия (34) матрицу рассеяния кольцевого НО (рис. 63) на
средней частоте рабочего диапазона можно представить в виде:

/О У г 0 \

I yi 0 0 у2 I

I У?. О 0 -уг I

\0 у2 -У! О /

Очевидно, что arg( C2i/C31) = 0. arg( С24/С34) = тг, т. е. кольцевой
НО является синфазно-противофазным. Коэффициент деления мощности
m = |S3il2/|S12l2 =У2/У1-

При выполнении условия (31) волновые проводимости линий равны
У! = д/1/(1 + т), у2 = у/т/(1 + т) или после деномировки

Yt = VoVl/(l + m), Y2 = Уол/т/( 1 + m).

(35)

Для гибридного кольца т. = 1, Уг = . Относительная полоса

пропускания кольцевого НО длиной 3 Х/2 обычно не превышает 20 %. Ограни-
чение полосы частот определяется в основном частотными свойствами отрезка
линии передачи длиной 3 Х/4. На рисунке 64 в качестве примера показана кон-
струкция кольцевого НО. Для уменьшения габаритов отрезки свернуты в ме-
андр.
Значительно более широкий диапазон рабочих частот (порядка октавы)
обеспечивают кольцевые НО длиной X. называемые ответвителями с обращени-
ем фазы. Общий принцип их работы заключается в том. что линия длиной ЗХ/4
заменяется четвертьволновой линией и неподвижным фазовращателем со сдви-
гом фазы ±л. На рисунке 65 показан кольцевой НО, в котором использован
фильтр на связанных четвертьволновых линиях передачи, реализующий обра-
щение фазы. Известны также конструкции, в которых аналогичный участок вы-
полнен в виде комбинации симметричной и асимметричной МИЛ или симмет-
ричной МПЛ и щелевой линии.

Рис. 64. Конструкция кольцевого НО:
(1- переход, 2 - корпус, 3 - МПЛ)

Рис. 65. Кольцевой НО с опрокидыванием фазы
5.3. Делители и сумматоры мощности

Делители и сумматоры мощности широко применяются при разработке
СВЧ-устройств различного назначения. Делители мощности распределяют
мощность, поступающую на вход, между несколькими выходными каналами.
Сумматоры обеспечивают сложение мощностей, поступающих на несколько
входных каналов в общую на1рузку. Делители и сумматоры мощности, как
правило, являются взаимными устройствами, т. е. могут выполнять деление и
суммирование мощности. В зависимости от назначения делители мощности
выполняют равное или неравное деление на два и более канала. К делителям и
сумматорам могут предъявляться самые разнообразные требования, которые
определяются их конкретным применением. Например, делители мощности фа-
зированных антенных решеток должны обеспечивать заданное амплитудно-
фазовое распределение в выходных плечах, что формирует требуемую диа-
грамму направленности решетки. При построении широкополосных транзи-
сторных усилителей мощное! и используются квадратурные делители и сумма-
торы, которые наряду с функциями деления (суммирования) выполняют функ-
ции согласования отдельных каскадов усилителя с генератором и между собой.

Сумматоры мощности нескольких генераторов должны иметь возможность
синхронизировать генераторы таким образом, чтобы обеспечить синфазное
сложение их мощностей в нагрузке. Делители мощности и сумматоры должны
иметь приемлемое согласование в полосе частот и необходимую развязку меж-
ду каналами. Существенными факторами являются также массогабаритные па-
раметры этих устройств, показатели надежности, стоимость и т. д.

Делители мощности могут быть реализованы на основе последовательных
или параллельных схем. Выбор схемного решения производится исходя из тех-
нических требований к устройству с учетом технологических возможностей их
реализации.

Последовательные делители мощности являются одними из самых про-
стых делителей на плавных переходах (рис. 66).

Вход

Рис. 66. Топология делителя мощности на основе гладких переходов
Условие согласования делителя этого типа выглядит следующим образом

Yt = Yi+1 + Yi+2, (36)

где Yf - волновые проводимости соответствующих линий. Распределение мощ-
ности зависит от соотношения волновых проводимостей выходных линий пе-
редачи. В частности, равномерное распределение мощности соответствует:

у2 = Г4 = Гб = у8 = уго (У9 = У10),

Для согласования на входе и выходах этого делителя могут быть включены
преобразующие четвертьволновые секции. Недостатком делителя на плавных
переходах является малое затухание перекрестных помех между каналами.

Простейшей схемой параллельного типа является сумматор мощности,
выполненный в виде многолучевой звезды.

На рис. 67 представлена принципиальная схема сумматора, входное и вы-
ходное плечи которого имеют равные волновые сопротивления Zo. Согласова-
ние осуществляется с помощью четвертьволнового участка линии передачи,
волновое сопротивление которого равно Zt = Z0/\fN, где N - число входных
плеч.

Выход

Рис. 67. Электрическая схема сумматора мощности
в виде многолучевой звезды

Развязка генераторов (дБ) определяется числом входных плеч

С = 101g|(l -ЛГ2)/(2Л/ -1)].

(37)

Во многих случаях развязка (37) оказывается недостаточной, поэтому к
входным плечам сумматора подключаются вентили (рис. 68).
Рис. 68. Схема сумматора с вентилем

Это приводит к увеличению габаритов и веса устройства, но в то же время
вентили защищают генераторы от воздействия отраженных волн при возмож-
ных изменениях выходной нагрузки. На рис. 69 показана электрическая схема и
топология кольцевого делителя мощности.

Рис. 69. Электрическая схема (а) и топология (б) одноступенчатого
кольцевого делителя мощности

Согласование входа и выхода в этих устройствах достигается подбором
волновых сопротивлений четвертьволновых секций МПЛ, которые при равном
делении мощности имеют значение ZA — 2ZU. При возбуждении делителя со
стороны входа 3 точки В и С эквипотенциальны в силу электрической симмет-
рии. Через балластный резистор /?Г) ток нс протекает и мощность в нем не выде-
ляется. Вся мощность генератора делится пополам и передается на нагрузки,
подключенные к выходным плечам 1 и 2. При возбуждении делителя от одного
из выходных плеч, например, от выхода 1, сигнал в точку С поступает ио двум
путям: через четвертьволновые секции (путь В-А-С) и через резистор (путь
В-С). Разность фаз сигналов, прошедших нуги В-А-С и путь В-С, составляет
180°.

Сопротивление балластного резистора Rb = 2Z0 обеспечивает равенство
амплитуд указанных противофазных сигналов. Таким образом, напряжение в
точке С равно нулю, а мощность сигнала, поступающего на выход 1, частично
затухает в балластном резисторе, а частично поступает во входное плечо 3.
На средней частоте рабочего диапазона кольцевой делитель мощности
имеет идеальное согласование и бесконечную развязку выходных плеч. Если
плечи 1 и 2 возбуждаются одновременно противофазными сигналами равной
амплитуды, то в точке А эти сигналы складываются в противофазе и мощность
во входное плечо не передается. Вся мощность затухает в балластном сопро-
тивлении. При возбуждении выходных плеч синфазными сигналами мощность
передается на вход. Кольцевой делитель мощности является своеобращым
фильтром противофазных сигналов.

Развязка выходных плеч кольцевого делителя с равным делением мощно-
сти составляет 20 дБ в полосе частот с коэффициентом перекрытия диапазона
1.44 при Ксти не более 1,2. Вносимое затухание при этом изменяется от 3,01 до
3,08 дБ. В реальных устройствах (из-за влияния технологических отклонений,
неоднородностей и рассогласований) развязка выходных плеч обычно не пре-
вышает 30 дБ. В ряде случаев полоса пропускания кольцевых делителей оказы-
вается недостаточной. Многокаскадные делители имеют более широкий диапа-
зон рабочих частот по сравнению с однокаскадными делителями (рис. 70).

Рис. 70. Электрическая схема двухступенчат ого делителя мощности

Характеристики одно- и двухкаскадных делителей для сравнения показаны
на рис. 71 в зависимости от 1/Л (I —длина линии, Л — длина волны в линии). В
практических устройствах число каскадов обычно не превышает четырех. Рас-
чет таких делителей проводится с использованием справочных данных.

Кольцевые делители могут осуществлять неравномерное деление мощно-
сти (рис. 72). На входе и выходе делителя подключены четвертьволновые пре-
образовательные секции с волновыми сопротивлениями Zlt Z2,... Z5. Если Р} -
мощность на выходе 1, Р2 ~ мощность на выходе 2, то волновые сопротивления
и балластный резистор делителя мощности можно определить, используя ука-
занное отношение выходных мощностей п2 = Рз/Р^.

Z, = Zo Vn/(1 + n2), Z2 = +^j, (38)

Z3 = Z0Vn/(l + n2)/n5, Z4 = Z0VH. (39)

Z3 = Zo/\^, R6 = Z0(l + nz)/n (40)
Рис. 7J. Характеристики одноступенчатого (штрихованные линии)
и двухступенчатого (сплошные линии) делителей мощности:

(1 - развязка (С12) между выходными каналами, 2 - Ксти на входе,
3 - Ксти на выходе)

Вход Zo

1 "кяизд:"'*

. г,

Zo Вых.2

т---------

Рис. 72. Электрическая схема делителя с неравным делением мощности

5.4. Устройства управления фатой и амплитудой сигнала СВ1!

Фаза сигнала в СВЧ-тракте регулируется двух- или четырехполюсными
устройствами с переменными параметрами, которые изменяются под воздей-
ствием электрического или магнитного поля. Такие устройства называются фа-
зовращателями (ФВ). Они широко применяются в СВЧ-технике, например, в
фазированных антенных решетках, радиопередающих и приемных устройствах,
СВЧ-аппаратуре, аппаратуре для физических исследований и контрольно-
измерительной аппаратуре различного назначения. В настоящее время широкое
распространение получили ФВ на полупроводниковых диодных структурах
(р — п, р — i — п,п — i — р — i — п). Это обусловлено их малыми массогаба-
ритными показателями, технологической простотой изготовления.

Работа р — i —диода основана на изменении активной составляющей со-
противления в /-области при положительном смещении, когда через диод про-
текает ток. При отсутствии положительного напряжения смещения сопротив-
ление диода составляет единицы кОм. При положительном смещении (обычно
исы « 1 В) сопротивление падает до единиц Ом и зависит от тока.

Фазовращатели с полупроводниковыми диодами могул быть как проход-
ными (в этом случае их следует рассматривать как четырехполюсники), так и
отражательными (двухполюсники). Отражательные ФВ обычно объединяются с
У-циркуляторами.

Управление амплитудой сигнала в тракте СВЧ производят с помощью вы-
ключателей, (импульсных модуляторов), переключателей (коммутаторов), ат-
тенюаторов. модуляторов, ограничителей.

Все эти устройства имеют одинаковые схемные решения и отличаются
друг от друга управляющим элементом, характеристиками управляющего воз-
действия и т. п.

Эти отличия соответствуют специфическим требованиям к устройствам
каждого конкретного типа. Таким образом, управляемые аттенюаторы могут
использоваться в качестве амплитудных модуляторов в широкой полосе частот.

Одной из основных характеристик устройств управления амплитудой яв-
ляется вносимое затухание L = 1 О^(РИХ/РНЬ1Х). где РнХ — мощность, подводимая
к входу, Рвых — мощность на выходе устройства.

Коммутационные устройства должны пропускать сигнал в состоянии
«включено» со входа на один или несколько выходов с минимальными вноси-
мыми потерями и обеспечивать максимальное затухание между входом и выхо-
дом (выходами) в состоянии «выключено».

Контрольные вопросы к главе 5

1. Какие устройства называются направленными ответвителями СВЧ?

2. Приведите примеры разновидностей НО.

3. Что называют матрицей рассеивания НО?

4. Приведите фомулы для определения основных характеристик НО.

5. Приведите пример графического изображение НО на электрических
схемах.

6. По каким признакам классифицируются НО?

7. Приведите пример топологии кольцевого НО. Обьясните принцип дей-
ствия.

8. Приведите матрицу рассеяния кольцевого НО. Объясните связь между
элементами матрицы и свойствами НО.

9. Обьясните конструкцию кольцевою НО.

10. Приведите пример топологии делителя мощности на основе гладких
элементов.

11. Приведите электрическую схему и топологию кольцевого одноступен-
чатого делителя мощности.

12. Какие устройства называют фазовращателями. Объясните принцип ра-
боты и назначение?
ГЛАВА 6. ФИЗИЧЕСКИЕ ПРОЦЕССЫ
В ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРАХ СВЧ

6.1. Особенное!и полупроводниковых приборов СВЧ

В электронно-вакуумных приборах (ЭВН) СВЧ достигнуты очень хорошие
показатели по выходной мощности, коэффициенту’ усиления и другим характе-
ристикам, что обуславливает их широкое применение. Однако стремление к
миниатюризации, экологичности, надежности, вызвало развитие другого
направления - полупроводниковых приборов СВЧ (ПП СВЧ).

В этих приборах физические процессы, лежащие в основе работы СВЧ-
приборов, происходят нс в вакууме, а в кристаллической решетке твердого
тела.

В полупроводниках концентрация электронов в сотни и тысячи раз мень-
ше, чем в металлах, поэтому СВЧ-электромагнитное поле, по сравнению с ме-
таллами, способно проникать в полупроводники на сравнительно значительные
расстояния от поверхности.

Кроме тою. контакт двух разнородных полупроводниковых материалов
обладает односторонней проводимостью. Эти два обстоятельства лежат в осно-
ве создания СВЧ-полупроводниковых приборов.

В настоящее время создано и широко используется несколько типов СВЧ-
полупроводниковых генераторных и усилительных приборов, транзисторов и
диодов.

При подведении СВЧ напряжения к полупроводниковому кристаллу пара-
зитные емкости и индуктивность играют определенную роль. Размеры кристал-
лов СВЧ невелики, порядка 1 мм и менее. Это обусловлено короткой длиной
волн СВЧ-колебаний. При таких размерах получить значительные емкости
СВЧ-колебаний невозможно.

Для достижения заданных параметров приборов СВЧ решающую роль иг-
рает непрерывный прогресс технологий.

Использование фото и электронной литографии, ионно-плазменной и ра-
диационной обработки полупроводниковых материалов, эпитаксии и других
сложных физико-химических технологических процессов позволяют изготав-
ливагь планарные и мезаконструкции полупроводниковых приборов с субмик-
ронным размером отдельных частиц.

Низкие напряжения питания, высокая надежность, миниатюрность, боль-
шой срок службы позволяют, во многих случаях заменить, ЭВП СВЧ на ПП
СВЧ в аппаратуре малой и средней мощности.

6.2. Физические процессы в СВЧ транзисторах

В области малых и средних мощностей широкое применение находят
СВЧ-транзисторы. По сравнению с низкочастотными СВЧ транзисторы отли-
61
чаются размерами рабочих областей кристалла и паразитными реактивностями
транзисторной структуры и корпуса. Они должны быть значительно меньше.

СВЧ-транзисторы делятся на два класса: полевые и биполярные. Работа
СВЧ-транзистора на высоких частотах затруднена несколькими принципиаль-
ными физическими факторами.

Во-первых, инерционность диффузионного процесса в базе, т. е. времени
пролета носителей заряда через базу, во-вторых, вредное влияние внутренних
реактивностей транзистора, и прежде всего емкости коллекторного перехода.
Кроме того, значительные проблемы возникают при согласовании входного и
выходного сопротивления транзистора с входной цепью и нагрузкой, что при-
водит к значительным тепловым потерям и потере мощности.

Устранение указанных недостатков идет двумя способами. Первый способ -
это уменьшение размеров кристалла, но это приводит к уменьшению мощности
прибора. Второй способ - уменьшение времени пролета электронов через базу и
снижение инерционности прибора Для этого используют арсенид галлия, обла-
дающий высокой подвижностью носителей заряда. Уменьшение влияния реак-
тивностей достигается также путем монтажа кристалла напрямую в СВЧ линии.

