Электронные приборы - Булычев А.Л.

Автор: Булычев А.Л.

Теги: электротехника электроника

ISBN: 985-06-0438-7

Год: 1999

Похожие

Конструирование узлов и устройств электронных средств

44 источники электропитания для любительских электронных устройств

Аналоговые устройства электронных приборов

Шумы в электронных приборах и системах

Текст

УДК 621.384 (075.8)
ББК 32.851я73
Б90
Рецензенты: кафедра ОТПС Высшего колледжа связи; зав.
лабораторией НИИ прикладных физических проблем д-р физ.-мат. наук
Б. И. Беляев
Булычев А. Л. и др.
Б90 Электронные приборы: Учеб. / А. Л. Булычев,
П. М. Лямин, Е. С. Тулинов. - Мн.: Выш. шк., 1999. -
415 с: ил.
ISBN 985-06-0438-7.
Рассматриваются устройство, физические процессы,
характеристики, параметры, система обозначений и простейшие схемы
применения полупроводниковых приборов,
электронно-управляемых ламп, электронно-лучевых трубок. Учтено качественное
изменение элементной базы радиоэлектроники и бурное развитие
оптоэлектроники.
Для студентов радитехнических специальностей вузов.
Может быть полезным для инженерно-технических работников,
занимающихся вопросами создания радиоэлектронных устройств.
УДК 621.384(075.8)
ББК 32.851я73
© А. Л. Булычев, П. М. Лямин,
Е. С. Тулинов, 1999
ISBN 985-06-0438-7 © Издательство "Вышэйшая школа", 1999

ПРЕДИСЛОВИЕ
В данном учебнике учтены современное состояние и
перспективы развития электронной техники. В нем
рассматриваются устройство, физические процессы,
характеристики, параметры, система обозначений и простейшие
схемы применения полупроводниковых приборов,
интегральных микросхем, оптоэлектронных приборов,
электронно-управляемых ламп, электронно-лучевых трубок и
газоразрядных приборов. В связи с сокращением объема
выпуска электровакуумных приборов промышленностью и
области их применения некоторые второстепенные
физические явления в них описываются кратко. В то же время
большое внимание уделяется полупроводниковым и опто-
электронным приборам, основам микроэлектроники и
способам получения активных и пассивных элементов
интегральных микросхем. Названные приборы в настоящее
время прочно заняли ведущее место в радиоэлектронной
аппаратуре. При этом главное внимание уделяется
электропреобразовательным приборам, и ныне являющимся
основным функциональным классом электронных
устройств.
По сравнению с аналогичными ранее издававшимися
учебниками изменен порядок изучения материала:
изложение начинается с полупроводниковых, а заканчивается
электровакуумными приборами и шумами электронных
приборов. Впервые включен материал по оптоэлектронным
приборам, получающим все большее применение в
радиоэлектронной аппаратуре и в технике связи.
Перечень рассмотренных в учебнике электронных
приборов определяется программой курса "Электронные
приборы" для специальности "Радиотехника". Изложение
теоретического материала иллюстрируется сведениями об

4
ПРЕДИСЛОВИЕ
электронных приборах, выпускаемых отечественной
промышленностью.
В учебнике использованы соответствующие
действующим ГОСТам терминология, система обозначений и
условные графические изображения электронных приборов.
Материал излагается с учетом знаний, полученных
студентами при изучении физики, теории электрорадиоцепей,
математики и других дисциплин.
Учебник может быть полезен и для
инженерно-технических работников, занимающихся вопросами создания
радиоэлектронных устройств.
С большой благодарностью авторы отмечают
тщательную и кропотливую работу по рецензированию
рукописи, выполненную доктором физико-математических наук
Б. И. Беляевым. Авторы выражают признательность
доктору технических наук Л. М. Лынькову, проректору по
научной работе Высшего колледжа связи за организацию
коллективного рецензирования учебника, а также
сотрудникам кафедры электроники Военной академии
Республики Беларусь В. И. Гаркуше и Г. А. Харченко за
техническую помощь при подготовке рукописи.
Все отзывы и пожелания, направленные на улучшение
книги, просим направлять по адресу: 220048, Минск,
проспект Машерова, 11, издательство "Вышэйшая школа".
Авторы

1
ОСНОВЫ ТЕОРИИ ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТИ
ПОЛУПРОВОДНИКОВ
1.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ПОЛУПРОВОДНИКАХ
1.1.1. Полупроводники с собственной
электропроводностью
К полупроводникам относятся вещества, которые по
своим электрическим свойствам занимают промежуточное
положение между проводниками и диэлектриками.
Отличительным признаком полупроводников является
сильная зависимость их электропроводности от
температуры, концентрации примесей, воздействия светового и
ионизирующего излучений.
В создании электрического тока могут принимать
участие только подвижные носители электрических зарядов.
Поэтому электропроводность вещества тем больше, чем
больше в единице объема этого вещества находится
подвижных носителей электрических зарядов. В металлах
практически все валентные электроны (являющиеся
носителями элементарного отрицательного заряда) свободны, что и
обусловливает их высокую электропроводность. Например,
удельное сопротивление меди р = 0,017 • 10"6 Ом • м. В
диэлектриках и полупроводниках свободных носителей
значительно меньше, поэтому их удельное сопротивление
велико. Например, для диэлектрика полиэтилена р = 1015 Ом • м,
а для полупроводника кремния р = 2 • 103 Ом • м.
Характерной особенностью полупроводников является
ярко выраженная температурная зависимость удельного
электрического сопротивления. С повышением
температуры оно, как правило, уменьшается на 5...6% на градус, в
то время как у металлов удельное электрическое
сопротивление с повышением температуры растет на десятые
доли процента на градус. Удельное сопротивление
полупроводника также резко уменьшается при введении в него
незначительного количества примеси.

6 1. ОСНОВЫ ТЕОРИИ ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТИ ПОЛУПРОВОДНИКОВ
Большинство применяемых в настоящее время
полупроводников относится к кристаллическим телам, атомы
которых образуют пространственную решетку. Взаимное
притяжение атомов кристаллической решетки
осуществляется за счет ковалентнои связи, т. е. общей пары валентных
электронов, вращающихся по одной орбите вокруг этих
атомов. Согласно принципу Паули, общую орбиту могут
иметь только два электрона с различными спинами,
поэтому число ковалентных связей атома определяется его
валентностью.
Каждой орбите соответствует своя энергия электрона.
Электрон в атоме обладает только некоторыми, вполне
определенными значениями энергии, составляющими
совокупность дискретных энергетических уровней атома.
В процессе образования кристаллической решетки
между атомами возникает сильное взаимодействие,
приводящее к расщеплению энергетических уровней, занимаемых
электронами атомов (рис. 1.1). Совокупность этих
уровней называют энергетической зоной. Число подуровней в
каждой зоне определяется числом взаимодействующих
атомов.
Разрешенные энергетические зоны /, 3 отделены друг
от друга запрещенными зонами 2. Запрещенные зоны
объединяют уровни энергий, которые
не могут принимать электроны
атомов данного вещества. Поскольку
ширина разрешенных зон в
твердом теле не превосходит
несколько электрон-вольт (эВ), а число
атомов в 1 см3 достигает 1022,
разность между уровнями составляет
10~22 эВ. Таким образом, в
пределах разрешенной зоны получается
практически непрерывный спектр
энергетических уровней.
Верхняя разрешенная зона, в
которой при абсолютном нуле
температуры все энергетические уров-
Рис. 1.1. Энергетическая ни заняты, называется заполненной
диаграмма кристалла или валентной зоной (на рис. 1.1

1.1. Общие сведения о полупроводниках
7
это зона 3). Разрешенная зона, в которой при Т = О К
электроны отсутствуют, называется свободной (на рис. 1.1 это
зона /).
Ширина запрещенной зоны (зона 2 на рис. 1.1) является
важным параметром, определяющим свойства твердого тела.
Вещества, у которых ширина запрещенной зоны AW < 3 эВ,
относятся к полупроводникам, а при AW > 3 эВ - к
диэлектрикам. У металлов запрещенная зона отсутствует.
В полупроводниковой электронике широкое
применение получили германий (AW = 0,72 эВ) и кремний (AW =
= 1,12 эВ) - элементы 4-й группы периодической
системы. На плоскости кристаллическую решетку этих
элементов изображают так, как показано на рис. 1.2, а. Здесь
кружками с цифрой 4 обозначены атомы без валентных
электронов, называемые атомным остатком с результирующим
зарядом +4(7 (q - заряд электрона, равный 1,6 • 10~*19Кл).
При температуре абсолютного нуля (0 К) все электроны
находятся на орбитах, энергия электронов на которых не
превышает энергетических уровней валентной зоны.
Свободных электронов нет, и полупроводник ведет себя, как
диэлектрик.
зУпг=$—it
==©=©:
+9
^F^
и
w
9»
i
0
Рис. 1.2. Условное изображение кристаллической решетки (а) и
энергетическая диаграмма (б) полупроводника с собственной
электропроводностью

8 1. ОСНОВЫ ТЕОРИИ ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТИ ПОЛУПРОВОДНИКОВ
При комнатной температуре часть электронов
приобретает энергию, достаточную для разрыва ковалентной
связи (рис. 1.2, а). При разрыве ковалентной связи в
валентной зоне появляется свободный энергетический уровень
(рис. 1.2, б). Уход электрона из ковалентной связи
сопровождается появлением в системе двух электрически
связанных атомов единичного положительного заряда,
получившего название дырки, и свободного электрона.
Разрыв ковалентной связи на энергетической
диаграмме характеризуется появлением в валентной зоне
свободного энергетического уровня (см. рис. 1.2, б), на который
может перейти электрон из соседней ковалентной связи.
При таком перемещении первоначальный свободный
энергетический уровень заполнится, но появится другой
свободный энергетический уровень. Другими словами,
заполнение дырки электроном из соседней ковалентной связи
можно представить как перемещение дырки.
Следовательно, дырку можно считать подвижным свободным
носителем элементарного положительного заряда. Процесс
образования пар электрон-дырка называют генерацией
свободных носителей заряда^ Очевидно, что количество их
тем больше, чем выше температура и меньше ширина
запрещенной зоны. Одновременно с процессом генерации
протекает процесс рекомбинации носителей, при котором
электрон восстанавливает ковалентную связь. Из-за
процессов генерации и рекомбинации носителей зарядов при
данной температуре устанавливается определенная
концентрация электронов в зоне проводимости щ и равная ей
концентрация дырок pt в валентной зоне.
Из курса физики известно, что
щ=Ап^^^^т)/{кТ)УУ
Р/ = Лрехр((^в-^ф)/(ЛГ)),
где №ф - уровень Ферми, соответствующий уровню
энергии, формальная вероятность заполнения которого равна
0,5 (формальная потому, что уровень Ферми находится в
запрещенной зоне и фактически не может быть занят
электронами; кривая распределения Ферми-Дирака,
характеризующая вероятность нахождения электрона на том или

1.1. Общие сведения о полупроводниках
9
ином энергетическом уровне, всегда симметрична
относительно уровня Ферми); Wm - энергия, соответствующая
"дну" зоны проводимости; WB - энергия,
соответствующая "потолку" валентной зоны; Ап, Ар - коэффициенты
пропорциональности; k - постоянная Больцмана, равная
1,37 • 10"23 Дж/град; Т - абсолютная температура, К.
В химически чистых полупроводниках уровень Ферми
совпадает с серединой запрещенной зоны Wit а также
Ап = Ар = А. Поэтому можно записать:
щ = р{ = Aexp(-AW/(2kT)). (1.2)
Из выражения (1.2) следует, что в чистом
полупроводнике концентрации носителей зарядов зависят от ширины
запрещенной зоны и при увеличении температуры
возрастают приблизительно по экспоненциальному закону
(температурные изменения А играют незначительную роль).
Равенство концентраций пь и рь показывает, что такой
полупроводник обладает одинаковыми электронной и
дырочной электропроводностями и называется
полупроводником, с собственной электропроводностью.
1.1.2. Полупроводники с электронной
э лектроп роводностью
При введении в 4-валентный полупроводник примесных
5-валентных атомов (фосфора Р, сурьмы Sb) атомы
примесей замещают основные атомы в узлах кристаллической
решетки (рис. 1.3, а). Четыре электрона атома примеси
вступают в связь с четырьмя валентными электронамисо-
седних атомов основного полупроводника. Пятый
валентный электрон слабо связан со своим атомом и при
сообщении ему незначительной энергии, называемой энергией
активации, отрывается от атома и становится свободным.
Примеси, увеличивающие число свободных электронов,
называют донорными или просто донорами. Доноры
подбирают таким образом, чтобы их энергетические уровни WA
располагались в запрещенной зоне вблизи дна зоны
проводимости основного полупроводника (рис. 1.3, б).
Поскольку концентрация доноров в большинстве случаев не
превышает 10^...1017 атомов в 1 см3, что составляет 10~4 %

10 1. ОСНОВЫ ТЕОРИИ ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТИ ПОЛУПРОВОДНИКОВ
м Пр П
W
ИИ
.Щн
-Wi
in
Рис. 1.3. Условное изображение кристаллической решетки (а) и
энергетическая диаграмма (б) полупроводника с электронной
электропроводностью
атомов основного вещества, то взаимодействие между
атомами доноров отсутствует и их энергетические уровни
не разбиваются на зоны.
Малая энергия активизации примесей, равная 0,16 эВ
для кремния и 0,01...0,13 эВ для германия, уже при
комнатной температуре приводит к полной ионизации
5-валентных атомов примесей и появлению в зоне
проводимости свободных электронов. Поскольку в этом случае
появление свободных электронов в зоне проводимости не
сопровождается одновременным увеличением дырок в
валентной зоне, в таком полупроводнике концентрация
электронов оказывается значительно больше концентрации дырок.
Дырки в полупроводниках образуются только в результате
разрыва ковалентных связей между атомами основного
вещества.
Полупроводники, в которых концентрация свободных
электронов в зоне проводимости превышает концентрацию
дырок в валентной зоне, называются полупроводниками с
электронной электропроводностью или
полупроводниками п-типа.

1.1. Общие сведения о полупроводниках
11
Подвижные носители заряда, преобладающие в
полупроводнике, называют основными. Соответственно те
носители заряда, которые находятся в меньшем количестве,
называются неосновными для данного типа
полупроводника. В полупроводнике я-типа основными носителями
заряда являются электроны, а неосновными - дырки. В
состоянии теплового равновесия в таком полупроводнике
концентрации свободных электронов (я^) и дырок (рщ.)
определяются соотношениями:
% = Ап ехр((ТРфя - Wm )/(kT)h
С учетом соотношений (1.1) выражения (1.3) можно
представить в следующем виде:
пч = щ ехр(0Гф„ - Win)/(kT)); (1.4)
рПо = щ ехр((^л - ЧГфп )/(kT)). (1.5)
Из этих соотношений следует, что для полупроводника
я-типа выполняется неравенство п^ ^> р^ .
Атомы 5-валентных примесей, "потерявшие" по одному
электрону, превращаются в положительные ионы. В
отличие от дырок положительные ионы прочно связаны с
кристаллической решеткой основного полупроводника,
являются неподвижными положительными зарядами и,
следовательно, не могут принимать непосредственное участие в
создании электрического тока в полупроводнике.
Если считать, что при комнатной температуре все
атомы донорных примесей ионизированы (пПо = Мд, р^ « 0),
на основании выражения (1.4) можно записать:
W^^Win+kTHNi/riil (1.6)
где Мд - концентрация донорных атомов в
полупроводнике.
Из соотношения (1.6) видно, что в полупроводниках я-
типа уровень Ферми располагается в верхней половине
запрещенной зоны, и тем ближе к зоне проводимости, чем
больше концентрация доноров. При увеличении темпера-

12 1. ОСНОВЫ ТЕОРИИ ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТИ ПОЛУПРОВОДНИКОВ
туры уровень Ферми смещается к середине запрещенной
зоны за счет ионизации основных атомов полупроводника.
Повышение концентрации электронов в данном
полупроводнике значительно снижает его удельное
сопротивление. Например, чистый кремний имеет р = 2 • 103 Ом * м,
а легированный фосфором - (0,25...0,4) * 102 Ом • м.
1.1.3. Полупроводники с дырочной
электропроводностью
Если в кристалле 4-валентного элемента часть атомов
замещена атомами 3-валентного элемента (галлия Ga,
индия In), то для образования четырех ковалентных связей у
примесного атома не хватает одного электрона (рис. 1.4, а).
Этот электрон может быть получен от атома основного
элемента полупроводника за счет разрыва ковалентной
связи. Разрыв связи приводит к появлению дырки, так как
сопровождается образованием свободного уровня в
валентной зоне. Примеси, захватывающие электроны из
валентной зоны, называют акцепторными или акцепторами.
Энергия активизации акцепторов составляет для германия
а 6
jtjjr^^
W
KbSt
W
№
=£££=
Wa
О
Рис. 1.4. Условное изображение кристаллической решетки (а) и
энергетическая диаграмма (б) полупроводника с дырочной электропроводностью

1.1. Общие сведения о полупроводниках
13
),01...0,012 эВ и для кремния 0,04...0,16 эВ, что
значительно меньше ширины запрещенной зоны беспримесного
полупроводника. Следовательно, энергетические
уровни примесных атомов располагаются вблизи валентной
зоны (рис. 1.4, б).
Ввиду малого значения энергии активизации
акцепторов уже при комнатной температуре электроны из
валентной зоны переходят на уровни акцепторов. Эти
электроны, превращая примесные атомы в отрицательные ионы,
теряют способность перемещаться по кристаллической
решетке, а образовавшиеся при этом дырки могут
участвовать в создании электрического тока.
За счет ионизации атомов исходного материала из
валентной зоны часть электронов попадает в зону
проводимости. Однако электронов в зоне проводимости
значительно меньше, чем дырок в валентной зоне. Поэтому
дырки в таких полупроводниках являются основными, а
электроны - неосновными подвижными носителями заряда.
Такие полупроводники носят название полупроводников
с дырочной электропроводностью или полупроводников
р-типа. В состоянии теплового равновесия концентрация
дырок в полупроводнике р-типа (рРо) и свободных
электронов [пр ) определяется из соотношений:
рРо =niexp((Wip -Я^)/(ЛП); (1.7)
про =^ехр((Гфр-^р)/(ЛП). (1.8)
Из уравнений (1.7) и (1.8) следует, что для
полупроводника р-типа выполняется неравенство про » ppQ.
Если считать, что при комнатной температуре все
акцепторные атомы ионизированы, т. е. рр ~ Ыг, пр ~ 0, то
на основании соотношения (1.7) можно записать:
W^^Wip-kTHNz/nil (1.9)
где Na - концентрация акцепторных атомов в
полупроводнике.
Соотношение (1.9) показывает, что уровень Ферми в
полупроводнике р-типа располагается в нижней половине
запрещенной зоны, так как Na ^> щ, и при повышении тем-

14 1. ОСНОВЫ ТЕОРИИ ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТИ ПОЛУПРОВОДНИКОВ
пературы смещается к середине запрещенной зоны за счет
ионизации атомов основного полупроводника.
Кроме того, на основании уравнений (1.4), (1.5), (1.7)
и (1.8) можно записать следующее выражение:
пп0Рп0 =РпоПРо ="?, (1.10)
которое показывает, что введение в полупроводник
примесей приводит к увеличению концентрации одних
носителей заряда и пропорциональному уменьшению
концентрации других носителей заряда за счет роста вероятности их
рекомбинации.
1.2. ТОКИ В ПОЛУПРОВОДНИКАХ
1.2.1. Дрейфовый ток
В полупроводниках свободные электроны и дырки
находятся в состоянии хаотического движения. Поэтому, если
выбрать произвольное сечение внутри объема
полупроводника и подсчитать число носителей заряда, проходящих
через это сечение за единицу времени слева направо и
справа налево, значения этих чисел окажутся
одинаковыми. Это означает, что электрический ток в данном объеме
полупроводника отсутствует.
При помещении полупроводника в электрическое поле
напряженностью Е на хаотическое движение носителей
зарядов накладывается составляющая направленного
движения. Направленное движение носителей зарядов в
электрическом поле обусловливает появление тока,
называемого дрейфовым. Из-за столкновения носителей зарядов с
атомами кристаллической решетки их движение в
направлении действия электрического поля прерывисто и
характеризуется подвижностью ц. Подвижность равна
средней скорости v, приобретаемой носителями заряда в
направлении действия электрического поля
напряженностью Е = 1 В/м, т. е.
\i = v/E. (1.11)

1.2. Токи в полупроводниках
15
Подвижность носителей зарядов зависит от механизма
их рассеивания в кристаллической решетке.
Исследования показывают, что подвижности электронов [in и дырок
\ip имеют различное значение (\in > \ip) и определяются
температурой и концентрацией примесей. Увеличение
температуры приводит к уменьшению подвижности, что
зависит от числа столкновений носителей зарядов в единицу
времени.
Плотность тока в полупроводнике, обусловленного
дрейфом свободных электронов под действием внешнего
электрического поля со средней скоростью vn, определяется
выражением jn = qnvn.
Перемещение (дрейф) дырок в валентной зоне со
средней скоростью zip создает в полупроводнике дырочный ток,
плотность которого ]' = qpvp. Следовательно, полная
плотность тока в полупроводнике содержит электронную jn и
дырочную jp составляющие и равна их сумме (п и р -
концентрации соответственно электронов и дырок).
Подставляя в выражение для плотности тока
соотношение для средней скорости электронов и дырок (1.11),
получаем
j = q(n\Ln+p\ip)E. (1.12)
Если сравнить выражение (1.12) с законом Ома j = o£,
то удельная электропроводность полупроводника
определяется соотношением
c = an+Cp=q(n[in+p[ip).
У полупроводника с собственной электропроводностью
концентрация электронов равна концентрации дырок (л,- = р(),
и его удельная электропроводность определяется
выражением
В полупроводнике я-типа п^ » пр , и его удельная
электропроводность с достаточной степенью точности
может быть определена выражением
с = оп =q\innno.

16 1. ОСНОВЫ ТЕОРИИ ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТИ ПОЛУПРОВОДНИКОВ
В полупроводнике р-типа рр ^> пр , и удельная
электропроводность такого полупроводника
В области высоких температур концентрация
электронов и дырок значительно возрастает за счет разрыва кова-
лентных связей и, несмотря на уменьшение их
подвижности, электропроводность полупроводника увеличивается по
экспоненциальному закону.
1.2.2. Диффузионный ток
Кроме теплового возбуждения, приводящего к
возникновению равновесной концентрации зарядов, равномерно
распределенных по объему полупроводника, обогащение
полупроводника электронами до концентрации пр и
дырками до концентрации рп может осуществляться его
освещением, облучением потоком заряжённых частиц,
введением их через контакт (инжекцией) и т. д. В этом случае
энергия возбудителя передается непосредственно
носителям заряда и тепловая энергия кристаллической решетки
остается практически постоянной. Следовательно,
избыточные носители заряда не находятся в тепловом
равновесии с решеткой и поэтому называются неравновесными. В
отличие от равновесных они могут неравномерно
распределяться по объему полупроводника.
После прекращения действия возбудителя за счет
рекомбинации электронов и дырок концентрация избыточных
носителей быстро убывает и достигает равновесного значения.
Скорость рекомбинации неравновесных носителей
пропорциональна избыточной концентрации дырок (р„ - р~ )
или электронов Ы -пр Y
dp/dt = -{рп - PnQ )/тр; dn/dt = -(пр - про )/тл,
где хр - время жизни дырок; %п- время жизни электронов.
За время жизни концентрация неравновесных
носителей уменьшается в 2,7 раза. Время жизни избыточных
носителей составляет 0,01...0,001 с.

1.2. Токи в полупроводниках
17
Носители зарядов рекомбинируют в объеме
полупроводника и на его поверхности. Особенно эффективной
является рекомбинация через центры захвата. Она
заключается в следующем.
В запрещенной зоне полупроводника могут появиться
локальные энергетические уровни, которые образуются
примесными атомами и различными дефектами
кристаллической решетки.
Глубокие локальные уровни, находящиеся вблизи
середины запрещенной зоны, являются эффективными
центрами рекомбинации. На локальный уровень из зоны
проводимости может переходить электрон (рис. 1.5).
Вероятность встречи дырки с "неподвижным" электроном,
расположенным на глубинном локальном уровне,
значительно выше вероятности встречи ее с подвижным электроном.
Неравномерное распределение неравновесных
носителей зарядов сопровождается их диффузией в сторону
меньшей концентрации. Это движение носителей зарядов
обусловливает прохождение электрического тока,
называемого диффузионным.
Рассмотрим одномерный случай. Пусть в
полупроводнике концентрации электронов п(х) и дырок р(х)
являются функциями координаты. Это приведет к
диффузионному движению дырок и электронов из области с большей
их концентрацией в область с меньшей концентрацией.
Диффузионное движение носителей зарядов
обусловливает прохождение диффузионного тока электронов и
дырок, плотности которых
определяются из соотношений:
/пдиф^А,^; (1.13)
/рдиф = -^р^. (1.14)
где dn(x)/dx, dp(x)/dx - градиенты
концентраций электронов и дырок; Dn,
Dp - коэффициенты диффузий
электронов и дырок.
Градиент концентрации
характеризует степень неравномерности распре-
Ш/Л//////////Ш.
V.
Рис. 1.5. Локальный
уровень в
запрещенной зоне

18 1. ОСНОВЫ ТЕОРИИ ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТИ ПОЛУПРОВОДНИКОВ
деления зарядов (электронов и дырок) в полупроводнике вдоль
какого-то выбранного направления (в данном случае вдоль
оси х). Коэффициенты диффузии показывают количество
носителей заряда, пересекающих в единицу времени
единичную площадку, перпендикулярную к выбранному
направлению, при градиенте концентрации в этом направлении,
равном единице. Коэффициенты диффузии связаны с подвижнос-
тями носителей зарядов соотношениями Эйнштейна:
Dn = \inkT/q; Dp = \ipkT/q.
Знак "минус" в выражении (1.14) означает
противоположную направленность электрических токов в
полупроводнике при диффузионном движении электронов и дырок
в сторону уменьшения их концентраций.
Если в полупроводнике существует и электрическое
поле, и градиент концентрации носителей, проходящий ток
будет иметь дрейфовую и диффузионную составляющие.
В таком случае плотности токов рассчитываются по
следующим уравнениям:
U = дпцпЕ + qDn *2*£>; jp = qn[ipE - qDp *Е™.
1.3. КОНТАКТНЫЕ ЯВЛЕНИЯ
1.3.1. Электронно-дырочный переход
в состоянии равновесия
Принцип действия большинства полупроводниковых
приборов основан на физических явлениях, происходящих
в области контакта твердых тел. При этом
преимущественно используются контакты:
полупроводник-полупроводник; металл-полупроводник;
металл-диэлектрик-полупроводник.
Если переход создается между полупроводниками п-типа
и р-типа, то его называют электронно-дырочным или р-м-
переходом.
Электронно-дырочный переход создается в одном
кристалле полупроводника с использованием сложных и
разнообразных технологических операций.

1.3. Контактные явления
19
Рассмотрим p-n-переход, в котором концентрации
доноров Мд и акцепторов Na изменяются скачком на границе
раздела (рис. 1.6, а). Такой р-я-переход называют
резким. Равновесная концентрация дырок в р-области (рРа)
значительно превышает их концентрацию в я-области (п^J.
Аналогично для электронов выполняется условие п^ » пр .
Неравномерное распределение концентраций одноименных
носителей зарядов в кристалле (рис. 1.6, б) приводит к
возникновению диффузии электронов из я-области в р-
область и дырок из р-области в n-область. Такое
движение зарядов создает диффузионный ток электронов и
дырок. С учетом выражений (1.13) и (1.14) плотность
полного диффузионного тока, проходящего через границу
раздела, определится суммой
/диф = U диф + 1р диф = 4\Dn -^f- + Dp -^7")-
Электроны и дырки, переходя через контакт (благодаря
диффузии), оставляют в приконтактной области
дырочного полупроводника некомпенсированный заряд
отрицательных ионов акцепторных примесей, а в электронном
полупроводнике - нескомпенсированный заряд положительных
донорных ионов (рис. 1.6, в). Таким образом,
электронный полупроводник заряжается положительно, а
дырочный - отрицательно. Между областями с различными
типами электропроводности возникает диффузионное
электрическое поле напряженностью Е^ф (рис. 1.6, г), созданное
двумя слоями объемных зарядов/Этому полю соответствует
разность потенциалов UK между п- и р-областями,
называемая контактной (рис. 1.6, г). За пределами области
объемного заряда полупроводниковые области я- и р-типа
остаются электрически нейтральными.
Диффузионное электрическое поле является
тормозящим для основных носителей заряда и ускоряющим для
неосновных. Электроны р-области и дырки л-области,
совершая тепловое движение, попадают в пределы
диффузионного электрического поля, увлекаются им и
перебрасываются в противоположные области, образуя ток дрейфа,
или ток проводимости.

20 1. ОСНОВЫ ТЕОРИИ ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТИ ПОЛУПРОВОДНИКОВ
Выведение носителей заряда из области
полупроводника, где они являются неосновными, через электронно-ды-
^ШПОЩ Дарки Эштрот Донора
ДцуфузиЯ,
^•9Р. I ! Jn.guqt
Ь&.
W9P -1-^-4- W<pn
*6
/ill
Jp.gu<p Jp.gp
Рис. 1.6. Равновесное состояние р-л-перехода

1.3. Контактные явления
21
рочный переход ускоряющим электрическим полем
называют экстракцией носителей заряда.
Используя выражение (1.12) и учитывая, что Е = -dlf/dx,
определяем плотность полного дрейфового тока через
границу раздела р- и я-областей:
Так как через изолированный полупроводник ток
проходить не должен, между диффузионным и дрейфовым
токами устанавливается динамическое равновесие:
/диф + Удр^О. (1.15)
Приконтактную область, где имеется диффузионное
электрическое поле, называют р-п-переходом.
Поскольку потенциальная энергия электрона и
потенциал связаны соотношением W = -qU, образование He-
скомпенсированных объемных зарядов вызывает
понижение энергетических уровней я-области и повышение
энергетических уровней р-области. Смещение энергетических
диаграмм прекратится, когда уровни Ферми W^n и ПРфр
совпадут (рис. 1.6, д). При этом на границе раздела (х = 0;
уровень Ферми проходит через середину запрещенной зоны.
Это означает, что в плоскости сечения х = 0
полупроводник характеризуется собственной электропроводностью и
обладает по сравнению с остальным объемом
повышенным сопротивлением. В связи с этим его называют
запирающим слоем или областью объемного заряда.
Совпадение уровней Ферми я- и р-областей
соответствует установлению динамического равновесия между
областями и возникновению между ними потенциального
барьера UK для диффузионного перемещения через р-я-переход
электронов я-области и дырок р-области.
Из рис. 1.6, д следует, что потенциальный барьер
Подстановка в это выражение результатов
логарифмирования соотношений (1.4), (1.7) позволяет получить
следующее равенство:

22 1. ОСНОВЫ ТЕОРИИ ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТИ ПОЛУПРОВОДНИКОВ
_fe7i-Уро
UK =^-ln
к - _ "• о
Если обозначить фт = kT/q и учесть уравнение (1.10),
то можно записать:
(/к=Фт1п-Г-; (1.16)
пРо
С/К=фт1п^. (1 17)
Из уравнений (1.16) и (1.17) следует:
Рпо =Рр0ехР(""ак/фт); "ро =%ехР(^к/фт)- (118)
При комнатной температуре (Т = 300 К) фт « 0,026 В.
Таким образом, контактная разность потенциалов
зависит от отношения концентраций носителей зарядов одного
знака вр-и л-областях полупроводника.
Другим важным параметром p-n-перехода является его
ширина, обозначаемая 8 = ор + 8П.
Ширину запирающего слоя 8 можно найти, решив
уравнения Пуассона для /i-области и р-области:
d\/dx2 =^д/е; (1.19)
d2y/dx2=qNjz. (1.20)
Решения уравнений (1.19) и (1.20) при граничных
условиях
Ф(-8Р) = 0; g|
<р(8„) = £/к; £\
я =0;
х = о„
имеют вид:
<Рр = ^57 ^а(8р + х)2 для -8р < х < 0;
,* о <121>
Фл =^к--5Г-(8л--ХГ для 0<х<Ьп.
2е

1.3. Контактные явления
23
В точке х = О оба решения должны давать одинаковые
Жр о dVp I
значения фи—. Приравняв -—
0 dx
Л, МОЖНО
л: = О
записать:
8„/8р = ЛГа/#д. (1.22)
Из равенства (1.22) видно, что ширина слоев объемных
зарядов в/1-и р-областях обратно пропорциональна
концентрациям примесей и в несимметричном переходе
запирающий слой расширяется в область с меньшей
концентрацией примесей.
На основании равенства (1.22) можно записать:
8„/8 = ЛГа/(ЛГд+#а); 8р/8 = #д/(ЛГд+ЛГа), (1.23)
где 8 = 8„ +Ьр.
Приравнивая правые части уравнений (1.21) и
учитывая соотношения (1.23), при х = О получаем
ц _Я N*Na я 2
к 2е N. + ЛГ
д
На основании этого выражения формулу для определения
ширины запирающего слоя р-л-перехода можно записать
в следующем виде:
555 \2t(Na + N,.)UK
Из соотношения (1.24) видно, что на ширину
запирающего слоя существенное влияние оказывает концентрация
примесных атомов. Увеличение концентрации примесных
атомов сужает запирающий слой, а уменьшение
расширяет его. Это часто используется для придания
полупроводниковым приборам требуемых свойств.
При использовании р-/г-перехода в полупроводниковых
приборах к нему подключается внешнее напряжение.
Величина и полярность этого внешнего напряжения
определяют электрический ток, проходящий через р-/г-переход.
Если положительный полюс источника питания
подключается к р-области, а отрицательный полюс - к я-области,

24 1. ОСНОВЫ ТЕОРИИ ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТИ ПОЛУПРОВОДНИКОВ
то включение р-л-перехода называют прямым. При
изменении указанной полярности источника питания
включение р-л-перехода называют обратным.
1.3.2. Прямое включение р-л-перехода
Прямое включение р-л-перехода показано на рис. 1.7.
Поскольку сопротивление р-л-перехода значительно
превышает сопротивление нейтральных р- и л-областей,
внешнее напряжение [/пр почти полностью падает на этом
переходе.
Прямое напряжение создает в переходе внешнее
электрическое поле, направленное навстречу диффузионному.
Напряженность результирующего поля падает, и
уровни Ферми смещаются таким образом, что потенциальный
барьер уменьшается до UK - £/пр. Это сопровождается
сужением запирающего слоя, ширина которого может быть
найдена из соотношения (1.24) подстановкой вместо UK
величины UK - Unp.
l2e(Na+Na) —
V <*.*д к пр
В результате снижения потенциального барьера
большее количество основных носителей зарядов получает
возможность диффузионно переходить в соседнюю область, что
сопровождается ростом тока диффузии. Ток дрейфа при этом
не изменится, поскольку он зависит от количества
неосновных носителей, появляющихся на границах р-л-перехода.
Это количество зависит только от концентрации примесей
в полупроводнике и температуры.
Увеличение диффузионной составляющей тока через
р-л-переход при неизменной дрейфовой составляющей
приводит к нарушению термодинамического равновесия,
устанавливаемого выражением (1.15). Через переход будет
проходить результирующий ток, определяемый
диффузионной составляющей.
Дополнительная диффузия носителей зарядов приводит
к тому, что на границе р-л-перехода повышаются
концентрации дырок в области л-типа до некоторого значения

1.3. Контактные явления
25
Рис. 1.7. Прямое включение р-л-перехода
рП] и электронов в р-области до значения пр{. Повышение
концентраций неосновных носителей в р- и /г-областях
вследствие влияния внешнего напряжения, приложенного
к электронно-дырочному переходу, получило название ин-
жекции неосновных носителей. Область, из которой про-

26 1. ОСНОВЫ ТЕОРИИ ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТИ ПОЛУПРОВОДНИКОВ
исходит инжекция, называют эмиттером, а область, в
которую осуществляется инжекция, - базой.
Поскольку при прямом включении р-л-перехода
потенциальный барьер уменьшается, концентрации неосновных
носителей на границах р-л-перехода могут быть
рассчитаны по формулам (1.18) при замене UK величиной UK - (Упр.
Тогда:
Рпх = РРо exp(-tf/K - £/пр)/фт) = рПо ехр(£/пр/фт); (1.25)
пР\ = % exp(-(t/K -*/пр)/фт) = про ехр(£/пр/срт). (1.26)
Из выражений (1.25) и (1.26) следует, что на границах
р-я-перехода под действием прямого напряжения £/пр
происходит увеличение концентраций неосновных носителей.
Неравновесные неосновные носители зарядов
диффундируют в глубь полупроводника и нарушают его
электронейтральность. Восстановление нейтрального состояния
полупроводников происходит за счет поступления
носителей зарядов от внешнего источника. Это является
причиной возникновения тока во внешней цепи, называемого
прямым и обозначаемого /пр.
Концентрации неосновных носителей в нейтральной
области полупроводника зависят от координаты х. Закон
их распределения может быть найден путем решения
уравнения непрерывности для установившегося состояния, т. е.
состояния, при котором концентрация неосновных
носителей не изменяется во времени. Этому условию
соответствуют уравнения непрерывности, которые при Е = О
записываются в следующем виде:
д2Рп(х) Рп(х)-Рп0
д2пр(х) пр(х)-пПо
где Lp = JtpDp - диффузионная длина дырок в /г-области;
Ln = JinDn - диффузионная длина электронов в р-об-
ласти.
= 0;
= 0,
(1-27)
(1-28)

1.3. Контактные явления
27
Решения уравнений непрерывности (1.27) и (1.28) для
нейтральной области полупроводников (начало отсчета
координаты совпадает с границами р-я-перехода) при
очевидных из рис. 1.7 начальных условиях и с учетом
соотношений (1.25) и (1.26) имеют вид:
Рп(*) = Рпо + Р„0(ехр(1Гпр/фт)-1)ехр(-х/1р); (1.29)
пр(х) = про + npQ(exp(Unp/q>T)-l)exp(x/Ln). (1.30)
Таким образом, на границе запирающего слоя (х = 0)
за счет инжекции концентрация носителей повышается и
достигает следующих значений:
Рпх =Рп0 +Рп0(ехр(1ГПр/фт)-1);
пР\ = пРо + пРо (ехР^пР/фт) - *)•
Уравнения (1.29) и (1.30) показывают, что в
неравновесном состоянии при удалении от р-л-перехода
концентрации неосновных носителей зарядов вследствие
рекомбинации убывают по экспоненциальному закону от
значений рП} и п до PrlQ и npQ.
При х = Lp и х = L~ концентрации неосновных
носителей уменьшаются в 2,7 раза. Таким образом,
диффузионная длина - это расстояние, на котором концентрация
неосновных носителей в неравновесном состоянии
уменьшается в е раз.
1.3.3. Обратное включение р-п-перехода
При включении p-n-перехода в обратном направлении
(рис. 1.8) внешнее обратное напряжение (/о6р создает
электрическое поле, совпадающее по направлению с
диффузионным, что приводит к росту потенциального барьера
на величину [/о6р и увеличению относительного
смещения энергетических диаграмм на q(UK + f/o6p). Это
сопровождается увеличением ширины запирающего слоя,
которая может быть найдена из соотношения (1.24)
подстановкой вместо UK величины UK + £/0бр-
|2e(Na + Nn) /rr 7! "

28 1. ОСНОВЫ ТЕОРИИ ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТИ ПОЛУПРОВОДНИКОВ
т *би
т
р ^ -у у ^
©о © <£_~ф# Ф1Ф
© о0о 0 „ ® j» • ©
е«© °© ©*о© •©
I4*! t ,f% *л
UK+Uo6p
Рис. 1.8. Обратное включение р-я-перехода
Возрастание потенциального барьера уменьшает
диффузионные токи основных носителей (т. е. меньшее их
количество преодолеет возросший потенциальный барьер).
Для неосновных носителей поле в р-/г-переходе остается

1.3. Контактные явления
29
ускоряющим, и поэтому дрейфовый ток, как было
показано в п. 1.3.2, не изменится.
Уменьшение диффузионного тока приведет к
нарушению условия равновесия, устанавливаемого выражением
(1.15). Через переход будет проходить результирующий
ток, определяемый в основном током дрейфа неосновных
носителей.
Концентрация неосновных носителей у границ р-л-пе-
рехода вследствие уменьшения диффузионного
перемещения основных носителей уменьшится до некоторых
значений Яд и р . По мере удаления от р-л-перехода
концентрация неосновных носителей будет возрастать до
равновесной. Значение концентрации неосновных носителей
заряда на любом удалении х от границ p-n-перехода можно
рассчитать по следующим формулам, полученным при
решении уравнения непрерывности для обратного
включения р-л-перехода:
РпМ = Рпо + Рл0(ехрИ/обр/фт)-1)ехр(-^£р); (1.32)
пр(х) = про + npQ(exp(-Uo6p/q>7)-\)exip(x/Ln). (1.33)
1.3.4. Теоретическая вольт-амперная
характеристика р-п-перехода
Вольт-амперная характеристика представляет собой
график зависимости тока во внешней цепи р-я-перехода
от значения и полярности напряжения, прикладываемого
к нему. Эта зависимость может быть получена
экспериментально или рассчитана на основании уравнения вольт-
амперной характеристики.
При включении р-п-перехода в прямом направлении в
результате инжекции возникает прямой диффузионный ток.
Уравнения для плотности электронной и дырочной
составляющих прямого тока получаются подстановкой
соотношений (1.29) и (1.30) в (1.13) и (1.14) и
записываются в следующем виде:
/р диф = Щ-?~ (ехр((/пр /<рт) - 1) exp(-x/Lp);

30 1. ОСНОВЫ ТЕОРИИ ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТИ ПОЛУПРОВОДНИКОВ
У,диф=-^-[ехР^>^ехр^.
Плотность прямого тока, проходящего через р-я-пере-
ход, можно определить как сумму /пр = jn тд? + jp m^ не
изменяющуюся при изменении координаты х. Если
считать, что в запирающем слое отсутствуют генерация и
рекомбинация носителей зарядов, то плотность прямого тока,
определяемая на границах р-я-перехода (при х = 0),
/пр = /„ диф + /р диф = <(*&■ + ^)(«р£ - l) (1-34)
Включение р-я-перехода в обратном направлении
приводит к обеднению приконтактной области неосновными
носителями и появлению градиента их концентрации.
Градиент концентрации является причиной возникновения
диффузионного тока неосновных носителей.
На основании соотношений (1.13), (1.14) и (1.32), (1.33)
выражение для расчета плотности обратного тока может
быть записано в виде
Объединяя выражения (1.34) и (1.35), можно записать
уравнение для плотности тока в общем виде:
/ = /s(exptf//cpT)-l), (1.36)
где
Величину js называют плотностью тока насыщения.
Умножив правую и левую части выражения (1.36) на
площадь П р-я-перехода, получим уравнение теоретической
вольт-амперной характеристики:
/ = /Я = /5(ехр(£//Фт)-1), (1.37)

1.3. Контактные явления
31
где Is - ток насыщения. В это уравнение напряжение U
подставляется со знаком "плюс" при включении р-л-пере-
хода в прямом направлении и со знаком "минус" при
обратном включении.
Уравнение (1.37) позволяет рассчитать теоретическую
вольт-амперную характеристику тонкого
электронно-дырочного перехода, в котором отсутствуют генерация и
рекомбинация носителей зарядов.
Теоретическая вольт-амперная характеристика р-л-пе-
рехода, построенная на основании уравнения (1.37),
приведена на рис. 1.9. При увеличении обратного
напряжения ток через р-л-переход стремится к предельному
значению /s, которого достигает при обратном напряжении
примерно 0,1...0,2 В.
На основании соотношений (1.2), (1.5), (1.8) и (1.10),
считая, что все атомы примесей ионизированы, т. е. р = Ыг,
для области рабочих температур можно записать:
'*=4л+^>2ехр<-^ °'38)
Из соотношения (1.38) видно, что чем больше ширина
запрещенной зоны полупроводника и концентрация
примесей доноров и акцепторов, тем меньше ток насыщения,
а с увеличением температуры ток насыщения растет по
экспоненциальному закону.
Процессы генерации и рекомбинации носителей в
запирающем слое оказывают существенное влияние на вид
J обр ^
1пр1
1
,
о и,
I
Рис. 1.9. Теоретическая вольт-амперная характеристика р-л-перехода

32 1. ОСНОВЫ ТЕОРИИ ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТИ ПОЛУПРОВОДНИКОВ
вольт-амперной характеристики. В отсутствие внешнего
напряжения между процессами генерации и рекомбинации
устанавливается равновесие. При приложении к р-л-пе-
реходу обратного напряжения дырки и электроны,
образующиеся в результате генерации, выводятся полем
запирающего слоя. Это приводит к возникновению
дополнительного тока генерации /ген, совпадающего с обратным
током р-п-перехода. Можно показать, что при пп = рр ,
т„ = тр = Tq и Ln = Lp = Lq справедливо соотношение
/генА5=%80/(4п/10)) (1.39)
где 8q ~ толщина запирающего слоя.
Из выражения (1.39) видно, что генерационная
составляющая обратного тока растет при увеличении ширины
запрещенной зоны полупроводника, так как при этом
уменьшается значение nv а также при увеличении
концентрации примесей, при которой возрастает пп$.
Например, при одинаковых значениях 8q и Lq для германия
щ = 2,5 • 1013 см~3 (AW = 0,72 эВ) и /ген = 0,l/s, а для
кремния nt = 6,8 • 10ю см""3 (AW = 1,12 эВ) и /ген = 3000/5.
Таким образом, если в германиевых р-л-переходах током
генерации можно пренебречь, то в кремниевых р-я-переходах
он является основной составляющей обратного тока.
Поэтому на вольт-амперных характеристиках кремниевых р-п-пе-
реходов нет выраженного участка насыщения.
1.3.5. Реальная вольт-амперная характеристика
р-л-перехода
При выводе уравнения (1.37) не учитывались такие
явления, как термогенерация носителей в запирающем слое
перехода, поверхностные утечки тока, падение
напряжения на сопротивлении нейтральных областей
полупроводника, а также явления пробоя при определенных
обратных напряжениях. Поэтому экспериментальная
вольт-амперная характеристика р-л-перехода (кривая 2 на рис. 1.10)
отличается от теоретической (кривая /).

1.3. Контактные явления
33
Рис. 1.10. Отличие реальной вольт-
амперной характеристики р-л-пере-
хода от теоретической
При обратном
включении р-я-перехода
отличия обусловлены
генерацией носителей зарядов и
пробоем р-я-перехода.
Количество генерируемых
носителей
пропорционально объему запирающего
слоя, который зависит от
ширины р-л-перехода.
Поскольку ширина
запирающего слоя пропорциональ-
на ^обр > ток генерации
будет расти при
увеличении обратного
напряжения. Поэтому на реальной
характеристике при увеличении обратного напряжения до
определенного значения наблюдается небольшой рост
обратного тока. Возрастанию обратного тока способствуют
также токи утечки.
При некотором обратном напряжении наблюдается
резкое возрастание обратного тока. Это явление называют
пробоем р-п-перехода. Существуют три вида пробоя:
туннельный, лавинный и тепловой. Туннельный и лавинный
пробои представляют собой разновидности
электрического пробоя и связаны с увеличением напряженности
электрического поля в переходе. Тепловой пробой
определяется перегревом перехода.
Туннельный пробой обусловлен прямым переходом
электронов из валентной зоны одного полупроводника в зону
проводимости другого, что становится возможным, если
напряженность электрического поля в р-л-переходе из
кремния достигает значения 4 • 105 В /см, а из германия -
2 • 105 В/см. Такая большая напряженность
электрического поля возможна при высокой концентрации примесей
в р- и я-областях, когда толщина p-n-перехода
становится весьма малой (см. формулу (1.31)). Под действием
сильного электрического поля валентные электроны
вырываются из связей. При этом образуются парные заряды элек-

34 1. ОСНОВЫ ТЕОРИИ ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТИ ПОЛУПРОВОДНИКОВ
трон-дырка, увеличивающие обратный ток через переход.
На рис. 1.10 кривая 5 представляет собой обратную ветвь
вольт-амперной характеристики перехода,
соответствующую туннельному пробою.
В широких р-л-переходах, образованных
полупроводниками с меньшей концентрацией примесей, вероятность
туннельного просачивания электронов уменьшается и
более вероятным становится лавинный пробой. Он
возникает тогда, когда длина свободного пробега электрона в
полупроводнике значительно меньше толщины р-л-перехо-
да. Если за время свободного пробега электроны
накапливают кинетическую энергию, достаточную для ионизации
атомов в р-л-переходе, наступает ударная ионизация,
сопровождающаяся лавинным размножением носителей
зарядов. Образовавшиеся в результате ударной ионизации
свободные носители зарядов увеличивают обратный ток
перехода. Увеличение обратного тока характеризуется
коэффициентом лавинного умножения М:
М = — L (1.40)
1 ~ (£/обр/^проб)
где £/про6 - напряжение начала пробоя; т зависит от
материала полупроводника. На рис 1.10 лавинному пробою
соответствует кривая 4.
Тепловой пробой обусловлен значительным ростом
количества носителей зарядов в p-n-переходе за счет
нарушения теплового режима. Подводимая к р-л-переходу
мощность ЯПодв = ^обр^обр расходуется на его нагрев.
Выделяющаяся в запирающем слое теплота отводится
преимущественно за счет теплопроводности. Отводимая
от р-я-перехода мощность Яотв пропорциональна
разности температур перехода 7пер и окружающей среды Гокр:
' отв "" V ' пер ~~ ' окр'/ "т>
где /?т ~ тепловое сопротивление, К/Вт, определяющее
перепад температур, необходимый для отвода 1 Вт
мощности от р-я-перехода в окружающую среду.
При плохих условиях отвода теплоты от перехода
возможен его разогрев до температуры, при которой
происходит тепловая ионизация атомов. Образующиеся при этом

1.3. Контактные явления
35
носители заряда увеличивают обратный ток, что приводит
к дальнейшему разогреву перехода. В результате такого
нарастающего процесса р-я-переход недопустимо
разогревается и возникает тепловой пробой, характеризующийся
разрушением кристалла (кривая 3).
Увеличение числа носителей зарядов при нагреве р-л-
перехода приводит к уменьшению его сопротивления и
выделяемого на нем напряжения. Вследствие этого на
обратной ветви вольт-амперной характеристики при
тепловом пробое появляется участок с отрицательным
дифференциальным сопротивлением (участок АВ на рис. 1.10).
Отличия реальной характеристики от теоретической на
прямой ветви в основном обусловлены сопротивлением
электронной и дырочной областей за пределами
запирающего слоя (rj).
Если сопротивление запирающего слоя обозначить гд,
то кристалл полупроводника с запирающим слоем можно
представить в виде последовательного соединения
резисторов гд и Г\ (рис. 1.11).
При прохождении тока /пр на сопротивлении гх падает
часть напряжения внешнего источника и на запирающем
слое действует напряжение £/пер = (/пр - 1щГ\. Уравнение
вольт-амперной характеристики в этом случае может быть
записано в следующем неявном виде:
Лф = /5(ехр(((/пр - /прГ1)/фт) - 0.
Поскольку (/пер < (Упр, реальная характеристика идет
ниже теоретической. Когда напряжение на запирающем
слое становится равным контактной разности
потенциалов, запирающий слой исчезает и дальнейшее увеличение
тока ограничивается распределенным сопротивлением
полупроводников р- и л-типа. Таким образом, в точке С при
^пр = ^к вольт-амперная характеристика переходит в
прямую линию.
Рис. 1.11. Упрощенная
эквивалентная схема р-я-пе-
рехода с распределенным
сопротивлением
полупроводника
а.
'пер
1прг1
JW

36 1. ОСНОВЫ ТЕОРИИ ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТИ ПОЛУПРОВОДНИКОВ
1.3.6. Емкости р-л-перехода
Изменение внешнего напряжения dil на р-л-переходе
приводит к изменению накопленного в нем заряда dQ.
Поэтому р-л-переход ведет себя подобно конденсатору,
емкость которого С = dQ/dU.
В зависимости от физической природы изменяющегося
заряда различают емкости зарядную (барьерную) и
диффузионную.
Зарядная (барьерная) емкость определяется
изменением нескомпенсированного заряда ионов при изменении
ширины запирающего слоя под воздействием внешнего
обратного напряжения. Поэтому идеальный электронно-
дырочный переход можно рассматривать как плоский
конденсатор, емкость которого определяется соотношением
С3ар = еЯ/8, (1.41)
где Я, 8 - соответственно площадь и толщина
р-л-перехода.
Из соотношений (1.41) и (1.31) следует
L^~-Up(UK+\Uo6?\)(Na +
NnY
В общем случае зависимость зарядной емкости от
приложенного к р-я-переходу обратного напряжения
выражается формулой
C3ap = 0+|^pK)Y'
где Cq - емкость р-л-перехода при (/о6р = 0; у -
коэффициент, зависящий от типа р-я-перехода (для резких р-я-пе-
реходов у = 1/2, а для плавных у = 1/3).
Зарядная емкость увеличивается с ростом Na и УУД, а
также с уменьшением обратного напряжения. Характер
зависимости С = /(^0бр) показан на рис. 1.12.
Рассмотрим диффузионную емкость. При увеличении
внешнего напряжения, приложенного к р-я-переходу в
прямом направлении, растет концентрация
инжектированных носителей вблизи границ перехода, что приводит к

1.3. Контактные явления
37
изменению количества
заряда, обусловленного
неосновными носителями в р- и л-об-
ластях. Это можно
рассматривать как проявление
некоторой емкости. Поскольку
она зависит от изменения
диффузионной
составляющей тока, ее называют
диффузионной. Диффузионная
емкость представляет собой
отношение приращения ин-
жекционного заряда dQliH7K
к вызвавшему его изменению напряжения dUnpy
Воспользовавшись уравнением (1.30) , можно
определить заряд инжектированных носителей, например дырок
в п-области:
оо
Qp инж = ЯП J(pn(x) - р^ )dx = яЬрПр^ (ехрО/пр/срт) -1).
Тогда диффузионная емкость, обусловленная изменением
общего заряда неравновесных дырок в п-области,
определится по формуле
Рис. 1.12. Зависимость зарядной
емкости р-л-перехода от
обратного напряжения
Т. е.
dQp qUnpr.
U}
= р = чл~Р"гп0
'пр
Аналогично для диффузионной емкости, обусловленной
Ьдафр-д, " фт еХР^-
инжекцией электронов в р-область,
dQn _ я^пПпр
-диф n - du
-ехр-
^п
Общая диффузионная емкость
^диф = ^диф р + ^диф л =
= (qn/q>T)(Lnnpo + Lpp„0 )ехр(1/пр/<рт).

