Автор: Кечиев Л.Н.
Теги: аппаратные средства техническое обеспечение компьютерные технологии цифровая электроника
ISBN: 978-5-94833-024-2
Год: 2007
Текст
ПРОЕКТИРОВАНИЕ
ПЕЧАТНЫХ ПЛАТ
ЦИФРОВОЙ
БЫСТРОДЕЙСТВУЮЩЕЙ
АППАРАТУРЫ
Серия «Библиотека ЭМС»
Л.Н. Кечиев
Проектирование печатных плат
для цифровой быстродействующей
аппаратуры
ООО «Группа ИДТ»
Москва
2007
УДК 004.3
ББК 32.973.26-02
КЗЗ
Серия основана в 2003 году
Серия издается под редакцией журнала «Технологии ЭМС»
Главный редактор серии — Кечиев Л.Н.,
д. т. н., профессор
Кечиев Л.Н.
КЗЗ Проектирование печатных плат для цифровой быстродействую-
щей аппаратуры / Л.Н. Кечиев — М.: ООО «Группа ИДТ», 2007. -
616 с.: ил. — (Библиотека ЭМС).
ISBN 978-5-94833-024-2
Впервые в отечественной литературе рассматривается полный комплекс воп-
росов проектирования печатных плат для быстродействующей цифровой аппара-
туры. Дается характеристика современной и перспективной элементной базы,
рассматриваются электрофизические параметры печатных плат и линий передач
в их составе. Большое внимание уделено методам анализа помех в цифровых уз-
лах. Отдельно рассмотрен один из важнейших вопросов — проектирование шин
питания и заземления в составе плат. Детально представлен материал по проек-
тированию дифференциальных пар, которые все шире применяются в печатных
платах. Излучения от печатных плат и их восприимчивость к электромагнитным
помехам рассмотрены в контексте электромагнитной совместимости, базовые
сведения о которой необходимы каждому разработчику. В завершение рассматри-
ваются некоторые аспекты САПР печатных плат, применение которых важно для
создания быстродействующих печатных узлов, а также влияние технологии на
конечные показатели плат.
Изложение материала ориентировано на инженерную аудиторию, иллюстри-
руется многочисленными практическими примерами и сопровождается конкрет-
ными рекомендациями и правилами проектирования.
Книгу можно рассматривать как развернутый справочник. Она может быть по-
лезна разработчикам печатных плат, студентам и аспирантам соответствующих спе-
циальностей, а также её можно рекомендовать в качестве учебного пособия в си-
стеме повышения квалификации и профессионального мастерства.
Издание книги одобрено Гильдией профессиональных технологов приборо-
строения.
УДК 004.3
ББК 32.973.26-02
Все права защищены. Никакая часть настоящей книги не может быть воспроизве-
дена или передана в какой бы то ни было форме и какими бы то ни было средствами,
будь то электронные или механические, включая фотокопирование и запись на маг-
нитный носитель. При нарушении авторских прав применяются меры в соответствии
с нормами Российского законодательства в области авторских прав.
ISBN 978-5-94833-024-2
© Кечиев Л.Н., 2007
© ООО «Группа ИДТ», 2007
Перепечатка запрещена
Памяти друга
профессора Петрова Бориса Викторовича
и учителей
профессора Князева Алексея Дмитриевича
и
профессора Литвака Игоря Иосифовича
посвящаю
Оглавление
Содержание............................................................4
Предисловие...........................................................9
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах............................ 13
1.1. Тенденции развития электронных средств и проблемы проектирования
печатных плат....................................................... 13
1.1.1. Развитие методов проектирования и конструкций печатных плат.. 13
1.1.2. Стратегия разработки и верификации плат....................21
1.2. Элементы цифровой обработки информации..........................33
1.2.1. Цифровые системы и передача сигналов.......................34
1.2.2. Стандарты передачи сигналов и семейства логических микросхем.37
1.2.3. Помехи в системе при работе микросхем .....................48
1.2.4. Вольтамперные характеристики цифровых схем.................52
1.2.5. Электрические соединения на плате..........................56
1.2.6. Цифровой сигнал в электрических соединениях................57
1.2.7. Контрольная диаграмма, джиттер и расфазировка..............64
1.3. Номенклатура и параметры корпусов микросхемы....................67
1.3.1. Микросхемотехника и печатные платы ........................67
1.3.2. Корпуса микросхем для монтажа в отверстия..................68
1.3.3. Корпуса для поверхностного монтажа.........................76
1.3.4. Корпуса с матрицей шариковых выводов BGA...................79
1.3.5. Корпуса с размерами кристалла..............................90
1.3.6. Электрические параметры корпусов ИС........................92
1.3.7. Методология моделирования корпусов микросхем............. 105
1.4. Материалы для печатных узлов.................................. 109
1.4.1. Материалы для корпусирования кристаллов.................. 109
1.4.2. Материалы для печатных плат............................... ПО
1.4.3. Материалы с высокой магнитной проницаемостью............. 121
Глава 2. Электрофизические параметры печатного монтажа.................123
2.1. Полное сопротивление и электрические модели печатного монтажа..... 123
2.1.1. Описание целостности сигнала в решениях и терминах полного
сопротивления.................................................. 124
2.1.2. Полные сопротивления реальных и идеальных элементов цепей.... 125
2.1.3. Полные сопротивления во временной области
2.1.4. Полные сопротивления в частотной области................. 129
2.1.5. Эквивалентные схемы компонентов.......................... 132
2.1.6. Выбор моделей............................................ 134
2.2. Сопротивление и его модели.................................... 137
2.2.1. Физические основы сопротивления.......................... 137
2.2.2. Объемное удельное сопротивление материала................ 141
2.2.3. Сопротивление на единицу длины проводника................ 142
2.2.4. Поверхностное сопротивление.............................. 142
2.2.5. Скин-эффект и распределение тока по сечению проводника....... 144
Содержание
5
2.3. Электрическая емкость в печатном монтаже...................... 150
2.3.1. Основные определения..................................... 150
2.3.2. Классификация электростатических систем.................. 153
2.3.3. Общие свойства электрической емкости..................... 154
2.3.4. Электрический ток в конденсаторах........................ 156
2.3.5. Емкость и конфигурация проводников....................... 157
2.3.6. Плоскопараллельный конденсатор........................... 158
2.3.7. Диэлектрическая проницаемость............................ 159
2.3.8. Эффективная диэлектрическая проницаемость................ 160
2.3.9. Емкость между слоями платы............................... 162
2.3.10. Погонная емкость........................................ 165
2.4. Методы расчета электрической емкости в печатном монтаже....... 167
2.4.1. Классификация методов расчета емкости.................... 167
2.4.2. Инженерные методы оценки емкости......................... 168
2.4.3. Емкость металлизированных отверстий...................... 175
2.5. Физические основы индуктивности............................... 179
2.5.1. Понятие индуктивности.................................... 180
2.5.2. Парциальная индуктивность................................ 184
2.5.3. Эффективная индуктивность проводников.................... 187
2.5.4. Собственная и взаимная индуктивность контура............. 192
2.5.5. Система электропитания и индуктивность контура питания... 193
2.5.6. Индуктивность контура с прямоугольными пластинами........ 194
2.5.7. Индуктивность контура и переходные отверстия............. 195
2.5.8. Индуктивность контура с плоскостями, содержащими матрицу
отверстий с гарантированным шагом............................... 197
2.5.9. Взаимная индуктивность контуров.......................... 198
2.5.10. Индуктивность нескольких элементов...................... 198
2.5.11. Вихревые токи и индуктивность........................... 199
Глава 3. Линии передачи в печатном монтаже.............................202
3.1. Линии передачи и их модели.....................................202
3.1.1. Модели линии передачи.....................................202
3.1.2. Однородные линии передачи.................................205
3.1.3. Скорость распространения сигнала в линии..................207
3.1.4. Пространственное разрешение при распространении сигнала....210
3.1.5. Понятие электрически длинной и короткой линии передачи.....211
3.1.6. Мгновенное полное сопротивление линии передачи............216
3.1.7. Волновое сопротивление....................................216
3.1.8. Путь возвратного тока в линии передачи....................218
3.1.9. Возвратный путь в смежных слоях МПП.......................220
3.1.10. Модель линии на основе £С-звеньев........................227
3.1.11. Расчет волнового сопротивления с помощью приближенных
соотношений......................................................228
3.1.12. Частотная зависимость волнового сопротивления............234
3.2. Линии передачи с потерями......................................234
3.2.1. Влияние потерь в линиях передачи на качество функционирования
цифрового узла...................................................235
3.2.2. Контрольная диаграмма.....................................237
3.2.3. Механизмы потерь в линии передачи.........................239
3.2.4. Коэффициент рассеяния.....................................240
3.2.5. Модель линии передач с потерями...........................243
6
Содержание
3.2.6. Волновое сопротивление линии передачи с потерями..........247
3.2.7. Скорость распространения сигнала в линии с потерями.......247
3.2.8. Ослабление в линии с потерями.............................248
3.2.9. Полоса пропускания линии передачи.........................255
3.2.10. Поведение линии с потерями во временной области..........258
Глава 4. Обеспечение целостности сигнала в печатном монтаже............260
4.1. Целостность сигнала в электронных модулях......................260
4.1.1. Целостность сигнала и проектирование печатных плат........260
4.1.2. Однородность линий передачи и помехи отражения............263
4.1.3. Перекрестная помеха в межсоединениях......................264
4.1.4. Помехи в шинах питания....................................265
4.1.5. Джиттер цифрового сигнала.................................267
4.1.6. Нарушение целостности сигнала за счет скин-эффекта........271
4.1.7. Режим общего вида.........................................274
4.1.8. Электромагнитные помехи...................................276
4.1.9. Методология проектирования печатных плат и печатных узлов..278
4.2. Целостность сигнала в коротких и длинных одиночных линиях
передачи............................................................279
4.2.1. Короткие линии передачи...................................279
4.2.2. Длинные линии передачи....................................280
4.2.3. Отражения в линиях передачи...............................286
4.2.4. Помехи отражения в длинных линиях передачи................290
4.2.5. Определение формы сигнала в однородной линии с линейными
нагрузками ......................................................292
4.2.6. Определение формы сигнала в однородной линии
с нелинейными нагрузками.........................................296
4.2.7. Согласование линии передачи...............................305
4.2.8. Особенности согласования ЭСЛ-схем.........................313
4.3. Неоднородности в линиях передачи...............................316
4.3.1. Плоскость как возвратный проводник линии передачи.........316
4.3.2. Возвратный путь в аналого-цифровых платах.................318
4.3.3. Разветвления..............................................320
4.3.4. Шлейфы....................................................321
4.3.5. Емкостная нагрузка в конце линии..........................322
4.3.6. Емкостная нагрузка в середине линии.......................325
4.3.7. Повороты сигнальных проводников...........................328
4.3.8. Металлизированные отверстия...............................329
4.3.9. Нагрузки, распределенные по длине линии...................331
4.3.10. Индуктивные неоднородности...............................333
4.3.11. Компенсация..............................................336
4.3.12. Последовательно соединенные короткие отрезки линии.......337
4.3.13. Соединители как неоднородность линий передачи..........338
4.4. Перекрестные помехи в связанных линиях передачи................341
4.4.1. Перекрестные помехи и суперпозиция........................341
4.4.2. Механизм связи активной и пассивной линий.................342
4.4.3. Модели описания перекрестных помех........................343
4.4.4. Перекрестные помехи в коротких линиях.....................344
4.4.5. Перекрестные помехи в длинных линиях передачи.............346
4.4.6. Коэффициенты перекрестной помехи в длинной линии..........350
4.4.7. Емкостные параметры связанных линий.......................359
Содержание
7
4.4.8. Матрица емкостей и расчет................................360
4.4.9. Индуктивная матрица......................................363
4.4.10. Способы снижения уровня перекрестных помех..............364
4.4.11. Защитные трассы.........................................365
4.4.12. Перекрестная помеха и диэлектрическая проницаемость.....368
4.4.13. Перекрестные помехи и джиттер...........................368
4.4.14. Коммутационные помехи...................................370
4.4.15. Методы снижения перекрестных помех......................372
Глава 5. Проектирование шин питания и заземления......................373
5.1. Система питания и заземления..................................373
5.1.1. Полное сопротивление системы питания.....................373
5.1.2. Стратегия и правила проектирования слоев питания.........376
5.1.3. Потенциальный слой с сетчатым рисунком...................379
5.1.4. Топология сплошных слоев питания и опорного напряжения...384
5.1.5. Структура набора слоев МПП...............................389
5.2. Помехи в шине питания и их устранение.........................398
5.2.1. Особенности систем питания цифровых микросхем............398
5.2.2. Развязывающие конденсаторы в электронных модулях.........406
5.2.3. Минимизация полного сопротивления системы питания........422
5.3. Рекомендации по проектированию шин питания и заземления.......426
Глава 6. Дифференциальная пара в печатном монтаже.....................429
6.1. Передача дифференциальных сигналов............................429
6.1.1. Основы дифференциальной передачи сигналов................429
6.1.2. Конструкция дифференциальной пары........................432
6.1.3. Дифференциальное полное сопротивление несвязанных линий..434
6.1.4. Влияние связи между линиями..............................436
6.2. Полное сопротивление дифференциальной пары....................440
6.2.1. Дифференциальное полное сопротивление....................440
6.2.2. Распределение возвратного тока в дифференциальной паре...441
6.2.3. Нечетная и четная моды...................................443
6.2.4. Дифференциальное полное сопротивление и полное
сопротивлениенечетной моды......................................446
6.2.5. Полное сопротивление режима общего вида и четной моды....447
6.3. Сигналы дифференциального и общего вида и компоненты
напряжения нечетной и четной мод...................................448
6.3.1. Скорости мод и перекрестная помеха на дальнем конце
дифференциальной пары......................................450
6.3.2. Модель идеальной связанной линии или идеальная
дифференциальная пара...........................................453
6.3.3. Согласование дифференциального и общего сигналов.........454
6.3.4. Согласование низковольтных ЭСЛ схем......................458
6.4. Преобразование дифференциального сигнала в сигнал общего вида.460
6.4.1. Расфазировка.............................................460
6.4.2. Асимметрия...............................................463
6.4.3. Сигналы общего вида и электромагнитные помехи............464
6.5. Помехи в дифференциальной паре................................468
6.5.1. Перекрестная помеха между одиночной линией
и дифференциальной парой.......................................468
6.5.2. Неоднородности в возвратном пути.........................471
8
Содержание
6.6. Расчет параметров дифференциальной пары.........................473
6.6.1. Расчет параметров нечетной и четной мод...................473
6.6.2. Матрица волновых сопротивлений............................475
6.7. Рекомендации по проектированию дифференциальной пары...........477
Глава 7. Печатные платы и элементы ЭМС.................................484
7.1. ЭМС как показатель качества электронной аппаратуры ............484
7.1.1. ЭМС и качество изделия ...................................484
7.1.2. Система технического регулирования в области ЭМС..........488
7.1.3. Понятие «электрического размера»..........................491
7.1.4. Общие единицы измерения ЭМС...............................493
7.2. Помехоэмиссия от печатных узлов................................500
7.2.1. Ближняя и дальняя зоны излучаемого поля...................500
7.2.2. Токи в дифференциальном и общем режиме....................501
7.2.3. Модель излучения тока дифференциального режима............505
7.2.4. Модель излучения тока синфазного режима...................509
7.3. Восприимчивость печатных плат..................................512
7.4. Экранирование печатных узлов...................................518
7.4.1. Принцип действия электромагнитного экрана.................518
7.4.2. Механизмы работы экрана при различных видах излучения.....520
7.4.3. Электро- и магнитостатическое экранирование...............522
7.4.4. Практика экранирования....................................524
7.5. Соединение печатного узла с шасси..............................526
Глава 8. Конструкторско-технологическое проектирование: модели и системы
автоматизации проектирования...........................................531
8.1. Тенденции в развитии САПР......................................531
8.1.1. Целостность сигнала и САПР................................531
8.1.2. Использование специализированного программного обеспечения
в области целостности сигнала и ЭМС...............................533
8.1.3. Программы предтопологического и посттопологического
анализа...........................................................536
8.2. Решение задач целостности сигналов в САПР......................544
8.2.1. Перекрестные помехи и их моделирование....................544
8.2.2. Сопротивление шин питания и заземления....................546
8.2.3. Учет индуктивностей.......................................548
8.3. Структура и задачи САПР печатных плат..........................549
8.3.1. Структура перспективных САПР..............................549
8.3.2. Комплексность решений при проектировании плат в САПР......563
8.3.3. Моделирование и симуляция в проектировании печатных плат...566
8.3.4. Методы моделирования цифровых узлов электронных приборов... 571
8.4. Технологические факторы и целостность сигнала..................579
8.4.1. Модели и инструметарий....................................579
8.4.2. Оценка влияния технологических факторов...................581
8.5. Сводка САПР печатных плат с учетом ЭМС и целостности сигнала....596
Условные буквенные обозначения......................................601
Латинские .......................................................601
Греческий........................................................607
Литература..........................................................609
Предисловие
Впервые печатные платы появились в составе радиоэлектронной аппарату-
ры более полувека назад. С тех пор, несмотря на многочисленные попытки при-
менить альтернативные решения, они остаются на лидирующих позициях, а в
последние годы благодаря успехам технологов печатные платы остались прак-
тически без конкуренции, являясь основной сборочной единицей современной
аппаратуры любого назначения от сотового телефона до крупного радиолока-
ционного комплекса. С повышением быстродействия цифровых систем, при про-
ектировании печатных плат на первое место выступили вопросы электродина-
мического анализа, помехозащищенности, обеспечения требований электромаг-
нитной совместимости (ЭМС) и ряд других, с которыми разработчики плат ранее
не встречались. Успешно проектируя многие годы платы для систем умеренно-
го быстродействия, конструктор не всегда может почувствовать ту грань, после
которой его прошлый опыт и интуиция, основанная на нем, перестают работать.
Традиционные решения не приносят успеха, а новых знаний зачастую не хвата-
ет. К сожалению, информация о новых подходах к проектированию печатных плат
в отечественной литературе практически отсутствует, а зарубежные источники
труднодоступны и разрозненны. В настоящей книге сделана попытка на основе
собственного многолетнего опыта проектирования плат, чтения лекций в вузе
и в системе повышения квалификации, а также на основе обобщения передо-
вого отечественного и зарубежного опыта проектирования высокоскоростных
цифровых систем впервые в отечественной литературе осветить новые подходы
к проектированию печатных плат и печатных узлов для цифровых систем высо-
кого и сверхвысокого быстродействия.
Развитие цифровых систем идет под знаком повышения быстродействия. На
это направлены усилия разработчиков и изготовителей интегральных микросхем,
системотехников и схемотехников, конструкторов и технологов радиоэлектрон-
ных и электронных устройств и систем. В условиях конкурентной борьбы на со-
временном рынке электронных средств только совместные усилия всех групп раз-
работчиков могут привести к успеху. Технические решения должны быть выве-
рены и обоснованы, что сократит время доводки и отладки аппаратуры, в том
числе и на уровне печатных узлов. Это особенно важно в части параметров по-
мехозащищенности и ЭМС, по которым изделия подлежат обязательной серти-
фикации перед появлением на рынке.
В этих условиях меняется содержание задач, которые приходится ре-
шать конструктору, разрабатывающему печатные платы. Традиционно для
относительно низкочастотной аппаратуры требовалось решить в основном
топологические задачи по безошибочной трассировке печатного монтажа, а
некоторые особенности функционирования платы подсказывал разработчик
принципиальной схемы. При проектировании плат для быстродействующих
10
Предисловие
систем таких «подсказок» накапливается слишком много, что исключает эффек-
тивную работу конструктора. Он должен быть сам достаточно квалифицирован
для принятия технических решений в новой изменившейся ситуации, для веде-
ния конструктивного диалога со схемотехником, а также для анализа результа-
тов испытаний и измерений. Если настоящая книга поможет в этом, автор бу-
дет считать свою задачу выполненной. При ее написании основной акцент сде-
лан на физический уровень строгости изложения, а доступный инженеру матема-
тический аппарат применялся для более глубокого понимания сути рассматри-
ваемых явлений и процессов.
Первая глава показывает комплексность задачи проектирования печатных
плат, которую необходимо рассматривать как органическую часть проектирования
цифровой системы. Электрические параметры сигнала, конструкторские пара-
метры корпусов микросхем, характеристики применяемых материалов оказы-
вают непосредственное воздействие на конечный продукт, на те или иные ре-
шения. Прогнозирование конечного результата возможно на адекватной моде-
ли печатного узла в виде виртуального прототипа, на примере которого показано
взаимодействие различных групп разработчиков.
Во второй главе рассматриваются электрофизические параметры печатного
монтажа. Разработчик платы должен понимать, что в быстродействующих уст-
ройствах любое изменение рисунка монтажа, ширины и длины проводников,
диаметров металлизированных отверстий и других факторов приведет к изме-
нению электрических и физических параметров монтажа (емкость, индуктив-
ность, волновое сопротивление и др.), что скажется на качестве обработки сиг-
нала. Иногда эти изменения мало заметны, но чем выше быстродействие, тем
сильнее зависимость электрофизических параметров межсоединений от конст-
рукции платы, и тем более обоснованы и продуманы должны быть решения. Для
инженерной оценки наиболее важных параметров приведены справочные фор-
мулы, графики и примеры.
Третья глава посвящена одному из центральных вопросов проектирования
печатаных плат — формированию линий передачи цифрового сигнала. Непре-
менное условие качественной обработки сигнала заключается в создании печатных
плат с контролируемым волновым сопротивлением. В главе детально рассмот-
рены вопросы формирования и расчета линий передач без потерь и линий с по-
терями, которые начинают сказываться на высоких скоростях передачи инфор-
мации.
В четвертой главе рассматривается совокупность вопросов, которые объеди-
няются термином «целостность сигнала». Это понятие относится ко всем при-
чинам, которые вызывают отклонение формы цифрового сигнала от идеальной.
В начале главы дается общая характеристика этих причин, которые детально
разбираются в последующих разделах главы. К ним, прежде всего, относятся пе-
рекрестные помехи и помехи, связанные с рассогласованием длинных линий
передачи. Показано, как конструкторские решения при проектировании платы
влияют на данные помехи, и даны рекомендации и практические способы по
обеспечению целостности сигнала в межсоединениях печатных плат.
Помехи в шинах питания и заземления типичны для цифровых устройств.
Снижение уровня этих помех во многом достигается конструкторскими мето-
дами и установкой развязывающих конденсаторов. Здесь с особой остротой стоит
вопрос о взаимопонимании разработчика схемы, в прерогативу которого входит
Предисловие
11
назначение типов и номиналов этих конденсаторов, и конструктора, который
управлением соответствующими параметрами рисунка печатного монтажа и
расположением потенциальных слоев может существенно улучшить ситуацию
или свести на нет усилия схемотехника. В пятой главе детально анализируются
вопросы проектирования шин питания и заземления, а также даются соответ-
ствующие методики расчета и практические рекомендации.
Перспективному направлению в проектировании печатных плат — диффе-
ренциальной передаче сигнала с помощью дифференциальных пар — посвяще-
на шестая глава. Следует отметить, что применение дифференциальных пар в ряде
случаев является единственным решением для создания цифровых узлов с пре-
дельно высоким быстродействием и одновременно с наилучшими характерис-
тиками ЭМС. Устройства с гигабитной скоростью обработки информации пре-
имущественно строятся на дифференциальных парах. Несмотря на уже имею-
щийся опыт их применения, в отечественной литературе практически отсутствуют
сведения о теории и практике построения дифференциальных пар на печатных
платах. Материалы главы в определенной мере восполняют этот пробел. Здесь
же дается описание работы дифференциальной пары, методов снижения уров-
ня помех в них и способов реализации на печатных платах.
В седьмой главе показан механизм генерирования электромагнитных помех
от проводников печатного монтажа и индуцирования помех в межсоединениях
платы при воздействии на нее электромагнитного поля. Приведенные простые
модели и методы расчета помех позволяют выполнять необходимые оценки на
этапе проектирования платы и принимать решения по снижению уровня излу-
чаемых помех и повышению стойкости цифрового узла к воздействующим по-
мехам. Достаточно жесткие требования, которые выдвигаются к современной
электронной аппаратуре с позиций электромагнитной совместимости, требуют
принятия ряда дополнительных мер по ее обеспечению, в том числе экраниро-
вания. Хотя это очень важное направление выходит за рамки книги, в главе при-
ведены некоторые наиболее общие сведения, а также примеры выполнения эк-
ранов в печатных узлах.
Говоря о печатных платах, нельзя не затронуть системы автоматизации про-
ектирования плат. Это отдельное направление, широко освещенное в технической
литературе. Наиболее продвинутые САПР содержат в своем составе подсисте-
мы оценки целостности сигнала, но максимальный эффект от их применения
возможен только тогда, когда пользователь сможет квалифицированно задать
исходные параметры и оценить полученный результат, т. е. будет достаточно
подготовлен с позиций целостности сигнала и смежных вопросов, относящих-
ся к этой проблеме. В восьмой главе приводятся сведения о решении основных
задач целостности сигнала в наиболее мощных САПР, кратко описываются под-
системы и прикладные программы обеспечения целостности сигнала.
Перспективные направления в сфере автоматизации проектирования осно-
ваны на применении моделей высокого уровня. В главе приводится краткий обзор
существующих подходов к моделированию цифровых узлов, среди которых можно
выделить IBIS-описания. Это относительно новое направление в моделирова-
нии цифровых систем, наиболее пригодное для проектирования цифровых уз-
лов на печатных платах.
В завершении восьмой главы освещаются вопросы влияния технологических
факторов на качество проектируемого печатного узла. Приведенные материалы
12
Предисловие
позволяют говорить о том, что для быстродействующих узлов технологический
процесс должен контролироваться более жестко, в том числе и по ряду параметров,
которые до настоящего времени не принимались во внимание.
При изложении материала автор постарался придать ему инженерную направ-
ленность, приводя многочисленные практические примеры и подчеркивая пра-
вила и рекомендации проектирования. В определённой мере книга может слу-
жить справочником по разработке печатных плат для высокочастотных прило-
жений. Кроме этого, монография может быть полезна студентам и аспирантам
соответствующих специальностей, а для систем повышения квалификации и
профессионального мастерства специалистов ее можно рассматривать в качестве
учебного пособия.
Автор выражает признательность своим коллегам за помощь в подготовке
материалов для книги. Это, прежде всего, к.т.н. А. В. Алешину за выполнение всех
аналитических расчетов, выполненных с применением пакета Mathematica, и
проверку корректности формул, А. В. Соловьеву и Нисану А. В. за проведение рас-
четов с применением пакета ELCUT, Н. В Лемешко, выполнившему исследова-
ния цифровых узлов на основе IBIS-описания, К. А. Марченкову, который, бу-
дучи одновременно прекрасным художником и специалистом в области проекти-
рования электронных средств, взял на себя труд по иллюстрированию книги, а также
О. С. Гердлер, проделавшей большую работу по подготовке материалов к главе 8.
Все пожелания и замечания, направленные в адрес редакции,
будут с благодарностью приняты.
Глава 1
Печатные платы в цифровых
системах
1.1. Тенденции развития электронных
средств и проблемы проектирования
печатных плат
1.1.1. Развитие методов проектирования
и конструкций печатных плат
Общая характеристика
Основной чертой развития цифровой техники в последние годы является по-
вышение быстродействия. Это ставит перед разработчиками электронных средств
и, в том числе, печатных плат ряд новых задач. Понятие «высокое быстродей-
ствие» весьма расплывчато и зависит от конкретного проекта. Как будет пока-
зано в последующих главах, относительная граница высокого быстродействия
при рассмотрении печатных плат может начинаться с частот 50 МГц. В настоя-
щее время от 50 до 60 % печатных плат работают именно в этом частотном ди-
апазоне. Для систем телекоммуникаций, где требования к быстродействию
особенно высоки, цифровые системы должны работать с сигналами, фронты
которых составляют доли наносекунд, что соответствует частотам в сотни и ты-
сячи мегагерц [1—4]. Однако большинство проектировщиков слабо информи-
рованы о тех новых задачах, которые возникают при конструировании быстро-
действующих электронных модулей и печатных плат для них. Это во многом
объясняется рядом причин: отсутствием опыта проектирования быстродейству-
ющих устройств; отсутствием должных знаний в области физических явлений
и процессов, которые необходимо учитывать при проектировании плат; разроз-
ненностью этапов проектирования (схемотехнических, электрофизических, то-
пологических, технологических); относительно слабой поддержкой САПР та-
ких задач проектирования, как целостность сигнала, обеспечение электромаг-
нитной совместимости и т. п.
14
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Не определено Нет данных
Более 200 МГц
8%
9%
41%
25°/о
Менее 50 МГц
Рис. 1.1. Распределение
проектируемых печатных плат
по частотному диапазону
на начало 2000 г.
151-200 МГц
101-150 МГц<Й'%,1
Повышение частот приводит к проявлению «паразитных» параметров в то-
пологических элементах печатных плат (проводниках, экранах, шинах питания),
а также в компонентах (индуктивность выводов и т. п.), устанавливаемых
на платы. Кроме этого, работа цифровых микросхем на повышенных частотах
имеет определенные особенности, которые сказываются на конструкции
печатной платы. На системном уровне повышенное быстродействие требу-
ет учета влияния конструкции платы и особенностей передачи сигнала в ней
на общие показатели системы.
Важным фактором, подтверждающим необходимость освоения методов
проектирования печатных плат повышенного быстродействия, является не-
прерывное увеличение доли цифровой техники и увеличение ее быстродей-
ствия в суммарном объеме продукции.
По оценкам специалистов [5—7] в бли-
жайшие годы до 90 % печатных плат бу-
дут создаваться для цифровых систем по-
вышенного быстродействия. Причем но-
менклатура продукции занимает огром-
ный спектр — от мобильных телефонов
до уникальных изделий специального
назначения. Распределение проектиру-
емых плат по частотному диапазону на
начало 2000 года представлено на
рис. 1.1, из которого видно, что доля вы-
сокочастотных плат к этому времени уже
составляла примерно 50 %, и она непре-
рывно растет.
Повышению быстродействия способствует применение новых конструк-
торско-технологических направлений, а именно — новых конструкций кор-
пусов интегральных микросхем, увеличение числа выводов на один корпус,
применение технологии монтажа на поверхность и миниатюризации ком-
понентов [8—12, 46]. Согласно прогнозу [13], к 2006 году число выводов ком-
понентов должно возрасти до 1200, а шаг выводов должен стать 0,5—0,1 мм.
При этом увеличивается плотность монтажа на плате, что, кроме техноло-
гических трудностей, определяет усложнение задач, связанных с проблемой
целостности сигнала и электромагнитной совместимости (ЭМС).
Перечислим некоторые основные задачи, которые возникают при проек-
тировании печатных плат для быстродействующей цифровой аппаратуры:
• минимизация перекрестных помех;
• минимизация помех отражения;
• устранение помех по шинам питания;
• устранение «отрыва» заземления цифровых микросхем;
• обеспечение минимальной системной задержки;
• обеспечение требований ЭМС и другие.
Эти задачи требуют рассмотрения процессов и явлений, существенным
образом влияющих на деградацию цифрового сигнала. При длительности
51-100 МГц
1.1. Тенденция развития электронных средств...
15
фронта цифрового сигнала 1 нс и менее необходимо комплексное решение
этих и ряда других задач. В противном случае у разработчика печатных плат
практически нет никаких шансов на успех. Конечным результатом решения
этих задач является рациональная топология и конструкция печатной пла-
ты, а также компоновка печатного узла (электронного модуля).
Следует отметить еще два важных момента. Во-первых, проектирование
высокоскоростных печатных плат следует рассматривать как часть комплек-
сного этапа проектирования печатного узла, при котором только совмест-
ное рассмотрение схемотехнических, конструкторских и технологических
аспектов создания печатного узла позволит достичь успеха.
В-вторых, необходимо иметь в виду, что печатный узел является важнейшей
сборочной единицей электронной аппаратуры, от которой зависит качество
функционирования конечного продукта. Чем более выверены и обоснова-
ны будут решения на стадии проектирования, тем короче и дешевле будет этап
экспериментальной отработки, и тем быстрее изделие появится на рынке.
В условиях жесткой конкурентной борьбы этот фактор имеет очень большое
значение.
Разработка топологии печатных плат ведется с помощью тех или иных
систем автоматизации проектирования (САПР). Алгоритмы трассировки не-
прерывно совершенствуются, но для многих САПР топологические задачи
оторваны от задач анализа прохождения сигнала по линиям передачи в со-
ставе платы и оценки качества функционирования печатного узла. Даже если
подобные процедуры включены в состав наиболее продвинутых САПР, ал-
горитмы и суть выполняемых задач, как правило, скрыты от пользователя,
что не позволяет судить о качестве решаемых задач, развивать их и творчес-
ки применять для новых изделий с более высокими параметрами быстродей-
ствия. Пользователь САПР должен понимать, как взаимоувязаны задачи то-
пологического проектирования и другие задачи, основанные на электрофи-
зическом анализе, без решения которых даже идеально разведенная плата
может оказаться неработоспособной.
Место и стратегия проектных решений
Потребность в создании плат высокого быстродействия изменила фило-
софию проектирования. Историческое развитие подходов к принятию про-
ектных решений и состава САПР печатных плат прошло несколько этапов,
которые отражали потребности промышленности и уровень техники на со-
ответствующий период.
Первый этап может характеризоваться состоянием дел до 1980 года, когда
еще проблема создания быстродействующих систем практически не ставилась,
ограничиваясь только отдельными проектами. В этот период трассировка пе-
чатных плат проводилась при достаточно большом шаге координатной сет-
ки, число выводов микросхем было относительно невелико. При разработке
плат основным считалось удовлетворение критериев решения топологичес-
ких задач [14]. Именно на это были ориентированы соответствующие алгоритмы
и программы. Практика создания относительно низко скоростных плат в этот
16
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
период не требовала серьезных доработок и учета электрических и электро-
динамических процессов, происходящих в печатной плате при работе уст-
ройства.
Последующие два десятилетия отмечались бурным развитием цифровой
техники и микроэлектроники во всех приложениях, включая бытовую тех-
нику. Резко возросли скорости обработки информации, совершенствовалась
конструкция корпусов микросхем, многократно увеличилось число их вы-
водов, повысились требования к срокам и стоимости разработки. Конкурен-
ция на рынке достигла такого уровня, что промедление в 6 месяцев может
привести к тому, что продукт окажется неконкурентоспособным. Сложность
проектирования печатных плат возросла настолько, что специалист уже не
мог опираться на интуитивные решения, основанные на прежнем опыте раз-
работки.
Повышение быстродействия требовало представлять плату как некото-
рый распределенный элемент электрической схемы, который во многом опре-
деляет ее функционирование. На основе рассмотрения отдельных процессов
и явлений были разработаны проектные нормы и решения, которые служи-
ли рекомендациями при создании плат. Эти правила формулировались в кон-
структорско-технологических понятиях (например, «длина проводника не
более ...»), что определяло разрыв между функциональными требованиями
и качеством конечного продукта.
Совершенствование САПР, требования к сокращению сроков проекти-
рования заставили развивать подходы, основанные на анализе виртуально-
го прототипа и верификации проектных решений [7, 15—17]. Тем не менее,
в большинстве подходов топологическое проектирование было отделено от
электрического моделирования, что требовало взаимодействия специалис-
тов различного профиля, передачи данных из одного программного продукта
в другой. В конечном итоге это усложняло процесс проектирования.
В настоящее время при создании быстродействующих плат на первое место
выходят требования к помехозащищенности платы и ее электрическим па-
раметрам. Именно электрические параметры и характеристики подлежат ве-
рификации, что проявляется в новых глобальных оценках конструкции пла-
ты, а именно:
• задержка в трассе предпочтительней ее длины;
• уровень перекрестных помех предпочтительней расстояния между про-
водниками;
• применение дифференциальных пар предпочтительней, чем одиноч-
ных линий;
• минимизация индуктивностей цепей питания, возвратных токов и за-
земления предпочтительней топологических рекомендаций по их про-
ектированию.
Историческое развитие подходов к проектированию печатных плат на-
глядно представлено на рис. 1.2.
Процесс моделирования интерактивный и охватывает все стадии созда-
ния печатного узла: схемотехническое проектирование, конструирование
1.1. Тенденция развития электронных средств...
17
Физические
параметры
Временные
параметры
Электрические
параметры
Топологические
нормы и —
правила
Электроди-
намические
параметры
Печатная
плата
Технологические
нормы и правила
Рис. 1.2. Развитие норм и правил
проектирования быстродействующих
печатных плат
и технология. Чем на более
ранних стадиях будет приня-
то решение по удовлетворе-
нию тех или иных требова-
ний целостности сигнала и
электромагнитной совмести-
мости, тем меньше будут ито-
говые затраты и сроки созда-
ния аппаратуры. Эта концеп-
ция носит название «сдвиг
влево». Для реализации этой
концепции разработчик пе-
чатных плат должен обла-
дать знаниями о процессах и
явлениях, относящихся к более
ранним стадиям создания ап-
паратуры, например, к кон-
цептуальным и схемотехни-
ческим аспектам цифровой обработки информации, механизмах работы циф-
ровых интегральных микросхем и т. п. Конечно, конструктор не должен
заменять соответствующих специалистов, но он обязан квалифицированно
взаимодействовать с ними.
Тенденции в конструкциях плат
Конец XX и начало XXI века ознаменовались значительными достижени-
ями в области информационных технологий. Персональные компьютеры,
мобильные телефоны, автомобильная электроника и многие другие изделия
массового спроса придали ускорение новым методам создания печатных плат
и печатных узлов. Здесь, прежде всего, следует отметить монтаж на поверх-
ность, создание новых видов корпусов для интегральных схем, а также но-
вых технологических приемов изготовления печатных плат: создание мик-
ропереходов, сверхплотный монтаж, применение встроенных пассивных
элементов и др. Зарождаясь как уникальные технологии, они со временем
стали доступны для массового производства. Производители технологичес-
кого оборудования обеспечили поддержку этим процессам, и в настоящее
время проектировщик плат должен опираться на новые технологические
нормы [8, 10]. Наглядно прогресс в области создания печатных плат пред-
ставлен на рис. 1.3.
Соответствующие изменения происходят в развитии интегральных мик-
росхем. Уменьшение размеров элементов полупроводниковых структур при-
вело к повышению быстродействия микросхем, увеличению их степени ин-
теграции и повышению функциональной сложности. При этом резко воз-
росло число выводов у корпусов, и видоизменилась их конструкция. Все это
сказывается как на топологических аспектах проектирования плат, так и на
их электрических характеристиках.
18
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Рис. 1.3. Конструкции печатных плат:
а — начало 70-х годов прошлого века;
б — современные решения
Наглядное представление о направлениях развития технологии печатных
плат дает рис. 1.4.
Одним из важных направлений в создании плат для цифровых электронных
средств является реализация протоколов для высокоскоростной передачи дан-
ных: 3 Гбит/с с увеличением до 10 Гбит/с [11, 18, 19]. При таких скоростях
передачи информации добавляются новые задачи: учет дрожания фронтов
сигнала (джиттер), разности появления выходных сигналов на выводах мик-
росхемы (расфазировка), учет потерь в проводниках и диэлектрике платы,
применение дифференциальной передачи сигналов.
Повышение быстродействия диктуется также и развитием архитектуры
асинхронной обработки информации. Такова новая технология третьего по-
коления (3GIO) фирмы Intel, которая предполагается как стандартная для
PCI Express™. В ней применена последовательная асинхронная обработка как
1990
2000
2010
Рис. 1.4. Ускорение развития технологий печатных плат
1.1. Тенденция развития электронных средств...
19
альтернатива классической параллельной синхронной. Она требует работы
на частотах более 500 МГц. На рис. 1.5 представлены данные для ведущих
мировых производителей, показывающие распределение печатных плат по
быстродействию.
Такие частоты требуют более тонких подходов к созданию моделей и их
верификации, а основным типом линии передачи сигналов на плате в этом
случае становится дифференциальная пара.
Технология создания печатных плат опирается на использование слоис-
тых структур и металлизированных сквозных, слепых и глухих отверстий [8,
20]. Современные достижения в области корпусирования интегральных мик-
росхем, а именно, создание корпусов с большим числом выводов — с мат-
рицей шариковых выводов (BGA) [12], многовыводных микросхем с разме-
рами не более 125 % от размеров кристалла (CSP) — стимулировали разви-
тие встроенных слоистых структур и микропереходов (рис. 1.6) [8, 21, 22].
Рис. 1.5. Процентное распределение высокоскоростных плат для цифровых
систем по классической (синхронная параллельная) технологии
и технологии 3GIO
Матрица шариковых выводов
с большим числом выводов
Рис. 1.6. Обеспечение межсоединений с высокой плотностью за счет
применения дополнительных многослойных структур и микропереходов
20
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Микропереходы позволили увеличить плотность печатного монтажа.
Особенно важно то, что уменьшение диаметра отверстия позволило сместить
его на контактную площадку. Это устранило проводники между контактной
площадкой для установки микросхем и контактной площадкой металлизи-
рованного отверстия (рис. 1.7) [11], как это выполнялось по традиционной
технологии. Устранение проводников не только увеличивает плотность мон-
тажа, но и уменьшает индуктивность соединения, что положительно сказы-
вается на целостности сигнала.
Стремление обеспечить целостность сигнала в гигагерцовом час-
тотном диапазоне приводит конструкторов и технологов к принципиально
новым решениям. Примером является печатная плата с экранированными
линиями передачи [26]. Для создания линии передачи используются три слоя
(рис. 1.8), на которых формируются верхняя часть экрана, сигнальные про-
водники и нижняя часть экрана. Лазерной технологией формируются канавки,
разделяющие сигнальные проводники, которые далее заполняются медью.
Это обеспечивает полностью экранированную линию передачи в составе
платы. Для обеспечения типового волнового сопротивления глубина канавки
должна быть 300...500 мкм, а минимальная ширина линии 0,7 мм. Для срав-
нения укажем, что типовая глубина микроперехода составляет 50... 100 мкм.
Не обсуждая технологические особенности получения подобных экраниро-
ванных линий, можно отметить ее очень высокие показатели в части поме-
хозащищенности.
При выборе материала следует учитывать, что при скорости передачи ин-
формации 1 Гбит/с и более тангенс угла диэлектрических потерь материала
основания платы должен быть минимальным (желательно не более 0,001).
Для этих целей применяют новые материалы, например, Rogers.
Еще одним перспективным направлением в проектировании печатных
плат является применение встроенных в толщу платы пассивных компонентов
(резисторов, конденсаторов, индуктивностей), которые используются, на-
пример, для согласования линий (резисторы) или развязки (конденсаторы).
Рис. 1.7. Переходные отверстия
вне контактных площадок (слева),
выполненные по традиционной
технологии, микропереходы,
встроенные в контактные
площадки (справа)
Экран
Рис. 1.8. Экранированная линия пе-
редачи в составе печатной
платы
1.1. Тенденция развития электронных средств...
21
Обобщая, можно отметить следующие основные моменты.
❖ Цифровая техника развивается в сторону повышения скорости пере-
дачи и обработки информации как за счет увеличения быстродействия
элементной базы, так и за счет совершенствования архитектуры вы-
числительных комплексов.
♦ ♦♦ Успехи в развитии микроэлектроники и корпусировании кристаллов
микросхем привели к созданию компонентов с большим числом вы-
водов, высокой степени интеграции и высоким быстродействием, что
непосредственно влияет на топологию и электрические параметры пе-
чатных плат и печатных узлов.
❖ Высокое быстродействие печатных узлов требует решения новых за-
дач по его обеспечению, препятствием для которого являются элект-
рические параметры платы и корпусов микросхем.
❖ Повышению конкурентоспособности продукции и снижению стоимо-
сти разработки способствует внедрение концепции «сдвига влево» работ
по комплексному обеспечению быстродействия печатных плат.
❖ Проектирование печатных плат для цифровых систем высокого быс-
тродействия должно базироваться на адекватных моделях, учитываю-
щих электрофизические процессы в плате, влияющие на качество про-
хождения сигнала.
❖ Разработчик печатных плат должен обладать расширенными знания-
ми об этапах проектирования аппаратуры, предшествующих разработке
платы и следующих за ней, для возможно более полного учета элект-
рофизических параметров и характеристик компонентов и материа-
лов, формирующих среду передачи сигналов.
1.1.2. Стратегия разработки и верификации плат
Традиционные подходы к созданию электронных средств предполагали
получение на заключительных этапах создания аппаратуры опытного образца
и его отладку. В современных условиях такой подход не может быть принят,
поскольку он слишком дорог и требует значительного времени, из-за чего
продукция на рынок будет попадать с большим опозданием. Выходом из этой
ситуации является применение верификации проекта с использованием
виртуального прототипа. Под верификацией понимают установление рабо-
тоспособности технического средства на его возможно полной модели (вир-
туальном прототипе) с использованием программных средств. Успешное
выполнение этой стадии возможно только при тесном взаимодействии в
едином цикле разработки специалистов, отвечающих за системо- и схемо-
техническую часть проекта, и специалистов, разрабатывающих топологию
печатной платы и конструкцию печатного узла [23-25].