Важнейшим направлением в совершенствовании СВЧ транзисторов явля-
ется переход в область субмикронных размеров рабочих элементов прибора,
что позволяет уменьшить толщину базы и, соответственно, время пролета элек-
тронов через базу и пассивные области базы и коллектора (емкости перехода).

Это достигается применением новейших технологических приемов,
например, метода самосовмещения. Такой метод предполагает одновременное
исполнение наиболее критичных для геометрических размеров транзистора
технологических операций.

Также перспективным методом производства субмикронных размеров
эмиттерных и базовых полосок в СВЧ транзисторах является лито1рафия. На
рис. 73 приведена структура и геометрические размеры кремниевого биполяр-
ного транзистора с выходной мощностью 10 Вт на частоте 1 ГГц с характерны-
ми субмикронными размерами областей.

Основные тенденции в развитии СВЧ транзисторов - это снижение шумов
маломощных транзисторов и увеличение выходной мощности мощных транзи-
гров.

Как для биполярных, так и для нолевых маломощных транзисторов глав-
ным фактором снижения уровня шумов является применение технологических
приемов, которые позволяют уменьшить тепловой шум и дробовой эффект при
одновременном увеличении коэффициента усиления.

Биполярные транзисторы имеют следующие параметры: коэффициент
усиления Ку = 9,5 дБ; коэффициент шума Кт = (1,3-3) дБ на частоте / = 1 ГГц
и К, = 9,5 дБ; коэффициент шума Кш = 2 дБ на частоте f = (6- 7)1 ГГц.

Полевые транзиторы имеют следующие параметры: Ку = 11 дБ; коэффи-
циент шума К1Ц = 1,6 дБ на частоте f = 6 ГГц. Основные области применения
этих приборов - эго усилители в системах радиолокации, спутниковой связи,
радиорелейных линиях.
Развитие мощных СВЧ транзисторов характерно применением кристаллов
с многоячеистыми структурами, содержащими от 20 до 60 изолированных ба-
зовых областей. Такая конструкция обеспечивает лучший теплоотвод от каж-
дой области.

SiO2<

° о о
ООО
О О о °

Рис. 73. Структура биполярного СВЧ транзистора

Типовые параметры мощных СВЧ транзисторов: биполярные - на частоте
f — 1 ГГц мощность fjibix= 40 В т, РИМ11 = 300 Вт. На частоте / = 4 ГГц мощ-
ность Риых = 5 Вт, на частоте / = 10 Г1 ц мощность Рвых = 1 Вт.

Полевые транзисторы - на частоте f = (4- 8) ГГц мощность Рвых= (1,9-
3) Вт. Получение мощности 5 Вт на частоте свыше 4 ГГц для полевых транзи-
сторов является ближайшей перспективой.

Мощные СВЧ транзисторы применяются в системах релейной связи, по-
движных средствах наземной связи, в радиолокаторах с фазированными антен-
ными решетками, авиационном радиооборудовании и других областях техники
СВЧ.

6.3. Физические процессы
в лавинно-пролетных диодах

При обратном включении полупроводниковых диодов могут создаваться
условия для лавинообразного пробоя в р-п-персходе (участок А -А ) на вольт-
амперной характеристике (рис. 74). Лавинообразный пробой характеризуется
резким увеличением количества носителей заряда в области перехода в резуль-
тате ударной ионизации нейтральных атомов кристаллической решетки полу-
проводника.

Рис. 74. Вольт-амперная характеристика полупроводникового диода

Это явление использовано для создания СВЧ прибора - лавино-пролетного
диода (ЛПД). ЛПД - полупроводниковый прибор, работа которою основана на
явлении лавинообразного пробоя в р-п-переходе и взаимодействие носителей
заряда с полем СВЧ в течение их пролета в переходе.

Для использования ЛПД в качестве усилителя или генератора неоходимо
выполнение ряда условий:

- диод должен быть включен в структуру СВЧ резонатора;

- внутренние размеры диода и его структура должны удовлетворять усло-
виям лавинообразного пробоя;

- должна быть инерционность движения носителей заряда в р- -п-
переходе.

Инерционность движения электронов позволяет получить необходимый
сдвиг фаз между током и напряжением в переходе, который будет способство-
вать условиям передачи энергии от электронов к электромагнитному полю. Это
условие принято называть отрицательным динамическим (дифференциальным)
сопротивлением.

ЛДП с учетом этих условий можно назвал ь полупроводниковым прибором
с отрицательным динамическим сопротивлением в режиме лавинного пробоя.

В простейшем случае структура ЛПД представляет собой р-п переход,
выполненный на основе слаболегированного германия, кремния или арсенида
галлия. Для улучшения частотных и других свойств ЛПД применяются более
сложные структуры: р - i -п, р+-п - i- п+,п+ - р - i - р+. Такие структуры
призваны увеличивать ширину р-п-перехода и время пролета носителей заряда
через переход. Кроме того, сильнолегированные области и п+ обеспечивают
необходимое распределение электрического поля, которое определяется зако-
ном распределения примесей в кристалле.

Изготовление таких структур - это задача современной технологии полу-
проводникового производства, в частности, планарной технологии, эпитаксии,
ионного легирования, мезатехнологии.
На рис. 75 приведены три структуры ЛИД, имеющие наибольшее распро-
странение.

в)

р 1 П 1 Z
r I II

Р J "

а) б)

Рис. 75. Структура ЛИД (а - обычный р- п-переход,
б - структура р+ - п - i - п+. в - планарная)

Конструктивно ЛИД выполняют в грех различных вариантах, позволяю-
щих соединять их с различными колебательными системами СВЧ. Важным до-
стоинством ЛИД планарной конструкции является возможность непосред-
ственного монтажа кристалла в схему в микрополосковом исполнении
(рис. 76).

СВЧ

Вход

Рис. 76. Детекторная секция
в полосковом исполнении (1 - СВЧ диод,
2 - перемычка, 3 - металлизированная полоса,
4 - площадка, 5 - провод)

Принцип работы и схема включения ЛИД поясняется рисунком 77. Диод
помещается в СВЧ резонатор и на него подается постоянное отрицательное
напряжение, соответствующее лавинообразному пробою (десятки вольт). Ши-
рина р-п-перехода зависит от удельного сопротивления исходного полупро-
водника. Поскольку ЛПД изготавливают на основе слаболегированных полу-
проводников, то он имеет высокоомную базу и ширина р -п-псрехода достаточ-
но велика, больше длины свободного пробега электрона.
Рис. 77. Схема включения ЛПД в объемный резонатор (а)

и конструкция ЛПД (б): (1 - объемный резонатор; 2 - ЛПД;

3 - вывод энергии; 4 - дроссель; 5 - поршень для перестройки;

6 - ввод постоянного напряжения; 7 - теплоотводящее основание;

8 - кристалл; 9 - керамический корпус; 10 - пружинящий контакт; 11 - вывод)

Следовательно, в области перехода электроны будут испытывать столкно-
вения с нейтральными атомами кристаллической решетки. С другой стороны,
обратное постоянное напряжение будет приложено к узкой, обедненной основ-
ными носителями срединной области перехода 5, поэтому напряженность элек-
трического поля в этой области будет максимальна (рис. 78). Все это создает
благоприятные условия для развития электронно-дырочной лавины.

Рис. 78. Распределение электрического поля в симметричном р- п-переходе
Генерация СВЧ-колебаний происходит следующим образом: электриче-
ское поле в узкой области перехода 6 сообщает электронам энергию, достаточ-
ную для ионизации атомов кристаллической решетки полупроводника, и в сре-
динной области р n-перехода происходит лавинообразное умножение элек-
гронно-дырочных пар. Слой д называют слоем умножения.

Вновь образованные электроны под действием электрического ноля дрей-
фуют через запирающий слой в р и п области. Скорость дрейфа электронов в
электрическом поле равна

идр=рЕ, (41)

где рдр - скорость дрейфа,

Е - напряженность электрического поля,
р - подвижность электронов.

При напряженности электрического поля Е > 105 В/см, характерной для
лавинного пробоя, скорость дрейфа электронов насыщается и остается посто-
янной (vHac ~ 10 м/с).

Это вызывает замедление роста тока в диоде, пропорционального скорости
носителей заряда. Отсюда следует, что насыщение дрейфовой скорости, инер-
ционность лавинного процесса обуславливают запаздывание тока в диоде отно-
сительно приложенного СВЧ напряжения т. с. появляется сдвиг фаз между то-
ком и напряжением.

Подбирая ширину перехода р п (слоя дрейфа носителей), значение посто-
янного напряжения можно достигнуть сдвиг фаз между напряжением и током,
равном тг. что соответствует отрицательному сопротивлению и оптимальному
условию генерации

«д = (42)

Анализ показывает, что частота колебаний в режиме самовозбуждения за-
висит от приложенного напряжения и ширины р п-псрехода и может меняться
в пределах сдвига фаз от л/2 до Зя/2. Можно провести аналогию между рабо-
той ЛПД и ЭВП СВЧ, например, клистроном.

В отрицательный полупериод СВЧ - напряжения (рис. 79) в р- п-переходе
происходит его сложение с постоянным отрицательным напряжением, напря-
женность электрического поля достигает критического значения (около
105В/см) и возникает лавинообразное нарастание электронно-дырочных пар,
образующих в слое умножения 6 своеобразный сгусток носителей заряда.

Установлено, что концентрация носителей в сгустке достигает максимума
в конце отрицательного полупериода, запаздывая на четверть периода относи-
тельно максимума СВЧ напряжения. Двигаясь далее в слое дрейфа, сгусток
электронов попадает в положительный полупериод СВЧ волны, который явля-
ется тормозящим.

Рис. 79. Основные закономерности, поясняющие работу ЛПД:
(а - напряжение, действующее на диоде; б - пространственно-временная
диаграмма; в - импульсы лавинного тока; г - первая гармоника
наведенного тока)

В результате торможения электроны сгустка отдают энергию СВЧ полю,
что вызывает в резонаторе всплеск СВЧ тока. В последующих периодах про-
цесс повторяется.

Наиболее эффективно передача энергии будет происходить, если время
пролета т11р слоя дрейфа д' не превышает половину СВЧ колебаний или угол
пролета tfH|1 < тс. В этом случае сгусток носителей заряда все время будет
находиться в тормозящей фазе СВЧ поля.

Диапазон рабочих частот ЛПД определяется шириной слоя дрейфа и дрей-
фовой скоростью, в данном случае постоянной величиной, равной скорости
насыщения vHac « 107 м/с, а также величины постоянного напряжения, от ко-
торого зависит время формирования сгустка носителей заряда.

Поскольку в ЛПД рабочим является отрицательное напряжение, то отри-
цательный полупериод СВЧ рассматривают как ускоряющий. Положительный
период является тормозящим и соответсвует отбору энергии у носителей заря-
да. По этой причине всплески лавинного тока 1лав и дрейфового тока i lp имеют
на рис. 79 отрицательную полярность.

Пространственно-временная диаграмма (рис. 79, 6) иллюстрирует процесс
движения сгустка от слоя умножения через слой дрейфа в тормозящий полупе-
риод СВЧ. Здесь же показан iрафик первой гармоники наведенного тока ц
(рис. 79. г).

Как указывалось выше, меняя закон распределения концентрации приме-
сей в сложных структурах (р -1 - п, р+ - n - i - n+,n+ - р - i - р+), можно из-
менять частотные и другие свойства диода. Можно определить условия опти-
мальной передачи энергии СВЧ полю (911Г = т или тпр = Т/2. Можно также
оценить соответствующую этому условию рабочую частоту ЛПД.

Пусть протяженность пространства дрейфа равна /, слой умножения будем
считать бесконечно тонким, тогда

1 1 __ ^нас

Т ~ 2т,ф - 21 ’

(43)

где vHac ~ ю7м/с.

Зак, при I = 10 мкм получены частоты f = 5 ГГц. Эта частота называется
пролетной и режим работы диода также называют пролетным.

В зависимости от структуры ЛПД преобразование энергии в диоде может
осуществляться носителями одного знака, либо электронами и дырками, обра-
зуемыми в слое умножения. В этом случае диод называется двухпролетным.
Его основное преимущество - увеличение выходной энергии почти в два раза
по сравнению с однопролетным диодом.

Пролетный режим работы СВЧ диода является основным. На частотах бо-
лее низких, чем пролетная частота, применяется режим работы диода с захва-
ченной плазмой. Сущность режима работы с захваченной плазмой следующая.

Если ЛПД работает при большой плотности тока, то концентрация носите-
лей в сгустке электронов может приближаться к плазме, что снизит сопротив-
ление пространства дрейфа и напряженность электрического ноля в ней. Вслед-
ствие уменьшения напряженности электрического поля сгустки носителей за-
ряда будут двигаться медленнее и существовать дольше. Рабочая частота
уменьшится, а КПД и выходная мощность по сравнению с однопролетным и
двухпролетным режимом увеличится.

Недостатком режима работы с захваченной плазмой является усложнение
схемы включения ЛПД в СВЧ устройство.

Анализ физических процессов в ЛПД удобнее проводить с помощью экви-
валентной схемы (рис. 80). Слой умножения можно характеризовать некоторой
эквивалент ной емкостью Сл. Запаздывание импульсов тока относительно
напряжения можно описать наличием индуктивности слоя умножения Ьл (ее
называют лавинной индуктивностью). Сл и Ьл образуют колебательный контур
слоя умножения. Сопротивления 7?др и Хдр представляют, соответственно, ак-
тивное и реактивное сопротивление р-п-перехода (слой дрейфа), rs —
сопротивление перехода. Свых и ЛЬЬ1Х - реактивности выводов диода.
Рис. 80. Эквивалентная схема ЛПД

Полное сопротивление ЛПД представляет сумму активной и реактивной
составляющих Z — R + jX. Исследуя зависимость полного сопротивления от
частоты, находят условия, при которых активное сопротивление будет отрица-
тельным, что соответствует условию генерации диода. При конструировании
диода стремятся уменьшить сопротивление активных потерь по объему и по-
верхности кристалла.

Основными параметрами ЛПД являются: рабочая частота и ее диапазон,
выходная мощность, рабочее напряжение, КПД, коэффициент шума. Рабочая
частота определяется геометрическими размерами р - п перехода и рабочим
напряжением. Выходная мощность ЛПД составляет несколько сотен милли-
ватт. Диапазон перестройки по частоте достаточно широк и зависит от угла
пролета сгустков носителей заряда, соответствующих отрицательному сопро-
тивлению.

Перестройка по частоте осуществляется либо механической перестройкой
объемного резонатора, либо с помощью ферритовых элементов, помешенных в
СВЧ резонатор. Этим достигается диапазон перестройки порядка 10 %. Суще-
ствуют другие методы перестройки, например, электронный, путем изменения
постоянного тока ЛПД.

Выходная мощность ЛПД ограничена возможностью теплоотвода от кри-
сталла, а также отрицательным влиянием объемного заряда в пространстве
дрейфа при больших плотностях тока. Тем не менее, в ЛПД на частоте 100 ГГц
в непрерывном режиме достигается выходная мощность более 150 мВт, на ча-
стоте около 1 ГГц выходная мощность достигается около 10 Вт.

Коэффициент полезного действия КПД во многом зависит от структуры
диода, технологии его изготовления и достигает (30-50) %.
Характерной особенностью ЛПД является высокий уровень шума, дости-
гающий 40 дБ. Шум обусловлен флуктуациями значений и направлений скоро-
стей электронов в слое умножения в момент начала лавины. Коэффициент шу-
ма также зависит от типа полупроводников, наименьший коэффициент шума у
ЛПД на основе арсенида галлия. Высокий уровень шума ограничивает приме-
нение ЛПД в качестве усилителей. В то же время на основе ЛПД созданы эф-
фективные генераторы шума в СВЧ диапазоне. Другая область применения
ЛПД - это СВЧ гетеродины, а также генераторы передающих устройств СВЧ.

6.4. Физические процессы в диодах Ганна

Диод Ганна - полупроводниковый прибор без р-п-перехода. имеющий ди-
намическое отрицательное сопротивление из-за объемного эффекта Ганна в од-
нородном полупроводнике. Наличие отрицательного сопротивления определяет
способность диода Ганна, подключенного к СВЧ-резонатору, генерировать
гармонические колебания СВЧ.