38 1. ОСНОВЫ ТЕОРИИ ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТИ ПОЛУПРОВОДНИКОВ
'ут
<ь-
1^300
%Чи9
Рис. 1.13. Эквивалентная схема
р-я-перехода
Полная емкость р-л-пе-
рехода определяется
суммой зарядной и
диффузионной емкостей:
^пер "" ^зар Цциф*
При включении р-л-
перехода в прямом
направлении преобладает
диффузионная емкость, а при
включении в обратном
направлении - зарядная.
На рис. 1.13 приведена эквивалентная схема р-п-пе-
рехода по переменному току. Схема содержит
дифференциальное сопротивление р-л-перехода гд, диффузионную
емкость СДИф, зарядную емкость Сзар и сопротивление
объема р- и я-областей г\. На основании уравнения (1.37)
можно записать:
_L = ^L = A.eXp^.
гд dU фт гфт
Если при прямом включении р-л-перехода £/пр » фт, то:
/пр =/5(ехр((/пр/фт)-1)-/5ехр([/пр/фт); гд = фт//пр.
При комнатной температуре
гд = 0,026//пр (1.42)
(в соотношении (1.42) значение тока подставляется в
амперах). Сопротивление утечки г^ учитывает возможность
прохождения тока по поверхности кристалла из-за
несовершенства его структуры. При прямом включении р-п~
б
Гд.пр
fyofip
Рис. 1.14. Упрощенные эквивалентные схемы р-л-перехода

1.4. Разновидности электрических переходов 39
перехода Сзар <ЗС Сдиф> дифференциальное сопротивление
гд.пр мало и соизмеримо с г^ поэтому эквивалентная
схема принимает вид, показанный на рис. 1.14, а.
При обратном смещении гд обр » Г\, Сзар ^> Сдиф и
эквивалентная схема имеет вид, показанный на рис. 1.14, б.
1.4. РАЗНОВИДНОСТИ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ
ПЕРЕХОДОВ
1.4.1. Гетеропереходы
Гетеропереход образуется двумя полупроводниками,
различающимися шириной запрещенной зоны. Параметры
кристаллических решеток полупроводников, составляющих
гетеропереход, должны быть близки, что ограничивает
выбор материалов. В настоящее время наиболее
исследованными являются пары: германий-арсенид галлия, арсе-
нид галлия-мышьяковидный индий, германий-кремний.
Различают л-р- и р-я-гетеропереходы (на первое место
ставится буква, обозначающая тип электропроводности
полупроводника с более узкой запрещенной зоной). На
основе гетеропереходов возможно также создание
структур п-п и р-р.
На рис. 1.15 приведена упрощенная энергетическая
диаграмма р-л-перехода между арсенидом галлия р-типа
(AWp= 1,5 эВ) и германием n-типа (AWn = 0,72 эВ) в
состоянии равновесия (U = 0). При контакте
полупроводников происходит перераспределение носителей зарядов,
приводящее к выравниванию уровней Ферми р- и я-облас-
Рис. 1.15. Упрощенная
энергетическая диаграмма л-р-ге-
тероперехода в равновесном
состоянии
"дн р"
•<3
U/ —
%
р
с
о-
i ^^^^
>к_
Л
1
Мм
%
Тдн п
%п

40 1. ОСНОВЫ ТЕОРИИ ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТИ ПОЛУПРОВОДНИКОВ
Рис. 1.16. Упрощенная
энергетическая
диаграмма я-р-гетероперехода,
включенного в прямом
направлении
тей и возникновению энергетического барьера для
электронов я-области qUKn и для дырок р-области qUKpi
причем UKn > UKp. В состоянии равновесия ток через р—п-
переход равен нулю. Поскольку потенциальные барьеры
для дырок и электронов различны, при приложении к
гетеропереходу прямого напряжения смещения он обеспечит
эффективную инжекцию дырок из полупроводника с
большей шириной запрещенной зоны (рис. 1.16). Эта
особенность инжекции в гетеропереходе (явление сверхинжек-
ции) делает его эффективным инжектором.
1.4.2. Контакт между полупроводниками
одного типа электропроводности
Контакт полупроводников с одним типом
электропроводности, но с разной концентрацией примесей
обозначают р+-р или п*-п (знаком "плюс" отмечается
полупроводник с большей концентрацией примесей). В таких
контактах носители из области с большей концентрацией
примеси переходят в область с меньшей концентрацией. При
этом в области с повышенной концентрацией нарушается
компенсация зарядов ионизированных атомов примеси, а
в другой области создается избыток основных носителей
зарядов. Образование этих зарядов приводит к появлению
на переходе диффузионного электрического поля и кон-
ми соотношениями: для р+-р-перехода
тактнои разности потенциалов, определяемой следующи-
г. для р+-р-перехода
^к=ФтЦр;/рРо);

1.4. Разновидности электрических переходов 41
для п+-я-перехода
В этих переходах не образуется слой с малой
концентрацией носителей зарядов, и их сопротивление
определяется в основном сопротивлением низкоомной области.
Поэтому при прохождении тока непосредственно на
контакте падает небольшое напряжение и выпрямительные
свойства этих переходов не проявляются. В р+-р- и л+-я-пе-
реходах отсутствует инжекция неосновных носителей из
низкоомной области в высокоомную. Если, например, к
переходу п+-п подключен источник тока плюсом к я-об-
ласти, а минусом к п+-области, то из я+-области в я-об-
ласть будут переходить электроны, являющиеся в ней
основными носителями зарядов. При изменении полярности
внешнего напряжения из п+-области в n-область должны
инжектироваться дырки, однако их концентрация мала, и
этого явления не происходит. Переходы типа р+-р и п+-п
возникают при
изготовлении омических контактов р
к полупроводникам.
Промежуточное
положение между р+-р- или
п*-п- и р-я-переходом
занимают p-i- и я-г-пере-
ходы. Такие переходы
образуются между двумя
пластинами, одна из которых
имеет электронную или
дырочную электропроводность,
а другая - собственную.
На рис 1.17 показаны
энергетическая диаграмма
и изменение
концентраций на границе двух
полупроводников с р- и
/-областями. Вследствие
разности концентраций
носителей зарядов в р- и /-об-
»Vp--t--4
wt
9»
Wa
Рис. 1.17. Энергетическая
диаграмма р-1-перехода

42 1. ОСНОВЫ ТЕОРИИ ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТИ ПОЛУПРОВОДНИКОВ
ластях происходит инжекция дырок из р-области в
/-область и электронов из /-области в р-область. Вследствие
малой величины инжекционной составляющей
электронного тока потенциальный барьер на границе перехода
создается неподвижными отрицательными ионами акцепторов
р-области и избыточными дырками /-области,
диффундирующими в нее из р-области. Поскольку рр ^> р(-,
глубина распространения запирающего слоя в /-области
значительно больше, чем в р-области.
1.4.3. Контакт металла с полупроводником
Свойства контакта металла с полупроводником зависят
от работы выхода электронов из металла (W^) и из
полупроводника (W$n или Wqp). Электроны переходят из
материала с меньшей работой выхода в материал с большей
работой выхода. При контакте металла с электронным
полупроводником при выполнении условия W$n < Wqm
электроны переходят из полупроводника в металл. Если
осуществлен контакт металла с дырочным полупроводником
и выполняется условие Wqm < Wqp, будет происходить
переход электронов в полупроводник. И в том, и в другом
случае произойдет обеднение свободными носителями
заряда приконтактной области полупроводника.
Обедненный слой обладает повышенным
сопротивлением, которое может изменяться под воздействием внешнего
напряжения. Следовательно, такой контакт имеет
нелинейную характеристику и является выпрямляющим.
Перенос зарядов в этих контактах осуществляется основными
носителями, и в них отсутствуют явления инжекции,
накопления и рассасывания зарядов. Таким образом,
выпрямляющие контакты металл-полупроводник
малоинерционны и служат основой создания диодов с барьером Шоттки,
обладающих высоким быстродействием и малым временем
переключения.
Если при контакте металла с полупроводником
выполняется условие Wqm < W$n или Wqm > Wqp, to прикон-
тактный слой полупроводника обогащается основными
носителями заряда и его сопротивление становится низ-

1.4. Разновидности электрических переходов 43
ким при любой полярности внешнего напряжения. Такой
контакт имеет практически линейную характеристику и
является невыпрямляющим.
1.4.4. Омические контакты
Омическими называют контакты, сопротивление
которых не зависит от величины и направления тока. Другими
словами, это контакты, обладающие практически
линейной вольт-амперной характеристикой. Омические
контакты обеспечивают соединение полупроводника с
металлическими токопроводящими элементами полупроводниковых
приборов. Кроме линейности вольт-амперной
характеристики, эти контакты должны иметь малое сопротивление и
обеспечивать отсутствие инжекции носителей из
металлов в полупроводник. Эти условия выполняются путем
введения между полупроводником рабочей области
кристалла и металлом полупроводника с повышенной
концентрацией примеси (рис. 1.18). Контакт между
полупроводниками с одинаковым типом электропроводности является
невыпрямляющим и низкоомным. Металл выбирают так,
чтобы обеспечить малую контактную
разность потенциалов. Одним из
способов получения омических
контактов является введение в металл
примеси, которой легирован
полупроводник. В этом случае при
сплавлении металла с
полупроводником в контактной области
образуется тонкий слой
вырожденного полупроводника, что
соответствует структуре, изображенной
на рис. 1.18.
Рис. 1.18. Структура
омического контакта
1.4.5. Явления на поверхности полупроводника
В результате взаимодействия полупроводника и
окружающей среды на поверхности кристалла образуются
различные соединения, отличающиеся по своим свойствам от

44 1. ОСНОВЫ ТЕОРИИ ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТИ ПОЛУПРОВОДНИКОВ
основного материала. Кроме того, обработка кристалла
приводит к дефектам кристаллической решетки на
поверхности полупроводника. По этим причинам возникают
поверхностные состояния, повышающие вероятность
появления свободных электронов или незаполненных ковалент-
ных связей. Энергетические уровни поверхностных
состояний могут располагаться в запрещенной энергетической зоне
и соответствовать донорным и акцепторным примесям.
Поверхностные состояния меняют концентрацию
носителей заряда, и в приповерхностном слое полупроводника
возникает объемный заряд, приводящий к изменению
уровня Ферми. Поскольку в состоянии равновесия уровень
Ферми во всем кристалле полупроводника одинаков,
поверхностные состояния вызывают искривление энергетических
уровней в приповерхностном слое полупроводника.
В зависимости от типа полупроводника и характера
поверхностных состояний может происходить обеднение или
обогащение поверхности кристалла носителями заряда.
Обеднение возникает в том случае, если
поверхностный заряд совпадает по знаку с основными носителями
заряда. На рис. 1.19 показано образование обедненного
слоя на поверхности полупроводника л-типа при такой
плотности поверхностных состояний, что уровни Win и
о 5"
Обеднения*}
слой
о о
Индерснай
слой
Рис. 1.19. Образование
обедненного слоя на поверхности
полупроводника /г-типа
Рис. 1.20. Изменение типа
электропроводности на поверхности
полупроводника я-типа

1.4. Разновидности электрических переходов 45
W^n не пересекаются. Повышение плотности
пространственного заряда может привести к пересечению уровня
Ферми с уровнем середины запрещенной зоны (рис. 1.20),
что соответствует изменению типа электропроводности у
поверхности полупроводника. Это явление называют
инверсией типа электропроводности, а слой, в котором
оно наблюдается, - инверсным слоем.
Если знаки поверхностного заряда и основных
носителей противоположны, происходит обогащение
приповерхностной области основными носителями зарядов. Такую
область называют обогащенным слоем (рис. 1.21).
Электропроводность приповерхностного слоя
полупроводника может изменяться под действием электрического
поля, возникающего за счет напряжения,
прикладываемого к металлу и полупроводнику, разделенным диэлектриком.
Если предположить, что до включения напряжения
поверхностные состояния на границе полупроводника и
диэлектрика отсутствуют, то электропроводности
приповерхностного слоя и объема полупроводника будут одинаковыми.
При включении напряжения между металлом и
полупроводником возникает электрическое поле, и на
поверхности металла и в приповерхностном слое
полупроводника, как на пластинах конденсатора, накапливаются заря-
Рис. 1.21. Образование обогащен- Рис. 1.22. График изменения
ного слоя на поверхности полупро- типа электропроводности на по-
водника я-типа верхности полупроводника

46 1. ОСНОВЫ ТЕОРИИ ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТИ ПОЛУПРОВОДНИКОВ
ды. Например, если полупроводник электронный и к нему
прикладывается отрицательное напряжение, то под
действием электрического поля у поверхности увеличиваются
концентрация электронов и электропроводность
приповерхностного слоя полупроводника (см. рис. 1.21). При
изменении полярности напряжения концентрация электронов
в приповерхностном слое уменьшается, а дырок -
увеличивается. В связи с этим электропроводность приконтакт-
ной области уменьшается, стремясь к собственной.
Увеличение напряжения приводит к тому, что концентрация
дырок становится выше концентрации электронов и
происходит изменение (инверсия) типа электропроводности
слоя. При этом электропроводность приповерхностного слоя
увеличивается. Зависимость электропроводности
приповерхностного слоя полупроводника n-типа от напряжения
показана на рис. 1.22. Это явление принято называть
эффектом поля.

2
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ
2.1. НАЗНАЧЕНИЕ И КЛАССИФИКАЦИЯ
Полупроводниковым диодом называют
электропреобразовательный полупроводниковый прибор с одним
электрическим переходом, имеющий два вывода.
В зависимости от области применения
полупроводниковые диоды делят на следующие основные группы:
выпрямительные, универсальные, импульсные,
сверхвысокочастотные, варикапы, туннельные, обращенные, фото- и
излучательные, стабилитроны.
По типу р-п-перехода различают полупроводниковые
диоды плоскостные и точечные. Плоскостным называют
р-л-переход, линейные размеры которого, определяющие
его площадь, значительно больше толщины. К точечным
относят переходы, размеры которых, определяющие их
площадь, меньше толщины области объемного заряда.
Система обозначений полупроводниковых диодов
состоит из буквенных и цифровых элементов. Для диодов,
разработанных после 1964 г., в качестве первого элемента
обозначения используют букву или цифру, определяющую
исходный материал, из которого изготовлен диод: Т" или
1 - германий или его соединения, "К" или 2 - кремний
или его соединения, "А" или 3 - соединения галлия.
Вторым элементом служит буква, определяющая подкласс
прибора (выпрямительные - "Д", стабилитроны - "С" и др.).
После второго элемента идет число, характеризующее
назначение прибора, номер разработки. Обозначение
заканчивается буквами русского алфавита, характеризующими
специальные параметры диода.
Система обозначений диодов, разработанных до 1964 г.,
состоит из двух или трех элементов. Первым элементом
является буква "Д". Вторым элементом служит число,
указывающее классификационную группу диода. Третьим

48
2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ
элементом является буква, характеризующая разновидность
диода в данной группе.
Свойства полупроводниковых диодов оценивают
параметрами. Различают общие параметры, которыми
характеризуется любой полупроводниковый диод, и специальные
параметры, присущие только отдельным диодам.
2.2. ОБЩИЕ ПАРАМЕТРЫ ДИОДОВ
К общим параметрам диодов относят: допустимую
температуру перехода, допустимую мощность, рассеиваемую
диодом, допустимые прямой ток и обратное напряжение.
Когда через диод проходит ток, при заданном
напряжении на диоде выделяется мощность Ря = IU. Выделение
этой мощности сопровождается нагреванием диода, что
приводит к росту обратного тока и увеличению вероятности
возникновения теплового пробоя p-n-перехода. Для
исключения теплового пробоя температура р-п-перехода
должна быть меньше допустимой температуры перехода
Тп тах. Как правило, эта температура для германиевых
диодов составляет 70 °С, а для кремниевых - 125 °С.
Выделяемая теплота рассеивается диодом в окружающую
среду, имеющую температуру Гср.
Перепад температур между переходом и средой
определяется выражением
т — т = /? Р
лп ' ср ^т'д»
где RT - тепловое сопротивление, характеризующее
условия отвода теплоты от диода (конструкцию корпуса,
наличие радиаторов и т. д.). Величина /?т определяется
экспериментально и приводится в справочниках.
При допустимой температуре перехода на диоде
выделяется допустимая рассеиваемая мощность Рд тах =
= (^п max - 7q>)/^T- Режим диода необходимо выбирать из
условия £//<Рдтах.
Температура диода зависит от прямого тока. Прямой
ток, при котором температура р-л-перехода диода
достигает значения Тп тах, называют допустимым прямым
током и обозначают /пп тяу.

2.3. Выпрямительные диоды
49
Важным параметром
диодов является
допустимое обратное напряжение
^обр max» при котором не
происходит пробоя р-п-пе-
рехода. Обычно £/о6р тах <
<0Д/про6.
Кроме
вышеперечисленных, общими для всех
диодов считаются параметры,
определяемые по
вольт-амперным характеристикам
(рис. 2.1).
Прямое и обратное
сопротивления диода
постоянному току выражаются следующими соотношениями:
Рис. 2.1. Иллюстрация к
определению приращений токов и
напряжений по вольт-амперной
характеристике диода
гпр ~ ^пр О/^прО»
гобр - ^обрО/^обрО-
Прямое и обратное дифференциальные сопротивления
(сопротивления переменному току):
гдиф.пр ~" А^пр/А^пр»
гдиф.обр "" А^обр
/А/,
обр-
2.3. ВЫПРЯМИТЕЛЬНЫЕ ДИОДЫ
Выпрямительными называют диоды, предназначенные
для выпрямления переменного тока. Вторым элементом
обозначения этих диодов является буква "Д". Условное
графическое изображение выпрямительного диода показано
на рис. 2.2. В зависимости от
значения выпрямляемого тока
различают диоды малой
мощности (/пртах < °>3 А) и
средней мощности (0,3 А <
к Aip max < 10 A). Aw*1 малой
мощности могут рассеивать
выделяемую на них теплоту
своим корпусом (рис. 2.3, а).
и
пр
Рис. 2.2. Графическое
изображение выпрямительного диода

50
2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ
Рис. 2.3. Выпрямительные диоды:
/ - корпус; 2 - изолятор, 3 - кристалл полупроводника
Для рассеивания теплоты диоды средней мощности
располагают на радиаторах охлаждения (рис. 2.3, б).
Обычно допустимая плотность тока, проходящего через
р-л-переход, не превышает 2 А/мм2, поэтому для
получения указанных выше значений среднего выпрямленного
тока в выпрямительных диодах используют плоскостные
р-л-переходы. Получающаяся при этом большая емкость
р-л-перехода существенного влиянгия на работу диода не
оказывает в связи с малыми рабочими частотами.
Вольт-амперные характеристики германиевых и
кремниевых диодов одинаковой конструкции различаются. На
рис 2.4 для сравнения показаны характеристики
германиевого (Д304) и кремниевого (Д242) диодов, имеющих
одинаковую конструкцию и предназначенных для работы в
одном и том же диапазоне токов и напряжений.
Поскольку ширина запрещенной зоны у кремния больше, чем у
германия, обратный ток кремниевых диодов значительно
меньше. Кроме того, обратная ветвь характеристики
кремниевых диодов не имеет явно выраженного участка
насыщения, что обусловлено генерацией носителей зарядов в
р-л-переходе и токами утечки по поверхности кристалла.
Вследствие большого обратного тока у германиевых
диодов наступает тепловой пробой, приводящий к разру-

2.3. Выпрямительные диоды
51
'пр^
2-
Д304
1-
UofaB ПО ВО 40 0,
^ ' ' < ¥ - ■ t 'j
№*•/* \^\
Wy^\/'
70'C
7tfc\
.],
M.
p,
/2
'обр.**
ho* с
1
0.2 Unp,B
Рис. 2.4. Вольт-амперные характеристики выпрямительных диодов
шению кристалла. У кремниевых диодов из-за малого
обратного тока вероятность теплового пробоя мала, и у них
возникает электрический пробой.
Поскольку прямой ток диода определяется по
уравнению /пр = /s(exp((/np/<pT)-l), вследствие меньшего
обратного тока кремниевого диода его прямой ток, равный
току германиевого диода, достигается при большем
значении прямого напряжения. Поэтому мощность,
рассеиваемая при одинаковых токах, в германиевых диодах меньше,
чем в кремниевых. По этой причине крутизна S = rf/np/rf(/np
у германиевых диодов больше, чем у кремниевых.
На характеристики диодов существенное влияние
оказывает температура окружающей среды. С ростом
температуры становится интенсивнее генерация носителей
зарядов и увеличиваются обратный и прямой токи диода.
Для приближенной оценки можно считать, что с
увеличением температуры на 10 градусов обратный ток
германиевых диодов возрастает в 2, а кремниевых - в 2,5 раза.
Однако вследствие того, что при комнатной температуре
обратный ток у германиевого диода значительно больше,
чем у кремниевого, абсолютное значение приращения
обратного тока у германиевого диода с ростом температуры
оказывается в несколько раз больше, чем у кремниевого.
Это приводит к увеличению потребляемой диодом
мощности, его разогреву и уменьшению напряжения теплового
пробоя. У кремниевых диодов из-за малого обратного тока

52
2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ
вероятность теплового пробоя мала, и у них вначале
возникает электрический пробой.
Пробой кремниевых диодов определяется процессами
лавинного умножения носителей зарядов при ионизации
атомов кристаллической решетки. С повышением
температуры увеличивается тепловое рассеивание подвижных
носителей зарядов и уменьшается длина их свободного
пробега. Для того чтобы электрон на меньшем пути приобрел
энергию, достаточную для ионизации, необходимо
увеличение ускоряющего поля, что достигается при большем
обратном напряжении. Это объясняет увеличение
пробивного напряжения кремниевых диодов с ростом температуры.
Рассмотренные типы диодов позволяют выпрямлять
переменный ток в устройствах сравнительно низкого
напряжения (500...700 В). Для выпрямления более высокого
напряжения используют последовательное включение
диодов. В настоящее время выпускаются выпрямительные
столбы и блоки (второй элемент обозначения - буква "Ц"),
которые состоят из специально подобранных диодов,
соединенных между собой и заключенных в общий корпус.
2.4. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ СТАБИЛИТРОНЫ
Полупроводниковыми стабилитронами называют
диоды, предназначенные для стабилизации уровня
напряжения в схеме. Для этого используются приборы, у которых
на вольт-амперной характеристике имеется участок со
слабой зависимостью напряжения от проходящего тока.
Такой участок наблюдается на обратной ветви
вольт-амперной характеристики кремниевого диода в режиме
лавинного или туннельного пробоя. Поэтому в качестве
полупроводниковых стабилитронов используются плоскостные
кремниевые диоды. Вторым элементом обозначения этих
диодов является буква "С", например КС 168А.
Вольт-амперная характеристика полупроводникового
стабилитрона изображена на рис. 2.5. На характеристике
точками А и В отмечены границы рабочего участка.
Положение точки А соответствует напряжению пробоя р-п-
перехода, которое зависит от удельного сопротивления

2.4. Полупроводниковые стабилитроны
53
исходного материала,
определяемого концентрацией
примесей. Точка В соответствует
предельному режиму, в
котором на стабилитроне
рассеивается максимально
допустимая мощность.
Стабилитроны
характеризуются следующими
специальными параметрами.
Напряжение
стабилизации UCT - напряжение на
стабилитроне при заданном
токе. Оно зависит от ширины
запирающего слоя р-л-пере-
хода, т. е. от концентрации
примесей в полупроводниках
'с г max
Рис. 2.5. Вольт-амперная
характеристика полупроводникового
стабилитрона
В случае большой
концентрации примеси р-л-переход получается тонким и в нем
даже при малых напряжениях возникает электрическое
поле, вызывающее туннельный пробой. При малой
концентрации примеси р-я-переход имеет значительную
ширину и лавинный пробой наступает раньше, чем
напряженность электрического поля становится достаточной для
туннельного пробоя. Таким образом, подбором удельного
сопротивления кремния можно получить требуемое
напряжение стабилизации.
Практически при напряжениях стабилизации ниже 6 В
имеет место только туннельный пробой, а при
напряжениях выше 8 В - лавинный. В интервале от 6 до 8 В
наблюдаются оба вида пробоя.
Минимально допустимый ток стабилизации /ст min -
ток, при котором пробой становится устойчивым и
обеспечивается заданная надежность работы.
Максимально допустимый ток стабилизации /ст тах -
ток, при котором достигается максимально допустимая
рассеиваемая мощность Ятах-
Дифференциальное сопротивление гСТ = dUCT/dICJ -
отношение приращения напряжения стабилизации к
вызвавшему его приращению тока. Чем меньше гст, тем
лучше стабилизация напряжения.

54
2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ
Температурный коэффициент стабилизации
напряжения (ТКН), определяемый отношением относительного
изменения напряжения стабилизации (Д£/ст/£/ст) к
абсолютному изменению температуры окружающей среды
(Л7окр) при постоянном токе стабилизации:
aU„ =
ALL
^стД7,окр
•100%.
У стабилитронов с лавинным пробоем ТКН
положительный, а с туннельным - отрицательный. Для выпускаемых
промышленностью стабилитронов значение ТКН колеблется
от 0,001 до 0,2 %/К.
Для стабилизации низких напряжений (до 1 В)
используют прямую ветвь вольт-амперной характеристики диода
при UCT > UK. В этом режиме также наблюдается слабая
зависимость напряжения на диоде от проходящего тока.
Такие приборы называют стабисторами. Характеристика
стабистора приведена на рис. 2.6. Лучшие параметры по
сравнению с кремниевыми имеют стабисторы,
изготовленные из селена. Графическое изображение стабилитрона
(стабистора) показано на рис. 2.7.
В основном стабилитроны применяются для
стабилизации напряжения. Схема стабилизатора напряжения
показана на рис. 2.8. Стабилитрон присоединяют параллельно
нагрузке RH, а в общую цепь включают ограничительный
с г/пах
' a mm
m
Рис. 2.6. Вольт-амперная
характеристика стабистора
Рис. 2.7. Графическое
изображение стабилитрона (стабистора)

2.4. Полупроводниковые стабилитроны
55
Рис. 2.8. Схема стабилизатора напряжения
резистор R, являющийся функционально необходимым
элементом.
Для схемы, показанной на рис. 2.8, справедливо
уравнение
После преобразования уравнения (2.1) получим
I
ст
= JL
R
иг
(2.1)
(2.2)
На основании уравнения (2.2) может быть построена
нагрузочная прямая, точка пересечения которой с вольт-
амперной характеристикой является рабочей. При
изменении напряжения источника питания Е нагрузочная
прямая перемещается параллельно самой себе (рис. 2.9, a), a
при изменении сопротивления нагрузки изменяется ее
наклон (рис. 2.9, б). При этом если рабочая точка не
выходит из границ участка ЛВ, то напряжение на нагрузке
остается практически неизменным. Следовательно, в данной
схеме напряжение на нагрузке остается постоянным в
некоторых пределах изменения напряжения питания и
сопротивления самой нагрузки.
С физической точки зрения принцип стабилизации
напряжения в данной схеме объясняется следующим
образом.
Увеличение напряжения источника питания на величину
АЕ приводит к увеличению общего тока в цепи / = /ст + /н.
Поскольку при изменении тока, проходящего через стаби-

56
2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ
Рис. 2.9. К пояснению работы стабилизатора напряжения
литрон, напряжение на нем остается практически
неизменным и равным напряжению стабилизации, то
изменением тока нагрузки /н можно пренебречь. Приращение
напряжения источника питания на величину АЕ почти
целиком произойдет на ограничительном резисторе R. При
уменьшении напряжения источника питания на величину
А£ общий ток в цепи уменьшается, что приводит к
уменьшению тока, проходящего через стабилитрон. Если это
уменьшение не вышло из пределов стабилизации, в этом
случае при сохранении постоянного напряжения на
нагрузке напряжение на резисторе R уменьшится на
величину Д£. Таким образом, наличие ограничительного
резистора R в рассмотренной простейшей схеме стабилизатора
напряжения является принципиально необходимым.
Изменение сопротивления нагрузки при неизменном
напряжении источника питания не приведет к изменению
напряжения на ограничительном резисторе R, а вызовет
изменение тока, проходящего через стабилитрон.
Помимо стабилизации постоянного напряжения,
стабилитроны используются в стабилизаторах и ограничителях
импульсного напряжения, в схемах выпрямления, в
качестве управляемых емкостей, шумовых генераторов и
элементов межкаскадных связей в усилителях постоянного
тока и импульсных устройствах.

2.5. Универсальные диоды
57
2.5. УНИВЕРСАЛЬНЫЕ ДИОДЫ
Универсальными называют высокочастотные диоды,
применяемые для выпрямления, модуляции,
детектирования и других нелинейных преобразований электрических
сигналов, частота которых не превышает 1000 МГц.
Вторым элементом обозначения универсальных диодов
является буква "Д". На схемах они изображаются так же,
как и выпрямительные диоды (см. рис. 2.2). Диод будет
обладать односторонней проводимостью, если на частоте
сигнала выполняется условие 1/(соСзар) 2> ^д.0бр- Для вы_
полнения этого условия необходимо уменьшать емкость
Сзар. Это достигается использованием точечных р-л-перехо-
дов, обладающих малой площадью и малой зарядной
емкостью. Диоды с такими переходами называют точечными.
Точечный р-л-переход образуется в точке контакта
металлической иглы с пластинкой полупроводника л-типа.
Для стабилизации свойств диода применяют
электроформовку точечного р-л-перехода путем пропускания через
него коротких импульсов тока. Энергия этих импульсов
должна быть достаточной для сплавления конца иглы с
полупроводником.
Материал иглы подбирают так, чтобы он являлся
акцептором для полупроводника л-типа. Например, иглу
изготавливают из бериллиевой бронзы или покрывают ее
конец индием, алюминием и т. д. При сплавлении
происходит диффузия примесей в полупроводник, формируется
область с проводимостью р-типа и образуется р-л-переход в
форме полусферы. Емкость такого перехода составляет
единицы пикофарад.
Малая площадь р-л-перехода и плохие условия отвода
теплоты затрудняют получение прямых токов диода более
20 мА.
Большими прямыми токами характеризуются
микросплавные диоды, у которых р-л-переход получается при
электроформовке контакта между пластинкой
полупроводника и иглой с плоским торцом. Увеличение площади р-
л-перехода позволяет повышать прямые токи и улучшать
условия теплоотвода. Корпус этих диодов изготавливают
из стекла. У некоторых диодов на корпус наносят непро-

58
2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ
зрачное покрытие, исключающее воздействие света на
кристалл полупроводника.
2.6. ИМПУЛЬСНЫЕ ДИОДЫ
Импульсными называют полупроводниковые диоды,
используемые в качестве ключевых элементов в схемах
при воздействии импульсов малой длительности
(микросекунды, доли микросекунд). Второй элемент обозначения
импульсных диодов - буква "Д".
Из-за инерционности электрических процессов
переключение импульсного диода из проводящего состояния в
непроводящее и обратно происходит не мгновенно, а в
течение некоторого времени, причем переходный процесс
зависит от амплитуды входного сигнала (уровня инжекции) и
внутреннего сопротивления генератора.
При малой амплитуде сигнала (уровень инжекции
небольшой) можно процессами накопления и рассасывания
носителей зарядов в базе пренебречь и считать, что на переходные
процессы в диоде основное влияние оказывает процесс
заряда барьерной емкости p-n-перехода. На рис. 2.10 показан
график переходного процесса при подключении диода к
генератору тока (сопротивление диода значительно больше
внутреннего сопротивления генератора).
В момент подачи импульса тока (fj) сопротивление
емкости Сзар оказывается значительно меньше
сопротивления перехода. Зарядный ток
вызывает скачкообразное увеличение
напряжения на диоде до /npri. По
мере заряда емкости Сзар
напряжение на диоде увеличивается. В
момент времени t<i действие
импульса прекращается и напряже-
Рис. 2.10. Графики переходного
процесса при подключении диода к генератору
тока
о /,
h '
а.
-Г
s:

2.6. Импульсные диоды
59
"1
0
'J
0
I
=5»
i
i
h Г
i i
1
К7
/i
0
Unp.u
K2Unp
Vnp
V'np
0
>
1
Ml.
tycr
и
t
W's
X
t
Рис. 2.11. Графики
переходного процесса при подключении
диода к генератору напряжения
Рис. 2.12. Графики переходного
процесса в диоде при высоком
уровне инжекции
ние на диоде скачком уменьшается на величину /npri.
После этого емкость Сзар разряжается.
При подключении диода к генератору напряжения
(рис. 2.11) в момент времени t\ проходит максимальный
ток заряда емкости Сзар, ограниченный сопротивлением
базы гх. По мере заряда емкости Сзар ток уменьшается. В
момент *2 ДИ°Д переключается с прямого направления на
обратное и начинается перезаряд емкости Сзар. Ток
перезаряда в момент t<i максимален и ограничивается в основном
сопротивлением г\. По мере перезаряда емкости Сзар ток,
проходящий через диод, уменьшается, стремясь к
стационарному значению обратного тока диода.
Рассмотрим переходные процессы при высоком уровне
инжекции (при больших амплитудах импульсов). Обычно
сопротивление нагрузки значительно больше прямого
сопротивления диода, и поэтому можно считать, что схема
питается от генератора тока с амплитудой импульса тока
/пр. В момент включения импульса прямого тока
сопротивление базы диода определяется равновесной
концентрацией носителей заряда. Этому сопротивлению
соответствует падение напряжения на диоде £/при (рис. 2.12).

60
2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ
В результате возникшей инжекции в базе происходит
накопление неосновных неравновесных носителей зарядов,
снижающих сопротивление базы, что в первую очередь
приводит к уменьшению падения напряжения на диоде до
установившегося значения £/пр. Интервал времени от
начала импульса до момента, когда напряжение на диоде
упадет до 1,2[/пр, называется временем установления
прямого напряжения и обозначается /уст. При
выключении прямого тока падение напряжения на сопротивлении
базы становится равным нулю и напряжение на диоде
скачком уменьшается до значения £/пр. Напряжение £/пр
обусловлено зарядами, накопленными в базе в процессе
инжекции, и называется послеинжекционным. По мере
рекомбинации концентрация инжектированных носителей
уменьшается и напряжение на диоде падает.
Рассмотрим случай, когда диод, через который
проходит прямой ток, в момент времени t$ включается в
обратном направлении (рис. 2.13). После переключения в цепи
будет проходить обратный ток, величина которого
определяется концентрацией неосновных носителей.
Повышенная концентрация неосновных носителей зарядов,
возникшая в базе при прямом включении диода, приводит к тому,
что после переключения обратный ток значительно
превышает свое стационарное значение /0gp. За счет
рекомбинации и экстракции избыточная концентрация неосновных
зарядов в базе уменьшается. Распределение зарядов для
этого случая показано на рис. 2.14.
1
f°.
1
U h h U
'во
L
Г
С
t
I
1
k
t
Рис. 2.13. Графики переходных процессов при переключении диода

2.5. Импульсные диоды
61
Значение обратного
тока /о6р сохраняется до
тех пор, пока градиент
концентрации
избыточных носителей в базе у
границы р-я-перехода
постоянен (кривые для
/q, *i и *2 на Рис- 2.14).
Когда избыточный заряд
становится равным нулю,
градиент концентрации
начинает уменьшаться и
обратный ток спадает до
своего стационарного зна-
А
Рп0
у§
Градиент рп
\ не меняется
-v Градиент рп
/ n< изменяется
^g^, N
TV^"- . ^
/
*Ар
ченйя А
обр-
Рис. 2.14. График изменения
концентрации носителей в базе при
переключении диода
Промежуток времени от момента, когда ток,
проходящий через диод, равен нулю, до момента достижения
обратным током заданного низкого значения называется
временем восстановления обратного сопротивления и
обозначается £вос.
Время установления прямого напряжения и время
восстановления обратного сопротивления определяют
быстродействие диода, поэтому их стремятся уменьшить
различными технологическими способами.
В качестве импульсных успешно используются
точечные и микросплавные диоды, быстродействие которых
увеличивается путем подбора легирующей примеси,
уменьшающей время жизни неосновных носителей. Такой
примесью к полупроводнику я-типа может быть, например,
золото.
Другим способом уменьшения времени /вос является
использование базы с неравномерной концентрацией
примеси. У таких диодов концентрация примеси в базе при
приближении к р-я-переходу уменьшается, поэтому
неравномерной оказывается и концентрация основных носителей -
электронов. За счет этого электроны диффундируют в
сторону р-я-перехода, оставляя вдали от него
некомпенсированный заряд положительных ионов. Это приводит к
возникновению в базе электрического поля, направленного
в сторону перехода. Под действием этого поля дырки, ин-

62
2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ
жектированные в базу при включении диода в прямом
направлении, концентрируются (накапливаются) у границы
р-л-перехода. Поэтому такие диоды называют диодами с
накоплением заряда.
При переключении диода с прямого направления на
обратное эти дырки под действием поля р-л-перехода
быстро уходят из базы в эмиттер, и время восстановления
обратного сопротивления уменьшается. Для изготовления
таких диодов широко используется мезо- и эпитаксиаль-
ная технология.
Еще большим быстродействием обладают диоды с
барьером Шоттки, возникающим на границе
металл-полупроводник. В отличие от р-л-переходов перенос заряда в таких
структурах осуществляется основными носителями. В них
отсутствует инжекция и накопление зарядов при
обратном включении. Инерционность диодов Шоттки в
основном определяется емкостью выпрямляющего контакта,
которая может быть меньше 0,01 пФ.
Иногда вместо /вос в справочниках приводят заряд
переключения QnK, являющийся частью накопленного
заряда, вытекающего во внешнюю цепь диода при изменении
направления тока с прямого на обратное.
Внешнее оформление импульсных диодов мало
отличается от оформления универсальных диодов.
2.7. ВАРИКАПЫ
Варикапами называют полупроводниковые диоды, в
которых используется зависимость барьерной емкости р-л-пе-
рехода от обратного напряжения (см. рис. 1.12). Они
применяются в качестве конденсатора с электрически
управляемой емкостью. Вторым элементом обозначения
варикапов является буква "В". Варикапы делятся на подстроеч-
ные и умножительные, или
ен
варакторы. Условное графи-
ческое изображение варикапа
показано на рис. 2.15. Подстро-
п п 1С г , « ечные варикапы используются,
Рис. 2.15. Графическое изобра- r J
жение варикапа например, для изменения ре-

2.7. Варикапы
63
, 4
1 s
С
[
J_ VD1
., л
—Н
J/tf <р
Рис. 2.16. Схема включения варикапа
зонансной частоты колебательных систем. На рис. 2.16
изображен колебательный контур, перестраиваемый с
помощью варикапа. В этой схеме конденсатор С
предотвращает замыкание напряжения смещения через индуктивность
L. Его емкость обычно значительно превышает емкость
варикапа - диода VD1. Поэтому резонансная частота
контура определяется по формуле
^° = 2nylLCE '
где Св ~ емкость варикапа.
Регулировкой напряжения смещения, подаваемого на
диод с потенциометра R2 через резистор R1, можно
изменять емкость диода и, следовательно, резонансную
частоту колебательного контура. Резистор R1 предотвращает
возможность шунтирования колебательного контура при
перемещении движка потенциометра. Сопротивление
резистора R1 выбирают большим резонансного сопротивления
контура.
Варакторы применяются для умножения частоты
сигнала. При этом используется нелинейность вольт-фарад-
ной характеристики.
Основными специальными параметрами варикапов
являются: номинальная емкость Св, измеренная при
заданном обратном напряжении £/обр; коэффициент
перекрытия емкости Kq, определяемый отношением емкостей ва-

64
2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ
рикапа при двух заданных значениях обратного
напряжения; добротность Q, определяемая как отношение
реактивного сопротивления варикапа к сопротивлению потерь.
Например, варикап KB 109 А обладает следующими
параметрами: Св = 8...16 пФ при £/обр = 3 В, Кс = 4...6, Q = 300 при
Uo6p = 3 В и / = 50 МГц.
2.8. СВЕРХВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ ДИОДЫ
2.8.1. Общие сведения
Сверхвысокочастотными называют
полупроводниковые диоды, используемые для преобразования,
детектирования, усиления, умножения, генерирования и
управления уровнем мощности сигналов сантиметрового и
миллиметрового диапазонов волн.
В диапазоне СВЧ в качестве линий передачи энергии и
колебательных систем применяются устройства с
распределенными параметрами (волноводы, фидерные линии,
резонаторы и др.). Конструкция СВЧ-диодов позволяет
включать их в волноводно-фидерные тракты и
обеспечивает получение малых емкостей и индуктивностеи вводов
при незначительных потерях энергии. Эквивалентная
схема диода с учетом последовательной индуктивности Lnoc и
емкости корпуса Скор представлена на рис. 2.17. На
рис. 2.18 показаны конструкции СВЧ-диодов. В корпус
диода, образованного короткими толстыми вводами /,
имеющими малую индуктивность, и изолятором 2, изготовлен-
•пос
>пер
■CZD-
^кор
Рис. 2.17. Эквивалентная схема диода с учетом индуктивностеи вводов
и емкости корпуса

2.8. Сверхвысокочастотные диоды
65
Рис. 2.18. Конструкции СВЧ-диодов:
а - патронного; б - коаксиального; в - волноводного
ным из высокочастотной керамики с малыми потерями,
помещается кристалл полупроводника 3 с р-я-переходом.
В большинстве диодов используется точечный р-я-пе-
реход (исключение составляют некоторые
переключательные диоды). Для увеличения рабочей частоты уменьшают
время жизни неравновесных носителей зарядов в базе
путем повышения концентрации примесей в
полупроводнике. Таким образом, для изготовления р-я-перехода
берется кристалл полупроводника с малым удельным
сопротивлением. На поверхности такого полупроводника
существуют участки с другим типом проводимости. Прижатием
конца контактной пружины к одному из этих участков
получают р-я-переход малой площади и, следовательно,
незначительной емкости. Из-за высокой концентрации
примесей ширина запирающего слоя оказывается небольшой
и пробой перехода наступает при напряжении 3...5 В. Во
втором элементе обозначения диодов СВЧ используется
буква "А".
Малая электрическая прочность таких диодов требует
особой осторожности при обращении с ними. Диоды
должны храниться в закрытых металлических патронах.
Необходимо исключить возможность разряда через диод,
извлекаемый из патрона, статического электричества,
накопленного на теле оператора, в блоках аппаратуры и т. д.
Поэтому, прежде чем вынуть диод из патрона, оператор
должен снять статический заряд прикосновением руки к
прибору, в который устанавливается диод.

66
2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ
2.8.2. Смесительные диоды
Смесительные диоды используются в
супергетеродинных приемниках для преобразования сигналов СВЧ в
сигналы промежуточной частоты.
На смесительный диод поступает принятый сигнал
частотой /с и мощностью Рс и сигнал гетеродина Рг частотой
/г. Из-за нелинейности характеристики диода в выходной
цепи проходят токи различных комбинационных частот. С
помощью колебательного контура, настраиваемого на
промежуточную частоту /пром = /с - /г, выделяется сигнал
промежуточной частоты.
Основными специальными параметрами смесительных
диодов являются: потери преобразования (в децибелах)
Ln= 10lg(Pc/PnpoM), где Рпром - мощность сигнала
промежуточной частоты на выходе смесителя; шумовое
отношение диода пш = Рш.д/Рш, где Рш д - мощность шумов
диода в рабочем режиме, аРш- мощность тепловых
шумов активного сопротивления, равного
дифференциальному сопротивлению диода; выходное сопротивление
смесительного диода гвых - активная составляющая полного
сопротивления диода на промежуточной частоте. Например,
диод 2А101А характеризуется следующими параметрами:
Ln = 10 дБ, пш = 2, гвых = 250...550 Ом.
2.8.3. Детекторные диоды
Детекторные диоды предназначены для
детектирования сигналов СВЧ. Под детектированием понимают
процесс выделения из модулированного напряжения высокой
частоты напряжения сигнала более низкой частоты, по
закону которого была осуществлена амплитудная
модуляция высокочастотного сигнала.
На детекторный диод поступает модулированный
высокочастотный сигнал мощностью Рс. Через детекторный диод
проходит ток /вых.
К параметрам детекторных диодов относятся:
чувствительность по току р = /вых/РСу т. е. отношение
выпрямленного тока к мощности подводимого сигнала; шумовое
отношение диода пш\ дифференциальное сопротивление гд;

2.8. Сверхвысокочастотные диоды
67
коэффициент качества детектора М = Ргд/д/ящГд + Яш » гДе
/?ш - шумовое сопротивление.
Некоторые детекторные диоды имеют характеристику,
близкую к квадратичной, что позволяет использовать их
для измерителей мощности колебаний СВЧ.
2.8.4. Параметрические и умножительные диоды
Параметрическими называют диоды, предназначенные
для работы в параметрических усилителях. В основу
работы параметрических диодов положено периодическое
изменение емкости колебательной системы.
Таким образом, эти диоды являются разновидностью
варикапов. Их основные параметры: емкость перехода Спер;
емкость корпуса Скор; последовательная индуктивность 1пос;
напряжение пробоя £/проб; обратный ток /обр; постоянная
времени т = СПерг1; диапазон рабочих частот и температур.
Например, у диода 1А404А Спер = 0,11 пФ, Скор = 0,2 пФ,
Lnoc = 1,5 нГн, т = 0,85 пс, Unpo6 = 10 В.
Умножительные диоды используются в умножителях
частоты и выполняют в диапазоне СВЧ роль, аналогичную
роли умножительных варикапов. Основными параметрами
умножительных диодов являются: емкость диода Сд;
индуктивность Lnoc; предельная частота /тах. Например, у диода
ЗА603В Сд = 0,5...1,2 пФ, ^ = !>7 нГн> /max = 200 ГГц.
2.8.5. Регулирующие диоды
Регулирующими называют полупроводниковые диоды,
предназначенные для переключения, ограничения и
модуляции сигналов СВЧ.
В ограничительных диодах используется зависимость
полного сопротивления диода от мощности подводимого
сигнала СВЧ. При больших уровнях мощности полное
сопротивление диода обусловлено в основном
сопротивлением базы, которое выполняет роль ограничителя
мощности, проходящей по линии передачи.
Работа переключательных и модуляционных диодов
основана на изменении их полного сопротивления в зависи-

68
2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ
мости от величины и полярности напряжения смещения.
Их делят на резонансные и диоды р-г-я-структуры.
В резонансных диодах используется возможность
получения последовательного или параллельного резонанса
контура, составленного из реактивностей диода.
Параметры схемы подбирают таким образом, чтобы при прямом
смещении возникал резонанс параллельного контура,
характеризующийся большим сопротивлением. При
обратном смещении наступает резонанс последовательного
контура и сопротивление диода резко падает. Такие диоды
позволяют коммутировать СВЧ-сигнал мощностью до 1 кВт
в импульсном режиме и до 10 Вт в непрерывном с
временем переключения не более 20 не. Для повышения уровня
коммутирующей мощности требуется увеличивать площадь
перехода, что приводит к росту его емкости. Увеличение
площади перехода при незначительной емкости
достигается в /?-/-я-диодах. Полупроводниковая структура в этих
диодах представляет собой пластинку кремния, на двух
противоположных сторонах которой путем введения
примесей получены полупроводники с проводимостью р- и я-
типов. На рис. 2.19, а, б показаны p-f-я-структура и
распределение в ней носителей зарядов в состоянии
равновесия. При включении диода в прямом направлении (рис. 2.19, в)
л наблюдается инжекция
электронов (из полупроводника я-типа)
и дырок (из полупроводника р-
типа) в /-область. Увеличение
концентрации носителей зарядов в /-
области приводит к резкому
уменьшению сопротивления структуры
в целом. При обратном
включении (рис. 2.19, г) диода /-область
обедняется носителями заряда и
сопротивление структуры резко
возрастает. Мощность
коммутируемого р-/-я-диодами сигнала
может достигать сотен киловатт
Рис. 2.19. Структура p-i-л-перехода и
распределение носителей зарядов
п|
I
I
IP

2.8. Сверхвысокочастотные диоды
69
в импульсе. Однако время переключения у этих диодов
больше, чем у резонансных, поскольку в основу их работы
положены инерционные процессы инжекции и рассасывания
носителей зарядов.
Примером переключательных диодов являются:
резонансный ГА501 А, рассчитанный на коммутацию импульсной
мощности 2 Вт, а непрерывной - 0,8 Вт на длине волны 3 см, и с
р-г-я-структурой 2А516А, позволяющей коммутировать
сигналы мощностью 1 кВт в дециметровом диапазоне волн.
2.8.6. Генераторные диоды
Диоды Ганна. В 1963 г. сотрудник фирмы IBM Дж. Ганн
обнаружил, что при приложении к кристаллу арсенида
галлия напряжения, создающего напряженность
электрического поля более 105 В/см, возникают колебания
высокой частоты. Исследования показали, что такое явление,
названное эффектом Ганна, наблюдается и у кристаллов
некоторых других соединений.
Основная причина эффекта Ганна заключается в
сложной структуре зоны проводимости арсенида галлия,
обеспечивающей возможность существования легких (быстрых)
и тяжелых (медленных) электронов. Вольт-амперная
характеристика диода Ганна приведена на рис. 2.20. При
малых напряженностях электрического поля (малое
напряжение) электроны находятся в районе нижних уровней
зоны проводимости, где их подвижность \i'n высока.
Для этого случая зависимость плотности тока от
напряженности электрического поля описывается уравнени-
Г
/кр «
I'
Рис. 2.20. Зависимость
плотности тока в диоде
Ганна от напряженности
электрического поля ° Eocr Ekp ЕПор Eg £
1
\/j'*
А
у
<
У
s
4*
В
^1
у
К
\
v^
}
у
^
/

70
2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ
ем / = qn\i'nE и представлена участком ОА графика,
приведенного на рис. 2.20. Тангенс угла наклона этого
участка характеристики Р' равен удельной электропроводности
<5\ = qn\x'n. По мере роста напряженности электрического
поля все большее количество электронов переходит в
область высоких энергетических уровней, или, как говорят,
в "верхнюю долину". В этой зоне подвижность электронов
]i'' значительно меньше и рост тока замедляется (участок
Ad на рис. 2.20). При некоторой критической
напряженности электрического поля £кр переход электронов в
"верхнюю долину" становится настолько интенсивным, что
плотность тока уменьшается. Это уменьшение наблюдается до
пороговой напряженности поля £пор, при которой
большинство электронов перейдет в "верхнюю долину".
Дальнейшее увеличение электрического поля приводит к
линейному росту плотности тока в соответствии с законом
у = qn\i„E. Очевидно, что С\ > а2 = qn\i'n и р' > р".
Участку ВС характеристики (см. рис. 2.20)
соответствует отрицательная проводимость диода.
Критическая напряженность поля в кристалле (рис. 2.21, а)
возникает на участках с повышенным сопротивлением,
которые, как правило,
располагаются у контактов, где имеются
различные дефекты кристаллической
решетки. При подключении к
диоду напряжения (рис. 2.21, б)
критическая напряженность поля
возникает возле отрицательного
электрода (рис. 2.21, в). Так как
в этой области скорость
электронов падает, а сопротивление
растет, то происходит
перераспределение падения напряжения на
полупроводнике. Падение напря-
о
i
6 ,
0
ост
L
1Н»
j Анод
X
1
Ui_
i£b
ХЕГ
Рис. 2.21. Графики, поясняющие
образование электростатического домена в
диоде Ганна

2.8. Сверхвысокочастотные диоды
71
жения и напряженность электрического поля в области с
повышенным сопротивлением возрастают, а в остальной
части - уменьшаются (см. рис. 2.21, б).
Поскольку в области сильного электрического поля
скорость электронов уменьшается, то со стороны катода к
области сильного поля примыкает отрицательный
объемный заряд (рис. 2.21, г), обусловленный догоняющими эту
область быстрыми электронами с высокой подвижностью
\i'n. В другой стороне области сильного поля образуется
положительный заряд донорных ионов, возникший на
месте обгоняющих область сильного поля быстрых
электронов. Области отрицательного и положительного зарядов
образуют дипольный слой, называемый
электростатическим доменом. Напряженность электрического поля в
домене нарастает до значения, при котором скорости
электронов в домене и вне его сравняются. Домен
перемещается в сторону анода с дрейфовой скоростью, составляющей
для арсенида галлия 105 м/с.
Во время движения домена в диоде проходит ток,
имеющий плотность /. Через промежуток времени Гд = 10~"5L,
где L - длина образца, домен доходит до анода и
разрушается. При этом восстанавливается равномерное
распределение поля в полупроводнике и плотность тока возрастает
до /кр, затем опять возникает домен, и процесс
повторяется, вызывая колебания тока в диоде (рис. 2.22).
Трудно получить величину L менее 10 мкм, поэтому
частоты сигналов, генерируемых диодами Ганна, не
превышают 1010 Гц. При этом критическая напряженность поля
достигается при
напряжении 5...40 В, что является
препятствием для
получения больших мощностей
колебаний. Эти затруднения
устраняются, если диоды
используются в режиме
ограничения накопления
объемного
(пространственного) заряда (ОНОЗ или
ОНПЗ). В режиме ОНОЗ п
г г о Рис. 2.22. Форма импульса тока в
на диод Ганна воздействует диорде Ганн*
/
Ыр
Г
UmmmJ Luhmhummh/ |шшмма»
О
Рис. 2.22.

72
2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ
Рис. 2.23. График режима ОНПЗ
диода Ганна
напряжение смещения UCM
и переменное напряжение
с амплитудой Um,
снимаемое с колебательной
системы, в которую включен
диод. Напряжения UCM и
Um подбираются таким
образом, чтобы в течение
части периода колебаний
напряженность
электрического поля оказывалась
меньше критической (рис. 2.23).
Пока напряженность поля
превышает критическую, у
катода формируется домен.
Если период колебаний
V >7д, то при U < UKp
домен начинает
рассеиваться, не дойдя до
анода. Во время
формирования домена при увеличении напряжения на диоде ток
уменьшается, а при уменьшении напряжения на диоде
увеличивается. Следовательно, диод обладает отрицательным
динамическим сопротивлением и в системе могут
поддерживаться колебания. В этом режиме частота колебаний
определяется частотой резонатора, а не временем пролета
домена Гд. Поэтому может быть увеличена толщина
кристалла, а следовательно, и рабочее напряжение и выходная
мощность.
Исследования показали, что возможно создание
генераторов Ганна мощностью 400 кВт в импульсе и частотой
до 50 ГГц.
Лавинно-пролетные диоды (ЛПД). Лавинно-про-
летными называют диоды с отрицательным
сопротивлением в диапазоне СВЧ, обусловленным лавинным
размножением носителей зарядов в р-л-переходе и
ограничением скорости их дрейфа. В основе действия ЛПД лежит
пробой р-л-перехода. При пробое р-л-перехода (рис. 2.24)
возникшие электронно-дырочные пары движутся в области
объемного заряда (область /) в сильном электрическом поле

2.9. Туннельные и обращенные диоды
73
Рис. 2.24. Структура
лавин но-пролетного диода
с p-i-я-переходом
(более 5000 кВ/м). При такой напряженности поля
скорость дрейфа электронов не увеличивается с ростом
электрического поля. Это насыщение скорости вызывает сдвиг
фаз между током и переменным напряжением,
прикладываемым к диоду. Выбором режима и ширины области
объемного заряда можно добиться сдвига фаз на 180°. Нарастанию
напряжения при этом соответствует уменьшение тока, т.
е. диод имеет отрицательное сопротивление. Это позволяет
использовать такие диоды в качестве генераторов СВЧ-ко-
лебаний.
Кроме рассмотренной структуры, существуют ЛПД с
р-я-переходом типа р+-/г-/-л+ (n+-/?-i-p+). Последние
были предложены Ридом в 1964 г., их называют диодами
Рида.
ЛПД изготавливают из германия, кремния и арсенида
галлия. Их рабочие частоты достигают сотен гигагерц при
мощности колебаний до десятков ватт в импульсе.
Недостатком таких диодов является низкий КПД, что
обусловлено узким диапазоном амплитуды переменного
напряжения, при котором существует отрицательное сопротивление.
2.9 ТУННЕЛЬНЫЕ И ОБРАЩЕННЫЕ ДИОДЫ
2.9.1. Туннельные диоды
К туннельным относятся диоды, у которых за счет
туннельного эффекта на прямой ветви вольт-амперной
характеристики существует область с отрицательным
дифференциальным сопротивлением. Вторым элементом их
обозначения является буква "И".
Туннельный переход электронов через р-л-переход
возможен, если толщина перехода мала и энергетическим
уровням, заполненным электронами в одной области,
соответствуют такие же свободные разрешенные энергетические
уровни в соседней области. Эти условия выполняются в

74
2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ
р-л-переходах, образованных полупроводниками с
высокой концентрацией примесей (КЯл.ЛО21 см~~3). При этих
условиях ширина р-л-перехода имеет порядок 10"~6 см,
что обусловливает высокую напряженность
электрического поля в переходе и вероятность туннельного
прохождения электронов через его потенциальный барьер. В
полупроводниках с такой концентрацией примесей атомы
примеси взаимодействуют между собой и их уровни
расщепляются в зоны, примыкающие в полупроводнике р-типа к
валентной зоне, а в полупроводнике л-типа - к зоне
проводимости. Такие полупроводники называют
вырожденными. В них уровни Ферми расположены в зоне
проводимости я-области и в валентной зоне р-области.
Вид вольт-амперной характеристики туннельного диода
может быть пояснен с помощью энергетических диаграмм
(рис. 2.25), при построении которых предполагается, что в
зоне проводимости /г-области все уровни от Wm до W^n
Рис. 2.25. Вольт-амперная характеристика туннельного диода

2.9. Туннельные и обращенные диоды
75
заняты электронами, а уровни, расположенные выше,
свободны. В валентной зоне р-области все уровни от WB до
УРфр свободны, а уровни ниже W^p заняты электронами
(на рисунке эти уровни заштрихованы). Эти
предположения идеализируют картину, но позволяют упростить
изучение процессов прохождения тока, что допустимо при
рассмотрении принципа работы диода.
При отсутствии внешнего напряжения (U = 0, рис. 2.25, д)
уровень Ферми по всей системе одинаков (WBn = W^p) и
против занятых электронами уровней р-области
располагаются занятые уровни n-области. Туннельный переход
электронов невозможен, и ток равен нулю.
При подаче прямого напряжения (У™ уровни Ферми
смещаются на величину W = qU'np (рис. 2.25, а) и против
части энергетических уровней, занятых электронами в п-
области (двойная штриховка), окажутся свободные
уровни в р-области. В результате происходит туннельный
переход электронов из n-области в р-область и проходит
прямой туннельный ток, пропорциональный площади
перекрытия свободных разрешенных энергетических
уровней валентной зоны р-области и заполненных
энергетических уровней зоны проводимости п-области.
Туннельный ток будет увеличиваться до тех пор, пока
перекрытие не станет максимальным (рис. 2.25, б). При
дальнейшем увеличении прямого напряжения площадь
перекрытия соответствующих уровней и туннельный ток
уменьшаются (рис. 2.25, в). При некотором прямом
напряжении занятые электронами энергетические уровни зоны
проводимости n-области окажутся целиком
расположенными напротив энергетических уровней запрещенной зоны
р-области. Туннельный переход электронов в этом случае
окажется невозможным, и туннельный ток прекратится.
Наряду с туннельным переходом электронов при
прямых напряжениях в диоде имеет место инжекция
электронов из n-области в р-область и инжекция дырок из
р-области в л-область, что вызывает прохождение через
туннельный диод диффузионного тока, как и в обычных
полупроводниковых диодах. Поэтому ток туннельного диода при
£/пр = UB имеет две составляющие: туннельную и
диффузионную (рис. 2.25, г).