Верификация проектных решений имеет существенное значение по сле-
дующим основным причинам:
• многие решения по конструкции быстродействующих плат не могут
быть приняты на основе интуиции и прошлого опыта;
22
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
• для обоснования проекта платы требуются определенные знания в об-
ласти схемотехники, теоретических основ электротехники и электро-
динамики, которыми не всегда владеют разработчики плат;
• для быстродействующих плат это, практически, единственный способ
проверить качество работы проектируемого узла до выполнения фи-
зической модели и внести соответствующие коррективы, если они
необходимы.
Процедура верификации становится не только инженерной проблемой,
но и проблемой бизнеса. Нельзя быть на рынке в числе первых, но с нера-
ботающей и не сертифицированной аппаратурой. Совершенство моделей, за-
ложенных в виртуальный прототип, и программно-инструментальных средств
позволяет получить в процессе верификации результаты, которые максималь-
но приближены к реальным. Ясно, что в данном случае процесс создания
аппаратуры идет с максимальной скоростью и с минимальной стоимостью.
Но при этом встает ряд важнейших вопросов: какие модели использовать?
насколько они обоснованы? какова область их применения? Ниже на эти воп-
росы будут даны ответы, которые соответствуют современному уровню по-
нимания электродинамических процессов, происходящих в быстродейству-
ющих печатных платах.
Уровни верификации могут быть различны: на уровне интегральной мик-
росхемы, на уровне печатной платы и печатного узла, на уровне блоков, си-
стемы и т. д. Естественно сложность моделей при возрастании иерархичес-
кого уровня увеличивается, так же как и необходимые вычислительные ре-
сурсы. В контексте книги речь идет только о моделях на уровне печатной платы
и печатного узла.
Физический прототип
Основными этапами создания печатного узла являются концептуальное
схемотехническое проектирование, конструкторско-топологическое и тех-
нологическое проектирование, а также его производство. На этапе концеп-
туальной проработки формулируются требования к основным параметрам
изделия, его архитектуре и конструкции. На этапе схемотехнического про-
ектирования разрабатывается принципиальная электрическая схема узла,
проводятся необходимые расчеты электрических и тепловых режимов, оп-
ределяются временные параметры работы цифрового узла. На этапе конст-
рукторско-топологического проектирования решаются задачи размещения
компонентов и трассировки печатных проводников, расположения шин
питания и заземления. Как отмечалось выше, для быстродействующих плат
критерием качества выполнения топологических задач является удовлетво-
рение электрическим требованиям к топологии. В свою очередь, эти требо-
вания формируются исходя из особенностей функционирования узла. Да-
лее изделие запускается в производство. После прохождения сертификаци-
онных испытаний оно поступает на рынок.
При «ручном» методе проектирования размещение и трассировка выпол-
нялись без участия САПР, опираясь только на опыт и знания разработчика.
1.1. Тенденция развития электронных средств...
23
Рис. 1.9. Исторически ранняя верификация базировалась на физическом
прототипе
При этом обязательно требовалось создавать физическую модель (опытный
образец), на которой отлаживались схемные решения и конструкция платы.
Опытный образец продукции служил фактически физическим прототипом,
на котором проводилась верификация (рис. 1.9).
Выявленные в процессе такой верификации ошибки подлежали исправ-
лению либо простыми приемами (например, установкой перемычек), либо из-
менениями в принципиальной схеме. В худшем случае требовались существен-
ные изменения, приводящие к полному пересмотру проекта. Как правило,
требовалось многократное тестирование прототипа для выявления всех недо-
статков. В ряде случаев время на отладку узла было соизмеримо со временем
разработки его первоначального варианта. Многократное повторение цикла
«изготовление прототипа — обнаружение проблемы — решение проблемы —
изготовление нового прототипа» затягивало разработку, а для быстродейству-
ющих плат такой подход вообще оказался непригодным. Это объясняется тем,
что исправления, внесенные в прототип, по своим электрофизическим пара-
метрам не будут соответствовать конечному продукту. Например, навесная про-
волочная перемычка в многослойной печатной плате, при помощи которой
удалось устранить некоторый дефект, имеет электрофизические параметры,
совершенно отличные от печатного проводника, внесенного в документацию
вместо этой перемычки.
В отмеченные выше исторические периоды произошло поэтапное внедрение
САПР. Эти системы охватывают в настоящее время стадии схемотехнического
и топологического проектирования, технологической подготовки производ-
ства и изготовления, а также инженерных расчетов (в англоязычной лите-
ратуре: Computer-Aided Design — CAD/Computer-Aided Manufacturinge — САМ/
Computer-Aided Engineering — CAE), что позволило объединить все этапы в
единое направление автоматизации проектирования электронной аппара-
туры (Electronic Design Automation — EDA).
Достижения в области микроминиатюризации, повышение тактовых
частот и сокращение фронтов сигналов привело к вычленению из общих задач
верификации проектных решений таких направлений, как целостность сиг-
нала, тайминг, электромагнитная совместимость. Это разделение вызвано,
с одной стороны, возросшей сложностью получения комплексной всеобъ-
емлющей модели, а с другой — тем, что при решении отдельных задач уда-
ется обеспечить желаемое качество изделия более экономными средствами.
Рассмотрим возможные ситуации, связанные с влиянием времени, необхо-
димого для отладки прототипа на время появления продукта на рынке (рис. 1.10).
24
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Рис. 1.10. Взаимосвязь времени выхода на рынок и отладки физического
прототипа:
7 — время выхода новой продукции на рынок; 2 — время, необходимое для
отладки прототипа; 3 — время, отводимое для других стадий создания изделия;
4 — ситуация, при которой время отладки прототипа диктует сроки появления
продукции на рынке; 5 — ситуация, при которой прототип не может быть
отлажен, что препятствует выходу продукции на рынок
С одной стороны, усложнение печатных плат, повышение частот, приме-
нение больших интегральных схем привело к увеличению сроков создания фи-
зических прототипов и их отладки, что характеризуется прямой 2. С другой
стороны, конкурентная борьба на мировом рынке требует постоянного сокра-
щения сроков появления на нем новой продукции (прямая /). В настоящее
время этот срок для большинства изделий широкого применения составляет
5...6 месяцев. Поэтому время, которое отводится на другие этапы создания
печатных узлов, непрерывно сокращается (зона 5). Уже в настоящее время на-
ступает ситуация, когда создание физического прототипа будет стратегичес-
ки невыгодным, поскольку либо сроки его отладки будут сдерживать появле-
ние продукции на рынке (ситуация 4), либо прототип вообще не может быть
отлажен, и продукция не поступит на рынок (ситуация 5).
Почему может сложиться ситуация, при которой физический прототип вы-
сокочастотного печатного узла не может быть отлажен? Современная микро-
электронная аппаратура реализуется на БИС, которые выполнены в корпусах
с большим (иногда до 1000 и более) числом выводов на многослойных печат-
ных платах. Учитывая широкий диапазон частот, который типичен для таких
узлов, любой контрольный вывод служит антенной и вносит искажения в по-
1.1. Тенденция развития электронных средств...
25
казания тестирующей аппаратуры. Высокочастотный сигнал, проходящий по
проводникам во внутренних слоях многослойной печатной платы, вообще не
доступен для контроля. Кроме этого, даже если удастся провести измерения и
по их результатам потребуется внести изменения в физический прототип, то в
большинстве случаев эта процедура не даст должного результата. Это объясня-
ется тем, что после отладки прототипа соответствующие изменения будут вне-
сены в конструкторскую документацию и реализованы в том виде и в той тех-
нологии, которая принята для конечного продукта. Поэтому нет никакой га-
рантии, что после изготовления нового дорогостоящего физического прототипа
МПП не придется вносить новых изменений. Чем выше быстродействие узла,
тем безнадежней может оказаться ситуация бесконечного хождения по кругу
«прототип — отладка — новый прототип — отладка — новый прототип — ...».
Таким образом, для высокоскоростных печатных узлов применение вир-
туального прототипа позволяет устранить противоречие между желаемой ско-
ростью поступления изделия на рынок и длительностью отладки прототи-
па. Кроме этого, именно виртуальный прототип позволяет реализовать упо-
мянутую выше концепцию «сдвига влево».
Верификация в проектировании плат
Процесс верификации позволяет выбрать рациональное техническое
решение. Если для верификации используется максимально полная модель
объекта, то говорят о параметрической верификации. Для сложных объектов, к
которым относятся печатная плата или печатный узел, модель, лежащая в
основе параметрической верификации, может иметь чрезвычайную слож-
ность, а во многих случаях она не может быть получена. Кроме этого, ком-
плексная модель требует для анализа весьма больших вычислительных ре-
сурсов. Поэтому рационально упростить модель объекта, например, рассмот-
рев раздельно тепловые и электродинамические процессы в печатном узле
и печатной плате (при этом следует быть уверенным в слабом взаимодействии
или полной независимости этих процессов). Для быстродействующих циф-
ровых узлов, реализованных на печатных платах, целесообразно использо-
вать следующие типы верификации:
• параметрическая;
• временная;
• целостности сигнала,
• электромагнитной совместимости.
Рассмотрим их более детально.
Параметрическая верификация
Параметрическая верификация предполагает установление рабо-
тоспособности устройства с учетом всех его схемотехнических и кон-
структорских параметров. Особенность процедуры верификации в данном
случае заключается в комплексной модели, которая включает в себя:
• модель электрической схемы,
• модель конструкции изделия.
26
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Построение полной электродинамической модели конструкции изделия
представляет весьма сложную задачу. Поэтому в ряде случаев ограничива-
ются только моделью электрической схемы, которая используется на этапе
автоматизированного схемотехнического проектирования. При этом абст-
рагируются от физической конструкторской реализации этой схемы, что
вносит существенные погрешности в результаты выполнения этапа парамет-
рической верификации для быстродействующих печатных узлов.
Следует иметь в виду, что чем выше частотный диапазон сигналов, обра-
батываемых проектируемым устройством, тем важней иметь его адекватную
модель конструкции.
Пример. При моделировании электрической схемы сложно учесть емкости электри-
ческих соединений между ее компонентами. Типичный пример: невозможно учесть ем-
кость линии передачи, не зная ее реальной длины, которая выявляется только после эта-
па топологического проектирования. Индуктивность шины питания невозможно учесть
на этапе моделирования схемы, поскольку, как и в первом случае, неизвестны конфигу-
рация шины, ее длина, ширина и другие параметры, от которых зависит индуктивность.
Поэтому комплексная модель не может быть получена на этапе схемотехнического про-
ектирования. Кроме этого, еще ряд параметров конструкции принципиально невозмож-
но учесть на этапе моделирования схемы.
Полная модель конструкции платы может быть
получена только после завершения всех конструктор-
ских работ при создании аппаратуры.
Рассмотрим фрагмент цифрового узла (рис. 1.11),
конструкция которого показана на рис. 1.12. В дан-
ном случае печатная плата расположена в непосред-
ственной близости от металлического корпуса.
Попытаемся составить модель данного фрагмен-
та конструкции для выполнения этапа параметри-
ческой верификации.
проводник
Рис. 1.11. Фрагмент
принципиальной схемы
цифрового узла
Рис. 1.12. Фрагмент конструкции цифрового устройства
1.1. Тенденция развития электронных средств...
27
Модель фрагмента принципиальной схемы включает в себя на данном эта-
пе только модели элементов интегральных схем. Полнота модели сейчас не
обсуждается.
Эта модель дополняется идеальными моделями элементов, которые фор-
мируются в реальной конструкции. В данном случае такими параметрами яв-
ляются:
1. Электрическая суммарная емкость линии CTL = Сп + С12.
2. Емкость Cmnt монтажа, емкость Ц входа и Со выхода микросхемы. Ти-
повое значение емкости монтажа составляет 3...5 пФ на одну пайку при
качественном монтаже, а входные и выходные емкости приводятся в
технических условиях на микросхемы.
3. Индуктивность шины питания LSB может быть определена после раз-
работки конструкции платы и всего устройства.
4. Индуктивность возвратного пути для тока и шины заземления £GND,
определяющая полное сопротивление шины заземления. Для радио-
электронной аппаратуры предъявляются очень жесткие требования по
значению этого сопротивления, оно должно составлять не более, чем
несколько десятков мОм. Увеличение сопротивления заземления может
быть вызвано коррозией, ослаблением винтового соединения, исполь-
зованием тонкого провода и т. д.
В том случае, если корпус изделия выполнен из стали, то его магнитные
свойства изменят показатели среды распространения сигнала, и линии пере-
дачи, расположенные рядом со стенкой корпуса, будут иметь параметры, от-
личающиеся от параметров линий, расположенных в центре платы.
С учетом отмеченных факторов, полная модель будет выглядеть, как по-
казано на рис. 1.13.
Даже при значительных упрощениях, принятых в примере, видно разли-
чие между полной моделью и моделью электрической схемы. Комплексная мо-
дель значительно превосходит по сложности модель принципиальной схемы,
но ряд ее параметров может быть получен только после разработки конструкции.
Во многих случаях точный учет
Рис. 1.13. Полная модель фрагмента
цифрового узла
всех электрических параметров кон-
струкции невозможен, поэтому ог-
раничиваются приближенными мо-
делями, экспериментальными дан-
ными, эвристическими решениями
и пр. Практически во всех случаях
приходится использовать другие ти-
пы верификации.
Временная верификация
Временная верификация явля-
ется частным случаем параметри-
ческой верификации. Она приме-
нима к цифровым узлам.
28
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Целью временной верификации является установление временных соот-
ношений между событиями срабатывания микросхем в системе. При про-
ектировании цифровых систем составляются временные диаграммы, кото-
рые жестко связаны с осью времени. На этой оси фиксируются «события сра-
батывания» логических элементов. Вся логика работы любого цифрового
устройства жестко и однозначно увязана с временными диаграммами. При
этом все интервалы времени также очень точно определены. Совокупность
задач при проектировании платы, решение которых направлено на поддер-
жание заданных временных соотношений в цифровых схемах, называется тай-
минг. Таким образом, основная цель временной верификации заключается
в решении задач тайминга [27—29].
Тайминг отражает цифровую суть информационного сигнала, в отличие
от проблемы целостности сигнала, при которой к цифровому сигналу при-
меняется аналоговое рассмотрение. Типичное рассмотрение задач таймин-
га ассоциируется с выбором элементной базы, логическим проектировани-
ем и задержкой сигнала в межсоединениях, в частности, выполненных на пе-
чатных платах. К сожалению, проектировщик электронных средств часто
может видеть только малую часть всех факторов, которые нарушают времен-
ные соотношения в системе (рис. 1.14).
Если временные параметры элементной базы известны на концептуаль-
ном и схемотехническом уровне, а логическое проектирование оперирует аб-
страктными моделями, то задержки в межсоединениях становятся известными
на постопологическом этапе. Поэтому виртуальный прототип является наи-
лучшим вариантом для определения проблем тайминга и поиска путей уст-
ранения возникших нарушений временных соотношений в системе.
Для решения задач тайминга могут быть использованы различные инст-
рументальные средства, но разработчик должен понимать суть проблемы и
видеть многообразие взаимоувязанных факторов, влияющих на тайминг.
В качестве примера рассмотрим фрагмент цифрового устройства (рис. 1.15),
содержащий схему совпадения — базовый вентиль 2И-НЕ.
При работе фрагмента схемы логический «О» на выходе Y микросхемы-
нагрузки появляется, когда на оба входа XI и XI поданы логические «1». Важно,
Рис. 1.14. Распределение времен задержек распространения сигнала по различным эта-
пам создания аппаратуры
1.1. Тенденция развития электронных средств...
29
Рис. 1.15. Фрагмент схемы цифрового
устройства, содержащей схему Рис. 1.16. Временная диаграмма
совпадения работы схемы совпадения
чтобы приход этих сигналов был в один и тот же момент времени. В против-
ном случае на выходе микросхемы-нагрузки появится логическая «1». Это,
конечно, будет ошибкой, в результате которой работа цифровой системы будет
нарушена.
Проведем анализ работы схемы. Для этого рассмотрим временную диаг-
рамму (рис. 1.16) работы схемы совпадения.
Предположим, при выполнении топологии мы получили /2 > 1{. Примем,
что скорость распространения сигнала в линиях передачи на печатной пла-
те одинакова. Тогда понятно, что при синхронном выходе сигналов с выхо-
дов драйверов получим /2 > ина вход нагрузки сигналы приходят не од-
новременно, т. е. имеет место расфазировка. Таким образом, только в момент
t2 (рис. 1.16) на выходе возникает логический «О», а в интервал времени от tx
до /2 на входе XI присутствует логическая «1», на входе XI присутствует ло-
гический «О» и на выходе — логический «О». Следовательно, во временном
интервале (/2 — /}) на выходе микросхемы-нагрузки присутствует логический
сигнал, который может рассматриваться как помеха (на рисунке отмечена
серым цветом) длительностью А/ = /2 — tv
Таким образом, топологические особенности конструкции платы обус-
ловили более позднее срабатывание микросхемы-нагрузки, чем предпола-
галось на этапе логического проектирования. Результатом может быть сбой
в работе аппаратуры.
Аналогичный результат может быть получен при одинаковой длине про-
водников, но при различной скорости распространения сигнала в них, ко-
торая определяется наличием диэлектрических и магнитных материалов в кон-
струкции линий передачи. Эта ситуация типична для случая, когда одна линия
расположена в наружном слое, а другая — во внутреннем слое многослой-
ной печатной платы.
Рассмотренный пример условный. В реальной ситуации необходимо до-
полнительно учитывать более тонкие механизмы нарушения временных со-
отношений. Временная верификация, которая оперирует точными моделями
30
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
линий и микросхем, позволяет оценить с повышенной точностью все пара-
метры тайминга в системе. Следует обратить внимание, что этот пример ил-
люстрирует отмеченную выше новую парадигму проектирования: «задание
задержек предпочтительней заданию длин проводников».
В результате выполнения этапа временной верификации устанавливает-
ся работоспособность изделия, и при необходимости вносятся коррективы
в предыдущие этапы проектирования. Наиболее дешевый способ изменения
конструкции - корректировка топологии, дороже — смена проектных норм,
и наименее предпочтительный путь — это замена элементной базы.
Верификация целостности сигнала и ЭМС
Разработчики цифровых систем оперируют идеализированным представле-
нием цифрового сигнала: либо прямоугольной, либо трапецеидальной формы.
В реальном мире нет идеальных сигналов, а из-за ряда причин цифровой сиг-
нал искажается по форме и становится ближе к аналоговому сигналу (рис. 1.17).
Обеспечение целостности сигнала сводится к мерам, которые приближают по
форме реальный сигнал к идеальному.
Причины, вызывающие искажения сигнала, многочисленны и могут быть
вызваны перекрестными помехами, отражениями от несогласованных нагру-
зок и т. п. В последующих главах вопросы целостности сигнала будут рассмот-
рены более детально. Верификация целостности сигнала позволяет интег-
рировано проанализировать влияние всех значимых причин на форму сиг-
нала, выявить факторы недопустимых искажений и реализовать меры по их
устранению. При анализе целостности сигнала могут быть одновременно ре-
шены задачи тайминга.
Устаревшая стратегия проектирования, использующая физический
прототип, была основана на экспериментальном определении иска-
жений цифрового сигнала и поиске путей их устранения. Как отме-
чалось ранее, это приводило к длительным циклам создания прото-
типов, его исследования и переделок.
По мере развития методов анализа и средств автоматизации проектирова-
ния, удалось часть задач верификации вычленить в тайминг и целостность
сигнала на уровне печатного узла и печатной платы, создавая для этих целей
виртуальный прототип печатного узла (рис. 1.18) [30]. Очевидно, что это су-
Рис. 1.17. Реальный сигнал в цифровой системе имеет аналоговый вид
1. 1. Тенденция развития электронных средств...
31
Корректировка схемы
Рис. 1.18. Виртуальный прототип печатного узла и печатной платы
в цикле создания изделия
ся важной при отладке устройств в целом. Эта ситуация типична для настоя-
щего времени.
В будущем по мере развития знаний в сфере описания электродинами-
ческих процессов в сложных печатных платах, увеличения мощности вычис-
лительных средств удастся решить задачи параметрической верификации и
заменить физический прототип виртуальным (рис. 1.19).
Согласно концепции «сдвига влево», т. е. переноса тяжести разработок
на более ранние стадии проектирования, верификация целостности сигна-
ла может не выделяться в отдельный этап, а может интегрироваться в про-
цесс проектирования. Первым шагом в этом направлении является встраи-
вание методов анализа целостности сигнала в процесс топологического про-
ектирования (рис. 1.20). Это позволит вносить коррективы в размещение
компонентов и трассировку непосредственно в ходе проектирования платы.
Дальнейшее развитие состоит в охвате верификацией (задачами целост-
ности сигнала, тайминга и ЭМС) этапов схемотехнического и концептуаль-
ного проектирования (рис. 1.21).
Подобный интегрированный процесс создания электронного оборудова-
ния и печатных узлов, в частности, сокращает обратные связи между стадиями
От этапа
концептуального
проектирования
Корректировка схемы
Рис. 1.19. Виртуальный прототип в цикле создания изделия
Верификация
(виртуальный
прототип)
Разработка
схемы
Топология
Производство
Рис. 1.20. Верификация целостности сигнала интегрированная
в стадию топологического проектирования
32
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Верификация
Концепция L Р“;Р”?га L Топология L
схемы
Производство
Рис. 1.21. «Сдвиг влево» верификации целостности сигнала
проектирования, что сокращает сроки проектирования и повышает качество
проектных решений.
Обобщая подходы к проектированию печатных плат и печатных узлов, пе-
речислим основные задачи верификации проектных решений, которые да-
лее будут рассмотрены детально. Кроме временной верификации (тайминг)
и верификации целостности сигнала, необходим анализ электромагнитной
совместимости узла, а также симуляция цифровых и аналоговых сигналов.
Вопросы ЭМС должны быть рассмотрены при анализе любой электрон-
ной аппаратуры, поскольку готовое изделие обязательно сертифицируется
на соответствие требованиям ЭМС [31]. Таким образом, верификация про-
ектных решений при создании печатных плат и печатных узлов может быть
представлена в виде, показанном на рис. 1.22.
Раскроем содержание задач анализа и верификации.
Тайминг:
• задержка распространения сигнала в линиях передачи;
• системная задержка из-за влияния емкости и индуктивности печатных
проводников;
• системная задержка, вызванная помехами отражения в линиях передач;
• расфазировка сигналов и джиттер их фронтов.
Целостность сигнала:
• управление волновым сопротивлением линий передач;
• анализ перекрестных помех;
• анализ влияния нагрузки линии передачи;
• влияние «отрыва» заземления при работе цифровых микросхем;
• определение рациональной структуры многослойных печатных плат;
• анализ линий передач в виде дифференциальных пар.
Электромагнитная совместимость:
• уровень помехоэмиссии от печатного узла;
• кондуктивные помехи по шинам питания;
• восприимчивость к излучаемым помехам от внешних источников.
Основными результатами решения этих задач являются:
для концептуальной стадии:
• рекомендации о реализуемости требований технического задания по
быстродействию;
• рекомендации по выбору материалов и технологии изготовления плат
и сборки печатных узлов;
1.2. Элементы цифровой обработки информации
33
Топология
Поведенческое
моделирование
Симулирование аналоговых
и цифровых сигналов
Производство
Рис. 1.22. Задачи верификации при проектировании печатных плат
и печатных узлов
• типы корпусов микросхем;
для стадии схемотехнического проектирования:
• уточнение требований к электрическим параметрам микросхем;
• получение рекомендаций по установке помехоподавляющих и согла-
сующих компонентов;
• получение рекомендаций по выбору корпусов микросхем;
для стадии топологического проектирования:
• выработка топологических норм и рекомендаций для трассировки
платы;
• получение данных для расположения компонентов на плате;
• определение требований к шинам питания и заземления и рекомен-
дации по их расположению;
• определение структуры МПП;
• определение требованиям к экранам и их расположению.
1.2. Элементы цифровой обработки
информации
Для более глубокого понимания влияния электрических параметров пе-
чатных плат на процессы, происходящие в электронных модулях при циф-
ровой обработке информации, проектировщик должен ориентироваться в ба-
зовых понятиях, которые относятся к этой проблеме. Тенденции в этой об-
ласти непосредственно влияют на основные показатели печатных плат.
2 1527
34
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
1.2.1. Цифровые системы и передача сигналов
Одно из стратегических направлений в развитии цифровых систем обра-
ботки информации состоит в увеличении их производительности. Она может
быть увеличена следующими основными методами: за счет повышения сте-
пени интеграции элементной базы; применением быстродействующих интег-
ральных схем, улучшением компиляторов; применением высокопроизводи-
тельной архитектуры; увеличением разрядности шин команд и данных; при-
менением параллельной обработки; увеличением тактовой частоты и другими
методами, которые относятся как к концептуальному и схемотехническому
уровню создания электронных средств, так и к этапам конструкторско-тех-
нологической реализации. Для достижения максимальной производительности
все быстродействующие компоненты системы в идеале должны быть объеди-
нены на одном кристалле. Однако технологические трудности позволяют ис-
пользовать данный подход лишь в достаточно простых случаях. Практически
все электронные средства имеют в своем составе отдельные узлы, и основной
проблемой становится обеспечение связи быстродействующих частей систе-
мы. Поскольку непрерывно повышается быстродействие систем и их частей,
то должна увеличиваться и пропускная способность этих связей. На печатных
платах реализуется большая часть подобных межсоединений, поэтому мето-
ды их проектирования должны учитывать глобальную тенденцию повышения
быстродействия.
Существуют три основных способа повышения пропускной способности со-
единения — увеличение тактовой частоты, увеличение разрядности шин при
параллельной обработке информации и увеличение скорости распространения
сигнала в межсоединениях. На уровне печатной платы увеличение разряднос-
ти усложняет конструкцию платы. Увеличение скорости распространения сигнала
ограничено параметрами применяемых диэлектрических материалов. Повыше-
ние тактовых частот связано с применением быстродействующих микросхем,
которые генерируют сигналы с короткими фронтами. Это существенно расши-
ряет частотный диапазон информационных сигналов, что требует особого вни-
мания крещению задач целостности сигнала и электромагнитной совместимости.
Таким образом, повышение быстродействия приводит к усложнению архитек-
туры и конструкции системы и увеличению затрат на ее реализацию. Для оп-
тимизации конструкции платы необходимо применение верификации работы
системы с целью оценки ее производительности. Параметрами, влияющими на
точность оценки, являются: адекватность модели, точность модели и соответ-
ствие модели области ее использования.
Рассмотрим некоторые показатели цифровых систем более подробно.
Повышение производительности
Для увеличения производительности цифровой системы необходимо про-
извести такие изменения, которые позволяют достичь более высоких частот
синхронизации и/или передачи большего количества данных за один такт.
Основными факторами, которые доступны системному проектировщику на
1.2. Элементы цифровой обработки информации
35
концептуальном уровне для повышения производительности, являются выбор
архитектуры, разрядность шин, скорость передачи данных, стандарт пере-
дачи данных, элементная база, компоновка и топология системы. Эти фак-
торы должны быть сбалансированы для достижения требуемой производи-
тельности в рамках подходящей стоимости, заданного времени разработки
и при допустимом уровне искажений сигнала, восприимчивости к электро-
магнитным возмущениям и помехоэмиссии.
При выборе архитектуры для достижения высокой эффективности необ-
ходимо разбивать системы таким образом, чтобы быстродействующие соеди-
нения применялись только там, где необходимо. Но не следует забывать, что
добавочная производительность имеет цену: большее число контактов, бо-
лее сложная маршрутизация на системной плате и большее количество по-
мех от дополнительного переключения дополнительными драйверами.
Другой способ увеличения пропускной способности соединения состоит
в простом увеличении разрядности и скорости канала связи. Так удвоение раз-
рядности шины дает непосредственное удвоение ее пропускной способнос-
ти, однако при этом требуется большее число контактов на корпусах микро-
схем, большая площадь для их размещения на печатной плате и увеличение
числа линий передач. Дополнительные драйверы занимают дополнительную
площадь на кристаллах, что приводит к рассеиванию большей мощности и
создает больший уровень помех.
Увеличение скорости шины также увеличивает ее пропускную способность,
причем без использования дополнительных физических ресурсов, но дан-
ный подход приводит к значительному усложнению конструкции печатной
платы и ухудшению помеховых характеристик межсоединений, а также к уве-
личению потребляемой мощности.
Развитие шин расширения персонального компьютера иллюстрирует исполь-
зование этих методов для увеличения пропускной способности шины. Перво-
начально шина ISA была 16-разрядной и тактировалась на частоте 8,3 МГц, что
позволяло получить пиковую пропускную способность шины 16,6 Мбит/с. Для
увеличения производительности была разработана 32-разрядная шина PCI с
частотой 33,3 МГц, что позволило получить пиковую пропускную способность
133 Мбит/с. Дальнейшее повышение производительности включало увеличение
разрядности шины до 64 и скорости до 66,6 МГц, таким образом, была дос-
тигнута пиковая производительность в 533 Мбит/с. Но каждое приращение
разрядности и тактовой частоты шины потребовало усложнения топологии меж-
соединений, увеличения площади печатной платы и кристаллов, а также ус-
ложнения системы синхронизации и применения новых типов корпусов. Все
эти недостатки препятствуют повышению производительности при параллель-
ной передаче информации.
Одно из перспективных направлений в архитектуре систем, как отмеча-
лось выше, состоит в переходе на последовательную асинхронную передачу
информации. При этом, естественно, отсутствуют отмеченные выше недо-
статки параллельной передачи, но многократно возрастают частоты. При-
мером может служить протокол последовательной передачи данных USB
э *
36
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
(Universal Serial Bus), который применяется для построения компьютерных
сетей и подключения периферийного оборудования. Конструктивно соеди-
нители USB выполнены одинаково для всех устройств, что облегчает их ком-
мутацию в единую систему. Сокращение номенклатуры кабелей и соедини-
телей для компьютерных приложений является одной из целей внедрения
данного протокола. Через один USB порт может быть запитано до 127 пери-
ферийных устройств, имеющих USB-порты.
Первая версия протокола USB 1.1 предназначается для передачи инфор-
мации со скоростью 12 Мбит/с. Вторая версия USB 2.0 обладает существен-
но большим быстродействием 480 Мбит/с. Повышение быстродействия при-
водит к повышению восприимчивости оборудования и шин передачи данных
к возмущающим электромагнитным воздействиям. Кроме этого, при высоком
быстродействии линии передачи сигналов становятся весьма критичными к
любым неоднородностям в линии. Например, установка ограничителя пере-
напряжения для защиты микросхемы от импульсов тока электростатическо-
го разряда приведет к увеличению емкостной нагрузки и, как следствие, к сни-
жению быстродействия [32].
Распределение мощности
Более высокие уровни интеграции микросхем дают возможность обрабо-
тать большее количество данных за один такт, но это означает, что микро-
схему необходимо обеспечить большей мощностью. Паразитные параметры
корпусов микросхем хотя и очень малы, но, учитывая высокие скорости из-
менения токов и напряжений при переключении, могут вызвать значитель-
ные колебание напряжения относительно номинального напряжения источ-
ника питания или заземления. Кроме этого, из-за специфики работы выход-
ных каскадов цифровых микросхем (особенно серий ТТЛ) в шине питания
возникают кратковременные импульсы тока потребления очень высокой ин-
тенсивности. Высокая скорость изменения тока потребления приводит к па-
дению напряжения на шине питания и снижению напряжения питания во
время переключения микросхемы. При неудачной топологии шины питания
напряжение на выводе питания микросхемы может выйти за минимально до-
пустимые пределы. Устраняют помехи этого вида установкой развязываю-
щих конденсаторов, что влияет на топологию платы. К этим конденсаторам
предъявляются особые требования, которые будут рассмотрены в последу-
ющих разделах.
Топология и нагрузка
Топология проводников на печатной плате играет критическую роль
в определении максимальной частоты сигнала, которая может быть достигну-
та на плате. Самое быстрое соединение — непосредственная кратчайшая связь
двух устройств по линии передачи с контролируемым волновым сопротивлением
и соответствующими схемами согласования для поглощения любых отражений
от нагрузки или источника сигнала. Любое отклонение от этой схемы понизит
максимально достижимую частоту. В частности, когда необходимо связать три
1.2. Элементы цифровой обработки информации
37
или более устройства, невозможно достижение полного согласования, и возни-
кающие отраженные сигналы приведут к снижению быстродействия.
Для создания разветвленных соединений используются два основных при-
ема, которые заключаются в использовании подключения шлейфом или звез-
дой. При подключении шлейфом компоненты располагаются вдоль одной про-
тяженной шины и связываются с ней короткими отводами. Основная задача при
этом состоит в том, чтобы шина и отводы имели минимальную длину. При под-
ключении звездой каждое устройство связано с центральным компонентом
линиями передачи, и ключевой задачей топологии является обеспечение их рав-
ной длины.
После топологии емкостная нагрузка — следующий наиболее критичес-
кий аспект, определяющий скорость соединения. Суммарная емкость линии
передачи, включая емкости металлизированных отверстий и поворотов сиг-
нальных проводников, является главной составляющей емкости нагрузки
драйвера, питающего линию передачи. Кроме этого, каждый вывод компо-
нента увеличивает емкостную нагрузку за счет входной или выходной емкости
кристалла и емкости вывода корпуса микросхемы. Так большое число уст-
ройств (как в подсистемах памяти) приводит к медленному нарастанию фрон-
та сигнала из-за большого времени заряда этих емкостей. Дополнительная
емкостная нагрузка появляется, главным образом, из-за особенностей кон-
струкции корпусов компонентов, качества пайки, наличия устройств элек-
тростатической защиты и состояния высокого входного сопротивления в ряде
серий микросхем.
Для повышения качества сигнала в электрически длинных линиях пере-
дачи и достижения более высоких скоростей должны использоваться согла-
сующие резисторы, предотвращающие нежелательные отражения. Эти ре-
зисторы также могут замедлить передачу сигналов, увеличивая время заря-
да паразитных емкостей, а параллельное согласование на выходе линии
передачи дополнительно увеличивает потребляемую мощность. Любое со-
гласование увеличивает число деталей, стоимость и сложность платы и пе-
чатного узла. Проблема отражений сигнала в длинных линиях передачи и их
согласования будет детально рассмотрена в последующих разделах.
1.2.2. Стандарты передачи сигналов
и семейства логических микросхем
Номенклатура семейств логических микросхем
Цифровая система может успешно работать только в том случае,
если выход драйвера и вход приемника работают на согласованном
нижнем и высоком уровне. В цифровой технике применяются микро-
схемы, в которых логические операции выполняются набором базо-
вых вентилей [33]. Каждый из этих вентилей выполняет вполне опре-
деленную элементарную логическую функцию («И», «НЕ», «ИЛИ» и
т. п.), но схемотехнические решения создания вентилей различны. Они
38
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
определяются технологическими достижениями микроэлектроники, про-
стотой построения схемы и другими причинами. В настоящее время все циф-
ровые логические микросхемы делятся на логические семейства, для кото-
рых характерно общее схемное решение, единая технология и определенные
параметры входных и выходных сигналов. В технической документации ого-
вариваются стандартные параметры сигнала, статическая и динамическая по-
мехоустойчивость и ряд других требований. Каждое семейство микросхем име-
ет большое число разновидностей как по функциональной сложности, так
и по степени интеграции, но в любом случае параметры входа/выхода у все-
го логического семейства одинаковы и совпадают с параметрами элементар-
ного вентиля (за который часто принимают вентиль «2И-НЕ»). Это свойство
удобно использовать для верификации частных решений, оперируя только
простейшим вентилем, что существенно упрощает анализ, делает его более
прозрачным.
В табл. 1.1 представлены основные параметры драйверов, а в табл. 1.2 —
базовых семейств логических интегральных схем [4, 33]. Все микросхемы
можно разделить на два основных класса в зависимости от принятой техно-
логии и схемотехнического решения: биполярные и полевые. Среди бипо-
лярных наибольшее распространение получили схемы на основе транзистор-
Таблица 1.1
Параметры драйверов основных семейств логических интегральных схем
Серия Напряжение питания, Ks, В Выходное напряжение низкого уровня, KOL, В Выходное напряжение высокого уровня, У()И, В Требование к нагрузке
min max min max
ТТЛ 5± 10% 0,4 2,4 Не оговорены
НВТТЛ 3,3 ±10 % 0,4 2,4
GTL 1,2 ± 5 % 0,4 К,-0,4 Ks
HSTL 1,5 ±0,1 0,4 Ks-0,4
ЭСЛ -5,2 ± 5 % -1,810 -1,620 -1,025 -0,880 50 Ом со сме- щением -2 В
ПЭСЛ 5,0 ± 5 % 3,190 3,380 3,975 4,120 50 Ом
НВПЭСЛ 3,3 ± 5 % 1,490 1,680 2,420 50 Ом
LVDS 1,474 50 Ом
Примечание.
ТТЛ — транзисторно-транзисторная логика; НВТТЛ — низковольтная транзис-
торно-транзисторная логика (с пониженным напряжением питания); GTL —
(Gunning transceiver logic) — низковольтная высокоскоростная логика; HSTL —
(High-speed transceiver logic) — высокоскоростная логика; ЭСЛ — эмиттерно-свя-
занная логика на переключателях тока; ПЭСЛ — позитивная эмиттерно-связан-
ная логика; НВПЭСЛ — низковольтная позитивная эмиттерно-связанная логи-
ка; LVDS — низковольтная передача дифференциальных сигналов.
1.2. Элементы цифровой обработки информации
39
Таблица 1.2
Параметры приемников основных семейств логических интегральных микросхем
Серия Напряже- ние пита- ния, в Выходное напряжение низкого уровня, ^оиВ Выходное напряжение высокого уровня, ^он> В Тип линии
min max min max
ТТЛ 5±10 % 0,8 2,0 Одиночная
НВТТЛ 3,3±10 % -о,з 0,8 2,0 rss-o,3 То же
GTL 1,2±5 % Kref-0,05 r„f-0,05 Псевдодиффе- ренциальная
HSTL 1,5±0,1 -о,з 0,05 Kss - 0,3 То же
ЭСЛ -5,2±5 % -1,810 -1,620 -1,025 -0,880 Дифферен- циальная
ПЭСЛ 5,0±5 % 3,190 3,380 3,975 4,120 То же
НВПЭСЛ 3,3±5 % 1,490 1,825 2,235 2,420
LVDS 0,9 1,5 1,1 1,7
Примечание.
Опорное напряжение Kref = 2 Kss/3 для максимального значения входного напряжения
низкого уровня KILmax для микросхем GTL, HSTL и Kref = Kss/2 для минимального значе-
ния входного напряжения высокого уровня К1Нтш.
но-транзисторной логики (ТТЛ-схемы) и микросхемы на переключателях
тока — эмиттерно-связанная логика (ЭСЛ-схемы). Среди микросхем на по-
левых транзисторах базовыми можно считать микросхемы на комплементар-
ной МОП-структуре (КМОП-схемы). В каждом из этих направлений суще-
ствует много разновидностей, которые отличаются быстродействием, уровнем
питающих напряжений, конструкций корпуса и другими параметрами. У про-
ектировщика есть широкий выбор микросхем для реализации концептуальных
идей, но этот выбор должен быть обоснован, в том числе и с позиций про-
ектирования печатной платы и печатного узла. Например, стандартная ТТЛ-
серия была модернизирована путем добавления диодов Шоттки в базовую
схему. Новая разновидность ТТЛШ-схемы отличается более высоким быст-
родействием, но и меньшей помехоустойчивостью. В свою очередь, схемы
ТТЛШ также имеют разновидности, которые отличаются потребляемой мощ-
ностью и быстродействием.
Две цепи, имеющие различные стандарты обработки информации, не могут
работать совместно и требуют устройств по преобразованию стандартов, но
две цепи, использующие один стандарт и построенные на разных семействах
микросхем, могут работать совместно, однако скорость работы будет опре-
деляться самым медленным семейством.
Одним из основных показателей быстродействия микросхемы яв-
ляется длительность фронта /г импульса, типичные значения которо-
го для основных логических семейств составляют: ЭСЛ — 0,7... 1 нс; ТТЛ —
около 10...20 нс; ТТЛШ — 3...5 нс; КМОП — 3...50 нс.
40
Глава 1. Печатные платы в цифровых, системах
Повышение быстродействия микросхем реализуется за счет:
• совершенствования схемного решения вентиля (уменьшения числа
компонентов в вентиле, изменения режимов его работы);
• совершенствования технологии (снижение проектных норм, переход
на технологии менее 0,2—0,3 мкм; снижение геометрических размеров
элементов “автоматически” приводит к повышению быстродействия,
это объясняется снижением паразитных емкостей в полупроводниковой
структуре);
• применения новых материалов для подложек ИМС, например арсе-
нида галлия.
Временные параметры цифровых интегральных схем
Временные параметры характеризуют быстродействие микросхем, которое,
в свою очередь, будет определять и потенциальную производительность системы.
В предыдущих разделах, давая характеристику микросхемам, мы оперировали
термином «быстродействие». Этот показатель определяется временными соот-
ношениями при переключении микросхемы, и, хотя он интуитивно понятен,
необходимо этот параметр определить более четко для получения количественных
оценок для анализа.
Процесс переключения логического
элемента определяется временными па-
раметрами цифрового сигнала, который
представлен на рис. 1.23. Задача разработ-
чика печатных плат состоит в поддержа-
нии целостности (неизменности по фор-
ме) этого сигнала при его распростране-
нии в межсоединениях плат.
Для проектирования печатных плат
интерес представляют следующие пара-
метры сигнала:
• /г — время перехода микросхемы из со-
стояния логического нуля в состояние
логической единицы (длительность
фронта импульса), которое определяется интервалом времени между
моментами достижения уровня 10 и 90 % установившейся амплитуды
импульса;
• — время перехода микросхемы из состояния логической единицы в
состояние логического нуля (длительность спада импульса), которое
определяется интервалом времени между моментами достижения уров-
ня 90 и 10 % установившейся амплитуды импульса;
• td — время задержки распространения сигнала (в общем виде) опреде-
ляется как интервал времени между соответствующими точками формы
сигнала при его распространении в определенной среде, например, в
микросхеме или в линии передачи;
• г — длительность импульса на уровне 0,9;
Рис. 1.23. Временные параметры
элементарного вентиля,
определяющие
быстродействие
1.2. Элементы цифровой обработки информации
41
• — длительность импульса, измеряемая на уровне 0,5 его амплиту-
ды; при работе системы она может быть произвольна; наибольший
интерес представляет минимальная длительность импульса, при ко-
торой сохраняется требуемая работоспособность системы.
Минимально возможная длительность импульса при цифровой обработке
сигнала зависит от многих параметров — применяемых микросхем, потерь
в линиях передачи, помех в линиях передачи. Важно, чтобы при максимальной
тактовой частоте приемник смог различить отдельный импульс и четко от-
личить его от соседнего. В этом случае каждый бит информации будет чет-
ко воспринят. Чем выше частота следования битовых импульсов, тем слож-
нее распознавать их в потоке. Далее эти вопросы будут рассмотрены более
подробно, и на примере контрольной диаграммы будут проиллюстрирова-
ны возможные погрешности в передаче информации при высокой частоте
следования импульсов.
Опираясь на рассмотрен-
ные временные параметры,
можно оценить потенциаль-
ную высшую тактовую часто-
ту, при которой может функ-
ционировать микросхема.
Типовой тактовый цикл tc
представлен на рис. 1.24. При
минимальной длительности
цикла /c(min) определяется
максимальная тактовая час-
тота /тах работы вентиля:
1
^c(min)
max
(1.1)
Минимальная длительность цикла будет при равной минимальной дли-
тельности fw(min) импульсов и интервала между ними (цикл обозначается как
50/50). В свою очередь, принято, что минимальная длительность /w(min) тра-
пецеидального импульса примерно в 5 раз должна превосходить длительность
фронта, т. е. 7w(min) = 5/r. С учетом этого Zc(min) = Ю/г, и максимальная частота
определится по формуле
А»—- (1-2)
Приведем пример. Определим максимальную тактовую частоту для мик-
росхемы с длительностью фронта tx = 1 нс. Согласно формуле (1.2) опреде-
лим максимальную тактовую частоту для нашего идеализированного случая:
4ах= 1/1Ч= 1/(10 110-9) = юо1о6Гц.
Таким образом, максимальная тактовая частота для данной микросхемы
составляет 100 МГц. В реальной ситуации, при реализации устройства на
42
Глава 1. Печатные платы в цифровых, системах
печатной плате быстродействие, которое можно назвать системным, будет
ниже из-за влияния параметров конструкции платы и корпусов микросхем.
При совместном рассмотрении сигнала на входе и выходе вентиля мож-
но получить дополнительные временные параметры, связанные с распрос-
транением сигнала внутри микросхемы. На рис. 1.25 показаны основные вре-
менные соотношения для сигналов цифровых схем:
• rd— время задержки распространения сигнала внутри микросхемы;
• /оп — время включения микросхемы;
• ts — время установления сигнала;
* zoff— время выключения микросхемы;
* Zd(on) — вРемя задержки распространения сигнала внутри микросхемы
при ее переключении из состояния логического нуля в состояние ло-
гической единицы;
* Zd(ofT) — время задержки распространения сигнала внутри микросхемы
при ее переключении из состояния логической единицы в состояние
логического нуля.
Рис. 1.25. К определению временных соотношений в цифровых схемах
при работе на резистивную нагрузку
1.2. Элементы цифровой обработки информации
43
Основной оценкой быстродействия можно считать время задержки рас-
пространения сигнала Zd, а для анализа частотных свойств сигнала и пара-
метров печатного монтажа наиболее часто используется значение фронта
сигнала Гг. В общем случае эти параметры не равны между собой, но в инже-
нерной практике используют приближенное соотношение: Zd ~ tT.