Диод Ганна представляет собой пластину полупроводникового материала
длиной (10-2 — 10-3) см с омическими контактами на двух противоположных
плоскостях. Контактные области по аналогии с другими электронными прибо-
рами называют анод и катод.

Для изготовления диодов Ганна применяют такие полупроводниковые ма-
териалы, для которых характерно наличие двух подзон (долин) в зоне проводи-
мости, причем подвижность электронов в нижней подзоне выше, чем в верхней.
Это свойство полупроводников обуславливает появление эффекта Ганна. К та-
ким материалам относятся интерметаллические соединения GaAs, InSb. InSe,
liiAs, InP.

Диоды Ганна изготавливают как из монокристаллов, так и на основе эпи-
таксиальных пленок с использованием планарной технологии. Наиболее широ-
ко известны в настоящее время арсенид галлия Ga As (рис. 81).

Катод

п-GaAs

Анод
а)

Рис. 81. Структура диода Ганна (а - монокристаллический диод,
б - мезадиод на основе эпитаксиальной пленки)

б)
Объемный эффект в диоде Ганна обусловлен физическими свойствами ис-
ходною материала, имеющего две подзоны в зоне проводимости с различной
подвижностью носителей заряда. Это позволяет при определенной напряжен-
ности электрического поля получить отрицательную динамическую (диффе-
ренциальную) подвижность носителей заряда, а следовательно, отрицательную
проводимость и отрицательное сопротивление диода, т. е. обеспечить условие
генерации колебаний.

На рис. 82 показана структура энергетических зон и зависимости скорости
дрейфа носителей заряда от напряженности электрического поля Е для арсени-
да галлия. Энергетический зазор между верхним уровнем нижней зоны и ниж-
ним уровнем верхней зоны для арсенида галлия составляет = 0,36 эВ.

Подвижность носителей заряда в верхней зоне д2 для GaAs примерно в
50 раз меньше, чем в нижней зоне. При комнатной температуре и в отсутствие
внешнего элекгрического поля электроны находятся в нижней зоне. Если к об-
разцу GaAs приложить небольшую разность потенциалов, то в образце возник-
нет электрическое поле (участок 1-2 на рис. 82, б), ускоряющее электроны.
Электроны, находящиеся в нижней подзоне, приобретут скорость гД]) = F, в
образце появится ток плотностью j = епрдр = епц^Е. При увеличении Е кине-
тическая энергия электронов вотрастает, и если напряженность элекгрического
поля достигнет критического значения Екр (для арсенида галлия около
3 • 10 : В/см, то электроны приобретают энергию Wr = 0,36 эВ и переходят в
верхнюю подзону.

Рис. 82. Энергетические зоны GaAs (а) и зависимость скорости дрейфа
от напряженности электрического поля (б)
Этот переход приведет к уменьшению екорости дрейфа рдр = р2Е и прово-
димости а = етщ2 (п — концентрация электронов проводимости в верхней под-
зоне).

Таким образом, участок 2-3 на рис. 82 (б) соответствует отрицательной
проводимости. При дальнейшем увеличении электрического поля скорость
дрейфа незначительно увеличивается (участок 3-4 на рис. 82 (б), оставаясь рав-
ной примерно 10 см/м. Достигается насыщение скорости дрейфа.

'Гак как напряженность электрического ноля пропорциональна напряже-
нию, а ток в образце пропорционален дрейфовой скорости электронов, то кри-
вую на рис. 82 (б) можно рассматривать как вольт-амперную характеристику
образца GaAs, имеющую падающий участок, на котором дифференциальное
сопротивление образца отрицательно.

В действительности дело обстоит иначе. В статическом режиме такая ха-
рактеристика не наблюдается. Исследования показали, что критическая напря-
женность электрическою поля Екр достигается лишь в узкой области, которая
называется областью объемной электрической неустойчивости. Именно эта об-
ласть характеризуется отрицательной проводимостью. Объемная электрическая
неустойчивость в полупроводнике лежит в основе эффекта Ганна. Будучи
включенным в объемный резонатор, диод Ганна возбуждает СВЧ-
электромагнитныс колебания Рассмотрим физическую суть СВЧ-колебаний в
диоде Ганна. Приложим между анодом и катодом разность потенциалов (5-25)
В. В зависимости от длины кристалла в полупроводнике всегда имеется неод-
нородность распределения концентрации примесей, поэтому предполагаем су-
ществование узкой области с пониженной концентрацией доноров вблизи като-
да. Сопротивление этой области выше, чем в других, и, соответственно, выше
напряженность электрического поля.

Если напряженность электрического поля превысит Е, р, то начнется меж-
долинный переход из нижней подзоны в верхнюю. Скорость дрейфа электронов
в верхней подзоне уменьшится, электроны будут отставать от электронов, все
еще находящихся в нижней подзоне и в узкой зоне образуется двойной элек-
трический слой, называемый электрическим доменом (рис. 83). В левой части
скапливаются медленные электроны, а в правой - не компенсированные ушед-
шими электронами положительные примесные ионы.

Образование двойного электрическою слоя увеличивает разность потен-
циалов и напряженность электрического поля доменной области. Это способ-
ствует переходу новых электронов в верхнюю подзону, т. е. увеличению заряда
домена и напряженности электрического поля в нем.

Происходит лавинообразный рост заряда домена и напряженности элек-
трического поля в нем, а это, в свою очередь, приводит к увеличению скорости
электронов в домене и скорости перемещения самого домена. Так как напряже-
ние на образце постоянно, то увеличение напряженности электрического поля
внутри домена приводит к уменьшению разности потенциалов и напряженно-
сти электрического поля вне домена. Скорость электронов вне домена умень-
шается. Через некоторое время скорости электронов выравниваются и наступа-
ет динамическое равновесие между движением электронов в домене и вне его.
Формирование домена заканчивается и. достигнув анода, он исчезает, но на ка-
тоде рождается новый домен и все повторяется сначала.

При образовании домена анодный ток уменьшается, а при исчезновении
домена увеличивается, т. е. возникают пульсации тока. В образце может суще-
ст вовать только один домен, так как в образце происходит перераспределение
электрического поля и новый домен образуется только после исчезновения пер-
вого. Если длина образца L = 10"3см, скорость дрейфа близка к скорости
насыщения, т. е. гдр = 10" ем/с, то время дрейфа составит Т - Ь/цдр = 1О-10 с,
а частота следования доменов f = - = 10 ГГц.

Такой режим работы диода Ганна называется транзитным. Этот режим ха-
рактеризуется тем, что подключенный к диоду СВЧ-резонатор имеет низкую
добротность, а амплитуда СВЧ-напряжения мала по сравнению с постоянным
напряжением, приложенным к кристаллу. В этом режиме СВЧ-напряжение
практически не оказывает влияния на процессы образования и движения доме-
нов. Частота генерируемых колебаний, как мы видим, определяется длиной об-
разца и скоростью дрейфа. КПД в транзитном режиме работы диода Ганна не
превышает нескольких процентов. Возможны и дру1ие режимы работы диода
Ганна в зависимости от требований к мощности С ВЧ-излучения.

Рис. 83. Распределение поля и концентрации носителей
заряда но образцу
Один из таких режимов - это режим с задержкой образования домена. В
таком режиме диод Ганна работает с высокодобротным резонатором и ампли-
тудой СВЧ-излучения большей, чем постоянное напряжение.

В этом случае перемещение и формирование электрического домена зави-
сит от СВЧ-колебаний. Этот режим характеризуется повышенным значением
КПД по сравнению с транзитным режимом работы.

Рассмотренные режимы работы диода Ганна применимы для частот по-
рядка нескольких гигагерц. На частотах выше 10 ГГц диоды Ганна работают в
режиме ограниченною накопления пространственного заряда (ОИОЗ). В этом
случае диод помещается в высокодобротный резонатор. В период СВЧ-
колебаний, когда постоянное напряжение и переменное напряжение элекгриче-
ского ноля имеют максимальную напряженность, происходит формирование
электрического домена.

Благ одаря высокой добротности резонатора, уже в следуюгцем полуперио-
де происходит эффективная передача энергии домена СВЧ-полю. В резонаторе
индуцируется большое высокочастотное напряжение, что приводит к ограниче-
нию роста домена и его гашению еще до того, как он достигнет анода.

Начало формирования нового домена происходит, когда сумма СВЧ-
напряжения и напряжения источника снова достигает критического значения.

Это эквивалентно уменьшению длины образца L, т. е. достигается более
высокая частота СВЧ-колебаний.

В режиме ОНОЗ достигнута рекордная частота 160 ГГц. КПД на частоте
20 ГГц достигает 25 %, но с ростом частоты КПД падает.

На диодах Ганна в импульсном режиме получены мощности до 10 кВт в
нижней части СВЧ-диапазона и (10-15) Вт на частотах (30-60) ГГц.

В непрерывном режиме мощность диодов Ганна достигает 0,1 Вт. КПД в
зависимости от режима составляет от единиц до десятков процентов, пере-
стройка частоты (10-20) %.

Сравнительно высокая выходная мощность, хорошая спектральность сиг-
нала, низкий уровень шумов, высокая надежность позволяют диодам Ганна
конкурировать с транзисторами, туннельными диодами и маломощными кли-
стронами. Диоды Ганна широко применяются в различных радарах, высотоме-
рах, системах радиомая мной связи, а также в логических элементах и других
устройствах.

Контрольные вопросы к главе 6

1. Какие физические явления лежат в основе работы полупроводниковых
приборов СВЧ?

2. По каким параметрам полупроводниковые приборы СВЧ превосходят
ЭВП СВЧ?

3. Факторы, затрудняющие работу транзистора в области СВЧ.

4. Способы преодоления проблем применения полупроводниковых прибо-
ров в области С'ВЧ.
5. Приведите структуру и геометрические размеры кремниевого биполяр-
ного транзистора на частоте 1 ГГц.

6. Типы транзисторов СВЧ, их основные типовые параметры.

7. Основные параметры мощных СВЧ транзисторов, их основные области
применения.

8. Принцип работы лавино-пролетного диода (ЛПД). Какие условия необ-
ходимо выполнять для использования ЛПД.

9. Структуры ЛПД, имеющие наибольшее распространение (привести три
примера).

10. Схема детекторной секции в полосковом исполнении (привести
пример).

11. Приведите схему включения ЛПД в объемный резонатор и конструк-
цию ЛПД. Объясните работу схемы и ЛПД.

12. Основные закономерности в ЛПД, объясняющие его работу.

13. Режимы работы ЛПД. их отличие.

14. Пример эквивалентной схемы ЛПД, объяснить ее связь с реальным
ЛПД.

15. Основные параметры ЛПД и области применения прибора.

16. Объяснить физический принцип, положенный в основу работы диода
Ганна.

17. Какие материалы применяют для изготовления диода Ганна?

18. Привести пример энергетической структуры монокристалла арсенида
галлия

19. Какова физика образования электрического домена в монокристалле?

20. Основные режимы работы диода Ганна и области его применения.

Упражнения к главе 6

1. Определите угол пролета через зазор, если частота напряжения на зазоре
8000 МГц. ширина зазора 0.9- 10~3 м и ускоряющее напряжение 4000 В.

2. Определите коэффициент взаимодействия для угла пролета, вычислен-
ного в упражнении 1.

3. Определите параметр группирования, взяв значения угла пролета и ко-
эффициент взаимодействия из предыдущих упражнений, положив — = 0,07.

4. Ознакомиться с материалами Всероссийской конференции «Электрони-
ка и микроэлектроника СВЧ», Санкт-Петербург, 28 мая - 31 мая 2018 г. Сде-
лать выводы о современных направлениях развития техники СВЧ.
ГЛАВА 7. АКТИВНЫЕ МИКРОЭЛЕКТРОННЫЕ
УСТРОЙСТВА НХ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
ЭЛЕМЕНТАХ СВЧ

7.1. Диод Ганна

Диод Ганна (ГД) представляет собой кристалл арсенида галлия электрон-
ной проводимости с двумя омическими контактами на противоположных гра-
нях (рис. 84). Активная часть ГД обычно имеет длину / = (1- 100) мкм и кон-
центрацию легирующих донорных примесей п0= (2- 1014 — 2 • 10,ь) см . По-
лупроводниковые слои с повышенной концентрацией служат для создания
омических контактов. Типичные значения диаметра кристалла = 50-250 мкм.
Как мы видим, ГД представляет собой полупроводниковый прибор с двумя
электродами, не содержащий р-п-переходов.

Рис. 84. Структура диода Ганна

Название диода связано с физическим эффектом, открытым Дж. Ганном в
1963 г. Эффект заключается в том, что при подаче на диод со структурой, пока-
занной на рис. 84, постоянного напряжения, превышающею определенный по-
роговый уровень ЦЮр, возникают периодические колебания тока. Частота этих
колебаний обратно пропорциональна длине активной части диода /

/пр = 100/ /,

(44)

где I - в мкм, /пр — в ГГц.
Таким образом, в отличие от многих типов автогенераторов, где колебания
происходят в резонаторе, генераторы на диоде Ганна в принципе могут рабо-
тать без резонансных колебательных систем.

По аналогии с диодами других типов электроды диода Ганна называются
катодом и анодом, при этом к катоду подключено отрицательное постоянное
напряжение, а к аноду - положительное.

Диод Ганна характеризуется следующими параметрами:

- концентрация примесей в активной области п0. подвижность элекгронов
/тп в слабом электрическом иоле (т. е. когда напряжение на диоде меньше поро-
гового значения);

-длина активной области Г площадь контакта А = nd2/А:

- пороговое напряжение ипор, пороговый ток гпор, сопротивление в слабом
электрическом поле Яо = unup/inop, статистическая емкость диода Со = ?А/1.

Электрические параметры ДГ цпор, zIlop, /?() определяются по статической
вольт-амперной характеристике (рис. 85).

Рис. 85. Статическая вольт-амперная характеристика ДГ

Работа РГ основана на так называемом эффекте интерлейса. Для арсенида
галлия (GaAs), фосфата индия (InP) и других полупроводниковых материалов
характерна зависимость средней скорости дрейфа электронов от напряженно-
сти приложенного электрического поля, показанная на рис. 86.
7

Рис. 86. Зависимость средней дрейфовой скорости электронов
от напряженности электрического поля в GaAs, InP

Особенность этой характеристики - присутствие участка с отрицательной
крутизной. Электрический ток в полупроводнике ia пропорционален скорости
электронов v:

ia = 5oWvA,

(45)

где с/0 - заряд электрона,
п- концентрация электронов в активной зоне диода.

Напряжение на электродах РГ пропорционально напряженности электри-
ческого поля Е, иа = Е1. Можно было бы ожидать, что статическая вольт-
амперная характеристика РГ повторяет зависимость и(Е\ но на практике этого
не наблюдается. Такое положение объясняется нестабильностью распределения
электрического поля в РГ при при иа > и1|ор и возникновением отрицательного
наклона на вольт - амперной характеристике.

7.2. Эквивален тная схема генератора на диоде Ганна.

Режимы работы

Для решения уравнения, описывающего процессы в ДГ. необходимо знать
соотношение между мгновенным током и напряжением иа диоде, определяе-
мым внешней цепью. Используются различные электрические схемы генерато-
ров на диоде Ганна. Ранее отмечалось, что для образования автогенератора на
диоде Ганна нет принципиальной необходимости в резонаторе. Простейший
генератор состоит из диода, цепи питания и нагрузки (рис. 87, а). Использована
параллельная цепь питания: Сбл, L5ji- элементы, блокирующие источник пита-
ния Uo от тока СВЧ; Ссв- емкость связи ДГ с нагрузкой /?ч.