76
2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ
Дальнейшее увеличение £/пр приводит к росту
диффузионного тока (рис. 2.25, е).
Если диод включается в обратном направлении, то
уровни Ферми смещаются так, как показано на рис. 2.25, ж, и
появляется возможность туннельного перехода электронов
с заполненных уровней валентной зоны р-области на
свободные уровни зоны проводимости л-области. Это
приводит к появлению большого обратного туннельного тока.
Условное графическое изображение туннельного диода
показано на рис. 2.26.
Поскольку для изготовления туннельных диодов
используются вырожденные полупроводники, по характеру
проводимости приближающиеся к металлам, рабочая
температура этих диодов достигает 400 °С.
Недостатком туннельных диодов является малая
мощность из-за низких напряжений (десятые доли вольта) и
малых площадей перехода.
Основные параметры туннельных диодов: напряжение
и ток пика Un и /п; напряжение и ток впадины UB и /в;
отношение токов 1п/1в] напряжение раствора £/р, равное
прямому напряжению, большему £/в, при котором ток
равен пиковому; емкость диода С; отрицательная
проводимость gnep = dl/dU, определяемая на середине
падающего участка вольт-амперной характеристики; сопротивление
потерь гп. Параметры зависят от выбора полупроводника
(ширины запрещенной зоны) и степени его легирования.
Увеличение концентрации доноров приводит к росту /п и
/в. Повышение концентрации акцепторов увеличивает /п,
Uny /в и UB. Напряжения Un и £/р возрастают при
увеличении ширины запрещенной зоны.
Время туннельного прохождения электронов через /?-
п-переход составляет 10"13 с. На самом деле туннельные
диоды работают с меньшим быстродействием из-за
емкости диода и потерь. Предельная, или резистивная, частота
/г, на которой активная составляющая полного сопротив-
Рис. 2.26. Условное графическое
изображение туннельных диодов
й

2.9. Туннельные и обращенные диоды
77
Гп
-ПОС
*пер
Рис. 2.27. Эквивалентная схема туннельного диода
ления цепи, представленной на рис. 2.27, обращается в
нуль, находится по формуле
f _ lgnep|
Г 2яС Л/|£пер|гп
[к
-1.
Максимальное значение этой частоты получается при
гп = l/(2gnep) и /гтах = 1/(4ягпС). Следовательно,
частотные свойства туннельного диода определяются
постоянной времени гпС.
По своему назначению туннельные диоды делятся на
усилительные, генераторные, переключательные.
Туннельные диоды позволяют создавать усилители, генераторы,
смесители в диапазоне волн вплоть до миллиметровых. На
туннельных диодах можно строить и различные
импульсные устройства: триггеры, мультивибраторы и спусковые
схемы с очень малым временем переключения.
2.9.2. Обращенные диоды
Обращенными называют полупроводниковые диоды, в
которых вследствие туннельного эффекта проводимость при
обратном напряжении значительно больше, чем при
прямом.
Электронно-дырочные переходы обращенных диодов
образуются полупроводниками с такой концентрацией
примени
вр-
сей, что выполняется условие W^n = Wm n и W^p =
При включении такого диода в обратном направлении за
счет туннельного эффекта электроны из валентной зоны

78
2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ДИОДЫ
'пр
1
1
0 1>пр
Рис. 2.28. Вольт-амперная харак- Рис. 2.29. Условное графическое
теристика обращенного диода изображение обращенного диода
я-области переходят на свободные уровни зоны
проводимости /г-области, и через р-я-переход проходит большой
обратный ток. Если включить диод в прямом направлении,
то перекрытия зон не происходит, туннельный эффект не
появляется и прямой ток определяется лишь
диффузионным током. Вольт-амперная характеристика обращенного
диода представлена на рис. 2.28. Поскольку у этих диодов
прямой ток меньше обратного, они названы
обращенными. Условное графическое изображение обращенного
диода показано на рис. 2.29. Третьим элементом обозначения
этих диодов является цифра 4.
Малая инерционность, связанная с туннельным
прохождением тока, и большая кривизна характеристики
обусловливают целесообразность использования обращенных
диодов в детекторах и смесителях диапазонов СВЧ, в
качестве переключательных и др.

3
БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
3.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ТРАНЗИСТОРАХ
Транзистором называется электропреобразовательный
полупроводниковый прибор с одним или несколькими
электрическими переходами, пригодный для усиления
мощности и имеющий три или более выводов. Действие
транзистора основано на управлении движением носителей
электрических зарядов в полупроводниковом кристалле.
Наиболее распространены транзисторы с тремя выводами.
Промышленность выпускает различные транзисторы,
которые классифицируют по характеру переноса
носителей, числу p-n-переходов, порядку чередования.областей
p-n-переходов, методам изготовления, мощности,
диапазону рабочих частот и т. п.
По характеру переноса носителей заряда различают
транзисторы биполярные и полевые (униполярные). В
процессах токопрохождения биполярных транзисторов
участвуют основные и неосновные носители зарядов, а полевых -
носители одного знака.
По числу р-л-переходов транзисторы подразделяются на
однопереходные, двухпереходные и многопереходные.
Наибольшее распространение среди биполярных транзисторов
получили двухпереходные транзисторы с тремя выводами.
По порядку чередования областей p-n-переходов
различают транзисторы структуры р-п—р и п—р-п. Принцип
действия обоих типов транзисторов одинаков.
По характеру распределения атомов примеси и
движению носителей заряда транзисторы разделяют на
бездрейфовые и дрейфовые.
Система обозначений транзисторов состоит из
буквенных и цифровых элементов. В начале обозначения
ставится буква или цифра, определяющая исходный полупровод-

80
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
никовый материал (так же, как в полупроводниковых
диодах). Затем идет буква, характеризующая подкласс
прибора: "Т" - биполярный транзистор, "П" - полевой. После
этих букв помещается число, условно характеризующее
частотные свойства, мощность и номер разработки
транзистора. Последний элемент - буква, условно
определяющая классификацию по параметрам транзисторов,
изготовленных по единой технологии. Предусматривается также
введение в обозначение ряда дополнительных знаков,
отмечающих отдельные конструктивные особенности прибора.
Условное обозначение биполярных транзисторов,
разработанных до 1964 г., состоит из двух или трех элементов:
первый элемент обозначения - буква "П", второй -
число, указывающее на область применения транзистора,
третий элемент - буква, характеризующая параметрическую
разновидность транзистора.
3.2 УСТРОЙСТВО БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
Транзистор представляет собой монокристалл
полупроводника с двумя взаимодействующими р-л-переходами.
При получении в кристалле полупроводника двух
взаимодействующих переходов возможно различное чередование
полупроводников. Если полупроводники чередуются:
дырочный, электронный и дырочный, то транзистор имеет
структуру р-п-р (рис. 3.1).
При чередовании полупроводников: электронный,
дырочный и электронный транзистор имеет структуру п-р-п
(рис. 3.2).
Рис. 3.1. Схематическое изображение кристалла биполярного
транзистора структуры р-п-р (Б - база; К - коллектор; Э - эмиттер)

3.2. Устройство биполярных транзисторов
81
Рис. 3.2. Схематическое изображение кристалла биполярного
транзистора структуры п-р-п
Среднюю область кристалла называют базой (Б), одну
крайнюю область -эмиттером (Э), а другую -
коллектором (К). На рис. 3.3 показан кристалл транзистора
структуры р-п-р. Часть базы, находящаяся непосредственно
между запирающими слоями эмиттерного и
коллекторного р-п-переходов, носит название активной (/). К
области эмиттера, базы, коллектора припаивают проводники,
образующие невыпрямляющие контакты с
полупроводником и служащие выводами эмиттера, базы и коллектора.
Часть 2 базы, расположенную между эмиттером и
выводом базы «?, называют пассивной.
При изготовлении транзистора добиваются, чтобы
концентрация основных носителей в эмиттере значительно
превышала концентрацию
основных носителей в базе, ширина
активной области базы w была
меньше диффузионной длины
неосновных носителей в базе и
площадь коллекторного
перехода была больше площади
эмиттерного перехода.
Кристалл с транзисторной
структурой помещают в
герметизированный корпус,
изолирующий его от воздействия внешней
среды (рис. 3.4). Условные
графические изображения биполяр- Рис 33 Структура кристал.
ных транзисторов показаны на ла полупроводника биполярно-
рис. 3.5. го транзистора

82
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
эП bUUk
Рис. 3.4. Устройство транзистора
Работа транзисторов
структур р-п-р (рис. 3.5, а)
и п-р-п (рис. 3.5, б)
аналогична, различие
заключается лишь в полярности
источников внешних
напряжений и в направлении
прохождения токов через
электроды. Поэтому в
дальнейшем будем
рассматривать лишь транзисторы
р-м-р-типа. Все выводы,
полученные для этих
транзисторов, справедливы и для транзисторов п-р-п-типа.
При включении транзистора в схему один из его
электродов считается входным, второй - выходным, а третий -
общим. На входной и выходной электроды транзистора
подаются от внешних источников напряжения,
отсчитываемые относительно общего электрода.
В зависимости от того, какой электрод является общим
для входной и выходной цепей, существуют три схемы
включения биполярного транзистора. В схеме с общей базой
(ОБ) (рис. 3.6, а) входным электродом является эмиттер,
а выходным - коллектор. В схеме с общим эмиттером
(ОЭ) (рис. 3.6, б) входным электродом является база, а
выходным - коллектор. В схеме с общим коллектором
(ОК) (рис. 3.6, в) входной электрод - база, а выходной -
эмиттер.
Э
о-
р-п-р
К
-о
п-р-п
Рис. 3.5. Условные графические изображения биполярных транзисторов

3.3. Включение транзистора с общей базой
83
Рис. 3.6. Схемы включения биполярного транзистора
Полярность и величина напряжений электродов
определяют следующие основные режимы работы транзистора:
отсечки, насыщения, активный и инверсный.
3.3. ВКЛЮЧЕНИЕ ТРАНЗИСТОРА С ОБЩЕЙ БАЗОЙ
3.3.1. Режим отсечки и насыщения
В режиме осечки полярность подключения источников
смещения эмиттерного (0^) и коллекторного (U^)
переходов такова, что оба р-л-перехода транзистора
включаются в обратном направлении (рис. 3.7). При этом
запирающие слои на границах р- и n-областей расширяются
(рис. 3.7, а) и их сопротивления для основных носителей
зарядов увеличиваются. Вследствие этого через р-п-пере-
ходы проходят обратные токи коллектора /^б.о и эмиттера
/эб.о (рис. 3.7, б), обусловленные движением неосновных
носителей заряда. Эти токи зависят от площади р-/г-пере-
хода и концентрации неосновных носителей заряда, на
которую существенное влияние оказывает температура
кристалла полупроводника.
В режиме насыщения эмиттерный и коллекторный р-п-
переходы включаются в прямом направлении и
запирающие слои сужаются (рис. 3.8, а). При этом наблюдается
инжекция дырок из эмиттера и коллектора в базу. В
базе происходит накопление неосновных носителей
зарядов, а через переходы проходят токи насыщения /к.нас

84
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
а
Э В К
1©М
р1<э1е>1 л
1 № ■
1®1©| 1
Шв\р\
fefol 1
Рис. 3.7. Схемы включения
биполярного транзистора в режиме
отсечки
и /э.нас (рис 3.8, б), определяемые движением основных
носителей.
Поскольку концентрация основных носителей
значительно больше концентрации неосновных носителей, то
'к.нас » 'кб.о и 7Э.нас > hb.o • Поэтому считают, что в
режиме отсечки транзистор закрыт, а в режиме насыщения
полностью открыт.
3.3.2. Активный режим
Процессы в эмиттерном переходе. В активном
режиме эмиттерный p-n-переход включается в прямом
направлении, а коллекторный - в обратном.
На рис. 3.9 показано включение транзистора с общей
базой в активном режиме, который обеспечивается
соответствующей полярностью напряжений эмиттера (£/эб) и
коллектора (t/^g), отсчитываемых относительно базы.
Поскольку концентрация дырок в эмиттере
значительно больше концентрации электронов в базе, включение
эмиттерного р-л-перехода в прямом направлении сопро-
э в к
Рис. 3.8. Схемы включения
биполярного транзистора в режиме

3.3. Включение транзистора с общей базой 85
Рис. 3.9. Схемы
включения биполярного
транзистора в активном режиме
вождается значительной инжекцией дырок в базу и
незначительной - электронов из базы в эмиттер (рис. 3.9, а). Это
обусловливает прохождение через эмиттерныи р-л>переход
диффузионных токов: дырочного 1$р и электронного I$n.
Следовательно, во внешней цепи проходит ток эмиттера
/э = 1Эр + 1Эп = /ЭБ.о(ехр(£/ЭБ/Фт) - 0. (3.1)
Отношение между составляющими тока эмиттера
оценивается коэффициентом инжекции
1
'Эр
'Эл
(1 + /эл//эо)-
(3.2)
Процессы в базе транзистора. Вследствие инжекции
концентрация дырок в базе повышается и зависит от
напряжения эмиттерного перехода. Концентрация
инжектированных в базу дырок на границе эмиттерного перехода в
соответствии с уравнением (1.25) определяется выражением

86
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
РБЭ =/ЧехрО/ЭБ/фт)> (3.3)
где р- ~ концентрация равновесных дырок в базе у эмит-
терного перехода (при х = 0).
Таким образом, в результате инжекции дырок из
эмиттера концентрация неосновных носителей (дырок) в базе
у границы с эмиттерным переходом изменяется и может
значительно превышать равновесную.
Распределение неосновных носителей в базе транзистора
в установившемся режиме определяется с помощью
уравнения непрерывности
Э2Рп _Рп~ Рп0 __а (3 4)
Э*2 Z2
Выберем начало координат на границе базы с
эмиттерным переходом. Граничные условия задачи в этом случае
при х = 0 определяются формулой (3.3), а при х = w -
выражением
РБК = Рп0 ехр(-£/КБ/фт)- (3.5)
Внеся под знак частной производной постоянное
слагаемое р- , уравнение (3.4) можно представить в виде
линейного дифференциального уравнения второго
порядка без правой части:
д2{рп-Рп0) Рп -Рп0 _п (3.6)
Решение уравнения (3.6) с учетом равенства (3.5) при
условии w <ЗС Lp имеет вид
dPn __ _ Рбэ - Рбк (3 у\
dx w
Из уравнения (3.7) следует, что в бездрейфовом
транзисторе градиент концентрации неосновных носителей в базе
постоянен, т. е. не зависит от координаты, а
распределение концентрации дырок в базе имеет линейный характер,
как показано на рис. 3.10.
Из рис. 3.10 и формул (3.3) и (3.7) видно, что градиент
концентрации дырок зависит от значений напряжения U^,

3.3. Включение транзистора с общей базой
87
Рс
S3
S3
БЭ
\ U* >"'Э£
1 w
\ т
>^3S ,
в 1
\К
1 т~
, х
mi
Рис. 3.10. Графики распределения
концентрации дырок в базе биполярного
транзистора в активном режиме
т. е. от разных Р5Э- Под
Действием градиента
концентрации происходит
диффузионное движение
инжектированных дырок через базу
от эмиттера к коллектору.
В процессе диффузионного
движения часть дырок, не
дойдя до коллекторного
перехода, рекомбинирует с
электронами. На место ре-
комбинировавших
электронов в базу из внешней цепи
(источника (/эб) поступают
электроны, создавая
совместно с электронами,
уходящими из базы в эмиттер, ток
базы рекомбинации /в.рек-
Поскольку концентрация электронов в базе
незначительна по сравнению с концентрацией инжектированных из
эмиттера дырок, вероятность рекомбинации мала и, если
диффузионная длина дырок в базе Lp значительно больше
толщины базы w, основная часть дырок достигает
коллекторного перехода.
Процессы в коллекторном переходе. Дырки,
инжектированные из эмиттера в базу и достигшие
коллекторного р-л-перехода, попадают в его ускоряющее поле и
перебрасываются (экстрагируются) в коллекторную р-область,
создавая ток коллектора 1^рг который в результате
процессов рекомбинации в базе меньше тока эмиттера 1^р.
Процесс переноса неосновных неравновесных носителей
через базу оценивается коэффициентом переноса £,
определяемым отношением /Кр к 1$р. Анализ показывает, что
значение £ зависит от ширины базы wy диффузионной
длины дырок и определяется по формуле
^ = /кр//Эр=1-^2/(212р).
(3.8)
Экстракция дырок может сопровождаться ударной
ионизацией атомов полупроводника и лавинным умножени-

88
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
ем носителей зарядов в коллекторном переходе. Дырки,
попавшие в коллектор в результате экстракции и ударной
ионизации, нарушают его электрическую нейтральность,
что вызывает приток электронов от источника U^.
Движение этих электронов определяет прохождение тока /£ в
цепи коллектора. Процесс умножения носителей зарядов
в коллекторном переходе оценивается коэффициентом
умножения коллекторного тока
М = 1к/1кр. (3.9)
Чем больше дырок инжектируется эмиттером, тем
большее их количество экстрагирует в коллектор, увеличивая
его ток. Следовательно, ток /^ пропорционален току
эмиттера (/*21б'э) и называется управляемым током
коллектора. Возможность управления выходным током
транзистора путем изменения входного тока является важным
свойством биполярного транзистора, позволяющим
использовать его в качестве активного элемента различных
радиотехнических схем. Величина /1215 характеризует
управляющие свойства транзистора и определяется как
отношение управляемого тока коллектора к полному току эмиттера:
Л21Б='к.упр//э=/к//Э (ЗЛО)
и называется статическим коэффициентом передачи
тока эмиттера. Очевидно, что чем ближе значение &21Б
к единице, тем лучше управляющие свойства транзистора.
При рассмотренной полярности включения внешнего
источника Uys (см. рис. 3.9) его напряжение является
обратным для коллекторного р-л-перехода. Поэтому
через коллекторный переход, кроме тока, обусловленного
экстракцией дырок из базы в коллектор, проходит ток
неосновных носителей базы и коллектора, направленный из базы
в коллектор. Природа этого тока аналогична природе
обратного тока полупроводникового диода, вследствие чего он
получил название обратного тока коллектора и
обозначается /кб.о- Этот ток проходит от источника £/КБ через
базу, коллекторный переход и коллектор на источник £/кб-
Направление обратного тока коллектора совпадает с
направлением управляемого коллекторного тока, следовательно,

3.3. Включение транзистора с общей базой
89
!К =Л21Б/Э +/КБ.о- (3.11)
Обратный ток коллектора в цепи базы направлен
навстречу току /в.рек» поэтому общий ток базы определяется
так:
7Б =/Б.рек -'кБ.о- (3.12)
Ток эмиттера транзистора является суммой трех
составляющих: /i2iB^3» hn и ^Б.рек» поэтому для нахождения тока
/э можно воспользоваться следующим соотношением:
h = Лгш^Э + 7Б.рек + 7КБ.о " 7КБ.о + hn- (3.13)
С учетом уравнений (3.11) и (3.12) равенство (3.13)
преобразуется к виду
/э='б+/к- (314)
Это выражение устанавливает связь между токами
транзистора и справедливо для любой схемы включения. Из
уравнений (3.14) и (3.11) следует:
/Б = /э - /к = О - Л21б)'э - W (3.15)
Направление тока базы зависит от соотношений между
слагаемыми уравнения (3.15). Обычно в активном режиме
выполняется условие (1-/*21б)^Э >^КБ.о- Распределение
токов для этого случая показано на рис. 3.9, б.
3.3.3. Влияние конструкции и режима работы
транзистора на статический
коэффициент передачи тока эмиттера
Из рассмотрения принципа действия транзистора
видно, что
Л21Б = 'к/'э = WlKp)(IKp/hP)U3p/h) = *№У- (3-16)
Из формулы (3.16) видно, что значение /1215 зависит от
коэффициентов инжекции, переноса и умножения*
коллекторного тока. Обычно коэффициент умножения коллекторного
тока равен единице (М > 1 только в режиме пробоя
коллекторного перехода). Поэтому можно считать, что &21Б == Y^-

90
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Следовательно, для улучшения управляющих свойств
транзистора необходимо увеличивать значения коэффициентов
Y и %.
Из уравнения (3.2) следует, что у растет при
увеличении дырочной составляющей тока эмиттера I$p и
уменьшении электронной составляющей I$n. Для выполнения
этого условия концентрация акцепторной примеси в
эмиттере должна на несколько порядков превышать концентрацию
доноров в базе. В результате рр ^> пп (1Эр » /э„), и
коэффициент инжекции достигает значения 0,995 и выше.
Чтобы получить близкое к единице значение
коэффициента переноса, необходимо, как это видно из уравнения
(3.8), уменьшать толщину базы и увеличивать
диффузионную длину дырок. Увеличение диффузионной длины
достигается уменьшением вероятности рекомбинации дырок
за счет низкой концентрации доноров в базе. На
коэффициент переноса в базе существенное влияние оказывает
площадь коллекторного перехода. Это объясняется
особенностями диффузионного движения носителей зарядов.
Диффузия дырок в базе происходит как в сторону
коллектора, так и в направлении ввода базы и поверхности
кристалла, что сопровождается дополнительной
рекомбинацией дырок и уменьшением коэффициента переноса.
Для уменьшения рассеивания дырок площадь
коллекторного перехода делают значительно больше площади
эмиттерного перехода. Это способствует увеличению
числа дырок, попадающих в коллекторный переход, и росту
коэффициента переноса.
При w = 0,1 Lp коэффициент переноса достигает
значения 0,995. Таким образом, для современных транзисторов
статический коэффициент передачи тока эмиттера может
составлять 0,99 и более.
Значение коэффициента Л21Б зависит от тока эмиттера
и напряжения (УКб. График, выражающий зависимость
/i2iB= Д'э)» показан на рис. 3.11. В области малых токов
эмиттера (участок / на рис. 3.11) коэффициент инжекции
значительно меньше единицы, поскольку диффузионные
токи эмиттерного перехода гораздо меньше рекомбинаци-
онных. При увеличении тока эмиттера (участок //
характеристики) диффузионные токи возрастают быстрее реком-

3.3. Включение транзистора с общей базой
91
Рис. 3.11. Зависимость /*21Б от
тока эмиттера
бинационных, поэтому
коэффициенты инжекции и переноса
увеличиваются, что приводит к
росту /*21Б- При больших токах
эмиттера (участок ///)
значительно возрастает электронная
составляющая тока эмиттера за
счет электронов, поступающих
в базу от источника £/эб- Это
сопровождается уменьшением
коэффициента инжекции и Л21Б-
Зависимость /*2ib от
напряжения £/кб определяется
изменением (модуляцией) толщины
базы и лавинным умножением носителей зарядов в
запирающем слое коллекторного р-л-перехода. При
увеличении Uys запирающий слой коллекторного перехода
расширяется в основном в базовой области, так как Ыг ^> NA.
Это сопровождается уменьшением толщины базы и
ростом коэффициента переноса. Лавинное умножение
носителей зарядов приводит к увеличению коэффициента М. По
этим причинам статический коэффициент передачи тока
эмиттера при увеличении напряжения U^ растет (рис. 3.12).
,,4г
Рис. 3.12.
Зависимость ^2i б от
напряжения коллектора
'™ 1,0
0,8
О 5 10 15 20 25 30 35 В 45
Ц
Кб
3.3.4. Уравнения Эберса-Мола
Для анализа свойств транзистора или электронных схем
с транзисторами часто необходимо использовать
соотношения, устанавливающие связь между токами в цепях
транзистора с напряжениями на его электродах. Эти
соотношения для идеализированного транзистора без учета
объемных сопротивлений можно получить с помощью модели

92
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
^гш'г
ьш h
зо-
J3b
W
'КБ
«■
■о /С
Ямс. 3.13. Эквивалентная схема идеализированного транзистора
транзистора, изображенной на рис. 3.13. В этой модели
эмиттерный и коллекторный переходы представлены
диодами. Управление коллекторным током за счет тока
эмиттера отражено включением генератора тока АгшЛ-
Генератор тока /*21Б^2 учитывает возможность управления
током эмиттера путем изменения тока коллектора в
инверсном режиме. Токи 1\ и 1% являются токами инжекции
переходов и могут быть определены на основании уравнения
вольт-амперной характеристики (1.37). При условии
замыкания коллектора с базой ток инжекции эмиттерного
перехода
/1=/*э(ехр«/ЭБ/фт)-1). <317>
а при замыкании эмиттера с базой ток инжекции
коллекторного перехода
/2=ЫехрО/КБ/фт)-1)> (3.18)
где /5э, /5к ~" токи насыщения соответственно эмиттерного
и коллекторного переходов.
В общем случае токи 1^ и /к представляют собой
алгебраические суммы:
/3 = 'i-/W2; (3.19)
'k=Wi-'2 (3.20)
Параметрами транзисторов являются обратные токи
эмиттера /эб.о и коллектора /кб.о- а не обратные токи пе-

3.3. Включение транзистора с общей базой
93
реходов /5э и /5к. Соотношения, связывающие ток /5э с
током /зб.о и 4к с ^КБ.о» М0ГУТ быть найдены из
следующих условий.
При разомкнутой цепи эмиттера (/э = 0) и (/^э к 0 ток
коллектора /^ = ^кб.о» а из соотношений (3.18) и (3.19)
следует, что /2 = -/sk> Л = -*21Б|Лк- Таким образом,
'кб.о = ^К - Л21Б|Л21Б^К»
откуда
/сК= ^> . (3.21)
5К 1 ~ Л21БЛ21Б/
Аналогичным образом можно получить
7«э = | ISf! - (3.22)
Выражения (3.19) и (3.20) с учетом соотношений (3.17),
(3.18), (3.21), (3.22) приводятся к виду:
7Э = , 1ЭБ" fexp^S,-0-
* 1 - Л21БЛ21Ш V К Фт J
-T^fcW"1) <324>
Ток базы определяется как разность токов /э и /^:
1 - ^IB^IBi V Фт )
+ 0-^)/кБ.оГехр^КБ _ Д (3 25)
1 ~ ^lB^lBi V Фт У
Выражения (3.23)-(3.25) называют уравнениями Эбер-
са-Мола. Они устанавливают связь между токами в
цепях идеализированного транзистора и напряжениями его
электродов.

94
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
3.3.5 Общие сведения
о статических характеристиках транзистора
Статическими характеристиками транзисторов
называют графики, выражающие функциональную связь
между токами и напряжениями транзистора. В
зависимости от того, какие токи и напряжения принимаются за
независимые переменные, возможны различные системы
функциональной связи и соответствующие им семейства
статических характеристик. В общем случае связь между токами и
напряжениями транзистора можно выразить шестью
системами (табл. 3.1)
Таблица 3.1
Система
Y
Z
н
А
\/н
\/А
Аргумент
^вх» ^вых
'вх» 'вых
'вх» ^вых
'вх> ^вх
"ex» 'вых
^вых» 'вых
Функция
'вх> 'вых
^вх» ^вых
^вх» 'вых
'вых» ^вых
'вх» ^вых
'BX' "вХ
Среди этих семейств характеристик наибольшее
распространение получили статические характеристики,
относящиеся к "гибридной" системе, или //-системе, в которой в
качестве независимых переменных приняты входной ток и
выходное напряжение:
*/вх=/Сх. ^вых): (3.26)
JBblX = /(/вх. t/вых). (3.27)
В статическом режиме эти зависимости выражаются
четырьмя семействами характеристик:
входными
^вх = А вхЛ(/вых = const»
выходными
'вых = А^вых'|/иу = const»

3.3. Включение транзистора с общей базой
95
обратной связи
^вх=/^вых)|
/вх = const»
прямой передачи
'вых = /' 'вх'\ивык = const-
Вид характеристик зависит от способа включения
транзистора. Для однозначного установления зависимости
между токами и напряжениями транзистора достаточно иметь
два семейства характеристик. На практике наибольшее
применение получили входные и выходные
характеристики. Характеристики прямой передачи и обратной связи
применяются редко и могут быть легко получены из входных
и выходных характеристик путем перестроения.
3.3.6. Статические гибридные характеристики
транзистора, включенного с общей базой
Входные характеристики. На практике пользуются
характеристиками, полученными экспериментально. Для
снятия экспериментальных характеристик можно
применить схему, изображенную на рис. 3.14. При снятии
статических характеристик транзистора типа п-р-п полярность
источников £э и ^К необходимо изменить на обратную.
Входными характеристиками транзистора,
включенного с ОБ, называют семейство характеристик,
выражающих зависимость U3h = /(/э)|(/КБ = const (рис- 3.15).
Поскольку U2iBt ^ 1 и ^21Б в 1» на основании уравнения (3.23)
при £/кб = 0 (коллектор замкнут с базой) можно считать,
1?~~\Р^у
ф| |°а| ф t
Рис. 3.14. Схема исследования транзистора, включенного с ОБ

96
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Рис. 3.15. Входные
гибридные характеристики
транзистора, включенного с ОБ
что с некоторым приближением входная характеристика
представляет собой прямую ветвь вольт-амперной
характеристики эмиттерного перехода:
/э=/эБ.о(ехр(^эБ/фт)"1). (3.28)
Отрицательное напряжение коллектора, которое не
учитывается в формуле (3.28), смещает входную
характеристику в область больших токов (см. рис. 3.15). Это
смещение вызвано двумя причинами. Во-первых, при
повышении отрицательного напряжения коллектора уменьшается
ширина базы и увеличивается градиент концентрации
дырок в базе (рис. 3.16), что приводит к возрастанию тока
эмиттера при неизменном напряжении £/эб- Во-вторых, при
повышении отрицательного
напряжения L/j^B
увеличивается обратный ток
коллектора /кб.о» который,
проходя по распределенному
сопротивлению базы г£
(рис. 3.17), создает на нем
падение напряжения Uoc =
= г^/кб.о- Для большей на-
Рис. 3.16. Распределение
концентрации дырок в базе при
различных напряжениях на коллекторе

3.3. Включение транзистора с общей базой
97
Рис. 3.17. Схема, поясняющая об- ^вивв__
разование напряжения обратной I
связи на распределенном сопро- I
тивлении базы I
+ 6 Т
U ч|
-о
глядности на рис. 3.17 сопротивление гб' вынесено во
внешнюю цепь транзистора. Полярность напряжения Uoc
такова, что его появление приводит к увеличению
результирующего напряжения на эмиттерном переходе при
неизменном напряжении иэъ.
Под влиянием перечисленных выше причин в цепи
эмиттера при £/эб = 0 и отрицательном напряжении на
коллекторе проходит небольшой эмиттерный ток. Для его
устранения на эмиттер необходимо подать некоторое
отрицательное напряжение.
Выходные характеристики. Выходные статические
гибридные характеристики транзистора отражают
зависимость
А< =/^Кб)|/э = const-
Учитывая уравнение (3.24), выражение для тока
коллектора представим в виде
'к =Л21БЬ-/кБ.о(ехр((/кБ/фт)-1). (3.29)
При включении коллекторного перехода в обратном
направлении (/^б в Уравнение (3.29) подставляется со
знаком "минус", поэтому при |1/КБ| > <рт справедливо
уравнение (3.11).
Выходные гибридные характеристики транзистора с ОБ
показаны на рис. 3.18. Границей между режимом отсечки
и активным режимом является характеристика, снятая при
/э = 0. Из выражения (3.29) видно, что при /э = 0
выходная характеристика представляет собой обратную ветвь
вольт-амперной характеристики коллекторного р-л-пере-
хода. При увеличении отрицательного напряжения коллек-

98
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Рис. 3.18. Выходные гибридные характеристики транзистора,
включенного с ОБ
тора его ток быстро достигает значения /кб.о- Дальнейший
рост отрицательного напряжения (/^б Д° определенного
значения сопровождается незначительным увеличением
тока /к, причиной чего является рост токов генерации и
утечки в коллекторном р-л-переходе. При достижении
напряжением (/^б некоторого значения коэффициент
лавинного умножения становится больше единицы, что
сопровождается резким возрастанием тока /^ и пробоем
коллекторного перехода. Напряжение коллектора, при
котором возникает пробой коллекторного перехода при 1^ = О,
называют пробивным напряжением коллектор-база и
обозначают t/кБ.проб- Если ток 1^ не равен нулю, то
выходная характеристика смещается в область больших
токов коллектора на величину /*21Б^Э- Поскольку значение
/*21Б зависит от тока /э и напряжения (/КБ (см- Рис- 3.11 и
3.12), выходные характеристики располагаются
неэквидистантно при одинаковых изменениях тока эмиттера. При
больших токах коллектора и эмиттера пробой
коллекторного перехода происходит при меньших напряжениях и
может перейти в тепловой.
Для исключения возможности теплового пробоя
режимы работы транзистора необходимо выбирать ниже кривой
максимально допустимой рассеиваемой коллектором
мощности (на рис. 3.18 показана штриховой линией, Р% тах).
При Uys > 0 и /3 > 0 эмиттерный и коллекторный перехо-

3.3. Включение транзистора с общей базой
99
ды включены в прямом направлении, что соответствует
режиму насыщения. В этом режиме происходит инжекция
дырок в базу как из эмиттера, так и из коллектора.
Инжектируемые из коллектора дырки движутся навстречу
экстрагируемым из базы. Поэтому в режиме насыщения
наблюдается резкое уменьшение тока коллектора и даже
изменение его направления. На рис. 3.18 выходные
характеристики в режиме насыщения показаны штриховыми
линиями. Области, расположенной ниже характеристики
/э = 0, соответствует режим отсечки.
Характеристики прямой передачи. Характеристики
прямой передачи (рис. 3.19) выражают графически
зависимость
'к =/(7э)|{/КБ = const-
Аналитическая связь между токами /^ и 1$
определяется выражением (3.29), из которого видно, что при £/кб = О
характеристика выходит из начала координат, а ее наклон
определяется значением Л21Б- Если ^КБ < О» Т0
характеристика начинается в точке /^ = Асб.о» а зависимость
Л21Б = /(^кб)» показанная на рис. 3.12, отражается
изменением угла наклона всей характеристики.
Характеристики прямой передачи можно построить, используя
семейство выходных характеристик.
Характеристики обратной связи. Характеристики
обратной связи (рис. 3.20) выражают графически
зависимость
k
о
Рис. 3.19. Характеристики
прямой передачи
*--
<-
*-
^
<э
"™""™ш^"-
Рис. 3.20. Характеристики
обратной связи
jo i

100
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
М
l3=const иЦв<0 U'KS<0
^ЭБ = Д^КБ)к = const-
Увеличение отрицательного
напряжения Uy^
сопровождается изменением толщины базы и,
следовательно, ростом
градиента концентрации дырок в базе и
тока эмиттера. Поскольку при
снятии характеристик обратной
связи ток эмиттера должен
поддерживаться постоянным,
необходимо уменьшать инжекцию в
базу. Это достигается
соответствующим снижением
напряжения (/ЭБ (Рис- 3.21), поэтому
характеристики обратной
связи имеют отрицательный наклон, чему способствует
также обратная связь через распределенное сопротивление
базы, рассмотренная выше. Характеристики обратной
связи можно получить путем перестроения входных
характеристик.
Рис. 3.21. Графики
распределения концентрации дырок в
базе при снятии
характеристик обратной связи
3.4. ВКЛЮЧЕНИЕ ТРАНЗИСТОРА
С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ
3.4.1. Режимы отсечки и насыщения
При включении биполярного транзистора с ОЭ цепь базы
является входной, а цепь коллектора - выходной.
В режиме отсечки полярности и значения напряжений
(/jo и (/бэ таковы, что коллекторный и эмиттерный
переходы смещены в обратном направлении (рис. 3.22). В этом
случае через эмиттерный р-л-переход проходит обратный
ток /эб.о» а через коллекторный - ток /кб.о- Во входной
цепи (цепи базы) проходит ток базы /Б = /кб.о + ^ЭБ.о-
В режиме насыщения р-л-переходы включаются в
прямом направлении (рис. 3.23). Для включения эмиттерного

3.4. Включение транзистора с общим эмиттером 101
р-я-перехода в прямом
направлении на базу подается
отрицательное напряжение i/зэ- Для
включения коллекторного
перехода в прямом направлении на
коллектор следует подавать
положительное напряжение
относительно базы.
Коллекторный переход
включается в прямом направлении или
при положительном напряжении
^КЭ (рис- 3-23, а), или при
отрицательном (рис. 3.23, б), но
меньшем по значению, чем (/ю. В
последнем случае напряжение на
коллекторном переходе будет прямым
и равным (/кб =|(/бэ1~1^Кэ1-
Таким образом, в отличие от схемы с ОБ режим
насыщения в схеме с общим эмиттером может наступить и при
отрицательном напряжении на коллекторе. В режиме
насыщения в цепях транзистора проходят токи /к.Нас и ^Б.нас»
значительно превышающие токи режима отсечки.
Рис. 3.22. Схема включения
транзистора с ОЭ в режиме
отсечки
ШБЭ/ >ШКЭ1
Рис. 3.23. Схемы включения транзистора с ОЭ в режиме насыщения

102
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
3.4.2. Активный режим
Схема включения транзистора типа р-п-р с ОЭ в
активном режиме показана на рис. 3.24. Полярности и
значения напряжений между базой и эмиттером (и^э) и
между коллектором и эмиттером (i/кэ) обеспечивают
включение эмиттерного перехода в прямом направлении, а
коллекторного - в обратном. При этом физические процессы,
происходящие в транзисторе, аналогичны процессам в
транзисторе, включенном по схеме с ОБ. Под действием
напряжения (/бэ в Чепи эмиттера проходит ток 1$. В базе
этот ток разветвляется. Основная его часть идет в
коллектор, создавая управляемую составляющую тока
коллектора, другая часть - в цепь базы, определяя ток базы
рекомбинации. Навстречу току рекомбинации в базе проходит
обратный ток коллектора /кб.о-
Таким образом, для схемы с общим эмиттером, как и
для схемы с ОБ, справедливо уравнение (3.11). Поскольку
в схеме с ОЭ входным является ток базы, уравнение (3.11;
следует преобразовать так, чтобы установилась связь
между током коллектора и током базы. Это достигается
подстановкой в уравнение (3.11) равенства (3.14):
'к = h2\h^h +/к) + /кб.о-
Отсюда
•/б+t-V- W
1 - «21Б
1 - Й21Б
(3.30)
*21Э <S +0+h2O )<КВ.о
1Л_Г
Рис. 3.24. Схема включения транзистора в активном режиме

3.4. Включение транзистора с общим эмиттером 103
Введя обозначение
Л21Э=т^-. (3.31)
1 - Л21Б
представим уравнение (3.30) в виде
к = /*21Э'Б + (А21Э + 0/кБ.о- <3-32)
Из уравнений (3.32) следует, что ток коллектора
состоит из управляемой составляющей А21Э^Б> зависящей от
входного тока, и неуправляемой (Й21Э + 0/кб.о-
Коэффициент пропорциональности /1213 устанавливает
связь между управляемой составляющей тока коллектора
и током базы. Его называют статическим
коэффициентом передачи тока базы. Значения /1213 могут достигать
сотен и тысяч.
Из выражения (3.32) видно, что в схеме с ОЭ
неуправляемый ток коллектора в /*21Э + 1 Раз больше, чем в схеме
с ОБ. Это существенный недостаток схемы с ОЭ. Причина
заключается в том, что ток /те.о является одной из
составляющих базового (входного) тока, усиливаемого
транзистором при его включении по схеме с ОЭ. Достоинство
этой схемы - ее значительно большее входное
сопротивление, чем у схемы с ОБ. Это обусловлено тем, что при
одинаковых входных напряжениях (£/бэ = ^Эб) ток базы
значительно меньше тока эмиттера, являющегося входным
током схемы с ОБ.
3.4.3. Статические гибридные характеристики
транзистора, включенного с общим эмиттером
Входные характеристики. Схема для снятия
характеристик приведена на рис. 3.25. Входные статические
гибридные характеристики транзистора, включенного с ОЭ
(рис. 3.26), отображают зависимость
^БЭ =/^б)|с/кэ = const-
При 11уз = 0 °ба р-я-перехода транзистора
оказываются включенными в прямом направлении (рис. 3.27). Из
эмиттера и коллектора осуществляется инжекция дырок в

104
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Рис. 3.25. Схема для снятия характеристик транзистора,
включенного с ОЭ
базу, где часть их рекомбинирует с электронами, и в цепи
базы проходит ток рекомбинации обоих переходов.
Поэтому входная характеристика представляет собой
вольт-амперную характеристику двух параллельно включенных р-я-пе-
реходов.
При £/кэ < 0 коллекторный переход включается в
обратном направлении и в цепи базы проходит ток
^Б = ^Б.рек - 'КБ.О = 0 - ^215^3 " АсБ.о-
Если (/53 =0> то /э = 0 и в цепи базы проходит ток
/Б = """Асб.о- Увеличение напряжения (/Бэ
сопровождается
'БЭ
tfe
т
Рис. 3.26. Входные характеристики
транзистора, включенного с ОЭ
Рис. 3.27. Схема
включения транзистора с ОЭ при
(/,0 = 0

3.4. Включение транзистора с общим эмиттером 105
Рис. 3.28. Схема, поясняющая
образование напряжения
обратной связи на сопротивлении г^
транзистора, включенного с ОЭ
ся ростом рекомбинационной составляющей тока базы
(1 - Лгш^Э» и ПРИ некотором напряжении (/БЭ ток базы
становится равным нулю. Дальнейшее увеличение
напряжения 6/бэ сопровождается ростом тока базы. Поскольку
рекомбинационная составляющая тока базы при Uy$ < 0
значительно меньше тока базы, проходящего при 11уз = 0>
входная характеристика смещается в область меньших
токов (в сторону оси напряжений). При увеличении
отрицательного напряжения коллектора наблюдается смещение
входных характеристик в сторону оси токов (вниз). Это
вызвано образованием напряжения обратной связи Uoc
на распределенном сопротивлении базы г$ вследствие
прохождения через него обратного тока коллектора /кб.о
(рис. 3.28). Результирующее напряжение на эмиттерном
переходе i/зэ увеличивается, что приводит к увеличению
инжекции дырок из эмиттера в базу и росту рекомбинаци-
онного тока базы. Этому способствует также модуляция
толщины базы.
Выходные характеристики. Выходными
статическими гибридными характеристиками транзистора,
включенного с ОЭ (рис. 3.29), является семейство характеристик
'к =/(^Кэ)|/Б = const-
Вид этих характеристик отражает особенности работы
транзистора с общим эмиттером в различных режимах.
Рассмотрим область, соответствующую границе
режима отсечки, а также область лавинного умножения
носителей зарядов. В этих областях ход характеристик зависит
от условий работы эмиттерного перехода, определяемых
Iksjq
Л
| Уас |
6
э
t
ФФФФ
■
К
1
э ?

106
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Рис. 3.29. Выходные гибридные характеристики транзистора,
включенного с ОЭ
цепью базы. Пусть цепь эмиттера разомкнута (рис. 3.30, а).
В этом случае, как и в схеме с ОБ, ток коллектора равен
току /кб 0 и пробой коллекторного перехода наступает при
^КЭ = ^КБ.о.проб- Следовательно, выходная
характеристика схемы с ОЭ совпадает с выходной характеристикой
схемы с ОБ при /э = 0.
Если разорвана цепь базы (рис. 3.30, б), то /б = 0 и в цепи
коллектора проходит ток /кэ.0 ~ ^эЛсб.о- ^то Указывает
на то, что выходная характеристика при /Б = 0 представляет
собой обратную ветвь вольт-амперной характеристики р-п-
перехода, у которого ток насыщения равен Й21Э^КБ.о-
При некотором напряжении коллектора начинает
сказываться лавинное умножение носителей зарядов в коллек-
Рис. 3.30. Схемы, поясняющие выходные характеристики
транзистора, включенного с ОЭ

3.4. Включение транзистора с общим эмиттером 107
торном р-л-переходе. Коэффициент передачи тока
эмиттера с учетом формул (3.9) и (3.10) равен МЛ21Б» и ток
коллектора определяется соотношением
При лавинном пробое ток /^ стремится к бесконечно
большому значению, что выполняется при условии
(1-МА21б) -"* 0. Используя это условие и выражение
(1.40), можем получить формулу для определения
пробивного напряжения коллектор-эмиттер при /5 = 0 в виде
^КЭ.олроб = ^КБ.о.проблА-^Ш-
Следовательно, UK3onpo6 < UKBon?o6.
Если база соединена с эмиттером через резистор RB
(рис. 3.30, в), то на характеристике в области лавинного
умножения носителей зарядов наблюдается участок с
отрицательным дифференциальным сопротивлением. Это
объясняется следующими физическими процессами. Из
рис. 3.30, в следует, что ток коллектора состоит из тока,
проходящего по резистору RB, и тока, проходящего по
эмиттерному переходу. При малом токе коллектора
напряжение, выделяемое током базы на резисторе R^, а
следовательно, и на эмиттерном переходе, незначительно и
сопротивление эмиттерного перехода велико. Поэтому
основная часть тока коллектора замыкается по резистору
RB, а в цепи эмиттера проходит небольшой ток. Наличие
небольшого тока эмиттера увеличивает ток коллектора до
значения /^э r- Следовательно, характеристика проходит
ниже характеристики, соответствующей условию /5 = 0, и
выше характеристики, снятой при 1$ = 0. При
определенном напряжении на коллекторе из-за лавинного
умножения носителей ток коллектора начинает возрастать и
напряжение на резисторе R5 и эмиттерном переходе
увеличивается. Это сопровождается инжекцией дырок из
эмиттера в базу и резким увеличением тока коллектора.
Наступает лавинный пробой. Напряжение, при котором это
происходит, обозначают £/кэ r проб-

108
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Очевидно, что чем больше сопротивление резистора R5,
тем меньше U^s R проб- Инжекция дырок из эмиттера в
базу обусловливает возникновение тока базы
рекомбинации, направленного навстречу первоначальному току базы.
Ток базы становится меньше токов коллектора и
эмиттера, что близко к условиям, соответствующим режиму при
?Б = 0. Следовательно, после пробоя выходная
характеристика стремится к характеристике, снятой при /Б = 0, и в
области лавинного пробоя наблюдается участок с
отрицательным сопротивлением.
При i/кэ < 0 и соединении выводов базы и эмиттера
(рис. 3.30, г) в цепи базы проходит ток /Б = "~/кб.о-
Поскольку в цепи базы имеется распределенное сопротивление базы
Г5, этот случай по физическим процессам близок к
предыдущему и характеризуется током в цепи коллектора 1%э.к
и напряжением пробоя |(/кэ.к.проб| > \иКЭ R проб|-
Если в цепь базы включен источник напряжения i/зэ
(рис. 3.30, д), смещающий эмиттерный переход в
обратном направлении, то через обратносмещенный
эмиттерный переход проходит ток /эб.о» обусловленный
движением неосновных носителей. Следовательно, происходит
разделение потока неосновных носителей в коллекторный и
эмиттерный переходы. Поэтому через коллекторный
переход проходит ток коллектора, обозначаемый I^x ~ /кб.о»
а лавинный пробой коллекторного перехода происходит
при напряжении i/кэ.х» причем |£/кэ.х| > 1^КЭ rI-
В активном режиме и в режиме насыщения
эмиттерный переход включается в прямом направлении
источником отрицательного напряжения базы. Под действием
напряжения в цепи базы проходит ток /£. За счет
напряжения £/бэ пРи нУлевом напряжении коллектора оба р-я-
перехода транзистора смещены в прямом направлении.
Транзистор работает в режиме насыщения, и через
коллектор проходит ток инжекции, направление которого
противоположно направлению коллекторного тока в активном
режиме. В базе происходит накопление неосновных
носителей заряда ~ дырок.
С появлением небольшого отрицательного напряжения
на коллекторе ток инжекции из коллектора уменьшается,
а ток, обусловленный экстракцией дырок из базы в кол-

3.4. Включение транзистора с общим эмиттером 109
лектор, увеличивается. Поэтому при увеличении
отрицательного напряжения коллектора до значения и^э = ^БЭ
наблюдается значительный рост коллекторного тока. При
1^кэ1 > Ръэ\ транзистор из режима насыщения переходит
в активный режим работы. Рост коллекторного тока при
дальнейшем увеличении отрицательного напряжения (/^э
замедляется, однако наклон выходных характеристик к оси
токов в схеме с ОЭ оказывается больше, чем в схеме с ОБ.
Это объясняется следующими причинами.
Во-первых, увеличение отрицательного напряжения (/jq
приводит к уменьшению ширины и тока базы (вследствие
уменьшения рекомбинационной составляющей). Для
восстановления первоначального значения тока базы
(выходные характеристики снимаются при постоянных токах базы)
необходимо увеличить напряжение 6/БЭ» что
сопровождается ростом токов эмиттера и коллектора.
Во-вторых, возрастающее отрицательное напряжение на
коллекторе увеличивает ударную ионизацию в
коллекторном переходе, что сопровождается ростом тока
коллектора и может закончиться электрическим пробоем
коллекторного перехода.
В схеме с ОЭ значение коллекторного тока
определяется выражением (3.19), из которого следует, что
увеличение тока базы (/£ < /£' <...) вызывает увеличение
коллекторного тока, т. е. смещение выходных характеристик вверх.
Расстояния между выходными характеристиками при
одинаковых приращениях тока базы различны. Эта
неравномерность расположения
выходных характеристик
связана с изменением статического
коэффициента передачи тока
базы /i2ia при изменении тока
эмиттера. С учетом
соотношения (3.31) и рис. 3.11 график
зависимости /^э от тока базы
показан на рис. 3.31.
Поскольку режим
лавинного умножения на практике
используется редко, в
справочной литературе выходные
J
21Э max
i
\f/
/
^216max
i\\l!5'6
| 44h2»3
1
_l ■»
0 ii=0-bm)i3
Рис. 3.31. Графики зависимости
^21Б и ^21Э от тока базы

по
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Рис. 3.32. Упрощенные выходные
характеристики транзистора,
включенного с ОЭ
Рис. 3.33. Гибридные
характеристики прямой передачи
транзистора, включенного с ОЭ
характеристики транзисторов приводятся без области
лавинного пробоя (рис. 3.32).
Характеристики прямой передачи.
Характеристиками прямой передачи (рис. 3.33) является семейство
^К =/(Л>)|{/кэ = const- Эти характеристики описываются
уравнением (3.32) и представляют собой прямые линии.
Наклон прямых зависит от значения /121Э-
Реальные характеристики отличаются от прямых, и их
наклон зависит от напряжения t/jQ. Скорость нарастания
коллекторного тока с увеличением тока базы
уменьшается. Это вызвано зависимостью h^y^ от тока базы
(эмиттера) (см. рис. 3.31). Характеристики прямой передачи
можно получить путем перестроения выходных характеристик
в новую систему координат.
Характеристики обратной связи.
Характеристиками обратной связи (рис. 3.34) является семейство
^БЭ = /(^Кэ)|/Б = const-
Характеристики обратной связи в схеме с ОЭ
отличаются от аналогичных характеристик в схеме с ОБ
изменением угла наклона к оси абсцисс. Причина этого отличия
заключается в том, что при \U^\ < \U^\ транзистор
работает в режиме насыщения. Характеристики обратной свя-

3.5. Включение транзистора с общим коллектором 111
Рис. 3.34. Гибридные
характеристики обратной связи
транзистора, включенного с ОЭ
зи можно построить,
используя семейство входных
характеристик.
"бЭ*
,ш
JK3
3.5. ВКЛЮЧЕНИЕ ТРАНЗИСТОРА
С ОБЩИМ КОЛЛЕКТОРОМ
Включение транзистора с ОК используется в основном
в активном режиме. Схема включения транзистора с ОК
изображена на рис. 3.35. В схеме с ОК входным является
ток базы, выходным - ток эмиттера, выходным
напряжением - t/эк» входным - /7БК. Полярность напряжения базы
относительно коллектора (£/бк) и эмиттера относительно
коллектора ((/эк) обеспечивает включение эмиттерного
перехода в прямом направлении, а коллекторного - в
обратном. При таком включении управляющим входным током
является ток базы, а управляемым (выходным) - ток
эмиттера. На основании соотношений (3.11) и (3.14) получаем
/*=■
1
1 -^ib
Введя обозначение
А21К =
/Б +
1 -/и.
1Б
'КБ.о-
»1,
(3.33)
(3.34)
1 - ^215
представим уравнение (3.33) в виде
'э = Л21К'Б + Л21к'кБ.о- (3.35)
Из уравнения (3.35) видно, что выходной ток содержит
управляемую /i2lK^B и неуправляемую /i2lK^K5.o
составляющие. Параметр Л21К называют статическим коэффициентом
передачи тока базы в схеме с общим коллектором.