Помехоустойчивость цифровых микросхем
Помехоустойчивость определяет стойкость системы к воздействию помех
за счет применения алгоритмов обработки сигналов и специальных схемо-
технических приемов, то есть помехоустойчивость закладывается на этапе
функционального и схемотехнического проектирования. В большинстве слу-
чаев помехоустойчивости недостаточно для качественной работы аппаратуры.
Повышению стойкости электронных средств к внешним электромагнитным
воздействиям способствуют специальные меры, которые закладываются на
этапе проектирования и конструирования (экранирование, заземление, ра-
циональный монтаж ит. п.).
Совокупность всех предпринятых мер обеспечивает помехозащищенность
всей аппаратуры. Таким образом, термин «помехоустойчивость» применим
в большей степени к схемотехническим аспектам проектирования, а термин
«помехозащищенность» — к конструкции в целом. Применительно к циф-
ровым микросхемам, которые являются основным компонентом электрон-
ных модулей на печатных платах, их помехоустойчивость определяется осо-
бенностями построения базового вентиля определенной серии микросхем.
В процессе работы интегральные микросхемы испытывают воздействия
поступающих на вход помех, источниками которых могут быть:
• проводники печатных плат, в которых происходят динамические про-
цессы переключения;
• токи и напряжения, наведенные от сторонних источников электромаг-
нитных помех;
• токи и напряжения, вызванные электростатическими разрядами (ЭСР).
В определенной мере печатный узел защищен от внешних электромагнитных
воздействий экранированием и другими средствами на уровне аппаратуры.
Большую опасность представляют помехи от соседних элементов платы и от
ЭСР. При работе в условиях помех микросхемы должны обладать определен-
ной помехоустойчивостью. Она определяется как способность микросхемы со-
хранять заданное качество функционирования при воздействии на нее вне-
шних помех с регламентируемыми параметрами в отсутствие дополнительных
средств защиты от помех, не относящихся к принципу действия или постро-
ения микросхемы. Параметры помехоустойчивости оговариваются в норма-
тивной документации. Здесь важно обратить внимание на два момента.
Во-первых, помехоустойчивость обусловлена конкретными схемными и
конструкторскими решениями, принятыми при создании микросхем. Посколь-
ку входные каскады и конструкции корпусов в пределах логического семей-
ства однотипны, то и параметры помехоустойчивости в пределах семейства оди-
наковы, хотя они различны для различных семейств.
44
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Во-вторых, помехоустойчивость оговаривается только по отношению к по-
мехам с определенными параметрами — форма, амплитуда и т. п. Если поме-
ха отличается от регламентируемой, то опираться на приведенные в докумен-
тации значения помехоустойчивости нельзя.
Если уровень помехоустойчивости недостаточен, то применяются допол-
нительные средства защиты от помех, например, ограничители помех, раз-
вязывающие конденсаторы или экранирование. В этом случае говорят о по-
мехозащищенности узла, аппаратуры или системы.
Для цифровых микросхем задают статическую и динамическую помехо-
устойчивость [33, 34].
Статическая помехоустойчивость
Рассмотрим (рис. 1.26) временную диаграмму переключения микросхемы,
на которой представлены возможные искажения сигнала. Хорошо видно, что
по своей сути цифровой сигнал в реальной ситуации представляет собой ана-
логовый сигнал. Стандартами заданы определенные уровни напряжений:
Ин — номинальный уровень высокого напряжения, соответствующий ло-
гической 1;
VL — номинальный уровень низкого напряжения, соответствующий ло-
гическому 0;
Ион — минимальное напряжение логической «1» на выходе микросхемы,
которое воспринимается еще как логическая 1; другими словами, это мини-
мально допустимый уровень логической 1;
HOL — максимальное напряжение на выходе микросхемы, которое воспри-
нимается еще как логический 0; это максимально допустимый уровень ло-
гического 0;
И^тах — максимальный уровень низкого напряжения на входе микросхе-
мы, при котором сохраняется оговоренная работоспособность микросхемы;
Время
Рис. 1.26. Уровни сигналов и допустимые уровни статической
помехоустойчивости
1.2. Элементы цифровой обработки информации
45
^iHmin — минимальный уровень высокого напряжения на входе микросхе-
мы, при котором сохраняется оговоренная работоспособность микросхемы;
Кгг_ — пороговое напряжение на входе микросхемы при изменении вход-
ного напряжения от высокого уровня к низкому;
Кгг+ — пороговое напряжение на входе микросхемы при изменении вход-
ного напряжения от низкого уровня к высокому.
Переключение микросхемы происходит в том случае, если напряжение
на ее входе перейдет определенный пороговый уровень. Если на вход мик-
росхемы поступает от драйвера низкий уровень (KOL), то при возрастании
входного напряжения и достижении им уровня KIL на выходе микросхемы
происходит изменение логического состояния. Аналогично, если на входе
микросхемы имеется высокий уровень напряжения (Кон), то при его снижении
до уровня И1Н произойдет изменение логического состояния на выходе мик-
росхемы. Таким образом, уровни И1Н и KIL являются порогами срабатывания
микросхемы. Уровни статической помехоустойчивости определяются следу-
ющим образом:
относительно высокого напряжения:
^н=’/он-Инт!п;
относительно низкого уровня:
Ж = •
L ILmax OL
Пример. Для ТТЛ-схемы определены следующие уровни: KIL < 0,8 В, И1Н > 2 В, KOL < 0,4 В,
Ион > 2,4 В. Тогда уровни статической помехоустойчивости равны NMH = = =
В целом, чем выше быстродействие микросхемы, тем ниже ее помехоус-
тойчивость, особенно динамическая. Следует отметить, что помехи относи-
тельно нижнего уровня более опасны, чем относительно высокого уровня.
Параметры сигналов и показатели статической помехоустойчивости цифро-
вых микросхем приведены в технических условиях на них.
Дифференциальная технология передачи сигналов не имеет уровней по-
мехозащищенности, которые соотносятся с уровнями стандартных схем. Это
происходит потому, что при дифференциальной передаче происходит подав-
ление помех общего вида, попадающих на оба входа приемника. Хотя диф-
ференциальная передача сигналов обладает повышенной помехозащищен-
ностью, помехи значительного уровня все равно могут привести к сбоям. Более
детально дифференциальная передача сигналов рассмотрена в главе 6.
Динамическая помехоустойчивость
В печатном монтаже в основном преобладают динамические процессы, свя-
занные с изменением во времени токов и напряжений в межсоединениях. Эти
изменения индуцируют токи и напряжения, воспринимаемые в виде помех в
проводниках на платах. Поэтому импульсные помехи более типичны для элек-
тронного модуля и должны быть проанализированы в первую очередь.
Способность интегральных схем противостоять импульсным помехам, ко-
торые поступают на вход микросхем, определяется характеристикой дина-
мической помехоустойчивости. В реальной ситуации импульсные помехи могут
46
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
иметь достаточно сложную форму, но характеристика динамической помехоу-
стойчивости определяется по отношению к прямоугольному импульсу Для луч-
шего понимания этой характеристики рассмотрим эксперимент по ее получе-
нию (рис. 1.27). В ее состав входят: генератор испытательных сигналов, мик-
Рис. 1.27. Схема экспериментального
получения характеристики
динамической помехоустойчивости
росхема, для которой определяется по-
мехоустойчивость, индикатор срабаты-
вания микросхемы.
Генератор сигналов — это имитатор
импульсных помех, который позволяет
1 2
3
Рис. 1.28. Представление импульсных
помех: 1 — прямоугольной формы; 2 —
трапециидальной формы; 3 — треу-
гольной формы;
4 — экспоненциальной формы
управлять параметрами импульсов.
Форма импульсов должна быть макси-
мально приближена к форме реальных
помех, но технически наиболее просто
генерировать прямоугольный импульс
(рис. 1.28). Кроме этого, он наиболее
богат спектральными составляющими,
что соответствует худшему случаю.
Генерирование импульсов с управ-
ляемыми параметрами является весь-
ма сложной задачей. При использова-
нии прямоугольного импульса в каче-
стве тестирующего возникает проблема
исследования микросхем предельного
быстродействия. При этом генератор
сигналов должен быть построен на эле-
ментах, быстродействие которых на по-
рядок выше быстродействия тестиру-
емой микросхемы.
Переменными величинами здесь
являются амплитуда напряжения Ип
импульса помехи и длительность (п
импульса помехи. Для получения характеристики возможно проведение вы-
числительных экспериментов, что снижает ограничение на форму и пара-
метры импульсов, но требует адекватной модели испытуемой микросхемы,
что не всегда просто осуществить.
Индикатор — простейшее безынерционное устройство, например, свето-
диод, фиксирующее события переключения ИМС.
Для получения характеристики динамической помехоустойчивости про-
водят ряд измерений, фиксируя состояние индикатора, приписывая, напри-
мер, знак «+» событию срабатывания микросхемы, а знак «-» — отсутствию
срабатывания. Результаты эксперимента отражаются на графике в коорди-
натах (tn, Ип).
После проведения серии экспериментов и получения совокупности то-
чек «+» и «—», между точками можно провести границу в виде гиперболи-
ческой кривой. Зона выше кривой называется зоной неустойчивой работы,
1.2. Элементы цифровой обработки информации
47
зона под кривой — зоной устойчивой работы микросхемы. Граница между
этими зонами и есть характеристика динамической устойчивости (рис. 1.29).
При длительности помехи меньше Zn min микросхема работает устойчиво
при очень высокой амплитуде помехи, но эта длительность настолько мала,
что практически исключает наличие таких помех. При поступлении на вход
микросхемы весьма коротких импульсов помех значительной амплитуды их
заряд мал, входные емкости не успевают перезарядиться за время, соответ-
ствующее длительности помехи, и напряжение на входе микросхемы не пре-
восходит допустимое.
При увеличении длительности помехи характеристика динамической по-
мехоустойчивости стремится к уровню статической помехи.
При повышении быстродействия площадь зоны устойчивой работы умень-
шается. Например, это можно проследить при переходе от ТТЛ к ТТЛШ. На
рис. 1.30 показаны условные характеристики динамической помехоустойчи-
вости ТТЛ-схем и ТТЛШ-схем. Последние, являясь более быстродействую-
щими, имеют меньшую площадь зоны устойчивой работы. Поэтому поме-
ха, не опасная для ТТЛ, может оказаться недопустимой для ТТЛШ.
Характеристика динамической помехоустойчивости используется при про-
ектировании печатных плат для оценки возможного нарушения работоспособ-
ности цифровых узлов при наличии индуцированных помех, например пере-
крестных. Зная амплитуду и длительность помехи, нанеся эти параметры в ка-
честве координат на характеристику динамической помехоустойчивости, по
расположению соответствующей точки можно судить о потенциальной опас-
ности помехи. При расположении точки в зоне неустойчивой работы помеху сле-
дует считать недопустимой.
При подобном анализе следует учитывать, что характеристика динами-
ческой помехоустойчивости получена для прямоугольных импульсов, а формы
реальных импульсов или их приближенные описания могут отличаться от пря-
моугольной (см. рис. 1.28).
Если ведется разработка аппаратуры на определенной серии микросхем, то
один раз полученная усредненная характеристика для типового вентиля может
Рис. 1.29. Характеристика
динамической помехоустойчивости
V
п
^пТТЛ Тп
Рис. 1.30. Сравнительные
характеристики динамической
помехоустойчивости
ТТЛ-схем и ТТЛШ-схем
48
Глава 1. Печатные платы в цифровых, системах
быть применима для всей серии. При смене элементной базы характеристика
должна быть получена заново. В нормативно-технической документации в обя-
зательном порядке приводится статическая помехоустойчивость, и в ряде слу-
чаев — характеристика динамической помехоустойчивости.
1.2.3. Помехи в системе при работе микросхем
Существует множество факторов при работе цифровых узлов, приводящих
к возникновению помех, обусловленных особенностями работы микросхем. Наи-
более существенные из них: «звон», перекрестные помехи и электромагнитное
излучение от печатного узла. Под общим термином «звон» обычно понимают
затухающие колебания, которые вызываются рядом причин, важнейшими из
которых являются коммутационные помехи при переключении цифровой мик-
росхемы, помехи, связанные с импульсным потреблением тока в динамичес-
ком режиме, а также помехи, определяемые степенью рассогласования линии
передачи и нагрузки. Каждый из этого вида помех требует более детального рас-
смотрения, что будет сделано в последующих разделах.
Помехи значительного уровня могут сказаться на надежности системы
и качестве выполнения ею своих функций. В конечном итоге способность
противостоять помехам и уровни помех, которые генерируются в системе,
зависят от элементной базы.
Коммутационные помехи
Коммутационные помехи возникают в системе при переключении мик-
росхемы. Они возникают из-за наличия индуктивности в системе питания
и заземления и проявляются в виде подскока опорного напряжения (земли) и
сдвига динамического порога.
Подскок опорного напряжения
Подскок опорного напряжения для цифровых микросхем представляет собой
кратковременное возрастание напряжения заземления во время динамических про-
цессов переключения. Основную роль в этом
процессе играет индуктивность выводов
корпуса микросхемы, на которой во время
изменения тока, протекающего по ней,
возникает некоторое падение напряжение.
На рис. 1.31 показана модель КМОП-схе-
мы в корпусе. Здесь Lx представляет индук-
тивность вывода заземления, Л2 — вывод
питания Ксс, и £3 — вывод выхода. Сопро-
тивление полупроводниковой структуры
токам разряда нагрузки представлено как
Rx, а нагрузка представлена емкостной С,
и резистивной Rx составляющими.
При переключении микросхемы из вы-
сокого напряжения в низкое (рис. 1.310
Рис. 1.31. Модель корпуса
в режиме: а — логической
единицы; б — логического нуля
1.2. Элементы цифровой обработки информации
49
ток протекает от нагрузки через вывод заземления микросхемы. Фактически это
ток разряда емкости нагрузки, который протекает через индуктивность выво-
да и сопротивление полупроводниковой структуры выходного каскада микро-
схемы. Изменение тока разряда за время коммутации вызывает падение напря-
жения VL на индуктивностях выводов:
где L — суммарная индуктивность выводов корпуса микросхемы, по которым протекает
выходной ток; А/ — изменение тока; А/ — интервал времени изменения тока.
Таким образом, индуктивность Z, между точками функционального зазем-
ления и внутренней опорной точкой микросхемы вызывает падение напря-
жения, которое и характеризует «подскок» опорного напряжения. В этом случае
напряжение опорной точки внутри микросхемы имеет напряжение, отличное
от нулевого уровня функционального заземления. Подскок напряжения су-
щественно снижает уровень помехозащищенности микросхемы за счет сме-
щения опорного напряжения. В отдельных случаях это явление может вызвать
триггерный эффект приемника за счет помех на выходе драйвера, что приве-
дет к появлению нежелательного бита на выходе приемника.
Следует отметить, что «нулевой уровень» функционального заземления —
также определенная условность, поскольку при некорректном проектирова-
нии системы заземления она обладает повышенным полным сопротивлени-
ем, которое на высоких частотах вызывает аналогичный эффект «подскока»
напряжения заземления относительно Земли. Исходя из этого формулируются
требования к шинам и системе заземления, которые обеспечивают минималь-
ное полное сопротивление [35].
Уровень напряжения подскока обычно вызывается несколькими важней-
шими факторами:
• числом одновременно переключаемых выходов;
• расположением выводов и их конструкцией;
• скоростью переключения (крутизной фронта);
• уровнем питающего напряжения;
• типом нагрузки и ее расположением;
• технологией, которая используется для изготовления микросхемы и
при ее корпусировании.
Число одновременно переключаемых микросхем определяет амплитуду
суммарного тока, протекающего в системе заземления. Поскольку каждый
вывод может быть представлен в виде последовательной индуктивности и со-
противления, то их параллельное включение приведет к снижению этих сум-
марных параметров, что, в свою очередь, вызовет увеличения коммутацион-
ных токов. Чем больше одновременно переключаемых выводов, тем боль-
ше будет ток в системе заземления и подскок напряжения. Однако, если цепь
заземления подключить к микросхеме через ряд параллельных выводов, то
их суммарная индуктивность снизится, что приведет к уменьшению напря-
жения подскока.
50
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Крутизна фронта непосредственно определяет скорость изменения тока
A//At, а следовательно, падение напряжения на индуктивности выводов и
шины питания. Чем выше быстродействие микросхемы, тем больше скорость
изменения тока и больше уровень подскока напряжения.
Расположение и форма выводов непосредственно влияют на их индуктив-
ность. Чем длиннее вывод заземления внутри корпуса и чем ближе к круго-
вой форме поперечное сечение вывода, тем больше его индуктивность и
больше подскок напряжения.
Уровень питающего напряжения определяет диапазон изменения напря-
жения на выходе микросхемы, а следовательно, входных и выходных токов.
Чем выше напряжение питания, тем, в конечном счете, будет больше под-
скок напряжения.
Тип нагрузки имеет существенное значение. Худший случай — сосредо-
точенная емкостная нагрузка. В этом случае подскок будет максимальный,
поскольку при этом ток разряда/заряда будет максимальный. Значительно
меньший уровень подскока и падения напряжения на шине питания будет
при распределенной емкостной нагрузке.
Принятая технология исполнения микросхем определяет параметры бы-
стродействия, и чем они выше, тем больше подскок напряжения. Кроме этого,
технология определяет режимы работы полупроводниковых элементов. Так
КМОП-схемы обладают более резким изменением тока при переключении,
чем биполярные схемы. Это вызывает более резкий подскок напряжения, что
следует учитывать при конструировании плат. БиКМОП-схемы сочетают по-
ложительные факторы КМОП и биполярных схем, включая меньший под-
скок, чем для большинства КМОП-схем.
Как отмечалось выше, использование в одном корпусе некоторого числа па-
раллельных выводов питания и заземления позволяет снизить влияние эффекта
подскока напряжения за счет уменьшения суммарной индуктивности выводов.
Динамический порог
Динамическое изменение порога срабатывания микросхемы является ре-
зультатом подскока напряжения. Это явление называется: «динамический порог
напряжения при низком входном напряжении» (Voltage Input Low Threshold
Dynamic — VILD) и «динамический порог напряжения при высоком входном
напряжении» (Voltage Input High Threshold Dynamic — VIHD).
Этот эффект вызывается сдвигом напряжений при подскоке напряжения
заземления и провале напряжения питания. Особенно опасен динамический
сдвиг порогового напряжения, когда он соизмерим с допустимым уровнем
статической помехоустойчивости. В этом случае схема может находиться в
некотором непредсказуемом состоянии. Отмеченное явление может прояв-
ляться только в особых случаях, например, при одновременном переключении
в одном направлении нескольких микросхем, работающих на сосредоточен-
ную нагрузку.
Наиболее эффективное средство устранения подскока напряжения и ди-
намического сдвига порога достигается корректным проектированием сис-
1.2. Элементы цифровой обработки информации
51
темы заземления и развязкой, что будет детально рассмотрено в последую-
щих разделах.
Коммутационные помехи в системе питания
Аналогично рассмотренному явлению подскока напряжения заземления
подобный эффект возникает при переключении микросхемы из низкого уров-
ня в высокий (рис. 1.31 а), но при этом индуктивность £2 вывода питания кор-
пуса микросхемы будет вызывать снижение напряжения питания, которое
поступает на кристалл микросхемы. Снижение напряжения питания проис-
ходит на значение KSB:
(1.3)
где A/s — изменение тока потребления при переключении микросхемы; А/ — интервал вре-
мени изменения тока (как правило, А/ = /г).
В этом случае, если напряжение Исс, поступающее на кристалл, будет мень-
ше допустимого, то работоспособность микросхемы не будет гарантирова-
на. Это напряжение равно
^СС = Н>8 - ^SB, (1-4)
где Kss — напряжение источника питания, подведенное к выводу микросхемы, KSB — па-
дение напряжения на выводе питания микросхемы.
При последующем рассмотрении системы питания на печатной плате будет
показано, что к индуктивности вывода микросхемы следует прибавить ин-
дуктивность шины питания, соединяющей микросхему с фильтром питания.
Система питания является причиной возникновения коммутационных по-
мех, которые генерируются изменяемыми токами в шинах и слоях питания
и заземления в составе плат. Эти изменения определяются различием потреб-
ляемой мощности при изменении состояния микросхем. Высокоскоростные
и мощные микросхемы требуют для переключения значительных мощнос-
тей, поскольку они работают на линии передачи, нагруженные на согласу-
ющие резисторы относительно малых номиналов. Если система питания спро-
ектирована не корректно, то изменение мощности потребления при пере-
ключении микросхемы приведет к резкому изменению токов в шинах питания.
При этом индуктивность шины питания вызовет изменение напряжения на
ней и приведет к сдвигу напряжения питания.
Временное снижение напряжения питания на выводах микросхемы при-
водит к сокращению времени задержки распространения сигнала в ней во
время переключения, которое принимает прежнее значение после переклю-
чения микросхемы. Эти вариации времени задержки являются одной из со-
ставляющих дрожания фронта сигнала по времени — джиттера.
При проектировании плат управление коммутационными помехами в сис-
теме питания осуществляется минимизацией индуктивности шины питания
при трассировке путем уменьшения ее длины и увеличения ее ширины. Для
52
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
МПП для шины питания отводится отдельный слой или слои. Положительно
сказывается разнесение слоев питания и заземления для высокоскоростных
и низкоскоростных зон платы.
Развязка
Локальная развязка является эффективным средством снижения провалов
напряжения питания при переключении микросхем. Развязка выполняется
конденсаторами, которые подключаются к шине питания и выводу питания
микросхем. Значение емкостей конденсаторов изменяется в зависимости от
частоты переключения и параметров конструкции платы. Число конденсато-
ров определяется желаемой развязкой.
Конденсаторы должны устанавливаться на минимальном расстоянии от
микросхемы, должны обладать минимальной собственной индуктивностью и
индуктивностью выводов. Правильный выбор конденсаторов и вариантов их
установки на плате — очень серьезная задача в обеспечении целостности сиг-
нала. Она детально рассматривается в пятой главе.
1.2.4. Вольтамперные характеристики цифровых схем
Вольтамперные характеристики (ВАХ) цифровых микросхем определя-
ют зависимость напряжений от токов на входах и выходах микросхем.
Эти характеристики снимаются при медленных изменениях параметров («по
точкам»), что определяет их статический характер. Для каждой из вышеопи-
санных серий микросхем вольтамперные характеристики имеют вполне оп-
ределенные конфигурации.
Для элементарного вентиля различают:
• входную ВАХ;
• две выходных ВАХ (одна для состояния логической 1 на выходе мик-
росхемы, другая — для состояния логического 0).
Выбор системы координат для ВАХ
Для описания ВАХ микросхем примем следующую систему координат: по
оси х будем откладывать значение входного или выходного тока /, а по оси у зна-
чение соответствующего напряжения И В выбранной системе координат угол
наклона некоторой прямой пропорционален, с учетом масштаба, сопротивле-
нию, либо статическому, либо динамическому. При линейной ВАХ (рис. 1.32<?)
Рис. 1.32. Вольтамперные характеристики: а — линейная; б — нелинейная
1.2. Элементы цифровой обработки информации
53
этот угол определяется самой характеристикой. При нелинейной ВАХ (рис. 1.325)
касательная в какой-либо ее точке будет определять динамическое сопротив-
ление для малого сигнала в этой точке.
Значение угла в градусах зависит от выбранного масштаба по оси тока и
напряжения и определяется по выражению
0 = arctg Rt— , град.,
I mi)
где R, — сопротивление (входное, выходное), описываемое ВАХ, Ом; mv — масштабный
коэффициент по оси И, мм/В; mt — масштабный коэффициент по оси /, мм/А.
Таким образом, выбранная система координат позволяет наглядно соот-
нести возрастание сопротивления и увеличение угла наклона соответствую-
щей прямой. Знание ВАХ микросхем, которые используются для построения
цифровых схем электронного модуля, необходимо для анализа помех отражения
и рационального выбора способа согласования линий передач на плате.
Отметим, что в справочной литературе часто встречается иное располо-
жение координатных осей. При этом угол наклона прямой будет пропорци-
онален проводимости.
ВАХ ТТЛ-схем
ВАХ реальных микросхем сугубо нелинейные [33]. Они представляются
в выбранной системе координат некоторыми характерными кривыми, вид
которых типичен для определенных серий микросхем (ЭСЛ, ТТЛ, КМОП)1.
Для каждой серии существует семейство из трех ВАХ. Например, для ТТЛ-
схем семейство содержит:
• входную ВАХ (рис. 1.33);
• выходную ВАХ (рис. 1.34) для состояния логической 1 на выходе мик-
росхемы — выходная ВАХ(1);
• выходную ВАХ для состояния логического 0 на выходе микросхемы —
выходная ВАХ(О).
При нанесении всех ВАХ на один график (рис. 1.35) получается весьма
информативная картина, по которой можно судить о работоспособности си-
стемы, построенной на данной серии микросхем.
Для двух последовательно включенных вентилей точка «Л» пересечения
входной ВАХ и выходной ВАХ(1) характеризует схему в статическом состо-
янии логической единицы. Точка «В» пересечения входной ВАХ и выходной
ВАХ(О) характеризует схему в статическом состоянии логического нуля. Уро-
вень нуля для ТТЛ-схем может составлять приблизительно 0,5 В, уровень еди-
ницы — около 3,5 В. Каждая кривая имеет границы рабочей области. При
Здесь и далее вид ВАХ дается приближенно для качественной оценки параметров и
физических процессов. Конкретный вид ВАХ можно найти в соответствующей справоч-
ной и нормативной документации.
54
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Рис. 1.33. Входная
ВАХ ТТЛ
Рис. 1.34. Выходные ВАХ ТТЛ: а — для
состояния логической 1 на выходе; б — для
состояния логического 0 на выходе
Рис. 1.35. Семейство
ВАХ ТТЛ
Рис. 1.36. Входные и выходные ВАХ ЭСЛ:
7 — входная ВАХ; 2 — выходная ВАХ для
состояния логической 1; 3 — выходная
ВАХ для состояния логического 0; 4 —
входная ВАХ согласованной нагрузки
выходе параметров за пределы этой области работоспособность микросхе-
мы не гарантируется. Поэтому при использовании семейства ВАХ для про-
ведения расчетов или анализа работоспособности экстраполяция характе-
ристик недопустима.
ВАХ ЭСЛ
ЭСЛ-схемы имеют отрицательное напряжение питания (—5,2 В). Они при-
меняются только с согласованными линиями передачи, и при их работе ис-
пользуют дополнительные источники питания (—2 В) для улучшения режима
согласования.
На рис. 1.36 показаны: входная ВАХ (^Ц)), выходная ВАХ для состоя-
ния логической единицы (1) и выходная ВАХ для состояния логического нуля
(0). Пунктирная прямая соответствует линейной входной (реальной) харак-
теристике, которая имеет место после согласования линий передачи.
Обозначение выходных характеристик «0» или «1» — условно, посколь-
ку ЭСЛ-схемы имеют инвертирующий выход. Поэтому уровни логической
единицы и нуля могут быть взяты произвольно. В реальной ситуации линейная
входная характеристика смещается вправо, обеспечивая статический уровень
«1», равный минус 0,7 В, и уровень «0» — минус 1,7 В.
1.2. Элементы цифровой обработки информации
55
ВАХ КМОП-схем
Вольтамперные характеристики КМОП-
схем (рис. 1.37) не имеют принципиальных
отличий от ВАХ ТТЛ-схем, хотя форма ха-
рактеристик несколько отличается. Преж-
де всего, входная ВАХ имеет вертикальный
участок, практически совпадающий с осью
напряжения. Это говорит о чрезвычайно
высоком входном сопротивлении КМОП-
схем. Во-вторых, напряжение логическо-
го нуля равно нулевому напряжению, а на-
пряжение логической единицы равно на-
пряжению питания при предельно низких
токах потребления в этих режимах [36]. Это
определяет повышенный уровень помехо-
защищенности схем. Приведенные харак-
теристики учитывают наличие во входных
каскадах схем защиты от перенапряжений.
Входные и выходные сопротивления
Рис. 1.37. ВАХ КМОП-схем: 1 -
входная характеристика; 2 — выход-
ная характеристика для низкого со-
стояния на выходе; 3 — выходная ха-
рактеристика для высокого состоя-
ния на выходе (ВАХ даны для
напряжения питания +5 В)
микросхем
Входные и выходные сопротивления микросхем при нелинейных ВАХ
пропорциональны углу наклона касательных в некоторых точках (/, И, опре-
деляющих режим работы микросхемы. Это динамическое сопротивление
при малых уровнях сигналов в окрестностях рабочей точки. Нелинейный
характер ВАХ показывает, что входные и выходные сопротивления микро-
схем также нелинейные. Имеются только отдельные участки относитель-
но линейного сопротивления, которые в малой степени влияют на работу
микросхемы.
Следует учитывать некоторые особенности приемников цифровых сиг-
налов. Входы быстродействующих микросхем, как правило, имеют встро-
енные схемы защиты от перенапряжений, в том числе и от электростати-
ческого разряда (ЭСР), выполненные на полупроводниковых элементах [32].
Эти элементы защиты вносят дополнительные емкости, которые влияют на
форму фронта сигнала и вносят дополнительную задержку его распростра-
нения. Выбор схемы защиты — задача комплексная. Поскольку встроен-
ная защита позволяет поглотить разряд относительно малой энергии, при-
меняются дополнительные навесные защитные устройства. Эти устройства
подключаются между сигнальными проводниками и шинами питания и за-
земления. Емкость защитных устройств добавляется к емкости нагрузки —
и если она относительно велика, то это приведет к дополнительным сис-
темным задержкам распространения сигнала. Поэтому одно из основных
требований при выборе устройств защиты от перенапряжений состоит в
минимизации их емкости. Современные варисторы и перспективные ус-
тройства защиты от перенапряжений обладают емкостью в единицы и доли
56
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
пикофарад. Поэтому соответствующая модель приемника при верификации
состоит из схем защиты от ЭСР, емкости и входного сопротивления.
1.2.5. Электрические соединения на плате
Цифровые системы используют передачу немодулированного сигнала, и
поэтому электрические соединения должны проводить постоянный ток. Поэтому
для соединения компонентов требуется два проводника — по одному провод-
нику (сигнальному) ток протекает от драйвера к нагрузке, по другому (возврат-
ному) ток возвращается от нагрузки к драйверу. Таким образом, путь тока все-
гда замкнут в виде некоторого контура, а система сигнального и возвратного про-
водника образует линию передачи.
В печатных платах для быстродействующей аппаратуры конфигурация этих
проводников становится очень важной, и возвратный проводник должен быть
спроектирован так же тщательно, как и сигнальный. Межсоединения обычно
характеризуются выполняемой функцией, типом корпусов микросхем, под-
ключаемых к ним, видом переходных и монтажных отверстий, расположенных
вдоль соединения, конструкций проводника и т. д. Если совокупность пря-
мого и возвратного проводника не изменяется по сечению на протяжении
длины соединения, то такое соединение формирует однородную линию пе-
редачи, которая имеет специальные свойства, позволяющие проводить бо-
лее детальное моделирование с меньшими временными затратами. Если со-
единение по длине имеет изменения по ширине, применяемым материалам,
включению межслойных переходов и других конструктивных параметров, то
соединение становится неоднородной линией передачи, а элементы, наруша-
ющие однородность линии, являются в общем случае неоднородностями.
Наличие неоднородностей усложняет анализ линий передачи и процесса
прохождения по ней электрических сигналов. Понятие линии передачи по-
зволяет построить теоретический базис для анализа целостности сигналов,
тайминга и электромагнитной совместимости.
Основные типы одиночных линий передач представлены на рис. 1.38. На
печатных платах электрические соединения могут быть выполнены в виде коп-
ланарных, микрополосковых, полосковых и заглубленных линий передач. В коп-
ланарной линии сигнальный и возвратный проводники расположены в одной
плоскости, что удобно при односторонних печатных платах. В микрополоско-
вой линии проводник располагается над слоем возвратных токов, а в полоско-
вой линии проводники располагаются между слоями возвратных токов. Заглуб-
ленная линия формируется из микрополосковой путем нанесения поверх сиг-
нального проводника относительно толстого слоя диэлектрика. В двойной
полосковой линии проводники, расположенные во внутренних слоях, ориен-
тируются ортогонально, что минимизирует емкость между ними. Проводящие
плоскости, по которым протекают возвратные токи, могут подключаться к по-
тенциалу питания или заземления. Далее эти проводящие плоскости будем на-
зывать потенциальными слоями.
В конструкции печатных плат применяют все разновидности полосковых
и микрополосковых линий передач, а для выполнения межблочных и межпри-
1.2. Элементы цифровой обработки информации
57
Рис. 1.38. Типы линий передачи: 1 — копланарная; 2 — полосковая; 3 — заглубленная;
4 — микрополосковая; 5 — двойная полосковая; 6 — коаксиальная; 7 — витая пара
борных соединений применяют коаксиальные кабели и витые пары. Следует
отметить, что витая пара является одним из самых перспективных типов ка-
бельного соединения, которое обеспечивает весьма высокие скорости пере-
дачи информации. Она особенно эффективна при балансном включении. В ряде
случаев базовые особенности витой пары используются для выполнения со-
единений на печатной плате, которые обладают малой помехоэмиссией и малой
восприимчивостью к внешним электромагнитным помеховым полям.
В составе печатных плат лучшими электрофизическими параметрами об-
ладают полосковые линии, но они требуют не менее трех слоев для реализа-
ции. Это означает, что они могут быть использованы только в составе мно-
гослойных печатных плат (МПП). Как будет показано дальше, полосковая
и двойная полосковая линия являются базовыми звеньями при структурном
проектировании МПП.
При создании МПП требуется использовать несколько полосковых или мик-
рополосковых линий, надстраиваемых друг над другом в определенной после-
довательности (стек). Рациональный выбор этой последовательности позволяет
добиться положительных дополнительных эффектов в целостности сигнала и
показателях ЭМС. Детально метод проектирования МПП будет рассмотрен ниже.
Для обоснованного конструирования соединений необходимо четко пред-
ставлять физические процессы, происходящие в них при передаче цифро-
вого сигнала, возможные модели их описания и область их применения, что
будет предметом детального рассмотрения в последующих разделах.
1.2.6. Цифровой сигнал в электрических соединениях
Цифровой сигнал представляет собой последовательность импульсов, не-
сущих биты информации. Последовательность битов и их функциональное
назначение в потоке битов определяется протоколами передачи данных. Су-
ществует достаточно много протоколов различного назначения и различной
сложности, но основные усилия разработчиков направлены на повышение
достоверности передаваемой информации при повышении быстродействия.
58
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Это следует рассматривать как глобальную тенденцию. В любом случае при
произвольных протоколах сигнальный уровень, определяющий скорость и
качество передачи одного бита информации, во многом будет определять ка-
чество функционирования цифровой системы. Выше рассмотрены времен-
ные параметры цифрового сигнала. Для проведения более детального ана-
лиза прохождения сигнала по линии передачи удобно представить его в ча-
стотной области [37].
Трапецеидальный импульс
Наилучшим приближением к реальному импульсу цифрового сигнала мо-
жет считаться сигнал с огибающей трапецеидальный формы. Рассмотрим пос-
Рис. 1.39. Последовательность импульсов
трапецеидальной формы,
расположенных симметрично оси t = О
ледовательность импульсов, пока-
занную на рис. 1.39, где сигнал за-
дается соотношением:
7
где rw — ширина импульса на уровне 0,5; —
длительность перехода из одного устойчи-
вого состояния в другое; принимая равен-
ство фронта и спада импульса, имеем /г =
= tf = /t; Ин — высокий уровень сигнала.
Поскольку последовательность импульсов периодическая, она может быть
представлена в виде ряда Фурье:
/ \ v-' I 2тсл ।
V(r) = aQ +2^и cos ----------1 >
И = 1 I Г /
где коэффициенты ряда определяются по формулам:
2'c/f2 , 4'c/f2 , . f 2;
ao=- J v(f)dt и an=- J -
lc 0 0 \
Рассчитав интегралы, можем записать:
V(/) = KH^
. I mitw ] . mtt
sin —- sin —1 z
, I tc J Uc ) ( 2лп
1+2E / \ \ •cos —z
। nnt^ । । nnt{ । v
4
(1.6)
(1.7)
Поскольку амплитуда каждой частотной составляющей описывается как
Г 2тш
cos с частотой сол = 2ял//с, то ее можно представить функцией sin(x)/x.
к *с )
1.2. Элементы цифровой обработки информации
59
а
б
Рис. 1.40. Функция sin(x)/x: а — график; б — энергетический спектр
Функция sin(x)/x и ее спектр представлены на рис. 1.40. Огибающая спектра
вначале снижается пропорционально 3 дБ/декаду, когда х = 0,4425л, огиба-
ющая начинает снижаться пропорционально 20 дБ/декаду (6 дБ/октаву). Пер-
вый множитель sin(x)/x в (1.7) дает точку излом 2,78//w, после которой оги-
бающая имеет наклон 20 дБ/декаду. Вторая точка излома 2,78/rt обусловле-
на вторым множителем sin(x)/x в (1.7).
После нее огибающая имеет наклон 40 дБ/
декаду. Результат приведен на рис. 1.41.
Поэтому рассмотрение такого параметра,
как ширина полосы пропускания BW, дол-
жно быть в большей мере основано на ана-
лизе фронта/спада импульсов, чем на их
ширине. Чтобы точно моделировать фронт
трапецеидального импульса, требуется
Рис. 1.41. Огибающая спектра для
трапецеидального импульса,
показанного на рис. 1.39
рассматривать спектральные составляю-
щие, попадающие в полосу частот:
со = 5,56//. (1.8)
min ’ ' г v '
60
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
При этом для воспроизведения фронта сигнала необходимо передать набор
гармоник с частотами не менее
/п,т1п = “т.п/2я, (1.9)
т. е.
/п min = 0,085//.
•'ll, min ’ ' г
Учитывая приближенный характер определения полосы пропускания, ее
значение можно записать как
/n.min“ BW= ГЦ, (МО)
где /г — длительность фронта сигнала, с.
Эта оценка используется для определения необходимого числа гармоник,
которые следует пропустить без искажений по линиям передачи для обеспе-
чения неискаженной формы информационного сигнала.
Другой подход основан на определении необходимого для качественно-
го воспроизведения сигнала гармоник, считая за фундаментальную частоту
частоту следования импульсов. Принимается, что для четкого распознава-
ния импульса требуется приблизительно десять гармоник, как это видно из
рис. 1.42. При меньшем числе гармоник наблюдаются существенные иска-
жения формы сигнала. Если фундаментальная частота равна
f= 1 /
то спектр сигнала определяется частотой
BW . = 10 / t.
min ' с
Учитывая, что минимальная длительность импульса приближенно равна
5/г, получаем tc = 10/г. Окончательно BW =1//г, т. е. данная оценка совпадает с
ранее полученной оценкой (1.10).
Рис. 1.42. Последовательность импульсов трапециидального вида
с = 0,5/с и от Гс/ tr =10, построенных с помощью ряда Фурье,
с числом п гармоник, изменяющимся от 3 до 20
1.2. Элементы цифровой обработки информации
61
В качестве примера рассмотрим систему, работающую с тактовой частотой
100 МГц и с переключениями по фронту Период цикла /с = 10 нс. Если время
фронта/спада импульса составляет 20 % периода, то /г= 2 нс. Таким образом,
требуемая полоса пропускания для соединения составляет 1/(2-10~9 с) = 500 МГц.
Экспоненциальный фронт и спад
Трапецеидальный импульс, рассмотренный выше, в реальной ситуации имеет
экспоненциальный фронт и спад из-за влияния постоянной времени заряда ем-
костных нагрузок. Описание импульса для этого случая дается выражением [4]
1-^“' А^
1-е“а'с/2
(1.П)
1-
где параметр а — коэффициент крутизны фронта и спада, tc — время цикла (ширина им-
пульса равна 0,5/с).
Время фронта/спада импульса непосредственно связано с а. На рис. 1.43 по-
казано несколько импульсов с различным значением коэффициента крутизны
фронта а. Напомним, что длительность фронта определяется между уровнями
10 % и 90 % установившегося напряжения.
Используя преобразование Фурье, можно получить спектры сигналов с
различными фронтами. Анализ показывает, что высокочастотные компоненты
определяют малую длительность фронта.
Время
Рис. 1.43. Экспоненциальный импульс с различным фронтом и спадом: 1 — длитель-
ность фронта 0,35/с; 2 — 0,26/с; 3 — 0,14Гс; 4— 0,069/с; 5— 0,034/с; 6 — 0,017/с; 7 —
0,0086/с; 8 — 0,0043/с (время дано в относительных единицах /с = 1)
62
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Рис. 1.44. Восстановление импульса с экспоненциальным фронтом и спадом по его
спектральным составляющим; tr = 0,14Zc; полоса пропускания: 1 — 0,25/г; 2 — 0,5/г;
3 - 1//г; 4 - 2//г; 5 - 4/Гг
Чтобы оценивать ширину полосы пропускания BW, требуемую для точного
представления экспоненциальных импульсов, следует рассмотреть влияние ог-
раничения спектра на форму импульса. При длительности фронта 0,14/с фор-
мы импульсов при различной ширине полосы пропускания соединения пред-
ставлены на рис. 1.44. Графики показывают, что форма импульса заметно не улуч-
шается после достижения ширины полосы пропускания, равной 4//г, где tr —
длительность фронта. Вполне приемлемая форма импульса получена для ши-
рины полосы пропускания, равной 1//г. Таким образом, и в этом случае получе-
на оценка полосы пропускания как BW = 1//г. В том случае, если длительности
фронта и спада не равны, следует учитывать параметр, имеющий меньшее зна-
чение. Чаще всего именно фронт имеет минимальное значение.
Простейшая модель электрического соединения
Наиболее простой вариант передачи сигналов по линии передачи соот-
ветствует электрически короткой линии, которая может быть смоделирова-
на простейшей АС-схемой (рис. 1.45). Драйвер представлен как линейная
схема с выходным сопротивлением г0, а емкостная нагрузка моделируется ем-
костью С. Напряжение на конденсаторе равно:
Рис. 1.45. Простейшая
АС-цепь, применяемая
для оценки полосы
пропускания соединения
v0(r) = v(/)(l-e-'/'bc).
При t > 0 время достижения заданного напря-
жения определяется как
r(v0) = -r0Cln( 1 - v0).
Длительность фронта, т. е. интервал време-
ни между уровнями 10 % и 90 % установившегося
значения, равна
1.2. Элементы цифровой обработки информации
63
/r=r(O,9)-/(O,l) = -roCln^l-^j = 2,197roC. (1.12)
Если принять уровень порога срабатывания на уровне 50 % установивше-
гося значения, то время его достижения будет
/0 5 = /(0,5) = г0С1п(1 - 0,5) = О,69гоС.
Если г0С представляет собой постоянную времени ZTL соединения:
Ttl — г0С, (1.13)
то задержка в срабатывании микросхемы из-за влияния соединения будет со-
ставлять примерно 0,7ttl. Это дополнительная системная задержка, опре-
деляемая конструкцией линий передачи и емкостными нагрузками.
При произвольном входном сигнале напряжение на входе линии будет оп-
ределяться выражением
(') = *TL -+ vo-
Передаточная функция этой цепи
Я(со) =---!---.
1 + JCOTL
Энергетический спектр будет равен
I"W|°, .г
1 + ((OTTL)
На низких частотах, когда 1 << (cottl)2, частотная характеристика прак-
тически равномерна и с повышением частоты начинает спадать. Полоса про-
пускания определяется по частоте среза сосо, на которой спад достигает 50 %,
т. е. 3 дБ. Тогда из условия
1 _ 1
2 I + ^cc/Ctl)2
учитывая (1.12), получаем сосо = 2,197//г, или^0 = 0,35//г. Следует отметить, что
полученный результат соответствует простейшей модели соединения в виде
фильтра нижних частот. При более точном моделировании мы приходим к ранее
полученной приближенной оценке полосы пропускания BW = 1 / /г.
Таким образом, в зависимости от желаемой точности полоса пропуска-
ния межсоединения, необходимая для качественной передачи цифрового
сигнала, может быть оценена из соотношения BW ~ (0,35... 1.0) / /г.
64
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
1.2.7. Контрольная диаграмма, джиттер
и расфазировка
С повышением быстродействия проблема целостности в электронных мо-
дулях на печатных платах сигнала усугубляется. Помехи различного вида и ис-
кажения формы цифрового сигнала могут достичь такого уровня, что работа
модуля станет невозможной. Для верификации проекта печатной платы в этом
случае требуется учет таких факторов конструкции платы, которые при низ-
кочастотных приложениях не учитывались. Например, необходимо модели-
ровать переходные металлизированные отверстия в МПП и потери в лини-
ях передачи.
В низкочастотных приложениях линии передачи на печатных плат как бы
«прозрачны» для информационных сигналов. По мере повышения быстро-
действия электрофизические параметры начинают сказываться в большей
мере. В устройствах, работающих на тактовых частотах в сотни и тысячи
мегагерц (единицы гигагерц), амплитуда сигнала, при его прохождении от
драйвера до приемника, снижается в среднем на 50% из-за потерь в линиях
передачи. Приближенная оценка дает следующую рекомендацию: пробле-
ма целостности сигнала становится существенной, если выдерживается сле-
дующее численное неравенство:
/>25ГГ, (1.14)
в котором / — длина линии передачи, мм, а /г — длительность фронта цифрового сигнала, нс.