В режиме стационарных колебаний напряжение на диоде наряду с посто-
янной составляющей (70 имеет переменную составляющую, образованную па-
дением напряжения на нагрузке при протекании через нее переменного тока

Рис. 87. Эквивалентная схема генераторов на ДГ:
(а - простейшая схема, б - схема с резонатором)

Генератор, представленный на схеме (рис. 87. а), на практике применяется
редко, так как имеет ряд недостатков:

- форма колебаний ia(£) и ua(t) негармоническая, из-за чего в нагрузке
выделяется мощность не только на основной частоте, но и на ее высших гармо-
никах,

- частота колебаний жестко связана с длиной ДГ.

Работа с диодами Ганна показала, что КПД по первой гармонике суще-
ственно возрастет, если ДГ' поместить в резонатор. Когда резонатор в точках
соединения диода можно представить в виде эквивалентной схемы из парал-
лельно соединенных Г^и Cj, напряжение на ДГ близко к гармоническому. Если
частотная характеристика резонатора подобна характеристике последователь-
ного колебательного контура, то ток ДГ окажется близким к гармоническому. В
обоих случаях мощность на основной частоте в нагрузке ослабевает.

Схема, представленная на рис. 87, б, представляется удобной для модели-
рования процессов в генераторе на диодах Ганна. Изменяя параметры схемы,
можно реализовать режимы с гармонической формой напряжения на диоде, с
гармонической формой тока или промежуточные варианты. Следует отмстить,
что схема на рис. 87, б эквивалентна; на практике в диапазоне С’ВЧ использу-
ются резонаторы с распределенными парамезрами.

Моделирование работы генератора DG совместно с внешней цепью позво-
ляет проанализировать физические процессы в генераторе при различных па-
раметрах диода и внешней цепи, определяющих режимы работы.

Наибольшее практическое применение имеют два режима, характеризую-
щиеся наибольшими значениями выходной мощности и КПД. В литературе их
называют:
- транзитный режим;

режим с задержкой образования доменов.

На рис. 88 показаны результаты моделирования работы генератора ДГ’ в
транзитном режиме. Распределение электрического поля в различные моменты
времени (1-5), а также формы напряжения иа(Е) тока ia(t) диода, полученные в
результате моделирования процессов в цепи (рис. 87, б). Как следует из
рис. 87, б, мгновенное напряжение в транзитном режиме всегда больше порого-
вого напряжения uII0p. Это одно из основных условий существования 1ранзит-
ного режима.

Рис. 88. Результаты моделирования физических
процессов в ЛГ в пролетном режиме:

(а - распределние элекгрического поля по длине диода
в различные моменты армени; б - зависимости напряжения
на диоде от времени; в - зависимость тока диода от времени)

Из рис. (рис. 88, а) следует, что напряженност ь электрического ноля Е рас-
пределена неравномерно по длине ДГ: имеется область повышенной напряжен-
ности Е > Е{юр, в то время как в других областях ДГ напряженность поля
£'вн < Ьпор. Область повышенной напряженности элекфичсскою поля называ-
ется дипольным доменом. Происхождение термина «дипольный домен» связа-
но с тем, что область повышенной напряженности физически представляет со-
бой двойной заряженный слой (рис. 89), как следует из одномерного уравнения
Пуассона.

Отрицательно заряженный слой образуется в результате накопления элек-
тронов. а положительно заряженный слой представляет собой обедненную
электронами область, где положительный заряд создается ионизированными
донорами. Из анализа рис. 88, а видно, что дипольный домен зарождается на
катоде и под действием электрического поля перемещается к аноду, где рассеи-
вается. При изменении напряжения ufJ(f) изменяются высота и ширина домена.
Рис. 89. Распределение электрического поля (а) и заряда (б)
ДГ в фиксированный момент времени

Следует помнить, что в любой момент между напряжением иа и напря-
женностью поля Е существует связь, определяемая интегральным соотношени-
ем. В ДГ могут существовать два домена: один, еще не успевший рассеяться на
аноде, и новый, возникающий на кагоде. Периодическое возникновение и пе-
ремещение доменов в ДГ является причиной колебаний тока ia(t) и напряже-
ния ua(t). Период колебаний приблизительно определяется временем пролета
электронного аккумулирующею слоя (левая граница дипольного домена,
рис. 88, а) от катода до анода. Электроны в домене находятся под действием
поля Е » Ецщу. Как видно из рис. 85, их скорость инас ~ 10 см/с, поэтому пе-
риод колебаний в пролетном режиме равен Тпр = //vliac. Отсюда получаем вы-
ражение для частоты колебаний /пр = 1/Тпр.

Таким образом, в транзитном режиме частота колебаний определяется в
основном процессами в диоде и слабо зависит от параметров внешней цепи,
выделяющей первую гармонику из спектра колебаний диода. Работа диода в
режиме автоколебаний называется режимом с задержкой образования доменов.
Распределение поля по длине диода и временные зависимости напряжения и
82
тока диода, характерные для режима с задержкой образования доменов, показа-
ны на рис. 90.

Рис. 90. Результаты моделирования физических процесов в ДГ
в режиме с задержкой образования доменов:

(а - распределение электрического поля по длине диода в различные моменты
времени; б - зависимость напряжения на диоде от времени;

в - зависимость тока диода от времени)

Кривые, обозначенные цифрами 1—8, соответствуют моментам времени,
отмеченным на рис. 90в. Главной особенностью этого режима является то. что
часть периода колебаний на диоде приходится ниже порогового значения. В
этом случае, в отличие от транзитного режима, появляется возможность эффек-
тивно управлять частотой колебаний путем изменения параметров внешней це-
пи. Как следует из рис. 90, зарождение и перемещение доменов происходит в
диоде только в тог период колебаний (временной интервал 1-6), когда
иа > ипор. В течение оставшегося периода (временной интервал 6--8) поле рас-
пределено относительно равномерно, причем повсюду Е < Епо?, поэтому усло-
вия зарождения доменов не выполняются. После поглощения предыдущего до-
мена на аноде (момент времени 6) новый домен не образуется до тех пор, пока
mi новенное напряжение на диоде снова не превысит пороговое (момент време-
ни 8). Важно, что задержка образования доменов зависит от параметров внеш-
ней цепи генератора. Изменяя их. можно изменить и длительность участка 6-8,
когда иа < ипор, и период колебаний.

Из рис. 90 видно, что период колебаний в режиме с задержкой образования
доменов больше полного времени накопления электронов и пролета аккумули-
рующего слоя через диод. Таким образом, частота колебаний здесь меньше ча-
стоты пролета, определяемой выражением (44).
Возможен и другой вариант режима с задержкой образования доменов, ко-
гда время, соответствующее иа > цпор (участок 1-6 на (рис. 90. в), меньше вре-
мени пролета домена от катода до анода. В этом случае в момент времени 6 до-
мен исчезает внутри диода, не достигнув анода. Такой тип режима называется
режимом с подавлением (или гашением) доменов. В режиме с подавлением до-
менов частота колебаний больше частоты пролета. Расчеты и работа с генера-
торами показывают, что, изменяя параметры внешней цепи, можно изменять
частоту генерации в диапазоне 0,6 /пр < f < 1,4/пр.

Известны и другие режимы работы генераторов на диодах Ганна. Один из
них называется режимом ограниченного накопления пространственного заряда
(01103). В этом режиме период колебаний, задаваемый внешней цепью, суще-
ственно меньше времени пролета электронного аккумулирующего слоя от ка-
тода до анода. В результате поле внутри диода равномерно распределено по
длине его активной части Z, динамическая вольг - амперная характеристика ди-
ода следует ходу кривой v(b‘), а частота не связана с длиной I и может быть
существенно больше /j]p. Однако этот режим не нашел широкого применения,
что обусловлено сложностью его реализации. Основная проблема - необходи-
мость подавления паразитных колебаний на частотах, близких к пролетной ча-
стоте. Существуют и другие режимы, например, двухчастотный режим со стоя-
чим доменом на аноде, но их практическое значение пока не велико.

Контрольные вопросы к главе 7

1. Какие физические явления лежат в основе работы полупроводниковых
приборов СВЧ?

2. Объяснить принцип работы диода Ганна, характерные параметры (при-
вести примеры).

3. Параметры, характеризующие диод Ганна. Примеры волт-амперной ха-
рактеристики диода Ганна.

4. Принцип работы генератора СВЧ колебаний на диоде Ганна.

5. Приведите эквивалентные схемы генератора на диоде Ганна с резонато-
ром и без резонатора.

6. Какие режимы работы генератора на диоде Ганна имеют большее при-
менение и почему?

7. Роль дипольного домена в генерации колебаний СВЧ в диоде Ганна.

8. Наиболее известные режимы работы генератора па диоде Ганна.

9. Какие материалы применяют для изготовления диода Ганна?

10. Приведите энергетическую структуру монокристалла арсенида галлия.

11. Объясните физику образования электрического домена в монокри-
сталле.
Упражнении к главе 7

1. Определите угол пролета через зазор, если частота напряжения на зазоре
8000 МГц, ширина зазора 0,9- 10-3 м и ускоряющее напряжение 4000 В.

2. Определите коэффициент взаимодействия для угла пролета, вычислен-
ного в упражнении 1.

4. Найдите частоту колебаний генератора на диоде Ганна, если длина ак-
тивной зоны диода I = 1 мкм.
ГЛАВА 8. УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
НА НОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТР VX СВЧ

8.1. Общие ведения

СВЧ-усилитель мощности на полевом транзисторе является одним из
наиболее распространенных элементов радиопередающих устройств. Совре-
менные арсенид-таллиевые полевые транзисторы успешно применяются до ча-
стоты 30 ГГц. На рис. 91 представлена функциональная схема СВЧ-усилителя
на транзисторе, включающая в себя активный элемент (полевой транзистор),
входные и выходные согласующие цени (СЦ), цени питания и смещения.

Вход

Выход

Г’см

Рис. 91. Функциональная схема транзистороного усилителя мощности

Кроме того, реальный усилитель мощности может содержать антипаразит-
ные цепи, элементы стабилизации работы транзистора по постоянному току.
Активный элемент (АЭ) преобразует мощность источника питания в мощ-
ность колебаний, усиливая входную мощность. Входная СЦ преобразует вход-
ное сопротивление трансформатора в сопротивление, равное внутреннему со-
противлению входного источника питания. Выходная СЦ преобразует сопро-
тивление нагрузки усилителя в некоторое оптимальное сопротивление на вход-
ных электродах транзистора, при котором транзистор работает в наиболее вы-
годном энергетическом режиме. Цепи питания и смещения служат для подачи
постоянных напряжений на электроды транзистора и блокировки источника
питания UQ и смещения UCM от мощности СВЧ.

Кроме того, СК генерируют колебания напряжения и тока определенной
формы, соответствующие оптимальному режиму работы АЭ. Согласующие це-
пи обычно реализуются в виде петлевых трансформаторов на МПЛ. Цепи пита-
ния и смещения представляют собой, как правило, фильтры нижних частот и
полосно-затраждающие фильтры (ПЗФ).

Для оценки качества СВЧ-усилителей мощности используются следующие
параметры:
- коэффициент передачи мощности Кр= РВВ1Х/РВХ'>

- коэффициент полезного действия ?/ = РиЫх/(Лх + Лз), гДе ^вх и FBbIX -
входная и выходная мощности усилителя. Ро - мощность, потребляемая усили-
телем от источника питания.

Кроме того, усилители мощности характеризуются рабочей полосой ча-
стот, задаваемой верхними /н и /н граничными частотами полосы пропускания.

В зависимости от ширины полосы пропускания Л/ = /в — /н различают
узкополосные и широкополосные усилители мощности. В узкополосных уси-
лителях относительная ширина полосы пропускания Д// /ср, где /ср = (fB +
+/н)/2. составляет несколько процентов, в широкополосных - достигает 60 %.
Наиболее распространенным является каскадное построение усилителей мощ-
ности. В этом случае каждый каскад усилителя рассчитывается в предположе-
нии, что входной источник питания имеет стандартное внутреннее сопротивле-
ние 50 Ом, а сопротивление нагрузки усилителя активное и также равно стан-
дартному значению 50 Ом.

Для проектирования каскада усилителя мощности необходимо выбрать
транзистор, рассчитать его оптимальный режим работы и внешние цепи. Режим
может быть реализован, если на транзистор подать определенную входную
мощность Рвх, обеспечить расчетные значения напряжений питания и смеще-
ния, а выходной СЦ спроектировать так, чтобы действительная и мнимая части
его входного сопротивления ZH имели оптимальные значения на рабочей часто-
те (или в заданной полосе). Критерием оптимального режима обычно является
максимальная передаваемая мощность Л', Иногда выбирают более сложные
критерии, учитывающие такие параметры усилителя, как PBbIX, К}„ КПД. В ре-
зультате расчета режима работы транзистора становятся известными усреднен-
ное по первой гармонике рабочей частоты входное сопротивление транзистора
Zn = ^bxi/ Лх1 , где ()ВХ| и /ВХ1 - комплексные амплитуды напряжения и тока
на входном электроде транзистора, и оптимальное сопротивление его нагрузки
4-

Далее рассчитываются согласующие цепи. Предварительно выбирается
структура СЦ, а затем рассчитываются геометрические параметры ее элемен-
тов. Предполагается, что входная СЦ нагружена сопротивлением ZBX и на цен-
тральной частоте должна иметь входное сопротивление ZH= /?„ + jXH, что обес-
печивает оптимальный режим работы транзистора. Затем рассчитываются цепи
питания, смещения, подавления паразитных колебаний и т. д.

8.2. Полевой транзистор СВЧ

Полевые транзисторы СВЧ обычно изготавливаются из арсенида галлия с
электронной проводимостью. Наибольшее распространение получили приборы
с затвором в виде барьера Шоттки. Мощный нолевой транзистор представляет
собой набор ячеек, соединенных параллельно. Структура одной ячейки полево-
го зранзистора с барьером Шоттки (MESFET в зарубежном обозначении) пред-
ставлена на рис. 92. MESFET имеет высокоомную подложку (с удельным со-
противлением более 10 Ом), буферный слой с концентрацией доноров
па ~ 10 ' см”, активный слой из арсенида галлия «-типа электропроводности
(и ~ 10 ' см ) и контакты металл-полупроводник, где исток (И) и сток (С) вы-
полнены в виде омических контактов, а затвор (3) - в виде барьера Шоттки.

Рис. 92. Структура ячейки полевого транзистора с барьером Шотки

Для одиночной ячейки мощного транзистора характерны следующие ре-
жимы: высота активного слоя h = 0.2 -0,5 мкм, высота подложки
hn = 100- 300 мкм. высота буферного слоя ha = 2-5 мкм. длина затвора 1= 0,5-
5 мкм, длина канала 1КН = 0,7-7,0 мкм, ширина ячейки W= 80—100 мкм.

Обычно транзистор включается в усилителе по схеме с общим истоком. На
рис. 93 показано включение ПТ по постоянному току:

Рис. 93. Схема включения полевого транзистора по постойному току

Как и в случае биполярных транзисторов, на выходной характеристике
ПТШ ic(и3) выделяются два участка - со слабой (|) и сильной (||) зависимостью
гока стока ic от напряжения затвора и3. Из переходной характеристики ic(u3)
видно, что рабочий диапазон изменения напряжения затвора - это участок от-
рицательных напряжений и3 от напряжения отсечки izl)TC до напряжения от-
крытия барьера Шоттки. Ход зависимостей, показанных на рис. 94. а. объясня-
ется следующим образом. При малых напряжениях на стоке (участок 2) канал
подобен сопротивлению которое не зависит от ис, а является функцией и3.
Действительно, с ростом модуля и3 площадь поперечного сечения канала
уменьшается и. следовательно, /?кн увеличивается. При достаточно большом
ис сопротивление /?кн становится зависимым от цс из-за нелинейности харак-
теристики v(E) на рис. 94, поскольку сопротивление канала равно:

^КН ~ ^кн/^о^/^и ( )^Эфф^’

(46)

где 1КН - длина канала;

q0- заряд электрона;

п - концентрация;

цп(Я) - подвижность электронов.