ш
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
%
-Я
-4
-и*
Рас. 3.35. Схема
включения транзистора с ОК
-ш-
Рис. 3.36. Входные гибридные
характеристики транзистора,
включенного с ОК
Из сравнения выражений (3.34) и (3.31) видно, что
коэффициенты Л21к и ^21Э мало отличаются друг от друга.
Входное напряжение (/Бк в схеме с ОК меньше его
выходного напряжения t/эк лишь на малую величину £/эб-
В то же время входной ток /Б значительно меньше
выходного тока /э- Из этого следует важная особенность схемы
с ОК: большое входное и низкое выходное сопротивления.
Входные статические гибридные характеристики
транзистора, включенного с ОК, выражают зависимость
^БК =/^б)|</Эк = const
и представляют собой семейство почти прямых линий с
небольшим криволинейным участком при малых токах
(рис. 3.36). В схеме с ОК на базу и эмиттер поданы
положительные (относительно коллектора) напряжения. При
^БК > ^ЭК эмиттерный переход закрыт и через базу
проходит лишь обратный ток коллектора /кб.о- При (/Бк < ^эк
эмиттерный переход открывается, ток базы меняет свое
направление и растет с увеличением разности напряжений
(/эк "" ^БК- Так как напряжение (/эк является параметром
((/Эк = const) при снятии входных характеристик,
увеличение тока базы происходит при уменьшении напряжения (/бк-

3.6. Влияние температуры на статические характеристики транзистора 113
Выходные характеристики транзистора в схеме с ОК
представляют зависимость
'э =/(^Эк)|/Б = const-
Так как /э » /к, а (Уэк = "~ ^КЭ» эти характеристики
практически совпадают с выходными характеристиками
транзистора, включенного по схеме с ОЭ.
3.6. ВЛИЯНИЕ ТЕМПЕРАТУРЫ НА СТАТИЧЕСКИЕ
ХАРАКТЕРИСТИКИ ТРАНЗИСТОРА
При комнатной температуре ионизированы все атомы
примесей и небольшая часть атомов основного вещества
полупроводника. Благодаря этому в эмиттерной,
коллекторной и базовой областях транзистора обеспечиваются
требуемые концентрации основных и неосновных
носителей. С ростом температуры окружающей среды и при
нагреве транзистора проходящими токами энергия атомов
основного вещества увеличивается и растет количество
генерируемых пар электрон-дырка. В результате
повышения концентрации носителей электропроводность
областей кристалла транзистора увеличивается и его
нормальная работа нарушается. Расчет и экспериментальные
исследования показывают, что максимальная рабочая
температура германиевых транзисторов составляет 70... 100 °С. У
кремниевых транзисторов вследствие большей ширины
запрещенной зоны энергия, необходимая для ионизации
атомов основного вещества, оказывается больше, чем у
германиевых, поэтому максимальная рабочая температура
кремниевых транзисторов может составлять 125...200 °С.
Минимальная рабочая температура транзистора
определяется энергией ионизации примесных атомов и их
концентрацией. Обычно эта энергия невелика (0,01...0,05 эВ), и
поэтому транзистор может работать при температуре
примерно -200 °С. Фактически нижний предел температуры
ограничивается термоустойчивостью корпуса и
допустимыми изменениями параметров и составляет -60...-70 °С.
Температурный дрейф выходных характеристик
обусловлен изменением тока коллектора при изменении темпера-

114
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
туры. В схеме с ОБ в соответствии с уравнением (3.11)
изменение тока коллектора при постоянном токе эмиттера
dIK =/э^21Б +d/K5.o-
Относительное изменение тока коллектора
EhL = ^-dhoxb + dlKBo = ^- + /кБ° dlKb°. (3.36)
7К h 7K ^21B 7K 'кБ.о
Коэффициент передачи тока эмиттера /*21Б от
температуры почти не зависит. Вследствие этого температурный
дрейф выходных характеристик за счет температурного
изменения А21Б мал-
Второе слагаемое в выражении (3.36) определяет
температурный дрейф характеристик, вызванный температурным
изменением обратного тока коллектора /кб.о- Зависимость
/кб.о от температуры имеет экспоненциальный характер:
/кб.о (7-2) = /кб.о (П )ехр(Ж72 -7})), (3.37)
гДе /кБ.о^г)» /kb.o^i) "" обратный ток коллектора при
температуре 7*2 и Т\ соответственно.
При практических расчетах можно считать, что 1у^0утга-
вается с ростом температуры на каждое 10 °С для германиевых
транзисторов и на 8 °С для кремниевых. Однако влияние
этого слагаемого в выражении (3.36) на температурный дрейф
выходных характеристик транзистора оказывается
незначительным вследствие малого значения /кб.о по сравнению с
рабочим током коллектора: /кб.о//к = Ю"~3...10~6.
Таким образом, выходные характеристики транзистора
в схеме с ОБ обладают малым температурным дрейфом
(рис. 3.37).
Значительно больший температурный дрейф имеют
входные характеристики. В соответствии с уравнением (3.1)
входная характеристика описывается приближенным
уравнением
/э = /эБ.о(ехР(^ЭБ/фт) - 0.
Поскольку температурная зависимость обратного тока
эмиттера такая же, как и обратного тока коллектора 1у^0
(см. выражение (3.37)), зависимость тока эмиттера от
температуры имеет вид

3.6. Влияние температуры на статические характеристики транзистора 115
Рис. 3.37. Выходные
характеристики транзистора, включенного с
ОБ, при различных температурах
Рис. 3.38. Входные
характеристики транзистора, включенного с ОБ,
при различных температурах
/Э(72> = /эБл^КирЙ/эб/Фт)" 1)ехр(А(72 - 7i».
Следовательно, увеличение температуры
сопровождается ростом тока эмиттера и смещением входных
характеристик в область больших токов (рис. 3.38). Исследования
показывают, что характеристики смещаются на 1...2 мВ
при изменении температуры на 1 °С.
Оценка влияния температуры на ток коллектора
транзистора в схеме с ОЭ при постоянном токе базы (dl^ = 0)
может быть проведена путем нахождения полного
дифференциала уравнения (3.32):
dfK = ('Б + ^КБ.о)^Л21Э + ft + Л21э)^КБ.о-
Так как Ь^хъ = йгш/О-Лгш)- то
dfyis =(1 + Л21э) ^^215-
Следовательно,
*L = 4Ц4Ы0 + Л21Э)2^Л21Б + 0 + *21Э) ^^L.
'К 'К 'К 'КБ.о
/к
Так как (/Б + /кб.о)^21Э в 'э> окончательно получаем
оэ
ОБ

116
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
«k»
20°С
UK3 =const
20°С
Т=60°С
Рис. 3.39. Выходные
характеристики транзистора, включенного с ОЭ,
при различных температурах
k
Рис. 3.40. Входные
характеристики транзистора, включенного с
ОЭ, при различных температурах
Из этого выражения видно, что температурный дрейф
выходных характеристик в схеме с ОЭ в 1 + Л21э Раз больше, чем
в схеме с ОБ. Это существенный недостаток схемы с ОЭ.
На рис. 3.39 представлены выходные характеристики
транзистора, включенного с ОЭ, снятые при двух температурах.
Входные характеристики транзистора в схеме с ОЭ при
различных температурах показаны на рис. 3.40.
Увеличение температуры вызывает увеличение токов /КБ.0 и 'в.рек»
направленных в цепи базы навстречу друг другу. Поэтому
входные характеристики, снятые при различных
температурах, пересекаются в области, соответствующей малым
базовым токам.
3.7. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
И ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ ТРАНЗИСТОРА
3.7.1. Общие сведения о дифференциальных
параметрах и эквивалентных схемах
В общем случае транзистор представляет собой
активный нелинейный четырехполюсник. Он характеризуется
семействами рассмотренных ранее статических
характеристик, связывающих постоянные напряжения (£/вх, £/вых)
и токи (/вх, /вых). Из характеристик следует, что величины

3.7. Дифференциальные параметры и эквивалентные схемы транзистора 117
{/вх, £/вых, /вх и /вых являются взаимозависимыми.
Достаточно задать две из них, для того чтобы однозначно
определить по характеристикам две другие величины.
Обычно транзисторы используются в качестве
активных элементов устройств радиоэлектронной аппаратуры,
в которых на электродах транзистора действуют, кроме
постоянных напряжений и токов, достаточно малые
сигналы напряжений и токов, которые можно рассматривать
как малые изменения постоянных составляющих. Эти
малые изменения могут быть определены путем
дифференцирования функциональных зависимостей (см. табл. 3.1).
Если обозначить независимые переменные Х\ и Х^ а
зависимые переменные F\ и F<i> то
Fl=f(X[,X2);\
F2=f(XhX2).j
Полный дифференциал функций Fj и F2:
(3.38)
dF^^-dXi+^-dXr,
Частные производные в этих уравнениях являются
дифференциальными параметрами. Дифференциальные
параметры транзистора устанавливают связь между малыми
изменениями токов в цепях и напряжений на его
электродах. Поскольку в качестве малых изменений могут быть
использованы гармонические сигналы, подаваемые на
транзистор, дифференциальные параметры часто называют
малосигнальными. Малыми считают сигналы, увеличение
амплитуды которых вдвое не приводит к изменению
исследуемого параметра, т. е. сигналы, укладывающиеся на столь
малых участках, что характеристики можно считать
линейными. В этом случае токи в цепях транзистора
оказываются линейными функциями напряжений и транзистор
можно представить в виде активного линейного
четырехполюсника (рис. 3.41).
На входе четырехполюсника действуют сигналы с
комплексными амплитудами (JBX и / , а на выходе - с ампли-

118
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Рис. 3.41. Представление транзистора в виде линейного
четырехполюсника
тудами 0ВЫХ и /вых. Связь между токами и напряжениями
устанавливается шестью функциональными
зависимостями, представленными в табл. 3.1. Наибольшее
распространение получили системы Z-, У- и Я-параметров. Кроме
того, в настоящее время применяется система S-парамет-
ров, или параметров рассеивания, для согласованной
нагрузки. Они устанавливают связь между сигналами,
поступающими на вход или выход четырехполюсника
(^п.вх> г>п.вых)иотРаженнымиотнИх((>о.Вх, ^о.вых)*
Дифференциальные параметры позволяют представлять
транзистор в виде эквивалентной схемы для переменных
составляющих токов и напряжений. Эквивалентные
схемы значительно облегчают анализ и инженерный расчет
транзисторных схем.
3.7.2. Система Z-параметров
В системе Z-параметров в соответствии с табл. 3.1 и
формулами (3.38) напряжения на входе и выходе
четырехполюсника рассматриваются как линейные функции токов:
Urx = Z\ i/py + Zio/,
'вх
'12увых»
^вых = Z2\Ux + £99/,
22'вых»
(3.39)
где
г„=^
/йы* = о
- входное сопротивление
транзистора в режиме холостого хода на выходе;
Z,o - и«
z12 -I—
'вх = 0
- сопротивление обратной передачи
в режиме холостого хода на входе;

3.7. Дифференциальные параметры и эквивалентные схемы транзистора 119
^21 =
иш
К
U = о
- сопротивление прямой передачи в
режиме холостого хода на выходе;
^22 =
ит
/вх = 0
- выходное сопротивление
транзистора в режиме холостого хода на входе.
Очевидно, что каждой схеме включения присущи свои
Z-параметры. Принадлежность параметров к конкретной
схеме с ОБ, ОЭ или ОК отражается добавлением индекса
соответственно "б", "э" или "к", например Z\\^ Z^, ^216
и Z226- На основании уравнений (3.39) на рис. 3.42
изображена эквивалентная схема транзистора с
использованием Z-параметров. Генератор напряжения Z2\IBX
отражает влияние входного тока на выходное напряжение, а
генератор напряжения Z\2lBm учитывает влияние
выходного тока на входное напряжение, характеризуя
обратную связь в транзисторе. Наличие двух источников
напряжения является недостатком формальной схемы,
изображенной на рис. 3.42, поэтому часто используют Т-
образную эквивалентную схему с одним генератором
напряжения Zr/BX (рис. 3.43, а) или генератором тока а/вх
(рис. 3.43, б).
Для установления связи элементов Т-образной
эквивалентной схемы с параметрами четырехполюсника
нужно для этой схемы записать выражения для входного и
выходного напряжений и сравнить с уравнениями четы-
X
-9Р
1П /fox
Ф
Рис. 3.42. Формальная эквивалентная схема транзистора в системе
Z-параметров

120
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
х
•#
Рис. 3.43. Т-образные эквивалентные схемы биполярного транзистора
рехполюсника. (3.39). Для схемы, изображенной на
рис. 3.43, а, имеем:
^вх = (z\ + ^З^вх + 2з/Вых5
f>B«x=(^3+2r)/BX+(Z2+Z3)/B
(3.40)
Сравнение коэффициентов при токах /вх и /вых в
уравнениях (3.39) и (3.40) позволяет записать:
Z\\ =Zi +Z3; Z\2 =^3i ^21 =^з + ^г; Z22 =Z2 +Z3.(3.41)
Из уравнений (3.41) находим:
Z\ = Z\\ -Z12; Z2 = Z22 -Z12; Z3 = Z12; Zr = Z2i -Zn.
Аналогично могут быть получены значения
элементов Т-образной эквивалентной схемы с генератором тока
(рис. 3.43, б):
z\ = z\\ - Z12; Z2 = Z22 - Z12;
^з = Z12; ex = (Z2i - Z12)/(Z22 - Z12).
Параметры Z^ и Z21 определяются в режиме
холостого хода выходной цепи, a Zj2 и Z22 - в режиме холостого
хода входной цепи. Осуществление режима холостого хода
только по переменному току, соответствующему
разомкнутому состоянию цепи, при экспериментальном
определении Z-параметров может быть обеспечено включением
в цепь коллектора или эмиттера таких индуктивностей, что-

3.7. Дифференциальные параметры и эквивалентные схемы транзистора 121
бы на частоте измерения выполнялись условия coLi ^> Z\\
и (0L2 > Z22 •
Так как в активном режиме эмиттерный р-л-переход
смещен в прямом направлении, то его сопротивление мало,
и осуществить режим холостого хода во входной цепи
довольно просто. Обеспечить на практике режим холостого
хода коллекторной (выходной) цепи очень сложно, так как
внутреннее сопротивление обратносмещенного
коллекторного p-n-перехода велико. Поэтому экспериментальное
определение Z-параметров сопряжено со значительными
трудностями.
3.7.3. Система Н-параметров
В системе Я-параметров в соответствии с уравнениями
(3.26), (3.27) токи и напряжения четырехполюсника
связаны следующими линейными уравнениями:
^вх = #11^вх + #12^выХ;
Лшх = #21'вх + #22^вых»
(3.42)
где
Яп=^
илиг = о
- входное сопротивление
транзистора при короткозамкнутои выходной цепи;
#19=^
иж
'вх = 0
- коэффициент обратной связи по
напряжению при холостом ходе во входной цепи;
"вых = О
- коэффициент передачи тока при
коротком замыкании выходной цепи;
#22 =
ит
L
- выходная проводимость при
холостом ходе во входной цепи.
Принадлежность параметра к соответствующей схеме
включения транзистора отражается добавлением индексов
"б", "э" и "к". Преимущество системы Я-параметров
состоит в удобстве экспериментального определения парамет-

122
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
«12Чви
ф ®
Рис. 3.44. Формальная эквивалентная
схема транзистора в системе Я-пара-
метров
ров, поскольку
осуществление холостого хода
входной цепи и короткого
замыкания выходной цепи
(шунтированием
конденсатором) транзистора
затруднений не вызывает.
Заметим, что входные
сопротивления Нц и Z\\
измеряются в различных
режимах работы
транзистора и поэтому не равны друг другу. На рис. 3.44
показана эквивалентная схема, составленная на основании
системы уравнений (3.42).
3.7.4. Частотные характеристики
коэффициентов передачи входного тока
Параметры транзистора в значительной степени
зависят от частоты сигнала. Одной из причин этого является
инерционность процессов диффузии неосновных
носителей в базе, другой — емкости и сопротивления переходов.
Управляющие свойства транзистора достаточно полно
оцениваются значениями коэффициентов передачи
входного тока, определяемых отношением изменения тока
коллектора к изменению входного тока. Изменения токов
эмиттера и коллектора пропорциональны градиентам
концентрации дырок в базе у эмиттерного и коллекторного
переходов. Если период колебаний напряжения на эмиттерном
переходе значительно больше времени, затрачиваемого
дырками на диффузию от эмиттерного перехода до
коллекторного, можно считать, что градиенты концентрации дырок в
базе у эмиттера и коллектора изменяются одновременно.
Поэтому эмиттерный, базовый и коллекторный токи
совпадают по фазе и на низких частотах параметры #21б и #21э
имеют действительные значения.
При повышении частоты период колебаний может
оказаться сравнимым с временем диффузии дырок в базе. Это,
во-первых, приведет к тому, что ток коллектора будет
отставать по фазе от тока эмиттера, а во-вторых, за время
полупериода напряжения сигнала, смещающего эмиттерный пере-

3.7. Дифференциальные параметры и эквивалентные схемы транзистора 123
ход в прямом направлении,
максимум
инжектированных в базу дырок не успеет
достигнуть коллектора. В
таком случае концентрация
дырок и градиент их
концентрации у эмиттера в
следующий полупериод
окажутся меньше, чем в какой-
то области базы. В базе
возникает градиент
концентрации дырок, вызывающий
их движение в сторону
эмиттера и приводящий к
Рис. 3.45. График, показывающий
влияние инерции диффузионных
процессов на коллекторный ток
уменьшению амплитуды коллекторного тока (рис. 3.45).
Фазовые сдвиги между током коллектора и входным током
указывают на то, что коэффициенты передачи входного
тока при увеличении частоты носят комплексный характер.
Для схемы с ОБ комплексный коэффициент передачи
тока эмиттера
Лй1б0"о>) = 'к /К = |Л21б</«>)|ехр(/фЛ21б),
где /к, /э - комплексные амплитуды токов коллектора и
эмиттера; |/i2iб (/<*>)! " модуль, а ф/^ - аргумент
комплексного коэффициента передачи тока эмиттера, т. е. угол
сдвига фаз между токами /к и /э.
Зависимость А216 (/°>) от © может быть найдена путем
решения уравнения диффузии. При некоторых
упрощающих допущениях решение уравнения диффузии позволяет
получить следующую формулу для определения частотной
зависимости /^(/(о):
А21б0'со) =
В этом случае
|Л21б(Н =
1 + /о)/соЛ21б 1 + /7//Л216
(3.43)
^21Б
7|21Б
Ь + К£°Л21б)2 Ь + (///л21б)2

124
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
9/l216(«>) = -arctg((o/co^6).
(3.44)
Если / = //^, то \h2\6(j(u)\ = ^21Б/^2 . Частота, на
которой модуль коэффициента передачи тока эмиттера
уменьшается в V2 раз по сравнению с его низкочастотным
значением, называется предельной частотой коэффициента
передачи тока эмиттера биполярного транзистора.
Предельная частота является важным параметром
транзистора и используется в качестве основного критерия при
классификации биполярных транзисторов по частотным
свойствам. На рис. 3.46 изображены зависимости ^бО'ю)!
и ф/^1б от частоты. Экспериментальные исследования
показывают, что на частоте //^1б фазовый сдвиг больше
определяемого формулой (3.44). В связи с этим выражение
(3.43) может быть уточнено путем умножения правой
части на коэффициент, вводящий дополнительный фазовый
сдвиг:
h216(/CD) = 1 + ;wL,. ехр(-/т(ш/ц/Ь1б ))>
А216
где т = 0,2 для сплавных бездрейфовых транзисторов и
т = 0,8... 1 для дрейфовых транзисторов.
Введя обозначение 1/а% = X/, , запишем выражение
(3.43) в виде
^216
Л21б(/<») =
1 +/<
/0*Л2
16
Величина Т/^ имеет размерность времени и примерно
равна среднему времени диффузии неосновных носителей
Рис. 3.46. График,
поясняющий определение час-
Т0ТЫ /*,«

3.7. Дифференциальные параметры и эквивалентные схемы транзистора 125
заряда через базу. Она связана с временем жизни
носителей в базе соотношением
Используя соотношение (3.31) и считая Л216
зависящим от частоты, для схемы с ОЭ можно найти частотную
зависимость коэффициента передачи тока базы:
и (;дЛ- *21б(/ю) _ ^21Б 1
419 ' 1 - *216</<0) 1 " ЛИБ 1 + /W(0),216(1 - /121Б)) *
Введя обозначение
«>/1216(1-Л21б) = »/121э» (3.46)
получим
А21э(/(0) = _^ = ^21э (з.47)
Следовательно, схема с ОЭ характеризуется частотной
зависимостью модуля комплексного коэффициента
передачи тока базы
|Л21э07)| = . *21Э , (3.48)
и аргумента
ФЛги (®) = -arctgf©/©^,) = -arctg(///^u).
Частота fu , на которой модуль коэффициента
передачи тока базы уменьшается в V2 раз по сравнению с его
низкочастотным значением, называется предельной
частотой коэффициента передачи тока базы.
Выражение (3.46) можно представить в другом виде:
fbi* =^1б(1"^1Б)=/л21б^"Г7^7]:=
втт¥—Xй- (3-49)
1 + Л21Э «21Э
Из выражения (3.49) видно, что частота fh в Й21Э
раз меньше предельной частоты коэффициента передачи
тока эмиттера в схеме с ОБ. Следовательно, частотные

126
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
lhml,lh2,J |
h2»
hm
rf
hm
h \
n21$ ^
Si
.
11
' 1 ШШ
n2h
fT ffc
"216
Рис. 3.47. График, поясняющий определение частот /ги и /т
свойства схемы с ОЭ значительно хуже, чем схемы с ОБ.
Для сравнения на рис. 3.47 показана зависимость |/z2ia I и
|Л21э I от частоты.
Причиной резкого уменьшения коэффициента передачи
тока базы в схеме с ОЭ при увеличении частоты в
основном является не уменьшение коэффициента А216» а
увеличение фазового угла Ф/^ между эмиттерным и
коллекторными токами. На низких частотах можно считать, что
ток /к совпадает по фазе с током /э (рис. 3.48, а). Ток
базы /б = /э - /к мал, а коэффициент передачи тока базы
в схеме ОЭ в соответствии с
выражением (3.31). велик. С
ростом частоты ток /к
несколько уменьшается вследствие
уменьшения коэффициента
Й21б» а фазовый сдвиг ф/^^
между токами /к и /э
увеличивается (рис. 3.48, б). Поскольку
должно выполняться условие
Рис. 3.48. Векторные диаграм- /б = /э ~~ Ас» увеличение фазо-
мы, поясняющие уменьшение вогоугла ф/^ приводит К увели-
модуля коэффициента передачи J "*2io r •>
тока базы чению модуля базового тока /6.
1к\ J
k 'э

3.7. Дифференциальные параметры и эквивалентные схемы транзистора 127
Вследствие этого коэффициент передачи тока базы h2\3(j(o) =
= /к(/со)/(/б(усо)) с ростом частоты уменьшается.
Иногда вместо частоты //^ используют величину,
называемую постоянной времени коэффициента передачи
тока базы:
Из выражения (3.49) следует:
т>*21э ==тЛ21б/(1""Л21Б) = (1 +Л21э)х/121б-
Учитывая выражение (3.45), получаем, что постоянная
времени коэффициента передачи тока базы равна времени
жизни дырок в базе: Т/^ = хр.
Кроме частот /^ и К , для оценки частотных свойств
транзисторов используется граничная частота
коэффициента передачи тока базы.
Граничной называют частоту, на которой модуль
коэффициента передачи тока базы в схеме с ОЭ становится
равным единице. Эту частоту обозначают /гр или /т (см.
рис. 3.47)
Граничная частота /т может быть выражена через
предельные частоты fu и fu . Из формулы (3.48), полагая
/ = /т, получаем
|А2,э07)| = . *1Э , = L <3-50>
V1 + (A//*21.)
Из уравнения (3.50) следует, что
/т =//12,э>/Л21Э"1 в//12,эА21Э =/Л21бЛ21Б- (3.51)
Из-за допущений, принимаемых при выводе формулы
(3.43), условие (3.51) в ряде случаев оказывается
слишком приближенным. Исследования показывают, что более
приемлемым является соотношение
^216 =(1 + тЛ21Б)/т»
где коэффициент т = 0,2...0,6 и зависит от конструкции
транзистора.

128
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Кроме того, обнаружено, что в области частот / > (3.. •4)//121э
произведение модуля коэффициента передачи тока базы |А21Э |
в схеме с ОЭ на частоту измерения /изм есть величина
постоянная и равная /т, т. е.
|Л21э|/изм =/т- (3.52)
Условие (3.52) позволяет, воспользовавшись
приводимым в справочниках значением модуля |/i2i3|,
измеренного на частоте /изм > (3...4)//j2l9, определить частоту /т.
3.7.5. Низкочастотные /ьпараметры
и их определение по характеристикам
На низких частотах влиянием реактивных элементов и
инерционностью процессов в транзисторе можно
пренебречь. В этом случае рассмотренные выше
малосигнальные параметры являются чисто активными и
обозначаются следующим образом:
Н\\ = /1ц; #12 = ^12» #21 = ^2Ь #22 == ^22»
и на низких частотах уравнения для четырехполюсника
имеют вид:
"т вх = "11 Ли вх + "12"т вых» 1 (3 53)
Jm вых = Л21^т вх + ^22^ т вых-J
В этих уравнениях Um вх, Um вых, /т вх, 1т вых -
амплитуды соответствующих комплексных величин.
Низкочастотные дифференциальные параметры
транзистора могут быть определены по семействам статических
характеристик. Наиболее часто для этих целей
используют семейства входных и выходных характеристик. При этом
амплитудные значения напряжений и токов заменяются
их линейными приращениями. В результате такой замены
уравнения (3.53) приобретают вид:
А[/вх = h\\MBX + Л12Д£/ВЫХ; 1 ^3 54j
А/вых = ^I^bx + Л22А[/вых/

3.7. Дифференциальные параметры и эквивалентные схемы транзистора 129
Параметры Лц и h^ определяют по входным
характеристикам в соответствии с выражениями, полученными из
уравнений (3.54):
"11 -
А/в
ивых = const» "12 д„
/вх = const'
Если транзистор включен с ОБ, то Л£/вх = Af/эБ» Д^вх =
= А/э, А^вых = Д^КБ» ^вых = Д^К- Определение
необходимых приращений в точке А (рис. 3.49) показано на
входных характеристиках транзистора КТ339А.
Расчетные формулы для параметров /гп6 и /г12б в этом случае
имеют вид:
и _ Д^ЭБ_
Л116
_ ЦЭЪ(С) - Г/ЭБ(Д) „
(УКБ = const /э(с) - /Э(В)
0,85 - 0,8
17 - 5,6
« 4,4 Ом;
Л12б =
_ Аб^эБ
At/,
КБ
_ ЦЭБ(Р) - ЦЭЪ(А) _
/э = const ^ - и^Б
= 1^£- 0,015.
(3.55)
Следует помнить, что приращения At/эБ» входящие в
формулы (3.55), в общем случае различны.
25
иА
20
15
\0
\КТ339
№
[—1
й
А-
fi
V
/
д
ЛЯ
Уюг=0
ш \
h
7%\
LJ !
20
ыА
16
>К
-0,6 -0,8
е -U2
\KT33i
\D
L ^i.
-=э I
1Л-Д
1 л /
1
Ь f.
i!£j
.'.3
|с >э=5мл|
10 20 в 30
%■
Рис. 3.49. Иллюстрация действий
при определении параметров h\ 16
и^12б
Рис. 3.50. Иллюстрация действий
при определении параметров /*21б
и Л22б

130
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Параметры h<i\ и /122 определяют по выходным
характеристикам. Выражения для этих параметров на основании
уравнений (3.54) имеют вид:
л21 =
А/,
вых
Д'вх
• h = вых
UBblx = const' 22 AU
вых
/HY = const*
При включении транзистора с ОБ приращения
напряжений и токов следует выбирать так, как показано на рис. 3.50.
Параметры /*21б и ^226 схемы с ОБ определяются по
формулам:
и _ Мк
"216
Ы-.
э
_/к(Д)-/к(С) 14,7 - 4,8 л qq.
£/КБ = const /£_/£ 15-5 . ' '
/К(Е)-/К(Р)
/э = const (;КБ(£) - £/KB(D)
= 9о!,"9/-0.01мСм.
20-2
Приращения Д/к, входящие в эти формулы, различны,
так как определяются при различных условиях. Знак
"минус" при параметре Л216 объясняется тем, что
направление тока /к в транзисторе противоположно направлению
тока /вых в эквивалентном четырехполюснике.
Аналогичным образом определяются параметры для
других схем включения транзистора. Например, параметры
транзистора КТ339А, включенного с ОЭ, для 0%$ 0 = Ю В,
^К о = Ю МА> ^Б 0 = 250 мкА имеют следующие значения:
Нцэ = 450 Ом, /г12э = 0,015, /i2i3 = 52, к^ъ = ^ мСм.
Из этих двух примеров видно, что входное
сопротивление и выходная проводимость в схеме с ОЭ значительно
больше, чем в схеме с ОБ.
Нелинейность характеристик транзистора и
существенное влияние температуры на электропроводность
полупроводников обуславливает зависимость параметров от 1$ q,
(/Кз о и температуры (рис. 3.51). На практике часто
возникают задачи определения параметров транзистора в
заданной схеме включения по известным параметрам для
другой схемы включения. Для установления такой связи
необходимо произвести замену приращений напряжений
и токов таким образом, чтобы получить эти приращения в

Исходные
схемы
Таблица 3.2
Выражение через параметры исходных схем
ОБ
ОЭ
ОК
ОБ
ОЭ
ОК
[:
Л11б Л12б]
7>216 ^226j
1 + ^21» L-A2l9 %9 J
1 Г -Лик -(л21к-длк1
^21к Н1 + Л21к) ~Л22к J
1-|Л21б|1--Л21б Л22б J
|_Л21э ^223j
Г Л11к 1-Л12к]
L41 + /I21k) *22к J
1 р*11б 1 + А21б]
l-NelL-l Л21б J
Г л,1. 1 1
Н1 + Л21з) ^эJ
Г^Пк Л12к1
Примечания: Д/^ = /ti 16^226 ~Л12бЛ21б.' ДЛэ * Л11эЛ22э -Л12эЛ21э^ ЛЛк = /*11k^22k -*Л12кЛ21к-

132
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
h226 >h216
h126>hU6>
h226 ^2\6,
'ЯБо
n126>nU6>
h226 ^216
"Kb
Рис. 3.51. Графики
зависимости параметров
транзистора от режима работы и
температуры
виде, соответствующем необходимой схеме включения.
Замена приращений производится на основании
соотношений между токами и напряжениями в транзисторе:
А/э = А/К + А/Б; Д1/ЭБ = -Д1/БЭ; Af/кЭ = Д^КБ + Д^БЭ-
В табл. 3.2 приведены приближенные формулы
пересчета /i-параметров для любой возможной схемы
включения транзистора.
3.7.6. Система У-параметров
В системе У-параметров входной и выходной токи
четырехполюсника рассматриваются как линейные функции
входного и выходного напряжений:
'вх = YllUBx +У12^вых1
/ruiy = Yo\UUv + YooUu
(3.56)

3.7. Дифференциальные параметры и эквивалентные схемы транзистора 133
где
Уп =
U.
^вых = О
входная проводимость в режиме
короткого замыкания на выходе;
/,
Kl9 =
42
и.
У„х = 0
проводимость обратной передачи
(обратной связи) в режиме короткого замыкания на входе;
^21 =
вых
Рвых = О
проводимость прямой передачи в
режиме короткого замыкания на выходе;
*22 =
ип]
и„
выходная проводимость в режиме
короткого замыкания на входе.
Каждая схема включения характеризуется своими У-па-
раметрами, что отражается добавлением индексов "б", "э", "к".
Формальная эквивалентная схема транзистора в
системе У-параметров, составленная на основании уравнений
(3.56), изображена на рис. 3.52, а. Недостатком этой
схемы является наличие двух источников тока: У^вх» 0ТРа"
жающего влияние входного напряжения на выходной ток,
и У12^вых» характеризующего обратную связь в транзисторе.
Поэтому эквивалентная схема замещения транзистора
обычно представляется в виде П-образной эквивалентной схемы с
одним генератором тока (рис. 3.52, б). Сравнивая
коэффициенты при напряжениях 0ЪХ и 0ВЫХ в уравнениях,
связывающих напряжения и токи П-образной эквивалентной схемы:
Рис. 3.52. Формальная (а) и П-образная (б) эквивалентные схемы
транзистора в системе К-параметров

134
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
/вых=(У-У2Х>вх+(>2-УзХ>вых
и линейного четырехполюсника (3.56), после
соответствующих преобразований получаем: Y\ = Уц + yj2> ^2 = ~~^12>
^3 = *22 ""^12» ^ = ^21 ~ Y\2- Параметры Уп и У21
определяются в режиме короткого замыкания по переменному
току выходной цепи, а параметры У^ и У22 ~ в режиме
короткого замыкания по переменному току входной цепи.
Для получения режима короткого замыкания цепи по
переменному току ее необходимо зашунтировать
конденсатором, сопротивление которого значительно меньше
внутреннего сопротивления этой цепи.
Осуществление режима короткого замыкания
коллекторной цепи на практике затруднений не вызывает.
Выполнение режима короткого замыкания эмиттерной цепи,
обладающей малым внутренним сопротивлением в области
низких частот, сопряжено с большими трудностями и
относительно легко осуществляется на высоких частотах.
Поэтому У-система находит широкое применение для оценки
свойств транзисторов в области высоких частот. На
низких частотах малосигнальные У-параметры являются
чисто активными и обозначаются gn, g12, £21» §22» причем к
индексу добавляется буква, указывающая схему
включения ("б", "э" или "к"), например #цэ.
3.7.7. Гибридная схема замещения транзистора
При расчете и анализе высокочастотных схем на
транзисторах широко используются У-параметры, причем
учитывается их зависимость от частоты. Частотную
зависимость У-параметров определяют на основе
высокочастотной гибридной схемы замещения транзистора. Гибридная
схема замещения транзистора изображена на рис. 3.53.
Точки Б, Э и К являются реальными выводами базы,
эмиттера и коллектора, а точка В - внутренняя. В этой схеме:
£в.э ~" проводимость эмиттерного перехода; gBK -
проводимость коллекторного перехода; gK3 - проводимость
промежутка коллектор-эмиттер; г£ - распределенное сопро-

3.7. Дифференциальные параметры и эквивалентные схемы транзистора 135
Рис. 3.53. Гибридная эквивалентная схема биполярного транзистора
тивление базы; Свк - емкость между базой и
коллектором; Свэ - емкость эмиттерного перехода.
Усилительные свойства транзистора учитываются
генератором тока gUB3, включенным в выходную цепь схемы.
Параметр g является крутизной характеристики
передачи транзистора (крутизной транзистора).
Проведем анализ частотных свойств У-параметров
транзистора, пользуясь его гибридной схемой замещения. Для
этого представим напряжение 0ВЭ в виде 0ВЭ = 06э ~~ ^бгб •
Полная проводимость участка транзистора,
непосредственно примыкающего к внутреннему узлу, зависит от про-
водимостей усоСвэ и усоСвк. С ростом частоты эти
проводимости увеличиваются, что приводит к росту тока базы,
увеличению падения напряжения на г£ и снижению
напряжения 0ВЭ. При уменьшении напряжения 0ВЭ
уменьшается значение тока gUB3 и, следовательно,
ухудшаются управляющие свойства транзистора.
Гибридная схема замещения транзистора довольно
точно отражает реальные свойства транзистора на частотах
/ < 0,5//^ . Применение этой схемы позволяет в ряде
случаев разработать общую методику расчета транзисторных
и ламповых вариантов схем. К сожалению, в
справочниках по транзисторам параметры гибридной схемы
замещения не приводятся и их приходится определять путем
вычисления и частично измерением. Ниже приведены
формулы, устанавливающие связь параметров гибридной
схемы замещения с /г-параметрами транзистора, включенного
с ОЭ:

136
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
*.., = ^%; ё,э = ^a-fcUu-^^6»
л21э " гб л11э V л11э " гб У
<т - ^12э _ /l2b + ^12э
SB.K ~ «. г, » 6 г, , ■
л11э ~ гб л11э ~ гб
Емкость Св к = Ск находится из справочника или
измеряется, а емкость Св э может быть вычислена по формуле
Св э = -^ = 'Г*2' ,,. (3.57)
Сопротивление базы г& может быть вычислено по
приводимой в справочниках постоянной времени коллекторной цепи
на высоких частотах тк = г£Ск и емкости коллектора Ск.
С помощью гибридной схемы замещения транзистора
можно получить выражения и для У-параметров
транзистора, включенного с ОЭ.
3.7.8. Частотная зависимость У-параметров
Проводимость прямой передачи. Пренебрегая
влиянием внутренней обратной связи в транзисторе,
осуществляемой через элементы Св к, gB K, получаем:
Ас =£^в.э;
*>б.э = йвл + гб'/б = 0ВЛ + r6'(gB.3 + /соСвзХ)в.э, (3.58)
откуда на основании уравнений (3.56) находим
>21э =—
213 "е..
Рк.э = ° 1 + гб£в.э + Ws'Cb.
э
g 1
1 + Гб£в.э 1 + /о) ГбСвэ "'
1 + 'б'&.э
Введя обозначения:
окончательно получим
У01 = £2U _ g21» ,, „„ч
"21э l+yto/ш, 1 +/?//,- (360)

3.7. Дифференциальные параметры и эквивалентные схемы транзистора 137
Из выражения (3.60) следует, что модуль
проводимости прямой передачи описывается уравнением
IV I - £21э
Таким образом, модуль проводимости прямой передачи
с увеличением частоты уменьшается, начиная от значения
#21э ПРИ / = 0. Частота / = /s, на которой модуль |>21э|
уменьшается в V2 раз, называется предельной частотой
проводимости прямой передачи.
Используя выражения (3.57) и (3.58), можно получить
связь между fh2l3 и /s в следующем виде:
f _ &гб£в.э
Предельная частота проводимости прямой передачи
fs связана с граничной частотой коэффициента передачи
тока эмиттера следующей примерной зависимостью:
fs я/^1бАв21эгб)-
Входная проводимость. Входная проводимость
транзистора в схеме с ОЭ с учетом выражения (3.58)
определяется так:
v — в
Ut
б.э
£в.э + У^в.э
'в.э
(3.61)
ркэ = 0 1 + r6'gB э + /СОГб'Св
1 +/юСв.э/£в.э
1 + 'бЯв.э 1 + /ЮГб'Св.э/0 + ^в.э)'
Обозначая glla = £вэ/(1 + r£gB3) и учитывая
соотношения (3.57) и (3.59), выражение (3.61) можем
представить в виде
>1ь^пэ\+^;:2;=с11э+/сос11э,
где
1 + со2/(о)/,21эсо5)
1 + 0)2/о)2
Ч1э - ё\\э , , „2 1..л ' (3.62)
СПЭ~ Ш, 1+ СО^/о)2 • (363)

138
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Так как cos > со^ , то со2/(00^^0)5) > со2/со^» и из
выражения (3.62) следует, что при увеличении частоты со
активная составляющая входной проводимости
увеличивается, стремясь к значению g\\3(us/(uh .
Реактивная составляющая входной проводимости С11э
имеет емкостный характер и, как это следует из
выражения (3.63), с ростом частоты уменьшается.
Проводимость обратной передачи. Для определения
проводимости обратной передачи (связи)
У\2э -jj-
ик.э
"б.э = О
из гибридной схемы замещения транзистора при коротко-
замкнутом входе находим:
где У2 = Яв.к + /<°СВ к; Yx = 1/гб' + gB3 + /соСв э. Тогда
у _ >2 - ge.K + УЮСв.к
123 r6Ti 1 + Гб'А.э + /СОГб'Свэ
_ £в.к 1 +y©CB.K/gB<K
1 + 'б'Яв.э 1 + /й)гб'Свэ/(1 + гб'£вэ)'
Учитывая, что r£gB3^l, и используя соотношение
(3.59), выражение для У^э можно представить в виде
у - £в.к + /0>СВ.к - £в.к + ((02/(Os)CB.k , ;m Q.k " £в.к /«>s
'12э 1+/Ш/Ш, 1+ (02/a)2 +/Ш 1+С02/0)2 "
Из этого выражения видно, что с ростом частоты активная
составляющая проводимости обратной передачи
увеличивается, стремясь к величине cosCBK. Это приводит к
возрастанию обратной связи между выходной и входной
цепями транзистора, следствием чего является ухудшение
его усилительных свойств. Реактивная составляющая
проводимости обратной передачи имеет емкостный характер
и с ростом частоты уменьшается.
Выходная проводимость. Выходная проводимость У22э
определяется при коротком замыкании на входе:

3.7. Дифференциальные параметры и эквивалентные схемы транзистора 139
/22э ~ТГ
ик.э
"б.э = О*
Из гибридной схемы замещения при замыкании вводов
базы и эмиттера следует
/к=^к^к.э + аКЭ;/бЭ+£5^в.э.
где
7 — гк . /V _ "к.а^б.э . 7' —
4
1 + /(oCKrK B э ZK + Z^9 оэ 1 + г#,л + /<огб'Св
Э
Можно ввести некоторые упрощения. Так как даже
на относительно невысоких частотах гк »1/(соСк), то
ZK«l/(/©CK).
Поскольку Z£ э <£ ZK, то £/в э <С f/K э, и можно считать
^к.э ~ ^в.э в ^к.э- Если Учесть, что gK э « £22э, то с учетом
принятых допущений имеем
К = <>к.э£22э + ^к.э/С0Ск + l+r,/S^!cC\c)r,-
Тогда
^22э = 1?22э + /<0СК + j-% [fС: с у-. •
1 + 'б'Яв.э
Если учесть соотношения (3.59) и неравенство Ск <£ Св э,
то
^э=Й2э + /соСк(1 + п^-} (3.64)
Из выражения (3.64) можно выделить действительную
и мнимую части:
*22э =Ы<0) + /С0Свых(сй),
где
2/2
g,(co) = 022э = £22 + g2l^K(os " "' 2 ; (3.65)
1 + (О /(ОJ
Свых(«>) = С22э = Cjl + g2xri \ Л (3.
V 1 + со /соs )
66)

140
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Рис. 3.54. Полная эквивалентная схема биполярного транзистора в
системе У-параметров
Соотношения (3.65), (3.66) указывают на то, что при
со = 0 g;(0) = g22 и свых(0) = Ск0 + £21гб')- С ростом час-
тоты активная составляющая выходной проводимости
увеличивается, стремясь к значению g22 +&2ir6'Q> a
выходная емкость уменьшается, приближаясь к значению Ск.
Используя рассмотренные параметры, эквивалентную
схему биполярного транзистора можно представить в виде,
изображенном на рис. 3.54.
На частотах со < 0,3cos можно считать, что
/-параметры не зависят от частоты, и для их расчета можно
использовать следующие упрощенные формулы:
°11э = £иэ; °иэ = яиэ/(05; 1*2131 = #21Э; °12э = £в.к;
°22э = ft = #22Э; С22э = СЛ1 + £21гб); С12э = Св.к - gB.KAv
3.7.9. Система S-параметров
В диапазоне СВЧ используются линии передачи
сигналов (коаксиальные кабели и волноводы), характеризуемые
волновым сопротивлением р. Энергия от генератора в
нагрузку (например, от источника сигнала на вход
транзистора) переносится по линии передачи электромагнитной
волной, называемой падающей. Если сопротивление
нагрузки не равно волновому, то часть падающей энергии
отражается от нагрузки, образуя отраженную волну. При
согласовании, характеризующемся равенством волнового
сопротивления сопротивлению нагрузки, отраженная
волна не образуется. Для оценки свойств транзистора в диа-

3.7. Дифференциальные параметры и эквивалентные схемы транзистора 141
пазоне СВЧ используется система S-параметров
(параметров рассеяния) четырехполюсника. В этой системе токи и
напряжения на входе и выходе четырехполюсника
определяются соотношениями напряжений падающих (0п вх, 0П вых)
и отраженных (£/овх, 0ОВЫХ) волн. За независимые
принимаются напряжения падающих волн, а за зависимые -
напряжения отраженных волн. Таким образом, уравнение
четырехполюсника в 5-системе записывается в следующем виде:
^о.вх = 511^п.вх + 512^п.вых»
^о.вых = ^21^п.вх + ^22^п.вых»
где
>11
S,, = ^х
"п.вх
^п.вых = О
>12
19 — ■
^п.вых
521
S^. — ^О.ВЫХ
9 —■
п.вх
"п.вх = О
^п.вых = О
S22 = и°''ых
^П.ВЫХ
"п.вх = О
- коэффициент отражения на входе;
~ коэффициент обратной передачи;
- коэффициент прямой передачи;
- коэффициент отражения на выходе.
Для выполнения условий £/0 вых = 0 и U0BX = 0
необходимо согласование подводящих линий с
сопротивлением генератора и нагрузки, что относительно легко
осуществить в диапазоне СВЧ.
3.7.10. Связь между системами параметров
Параметры одной системы могут быть выражены через
параметры другой системы. Для этого необходимо
уравнения системы, от которой осуществляется переход, решить
относительно величин, являющихся функциями
параметров системы, к которой осуществляется переход.
Полученные коэффициенты при независимых токах или
напряжениях и дадут формулы перехода.
Например, необходимо рассчитать У-параметры
транзистора по известным Я-параметрам. Для этого уравнения
системы //-параметров

142
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
^вх = #п'вх +#12^выХ;
'вых = #21^вх + #22^вых
преобразуются к виду:
'BY .. vnv _. V"' QUIV *
Я,
Ну
/вых = »ll[^n -^0шхун22ив
_ #21
«,у.»+
Яц#22 - #i2#2i j'j
zll #11
Сравнивая эти уравнения с уравнениями У-системы, имеем:
- ^12 . v _ #21 . v л _ #11#22 ~ #12#21
я,
11
/Гц /Уп //п
Полученные таким образом формулы пересчета
параметров приведены в табл. 3.3.
Таблица 3.3
Параметр
Выражение через
параметры других
систем
Параметр
Выражение через
параметры других
систем
2„
Z12
Z21
222
УII
У\2
^22
AY
У\2
AY
>21
AY
AY
^22
AZ
Z\2
AZ
ML
#22
И\2
#22
#21
#22
1
#22
1
#11
#12
#11
>21
У22
#11
#12
#21
#22
^21
AZ
Zn
AZ
AZ
z22
Z12
^22
Z2\
222
1
^22
#21
#11
AH
#11
1
»ii
*12
y22
Пи
Уи
ДУ
Уп
Примечания: AZ = Z\\Z<i2 - ^12^21 J ^ = ^ii^22 ~ ^12^21 ^ A#
#11#22 -#12#21

3.7. Дифференциальные параметры и эквивалентные схемы транзистора 143
3.7.11. Физические параметры и Т-образная
эквивалентная схема транзистора
Кроме параметров транзистора как четырехполюсника,
на практике часто используются физические параметры
транзистора и эквивалентная Т-образная схема,
составленная из них.
В качестве физических параметров принимают
сопротивления: эмиттера гэ, коллектора гк и базовой области гб.
Они отражают реальные сопротивления транзистора и
представляют собой дифференциальные сопротивления эмит-
терного и коллекторного переходов, а сопротивление г6
равно сумме распределенного сопротивления базы г§ и
диффузионного сопротивления г6": г6 = г6' + г6".
Распределенное сопротивление базы г£ отражает
сопротивление активной области базы. Значение этого
сопротивления возрастает с уменьшением толщины базы.
Часть входного напряжения, прикладываемого к эмиттер-
ному переходу, теряется на распределенном
сопротивлении базы Г5, что снижает эффективность управления
током в транзисторе.
Диффузионное сопротивление базы г§ отражает
влияние коллекторного напряжения на ширину базы
вследствие изменения ширины коллекторного р-я-перехода.
Увеличение напряжения на коллекторе приводит к
уменьшению толщины базы. Поскольку напряжение между
эмиттером и базой не изменяется, ток эмиттера должен
оставаться постоянным. Для этого необходимо сохранение
постоянного градиента концентрации дырок в базе при
уменьшении ее толщины. Это в свою очередь возможно при
уменьшении концентрации дырок в базе у границы с эмиттер-
ным переходом, т. е. при уменьшении напряжения на эмит-
терном переходе. Чтобы напряжение на эмиттерном
переходе уменьшилось при измененном напряжении £/эб> со"
противление базы должно возрасти на некоторую
величину гб".
Для отражения усилительных свойств транзистора в его
эквивалентную схему необходимо включить генератор тока
или напряжения. Если входной ток направлен в эмиттер-
ный узел, то ток зависимого источника должен быть на-

144
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
i/э
г®-\
Рис. 3.55. Т-образная эквивалентная схема, составленная из
физических параметров биполярного транзистора, включенного с ОБ
правлен к коллектору (рис. 3.55). Из сравнения схем,
приведенных на рис. 3.55, а и рис. 3.55, б, следует, что гг = осгк.
Применяя теоремы об эквивалентном генераторе тока
и напряжения, после соответствующих преобразований
можем получить эквивалентную схему при включении
транзистора с общим эмиттером (рис. 3.56). Значения
параметров Т-образной физической эквивалентной схемы
зависят от выбранного режима питания транзистора и не
зависят от способа его включения. Непосредственное
измерение физических параметров транзистора затрудняется тем,
что точка соединения сопротивлений г6, гэ и гк
располагается внутри кристалла полупроводника. Поэтому
физические параметры рассчитывают с помощью формул,
связывающих их с параметрами транзистора как четырехполюсника.
Четыре параметра физической эквивалентной схемы гэ,
гк, гб и ос (или гг = агк) связаны однозначными
зависимостями с низкочастотными г-, g- и Л-параметрами
транзистора. Эти зависимости легко найти при сравнении
уравнений четырехполюсника (3.53) с аналогичными уравне-
£»-*»| У
'•П I
Ф-4
-СИ-
<к
э*
—а1*
*э
Рис. 3.56. Т-образная
эквивалентная схема, составленная
из физических параметров
биполярного транзистора,
включенного с ОЭ

3.7. Дифференциальные параметры и эквивалентные схемы транзистора 145
ниями, записанными для физической схемы. Для
установления связи между физическими параметрами и /г-пара-
метрами транзистора, включенного с ОБ, запишем
выражения для амплитудных значений напряжений Um э g = U\
и Um к б = U2 в схеме, приведенной на рис. 3.55.
Ущ э.б = (гэ + г6^тэ - гб1тк>
Uт к.б = г6\'тэ "~ 'тк / ~" гк'тк + гт'тъ•
После преобразований получим:
Um э.б = U + -%*-[ 1 " f )\п9 + Т-ТТ-^т к.б;
Т - fr + ГГ
'тэ
1
-Ц
т к.б-
'б + гк гб + 1с
Сравнивая эти уравнения с уравнениями (3.53) и
учитывая, что /тк - /т вых, ит э б - ит вх, 1тэ - 1п
ходим:
'б + 'к 1ZD г6 + гк
1
, на-
Л11б =
, г6 + агк . -
Л216 = г , г . Л22б = г , г
Аналогичным образом можно получить связь
физических параметров с Л-параметрами транзистора,
включенного с ОЭ и ОК. Полученные при этом упрощенные
формулы сведены в табл. 3.4.
Таблица ЗА
Параметр
Выражение через физические параметры
Схема с ОБ
Схема с ОЭ
Схема с OK
"И
h\2
h2\
h22
гэ+г6(1-а)
Ъ +
1-ос
Ъ +
-а
гк(1-а)
1
1-а
1
гк(1-а)
1-а
-1
1
"1-а
1
с(1-а)

146
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Пользуясь табл. 3.4, нетрудно показать следующее:
(3.67)
а - -"216 - 7—I—
1 + *Ъ\ъ
А11б ~
'к =
^12б0 + ^16 ) =
^226
1 _ 1 + h\2s .
^12э
>*22э
гб = гб + гб'=Л11э "
^226 ^22a
^116
^223
1 - 1>*21б|
Исследования показывают, что:
гб'=2
*•" —
г6 -
^126 _ ^116
^226
^116
+ ^216
h\26
КЬ216!Э
1 + Л216 ^226
Поскольку выполняется условие (3.67), на
эквивалентных схемах транзистора очень часто величину а
заменяют коэффициентом передачи тока эмиттера биполярного
транзистора в режиме малого сигнала /i2i6-
В физической Т-образной эквивалентной схеме
транзистора, показанной на рис. 3.55, нет емкостей
коллекторного перехода Ск и эмЦЗгтерного Сэ. При анализе свойств
транзистора в области высоких частот эти емкости могут
оказать существенное
влияние.
Учитывая, что
сопротивление гэ обычно в десятки
тысяч раз меньше, чем
сопротивление гк, и практически
шунтирует емкость Сэ до
очень высоких частот,
эквивалентную высокочастотную
схему транзистора можно
дополнить емкостью Ск и
совместно с резистором
нагрузки RK представить в виде,
показанном на рис. 3.57.
Переменная составляющая то-
Лг^.
гб<
о—
Л
^б{
1 h I
Г1 и
к
-Л
•—■
Рис. 3.57. Эквивалентная схема
транзистора, поясняющая влияние
распределенного сопротивления
базы на его частотные свойства

3.7. Дифференциальные параметры и эквивалентные схемы транзистора 147
ка, создаваемого генератором /*21б^э' РаспРеДеляется по
трем цепям, содержащим: резистор гк, емкость Ск,
резисторы RK и г^. Вследствие большого значения гк ток,
проходящий через гк, очень мал, и его можно не учитывать.
На низких частотах сопротивление емкости Ск велико, и
ток, проходящий через цепь, содержащую емкость Ск,
также пренебрежимо мал. Однако-с ростом частоты
сопротивление емкости Ск уменьшается и возрастает ток,
ответвляемый в эту цепь. Для уменьшения шунтирующего
влияния Ск необходимо уменьшить сопротивление
"рабочей" цепи г^ + RK таким образом, чтобы выполнилось
условие /?к +гб/ <£1/(соСк).
В предельном случае при /?к = 0 получим гб <ЗС 1/(соСк)
или ш«:1/(гб'Ск).
Чем меньше произведение г£Ск, тем на более высоких
частотах может работать транзистор. Поэтому величина
г£Ск = тк является важным частотным параметром
транзистора, приводится в справочниках и называется
постоянной времени цепи коллектора тк.
Постоянная времени цепи коллектора позволяет
определить максимальную частоту генерации, на которой
коэффициент усиления по мощности равен единице. Анализ
показывает, что максимальную частоту генерации можно
вычислить по формуле
/шах = л/^бЧе А30гб'Ск) = Jb Д30гб'Ск). (3.68)
Величина, стоящая под корнем в выражении (3.68),
называется фактором качества. На основании формулы
(3.68) можно сделать вывод, что частотные свойства
транзистора тем лучше, чем выше предельная частота
передачи тока эмиттера и чем меньше постоянная времени
коллекторной цепи хк.