Это означает, что при фронте сигнала в 1 нс, проблема целостности сиг-
нала возникает при длине линии передачи, превышающей 25 мм. Большинство
линий передач на печатных платах превышает это значение. В последующих
разделах эта оценка будет уточнена, но ее порядок остается неизменным.
При синхронной параллельной передаче информационного сигнала ис-
пользуются многоразрядные шины, которые соединяют драйверы с соответ-
ствующими приемниками.
По мере повышения разрядности для увеличения мощности вычислений
требуется значительное число линий в составе шины, что приводит к услож-
нению топологии платы и конструкции печатного узла. Поэтому на смену
параллельной синхронной организации передачи данных приходит после-
довательная асинхронная передача данных, при которой существенно упро-
щается конструкция шины передачи данных, не требуется разводка цепей син-
хронизации, уменьшается число контактов соединителей, но для сохране-
ния высокой производительности необходимо повышать частоту инфор-
мационного сигнала. Она может достигать 10 ГГц. В настоящее время мож-
но говорить о гигагерцовом диапазоне частот, и эти подходы становятся все
более распространенными.
Значительный эффект дает комплексное применение параллельной и пос-
ледовательной передачи. В этом случае параллельная обработка ведется в уст-
ройствах нижнего уровня (например, на уровне микросхемы), а последова-
1.2. Элементы цифровой обработки информации
65
тельная передача осуществляется между устройствами более высокого уровня
(например, на уровне печатного узла).
На гигагерцовых частотах передачи сигналов проявляются такие особен-
ности линий передач, как потери и электрические характеристики металли-
зированных отверстий. Потери определяются резистивными свойствами
печатных проводников и нагревом основания печатной платы. Они приво-
дят к уменьшению амплитуды сигнала (ослаблению) и размыву фронта сиг-
нала при его прохождении по трассе. Эти явления особенно сильно прояв-
ляются для высоких частот и более детально рассмотрены далее.
Другим значимым фактором, который может существенным образом вли-
ять на целостность сигнала, являются металлизированные отверстия, рас-
положенные вдоль трасс печатной платы. Их расположение зависит от ре-
зультатов этапа топологического проектирования, а электрические парамет-
ры — от размеров и толщины металлизированного покрытия. Искажения
сигнала определяются емкостью и индуктивностью отверстия. Моделирование
[4] показывает, что шесть металлизированных отверстий вдоль трассы, по ко-
торой распространяется сигнал с фронтом 0,5 нс, вносит дополнительную
задержку в 100 пс.
Особое внимание следует уделять конструированию путей протекания воз-
вратных токов, не допуская появления неоднородностей в нем в виде щелей,
отверстий и т. п.
Для контроля целостности сигнала в гигабитных приложениях исполь-
зуются контрольные диаграммы.
Многие явления, которые происходят при распространении информаци-
онного сигнала в линях передачи, изучаются на примере одиночного пере-
пада напряжения или одиночного импульса. Этот подход традиционен и
удобен для анализа синхронных систем.
При анализе асинхронных систем и систем, в которых используется пре-
образование «параллельное—последовательное—параллельное» (SERDES),
применяется контрольная диаграмма (в англоязычной литературе она носит
название «eye diagram», поскольку ее вид на экране осциллографа напоми-
нает очертания глаза; иногда можно встретить название «глазковая диаграм-
ма»). Она является результатом отражения на экране осциллографа протя-
женной случайной последовательности битов, когда их изображения накла-
дываются друг на друга (рис. 1.46). В результате полученная фигура напо-
минает очертание глаза человека. Когда «глаз открыт», вероятность распо-
знавания битов на приемной конце линии передачи высокая. По мере «за-
крытия глаза» (рис. 1.47) вероятность распознавания снижается. Размытость
фронта сигнала известна как «джиттер» [100]. Канал передачи данных с боль-
шим джиттером имеет большую вероятность битовых ошибок (BER) и яв-
ляется неработоспособным.
В реальной ситуации драйвер, генерирующий сигнал, за счет различных
эффектов создает некоторую случайную временную флуктуацию временных
параметров информационных сигналов. Дополнительно увеличивают джит-
тер особенности прохождения сигнала по линиям передачи, особенно при
3 1527
66
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Рис. 1.46. Контрольная диаграмма — «глаз открыт»
Рис. 1.47. Контрольная диаграмма — «глаз закрыт»
дифференциальной передаче сигнала. Принято считать, что джиттер не дол-
жен занимать более 1 % битового интервала, в котором он распределен по нор-
мальному закону. Более детально явление джиттера рассмотрено в главе 3.
При высокоскоростной передаче данных, кроме отмеченных выше фак-
торов, на качество передачи информации влияет расфазировка rsk (в англо-
язычной литературе — параметр skew), которая определяется как разность
времен распространения сигналов между отдельными линиями передачи в
составе многоразрядной шины.
Основной вклад в расфазировку и джиттер вносят линии переда-
чи. При проектировании печатных плат необходимо принимать меры для ми-
нимизации этих параметров.
Для организации параллельных межсоединений применяются линии пе-
редачи на плате различных конструкций. Основными факторами, которые
влияют на расфазировку, являются длина, тип линии и качество ее изготов-
ления, а также параметры применяемых материалов. Для покупных много-
проводных кабельных изделий параметр расфазировки определяется произ-
водителем и задается в пикосекундах на единицу длины. Чем длиннее линия
передачи, тем больше суммарная расфазировка.
Высококачественные кабели обеспечивают минимальное значение рас-
фазировки на единицу длины, которое составляет от 30 пс/м до 120 пс/м в
1.3. Номенклатура и параметры корпусов микросхемы
67
зависимости от качества кабеля. Общее значение расфазировки складыва-
ется с учетом значения этого параметра для трасс на печатных платах, соеди-
нителей и кабельных межплатных и межблочных соединений. В типичной
ситуации соединители мало влияют на суммарную расфазировку. В настоя-
щее время на рынке доступны соединители с «нулевой расфазировкой».
Требование минимальной расфазировки для трасс в составе шин передачи
данных накладывает определенные ограничения на их топологию и конст-
рукцию, что должно обеспечивать одинаковое время задержки распростра-
нения сигнала в каждой трассе шины.
1.3. Номенклатура и параметры корпусов
микросхемы
1.3.1. Микросхемотехника и печатные платы
Элементная база современной электронной аппаратуры становится все
более сложной как по выполняемым функциям, так и по технологическим
и конструкторским решениям. Среди основных тенденций развития микро-
схемотехники можно отметить увеличение быстродействия и степени интег-
рации, что влечет за собой увеличение числа выводов компонентов и сни-
жение размеров шага их размещения. Эти направления взаимосвязаны: по-
вышение степени интеграции, как следствие уменьшения проектных норм
создания микросхем, приводит к повышению быстродействия за счет умень-
шения емкостных паразитных параметров вентилей на кристалле. Это создает
новые дополнительные проблемы для проектировщиков печатных плат. Для
того, чтобы глубже понять их, необходимо рассмотреть конструкции корпусов
микросхем, устанавливаемых на печатные платы, и их электрофизические
параметры, которые вносят вклад в нарушение целостности сигнала, и уро-
вень помех по шинам питания и заземления.
Число компонентов на кристалле непрерывно возрастает и отвечает за-
кону Мура, который был сформулирован в начале 60-х годов XX века на заре
развития микроэлектроники. Он гласит, что ежегодно число транзисторов
в кристалле микросхемы удваивается. Со временем этот показатель геомет-
рической прогрессии был скорректирован на коэффициент 1,5. В настоящее
время практически каждые два года происходит удвоение числа транзисто-
ров в кристалле. Современные большие интегральные схемы (БИС) содер-
жат более 100 миллионов транзисторов. С увеличением числа транзисторов
растет и набор функций, которые могут быть выполнены на одном кристалле,
и резко растет число выводов корпусов микросхем, которое может достигать
нескольких сотен, и для коммутации они требуют достаточного много мес-
та на печатной плате. При этом очевидно желание снизить размеры корпу-
сов и выводов, а также уменьшить топологические нормы (шаг расположе-
ния выводов) при проектировании печатных плат. Кроме этого, возраста-
ет стоимость физического прототипа, для создания которого требуются
3*
68
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
дорогостоящие БИС и печатные платы, выполненные по предельным топо-
логическим и технологическим нормам.
Современные подходы к проектированию быстродействующих систем тре-
буют учета всех факторов, которые в конечном итоге влияют на быстродей-
ствие. Моделирование схемы не даст приемлемого результата, если не будут
учтены параметры корпусов и выводов микросхем. В свою очередь, корпус
микросхемы проектируется с учетом электрических, механических, терми-
ческих процессов, которые в совокупности определяют функциональную при-
годность микросхемы, ее надежность и экономические показатели.
В настоящее время производители микросхем используют большое число
различных типов корпусов, которые отличаются расположением кристалла,
размерами, конструкцией и числом выводов, применяемыми материалами и
другими показателями. Каждая конструкция обладает определенными элек-
трическими характеристиками, которые в той или иной мере влияют на фун-
кциональные параметры электронных модулей. Бурно развивается направле-
ние, связанное с дальнейшей микроминиатюризацией, при котором размеры
корпуса не превосходят 1,25 размера кристалла. Оно получило название «кор-
пусирование в масштабе кристалла» (Chip scale packaging— CSP). Следует учесть,
что требования рынка накладывают свой отпечаток на конструкции корпусов:
минимизация стоимости, технологичность, развитая номенклатура.
Ниже рассмотрены основные конструкции корпусов и их параметры, ко-
торые должны быть учтены при создании виртуального прототипа и при
анализе функционирования электронных модулей на печатных платах. Сле-
дует отметить, что детальное рассмотрение конструкций корпусов интеграль-
ных микросхем требует изучения не только электрических, но и тепловых и
механических характеристик, которые из-за направленности книги выходят
за ее рамки. Кроме этого, номенклатура корпусов настолько велика и попол-
няется настолько динамично, что ее полное рассмотрение не представляет-
ся возможным. Однако те общие вопросы, которые рассмотрены ниже, дают
некоторую методическую основу для анализа в конкретной ситуации.
1.3.2. Корпуса микросхем для монтажа в отверстия
Номенклатура корпусов для монтажа в отверстия
Несмотря на бурное развитие технологии монтажа на поверхность для со-
здания электронных модулей, все еще значительную долю рынка занимают
микросхемы в корпусах, предназначенных для монтажа в отверстия печатных
плат. Пластмассовые корпуса для монтажа в отверстия выпускаются в различ-
ных вариантах, но наибольшее распространение имеют пластмассовые корпу-
са для установки в металлизированные отверстия печатных плат (рис. 1.48я) или
в специальные колодки (рис. 1.486), которые установлены на плату. В последнем
случае облегчается ремонт изделия и замена компонента, но наличие дополни-
тельного коммутирующего узла может негативно отразиться на электрических
параметрах корпуса. На рис. 1.49 представлена классификация основных типов
1.3. Номенклатура и параметры корпусов микросхемы
69
Рис. 1.48. Установка выводов корпусов в сквозные металлизированные отверстия (а)
и в специальные монтажные колодки (б)
Пластмассовые корпуса
С рядным
расположением
выводов
С двухрядным расположением
выводов
P-DIP
SHRINK DIP
Компактный с двухрядным
расположением выводов
Пластмассовый корпус
Монтаж
в панель
--- PPGA
С матрицей штыревых
выводов
(вид снизу)
Рис. 1.49. Классификация основных типов корпусов для монтажа в отверстия
корпусов, предназначенных для установки в отверстия печатных плат. Подоб-
ные корпуса содержат штыревые выводы, за счет которых выполняется меха-
ническое крепление корпуса и электрическое соединение при помощи пайки.
Рассмотрим эти типы корпусов более подробно1 [6, 33, 38, 39].
1 Здесь и далее использованы обозначения корпусов, принятые производителями; для
перевода в отечественные аналоги следует использовать соответствующие справочники.
70
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Пластмассовый корпус с двухрядным расположением выводов PDIP
Корпуса с двухрядным расположением выводов, предназначенные для мон-
тажа в металлизированные отверстия, имеют 24, 28, 32, 40, 64 вывода, распо-
ложенные с шагом 2,54 мм. Компактный корпус имеет шаг между выводами
1,60... 1,96 мм. При использовании коммутационных колодок они могут быть
использованы для монтажа на поверхность. Первый вывод отмечен ключом.
Внешний вид корпуса представлен на рис. 1.50.
Рис. 1.50. Внешний вид пластмассового корпуса с двухрядным расположением выводов
Керамические корпуса
Номенклатура керамических корпусов представлена на рис. 1.51.
Керамические корпуса с двухрядным расположением выводов CD1P пред-
ставляют собой корпус прямоугольной формы с шагом установки выводов
Керамические корпуса
Монтаж в колодки
CPGA - Ceramic Pin Grid Array
Керамический корпусе матрицей выводов
Монтаж в отверстия
или в колодки
C-DIP - Ceramic Dual in-Line Package
Керамический корпус с двухрядным расположением
выводов
Корпус с прозрачным окном
2,54 мм. Выводы покрыты ли-
бо золотом, либо припоем.
Материал выводов — медный
сплав или ковар. Длина выво-
да, пригодная для монтажа, —
3,18...4,06 мм.
Керамический корпус
CERDIP (см. рис. 1.48, б) с
двухрядным расположением
выводов с впаянным прозрач-
ным окном отличается от кор-
пуса CDIP наличием в центре
корпуса на его верхней сторо-
не прозрачного для ультрафи-
Стеклокерамический корпус
с двухрядным расположением выводов
Монтаж в отверстиях, наличие прозрачного окна
CERDIP - Ceramic Dual in-Line Package
Рис. 1.51. Номенклатура керамических корпусов
олетового света окна, за счет
которого возможно перепрог-
раммирование электрически
изменяемых постоянных запо-
минающих устройств, которые
монтируются в корпусе.
1.3. Номенклатура и параметры корпусов микросхемы
71
Корпуса со штырьковыми выводами (Pinned Packaging)
Корпуса с двухрядным расположением выводов (DIP) можно отнести к
одним из ранних. Они широко используются и до настоящего времени для
интегральных микросхем, которые устанавливаются на печатные платы с ме-
таллизированными отверстиями. По мере по-
вышения требований к электрическим харак-
теристикам корпусов появились пластмассовые
корпуса с матрицей штыревых выводов {plastic
pin grid array — PPGA) (рис. 1.52) и корпуса с пе-
ревернутым кристаллом и матрицей штыревых
выводов (Flip Chip Pin Grid Array — FC—PGA), ко-
торые имеют улучшенные электрические и тер-
мические характеристики. Корпуса этих разно-
видностей содержат органический материал, и
основное различие заключается в организации
электрического соединения внутренних про-
водников. Для пластмассовых корпусов боль- Рис’ 1,52‘ МатРица штырьковых
выводов
шое внимание уделяется организации отвода
теплоты от кристалла. Установка корпусов PPGA и FC-PGA предусматри-
вается в контактные панели. Внутренние проводники вне кристалла выпол-
нены из меди, что обеспечивает минимальное их сопротивление и задержку
распространения сигнала.
Развитием конструкций корпусов с матрицей штыревых выводов явля-
ются микро-корпуса (Micro Pin Grid Array — \iPGA), число выводов которых
достигает 615 с шагом 1,27 мм, а также новые корпуса, выполненные по тех-
нологии матрицы органических контактных площадок (Organic Land Grid
Array — OLGA) для мобильных персональных компьютеров. Эти корпуса от-
личаются меньшей толщиной и малой массой. Для установки этих корпусов
применяются стеклотекстолитовые промежуточные контактные узлы, снаб-
женные штырями, для установки корпусов на плату. Конструкция этих кон-
тактных узлов может предусматривать установку корпусов OLGA по техно-
логии поверхностного монтажа.
Геометрия и материалы корпусов
Пластмассовый корпус PPGA
Корпус содержит печатные платы на тонких основаниях, через которые про-
ходит штыревой вывод (рис. 1.53). Диэлектрический материал плат выбира-
ется из соображений высокой температурной стабильности и представляет со-
бой стеклотекстолит на основе связующего на основе композиции эпоксид-
ной смолы и бисмалеимида триазина (Bismaleimide Triazine — ВТ) с рабочей
температурой от 170 °C до 190 °C. Проводники выполнены из меди, и для луч-
шего качества соединения их окончания покрыты золотом поверх никеля. Теп-
лосток выполнен из меди, покрытой никелем. Штыревые выводы выполне-
ны из ковара и покрыты золотом поверх никеля и должны быть полностью ок-
ружены припоем после установки в отверстие печатной платы и пайки.
72
Глава Г Печатные платы в цифровых системах
Рис. 1.53. Фрагмент сечения корпуса PPGA
Рис. 1.54. Корпус PPGA — вид
сверху
Корпус PPGA (рис. 1.54) включает
медный теплосток, покрытый никелем, и
восемь дискретных конденсаторов. Кон-
денсаторы используются для развязки по
шине питания и заземления с целью улуч-
шения электрических характеристик ком-
понента.
Приведем (табл. 1.3) некоторые основ-
ные параметры корпуса PPGA на приме-
ре корпуса с 296 выводами, которые мо-
гут влиять на электрические характерис-
тики межсоединений.
Основные конструкторские параметры корпуса PPGA
Таблица 1.3
Параметр Значение, мм
минимальное максимальное
Размер стороны корпуса 49,43 49,63
Диаметр вывода 0,40 0,51
Длина вывода 3.05 3,30
Шаг установки выводов 2,29 2,79
Корпус FC-PGA
В основе конструкции корпуса лежит структура тонкой печатной платы
(рис. 1.55). Печатная плата из стеклотекстолита с эпоксидным связующим
покрыта не армированной смолой. Проводники выполнены из меди, а вы-
воды — из ковара, покрытого золотом поверх никеля. Они присоединяются
за счет высокотемпературной пайки.
1.3. Номенклатура и параметры корпусов микросхемы
73
Рис. 1.55. Сечение корпуса FC-PGA
Корпус FC-PGA может включать комбинацию дискретных конденсато-
ров и резисторов. Назначение конденсаторов такое же, как у корпуса PPGA, —
улучшение показателей функционирования за счет устранения или миними-
зации помех по шинам питания и земли. Резисторы имеют различное назна-
чение. Все дискретные компоненты расположены в специально отведенной
зоне в центре корпуса на стороне выводов.
Основные конструкторские параметры корпусов FC-PGA приведены в
табл. 1.4.
Таблица 1.4
Основные конструкторские параметры корпуса FC-PGA (количество выводов 370)
Параметр Значение, мм
минимальное максимальное
Размер стороны корпуса 49,428 49,632
Диаметр вывода 0,431 0,483
Длина вывода 3.048 3,302
Шаг установки выводов 2,54 - номинальный
Корпус J1PGA
Промежуточный элемент коммутации для кристаллодержателей типа
OLGA содержит медное покрытие (примерно 25 мкм) на стеклянной осно-
ве, слой стеклотекстолита на основе эпоксидной смолы. Это основание ис-
пользуется для установки штырей из медного сплава или ковара, припаян-
ных в виде матрицы через отверстия внутри подложки.
В этом случае материал корпуса OLGA и элемента коммутации одинаков,
что обеспечивает одинаковые значения температурного коэффициента рас-
ширения и наилучшие условия эксплуатации в собранном состоянии.
Элемент коммутации требует контактные площадки диаметром 0,609 мм,
расположенные с шагом 1,27 мм, что соответствует шагу установки выводов.
74
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Для электрической коммутации с монтажом платы выполняются контакт-
ные площадки диаметром 0,78 мм с шагом 0,635 мм по направлению X и Y
по отношению к площадкам корпуса. Контактные площадки штырей и ша-
риковых выводов соединяются проводниками шириной 0,254 мм. На рис. 1.56
иллюстрируется эта топология.
Материал штырей — медный сплав или ковар — выбран из-за высоких элек-
трических характеристик при соединении. Допуск на форму штыревого вы-
вода составляет примерно 0,050 мм. Он покрывается слоем никеля 0,002 мм
и затем слоем золота 200 мкм для обеспечения надежного контакта гнездом
устройства коммутации с малым переходным сопротивлением.
Конструкция узла установки штыря показана на рис. 1.57. Номинальный
диаметр штыря составляет 0,304 мм. Размер буртика составляет по толщине
максимум 0,254 мм и номинальный диаметр 0,609 мм. Область штыря, кото-
рая пригодна для контактирования, определяется при вдавленном состоянии
от нижней стороны коммутационного устройства до основания штыря и рав-
на номинально 1,25 мм. Она включает зону диаметром 0,965 мм и высотой 0,254
мм, в которой расположен буртик и зона плавного перехода к пайке.
После фиксации штыревого вывода в коммутационном устройстве пайкой
используется припой 95 % Sn, 5 % Sb. Высота выступающей части припоя не
должна превышать 0,050 мм над плоскостью расположения контактных пло-
щадок для того, чтобы гарантировать отсутствие взаимодействия с трафаре-
том для нанесения паяльной пасты в процессе пайки при сборке OLGA.
Штыревые выводы расположены в виде матрицы по всей поверхности кор-
пуса. Отдельные параметры корпусов pPGA представлены в табл. 1.5.
Рис. 1.56. Топология контактных площадок под шариковые выводы и штыри при шаге
координатной сетки 1,27 мм (все размеры в мм)
1.3. Номенклатура и параметры корпусов микросхемы
75
Открытая область
паяльной маски,
диаметр 0,61 мм
Диаметр
контактной
площадки
1,04 мм
Высота пайки
0,051 мм
Окончательный
диаметр отверстия
0,35 мм
Зазор
0,25 мм
Диаметр зоны
0,76 мм
Длина вывода
1,25 мм
Диаметр контактной
площадки 0,787 мм
Открытая область
паяльной маски,
диаметр 0,76 мм
Рис. 1.57. Узел установки штыревого вывода корпуса pPGA
Таблица 1.5
Основные конструкторские параметры корпусов pPGA (количество выводов 615)
Параметр Значение, мм
минимальное номинальное максимальное
Ширина корпуса 32,41 32,56 32,71
Длина корпуса 36,60 36,75 36,90
Диаметр вывода - 0,30 0,36
Длина контактной части вывода 1,19 1,25 1,31
Шаг установки выводов - 1,27 -
Керамический корпус с матрицей штырьковых выводов (CPGA)
Керамический корпус с матрицей штыревых выводов (Ceramic Pin Grid Array
CPGA) имеет число выводов от 68 до 387, шаг установки выводов 2,54 мм и с
возможным уменьшением до 1,275 мм при числе выводов более 240.
Кристаллодержатели
Безвыводные кристаллодержатели (рис. 1.58) имеют шаг расположения
выводов 1,27 мм, число выводов 68.
76
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Безвыводной кристаллодержатель
LCC - Leadless Chip Carrier
Безвыводной кристаллодержатель
Монтируется в контактную панель
Рис. 1.58. Керамический безвыводной кристаллодержатель
1.3.3. Корпуса для поверхностного монтажа
Номенклатура корпусов для поверхностного монтажа
Технология поверхностного монтажа является наиболее перспективной для
создания разнообразных электронных устройств — от изделий специального
назначения до продукции массового спроса. Эта технология незаменима при
крупносерийном и массовом производстве, например, мобильных телефонов.
Уменьшение габаритов компонентов приводит к сокращению индуктивное-
Пластмассовые корпуса для
монтажа на поверхность
SSOP - Shrink Small
Outline Package
SOJ - Small
Outline Package
TSOP - Thin Small
Outline Package
PSOP - Plastic Small
Outline Package
Малый пластмассовый корпус
с двухрядным расположением
выводов.
Форма выводов - “крыло чайки”
Узкий малый корпус с двухрядным
расположением выводов
Форма вывода - “крыло чайки"
Малый корпус с двухрядным
расположением выводов.
Форма вывода - J-образная
Тонкий малый корпус с
двухрядным расположением
выводов.
Форма вывода - ‘крыло чайки"
PLCC - Plastic Leader
Chip Carrier
Пластмассовый выводной
кристаллодержатель.
PQFP - Plastic
Quad Flatpack
Пластмассовый плоский корпус
с четырехсторонним
расположением выводов
QFP - Quad
Flatpack
Плоский корпус
с четырехсторонним
расположением выводов
FLATPACK
Плоский корпус
с планарными выводами
PBGA/H-PBGA/HL-PBGA
Plasitic Ball Grid Array
MICRO BGA
Пластмассовые корпуса
с матрицей шариковых
выводов
Рис. 1.59. Классификация корпусов микросхем для монтажа на поверхность
1.3. Номенклатура и параметры корпусов микросхемы
77
тей их выводов и сокращению длин проводников, что является весьма поло-
жительным фактором. Но особенности этой технологии требуют применения
микросхем в корпусах, которые отвечают требованиям технологического про-
цесса и применяемого оборудования. Классификация корпусов микросхем для
монтажа на поверхность приведена на рис. 1.59.
Практически все компоненты для монтажа на поверхность поставляются
в носителях (например, на лентах-носителях), предназначенных для заправ-
ки автоматизированных или автоматических станков установки компонентов.
Рассмотрим некоторые корпуса более подробно.
Пластмассовый малый корпус с плоскими
боковыми выводами PSOP/SSOP
Корпус PSOP имеет 44 (корпус SSOP — 48 или 56) вывода в виде «крыла
чайки» (рис. 1.60). Конфигурация корпуса — прямоугольная, выводы рас-
положены с шагом 1,27 мм (SSOP — 0,8 мм). Толщина корпусов примерно
2,95 мм. Финишная обработка выводов припоем.
Уменьшенный малый корпус с боковыми выводами SSOP
Корпус SSOP имеет 56 выводов в виде «крыла чайки» (рис. 1.60). Конфи-
гурация корпуса — прямоугольная, выводы расположены с шагом 0,8 мм. Тол-
щина корпусов примерно 1,27 мм. Финишная обработка выводов припоем.
Малый корпус с J-образными боковыми выводами SOJ
Корпус SOJ имеет 20 или 24 вывода J-образной формы (рис. 1.61). Кон-
фигурация корпуса — прямоугольная, выводы расположены с шагом 1,27 мм.
Толщина корпуса примерно 2,6 мм.
Рис. 1.60. Вывод в виде «крыла чайки»
А 0,13 Мах
0,76
Рис. 1.61. Вывод J-образной формы корпусов для монтажа на поверхность
(все размеры в мм)
78
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Тонкий малый пластмассовый корпус с боковыми выводами TSOP
Корпус TSOP имеет от 32 до 56 выводов в виде «крыла чайки» (рис. 1.60). Кон-
фигурация корпуса — прямоугольная, выводы расположены с шагом 0,5 мм. Тол-
щина корпусов примерно 2,95 мм. Финишная обработка выводов припоем.
Пластмассовый выводной кристаллодержатель PLCC
Кристаллодержатель имеет число выводов от 28 до 84, расположенных с
шагом 1,27 мм по его периметру. Форма кристаллодержателя квадратная (толь-
ко при числе выводов 28 и 32 — прямоугольная). Его толщина лежит в диа-
пазоне от 2,5 до 3,9 мм. Форма вывода — J-образная (рис. 1.61); выводы по-
крыты припоем.
Пластмассовый плоский корпус PQFP
Корпус квадратной формы PQFP имеет от 84 до 196 выводов, располо-
женных с шагом 0,625 мм по его периферии. Поставляется в носителях, ко-
торые предназначены для применения в автоматах установки компонентов
на поверхность. Форма выводов — «крыло чайки», финишное покрытие —
припой.
Внешний вид корпуса PQFP представлен на рис. 1.62.
Плоский корпус с выводами на четырех сторонах QFP
Корпус (рис. 1.63) имеет от 44 до 208 выводов, расположенных с шагом
0,8 мм (44, 48, 80, 100, 128 выводов), 0,65 мм (64, 160 выводов), 0,50 мм (80,
144, 176, 208 выводов). Форма корпуса либо квадратная, либо прямоуголь-
ная (80, 100 выводов). Форма выводов — «крыло чайки». Корпус имеет раз-
новидности SQFP Shrink QFP — уплотненный QFP (80,100, 128, 208 выво-
дов) и TQFP — Thin QFP — тонкий QFP (100, 144, 176 выводов).
Рис. 1.62. Внешний вид корпуса PQFP
1.3. Номенклатура и параметры корпусов микросхемы
79
Lt.jp О |А|В1С|
Е1 Е
D2*
[с]
Рис. 1.63. Внешний вид корпуса QFP/TQFP/SQFP
Рис. 1.64. Пластмассовый корпус с планарными выводами
Пластмассовый плоский корпус с планарными выводами Flatpack
Плоский пластмассовый корпус для поверхностного монтажа (рис. 1.64)
имеет прямоугольную форму и 68 выводов, расположенных с шагом 1,275 мм.
1.3.4. Корпуса с матрицей шариковых выводов BGA
Пластмассовые корпуса с матрицей шариковых выводов (Plastic Ball Grid
Array — PBGA) становятся наиболее распространенными при создании элект-
ронной аппаратуры. Одним из главных преимуществ этих корпусов является воз-
можность создания большого числа (до нескольких сотен) выводов. Они созда-
ются в виде полусфер припоя под основанием корпуса, которые при установке
80
Глава Г Печатные платы в цифровых системах
на контактные площадки подвергаются расплавлению и обеспечивают механи-
ческое и электрическое соединение корпуса с монтажом платы. Невозможность
упругой деформации шариковых выводов предъявляет высокие требования к
плоскостности основания платы. В процессе пайки шариковые выводы само-
центрируются, что позволяет несколько снизить требования к точности уста-
новки компонентов и расположению контактных площадок. Обычно шаг ус-
тановки выводов BGА составляет 1,27 мм, что больше, чем для QFP и PQFP. Это
несколько упрощает сборку и монтаж электронных модулей.
Электрические и тепловые характеристики корпусов BGA могут быть луч-
ше, чем у QFP и PQFP. Корпуса BGA имеют сокращенный цикл «проекти-
рование — производство» и могут быть применены для построения много-
кристальных корпусов (few-chip-package — FCP) и многокристальных моду-
лей (multi-chip modules — MCM).
Корпуса BGA имеют несколько разновидностей:
• корпуса, спресованные сверху пластиком (PBGA)\
• корпуса на ленточном носителе (tape BGA—TBGAy,
• корпуса, покрытые сверху высокотемпературным металлом (HLPBGA)\
• теплостойкие корпуса (high thermal BGA — H-PBGAs),
• низко-профильные корпуса (low-profile BGA — LBGA),
• корпуса с малым шагом установки выводов (fine-pitch BGA — FBGA).
На базе H-PBGA фирма Intel разработала одну из последних версий кор-
пусов (OLGA) по технологии перевернутого кристалла (Flip Chip — FC), при
которой кристалл устанавливается на матрицу контактных площадок, выпол-
ненную на органической подложке.
Из-за малых размеров корпусов BGA по технологии FC обеспечивается
малая индуктивность проводников, которые соединяют кристалл с выводами.
Параметры корпусов BGA
Расположение выводов
Типичная матрица шариковых выводов представлена на рис. 1.65. Шариковые
выводы из припоя расположены в четыре ряда вдоль каждой стороны корпуса.
При расположении кристалла в центре, трассы, которые идут от кристалла к
угловым выводам, значительно длиннее, чем трассы, идущие к выводам, рас-
положенным в центре рядов. Длина выводов имеет большое значение при оп-
--- Угловые выводы
Центральные выводы
а
Наружный ряд выводов
Внутренний ряд выводов
Тепловые контакты (опция)
Рис. 1.65. Компоновка матрицы шариковых выводов:
а — вид на шариковые выводы, б — распределение выводов
1.3. Номенклатура и параметры корпусов микросхемы
81
ределении их индуктивности. В табл. 1.6 приведены примерные параметры со-
противления (7?), индуктивности (Z) и емкости (Q для проводников максималь-
ной длины для внешних (колонки «О») и внутренних (колонки «/») рядов вы-
водов (см. рис. 1.65) для низко-профильных корпусов BGA и корпусов с малым
шагом установки выводов. Кроме этого, в таблице приведены значения взаим-
ной индуктивности (М) и взаимной емкости (Ст) между угловыми и централь-
ными проводниками. В реальной ситуации топология соединительных провод-
ников определяется конкретной конструкцией, и заранее определить ее, а сле-
довательно, и электрические параметры проводников, достаточно трудно.
Моделирование корпусов, которые имеют плоскости для расположения
шин питания и заземления, должно проводиться комплексно с учетом кон-
фигурации путей возвратных токов. Сигнал распространяется по сигналь-
ным проводникам в нагрузку и возвращается к источнику по шинам пита-
ния и заземления. Высокочастотные компоненты возвратного тока имеют
тенденцию располагаться рядом с путем прямого тока. Это означает, что плот-
ность тока в плоскости не является однородной и постоянной. Поэтому не-
возможно дать значение индуктивности только для одного сигнального про-
водника, а необходимо учитывать и конфигурацию пути возвратного тока,
т. е. рассматривать совокупность пути прямого и возвратного тока как линию
Таблица 1.6
Параметры RLC для некоторых типов корпусов BGA
Тип Размер корпуса, мм R, Ом £, нГн Л/, нГн
угол центр угол центр угол центр
О / О / О / О / О 1 О I
PBGA-208 23x23 1,2 0,8 0,9 0,6 9,0 6,0 5,5 2,5 6,0 4,5 3,5 1,5
PBGA-388 35x35 1,8 1,2 1,35 1,о 14,0 10,0 8,0 4,5 9,0 6,5 5,0 3,0
LBGA-196 15x15 1,4 0,2 0,3 1,7 0,9 1,2 0,6 о,з 0,45
FBGA-81 9x9 0,025-0,075 0,4-1,5 0,03-0,1
Тип Размер корпуса, мм С, пФ Q, пФ
угол центр угол центр
О I О I О I О I
PBGA-208 23x23 0,2 о,1 0,15 0,1 0,35 0,15 0,15 0,1
PBGA-388 35x35 0,3 0,1 5 0,25 0,18 0,5 0,25 0,25 0,15
LBGA-196 15x15 0,08 0,04 0,04 0,1 0,10 0,10
FBGA-81 9x9 0,04- 0,06 0,03-0,075
82
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
передачи. Если пути сигнального (прямого) тока и возвратного расположе-
ны в непосредственной близости друг от друга (что справедливо на высоких
частотах), то может быть рассчитана индуктивность на единицу длины этой
совокупности проводников. В табл. 1.7 и табл. 1.8 приведены параметры ин-
дуктивности, емкости и сопротивления для корпусов EBGA. Значение ин-
дуктивности в колонке £tl (табл. 1.7) дано для линии передачи, образован-
ной сигнальным проводником и возвратной плоскостью. Аналогично зна-
чение емкости относится к этой части плоскости.
Таблица 1. 7
Индуктивность проводников в корпусах EBGA
Тип корпуса Число выводов £, нГн Л/, нГн Л/, нГн L,,. нГн
угол центр угол центр угол* центр*
1 2 3 1 2 3
EBGA 215 5,0- 7,8 2,5- 4,0 2,9- 3,8 1,4- 2,0 2,8- 4,0 2,2- 3,2 2,0- 2,8 2,0- 2,5 1,4- 2,2 1,2- 1,5 4,0
368 7,5 - 10,5 6,5- 8,0 2,5- 4,0 2,5- 3,5 3,1 - 4,0 2,5- 3,0 2,5- 2,8 1,8- 3,0 1,5- 2,0 1,1 - 1,5 4,0
Примечание. * Значение взаимной индуктивности дано для трех слоев; слой 1 — ближай-
ший к плоскости питания (заземления); слой 3 — наиболее удаленный.
Таблица 1.8
Сопротивление (Ом) и емкость (пФ) проводников в корпусах EBGA
Тип корпуса Размер корпуса, мм Число выводов R С с: с; Сп1 (для плоскостей)
угол центр собствен- ная’ взаимная4
EBGA 27x27 215 0,75- 0,90 0,60- 0,80 0,08- 0,12 0,10- 0,14 1,10 - 1,50 0,6- 1,2 5,0-8,0
40x40 368 1,00 - 1,30 0,7- 1,0 0,30- 0,50 0,10 - 0,20 1,20 - 1,80 1,5-2,0 14,5-50
Примечания.
1. Частичная емкость между проводниками.
2. Частичная емкость между проводником и плоскостью.
3. Собственная емкость дана для плоскости, ближайшей к плоскости заземления
платы. Собственная емкость относительно других слоев заземления платы принята
равной 0.
4. Взаимная емкость дана между ближайшими соседними плоскостями. Эта емкость,
если она возникает относительно шины питания, будет способствовать развязке.
1.3. Номенклатура и параметры корпусов микросхемы
83
Проводные соединения внутри корпуса
Для получения индуктивности и сопротивления электрических соединений
внутри корпуса, необходимо учесть длину проводников. Для одиночного про-
водника индуктивность может быть рассчитана только для всей длины. Если
рядом расположен возвратный провод (как отмечалось выше), то индуктивность
может быть рассчитана на единицу длины. В табл. 1.9 приведены значения ин-
дуктивности для соединительных проводников внутри корпусов различных ти-
пов. Емкость проводников пренебрежимо мала и опущена в таблице. Взаимная
индуктивность характеризует связь между соседними проводниками в корпу-
се. Видно, что из-за малой длины проводниковых соединений эти значения ми-
нимальны для корпусов CSP и LLP. Значение «эффективная индуктивность» дает
значения L и Мпри взаимном влиянии ближайших соседних проводников друг
на друга. Для других случаев следует приводить более тонкий анализ.
Таблица 1.9
Индуктивность одиночных проводников в корпусах различного типа
Длина, мм Индуктивность провода (для CSP и LLP), нГн Эффективная индуктивность (для всех проводников), нГн
L М12 М13 L М12 М13
0,50 0,32 0,14 0,09 0,45 0,19 0,12
1,00 0,78 0,39 0,28 1,09 0,55 0,39
2,00 1,83 1,04 0,78 2,57 1,46 1,12
3,00 2,99 1,80 1,40 4,19 2,52 1,96
4,00 4,22 2,62 2,09 5,91 3,67 2,93
5,00 5,50 3,48 2,82 7,70 4,87 3,95
Материалы для корпусов
Корпус BGA содержит кристалл, установленный на плате на основе ВТ с
двусторонней металлизацией медью. Кристалл присоединен проволочными
проводниками к выводам.
Плата имеет четыре слоя, что позволяет отвести два слоя под питание и
землю. Это улучшает электрические и термические характеристики микро-
схем. Кристалл и соединительные проводники герметизированы заливкой
в компаунд. Переходные отверстия в плате обеспечивают трассировку от вы-
водных штырей к шариковым выводам (эвтектический припой 63/37 Sn/Pb)
на обратной стороне. Термические характеристики могут быть улучшены при-
менением теплостока, который устанавливается, например, при помощи про-
водящей эпоксидной смолы. В некоторых типах корпусов (например, H-BGA),
которые отличаются повышенной мощностью рассеяния, кристалл обрат-
ной стороной ставится непосредственно на теплосток, контактирующий с
системой охлаждения модуля.
Корпуса H-BGA по технологии перевернутого кристалла содержат кристалл,
припаянный на органическую подложку, которая содержит от 4 до 10 медных
84
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
слоев и соответствующего числа изоляционных слоев между ними. Медные слои
соединяются металлизированными отверстиями. Смола ВТ усиливается стек-
лотканью, формируя органическую подложку. Шариковые выводы из припоя
(3 % Sn, 97 % Pb) на поверхности кристалла соединяются с контактными пло-
щадками для пайки (60% Sn, 40% Pb) на органической подложке в установке для
пайки. Это соединение формирует механическое и электрическое соединение
между перевернутым кристаллом и корпусом OLGA. Зазор между подложкой
и кристаллом заполняется эпоксидной смолой. Эта заливка обеспечивает до-
полнительную механическую прочность конструкции, защищает соединение
между кристаллом и подложкой, а также минимизирует термические напряжения
в кристалле, которые возникают из-за рассогласования термических коэффи-
циентов расширения материалов кристалла и подложки.
На рис. 1.66, 1.67, 1.68 показаны упрощенные сечения некоторых разно-
видностей корпусов BGA.
Кристалл над платой
Компаунд-|
Печатная плата
на основе ВТ
1OX5UO
____I I ________\_____
------О’ООО------------оооон
Шариковые выводы из припоя
Рис. 1.66. Сечение корпуса PBGA
Медный теплосток
UUUU
Печатная плата-
на основе ВТ
Кристалл
OUUU
Герметизация -
Шариковые выводы
L под теплостоком L из припоя
Рис. 1.67. Сечение корпуса HL-PBGA
Шариковые Кристалл
Слоистый
пластик ВТ
выводы
кристалла
поверх
основания
Шариковые выводы из припоя
OOUOOOOOOOUUOUOU
Рис. 1.68. Сечение корпуса H-PBGA по технологии перевернутого кристалла
1.3. Номенклатура и параметры корпусов микросхемы
85
Применение корпусов BGA
Корпуса BGA используются для создания электронных модулей с высо-
кими термическими и электрическими характеристиками. Они требуют умень-
шенного шага расстановки шариковых выводов, что обеспечивает более
высокую плотность размещения контактов входа/выхода, чем QFP и PGA.
В итоге обеспечиваются меньшие размеры электронного модуля.
Корпуса с матрицей шариковых выводов обеспечивают меньшую длину
электрических соединений, что приводит к снижению их индуктивности. До-
статочно большое расстояние между контактными площадками обеспечи-
вает более свободные допуски при монтаже и установке компонентов. Экс-
плуатационные свойства корпуса выше корпусов с выводами, поскольку от-
сутствуют проблемы, связанные с механическим повреждением выводов при
формовке. Эти характеристики определили широкое применение корпусов
BGA для создания микропроцессоров, микроконтроллеров, заказных мик-
росхем, систем памяти, компонентов персональных компьютеров и другой
продукции микроэлектроники. Малая толщина и уменьшенная площадь ос-
нования особенно полезны, когда требуются малые габариты электронного
модуля, например, в космических приложениях.
Контактные площадки под корпуса BGA
Большинство корпусов BGA имеет контактные площадки, сформирован-
ные паяльной маской для прикрепления шариковых выводов. Контактные пло-
щадки под шариковые выводы, выполненные на печатной плате, должны быть
близки или идентичны по размерам контактным площадкам на корпусе мик-
росхемы. Это способствует выравниванию термических напряжений, что спо-
собствует продлению срока службы компонента.
Контактные площадки, определяемые паяльной маской
(Solder Mask Defined (SMD) Pad)
Уточним понятие контактной площадки, определяемой паяльной маской
(solder mask defined — SMD). Эскиз SMD-площадки показан на рис. 1.69. Мед-
ная площадка должна иметь диаметр больше, чем необходимо. После покры-
тия площадки паяльной маской открытая (рабочая) часть контактной пло-
щадки будет меньше. Для этого типа маски можно отметить следующие осо-
бенности:
• преимущество SMD-площадок
заключается в увеличении адге-
зии меди к поверхности за счет
перекрытия контактной площад-
ки паяльной маской. В том слу-
чае, когда применяются эпоксид-
ные системы, у которых низкая
адгезия, это важнейшее условие;
• одним из недостатков SMD-пло-
щадок является то, что усталост-
Паяльная
маска
Рис. 1.69. К определению понятия
контактной площадки SMD
86
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
ная долговечность, определяемая длительными циклами испытаний на
надежность, меньше, чем для площадок, сформированных без маски.
Контактные площадки без маски
Контактные площадки без маски (Non-Solder Mask Defined Pad — NSMD),
иногда называемые металлическими или медными, показаны на рис. 1.70. Они
имеют паяльную маску, открывающую большую часть, чем медная область.
Рис. 1.70. Контактные площадки
без паяльной маски (Non-SMD)
Размер площадки контролируется при
травлении меди. Это основной фактор,
снижающий точность по сравнению с
паяльной маской, которая контролиру-
ется при фотопроцессе. Размеры
NSMD-площадки изменяются больше
по сравнению с SMD-площадками.
Однако, поскольку нет необходимости
делать край меди выступающим за па-
яльную маску, площадка может быть
сделана меньше, что обеспечит больше
места для размещения трасс между площадками. Совмещение рисунков со-
ответствует точности формирования медных элементов рисунка, которая зна-
чительно больше, чем точность нанесения рисунка паяльной маски.
Топологические расчеты по определению влияния форм контактных пло-
щадок на плотность трассировки можно найти в [8, 21].
Топологические элементы плат под корпуса BGA
Ниже приведены основные требования трассировки под корпуса BGA,
включая размеры контактной площадки, переходные отверстия и трассировку.
Важно обеспечить определенную внешнюю зону вокруг корпуса BGA для ре-
монтных работ. Размеры этой зоны определяются типом применяемого ре-
монтного оборудования.
Маршрутизация и размер контактной площадки
Большинство типов корпусов BGA имеет четыре или пять рядов шари-
ков припоя, расположенных так, что между соответствующими контактны-
ми площадками можно проложить одну или две трассы в четырехслойной
плате. Для этого должны выполняться следующие условия.
• Когда прокладывается одна трасса между площадками, производствен-
ные ограничения на ширину проводников и зазоров становятся пре-
валирующим фактором.