Рис. 94. Выходные (а) и переходная (б) статические
вольт-амперные характеристики ПТШ

С увеличением ис растет напряженность поля Е в канале и уменьшается
подвижность электронов /1П = v/E.

В области 1 ток стока практически не зависит от ис, но является функцией
и3. Рост ic с уменьшением модуля и3 объясняется увеличением ЛЭфф, что выте-
кает из выражения

Ус^эфф^’

(47)

где jc - плотность тока стока.

Мгновенное выражение на стоке uc(t) может изменяться от нуля до
напряжения пробоя t/np. При отрицательном напряжении на затворе ток затво-
ра мал (десятки-сотни микроампер).
Рис. 95. Зависимость средней дрейфовой скорости электронов
от напряженности электрического поля в канале полевого транзистора

Упражнении к главе 8

1. Функциональная схема усилителя СВЧ на полевом транзисторе СВЧ
(привести примеры).

2. Основные параметры усилителя СВЧ.

3. Что такое покаскадный метод проектирования усилителя мощности?

4. Привести примеры схем включения полевою транзистора СВЧ по по-
стоянному гоку.

5. Объяснить структуру ячейки полевого транзистора с барьером Шотки.

6. Основные статические характеристики транзистора ПТШ.
ГЛАВА 9. ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ УСИЛИТЕЛИ

9.1. Общая характеристика
малошумящих усиди гелей

Радиоприёмники СВЧ широко применяются в радиолокации, системах
космической связи, радиоастрономии, системах высококачественного телеви-
дения и т. д. Они обладают рядом особенностей по сравнению с приёмниками
длинных, средних, коротких и ультракоротких волн. Так, в диапазоне СВЧ уро-
вень внешних помех чрезвычайно мал. Основную роль играют внутренние шу-
мы радиоприёмника, ограничивающие его чувствительность. Ввиду этого
большое внимание уделяется снижению шумов всех элементов: частотно-
избирательных систем, усилителей, преобразователей частоты и т. д. Первые
каскады радиоприёмников обязательно должны быть малошумящими. Поэтому
создание малошумящих усилителей СВЧ является одним из приоритетных
направлений современной радиоприёмной техники СВЧ. Наиболее малошумя-
щими усилителями СВЧ в настоящее время являются квантовые парамагнит-
ные усилители (мазеры), которые характеризуются чрезвычайно низкими шу-
мовыми температурами (менее 20 К), а следовательно, и весьма высокой чув-
ствительностью. Однако в состав квантового усилителя входит криогенная си-
стема охлаждения на основе жидкого гелия (4,2 К), имеющая большие габариты
и вес, а также высокое энергопотребление, громоздкая магнитная система для
создания сильного постоянного поля. Все это ограничивает область их приме-
нения. В основном они используются в квантовых усилителях уникальных ра-
диотехнических систем космической связи, дальней радиолокации и т. п.

Необходимость миниатюризации СВЧ-радиоустройств, повышения их
КПД и снижения стоимости привели к интенсивной разработке малошумящих
усилителей на полупроводниковых приборах, таких как полупроводниковые
параметрические усилители на туннельных диодах и транзисторные СВЧ-
усилители.

Полупроводниковые малошумящие усилители начали разрабатываться
сравнительно недавно. Параметрические усилители появились в конце 1950-х
годов, туннельный диод был создан в 1958 году, а транзисторные СВЧ-
усилители - в начале 1960-х годов благодаря успехам в технологии диффузи-
онных транзисторов.

Транзисторные усилители (ПТУ) работают в широком диапазоне частот
(0,3-35) ГГц, имеют полосы пропускания от долей до нескольких процентов от
центральной частоты (0,5-7) %, но могут быть получены полосы частот до
40 %. Коэффициент усиления одного каскада достигает (17-30) дБ, динамиче-
ский диапазон входных сигналов - (70- -80) дБ. мощность насыщения -
(1-10) мкВт.

В качестве генераторов накачки используются генераторы на лавинно-
пролетных диодах и диодах Ганна, а также генераторы на СВЧ-транзисторах (с
91
умножением частоты и без него). Полупроводниковые параметрические усили-
тели являются наиболее бесшумными из всех неохлаждаемых СВЧ-усилителей.
Их шумовая температура находится в диапазоне от десятков (в дециметровом
диапазоне) до сотен (в сантиметровом диапазоне) градусов Кельвина. При глу-
боком охлаждении (до 20 К и ниже) их шумовые свойства сопоставимы с кван-
товыми усилителями. Однако система охлаждения увеличивает габариты, мас-
су, потребляемую мощность и стоимость ППУ. По этой причине охлаждаемые
ППУ применяются чаще в наземных радиотехнических системах, где требуют-
ся высокочувствительные радиоприемные устройства, а габариты, масса и по-
требляемая мощность не столь существенны.

В сравнении с усилителями на туннельных диодах и СВЧ-транзисторах к
преимуществам ППУ можно отнести возможность работы в диапазоне более
быстрой и простой электронной перестройки частоты (в пределах 2-30) %. Не-
достатком ППУ является наличие генератора СВЧ-накачки, меньшая полоса
пропускания, большие габариты и вес, значительная стоимость, кроме того, в
отличие от транзисторных СВЧ-усилителей для включения в радиогракт тре-
буются развязывающие устройства. Усилители на туннельных диодах имеют
меньшие параметры по габаритам и весу по сравнению с друг ими полупровод-
никовыми малошумящими усилителями. Эти параметры определяются в ос-
новном габаритами и весом ферритовых циркуляторов и вентилей. Работают в
диапазоне частот (1-20) ГГц, имеют относительную полосу пропускания (1,7-
65) % (типичные значения 3,5-18 %), коэффициент передачи одного каскада
(6-20) дБ (типичные значения 65-70 дБ), коэффициент шума (3,5—Г5) дБ на де-
циметровых волнах и (4-7) дБ на сантиметровых волнах. Динамический диапа-
зон входных сигналов составляет (50-90) дБ (типичные значения 65-70 дБ).

Туннельные диодные усилители применяются в таких устройствах, где
необходимо разместить много легких и малогабаритных усилителей на не-
большой площади, например, в активных фазированных антенных решетках. В
последнее время туннельные диодные усилители в силу присущих им недо-
стагков (относительно высокий коэффициент шума, недостаточный динамиче-
ский диапазон, низкая элекгричсская прочность туннельного диода, сложность
обеспечения устойчивости, необходимость применения развязывающих уст-
ройств) интенсивно заменяются транзисторными СВЧ-усилителями. Основны-
ми преимуществами полупроводниковых малошумящих усилителей являются
малые габариты и масса, малое энергопотребление, большой срок службы, воз-
можность построения интегральных СВЧ-схем. Это позволяет использовать их
в бортовой аппаратуре и акт ивных фазированных антенных решетках. При этом
наибольшим потенциалом обладают транзисторные С’ВЧ-усилители.

9.2. Параметрические диоды

Характеристики параметрических усилителей и преобразователей частоты
определяются в основном свойствами параметрического диода (ПД) - диода с
управляемой емкостью (варикапа). Эквивалентная схема ПД представлена на
рис. 96, а. где C(u)= dq/du - барьерная дифференциальная емкость
р- -«-перехода, q - заряд емкости, гп - последовательное сопротивление потерь
диода, Скор - емкость корпуса, LB- индуктивность выводов.

в)

Рис. 96. Полная (а) и упрощенная (б) эквивалентные схемы, вольт-амперная
и вольт-фарадная характеристики (в) параметрического диода

Примерная зависимость барьерной емкости С(и) от напряжения и на р-п-
переходс и вольт-амперная характеристика показаны на рис. 96, в. Параметри-
ческий диод используется при закрытом р--«-переходе, для чего к нему прило-
жено озрицательное смещение UCH от специального источника напряжения.
Барьерная емкость зависит от напряжения на переходе нелинейно:

C(u) = С(0) V<pK/(<pK - и). (48)

где С(0) - барьерная емкость при и = 0;

<рк- контактная разность потенциалов (срк = 0,7 В для кремния и 1,2. В для аре-
сенида галлия);

п - параметр, зависящий от типа перехода (и= 3 для диода с плавным р-п-
переходом;

п = 2 для диода с резким переходом, в том числе для большинства диодов с ба-
рьером Шотки).

Для упрощения конструкции параметрических усилителей схема холосто-
го хода рассчитана на реализацию на собственной реактивности ПД, частоты
последовательного /пос и параллельного /пар резонаторов которого определя-
ются выражениями:
/пар —

кор

(49)

где CQ —емкость р-и-перехода (45) в рабочей точке при и = — UCM.

Параметры современных ПД приведены в справочной литературе.
Наибольшее распространение получили диоды Шоттки из арсенида галлия, хо-
тя применяются и кремниевые диоды. Если для первых поколений ПД харак-
терны следующие размеры: гп = (1 — 5)0м , Chop = 0.2 пФ. LB = 1 нГн. то в
настоящее время емкость корпуса лучших образцов диодов Скор снижена до
(0,1-0,15) нФ, а индуктивность выводов £в - до 0,1 нГн.

Серийно выпускаемые ПД, используемые в пенополиуретане с частотой
накачки до 100 ГГц, имеют металлокерамический аксиальный корпус (на
рис. 97, а показаны минимальные размеры корпуса, определяемые механиче-
ской прочностью и герметичностью корпуса).

Рис. 97. Конструкции диодов:

а - в металлокерамическом аксиальном корпусе;

б - бескорпусная структура (1 - металл, 2 - диэлектрик,

3 - полупроводник, 4 - омический контакт);

в - с балочными выводами (1 - золотая лента. 2 - металлоизолированный уча-
сток, 3 - полупроводник); г-на держателе (1 - полупроводник,

2 - золотая лента, 3 - кварц, 4 - медный стержень)
Собственные частоты резонансов ПД такой конструкции составляют:
/поел ~ 50 Ггц, /11ар ~ 70 Ггц. Повышение этих частот достигается переходом на
бескорнусные диоды, реализуемые в двух тинах: структура в виде кристалла, в
которой вывод на барьерный контакт заранее не реализован, и структура на не-
герметичном держателе. Бескорнусные структуры используются в миллиметро-
вом диапазоне волн, они представляют собой кристаллы с одним барьером и
монтируются в гибридную интегральную схему (рис. 97, б). Отсутствие корпу-
са позволяет снизить емкость крепления до (0.01-0.02) пФ.

В экспериментальных образцах пенополиуретана также используются
различные варианты диодов на держателях, два из которых показаны па
рис. 97. б. г, (Скор ~ 0,025пФ. £в « 0,08 нГн).

Кон 1 рольные вопросы к главе 9

1. Какие усилители СВЧ называют параметрическими?

2. Назовите основные достоинства и недостатки параметрических усилите-
лей СВЧ.

3. Где применяются усилители СВЧ на туннельных диодах?

4. Примеры эквивалентной схемы параметрического диода.

5. Структура и геометрические размеры кремниевого биполярного транзи-
стора на частоте 1 ГГц (привести примеры).

6. Типы транзисторов СВЧ, их основные типовые параметры.

7. Основные параметры мощных СВЧ транзисторов, их основные области
применения.

8. Приведите конструкции параметрических диодов.

9. Объяснить физический принцип, заложенный в основе работы диода
Ганна.

10. Какие материалы применяют для изготовления диода Ганна?

11. Приведите энергетическую структуру монокристалла арсенида галлия.

12. Какова физика образования электрического домена в монокристалле?

13. Основные режимы работы диода Ганна, области его применения.
ГЛАВА 10. МАЛОШУМЯЩИЕ
ТРАНЗИСТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ СВЧ

10.1. Обшие сведения о транзисторах
и транзисторных усилителях СВЧ

Успехи в развитии физики и техники полупроводников позволили создать
транзисторы с хорошими шумовыми и усилительными свойствами, способные
работать в СВЧ-диапазоне. На основе этих транзисторов были разработаны ма-
лошумящие усилители (МШУ). Впервые это было сделано в начале 60-х годов
в СССР.

В отличие от усилителей на полупроводниковых параметрических и тун-
нельных диодах, транзисторные усилители являются нерегенеративными, по-
этому обеспечить их устойчивую работу значительно проще, чем, например,
усилителей на туннельных диодах. Кроме того, СВЧ-гранзистор обладает
невзаимными (в первом приближении) свойствами, поэтому транзисторный
усилитель, в принципе, можно включать в радиогракт без внешних развязыва-
ющих устройств.

В СВЧ-МШУ используются малошумящие транзисторы, как биполярные
(германиевые и кремниевые), так и полевые с затвором Шоттки (на кремнии и
арсениде галлия).

Германиевые биполярные транзисторы обеспечивают меныпий коэффици-
ент шума, чем кремниевые, но последние имеют более высокую частоту. Поле-
вые транзисторы с затвором типа Шоттки превосходят биполярные транзисто-
ры по усилительным свойствам и могут работать на более высоких частотах,
особенно это касается арсенид-галлиевых транзисторов. Шумовые характери-
стики на относительно низких частотах лучше у биполярных транзисторов, а на
более высоких - у полевых. Недостатком полевых транзисторов является высо-
кое входное и (или) выходное сопротивление, что затрудняет широкополосное
согласование. Чтобы транзистор работал в СВЧ-диапазоне, необходимо сильно
уменьшить размеры его активных областей (особенно базы, затвора), миними-
зировать паразитные элементы р-и-персходов, реактивность корпуса и выво-
дов. Это. естественно, связано со значительными технологическими трудно-
стями. Теоретический предел усиления биполярных транзисторов составляет
(10-15) ГГц, а полевых транзисторов с затвором типа Шоттки на арсениде гал-
лия - примерно 90 ГГц.

По оценкам специалистов, на частотах до (4-5) ГГц в основном будут ис-
пользоваться биполярные транзисторы, на частотах выше 8 ГГц - полевые, а в
диапазоне промежуточных частот, по-видимому, будут применяться оба типа
транзисторов. В настоящее время транзисторные СВЧ-МШУ изготавливаются
в основном в виде гибридных интегральных схем (ИС) на диэлектрических
подложках с подвешенными активными элементами. Усилители в виде полу-
проводниковых ИС пока имеют более высокий коэффициент шума и недоста-
96
точную повторяемость параметров. Подложки гибридных ИС СВЧ-усилителей
заливаются керамикой, сапфиром, кварцем и т. д. Транзисторы применяются
как в корпусном, так и в бескорпусном исполнении. Бескорпусные транзисторы
по сравнению с корпусными имеют меньшие линейные размеры и в них мини-
мизированы паразитные элементы. Такие транзисторы способны работать на
более высоких частотах, но их монтаж в схему технологически достаточно
сложен.

10.2. Особенности работы малошумящих
транзисторных усилителей СВЧ

Малошумящие СВЧ-усилители на биполярных транзисторах преимуще-
ственно используют схемы включения с общим эмиттером (ОЭ), так как они,
несомненно, устойчивы в широком диапазоне частот. Транзисторы с общей ба-
зой (ОБ) потенциально неустойчивы в большей части диапазона частот (имеют
коэффициент устойчивости к, меньше единицы). В усилителях на ОБ-
гранзисторах (при /с, < 1) можно получить существенно больший коэффициент
усиления, чем и схемах с ОЭ. Увеличение коэффициента усиления связано с
сужением полосы пропускания и уменьшением запаса устойчивости усилителя.
Кроме того, высокие коэффициенты усиления могут быть реализованы только
при больших выходных сопротивлениях нагрузки, а это затрудняет создание
согласующих схем, рассчитанных на работу в диапазоне частот. Преимуще-
ством схемы ОБ является слабая зависимость коэффициента усиления от часто-
ты. Тем не менее схема ОБ не применяется в широкополосных усилителях по
указанным причинам (из-за нестабильности транзистора и сложности транс-
формации нагрузок в широком диапазоне частот). В широкополосных усилите-
ля,х целесообразно применять транзисторы с ОЭ, а в узкополосных - с ОЭ и ОБ,
причем транзисторы с ОБ (при /с < 1) позволяют получить существенно более
узкие полосы пропускания, чем безусловно устойчивые транзисторы с ОЭ. Уз-
кополосные усилители применяются в высокоточных приборах и измеритель-
ных приборах различных типов. Структурная схема узкополосного усилителя
представлена на рис. 98.