148
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
3.8. РАБОТА БИПОЛЯРНОГО ТРАНЗИСТОРА
В РЕЖИМЕ УСИЛЕНИЯ ГАРМОНИЧЕСКОГО СИГНАЛА
3.8.1. Принцип работы транзисторного усилителя
При работе транзистора в различных радиотехнических
устройствах в его входную цепь поступают сигналы,
например переменные напряжения. Под действием входного
переменного напряжения изменяются входной и выходной
токи транзистора.
Для выделения полезного сигнала в выходную цепь
транзистора включают элементы нагрузки. В простейшем
случае нагрузкой может служить резистор RK. На резисторе
нагрузки за счет прохождения выходного тока
выделяется, кроме постоянного, переменное напряжение.
Амплитуда этого напряжения зависит от амплитуды переменной
составляющей выходного тока и сопротивления резистора
RK и может быть больше входного напряжения. Процесс
усиления сигнала удобно рассмотреть на примере
простейших усилителей.
Схема транзисторного усилителя с ОБ изображена на
рис. 3.58. В цепи эмиттера включены источник Еэ и
резистор R1, обеспечивающие необходимое прямое
напряжение на эмиттерном переходе ( (Уэб о) и ток эмиттера (/э о)
в режиме покоя.
На вход усилителя через переходную цепь, состоящую
из разделительного конденсатора Ср1 и резистора R1,
поступает сигнал от генератора ет. Генератор сигнала
обладает внутренним сопротивлением Rr. Если ЭДС генера-
W h CP2
Рис. 3.58. Схема простейшего усилителя на биполярном транзисторе с ОБ

3.8. Работа в режиме усиления гармонического сигнала 149
тора сигнала изменяется по синусоидальному закону
ег = Етг sin art, то из-за падения напряжения на
внутреннем сопротивлении генератора на резисторе R1
выделяется напряжение ивх = UmBX sin со*, причем Um вх < Етг.
Напряжение иъх прикладывается непосредственно к
промежутку эмиттер-база, поэтому UmB = Um BX.
Цепь коллектора состоит из резистора нагрузки RK и
источника постоянного напряжения Ек. Работа усилителя
поясняется временными диаграммами, показанными на рис. 3.59.
При ег = Етг sin со* = 0 (рис. 3.59, а) в цепи эмиттера и
коллектора будут проходить токи покоя /э о и ^К 0»
определяемые положением исходной рабочей точки на
характеристиках. Ток покоя /ко» проходя по резистору RK, создает
на нем падение напряжения
/к о#к- Поэтому напряжение
на коллекторе в режиме
покоя меньше напряжения Ек
(рис. 3.59, д) и определяется
из условия
^КБ 0 = Е к
/К0Лк. (3.69)
Под действием входного
напряжения (ег * 0) прямое
напряжение на эмиттерном
переходе изменяется (рис. 3.59, б),
что сопровождается
изменением токов эмиттера и
коллектора (рис. 3.59, в, г).
Если работа происходит на
линейных участках
характеристик транзистора, то формы
переменных составляющих тока
эмиттера и коллектора
совпадают с формой входного
напряжения:
Рис. 3.59. Временные диаграммы
напряжений и токов в усилителе с ОБ
о\-
05£|
oL
hi
Ч
°7
4t«*
°\
в
пи
Г
V~\4 1
I*
i -*1
у
1
>
э1
е»>
Е
\з
к
1
Vs
V
V
\
-Х?1
f
»»~
/
5е
i
]
t

150 3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
«э~ = ^sin©*; k~ = I „an sin»/.
В этом случае на основании уравнения (3.69) напряжение
на коллекторе можно представить в виде
4.6 = Ек~к 0йк - Дк'тк sin Ш.
Из этого уравнения видно, что напряжение иК£ также
изменяется по синусоидальному закону. Переменная
составляющая напряжения RKImK sin со* через разделительный
конденсатор Ср2 поступает на выход усилителя. При
определенном выборе сопротивления резистора RK амплитуда
выходного напряжения Цт вых = /?кЛлк (Рис- 3.59, е)
будет больше амплитуды сигнала, поступающего на вход
усилителя. Это свидетельствует об усилении сигнала по
напряжению в схеме с ОБ, в которой фазы входного и
выходного напряжений совпадают.
Простейшая схема усилителя на транзисторе,
включенном по схеме с ОЭ, показана на рис. 3.60. Коллекторная
цепь состоит из резистора RK и источника Ек, а цепь базы -
из источника смещения Еб, резистора R1 и источника
усиливаемого напряжения ег. Источник Еб совместно с
резистором R1 обеспечивает положение исходной рабочей точки
на участке характеристик с наименьшей нелинейностью.
В качестве выходного используется переменное
напряжение, выделяемое на резисторе нагрузки RK (на коллекторе
транзистора).
Работа такого усилителя поясняется временными
диаграммами токов и напряжений, изображенными на рис. 3.61.
ЙРГЛ
л {1 г 1
Рис. 3.60. Схема усилителя на биполярном транзисторе, включенном с ОЭ

3.8. Работа в режиме усиления гармонического сигнала 151
Рис. 3.61. Временные диаграммы на- о eri
пряжений и токов в усилителе с ОЭ
О
б«£Э
О
При ег = О токи базы и
коллектора будут определяться
токами в рабочей точке (/б о» Лс о) б 1В
и напряжением на коллекторе
^кэо=£к-/коДк. (3.70) с
Во время отрицательного по- г ;
лупериода входного напряже- к
ния (рис. 3.61, а) прямое
напряжение эмиттерного перехода q
увеличивается (рис. 3.61, б), д Ux3i
что вызывает рост токов базы О
и коллектора (рис. 3.61, в, г) и
уменьшение отрицательного
напряжения (/кэ (Рис- 3.61, д).
Если работа происходит на ли- е
нейных участках характеристик *W
транзистора, то формы пере- О
менных составляющих токов
базы и коллектора совпадают
с формой входного напряжения, а переменное напряжение
на коллекторе, обусловленное переменной составляющей
коллекторного тока, оказывается сдвинутым относительно
входного напряжения на 180°. При соответствующем
выборе сопротивления нагрузки RK амплитуда переменного
напряжения на выходе (рис. 3.61, е) такого усилителя
Ущ вых = ^тк#к может значительно превышать амплитуду
входного напряжения. В этом случае происходит
усиление сигнала.
В данной схеме и схеме с ОБ необходимым условием
прохождения коллекторного тока является наличие
источника напряжения постоянного тока Ек. Следовательно,
процесс усиления состоит в преобразовании энергии
источника постоянного тока в энергию переменного тока. При
1 1
1
1 °!
J
1
чЬ
н
А ^
м
/
t
1
о
J
/
5ГРШ
1
Г
о
#1
Г>
1
j
У
и
т
t
1
11
*s
г>
ч>
^*~У'
7

152
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
этом транзистор является своеобразным регулятором. Под
действием напряжения (или тока) входного сигнала он
управляет током источника питания. При этом величина и
форма управляемого (коллекторного) тока зависят не только
от амплитуды и формы входного сигнала, но и от
выбранного режима работы транзистора, т.е. от положения
рабочей точки на характеристиках транзистора.
3.8.2. Нагрузочные характеристики транзистора
При включении нагрузки в коллекторную цепь
транзистора изменение тока коллектора определяется
совместным воздействием изменений тока базы и напряжения на
коллекторе. В этом режиме работы для описания свойств
транзистора недостаточно его статических характеристик.
Поэтому для описания свойств транзистора, выбора
исходной рабочей точки, а также для расчета параметров
транзисторного каскада на семействах статических
характеристик строят дополнительные, так называемые нагрузочные,
характеристики.
Для схемы включения транзистора с ОБ выполняется
условие
UKB=EK-IKRK. (3.71)
Из соотношения (3.71) следует, что
IK=(EK-UKB)/RK. (3.72)
Соотношения (3.71) и (3.72) называют уравнениями
выходной нагрузочной характеристики. Как следует из
этих уравнений, нагрузочная характеристика в
координатной плоскости (/к, ^кб) имеет вид прямой линии.
Поскольку в этой плоскости располагаются значения выходного
тока и выходного напряжения, данную характеристику
часто называют выходной нагрузочной прямой.
Выходная нагрузочная прямая строится на семействе
статических выходных характеристик (рис. 3.62) в
соответствии с уравнением (3.72) по двум точкам: а (/к = О,
^КБ = Ек) и б (£/кб = °> 'к = EK/RK). Соединив
найденные точки прямой линией, получают выходную
нагрузочную характеристику.

3.8. Работа в режиме усиления гармонического сигнала 153
В случае, если сопротивление резистора в цепи
коллектора (/?£) таково, что ток /к = EK/R^ выходит за пределы
значений, указанных на оси, вторую точку (б')
определяют, задаваясь некоторым коллекторным током /£, и из
уравнения (3.71) находят соответствующее ему коллекторное
напряжение: Ufe = £к - IfcRK.
Точка пересечения нагрузочной характеристики со
статической гибридной характеристикой, снятой при заданном токе
эмиттера в режиме покоя /э о (точка А или А' на рис. 3.62),
определяет положение исходной рабочей точки (точки
покоя). Режиму покоя соответствуют ток коллектора /к о и
напряжение коллектора (/кб 0- При изменении тока
эмиттера рабочая точка перемещается по нагрузочной
характеристике и соответственно изменяются ток и напряжение
коллектора.
Если транзистор работает при наличии нагрузки и
включен по схеме с ОЭ, то выходная нагрузочная прямая
выражается уравнением (3.70) или /к = (£к -UK^)/RK и
строится на семействе гибридных выходных характеристик
схемы с ОЭ. Построение ее ничем не отличается от
построения выходной нагрузочной прямой для схемы
включения транзистора с ОБ.
Входная нагрузочная характеристика может быть
получена путем переноса точек выходной нагрузочной
прямой (точки 1...4 на рис. 3.62) на семейство статических
входных характеристик (рис. 3.63). Соединив эти точки
плавной кривой, получают требуемую характеристику.
Рис. 3.62. Построение
нагрузочных прямых на
семействе выходных
характеристик транзистора

154
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
1
'*!
£».
J
[
,
4
>ч //'^ъА~*
/Xi
i / //\l>
t <
►—
y/yS0*
\ i
\ *
—■ ЧвдяЧ
' UK5fO
I ^ >
№
.1 .« ли ,JV
-^—I
k
Рис. 3.63. Построение входной нагрузочной характеристики на
входных характеристиках транзистора
Однако для многих транзисторов характерно слабое
влияние коллекторного напряжения на входной ток, что
проявляется в незначительных смещениях входных
статических характеристик при изменении коллекторного
напряжения, в связи с чем в справочниках часто семейство
входных статических характеристик представлено лишь
двумя: характеристикой, снятой при £/кб = О (U\& = 0), и
характеристикой, снятой при некотором типовом
напряжении коллектора. Поэтому входная нагрузочная
характеристика в этом случае сливается со статической
характеристикой, снятой при {/кб * 0 ((/кэ * 0).
На входной нагрузочной характеристике отмечается
положение исходной рабочей точки (точки покоя),
определяемой током покоя /эо (/бо)- Точке покоя соответствует
постоянное напряжение (Уэб 0 (^БЭо)> обеспечивающее
прохождение тока /э о ('б о)-
Значения токов и напряжений покоя при заданном £э
(£б) позволяют рассчитать сопротивление резистора R1:
для схемы с ОБ - по формуле R\ = (£э - £/эбо)/'эо> для
схемы с ОЭ - по формуле R\ = (£5 - (Убэ о)/'б 0-

3.8. Работа в режиме усиления гармонического сигнала 155
Если задано сопротивление резистора R1, то
определяется напряжение источника Еэ (Е^): для схемы с ОБ - по
формуле Еэ = R\l30 + ^эб О» для схемы с ОЭ - по
формуле Е6 = R{Ib0 +иъэо.
3.8.3. Параметры режима усиления
Основными параметрами, характеризующими режим
усиления, являются:
коэффициент усиления по току
Ki = lm вых /Im вх. (3.73)
показывающий, во сколько раз переменный ток в
выходной цепи больше переменного тока во входной цепи;
коэффициент усиления по напряжению
ки=и
т вых
показывающий, во сколько раз переменное напряжение на
выходе усилителя больше переменного напряжения на его
входе;
выходная мощность
^вых =Pr= 0.5/щ вых^т вых J (3.75)
коэффициент усиления по мощности
If _ ^вых _ Qt5/m вых^т вых _ V V (% 76)
н ръх 0.5/т ъхит вх
показывающий, во сколько раз мощность переменного тока
на выходе усилителя больше, чем мощность переменного
тока, затрачиваемая на его входе.
Кроме того, важными параметрами являются:
входное сопротивление
"вх = Uт вх/ *т вх»
выходное сопротивление
^вых = Uт вых.х.х/'т вых.к.з >
где Um вых.х.х ~ выходное напряжение в режиме холостого хода;
1т вых.к.з ~" выходной ток в режиме короткого замыкания.

156
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Параметры режима усиления могут быть определены
графоаналитическим путем по характеристикам или
рассчитаны с помощью дифференциальных параметров
транзистора.
Метод определения параметров с использованием
характеристик называется графоаналитическим. Этот метод
дает удовлетворительные результаты для диапазона
сравнительно низких частот, когда еще нет необходимости
учитывать реактивные элементы транзистора и усилительного
каскада в целом.
При расчете параметров /Q, Ки> Кр и Р# напряжения
источников Ек и £$ (или ^э)» сопротивление нагрузки /?к,
напряжение 0ВХ и внутреннее сопротивление /?г
генератора сигнала считаются известными.
Рассмотрим пример графоаналитического расчета
параметров режима усиления на транзисторе, включенном с ОЭ.
1. На семействе статических гибридных характеристик
транзистора строится выходная нагрузочная характеристика
(рис. 3.64).
2. Путем переноса точек входной нагрузочной прямой
на семейство статических входных характеристик
строится входная нагрузочная характеристика. Если семейство
Рис. 3.64. Графики, поясняющие определение по характеристикам
амплитудных значений переменных составляющих токов и напряжений
на входе и выходе транзистора

3.8. Работа в режиме усиления гармонического сигнала 157
статических входных характеристик представлено всего
двумя характеристиками, за входную нагрузочную
характеристику принимается статическая характеристика,
снятая при (Укэ * 0 (^кб * 0)-
3. На входных и выходных характеристиках отмечается
положение исходной рабочей точки А по выбранным (или
заданным) значениям: /б о или £/бэо- В этой точке
определяются /Кои UK3 о-
4. От значения (Убэ = ^БЭО (^БЭО ~" напряжение (Убэ>
определяющее положение точки А) по оси £/бэ (рис. 3.64, б)
входных характеристик откладываются отрезки,
соответствующие амплитуде переменного входного напряжения Um^.
Через точки, принадлежащие краям этих отрезков,
проводятся прямые, параллельные оси токов базы. Точки В и С
пересечения этих прямых с входной нагрузочной
характеристикой определяют рабочий участок характеристики для
заданной амплитуды £/тБ- При этом ток базы изменяется
от значения /£ = /б(#) До значения /g'= /б(С).
Усредненная амплитуда переменной составляющей тока базы
/тБ=о>5(/г-/^) = о,5(^Б+/;'Б).
Если в качестве входного сигнала задан ток, то по
входным характеристикам определяется амплитуда входного
напряжения Um^.
5. Переносом точек В и С на выходную нагрузочную
прямую определяют рабочий участок на выходной
нагрузочной прямой (рис. 3.64, а). Проводя через эти точки прямые,
параллельные осям тока /к и напряжения t/кэ» определяют
амплитуды переменных составляющих коллекторного тока
/тк =о,5(/к(с)-/к(£)) = о,5(/;к + /»к)
и коллекторного напряжения
"тк = -VmR = 0,5(t/K3(S) " £/кЭ<С)) = °№тк + "«к >•
6. Используя найденные амплитудные значения
переменных напряжений и токов в усилительном каскаде, по
формулам (3.73)...(3.76) определяют параметры
усилительного режима.
Аналогично рассчитываются параметры усилительного
режима для других схем включения транзистора.

158
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Если амплитуды сигналов настолько малы, что отсчет
их по характеристикам затруднен, параметры режима
усиления могут быть найдены аналитически. При этом
составляется эквивалентная схема усилителя по
переменному току. Она состоит из эквивалентной схемы
транзистора в выбранной системе параметров, генератора входных
сигналов (еГУ Zr), подключенного ко входу усилителя и
нагрузки ZH, включенной в выходную цепь транзистора.
Например, при выборе системы Я-параметров
эквивалентная схема усилителя будет такой, как показано на рис. 3.65.
При гармоническом сигнале она описывается уравнениями:
У*х = #п'вх +#12^вых;
(вы* = ^2lAjx + #22^вых;
"вх = ег 7 ^г'вх»
и = -i z
иъых 'вых^н-
Решая эту систему, находим:
К: =
1 + #22ZH '
*„ =
</,
и>
вых _
Ни + A#Z,
вх
н
где АН = НцН22 - Hi2H2\-
Коэффициент усиления по мощности и входное
сопротивление определяются по формулам:
я2 z
АР А<А" (l+tf22ZH)(tf11+A//-ZH)'
7 - ^вх _ Н\\ + A//ZH
'ВХ
1 + #22^н
Рас. 3.65. Эквивалентная схема усилителя

3.8. Работа в режиме усиления гармонического сигнала 159
Выходное сопротивление усилительного каскада
вычисляется при ег = 0:
Z =
и*
АН + H22Zr
Аналогично можно найти связь параметров режима
усиления с малосигнальными У- и Z-параметрами.
Выражения для /С,, Кш ZBX и ZBbIX в различных системах
параметров сведены в табл. 3.5.
В табл. 3.5 ДУ = У22У11 - ^12^21» ^ = ^11-^22 ~ ^21^12-
Если использовать связь между Я-параметрами для
различных схем включения транзистора (см. табл. 3.2) и учесть,
что в большинстве случаев Z2jA# «Яц и #22^н ^ *> то
можно сравнить по параметрам режима усиления схемы с
ОЭ, ОБ и ОК:
К1Э ~ К1К ^ ^£б1 KU3 S KU6> KUK ~ !»
Кръ > Крк ^ Крб> Zbx. к > ^вх. э ^ £
вх. б»
'ВЫХ. б
> ^вых. э ^ ^вых. к-
Таблица 3.5
Параметр
Выражение через параметры четырехполюсника
Н
Ki
^21^н
AZ + Z\ \ZH
~Z2\
2-22 + 2н
AZ + Zj jZH
^22 + Zh
AZ + Z22Zr
^21Zh
1 + У222н
*21
>ll + Z„AK
1 + K22Zh
y„+ZHAK
i + yi,zH
-^21^н
#1 1 + ZHAH
#21
1 + #22Z„
#11 + ZHA//
1 + Я22^н
Яц + Zr
2n + Zr
K22 + 2ГДУ
ДЯ + #22^r

160
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
3.8.4. Факторы, ограничивающие
полезную выходную мощность транзистора
Полезная мощность на выходе транзисторного
усилителя, как следует из выражения (3.75), определяется
амплитудами переменных составляющих тока коллектора 1тк и
напряжения на коллекторе UmK. Но максимальная
амплитуда коллекторного тока ограничивается максимально
допустимым коллекторным током транзистора /к тах-
Значение /к max обычно указывается в справочниках. При
коллекторных токах, превышающих значение /к тах»
наблюдается уменьшение коэффициента усиления по току и
возрастание нелинейных искажений.
Максимально допустимое напряжение на коллекторе
(УкЭтах ограничивается возможностью пробоя
коллекторного перехода. Для большинства транзисторов
|^КЭтах| <|^КБтах|-
Во избежание теплового пробоя транзистора мощность,
рассеиваемая на коллекторном переходе транзистора,
^К = ^К^КЭ не должна превышать максимально
допустимой мощности рассеивания для данного транзистора.
Поэтому активная рабочая область транзистора (рис. 3.66)
ограничивается, помимо значений /к тах и ^КЭ max» мак"
симально допустимой мощностью, рассеиваемой в
транзисторе: Рктгх>Рк = 'к^КЭ-
Величины /к тах»
^КЭ max» ^КБ max» ^K max
относятся к
максимальным предельным
электрическим параметрам
транзистора.
Превышение значений
максимальных предельных
электрических параметров
может привести к
выходу транзистора из строя,
что резко снижает
надежность работы
транзисторной схемы.
'Кто;
К.Э max
Рис. 3.66. Определение границ
активной рабочей области на выходных
характеристиках транзистора

3.8. Работа в режиме усиления гармонического сигнала 161
С максимальными предельными электрическими
параметрами тесно связаны так называемые тепловые
параметры транзистора, среди которых важнейшими являются:
максимально допустимая температура коллекторного
перехода Тп тах; тепловое сопротивление транзистора /?т;
теплоемкость транзистора Ст.
Максимально допустимая температура коллекторного
перехода определяется физическими свойствами
применяемых материалов и особенностями конструкции
транзисторов и зависит от условий эксплуатации.
Тепловое сопротивление транзистора RT (°С/Вт)
показывает, на сколько увеличивается температура перехода на
единицу мощности, выделяемой на нем. Тепловое
сопротивление транзистора может быть рассчитано по формуле
/?т = (Тп - Тс)/Рп, где Тп - температура р-л-перехода
при заданной мощности рассеяния; Тс - температура
окружающей среды; Рп - мощность рассеяния на р-л-переходе.
Теплоемкость Ст показывает, какое количество
энергии необходимо затратить, чтобы нагреть данный объем
на 1 °С. Для характеристики отдельных элементов
транзистора иногда вместо теплоемкости используется тепловая
постоянная времени.
На рис. 3.67 показана эквивалентная тепловая схема
транзистора с теплоотводом, элементами которой
являются следующие тепловые сопротивления: RnK - между
переходом и корпусом; RKC - между корпусом и
окружающей средой; RKT - между корпусом и теплоотводом; RTC -
между теплоотводом и окружающей средой. Значение RnK
указывается в технических условиях на транзистор.
Рис. 3.67. Эквивалентная тепловая схема биполярного транзистора

162
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
3.9. ОСОБЕННОСТИ РАБОТЫ ТРАНЗИСТОРА
В ИМПУЛЬСНОМ РЕЖИМЕ
3.9.1. Работа транзистора в режиме усиления
импульсов малой амплитуды
Если транзистор работает в режиме усиления
импульсных сигналов малой амплитуды, то такой режим работы в
принципе не отличается от линейного усиления малых
синусоидальных сигналов. Импульс в этом случае может
быть представлен в виде суммы ряда гармонических
составляющих. Зная частотные свойства транзистора, можно
определить искажения формы импульсов, возникающие при
усилении.
Схема простейшего импульсного усилителя показана на
рис. 3.68. Положение исходной рабочей точки на
выходной нагрузочной характеристике определяется полярностью
поступающих на вход усилителя импульсов. При этом
учитывается тот факт, что под действием входных сигналов
ток коллектора должен изменяться в пределах области
активного режима. Поэтому если на вход усилителя
поступают положительные импульсные напряжения,
уменьшающие ток коллектора, то режим покоя должен
характеризоваться большим током базы (точка А на рис. 3.69). При
отрицательных входных импульсах напряжения,
увеличивающих ток базы и ток коллектора, рабочая точка выбира-
(
CPJ
о II <
М
. J
0ьх
II
и
)cl
i
А -
. V-
*
k
/
1
о
C2
^4
fc
r^'6 0 •
h Чс э
f»
Рис. 3.68. Схема простейшего
импульсного усилителя на биполярном
транзисторе
Рис. 3.69. График,
поясняющий усиление
отрицательного входного импульса

3.9. Особенности работы транзистора в импульсном режиме 163
Рис. 3J0. Временные диаграммы
токов и напряжений при усилении
отрицательных импульсов
ется вблизи области отсечки
(точка В). На рис. 3.69
показаны (без учета переходных
процессов) временные
диаграммы токов и напряжений,
соответствующие
отрицательному импульсу напряжения.
Значения тока базы в рабочей
точке /бо обеспечиваются
выбором сопротивления
резистора А = (£к - Uh3 О)//»•
Рассмотрим качественно
переходные процессы в схеме
при подаче на вход
отрицательного импульса напряжения
UmB (рис. 3.70).
До поступления на вход
транзистора отрицательного
импульса состояние
транзистора характеризуется
концентрацией дырок в базе у г
эмиттерного перехода
Рпх =Р*оехрО/Бэ/фт) •
и прохождением токов режима покоя /эо» ^КО» 'бо (см-
рис. 3.70) при напряжениях £/бэ 0 и ^КЭ 0- Этому
условию соответствует распределение концентрации дырок в базе,
показанное на рис. 3.71 прямой /. В момент поступления
отрицательного импульса в базе на границе с эмиттерным
переходом мгновенно устанавливается концентрация дырок
Рп2 = Рпо ехр((1/Бэ +1//яб)/фт).
Это вызывает резкое увеличение градиента концентрации
дырок у эмиттерного перехода (кривая 2 на рис. 3.71) и
и\
1 с
1 **
1 ^
1 о
1 -I?
'М
1 *~°
и\
Л Т о
1 **
Л L..,
п
1 с
1 ^
U6t*xi
1
> II
»I г" " "'"
II и»
iK
1 J
=л
I
S .
/ i
' 1
irw]
!Шя.
г~зг
l^i—
У =?l
/ ,
V t
V,
T
4
L.

164
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Рис. 3.71. График распределения Рис. 3.72. График распределе-
концентрации дырок в базе при ния концентрации дырок после
подаче на вход отпирающего им- выключения отпирающего
импульса пульса
возрастание токов эмиттера и базы. По мере перемещения
дырок от эмиттера к коллектору градиент концентрации
дырок в базе уменьшается (кривые 2...5), что
сопровождается уменьшением токов эмиттера и базы. Спустя
некоторое время (t = *3д) дырки начинают достигать
коллекторного перехода и ток коллектора возрастает. Вследствие
различий траекторий и скоростей инжектируемых в базу
дырок они не одновременно достигают коллектора.
Поэтому ток коллектора нарастает за некоторое время до
установившегося значения, соответствующего прямой 5.
После окончания переходных процессов в транзисторе
токи его электродов принимают постоянные значения. Ток
базы определяется процессом рекомбинации носителей. С
ростом тока эмиттера увеличивается и число рекомбини-
рующих в базе дырок, поэтому в установившемся режиме
при наличии отрицательного входного импульса ток базы
оказывается большим, чем в режиме покоя.
В момент окончания импульса концентрация дырок в
базе на границе с эмиттерным переходом мгновенно
падает до значения рп , определяемого напряжением (/бэ О В
режиме покоя, а в остальном объеме базы не изменяется
(кривая / на рис. 3.72). При этом направление градиента
концентрации в базе на границе у эмиттерного перехода, а
также токи эмиттера и базы изменяются на обратные. С

3.9. Особенности работы транзистора в импульсном режиме 165
течением времени вследствие ухода дырок из базы и их
рекомбинации градиент концентрации дырок в базе у
границ с эмиттерным и коллекторным переходами
уменьшается (кривые 2...5), что приводит к уменьшению
абсолютных значений эмиттерного, коллекторного и базового
токов. Когда концентрация дырок во всем объеме базы
достигает концентрации, определяемой режимом покоя
(прямая б), изменения токов транзистора прекращаются и
устанавливаются их значения /э о» Л< О» ^Б 0»
соответствующие режиму покоя.
Используя соотношение (3.47) и решая уравнение
*К ~ 1 , ;riVr 1б>
можем получить закон изменения тока коллектора без учета
влияния нагрузки:
Не W = Л21э'тб(1 " еХРН/хЛ21э ))•
где /тб - амплитуда тока базы.
Отсюда видно, что ток коллектора возрастает по
экспоненциальному закону с постоянной времени Хи = 1/со/^ .
Следовательно, чем больше ©/^ , тем меньше искажения
сигнала.
3.9.2. Работа транзистора в режиме переключения
Наиболее распространенной схемой, в которой
транзистор работает в режиме переключения, является схема
транзисторного ключа. В транзисторных ключах
транзистор обычно включают по схеме с ОЭ. Схема простейшего
ключа показана на рис. 3.73. Она предназначена для
замыкания и размыкания цепи нагрузки на время действия
входного импульса, поступающего от генератора сигнала
ег. Генератор сигнала обладает внутренним
сопротивлением /?г и обеспечивает необходимую амплитуду сигнала.
Сопротивление резистора нагрузки /?к выбирается так,
чтобы нагрузочная прямая пересекла крутой участок
выходных статических характеристик (в точке 2 на рис. 3.74)
при малом значении t/кэ.нас-

166
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
| Рис. 3.74. Графики, поясняющие
перемещение рабочей точки по ха-
Рис. 3.73. Схема простейшего рактеристикам в ключевом режи-
ключа на биполярном транзисторе ме работы транзистора
Сопротивление резистора /?б, включенного в цепь базы
транзистора совместно с внутренним сопротивлением
источника входного сигнала, обычно значительно
превышает входное сопротивление транзисторного ключа.
Вследствие этого ток во входной (базовой) цепи практически не
зависит от входного сопротивления транзистора, и с
большой точностью можно считать, что управление работой
ключа осуществляется импульсами тока базы.
При отсутствии импульса на входе под действием
напряжения источника питания Е$ эмиттерный переход
транзистора смещен в обратном направлении и рабочая
точка соответствует точке / на рис. 3.74. Ток базы в этом
случае равен сумме обратных токов эмиттерного и
коллекторного переходов: /б = /кб.о + /эб.о» а коллекторный ток
/к = /кб.о- Напряжение на коллекторе закрытого
транзистора (/jq = Ек -/кб.о^к ~ Ек, что равносильно разрыву
коллекторной цепи транзистора.
В момент подачи на базу отрицательного импульса
эмиттерный переход включается в прямом направлении и
дырки из эмиттера инжектируются в базу. В связи с этим
увеличивается ток базы, рабочая точка перемещается по
нагрузочной характеристике из точки / в точку 2 и
транзистор переходит из режима отсечки в режим насыщения.
Последний характеризуется токами /к.нас» /в.нас и
напряжением (/кэ.нас-

3.9. Особенности работы транзистора в импульсном режиме 167
Значение тока коллектора в режиме насыщения
определяется по формуле
'К.нас = (£к - ^КЭ.нас)/Як-
Так как £/КЭ.нас « £к> то 'к.нас я £к/#к- Это
указывает на то, что в режиме насыщения можно считать
замкнутыми выводы эмиттера и коллектора.
После окончания действия входного сигнала транзистор
возвращается в исходное состояние (в режим отсечки).
Инерционность диффузии приводит к тому, что на
переходный процесс из одного режима в другой
затрачивается определенное время.
'В.иа<А
3.9.3. Качественная оценка переходных
процессов в транзисторном ключе
Переходные процессы в транзисторном ключе
иллюстрируются временными диаграммами (рис. 3.75) и
графиками распределения дырок в базе транзистора (рис. 3.76).
До момента времени t\ транзистор находится в режиме
отсечки и в цепях базы и коллектора проходят токи
/б я -/кб.о и 'к = ^КБ.о- Распределение дырок в базе для
этого случая показано
кривой / на рис. 3.76, а.
В момент времени t\
ток базы возрастает до
значения /б.нас и
концентрация дырок в базе у
эмиттерного перехода
увеличивается. Однако ток
коллектора начинает
изменяться через время
задержки *3д> затрачиваемое
наиболее быстрыми
дырками на преодоление
расстояния между эмиттером
и коллектором. Этому
случаю соответствует кривая
2 на рис. 3.76, а. С тече-
'во
'б
/к
k.MC
W/C.HOCI
О
«зо
f
7"
V
Н£_
'рас
t
Рис. 3.75. Временные диаграммы
токов в ключевом режиме работы
транзистора

168
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Рис. 3.76. Графики распределения концентрации дырок в базе
транзистора в ключевом режиме работы транзистора
нием времени диффундирующие в сторону коллектора
дырки заполняют базу, градиент их концентрации у
коллекторного перехода увеличивается и ток коллектора
растет (кривая 3). Точке А на рис. 3.75 соответствует
линейное распределение дырок в базе (прямая 4 на рис. 3.76, а),
рост тока коллектора происходит за время нарастания *нр
и прекращается, когда транзистор переходит в режим
насыщения. В режиме насыщения напряжение на
коллекторе t/кэ.нас остается отрицательным по отношению к
эмиттеру, но имеет очень малое абсолютное значение. В то же
время к базе приложено достаточно большое по
амплитуде отрицательное импульсное напряжение, и
результирующее напряжение на переходе коллектор-база оказывается
положительным: £/кб = ^КБ.нас "~ ^БЭ > 0. Вследствие
этого коллекторный переход открывается, и возникает ин-
жекция дырок из коллектора в базу. В базе происходит
накопление дырок, и их концентрация у коллекторного перехода
становится больше равновесной. Так как после окончания
формирования фронта импульса токи базы, эмиттера и
коллектора остаются постоянными, градиент концентраций
дырок в базе после перехода транзистора в режим насыщения
должен оставаться постоянным (прямая 5 на рис. 3.76, а).
После окончания действия входного импульса (в момент
времени ^) начинается процесс рассасывания накоплен-

3.9. Особенности работы транзистора в импульсном режиме 169
ных в базе неосновных носителей зарядов за счет перехода
их в эмиттер и коллектор. Изменение знака градиента
концентрации у эмиттерного перехода (кривая / на рис. 3.76, б)
и переход дырок в эмиттер обусловливают изменение
направления тока базы, который достигает значения /£. За
время рассасывания *рас концентрация дырок в базе у
эмиттера и коллектора уменьшается таким образом, что
градиент их концентрации остается постоянным (кривые 2 и 3
на рис. 3.76, б). Поэтому во время рассасывания токи базы
и коллектора не изменяются. После того как
концентрация дырок в базе у коллектора и эмиттера достигает
равновесного значения, уменьшаются градиенты
концентрации дырок, а также токи базы и коллектора (кривая 4 на
рис. 3.76, б). Токи /б и /к уменьшаются до значений /бо и
Лсб.о» характеризующих первоначальное распределение
дырок в базе (кривая 5 на рис. 3.76, б).
3.9.4. Основные параметры, характеризующие
импульсные свойства транзистора
Транзисторы в импульсном режиме характеризуются
следующими параметрами: t3PL - задержка включения,
представляющая собой интервал времени от момента подачи
входного импульса до момента нарастания коллекторного
тока, соответствующего 0,1 его амплитуды; /нр - время
нарастания импульса коллекторного тока,
соответствующее времени нарастания коллекторного тока от 0,1 до 0,9
его амплитуды; *вкл = t3A + *нр - время включения
транзистора; £рас -время рассасывания, определяемое как
интервал времени с момента окончания входного
открывающего сигнала (или с момента подачи запирающего
сигнала) до момента, когда ток коллектора достигает уровня,
соответствующего 0,9 его амплитуды; tcn - время спада,
определяемое как интервал времени между моментами
спада среза импульса коллекторного тока от значения,
соответствующего 0,9 его амплитуды, до значения,
соответствующего 0,1 его амплитуды; £выкл = fpac + tcn - время
включения транзистора.
В режиме переключения токи и напряжения в
транзисторе изменяются в больших пределах, и для характери-

170
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
стики свойств транзистора используют параметры
большого сигнала, к которым относятся: статический
коэффициент передачи тока базы, степень (глубина) насыщения и
коэффициент запирания транзистора.
Статический коэффициент передачи тока базы /*21э
является интегральным и определяется формулой
h2l3 = 7К.нас - /КБ.0
^Bmin + ЛсБ.о
где /б min "~ ток базы, при котором транзистор переходит в
режим насыщения.
Увеличение тока базы не изменяет положение рабочей
точки, но приводит к увеличению накопленного заряда в базе
и увеличению времени рассасывания. Поэтому положение
рабочей точки в режиме насыщения можно дополнительно
охарактеризовать глубиной (или степенью) насыщения:
S_ 'Б.нас __ 'К.нас 'Б.нас _ и 'Б.нас
- 1 7 7 ^13 т •
'Bmin 'Bmin 'К.нас 'К.нас
В некоторых случаях степень насыщения
характеризуют коэффициентом
N = ''Б.нас ~" *Б min'//б min-
По аналогии с глубиной насыщения вводится
коэффициент обратного тока базы, или коэффициент запирания
транзистора:
G = ^Б.зап в ^КБ.о = ^КБ.о ^К.нас = и А(Б.о
'Бmin 'Бmin 'К.нас 'Bmin 'К.нас
Особенностью работы транзистора в режиме
переключения является значительное изменение емкости
коллектора при переходе из режима отсечки в режим насыщения
и при обратном переходе. Это изменение емкости может
быть описано зависимостью
скэ(икэ) = скэ(Е)п^7и^,
где Суэ(Е) - емкость коллектора при £/кэ = ^KJ ^КЭ ~~
действительное значение напряжения на коллекторе; m = 2
для сплавных (резких) переходов и т = 3 для переходов с
линейным распределением примесей в базе.

3.10. Конструктивные особенности биполярных транзисторов 171
3.10. КОНСТРУКТИВНЫЕ ОСОБЕННОСТИ
БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
3.10.1. Классификация транзисторов
Биполярные транзисторы независимо от их структуры
(р-л-р или п-р-п) классифицируют по ряду признаков.
По характеру движения носителей зарядов в базе
транзисторы разделяются на бездрейфовые и дрейфовые. В
бездрейфовых транзисторах перенос носителей зарядов
через базу осуществляется главным образом посредством
диффузии. В базе дрейфовых транзисторов создается
электрическое поле, ускоряющее неосновные носители при их
движении к коллектору.
По допустимой мощности, рассеиваемой на электродах
транзистора, их подразделяют на транзисторы малой
мощности (до 0,3 Вт), средней мощности (от 0,3 Вт до 1,5 Вт) и
большой мощности (свыше 1,5 Вт). Если конструкция
корпуса не позволяет рассеивать выделяемую на электродах
мощность, то транзистор размещают на радиаторе, охлаждаемую
поверхность которого подбирают так, чтобы температура
кристалла полупроводника не превышала допустимую.
По значению предельной частоты биполярные
транзисторы делят на низкочастотные (до 3 МГц), средней
частоты (от 3 до 30 МГц) и высокочастотные (свыше 30 МГц).
Транзисторы с предельными частотами более 300 МГц часто
называют транзисторами сверхвысоких частот (СВЧ).
К какой группе по мощности и частотным свойствам
относится транзистор, можно оценить по третьему элементу
условного обозначения БТ в соответствии с табл. 3.6.
Таблица 3.6
Транзистор
Низкой частоты
Средней частоты
Высокой частоты
Малой
мощности
1
2
3
Средней
мощности
4
5
6
Большой
мощности
7
8
9
Например, КТ315А - кремниевый биполярный
транзистор малой мощности высокой частоты.

172
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
3.10.2. Бездрейфовые транзисторы
Бездрейфовые транзисторы изготавливают методом
вплавления примесей в исходный кристалл
полупроводника, поэтому они называются сплавными. Например, при
изготовлении транзистора структуры р-п-р к пластине
германия я-типа с малым удельным сопротивлением (р =
= 1...1,5 Ом • см) с двух сторон прижимают два кусочка
индия (рис. 3.77, а). Затем все устройство помещают в
печь, в которой создают вакуум порядка 0,0133 Па, и
повышают температуру. Индий плавится, растворяется в
некоторой области германиевой пластинки и под действием
сил поверхностного натяжения приобретает форму
сферического сегмента (рис. 3.77, б).
Площадь расплавленного индия определяет активную
площадь электронно-дырочного перехода. Затем
температура повышается настолько, чтобы произошло
растворение прилегающих частей германиевой пластинки я-типа в
жидком индии. После этого производится охлаждение всей
системы с постоянной скоростью. При этом
расплавленные ранее части начинают кристаллизоваться в твердую
фазу, т. е. происходит процесс рекристаллизации. Рекри-
сталлизовавшиеся области за счет наличия атомов
трехвалентного индия в отличие от германиевой пластинки
имеют противоположный тип электропроводности (р-тип).
Таким образом, по краям германиевой пластинки я-типа
образуются две области с противоположным типом
электропроводности (р-типа), отделенные от пластинки я-типа
двумя резкими р-я-переходами. Одна из этих областей,
обычно меньшая по размерам, является эмиттером, а
другая - коллектором. Средняя область, образаванная
исходным германием я-типа, выполняет роль базы.
а б
in I Qe I**
ц.о
Ge J p
вш| ) Рис. 3.77. Структура
чвШУ кристалла полупровод-
П ^К никового биполярного
I транзистора

3.10. Конструктивные особенности биполярных транзисторов 173
Особенностью сплавных транзисторов являются
достаточно большие ширина базы и площади р-я-переходов.
Это приводит к наличию значительных объемных
сопротивлений базы и коллектора, увеличению времени
пролета носителей, а также обусловливает сравнительно
большие барьерные емкости переходов. Поэтому частотный
диапазон применения сплавных транзисторов обычно не
превышает 20...30 МГц для германиевых р-л-р-транзи-
сторов. Для кремниевых транзисторов, имеющих более
низкую подвижность носителей, верхняя граница
частотного диапазона еще меньше.
При разработке мощных транзисторов, у которых
рассеиваемая мощность превышает 1,5 Вт, приходится
учитывать некоторые специфические явления в транзисторах,
связанные с прохождением больших токов.
Прохождение через транзистор больших токов часто
сопровождается высоким уровнем инжекции в базе.
Возникающее при этом электрическое поле способствует
переносу инжектированных носителей через базу. Кроме того,
изменяется время жизни неосновных носителей в базе.
При прохождении токов через объемные
сопротивления областей транзистора на них происходят падения
напряжений. Особенно существенное влияние оказывает
падение напряжения на объемном сопротивлении базы. В
результате напряжение на эмиттерном переходе
оказывается отличным от напряжения, приложенного к выводам
эмиттера и базы. Кроме того, что более существенно,
падение напряжения на эмиттерном переходе оказывается
различным и распределенным таким образом, что плотность
эмиттерного тока возрастает к краю эмиттера, т. е.
происходит оттеснение эмиттерного тока к краям базы, средняя
часть эмиттера как бы перестает работать.
При больших токах могут изменяться условия на
выпрямляющих и невыпрямляющих контактах, что приводит
к перераспределению носителей заряда в базе.
Прохождение больших токов вызывает
перераспределение потенциала в областях объемного заряда в р-л-пере-
ходах, в результате чего область объемного заряда в базе
сужается, а в коллекторе расширяется. При этом
нормальная работа транзистора нарушается.

174
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Помимо этих особенностей, при разработке мощных
транзисторов для получения достаточно большой
мощности в нагрузке их следует рассчитывать на более высокие
рабочие напряжения. Для повышения коэффициента
полезного действия необходимо, чтобы сопротивление
открытого транзистора было малым. Чтобы не произошел
тепловой пробой р-л-перехода, конструкция мощных
транзисторов должна обеспечивать эффективный отвод теплоты
рассеиваемой мощности.
Большинство мощных низкочастотных транзисторов
изготавливается методом сплавной технологии. Для
увеличения токов необходимо увеличить площадь эмиттера.
Чтобы предотвратить явление оттеснения эмиттерного тока к
краям, применяют различные конфигурации эмиттера:
изготавливают его в виде ряда полос (рис. 3.78, а, б) или в
виде колец (рис. 3.78, в).
Для обеспечения лучшего теплоотвода пластинку
полупроводника припаивают к корпусу коллекторной стороной.
Для получения минимального теплового сопротивления
между корпусом транзистора и теплоотводом (радиатором)
применяются прокладки из индиевой фольги или
специальные пасты.
Транзисторы, изготавливаемые методом сплавной
технологии, имеют допустимую мощность рассеивания до 150 Вт
при токе коллектора до 30 А и коллекторном напряжении
до 60 В. Исследования показывают, что данным методом
можно изготовить транзисторы с коллекторным
напряжением до 100 В (германиевые) и до 400 В (кремниевые).
Рис. 3.78. Устройство мощных сплавных транзисторов

3.10. Конструктивные особенности биполярных транзисторов 175
Недостатком мощных сплавных транзисторов являются
трудности в получении однородных переходов большой
площади и управлении толщиной базовой области.
3.10.3. Дрейфовые транзисторы
В дрейфовых транзисторах в базе концентрация
примесей уменьшается от эмиттера к коллектору. При этом в
результате ионизации атомов примеси в базовой области
создается электрическое поле. Это поле направлено таким
образом, что увеличивает скорость даижения неосновных
носителей в базе от эмиттера к коллектору. В результате
уменьшается время пролета носителей в базе и,
следовательно, улучшаются частотные свойства транзисторов. По
технологии изготовления дрейфовые транзисторы делятся
на диффузионные, диффузионно-сплавные, мезатранзисто-
ры и планарные.
Для изготовления диффузионных транзисторов
применяют метод, который основан на различии коэффициентов
диффузии донорных и акцепторных примесей.
Необходимый тип электропроводности получают,
обеспечив преобладание той или иной примеси. Для этого
полупроводник помещают в
парообразную или жид- о
кую фазу, содержащую 6
частички легирующих при- ?
месей. При повышении
температуры до 750...850 °С
атомы примесей
диффундируют в кристалл.
Разность концентраций
донорных и акцепторных
примесей позволяет получить
электронную или
дырочную проводимость и
сформировать эмиттер, базу и
коллектор.
На рис. 3.79 показаны
структура транзистора,
распределение концентра-
Р \ \ п Р
No
I E X
А i^J •»
-F^ X
Рис. 3.79. Структура (а),
распределение концентраций примесей (б) и
кривая результирующей концентрации
примесей (в) дрейфового транзистора

176 3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
ций акцепторных Na и донорных Л^д примесей в различных
областях кристалла и кривая результирующей
концентрации примесей.
Из рис. 3.79, б видно, что концентрация донорной
примеси в базе распределяется неравномерно и ее максимум
находится вблизи эмиттерного перехода. В таких
транзисторах можно получить толщину базы 1...2 мкм, емкость
коллекторного перехода десятые доли пикофарады, а
сопротивление базы - десятки ом. Все это обеспечивает
повышение предельных частот коэффициентов передачи токов
примерно в 10 раз по сравнению с бездрейфовыми
транзисторами.
В диффузионно-сплавных транзисторах области базы и
коллектора получают путем диффузии примесей, а эмит-
терный переход - вплавлением примесей.
При изготовление диффузионно-сплавных транзисторов,
например структуры р-п-ру берется пластинка
монокристаллического низкоомного кремния р-типа, в которой
путем специальной обработки ультразвуком создают лунки
продолговатой формы (рис. 3.80, а). Затем пластинку
помещают в камеру с парами сурьмы. Атомы сурьмы
диффундируют через поверхность пластинки, создавая
приповерхностный слой n-типа толщиной порядка 20 мкм.
Далее путем шлифовки этот слой л-типа с пластины
срезается (стравливается) везде, кроме лунок (рис. 3.80, б). В эти
лунки вкладывают две навески: эмиттерную (из сплава
In+Ga+Sb) и базовую (из сплава Pb+Sb). Пластинку с
навесками помещают в водородную печь. При нагреве
навески расплавляются, в полученном расплаве растворяется и
германий. Начинается диффузия примесей. При этом сурь-
Рис. 3.80. Технология изготовления и устройство диффузионно-сплав
ного транзистора

3.10. Конструктивные особенности биполярных транзисторов 177
ма диффундирует быстрее, чем индий и галлий, и
проникает глубже. Вследствие этого у эмиттерной навески
образуется р-область. Базовая навеска при вплавлении образует
обычный невыпрямляющий контакт с n-областью (рис. 3.80, в).
Результирующее распределение примесей в германии,
создающееся к концу процесса диффузии, показано на рис. 3.81.
Распределение примесей близко к идеальному для
дрейфового транзистора. При такой технологии требования к
состоянию поверхности исходной пластинки значительно
ниже, чем при чисто диффузионной, так как эмиттерная
навеска проплавляет пластинку полупроводника на
некоторую глубину и диффузия происходит в места, не
нарушенные поверхностной обработкой.
Таким образом, в каждой лунке получается
транзисторная структура (рис. 3.80, г). Пластинку разрезают на
отдельные элементы, содержащие по одной транзисторной
структуре размерами 1x1 мм. Для уменьшения емкости
боковые поверхности стравливаются. После травления
получается "столообразная" структура. Транзисторы со
структурой подобного типа называются мезатранзисторами
(от испанского слова mesa, означающего "стол").
Полученные элементы помещаются в стандартные
металлические корпуса, причем для лучшего теплоотвода коллектор
припаивается непосредственно к дну корпуса.
Наилучшими из дрейфовых являются планарные
транзисторы (от англ. planar - плоский). У них р-п-переходы
образуются диффузией примесей сквозь отверстия в за-
i
Акцептора
Эмиттер
О
Донора
1
р\
W
Ваза
п
w
J-" ,
Коллектор
Р
X
Рис. 3.81. Распределение примесей в диффузионно-сплавном
транзисторе

178
3. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
щитном слое, нанесенном на поверхность
полупроводника. При этом выводы от всех областей располагаются в
одной плоскости.
Обычно данный метод применяется при изготовлении
транзисторов из кремния, так как в этом случае наиболее
легко и просто получаются защитные пленки из диоксида
кремния.
На исходную окисленную пластинку кремния наносят
слой фоторезиста. Пленку фоторезиста освещают через
маску (фотошаблон) ультрафиолетовым светом.
Засвеченные участки фоторезиста задубливаются (полимеризуют-
ся) и становятся нерастворимыми. После этого путем
специальной обработки фоторезист смывается с
неосвещенных участков. Затем производится травление пленки
диоксида кремния, в результате чего она остается лишь в
местах, защищенных фоторезистом. После этого
удаляется также и задубленная часть фоторезиста. В полученное
окно производится диффузия акцептора, образующего
базовую область р-типа. Для получения эмиттерной области
повторяются вышеописанные операции. После создания
эмиттерной области кристалл кремния освобождается от
защитной пленки SiC>2 и на его поверхность через маску
производится осаждение атомов металла для получения
выводов с областями базы, эмиттера и коллектора.
Структура такого транзистора показана на рис. 3.82.
Использование исходного высокоомного материала
(кремния) приводит к увеличению распределенного
сопротивления коллектора, что нежелательно. Поэтому часто в
качестве исходного материала используют пластинки из
сильнолегированного полупроводника, на которых с
помощью эпитаксии наращивают тонкий
слой полупроводника с малой
концентрацией примеси. При этом создается
транзисторная структура я-р-л-типа
с высокоомной областью в
коллекторе. Такие транзисторы сочетают в себе
основные преимущества дрейфового
транзистора и транзистора л-р-г-л-ти-
тс. 6.61. структура па (малая емкость коллектора, высо-
планарного транзис- ^ г
тора кое пробивное напряжение, малое вре-

3.10. Конструктивные особенности биполярных транзисторов 179
мя пролета базы, малое распределенное сопротивление
коллекторной области). Такие транзисторы по технологии
их изготовления получили название планарно-эпитакси-
альных.
Планарная технология позволяет изготавливать
мощные кремниевые транзисторы с предельным током
коллектора до 250 А и мощностью рассеяния до 600 Вт.
Получение больших токов обеспечивается эмиттерами большой
площади и сложной формы. В таких транзисторах
применяется гребенчатый эмиттер (рис. 3.83, а) с числом зубьев
в гребенке до нескольких десятков. Наличие большого числа
зубьев уменьшает эффект вытеснения тока к краям
эмиттера.
Хорошее распределение токов получается в многоэмит-
терных транзисторах, в которых эмиттеры выполнены в
виде большого числа непосредственно не связанных
полосок (рис. 3.83, б), кругов и квадратов (рис. 3.83, в).
Соединение эмиттеров осуществляется напылением
металлических контактов поверх слоя диоксида кремния.
По планарной технологии изготавливаются мощные
транзисторы не только из кремния, но и из германия.
Германиевые мощные транзисторы имеют предельные токи
50... 150 А и мощность рассеяния до 150 Вт.
Планарная технология изготовления транзисторов в
настоящее время является наиболее развитой. Ее
применение позволило наладить выпуск кремниевых
транзисторов СВЧ. Современные транзисторы СВЧ могут работать
на частотах до 15 ГГц. В зависимости от диапазона частот
их мощность достигает 300 Вт.
а б б
В 3 3 В Б Э
Рис. 3.83. Устройство мощных пленарных транзисторов

ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
4.1. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
С УПРАВЛЯЮЩИМ р-л-ПЕРЕХОДОМ
4.1.1. Устройство и принцип действия полевых
транзисторов с управляющим р-л-переходом
Полевые транзисторы представляют собой
полупроводниковые приборы, в которых прохождение тока
обусловлено дрейфом основных носителей заряда под действием
продольного электрического поля. Управление током в
полевых транзисторах осуществляется путем изменения
электропроводности токопроводящего участка
полупроводника поперечным электрическим полем. Это поле создается
напряжением, приложенным к управляющему электроду.
В настоящее время промышленностью выпускаются два
типа полевых транзисторов: с управляющим
р-л-переходом и изолированным затвором структуры
металл-диэлектрик-полупроводник, называемые кратко
МДП-транзисторами.
Второй элемент обозначения полевых транзисторов -
буква "ГГ.
Полевые транзисторы с управляющим р-л-переходом
могут быть изготовлены на основе кристалла
полупроводника л- или р-типа.
Упрощенная структура кристалла полевого
транзистора с управляющим р-л-переходом, изготовленного на
основе полупроводника л-типа, показана на рис. 4.1.
Транзистор состоит из области л-типа и двух областей р-типа.
Области р-типа соединяются вместе и образуют
управляющий электрод, называемый затвором (3).
На границах раздела полупроводников л- и р-типа
образуются запирающие слои, обладающие высоким
сопротивлением. Часть полупроводниковой области л-типа,
заключенную между р-л-переходами, называют каналом (К).
Если к каналу подсоединить внешний источник постоянно-

4.1. Полевые транзисторы с управляющим р-л-переходом 181
б +
Рис. 4.1. Структура кристалла
полевого транзистора с
управляющим р-л-переходом и
каналом л-типа
го тока, в канале создается
продольное электрическое поле, под
действием которого электроны в
канале перемещаются в сторону
положительного полюса
источника напряжения.
Полупроводниковая область,
от которой начинают движение
основные носители заряда в
канале, называется истоком (И),
а область, к которой эти
носители движутся, - стоком (С).
Движение основных
носителей заряда в канале за счет
напряжения на стоке
относительно истока UCM обусловливает
прохождение тока в канале и в
цепи стока /с.
На затвор относительно истока подается напряжение
U3lit смещающее р-л-переходы затвор-канал в обратном
направлении.
При увеличении напряжения источника U3M
смещающее обратное напряжение на p-n-переходах
увеличивается, запирающие слои расширяются, уменьшая сечение
канала. При этом электропроводность канала и проходящий
через него ток уменьшаются. Таким образом, изменяя
напряжение на затворе, можно управлять током,
проходящим через канал полевого транзистора. При некотором
напряжении на затворе может произойти смыкание
областей объемного заряда, т.е. канал перекрывается.
Напряжение на затворе (при Uc и = 0), при котором канал
перекрывается, называется напряжением отсечки и обо-
значается ио ^ отс*
Очевидно, что эффективное управление сечением канала
происходит в том случае, если запираюший слой р-п-пе-
рехода располагается в основном в исходном
полупроводнике. Это достигается выбором концентраций доноров и
акцепторов таким образом, чтобы выполнялось условие
Ыг ^> Nд. При выполнении этого условия и на основании
уравнения (1.31) глубину проникновения области объем-

182
4. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
ного заряда в основной полупроводник (при Uc и = 0) можно
определить по формуле
* * _ /2ett/K + U9M)
Поскольку в запирающем слое отсутствуют подвижные
носители зарядов, ширина канала, определяющая его
площадь сечения и сопротивление, находится из соотношения
шк=а-25 = а-2 /2е((/^.и)( (4Л)
где а - расстояние между р-областями.
Когда напряжение на затворе (при Ucм = 0)
становится равным (/3.и.отс> канал перекрывается (wK = 0), и из
уравнения (4.1) следует
^к+^з.и.отс=^2^дА8е). (4.2)
Равенство (4.2) позволяет оценить значение
напряжения U3 и отс- Например, для транзистора с Л/д = 5 * Ю1^ см"3
и а = 3 ; 10~3 см UK + t/з.и.отс = 6,3 В.
Поскольку контактная разность потенциалов
составляет десятые доли вольта, можно считать, что
^з.и.отс-^2^дА8е). (4.3)
Используя равенства (4.1) и (4.3), можно определить
ширину канала:
wK=a(l-ylU3M/U3M.0TC). (4.4)
Уравнение (4.4) связывает wK с U3lit когда UCM = 0 и
/с = 0. При UCH ^0в канале проходит ток стока /с. Если
выбрать сечение канала на расстоянии х от истока, то на
этом участке выделяется напряжение U(x),
пропорциональное сопротивлению участка канала и току /с. В сечении х
напряжение на управляющем p-n-переходе складывается
из напряжений U3M и U(x). В этом случае вместо
соотношения (4.4) для определения ширины канала следует
пользоваться уравнением

4.1. Полевые транзисторы с управляющим р-л-переходом 183
Рис. 4.2. Иллюстрация влияния
тока стока /с на сечение канала
Напряжение U(x) при
изменении х от 0 до / (/ ~
длина канала) изменяется от О
до UCM. Поэтому при UCM Ф О
ширина запирающего слоя
увеличивается, а сечение
канала уменьшается при
приближении к стоку (рис. 4.2).
Согласно уравнению (4.5), на
самом узком участке канала
его ширина связана с
напряжениями U3M и Uc<и
соотношением
wK(l) = a(\-
.и.отс . (4.6)
Таким образом, ширина канала, определяющая его
сопротивление, и ток стока /с зависят от напряжений U3M и UCM.
Входное сопротивление полевого транзистора велико,
поскольку управляющий р-л-переход включается в
обратном направлении. Поэтому в цепи затвора проходит
небольшой ток затвора /3. Большое входное сопротивление
полевых транзисторов является существенным
преимуществом по сравнению с биполярными.
На рис 4.1 показан транзистор с каналом л-типа. Если
в качестве исходного материала используется
полупроводник с дырочной электропроводностью, то транзистор
имеет канал р-типа.
На рис. 4.3, а дано условное графическое изображение
и схема включения полевого транзистора с управляющим
U3.u
Ч—У " «си А+ Ч—' И исм
и
J7
'з.и
t
и+
Рис. 4.3. Условные графические изображения и схемы включения
полевых транзисторов с управляющим р-л-переходом

184
4. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
р-/г-переходом и каналом л-типа, а на рис. 4.3,6 - с
каналом р-типа.
4.1.2. Статические характеристики полевого
транзистора с управляющим р-л-переходом
Статические стоковые характеристики. Семейство
стоковых (выходных) характеристик полевого
транзистора, выражающих зависимость /с = f(UCM) при U3M = const,
изображено на рис. 4.4. Рассмотрим стоковую
характеристику, снятую при £/3.и = О-
Если бы сопротивление канала не зависело от
проходящего через него тока стока /с, ток /с был бы связан с
напряжением UCM линейной зависимостью (штрихпунк-
тирная линия на рис. 4.4). Но ток /с создает на
сопротивлении канала падение напряжения, увеличивающее
области объемного заряда переходов. Вследствие этого
увеличение напряжения UcM сопровождается уменьшением
площади сечения канала (см. формулу (4.6)) и увеличением
его сопротивления, что приводит к замедлению роста тока
/с. При некотором напряжении на стоке, обозначаемом
^с.и.пер и называемом напряжением перекрытия, канал
в области стока почти перекрывается. Из выражения (4.6)
следует, что это происходит при |£/с.и.пер| = 1^з.и.отс1- Ток
стока, при котором перекрывается канал, называют
начальным и обозначают /с.Нач-
Если к затвору полевого
транзистора приложить
напряжение £/3.и»
смещающее р-/г-переход в
обратном направлении, то
перекрытие канала наступит при
меньшем значении
напряжения UCH. Это
объясняется тем, что к р-/г-пере-
ходу между затвором и
стоком прикладывается
обратное напряжение, рав-
ное |^з.и I + 1^с.и. I • Смыка-
Рис. 4.4. Семейство стоковых
(выходных) характеристик полевого
транзистора с управляющим р-п-переходом
и каналом л-типа