• Когда прокладываются две трассы между площадками, то для диаметра
площадки 0,6 мм требуется ширина проводника и зазор между ними
в 0,125 мм; при диаметре площадки 0,5 мм ширина проводников и за-
зоров должна составлять 0,15 мм. На рис. 1.71 ирис. 1.72 показаны при-
меры трассировки при диаметре контактной площадки 0,5 мм. Если
эти размеры площадок приемлемы, то решение, в первую очередь, оп-
1.3. Номенклатура и параметры корпусов микросхемы
87
Рис. 1.71. Пример № 1 трассировки при установке корпусов ВСА(верхний сигнальный
слой): 1 — диаметр контактной площадки 0,6 мм; 2 — диаметр металлизированного
отверстия 0,3 мм; 3 — диаметр круговой зоны в маске 0,6 мм; 4 — диаметр контактной
площадки 0,5 мм; 5 — зазор 0,15 мм; 6 — ширина проводников 0,15 мм
Рис. 1.72. Пример № 2 трассировки при установке корпусов BGA (верхний сигнальный
слой): 1 — диаметр контактной площадки 0,6 мм; 2 — диаметр металлизированного
отверстия 0,3 мм; 3 — диаметр круговой зоны в маске 0,6 мм; 4 — диаметр контактной
площадки 0,5 мм; 5 — зазор 0,125 мм; 6 — ширина проводников 0,125 мм
ределяется превалирующими производственными технологическими
факторами в отношении ширины проводников и зазоров.
• Когда требуется большая ширина трассы, проложенной между площад-
ками, альтернативным решением является прокладка трасс/зазоров ши-
риной 0,125/0,125 мм или 0,15/0,15 мм внутри места расположения BGA
площадок с последующим расширением до максимальной ширины
трассы; при этом следует иметь в виду, что изменение ширины про-
водника приведет к появлению неоднородности в линии передачи, что
в ряде случаев может оказаться недопустимым.
88
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Один из вариантов схем трассировки показан на рис. 1.71. Трассы от двух
первых рядов шариковых выводов располагаются на верхнем сигнальном слое,
а трассы от двух внутренних рядов - на нижнем слое платы. В этом случае
требуются переходные металлизированные отверстия между контактными
площадками. При использовании топологии, показанной на рис. 1.72, пер-
вые три ряда выводов трассируются на верхнем сигнальном слое, а внутренние
слои выводов трассируются на нижнем слое платы. В этом случае уменьша-
ется число металлизированных переходных отверстий.
Топологические ограничения на ширину печатных проводников и другие то-
пологические элементы непосредственно влияют на возможность создания на
печатной плате линий передач с требуемыми электрическими параметрами.
Разнесение контактных площадок с помощью переходных отверстий
(Plated Through Hole (РТН) Isolation)
Тщательное проектирование топологии требует точного определения фор-
мы контактной площадки при ее разнесении относительно металлизирован-
ного отверстия. Если металлизированное переходное отверстие расположено
внутри контактной площадки (традиционное решение), то будет наблюдаться
нежелательное проникновение припоя в полость отверстия. Количество этого
затекшего припоя будет зависеть от многих факторов, включая качество ко-
нечной обработки отверстия и вариации толщины его покрытия. Поэтому
результаты в этом случае непредсказуемы и качество паяного соединения
может быть очень низким, что приведет к уменьшению площади сечения пе-
рехода. Из-за этого соединение может иметь пониженный срок службы, и,
как следствие, может быть снижен срок службы аппаратуры. Поэтому более
предпочтительно контролировать качество конечной пайки, чем случайные
параметры процесса пайки. Все переходные металлизированные отверстия,
0,6 или 0,7
диаметр отверстия
паяльной маски
0,5 или 0,6
диаметр контактной
площадки
0,25
ширина трассы
0,75
диаметр шарика
припоя
0,4 или 0,35
0,675 или 0,6 диаметр
диаметр контактной металлизированного
площадки отверстия
Рис. 1.73. Взаимное расположение металлизированного отверстия и контактной
площадки; паяльная маска должна закрывать металлизированное отверстие
(размеры в мм)
1.3. Номенклатура и параметры корпусов микросхемы
89
расположенные между шариковыми выводами корпуса BGA, должны быть
закрыты паяльной маской. Это предполагает, как минимум, что отверстие
будет закрыто паяльной маской в верхней части. Нижняя сторона также может
быть закрыта. На рис. 1.73 показано взаимное расположение металлизиро-
ванного отверстия и контактной площадки под шариковый вывод.
Качество основания платы
Качество монтажа компонентов BGA зависит от параметров основания пе-
чатной платы и процедуры контроля процесса пайки. Одним из требований яв-
ляется требование к плоскостности основания, которое непосредственно зависит
от размеров платы. Типовые спецификации производителей позволяют иметь
изгиб до 0,01 мм (1 %). Для компонентов с размерами корпуса 35 мм это экви-
валентно изгибу 0,35 мм в области основания корпуса. Очевидно, что для больших
корпусов (более 20 мм) компонентов периферийные выводы корпусов или BGA
могут припаиваться к основанию с этим значением изгиба. В наиболее качествен-
ных изделиях предпринимаются меры для обеспечения изгиба меньше значе-
ния 0,010 мм, рекомендованного индустриальными стандартами.
Точность позиционирования
Расположение
Корпуса BGA обладают исключительно высокой способностью к самоцен-
трированию, т. е. способностью шариковых выводов устанавливаться при пайке
по центру контактной площадки за счет сил поверхностного натяжения при-
поя при максимальной температуре пайки. По-
этому возможны достаточно широкие изменения
в координатах контактных площадок. Основное
правило для корпусов BGA заключается в том,
что допустимое смещение долж- но быть не бо-
лее 50 % от размеров контактной площадки. Это
иллюстрируется на рис. 1.74.
При смещениях выводов на расстояния более
50% от размеров контактной площадки увеличи-
вается вероятность короткого замыкания элемен-
тов монтажа мостиками припоя при пайке.
Требуемые параметры установки корпусов
BGA должны быть обеспечены технологическим
оборудованием, применяемым при сборке и мон-
таже, и они должны контролироваться операци-
Контактная площадка
Рис. 1.74. Смещение шарико-
вого вывода относительно
расположения контактной
площадки
ями оптического или рентгеновского контроля.
Электрические характеристики корпусов BGA
Электрические характеристики корпусов BGA значительно лучше, чем
корпусов со штырьковыми выводами. Это объясняется более качественным
выполнением печатного монтажа основания корпуса и отсутствием длинных
90
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
штыревых элементов. Сокращение длины трасс между шариковыми выво-
дами, проходящими через металлизированные переходные отверстия к про-
водящим и заземляющим слоям платы в корпусе микросхемы, снижают па-
разитные электрические параметры.
1.3.5. Корпуса с размерами кристалла
Технология, конструкция и применение корпусов, размеры которых не пре-
вышают 1,2...1,25 размера кристалла (Chip Scale Package — CSP), является от-
носительно новым направлением в корпусировании микросхем, зарождение
которого может быть отнесено к началу XXI века. Варианты конструкций кор-
пусов насчитывают более 50 типов, одним из которых является корпус pBGA
(Intel®) [38], отличающийся широкими возможностями и удобством приме-
нения в различных приложениях. В наибольшей степени CSP-корпуса исполь-
зуются для создания элементов перепрограммируемой памяти. Развитие под-
ходов на основе CSP идет настолько бурно, что приходится рассматривать не-
которые усредненные показатели, типичные на момент написания книги.
Для применения CSP имеется целый ряд причин. Одно из главных преиму-
ществ CSP — снижение размеров корпусов относительно традиционных кор-
пусов с периферийным или матричным расположением выводов. В основном
это объясняется применением техники BGA. За счет расположения межсоеди-
нений под корпусом BGA удается снизить число межсоединений на печатной
плате. Требования к точности расположения корпусов BGA рассмотрены выше.
Размеры корпусов и их параметры
Корпус p,BGA
Корпус pBGA является наиболее типичным представителем направления
CSP. Размеры корпуса определяются в основном размерами кремниевого кри-
Рис. 1.75. Корпус pBGA
сталла. Корпус (рис. 1.75)
имеет матрицу шариковых
выводов, установленных с
шагом 0,75, и сохраняет все
преимущества, связанные с
уменьшением размеров кри-
сталла. Конструкция корпу-
са содержит слои эластомера,
которые развязывают усилия,
определяемые коэффициен-
тами температурного расширения кристалла и материала печатной платы при
изменениях температуры.
По мере снижения размеров кристалла в этом типе корпуса должен сни-
жаться и шаг размещения выводов для того, чтобы размеры корпуса соответ-
ствовали размеру кристалла. При типовом шаге 0,75 мм уменьшенный шаг
может достигать 0,5 мм.
1.3. Номенклатура и параметры корпусов микросхемы
91
Наборные конструкции CSP Intel®
Другой разновидностью технологии CSP является конструкция корпуса и
микросхемы, которая формируется путем набора кремниевых кристаллов в виде
многоуровневой структуры — «наборные CSP» (Intel®). Они также применя-
ются для создания элементов памяти, например SRAM и Flash, путем их объе-
динения в единую конструкцию (рис. 1.76). Расположение кристаллов один
над другим существенно сокращает площадь микросхемы по отношению, на-
пример, к многокристалльным модулям. Хотя данная конструкция может
иметь больший шаг (0,8 мм) расположения шариковых выводов, чем pBGA
(0,75 мм), общая площадь, занимаемая наборными CSP, меньше, чем для двух
отдельных компонентов.
0,8 мм
Рис. 1.76. Конструкция микросхем «наборный CSP»
Упрощенный BGA
Упрощенный корпус BGA (рис. 1.77) спроектирован для флэш-памяти.
Для него применяется больший шаг (1,0 мм) расположения шариковых вы-
водов, что упрощает монтаж. Другим преимуществом этого типа корпуса яв-
ляется его постоянный размер при различной емкости памяти. Это обеспе-
чивает длительный жизненный цикл систем памяти (5...7 лет) путем заме-
ны одной микросхемы другой, более совершенной.
Отличительной чертой корпуса, кроме увеличенного шага выводов, яв-
ляется применение увеличенного диаметра шарикового вывода из эвтекти-
ческого припоя и тонкого ВТ-слоя жесткого основания. Эта комбинация
обеспечивает высокую надежность компонента за счет заливки и максималь-
ного разнесения кристалла и основания печатной платы, что снижает нагрузки
из-за их различных ТКР.
Золотые Герметизирующая
увеличения 1 мм Жесткая
надежности (увеличенный шаг) подложка
Рис. 1.77. Упрощенный корпус BGA
92
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Требования к конструкции платы для CSP
В большинстве случаев для корпусов CSP используются такие же платы,
как и для корпусов BGA. Приведем сравнительные требования для тополо-
гических элементов печатных плат под корпуса pBGA, упрощенные BGA и
наборные CSP (табл. 1.10).
Таблица /. 10
Сравнительные требования для печатных плат под корпуса pBGA, упрощенные BGA
и наборные CSP (размеры в мм)
Элемент pBGA, CSP pBGA, CSP Наборный CSP Упрощенный BGA
Шаг выводов 0,5 0,75 0,8 1,0
Диаметр контактной пло- щадки по шариковый вывод 0,28 0,30 0,30 0,30
Диаметр открытой зоны в паяльной маске 0,35 0,43 0,43 0,43
Минимальный зазор между маской и металлом 0,050 0,050 0,05
Максимальная ширина трассы 0,10* 0,07** 0,127 0,127 0,23
Типовой зазор 0,16 0,187 0,23
Максимальный диаметр контактной площадке около металлизированного отверстия 0,51 0,51 0,71
Максимальный диаметр металлизированного отверстия при сверлении 0,25 0,25 0,46
Диаметр металлизирован- ного отверстия, окруженного контактной площадкой 0,10
* Номинальная ширина проводников.
* * Ширина проводников между контактными площадками.
1.3.6. Электрические параметры корпусов ИС
Применение корпусов
Наличие интегральных микросхем в различных корпусах определяет воз-
можность их выбора для конкретных условий эксплуатации и приложений.
Во внимание должны приниматься назначение устройства, его массогаба-
ритные показатели, возможность автоматизации процесса производства,
сборки, монтажа и контроля, экономические факторы. Если компоновка ус-
1.3. Номенклатура и параметры корпусов микросхемы
93
тройства требует минимальных габаритов, то наиболее пригоден корпус с на-
бором кристаллов — наборный CSP. При создании систем памяти с исполь-
зованием флэш и SRAM предпочтение следует отдавать корпусам «наборный
CSP». Корпуса этого типа обеспечивают уникальные требования по мини-
мизации размеров изделия. Это особенно необходимо для таких устройств,
как сотовые телефоны, карманные компьютеры, системы глобального по-
зиционирования (GPS) и т. п. При малых габаритах и повышенной надеж-
ности при применении однокристальных компонентов наиболее пригоден
корпус pBGA.
Для ряда изделий основным показателем является не минимальный га-
барит, а минимальная стоимость, например, при производстве печатных плат.
В этом случае предпочтение следует отдавать упрощенным корпусам BGA,
которые имеют шаг установки шариковых выводов 1 мм. Это облегчает трас-
сировку платы и ее сборку и монтаж. Кроме этого, увеличенный диаметр ша-
риковых выводов (0,45 мм) и применение в корпусе микросхемы жесткого
основания из ВТ позволяют повысить качество паяного соединения в ши-
роком температурном диапазоне.
Роль электрических параметров корпусов
Для цифровых устройств наблюдается постоянное повышение скорости
обработки информации при одновременном снижении уровней питающих на-
пряжений. Постоянно возрастает функциональная сложность БИС, которые ре-
ализованы в корпусах той или иной конструкции. Роль корпуса заключается в
механической защите кристалла микросхемы и обеспечении возможности ме-
ханической и электрической коммутации с внешней схемой. Поэтому важно по-
нимание того, как конструкция корпуса влияет на электрические параметры и
характеристики микросхемы. При существенном влиянии ожидаемые от кри-
сталла показатели производительности и качества сигнала могут быть не дос-
тигнуты из-за влияния на них конструкции корпуса и применяемых в нем ма-
териалов. Таким образом, корпус микросхемы формирует ту первичную элект-
ромагнитную обстановку, которая окружает кристалл и влияет на целостность
сигнала. При установке корпуса на плату эта обстановка испытывает влияние
конструкции и материалов платы, что вызывает дополнительные искажения сиг-
нала. Эти факторы должны быть учтены, как отмечалось выше, на возможно более
ранних этапах проектирования путем создания виртуальных прототипов и ин-
тегрирования анализа целостности сигнала в процесс проектирования.
Ввиду сложности строгого теоретического описания всех параметров кор-
пуса и определения их значений на данном этапе следует использовать как
теоретические, так и экспериментальные методы.
Суть заключается в переводе физических свойств корпуса в определен-
ные электрические характеристики, которые должны быть скомбинирова-
ны с электрическими параметрами исходной принципиальной схемы. Типич-
ными характеристиками являются сопротивление на постоянном токе — R,
индуктивность — £, емкость — С и волновое сопротивление — Z, определен-
ные для различных структур в корпусе.
94
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Модель корпуса должна содержать две части, которые необходимы для пол-
ного понимания тех электрофизических процессов, которые происходят при
работе кристалла. Первая описывает модель выводов вход/выход, которые
определяют путь прохождения сигнала от кристалла к печатной плате. В за-
висимости от желаемой точности рассмотрения, размеров выводов, парамет-
ров сигнала модель может быть представлена в виде:
• сосредоточенных идеальных элементов или в виде распределенных па-
раметров;
• одиночного проводника, однопроводной или многопроводной линии
передачи.
Модели на сосредоточенных элементах адекватно отражают процессы на
постоянном токе или относительно низких частотах. При высоких частотах
модели в виде распределенных параметров более полно отражают такие эф-
фекты, как задержка, отражения сигнала от неоднородностей и перекрест-
ные помехи.
Вторая компонента комплексной модели корпуса относится к системе рас-
пределения питания. Подобно модели выводов, система распределения пи-
тания в корпусе может моделироваться в виде набора сосредоточенных эле-
ментов или в виде распределенных. Совместное использование сосредото-
ченных и распределенных элементов приводит к эквивалентной цепи на
парциальных элементах. Модель на сосредоточенных элементах может опи-
сать характеристики на постоянном токе, например, падение напряжения на
шине питания при постоянном токе, однако для комплексного анализа бо-
лее тонких процессов, которые проявляются при динамических режимах пе-
реключения, необходимы представления шин питания и заземления в виде
распределенных элементов.
Экспериментальное определение электрофизических параметров и харак-
теристик корпуса обычно завершает разработку корпуса микросхемы. Эта про-
цедура требует очень тщательной проработки, но, если она выполнена кор-
ректно, экспериментальные данные служат для проверки адекватности те-
оретической модели.
Ниже представлены следующие основные электрические параметры кор-
пусов, конструкция и особенности применения которых были рассмотрены
ранее:
• CPGA (ceramic pin-grid array),
• PPGA (plastic pin-grid array),
• H-PBGA (high thermal plastic ball grid array),
• TCP (tape carrier package),
• OLGA (organic land-grid array),
• FC-PGA (flip-chip pin-grid array).
• ММ-PQFP (multilayer molded),
• CQFP (ceramic quad flatpack),
• PLCC (plastic leaded chip carrier),
• QFP, SQFP, TQFP (quad flatpack),
• TSOP, PSOP (small outline packages).
1.3. Номенклатура и параметры корпусов микросхемы
95
Основные электрические параметры корпусов микросхем
Сопротивление постоянному току (J?dc)
Сопротивление постоянному току (7?dc) в обычном случае проявляется в
виде падения напряжения V= IRdc на соответствующем элементе корпуса,
по которому протекает ток. Особенно важен этот параметр для путей про-
текания токов питания и заземления. Сопротивление постоянному току для
вывода корпуса определяется через площадь S его сечения и длину /, а так-
же через удельное сопротивление р материала вывода:
Ade —
Керамические корпуса имеют относительно высокое сопротивление выво-
дов, поскольку металлизация вольфрамовым сплавом, который применяется
в этой технологии, имеет высокое удельное сопротивление. Пластмассовые и
органические корпуса имеют значительно меньшее сопротивление выводов, по-
скольку в них применяется металлизация медью и медными сплавами, удель-
ное сопротивление которых в 6... 12 раз меньше вольфрамовых сплавов.
Сопротивление вызывает потерю напряжения в проводниках и выводах
корпуса. Постоянный ток равномерно распределен по сечению проводни-
ка, но на высоких частотах ток начинает оттесняться к поверхности провод-
ника (скин-эффект), и его сопротивление увеличивается при возрастании
частоты, т. е. эффективное сечение вывода уменьшается. На переменном токе
сопротивление проводника линейно зависит от длины, но нелинейно — от
площади сечения и частоты.
Электрическая емкость (Q
Электрическая емкость С определяется длиной и размерами сечения вы-
вода, расстоянием между выводом и шиной заземления или питания, диэлек-
трической проницаемостью окружающих материалов, числом выводов, обра-
зующих емкость. Чем выше быстродействие, тем меньше допустимая емкость.
Относительная диэлектрическая проницаемость ег изоляционных матери-
алов, которые используются при изготовлении керамических корпусов, лежит
в диапазоне 8... 10, а материалов, применяемых при изготовлении пластмас-
совых корпусов, — в диапазоне 4...6. Классические формулы для расчета ем-
кости пригодны только для простых конфигураций электродов, и они мало при-
годны для точной оценки емкости выводов корпусов. Для этих целей приме-
няются численные методы расчета и специальное программное обеспечение.
Простейшая формула для определения емкости плоского конденсатора,
состоящего из двух электродов, без учета краевых эффектов имеет вид:
где S — площадь плоского электрода; е — абсолютная диэлектрическая проницаемость
материала, разделяющего пластины; t — расстояние между пластинами.
96
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Из формулы видно, что при повышении диэлектрической проницаемо-
сти емкость возрастает. Для снижения емкости предпочтительней применять
материалы с малым значением диэлектрической проницаемости.
Емкость, которая существенно влияет на работоспособность микросхе-
мы, можно разделить на емкость нагрузки, емкость между выводами, развя-
зывающую емкость.
Емкость нагрузки есть общая емкость вывода относительно всех окружа-
ющих проводников. Емкость между выводами определяется как взаимная ем-
кость между ними. Емкость нагрузки соответствует диагональным элемен-
там емкостной матрицы, полученной для короткозамкнутых цепей, а емкость
между выводами — внедиагональным элементам этой матрицы. Взаимная ем-
кость между выводами и взаимная индуктивность между ними определяет
электромагнитное взаимодействие между двумя выводами.
Развязывающая емкость является емкостью между выводами питания и
выводами заземления. В керамических корпусах PGA, в которых применя-
ются плоскости питания и заземления, развязывающая емкость формиру-
ется между этими плоскостями и дополняется дискретным развязывающим
конденсатором. В пластмассовых корпусах PGA развязывающая емкость
обычно выполняется в виде дополнительного дискретного конденсатора.
Развязывающая емкость служит как «резервуар» энергии, часть которой воз-
вращается в буфер в процессе переключения. Это снижает провал напряже-
ния питания и отрыв потенциала земли на пути протекания тока от пита-
ния к земле, рассмотренные ранее.
Большое значение имеет частичная емкость проводника относительно
плоскости заземления. Расчет емкости можно провести по справочным фор-
мулам, приведенным в [40].
Индуктивность (£)
Индуктивность L— коэффициент пропорциональности между магнитным
потоком, пронизывающим некоторый контур, сцепленный с ним, и током,
протекающим в этом контуре. Индуктивность зависит от размеров и формы
контура, а также от магнитной проницаемости окружающей среды. Этот ас-
пект весьма важен для определения перекрестных помех и синхронных по-
мех коммутации. Приведенное классическое определение индуктивности
предполагает, что индуктивность относится к некоторому контуру. Однако
контур может быть сегментирован, и для каждого сегмента может быть оп-
ределена собственная парциальная индуктивность и взаимная парциальная
индуктивность. Этот подход наиболее широко используется для анализа ин-
дуктивных явлений в межсоединениях, в том числе и в составе корпусов мик-
росхем. Например, индуктивность штырькового вывода есть его собствен-
ная парциальная индуктивность.
Другой используемый термин — индуктивность «открытого контура», ко-
торый относится к контуру, который не замкнут с двух сторон. Мы можем рас-
сматривать отрезок линии передачи как открытый контур, а общую индуктив-
ность его — как индуктивность открытого контура. Индуктивности, которые
1.3. Номенклатура и параметры корпусов микросхемы
97
используются для анализа таких явлений, как задержка сигнала или перекрест-
ные помехи, являются в основном индуктивностями открытого контура.
Когда для анализа электрических характеристик используются парциаль-
ные индуктивности, следует четко понимать направление токов в каждом сег-
менте. Неправильное предположение относительно направления тока мо-
жет привести к ошибочному результату. Термин «путь возвратного тока»
следует использовать для усиления важности понимания направления тока
в каждом рассматриваемом сегменте.
Значение индуктивности определяется длиной вывода, размером его сече-
ния, расстоянием между выводами, расстоянием между плоскостью питания
и заземления, магнитной проницаемостью материалов проводников и числом
задействованных выводов. Эмпирическое правило гласит, что меньший по пло-
щади контур обладает меньшей индуктивностью. Эта базовая концепция будет
полезна при рассмотрении корпусирования и проектирования систем в целом.
Каждый сигнальный путь должен иметь близко расположенный и подобный
по конфигурации возвратный путь. Имеются расчетные формулы для опре-
деления индуктивности, которая зависит от физической геометрии структу-
ры и пути возвратного тока [41]. Некоторые классические проблемы могут быть
решены в закрытой форме, но для реальных сложных задач необходимо при-
менение специальных программных средств на основе численных методов.
Рассмотрим определение индуктивностей сегмента более подробно.
Для замкнутого контура индуктивность L связывает магнитный поток Ф
и ток /, наведенный в этом контуре
Ф = £/.
ЭДС е самоиндукции в контуре, при изменении тока / в нем, определя-
ется выражением
В корпусах микросхем сигнал распространяется через сигнальные выво-
ды (на вход или на выход) и возвращается через выводы питания. Замкну-
тый контур формируется посредством сигнальных выводов и выводов питания
и заземления.
Возможно определение парциальной ин-
дуктивности для сегмента (открытого кон-
тура) и раздельное определение парциаль-
ной индуктивности для каждого сегмента.
Это позволяет проектировщику определить
путь возврата сигнального тока и помехи по-
средством симуляции. Далее это позволяет
определить общую индуктивность контура
«сигнальный вывод—вывод питания (или за-
земления)» или дифференциальную пару, ис-
пользуя парциальные собственные и взаим-
ные индуктивности (рис. 1.78).
Рис. 1.78. Индуктивность
сигнального (открытого) контура
98
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Следует различать индуктивность на постоянном и переменном токе. Ин-
дуктивность на постоянном токе определяется в предположении, что ток про-
текает равномерно по всему сечению проводника. На переменном токе про-
является скин-эффект и эффект близости, за счет которых ток оттесняется
к периферии проводника и сосредотачивается на стороне, ближайшей к со-
седнему проводнику. Это сказывается на значении индуктивности.
Волновое сопротивление (Z)
Волновое сопротивление — один из важнейших параметров, который ха-
рактеризует линию передачи, которая в любом случае содержит два провод-
ника — сигнальный (вывод) и возвратный, как правило, вывод питания или
заземления. При моделировании трасс в корпусах обычно используются мо-
дели линий передач на распределенных элементах, поскольку именно такое
описание позволяет проанализировать времена задержки распространения
сигнала. Модели на сосредоточенных элементах не могут быть применены
для анализа задержек сигнала в корпусе.
Волновое сопротивление линии передачи в общем виде определяется через
емкостные и индуктивные параметры линии по формуле
z=# °и'
где и С1 — удельные (на единицу длины) индуктивность и емкость линии.
Волновое сопротивление не зависит от длины линии. Это важный пара-
метр, определяющий уровень отраженного сигнала от любой неоднородно-
сти. В корпусе микросхемы такими неоднородностями являются точки со-
пряжения между кристаллом и проводником, соединяющим его с платой внут-
ри корпуса, и между платой и выводом. Значение уровня помех, вызванных
отражениями, зависит от рассогласования между волновым сопротивлени-
ем и сопротивлением нагрузки. Например, при типичном волновом сопро-
тивлении трассы на печатной плате 50 Ом необходимо выполнить волновое
сопротивление выводов корпуса, также близким к 50 Ом. Типичное значе-
ние волнового сопротивления трасс в керамическом корпусе CPGA состав-
ляет 42 Ом, а для трасс в пластмассовом корпусе — 47 Ом.
Частотные ограничения параметров R-L-C
Цифровой сигнал содержит широкий спектр синусоидальных составля-
ющих. До тех пор, пока минимальная длина волны для составляющей с мак-
симальной частотой превышает погонную длину проводника, применима
модель на сосредоточенных R-L- С элементах. Для цифровых микросхем мо-
дель на сосредоточенных элементах применима при максимальной длине (мм)
вывода 60/г, где tT — длительность фронта, нс. Когда применяются модели на
сосредоточенных элементах, важно знать, какой параметр (по постоянному
или переменному току) должен быть использован. В табл. 1.11 приведены ча-
стотные ограничения на параметры корпусов [6]. Модель на основе линии
1.3. Номенклатура и параметры корпусов микросхемы
99
Таблица 1.11
Частотные ограничения R-L-C параметров
Параметр Применимость частотного диапазона для корпусов
с выводными рамками с печатными платами
Сопротивление (постоянный ток) От постоянного тока до 500 кГц От постоянного тока до 5 МГц
Сопротивление (переменный ток) От 500 кГц и выше От 5 МГц и выше
Индуктивность (постоянный ток) От постоянного тока до 10 МГц От постоянного тока до 100 МГц
Индуктивность (переменный ток) От 10 МГц до частоты, для которой применима модель на сосредоточенных параметрах От 100 М Гц до частоты, для которой применима модель на сосредоточенных параметрах
Емкость От постоянного тока до частот, для которых можно пренебречь диэлектрическими потерями
передачи или распределенных параметров должна быть использована на вы-
соких частотах.
Перекрестные помехи
Перекрестные помехи относятся к нежелательным сигналам, которые пе-
редаются за счет переноса электромагнитной энергии от одной линии пере-
дачи к другой. Уровень помех определяется характеристиками драйвера и при-
емника сигналов, характеристик трасс, параметрами переключения. Одним
из важных факторов, определяющих уровень перекрестных помех, являет-
ся близость трасс и протяженность параллельного участка линий. Чем длинней
параллельный участок между двумя и более линиями и чем они ближе, тем
выше уровень перекрестных помех между ними. Приближение линий к плос-
костям питания или заземления снижает уровень перекрестных помех.
Модель перекрестных помех в межсоединениях корпусов
По мере уменьшения размеров компонентов и снижения напряжения пи-
тания эффект перекрестных помех становится более выраженным. Усилия
разработчиков должны быть направлены на снижение уровня перекрестных
помех, и необходим их предварительный анализ на виртуальном прототипе.
Простейшая модель включает три параллельных сигнальных проводника, рас-
положенных на минимальном для принятой технологии расстоянии друг от
друга (рис. 1.79). В табл. 1.12 представлены усредненные индуктивные, а в
табл. 1.13 — усредненные емкостные парамет-
ры для рассматриваемой системы проводни-
ков в корпусах CPGA, PPGA,TCP, H-BGA,
OLGA и FC-PGA. Эти параметры определя-
ют взаимную связь между проводниками и
уровень перекрестных помех в них. Отметим,
ZODJ СО
Рис. 1.79. Модель проводников
для определения перекрестных
помех в корпусе микросхемы
100
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Таблица 1.12
Индуктивные параметры, определяющие взаимную связь проводников
Индуктивный параметр, нГн/см Тип корпуса
GPGA PPGA TCP H-PBGA OLGA FC-PGA
ЛИ 4,26 3,39 5,71 3,39 3,20 2,329
£22 4,30 3,42 4,94 3,42 3,15 2,329
£33 4,30 3,42 4,94 3,42 3,15 2,329
£12 0,79 0,46 2,43 0,46 0,85 0,214
£13 0,79 0,46 2,43 0,46 0,85 0,214
£23 0,18 0,082 1,33 0,082 0,31 0,055
£31 0,79 0,46 2,43 0,46 0,85 0,214
£21 0,79 0,46 2,43 0,46 0,85 0,214
£32 0,18 0,082 1,33 0,082 о,31 0,055
Таблица 1.13
Взаимные емкостные параметры
Емкостный параметр, пФ/см Тип корпуса
GPGA PPGA TCP H-PBGA OLGA FC-PGA
СИ 2,80 1,60 1,25 1,60 1,65 1,707
С22 2,68 1,56 1,23 1,56 1,75 1,707
СЗЗ 2,68 1,56 1,23 1,56 1,75 1,707
Cl 2 -0,49 -0,21 -0,48 -0,21 -0,33 -0,126
С13 -0,49 -0,21 -0,48 -0,21 -0,33 -0,126
С23 -0,022 -0,0092 -0,094 -0,0092 -0,001 -0,008
С31 -0,49 -0,21 -0,48 -0,21 -0,33 -0,126
С21 -0,49 -0,21 -0,48 -0,21 -0,33 -0,126
С32 -0,022 -0,0092 -0,094 -0,0092 -0,001 -0,008
что взаимные емкостные параметры, приведенные в табл. 1.13, имеют отри-
цательные знаки, которые соответствуют определению матрицы взаимных
параметров. Эти данные следует рассматривать как ориентировочные, а для
более точного их определения необходимы экспериментальные исследова-
ния или применение численных методов расчета.
1.3. Номенклатура и параметры корпусов микросхемы
101
Помехи синхронной коммутации
Конечной стадией проектирования корпуса является анализ помех син-
хронной коммутации (ПСК). Имеются два проявления этих помех в момент
одновременного переключения вентилей из одного состояния в другое:
• помехи, которые возникают на шинах питания и заземления при ком-
мутации,
• нарушение временных соотношений.
Первый тип помех — помехи синхронной коммутации — возникает в ши-
нах питания и заземления при реакции их индуктивностей на изменение тока
потребления в системе. Второй тип помех определяется как разность времен
переключения одиночного бита и последовательности битов. Проектиров-
щик должен ориентироваться на худший случай переключения для того, чтобы
быть уверенным в работоспособности в любой ситуации.
Основным правилом, следуя которому можно минимизировать помехи
синхронной коммутации, является четкое определение возвратного пути и
минимизации индуктивности в нем.
Модели корпусов для устоявшихся технологий
В табл. 1.14 и 1.15 представлены основные электрические параметры раз-
личных распространенных корпусов микросхем [6, 38]. Это типовые значе-
ния; уточненные параметры должен предоставлять производитель. При уве-
личении числа выводов значение параметров возрастает.
Параметры корпусов микропроцессоров (Intel)
Ниже приведены параметры перспективных корпусов микропроцессоров
фирмы Intel [38]. Модель контура питания дана для типичной для микропро-
цессоров конфигурации. Все параметры для модели линии передачи и зна-
чения индуктивности рассчитаны для высоких частот. Сопротивления рас-
считаны для постоянного тока. Индуктивности рассчитаны с учетом влия-
ния плоскости заземления.
Модели выводов входа/выхода
Проволочные соединения, штырь и контактная площадка моделируют-
ся последовательными резисторами и индуктивностями. Сигнальные трас-
сы представляются линиями передачи с удельными параметрами R-L-C и
волновым сопротивлением Z. На рис. 1.80 представлена типовая модель
сигнального вывода, а в табл. 1.16 даны типичные значения паразитных
параметров для корпусов CPGA, PPGA, H-PBGA, OLGA и FC-PGA. Пред-
полагается, что корпуса установлены в контактные гнезда, поэтому приве-
денные параметры включают параметры гнезда в виде элементов, подклю-
ченных к корпусу.
Для корпусов с перевернутым кристаллом (OLGA и FC-PGA) проволоч-
ные выводы заменяются шариковыми выводами кристалла и соединение через
них происходят без применения трасс на плате корпуса.
102
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Таблица 1.14
Параметры корпусов CQFP и МКМ
Электрический параметр Обозначение CQFP МКМ
типовое значение типовое значение
Суммарная индуктивность вывода и сигнальных проводников, нГн А + £w 6,6...10,2
Суммарное сопротивление вывода и сигнального проводника, мОм к+к 81...115
Индуктивность вывода, нГн г 3,3
Сопротивление вывода, Ом rl 0,004
Индуктивность проводников, нГн К 5,0...6,0
Сопротивление проводников (вход/выход), Ом ^W.o 0,8...0,9
Емкость вывода, пФ С, 4,0...5,0 0,5...2,2
Индуктивность шины питания, нГн 1,5...2,5 0,2...0,3
Сопротивление шины питания, Ом 0,2...0,4 0,034
Индуктивность проводников, соединяяющих кристалл с выводами, нГн к 3,0 3,8...5,3
Сопротивление проводников, соединяя- ющих кристалл с выводами, Ом К 0,08 9...12
Емкость слоя питания относительно слоя земли, пФ Cs„ 170,0...240,0 0,090...0,210
Таблица 1.15
Параметры корпусов PQFP, PLCC, QFP, SQFP/TQFP
Электрический параметр Тип корпуса
PQFP PLCC QFP SQFP/TQFP
Сопротивление соединитель- ного провода и вывода RL, (Д + RJ, мОм 62,9-116,9 56,7 - 78,4 60,9- 108,6 61,5-122,6
Индуктивность соединитель- ного провода Г и вывода /,, (/» + /,), нГн 5,3-13,2 4,1-10,3 4,8-10,8 4,0-12,6
Емкость вывода, С{, пФ 0,2- 1,0 0,2- 1,3 0,1 -0,6 0,2- 1,0
Поскольку геометрия корпусов TCP сильно отличается от многослойных
корпусов, для них пригодна другая эквивалентная схема (рис. 1.81). Модель
содержит три сегмента линии передачи с различными параметрами, которые
представляют различные части сигнального пути внутри корпуса. Типичные
значения параметров даны в табл. 1.17
1.3. Номенклатура и параметры корпусов микросхемы
103
Рис. 1.80. Модель сигнальных выводов в корпусе с многослойной подложкой
Таблица 1.16
Параметры сигнальных выводов для корпусов с многослойной подложкой
Электрический параметр Обозна- чение Корпус с проволочным соединением Корпус с перевернутым кристаллом
CPGA PPGA H-PBGA OLGA FC-PGA
Сопротивление проволоки/шарикового вывода кристалла, мОм *и/*вмр 126...165 136...188 114...158 2 0,06
Индуктивность проволоки/шарикового вывода кристалла, нГн As/^bmp 2,3...4,1 2,5...4,6 2,1...4,1 0,02 0,013
Сопротивление трассы, мОм/см R 1200 66 66 590 120
Индуктивность трассы, нГн/см L 4,32 3,42 3,42 3,07 2,33
Емкость трассы, пФ/см С 2,47 1,53 1,53 1,66 1,707
Волновое сопротивление трассы, Ом Z 42 47 47 43 38,5
Сопротивление вывода/шарикового вывода корпуса, мОм ^ВМР 20 20 0 8 20
Индуктивность вывода/ шарикового вывода корпуса, нГн к 4,5 4,5 4,0 0,75 2,9
Диапазон длин трасс, мм 1 8,83...26,25 6,60...42,64 4,41...22,24 3,0...18,0 10,0...42,6
104
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Внутренняя Внешний
трасса Разветвление вывод
Сегмент 1 Сегмент 2 Сегмент 3
L, R, С, Z L, R, С, Z L, R, С, Z
Рис. 1.81. Модель сигнального вывода для корпуса TCP
СК
CU
X
си
т
ф
С
си
си
с;
с
Таблица 1.17
Электрические параметры сигнальных выводов корпусов TCP
Электрический параметр Сегмент трассы
Вывод (сегмент 1) разветвление (сегмент 2) вывод микросхемы (сегмент 3)
Сопротивление сегмента, мОм/см 352 290 144
Индуктивность сегмента, нГн/см 6,48...8,84 6,43...8,81 7,56...9,77
Емкость сегмента, пФ/см 0,58...0,83 0,13...0,19 0,12...0,16
Волновое сопротивление сегмента, Ом 89...124 183...256 220...288
Длина сегмента, мм 0,90...4,0 0,05...11,8 0,91...3,25
Модель контура питания
Существует несколько различных методов моделирования контура пита-
ния. Основное правило гласит: более распределенная модель — более точ-
ная модель. Но из-за ряда трудностей эта модель используется редко. Впол-
не приемлема более простая модель на сосредоточенных элементах, как по-
казано на рис. 1.82, параметры которой приведены в табл. 1.18. Здесь также
учтены параметры гнезда.
Рис. 1.82. Модель на сосредоточенных элементах контура питания
1.3. Номенклатура и параметры корпусов микросхемы
105
Таблица 1.18
Параметры модели контура питания
Электрический параметр Обозна- чение Тип корпуса
CPGA PPGA TCP H-PBGA OLGA FC-PGA
Сопротивление провод- ника с напряжением питания Fss, мОм Л» 5,5 2,0 6,0 4,1 0,5 1,2
Индуктивность провод- ника с напряжением питания Kss, нГн ^sw 150 150 150 198 15 64,4
Сопротивление провод- ника с опорным напря- жением, мОм Ло 5,5 2,0 6,0 4,1 0,5 1,2
Индуктивность провод- ника с опорным напряжением, нГн 4 150 150 150 217 15 64,4
1.3.7. Методология моделирования корпусов
микросхем
Точное моделирование поведения корпусов и их влияния на целостность
сигнала и тайминг — сложная задача. Во многих случаях для определения кри-
тического поведения достаточно промоделировать только некоторые выводы
входа/выхода. Для моделирования системы питания необходимо промодели-
ровать контур, по которому протекает ток питания: источник питания — шина
питания — микросхема — заземление. Параметры, которые должны учитываться
при моделировании, зависят от желаемой точности моделирования, наличия
инструментария и вычислительных возможностей.
Модель выводов вход/выход
Модель сигнальных выводов содержит набор электрических параметров,
которые влияют на целостность сигнала. Для корпусов микросхем (PGA), в
которых используются проволочные соединения кристалла с выводом, мат-
рица штырьковых выводов, путь прохождения сигнала включает проволоч-
ное соединение, трассу, металлизированное отверстие, штырь и металлизи-
рованный стержень.
Для высококачественной продукции разработаны корпуса OLGA и FC-
PGA. Для этих корпусов путь сигнала включает выводы в виде шариков при-
поя, соединяющих кристалл и корпус, трассу, металлизированное отверстие,
штырь или контактную площадку. Если необходимо проанализировать пе-
рекрестные помехи, то для этого необходимо учесть паразитные параметры
соседних выводов. В простейшем случае предполагается, что пара выводов
работает независимо от других.
Ключевым фактором для адекватности модели является определение пути
возвратного тока. Для примера, при анализе индуктивности проволочных
106
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
соединений к сигнальным выводам сближение токов возвратного пути со-
ответствует приближению проволочных соединений питания или заземле-
ния. Если этот эффект не включать в анализ, тогда расчетное значение ин-
дуктивности соединения выводов будет больше действительного, посколь-
ку не будет учтен эффект взаимной индуктивности близко расположенных
проводников. При анализе сигнальных трасс необходимо идентифицировать
близко расположенные токонесущие плоскости, которые обеспечивают путь
возвратного тока. Наиболее часто применяются модели полосковых или мик-
рополосковых линий, в которых путь обратного тока располагается в плос-
костях, окружающих сигнальный проводник.
Адекватная модель базируется на применении типичной геометрии вы-
водов. Перекрестные помехи определяются для худшего сценария, при ко-
тором расстояние между трассами минимально. Для индивидуального ком-
понента применяются программные средства для решения электродинами-
ческой задачи для двумерной или трехмерной области. В первую очередь,
интерес представляют электрические параметры R, £, С, Z, а также матри-
цы взаимных емкостей и индуктивностей для анализа перекрестных помех.
Модели помех синхронной коммутации обычно включают взаимные эф-
фекты между сигнальными линиями и систему распределения питания. Для
адекватного моделирования необходима комплексная модель, основанная
на 3D расчетах, но при некоторых допущениях пригодна более простая мо-
дель на сосредоточенных элементах.
Простейшая конфигурация модели сиг-
нального вывода для корпуса PPGA пока-
зана на рис. 1.83. Значения параметров R^
и Со не зависят от конструкции корпуса.
Индуктивность корпуса £р = + Ll вклю-
чает индуктивность проволочных соеди-
нений, индуктивность Ll штырьков и гнез-
да. Емкость корпуса Ср содержит емкости
трасс, штырьковых выводов и гнезда. Ин-
дуктивность штыря и гнезда определяется
как для одиночного элемента, и типичное значение составляет 4,5 нГн. Типич-
ная емкость гнезда составляет 1,0 пФ.
Компромисс между точностью и комплексностью
Моделирование корпуса представляет, с одной стороны, точные знания,
а с другой — искусство. В идеальном случае хотелось бы иметь абсолютно точ-
ную модель для последующего анализа, но это представляет огромные труд-
ности, а в ряде случаев ее получить невозможно. При этом следует учиты-
вать, с одной стороны, имеющиеся вычислительные ресурсы, а с другой - не-
обходимость получения комплексной модели.
Разумным подходом является построение модели на базе RLC-параметров,
которые могут быть рассчитаны на основе инженерных формул в закрытом виде.
Однако при этом требуется понимать, насколько адекватна полученная модель.
«о LP
Рис. 1.83. Структура модели
сигнального вывода буфера корпуса
с штырьковыми выводами
1.3. Номенклатура и параметры корпусов микросхемы
107
Это может быть определено после проведения экспериментальных исследова-
ний и сравнения расхождений между теоретическими и экспериментальными
результатами. В общем случае для моделирования одиночного вывода с успе-
хом может быть использована двумерная аппроксимация для печатных трасс и
проводников. Трехмерное моделирование обычно требуется для описания шты-
ревых выводов и металлизированных отверстий. Это может быть точно выпол-
нено с помощью программ анализа электромагнитных полей.
Достаточно большой объем моделирования может потребоваться для мо-
делирования контуров питания. Например, плоскость питания может иметь
тысячи металлизированных переходных отверстий, что значительно увели-
чит объем вычислений, если параметры этих отверстий ввести в программы
расчета. Выявление возможных путей упрощения задачи моделирования мо-
жет быть проведено только после изучения практических и эксперименталь-
ных данных.
Сопоставление моделей
Ключевым вопросом при разработке модели является вопрос о типе моде-
ли, которую можно построить на сосредоточенных элементах или на основе
линии передачи. Модели на основе линий передачи должны быть исполь-
зованы, если
'г < 2/pd/.
где tx — фронт импульса; Zpd — время задержки распространения электромагнитной вол-
ны в линии передачи; / — длина линии передачи.
Значение Zpd определяется свойствами среды. При отсутствии магнитных
материалов, что соответствует реальной ситуации, время задержки распро-
странения в линии передачи определяется по формуле
^pd =3’3\/ЁГХ/’ НС>
где 3,3 — время задержки распространения электромагнитной волны на единицу длины
в свободном пространстве, нс/м; ег — относительная диэлектрическая проницаемость изо-
ляционных материалов линии передачи.
Например, типовое значение длины трассы в керамическом корпусе со-
ставляет приблизительно 25 мм. При относительной диэлектрической про-
ницаемости керамики 10 получаем
2^ х / = 2 х 3,3 Ло х 0,025 = 0,52 нс.