Рис. 98. Структурная схема однокаскадного усилителя
Эта схема является наиболее простой, она содержит пассивные цепи, слу-
жащие только для преобразования сопротивлений (цени согласования). В об-
щем случае узкополосный усилитель может включать в себя дополнительные
пассивные цепи, предназначенные для формирования требуемой полосы про-
пускания и обеспечения устойчивости усилителя вне рабочей полосы (цепи
стабилизации). Проблема формирования полосы пропускания весьма важна при
разработке узкополосных усилителей, поскольку СВЧ-транзисторы активны в
широкой полосе частот. Требуемую полосу пропускания можно сформировать,
например, с помощью фильтра сосредоточенной селекции (ФСФ), включенного
на входе или выходе транзистора. ФСФ на входе ослабляет влияние помех,
предотвращает нелинейные искажения, вызванные его взаимодействием с сиг-
нало-м, и тем самым повышает помехоустойчивость усилителя. Однако фильтр,
включенный на входе, вносит в усилитель дополнительные потери и увеличи-
вает его коэффициент шума. Чем уже полоса, тем больше потери фильтра в
центральной полосе пропускания.

К ФСС на входе предъявляются более жесткие требования, чем к фильтру,
подключенному на выходе транзистора. Как правило, ФСС согласуется с лини-
ей передачи, поэтому взаимное влияние транзистора и фильтра в полосе про-
пускания усилителя при расчетах можно не учитывать. Другой возможный спо-
соб формирования полосы пропускания - с помощью реактивных цепей, вклю-
ченных последовательно с транзистором, в этом случае могут использоваться и
цепи отрицательной обратной связи.

За пределами рабочей полосы, в области потенциальной нестабильности,
усилитель может возбудиться. Для предотвращения этого в схему усилителя
включают стабилизирующие цени с потерями, которые не влияют на его работу
в полосе пропускания и шунтируют транзистор (нагружают его на сопротивле-
ния, близкие к волновым сопротивлениям линий питания) в областях потенци-
альной нестабильности.

Заметим, что такие функции, как согласование сопротивлений и обеспече-
ние устойчивости усилителя, могут выполнять не только различные пассивные
цепи, но и одна цепь может использоваться для выполнения двух функций. При
проектировании широкополосных усилителей необходимо учитывать тот факт,
что коэффициент усиления уменьшается с ростом частоты, поэтому расчет та-
ких усилителей и согласование нагрузок производятся не на центральной, а на
верхней частоте рабочего диапазона (причем в качестве согласующих цепей
используются реактивные цепи). Избыточное усиление, образующееся на ниж-
них частотах диапазона, устраняется так называемыми выравнивающими цепя-
ми. Последние могут быть реализованы в виде реактивных или диссипативных
цепей.

В усилителях с реактивными выравнивающими цепями коррекция усиле-
ния осуществляется за счет увеличения рассогласования (увеличения коэффи-
циента отражения) с уменьшением частоты. Однако при сильном рассогласова-
нии усилители могут самовозбуждаться в зонах потенциальной неустойчивости
транзисторов, а также при каскадировании из-за сильной взаимосвязи каскадов.
При использовании диссипативных выравнивающих цепей избыточное
усиление компенсируется в поглощающих элементах цепей, затухание которых
увеличивается с уменьшением частоты. Коэффициенты отражения от входа и
выхода при этом малы.

Диссипативные выравнивающие цепи могут одновременно использоваться
как стабилизирующие, т. е. для подавления усиления вне полосы пропускания,
хотя эти функции могут выполнять разные цепи.

Важной особенностью расчета широкополосных усилителей является
необходимость использования компьютера.

Контрольные вопросы к главе 10

1. Какие усилители СВЧ называют малошумящими. Область их примене-
ния?

2. Транзисторы, применяемые в малошумящих усилителях СВЧ.

3. Основные требования к активным элементам СВЧ, применяемых в уси-
лителях СВЧ.

4. Какие схемы включения транзисторов применяют в малошумящих уси-
лителях СВЧ?

5. Приведите структурную схему однокаскадного усилителя СВЧ.

6. В чем заключается проблема формирования полосы пропускания узко-
пополосного усилителя СВЧ?

7. Функции ФСС в узкополосных усилителях.

8. Принцип работы лавино-пролетного диода (ЛПД). Какие условия необ-
ходимо выполнять при использовании ЛПД.

9. Физический принцип, лежащий в основе работы диода Ганна.

10. Материалы, применяемые для изготовления диода Ганна.

11. Приведите энергетическую структуру монокристалла арсенида галлия.

12. Объяснить физику образования электрического домена в монокри-
сталле.

13. Основные режимы работы диода Ганна и области его применения.
ГЛАВА 11. КВАНТОВЫЕ ПРИБОРЫ СВЧ

11.1. Особенности квантовых приборов СВЧ

В предыдущих лекциях были рассмотрены основные физические законо-
мерности и принципы работы полупроводниковых приборов СВЧ, в которых
генерация или усиление СВЧ колебаний происходило за счет взаимодействия
несвободных носителей заряда с электрическими полями в полупроводниковых
структурах.

Движение носителей заряда частиц в этих приборах подчиняется законам
классической физики и характеризуется непрерывностью изменения парамет-
ров состояния и определенной траекторией движения.

В квантовых приборах усиление или генерация электромагнитных колеба-
ний основаны на взаимодействии совокупности несвободных частиц с электро-
магнитным полем.

Совокупность несвободных частиц, взаимодействующих между собой,
называют квантовой системой частиц (например, атом, молекула, газ. кристатл
гвердо1 о тела, жидкость и г. д.).

Свойства квантовой системы и ее взаимодействие с электромагнитным по-
лем подчиняются законам квантовой механики. Основным постулатом кванто-
вой механики является представление о дискретности свойств квантовой си-
стемы. Усиление или генерация электромагнитных излучений происходят бла-
годаря дискретным изменениям состояния квантовой системы. В результате
возникает вынужденное излучение.

В настоящее время создано множество квантовых приборов, работающих в
диапазоне от сверхвысоких колебаний до рентгеновских лучей. Квантовые
приборы оптического диапазона называют лазерами, приборы диапазона СВЧ -
мазерами. Существуют конструкции мазеров как усилительного, так и генера-
торного типов. Однако практическое применение нашли главным образом
квантовые усилители СВЧ. два типа которых будут рассмотрены ниже.

11.2. Физические основы работы квантовых приборов СВЧ

11.2.1. Энергетические состояния квантовой системы

Поскольку квантовым системам присуща дискретность, то энергия частиц
квантовой системы в отличие от свободных частиц не может принимать любые
значения. Разрешенные значения энергии элементарных частиц и всей кванто-
вой системы в целом имеют прерывистый характер и называются энергетиче-
скими уровнями. Набор разрешенных энергетических уровней (энергетический
спектр) графически представляют в виде энергетических диаграмм, вид кото-
рых приведен на рис. 99.
Рис. 99. Энергетические диаграммы атома (а)
и кристалла полупроводника (б)

Например, у кристаллической решетки полупроводников, благодаря взаи-
модействию атомов, происходит распределение энергетических уровней и объ-
единение их в зоны. Энергетические зазоры между двумя разрешенными состо-
яниями могут быть различными.

Квантовая система стремится занять энергетические уровни с минималь-
ной энергией, что соответствует состоянию устойчивого равновесия. Однако,
если системе придать энергию, например, нагреванием, она переходит на более
высокие энергетические уровни. Для этого необходимо, чтобы дополнительная
энергия Д И/ была равна ширине энергетического зазора между уровнями пе-
рехода Д W = — Wfn. Такое состояние квантовой системы называется воз-

бужденным. В этом состоянии квантовая система может находиться недолго
(около 10-6 — 1О-10 с) и затем самопроизвольно возвращается в исходное со-
стояние, т. е. на нижний энергетический уровень.

11.2.2. Вынужденные изменения состояния квантовой системы

При переходе системы на нижний энергетический уровень избыточная
энергия ДИ/ выделяется в виде кванта электромагнитной энергии ДИ7 = /tv,
где v - частота электромагнитного излучения, h - постоянная Планка. Такое
излучение называется самопроизвольным или спонтанным.

Перевести квантовую систему на более высокий энергетический уровень
можно путем передачи энергии в виде кванта электромагнитного излучения
Этот переход возможен, если значение кванта энергии равно ширине энергети-
ки
ческой зоны. т. е, hv = Wn — Wm. Отсюда следует, что, зная энергетический
спектр вещества, можно рассчитать частоту электромагнитного излучения, не-
обходимую для перевода частиц с уровня т на уровень п:

Vm.n = (Wn-Wm);h (50)

Спонтанное излучение будет представлять поток квантов с разной фазой,
различным направлением распространения, различной поляризацией. Такое из-
лучение представляет собой шум и применяться в электронике не может.

Если через квантовую систему, содержащую возбужденные частицы, про-
пустить электромагнитную волну с частотой, соответствующей переходу с
верхнего на нижний уровень, можно стимулировать процесс испускания кван-
тов энергии. Излучение под действием внешнего электромагнитного поля по-
лучило название вынужденного.

Вынужденное излучение по частоте, фазе, направлению распространения
тождественно внешнему электромагнитному полю, поэтому вынужденное из-
лучение является физическим процессом, определяющим принцип работы
квантовых генераторов и усилителей.

11.2.3. Инверсия населенностей уровней

В основном состоянии квантовая система находится в состоянии термоди-
намического равновесия. На нижнем уровне сконцентрировано наибольшее
число частиц. С увеличением номера уровня число частиц уменьшается по экс-
поненциальному закону. Так, для уровней 2 и 1 можно записать отношение
числа частиц (рис. 100):

ехр

Wj-W!

кТ J’

(51)

где Nj и N2 - число частиц в единице объема вещества;

и W2 - значения энергии соответственно для уровня 1 и 2;
к - постоянная Больцмана;

Т - абсолютная температура.

Как следует из формулы (51). с повышением температуры число частиц в
единице объема на разных уровнях выравнивается (кривая П на рис. 99). При
Т -»сю Nt = N2. Такое состояние квантовой системы называется насыщенным.
В этом состоянии поглощение энергии уравновешивается излучением, т. е. уси-
ление сигнала невозможно.

Для получения усиления в квантовой системе необходимо, чтобы вынуж-
денное излучение преобладало над поглощением энергии, т. е. число частиц на
верхнем уровне не должно превышать число частиц на нижнем уровне
(N2 > Л/1). Это состояние квантовой системы носит название инверсии (обра-
щения) населенностей уровней.
Рис. 100. Изменение населенности энергетических уровней
при различных температурах среды

Из формулы (51) следует, что инверсия соответствует отрицательной тем-
пературе квантовой системы. Однако абсолютная оэрицательная температура
физического смысла не имеет, это понятие применимо лишь для описания
населенностей двух энергетических уровней. Физическая среда, в которой до-
стигается инверсия населенностей уровней, называется активной средой с от-
рицательной температурой.

Отсюда следует, что квантовое усиление электромагнитных колебаний
может быть получено при пропускании их через активную среду с отрицатель-
ной температурой. Для эффективного усиления необходимо, чтобы время жиз-
ни системы в инверсном состоянии было как можно больше.

Существует несколько методов получения инверсного состояния кванто-
вой системы. Их применение зависит от рабочего вещества (газ, жидкость,
твердое вещество) и диапазона электромагнитных колебаний, например, метод
сортировки, электрический разряд, энергетическая накачка. Последний метод
нашел наиболее широкое применение в приборах оптического диапазона и
СВЧ.

Рассмотрим накачку трехуровневой в квантовой системе, приведенной на
рис. 101. Подвергнем ее воздействию электромагнитного излучения с частотой
v = (Ж3 - W^/h.
Рис. 101. Инверсия населенности в трехуровневой системе

Тогда произойдет переход с уровня 1 на уровень 3 и при достаточной
мощности излучения можно достичь насыщения перехода 1-3 с числом частиц
Л/1'3, в результате возникнет инверсия населенности уровней 3-2 (либо 2-1).
Если усиливаемый сигнал по частоте соответствует частоте перехода v32, в си-
стеме произойдет усиление этого сигнала. Усиление происходит за счет энер-
гии накачки квантовой системы.

Анализ физических процессов в трехуровневой системе показывает, что
частота сигнала накачки, как правило, должна вдвое превышать частоту излу-
чения рабочего перехода. Возможные частоты рабочих переходов определяют-
ся характеристиками квантовой системы, т. е. для получения квантового усиле-
ния сигнала заданной частоты необходимо подобрать рабочее вещество с нуж-
ной шириной энергетического зазора между уровнями с разрешенными перехо-
дами.

Так. в квантовых приборах СВЧ наиболее широкое распространение полу-
чили твердые кристаллические парамагнитные вещества. К ним относятся кри-
сталлы с примесными ионами элементов группы железа, платины, палладия,
редких земель, актанидов.

Парамагнетики - это вещества, у которых под действием внешнего маг-
нитного поля появляется магнитный момент. Для них характерно расщепление
энергетических уровней под действием магнитного поля (эффект Зеемана).
В результате расщепления возникает многоуровневая квантовая система. В та-
кой системе можно достичь инверсии энергетических уровней методом энерге-
тической накачки.

Энергетические щели между зеемановскими уровнями лежат в области
СВЧ. Поглощение и излучение энергии СВЧ квантовой системы на основе па-
рамагнетика называется электронным парамагнитным резонансом. Этот кван-
товый эффект лежит в основе работы квантовых приборов - усилителей и гене-
раторов СВЧ-диапазона.

Характер расщепления энергетических уровней в парамагнетике зависит
от ориентации кристалла парамагнетика относительно направления внешнего
магнитного поля. Соответственно, меняются рабочие переходы энергетической
накачки и частот ы рабочих излучений.

На рис. 102 приведена энергетическая диаграмма, иллюстрирующая рас-
щепление в магнитном поле энергетических уровней кристалла рубина (окиси
алюминия АЬОз с примесью ионов хрома Сг ).

Рис. 102. Режим работы в квантовой системе на основе рубина
при двух углах ориентации кристалла

Так. при угле ориентации в = 54° 44 происходит симметричное расщепле-
ние подуровней при изменении магнитного поля Н. В этом случае возможна
двойная накачка на переходе 1-3 и 2 4, что обеспечивает большую инверсию
населенности уровней рабочего перехода 3-2, так как одновременно обедняется
уровень 2 и заполняется уровень 3. При угле ориентации 0 = 90° один из воз-
можных режимов - получение при небольшом значении напряженности маг-
нитного поля Н], более длинноволнового рабочего перехода 4- 3.
11.3. Квантовый парами! нигный усилитель

Квантовые парамагнитные усилители (КПУ) - сверхвысокочастотные при-
боры, в которых усиление электромагнитных колебаний происходит за счет
вынужденного излучения, обусловленного резонансом. В КПУ резонаторного
типа процесс усиления происходит в объемном СВЧ резонаторе. Резонаторные
КПУ делятся на два типа: проходной и циркуляторный. В усилителе проходно-
го типа для входа и выхода СВЧ сигналов применяю! две волноводные или
коаксиальные линии. В КПУ циркуляторного типа вход и выход сигнала СВЧ
осуществляют через одну линию с помощью развязывающего устройства
ферритового трехплечего циркулятора.

Как рабочее вещество (парамагнетик) в КПУ применяют рубин (А12О3), ру-
тил (TiO2), вольфрамат (MgW()4) с примесью ионов Сг или Fe? , другие веще-
ства.

Кристалл парамагнетика помещают в двухчастотный резонатор (рис. 103),
назначение которого - увеличить напряженность поля сигнала и, следователь-
но, интенсивность вынужденных переходов.