4.1. Полевые транзисторы с управляющим р-л-переходом 185
ние переходов произойдет при условии равенства этого
суммарного напряжения напряжению отсечки:
|^с.и.пер| "*"Рз.и| = |"з.и.отс| = |^с.и.пер|- \4./J
Учитывая, что в полевых транзисторах с каналом п-
типа £/с и > 0, a U3M < 0 и U3M0TC < О, из уравнения (4.7)
получаем
Рс.и.пер I = Рс.и.пер |~" 1^з.и I • v4.o;
Полного перекрытия канала путем увеличения
напряжения Uc и получить нельзя, поскольку само перекрытие
является следствием прохождения тока стока. В
результате автоматически устанавливается некоторая малая
ширина канала.
Область стоковых характеристик, соответствующая
напряжениям 0 < Ucii < ^с.и.пер» называется крутой или
омической. Последнее название связано с тем, что
дифференциальное сопротивление канала полевого транзистора
в данной области определяется напряжением на затворе.
Вследствие этого полевые транзисторы широко
используются в качестве переменных резисторов, управляемых
электрическим способом.
Участки стоковых характеристик, снятые при UCM
соответствуют перекрытию
канала (или насыщению). При
напряжении UCM, большем
напряжения перекрытия,
увеличиваются длина перекрытой
части канала и его сопротивление
(рис. 4.5). Если бы длина
перекрытой части канала линейно
зависела от напряжения Uc>и,
то с ростом напряжения Uc и
пропорционально
увеличивалось бы сопротивление канала,
а проходящий через него ток
стока оставался постоянным. На
самом деле длина перекрытой
части канала зависит от напря-
> ^с.и.пер»
Рис. 4.5. Иллюстрация сужения
канала за счет тока стока L

186
4. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
жения Uc и так же, как глубина проникновения области
объемного заряда 8i в канал, определяемая выражением
(1.31). Учитывая, что Na > Мд, из выражения (1.31)
получаем
8. = ^^к+(Рз.„1 + 1^с.„|))- (4-9)
Согласно уравнению (4.9), длина перекрытой части
канала и его сопротивление пропорциональны JUcll и
увеличиваются с ростом напряжения UCM более медленно.
Поэтому в области перекрытия канала увеличение
напряжения £/с и сопровождается небольшим возрастанием тока
стока.
При некотором напряжении UCH наблюдается резкое
увеличение тока стока, свидетельствующее о пробое р-п-
перехода. Такой пробой имеет электрический характер и
всегда происходит между затвором и стоком, поскольку
напряжение между этими электродами максимальное. Если
электрический пробой является кратковременным и не
успевает развиться тепловой пробой, то после
уменьшения напряжения на стоке или затворе свойства р-/г-пере-
хода и полевого транзистора восстанавливаются.
Напряжение пробоя между стоком и затвором складывается из
напряжения на затворе и стоке, т. е.
^с.з.проб = (Рз.н\ + 1^с.и|)Проб = Const
Поэтому с ростом напряжения на затворе пробой
происходит при меньшем напряжении стока.
Стоковые характеристики полевого транзистора с
управляющим p-n-переходом могут быть достаточно точно
представлены аналитической зависимостью тока /с от
напряжений изЛ1, UCM и U3
.и.отс-
для крутой области
/ - 2/снач и (и -и _^£JlV (4 10)
^3.И.ОТС
для пологой области
'с^снач^-Т^Ч • (4.11)
V из.и.отс /

4.1. Полевые транзисторы с управляющим р-л-переходом 187
Уравнение (4.11) получается непосредственно из
уравнения (4.10) при подстановке в него вместо £/си
напряжения £/с.и.пер> определяемого выражением (4.8).
Начальный ток стока /с.Нач и напряжение отсечки /3.и.отс
определяются размерами и физическими параметрами
полупроводникового кристалла (подвижностью основных
носителей, диэлектрической проницаемостью), а также
законом распределения примесей в канале.
Статические вольт-амперные характеристики
передачи. Статическая вольт-амперная характеристика
передачи, называемая также стокзатворной, проходной или
характеристикой управления полевого транзистора,
отображает зависимость /с = f(U3M)\y _ const в режиме
перекрытия канала. Следовательно, эта характеристика
описывается уравнением (4.11). Она может быть получена
экспериментально либо путем перестроения стоковых
характеристик, как показано на рис. 4.6. Вид
характеристики показывает, что при увеличении напряжения U3M,
смещающего p-n-переход в обратном направлении, ток стока
уменьшается, а при U3M = £/3.и.отс ток стока становится
равным нулю.
Характеристика передачи полевого транзистора может
быть использована для определения напряжения отсечки.
Однако вследствие того, что при приближении к
напряжению отсечки ток /с мал и за счет обратного тока р-п-
перехода никогда не становится точно равным нулю,
такой способ определения напряжения отсечки оказывается
Рис. 4.6. Перестроение стоковых характеристик в стокзатворные

188
4. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
грубым. Более точно напряжение отсечки можно
определить, воспользовавшись зависимостью ^[Ц = f(U3 и) при
^с.и > ^с.и.пер- Тогда из уравнения (4.11) получим
v^=vwrfi-7^-) (4.12)
V из.и.отс /
Из этого уравнения следует, что зависимость Jj^ = f(U3M)
в области перекрытия канала является линейной.
Определив две-три точки при различных напряжениях U3M,
можно построить прямую линию, представляющую собой
зависимость (4.12) и отсекающую на оси напряжений U3M
отрезок, численно равный напряжению £/3.и.отс-
Входные характеристики. Входные, или затворные,
характеристики полевых транзисторов выражают
графическую зависимость /3 =/(^з.и) ПРИ ^с.и = const. На
рис. 4.7 показана входная характеристика полевого
транзистора с управляющим p-n-переходом и каналом п-типа.
При рабочих напряжениях на затворе р-я-переход затвор-
канал смещается в обратном направлении и входной ток
транзистора незначителен (для транзисторов малой
мощности измеряется единицами и долями микроампера). При
прямом смещении на затворе р-я-переход затвор-канал
отпирается и входной ток резко увеличивается.
Изменение напряжения Uc и влияет на распределение поля в
канале. Однако связанные с этим изменения тока обратносме-
щенного перехода малы и практически не учитываются.
Поэтому зависимости /3 = f(U3ii) при различных
напряжениях UCM мало отличаются друг от друга, вследствие
чего представляются одной характеристикой.
'з| /
^Jr ^- Рис. 4.7. Входная (затворная) харак-
—""""l 0 Uo п теристика полевого транзистора с
I ' управляющим р-/г-переходом

4.2. Полевые транзисторы с изолированным затвором 189
4.2. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
С ИЗОЛИРОВАННЫМ ЗАТВОРОМ
4.2.1. Общие сведения
В полевых транзисторах с изолированным затвором
затвор изготавливается в виде металлической пластины,
изолированной пленкой диэлектрика от полупроводника. Роль канала
в таких транзисторах выполняет тонкий поверхностный слой
кристалла с измененным типом электропроводности.
В зависимости от способа изменения типа
электропроводности на поверхности кристалла различают
транзисторы с индуцированным и встроенным каналами. Такие
приборы называют МДП-транзисторами, подчеркивая, что они
имеют структуру металл-диэлектрик-полупроводник. В
транзисторах, изготовленных на основе кремния, в
качестве диэлектрика обычно используется диоксид кремния
SiC>2, поэтому такие МДП-транзисторы часто называют
МОП-транзисторами.
4.2.2. МДП-транзисторы
с индуцированным каналом
Устройство и принцип действия. Упрощенная
структура МДП-транзистора с индуцированным каналом р-типа
показана на рис. 4.8, а. В полупроводнике n-типа,
называемом подложкой, методом диффузии образованы две р+-
области, не имеющие между собой электрического
соединения. Одна из них называется стоком., другая -
истоком. Эти области отделены друг от друга двумя
включенными встречно p-n-переходами, образованными на
границах р- и n-областей. Поэтому если между стоком и
истоком включить источник постоянного напряжения £/с.и, то
в цепи пойдет очень малый ток, обусловленный обратным
током р-я-переходов.
Если к металлическому затвору приложить
отрицательное напряжение относительно подложки (рис. 4.8, б), то
под действием электрического поля начнется оттеснение
электронов от поверхности полупроводника,
расположенной напротив затвора, в глубь полупроводника. В резуль-

190
4. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Рис. 4.8. Структура кристалла полупроводника МДП-транзистора с
индуцированным каналом р-типа
тате этого в приповерхностном слое образуются свободные
уровни - дырки. При некотором значении внешнего
напряжения на затворе концентрация дырок в этом слое
может оказаться больше, чем концентрация электронов.
Произойдет инверсия типа электропроводности. Слой с
инверсной дырочной электропроводностью, отделенный от
полупроводника л-типа областью, обедненной свободными
носителями заряда, соединяет р+-области стока и истока,
т. е. служит каналом.
Если между стоком и истоком включить внешний
источник напряжения £/с и, то при некотором значении
напряжения на затворе, которое называется пороговым
((/с и ПОр), в цепи сток-исток пойдет электрический ток. В
канале транзистора этот ток обусловлен движением
дырок. Так как дырки должны двигаться от истока к стоку,
источник внешнего напряжения Uc и следует подключать
отрицательным полюсом к стоку, а положительным - к
истоку (см. рис. 4.8, б). Из-за падения напряжения на
канале при прохождении по нему тока электрическое поле
вблизи истока оказывается больше, чем вблизи стока,
вследствие чего канал у истока шире, чем у стока.
При увеличении отрицательного напряжения на затворе
глубина проникновения инверсного слоя в полупроводник
будет увеличиваться. Это приведет к увеличению
электропроводности канала и к росту тока стока. Режим работы
полевого транзистора, при котором увеличение абсолютного
значения напряжения на затворе приводит к увеличению тока

4.2. Полевые транзисторы с изолированным затвором 191
стока, называется режимом обогащения. Следовательно,
МДП-транзисторы с индуцированным каналом могут
работать только в режиме обогащения и поэтому называются
полевыми транзисторами обогащенного типа.
Если на затвор МДП-транзистора с рассмотренной
структурой подать положительное напряжение, произойдет
приток электронов к поверхности полупроводника, р-области
стока и истока окажутся разделенными областью с
электропроводностью я-типа и ток стока уменьшится до очень
малого значения, определяемого обратным током
включенных встречно р-/г-переходов.
Статические характеристики МДП-транзисторов
с индуцированным каналом. На рис. 4.9 показаны
статические выходные (стоковые) характеристики
МДП-транзистора с индуцированным каналам р-типа. Эти
характеристики снимаются при напряжениях на затворе,
превышающих пороговое напряжение.
Если бы с ростом напряжения UCM ширина
индуцированного канала не изменялась, его сопротивление
оставалось бы постоянным, а зависимость /с = f(UCM) -
линейной. Но при увеличении тока стока увеличивается
падение напряжения на сопротивлении канала, вследствие чего
он вблизи стока сужается. Когда ток стока достигает
определенного значения, канал вблизи стока также почти
перекрывается и происходит ограничение тока стока, как в
транзисторах с управляющим р-я-переходом.
'с,^1
8
\6
Ы
1 ?
\
/ 1 А
/ LJ* щ
A iu(.u
<*.и=-
-8 В
... J
-6В j.
08 -Н"
[J
\
J
' U3M=-4B J/
Г——i \£- ^.
-5 -10 -15 -20 -25 -30 UCM,B
Рис. 4.9. Стоковые характеристики МДП-транзистора с индуцированным
каналом р-типа

192
4. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
При увеличении отрицательного напряжения на
затворе стоковые характеристики смещаются вверх. Это
обусловлено увеличением ширины канала и его
электропроводности.
Анализ показывает, что стоковые характеристики МДП-
транзисторов с индуцированным каналом описываются
следующими аналитическими зависимостями:
в крутой области
/с = 0,5pt/c.„(t/8JI - U3M,nop - 0,ШСМ); (4.13)
в пологой области
/c=P(^3.H-"^3.H.nop)2, (4.14)
где р - коэффициент (А/В2), зависящий от размеров
кристалла и материала диэлектрика.
Статические характеристики передачи, или стокзатворные
характеристики МДП-транзистора с индуцированным
каналом, выражают зависимость /с = f(U3M) при UCM = const.
Эти характеристики (рис. 4.10) обычно приводятся для
режима насыщения и описываются уравнением (4.14). Они
могут быть получены путем перестроения стоковых
характеристик для заданных значений UCM.
На рис. 4.11 даны условные графические изображения
и схемы включения МДП-транзисторов с индуцированным
каналом.
О U3.u,B
Рис. 4.10. Стокзатворная
характеристика
МДП-транзистора с индуцированным
каналом р-типа

4.2. Полевые транзисторы с изолированным затвором 193
Рис. 4.11. Условное графическое обозначение МДП-транзисторов с
индуцированным каналом:
а - р-типа; б - л-типа
4.2.3. МДП-транзисторы со встроенным каналом
Устройство и принцип действия
МДП-транзисторов со встроенным каналом. В МДП-транзисторах со
встроенным каналом на стадии их изготовления между
областями стока и истока технологическим путем
создается тонкий приповерхностный слой (канал) с таким же
типом электропроводности, что и электропроводность
областей стока и истока (рис. 4.12). Поэтому в таких
транзисторах при нулевом напряжении на затворе включение
источника постоянного напряжения между стоком и
истоком сопровождается прохождением через канал
некоторого тока, называемого начальным током стока. Увеличение
отрицательного напряжения на затворе МДП-транзистора
со встроенным каналом р-типа приводит к расширению
С
4 И Uc.u
UP ъ
W
Рис. 4.12. Структура кристалла (а) и графическое обозначение МДП-
транзисторов с каналом р-типа (б) и л-типа (в)

194
4. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
канала и увеличению тока стока. При подаче на затвор
такого транзистора положительного напряжения
происходит приток электронов из глубины полупроводника в
приповерхностную область, толщина канала и его
электропроводность уменьшаются, что приводит к уменьшению
тока стока. При некотором положительном напряжении
на затворе, называемом напряжением отсечки \U3M0TC)
произойдет инверсия типа электропроводности канала, и
р-области стока и истока окажутся разделенными
областью полупроводника я-типа. Ток стока уменьшится до
значения, определяемого обратным током р-л-перехода.
Режим работы полевого транзистора, при котором
увеличение по абсолютной величине напряжения на затворе
приводит к уменьшению тока стока, называется режимом
обеднения. Следовательно, МДП-транзисторы со
встроенным каналом могут работать как в режиме обогащения,
так и в режиме обеднения и называются полевыми
транзисторами обедненного типа.
Статические характеристики МДП-транзисторов
со встроенным каналом. Выходные (стоковые)
статические характеристики МДП-транзисторов со встроенным
каналом отличаются от аналогичных характеристик МДП-
транзисторов с индуцированным каналом тем, что
содержат характеристики, снятые как при отрицательных, так и
при положительных напряжениях на затворе (рис. 4.13, а).
На характеристиках заметно выражены две области:
крутая, соответствующая неперекрытому каналу, и пологая,
Рис. 4.13. Стоковые (а) и стокзатворные (б) характеристики МДП-
транзистора со встроенным каналом р-типа

4.3. Влияние температуры на характеристики полевых транзисторов 195
соответствующая перекрытому каналу, или режиму
насыщения тока стока. Наклон характеристик и сопротивление
канала транзистора в крутой области определяются
напряжением на затворе.
Ток стока в МДП-транзисторах со встроенным каналом
связан с напряжениями Uc и, 0ЗЮ U3M0TC такими же
аналитическими зависимостями (4.10) и (4.11), как в
полевых транзисторах с управляющим р-л-переходом.
Характеристики передачи (стокзатворные) МДП-тран-
зистора со встроенным каналом отличаются от
аналогичных характеристик полевых транзисторов других типов тем,
что имеют участки при положительных и отрицательных
напряжениях на затворе. На рис. 4.13, б показаны
характеристики передачи МДП-транзистора со встроенным
каналом р-типа. При напряжении U3M = 0 в цепи стока
проходит ток /с.нач- Увеличение отрицательного напряжения
на затворе приводит к расширению канала и увеличению
тока стока, а увеличение положительного напряжения на
затворе сопровождается сужением канала и уменьшением
тока стока. При U3M = U3M0TC транзистор запирается и
/с = 0. Аналитическая зависимость тока стока от
напряжений U3li и £/3.и.отс в МДП-транзисторах со встроенным
каналом определяется выражением (4.11).
Входные характеристики МДП-транзисторов
применяются значительно реже, чем выходные и передаточные.
Так как ток затвора в этих транзисторах обусловлен лишь
током утечки, измеряемым единицами и долями наноам-
пер, то зависимость /3 = f(U3M) является линейной.
4.3. ВЛИЯНИЕ ТЕМПЕРАТУРЫ
НА ХАРАКТЕРИСТИКИ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
У полевых транзисторов с управляющим р-л-переходом
изменение температуры приводит к изменениям контактной
разности потенциалов на р-я-переходе, обратного тока
через переход, а также подвижности основных носителей
заряда. Так, например, при увеличении температуры
контактная разность потенциалов UK уменьшается (на 2 мВ при
изменении температуры на 1 °С), ширина р-л-перехода

196
4. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
также уменьшается, а напряжение отсечки
увеличивается, причем At/з.и.отс = А^к- Сужение р-п-перехода
приводит к расширению канала, т. е. уменьшению его
сопротивления и увеличению тока стока.
Зависимость подвижности основных носителей в
канале от температуры имеет вид
ц(Г2) -МП/ГгЛ, <415>
где щ - подвижность носителей при температуре Т\; п^ -
коэффициент, причем п^ > 1.
Из выражения (4.15) следует, что с ростом
температуры подвижность основных носителей уменьшается,
сопротивление канала увеличивается, ток стока /с падает.
Таким образом, изменения контактной разности
потенциалов и подвижности основных носителей заряда в канале,
происходящие под влиянием изменения температуры,
оказывают противоположные влияния на изменения
сопротивления канала и тока стока. При определенных
условиях действие этих факторов может взаимно
компенсироваться, и при некотором смещении на затворе ток не
зависит от температуры (рис. 4.14). Точку на стокзатворных
характеристиках полевого транзистора, в которой ток не
зависит от температуры, называют термостабильной.
Левее точки с нулевым температурным дрейфом
температурный коэффициент тока стока ТК1С = А/с/(/сАГ)
отрицательный, а правее - положительный.
Из рис. 4.14 видно, что
:20°С
3.L/
Рис. 4.14. Определение
термостабильной точки (ТСТ) на характеристиках
транзистора
с ростом температуры
напряжение отсечки
полевого транзистора
увеличивается, а ток стока и
крутизна характеристики
передачи уменьшаются.
Уменьшение тока стока с
увеличением температуры устраняет в
полевых транзисторах
явление самоперегрева,
характерное для биполярных
транзисторов, у которых повышение

4.3. Влияние температуры на характеристики полевых транзисторов 197
температуры приводит к росту тока коллектора и еще
большему разогреву коллекторного перехода,
заканчивающегося тепловым пробоем.
У полевых транзисторов с управляющим р-л-перехо-
дом при увеличении температуры ток затвора,
представляющий собой обратный ток р-л-перехода,
увеличивается (примерно в 2 раза при повышении температуры на
10 °С). Увеличение тока затвора снижает входное
сопротивление полевого транзистора постоянному току.
На рис. 4.15 показано влияние температуры на ход
стоковых характеристик полевого транзистора с
управляющим р-л-переходом и каналом р-типа.
Температурная зависимость напряжения отсечки и
порогового напряжения МДП-транзисторов определяется
изменением уровня Ферми, изменением объемного заряда
в обедненной подвижными носителями области р-л-пере-
хода канал-подложка и температурной зависимостью
величины заряда в диэлектрике, на которую влияет
технология производства транзисторов. Температурный
коэффициент нестабильности порогового напряжения
МДП-транзисторов составляет 4,5...6 мВ/К, а у некоторых типов
приборов может достигать 10 мВ/К. Температурные
изменения характеристик и параметров МДП-транзисторов
больше, чем у полевых транзисторов с управляющим р-л-
переходом.
О -5 -10 В -20 0 -5-10 В -20 0 -5-10 В-20
Рис. 4.15. Влияние температуры на стоковые характеристики полевого
транзистора с управляющим р-я-переходом

198
4. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
4.4. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
У полевых транзисторов ток стока и ток затвора
зависят от напряжений на затворе и на стоке:
/с=/«/з.и.*/с.и); U=f(u3M,uCM)-
Из этих формул можно получить выражения для полных
дифференциалов токов:
"«-&'"«+&'w«: <4i6)
dl.-fi-tU^+fi-MJ^. (4.17)
Частные производные в уравнениях (4.16) и (4.17)
являются дифференциальными ^-параметрами полевого
транзистора.
1. Проводимость прямой передачи, или крутизна
стокзатворной характеристики,
а - с _ Э'с _ dlc
£21и - °п.т - ->,, - А11
d(J3M dU3M \UCMm = const
Она показывает, на сколько миллиампер (ампер)
изменяется ток стока, если при постоянном UCM напряжение на
затворе изменяется на 1 В. Крутизна позволяет сравнить
транзисторы по их управляющим свойствам. Значения 5П/Г
лежат в пределах от 0,5 мА/В до нескольких ампер на
вольт.
2. Выходная проводимость
g22H " Э(/С.н ~^
U г, и = const
Наиболее часто используется не выходная проводимость,
а выходное (внутреннее) сопротивление
п _ 1 _. dUCM
|(/3.и = cOnst
Внутреннее сопротивление составляет от нескольких
десятков до сотен килоом.

4.4. Дифференциальные параметры полевых транзисторов 199
3. Входное сопротивление
р _ 1 -*иъм
вх а
&11и
dl3
Uc и = const
4. Проводимость обратной связи
dL
0\ л —. ■
g\2n d(J
иис.и
U3il = const
Кроме того, вводится параметр, называемый
статическим коэффициентом усиления:
Ип.т =
dUc
dU%
/с = const
который показывает, во сколько раз изменение
напряжения на затворе больше влияет на ток стока, чем
изменение напряжения на стоке. Он может достигать нескольких
сотен.
Параметры Sn т, /?; п т и \in T связаны между собой
соотношением
М"П.Т ~" ^П.Т*Ч П.Т»
которое находится из выражения (4.16) при условии
/с = const или dlc = 0.
Дифференциальные параметры можно определить по
статическим характеристикам транзистора (рис. 4.9 и 4.16),
используя формулы:
с „ Д/с
°пт " Д(Л
ис
• /? - А(Ус.и
const ' 1 пт А/с
U%u = const
/vdv —
_ Al/,.„
А/,
\UC и = const
» М-п.т "~^п.т^/ п.т-
Рас. 4./6. Иллюстрация
получения
соответствующих приращений токов и
напряжений для расчета
дифференциального
входного сопротивления
полевого транзистора
1>з.и
L

200
4. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Проводимость обратной связи определить по
характеристикам, как правило, не представляется возможным из-
за отсутствия входных характеристик, снятых при разных
напряжениях Uc и.
Поскольку характеристики полевых транзисторов
нелинейны, значения дифференциальных параметров зависят
от положения выбранной рабочей точки.
4.5. ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ И ЧАСТОТНЫЕ
СВОЙСТВА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
При работе транзистора в схеме на его электродах
действуют изменяющиеся во времени сигналы. Если амплитуды
этих сигналов настолько малы, что в пределах изменений
токов и напряжений характеристики транзистора можно
считать линейными, то транзистор можно представить в
виде активного линейного четырехполюсника. На входе
такого четырехполюсника действует переменное
напряжение 0ЗИ и проходит ток /3, а на выходе действует
переменное напряжение UCM и проходит ток /с.
Свойства транзистора как четырехполюсника в
системе У-параметров описываются уравнениями:
/, =Уп»йи+У19и£>ги; (418)
'c=*2iAh+>W>c.h. <4'19)
В этих уравнениях:
У - ]
М1и ~
- входная проводимость в режиме ко-
и.
роткого замыкания (КЗ) на выходе;
г12и
У|9ы ="
КЗ на выходе;
У - '■
КЗ на выходе
^з.и = 0
- проводимость обратной связи при
проводимость прямой передачи при
V — с
г22и -J7—
КЗ на входе.
^з.и = 0
выходная проводимость в режиме

4.5. Эквивалентные схемы и частотные свойства полевых транзисторов 201
Наличие междуэлектродных емкостей, сопротивлений
и инерционность процессов движения носителей зарядов
в канале приводят к сдвигу фаз между токами и
напряжениями. Поэтому У-параметры в уравнениях (4.18) и (4.19)
являются комплексными величинами.
Для нахождения связи У-параметров транзистора с его
физическими параметрами используют эквивалентные
схемы замещения полевого транзистора. Так как в полевом
транзисторе канал сужается от истока к стоку,
электропроводность канала и напряжения на его участках зависят от
координаты. Вследствие этого полевой транзистор
является устройством с распределенными параметрами. Однако
для упрощения анализа его представляют с некоторыми
допущениями в виде схемы замещения с
сосредоточенными параметрами (рис. 4.17). В этой схеме гс и ги являются
сопротивлениями участков полупроводника, заключенных
между омическими контактами стока, истока и каналом.
Резистор RK ср представляет собой эквивалент
распределенного сопротивления канала. Это сопротивление может
быть приближенно определено из условия /?КСр = ^к/4,
где гк = Uc и о/Лю * Ri п.т ~ выходное сопротивление
транзистора.
Конденсаторы в схеме отражают следующие емкости
транзистора: Сс и - между стоком и истоком; Сс 3 ~ между
стоком и затвором; Сзк - между затвором и каналом. При
оценке свойств транзистора можно считать, что емкость
Сзк равна емкости между затвором и истоком С3 и.
Поскольку эффект управления током канала
определяется частью входного напряжения £/3.и> выделяемого на
Рис. 4.17. Эквивалентная схема полевого транзистора

202
4. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
емкости С3.к> управляющие свойства транзистора
отражаются включением в эквивалентную схему источника тока
•^п.т^з.и •
Обычно ги и гс составляют доли, единицы ом, что
значительно меньше других сопротивлений эквивалентной
схемы. Поэтому ими можно пренебречь и схему
представить в более простом виде (рис. 4.18).
С помощью упрощенной эквивалентной схемы можно
найти связь У-параметров, характеризующих свойства
транзистора как активного линейного четырехполюсника, с
физическими параметрами.
Воспользовавшись методикой, изложенной в п. 3.7.8, и
обозначив o)s = 1/(/?к.срС3.к)» можно найти соотношения
для У-параметров в следующем виде:
^к.ср(1 +
У12 = -/соСсз
(со/ш,)2)
'С.З
1 + (со/
/со,)2/
1 + /со/со5
/юС,
с.з»
**i п.т
),
(4.20)
где SnT - статическая крутизна полевого транзистора.
Обычно проходная емкость Сс 3 мала, и с некоторым
приближением можно считать, что
К» = Ч . (4-21)
Z1 1 + /со/со 5
Тогда модуль крутизны, характеризующий управляющие
свойства транзистора на частоте со,
си
о и
Рис. 4.18. Упрощенная эквивалентная схема полевого транзистора

4.5. Эквивалентные схемы и частотные свойства полевых транзисторов 203
Зп.Т _ «S|
'п.т
in^ii=m=-# т . -
Vl + (0)/0)s)2 V1 + <///s)2
Из соотношений (4.20) и (4.21) видно, что при
увеличении частоты проводимости Уц, У22 и У12 растут, а У21
уменьшается. Это свидетельствует об ухудшении
усилительных свойств транзистора с повышением частоты.
На частоте / = /s модуль проводимости прямой
передачи уменьшается в V2 раз по сравнению с крутизной SnT.
По аналогии с биполярными транзисторами эту частоту
можно назвать предельной частотой проводимости
прямой передачи и использовать для оценки частотных свойств
полевого транзистора.
Кроме частоты /5, для оценки частотных свойств
используются граничная частота /гр = /т, при которой ток,
проходящий через емкость Сзк, равен току генератора
5п.т^з.и> т- е- /гр = SnT/(2nC3K), и максимальная
частота /тах, при которой коэффициент усиления по мощности
становится равным единице:
/max у ■
^V^K.cp/^" п.т
Если воспользоваться уравнениями
ачения:
#п
£22
__!
"к.ср
= l/Ri
(co/o)s)2 т
l + (o)/cos)2, СП-С«
п.т' ^22 = Сс.к
(4.20) и ввести
1 ♦ (со/со,)2'
[ + ^З.С »
обо
то полевой транзистор можно заменить эквивалентной
схемой, приведенной на рис. 4.19.
В области низких частот междуэлектродными
емкостями транзистора можно пренебречь и транзистор заменить
упрощенной эквивалентной схемой (рис. 4.20).
Кроме междуэлектродных емкостей, быстродействие
полевого транзистора ограничивается конечным временем
пролета носителей заряда через канал. Если пролетное
время окажется соизмеримым с периодом сигнала, то
изменения тока стока не успевают следовать за изменениями

204
4. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
о И
Рис. 4.19. Эквивалентная схема полевого транзистора в системе
/-параметров
Sn.T <Ы
9 22 =
_ 1
мл.т
-о И
Яис. 4.20. Эквивалентная
схема полевого транзистора
для области низких частот
управляющего напряжения на затворе, и крутизна
полевого транзистора уменьшается. Однако в реальных полевых
транзисторах длина канала составляет 5... 10 мкм, поэтому
пролетное время оказывается значительно меньше
периода усиливаемых колебаний, включая диапазон СВЧ, и его
можно не учитывать.
4.6. РАБОТА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
В РЕЖИМЕ НАГРУЗКИ
4.6.1. Усилительный каскад с общим истоком
При динамическом режиме во входную цепь полевого
транзистора поступает напряжение, изменяющееся во
времени и вызывающее изменение выходного тока
транзистора. Для выделения полезного сигнала в выходную цепь
транзистора включаются элементы нагрузки.
Рассмотрим особенности динамического режима
полевого транзистора на примере простейшего усилителя

4.6. Работа полевых транзисторов в режиме нагрузки 205
с общим истоком (ОИ).
Простейшая схема
усилительного каскада на
полевом транзисторе с
управляющим р-я-переходом и
общим истоком
изображена на рис. 4.21.
Усилитель состоит из
транзистора, резистора нагрузки
Re, резистора R3,
обеспечивающего цепь подачи
на затвор напряжения
смещения U3M о, и
генератора входного сигнала
и„ = ия
sincof,aTaK-
Рис. 4.21. Схема усилительного
каскада на полевом транзисторе с
управляющим р-л-переходом
же разделительных
конденсаторов Ср1 и Ср2. На рис. 4.22 показаны временные
диаграммы, поясняющие процесс усиления
гармонического сигнала.
В режиме покоя (UBX =
= 0) напряжение на
затворе равно напряжению
смещения (-£/3.и о)> а в
цепи стока проходит ток
покоя /со, и,
следовательно, напряжение на стоке
постоянно:
^с.иО = ^с ~ ^cO^cJ
*/«« = о.
Рис. 4.22. Временные
диаграммы, иллюстрирующие процесс
усиления синусоидального
сигнала в усилителе,
изображенном на рис. 4.21

206
4. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Допустим, на вход усилителя подается синусоидальный
сигнал: UBX = Um BX sin Ш. На резисторе R3 выделяется
напряжение £/m3sinart. Следовательно, на затворе
транзистора действует напряжение U3V[ = -U3M q + Um3s'm(ut.
Ток стока начинает изменяться по синусоидальному зако-
НУ 'с = Аю + lmc sin ®t, и напряжение на стоке UCM
состоит из постоянной составляющей Uc и о = Ес ~ 'сО^с и пе"
ременной RcImc sin со/, которая через разделительный
конденсатор Ср2 поступает на выход усилителя:
^си =ЕС- icRc = Ес - Ic0Rc - RcImc sin со/.
При определенном значении сопротивления резистора
Rc амплитуда выходного напряжения ImcRc может
превышать амплитуду входного сигнала Um BX. Следует
обратить внимание на то, что выходной сигнал в схеме с
общим истоком противофазен входному.
В схемах с общим затвором и с общим стоком фаза
сигнала в процессе усиления не меняется.
4.6.2. Нагрузочные характеристики
Для нахождения положения рабочей точки А и
определения параметров режима покоя на семействе стоковых
характеристик строится нагрузочная характеристика в
соответствии с уравнением
/с J
/»
'с—
/
/
V
\
s~
Цг'.и
Ус.иО
"э.и=0
А HLu=b.u
0
\
««..
Ее %.и
Рис. 4.23. Построение нагрузочной
характеристики полевого транзистора
и
си
= Ес — / с/?с
или
/с =
£с - ^с.и
На стоковых
характеристиках это прямая,
выходящая из точки UCM = Ес и
пересекающая ось тока в
точке Ec/Rc (рис. 4.23) или
проходящая через точку с
координатами Гс и U'CM =
= Ес - I'CRC. Точка А на
пересечении нагрузочной
характеристики со статической,
снятой при U3M = U3M о, со-

4.6. Работа полевых транзисторов в режиме нагрузки 207
ответствует выбранному режиму покоя, который
характеризуется током /со и напряжениями Uc и о и U3M q.
4.6.3. Параметры режима усиления
Режим усиления характеризуют следующие параметры:
1) крутизна
(4.22)
S, ^
EC,RC = const
dU3M |
2) динамический коэффициент усиления
dUR'
К=-
пс
dU3M
\EC,RC = const
3) полезная мощность в нагрузке
(4.23)
PR = \dlcdURc=\dlcdUCM. (4.24)
На низких частотах, когда можно не учитывать
комплексный характер параметров транзистора, эти параметры
определяются графоаналитическим или аналитическим
методом.
Графоаналитический метод используется в случае, если
переменные напряжения на электродах соизмеримы с
указанными на статических характеристиках. В этом случае
строится нагрузочная характеристика, на которой
отмечается рабочая точка А и амплитуда переменного
напряжения на затворе Um3 (рис. 4.24). После этого определяются
амплитуды /тС и Umc, которые подставляются в формулы
(4.22)...(4.24) вместо соответствующих приращений:
С _ *mz . к _ mRc __ Umc . г> _ 1 / //
°d - 77—» Л ~ 77 ""77—» Яс " ~ZJmcumc-
итз итз итз *
Если переменные напряжения на электродах
транзистора настолько малы, что их отсчет по характеристикам
затруднен или невозможен, параметры режима усиления
определяются аналитически. Для этого в уравнение для
полного дифференциала тока стока
dIc=Sn/rdU3M+-)-dUCM
*^i п т

208
4. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
£с «fell
Рис. 4.24. Использование нагрузочной характеристики для
определения переменных составляющих тока стока и напряжения на стоке
подставляется величина dUCM, найденная из уравнения
UCM = Ес - /?с/с. Тогда dUc и = -Rcdlc, и
dl^^dU^-^dl,. (4.25)
"i п.т
На основании уравнения (4.25) можно записать:
•*п.т
dUR
<Ю,
£СД. = const 1 + Rc/Rin.7 '
/?cd/c _ p с f _
£c,/?c = const
dU.
З.И
Ип.т
= — ^п.-rffi п.т = __
Поскольку /wc = SdUm3 и t/mc = /тсЯс = SdUm3Rc,
мощность, выделяемая на нагрузке,
PR=±S2dRcU2m3.

4.7. Конструктивные особенности и разновидности полевых транзисторов 209
На высоких частотах при расчете параметров режима
усиления необходимо учитывать зависимость параметров
транзистора от частоты и пользоваться У-параметрами (4.20).
4.7. КОНСТРУКТИВНЫЕ ОСОБЕННОСТИ
И РАЗНОВИДНОСТИ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
4.7.1. Двухзатворные транзисторы
Одной из разновидностей МДП-транзисторов являются
транзисторы с двумя затворами. На рис. 4.25 показана
структура МДП-транзис-
тора со встроенным
каналом типа 2П350. Он
состоит из двух
последовательно соединенных
МДП-транзисторов: сток О первого
(основного) транзистора
одновременно является
истоком И2 второго
(вспомогательного) транзистора.
Управляющий сигнал пода-
канал 2(п-тип)
Подложка
Рис. 4.25. Устройство двухзатвор-
ного МДП-транзистора
ется на затвор 31 первого транзистора, а на затвор 32
второго транзистора подается постоянное напряжение,
которое индуцирует во втором транзисторе токопроводя-
щий канал. Второй канал является элементом развязки по
переменному току между затвором 31 и стоком С.
Благодаря этому проходная емкость Ссз\ уменьшается до 0,07 пФ и
о t б k
Рис. 4.26. Условное графическое изображение двухзатворного МДП-
транзистора со встроенным каналом:
а - /г-типа, б - р-типа

210
4. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
20
16
иси=16В
"З2и--
/
8в/
^
*«»Г<
¥\
/
SB
-0,5 0
0,5
и31и-
/ 15 В 2
Рис. 4.27. Характеристики двухза-
творного МДП-транзистора
транзистор 2П350
нормально работает на частотах,
превышающих 250 МГц.
Подложка с помощью
осаждения на ней тонкой
металлической пленки
соединяется с истоком. Второй
затвор при необходимости
может использоваться в
качестве второго
управляющего электрода.
Условное графическое
изображение двухзатвор-
ных транзисторов дано на
рис. 4.26. Характеристики
двухзатворного транзистора
показаны на рис. 4.27.
4.7.2. Полевые приборы с отрицательным
дифференциальным сопротивлением
Полевой прибор с отрицательным дифференциальным
сопротивлением представляет собой два полевых
транзистора с управляющими р-л-переходами и каналами я- и
р-типов (два полевых транзистора с близкими значениями
параметров с противоположными типами электропровод-
ностей называются дополняющими). Истоки обоих
транзисторов соединены вместе, а затвор каждого из них
подключен к стоку другого (рис. 4.28). При нулевых или
малых напряжениях на затворах каналы обладают большой
электропроводностью, поэтому при увеличении
напряжения на приборе ток, проходящий через прибор,
возрастает. Но при возрастании тока увеличиваются падения
напряжений на каналах, приводящие к увеличению смещающих
напряжений на затворах. Поэтому ток проходит через
максимум, после чего уменьшается до тех пор, пока падения
напряжения на каналах не достигнут значения, равного
напряжению отсечки. Для таких приборов отношение /max/^min
составляет порядка 105, что выгодно отличает данный
прибор от туннельных диодов, в которых /п//в < 10.

4.7. Конструктивные особенности и разновидности полевых транзисторов 211
/
гт
Hi
[р
Q+U
У
Г 1
Д |
1
!П
А-
«/
'глох
'mm
L
Рис. 4.25. Полевой прибор с отрицательным дифференциальным
сопротивлением (а) и его вольт-амперная характеристика (б)
с
r~j
Зц
> + tf
?Г
33
Е
Э"
Lf
4 i}
<
рг
г
1-
0
1
J
Рис. 4.29. Полевой прибор с регулируемым отрицательным
дифференциальным сопротивлением (а) и его вольт-амперная характеристика (б)

212
4. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Если между истоками транзисторов включить третий
транзистор, получится транзисторная структура с
регулируемым отрицательным сопротивлением (рис. 4.29, а).
Подавая на затвор третьего транзистора напряжение, можно
изменять общее сопротивление цепи и тем самым
управлять проходящим током (рис. 4.29, б).
Подобные приборы могут применяться для создания
запоминающих устройств, переключателей, усилителей и
генераторов.
4.7.3. Полевые СВЧ-транзисторы
Транзисторы, предназначенные для работы в диапазоне
СВЧ, должны иметь высокие граничные частоты.
Транзисторы с изолированным затвором из-за наличия МДП-струк-
туры, обладающей большой емкостью, имеют невысокие
граничные частоты и не используются в сантиметровом
диапазоне волн. Полевые транзисторы с управляющим р-п-
переходом не позволяют существенно увеличивать уровень
мощности вследствие низких допустимых напряжений и
малой площади поверхности, отводящей теплоту. Наиболее
широкое применение на СВЧ находят полевые
транзисторы с барьером Шоттки (контакт металла с
полупроводником), структура кристалла которого показана на рис. 4.30.
В таких транзисторах в высокоомной подложке 2,
выполненной из арсенида галлия (GaAs), создан эпитаксиаль-
ный канал / n-типа. Сток 4 и
исток 3 образованы
^-областями. Между стоком и истоком
расположен металлический затвор,
у которого на границе с п-кана-
лом образован барьер Шоттки.
Электроны из полупроводника п-
типа переходят в металл, и на
границе раздела в полупроводнике
образуется обедненный слой 5 с
повышенным сопротивлением под
затвором (на рис. 4.30 область 5
заштрихована). Ток стока
определяется площадью сечения ка-
п+Х-4
Рис. 4.30. Структура
кристалла полевого транзистора с
барьером Шоттки

4.7. Конструктивные особенности и разновидности полевых транзисторов 213
нала, которая не занята слоем с повышенным
сопротивлением.
Принцип управления током при изменении
напряжения на затворе аналогичен рассмотренному в п. 4.1.1.
Одним из основных факторов, определяющих
частотные свойства полевого транзистора, является время
пролета носителей заряда в канале:
где /к - длина канала: /к = 1\ + 1% + /3; v - дрейфовая
скорость носителей заряда в канале.
Следовательно, для СВЧ-транзисторов необходимо
обеспечить малую длину канала и большую дрейфовую
скорость. В качестве материала канала в транзисторе
используют GaAs, так как подвижность электронов в нем
примерно в б раз выше, чем в кремнии. Еще более
перспективным является использование фосфида индия, в
котором дрейфовая скорость носителей в 1,5 раза выше, чем в
GaAs. Кроме того, стремятся уменьшить длину канала
до значений, определяемых возможностями технологии
(1...2мкм). Увеличение тока стока и отдаваемой
мощности достигается путем увеличения ширины канала (до 3 мм)
и создания многоканальной структуры.
Конструктивно полевые транзисторы СВЧ оформляют
так, что выводы в виде коротких полосок позволяют легко
соединять их с микрополосковыми линиями передачи, а
для уменьшения емкостей не используют внешний
металлический корпус.
Современная технология позволяет изготавливать
транзисторы на частотный диапазон до десятков гигагерц и
мощностью более 1 Вт.

ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЬНЫЕ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ
5.1.ДИНИСТОРЫ
Динистор является простейшим тиристором -
электропреобразовательным полупроводниковым прибором с
тремя или более р-я-переходами, в вольт-амперной
характеристике которого имеется участок отрицательного
дифференциального сопротивления.
Рассмотрим принцип работы динистора (рис. 5.1).
Крайние переходы / и 3 называются эмиттерными, а средний
2 - коллекторным. В соответствии с этим крайние
области получили название эмиттеров, а средние называют
базой п-типа и базой р-типа. При подаче внешнего
напряжения, смещающего р-п-переходы / и 3 в обратном
направлении (рис. 5.1, а), через прибор будет проходить
небольшой обратный ток последовательно включенных р-п-пе-
/обр
1 У
6-
J 2
о +
1 5
"1
Р
п
р
п |
'откр mm
Рис. 5.1. Динистор:
а - структура кристалла и токопрохождение при включении в обратном
направлении; б - включение в прямом направлении; в - вольт-амперная
характеристика; г - условное графическое изображение

5.1. Динисторы
215
реходов (участок /0бР вольт-амперной характеристики на
рис. 5.1, в).
При изменении полярности источника внешнего
напряжения переходы / и 3 сместятся в прямом направлении и
через них начнется инжекция в средние п- и р-области
(рис. 5.1, б). Средний переход при такой полярности
внешнего напряжения закрыт (включен в обратном
направлении).
Можно считать, что почти все внешнее напряжение
падает на закрытом коллекторном переходе 2. При
увеличении внешнего напряжения происходит увеличение
напряжения и на эмиттерных переходах / и 3, что вызывает
увеличение инжекции неосновных носителей в р- и я-базу.
При этом дырки, инжектированные из р-эмиттера в /г-базу,
диффундируют к коллекторному переходу и
перебрасываются им в р-базу. Дальнейшему прохождению дырок по
тиристорной структуре препятствует электрическое поле
второго эмиттерного перехода. Поэтому в р-базе происхо:
дит накопление положительного избыточного заряда.
Аналогично накапливается избыточный отрицательный заряд
в /г-базе за счет попадания в нее электронов,
инжектированных n-эмиттером. Процесс накопления зарядов в базах
/г- и р-типа приводит к снижению потенциального барьера
коллекторного перехода 2 и сопровождается некоторым
увеличением тока, проходящего через динистор (участок 2
вольт-амперной характеристики на рис. 5.1, в). При
напряжении на динисторе £/вкл потенциальный барьер
коллекторного перехода почти полностью исчезает,
коллекторный переход оказывается в режиме насыщения,
сопротивление динистора уменьшается, а ток увеличивается. При
этом падение напряжения на динисторе резко
уменьшается, становится равным сумме напряжений на трех
электронно-дырочных переходах, смещенных в прямом
направлении, и составляет единицы вольт. Поэтому, чтобы не
произошло разрушения структуры динистора, при его включении
последовательно с ним обязательно должна включаться
нагрузка RH, на сопротивлении которой будет падать почти все
напряжение питания Е. Ток, проходящий через динистор во
включенном состоянии, определяется сопротивлением
нагрузки RH и напряжением питания Е: I « E/RH.

216 5. ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЬНЫЕ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ
Динистор в открытом состоянии (участок 4
вольт-амперной характеристики на рис. 5.1, в) находится до тех пор,
пока проходящий через него ток поддерживает в базах
избыточные заряды, обеспечивающие режим насыщения
коллекторного перехода. Если ток, проходящий через
динистор, уменьшить до некоторой величины /Выкл> процесс
рекомбинации зарядов в базах начнет преобладать над
процессом накопления, коллекторный р-/г-переход выйдет
из режима насыщения и окажется включенным в
обратном направлении, сопротивление его возрастет, ток
уменьшится, произойдет перераспределение напряжений, инжек-
ция из эмиттеров уменьшится и динистор перейдет в
закрытое состояние.
Динистор можно представить в виде системы двух
транзисторов: р-п-р и п-р-п (рис. 5.2). Обозначив
коэффициенты передачи токов этих транзисторов /&2161 и /*2163>
получим, что через коллекторный переход 2 проходит ток
h = ^2161^1 + ^2163^3 + ^КБ.с»
где /i, /2, /3 " токи соответственно первого, второго и
третьего переходов. Так как все переходы соединены
последовательно, то 1\ = /2 = /з = /. Тогда
7кб.о (5.1)
/ =
1 - (^2161 + ^2163)
1
Ь
р-л-р ^
2
тр
h2wh ks.o h2mh
л
w
и»
У п-р-п Еа
Рис. 5.2. Схема прохождения токов в динисторе

5.1. Динисторы
217
416
W
0,8
0,6
0,4
0,2
1 ]/
2/ 1
k
W нкА WO
Значения коэффициентов
передачи тока /^2161 и л21бЗ
в кремниевых структурах
существенно зависят от тока
эмиттера. При токах
эмиттера порядка одного или
нескольких микроампер
коэффициент передачи тока не
превосходит нескольких
десятых (рис. 5.3) и растет с
увеличением тока эмиттера.
Увеличение /i2i6l и ^2163 в свою
очередь вызывает
дальнейший рост эмиттерных токов.
Пока /i2i6i + ^2163 < 1> токи
динистора малы (область 2 на
рис. 5.1, в) и динистор
считается закрытым. При
увеличении напряжения на динисторе до значения £/вкл сумма
^2161 + ^2163 стремится к единице, регенеративный
процесс резко возрастает, ток в соответствии с соотношением
(5.1) увеличивается и происходит насыщение
коллекторного перехода инжектированными носителями. Динистор
переходит в неустойчивый режим 3 (см. рис. 5.1, в)у где
он обладает отрицательным сопротивлением, и далее
скачком - в режим 4.
Напряжение включения £/вкл тем больше, чем меньше
начальные значения коэффициентов передачи токов
эмиттеров /i2i6i и ^2163- Для уменьшения начальных значений
этих коэффициентов ширину одной из баз делают
значительно больше диффузионной длины соответствующих
подвижных носителей заряда. Кроме того, один из
эмиттерных переходов шунтируется объемным сопротивлением
Рис. 5.3. Зависимость /i21B от тока
эмиттера:
/ - транзистора р-п-р; 2 -
транзистора п-р—п
Рис. 5.4. Структура кристалла
динистора с шунтированием
эмиттерного перехода
объемным сопротивлением р-базы

218 5. ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЬНЫЕ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ
базы (рис. 5.4). В этом случае уменьшение коэффициента
передачи тока достигается благодаря тому, что при малых
напряжениях на тиристоре почти весь ток проходит по
шунтирующему сопротивлению базы, минуя правый р-я-пере-
ход. В открытом состоянии динистора сопротивление
перехода 3 мало, и ток будет проходить через данный
переход, минуя шунтирующее сопротивление базы, при этом
/i2i63 резко возрастет. Наличие более сильной
зависимости коэффициента передачи тока эмиттера от
проходящего тока приводит к повышению стабильности параметров
вольт-амперной характеристики динистора.
Для перевода динистора в закрытое состояние
необходимо уменьшить проходящий через него ток до значения
/выкл, что может быть сделано путем уменьшения
напряжения на динисторе до очень малого значения (порядка 1 В).
Электрод, обеспечивающий электрическую связь с
внешней /г-областью, называется катодом, а с внешней р-обла-
стью - анодом. Условное графическое изображение
динистора показано на рис. 5.1, г.
5.2. ТРИНИСТОРЫ
Тринистор отличается от динистора наличием
третьего вывода от базовой области. Это позволяет путем
подачи на него напряжения управлять напряжением
включения. Поэтому тринисторы в отличие от динисторов иногда
называют управляемыми переключателями.
Управляющий электрод (УЭ) может быть подведен к
любой из баз тринистора. При выводе от р-базы
тринистор называют управляемым по катоду (рис. 5.5, а). Если
вывод сделан от /г-базы, то тринистор называют
управляемым по аноду (рис. 5.5, б). Внешне это выразится лишь в
выборе нужной полярности источника напряжения
управляющего электрода (рис 5.5, а, б). Увеличение тока в цепи
управляющего электрода /у сопровождается ростом
коэффициента передачи тока /*21б соответствующего эмиттера.
Увеличение коэффициента /1216 приводит к тому, что
равенство /i2i6i + ^2163 = 1 выполняется при меньшем значе-

5.3. Симметричные тиристоры
219
а 6 6
I I
"-ft ft
Рис. 5.5. Тринистор:
а - управляемый по катоду; б - управляемый по аноду; в -
вольт-амперная характеристика
нии анодного напряжения и напряжение включения UBKJl
тринистора уменьшается (рис. 5.5, в).
Ток и напряжение цепи управления малы, а ток в
анодной цепи может достигать сотен ампер при напряжениях
источника питания от нескольких десятков до нескольких
тысяч вольт. Поэтому коэффициент усиления по
мощности у тринисторов достигает порядка Ю^.ЛО5.
Из рассмотренных тиристоров тринисторы получили
наибольшее практическое применение. Они используются в
импульсных схемах, связи, радиолокации, автоматике, в
мощных выпрямителях и инверторах, в устройствах
управления электродвигателями и т. д.
5.3. СИММЕТРИЧНЫЕ ТИРИСТОРЫ
Симметричный тиристор представляет собой
многослойную структуру м-р-я-р-м-типа, состоящую из пяти
областей с чередующимися типами электропроводности,
которые образуют четыре р-/г-перехода (рис. 5.6). Если

220 5. ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЬНЫЕ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ
/ 2
внешнее напряжение
смещает переход / в обратном
направлении (рис. 5.6, а), то
ток, проходящий через него,
пренебрежимо мал. Рабочей
частью является Р\-пт~РТ~пъ-
структура, в которой
происходят процессы, аналогичные
процессам в динисторе.
Если внешнее напряжение
смещает переход 4 в обратном
направлении (рис. 5.6, б),
то рабочей частью является
п 1 -~Р 1 -Л2-р2-структура.
Таким образом,
симметричный тиристор можно
представить в виде двух динисторов, включенных встречно и
шунтирующих друг друга. Вольт-амперная характеристика этого
динистора будет симметричной (рис. 5.7, а).
Дополнительными выводами от баз такой динистор может быть
преобразован в симметричный тринистор, напряжение
включения которого можно регулировать (рис. 5.7, б).
зп
р\
^
б
IIл ЛI
\Щ
ь 1
J
V
РГп2-Р2~пЗ
12 3 4
к ||
I ft
\\п2\
lh
Р2
^ j
V
пГРГп2~Р2
Рис. 5.6. Структура кристалла
си
мметр!
1ЧНОГО IV
[ристо
ра
Рис. 5.7. Вольт-амперные характеристики симметричных тиристоров:
а - динистора; б - тринистора

5.5. Однопереходный транзистор
221
5.4. ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ ТИРИСТОРОВ
Основными параметрами тиристоров являются:
напряжение включения £/вкл; ток включения /вкл; максимально
допустимый постоянный ток в открытом состоянии /откр тах;
максимально допустимое постоянное обратное
напряжение (/06Р maxi остаточное напряжение на тиристоре t/0CT,
определяемое при токе /откр тах; время включения £вкл -
время, в течение которого тиристор переходит из
запертого состояния в открытое; время выключения £выкл -
время, в течение которого тиристор переходит из
включенного состояния в выключенное; динамическое
сопротивление в открытом состоянии гдин; максимально допустимая
средняя рассеиваемая мощность Яср тах; постоянный
отпирающий ток управляющего электрода /у.0тп-
В системе обозначений тиристоров второй элемент
обозначения определяет разновидности тиристоров: "Н" -
диодные неуправляемые тиристоры (динисторы), "У" -
триодные управляемые тиристоры.
5.5. ОДНОПЕРЕХОДНЫЙ ТРАНЗИСТОР
В импульсных схемах часто используется
однопереходный транзистор, представляющий собой кристалл
полупроводника, в котором создан p-n-переход (рис. 5.8, а),
называемый инжектором. Этим переходом кристалл
полупроводника разделяется как бы на две области - базы. Поэтому
однопереходный транзистор имеет и другое широко
распространенное название - двухбазовый диод. Принцип
действия однопереходного транзистора основан на изменении
объемного сопротивления полупроводника (базы) при инжекции.
На омические контакты верхней и нижней баз подается
напряжение таким образом, что за счет проходящего тока
/2 в нижней базе внутри кристалла создается падение
напряжения £/вн, запирающее p-n-переход. Через запертый
переход проходит небольшой обратный ток /i0 (область /
на рис. 5.8, б). При подаче на вход небольшого
напряжения U\ > UBU переход смещается в прямом направлении и
начинается инжекция носителей заряда (дырок) в базы,
приводящая к снижению их объемного сопротивления. При

222 5. ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЬНЫЕ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ
Рис. 5.8. Структура кристалла однопереходного транзистора (а), его вольт-
амперная характеристика (б) и условное графическое обозначение (в)
этом уменьшается падение напряжения (Увн, что приводит
к еще большему отпиранию перехода и т. д. Этот
нарастающий процесс сопровождается появлением падающего
участка вольт-амперной характеристики (область 2 на рис. 5.8, б).
Однопереходные транзисторы применяются в
различных схемах генераторов релаксационных колебаний
(мультивибраторах, счетчиках импульсов и др.). Однако из-за
таких существенных недостатков, как малая скорость
переключения и сравнительно большая потребляемая входная
мощность, они широкого распространения не получили.
Условное графическое изображение однопереходного
транзистора показано на рис. 5.8, в. Однопереходные
транзисторы обозначаются, как и биполярные, например: КТ117А.
5.6. ЛАВИННЫЙ ТРАНЗИСТОР
Биполярный транзистор, работающий в режиме
лавинного умножения тока в коллекторном p-n-переходе,
называют лавинным. Особенностью этого транзистора является
наличие участка с отрицательным дифференциальным
сопротивлением на его характеристике. Для создания режима
лавинного умножения запирающий слой коллекторного
перехода должен быть широким, что достигается использованием
материала с большим удельным сопротивлением.