Это значение одного порядка для фронта tr цифрового сигнала в совре-
менных системах. Поэтому для моделирования трасс в корпусах следует при-
менять модель линии передачи. В тех случаях, когда требуется моделировать
время задержки в трассах в корпусах, следует применять модель на основе
линии передачи. Более простая модель на сосредоточенных элементах не
может промоделировать задержки сигнала. Ее следует применять тогда, когда
108
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
задержка в корпусе не является определяющей в общей системной задерж-
ке сигнала. Существующая тенденция уменьшения фронта информацион-
ного сигнала приводит к тому, что задержка сигнала в корпусах становится
более критичной, и необходима модель на основе линии передачи
Частотно-зависимые эффекты
Другой фактор, который должен быть учтен при моделировании корпу-
сов и их выводов, заключается в учете частотной зависимости параметров мо-
дели. Напомним, что при постоянном токе ток протекает равномерно по всему
сечению проводника или вывода. На высоких частотах проявляется скин-
эффект, за счет которого ток оттесняется к периферии проводника. Чем выше
частота, тем ближе к поверхности проводника протекает основная часть тока.
Эта область называется скин-слоем. Толщина этого слоя зависит от материала,
геометрии сечения и частоты. Поскольку толщина скин-слоя уменьшается
с частотой, то с частотой изменяются такие параметры, как сопротивление
проводника и его индуктивность.
Распределение тока в сечении также зависит от близости к другим про-
водникам, этот эффект называется эффектом близости.
Простейшая модель трасс в корпусе определяется на постоянном токе и
используется для оценки параметров на высокой частоте и расчета квазиста-
тической индуктивности. Поскольку длительность фронта цифровых сигналов
уменьшается, спектр расширяется, что требует учета частотно-зависимых эф-
фектов. Поэтому модели должны быть дополнены частотно зависимыми ре-
зисторами и индуктивностями. Параметры таких моделей должны быть рас-
считаны с помощью программных средств путем решения уравнений Макс-
велла.
Концепция распределенного питания
Другая область моделирования, которая необходима, но не так очевидна,
как ранее рассмотренная, — распределенная система питания и ее развязка.
При ее проектировании следует учитывать несколько основных правил.
Существуют два типа развязки — по высокой и низкой частоте. Низко-
частотная развязка используется преимущественно в фильтрах источников
питания для управления помехами от источника питания. Высокочастотная
развязка используется на печатных платах, в корпусах и кристаллах для ус-
транения помех синхронной коммутации. Когда развязывающий конденсатор
расположен в корпусе, он должен быть размещен по возможности ближе к
кристаллу для минимизации паразитной индуктивности, которая присуща
элементам электрического соединения конденсатора и кристалла. Важно, что-
бы используемый для развязки конденсатор обладал минимальной паразитной
индуктивностью и сопротивлением выводов. Это особенно важно для раз-
вязки на высокой частоте. В общем случае, низкочастотная развязка требу-
ет конденсаторов большой емкости, которым присущи значительные индук-
тивности. Высокочастотные конденсаторы должны быть минимального раз-
мера для уменьшения паразитной индуктивности.
1.4. Материалы для печатных узлов
109
Для моделирования системы питания необходимо применять по возмож-
ности адекватную модель развязывающего конденсатора, отражающую осо-
бенности его работы на высоких частотах, а также элементов его соедине-
ния с кристаллом.
Рассмотренные выше эффекты, явления и параметры, относящиеся к кор-
пусам микросхем, необходимы для комплексного решения задач обеспече-
ния целостности сигнала, а также для более точной оценки вклада, который
вносят параметры корпусов в искажение сигнала, по сравнению с парамет-
рами печатных плат.
Все рассмотренные подходы к построению моделей межсоединений в кор-
пусе микросхемы полностью масштабируются на задачи обеспечения цело-
стности сигнала при проектировании печатных плат, которые рассмотрены
в последующих главах книги.
1.4. Материалы для печатных узлов
Свойства материалов, которые применяются для создания печатных уз-
лов, во многом определяют электрические и физические параметры, а так-
же характеристики готового изделия.
1.4.1. Материалы для корпусирования кристаллов
Материалы для корпусирования характеризуются большим перечнем па-
раметров и характеристик. В контексте книги остановимся только на элек-
трических параметрах, которые необходимы для составления модели корпуса
и понимания физических процессов, происходящих при распространении
сигнала в линиях передачи печатных узлов. В качестве примера приведем фи-
зические параметры материалов для корпусов микросхем (табл. 1.19 и 1.20),
а для выводов и выводных рамок микросхем — в табл. 1.21.
Таблица 1.19
Электрофизические параметры материалов для корпусов ИМС
Параметр Материал
оксид алюминий ковар компаунд стекло сплав Си(90 %) - W медь
Удельное электрическое сопротивление, Ом см 104 49 х 106 5х 106 > 10" <6х10‘ < 2 хЮ 6
Относительная диэлектрическая проницаемость на частоте 1 МГц 7,9...10,0 - <5,0 11,5 - -
110
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Таблица 1.20
Параметры материалов для корпусов TCP
Параметр Материал
полиимид адгезив катаная медная фольга электролити- ческая медная фольга герметик
Удельное электрическое сопротивление, Омсм > 1 х 10 s > 10'5 1,7 х 106 1,7х 106
Относительная диэлектрическая проницаемость 3,5(1 кГц) 3,0 (1 кГц) - - 3,8 (1 кГц)
Таблица 1.21
Сопротивление материалов для выводов и выводных рамок ИМС
Параметр Материал
медный сплав MF202 сплав "Alloy 42" ковар ТАМАС5 CDA 194 OLIN 7025 EFTEC 64Т
Удельное электри- ческое сопротив- ление, Омсм 5,7 х 106 57 х 106 49 х 106 4,9 х 106 2,6х 106 4,3 х 106 2,3 х 106
1.4.2. Материалы для печатных плат
Материалы для печатных плат имеют весьма существенное влияние на ка-
чество функционирования электронного модуля. Это определяется тем значе-
нием, которое оказывают параметры материалов на электрические характери-
стики линий передач на печатных платах. Особенно важен выбор материалов
для электронных модулей, работающих на частоте более 1 ГГц. Рассмотрим ос-
новные параметры наиболее распространенных материалов [80, 42—45].
Диэлектрическая проницаемость
Диэлектрическая проницаемость е является, пожалуй, наиболее важной
характеристикой диэлектрических материалов, которые применяются при
изготовлении печатных плат и корпусов микросхем. Она характеризует по-
ляризацию диэлектриков под действием электрического поля. Согласно
закону Кулона диэлектрическая проницаемость является величиной, пока-
зывающей, во сколько раз сила взаимодействия двух свободных зарядов в
диэлектрике меньше, чем в вакууме. Диэлектрическая проницаемость мате-
риала зависит от его структуры и химического состава, давления, темпера-
туры и других внешних факторов. В общем случае диэлектрическую прони-
цаемость представляют комплексной величиной
e = e'-ze*
(1.18)
1.4. Материалы для печатных узлов
111
Параметры е' и е" зависят от частоты со и времени т релаксации, которое
определяет время поляризации диэлектрика при наложении электрическо-
го поля. Отношение (тангенс угла диэлектрических потерь)
— = tg5 (1.19)
£
определяет диэлектрические потери в среде.
Сдвиг фаз 8 зависит от соотношения времен т и периода колебания
/с = 2л/со. При т << Гс (со << 1/т) говорят о низкой частоте, а при т >> t — о
высоких частотах. На низких частотах диэлектрическая проницаемость прак-
тически не зависит от частоты и будет равна £, а на высоких такая зависи-
мость наблюдается. Это будет определять потери в линиях передачи, рабо-
тающих на высоких частотах.
В общем случае скорость vc распространения электромагнитной волны в
вакууме (скорость света) определяется диэлектрическими и магнитными свой-
ствами среды:
где ц0 — магнитная постоянная, равная 1,256 мкГн/м; е0 — диэлектрическая постоянная,
равная 8,86 пФ/м.
Фазовая скорость распространения электромагнитных волн в произволь-
ной среде определяется по формуле:
’ (L2I)
где ц = |тор,.и е = еоег — абсолютная магнитная и диэлектрическая проницаемость, соот-
ветственно; цги ег — соответственно относительная магнитная и диэлектрическая про-
ницаемость материала; ц0 и е() — соответственно магнитная и диэлектрическая посто-
янная.
Применительно к электрической емкости относительная диэлектричес-
кая проницаемость материала показывает, во сколько раз увеличится емкость
конденсатора Со, если заменить воздух между его обкладками на некоторый
диэлектрик
Се = £ГСО, (1.22)
где С£ — емкость конденсатора, заполненного диэлектрическим материалом.
Относительные проницаемости (магнитная и диэлектрическая) опреде-
ляются свойствами применяемых материалов. Например, для немагнитных
материалов = 1, для стали = 100...800. Для диэлектриков £г равна: для
воздуха 1, для полихлорвинила и т. п. диэлектриков — 2,8...3,2, для влагоза-
щитных лаков — примерно 4, для оснований печатных плат (гетинакс, стек-
лотекстолит различных марок и т. п.) — 4...6.
112
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Анализ формулы (1.21) позволяет сделать ряд полезных для практики про-
ектирования выводов. Для линий передачи необходимо применять только
немагнитные материалы. При этом цг= 1 и скорость распространения элек-
тромагнитной волны будет максимальной для данного случая. При введении
магнитного материала в конструкцию линии скорость падает, поскольку при
этом значение станет больше единицы. Расположенные рядом с линией
передачи магнитные материалы (например, корпус электронного средства)
снижают фазовую скорость.
При отсутствии магнитных материалов в конструкции линии передачи
принимаем = 1, тогда скорость распространения электромагнитной вол-
ны будет
1 _ 1
v=7^=v^’ о-**)
где = £ — коэффициент укорочения длины волны, который показывает, во сколько
раз уменьшается скорость распространения синусоидальной электромагнитной волны в
линии передачи; для коаксиальных кабелей этот коэффициент приводится в справочных
данных; vc — скорость распространения электромагнитной волны в свободном пространстве
(скорость света).
Окончательно получаем
V = / ^.
Таким образом, в линиях передачи скорость электромагнитной волны сни-
жается пропорционально корню квадратному из относительной диэлектрической
проницаемости изоляционного материала в составе линии. Поэтому в быстро-
действующих печатных платах предпочтение следует отдавать материалам с
малой диэлектрической проницаемостью.
Эффективная диэлектрическая проницаемость
При разработке быстродействующих систем стремятся применять мате-
риалы с минимальной диэлектрической проницаемостью. Достигается это
следующими основными путями:
• разработкой и применением новых материалов, для которых мини-
мизируется ег для сплошного материала. По современным данным,
для материалов, используемых для печатных плат, достигнуто значе-
ние гг > 1,8. Получить меньшее значение в настоящее время не уда-
ется из-за существования определенных физических и химических ог-
раничений;
• применением комбинированных материалов и специальных техничес-
ких решений, направленных на увеличение доли воздуха в готовом ма-
териале (например, вспениванием исходного диэлектрического мате-
риала); чем больше будет объемная доля воздуха в материале, тем ближе
к единице будет значение его относительной диэлектрической прони-
цаемости. В этом варианте формируется кусочно-однородная диэлек-
трическая среда.
1,4. Материалы для печатных узлов
113
На рис. 1.84 приведен пример кусочно-одно-
родной среды в микрополосковой линии, выпол-
ненной на двухсторонней печатной плате. Элек-
трическая емкость между сигнальным провод-
ником и слоем возвратных токов определяется
интегрированным действием трех диэлектричес-
ких сред: воздуха, паяльной маски и диэлектри-
ческого основания платы. Через каждую из этих
сред проходят силовые линии электрического
поля, и оценить усредненное значение диэлек-
трической проницаемости можно, введя поня-
тие эффективной диэлектрической проницаемо-
Паяльная Сигнальный
маска проводник
Основание
Слой
возвратных
токов
Рис. 1.84. Пример форми-
рования кусочно-однород-
ной среды в печатной плате
сти кусочно-однородной среды.
Расчет эффективной проницаемости в общем случае может быть выпол-
нен только с применением численных методов расчета. Подобный пример
можно найти в главе 8.
Для определения эффективной диэлектрической проницаемости экспе-
риментальным методом можно воспользоваться выражением
С0
(1.24)
где Се — реальная емкость некоторого конденсатора при наличии кусочно-однородной
среды; Со — емкость того же конденсатора при удалении диэлектрика и замене его воз-
духом.
Для эффективной проницаемости может быть получено малое значение,
определяемое объемной долей воздуха в составе диэлектрика: ге#> (1,1 ... 1,7).
Используя значение zeffi можно определить удельное время задержки рас-
пространения сигнала в линии передачи:
pd~v_v /ГТ” ’ ^eff' нс/м>
с У eff
(1.25)
где 3,3 нс/м — удельная задержка электромагнитной волны в свободном пространстве
(величина, обратная скорости света).
Эта простая формула очень полезна для инженерной оценки временных
соотношений в системе. При анализе дифференциальной пары (глава 6) не-
обходимо определить скорости распространения различных мод сигнала —
дифференциальной и общего вида. Для дифференциальной пары, располо-
женной на наружном слое печатной платы, каждому режиму будет соответ-
ствовать свое значение эффективной проницаемости, а следовательно, и ско-
рости распространения соответствующей моды. Как будет показано, это при-
водит к дрожанию фронта сигнала (джиттеру).
Очевидно, что выражение (1.25) может быть использовано при однород-
ном диэлектрике, когда Ее^- =
114
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Диэлектрические потери
При распространении сигнала по линии передачи происходит поглоще-
ние энергии в материале основания платы, вызывая ее нагрев. Рассеяние энер-
гии приводит к снижению амплитуды сигнала и увеличению фронта сигна-
ла на выходе линии передачи. Чем больше потери энергии в материале, тем
больше деградация фронта сигнала и больше вероятность возникновения меж-
символьных помех при передаче данных. Свойство материала по рассеянию
энергии характеризуется коэффициентом рассеяния, или тангенсом угла ди-
электрических потерь (1.19):
t g Рассеянная энергия _ Резистивные потери
Полная энергия Проводимость
Чем меньше значение этого коэффициента, тем предпочтительней при-
менение материала для создания быстродействующих плат. Коэффициент рас-
сеяния зависит от частоты нелинейно, поэтому значение этого коэффици-
ента должно указываться для определенной частоты. Существенное прояв-
ление потерь наблюдается с частоты 1 ГГц.
Значение ослабления может быть оценено по формуле [45]
5 = 90/tg5^e^, дБ/м. (1.26)
Приведем в качестве примера параметры некоторых диэлектрических ма-
териалов, применяемых для изготовления печатных плат [44]. В табл. 1.22
даны параметры материалов для цифровых приложений. Они пригодны для
применения в МПП, и ряд из них выпускается в виде фольгированных. Для
этих материалов используется электролитическая фольга, что обеспечивает
ровную блестящую поверхность, которая способствует хорошему воспроиз-
ведению тонкого рисунка топологических элементов.
Материалы ВТ Epoxy, Cyanate Ester, Polyimide разработаны для замены FR4
в приложениях, которые требуют экстремальной механической стабильности.
Очень высокими электрическими параметрами отличается материал Rogers 4003.
Материалы, рекомендованные для аналоговых приложений (на примере
материалов корпорации Rogers Corp.), приведены в табл. 1.23 [44]. Все ма-
териалы фольгированные и имеют как электролитическую фольгу, так и ка-
таную фольгу.
Различие между материалами для аналоговых и цифровых приложений
заключается в следующем:
• материалы для аналоговых приложений обычно имеют меньшее зна-
чение относительной диэлектрической проницаемости, что обеспечи-
вает большую стабильность на высоких частотах и при изменении тем-
пературы;
• материалы для аналоговых приложений имеют меньший допуск на тол-
щину диэлектрического основания;
• фольга материалов для аналоговых приложений может быть как элек-
тролитической, так и катанной; для цифровых приложений фольга при-
меняется только электролитической;
1.4. Материалы для печатных узлов
115
Таблица 1.22
Диэлектрические материалы для цифровых приложений
Материал (на 1 МГц) Допуск на толщину, мкм tg <5
FR4 (стеклотекстолит) 3,9-4,6 ±(25-50) 0,02-0,03
FR408 3,4-4,1 ±(25-50) 0,01-0,015
ВТ Epoxy 3,9-4,6 ±(25 -50) 0,015-0,02
Cyanate Ester 3,5-3,9 ±(25 -50) 0,009
Polyimide 4,0-4,5 ±(25 -50) 0,01
GETEK 3,5-4,2 ±(25 -50) 0,012
Nelco 4000-13 3,7 (на 1 ГГц) ±25 0,01
Nelco 4000-13SI 3,5 (на 1 ГГц) ±25 0,009
Nelco 6000 3,5 (на 1 ГГц) ±25 0,008
Nelco 6000SI 3,2 (на 1 ГГц) ±25 0,003 - 0,005
Speedboard N (препрег) 3,0 ±25 0,02
Speedboard С(препрег) 2,6-2,7 ±25 0,004
Arion 25/Rogers 4003 3,4 (на 10 ГГц) ±25 0,0027
DriClad(IBM) 4,1 0,011
RogersRF35 3,5 0,0018
Таблица 1.23
Диэлектрические материалы для аналоговых приложений
Материал Ег(на 10 МГц) Допуск на толщину, мкм tg 8 Возможность применения в МПП
Rogers Ultralam 2000 2,4-2,6 ±12,5 0,0019 нет
Rogers 5870 2,3 ±12,5 0,0012 нет
Rogers 5880 2,2 ±12,5 0,0009 нет
Rogers 6002 2,94 ±12,5 0,0012 да
Rogers 3003 3,0 ±25 0,0013 да
Rogers 6006 6,15 ±12,5 0,0019 нет
Rogers 6010 10,2 ±12,5 0,0023 нет
Rogers 3006 6,15 ±25 0,0025 да
Rogers 3010 10,2 ±25 0,0035 да
• только отдельные материалы для аналоговых приложений могут при-
меняться в МПП, а материалы для цифровых приложений все пригодны
для таких применений;
116
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
• обычно коэффициент потерь материалов для аналоговых приложений
на порядок лучше, чем у материалов для цифровых приложений.
Следует отметить, что стоимость материалов с низкими показателями мо-
жет отличаться на два порядка от стоимости высококачественных материа-
лов. Так материал RogersRF35 в 5 раз дороже FR4.
Рассмотрим более детально механизм потерь в диэлектрике.
Ток через конденсатор задается уравнением:
dV
I = С0 —= C0cocos(coz),
где / — ток, текущий через конденсатор; Со — емкость конденсатора; (о — угловая часто-
та, в рад/с; V — амплитуда синусоидального напряжения, приложенного к конденсатору.
В идеальном конденсаторе потерь нет. В нем ток отстает от напряжения
на л/2. Если идеальный конденсатор заполнить диэлектриком с относитель-
ной проницаемостью ег, то емкость пропорционально возрастет.
Ток через идеальный конденсатор, заполненный идеальным, свободным
от потерь диэлектриком, будет расти пропорционально диэлектрической
проницаемости и будет отставать от напряжения на 90°, а следовательно, ни-
какая мощность рассеиваться не будет, т. е. в идеальном конденсаторе нет
диэлектрических потерь.
Тем не менее реальные диэлектрики имеют некоторое сопротивление. Когда
реальные материалы устанавливают между металлическими пластинами кон-
денсатора с напряжением постоянного тока, то будет существовать некоторый
ток, который течет через конденсатор. Обычно его называют током утечки. Этот
эффект может быть смоделирован идеальным резистором. Сопротивление
утечки является следствием нахождения материала между пластинами конден-
сатора. Для микрополосковой линии передачи, которую можно представить
в виде плоского конденсатора, ток утечки можно определить по формуле:
D /и> 1 /
^рт=;т (,27>
Ток утечки, который течет через это сопротивление, определяется по фор-
муле
, _ V _r/ h
1к8’Г Г? (Г28)
1kg • ГУ
где Akg — ток Утечки через диэлектрик; V— напряжение; Alkg — сопротивление утечки, свя-
занное с диэлектриком; р — объемное сопротивление для тока утечки диэлектрика; о —
объемная электропроводность для тока утечки диэлектрика (р = 1/о); / — длина участка,
по которому протекает ток утечки; и> — ширина участка; h — толщина диэлектрика между
обкладками конденсатора (сигнальным и возвратным путем).
Ток утечки, проходящий через резистор, совпадает по фазе с напряжением.
Этот ток определяет мощность рассеяния в материале и, соответственно, по-
тери. Мощность, рассеянная на резисторе, с приложенным к нему постоян-
ным напряжением, будет определяться по формуле:
1.4. Материалы для печатных узлов
117
где: V — напряжение на резисторе, В; R — сопротивление резистора, Ом.
Поскольку для большинства диэлектриков объемное сопротивление очень
большое (около 1012 Омсм), то для линии передачи длиной 250 мм с волно-
вым сопротивлением 50 Ом, шириной w = 2h, сопротивление утечки состав-
ляет около 1011 Ом. Результирующая потеря мощности через это сопротив-
ление будет незначительной, менее, чем 1 нВт.
Тем не менее для большинства материалов удельное сопротивление ма-
териала зависит от частоты и уменьшается по мере ее возрастания. Это яв-
ляется следствием появления тока утечки. Есть два механизма утечки через
диэлектрик. Первым является движение ионов. Это основной механизм для
постоянных токов, но его вклад в общую проводимость мал.
Второй механизм связан с переориентацией постоянных электрических
диполей в материале. Чем больше частота синусоидального напряжения, тем
больше ток и меньше объемное удельное сопротивление на этой частоте.
Поэтому сопротивление материала уменьшается с увеличением частоты.
Удельная электропроводность материала обратно пропорциональна удель-
ному сопротивлению, а = 1/р. Объемное удельное сопротивление материа-
ла уменьшается с частотой, в то время как объемная удельная электропро-
водность с частотой растет. Большинство диэлектриков ведет таким образом:
их удельная электропроводность является константой на постоянном токе,
пока не будет достигнута определенная частота, а затем начнет увеличивать-
ся пропорционально частоте. Рис. 1.85 показывает изменение объемной про-
водимости материала FR4 с частотой. Рост начинается с частоты около 10 Гц.
На более высоких частотах движение диполей играет большую роль, и утеч-
ка тока через реальный конденсатор растет при повышении частоты. Этот
ток будет синфазным с напряжением и будет похож на резистивный. На еще
Рис. 1.85. Зависимость объемной проводимости диэлектрика при изменении частоты
118
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
более высоких частотах сопротивление утечки будет уменьшаться, и мощ-
ность рассеивания увеличится из-за нагрева диэлектрика. Эффективное
вращение диполей переводит электрическую энергию в механическую энер-
гию. Взаимодействие диполей с соседями и остальной частью основы поли-
мера заставляет материал нагреваться.
Фактическая поглощенная энергия слишком мала, чтобы вызывать значи-
тельное повышение температуры. Для предыдущего примера линия переда-
чи с волновым сопротивлением 50 Ом даже при частоте 1 ГГц имеет сопротив-
ление утечки диэлектрика менее 1 кОм и мощность рассеяния менее 10 мВт.
В линиях передачи диэлектрические диполи забирают энергию из энер-
гии сигнала и вызывают уменьшение уровня сигнала в конце линии. Чем
больше частота, тем больше утечка переменного тока — удельная электро-
проводность, и тем больше потеря мощности в диэлектрике.
Коэффициент рассеяния
Описать рассмотренное свойство материала можно коэффициентом рас-
сеяния. Тогда объемная удельная электропроводность диэлектрика будет оп-
ределяться формулой
о = 27r/E0£rtg 8, (1.29)
где f — частота синусоидального колебания, Гц; е0 — диэлектрическая постоянная, е0 =
= 8,89-10-14 Ф/см; ег— относительная диэлектрическая проницаемость; tg 5 — тангенс угла
диэлектрических потерь (коэффициент рассеяния), безразмерная величина:
tg 8 ~ ирОтах,
где п — плотность числа диполей в диэлектрике; р — дипольный момент, значение заряда
на разнос зарядов в диполе; (?тах — сдвиг диполя в приложенном поле.
С ростом частоты диполи колеблются быстрее, что приводит к росту тока
и увеличению удельной электропроводности. Важно иметь в виду, что в оп-
ределении коэффициента рассеяния, как тангенса угла 8, символ 8 не имеет
отношения к толщине скин-слоя, который также обозначается греческой
буквой 8. Не следует путать два этих обозначения.
В реальных материалах движение Qmax диполей замедлено, и эта способ-
ность зависит от структуры материала. Более плотное расположение дипо-
лей, которое удерживается полимерами, имеет малую диэлектрическую про-
ницаемость и низкий коэффициент рассеяния.
Диэлектрики с низкой диэлектрической проницаемостью (например, теф-
лон, кремниевая резина, полиэтилен) обладают очень низким коэффициентом
рассеяния.
Для большинства диэлектриков, применяемых для печатных плат, можно
принять коэффициент рассеяния постоянным и слабо зависящим от часто-
ты. Однако могут быть определенные изменения коэффициента рассеяния от
партии к партии, а также этот коэффициент может изменяться в зависимос-
ти от технологических процессов обработки диэлектрика. Повышенное вла-
гопоглощение приводит к увеличению числа молекул воды, что приведет к
увеличению коэффициента рассеяния. В гибких пленках из полиимида или
каптона влажность может удвоить коэффициент рассеяния.
1.4. Материалы для печатных узлов
119
Для комплексного описания электрических свойств диэлектрических мате-
риалов требуются два показателя. Диэлектрическая проницаемость показы-
вает, как материал увеличивает емкость и снижает скорость распростране-
ния сигнала в линии. Коэффициент рассеяния характеризует число диполей и
их подвижность и показывает, как увеличивается проводимость при увеличе-
нии частоты. Оба показателя слабо зависят от частоты и будут изменяться
от партии к партии материала.
Более детально с характеристиками материалов, которые применяются
при изготовлении печатных плат, можно познакомиться в [8, 20].
Потери в проводниках
Последовательное сопротивление току проявляется во время его распро-
странения к нагрузке и возврата к источнику. Оно определяется удельным
сопротивлением проводника и его сечением, через которое протекает ток.
Постоянный ток распределен по сечению проводника равномерно, и сопро-
тивление печатного проводника равно:
Я = р—, Ом, (1.30)
где р — удельное объемное сопротивление материала проводника, Ом см; / — длина про-
водника, см; W— ширина проводника, см; t — толщина проводника, см.
Возвратный ток в полосковых и микрополосковых линиях передачи про-
текает по широким проводящим слоям. Сопротивление этих слоев очень мало
и поэтому может не учитываться. Для медного проводника шириной 0,125 мм,
толщиной 35 мкм и длиной 250 мм сопротивление постоянному току соста-
вит 0,1 Ом.
Объемное удельное сопротивление меди, как и всех других металлов, по-
стоянно до частот 100 ГГц. На первый взгляд, и сопротивление проводника
может приниматься постоянным. На самом деле при повышении частоты со-
противление проводника увеличивается из-за влияния скин-эффекта. Суть
этого эффекта заключается в оттеснении тока к периферии проводника, что
приводит к уменьшению эффективного сечения проводника.
Толщина 6 скин-слоя определяется соотношением:
8=77’мм- <L3"
где f — частота синусоидального колебания, МГц; ц — абсолютная магнитная проницае-
мость материала проводника, о — проводимость материала проводника.
Для медного проводника ц = ц0 = 1,256 мкГн/м, о =5,8-107 См/м, что по-
зволяет рассчитать толщину скин-слоя по формуле
5=667177,мкм- (| 32)
Если сигнал частотой в 1 ГГц проходит по медному проводнику, то ток
концентрируется на поверхности проводника в слое толщиной 2,1 мкм. Это
120
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Микрополосковая г------Сигнал
линия ш
приближенное значение. На са-
мом же деле расположение рядом
с сигнальным проводником воз-
Путь возвратного
тока
Полосковая
линия
Путь возвратного
тока
Рис. 1.86. Распределение тока в проводни-
ках толщиной 0,035 мм в составе линий
передачи с волновым сопротивлением
50 Ом, с частотой сигнала в 10 МГц.
Более темный тон показывает
большую плотность
вратного проводника приводит к
перераспределению тока по сече-
нию проводников из-за эффекта
близости. Плотность тока увели-
чивается на сторонах проводника,
обращенных друг к другу. Пример
распределения тока по сечению
проводников в микрополосковой
линии на частоте 10 МГц показан
на рис. 1.86 [4]. Точный расчет рас-
пределения тока по сечению про-
водников для этого случая возмо-
жен только с применением чис-
ленных методов.
Для частот выше 3,6 МГц толщина скин-слоя будет меньше толщины про-
водника, типичное значение которой составляет 35 мкм.
Распределение тока по сечению проводника происходит под воздействием
следующего эффекта: ток стремится распространяться по пути с наимень-
шим полным сопротивлением, что на высоких частотах соответствует пути
с наименьшей индуктивностью контура. Поэтому условные нити тока в каж-
дом проводнике стремятся распространяться как можно разрозненнее, чтобы
уменьшить парциальную самоиндукцию каждого проводника, и одновремен-
но ток в обратном направлении в возвратном проводнике будет распрост-
раняться по возможности ближе к сигнальному току, чтобы увеличить пар-
циальную взаимную индуктивность между двумя потоками.
Это означает, что для всех важных частотных компонентов сигнала распре-
деление тока в проводниках печатных плат ограничено толщиной скин-слоя,
и сопротивление всегда будет зависеть от частоты, если она больше 3,6 МГц.
В таком режиме скин-слой ограничивает рабочую толщину проводника, по ко-
торой протекает ток. В этом случае сопротивление R проводника должно быть
описано уравнением:
Я = р—, Ом,
wo
(1.33)
где р — удельное сопротивление материала, Ом см; / — длина проводника, см; w — шири-
на проводника, см; 5 —толщина скин-слоя, см.
Таким образом, последовательное сопротивление проводника в линии пе-
редачи будет увеличиваться с увеличением частоты. Вопрос о том, как эта за-
висимость сопротивления от частоты влияет на потери, будет поднят далее.
1.4. Материалы для печатных узлов
121
1.4.3. Материалы с высокой магнитной
проницаемостью
Если относительная магнитная проницаемость материала больше 1, то маг-
нитное поле внутри материала усиливается относительно немагнитного ма-
териала. Только три металла, образующих группу ферромагнетиков, имеют
проницаемость более 1: железо, никель и кобальт. Большинство сплавов, в
состав которых входят эти металлы, имеют относительную проницаемость
более 1. Примером может служить феррит, широко используемый в радио-
электронике, содержащий железо и кобальт, проницаемость которого око-
ло 1 000. В межсоединениях используются два распространенных сплава: Alloy
42 и ковар (Kovar). Проницаемость этих материалов может достигать 100...500.
Это достаточно высокая проницаемость для того, чтобы повлиять на частот-
ные свойства межсоединений (сопротивление, индуктивность), выполнен-
ных из этих материалов.
Для проводников из ферромагнетиков собственная индуктивность провод-
ника будет определяться внутренней и внешней самоиндукцией. Все линии
магнитного поля, соответствующие внешней самоиндукции, расположены толь-
ко в воздухе, который имеет относительную проницаемость 1. Поэтому внешняя
самоиндукция проводника из ферромагнетика точно такая же, как и у немаг-
нитного материала, например, меди. Одинаковый ток в магнитном и немагнит-
ном проводнике вызывает одинаковое магнитное поле на 1 Атока в них.
Внутреннее магнитное поле в ферромагнитном проводнике из-за действия
магнитной проницаемости будет усилено. На низких частотах индуктивность
этого проводника очень высокая, но на частотах более I МГц, из-за скин-эф-
фекта собственная индуктивность становится сравнимой с индуктивностью
медного провода такого же размера.
Толщина скин-слоя, в котором протекает ток на высоких частотах, для
ферромагнитных проводников значительно меньше, чем у медного провод-
ника из-за высокой магнитной проницаемости. Например, никель с объемной
проводимостью 1,4-107 См/м и проницаемостью около 100, имеет глубину
скин-слоя:
мкм>
где f — частота синусоидального сигнала, МГц.
Это в 5 раз меньше, чем для меди.
На определенной частоте сечение, по которому протекает ток в никеле-
вом проводнике, будет значительно тоньше, чем в медном проводнике. Кроме
этого, объемное удельное сопротивление никелевого проводника выше.
Поэтому значение последовательного сопротивления никелевого проводника
будет больше медного примерно в 10 раз, а следовательно, сопротивление
выводов из ковара или Alloy 42 на высоких частотах может быть очень вы-
соким по сравнению с немагнитными выводами.
122
Глава 1. Печатные платы в цифровых системах
Рис. 1.87. Распределение тока
в микрополосковой линии,
покрытой никелем (темные
участки соответствуют боль-
шей плотности тока): 1 — ни-
келевое покрытие; 2 — сиг-
нальный проводник из меди;
3 — диэлектрическое основа-
ние платы; 4 — слой протека-
ния возвратных токов
Поверхность микрополосковой линии на пе-
чатной плате часто покрывается слоем никель/зо-
лото для улучшения процесса присоединения
компонентов к печатному монтажу Слой нике-
ля фактически не действует на электрические
свойства трассы, поскольку он расположен на
стороне проводника, противоположной относи-
тельно возвратного пути. Токи протекают по пути
с наименьшим полным сопротивлением, поэто-
му прямой и возвратный токи текут на поверхно-
стях проводников, расположенных ближе друг к
другу (эффект близости). При покрытии медно-
го проводника никелем, ток течет по меди, по-
скольку покрытие нанесено на стороне с мини-
мальной плотностью тока (рис. 1.87).
Это одна из причин, по которой покрытие се-
ребром выводов из Alloy 42 или ковара обеспе-
чивает немагнитный путь по внешней поверхности проводника из магнитного
материала на высоких частотах.
Для сечения произвольной формы точное определение конфигурации
скин-слоя — достаточно трудная задача и может быть решена с помощью чис-
ленных методов и специальных программных средств.
_____________Глава 2_____________
Электрофизические параметры
печатного монтажа
2.1. Полное сопротивление и электрические
модели печатного монтажа
2.1.1. Описание целостности сигнала в решениях
и терминах полного сопротивления
В высокоскоростных цифровых системах сигнал представляется в виде
переменных токов или переменных напряжений. Эти переменные сигналь-
ные параметры взаимодействуют с электрическими параметрами межсоеди-
нений, что приводит к искажениям сигнала. На высоких частотах искаже-
ния сигнала настолько значительны, что его нельзя рассматривать как циф-
ровой с четко выраженными статическими состояниями и некоторым мо-
нотонным переходом из одного состояния в другой. Сигнал приобретает не-
которую произвольную форму, напоминая аналоговый. Для оценки воздей-
ствия электрических параметров печатных проводников и других топологи-
ческих элементов на искажения сигнала необходимо детальное рассмотре-
ние этих параметров и, в первую очередь, полного сопротивления меж-
соединения. Полное сопротивление — ключевой электрический параметр пе-
чатного монтажа.
Полное сопротивление £ определяется отношением напряжения к току [37]:
V Id2 ( т И
г = 7 = ? + “ |2|>
где И— действующее значение напряжения в цепи; /—действующее значение тока в цепи;
R, L, С — последовательно соединенные активное сопротивление, индуктивность и ем-
кость некоторой цепи; со — круговая частота, на которой определяется полное сопротив-
ление цепи.
Величина в круглых скобках в выражении (2.1) называется реактивным
сопротивлением х. Она имеет размерность сопротивления. Член со£, учитыва-
ющий реакцию самоиндукции, называется индуктивным сопротивлением х£,
124
Глава 2. Электрофизические параметры печатного монтажа
а член l/(coQ, учитывающий реакцию емкости, называется емкостным со-
противлением хс:
7 I 7 I
Х = СО£-------, Xi = COL, Хг =------
соС L с соС
(2.2)
Зная полные сопротивления межсоединений, можно точно рассчитать ис-
кажения сигнала и внести соответствующие коррективы в конструкцию пе-
чатной платы в процессе проектирования. Если известно, как геометрия цепи
и свойства материалов влияют на ее полное сопротивление, тогда можно дол-
жным образом спроектировать поперечное сечение линии передачи, топо-
логию сигнальных проводников, шин питания и заземления, выбрать мате-
риалы и другие элементы конструкции платы так, чтобы достичь желаемого
полного сопротивления.
Полное сопротивление описывает очень важные электрические свойства
межсоединений. Знать полное сопротивление межсоединений и задержку рас-
пространения сигнала в них — значит иметь почти исчерпывающую инфор-
мацию об электрических свойствах межсоединений, а следовательно, и об
искажении сигнала в них.
Существуют четыре основные задачи обеспечения целостности сигналов,
каждую из которых можно описать, используя понятие полного сопротив-
ления [4, 24, 25, 47].
I. Искажения сигнала, возникающие при отражении от мест изменения
полного сопротивления в межсоединениях. Это — помехи отражения.
Если полное сопротивление постоянно на пути распространения сиг-
нала, то не будет отражений и искажений сигнала. Эффекты затуха-
ния сигнала при его распространении вызваны шунтирующим воздей-
ствием сопротивления.
2. Перекрестные помехи возникают из-за переноса энергии электрическими
и магнитными полями, которые образуются при взаимодействии линий
передач. Взаимная емкость и взаимная индуктивность между элемента-
ми межсоединений участвуют в образовании полного сопротивления.
3. Помехи в шинах питания и заземления при коммутации цифровых мик-
росхем определяются значениями полных сопротивлений шин. При
снижении их полных сопротивлений условия работы цифровой сис-
темы улучшаются.
4. При наличии в линиях передачи помех дифференциального и общего
вида следует уметь управлять значением полного сопротивления для этих
составляющих с целью избирательного подавления соответствующих
помех. Необходимо увеличивать полное сопротивление для синфазного
тока, что приводит к уменьшению уровня синфазных помех.
Не только проблемы, связанные с целостностью сигнала, лучше описыва-
ются с помощью понятия полного сопротивления, но и методы проектирова-
ния для обеспечения целостности сигнала также основаны на этом понятии.
Существуют модели, по которым определяются полные сопротивления
для реальных межсоединений. Полное сопротивление характеризует среду
2.1. Полное сопротивление и электрические модели печатного монтажа 125
распространения сигнала, обеспечивающую желаемый режим работы устрой-
ства. Например, сближение слоев питания и заземления в МПП приводит к
увеличению емкости шины питания относительно земли и, соответственно,
к уменьшению полного сопротивления шины питания и улучшения ее ре-
жима работы.
Если будет определено, как физическое расположение межсоединений
влияет на их полное сопротивление, то можно описать процесс прохожде-
ния сигналов в них и принять наиболее рациональное решение по конструк-
ции платы и топологии сигнальных проводников.
Полное сопротивление — это тот фактор, который помогает объединить
физические и электрические параметры при проектировании печатных плат.
Стратегия проектирования заключается в необходимости обеспечить выпол-
нение требований к значению полного сопротивления и осуществления его реа-
лизации в конструкции платы.
В процедуре верификации, стараясь обеспечить оптимальные характерис-
тики физической системы, переходят от физической структуры к эквивалент-
ной электрической модели. Полное сопротивление результирующей электри-
ческой модели определяет, как параметры межсоединения влияют на напряжение
и ток сигнала. Используя какую-либо программу для моделирования электри-
ческих схем, можно предсказать, каковы будут формы напряжения источника
в результате воздействия на них полного сопротивления межсоединения.
Наконец, важно предсказать форму анализируемого сигнала, определить,
происходит ли искажение его формы или прочие отклонения от технических
требований, а затем сделать вывод, насколько приемлем разрабатываемый
вариант конструкции платы, или же он должен быть видоизменен. В целом,
процесс создания элементов электронного устройства, места и роли физичес-
кого и виртуального прототипа детально рассмотрен ранее в главе 1.
Одна из важных задач проектирования плат состоит в нахождении пол-
ного сопротивления каждого из элементов цепей, влияющих на целостность
сигнала и ЭМС, используя эквивалентную электрическую схему, и в вычис-
лении полного сопротивления для комбинации элементов цепи, что позво-
лит описать поведение любой модели.
2.1.2. Полные сопротивления реальных
и идеальных элементов цепей
Электрический термин «полное сопротивление» имеет точное определение
на базе соотношения между током, протекающим через компонент, и напря-
жением на нем. Это базовое соотношение применяется к любому двухполюс-
ному прибору, такому, как резистор, развязывающий конденсатор, вывод
корпуса микросхемы или соединения в печатных платах. Когда есть больше,
чем два вывода, определение полного сопротивления более сложное, так как
следует принимать во внимание дополнительные клеммы.
Для двухполюсных приборов определение полного сопротивления дано
выражением (2.1). Например, если напряжение на резисторе 5 В и через него
126
Глава 2. Электрофизические параметры печатного монтажа
протекает ток в 0,1 А, то сопротивление должно быть 5В / 0,1А = 50 Ом. Это
определение полного сопротивления применимо абсолютно во всех ситуа-
циях, в частотной и временной области, для любого реального прибора. Видно,
что полное сопротивление цепи идеального резистора с сопротивлением R
равно его активному сопротивлению z = R.
Существует два крайних случая:
1) Открытый контур, в котором ток не течет. Если ток через прибор для
любого напряжения обращается в нуль, то полное сопротивление будет равно
бесконечности. Полное сопротивление открытого контура (режим холостого
хода) очень велико.
2) В режиме короткого замыкания, при котором напряжение равно нулю,
полное сопротивление всегда будет равно 0 Ом.
При анализе конструкций элементов и узлов электронных средств раз-
деляют два типа компонентов — идеальные и реальные. Параметры реаль-
ных приборов поддаются измерению. Это приборы, которые физически су-
ществуют, и чьи электрофизические параметры реально влияют на функци-
онирование изделия.
Идеальные устройства — это математическое описание (математические
модели) элементов цепи, которые имеют точные конкретные значения. Ма-
тематические модели могут воспроизводить работу реальных приборов с той
или иной степенью приближения, которая зависит от точности математичес-
кого описания реальных процессов и адекватности трактовок физических
явлений. Математическая формулировка теории электрических цепей при-
менима только для идеальных приборов. Модели реальных приборов состав-
ляются из комбинации идеальных приборов.
Очень важно различать реальные и идеальные элементы цепи [4, 49].
Полное сопротивление любого реального физического электрического со-
единения или пассивного компонента может быть измерено. Измерить па-
раметры идеальных элементов цепи невозможно, также как невозможно рас-
считать полное сопротивление любого реального элемента цепи. Другими сло-
вами: рассчитать можно только идеальные компоненты, а экспериментально
исследовать можно только реальный компонент. Поэтому важно четко пред-
ставлять различие между реальными компонентами и идеальными элемен-
тами цепи (рис. 2.1).
Одна из основных задач при создании виртуального прототипа разраба-
тываемой платы состоит в определении эквивалентной схемы проектируе-
мой цепи, состоящей из идеальных элементов, полное сопротивление которых
приближается к реальному значению. Если подобный переход будет выпол-
нен, то у разработчика появляется инструмент анализа, при помощи кото-
рого он может отлаживать виртуальный прототип изделия. Модель цепи
должна быть приближена к реальной конструкции, и всегда важно оценить
степень приближения.
При создании моделей используются четыре идеальных двухполюсных эле-
мента цепи, комбинация которых описывает реальный объект: резистор (про-
водимость), конденсатор, индуктивность и линия передачи.
2.1. Полное сопротивление и электрические модели печатного монтажа 127
Обычно первые три элемента называ-
ют сосредоточенными элементами цепи,
в том смысле, что их свойства могут быть
«сосредоточены» в одной точке. Элемент
«линия передачи» — это модель с распре-
деленными параметрами, которая наилуч-
шим образом моделирует электрические
соединения. При определенных условиях
модель с распределенными параметрами
может быть замещена моделью на сосре-
доточенных элементах [48]. Идеальные
элементы цепи имеют точное значение,
которое описывает их взаимодействие с то-
ками и напряжениями.
Эквивалентная электрическая модель
цепи представляет собой идеализирован-
Рис. 2.1. Развязывающий конденсатор
в корпусе 1206 (о), смонтированный
на плате, и его эквивалентная модель
(б), составляющая комбинацию иде-
альных элементов цепи: R - 0,5 Ом,
L = 1.78 нГн, С =0,67 нФ.
ное электрическое описание реальной структуры. Это приближение основа-
но на использовании идеальных элементов цепи. Адекватная модель обеспе-
чивает полное сопротивление, которое соответствует полному сопротивлению
реального прибора. На этой модели разрабатываемой конструкции можно про-
гнозировать, каковы будут искажения сигнала, и какой будет взаимодействовать
с другими сигналами. Для оценки адекватности модели необходимо знать по-
ведение идеальных элементов.
2.1.3. Полные сопротивления во временной области
Полное сопротивление идеального резистора
во временной области
Для каждого из четырех базовых элементов цепи можно записать зави-
симость, которая показывает, как напряжение и ток связаны между собой.
Соотношение между напряжением и током для идеального резистора зада-
ется известным соотношением:
V= IR,
(2.3)
где V — напряжение на резисторе, В; I — ток через резистор, A; R — сопротивление рези-
стора, Ом.
Во временной области полное сопротивление идеального резистора со-
гласно определению будет
z = V/I=(IR)/I = R.
(2.4)
Это говорит о том, что полное сопротивление резистора постоянно и не
зависит от тока через резистор или напряжения на нем.
128
Глава 2. Электрофизические параметры печатного монтажа
Полное сопротивление идеального конденсатора
В идеальном конденсаторе рассматривается соотношение между зарядом,
запасенным между двумя пластинами, и напряжением на них. Емкость иде-
ального конденсатора определяется соотношением:
C = Q/U, (2.5)
где С — емкость, Ф; V— напряжение между пластинами, В; Q— заряд, запасенный меж-
ду пластинами, К.