Рис. 103. Двухчастотный резонатор КПУ

(1 - парамагнитный кристалл; 2 - резонатор накачки; 3 - резонатор сигнала;

4 - поршень настройки резонатора накачки; 5 - настройка резонатора сигнала;

6 - вход сигнала; 7 - вход мощности накачки)

Резонатор представляет собой отрезок прямоугольного волновода (в длин-
новолновой области СВЧ-диапазона - отрезок коаксиальной линии) длиной
пЯ„/2, где Лп - длина волны //01 сигнала накачки. Помещенная внутри полос-
ковая линия длиной Лс/4 образует резонатор на частоте сигнала, где Лс - длина
Т - волны на частоте сигнала. Изменяя размеры отрезка волновода и полоско-
вой линии, можно осуществлять настройку на частоту накачки и сигнала.

К резонатору подходят линии входного и выходного сигналов, а также
сигнал накачки. Через развязывающий ферритовый вентиль и аттенюатор, ре-
гулирующий уровень накачки, мощность накачки, к резонатору подключается
генератор накачки.

Для уменьшения шума, увеличения коэффициента усиления и КПД мазера,
резонатор и частично СВ-линия подвср] аготся сильному охлаждению до темпе-
ратуры жидкого гелия (4,2 К). Для этого они помешены в криостат, образован-
ный двумя сосудами Дьюара, из которых внутренний заполнен жидким гелием,
а внешний - жидким азотом (рис. 104). Все устройство помещено между полю-
сами электромагнита, создающего магнитное поле для парамагнитного резо-
нанса в квантовой системе. Обмотку электромагнита также выполняют из
сверхпроводника, что значительно снижает массу всей системы.

Рис. 104. КПУ резонаторного проходного типа:

(1- резонатор; 2 - парамагнетик; .3 - генератор накачки; 4 - ферритовый
Стержень; 5 - аттенюатор; 6 - вход мощности накачки; 7 - линия передачи
входного сигнала; 8 - линия передачи выходного сигнала;

9.10 - сосуды Дьюара; 11 - магнит)

В целом, работа КПУ может быть описана следующим образом. В актив-
ном веществе КПУ при воздействии внешнего магнитного поля происходит зе-
емановское расщепление энергетических уровней. Изменяя ориентацию кри-
сталла относительно направления магнитного поля, выбирают ту или иную
энергетическую диаграмму расщепления энергетических уровней, рабочий пе-
реход и переход накачки. При воздействии сигнала накачки в квантовой систе-
ме кристалла возникает инверсия населенности уровней. Выходной сигнал
СВЧ, проходя через квантовую систему с инверсией, вызывает вынужденные
переходы, из-за чего происходит его усиление. Усиленный сигнал через отвод-
ную линию СВЧ поступает в нагрузку.

11.4. Квантовый парами! нитный усилитель
бегущей волны

Квантовый парамагнитный усилитель бегущей волны (КУБВ) - другая мо-
дификация СВЧ квантовых приборов. В этой модификации квантовых прибо-
ров применяются замедляющие системы. В целом устройство КУБВ не отлича-
ется от КПУ. приведенного на рис. 104. Отличие заключается лить в том. что
вместо резона гора применяется замедляющая сист ема (рис. 105).

Рис. 105. Схема квантового парамагнитного УБВ

(1 - 01 резок волновода; 2 - замедляющая система: 3 - парамагнетик;

4 - ферритовый вентиль; 5 - вход сигнала; 6 - выход сигнала;

7 - магнит; 8 - криостат)

Замедляющие системы применяются тина гребенка и другие с коэффици-
ентом замедления 50- 100.

С одной стороны замедляющей системы расположен кристалл, а с другой -
ферритовый вентиль для поглощения обратной волны. К замедляющей системе
подходит линия передачи входного и выходного сигналов. В целом принцип
работы КПУ и КУБВ один и тот же, но применение в КУБВ замедляющей си-
стемы вносит некоторые особенности в работу по сравнению с КПУ.
Усиление входного сигнала СВЧ также происходит из-за вынужденного
излучения при парамагнитном резонансе. Применение замедляющей системы
позволяет повысить эффективность взаимодействия замедляющей системы по
сравнению с резонатором, поскольку скорость электромагнитной волны умень-
шается в десятки и сотни раз.

В отличие от ЛЕВ. в ЭВП происходит замедление не групповой скорости, а
фазовой и, следовательно, синхронизации не требуется. Это значительно рас-
ширяет полосу частот усилителя и позволяет регулировать в некоторых преде-
лах, меняя напряженность магнитного поля. Таким образом, в КУБВ возможно
получение большого коэффициента усиления в определенной полосе частот.
Улучшению основных характеристик способе гвует система гелиевого охла-
ждения.

Важнейшим параметром парамагнитных мазеров (резонаторного типа и с
бегущей волной) является коэффициент шума. В лучших образцах мазеров уро-
вень собственных шумов характеризуется шумовой температурой 15-20 К. Это
в 100 раз ниже уровня шумов самых чувствительных усилителей на электрон-
ных приборах, соответственно, чувствительность очень высока.

Коэффициент усиления КПУ резонаторного типа составляет (10-15) дБ, а
КУБВ - (20- 50) дБ. Полоса частот составляет (20-30) %.

Квантовые усилители применяют в устройствах, где чрезвычайно важен
низкий уровень собственных шумов и высокая чувствительность. Однако они
представляют собой довольно громоздкое устройство, поэтому их применяют,
как правило, в стационарных устройствах в радиоастрономии, сверхдальней
космической связи, радиолокации.

Многие космические открытия такие как радиолокация планет, изучение
Луны, планет солнечной системы сделано с помощью квантовых аппаратов
СВЧ.

Кошрольные вопросы к лекции 11

1. Что называют квантовой системой частиц и какими законами описыва-
ется их взаимодействие с электромагнитным полем?

2. Благодаря чему происходит усиление или генерация электромагнитного
излучения в квантовой системе?

3. Приведите примеры и объясните энергетическую диаграмму атома и по-
лупроводникового кристалла. В чем их отличие.

4. Какое состояние квантовой системы называется возбужденным?

5. Что называют спонтанным излучением квантовой системы?

6. Какое состояние квантовой системы называется инверсным?

7. Объяснить инверсию уровней на примере трехуровневой квантовой си-
стемы.

8. Режим работы квантовой системы на основе рубина при разных ориен-
тациях относительно магнитного поля.
9. Схема двухрезонаторного КПУ. Привести пример и объяснить принцип
работы.

10. Схема КПУ резонаторного проходного типа. На примере объяснить
принцип работы.

11. Привести пример схемы квантового парамагнитного УБВ и объяснить
принцип работы.

12. Основные характеристики парамагнитных мазеров и области их при-
менения.

13. Чем отличаются квантовые мазеры от других типов приборов СВЧ?

14. Какие вещества применяются в квантовых приборах в качестве рабо-
чих веществ. Их характеристики?

15. Почему квантовые приборы СВЧ охлаждают до гелиевых температур?

16. Основные области применения квантовых приборов.
ГЛАВА 12. ВОПРОСЫ ИСПЫТАНИЙ
ПРИ ПРОИЗВОДСТВЕ ПРИБОРОВ СВЧ

12.1. Типовые холодные испытания

Производство приборов СВЧ всех типов является сложным технологиче-
ским циклом, требующим проверки геометрических размеров узлов и элемен-
тов на всех стадиях производства. Например, изготовление таких узлов прибо-
ров СВЧ, как катодный узел, резонатор, замедляющие системы требует приме-
нения многих видов технологических операций (расточка, шлифовка, сварка,
пайка и т. д.).

Требования к геометрическим размерам, допускам, к качеству проведения
технологических операций очень высоки. Например, низкое качество сварных
(спаянных) швов в резонаторе и замедляющей системе могут сильно изменить
параметры, а также создать нежелательные паразитные связи с другими узлами
элементов, что снизит характеристики приборов и узлов и может привести к
растрескиванию диэлектрика, выходу приборов из строя.

Все это требует большого количества контрольных проверок узлов и дета-
лей приборов СВЧ на соответствие заданным параметрам.

Обычно контролируют частоту и полосу частот, КСВН, добротность, поте-
ри СВЧ, распределение элекгрического поля. Эти измерения проводят на узлах
или собранных приборах, но без подачи рабочих напряжений. Комплекс подоб-
ных измерений получил название холодных измерений. Комплекс измерений
параметров готовых приборов СВЧ при рабочих напряжениях получил назва-
ние динамических испытаний.

Типовая установка холодных испытаний содержит панорамный измери-
тель КСВН и потерь, а также частотомер (вольтметр) (рис. 106).

Рис. 106. Установка для холодных испытаний

На такой установке можно измерять КСВН различных СВЧ устройств,
добротность резонаторов, потерь, осуществлять подстройку частоты резонато-
ров на заданных значениях.
Установка состоит из генератора СВЧ-колебаний 1 с линейно изменяю-
щейся в большом диапазоне частотой, двух ответвителей 3 с детекторными
секциями 4, реагирующими на подводимую к измеряемому объекту 10 и отра-
жающуюся от нее мощность, индикаторный блок 6, на котором отображается
нулевая калибровочная линия, кривая 7, показывающая зависимость от частоты
и метка 8 частотомера на пулевой линии. Метку можно совмещать с любой
точкой отсчета 7 и измерять частоту в интересующих пределах.

Измеряемый объект (например, готовый узел вывода энергии) соединяется
с передаточной линией установки через фланец 9. На выводе устанавливается,
если необходимо, согласованная нагрузка 11.

Передающий тракт (от генератора) волноводный, а коаксиальная линия 5
соединяет детекторные секции с блоком 6.

Установка называется панорамной, так как на индикаторах отражается за-
висимость КС’ВН или потерь в широком диапазоне частот, т. е. видна панорам-
ная картина поведения исследуемого объекта.

Промышленность выпускает панорамные измерители КСВН, перекрыва-
ющие весь диапазон СВЧ, например, Р2-66М (сечение волновода 11*5,5),
Р2-68М (сечение волновода 5,2*2.6), Р2-100 (на коаксиальной линии) и другие.

Второй типовой установкой для холодных испытаний является установка
для снятия распределения электрического поля в замедляющих системах ЛБВ и
ЛОВ, в резонаторных блоках магнетронов, амплитронах и т. д. (рис. 107).

Рис. 107. Установка для снятия распределения поля
в резонаторном блоке магнетрона
От генератора 1 малой мощности с перестраиваемой частотой, имеющего
встроенный частотомер, сигнал поступает в неподвижную встроенную секцию
2, на которой вращается секция 3, имитирующая катодный блок магнетрона,
имеющий выступающий в пространство взаимодействия зонд 4.

Вблизи резонаторного блока 5 располагается небольшая петля 6 с детек-
торной секцией 7, сигнал с которой подается на индикатор 8. В катушках 9 вы-
рабатывается напряжение синхронизации для индикатора 8, разворачивающее
луч на его экране по кругу.

Если частота генератора не совпадает с резонансной частотой блока на
каком-либо виде колебаний, на петле 6 сигнала нет, а на индикаторе видна
окружность. При резонансе в петлю попадает напряжение СВЧ. величина ко-
торого зависит от азимутального положения зонда 4 в пространстве взаимодей-
ствия магнетрона.

На экране появляется картинка 10, которая отображает распределение
электрического поля в блоке резонатора по азимуту. В нормально собранном
резонаторе резонансные частоты должны совпадать с синхронной частотой -
вида и на картине распределения электрического поля должно быть видно N/2
лепестков равной амплитуды.

Искажение карп ины говорит о технологических недостатках и браке. Про-
веренные узлы поступают на вакуумирование, после чего иногда повторно про-
веряют некоторые параметры узлов холодным методом.

12.2, Ч иновые динамические испытании

Типовая установка для динамических испытаний усилительного ЭВГ1 СВЧ,
приведена на рис. 108.

Рис. 108. Установка для испытания СВЧ усилителя
непрерывного действия
Выходной сигнал от источника СВЧ-колебаний 1 с частотомером через ат-
тенюатор 2 и направленный ответвитель 3 подается на вход усилителя 6. Вели-
чина сигнала измеряется термистором 4 и прибором 5. На выходе усилителя
обычно ставятся рассогласователи 8 с фазовращателем 10 и согласованная
нагрузка 11. Выпрямитель 9 является источником высокого напряжения,
трансформатор 7 с высоковольтной изоляцией между обмотками - источником
напряжения накала катода.

При испытаниях СВЧ-генератора непрерывного действия входной элемент
1-5 установки отсутствует, а на выходе дополнительно подключается частото-
мер.

Представленная на рис. 108 установка является простейшей и может до-
полняться приборами для измерения уровней шумов в выходном каскаде и раз-
ности фаз выходного и входного напряжения.

При проведении холодных и, особенно горячих, испытаний необходимо
тщательно следить за сборкой узлов приборов СВЧ, так как неплотное соеди-
нение ведет к излучению мощности СВ1! в открытое пространство, что может
исказить результат испытаний и представлять опасность для обслуживающего
персонала.

Согласно действующим правилам техники безопасности, лица, запятые
испытанием ЭВГ1 СВЧ, не должны подвергаться облучению интенсивностью
большей 10 мкВт/см . Учитывая это, стыковочные фланцы в мощных трактах
снабжаются защитными накидочными муфтами из материала, поглощающего
СВЧ-излучение. Испытуемый СВЧ прибор помещается в металлическую каби-
ну. что защищает испытателя от возможного излучения СВЧ.

Контрольные вопросы к лекции 12

1. Какие технологические операции применяются при изготовлении узлов
и элементов приборов СВЧ.

2. Как влияют технологические операции на качество приборов СВЧ.

3. Какие контрольные проверки применяются при изготовлении приборов
СВЧ.

5. Привести пример и объяснить схему холодных испытаний узлов, эле-
ментов. приборов СВЧ.

6. Типы и параметры приборов для измерения КСВН (примеры).

7. Схемы для измерения распределения электрического поля в замедляю-
щих системах ЭВИ СВЧ (примеры схем, принципы работы).

8. На примере схемы для проведения динамических испытаний приборов
СВЧ объяснить принципы работы.

9. Какие приборы называются панорамными (примеры).

10. Схема установки для испытания СВЧ усилителя непрерывного дей-
ствия (пример, объяснение принципа работы).
ГЛАВА 13. ПЕРСПЕКТИВЫ РАЗВИТИЯ
ПРИБОРОВ СВЧ

Развитие науки и техники непрерывно диктует новые требования как к
приборам СВЧ, так и открывает новые сферы их применения. Приборы СВЧ
большой мощности традиционно применяются в выходных каскадах радиоло-
каторов. в технологических промышленных установках, в установках промыш-
ленного нагрева.

Приборы СВЧ средней мощности применяю! в средних каскадах радиоло-
каторов. бытовых установка СВЧ, медицинской аппаратуре.

Маломощные приборы СВЧ применяют в радиорелейных линиях связи,
метрологической и измерительной аппаратуре, испытательных стендах различ-
ною применения.

В большинстве областей применения приборы СВЧ обеспечивают целый
комплекс параметров: высокую стабильность частоты и малый уровень соб-
ственных шумов, большой коэффициент усиления, большую полосу рабочих
частот. Во всех случаях необходим высокий КПД, большой ресурс работы, ма-
лые габариты и низкое энергопотребление, высокая надежность. Все это гово-
рит о том. что практически все типы приборов будут развиваться, совершен-
ствоваться и расширится область их применения.

Глубокое теоретическое изучение физических явлений, лежащих в основе
работы СВЧ приборов, уровень современного программного обеспечения, но-
вые методы конструирования и разработки приборов, новые технологии и ма-
териалы позволяют совершенствовать имеющиеся приборы СВЧ и создавать
новые для различных областей науки и техники.

Рассмотрим некоторые направления развития СВЧ электроники. В области
создания мощных СВЧ приборов следует отметить твистрон, гибрид мощного
многорезонаторного клистрона и ЛЬВ О-типа. Замена выходного резонатора
клистрона замедляющей системой ЛЕВ позволили значительно расширить ра-
бочую полосу частот при высоких КПД и усилении, что очень важно для мощ-
ных приборов СВЧ.