5.6. Лавинный транзистор
223
Чтобы получить на характеристике участок с
отрицательным сопротивлением, вывод базы транзистора соединяют
с выводом эмиттера через резистор R (рис. 5.9, а). В этом
случае при малых токах эмиттера, когда сопротивление
эмиттерного перехода велико, можно считать, что эмиттер-
ный переход зашунтирован резистором R и в коллекторной
цепи проходит начальный ток коллектора /ко, а при
напряжении £/Проб происходит пробой коллекторного р-п-пере-
хода (участок / на рис. 5.9, б).
При больших токах эмиттера сопротивление эмиттера
становится значительно меньше сопротивления резистора
R и можно считать, что цепь базы практически разорвана
(участок 2 на рис. 5.9, б). В этом режиме благодаря
лавинному умножению в базе накапливается большое число
основных носителей зарядов, что приводит к резкому
снижению энергетического барьера на эмиттерном переходе
и резкому увеличению тока коллектора до значения
где М - коэффициент лавинного умножения.
Когда /*21бМ приближается к единице, ток /ко резко
возрастает; это происходит при {/проб < ^проб- При средних
значениях тока эмиттера получаются промежуточные
характеристики (участок 3 на рис. 5.9, б). Участки / и 2 определяют
два устойчивых состояния лавинного транзистора. У
лавинных транзисторов частота //. может достигать сотен
мегагерц, а быстродействие - сотых долей микросекунды.
ГЛ7Л
т
it
1 * <
Г 'Н
ь~ Г
1
Jj
г
V
1
,• 1
т
1
'проб Unpol 1>К
Рис. 5.9. Схема включения лавинного транзистора (а) и его
вольт-амперная характеристика (б)

6
ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
6.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
ОБ ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫХ ЛАМПАХ
Электронно-управляемые лампы используются для
различных преобразований электрических величин. В
зависимости от функционального назначения различают
электронно-управляемые лампы выпрямительные,
усилительные, генераторные, модуляторные; по диапазону частот -
низкочастотные, высокочастотные и сверхвысокочастотные;
по мощности - маломощные, мощные, сверхмощные.
Независимо от функционального назначения любая
электронная лампа состоит из баллона (колбы), системы
электродов и системы вводов. Баллон является
газозащитной оболочкой лампы и позволяет размещать системы
электродов в высоком вакууме. В процессе производства
из баллона откачивается воздух до степени разрежения
10~4...10~"6 мм рт.ст., что обеспечивает среднюю длину
свободного пробега электронов, приблизительно на два
порядка превышающую наибольшие размеры колбы. Кроме
системы электродов, в баллон помещают газопоглотитель -
геттер. В большинстве случаев в качестве
газопоглотителя используется барий, наносимый методом испарения
на участок баллона. Барий образует темную зеркальную
поверхность. Он активно поглощает молекулы газа,
уменьшая остаточное давление, достигнутое при откачке, и
поддерживая необходимую степень разрежения при работе
лампы или ее хранении. В случае нарушения герметичности
баллона геттер приобретает молочную окраску, что
указывает на недопустимое снижение вакуума.
Состав электродной системы определяет свойства
электронно-управляемых ламп и их классификацию. Основные
элементы электродной системы - катод и анод.

6.1. Общие сведения об электронно-управляемых лампах 225
Катоды являются источниками электронов. В них
используется электронная эмиссия, т. е. процесс выхода
электронов из твердых или жидких тел. Электроны при выходе
из катода должны совершить работу выхода Wq по
преодолению силы притяжения положительным зарядом
ионизированного атома и силы торможения слоем ранее
вылетевших электронов.
В зависимости от источника энергии, необходимой
электронам для совершения работы выхода, различают
следующие виды электронной эмиссии: термоэлектронную,
обусловленную нагревом катода; вторичную электронную,
возникающую при бомбардировке катода заряженными
частицами; электростатическую, обусловленную
воздействием на поверхность катода электрического поля;
фотоэлектронную, проявляющуюся в результате действия на
катод светового излучения.
В электронных лампах наибольшее распространение
получила термоэлектронная эмиссия, для создания
которой катоду сообщают энергию, нагревая его до
определенной температуры. Для этого через него пропускают ток
накала /н, создаваемый напряжением накала 0Н.
Катоды, у которых ток накала проходит через эмитти-
рующую поверхность, называются катодами прямого
накала. Они представляют собой отрезок прямой или
зигзагообразной проволоки (рис. 6.1). По катоду / проходит
ток накала, а поверхность катода эмиттирует электроны,
определяющие ток эмиссии (/э). Основным недостатком
тонких катодов прямого накала является то, что при
питании их переменным током
температура катода изменяется с Прямые Зигзагообразные
удвоенной частотой тока на- /э
кала. f—а.
В большинстве ламп при- » » *
меняют катоды косвенного у
накала (рис. 6.2). В таких ка- I (
тодах эмиттирующее вещест- IL
во / (рис. 6.2, в) наносят на \\И
металлическое основание 2, Щ
называемое керном. В керн
вставляют ПРОВОЛОЧНЫЙ ПОДО- Рис. 6.1. Катоды прямого накала

226 6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
Рис. 6.2. Катод
косвенного накала:
а - общий вид; б - нить
накала; в - вид катода в
разрезе
греватель 3 с термостойким изолирующим покрытием 4.
Большая тепловая инерция таких катодов обеспечивает
постоянство температуры эмиттирующей поверхности при
питании цепи накала переменным током.
Качество катода определяется его параметрами,
основными из которых являются рабочая температура,
удельная эмиссия, эффективность и срок службы.
Рабочая температура катода (Гк, К) - температура
эмиттирующей поверхности катода при номинальном
напряжении накала. Обычно Тк = 1000...2500 К.
Удельная эмиссия катода (/э.уд) ~ ток эмиссии с 1 см2
поверхности катода (мА/см2).
Количественная оценка плотности эмиссионного тока
для металлических катодов определяется по формуле Ри-
чардсона-Дэшмана
1эул=ВТ2ехр(-Ьо/Тк)у
где В - постоянная, зависящая от типа металла и его
химической чистоты (например, для вольфрама В = 60 А/(см2 • К2));
6q = Щк; k = 1,38 • 10~23 - постоянная Больцмана, Дж/К;
Тк - температура катода по шкале Кельвина.
Эффективность катода - отношение тока эмиссии
катода к мощности накала (мА/Вт), т.е. Н = 1Э/Рн> гДе
^э = 'э.удОк ~ полный ток эмиссии катода; QK - площадь
поверхности катода; Рн = /Н/7Н - мощность,
затрачиваемая на накал.
Мощность накала расходуется в основном на
лучеиспускание, а на эмиссию электронов - до 7%. Поэтому

6.1. Общие сведения об электронно-управляемых лампах 227
можно считать, что Рн = yKcT*QK> где ук - коэффициент
лучеиспускания катода; о - постоянная
Стефана-Больцмана: о = 5,672 • 1(Г12 Вт/(см2 • К4).
Срок службы катода (х) - календарное время,
которое может проработать катод от начала его эксплуатации
до предельного состояния. Предельным состоянием для
металлических катодов считается уменьшение их диаметра
на 10%, а для остальных - уменьшение тока эмиссии на
20...30% относительно номинального.
Анод является приемником электронов. На анод лампы
подается положительное (относительно катода)
напряжение Ua. Под действием этого напряжения электроны
попадают на анод со скоростью иа, обладая кинетической
энергией 0,5mt£, где т - масса электрона. Кинетическую
энергию электронов, поступающих на анод за одну секунду,
называют мощностью, рассеиваемой анодому и
обозначают Яа. Если пренебречь начальной скоростью
электронов, то на основании закона сохранения энергии можно
записать: 0,5mt^ = qU^ где q = 1,6 • 10"19 Кл - заряд
электрона. Если умножить обе части этого уравнения на
п - количество электронов, попадающих на анод за одну
секунду, и учесть, что анодный ток /а = nqt то Ра - /а1/а.
Выделение мощности на аноде сопровождается его
нагревом до определенной температуры. Независимо от типа
лампы аноды характеризуются следующими параметрами:
1) допустимой температурой анода Га#доп -
наибольшей температурой анода, при которой лампа еще работает
нормально (она ограничивается температурой, при
которой начинается выделение газа из анода, ухудшающее
вакуум, и перегревом катода вследствие тепловогб
излучения анода); для ламп с оксидным катодом Та,Л0П = 650 К;
2) допустимой рассеиваемой анодом мощностью Яа.ДОп ""
мощностью, выделяемой на аноде при допустимой
температуре анода; если она рассеивается в основном
лучеиспусканием, то, согласно закону Стефана-Больцмана, можно
записать:
"а.доп = Уа^'а.допУа.о»
где уа - коэффициент лучеиспускания анода; Qa 0 -
охлаждаемая площадь анода.

228
6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
При работе электронной лампы необходимо
выполнение условия Ра = 1г0а < Ра.доп • Для ламп малой и
средней мощности аноды изготавливают из никеля, стали или
молибдена, для ламп большой мощности - из тантала или
графита. Для увеличения Ра.доп аноды чернят и
увеличивают Qa 0, снабжая их дополнительными ребрами (рис. 6.3).
В лампах большой мощности иногда применяют
принудительное воздушное (рис. 6.4) или водяное (рис. 6.5)
охлаждение.
График зависимости
'а =№)!/>=/> •
,га - 'а.доп
называемый кривой допустимой мощности, показанный
совместно с линиями /а max, Ua max в системе /а, /7а,
ограничивает область допустимых режимов работы лампы
(рис. 6.6).
При малых значениях потенциала анода ток /а тах
равен допустимому катодному току /к тах и определяется
Рис. 6.3. Аноде Рис. 6.4. Электрон- рис £.5. Электронная лам-
ребрами охлаж- ная лампа с анодом na c анодом водяного
охлаждения принудительного воз- дения
душного охлаждения

6.1. Общие сведения об электронно-управляемых лампах 229
'а шах
Рис. 6.6. Границы области
допустимых режимов работы лампы
эмиссионной способностью
катода. При наличии тока
сетки /с /а тах = /к тах — /с.
Допустимое анодное
напряжение иг тах определяется
электрической прочностью
междуэлектродной
изоляции.
Испускаемые катодом
электроны заполняют
промежутки электродной
системы лампы и создают поле,
называемое полем
пространственного заряда. Это
поле тормозит вылетающие из катода электроны и
возвращает наиболее медленные на катод. Для придания
электронно-управляемой лампе определенных свойств между
катодом и анодом размещают сетки. К аноду и другим
электродам лампы подключают источники напряжения,
которые создают электрическое поле, называемое внешним.
Суммарное электрическое поле определяет характер
движения электронного потока. Обычно на анод подают
положительное напряжение, заставляющее электроны
двигаться к аноду. В результате анодный ток проходит по цепи:
положительный полюс источника анодного напряжения -
промежуток анод-катод - отрицательный полюс
источника анодного напряжения. Управление анодным током
осуществляется изменением потенциалов сеток и анода.
Каждая электронно-управляемая лампа имеет свое
условное обозначение, устанавливаемое в соответствии с
ГОСТ 13393-76. Например, система обозначений прием-
но-усилительных ламп состоит из четырех элементов:
1) число, указывающее округленно напряжение накала;
2) буква, обозначающая классификационный признак;
3) число, указывающее порядковый номер типа прибора;
4) буква, характеризующая конструктивное оформление,
например "К" - керамическое, "П" - миниатюрное
стеклянное (диаметр 19 и 22,5 мм), "Д" - с дисковыми
выводами, "Н" - металлокерамическое, "С" - стеклянное
(диаметр больше 22,5 мм) и др. После четвертого элемента

230 6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
обозначения могут быть поставлены тире и буквы,
обозначающие следующее: "В" - лампы повышенной
надежности, "Е" - лампы повышенной надежности и
долговечности, "И" - импульсные лампы.
Условия работы электронно-управляемой лампы
характеризуются параметрами режима, к которым относятся:
напряжение на электродах, токи в цепях лампы,
температура окружающей среды, влажность и т. д.
Режим электронной лампы, при котором все ее
параметры постоянны, называют статическим. Режим, при
котором хотя бы один из параметров меняется во времени,
называя динамическим.
6.2. ЭЛЕКТРОВАКУУМНЫЕ ДИОДЫ
Диодом называют электровакуумный прибор,
электродная система которого состоит из анода и катода.
Возможные конструкции и их условные графические
изображения показаны на рис. 6.7.
Принцип действия электровакуумного диода
основывается на законе движения электрона в электрическом поле,
которое образуется между анодом и катодом. Для
создания этого электрического поля в анодную цепь
электровакуумного диода включается источник напряжения £/а (рис. 6.8).
Потенциал катода диода принимается равным нулю. От
этого значения отсчитываются потенциалы в
междуэлектродном пространстве и потенциал анода лампы. При на-
Рис. 6.7. Устройство вакуумных диодов (а) и их графическое изображение (б)

6.2. Электровакуумные диоды
231
гревании катода током накала его
свободные электроны приобретают
энергию, достаточную для совершения
работы выхода, и покидают катод.
Если напряжение анода
положительно, испускаемые катодом электроны (
движутся к аноду, замыкая электриче- м
скую цепь анодного питания, и обуслов- н
ливают прохождение анодного тока /а. Рис. 6.8. Схема вклю-
При подключении к аноду электрова- чения диода
куумного диода отрицательного полюса
источника Ua электрическое поле между анодом и катодом
оказывает на электроны тормозящее действие и возвращает
их на катод. В этом случае в цепи анода ток не проходит.
На анодный ток диода, кроме внешнего электрического
поля, зависящего от напряжения анода, существенное
влияние оказывает поле пространственного заряда. Оно
обусловлено зарядом электронов, находящихся между анодом
и катодом, и тормозит электроны, покидающие катод.
Основной характеристикой диода является его анодная
характеристика - графическое выражение зависимости
анодного тока от приложенного к аноду напряжения (при
постоянном напряжении накала), т. е. /а = /(f^a)l(; = const*
Если определяются не одна, а несколько характеристик
при различных постоянных значениях £/н, то такая
совокупность характеристик называется семейством.
Статическая анодная характеристика электровакуумного
диода может быть рассчитана или получена
экспериментально. Теоретическая статическая анодная
характеристика диода описывается уравнением (закон степени трех
вторых для диода)
/а=^а3/2> (6.1)
где g = 2у33 10~*Ог/(га$2) - постоянная, зависящая от
конструкции электродов, их размеров и расстояния между
ними; Qa - площадь активной (действующей) поверхности
анода; га - радиус анода; р - коэффициент, зависящий от
отношения радиуса анода к радиусу катода (рис. 6.9). Для
плоской конструкции диода р2 = 1.

232
6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
Реальная
Рис. 6.9. Зависимость р2 = f(ra/rK)
Рис. 6.10. Теоретическая и
реальная статические анодные
характеристики
Вывод формулы (6.1) дан в работе В. А. Батушева
"Электронные приборы" (М.: Высш. шк., 1980). При выводе
закона степени трех вторых считалось, что электроны из
катода выходят с нулевой скоростью, а катод обладает
неограниченной эмиссией. Кроме того, не учитывалось
искажение электрического поля на краях системы электродов.
Это привело к отличиям теоретической (штриховая
кривая) и реальной (сплошная кривая), снятой
экспериментально, характеристик (рис. 6.10). На характеристиках
можно выделить три основных участка: 1-2 - начальный;
2-3 -соответствующий режиму пространственного
заряда, когда не все электроны, вылетевшие с катода,
попадают на анод, т. е. /а < /э; 3-4 - соответствующий режиму
насыщения, т. е. /а = /э. На отдельных участках эти
различия объясняются следующим.
1. На участке 1-2 начальная скорость электронов,
которая не учитывалась при выводе закона степени трех
вторых, позволяет части электронов преодолевать прикатод-
ный потенциальный барьер и достигать анода. Поэтому
при Ua = 0 проходит начальный анодный ток /аНач
(обычно порядка десятков микроампер). Для его прекращения
необходимо подать отрицательное напряжение игнгцу на_

6.2. Электровакуумные диоды
233
зываемое пороговым потенциалом (обычно порядка
десятых долей вольта).
2. Восходящий участок 2-3 соответствует режиму
пространственного заряда. В данной области подъем
реальной характеристики менее крутой, чем теоретической, и
переход в режим насыщения более плавный. В результате
этого характеристика в средней части становится более
близкой к линейной. Основной причиной различий
является влияние охлажденных концов катода.
Действительно, охлаждение концов катода за счет теплопроводности
его держателей уменьшает действующую поверхность анода
Qa, тем самым в соответствии с законом степени трех
вторых уменьшается значение /а. Кроме того, плотность
пространственного заряда вблизи охлажденных концов
меньше, чем в средней части. Поэтому при повышении
анодного напряжения режим насыщения наступает вначале у
концов катода, а затем распространяется на его середину.
3. Пологий участок 3-4 соответствует режиму
насыщения. Анодный ток у реальных ламп в режиме насыщения
не остается строго постоянным, а увеличивается с ростом
напряжения £/а. Основной причиной этого является
эффект Шоттки - увеличение термоэлектронной эмиссии под
влиянием внешнего ускоряющего поля. Эффективную
работу выхода с учетом этого явления можно определить по
формуле
где q - заряд электрона; Е - напряженность
электрического поля. Как следует из этой формулы, с ростом
напряжения Ua уменьшается эффективная работа выхода
электронов, вследствие чего возрастают ток эмиссии и равный
ему анодный ток. Особенно сильно эффект Шоттки
проявляется у диодов с оксидным катодом (рис. 6.11), что
объясняется шероховатостью поверхности этих катодов. На
выступах неровностей поверхности катода напряженность
электрического поля резко возрастает, что
сопровождается значительным увеличением тока эмиссии. Рост
тока эмиссии в режиме насыщения вызывается также
дополнительным разогревом катода за счет теплового
излучения анода.

234 6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
_р
^
'ol
ttf
'о/
0
1
а/
Ы
LikL
Ua2
AUa Ua
Рис. 6.11. Статические анодные
характеристики диодов с
различными типами катодов:
/ - оксидный; 2 - карбидирован-
ный; 3 - вольфрамовый
Рис. 6.12. График для
определения параметров диода по
анодной характеристике
Величины, характеризующие свойства
электровакуумного прибора, называются параметрами. Различают
электрические параметры и параметры механического,
климатического, теплового режимов и т. д. Основными
электрическими параметрами диодов являются: крутизна
характеристики, дифференциальное (внутреннее)
сопротивление, сопротивление постоянному току (эти параметры
можно определить по анодной характеристике диода),
емкость диода и максимально допустимые токи и
напряжения.
Крутизной характеристики в заданной рабочей
точке называют производную
dUa
UH = const
Она характеризует наклон касательной к анодной
характеристике в заданной точке. Для линейного участка
характеристики (рис. 6.12) можно записать:
S=-^
Д£/а
hi " U\
\UH = const Ua2 - ^al
Значение крутизны показывает, на сколько
миллиампер изменяется ток диода при изменении анодного напря-

6.2. Электровакуумные диоды
235
жения на 1 В. При нормальном напряжении накала
крутизна обычно составляет 2... 10 мА/В.
Дифференциальным (внутренним) сопротивлением
диода называют величину, обратную крутизне:
Р - 1 - dU*
UH = const
На линейном участке характеристики (см. рис. 6.12)
0 -At/*
UH = const
У большинства диодов /?, лежит в пределах 100... 10 000 Ом.
Дифференциальное сопротивление диода показывает,
какое сопротивление оказывает диод источнику
переменного тока, включенному последовательно с источником
постоянного напряжения и имеющему небольшую амплитуду
напряжения.
Сопротивление диода постоянному току
определяется как отношение анодного напряжения к анодному току
в рабочей точке А:
Rq =^aoAiO-
Используя закон степени трех вторых, можно показать,
что /?о = 1,5/?|. Однако для реальных диодов это
соотношение является приближенным и справедливо лишь на
восходящих участках их характеристик.
Междуэлектронная емкость Сд определяется между
катодом и анодом при нагретом катоде. Обычно Сд = 0,1...10 пФ.
При работе на высоких частотах емкость диода нарушает
его одностороннюю проводимость.
Конструкция и параметры диода определяются его
назначением. Широкое распространение диоды получили
для выпрямления переменного тока в источниках питания.
Выпрямительные диоды, называют кенотронами.
Наиболее важными параметрами кенотронов являются
допустимая амплитуда обратного напряжения £/а 0бр и
максимально допустимая мощность Яа.доп» рассеиваемая на аноде.
Напряжение £/а.обр определяет электрическую прочность
кенотрона при действии на его аноде отрицательного
напряжения. По значению этого напряжения кенотроны де-

236
6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
лятся на низковольтные (£/а о6р < 2 кВ) и высоковольтные
(^а.обр > 2 кВ). У кенотронов малой мощности,
относящихся к категории приемно-усилительных ламп, второй
элемент обозначения - буква "Ц", например двуханодный
кенотрон 6Ц4П (£/аобр = 1 кВ) и одноанодный 6Ц13П
(t/a.o6P= 1,6 кВ).
Высоковольтные кенотроны средней мощности
являются специальными. Их обозначают буквой "В". Если
кенотрон служит для выпрямления импульсных напряжений,
то к букве "В" добавляют букву "И". Затем пишут номер
разработки лампы и в виде дроби - значения
выпрямленного тока /вып и обратного напряжения £/0бр. В числителе
указывается значение /вып в амперах, а в знаменателе -
£/0бр в киловольтах. Примерами таких кенотронов могут
служить кенотроны типа В1-0,1/40 и ВИ1-5/30.
Широкое применение диоды находят также для
выпрямления (детектирования) токов высокой частоты в
радиоприемных устройствах и измерительной аппаратуре.
Такие диоды называют детекторными. Второй элемент
обозначения одинарных детекторных диодов - буква "Д", а
двойных - "X", например 6Х2П, 6Д14П. Детекторные
диоды рассчитываются на малые напряжения и токи. Они
должны иметь небольшое значение междуэлектродной емкости
и большое значение крутизны.
Диоды используются также в качестве смесителей и
умножителей частоты (6ДЗД, 6Д10Д), подавителей
паразитных колебаний (демпферные диоды) и выполняют
многие другие функции.
6.3. ТРИОДЫ
Триодом называют трехэлектродную
электронно-управляемую лампу, содержащую анод, катод и управляющий
электрод, который обычно имеет форму сетки. В одном
баллоне могут размещаться один (рис. 6.13, а) или два
(рис. 6.13, б) триода. Во втором элементе обозначения
одинарных приемно-усилительных триодов используется
буква "С" (6С1П), а двойных триодов - "Н" (6Н14П).
С помощью сетки осуществляется электростатическое
управление током анода. Поэтому она называется управ-

6.3. Триоды
237
Рис. 6.13. Условные
графические изображения
триодов
ляющей. Напряжение анода £/а
всегда положительно, а напряжение
сетки Uc может быть как
положительным, так и отрицательным.
Принцип действия триода основан
на возможности управления анодным
током путем изменения напряжения
на сетке. Поданные на анод и сетку
напряжения относительно катода
создают в триоде внешнее электрическое
поле, на которое накладывается поле
пространственного заряда.
Распределение потенциала суммарного электрического поля в
междуэлектродном пространстве приводит к тому, что у
катода образуется потенциальный барьер. Величина этого
барьера зависит от напряжения анода £/а и сетки Uc.
При некотором отрицательном напряжении сетки,
называемом напряжением запирания исзгп (рис. 6.14, а),
потенциальный барьер у катода настолько велик, что
электроны не могут преодолеть его. В этом случае анодный ток
/а = 0, триод заперт. Увеличение напряжения сетки
(уменьшение отрицательного Uc) снижает потенциальный барьер
(рис. 6.14, б), и часть электронов преодолевает его.
Поскольку иг > О, электроны, преодолевшие потенциальный
барьер, попадают на анод, создавая анодный ток /а. Если
сетка имеет положительный потенциал (рис. 6.14, в), то
часть электронов, преодолевших потенциальный барьер,
попадает на сетку, образуя ток сетки /с. Другая часть
электронов достигает анода и обусловливает прохождение
анодного тока /а. Из рис. 6.14, в видно, что катодный ток
/к=/а+/с.
^с«^зап<0
Рис. 6.14. Схемы, поясняющие прохождение токов в триоде

238
6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
Потенциальный барьер зависит и от напряжения анода.
Увеличение напряжения £/а уменьшает высоту
потенциального барьера, что приводит к увеличению анодного тока.
Следовательно, токи /а, /с и /к зависят от напряжений
сетки и анода триода. Небольшие изменения напряжения Uc
вызывают значительные изменения потенциального
барьера, в то время как влияние анодного напряжения
значительно ослаблено экранирующим действием сетки.
Возможность управления анодным током путем
изменения напряжения сетки широко используется в
радиотехнике.
Для получения формулы, связывающей катодный ток с
напряжениями Uc и (/а> можно воспользоваться теорией,
разработанной М. А. Бонч-Бруевичем в 1919 г. По этой
теории, электрическое поле у катода создается не
совместным действием напряжений Uc и (/а, а действием
напряжения одного сплошного электрода, расположенного в
области сетки (рис. 6.15).
Иначе говоря, для расчета катодного тока триода,
определяемого напряженностью электрического поля у катода,
триод можно заменить эквивалентным диодом.
Анодное напряжение эквивалентного диода, при
котором катодный ток этого диода равен катодному току
триода, называют действующим напряжением триода [/д. тр.
Тогда закон степени трех вторых для триода можно
записать в виде
/к=/а+/с=^с+^а)3/2» (6.2)
где g = 2,33 106Qa/(rarcp2); Uc + DUa = £/д.тр; D =
= Са.к/Сс.к "" проницаемость триода; Сак - емкость
между анодом и катодом; Сс к - емкость между сеткой и
катодом.
Рис. 6.15. Замена триода эквивалентным диодом

6.3. Триоды
239
Проницаемость D характеризует степень ослабления
влияния напряжения t/a на напряженность
электрического поля вблизи катода, обусловленного экранирующим
действием сетки. Чем гуще сетка, тем меньше
проницаемость. У триодов с густой сеткой D <ЗС 1.
В режиме с положительным напряжением на сетке
катодный ток триода /к распределяется между анодом и
сеткой. При этом коэффициент токораспределения k = /а//с
зависит от отношения Ua/Uc (рис. 6.16). Линии со
стрелками показывают возможные траектории электронов.
Крутой и пологий участки на графике (рис. 6.16)
соответствуют двум режимам токораспределения. Режим
работы при Uc> Ua> О, соответствующий крутому участку
0-Л, называют режимом возврата. В этом режиме
между сеткой и анодом создается поле, тормозящее электроны
(см. рис. 6.16). Поэтому часть электронов, пролетевших
сквозь сетку, возвращается на нее, образуя составляющую
тока сетки. В режиме возврата увеличение напряжения
иг уменьшает тормозящее действие электрического поля
в промежутке анод-сетка. При этом поток электронов,
возвращающихся на сетку, уменьшается, а на анод-
увеличивается. Следовательно, в режиме возврата рост анодно-
UQ>Uc>0
(уч
А-В)
i мм
J шшМшшш
1ша*шаашш^ А
A J
^В
|
ис>иа>о
1 2
(участок 0-А)
Рис. 6.16. График функции k = f(Ua/Uc)

240
6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
го тока и уменьшение тока сетки определяются
перераспределением электронного потока.
Режим работы триода при £/а > Uc > 0,
соответствующий пологому участку Л-В, называют режимом
перехвата электронов сеткой. В этом режиме между сеткой и
анодом действует ускоряющее поле, и электроны,
прошедшие в промежутке между витками сетки, движутся к
аноду триода (см. рис. 6.16). На сетку попадают лишь те
электроны, которые перехватываются ею непосредственно. С
увеличением t/a число перехватываемых электронов
уменьшается незначительно, поэтому анодный ток возрастает
медленнее, чем в режиме возврата.
Рост анодного тока в режиме прямого перехвата
определяется увеличением катодного тока, обусловленного
возрастанием действующего напряжения триода (Uc + D(/a). С
учетом выражения (6.2) и коэффициента токораспределения
токи /а и /с можно определить из следующих выражений:
7* = гЬ7к = ТТТ^с + DUa)3/2; (6.3)
7с = -пЬ7к = TTT^(t/c + DUa)^2. (6.4)
При отрицательном напряжении на сетке /с = 0, k = «>.
Тогда /а = /к и определяется по формуле
Ia=g(Uc+DUa)^2. (6.5)
Формулы (6.3)...(6.5) являются основой для изучения
связи между токами в цепях триода и напряжениями на
его электродах.
Для триода основными являются зависимости: /а =
= /(t/c, U2) и /с = /(£/с, Uг). В статическом режиме эти
зависимости выражаются четырьмя семействами
характеристик: анодных (выходных) /а = [Шг)\и _ const; анодно-
сеточных (прямой передачи) /а = /(£/c)L _ .; сеточных
(входных) /с = f(Uc)\y _ const; сеточно-анодных (обратной
связи) /с=/(М<;с = С0П5г
Анодные характеристики триода изображены на рис. 6.17
сплошными линиями, а сеточно-анодные - штриховыми.

6.3. Триоды
241
При Uc = 0 и иг = О
электроны не попадают на
анод и сетку триода,
поэтому /а = О, /с = 0. При
Uc = 0 и Uг > О электроны
попадают на анод, создавая
анодный ток. Повышение
напряжения £/а уменьшает
потенциальный барьер у
катода и увеличивает
количество электронов,
поступивших на анод, что
сопровождается ростом
анодного тока. При этом
характер изменения анодного
Рис. 6.17. Анодные и сеточно-анод-
ные характеристики триода
тока определяется законом степени трех вторых (6.5).
Следовательно, анодная характеристика при Uc = О выходит из
начала координат и описывается уравнением /а = g(DUa )3'2.
Отрицательное напряжение сетки повышает
потенциальный барьер у катода, и для возникновения анодного
тока необходимо увеличивать напряжение анода. Поэтому
анодная характеристика при Uc < 0 начинается при
некотором положительном напряжении, называемом
напряжением сдвига анодной характеристики и обозначаемом £/ахда.
Его значение можно определить из закона степени трех
вторых, приравняв анодный ток нулю. Из выражения (6.5)
следует, что /а = 0, если Uc + DUa = 0. Тогда £/асдв = -£/с/D.
Следовательно, увеличение отрицательного напряжения на
сетке приводит к сдвигу начала анодной характеристики в
область больших значений напряжения t/a.
Если Uc > 0 и t/a = 0, то
/а =
О,
/с =
/к. Поэтому
анодная характеристика выходит из начала координат, а
сеточно-анодная - из точки /с = /к. Увеличение анодного
напряжения сопровождается возникновением анодного тока
и уменьшением тока сетки из-за перераспределения
катодного тока. Характер изменения токов /а и /с определяется
уравнениями (6.3) и (6.4). Из этих уравнений следует, что
вид анодных и сеточно-анодных характеристик зависит от
влияния напряжения Ua на коэффициент токораспределе-
ния и на действующее напряжение триода.

242
6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
В режиме возврата электронов к сетке основное
влияние на токи /а и /с оказывает зависимость коэффициента
токораспределения от напряжения £/а (см. рис. 6.16).
Этому режиму соответствуют крутые участки анодных и се-
точно-анодных характеристик. В режиме прямого
перехвата (более пологие участки характеристик) рост анодного
тока и уменьшение тока сетки обусловлены увеличением
действующего напряжения (Uc + D(/a) и, следовательно,
катодного тока. Поскольку рост действующего
напряжения сопровождается увеличением катодного, анодного и
сеточного токов, то при больших положительных
напряжениях на сетке характеристики располагаются выше. На
рис. 6.18 показаны анодно-сеточные (сплошные линии) и
сеточные (штриховые линии) характеристики триода.
Начало анодно-сеточных характеристик при заданном
напряжении иг совпадает с напряжением запирания £/с.зап- При
напряжении на сетке Uc = UC3an потенциальный барьер у
катода настолько высок, что электроны не преодолевают
его, и /а = 0. По мере уменьшения отрицательного
напряжения Uc анодный ток триода растет, подчиняясь закону
трех вторых (6.3). Приравнивая правую часть уравнения
(6.3) нулю, можно получить Uc зап = ~&иг. Поэтому
увеличение напряжения 0а сдвигает анодно-сеточную
характеристику влево.
Характеристики,
линейный участок которых
располагается в области
отрицательных напряжений £/с,
называют левыми.
В области
положительных значений Uc в цепи
сетки проходит сеточный
ток /с, возрастающий при
увеличении напряжения 0С.
Характер изменения этого
тока определяется сеточной
характеристикой и
описывается выражением (6.4). Рост
,. 4П А сеточного тока при увели-
Рис.6.18. Анодно-сеточные и сеточ- напояжения поиво-
ные характеристики триода чении напряжения приво
тА
Ж
-8
-4
Ус.зап при
_Jo=200B
y^^^JOOB
///Л--1508
// / /2MB
lo ис,в

6.3. Триоды
243
дит к уменьшению коэффициента токораспределения, что
сопровождается замедлением роста анодного тока,
приводящего к изгибу анодно-сеточных характеристик.
Увеличение анодного напряжения приводит к росту
коэффициента токораспределения, уменьшению тока /с и
увеличению тока /а. Поэтому при больших значениях
напряжения иг сеточная характеристика сдвигается в
область меньших токов.
Свойства триода, кроме статических характеристик,
оцениваются дифференциальными параметрами,
аналогичными параметрам полевых транзисторов. Основными
параметрами триода являются: крутизна S, внутреннее
сопротивление /?/, статический коэффициент усиления |i и
проницаемость D.
Крутизна анодно-сеточной характеристики (или
крутизна) триода, которая определяется при постоянном
анодном напряжении ((Уа = const или сИ/г = 0),
дК dl
S =
dUc dUc
(б.б)
\Ua = const
Крутизна показывает, на сколько миллиампер изменится
анодный ток, если при постоянном напряжении анода
напряжение сетки изменилось на 1 В. Крутизна измеряется
в миллиамперах на вольт.
Внутреннее сопротивление триода переменному току
dU* I (6.7)
Л'"2/.
Uc = const
Величина /?,- обычно составляет единицы...десятки ки-
лоом. Не следует путать /?,- с сопротивлением триода
постоянному току /?о = Ua0/Ia0.
Статический коэффициент усиления триода
м
dVA
dUc\la = const
показывает, на сколько вольт нужно изменить напряжение
анода, чтобы скомпенсировать изменение анодного тока,
вызванное изменением напряжения на сетке на 1 В. Другими
словами, |Х показывает, во сколько раз сеточное напряжение
действует сильнее на анодный ток, чем анодное напряжение.

244
6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
Статический коэффициент усиления связан с
крутизной S и дифференциальным сопротивлением Я,-. Эту связь
можно установить из полного дифференциала анодного
тока, который с учетом выражений (6.6) и (6.7)
записывается в виде
dI,=SdUc+-LdUa. (6.8)
Если /а = const, d/a =0, то
dUA - м - CI?.
ВД/а= const -M--^-
Уравнение ц = S/?, называют внутренним уравнением
триода. Степень воздействия напряжений Uc и (7а на
катодный ток триода оценивается проницаемостью D. Из
полного дифференциала катодного тока
d!K =f *«/c +DUj/2(dUc + Ddt/a)
следует, что постоянство катодного тока (dIK = 0) при
изменениях сеточного и анодного напряжений
обеспечивается при dUc + DdUa = 0.
Таким образом,
dUA
dUa\
Проницаемость показывает, на сколько вольт надо
изменить напряжение £/с, чтобы скомпенсировать
изменение тока /к, вызванное изменением напряжения (/а на 1 В.
При Uс < 0 ток /а = /к, поэтому \i = l/D.
Так как, по определению, D = Са.к/Сск, то ц = Сс.к/Са.к,
и значение ц тем выше, чем меньше Са к, т. е. чем гуще
сетка. При Uc > 0 это равенство несправедливо,
поскольку /а ф /к.
Дифференциальные параметры триода можно
определить по его статическим характеристикам. При этом
дифференциалы заменяются конечными приращениями, что
можно сделать на линейных участках характеристик.
Рассмотрим примеры определения основных
дифференциальных параметров (S, /?,, \i) по характеристикам,
показанным на рис. 6.19 и 6.20:

6.3. Триоды
245
Рис. 6.19. Иллюстрация к
определению дифференциальных
параметров по анодно-сеточным
характеристикам
Ф)
Ф)
Ф)
Ф)
о ис
1а\
0
,
в
Ф) /
Ф)
Ф)
Е
\ф) /
/ к
м
"о
00
W
0
X
"о
(0)
F
"о
ИсЮ
Ш
иа(0
Рис. 6.20. Иллюстрация к определению дифференциальных параметров
по анодным характеристикам
А/,
да
|(/, = const'
где Д/а = /а (В) - /а (С); Д£/с = Uc (В) - Uc (С) (см. рис. 6.19)
или Д£/с = U^ - U? (рис. 6.20);
Л« =
Д£,
Д/,
\ис = const'

246
6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
(
S.i
Ri>
м
7
1
м
У—"V"'
л—л*
б
\
/
S.I
Ri.
Р
у^"
^
1
/И
-V/»!
-л*
Ул
Ул
'О "С
Рис. 6.21. Зависимость дифференциальных параметров триода от режима
где Д/а =Ia(D)-Ia(M); AUa =U'a -V'a" (рис. 6.19) или
Д(/а =(/a(D)-(/a(Af) (рис. 6.20);
ц =
_А^а
At/,
/а = const'
где Аиг=и'г -U"; AUC =\UC(F)\-\UC(E)\ (см. рис. 6.19)
или А(7а = <7а (F) - иг (£); А(7С = pfl -|1/£ | (см. рис. 6.20).
Характер зависимостей дифференциальных параметров
триода от режима (£/с, £/а) показан на рис. 6.21.
Для триодов обычно S = 1...50 мА/В, \i = 4... 100,
Ri составляет единицы...десятки килоом.
Значения дифференциальных параметров приводятся в
справочниках и соответствуют указанному режиму,
определяемому напряжениями Uc и *Уа.
В триоде рассматривают, как правило, три
междуэлектродные емкости: одну - между сеткой и катодом (Сс к),
вторую - между анодом и сеткой (Са.с) и третью - между
анодом и катодом (Са к) (рис. 6.22). Из рисунка видно, что
входная емкость Свх = Сс к,
выходная Свых = Са к,
проходная Спр = Са.с-
Значения
междуэлектродных емкостей
приводятся в справочниках и для
приемно-усилительных три-
Рис. 6.22. Междуэлектродные емкое- <>Д0В> имеющих небольшие
ти триода площади электродов, со-
Входная _
цель
.Са.с
Сс. к
>—
<
_га.к Выходная
цепь
, 1

6.4. Тетроды
247
ставляют 0,2...2 пФ. У триодов с большой площадью
электродов значения этих емкостей возрастают до десятков
пикофарад.
6.4. ТЕТРОДЫ
Основными недостатками триодов являются большая
проходная емкость, трудность получения "левых"
характеристик при большом (X и приемлемом значении
напряжения (Уа, малое значение дифференциального
сопротивления. Этих недостатков в значительной степени лишены
тетроды, предложенные в 1924 г. А. Хеллом. Электродная
система тетрода состоит из катода, анода, управляющей
сетки О и экранирующей сетки С2, располагающейся
между управляющей сеткой и анодом. Условное графическое
изображение тетрода показано на рис. 6.23. Экранирующая
сетка служит электростатическим экраном, уменьшающим
проникновение электрического поля анода в область
управляющей сетки. Это сопровождается уменьшением
проходной емкости между анодом и управляющей сеткой (Caci).
Проходная емкость тетрода обычно составляет сотые доли
пикофарады, что на один-два порядка ниже, чем у триодов.
В статическом режиме к электродам тетрода
прикладываются внешние относительно катода напряжения (рис. 6.24):
к первой (управляющей) сетке Uc\, к экранирующей сет-
Рис. 6.23. Условное
графическое изображение
экранированного тетрода
При Ua>0 ( "ТТ *
Рис. 6.24. Прохождение токов в
тетроде

248
6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
ке UC2 и к аноду £/а. Если все указанные напряжения
положительны, то электронный поток, распределяясь между
электродами, создает в цепях тетрода токи /а, /с2 и /ci.
Следовательно, катодный ток /к определяется суммой
токов: /к = /ci + /С2 + /а. Очевидно, что распределение
электронного потока и, следовательно, токи /а, /сь ^с2 зависят
от напряжений Uc\, U& и £/а-
Наиболее распространенным режимом приемно-усили-
тельных электронно-управляемых ламп является режим при
Uc\ < О, анализу которого уделяется основное внимание.
В этом режиме электроны на первую сетку не попадают.
Поэтому /ci = 0 и /к = /С2 + /а. Для определения влияния
напряжений Uc\f Uc2 и £/а на токи тетрод можно заменить
эквивалентным диодом, к аноду которого приложено
действующее напряжение £/д.тетр> определяющее катодный ток.
Действующее напряжение тетрода
^д.тетр =: ^cl + D\UC2 + D\D2Ua,
где D\, D2 - проницаемости первой и второй сеток.
Таким образом, закон степени трех вторых для тетрода
при Uc\ < 0 можно записать в виде
/к = /а + let = «Wei + D\V<2 + DXD2U^2. (6.9)
Из выражения (6.9) следует, что наибольшее влияние
на катодный ток тетрода оказывает напряжение первой
сетки Uc\. Из-за экранирующего действия сеток влияние
напряжения UC2 на катодный ток ослаблено в D\ раз, а
напряжения анода - в D\D2 раз.
Поскольку проницаемость тетрода D = D\D2 ^ 1,
напряжение анода слабо влияет на распределение потенциала
вблизи катода и, следовательно, на катодный ток тетрода.
Поэтому для получения необходимого значения катодного
тока на экранирующую сетку подают положительное
напряжение, составляющее 50... 100% £/а.
Разделение катодного тока на токи /а и /С2 зависит от
напряжений (Уа, Uc2 и характеризуется коэффициентом
токораспределения ^ = /а//С2» зависящим от отношения
напряжений £/а/£/С2-
С учетом коэффициента токораспределения на
основании соотношения (6.9) можно записать:

6.4. Тетроды
249
/а = ттт'к = TTk^Ud + *Wc2 + D{D2Ua)3/2; (6.10)
/с2 =ТТТ/к =гЬ^((/с1 +DlUc2+DlD2U!i)3/2. (6.11)
Соотношения (6.10) и (6.11) выражая связь токов /а и
/С2 с режимом тетрода и позволяют объяснить вид его
статических характеристик.
Основными характеристиками тетрода являются
статические анодные характеристики, которые выражают зависимость
h =№а'\ис{уис2 = const»
и сеточно-анодные, выражающие зависимость
'с2 =/^а)|(/с1,(/с2 = const*
Из выражений (6.10) и (6.11) следует, что на токи /а и
/С2 оказывают влияние коэффициент токораспределения и
действующее напряжение (Uc\ + D\UC2 + DiD2(/a).
Поскольку D\D2 ^ 1, то напряжение (7а оказывает
слабое влияние на действующее напряжение, и,
следовательно, вид анодных характеристик (сплошные линии на рис. 6.25)
и сеточно-анодных (штриховые линии на рис. 6.25;
определяется в основном влиянием напряжения £/а на
коэффициент токораспределения.
Так как характеристики
рассматриваются для Uc\ < О,
UC2 > 0, то при Ua = 0
электроны попадают только на
вторую сетку, и
выполняются условия /а = О, /с2 = /к, а
* = h/ Ul = 0- Поэтому
анодные характеристики
выходят из начала координат,
а сеточно-анодные - из
точки с координатами (/а = 0 и
А:2 = А<- При увеличении
напряжения £/аотОдо 15...18 В
тетрод работает в режиме
ипстпятя ^прктппнпи к экпа- Рис- 625' Статические анодные и
возврата электронов К экра сеточно-анодные характеристики
нирующеи сетке. тетрода

250
6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
Участок 0-А
Рис. 6.26. Траектории электронов при
различных режимах работы тетрода
Поскольку в режиме возврата
Ua < UC2, то электрическое поле в
промежутке А-С2 является
тормозящим для электронов,
движущихся к аноду. Поэтому часть
электронов, прошедших в область между
второй сеткой и анодом, возвращается к
экранирующей сетке (рис. 6.26, а). В
этом режиме небольшое увеличение
напряжения £/а приводит к тому, что
значительное количество
электронных траекторий в промежутке А-С2
спрямляется и поток электронов,
поступающих на анод, резко возрастает, а поступающих
на экранирующую сетку - уменьшается.
Следовательно, в режиме возврата при увеличении
напряжения (7а происходит возрастание коэффициента k
анодного тока /а и уменьшение тока /С2 (область 0-А
характеристик на рис. 6.25).
При достижении напряжением £/а значения 15... 18 В
энергия электронов, попадающих на анод, становится
достаточной для выбивания с поверхности анода вторичных
электронов. Поскольку U& > £/а, то между анодом и
экранирующей сеткой возникает электрическое поле, под
действием которого вторичные электроны устремляются к сетке
(рис. 6.26, б), увеличивая /С2 и уменьшая /а. Это явление
носит название динатронного эффекта. Если
коэффициент вторичной эмиссии анода а > 1, то в некотором
интервале значений £/а анодный ток становится отрицательным
(на рис. 6.25 показано штрихпунктирной линией).
Уменьшение тока /а продолжается до тех пор, пока напряжение
11г не станет приблизительно равным [/С2. Когда начинает
выполняться условие Ua > (УС2, вторичные электроны
возвращаются на анод, что сопровождается увеличением тока
/а и уменьшением тока /С2-

6.4. Тетроды
251
При напряжении i/a, соответствующем точке В на
характеристике (см. рис. 6.25), тетрод начинает
работать в режиме прямого перехвата электронов
экранирующей сеткой. В этом режиме i/a > UC2 и все
электроны, достигшие промежутка А-С2, ускоряются
электрическим полем и попадают на анод (рис. 6.26, в). В
режиме прямого перехвата коэффициент токораспределения
изменяется незначительно и анодный ток может
увеличиваться только за счет катодного тока. Поскольку из-за
экранирующего действия двух сеток (DjZ^ ^ ^
напряжение иг слабо влияет на электрическое поле у катода,
то увеличение напряжения i/a в режиме прямого
перехвата электронов второй сеткой сопровождается
незначительными изменениями токов /а и /С2 (область В-С
на рис. 6.25).
Увеличение напряжения первой сетки уменьшает
потенциальный барьер у катода и увеличивает действующее
напряжение тетрода, поэтому растут токи /к, /а, /С2, что
подтверждается соотношениями (6.10) и (6.11).
Статические анодно-сеточные характеристики,
выражающие зависимость
'a =№с\)\ишус2 = const»
изображены на рис. 6.27 сплошными линиями, а
штриховыми линиями показаны
сеточные характеристики,
устанавливающие зависимость
/c2=/(^cl)|(ya,(;c2 = const' Li
Напряжение на первой
сетке, при котором лампа
запирается (Uc\ зап), может
быть найдено из условия
Ut
cl зап
DiUc2
+ £>iD2^a = 0.
При этом же условии ток
/С2 = 0. Следовательно,
Рис. 6.27. Статические
анодно-сеточные и сеточно-сеточные
характеристики тетрода

252
6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
t/cl зап = -(Dlt/c2 + DxD2Uj - ~^1^с2-
Благодаря этому тетрод может иметь "левую" характеристику
при небольших (/а. Таким образом, из точки Uc\ =U^\ Зап вы"
ходят анодно-сеточная и сеточная характеристики, которые
подчиняются закону степени трех вторых при (/а = const и
f/c2 = const. В случае увеличения анодного напряжения до
значения {/£' больше электронов идет на анод и меньше - на
вторую сетку, что сопровождается ростом коэффициента то-
кораспределения. Это приводит к смещению анодно-сеточ-
ной характеристики вверх (в область больших токов), а
сеточной - вниз (в область меньших значений токов).
Напряжение U'c\ зап не изменяется, так как U& = const. Если теперь
увеличить напряжение второй сетки до значения и£> то
изменится напряжение запирания до U{\ зап = ~А^с2-
Поэтому начало характеристик смещается в точку Uc\ = U^\ зап.
Динатронный эффект является основным недостатком
тетрода. Он обусловливает большую нелинейность
анодных и сеточно-анодных характеристик, что в ряде случаев
недопустимо. Подавление динатронного эффекта
осуществляется созданием вблизи анода потенциального барьера,
тормозящего вторичные электроны и возвращающего их
на анод. Такой барьер может быть создан путем
увеличения расстояния гах2 между анодом и экранирующей
сеткой или фокусировкой электронного потока.
Увеличение га#С2 приводит к понижению потенциала
суммарного электрического поля вследствие увеличения
пространственного заряда электронов между анодом и
экранирующей сеткой.
На рис. 6.28 показано изменение распределения
потенциала в тетроде при различных значениях га С2 и U& > Ua =
= const. Из рисунка видно, что большему расстоянию га С2
соответствует и больший потенциальный барьер у анода.
Вторым элементом обозначения тетродов с
увеличенным расстоянием между анодом и второй сеткой является
буква "Э".
При фокусировке электронного потока электроны
собираются в лучи, что приводит к увеличению плотности
пространственного заряда, и у анода образуется
потенциальный барьер. Такие тетроды получили название лучевых.

6.4. Тетроды 253
Рис. 6.28. Влияние расстоя- -и
ния между анодом и
экранирующей сеткой на
распределение потенциала в
тетроде "
"' l^id | I
1. rQ.C2 I
HI I
I rQX2 I
Типичная конструкция лучевого тетрода и его условное
графическое изображение показаны на рис. 6.29. Первая
2 и вторая 3 сетки имеют одинаковое количество витков,
расположенных друг против друга. Это обеспечивает
фокусировку электронного потока в одной плоскости. Для
осуществления фокусировки в другой плоскости
используются специальные экраны /, называемые лучеобразующими
пластинами. В результате фокусировки электронного
потока электроны собираются в лучи. Плотность
пространственного заряда в лучах увеличивается, что совместно с
увеличением расстояния га С2 вызывает понижение потенци-
Рис. 6.29. Электродная система лучевого тетрода (а) и его условное
графическое изображение (б)

254
6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
ала в промежутке А-С2 и
подавление динатронного
эффекта. Семейство
анодных и сеточно-анодных
характеристик лучевого
тетрода показано на рис. 6.30.
При больших
отрицательных напряжениях на управ-
9 в ляющей сетке плотность про-
т странсгеенного заряда умень-
иа шается, что приводит к по-
Рис. 6.30. Характеристики лучевого явлению слабого динатрон-
тетрода ного эффекта.
Поскольку витки
экранирующей сетки перехватывают мало электронов, обычно
/с2 <£ /а, что является характерной особенностью
лучевых тетродов. Во втором элементе обозначений лучевых
тетродов используется буква "П" (например, 6П1П).
Подавление динатронного эффекта осуществляется
также введением между анодом и экранирующей сеткой
третьей - антидинатронной - сетки.
6.5. ПЕНТОДЫ
Электронно-управляемые лампы с тремя сетками
называются пентодами. Условное графическое изображение
пентода показано на рис. 6.31. Первая сетка (О)
является управляющей и служит для управления токами в
лампе. Вторая сетка (С2) выполняет роль
электростатического экрана и уменьшает проходную емкость (Са ci); как и в
тетроде, ее называют экранирующей. Третья сетка (СЗ)
служит для подавления динатронного эффекта и
называется антидинатронной.
На первую и вторую сетки подаются соответственно
напряжения Uc\ и (/С2- Для подавления динатронного
эффекта третья сетка соединяется с катодом (рис. 6.32). В
некоторых случаях она используется в качестве второй
управляющей сетки, при этом на нее подается
напряжение (/сз-
Uc2

6.5. Пентоды
255
Рис. 6.31. Условное
графическое изображение пентода
Рис. 6.32. Прохождение токов в
пентоде
Для объяснения действия антидинатронной сетки
удобно исходить из диаграммы распределения потенциала
между катодом и анодом пентода. На рис. 6.33 это
распределение показано в двух различных продольных сечениях
лампы, проходящих через витки сеток (/-/) и через
середины просветов между витками (2-2). Потенциал третьей
сетки, как и потенциал катода, принят равным нулю.
Штриховая линия соответствует распределению
потенциала в направлении, проходящем через витки сетки,
сплошная - в направлении между витками сеток. В
первом случае кривая проходит
через точки,
соответствующие заданным потенциалам
электродов. Однако путь
электронов будет лежать
между витками сеток. Поле
между витками сеток
определяется не только
потенциалами самих сеток, но и
потенциалами других
электродов, лежащих по обе
стороны сетки. В результате
потенциал в плоскости третьей
сетки по пути движения
электронов не равен нулю
И имеет некоторое ПОЛОЖИ- Рис- 633 Распределение потенциа-
г ла в пентоде

256
6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
тельное значение Umm> составляющее обычно несколько
десятков вольт.
Появление благодаря третьей сетке минимума
потенциала между второй сеткой и анодом позволяет избавиться от
динатронного эффекта. Вторичные электроны при выходе
из анода за счет минимума потенциала попадают в
тормозящее поле и, не долетая до третьей сетки, возвращаются к
аноду, так как имеют начальную энергию, меньшую 20 эВ,
недостаточную для преодоления потенциального барьера t/min.
В общем случае закон степени трех вторых для пентода
записывается в виде
'к = g(Uc\ + DxUc2 + DxD2Ua + D{D2D3Ua)3/2t (6.12)
где £>з - проницаемость третьей сетки. Обычно D\D2 <£ 1
и DXD2D$ «С1. Тогда
/к=^с1-ьА^с2)3/2. <613>
При отрицательном напряжении управляющей сетки
катодный ток /к = /а + 1с2 и распределяется между анодом
и экранирующей сеткой. Коэффициент токораспределения
k = /а//С2» как и в тетроде, зависит от отношения Ua/Uc2.
При иг <С Uc2 пентод работает в режиме возврата
электронов к экранирующей сетке. При увеличении отношения
Vj Uq2 режим возврата переходит в режим перехвата
электронов экранирующей сеткой. Граница между этими
режимами лежит в пределах [/а = (0,1...0,25)Uc2.
Основными статическими характеристиками пентода
являются анодные, сеточно-анодные, анодно-сеточные и
сеточные характеристики.
Статические анодные характеристики, выражающие
зависимость
К =^а%с1д/с2>(/с3 = const'
показаны на рис. 6.34 сплошными линиями, статические
сеточно-анодные характеристики, определяющие зависимость
/c2=/(^a)|acl,(/c2,ac3 = const»
представлены штриховыми линиями.

6.5. Пентоды
257
О 80 160 240 320 В 480
"о
Рис. 6.34. Статические анодные и сеточно-анодные характеристики
пентода
Поскольку напряжение i/a слабо влияет на катодный
ток, вид этих характеристик определяется зависимостью
k = f(U,/Uc2).
Крутые участки характеристик соответствуют режиму
возврата, а пологие -режиму перехвата электронов
второй сеткой. Рабочими обычно являются пологие участки
характеристик. Плавный переход из режима возврата в
режим перехвата объясняется неравномерностью
распределения потенциалов между витками третьей сетки.
Поэтому для увеличения пологих участков характеристик
желательно делать третью сетку редкой, так как между ее
витками потенциал распределяется более равномерно.
Небольшой наклон характеристик в режиме перехвата
объясняется незначительной проницаемостью пентода
(слабым влиянием иг на /к) и слабой зависимостью
коэффициента токораспределения от (/а в этом режиме. Наклон
характеристик в режиме перехвата у пентодов меньше, чем
у тетродов, так как третья сетка уменьшает влияние
напряжения иг на катодный ток.
Анодно-сеточные и сеточные характеристики пентода,
выражающие зависимости:
'а ='^с1%а,(ус2)(ус3 = const'
'с2 =№l)|i/ </ </ = const*

258
6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
аналогичны характеристикам тетрода (см. рис. 6.27),
только идут более узким пучком, что можно увидеть из
сравнения законов степени трех вторых для этих ламп (см.
соотношения (6.10)...(6.13)). Пентоды являются весьма
распространенными электронно-управляемыми лампами. В
зависимости от свойств пентодов во втором элементе для их
обозначения используются буквы "Ж", "К" или "П"
(например, 6Ж9П, 6К13П).
6.6. ПАРАМЕТРЫ МНОГОЭЛЕКТРОДНЫХ
ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫХ ЛАМП
Основными параметрами тетродов и пентодов, так же
как и триода, являются:
крутизна анодно-сеточной характеристики
S =
_".
dUc
\Ua,Uc2 = const
дифференциальное (внутреннее) сопротивление
R -dVA
1 dK Ьс1^с2 = Const*
статический коэффициент усиления
^
dUc
Uc2 ,/a = const'
Физический смысл этих параметров такой же, как у
триодов. Их различие состоит главным образом в
численных значениях, что обусловлено особенностями
прохождения тока и конструкций этих ламп.
Дифференциальные параметры многоэлектродных ламп
определяются по анодным характеристикам (рис. 6.35).
Анодно-сеточные характеристики идут узким пучком, и
определение параметров по ним затруднительно.
Крутизна и внутреннее сопротивление определяются из
рис. 6.35 по формулам:
I _ /.(B)-/.(С).
Va^c2^c3 = Const U'c\ - Uc{ '
s^-
дц
cl

6.6. Параметры многоэлектродных электронно-управляемых ламп 259
д«- =
А£/а
А/я
Uc{jUc2,UcZ = const
_ E/a(D) - ЦШ(А)
Ш) '
U(D)
Ввиду малого наклона
анодных характеристик
непосредственно по ним
определить коэффициент усиления
[I невозможно, так как через
заданную рабочую точку А
нельзя провести
горизонтальную прямую, пересекающую
соседнюю характеристику на
линейном участке. Поэтому
для определения ц
пользуются внутренним уравнением
лампы ц = S/?,.
Проницаемость
многоэлектродных ламп, определяемая
выражением
д(/с1[
Рис. 6.35. Иллюстрация к
получению соответствующих приращений
токов и напряжений для
определения дифференциальных параметров
D =
ьи,
'кАя.^сЗ = const
не является величиной, обратной статическому
коэффициенту усиления, так как для многоэлектродных ламп при
Ус\ < О Л< = U + Л:2 и» следовательно, /а ф /к .
Проницаемость характеризует степень ослабления влияния
анодного напряжения на катодный ток, а коэффициент усиления
|i оценивает влияние напряжений (/а и Uc\ на ток /а.
Из-за малой проницаемости многоэлектродных ламп и,
следовательно, малого влияния анодного напряжения на
анодный ток резко возрастают /?/ и ц. Внутреннее
сопротивление пентода находится в пределах 104...106 Ом,
статический коэффициент усиления может превышать 1000.
Важным достоинством многоэлектродных ламп является
то, что увеличение ц достигается за счет увеличения
густоты экранирующей сетки, а не управляющей. Благодаря
этому они могут иметь левую характеристику (т. е.
большое запирающее напряжение) при большом значении ц.