Значение емкости конденсатора описывает эту емкость как отношение
запасенного заряда к разности напряжений на обкладках. Большая емкость
означает возможность накопить большой заряд при малом напряжении.
Полное сопротивление конденсатора может быть вычислено при условии,
что известен ток через конденсатор и напряжение на нем. Если напряжение на
конденсаторе меняется, то считается, что через конденсатор течет ток. В дей-
ствительности при изменении потенциала на одной обкладке конденсатора на
другой обкладке индуцируется заряд противоположного знака. При этом кон-
денсатор при изменении напряжения ведет себя так, как будто через него про-
текает ток.
Выразив в (2.5) заряд через емкость и напряжение и взяв производную от
обеих частей полученного выражения, можно записать новое соотношение
тока и напряжения:
I=dQ/dt = C-dV/dt,
где / — ток через конденсатор; Q — заряд пластин конденсатора; С — емкость конденса-
тора; V — напряжение на конденсаторе.
Если напряжение близко к постоянному, то ток через конденсатор прак-
тически равен нулю. Используя это соотношение, можно рассчитать полное
сопротивление идеального конденсатора:
_ И _ V
Zc~f~cd--' (2.6)
Э/
Это выражение говорит о том, что полное сопротивление конденсатора за-
висит от формы напряжения на нем. Если крутизна изменения напряжения
велика (т. е. напряжение меняется очень быстро), то ток через конденсатор
велик, а полное сопротивление мало. Конденсаторы большой емкости име-
ют малое полное сопротивление.
Полное сопротивление идеальной катушки индуктивности
Напряжение на идеальной катушке индуктивности определяется выражением:
Э/
Г = , (2.7)
dt
где L — индуктивность катушки; / — ток через катушку.
2.1. Полное сопротивление и электрические модели печатного монтажа 129
Из формулы следует, что напряжение на катушке индуктивности зависит от
того, как быстро меняется ток через нее. Если ток постоянен, то напряжение
на катушке равно нулю. Если ток через катушку быстро меняет свое значение,
это вызовет большое падение напряжения на индуктивности. В данном случае
индуктивность есть коэффициент пропорциональности между напряжением и
скоростью изменения тока. Большое значение индуктивности означает, что малое
изменение тока генерирует большое напряжение на индуктивности.
Часто возникают вопросы о направлении, в котором происходит перепад
напряжения. Если изменить направление протекания тока на противополож-
ное, то полярность наведенного (индуцированно-
го) напряжения поменяется. Легче всего запомнить
полярность напряжения, посмотрев перепад на-
пряжения на резисторе.
При протекании постоянного тока через рези-
стор, ток течет от положительного контакта к от-
рицательному. Так же происходит в индуктивно-
сти: ток протекает в направлении от плюса к ми-
нусу. Это показано на рис. 2.2.
Используя это базовое определение индуктив-
ности, можно вычислить полное сопротивление
катушки индуктивности как отношение напряже-
ния на зажимах катушки к току через катушку
индуктивности:
I г
+ —I I---
dl/dt
Рис. 2.2. Напряжение на
катушке индуктивности
для изменяющегося тока
по направлению такое же,
как на резисторе при
протекании через него
постоянного тока
_У _ dl/dt
4-i-L—r
(2.8)
Хотя полное сопротивление катушки индуктивности хорошо определе-
но, его неудобно использовать во временной области. Если ток через катушку
быстро изменяется, то ее полное сопротивление большое; если скорость
изменения тока через катушку индуктивности незначительна, то полное
сопротивление очень мало. Для постоянного тока полное сопротивление
катушки индуктивности близко к нулю. Полное сопротивление катушки
индуктивности очень сильно зависит от формы тока через нее.
В частотной области полные сопротивления определяются несколько
проще.
2.1.4. Полные сопротивления в частотной области
Описание поведения идеального компонента в частотной области рассмат-
ривается при синусоидальных сигналах: синусоидального тока и напряже-
ния. Синусоиды имеют три параметра: частоту, амплитуду и фазу. Общепри-
нято описывать фазу в радианах. Угловая частота со связана с частотой/си-
нусоидального сигнала соотношением со= 2л/ где угловая частота измеряется
в рад/с, а частота синусоидального сигнала в Гц (1/с).
5
130
Глава 2. Электрофизические параметры печатного монтажа
Время
Рис. 2.3. Синусоиды тока через идеальный
элемент и напряжения на нем
Важно иметь в виду, что все
основные элементы цепи и меж-
соединения — это линейные уст-
ройства, т. е. при прохождении
через них синусоидального сиг-
нала определенной частоты не
возникает новых частотных со-
ставляющих. Амплитуда тока си-
нусоидальной волны может иметь
смещенную фазу по отношению
к напряжению, но их частоты бу-
дут одинаковы (рис. 2.3). Когда
берется отношение двух синусоид, нужно учитывать их амплитуды и разность
фаз между ними.
Отношение двух синусоидальных волн — это пара значений, содержащих
информацию об их амплитудах и фазах при определенном значении часто-
ты. Абсолютная величина отношения амплитуд двух синусоидальных волн
дает значение полного сопротивления:
I*l=l7|- Ом.
Полное сопротивление любого элемента цепи — это два числа, модуль и фаза
для каждого значения частоты. Значения полного сопротивления и фаза пол-
ного сопротивления могут быть зависимы. Отношение амплитуд или фаза мо-
жет изменяться с частотой. При описании полного сопротивления в частотной об-
ласти необходимо точно знать, для какой частоты производится это описание.
В частотной области полное сопротивление может быть описано комп-
лексными числами, то есть, используя действительную и мнимую часть. Это
позволяет формализовать решение с использованием комплексных чисел,
что упрощает вычисления полного сопротивления в сложных цепях. В ком-
плексном числе заложена необходимая информация — модуль и фаза.
Рассмотрим протекание синусоидального тока через резистор и синусо-
идальное напряжение, которые связаны через сопротивление R резистора:
V = /Osin(co/)J?.
Если взять отношение напряжения к току через резистор, можно убедиться,
что это в точности будет значение сопротивления:
V _ /0 sin(cor) • 7?
I /0 sin(coz)
(2.9)
Для резистора полное сопротивление не зависит от частоты, и сдвиг фаз
равен нулю. Полное сопротивление идеального резистора не меняется в ши-
роких диапазонах частот.
2.1. Полное сопротивление и электрические модели печатного монтажа 131
Ток через конденсатор — это производная от напряжения, то есть уже ко-
синусоидальная волна:
, J(K0sin(co/)) _ IZ z ч
1 =С-------------= CcoK0cos(co/). (2.10)
Из этого выражения видно, что амплитуда тока будет увеличиваться с ча-
стотой, даже если амплитуда напряжения постоянна. Чем больше частота, тем
больше амплитуда тока через конденсатор. Следовательно, полное сопротив-
ление конденсатора будет уменьшаться с ростом частоты согласно формуле:
_У _ Уоsin(coz) _ 1 sin(coz)
Zc I CcoH0cos(co/) соС cos(coz) (2.11)
Очевидно, модуль полного сопротивления конденсатора равен 1 /соС. Так,
если угловая частота увеличивается, полное сопротивление уменьшается. Даже
если значение емкости постоянно при изменении частоты, полное сопротив-
ление все равно будет уменьшаться с частотой.
Сдвиг фаз между волнами синуса и косинуса в данном случае равен —90°.
Когда запись ведется в комплексном виде, то —90° в комплексном виде — это
—У, и полное сопротивление конденсатора равно —j/оэС.
Определим в качестве примера полное сопротивление развязывающего
конденсатора, установленного в цепи питания, на частоте 1 ГГц, который
имеет емкость 10 нФ. Принимаем конденсатор за идеальный. Такой идеальный
конденсатор будет иметь полное сопротивление:
Zc = 1 / (2тс х 1 ГГцх 10 нФ) ~ 1/(6 х 109 х 10 х 10"9) = 1/60 ~ 0,016 Ом.
Это весьма малое полное сопротивление. Если реальный развязывающий кон-
денсатор работает как идеальный, полное сопротивление будет около 16 мОм
на частоте 1 ГГц. Конечно, на низкой частоте полное сопротивление будет больше.
При 1 Гц полное сопротивление этого конденсатора будет около 16 МОм.
Используем частотную область для анализа индуктивности. При прохождении
синусоидальной волны через индуктивность падение напряжения на ней будет:
>z , J(/nsin(co/)) , z ч
V = L dt—- = £w /0 cos(co/).
Видно, что при постоянной амплитуде тока напряжение на индуктивно-
сти будет расти с увеличением частоты. Это означает, что полное сопротив-
ление индуктивности растет с частотой.
Используя базовое определение полного сопротивления, выражение для
его определения может быть преобразовано следующим образом:
_ V _ со£ • /0 cos(co/) _ cos(cor)
Zl I /Osin(cor) sin(co/) (2.12)
132
Глава 2. Электрофизические параметры печатного монтажа
Модуль полного сопротивления растет с частотой, даже если значение ин-
дуктивности постоянно.
Разность фаз в случае индуктивности между волнами напряжения и тока
составляет +90°, что в комплексной форме соответствует у, и полное сопро-
тивление индуктивности записывается в виде:
zL =j(dL.
В реальном развязывающем конденсаторе индуктивность зависит от фор-
мы тела конденсатора и его выводов. Пусть грубая оценка истинной индук-
тивности конденсатора будет 2 нГн. Тогда полное сопротивление последо-
вательной индуктивности реального конденсатора на частоте 1 ГГц прибли-
женно будет:
ZL = 2л: х 1 ГГц х 2 нГн х 6 х 1х109 х 2х10-9 = 12 Ом.
Для развязывающего конденсатора это слишком большое значение. Же-
лательно иметь его не более 0,1 Ом. Из приведенных примеров видно, что
полное сопротивление реального конденсатора с учетом его суммарной ин-
дуктивности почти на два порядка выше, чем идеального.
Значения сопротивления, емкости, индуктивности идеальных резисторов,
конденсаторов, индуктивностей постоянны при изменении частоты. В случае
идеального резистора его полное сопротивление постоянно при изменении
частоты. При увеличении частоты полное сопротивление конденсатора будет
уменьшаться, а для индуктивности полное сопротивление будет увеличиваться.
Важно понимать, что для идеального конденсатора или индуктивности, даже
если значение емкости и индуктивности абсолютно постоянно с частотой,
полное сопротивление меняется при изменении частоты.
2.1.5. Эквивалентные схемы компонентов
Поведение полного сопротивления реальных межсоединений на печат-
ной плате может быть приближенно промоделировано комбинацией идеаль-
ных элементов в виде эквивалентной схемы, или модели.
Эквивалентная схема фактически представляет собой виртуальный про-
тотип. Для ее построения необходимо знать топологию электрической цепи,
реализованной на плате, значения параметров всех компонентов и всех элек-
трофизических параметров топологических элементов. Однако значения этих
параметров не всегда удается определить на этапе проектирования, и часто
эквивалентная схема ограничена только базовыми элементами модели. Ис-
следование этой схемы проводится на этапе параметрической верификации
виртуального прототипа.
Важно иметь в виду, что эквивалентная схема есть не что иное, как набор
идеальных элементов, которые используются для моделирования поведения ре-
альных межсоединений.
Это всегда ограничивает возможности по описанию реальных процессов
в межсоединениях за счет эквивалентных схем. Степень приближения мо-
2.1. Полное сопротивление и электрические модели печатного монтажа 133
жет быть оценена путем экспериментальных исследований. Для каждой
модели необходимо определить два важных момента: насколько адекватна
структура модели, и какова область ее применения, например, по частотно-
му диапазону. Чем выше частотный диапазон работы реального устройства,
тем больше ожидаемые расхождения между результатами анализа эквивален-
тной схемы и экспериментом.
Опыт говорит, что всегда следует начинать рассмотрение с простейшей
модели с последующим ее усложнением до получения приемлемого результата.
Рассмотрим пример. Определим полное сопротивление развязывающего кон-
денсатора, который подключен к выводу питания интегральной микросхемы.
Можно ожидать, что этот реальный компонент может быть промоделирован в
виде простого конденсатора. Но насколько адекватна эта простейшая модель
на высоких частотах? Для приближения к реальной ситуации на высоких час-
тотах следует учитывать активное сопротивление и индуктивность элементов
подключения конденсатора (выводов конденсатора, соответствующих отрезков
печатных проводников). Это означает, что к модели первого порядка в виде
одиночной емкости С следует добавить элементы 7? и L для получения модели
второго порядка. Реальный развязывающий конденсатор описывается его пол-
ным сопротивлением, которое должно учитывать параметры самого конденсатора
и элементов его подключения. На рис. 2.4 представлены результаты измерений
[4], выполненных на частотах от 10 МГц до 5 ГГц, и анализа модели первого и
второго порядка для конденсатора 0,67 нФ.
Видно, что простейшая модель удовлетворительно работает на низких ча-
стотах. Поэтому простейшая модель в виде идеального конденсатора емко-
стью 0,67 нФ является приемлемой моделью, но только до частот 70 МГц.
Для высоких частот следует применять более точную модель, представляю-
щую последовательное соединение идеального конденсатора, сопротивления
Рис. 2.4. Сравнение результатов моделирования
конденсатора с экспериментальными данными:
1 — модель первого порядка; 2 — модель второго порядка;
3 — экспериментальные результаты
134
Глава 2. Электрофизические параметры печатного монтажа
и индуктивности. При правильном выборе этих параметров поведение мо-
дели будет хорошо отражать реальность (рис. 2.4) до высоких частот (5 ГГц).
Полное сопротивление модели второго порядка определяется по формуле
^(со) = Я + j\ со£——
V соС
Это показывает, что при точном выборе параметров модели из идеальных эле-
ментов можно достаточно точно моделировать поведение реальных объектов.
2.1.6. Выбор моделей
Затраты время,усилия,
стоимость
Рис. 2.5. Зависимость между
адекватностью модели
и затратами для достижения
результата
Модели для электрических соединений и пассивных устройств могут быть
созданы исходя из экспериментов или расчетов. В любом случае, сначала
нужно определить топологическую модель печатной платы. Синтезируемая
модель постоянно балансирует между адекватностью и простотой, а так же
между временем и усилиями, необходимыми для
достижения результата. В общем случае, высо-
кая адекватность требует больших материальных
и временных затрат (рис. 2.5). Наиболее раци-
онально начать с простейшей модели, усложняя
ее до получения желаемой адекватности.
Когда межсоединение представлено в виде
электрически короткой линии, то простейшая
модель, с которой можно начать анализ, содержит
набор сосредоточенных электрических элементов.
Когда межсоединение однородное и электрически
длинное, то лучшей моделью замещения будет
идеальная модель линии передачи.
Как отмечалось выше, простейшей моделью
сосредоточенных элементов является обособ-
ленное сопротивление, индуктивность, или ем-
кость. Далее простейшим вариантом будет набор двух из них, затем трех и
так далее. Ключевым фактором, с помощью которого можно определить не-
обходимость усложнения исходной модели, является полоса пропускания,
которой должна соответствовать модель. Однако каждая широкополосная
модель должна также обеспечивать хорошее соответствие на низких часто-
тах, иначе моделирование переходных процессов, которые могут иметь низ-
кочастотные составляющие внутри сигналов, будет неточным.
Для пассивных одиночных элементов, таких, как резисторы, предназна-
ченные для монтажа на поверхность, развязывающие конденсаторы и филь-
тры, могут быть использованы различные модели. На рис. 2.6 иллюстрируются
идеальные схемы замещения перечисленных выше элементов на разных час-
тотах (в низкочастотных и высокочастотных областях). Как показано выше для
случая с развязывающим конденсатором, однокомпонентная модель хорошо
2.1. Полное сопротивление и электрические модели печатного монтажа 135
работает на низких частотах, а широкополосная
модель работает до частот 5 ГГц. Полосу пропус-
кания модели не так легко оценить.
Многие межсоединения могут быть представ-
лены в виде электрически коротких (это поня-
тие раскрывается в главе 3) линий, и к ним мо-
гут применяться простейшие электрические мо-
дели замещения. Такой моделью для печатных
проводников является простой конденсатор. На
рис. 2.7 показаны графики полного сопротивле-
ния микрополосковой линии длиной 25 мм, по-
лученные экспериментально и теоретически для
модели первого и второго порядков. Моделью
первого порядка выступает простейший конден-
сатор с полосой пропускания около I ГГц. Мо-
делью второго порядка является последователь-
ная индуктивность L и параллельная емкость С
с полосой пропускания около 2 ГГц. Таким образом, если заявленная поло-
са пропускания будет меньше, чем 1 ГГц, то простой идеальный конденса-
тор может быть использован как точная модель этого межсоединения, а при
полосе около 2 ГГц следует применить АС-модель.
Лучшая модель электрически длинной линии передачи — это идеальная
модель линии передачи в виде распределенной линии. Этот элемент рабо-
тает как на низких, так и на высоких частотах. На рис. 2.8 показаны изме-
ренное сопротивление микрополосковой линии передачи длиной 25 мм и
теоретически рассчитанная характеристика модели идеального элемента. Рас-
хождения минимальны на всей полосе пропускания.
На низкой
частоте
На высоких
частотах
Реальные элементы
R С
Простейшие на-
чальные модели компонен-
тов или электрических со-
единений на низких
и высоких частотах
Рис. 2.6.
Рис. 2.7. Измеренное полное сопротивление печатного проводника длиной 25 мм
и теоретически рассчитанное сопротивление модели первого и второго порядков:
7 — емкостная модель первого порядка; 2 — АС-модель второго порядка;
3 — экспериментальные данные
136
Глава 2. Электрофизические параметры печатного монтажа
Рис. 2.8. Замеренное сопротивление микрополосковой линии связи и теоретически
рассчитанная модель идеального элемента распределенной линии:
7 — идеальная модель; 2 — экспериментальные данные
Идеализированная схема резистора может моделировать действительное
поведение реального резистора вплоть до необычайно высокой частоты. Су-
ществуют три общепринятые технологии производства резистивных компо-
нентов: выводной, для монтажа на поверхность (SMD-резистор) и интегри-
рованные пассивные устройства (IPD-резистор). На рис. 2.9 показаны экс-
периментальные зависимости полного сопротивления от частоты этих резис-
тивных компонентов. Идеальный резистор имеет постоянное сопротивле-
ние на всех частотах. Эта простая модель совпадает с реальным резистором
на низких частотах, но имеет ограниченную полосу пропускания, зависящую
от технологии изготовления резисторов.
Идеализированный резистор будет иметь постоянное сопротивление на
всей частотной области. Как можно видеть, поведение IPD-резистора совпа-
дает с идеальным резистивным элементом по всей измеряемой частотной
полосе (5 ГГц). SMD-резисторы являются хорошей аппроксимацией идеа-
Рис. 2.9. Измеренное полное сопротивление трех различных резистивных компонен-
тов: 1 — выводное сопротивление; 2— SMD-резистор; 3 — IPD-резистор
2.2. Сопротивление и его модели
137
лизированных резисторов вплоть до 2 ГГц. Точность моделирования зависит
от геометрии монтажа и расположения на плате. Выводные резисторы при-
ближаются к идеальному резистору на частотах до 500 МГц. Далее наблюда-
ется возрастающее расхождение между реальным компонентом и идеальной
моделью. Главный эффект, появляющийся на высоких частотах и вызываю-
щий отмеченное расхождение, — это влияние индуктивных свойств реально-
го резистора. Модель с широкой полосой пропускания обязательно будет со-
держать индуктивные элементы и, вполне вероятно, — емкостные элементы.
Наличие топологической модели печатной платы — это только часть ре-
шения задачи. Другая часть заключается в определении значений электрофи-
зических параметров из результатов измерений, с помощью эмпирических пра-
вил, аналитических аппроксимаций и численных методов расчетов исходя из
геометрических свойств и свойств материала для каждого топологического эле-
мента. Точность модели будет зависеть от того, насколько хорошо можно за-
менить реальную геометрию стандартными шаблонами, для которых имеет-
ся хорошая аппроксимация, или от того, насколько хорошо мы сможем при-
менить численные методы анализа. В том случае, когда нужны грубые, при-
ближенные результаты, можно использовать эвристические правила.
2.2. Сопротивление и его модели
2.2.1. Физические основы сопротивления
Электрические свойства межсоединений связаны с определенным распо-
ложением проводников и диэлектриков и их взаимодействием с электричес-
кими и магнитными полями сигнальных токов и напряжений. Понимание
связи между геометрическими размерами и электрическими свойствами дает
объяснения того, как сигнал взаимодействует с физической моделью соеди-
нительного проводника и как она влияет на целостность сигнала и другие
виды помех в печатном узле.
Ключ к улучшению электрофизических параметров проектируемой платы,
отвечающей требованиям целостности сигнала, заключается в возможности
точного прогнозирования электрических характеристик устройства на уров-
не виртуального прототипа и эффективной оптимизации этих параметров для
получения заданных электрических характеристик.
Все электрические свойства некоторого объекта могут быть полностью
описаны уравнениями Максвелла [48, 50]. Эти четыре уравнения описыва-
ют электрические и магнитные поля, а также граничные условия в зависи-
мости от структуры проводника или диэлектрика. В принципе, имея достаточно
мощный компьютер с соответствующим программным обеспечением, мож-
но, введя схему расположения всех элементов печатной платы и исходные на-
пряжения, рассчитать желаемые электрические и магнитные поля. Эти урав-
нения дают наиболее полный и общий конечный результат, показывающий,
соответствует ли данная плата техническим требованиям. Важно отметить,
что возможность определения всех изменяющихся во времени электрических
138
Глава 2. Электрофизические параметры печатного монтажа
и магнитных полей не дает понимания того, что следует изменить или доба-
вить для получения нужных результатов. Из-за сложности описания печат-
ной платы пока не существует способа ее точного и полного моделирования
с помощью уравнений Максвелла.
Процесс проектирования — интуитивный процесс. Новые идеи — продукт
фантазии и творчества. Электродинамическое рассмотрение нужно не для чис-
ленного решения уравнений Максвелла, а для понимания сути происходящих яв-
лений и процессов.
Каждая модель состоит из двух основных частей: топологии схемы и зна-
чений параметров каждого элемента схемы. Отправной точкой при модели-
ровании межсоединений является использование различных комбинаций трех
идеальных сосредоточенных элементов схемы (резисторов, емкостей, индук-
тивностей) или идеальной модели линии передачи (распределенного элемен-
та — Г-элемента). В следующей главе будет подробно рассмотрено понятие
линии передачи и определены ее параметры.
Физический вид Электрический вид
Рис. 2.10. Физическое и электрическое
представление микрополосковой линии
передачи
Моделирование линии передачи —
это переход от физического объекта,
описываемого такими геометрическими
параметрами, как длина, ширина и тол-
щина проводников, входящих в ее со-
став, к его эквивалентной схеме, описы-
ваемой с помощью R-, L-, С-элементов,
например, как показано на рис. 2.10.
Следующим шагом после разработ-
ки топологии схемы межсоединения яв-
ляется нахождение значения параметров. Задача состоит в переводе геометри-
ческих параметров и свойств материала в эквивалентные параметры идеальных
R-, С-, L-, или Г-элементов. В данном разделе рассматривается, как сопротив-
ление определяется геометрическими параметрами и свойствами материала.
В первом приближении сопротивление электрического соединения рассмат-
ривается как идеальный резистор.
Выбрав фрагмент топологии печатного проводника таким образом, что-
бы он соответствовал элементу идеального резистора, можно использовать
один из трех аналитических методов нахождения значений параметров, ос-
новываясь на специфике геометрии соединения.
Модель проводника в виде идеального
Рис. 2.11. Описание геометрических
параметров проводника
резистора — всего лишь одно из хороших
приближений для анализа межсоединения.
Такая аппроксимация приемлема для про-
водника, у которого поперечное сечение
меньше его длины, что вполне подходит
для анализа печатных проводников. На
рис. 2.11 показаны фрагмент проводника
и его геометрические параметры, необхо-
димые для определения сопротивления.
2.2. Сопротивление и его модели
139
В случае, когда проводник имеет размеры поперечного сечения меньше
его длины, сопротивление может быть рассчитано следующим образом:
Л = р4 (2.13)
Л
где R — сопротивление, Ом; р — удельное сопротивление, Омсм; / — расстояние между
концами соединения, см; S = wt — площадь поперечного сечения, см2; w — ширина про-
водника, см; t — толщина фольги, см.
Удельное сопротивление меди равно 1,68 мкОмхсм. Тогда при длине пе-
чатного проводника 10 см, ширине 0,1 см и толщине фольги 35 мкм полу-
чим значение его сопротивления 48 мОм. Это позволяет иметь приближен-
ную оценку сопротивления печатного проводника на постоянном токе как
0,5 Ом на длине 1 м при ширине проводника 1 мм.
Для оценки сопротивления печатных проводников с определенной тол-
щиной фольги удобно воспользоваться формулами
R = 0,48—, Ом, при толщине фольги 35 мкм, (2.14)
w
Я = 0,96—, Ом, при толщине фольги 17 мкм, (2.15)
w
где / — длина проводника, м; w — ширина проводника, мм.
Для удобства определения сопротивления на рис. 2.12 приведены соот-
ветствующие графики, дающие значение сопротивление на 1 м длины.
Удельное сопротивление медной фольги и металлизированных покрытий
отличается от удельного сопротивления натуральной металлической меди [8].
Они имеют следующие усредненные значения:
чистая отожженная медь — 1,72 мкОмсм,
медная фольга — 1,75 мкОмсм,
Рис. 2.12. Зависимости удельного (на 1 м) сопротивления печатных проводников от их
ширины и толщины: 1 — толщина фольги 17 мкм; 2—35 мкм
140
Глава 2. Электрофизические параметры печатного монтажа
медное гальванопокрытие — (1,8—2,5) мкОмсм,
химически осажденная медь — (2—100) мкОмсм.
Реальная толщина проводников на печатных платах отличается от номи-
нальной толщины фольги. В табл. 2.1 [8] приведены реальные значения ме-
таллической толщины проводников в печатных платах.
Таблица 2.1
Реальные значения металлической толщины проводников
Масса единицы площади Толщина, мкм
унция/кв. фут г/кв.м номинальная внутренние слои (без металлизации) внешние слои после металлизации
0,5 152,5 17.2 12 45
1 305 34,3 28 60
2 610 68,6 64 100
3 915 103,0 98 130
4 1220 137,0 130 170
Учитывая возможный разброс удельных сопротивлений материалов, уча-
ствующих в формировании сопротивления проводника, а также в плохо про-
гнозируемых погрешностях геометрических параметров печатных проводников,
оценка активного сопротивления проводников печатного монтажа на посто-
янном токе и низких частотах проводится приближенно. Как будет показано
ниже, это сопротивление имеет значительно меньший эффект, чем сопротив-
ление проводника, вызванное скин-эффектом на высоких частотах.
Для проводников, которые используются для соединения кристаллов с вы-
водами внутри корпусов микросхем, из-за малости сечения проводника его со-
противление может быть относительно высоким. Например, сопротивление
золотого провода диаметром 25 мкм и длиной 2 мм составляет около 0,1 Ом.
Если ширина проводника изменяется ступенчато, то, очевидно, его сум-
марное сопротивление будет определяться суммой сопротивлений отрезков
проводника, имеющих постоянную ширину. При плавном изменении ши-
рины ее следует усреднить по длине проводника.
В сигнальных проводниках протекают относительно малые токи, но при
контроле печатных плат в тестовых режимах токи в проводниках могут дос-
тигать больших амплитуд. При протекании тока по проводнику из-за активных
потерь происходит его разогрев. Температура проводника повышается, что
вызывает дополнительное сопротивление пропорционально температурному
коэффициенту сопротивления. Связь между током, параметрами проводника
и его температурой задается эмпирическим уравнением [51, 52]
/= 22,6Д7Ю’445()’68, А,
где ДТ — приращение температуры, °C; S — площадь сечения проводника, мм2.
Формула получена аппроксимацией экспериментальных данных, поэтому
точность расчетов для конкретных данных не будет высокой.
2.2. Сопротивление и его модели
141
Для более четкого понимания свойств сопротивления рассмотрим более
детально такие понятия, как объемное удельное сопротивление материала,
сопротивление на единицу длины и поверхностное сопротивление.
2.2.2. Объемное удельное сопротивление материала
Объемное удельное сопротивление р — это основное свойство материала,
присущее всем проводникам. Объемное удельное сопротивление измеряется
в Ом-длина, например Ом м или Ом см. Оно должно иметь такую размерность,
чтобы связанное с ним сопротивление измерялось в омах. Из формулы «удель-
ное сопротивлениедлина/(длина-длина) = сопротивление» видно, что удельное
сопротивление должно измеряться в единицах «Ом-длина».
Объемное удельное сопротивление — это свойство, не связанное с формой или
с объектом, это свойство самого материала.
Удельное сопротивление р обратно пропорционально удельной проводи-
мости о:
р = I/O. (2.17)
Единица измерения проводимости, 1/Ом, — сименс (См). Таким образом,
удельная проводимость измеряется в См/м.
В табл. 2.2 даны значения удельного сопротивления основных проводя-
щих материалов, применяемых при создании электронной аппаратуры.
Необходимо отметить, что значения удельного сопротивления одного и того
же материала в разных условиях могут различаться на 10 %. Например, зна-
чение объемного удельного сопротивления медной фольги колеблется между
1,5-1,8 мкОм см, в зависимости от способа ее получения. Чем более пористый
Таблица 2.2
Значения удельного сопротивления проводниковых материалов
Материал Удельное сопротивление, мкОмсм Материал Удельное сопротивление, мкОм см
Серебро 1,47 Стеклоткань с серебряным наполнителем ~10
Медь 1,68 Олово 10,1
Золото 2,01 Эвтектический сплав олова/свинец 15
Алюминий 2,61 Вывод корпуса 19,3
Молибден 5,3 Ковар 49
Вольфрам 5,3 А11оу42 57
Никель 6,2 Эпоксидная смола с серебряным наполнителем ~300
142
Глава 2. Электрофизические параметры печатного монтажа
материал, тем выше его удельное сопротивление. Если нужно знать удель-
ное сопротивление с меньшей погрешностью, чем 10 %, нужно измерить его
для конкретного образца.
Термин «объемное удельное сопротивление» используется по отношению
к внутренним свойствам материала. Это отличает его от «сопротивления на
единицу длины» и от «поверхностного сопротивления».
2.2.3. Сопротивление на единицу длины проводника
Когда сечение проводника однородно подлине, например в проводе или
в печатном проводнике, сопротивление межсоединения будет пропорцио-
нально его длине. При однородном сечении сопротивление на единицу длины
будет постоянным и вычисляется в общем случае по формуле (2.13).
Несмотря на то, что сопротивление на единицу длины зависит от параметров
сечения проводника, некоторая усредненная оценка для типичных значений
размеров сечения должна быть известна проектировщику. Это помогает опе-
ративно оценить ожидаемый результат при разработке проекта. Так сопротив-
ление золотого проволочного соединения составляет 0,04 Ом/мм, а печатно-
го проводника при толщине фольги 35 мкм — 0,5 Ом/м. Зная длину трассы,
легко сделать приближенную оценку ее сопротивления.
В технической литературе зарубежных авторов часто применяют обозна-
чение проводов согласно коду AWG (American Wire Gauge). Перевод этих обо-
значений в эквивалентный диаметр дан в табл. 2.3. Например, провод 22AWG,
который часто используется в компьютерных системах, имеет диаметр 0,025".
Его сопротивление на единицу длины составляет R{ = 0,5 мОм/см.
Таблица 2.3
Соответствие диаметров провода и его кода AWG
КодАУ/С Диаметр, дюйм (мм) Сопротивление, Ом, надлине 100 м (при р = 1,74 мкОм см)
24 0,0201 (0,510) 8,55
22 0,0254 (0,645) 5,38
20 0,0320 (0,813) 3,38
18 0,0403 (1,024) 2,13
16 0,0508 (1,290) 1,34
14 0,0640(1,626) 0,84
12 0,0808 (2,052) 0,53
10 0,1019 (2,588) 0,33
2.2.4. Поверхностное сопротивление
Для электрических соединений, выполняемых на керамических, стекло-
текстолитовых и т. п. основаниях, таких, как печатные платы, токопроводя-
щие трассы выполняются из однородных слоев проводящего материала. Все
проводники на каждом слое имеют практически одинаковую толщину. В том
2.2. Сопротивление и его модели
143
случае, если ширина трассы одина-
кова по всей длине (рис. 2.13), она
может быть разделена на п квадратов,
п = l/w, где /—длина трассы, w— ши-
рина трассы.
Сопротивление трассы можно
посчитать по формуле:
Толщина
Ширина, \\
Длина, I
Рис. 2.13. Деление однородной по ширине
трассы на квадраты
£ Я
tW \tj\w
(2.18)
Первый множитель, (р//), постоянен для каждой трассы, выполненной
на слое, толщиной t. Таким образом, одинаковые проводящие слои будут иметь
одинаковые объемные сопротивления и толщину. Этому выражению дано спе-
циальное название — поверхностное сопротивление, которое равно
^sq = p/r. (2.19)
Второй множитель, (//w) в выражении (2.18), определяет наименьшее число
квадратов, на которое может быть разделена поверхность трассы. Теперь фор-
мулу для расчета сопротивления трассы можно переписать в следующем виде:
R = (2.20)
Единицей измерения поверхностного сопротивления также является ом.
В случае п = 1 сопротивление между концами квадратной трассы будет так-
же и сопротивлением слоя. Таким образом, поверхностное сопротивление
относится к единичной площади проводника. Это означает, что сопротив-
ление квадратного слоя не зависит от значения стороны квадрата. Этот факт
получил отражение в наименовании величины поверхностного сопротивле-
ния — «Ом на квадрат» (Ом/квадрат).
Поверхностное сопротивление зависит от объемного сопротивления и
толщины слоя. Для западных производителей в типичных печатных платах,
изготовленных из слоев медного проводника, толщина меди описывается как
вес меди на квадратный фут (Табл. 2.2). Такое описание появилось с того дня,
когда толщина медного покрытия стала измеряться с помощью панели в один
квадратный фут и взвешиваться. Медное покрытие, площадью в 1 квадратный
фут и толщиной в 35 мкм, весит 1 унцию (около 28 г). Медное покрытие тол-
щиной 17,5 мкм весит 14 г (0,5 унции). Основываясь на толщине и объемном
сопротивлении меди, делаем вывод: поверхностное сопротивление медного
покрытия толщиной 35 мкм составляет примерно 0,5 мОм/квадрат.
В отечественной промышленности толщина фольги для печатных плат
задается непосредственно в микрометрах, и ее типовое значение составляет
35 и 17,5 мкм.
Полезно запомнить, что поверхностное сопротивление медного покрытия
толщиной 35мкм составляет 0,5мОм на квадрат. Трасса шириной в 0,125мм
и длиной 125мм имеет 1000 квадратов, соединенных последовательно, и ее со-
противление будет 0,5 Ом.
144
Глава 2. Электрофизические параметры печатного монтажа
Рис. 2.14. Сопротивление на единицу длины
для трасс различной ширины с толщиной
медного покрытия в 35 мкм и 17,5 мкм
Поверхностное сопротив-
ление — это важная характе-
ристика проводящего слоя.
Если известно поверхност-
ное сопротивление слоя, то
можно рассчитать сопротив-
ление проводника на едини-
цу длины и общее сопротив-
ление проводника, выпол-
ненного в металлизирован-
ном слое. Зная ширину трас-
сы w и ее длину /, сопротив-
ление на единицу длины рас-
считывается по формуле:
(2.21)
Рис. 2.14 иллюстрирует изменение сопротивления на единицу длины для
трасс различной ширины с толщиной медного покрытия 35 мкм и 17,5 мкм.
Меньшее сопротивление имеет наиболее широкая трасса, как и ожидалось.
Для трассы в 0,125 мм шириной, часто использующейся во многих печатных
платах, типичным является медное покрытие в 35 мкм, которое имеет удельное
сопротивление 0,008 Ом/мм. Тогда трасса длиной 125 мм имеет сопротив-
ление 0,008 Ом/мм х 250 мм = 2 Ом.
Важно не забывать, что эти сопротивления рассчитываются, как и все ос-
тальные сопротивления, на постоянном токе или, по крайней мере, на низ-
ких частотах. Далее будет показано, что сопротивление трассы будет увели-
чиваться с частотой вследствие скин-эффекта. Объемное сопротивление про-
водника не изменится, но изменится распределение тока по сечению про-
водника. Высокочастотные составляющие сигнала будут распространяться
в тонком слое около поверхности проводника. Их интенсивность сильно
уменьшается при углублении в толщу проводника. У трасс с толщиной мед-
ного покрытия 35 мкм сопротивление начинает увеличиваться примерно с
3 МГц пропорционально квадратному корню из частоты. Скин-эффект ока-
зывает влияние и на индуктивность проводника.
2.2.5. Скин-эффект и распределение тока
по сечению проводника
Изменение сопротивления и индуктивности проводников связано с рас-
пределением тока по сечению проводника. Следует разделять режимы работы
по постоянному току и по переменному току. При постоянном токе или при
относительно низких частотах распределение тока по сечению будет равно-
мерным. При высоких частотах это распределение будет резко неравномер-
2.2. Сопротивление и его модели
145
Сплошной
медный
проводник
Силовые линии
внутренней
индуктивности
Силовые линии
внешней индуктивности
Рис. 2.15. Линии магнитного потока при постоянном токе сплошного медного провода
ным, что приводит к существенным изменениям сопротивления и индуктив-
ности проводника. Методически удобно рассмотреть скин-эффект на при-
мере проводника круглого сечения.
При анализе индуктивности следует рассматривать линии магнитного
поля, окружающие проводник. Эти линии частично расположены и внутри
проводника и определяют собственную индуктивность проводника. Это ил-
люстрируется на рис. 2.15.
Можно разделить собственную индуктивность на внутреннюю £int и вне-
шнюю Zext. Линии внутреннего магнитного поля расположены в толще ме-
талла, по которому протекает ток. Если распределение тока в сечении изме-
нится, то изменится и расположение линий внутреннего магнитного поля
и внутренняя самоиндукция.
Линии внешнего магнитного поля расположены вне пределов проводника,
и они не будут изменяться с частотой.
Рассмотрим два цилиндра распределения тока
в сечении сплошного проводника, которые имеют
одинаковую площадь (рис. 2.16). Поскольку пло-
щадь сечения цилиндров одинакова, то в них про-
текает одинаковый постоянный ток. Каждый из то-
ковых цилиндров имеет одинаковое число линий
магнитного поля во внешней области относительно
внешнего цилиндра. Число линий магнитного поля
определяется только суммарным током, который
охватывается этими линиями. Во внутренней об-
ласти внешнего цилиндра нет линий магнитного
поля, поскольку там нет токов этого цилиндра.
Ток внутреннего цилиндра имеет больше линий
внутренней самоиндукции, поскольку он имеет
Рис. 2.16. Два цилиндра
распределения тока в оди-
ночном сплошном медном
проводнике, имеющие оди-
наковую площадь сечения
большее расстояние от линий тока до внутренней стенки проводника. При
приближении линии тока к центру проводника увеличивается общее число
линий магнитного поля вокруг этого тока.
Токи, расположенные ближе к центру проводника, будут иметь большее число
линий магнитного поля на один ампер тока и более высокую самоиндукцию, чем
токи, расположенные ближе к поверхности проводника.
146
Глава 2. Электрофизические параметры печатного монтажа
При переменном токе каждая спектральная компонента тока будет про-
текать по пути с минимальным полным сопротивлением. Путь тока с боль-
шой индуктивностью будет обладать и большим полным сопротивлением.
Чем выше частота, тем выше будет полное сопротивление индуктивности,
и тем больше будет тенденция в поиске для тока пути с минимальной индук-
тивностью. Это приводит к распределению тока около внешней поверхнос-
ти проводника.
На высоких частотах токи в проводниках стремятся расположиться в тон-
кой области (скин-слое) около поверхности проводника.
К сожалению, имеется только несколько геометрических форм сечения
проводников, при которых геометрия распределения высокочастотного тока
по сечению может быть определена с достаточной точностью. Это, прежде
всего, провод круглого сечения. Для каждой частоты распределение тока
подчиняется экспоненциальному закону, согласно которому плотность тока
уменьшается к центру проводника (рис. 2.17).
Для скин-слоя принято равномерное распределение тока по его толщи-
не 5. Толщина скин-слоя зависит от частоты, проводимости металла, его маг-
нитной проницаемости и определяется формулой:
(2.22)
где 6 — глубина скин-слоя, м; о — проводимость материала, См/м; ц() — магнитная по-
стоянная, 4л • 10 7 Гн/м; — относительная магнитная проницаемость; f — частота, Гц.
Для меди с проводимостью 5,6х107 См/м и относительной магнитной про-
ницаемостью, равной 1, глубина скин-слоя составляет
5 = 66
’ мкм,
(2.23)
где f — частота, МГц.
Рис. 2.17. Распределение тока по сечению сплошного проводника (темная область —
большая плотность тока): слева — аппроксимация реального распределения; справа —
аппроксимация при допущении равномерного распределения тока в скин-слое
2.2, Сопротивление и его модели
147
Рис. 2.18. Толщина скин-слоя для меди в зависимости от частоты
На частоте 1 МГц глубина скин-слоя для меди составляет 66 мкм. На рис. 2.18
показано изменение толщины скин-слоя для меди в зависимости от частоты в
сравнении с толщинами проводников на печатных платах (35 мкм и 17,5 мкм).
Из графика видно, что скин-слой имеет толщину 35 мкм на частоте около 3,5 МГц
и толщину 17,5 мкм — на частоте приблизительно 10 МГц. Ниже этих частот
можно принять для соответствующих толщин проводников распределение тока
по сечению равномерным и не зависящим от частоты. В том случае, когда тол-
щина скин-слоя меньше толщины проводника, распределение тока, сопротив-
ление и индуктивность будут зависеть от частоты.
В реальных условиях всегда имеется как прямой путь тока в нагрузку, так
и путь возвратного тока от нагрузки к генератору. Это образует контур тока,
который обладает определенной самоиндукцией. При увеличении частоты
полное сопротивление контура тока из-за самоиндукции будет увеличиваться,
и ток в обоих проводниках будет перераспределяться таким образом, чтобы
уменьшить полное сопротивление или уменьшить самоиндукцию. Это пе-
рераспределение называется эффектом близости. Для печатного проводни-
ка в присутствии плоскости заземления условные нити тока будут стремиться
расположиться на ближайших друг к другу сторонах проводящих слоев.
Для определения этого перераспределения рассмотрим эффект уменьше-
ния самоиндукции контура при сближении прямого и обратного токов. В любом
случае токи в проводниках будут перераспределяться, поскольку токи проти-
воположного направления всегда стремятся быть ближе друг к другу, а токи
одного направления стремятся отдалиться друг от друга.
Точное распределение токов в каждом проводнике определяется на ос-
нове баланса двух явлений. Внутри каждого проводника нити тока одного
направления стремятся отдалиться друг от друга для уменьшения их парци-
альной самоиндукции. В то же время нити токов, текущих в противополож-
ных направлениях в прямом и обратном проводнике, стремятся сблизиться
для уменьшения их парциальной взаимной индуктивности. В результате нити
148
Глава 2. Электрофизические параметры печатного монтажа
Рис. 2.19. Распределение тока в проводнике круглого сечения диаметром 0,5 мм
и в сигнальном проводнике микрополосковой линии передачи, толщиной 35 мкм.
Более темные участки соответствуют более высокой плотности тока
тока распределяются по сечению проводников некоторым образом. Точное
значение этого распределения может быть определено только с применением
специальных программных средств.
На рис. 2.19 [3] показаны результаты моделирования распределения тока
в проводниках плоского кабеля диаметром 0,5 мм. На низких частотах толщина
скин-слоя соизмерима с толщиной проводника, и видно, что распределение
тока по сечению достаточно равномерно. На частоте 100 кГц толщина скин-
слоя в меди составляет 0,2 мм, что соизмеримо с диаметром провода, и скин-
эффект проявляется в незначительной степени. На частоте 1 МГц толщина скин-
слоя составляет 66 мкм, и скин-эффект ярко выражен. При увеличении час-
тоты этот эффект становится еще более выражен. Распределение тока всегда
будет таким, что полное сопротивление контура будет минимальным.
На этом же рисунке (рис. 2.19) показано распределение тока в микропо-
лосковой линии с толщиной меди 35 мкм. Видно, что на частоте 1 МГц рас-
пределение тока практически равномерно, но по мере роста частоты нерав-
номерность усиливается. Ток стремится к поверхности сигнального провод-
ника, расположенной ближе к плоскости возвратных токов, что обеспечивает
уменьшение полного сопротивление контура прямого и обратного тока.
По мере увеличения частоты из-за скин-эффекта уменьшается эффектив-
ное сечение протекания тока и увеличивается сопротивление проводника.
Когда глубина скин-слоя меньше геометрических размеров сечения провод-
ника, то при увеличении частоты площадь сечения, через которое протекает
ток, уменьшается пропорционально корню квадратному из частоты. При этом
сопротивление на единицу длины линии увеличивается также пропорциональ-
но квадратному корню из частоты.
2.2. Сопротивление и его модели
149
Рассмотрим микрополосковую линию передачи с медным покрытием
толщиной 35 мкм, шириной 0,125 мм. Сопротивление 7?dc единицы длины
проводника на постоянном токе равно
^dc = р / Wt,
где р — объемное удельное сопротивление; w — ширина сигнального проводника; t — гео-
метрическая толщина сигнального проводника.