Дальнейшим совершенствованием магнетрона является амплитрон или ко-
аксиальный магнетрон с холодным катодом. При подаче высокого напряжения
на катод амплитрона из-за микронеровностей на поверхности холодного катода
происходит слабая автоэлектронная эмиссия электронов с поверхности катода.
Этот слабый поток электронов сразу взаимодействует с полем СВЧ. Электрон-
ная бомбардировка катода вызывает вторичную эмиссию, что увеличивает ка-
тодный ток.

Процесс нарастания тока от ничтожно малого до рабочего происходит
очень быстро (доли микросекунды). В качестве катода в амплитронах исполь-
зуют чистую платину, сплав платины с барием и другие элементы.

По мере продвижения в область коротковолнового диапазона СВЧ разме-
ры замедляющих систем и резонаторов уменьшаются, что приводит к техноло-
115
гическим трудностям их изготовления По этой причине больший интерес
представляют приборы, где происходит обмен энергией электрона и поля СВЧ
не в замедляющих системах.

Установлено, что передача энергии в этом случае возможна, когда элек-
тронный поток движется внутри волновода по криволинейной траектории (по
спирали или по циклоиде). В этом случае взаимодействие происходит, когда
частота СВЧ-волны совпадает или кратна циклотронной частоте а>ц = еВ/т.
Приборы СВЧ на циклотронном резонансе получили название мазеры (МЦР) и
являются одним из перспективных направлений развития СВЧ электроники.

О важности и значимости развития электроники СВЧ говорилось на Все-
российской конференции «Электроника и микроэлекгроника СВЧ», проходив-
шей в Санкт-Петербурт, 28 мая - 31 мая 2018 г. по инициативе Санкт-
Петербургского государственного электротехнического университета «ЛЭТИ»
(СПбГЭТУ) Министерства образования и науки Российской Федерации и
АО «НИН «Исток» им. Шокина». Генеральным спонсором конференции вы-
ступила компания Rohde & Schwarz, организовавшая в рамках конференции
выставку своей измерительной техники СВЧ.

В организационный и программный комитет конференции входили пред-
ставители вузов, институтов РАН. промышленных предприятий и организаций.

Направления работы конференции включали:

I. Физические явления в материалах СВЧ электроники и микроэлектро-
ники.

2. Материалы СВЧ электроники и микроэлектроники и методы их полу-
чения.

3. Пассивные элементы и устройства СВЧ электроники и микроэлектро-
ники.

4. Приборы твердотельной СВЧ электроники и микроэлектроники.

5. Приборы вакуумной и плазменной СВЧ электроники и микроэлектро-
ники.

6. Биомедицинские приложения СВЧ электроники.

7. Антенны и фазированные антенные решетки.

8. Измерения на СВЧ и междисциплинарные исследования.

9. Радиофотоника.

Разные вопросы СВЧ электроники и микроэлекгроники.

В конференции приняли участие более 200 человек из 17 вузов, 8 институ-
тов РАН и 52 промышленных предприятий и организаций радиоэлектронной
отрасли. Среди участников конференции было 55 аспирантов и студентов. По
мнению участников, конференция явилась важной площадкой для профессио-
нального обмена мнениями, техническими и технологическими решениями
между представителями ведущих российских вузов, институтов РАН и про-
мышленности по вопросам современного состояния СВЧ-техники, тенденций и
перспектив развития СВЧ-электроники и микроэлектроники. Принято решение
проводить подобные конференции ежегодно, что в очередной раз доказывает
перспективность развития СВЧ-технологий в науке и технике.
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

Основной литературы

1. https://radelprom.pro/tpost/ss8khaccpi-sistemi-v-korpuse-sip (дата обраще-
ния 11.01.2024).

2. Мейлицев, В. Системы в корпусе. Краткий обзор технологий / В. Мей-
лицев // Электроника: Наука, технология, бизнес. - 2021. - № 2(203). - С. JOS-
113. DO1 10.22184/1992-4178.2021.203.2.108.113.-EDN RUNCEI).

3. Ткаченко Ф.А. Электронные приборы и устройства: учебник 'Ф.А. Тка-
ченко. - Минск: Новое знание; М.: ИНФРА-М, 2017. - 682 с.: ил. - (Высшее об-
разование).

4. Смоленцев Н.И. Электроника СВЧ [Электронный ресурс]: учебное по-
собие / Н.И. Смоленцев; Сибирский государезвенный университет телекомму-
никаций и информатики. - Электрон, дан. (1 файл). - Новосибирск: СибГУТИ,
2018. - 138 с.: ил. - Библиогр.: с. 132-133. - Загл. с титул, экрана. - Электрон,
версия безпеч. публикации. - Режим доступа: http://ellib.sibsutis.ru-
/ellib/2019/844 Smolentsev N.I. EHlektronika SVCH .pdf, по паролю.-: Б. ц.

5. Гилмор А.С.-мл. Лампы с бегущей волной [Электронный ресурс] / Гил-
мор А.С.-мл. - Электронные текстовые данные. - М.: Техносфера, 2013. -
616 с. - Режим доступа: http://www.iprbookshop.ru/31867. - ЭБС «IPRbooks», по
паролю.

6. Титов А.А. Устройства управления амплитудой мощных сит налов
[Электронный ресурс] / Титов А.А. - Электронные текстовые данные. - М.:
СОЛОН-ПРЕСС, 2013. - 136 с. - Режим доступа: http://www.iprbookshop.ru-
/26928. - ЭБС «IPRbooks», но паролю.

7. Кущ Г.Г. Приборы и устройства оптического, и СВЧ диапазонов
[Электронный ресурс]: учебное пособие / Кущ Г.Г., Соколова Ж.М.,
Шангина Л.И. - Электронные текстовые данные. - Томск: Томский государ-
ственный университет систем управления и радиоэлектроники, 2012. -414 с. -
Режим доступа: http://www.iprbookshop.ru/14020. - ЭБС «IPRbooks», но паролю.

8. Соколова Ж.М. Приборы и устройства СВЧ, КВЧ и ГВЧ диапазонов
[Электронный ресурс]: учебное пособие / Соколова Ж.М. - Электронные
текстовые данные. - Томск: Томский государственный университет систем
управления и радиоэлектроники, 2012. - 283 с. - Режим доступа:
http://www.iprbookshop.ru/13961. - ЭБС «IPRbooks», по паролю. Допол-
нительной литературы

9. Федоров Н.Д. Электронные приборы СВЧ и квантовые приборы: Учеб-
ник для вузов. - Изд. 2-е, перераб. и доп - М.: Атомиздат, 1979, - с. 288.
10. Электронные приборы сверхвысоких частот. Учебное пособие для ра-
диофизических и радиотехнических специальностей факультетов и специаль-
ностей вузов. 2-е изд., иерераб. и доп./Под ред. В.Н. Шевчика и М.А. Григорье-
ва. Изд-во Сарат. ун-та, 1980, с. 416.

11. Полупроводниковые приборы. Диоды высокочастотные, импульсные,
оптоэлектронные приборы: Справочник - 2-е изд., стереотип. - /А.Б. Гитцевич,
А.А. Зайцев, В.В. Мокряков и др.: под ред. А.В. Голомедова. - М.: КУбК -
а, 1994.- 592 с.: ил.

12. Андрушко Л.М., Федоров Н.Д. Электронные и квантовые приборы
СВЧ: Учебник для вузов связи. - М.: Радио и связь. 1981,- 208 с.: ил.

13. Пиликина, Е.А. Генераторы на лавинно-пролетных диодах / Е.А. Пили-
кина, В. Н. Дорохин, К. В. Белоус И Инновации. Наука. Образование. -
2021.-№ 31.-С. 510-517.-EDN RHMSVS.

Дополнительной литературы

14. Лебедев И.В. Техника и приборы СВЧ. Под ред. академика Н.Д. Девят-
кова. Учебник для вузов по специальности «Электронные приборы», М.:
«Высшая школа», 1970.

15. Лебедев И.В. Техника и приборы сверхвысоких частот. Под ред.
Н.Д. Девяткова. Изд 2-е, перераб. и доп. Учебник для вузов по специальности
«Электронные приборы». М.: «Высшая школа», 1972. 376 с.: ил.

16. Кацман К).А. Приборы СВЧ. Теория, основы расчета и проектирования
электронных приборов- Учебник для вузов по спец. «Электронные приборы».
2-е изд., перераб. и доп. - М.: Высшая шк., 1983. - 386 с.: ил.

17. Белоус, А.И. СВЧ-электроника в системах радиолокации и связи. Тех-
ническая энциклопедия [Электронный ресурс]: энциклопедия / А.И. Белоус,
М.К. Мерданов. С.В. Шведов. - Электрон, дан. - Москва: Техносфера, 2016.
688 с. - Режим доступа: https://e.lanbook.coni'book/l 10947. - Загл. с экрана.

18. Белоус, А.И. СВЧ-электроника в системах радиолокации и связи. Тех-
ническая энциклопедия [Электронный ресурс]: энциклопедия / А.И. Белоус,
М.К. Мерданов, С.В. Шведов. - Электрон, дан. - Москва: Техносфера, 2016. -
728 с. - Режим доступа: hitp5://e.lanbook.com/book/l 10948. - Загл. с экрана.

19. Карушкин, Н.Ф. Полупроводниковые компоненты и устройства элек-
тронной техники в коротковолновой части СВЧ диапазона / Н.Ф. Карушкин,
И.А. Обухов. Е.А. Смирнова // СВЧ-техника и телекоммуникационные техно-
логии (КрыМиКо’2019) : Тезисы докладов 29-й Международной Крымской
конференции, Севастополь, Крым, 08-14 сентября 2019 года. - Севастополь,
Крым: Федеральное государственное автономное образовательное учреждение
высшего образования «Севастопольский государственный университет», 2019.
-С. 1-2.-EDN HAXWOZ.

20. Белоус, Л. Микроэлектроника как технологический базис интеллекту-
ального приборостроения / А. Белоус И Наука и инновации. - 2022. -
№ 3(229). - С. 15-20. - EDN VAACUA.

21. Кореков, Л.В. Анализ схемных решений интегральных СВЧ цифровых
ступенчатых аттенюаторов, изготавливаемых по различным технологическим
процессам / J1.B. Кореков, Л.А. Метель, А.С. Сальников // Проблемы разработ-
ки перспективных микро- и ианоэлектронных систем (МЭС). - 2020. - № 4. -
С. 174-180. - DOI 10.31114/2078-7707-2020-4-174-180. - EDN RTYFHR
ОГЛАВЛЕНИЕ

ВВЕДЕНИЕ..........................................................3

Глава 1. Пассивные микроэлектронные устройства СВЧ................4

1.1. Введение.....................................................4

1.2. Микрополосковая линия........................................6

1.3. Дисперсионные характеристики МПЛ.
Распределение полей и токов......................................10

1.4. Волновое сопротивление МПЛ..................................11

1.5. Щелевая и компланарная линии................................13

1.6. Связанные линии передачи....................................17

Глава 2. Элементы и узлы интегральных схем СВЧ.....................19

2.1. Индуктивности, емкости, резисторы, согласованные нагрузки...19

Глава 3. Резонаторы на микрополосковых и щелевых линиях,
диэлекгрических струкгурах.......................................30

3.1. Плоскостные резонаторы......................................30

Глава 4. Устройства возбуждения линий передачи, переходы
и короткозамыкатели, фильтры.....................................38

4.1. Коаксиально-полосковые переходы.............................38

4.2. Волноводно-полосковые переходы..............................40

4.3. Короткозамыкатели...........................................42

4.4. Фильтры.....................................................43

4.4.1. Филыры нижних частот....................................46

4.4.2. Фильтры верхних частот..................................48

Глава 5. Устройства СВЧ..........................................50

5.1. Направленные ответвители и мосты............................50

5.2. Кольцевой направленный ответвитель..........................52

5.3. Делители и сумматоры мощности...............................55

5.4. Устройства управления фазой и амплитудой сигнала СВЧ .........59

Глава 6. Физические процессы в полупроводниковых приборах СВЧ.....61

6.1. Особенности полупроводниковых приборов СВЧ..................61

6.2. Физические процессы в СВЧ-транзисторах......................61

6.3. Физические процессы в лавинно-пролетных диодах..............63

6.4. Физические процессы в диодах Ганна..........................71
Глава 7. Активные микроэлектронные устройства
на полупроводниковых элементах СВЧ...............................77

7.1. Диод Ганна..................................................77

7.2. Эквивалентная схема генератора на диоде Ганна. Режим работы..79

1 лава 8. Усилители мощности на полевых транзисторах СВЧ........86

8.1. Общие сведения..............................................86

8.2. Полевой транзистор СВЧ......................................87

Глава 9. Параметрические усилители...............................91

9.1. Общая характеристика малошумящих усилил елей................91

9.2. Параметрические диоды.......................................92

Глава 10. Малошумящие транзисторные усилители СВЧ................96

10.1. Общие сведения о транзисторах и транзисторных усилителя СВЧ.96

10.2. Особенности построения малошумящих транзисторных
усилители СВЧ....................................................97

Глава 11. Квантовые приборы СВЧ.................................100

11.1. Особенности квантовых приборов СВЧ........................100

11.2. Физические основы работы квантовых приборов СВЧ...........100

11.2.1. Энергетические состояния квантовой системы............100

11.2.2. Вынужденные изменения состояния квантовой системы.....101

11.2.3. Инверсия населенностей уровней..........................102

11.3. Квантовый парамагнитный усилитель.........................106

11.4. Квантовый парамагнитный усилитель бегущей волны.......... 108

Глава 12. Вопросы испытаний ври производстве приборов СВЧ.........111

12.1. Типовые холодные испытания..................................111

12.2. Типовые динамические испытания..............................113

Глава 13. Перспективы развития приборов СВЧ.......................115

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК........................................117

ОГЛАВЛЕНИЕ..................................................... 120
(чЛ\ Инфра-Инженерия

Is / Издательств- технической литературы

Издательство предлагает учебную литературу
по следующим направлениям'

• IT, Информатика

• Авиационная и ракетно-космическая техника

• Автоматизация

• Автомобильная техника

• Арматура. Трубопроводы

• Бетоны

* Бурение нефтяных и газовых скважин

• Вооружение. Радиоэлектронные системы.

• Газовое хозяйство

• Геодезия, картография и маркшейдерское дело

• Геология. Геофизика Геохимия

* Горное дело

• Железнодорожный транспорт

• Лесная промышленность

• Логистика

• Машиностроение

• Медицина и биоинженерия

• Металлургия

* Нефтегазовая промышленность

• Педагогика. Психология

• Пищевая промышленност ь

• Промышленная безопасность. Охрана труда

• Разработка и эксплуатация нефтяных

и газовых месторождений

* Сварочное дело

• Словари

• Сети и коммуникации. Волоконно-оптическая техника

• Строительство

• Судостроение

• Транспортное строительство. Дороги. Мосты. Тоннели

• Физико математические науки

• Химия. Химические технологии

• Экология. Безопасность жизнедеятельности

• Экономика. Управление. Электронная коммерция

• Электроника

• Электро-и теплоэнергетика

Интернет-магазин
infra-e.ru

Телефон

8 а.00-250-66-01
е-911-512-48-48

Более 2000 вошущенных книг
по 30 гемам и направлениям

Доставляем наши книги по
всей России от Калининграда
до Камчатки, а также а
страны СНГ

Нам доьеряют более 90
учебных заведений в России
и за рубежом
Учебное издание

Смоленцев Николай Иванович

Микроэлектроника СВЧ

Учебное пособие

ISBN 978-5-9729-2575-9

9 785972 925759

Подписано в печать 28.02.2025

Формат 60x84/16. Усл. печ. л. 7,21. Печать но требованию.

Бумага офсетная. Гарнитура «Таймс».

Издательство «Инфра-Инженерия»
160011, г. Вологда, ул. Козленская, д. 63
Тел.: 8(800) 250-66-01

E-mail: booking@infra-e.ru
https://infra-c.ru

Издательство приглашает
к сотрудничеству э.в горов
научно-технической литературы