На частотах более 10 МГц существенно проявляется скин-эффект, и со-
противление проводника будет зависеть от частоты. Сопротивление /?ас пе-
ременному току единицы длины проводника на высокой частоте в этом случае
определяется по формуле
^c=P-U (2.24)
wo
где 8 — толщина скин-слоя.
Из формул видно, что отношение сопротивлений 7?ac/7?dc = //5. На час-
тоте 1 ГГц глубина скин-слоя для меди составляет 2 мкм, и сопротивление
на высоких частотах для рассматриваемого проводника будет в 17,5 раз больше
(35/2 = 17,5), чем на постоянном токе. С повышением частоты сопротивле-
ние будет расти.
Рассмотрим зависимость индуктивности от частоты. На низких частотах
индуктивность определяется суммой £int + Zext. На высоких частотах суммар-
ная индуктивность будет определяться только внешней индуктивностью £ext,
и переход к этому значению будет на той частоте, при которой глубина скин-
слоя будет соизмерима с геометрической толщиной проводника. Индуктив-
ность выше этой частоты будет постоянна.
Расчеты внутренней и внешней индуктивности для проводников прямо-
угольного сечения являются трудной задачей: она может быть решена толь-
ко с применением специальных программных средств.
На рис. 2.20 показан результат расчета самоиндукции на единицу длины
контура микрополосковой линии. Видно, что из-за влияния скин-эффекта ин-
дуктивность на низких частотах больше, чем на высоких на соответствующее
0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000
Частота. МГц
Рис. 2.20. Значение самоиндукции микрополосковой линии
150
Глава 2. Электрофизические параметры печатного монтажа
значение внутренней самоиндукции. Снижение индуктивности системы пря-
мого и возвратного проводника может быть объяснено тем, что сближение
высокочастотных токов противоположного направления в проводниках из-
за эффекта близости приводит к увеличению компенсации магнитных полей
от этих токов. При этом суммарная индуктивность снижается. На частотах более
100 МГц ток распределен в тонком слое около поверхности проводника, и
индуктивность далее при увеличении частоты не изменяется.
Когда говорится о самоиндукции контура тока, наиболее часто имеется
в виду высокочастотное ограничение, связанное с распределением тока около
поверхности проводника. Понятие «высокая частота» относится к такой ча-
стоте, при которой токи протекают около поверхности проводника, и их
плотность не зависит от геометрической толщины проводника. Как было
показано выше, для печатных проводников с толщиной фольги 35 мкм «вы-
сокая частота» начинается приблизительно с 3,5 МГц.
2.3. Электрическая емкость в печатном
монтаже
2.3.1. Основные определения
Комплексное рассмотрение модели печатной платы требует учета магнитных
и электрических полей. Индуктивность соотносится с магнитным полем для
заданной геометрии проводников с током. Аналогично электрическая емкость
соотносится с электрическим полем электрических зарядов, которые распо-
ложены на проводниках платы. В простейшем случае объектом анализа является
электрическая емкость между двумя проводниками. Но печатная плата содер-
жит значительное число проводников, поэтому в данном случае рассмотре-
ние сводится к рассмотрению многопроводных линий, и задача требует более
сложных решений, основанных на матричном представлении результатов [3,
4, 48, 50, 53, 54]. Ввиду важности понятия электрической емкости для проек-
тирования печатных плат, рассмотрим его детально.
Между зарядами и потенциалами любых проводников существует одно-
значная линейная связь, для выражения которой вводится понятие элект-
рической емкости. В зависимости от вида рассматриваемой электростати-
ческой системы различают емкость уединенного проводника, емкость меж-
ду двумя проводниками и емкости в системе многих проводников.
Емкостью уединенного проводника называют скалярную величину, харак-
теризующую способность проводника накапливать электрический заряд и
равную отношению заряда проводника к его потенциалу при условии, что
все другие заряженные проводники бесконечно удалены.
Если обозначить заряд уединенного проводника через 0, а его потенци-
ал через U, то в соответствии с приведенным определением емкость этого
проводника в воздушной среде выразится формулой:
Cq=Q/U. (2.25)
2.3. Электрическая емкость в печатном монтаже
151
Емкостью между двумя проводниками называют скалярную величину,
равную абсолютному значению отношения электрического заряда одного из
проводников к разности их потенциалов при условии, что эти проводники
имеют одинаковые по значению, но противоположные по знаку заряды и что
все другие заряженные проводники бесконечно удалены. Подобная систе-
ма называется электро нейтральной.
Если заряды проводников равны ±0, а их потенциалы имеют значения
и U2, то в соответствии с приведенным определением емкость между этими
проводниками в воздушной среде выражается формулой:
(2.26)
Устройство из двух разделенных диэлектриком проводников (обкладок),
предназначенное для использования емкости между ними, называют кон-
денсатором, поэтому емкость между двумя проводниками иногда называют
также конденсаторной емкостью.
Обобщением введенных понятий на случай системы с произвольным ко-
нечным числом проводников является понятие собственных и взаимных
частичных емкостей. Разделение понятий собственной и взаимной частич-
ной емкости носит в значительной степени условный характер. Действитель-
но, любую систему из п проводников, занимающую конечный объем, мож-
но условно рассматривать как систему из п + 1 проводника, где проводни-
ком (п + 1) является сфера бесконечно большого радиуса, имеющая нулевой
потенциал. В новой системе собственную частичную емкость любого про-
водника, кроме (п + 1), можно интерпретировать как взаимную частичную
емкость между этим проводником и указанной сферой.
Собственной частичной емкостью проводника, входящего в систему
многих тел, называют скалярную величину, равную отношению заряда это-
го проводника к его потенциалу при условии, что все проводники системы
(включая и рассматриваемый) имеют одинаковый потенциал.
Взаимной частичной емкостью между двумя проводниками, входящими в
систему многих тел, называют скалярную величину, равную отношению за-
ряда одного из рассматриваемых проводников к потенциалу другого, при ус-
ловии, что все проводники, кроме последнего, имеют потенциал, равный нулю.
В соответствии с введенными определениями связь между зарядами и по-
тенциалами в системе п проводников выражается следующими уравнениями:
е, =С„1/, +C12(t/,-U2) + ... + C]n(U}-Un),
Q2=c2i(u2-ul)+c22u2+...+c2„(U2-u„),
(2.27)
Q„ = сп1(ип - и,)+сп2(ип - и2)+...+сти,
где Ct и Ц — заряд и потенциал проводника i (i = 1, 2, ..., п); Сц — диагональный эле-
мент матрицы есть собственная частичная емкость проводника i (i = 1, 2, ..., л); Clk —
152
Глава 2. Электрофизические параметры печатного монтажа
внедиагональный элемент матрицы есть взаимная частичная емкость между проводниками
/ и k (i, к = 1, 2, п\ i * к), при этом Clk = Cki, Qt — заряд проводника /.
Свойства емкостной матрицы (2.27) хорошо известны [50, 58], и они за-
ключаются в следующем:
Су=Сл, i,J = 1,2,...,п,
Сп >0, / = 1,2,...,п,
Сд<0, I* j = \,2,...,n,
7=1
(2.28)
Для одиночной линии (п = 1) из емкостной матрицы может быть полу-
чен важнейший параметр линии передачи — волновое сопротивление:
vC
(2.29)
где у — скорость распространения электромагнитной волны в диэлектрической среде линии;
С — емкость линии на единицу длины, что соответствует элементу Су, который характе-
ризует емкость между сигнальным и возвратным проводником в линии передачи.
01- Ц Ц,
Рис. 2.21. Система двух
проводников в присут-
ствии третьей плоскости
возвратных токов с по-
тенциалом, равным 0
Если рассматриваются два проводника, напри-
мер, как показано на рис. 2.21, то этот случай бу-
дет соответствовать дифференциальной паре, ко-
торая детально рассмотрена в главе 6.
Для нее возможны два режима работы [59], ко-
торые соответствуют четной и нечетной моде рас-
пространения сигналов в линиях. При четной моде
потенциалы линий одинаковы, и их можно принять
Ц = U2 = 1. Тогда из (2.27) получаем
G,even = (C,.l + C,.2),/=l,2 (2.30)
со значением волнового сопротивления для каждой линии
Z,even v(Czl+C,2)’ ' 1,1 (2'31)
Для режима нечетной моды потенциалы проводников противоположны,
т. е. = +1, U2 = -1. Тогда получаем
0,odd = (Czl - С,2), /= 1, 2 (2.32)
и волновое сопротивление
^/odd i/->4’ L 2.
v(C,.1-Cz2)
(2.33)
2.3. Электрическая емкость в печатном монтаже
153
Из этого выражения можно сделать важный вывод о том, что режимы ра-
боты дифференциальной пары создают различные условия распространения
сигнала в ней в зависимости от характера сигнала. Для полосковой линии, рас-
смотренной в качестве примера, диэлектрическая среда распространения элек-
тромагнитной волны однородна, и, следовательно, скорость v ее распростра-
нения, которая используется в выражениях (2.31) и (2.33), постоянна. Для мик-
рополосковых линий передачи, у которых сигнальные проводники лежат на
границе раздела двух диэлектрических сред, для различных режимов скорос-
ти распространения сигнала будут различны. Это привнесет еще большее раз-
личие между четным и нечетным режимами работы дифференциальной пары.
Данное явление детально рассматривается в главе 6.
2.3.2. Классификация электростатических систем
Применительно к печатному монтажу под электростатической системой
понимается любая совокупность заряженных проводников и окружающих их
диэлектрических сред. Электростатические системы могут быть классифици-
рованы по числу и форме проводников и структуре диэлектрических сред.
Число п проводников, образующих электростатическую систему, опреде-
ляется с учетом их возможных соединений. При этом система, образован-
ная соединением нескольких проводников, рассматривается как один про-
водник, а влияние соединительных проводников на значение емкости во всех
случаях считается пренебрежимо малым. В зависимости от значения п раз-
личают уединенные проводники, системы из двух проводников (в том чис-
ле конденсаторы) и системы многих заряженных тел (п > 3).
Типизация геометрических форм проводников приводит к их делению на
провода, плоские пластины, а также незамкнутые и замкнутые оболочки.
Последние эквивалентны в электростатических системах сплошным провод-
никам той же формы (за исключением тех случаев, когда внутри оболочек
расположены другие заряженные проводники).
При рассмотрении проводов принимается, что их сечения неизменны по
всей длине, причем линейные размеры сечения значительно меньше длины
провода и расстояний до других проводников. Кроме того, во всех случаях,
когда не оговорено противное, принимается, что сечение провода является
круглым. Этот случай не подходит для анализа печатных плат, но полезен для
рассмотрения физических эффектов, как, например, это сделано при изу-
чении эффекта близости.
При рассмотрении пластин и оболочек предполагается, что их толщина
постоянна по поверхности и во всех случаях, когда не оговорено противное,
пренебрежимо мала.
Одним из распространенных типов электростатических систем являют-
ся так называемые плоскопараллельные системы. Они могут быть применены
при расчете емкости в тех случаях, когда форма проводников и структура окру-
жающих их диэлектрических сред таковы, что электростатические поля в этих
средах можно считать неизменными подлине проводников и лежащими строго
154
Глава 2. Электрофизические параметры печатного монтажа
в плоскости, перпендикулярной проводнику, а алгебраическая сумма заря-
дов всех проводников равна нулю. Поэтому в дальнейшем принято, что число
проводников, образующих любую плоскопараллельную систему, п > 2 (для
уединенных проводников суммарный заряд всегда отличен от нуля, и пото-
му задача расчета их емкости с помощью плоскопараллельных систем лишена
физического смысла), а все величины, характеризующие емкость в таких си-
стемах, отнесены к единице длины проводников.
Структура рассматриваемых диэлектрических сред определяется простран-
ственным распределением диэлектрической проницаемости. С этой точки
зрения все рассматриваемые диэлектрические среды разделяются на одно-
родные (е = const) и неоднородные. Последние могут быть, в свою очередь,
разделены на неоднородные среды с непрерывно изменяющейся диэлектри-
ческой проницаемостью и кусочно-однородные среды, состоящие из одно-
родных подобластей. Кусочно-однородные среды классифицируются по типу
границ, разделяющих однородные подобласти; простейшими из них явля-
ются слоистые среды, в которых границами однородных подобластей явля-
ются параллельные плоскости (помимо этого, могут быть выделены кусоч-
но-однородные среды с секториальным разделением однородных подобла-
стей, а также с цилиндрической, с сферической и другой, более сложной,
формой границ). Слоистые среды наилучшим образом описывают печатные
платы, в том числе многослойные.
При рассмотрении электростатических систем, содержащих кусочно-од-
нородные среды, обычно выделяют такие системы, в которых все проводни-
ки целиком расположены в одной из однородных подобластей. Пусть диэлек-
трическая проницаемость среды в этой подобласти равна £р а в какой-либо
граничащей с ней подобласти — еп. Тогда в зависимости от отношения £|/£ц
могут быть выделены следующие характерные случаи.
Если Ej/Eu >> 1, то границу упомянутых подобластей можно приближенно
считать непроницаемой для силовых линий электростатического поля и
потому рассматривать ее как поверхность некоторой условной среды с ну-
левой диэлектрической проницаемостью. Такая граница называется непро-
ницаемой.
Если Е^Ец « 1, то границу указанных подобластей можно приближен-
но считать эквипотенциальной, т. е. рассматривать ее как поверхность не-
которой условной среды с бесконечно большой диэлектрической проница-
емостью. Такая граница называется проводящей.
Замена реальных границ однородных подобластей проводящими или не-
проницаемыми позволяет в ряде случаев получить двусторонние оценки
значения емкости и установить некоторые общие ее свойства [40, 55—57].
2.3.3. Общие свойства электрической емкости
Основное свойство электрической емкости заключается в том, что она
зависит только от геометрических параметров проводников и диэлектричес-
кой проницаемости окружающей среды. В связи с этим ниже сформулирова-
2.3. Электрическая емкость в печатном монтаже
155
ны некоторые общие положения, выражающие зависимость емкости от ка-
ких-либо из этих параметров при фиксированных значениях других. Эти по-
ложения могут быть полезны для предварительных инженерных оценок ем-
кости в конструкции плат, которые потом могут быть уточнены тем или иным
методом расчета. Они могут быть сгруппированы следующим образом:
• варианты конструкций, при которых значение диэлектрической про-
ницаемости однородной среды имеет определенное фиксированное
значение;
• геометрические параметры проводников неизменны, но возможно из-
менение диэлектрических свойств среды;
• электростатическая система неизменна, но имеются плоские грани-
цы раздела диэлектрических сред.
Рассмотрим эти варианты более детально.
1. Фиксированное значение диэлектрической проницаемости однородной среды
и переменные параметры геометрии проводников.
1.1. Отношения емкостей в двух геометрически подобных системах про-
водников равны отношению сходственных размеров этих систем. Другими
словами, чем больше размер объекта, тем больше емкость системы. Это,
например, означает, что емкость более широкого проводника будет больше
емкости узкого.
1.2. Емкости (на единицу длины) в геометрически подобных плоскопа-
раллельных системах двух или более проводников равны между собой. Это
означает, что при пропорциональном изменении ширины проводников и за-
зоров между ними в плоскопараллельной системе проводников (например,
шина передачи данных) емкостные параметры не изменятся.
1.3. Емкость любого уединенного проводника больше емкости любой его ча-
сти, рассматриваемой как другой уединенный проводник. Это означает, что, если
возможно рассчитать емкость какого-либо топологического элемента, то ем-
кость этого элемента всегда будет больше, чем емкость отдельного его фрагмента.
1.4. Емкость любого уединенного проводника меньше суммы емкостей всех
его частей, рассматриваемых как отдельные уединенные проводники. Если
возможно рассчитать емкости всех фрагментов топологического элемента
платы, то сумма этих фрагментарных емкостей будет больше, чем емкость
этого уединенного топологического элемента.
2. Фиксированные геометрические параметры проводников и изменяющая-
ся диэлектрическая проницаемость среды.
2.1. Отношение емкостей двух систем проводников равно отношению ди-
электрических проницаемостей окружающих их однородных сред, т. е. при
изменении значения диэлектрической проницаемости емкость системы
проводников пропорционально изменяется.
2.2. Увеличение диэлектрической проницаемости в любой части рассмат-
риваемой среды приводит к увеличению емкости (такое увеличение происходит,
в частности, при нанесении лакового покрытия на поверхность платы).
3. Заданы параметры электростатических систем, содержащие плоские
границы раздела сред.
156
Глава 2. Электрофизические параметры печатного монтажа
3.1. Емкость между любым проводником и проводящей плоскостью рав-
на удвоенному значению емкости между этим проводником и его зеркальным
отражением относительно этой плоскости. Это означает, что внесение в кон-
струкцию платы слоев питания и заземления приведет к увеличению емкос-
ти проводников. Несмотря на это, введение таких плоскостей является одним
из действенных приемов организации линий передач (полосковых, микропо-
лосковых и др.) с заданными электрофизическими параметрами линий.
3.2. Емкость между двумя проводниками, которые расположены симмет-
рично плоской границе раздела двух сред с различными диэлектрическими
проницаемостями, равна полусумме значений емкости между теми же про-
водниками в однородных средах с этими диэлектрическими проницаемос-
тями. Фактически речь идет об эффективной диэлектрической проницаемо-
сти, которая в случае симметричного расположения проводников относи-
тельно границы раздела сред равна полусумме диэлектрических проница-
емостей этих сред. Примером подобного расположения проводников явля-
ются проводники в односторонних печатных платах, расположенные на гра-
нице раздела между основанием платы и воздухом. В этом случае эффективная
проницаемость приблизительно равна полусумме относительной проница-
емости основания (например, для FR4 £ = 4) и проницаемости воздуха, равной
1:ес#=2,5.
В ряде случаев перечисленные свойства электрической емкости позволяют
получить инженерные оценки емкостных параметров без сложных вычислений.
2.3.4. Электрический ток в конденсаторах
В идеальном конденсаторе нет протекания постоянного тока между двумя
электродами, которые разделены диэлектриком, но переменный ток через кон-
денсатор протекает, и его значение определяется из следующего уравнения:
/ = де=сж
Д/ dt ’
(2.34)
где / — ток, проходящий через конденсатор; & Q — изменение заряда на конденсаторе; А/ —
время, за которое изменяется заряд; С — электрическая емкость; dV — изменение напря-
жения между электродами; dt — временной период изменения напряжения.
Электрическая емкость является мерой тока, протекающего через пару
электродов, когда напряжение между ними меняется. Если емкость большая,
то имеет место большой ток для постоянной скорости dV/dt изменения на-
пряжения по времени. Полное сопротивление большой емкости низкое.
В реальной ситуации в пространстве между электродами конденсатора ток
не течет, а происходит перезаряд электродов. Внешнее проявление этого
эффекта будет напоминать процесс протекания тока через конденсатор при
изменении напряжения на его электродах. Этот «фиктивный» ток называ-
ется током смещения.
При разработке конструкции печатной платы электродами некоторого кон-
денсатора являются печатные проводники, которые могут быть расположены
2.3. Электрическая емкость в печатном монтаже
157
в одной плоскости или в различных плоскостях в МПП. В линиях передачи
электродами конденсатора являются сигнальный проводник и слой возврат-
ного тока в микрополосковой линии или два слоя возвратных токов в полос-
ковой линии. При распространении электромагнитной волны вдоль линии в
области фронта сигнала передачи происходит заряд элементарных емкостей
линии, вызывая токи смещения. При рассмотрении моделей линий передачи
в следующей главе этот процесс будет рассмотрен более детально.
2.3.5. Емкость и конфигурация проводников
Фактическое значение емкости между двумя проводниками зависит от
числа силовых линий электрического поля, соединяющих эти проводники.
Чем больше силовых линий, соединяющих проводники, тем большая спо-
собность накопления заряда этими проводниками.
Емкость зависит от размеров и геометрической формы проводников. С не-
многими исключениями, большинство формул, которые связывают геомет-
рическую форму с емкостью, являются приближенными. Всегда можно исполь-
зовать некоторую коммерческую программу для расчета электрического поля,
чтобы точно вычислить емкость между каждой парой проводников. Однако
есть несколько конфигураций электродов, где существуют хорошие прибли-
жения между расчетными и экспериментальными значениями емкости. Если
эти варианты не всегда имеют практическое значение, они полезны для по-
лучения более глубокого представления о взаимосвязи между параметрами
объекта и его емкостными характеристиками. Один из таких вариантов — это
емкость между двумя концентрическими сферами, расположенными одна внут-
ри другой. Емкость С между этими двумя сферами:
С = 4ле0 , пф
где е0 — диэлектрическая постоянная, 0,0885 пФ/см; г — радиус внутренней сферы, см;
гь — радиус внешней сферы, см.
Когда радиус внешней сферы в 10 раз больше внутренней, то емкость сферы
считается по следующей приближенной формуле:
С= 4л£0г, пФ.
Например, сфера, радиусом 1 см или диаметром 2 см, имеет емкость С =
= 4л х 0,0885 пФ/см х 1 см = 1,1 пФ. Таким образом, емкость шара с радиу-
сом 1 см примерно равна 1 пФ.
Эта важная зависимость говорит о том, что любой проводник, изолиро-
ванный в пространстве, имеет небольшую емкость относительно Земли. Она
не становится предельно малой, а имеет определенное минимальное значе-
ние, которое определяется размерами проводника. Чем ближе проводник к
поверхности Земли, тем больше значение емкости.
Роль Земли в реальных условиях выполняет система заземления, при
помощи которой на металлические элементы конструкции (потенциальный
158
Глава 2. Электрофизические параметры печатного монтажа
слой в печатной плате, корпус, шасси, рамы и т. п.) подается нулевой потен-
циал. От того, насколько действительно этот потенциал равен нулю, зави-
сит качество функционирования аппаратуры. Одна из причин неравенства
нулю потенциала на элементах заземления заключается в «подскоке» напря-
жения заземления за счет падения напряжения на индуктивности выводов
микросхем при их переключении. Это падение напряжения может достигать
долей вольт, что приводит к отсутствию нулевого потенциала на соответству-
ющем выводе кристалла микросхемы.
Приведенные оценки показывают, что даже относительно малые по длине
электрические соединения, имеющие емкость около 2 пФ, на частоте I ГГц
обладают полным сопротивлением около 100 Ом.
2.3.6. Плоскопараллельный конденсатор
Наиболее распространенное приближение для проводников печатного
монтажа — плоскопараллельный конденсатор. Для случая двух плоских пла-
стин, как показано на рис. 2.22, находящихся на расстоянии h друг от друга,
с площадью пластин Уис наличием воздуха между ними, емкость С опре-
деляется по формуле:
С = е0—, пФ, (2.35)
п
где линейные размеры Л и h задаются в единой размерности, е0 — диэлектрическая посто-
янная Х,85 пФ/м.
Рис. 2.22. Плоскопараллель-
ный конденсатор как модель
емкости в двухслойной плате
Например, два проводника площадью около
1 см2, разделенные воздухом, расположенные на
расстоянии 1 мм друг от друга, имеют емкость
С= 0,0885 пФ/см х 1 см2/0,1 см ~ 0,9 пФ. Для
инженерных оценок можно принять эту емкость
равной 1 пФ.
Зависимость (2.35) указывает важную харак-
теристику всех конденсаторов. Чем больше рас-
стояние h между проводниками, тем меньше ем-
кость и наоборот. Эта зависимость использует-
ся при проектировании шин питания и заземления в составе МПП. Сбли-
жение до минимальных расстояний слоев питания и заземления приведет к
возрастанию емкости между ними, что положительно скажется на работос-
пособности системы. Минимальное расстояние определяется, с одной сто-
роны, пробивной прочностью применяемых диэлектрических материалов,
а с другой стороны — технологическими ограничениями. В настоящее вре-
мя на рынке можно найти предельно тонкие материалы (толщина единицы
микрометров) для этих целей, что обеспечивает значительные емкости между
слоями в платах. Подробнее проектирование системы питания на плате и роль
упомянутой емкости будут рассмотрены в главе 5.
Формула (2.35) для определения емкости плоскопараллельного конден-
сатора является приближенной, поскольку она не учитывает краевой эффект
2.3. Электрическая емкость в печатном монтаже
159
по периметру пластин. Чем меньше зазор между пластинами или шире пла-
стины, тем лучше это приближение. В общем случае реальная емкость больше
определенной по приближенной формуле из-за вклада краевых эффектов,
учет которых представляет определенные трудности. Существует грубое эм-
пирическое правило: если расстояние между пластинами равно боковому
размеру пластины, то есть конденсатор представляет собой куб, то реальное
значение емкости отличается от приближенной в большую сторону в два раза
за счет вклада краевых эффектов.
Применение более точных методов расчета (см. главу 8) позволяет учесть
влияние краевых эффектов.
2.3.7. Диэлектрическая проницаемость
Диэлектрическая проницаемость характеризует внутренние свойства по
всему объему диэлектрика. Метод измерения относительной диэлектрической
проницаемости диэлектрика состоит в сравнении емкостей двух проводни-
ков, когда они окружены воздухом, Со, и когда они полностью находятся в
диэлектрическом материале — С£. Относительную диэлектрическую прони-
цаемость определяют как:
ег=С£/С0. (2.36)
Далее для сокращения записи, если это не будет вызывать неоднознач-
ности, емкость в диэлектрической среде будем записывать как С.
Чем выше диэлектрическая проницаемость, тем больше емкость. Диэлек-
трическая проницаемость будет увеличивать емкость между двумя провод-
никами независимо от их формы, если только все пространство около про-
водников заполнено однородным материалом. Конкретные значения про-
ницаемости для различных материалов приведены в главе 1.
Для большинства материалов, применяемых при создании печатных плат,
относительная диэлектрическая проницаемость составляет 3,5...5,6. Это го-
ворит о том, что емкость между двумя проводниками увеличится примерно
в 4 раза по сравнению с воздушной средой при их расположении в толще
МПП. Важно помнить, что диэлектрическая проницаемость большинства по-
лимеров будет меняться в результате условий обработки, степени отвержде-
ния и использования добавочных материалов. Так же может существовать не-
которая зависимость проницаемости от частоты. Поэтому следует принимать
относительную проницаемость на 10 % больше, чем у измеряемого образца,
что соответствует худшему случаю.
Диэлектрическая проницаемость материала прямо связана с числом ди-
полей и их размерами. Материал, состоящий из молекул с множеством ди-
полей, например, вода, будет иметь высокую относительную диэлектричес-
кую проницаемость (около 80). А материал с малым количеством диполей,
такой, как воздух, будет иметь низкую диэлектрическую проницаемость,
равную 1. Наиболее низкая диэлектрическая проницаемость у некоторых
твердых, гомогенных (как, например, тефлон) материалов — около 2.
160
Глава 2. Электрофизические параметры печатного монтажа
У некоторых керамических материалов, например, титанат бария, ди-
электрическая проницаемость будет более 5000, что позволяет использовать
этот материал для создания конденсаторов высокой удельной емкости. Ди-
электрическая проницаемость может уменьшаться из-за присутствия в ма-
териале воздуха. Вспененные материалы, к примеру, имеют диэлектричес-
кую проницаемость, близкую к 1. В том случае, если диэлектрическая среда
состоит из ряда материалов, то ее диэлектрические свойства характеризуются
эффективной диэлектрической проницаемостью. Ее значение можно опре-
делить экспериментально, как показано выше.
Для повышения системного быстродействия диэлектрическая проница-
емость основания печатной платы должна быть минимальной, поскольку
скорость распространения сигнала в линиях передачи определяется парамет-
рами среды. Для однородной диэлектрической среды:
1
V = Vc—7=,
X
(2.37)
где vt. — скорость электромагнитной волны в свободном пространстве (скорость света
ЗхЮ8 м/с); ег — относительная диэлектрическая проницаемость.
Физико-химические ограничения в настоящее время не позволяют по-
лучить гомогенный материал с относительной диэлектрической проницае-
мостью менее 2, однако, добавляя воздух в диэлектрик (вспенивая его), можно
приблизить значение относительной диэлектрической проницаемости к 1.
Подобный прием используется для создания изоляции в коаксиальных ка-
белях, но для оснований печатных плат он не пригоден.
Диэлектрическая проницаемость будет изменяться с изменением часто-
ты. Этот эффект проявляется на относительно высоких частотах. Например,
для частот от 1 МГц до 10 МГц, диэлектрическая проницаемость стеклотек-
столита меняется от 4,8 до 4,4. Однако в диапазоне от 1 ГГц до 10 ГГц диэ-
лектрическая проницаемость стеклотекстолита может быть постоянной.
Точное же значение диэлектрической проницаемости для стеклотекстолита
зависит от относительного количества эпоксидной смолы и стеклоткани. Для
определенности необходимо точно оговаривать частоту, при которой изме-
ряется диэлектрическая проницаемость материала.
2.3.8. Эффективная диэлектрическая проницаемость
В любом поперечном сечении, где диэлектрик полностью окружает про-
водники, все силовые линии электрического поля будут проходить через
пространство с одной и той же диэлектрической проницаемостью, как, на-
пример, в полосковой линии передачи. Однако, если диэлектрик не рас-
пределен равномерно вокруг проводников, то некоторые силовые линии
будут проходить через воздух, а другие — через диэлектрик. Пример рас-
пределения силовых линий в микрополосковой линии передачи показан на
рис. 2.23.
2.3. Электрическая емкость в печатном монтаже
161
Рис. 2.23. Силовые линии электрического
поля в микрополосковой линии
В том случае, когда диэлектри-
ческая среда состоит из совокупно-
сти отдельных фрагментов различ-
ных диэлектриков, внутри которых
диэлектрические свойства остаются
неизменными, говорят о кусочно-
однородной диэлектрической сре-
де. Наличие кусочно-однородного
диэлектрика увеличивает емкость
между сигнальным проводником и
землей, но насколько? Ответ на этот
вопрос можно дать, используя ин-
тегральную оценку относительной
диэлектрической проницаемости
сложных кусочно-однородных сред через понятие эффективной диэлектри-
ческой проницаемости — ге&
Если диэлектрическая проницаемость — это отношение емкости запол-
ненного диэлектриком конденсатора к емкости конденсатора в воздухе (ва-
кууме), то эффективная диэлектрическая проницаемость — это отношение
емкости конденсатора, заполненного кусочно-однородной диэлектрической
средой, к емкости того же конденсатора, заполненного воздухом.
Первым шагом при подсчете эффективной диэлектрической проницае-
мости, является вычисление погонной емкости Со между двумя провод-
никами в воздушной однородной среде. Далее проводники помещают в ис-
следуемый кусочно-однородный материал и снова вычисляют погонную ем-
кость С. Эффективная диэлектрическая проницаемость вычисляется как
Е< = ПО-
ТОЧНО провести вычисления эффективной диэлектрической проницаемо-
сти линии связи можно только с использованием программ расчета полей.
Эффективная диэлектрическая проницаемость — очень важная характери-
стика, так как от нее напрямую зависит скорость распространения сигнала
в линии передачи. Ее знание необходимо для наружных слоев платы, в ко-
торых проводники лежат в кусочно-однородных средах, содержащих осно-
вание платы, воздух, лаковое покрытие, паяльную маску. Анализ таких сред
выполнен в главе 8.
На рис. 2.24 показано, как зависит эффективная диэлектрическая про-
ницаемость микрополосковой линии (см. рис. 2.23) от ее ширины. Сигналь-
ный проводник в данном случае лежит на границе раздела стеклотекстоли-
та и воздуха. Диэлектрическая проницаемость стеклотекстолита равна 4. Если
проводник очень широкий, то большинство силовых линий проходит через
материал основания, и значение эффективной диэлектрической проницае-
мости приближается к 4. Когда же проводник узкий, большинство силовых
линий проходит через воздух, и эффективная диэлектрическая проницаемость
оказывается меньше 3 из-за вклада низкой диэлектрической проницаемости
162
Глава 2. Электрофизические параметры печатного монтажа
о 0 0 25 0 5 0 75
Ширина проводника мм
Рис. 2.24. Эффективная диэлектрическая проницаемость микрополосковой линии
с толщиной диэлектрика 0,127 мм в зависимости от ширины проводника
воздуха. Подобное изменение эффективной проницаемости приведет к из-
менению скорости распространения сигнала в линии передачи, которая в
данном случае становится зависимой от ширины проводника.
Если добавить достаточно толстый слой диэлектрика в верхней части мик-
рополосковой линии, то силовые линии, проходившие через воздух, будут
проходить через материал с более высокой диэлектрической проницаемос-
тью, и емкость линии увеличится. Когда линия закрыта диэлектриком, она
называется заглубленной микрополосковой линией. Если толщина покры-
тия такова, что определенная часть силовых линий проходит через воздуш-
ную среду, то такая линия называется частично заглубленной микрополос-
ковой линией. Например, такая линия формируется при нанесении паяль-
ной маски или слоя лака.
Линия, у которой все силовые линии охвачены диэлектриком, называется пол-
ностью заглубленной микрополосковой линией. На рис. 2.25 изображена карти-
на электрического поля для трех различных вариантов микрополосковых линий.
Какова толщина слоя диэлектрика поверх микрополосковой линии, чтобы
покрыть все силовые линии и получить диэлектрическую проницаемость, рав-
ную диэлектрической проницаемости базового материала? Эта задача решает-
ся при использовании программы расчета полей. На рис. 2.26 показана вычис-
ленная погонная емкость микрополосковой линии с толщиной диэлектрика
0,127 мм и шириной проводника 0,25 мм в зависимости от толщины добавлен-
ного верхнего слоя диэлектрика с диэлектрической проницаемостью 4.
Видно, что толщина верхнего слоя диэлектрика должна быть равна ши-
рине проводника, чтобы полностью покрыть все силовые линии.
2.3.9. Емкость между слоями платы
Анализ емкости между сигнальным и потенциальным слоями в интеграль-
ных микросхемах или в МПП проводится при условии полного заполнения
слоя медной фольгой. Это позволяет рассматривать емкость между слоями
2.3. Электрическая емкость в печатном монтаже
163
Рис. 2.25. Электрическое поле микрополосковых линий с различной толщиной
диэлектрического покрытия:
а — микрополосковая линия без покрытия; б — частично заглубленная линия;
в — полностью заглубленная линия
Рис. 2.26. Погонная емкость микрополосковой линии в зависимости от толщины
верхнего слоя диэлектрика
как емкость между двумя параллельными пластинами. В главе 5 показано,
что для того, чтобы уменьшить просадку напряжения системы питания, важно
иметь определенное число развязывающих конденсаторов, установленных
между шиной питания и заземления. Их емкость С будет предотвращать
падение напряжения питания в интервале времени переключения микросхе-
мы. Если в кристалле рассеивается мощность Р, Вт, а допустимая просадка
напряжения составляет 5 % от номинального напряжения питания Исс, В,
то интервал времени, при котором просадка не превысит допустимого зна-
чения при емкости С развязывающего конденсатора, определяется как
И2
Д? = СхО,О5-^, с, (2.38)
где С— емкость конденсаторов; Ф; Исс — напряжение питания, В; Р— потребляемая мощ-
ность, Вт.
К примеру, время, за которое емкость 1 нФ будет обеспечивать допусти-
мое напряжение питания при мощности рассеяния 1 Вт и номинальном на-
пряжении 3,3 В, составляет: Д/= 1-10-9х0,05 х 3,32/ 1 = 0,5-10-9 с. Если учесть,
что просадка напряжения по длительности приближенно равна длительности
164
Глава 2. Электрофизические параметры печатного монтажа
фронта сигнала, то полученное значение 0,5 нс в большинстве случаев недо-
статочно. Для уверенной развязки более типично значение 5 мкс. В этом слу-
чае необходимая емкость будет 10 мкФ, что обеспечит достаточную развязку.
При конструировании МПП в качестве одного из развязывающих кон-
денсаторов используется конденсатор, образованный слоями питания и за-
земления. Используя аппроксимацию этой емкости в виде конденсатора из
параллельных пластин, можно установить эффективность развязки. В МПП
со смежными сигнальным и потенциальным слоями мы можем оценить ем-
кость между ними:
С = еоег—, ПФ, (2.39)
п
где е() — диэлектрическая постоянная 8,85 пФ/м; ег— относительная диэлектрическая про-
ницаемость материала, установленного между слоями; S — площадь поверхности слоев,
образующих емкость, м2; h — расстояние между слоями, м.
Пусть площадь конденсатора составляет 10 см2, диэлектрическая прони-
цаемость стеклотекстолита 4, расстояние между слоями 0,025 см, тогда ем-
кость, образованная пластинами, будет
С= 0,0885 пФ/см х 4 х (10 см2/ 0,025 см) - 142 пФ.
Если микросхемы размещены на плате площадью 250 см2, тогда общая раз-
вязывающая емкость между сигнально-потенциальными слоями составит
всего 3,5 нФ. Это почти на три порядка меньше требуемой емкости в 10 мкФ.
Какой интервал времени эта емкость сможет поддержать необходимое на-
пряжение? Используя соотношение (2.38), получим, что время, за которое
емкость 3,5 нФ будет обеспечивать развязку, составит 1,9 нс. Это достаточ-
но малый интервал времени, учитывая, что эта емкость проявляется через
выводы микросхемы, и ее действие частично компенсируется полным сопро-
тивлением выводов. Кроме того, емкость, уже встроенная в корпус некото-
рых типов микросхем, обычно в сотни раз больше емкости между слоями.
Основным достоинством конденсатора, образованного металлизированными
слоями печатной платы, является малая постоянная времени из-за его пре-
дельно низкой индуктивности и сопротивления.
В общем случае емкость между слоями в многослойной печатной плате иг-
рает роль конденсатора с малой постоянной времени. Такой конденсатор обес-
печивает развязку в первоначальный момент времени коммутации до подклю-
чения конденсаторов большей емкости, но меньшего быстродействия, которые
установлены на плате.
В том случае, если толщина диэлектрика может быть сделана малой, его
диэлектрическая проницаемость высокой, то емкость между слоями может
быть относительно высокой, что повысит эффективность этого плоского
конденсатора. На рис. 2.27 показано изменение емкости на единицу площади,
для четырех различных диэлектрических постоянных 1,4, 10 и 20. Очевид-
но, если задачей является увеличение емкости на единицу площади, то путь
к ее решению состоит в использовании тонких диэлектрических слоев и
высоких диэлектрических проницаемостей.
2.3. Электрическая емкость в печатном монтаже
165
Рис. 2.27. Емкость между слоями на единицу площади при различных диэлектрических
проницаемостях и при различной толщине диэлектрика между слоями
К примеру, новый усовершенствованный материал фирмы ЗМ (США) под
торговой маркой С-Ply состоит из титаната бария в полимерной матрице. Его
относительная диэлектрическая проницаемость — 20, а толщина слоев 8 мкм.
Если установить его между слоев, ламинированных с каждой стороны слоем
меди толщиной 17 мкм, емкость на единицу площади составит 2,14 нФ/см2.
Для площади 250 см2 развязывающая емкость составляет 535 нФ, что примерно
в 150 раз больше, чем при традиционных решениях. При этом интервал удер-
жания напряжения составляет 289 нс, что вполне достаточно для удовлетво-
рительной развязки.
2.3.10. Погонная емкость
Путь сигнального и обратного тока многих межсоединений рассматри-
вается при условии постоянства площади поперечного сечения линии пере-
дачи. Исходя из этого, емкость между прямым и обратным проводником
определяется длиной межсоединения, и ее удобно выразить через погонную
емкость, т. е. емкостью на единицу длины линии. Погонная емкость Cf ос-
тается постоянной, пока линия передачи однородна, т. е. имеет постоянное
по длине сечение.
В частном случае общая емкость С между путями сигнального и обрат-
ного тока будет определяться как
С = С{1, пФ, (2.40)
где С7 — погонная емкость линии передачи, пФ/м; / — длина линии передачи, м.
Существуют три вида сечений проводников, для которых имеются тео-
ретически точные расчетные соотношения для определения погонной емко-
сти: коаксиальный кабель, двухпроводная линия (два параллельных провод-
ника круглого сечения) и провод круглого сечения над плоскостью. Эти
166
Глава 2. Электрофизические параметры печатного монтажа
\\
микрополосковая линия
полосковая линия
Рис. 2.28. Поперечное сечение микрополосковой и полосковой линии передачи
системы проводников хорошо изучены, и в литературе имеются формулы для
расчета их погонной емкости.
В печатном монтаже наиболее часто используется микрополосковая и по-
лосковая линия передачи (рис. 2.28). В микрополосковой линии сигнал рас-
пространяется по проводнику, расположенному выше диэлектрического слоя,
а возвратный ток протекает по плоскости, расположенной под проводником.
В полосковой линии путь обратного тока протегает по двум плоскостям, а
сигнальный проводник расположен между ними. Вне зависимости от того,
протекает или нет постоянный ток в двух плоскостях, для высокочастотных
сигналов они рассматриваются как короткозамкнутые, и возвратный ток сим-
метрично распределяется между ними. Диэлектрик в полосковой линии пол-
ностью окружает сигнальный проводник.
В обоих случаях погонная емкость линии передачи может быть рассчитана.
Для этого можно воспользоваться формулами, рекомендованными стан-
дартом IPC. Погонная емкость микрополосковой линии дается как
0,26(1,41 + £_) 0,26(1,41 + е )
) -----^2, пФ/см
5,98/z^ । in Г 7 5 ^ms |
0,8w + Z J I ’ w J
(2.41)
где гг — относительная диэлектрическая проницаемость основания платы; hms — толщи-
на диэлектрика, см; w — ширина проводника, см; t — толщина проводника, см.
Для инженерной оценки полезно помнить, что для микрополосковой линии
при ширине w проводника в два раза больше, чем толщина hms диэлектрика, и
при диэлектрической проницаемости, равной 4, погонная емкость составляет
около 1 пФ/см.
Погонная емкость полосковой линии передачи приблизительно равна
с = 0,558,
In
1,9Л5
0,8w +1
0,55ег
1п| 2,4^
I W
пФ/см,
(2.42)
где hs — толщина диэлектрика, см; w — ширина линии, см; t — толщина проводника, см.
Например, если толщина диэлектрика hs в 2 раза больше ширины и> про-
водника, погонная емкость будет примерно 1,4 пФ/см при ег = 4.
Важно отметить что, хотя толщина проводника присутствует в парамет-
рах, при требованиях высокой точности к результатам расчетов эти форму-
лы использовать нельзя.
2.4. Методы расчета электрической емкости в печатном монтаже
167
Обычно значение погонной емкости линии передачи с волновым сопро-
тивлением 50 Ом составляет около 1,4 пФ/см.
2.4. Методы расчета электрической
емкости в печатном монтаже
2.4.1. Классификация методов расчета емкости
Методы расчета электрической емкости можно разделить на аналитические
и численные. Аналитические методы, в свою очередь, делятся на строгие те-
оретические и основанные на методе конформных преобразований [40, 60,
61]. Численные методы реализуются с применением программных средств,
в основе которых лежат два базовых метода: метод граничных элементов и
метод конечных элементов. Для практики представляют интерес методы, по-
зволяющие применительно к конфигурации сечения линий передач прово-
дить расчеты для кусочно-однородных сред. Этому условию отвечают мето-
ды на основе конформных преобразований [24, 40, 55] и численного метода
граничных элементов [62].
При расчете емкости в общем случае обычно известны лишь геометричес-
кие параметры системы проводников и диэлектрическая проницаемость ок-
ружающей среды. Поэтому, исходя из определения емкости (2.26), необходи-
мо либо рассчитать заряды проводников, задавшись их потенциалами, либо,
наоборот, найти потенциалы проводников, задавшись значением зарядов.
Обе эти задачи могут быть строго решены на основе расчета электроста-
тического поля рассматриваемой системы проводников. Действительно, зная
распределение потенциала электростатического поля Uв пространстве, ок-
ружающем проводники, можно найти заряды каждого из них с помощью
соотношения
где Qt — заряд проводника /; St — поверхность проводника /; N — внешняя нормаль к по-
верхности проводника, е — диэлектрическая проницаемость среды.
Заряд уединенного проводника может быть определен также по формуле
/ 2) TJ \
О = 4л£ , (2.44)
v Л->о
где 5 = 1/R; R — расстояние от поверхности проводника.
Эта формула более удобна для расчетов, чем (2.43), так как позволяет исклю-
чить интегрирование по поверхности и ограничиться исходными данными о за-
висимости потенциала лишь от одной координаты, тогда как при использова-
нии (2.43) необходимо знать пространственное распределение потенциала.
168
Глава 2. Электрофизические параметры печатного монтажа
В тех случаях, когда строгий теоретический расчет электростатического
поля не может быть выполнен, используются специальные методы расчета
емкости, основанные либо на установлении точной или приближенной связи
заряда проводника непосредственно с потенциалом его поверхности (мето-
ды непосредственного определения емкости), либо на преобразовании элек-
тростатических систем и приближенной оценке истинных значений емкос-
ти (вспомогательные методы).
Постановка задач по расчету емкости зависит от выбора исходных вели-
чин (зарядов или потенциалов), которые, в свою очередь, определяются видом
рассматриваемой системы проводников.
При расчете емкости уединенного проводника можно задать произволь-
но его потенциал или заряд. Если положить, в частности, потенциал равным
единице, то заряд уединенного проводника будет численно равен его емко-
сти. При расчете емкости между двумя проводниками, что имеет место при
анализе линий передач, как правило, можно задаваться лишь их зарядами,
причем должно соблюдаться условие электронейтральности Q2 = — Qx.
Потенциалы обоих проводников в обще