260
6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
Как и триоды, многоэлектродные
электронно-управляемые лампы характеризуются входной, выходной и
проходной емкостями. Эти емкости суммируются из частичных
емкостей:
Свх = Сс\ к + СС1Х2 + Сс\ сз;
^вых "" ^а.к **" ^а.сЗ ~*~ ^a.c2J
^пр = ^а.сЬ
где Сс\ к, Сс\ С2, ... - частичные емкости между
соответствующими электродами.
Следует иметь в виду, что благодаря экранирующему
действию второй и третьей сеток в пентоде емкость Спр значительно
меньше, чем в триоде, и составляет 0,003... 1 пФ. Вместе с
тем емкости Свх и Свых по сравнению с триодами
несколько возрастают.
Для получения необходимого значения анодного тока
на вторую сетку тетрода и пентода подают положительное
напряжение £/С2. Под действием этого напряжения
электроны поступают на сетку с определенной скоростью,
отдавая свою кинетическую энергию виткам сетки.
Кинетическую энергию электронов, поступивших на сетку за одну
секунду, называют мощностью, рассеиваемой
экранирующей сеткой у и определяют ее по формуле
Рс2 = 'с2^с2-
Выделение мощности Рс2 сопровождается повышением
температуры сетки и, следовательно, тепловым
излучением. При равенстве мощности Рс2 и мощности,
рассеиваемой сеткой в пространство за счет лучеиспускания,
устанавливается температура сетки, которая может быть
определена из закона Стефана-Больцмана. Допустимая
температура сетки ограничивается выделением газа,
ухудшающим вакуум, и возможностью возникновения
термоэлектронной эмиссии с поверхности витков сетки. Мощность,
рассеиваемая сеткой при допустимой температуре,
является одним из предельных параметров многоэлектродных
ламп, называется допустимой мощностью, рассеиваемой
экранирующей сеткой, и обозначается РС2 тах- При
эксплуатации необходимо выполнить условие

6.7. Работа электронно-управляемых ламп в режиме нагрузки 261
Рс<2 = Ic<lUco < Р{
с2^с2
с2 max-
Другими важными предельными параметрами
многоэлектродных ламп, как и триодов, являются £/а тах, Ра тах
и U max- Допустимый анодный ток /а тах определяется по
формуле
'a max = 'к max "" 'с2>
где /к тах - допустимый катодный ток, определяемый
эмиссионной способностью катода.
6.7. РАБОТА ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫХ ЛАМП
В РЕЖИМЕ НАГРУЗКИ
6.7.1. Усилительный каскад с общим катодом
В усилительном режиме на управляющую сетку лампы
поступают сигналы, подлежащие усилению, а для
выделения полезного усиленного сигнала в анодную цепь
включаются элементы нагрузки, например резистор Ra. На рис. 6.36
показаны простейшие усилители на триоде (рис. 6.36, а) и
на пентоде (рис. 6.36, б). Для исключения возможности
появления сеточных токов, нагружающих источник сигна-
*гЧ
Рис. 6.36. Простейшие усилители:
а - на триоде; б - на пентоде

262
6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
Рис. 6.37. Временные диаграммы
токов и напряжений в усилителе
ла, в цепь управляющей
сетки включается источник
отрицательного напряжения
смещения (/со((/сю).
Напряжение смещения
определяет положение исходной
рабочей точки на
характеристике электронной лампы. В
режиме покоя в анодной цепи
лампы проходит ток покоя /aQ.
Рассмотрим принцип
работы усилителя на примере
усиления гармонического
сигнала (рис. 6.37), когда на вход
усилителя подается входное
напряжение иъх.
Таким образом, на
управляющей сетке лампы
действует напряжение ис = -£/со + ивх. Если, например,
входное напряжение синусоидальное, то ис = -Ucq + Umc sin art,
где Umc - амплитуда синусоидального напряжения,
действующего на сетке; со - частота.
При наличии входного сигнала напряжение ис
изменяется и изменяется анодный ток с амплитудой /та. Из рис. 6.37
следует, что
k = ho + 'та sin art,
и для анодной цепи можно записать:
ил=Ея- LR* = £я - Lf)Ra - /тяДя sin art.
«fai
Uc\
'о.
Ua<
<W
^1 Y
l
A Y
of 1
i
i| Ь
1 «
1 N
"N j
r
П
Г
w\
J
s 1
fTTPs
J
n
f\
fs
г
1
KJ
t
t
t
"/
1 "/
*aJva
Следовательно, на аноде действуют постоянная
составляйся напряжения i/ao = £а - /ao^a и переменная
составляющая с амплитудой /та#а- При определенном выборе
сопротивления резистора Ra переменное напряжение,
поступающее на выход через разделительный конденсатор Ср,

6.7. Работа электронно-управляемых ламп в режиме нагрузки 263
будет иметь амплитуду Um вых = /та#а, большую, чем
амплитуда входного сигнала. В схеме с общим катодом
входной и выходной сигналы противофазны.
6.7.2. Нагрузочные характеристики
и параметры режима усиления
Нагрузочный резистор Ra приводит к тому, что
напряжение на аноде в режиме покоя
^аО = ^а " ^аО^а-
Это напряжение зависит от тока покоя /ао, который
соответствует точке пересечения статической характеристики
лампы, снятой при заданном напряжении смещения Ucq
(f/cl о)» и нагрузочной характеристики, описываемой
уравнением
£/а = £а-/аЯа (6.14)
или
7а=^-^- (6.15)
Различают нагрузочные анодные и нагрузочные анод-
но-сеточные характеристики.
Нагрузочная анодная характеристика строится на
семействе статических анодных характеристик.
Из уравнения (6.15) следует, что на семействе
статических анодных характеристик нагрузочная анодная
характеристика представляет собой прямую (рис. 6.38), для
построения которой достаточно найти две точки. Положение
точек находится из выражений (6.14) и (6.15).
Координаты первой точки /а = 0, £/а = £а, а второй /а = £а//?а при
Ua = 0. Если найденное значение анодного тока
превышает максимальное, указанное на характеристиках, то
поступают следующим образом: в выражение (6.14) подставляют
выбранное значение анодного тока /а и находят
соответствующее ему значение анодного напряжения Ц'г = Ег - /а#а.
В этом случае координаты одной точки /а = /а и t/a = (/а,
а другой иг = £а, /а = 0. Прямая, проведенная через эти
точки, является нагрузочной анодной характеристикой.

264
6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
& Uc2:=concst
Рис. 6.38. Нагрузочная анодная характеристика пентода и ее
использование для графического анализа процесса усиления
Нагрузочная анодно-сеточная характеристика
может быть построена двумя способами. Первый способ
заключается в переносе точек пересечения нагрузочной
анодной характеристики со статическими анодными
характеристиками в систему координат /а, Uc.
Второй способ позволяет построить нагрузочную
характеристику на семействе статических анодно-сеточных
характеристик (рис. 6.39). Для
V Ua> иа
этого используется уравнение
(6.15).
Если /а = 0, то иг = £а.
Затем определяются значения
анодного тока:
Е - w Е - U"
R,
Ъ
О Uc
Рис. 6.39. Построение
нагрузочной анодно-сеточной
характеристики
Полученные значения
анодного тока отмечают на
соответствующих статических анодно-
сеточных характеристиках и
соединяют непрерывной лини-

6.7. Работа электронно-управляемых ламп в режиме нагрузки 265
ей, являющейся нагрузочной анодно-сеточнои
характеристикой.
Так как статические анодно-сеточные характеристики
многоэлектродных ламп в режиме прямого перехвата идут
узким пучком, внутри которого располагается
нагрузочная характеристика, изменение величины /?а оказывает
малое влияние на вид анодно-сеточной нагрузочной
характеристики. Поэтому на практике часто не строят нагрузочную
анодно-сеточную характеристику, а принимают за нее одну
из статических. Точке А на характеристиках (см. рис. 6.38)
соответствует режим покоя, который характеризуется
параметрами режима покоя: Uc\ о, иг0> 4о» ^с2 О-
Под действием переменного входного сигнала
напряжение на управляющей сетке изменяется в пределах между
точками / и 2. По этим точкам определяются амплитуда
переменной составляющей анодного тока /та и амплитуда
переменной составляющей анодного напряжения Uma = -UmR.
По нагрузочным характеристикам можно определить
динамические параметры: динамическую крутизну,
динамический коэффициент усиления и полезную мощность в
нагрузке.
Динамической крутизной называют крутизну
нагрузочной анодно-сеточной характеристики, т. е. производную
dI*-\ = /ma
|£а,/?а = const Um
S*-~dlTc
Jmz
Она показывает, на сколько миллиампер изменяется
анодный ток, если при постоянных £а и /?а напряжение на
управляющей сетке изменилось на 1 В. Динамическую
крутизну можно выразить через статические параметры.
Действительно, из выражения (6.14) имеем
dUa=-RadI,.
С учетом выражения (6.8) можно записать:
dlz = SdUc-(R2i/Ri)dIai.
Отсюда следует, что
Sa =i£_ = * . (6.16)
д dUc 1 + RjR;

266
6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
Под динамическим коэффициентом усиления
понимают отношение изменения напряжения на нагрузочном
резисторе к вызывающему его изменению напряжения на
сетке, т. е.
J -_^ma
\ЕгЯЛ = const Umc '
K_dUR
dUc
Так как dUr = d/a • /?а, можно записать:
/С = (<*/аЛШс)Да=5д/?а
или, используя формулу (6.16),
К = 1 + RjRi = 1 + Ri/Rz ' (617)
Полезная мощность в нагрузке
PR=±Im*UmR=±SlRaU2mcV (6.18)
6.7.3. Эквивалентные схемы электронных ламп
При расчете радиотехнических схем в режиме малого
сигнала, когда амплитуды токов и напряжений настолько
малы, что связь между ними можно считать линейной, для
анодной цепи можно записать:
*та ^^ тс ' d яха*
Этому уравнению соответствует эквивалентная схема,
показанная на рис. 6.40, а, в которой лампа заменена
генератором тока SUmc с внутренним сопротивлением /?/.
Часто вместо генератора тока используют генератор
напряжения \iUmc с внутренним сопротивлением /?£- (рис. 6.40, б).
Замена одной схемы другой справедлива, поскольку для
схемы с генератором напряжения можно записать:
1 __ И-^mc + "та _ И-^тс _l 1 II _ QJJ ■ 1 11
7 та ^ Я~~ 7Г та ~ mc ~R ma*
С повышением частоты усиливаемого сигнала начинает
сказываться влияние междуэлектродных емкостей лампы (рис. 6.41).

6.7. Работа электронно-управляемых ламп в режиме нагрузки 267
Рис. 6.40.
Эквивалентные схемы
электронных ламп для низких
частот
Рис. 6.41. Иллюстрация
влияния
междуэлектродных емкостей лампы
на входной ток
Входная емкость (Свх) шунтирует источник сигнала.
Выходная емкость (Свых) шунтирует анодную нагрузку.
Проходная емкость (Спр) создает обратную связь по
напряжению между анодной и сеточной цепями триода.
Эквивалентная схема с учетом междуэлектродных емкостей
представлена на рис. 6.42. Наиболее вредной является
проходная емкость. Создаваемая ею обратная связь может
приводить к самовозбуждению усилителя. Вследствие этого
устойчивое усиление возможно лишь при значениях /С, не
превышающих 0,42^S/(coCnp), где S - крутизна.
Проходная емкость значительно увеличивает входную
емкость усилительного каскада. Из рис. 6.41 видно, что
Рис. 6.42. Эквивалентная
схема лампы с учетом
междуэлектродных емкостей

268
6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
вследствие наличия емкости Спр переменный входной
ток
4с = /юСвхИвх + /соСпр(ивх + ивых).
Так как К = ивых/иъх - динамический коэффициент
усиления, переменный ток сетки определяется емкостью
Эту емкость называют входной динамической емкостью.
При большом усилении она может значительно превышать
статическую входную емкость Сс к. У пентодов проходная
емкость Са С1 мала, поэтому входная динамическая емкость
незначительно отличается от статической Сс\ к.
6.7.4. Особенности работы электронно-управляемых
ламп в импульсном режиме
Импульсным называют вид динамического режима
электронной лампы, при котором ее анодный ток проходит в
короткие промежутки времени, сравниваемые с временем
переходных процессов в цепях. Другими словами, в
импульсном режиме лампа включается на короткое время и
выключается на длительное.
Импульсный режим характеризуется длительностью
импульса хи, периодом следования 7\ паузой Г- хи и
скважностью Q = Т/хИ.
На практике длительность импульса находится в
пределах от нескольких наносекунд до нескольких сотен
микросекунд. При этом скважность может составлять 100... 10 000.
Импульсный режим широко используется в
радиолокационных и радиорелейных станциях, линиях
телеуправления и т. д.
Наиболее распространенным видом импульсного
режима является ключевой режим. В этом режиме рабочую точку
выбирают левее начала анодно-сеточной характеристики
(рис. 6.43). На сетку подают импульсы положительной
полярности длительностью хи и амплитудой Umc, которая
по абсолютной величине превышает напряжение
смещения Ucq. Под действием этих импульсов лампа открывает-

6.7. Работа электронно-управляемых ламп в режиме нагрузки 269
'с
1
0
| "сО
Ug>
1 Цпс
1
\ 1
'с
/
1
\_А °
\%
1
t
Рис. 6.43. Графики, поясняющие импульсный режим работы лампы
ся и в анодной цепи проходят импульсы анодного тока с
амплитудой /та.
При импульсном режиме работы мощность на
электродах лампы расходуется только во время действия на сетке
положительных импульсов, а в паузах между импульсами
происходит охлаждение электродов. Поэтому среднюю
мощность, выделяемую на аноде лампы при импульсном
режиме работы, можно определить так:
а.ср
т Р
—• Р и _ * а.и
- *а.и т - q
Так как Q^>1, то в импульсном режиме с помощью
маломощных ламп можно получить большую мощность в
импульсе без перегрева анода и сетки.
Получение большой мощности в импульсе достигается
увеличением анодного напряжения и применением
оксидных и некоторых пленочных катодов, способных отдавать
в течение короткого времени токи,
значительно,превышающие максимальные значения токов в непрерывном режиме
(/э.уди = 100 А/см2).

270
6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
1600
мА
Ы00
1200
1000
800
'тс «»
400
200
/
\\J
г /Ух
1 к/
Ii/n
ис=юову//'
<
ч
■ Л1,
><
— +
Q=
**■*
- —
75 6
1000
1
• 505 1
1
1
25 В
-*1оов
Г 75В
h 50B
^25В |
i I
Свойства электронной
лампы (в частности,
триода) в импульсном режиме
оцениваются с помощью
импульсных характеристик.
На рис. 6.44 сплошными
линиями показаны
импульсные анодные
характеристики, штриховыми -
импульсные сеточно-анодные
характеристики триода 6Н1П.
Вид импульсных
характеристик определяется, как и в
случае статического
режима при Uc > О,
зависимостью коэффициента токо-
распределения от
отношения иг/ис.
На семействе
импульсных характеристик обычно указывают скважность Q. В
импульсных устройствах малой мощности используются
лампы типа приемно-усилительных. Последним элементом
системы обозначения таких ламп является буква "И",
например 6Н1П-И. Эти лампы отличаются от обычных тем,
что имеют более мощные катоды, улучшенный вакуум и
изоляцию электродов.
0 100 200 300 400 500 В 600
Uq
Рис. 6.44. Импульсные
характеристики триода
6.7.5. Приемно-усилительные
электронно-управляемые лампы
диапазонов низкой и высокой частоты
Различают лампы для усиления напряжения и
усиления мощности.
Лампы для усиления напряжения должны
обеспечивать большое неискаженное усиление слабых сигналов по
напряжению. Поскольку в области низких частот
междуэлектродные емкости не оказывают существенного
влияния на работу усилителя, широкое распространение
получили триоды. Из соотношения (6.17) следует, что для
получения большого коэффициента усиления эти триоды долж-

6.7. Работа электронно-управляемых ламп в режиме нагрузки 271
ны иметь большое значение статического коэффициента
усиления |х. Конструктивно это достигается применением
густых сеток. Например, триод 6Н2П имеет \i = 100 при
S=2mA/B.
Лампы для усиления мощности (см. формулу (6.18))
должны обеспечивать работу при больших амплитудах
входного сигнала Umc = 0,5 £/с зап- Поскольку у триодов Uc зап =
= £a/|Li, для повышения значения Pr max они должны
иметь малое значение ц и большую крутизну S. Это
достигается применением редкой сетки и анода большой
площади. Такие же требования предъявляются к триодам,
используемым в качестве регулирующих ламп электронных
стабилизаторов напряжения. Например, триод 6СЗЗС имеет
ц = 3, S = 40 мА/В, Рг тах = 30 Вт.
Наибольшее распространение в качестве выходных ламп
получили тетроды и пентоды. Это объясняется тем, что
они при больших значениях \i имеют "левые"
характеристики. Например, параметры выходного тетрода 6П1П
следующие: S = 4,9 мА/В, ill = 200, Рг тах = 12 Вт.
В усилителях высокой частоты в качестве анодной
нагрузки используются колебательные контуры с узкой
полосой пропускания (высокой добротностью), для
получения которой необходимо исключить шунтирование
контура внутренним сопротивлением лампы /?/. Поэтому в
качестве высокочастотных ламп используют тетроды и
пентоды, в которых большое значение /?/ достигается
применением густой экранирующей сетки. При этом сопротивление
/?/ может составлять 1 МОм. Использование густой
экранирующей сетки значительно уменьшает проходную
емкость СПр и, следовательно, увеличивает максимально
допустимый коэффициент усиления. Участки статических
анодных характеристик высокочастотных тетродов и
пентодов в режиме перехвата идут полого. Примерами таких
ламп являются 6Ж1П, 6Ж1Б.
В приемных устройствах амплитуда входного сигнала
изменяется в широких пределах. Поэтому для
поддержания постоянной амплитуды выходного сигнала
используют автоматическую регулировку усиления (АРУ).
Из соотношения (6.17) следует, что регулировку
коэффициента усиления можно осуществлять изменением вели-

272
6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
чины S. Для реализации такой возможности применяют
пентоды переменной крутизны (с удлиненной анодно-се-
точной характеристикой). Эти пентоды обозначают
буквой "К", например 6К13П.
В телевизионной технике, радиолокации, аппаратуре
дальней связи и других устройствах используются
сигналы, имеющие широкий спектр частот. Высокочастотные
составляющие спектра могут достигать нескольких
десятков мегагерц, а низкочастотные - сотен или десятков герц.
Для усиления широкополосных (например, импульсных)
сигналов без искажения их формы необходимо
одинаковое усиление всех частотных составляющих спектра.
Усилитель, обеспечивающий это требование, и лампы,
работающие в нем, называют широкополосными. Способность
лампы работать в широкополосных усилителях оценивается
коэффициентом широкополосности 8 = S/(2tiC), где С -
емкость на выходе усилителя.
Увеличение коэффициента широкополосности у этих
ламп достигается использованием более редкой
экранирующей сетки, что уменьшает Свых и увеличивает
коэффициент токораспределения, способствуя росту крутизны.
Крутизну S также увеличивают путем уменьшения
расстояния между катодом и управляющей сеткой, использования
катодной сетки, а также вторично-электронного умножения.
В лампах с катодной сеткой между управляющей
сеткой и катодом размещают дополнительную катодную
сетку, на которую подается положительное напряжение
(десятки вольт), способствующее перемещению минимума
потенциала от катода к месту расположения управляющей
сетки. При этом эффективность управления анодным
током управляющей сеткой резко возрастает.
В лампах с вторично-электронным умножением
используется специальный электрод — динод с коэффициентом
вторичной эмиссии с = 3...5. Вторичные электроны с ди-
нода попадают на анод, имеющий более высокий
потенциал. Благодаря умножению анодного тока крутизна пентодов
с вторичной эмиссией дости£ает 39 мА/В. Пентоды с
вторично-электронным умножением тока обозначают буквой "В".
Особое место занимают выходные широкополосные
лампы, предназначенные для работы в оконечных каскадах

6.7. Работа электронно-управляемых ламп в режиме нагрузки 273
усилителей с активной нагрузкой. Они должны
обеспечивать большие значения амплитуды напряжения на
резисторах нагрузки с небольшим сопротивлением. Поскольку
амплитуда напряжения на выходе UmR = ImaRa> для
получения большой амплитуды /та в этих лампах используют
мощные эффективные катоды. Необходимое значение 5
достигается применением редкой экранирующей сетки и
анода большой площади, например в пентоде 6П15П.
В приемной и измерительной аппаратуре
высокочастотные сигналы с частотой сос преобразуются в сигналы
более низкой (промежуточной) частоты сопр, на которой и
происходит основное усиление. Для осуществления
процесса преобразования используются нелинейные
элементы, на которые одновременно воздействуют напряжение
сигнала Uc = Umccos(Oct и напряжение специального
генератора, называемого гетеродином, Ur = Umr coscorf. На
нелинейном элементе происходит смешивание
действующих на нем сигналов и выделение сигнала промежуточной
частоты сопр = сос - сог. Поэтому нелинейный элемент,
осуществляющий смешивание сигналов, называют
смесителем. В качестве нелинейных элементов используют
различные электронно-управляемые лампы. Например, можно
применять пентоды с двойным управлением анодным током,
используя в качестве второй управляющей сетки антидина-
тронную.
Для одновременного осуществления процессов
генерирования напряжения гетеродина и смешивания сигналов
используются специальные преобразовательные лампы.
Простейшими из них являются триод-пентоды (рис. 6.45, а),
обозначаемые буквой "Ф" (6Ф1П, 6ФЗП). Триодная часть
этих ламп используется для сборки гетеродина, а пентод-
ная часть играет роль смесительной лампы. Крутизна
характеристики преобразования этих ламп довольно
высокая: Snp = 2 мА/В.
Кроме триод-пентодов, разработаны специальные
многосеточные преобразовательные лампы, среди которых
наибольшее распространение получил гептод (рис. 6.45, б),
имеющий пять сеток. Катод и первые две сетки гептода
образуют триод, используемый для сборки гетеродина.
Остальная часть лампы служит для преобразования сигна-

274
6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
-и
=з-
-тг -w
Рис. 6.45. Частотно-преобразовательные лампы
ла. Вторая и четвертая сетки соединяются и выполняют
роль экранирующих сеток. Третья сетка является второй
управляющей, а пятая - антидинатронной. Такие лампы
обозначаются буквой "А", например 6А2П. Недостатком
гептодов является влияние амплитуды сигнала на частоту
гетеродина. Лучшее качество работы преобразователя
обеспечивают триод-гептоды (рис. 6.45, в). Триодная часть
этих ламп используется для создания гетеродина, а гептод-
ная - как смеситель. Вторым элементом обозначения
таких ламп является буква "И", например 6И1П.
6.7.6. Электронно-управляемые лампы
сверхвысоких частот
В диапазоне сверхвысоких частот на работу
электронно-управляемых ламп существенное влияние оказывают:
индуктивности вводов и междуэлектродные емкости,
диэлектрические потери и потери за счет поверхностного
эффекта в проводниках, а также время пролета
электронов между электродами. На рис. 6.46 показана схема
диода с учетом индуктивностей вводов анода La, катода LK и
междуэлектродной емкости Са к. Индуктивности и емкость
образуют последовательный колебательный контур. Этот
контур на резонансной частоте /0 = \/{2%^(Ьг + L^ )Са к)
обладает малым сопротивлением, шунтирует участок цепи
АВ, и диод теряет свое основное свойство -
одностороннюю проводимость. Например, у диода, имеющего вводы с
/ = 10 мм, d = 0,5 мм и Са к = 2 пФ, резонанс наступает на
частоте 80 МГц. Следовательно, диод такой конструкции

6.7. Работа электронно-управляемых ламп в режиме нагрузки 275
Q.K
Рис. 6.46. Схема
образования
колебательного контура из
электродов диода
может быть использован на частотах
менее 80 МГц.
Конструктивные особенности
электронно-управляемых ламп,
предназначенных для работы в диапазоне СВЧ,
должны обеспечивать сведение к
минимуму междуэлектродных емкостей,
индуктивностей вводов, потерь энергии
в диэлектриках за счет поверхностного
эффекта и излучения, минимальное
время пролета электронов между
электродами. Выполнение этих требований на
частотах до нескольких сотен мегагерц
может быть достигнуто путем
усовершенствования обычных приемно-усили-
тельных ламп. Для уменьшения
времени пролета электронов без увеличения
междуэлектродных емкостей
сокращают расстояния между электродами
при одновременном уменьшении их
площади.
Уменьшение индуктивностей вводов осуществляется
использованием нескольких выводов от одного электрода,
особенно от того, который является общим для входной и
выходной цепей. Например, у триода 6С15П имеется
четыре вывода от катода. Многократные выводы могут быть
соединены параллельно. Общая индуктивность
параллельно соединенных п выводов меньше индуктивности одного
вывода, так как она определяется по формуле /,0бщ = LK/n.
Для более высоких частот (дециметрового и
сантиметрового диапазонов волн) разработаны специальные
электронно-управляемые лампы. При этом проволочные вводы
заменены дисковыми, обладающими малыми индуктивностями.
Аноды и катоды таких ламп (рис. 6.47) выполнены в
виде цилиндров, обращенных друг к другу торцевыми
поверхностями /, 3, образующими рабочую область
электродной системы. Между ними располагается сетка 2 в виде
тонкого сетчатого диска. Конструкция триода позволяет
значительно сблизить электроды (до 50 мкм) и,
следовательно, существенно уменьшить время пролета электронов.

276
6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
Рис. 6.47. Конструкции триодов СВЧ
Выводом анода служит короткий цилиндр 6 большого
диаметра, а выводы катода 4 и сетки 5 дисковые.
Дисковые и цилиндрические выводы электродов
обеспечивают также возможность сочленения ламп с
колебательными системами, выполненными в виде объемных или
коаксиальных резонаторов.
Для уменьшения потерь, вызываемых поверхностным
эффектом, все металлические детали внутри и снаружи
ламп покрывают тонким слоем серебра, обладающего
высокой электропроводностью.
Важным параметром является входное сопротивление
лампы. Для его определения пользуются выражением
#вх = а^2> гДе ^ " длина волны, м. Коэффициент
пропорциональности а (кОм/м2) является параметром лампы,
зависящим от ее конструкции, режима питания, и
приводится в справочниках.
6.7.7. Генераторные и модуляторные лампы
В генераторах для получения колебаний используются
генераторные лампы. Важными качественными
показателями генераторов являются максимальная мощность
генерируемых колебаний и коэффициент полезного
действия. Мощность колебаний Рк = 0,5/mat/mK, где /та -
амплитуда переменной составляющей анодного тока; UmK -
амплитуда напряжения колебаний.

6.7. Работа электронно-управляемых ламп в режиме нагрузки 277
Можно считать, что максимальное значение /та
пропорционально току эмиссии катода /э, a Uma - напряжению
источника питания Ег. Таким образом, максимальная
колебательная мощность
= У*ЕШ
(6.19)
где £ - коэффициент пропорциональности.
Если считать, что мощность источника анодного
питания расходуется на создание колебательной мощности Рк
и на нагрев анода Яа, то коэффициент полезного действия
генератора т| = Рк/(Рг + Рк)- Из этого соотношения
следует, что анод должен рассеивать мощность
Ра=(0-Л)/л)Як. (6.20)
Коэффициент полезного действия современных
генераторов составляет 50...70%. Соотношения (6.19) и (6.20)
позволяют сформировать основные требования к
конструкции генераторных ламп. Необходимо, чтобы катоды
генераторных ламп обеспечивали большие эмиссионные токи,
генераторные лампы имели высокую электрическую
прочность, позволяющую использовать повышенные
напряжения анода, аноды генераторных ламп обеспечивали
рассеивание мощности одного порядка с выходной мощностью
генератора.
Генераторные лампы классифицируют по максимально
допустимой мощности, рассеиваемой анодом, по
частотному диапазону и роду работы. По роду работы их делят на
лампы непрерывного
генерирования и импульс- и1
ные. Импульсные
генераторные лампы в отличие
от ламп непрерывного
генерирования
обеспечивают получение коротких
высокочастотных импульсов
(рис. 6.48).
В зависимости от
значения максимально
допустимой рассеиваемой анодом рис 6.48. Высокочастотные
мощности различают гене- импульсы
1
1 Г\ Г\
1 1
Л Л Г\ Г\
5L-J
Т 1
(Л С\
||||| /

278
6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
раторные лампы малой мощности (Радоп < 25 Вт),
средней мощности (25 Вт < Ра.доп ^ 1 к^т) и большой
мощности (Ра.доп > 1 кВт). В генераторных лампах малой
мощности выделяемая на аноде мощность невелика, поэтому в
них используется естественное охлаждение анода.
Необходимая мощность генератора достигается при напряжениях
анода в сотни вольт и при анодном токе в десятые или
сотые доли ампера. Поэтому конструкция и система
обозначений генераторных ламп малой мощности такие же,
как и у приемно-усилительных ламп. Примерами
генераторных ламп малой мощности высокой частоты может
служить триод 6С2П, а диапазона СВЧ - триод 6С21Д,
который имеет дисковые вводы и цилиндрическую
конструкцию электродов, что удовлетворяет требованиям,
рассмотренным в п. 6.7.6.
Генераторные лампы средней и большой мощности
относятся к специальным лампам. Их система обозначений
состоит: из сочетания букв, соответствующих
классификационному признаку; числа, характеризующего
порядковый номер типа прибора; буквы, обозначающей вид
используемого охлаждения ("Б" - воздушное
принудительное; "А" - жидкостное, например водяное; "П" -
испарительное). Основой буквенного обозначения
генераторных ламп непрерывного действия являются их частотные
свойства.
По частотным свойствам эти лампы разделяются на
лампы с предельной частотой /щ> < 30 МГц (условно
обозначаются ГК); лампы с /пр = 30...300 МГц (ГУ) и лампы с
/пр > 300 МГц (ГС).
В качестве генераторных ламп средней мощности
используются триоды, лучевые тетроды и пентоды. В
генераторных лампах средней мощности с анодными напряжениями
до 2 кВ применяют оксидные катоды. При более высоких
напряжениях оксидный катод не выдерживает ионной
бомбардировки, поэтому применяют карбидированные или
вольфрамовые катоды. Сетки делают из молибдена или
вольфрама и располагают на большом расстоянии от катода,
чтобы облегчить их охлаждение.
Аноды генераторных ламп средней мощности
изготавливают из тантала, молибдена или графита, допускающих

6.7. Работа электронно-управляемых ламп в режиме нагрузки 279
высокую рабочую температуру и имеющих большой
коэффициент лучеиспускания. В отдельных случаях для
охлаждения анода используется принудительное воздушное или
водяное охлаждение.
Особый класс составляют импульсные генераторные
лампы, предназначенные для генерирования высокочастотных
импульсов (обозначаются ГИ). Как правило, это триоды
металлокерамической конструкции, которые хорошо
соединяются с коаксиальными колебательными системами.
Рабочая часть электродной системы этих триодов выполнена
с прогибом, что увеличивает жесткость конструкции и
уменьшает расстояние между электродами. Для
получения большой импульсной мощности в импульсных
генераторных триодах используют высокие анодные напряжения
(от 5 до 30 кВ) и применяют оксидные катоды,
обеспечивающие значительные анодные токи. Особенностью
импульсного режима является то, что анод лампы
нагревается во время генерирования высокочастотного импульса и
остывает во время паузы между импульсами. Таким
образом, средняя мощность, определяющая нагрев анода, во
много раз меньше импульсной мощности лампы. Поэтому
такие лампы и их аноды имеют относительно небольшие
размеры, а для охлаждения анода достаточно
использовать принудительное воздушное охлаждение. Высокие
напряжения анода предъявляют повышенные требования к
вакууму, изоляции и конструкции вводов. Примером
импульсного генераторного триода является лампа ГИ-12Б.
Электронно-управляемые лампы, предназначенные для
усиления низкочастотных модулирующих колебаний или
для коммутации энергии в импульсных модуляторах,
называют модуляторными. В зависимости от режима
работы модуляторные лампы делят на лампы непрерывного
действия и импульсные.
Для модуляции генераторов малой мощности
используются электронно-управляемые лампы, имеющие
конструкцию и систему обозначений, аналогичные приемно-усили-
тельным лампам.
Модуляция генераторов средней и большой мощности
осуществляется с помощью специальных модуляторных
ламп. Специальные модуляторные лампы непрерывного

280
6. ЭЛЕКТРОННО-УПРАВЛЯЕМЫЕ ЛАМПЫ
действия (обозначаются ГМ) применяются в мощных
усилителях модулирующего сигнала, которые должны
обеспечивать полезную выходную мощность (сотни ватт и более)
при малых искажениях усиливаемого сигнала.
Для получения малых искажений при незначительном
потреблении энергии от источника сигнала линейный
участок анодно-сеточных характеристик модуляторных ламп
располагается в области отрицательных значений
напряжения управляющей сетки ("левые" характеристики).
Однако искажения сигнала допустимы даже при
использовании части участка характеристики, расположенной в области
положительных сеточных напряжений. В этом случае
сеточные токи и мощность, рассеиваемая на сетке, невелики.
Поскольку модуляторная лампа обеспечивает
необходимый режим генераторной лампы, обе работают при
близких значениях напряжений и токов. Поэтому конструкция
электродов модуляторной лампы мало отличается от
конструкции электродов генераторных ламп соответствующей
мощности.
Конструкции импульсных модуляторных ламп должны
удовлетворять следующим требованиям: обеспечивать ток
в импульсе, необходимый для работы генераторной лампы
(он может достигать сотен ампер), иметь большую
крутизну линии критического режима (обеспечивать малое
значение £/а<ост), что позволяет уменьшать мощность,
рассеиваемую на аноде, и увеличивать КПД; выдерживать
высокие анодные напряжения, поскольку в закрытом состоянии
лампы Ua = £а; иметь незначительный остаточный
анодный ток (см. п. 6.7.4) и небольшое напряжение запирания.
В качестве импульсных модуляторных ламп
наибольшее распространение получили тетроды. В них, как
правило, используются оксидные катоды большой площади,
обеспечивающие получение необходимых импульсных токов.
Тетроды по сравнению с триодами имеют бо'лыиую крутизну
линии критического режима и, следовательно, меньшее
значение 0аост. Относительно небольшое значение Uc\ Зап
при больших значениях |1 позволяет уменьшать
требуемую амплитуду импульса напряжения управляющей
сетки. Подавление динатронного эффекта у этих ламп
достигается фокусировкой электронного потока (сетки изготав-

6.7. Работа электронно-управляемых ламп в режиме нагрузки 281
ливаются с одинаковым шагом витков) и увеличением
расстояния между анодом и экранирующей сеткой.
Расположение выводов электродов и конфигурация изоляторов
обеспечивают высокую электрическую прочность. Для
уменьшения вероятности возникновения термоэлектронного тока
сетки витки сеток покрывают материалом с большой
работой выхода электронов, например золотом. Импульсные
модуляторные лампы обозначают буквами ГМИ.
Примером такой лампы служит тетрод ГМИ-2, имеющий £/а тах =
= 32 кВ, Ра.доп = 900 Вт, импульсный анодный ток 110 А.

г
ЭЛЕКТРОННО-ЛУЧЕВЫЕ ПРИБОРЫ
7.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
ОБ ЭЛЕКТРОННО-ЛУЧЕВЫХ ПРИБОРАХ
Электронные электровакуумные приборы, в которых
используется поток электронов, сконцентрированный в
форме луча или пучка лучей, называют
электронно-лучевыми приборами.
Широкое распространение получили
электронно-лучевые приборы, имеющие форму трубки, вытянутой в
направлении луча. Их называют электронно-лучевыми
трубками (ЭЛТ) и используют для преобразования
электрических сигналов в видимое изображение
(электронно-графические ЭЛТ), хранения и считывания информации, а также
для формирования и преобразования электрических
сигналов. Основными элементами ЭЛТ (рис. 7.1) являются:
колба /, электронный прожектор 2, отклоняющая система 3,
приемник электронов 4.
Колбу чаще всего делают из стекла. Часть ее
внутренней поверхности покрывают слоем графита 5,
называемого аквадагом. На аквадаг подают положительное
напряжение, что предотвращает накопление электронов на
внутренней поверхности колбы.
Электронный прожектор служит для создания
сфокусированного луча с требуемой плотностью тока. Он состоит
из источника электронов и электронно-оптической системы.
Источником электронов является катод, изготовленный
в виде цилиндра 2 (рис. 7.2), внутри которого
располагается подогреватель У, а на торцевую поверхность катода
наносится оксидное покрытие 3. Катод размещается
внутри цилиндра, дно которого выполнено в виде диска 4 с
отверстием. Через отверстие пролетают электроны,
излучаемые катодом. Этот цилиндр называют управляющим
электродом или модулятором. На модулятор относительно ка-

7.1. Общие сведения об электронно-лучевых приборах 283
Рис. 7.1. Упрощенная конструкция Рис. 7.2. Катодный узел
электронно-лучевой трубки
тода подают отрицательное напряжение, регулировка
которого приводит к изменению количества электронов,
проходящих через отверстие, и, следовательно, к изменению
плотности электронного потока. Часть
электронно-оптической системы, служащую для управления диаметром луча,
называют фокусирующей системой. Отклоняющая
система ЭЛТ предназначена для управления положением
сфокусированного луча. В основу действия фокусировки и
отклонения электронного луча положено взаимодействие
электрона с электрическим или магнитным полем.
Приемником электронов служит люминесцентный
экран, преобразующий энергию электронного луча в
световое излучение, или диэлектрическая пластина, на которой
под действием электронного потока образуется
потенциальный рельеф.
В зависимости от способа фокусировки и отклонения
электронного луча различают электростатические,
магнитные и комбинированные ЭЛТ. В электростатических
трубках используют электростатические системы
фокусировки и отклонения луча, магнитные имеют магнитные
системы фокусировки и отклонения луча, в
комбинированных обычно применяются электростатическая
фокусировка и магнитное отклонения луча.

284 7. ЭЛЕКТРОННО-ЛУЧЕВЫЕ ПРИБОРЫ
7.2. ЭЛЕКТРОННЫЕ ПРОЖЕКТОРЫ
С ЭЛЕКТРОСТАТИЧЕСКОЙ ФОКУСИРОВКОЙ
7.2.1 Закон преломления электронного луча
При электрической фокусировке электронного потока
используется взаимодействие электрона с электрическим
полем фокусирующей системы.
Влияние электрического поля на электрон, влетающий
в него со скоростью щ под углом щ к нормали
эквипотенциальной поверхности U\y показано на рис. 7.3. Если
считать начальную скорость электронов равной нулю, то:
щ = ^(2q/m)U\; t>2 = ^(2q/m)U2,
где U2 ~ потенциал второй эквипотенциальной поверхности.
Разложим векторы скоростей щ и ty на
тангенциальные (у1т и 02т) и нормальные (д\п и V2n) составляющие.
Поскольку в направлении у1х и 02т потенциал не
изменяется, то v\x = 02т и
sin щ /sin 0C2 = 7^2/^1- (7.1)
Соотношение (7.1) является законом преломления для
электронной оптики. Если (/2 > f/ь то а1 > а2 и электрон
Рис. 7.3. Преломление электрон- Рис. 7.4. Траектория электрона
ного луча на эквипотенциальных в электрическом поле собираю-
поверхностях ще-рассеивающей линзы

7.2. Электронные прожекторы с электростатической фокусировкой 285
приближается к нормали. При U\ > U2 имеем ot2 > oti и
электрон удаляется от нормали. Такое явление
используется в системах электростатической фокусировки ЭЛТ. Для
этой цели создаются электрические поля,
эквипотенциальные поверхности которых изогнуты, например так, как
показано на рис. 7.4. Траекторию движения электронов в
этих полях строят следующим образом: проводят нормаль
к эквипотенциальной поверхности в точке падения
электрона и отмечая угол oti. Затем, зная соотношение между
U\ и 1)2 и используя закон преломления (7.1),
определяют угол СС2- Если соотношение между потенциалами
такое, как указано на рис. 7.4, то область / соответствует
собирающей линзе, а область // - рассеивающей.
7.2.2. Тетродный прожектор
Устройство тетродного прожектора показано на рис. 7.5.
Он состоит из катода (К), модулятора (М), первого анода
(А1) и второго анода (А2). Аноды представляют собой полые
цилиндры, оси которых совпадают с осью трубки. Первый
анод снабжается ограничивающими диафрагмами.
Относительно катода модулятор имеет отрицательное
напряжение порядка единиц или десятков вольт, а
аноды - положительные напряжения. Напряжение первого
анода иг\ составляет сотни вольт, а второго анода £/а2 ^> Ua\.
При этом создаются электрические поля,
осуществляющие фокусировку электронного потока и ускоряющие
электроны сфокусированного луча. Силовые линии / этих по-
К
Рис. 7.5. Устройство
тетродного прожектора
к) ,,i0
l j^Z У 1
r^^V^N .1
Uai
Уа2
v7iA:
1 'Zftf}
A2
^7
2чУ2
Cl}

286
7. ЭЛЕКТРОННОЛУЧЕВЫЕ ПРИБОРЫ
лей на рис. 7.5 показаны штриховыми линиями, а
эквипотенциальные поверхности 2 -сплошными.
Из рис. 7.5 и закона преломления электронного луча
следует, что электрические поля между модулятором и
первым анодом, а также между первым и вторым анодами
играют роль собирающе-рассеивающих (иммерсионных)
линз. Поскольку в области собирающей линзы скорость
электронов меньше, а кривизна эквипотенциальных
поверхностей больше, чем в области рассеивающей линзы, в
целом иммерсионная линза является собирающей. Линзу
между модулятором и первым анодом называют
иммерсионным объективом. Она является короткофокусной
и собирает электроны на оси трубки в полости первого
анода. Линзу между первым и вторым анодами
называют главной. Она проецирует электроны на приемник
электронов. Хорошее качество фокусировки
достигается при £/а2 = (8...10)£/а1.
Поскольку напряжение первого анода оказывает
влияние на форму эквипотенциальных поверхностей
иммерсионного объектива и главной линзы, то с помощью
изменения напряжения первого анода осуществляют
фокусировку электронного луча. В процессе фокусировки часть
электронов из электронного потока попадает на первый анод,
создавая ток первого анода 1г\. Электроны
сфокусированного луча достигают приемника электронов и выбивают из
него вторичные электроны, которые летят на аквадаг,
соединенный со вторым
анодом и имеющий
напряжение £/а2- Эти электроны
создают ток второго анода
/а2.
В большинстве случаев
питание тетродного
прожектора осуществляется от
источника напряжения £/а2
(рис. 7.6) через делитель
напряжения, состоящий из
резисторов R1...R4. Эти
резисторы создают цепи прохож-
—f
'"[И-
I—ч
Uu U
£1
>yi
M
411
^Л
i
Ш2 NJ
Ual* II 'л! II
|L!Ljl
I
R2
^°o;
R5 tf4j Г
7 О U
!a2
Рис. 7.6. Схема включения
тетродного прожектора
дения токов (делителя L

7.2. Электронные прожекторы с электростатической фокусировкой 287
первого анода /aj и катодного тока /к = 1г\ + /а2) и
обеспечивают получение напряжений UM и £/ai.
С увеличением отрицательного напряжения
модулятора увеличивается количество электронов,
возвращающихся на катод, и уменьшается количество электронов,
пролетающих в отверстие модулятора. При некотором
отрицательном напряжении на модуляторе все электроны
возвращаются на катод и ток луча становится равным нулю.
Поскольку интенсивность свечения люминофора
пропорциональна плотности тока луча, ручку потенциометра R1,
позволяющего изменять напряжение (/м, снабжают надписью
"Яркость", ручку потенциометра R3 - надписью "Фокус",
так как с его помощью изменяется напряжение £/ai и,
следовательно, осуществляется фокусировка луча.
В тетродном прожекторе регулировка плотности
электронного потока оказывает влияние на качество
фокусировки. Это объясняется следующими причинами: изменением
фокусного расстояния иммерсионного объектива;
размыванием пучка из-за неодинакового преломления граничных и
осевых траекторий (аберрация); изменением взаимного
расталкивания электронов в луче, изменением количества
вторичных электронов, выбиваемых с диафрагм первого
анода электронами луча; изменением потенциала первого
анода. При регулировке плотности тока луча изменяется ток
первого анода, проходящий по резисторам R3 и R4
делителя напряжения, что приводит к изменению напряжения
иг\ и расфокусировке луча.
7.2.3. Пентодные прожекторы
Уменьшение взаимного влияния регулировок яркости и
фокусировки достигается путем размещения между
модулятором и первым анодом ускоряющего электрода с высоким
потенциалом, называемым ускорителем. Такие
прожекторы называют пентодными. Различают пентодные
прожекторы с нулевым током первого анода (рис. 7.7, а) и с
нулевым потенциалом первого анода (рис. 7.7, б).
В прожекторе с нулевым током первого анода
ускоритель (У) выполнен в виде цилиндра с диафрагмой и
соединяется со вторым анодом. Между ускорителем и модуля-

288
7. ЭЛЕКТРОННО-ЛУЧЕВЫЕ ПРИБОРЫ
о б
ц у А1 А2 | =]_ А2
Ямс. 7.7. Пентодные прожекторы
тором (М) создается поле предварительной фокусировки.
За счет этого облегчается фокусировка и
предотвращается попадание электронов на первый анод. Кроме того,
уменьшение тока первого анода достигается выполнением анода
в виде диафрагмы с широким отверстием или короткого
цилиндра большого диаметра. Поэтому при изменении
плотности тока луча ток делителя не изменяется и потенциал
первого анода остается постоянным.
Прожектор с нулевым потенциалом первого анода
рассчитывается таким образом, что фокусировка
обеспечивается при равных потенциалах катода и фокусирующего
электрода. Такие прожекторы используются в
высоковольтных трубках, в которых питание первого анода от общего
делителя напряжения затруднено.
7.3. ЭЛЕКТРОННЫЕ ПРОЖЕКТОРЫ
С МАГНИТНОЙ ФОКУСИРОВКОЙ
Простейший электронный прожектор с магнитной
фокусировкой показан на рис. 7.8. Он состоит из катода /,
модулятора 2, анода 3 и короткой катушки 4,
располагаемой на горловине ЭЛТ. Модулятор и анод образуют
короткофокусный иммерсионный объектив, предварительно
фокусирующий электроны, выходящие из отверстия
модулятора. Дальнейшая фокусировка электронов
осуществляется магнитной линзой, образованной неоднородным
магнитным полем (с индукцией В) короткой катушки, по виткам
которой проходит ток /ф. В каждой точке пространства
вектор магнитной индукции В и скорость электрона v
можно разложить на две составляющие: осевые Ъг, Bz и ради-

7.3. Электронные прожекторы с магнитной фокусировкой 289
<=у 'Ssi^ey
5
Нн
ЧГ=*
Рис. 7.8. Схема магнитной фокусировки электронного луча короткой
катушкой
альные дг и Вг • В результате взаимодействия электрона и
составляющей магнитного поля Вг на электрон действует
сила Лоренца £гц = -q\vz хВг1, направленная за
плоскость рисунка. Под действием этой силы электрон
начинает смещаться в направлении вектора Fjh со скоростью 5j.
За счет скорости щ при взаимодействии электрона и
магнитного поля Bz возникает сила Рд2 = ~я\щ х Дг]»
направленная к оси трубки.
Таким образом, электроны приобретают радиальную
составляющую скорости, прижимающую их к оси трубки.
Благодаря этому электроны, влетающие в магнитное поле
фокусирующей катушки расходящимся пучком, после
прохождения поля магнитной
линзы собираются на оси
трубки. С помощью реостата R
изменяется ток фокусирующей
катушки и осуществляется
фокусировка электронного луча.
Для увеличения
неоднородности магнитного поля 2 и
уменьшения его рассеяния
катушку помещают в стальной
экран / с воздушным зазором __ __
/ У q\ г Рис. 7.9. Конструкция фокуси-
фИС. I .\3). рующей катушки

290
7. ЭЛЕКТРОННО-ЛУЧЕВЫЕ ПРИБОРЫ
Магнитные линзы обеспечивают хорошую
фокусировку при большом токе луча. Однако система магнитной
фокусировки имеет большие габариты и массу, а также
потребляет значительную энергию.
7.4. ОТКЛОНЯЮЩИЕ СИСТЕМЫ
ЭЛЕКТРОННО-ЛУЧЕВЫХ ТРУБОК
7.4.1. Электростатические отклоняющие системы
Электростатической отклоняющей системой
называют совокупность электродов, создающих отклоняющее
электрическое поле. В большинстве случаев отклоняющая
система представляет собой две пары пластин, расположенных
между прожектором и приемником электронов (рис. 7.10),
на которые подаются отклоняющие напряжения Ux и Uy.
На рисунке стрелками указано направление отклонения
луча при данной полярности этих напряжений.
Рассмотрим отклонение электронов электрическим
полем, создаваемым напряжением Uy, действующим на
параллельных пластинах, расположенных на расстоянии d
друг от друга и имеющих длину 1\ (рис. 7.11). Расстояние
от приемника электронов до пластин l<i- Электрон,
влетающий в электрическое поле отклоняющих пластин
(напряженностью Еу = Uy/d) со скоростью vZi которая опреде-
Рис. 7.10. Иллюстрация прин- рис. 7.11. Траектория отклонения луча
ципа действия
электростатической отклоняющей системы
электрическим полем

7.4. Отклоняющие системы электронно-лучевых трубок 291
ляется потенциалом второго анода (vz = yj(2q/m)Ua2 )>
Движется в направлении z по закону z = vzt.
В направлении у на электрон действует сила Fy = ~qEy.
Под действием этой силы электрон движется
равноускоренно по закону у = at2/2. Ускорение а определяется из
условия qEy = та. Тогда можно записать:
y^iUy/iAU&dttz2. (7.2)
Из соотношения (7.2) и рис. 7.11 видно, что полное
отклонение электрона определяется суммой:
A = Ai+fc2 = 4^,2+'2tga. (7-3)
Поскольку
*-2
<Vi
\г = lx 2Ua2d '
то на основании уравнения (7.3) имеем
A = ^L(i + /2). (7.4)
Основным параметром электростатической
отклоняющей системы является чувствительность к отклонению
S3, показывающая, на сколько миллиметров отклоняется
луч на приемнике электронов при изменении
отклоняющего напряжения на один вольт:
5Э=Л/С/0ТКЛ. (7.5)
На основании соотношений (7.4) и (7.5), считая, что
Иу = £/откл> можем записать:
э 2Vz2d\2 2)
Из уравнения (7.6) следует, что для создания большей
чувствительности необходимо увеличить длину пластин и
расстояние от их середины до приемника электронов 0,5/i + l<i и
уменьшить (/а2 и d. Однако уменьшение d приводит к
уменьшению предельного угла отклонения оспред, а
снижение Uа2 ухудшает фокусировку.

292
7. ЭЛЕКТРОННОЛУЧЕВЫЕ ПРИБОРЫ
Для увеличения
чувствительности без уменьшения
предельного угла
отклонения используются косорас-
ставленные (рис. 7.12, а),
параболические (рис. 7.12, б)
Рис. 7.12. Разновидности отклоняю- и изломанные (рис. 7.12, в)
щих пластин пластины. Чаще всего
применяют отклоняющие
системы с изломанными пластинами, которые без
уменьшения предельного угла отклонения позволяют повысить
чувствительность по сравнению с плоскопараллельными
пластинами в 1,8 раза. Значения S3 для современных трубок
лежат в пределах 0,1...3 мм/В, а оспред ^ 20°.
К достоинствам систем электростатического
отклонения луча следует отнести малую инерционность и,
следовательно, возможность использования отклоняющих
напряжений большой частоты (до десятков мегагерц), а также
малые габариты, массу и незначительное потребление
энергии от источника отклоняющего напряжения.
Недостатком этих систем являются сильная зависимость
чувствительности от £/а2 и малый предельный угол
отклонения.
7.4.2. Магнитные отклоняющие системы
Магнитная отклоняющая система состоит из двух пар
отклоняющих катушек, располагаемых на горловине ЭЛТ
между фокусирующей системой и приемником электронов.
По виткам отклоняющих катушек проходят токи 1Х и 1у,
что обеспечивает получение двух взаимно
перпендикулярных магнитных полей с индукциями ВГ и Вв (рис. 7.13).
При взаимодействии электронов с магнитным полем,
характеризуемым индукцией ВГУ возникает сила Лоренца,
отклоняющая электронный луч в горизонтальном^
направлении, а при взаимодействии с полем индукции Вв - в
вертикальном направлении.
На рис. 7.14 показано отклонение электрона в
вертикальном направлении. Под действием ускоряющего напряже-

7.4. Отклоняющие системы электронно-лучевых трубок 293
Рис. 7.13. Упрощенное изобра- Рис. 7.14. Отклонение электронно-
жение магнитной отклоняющей го луча магнитным полем катушек
системы
ния анода 1/г фокусирующей системы электрон влетает в
магнитное поле Вв со скоростью и = ^(2ц/т)и^ .
Под действием возникающей силы Лоренца Рд = -mv х Бв|
электрон вращается по окружности радиусом г = mv/(qBB).
Выходя из магнитного поля, электрон движется к
приемнику электронов по касательной к окружности,
отклоняясь от центра экрана на расстояние h. Из рисунка видно,
что /i = /tga. При малых углах отклонения tga« l\/r.
Тогда
Индукция магнитного поля пропорциональна числу ампер-
витков отклоняющей катушки п0ТКЛ10ТКЛ: Вв = &яоткл/откл,
где /откл = 1у или /откл = 1Х. Тогда
h = Jq/(2m)klx {1/у/Щ)поткл1откл = {у1/у[Щ)п0ТКЛ10ТКЛ> (7.7)
где у = l{kjq/(2m).
Чувствительность к магнитному отклонению SM,
показывающая, на сколько миллиметров отклоняется пятно
на приемнике электронов при изменении
магнитодвижущей силы на один ампер-виток, на основании
соотношения (7.7) определяется по формуле

294
7. ЭЛЕКТРОННО-ЛУЧЕВЫЕ ПРИБОРЫ
SM=h/(n0TKJlI0TKJl) = yl/JU;. (7.8)
Чувствительность SM находится в пределах единиц
миллиметров на ампер-виток.
Из формулы (7.8) следует, что SM уменьшается при
увеличении массы отклоняемой частицы (у пропорциональна
l/Vm). Из катода выходит небольшое число
отрицательных ионов, которые, как и электроны, движутся в сторону
приемника электронов. Поскольку масса иона
значительно больше массы электрона, ионы магнитным полем
отклоняются незначительно и бомбардируют центр экрана,
вызывая его постепенное выгорание. В результате яркость
свечения экрана в центре уменьшается, что приводит к
появлению так называемого ионного пятна.
Для борьбы с ионным пятном применяют ионные
ловушки, принцип действия которых основан на различном
влиянии магнитного и электрического полей на электроны и
ионы. Схема простейшей ионной ловушки изображена на
рис. 7.15. Из рисунка видно, что часть электронного
прожектора изгибается, а в месте изгиба создается внешнее
магнитное поле fijj, направление и величину которого
подбирают так, чтобы траектории электронов проходили через
отверстие диафрагмы. Ионы этим магнитным полем
практически не отклоняются и задерживаются диафрагмой.
Магнитное поле ионной ловушки создается постоянным
магнитом, размещаемым на горловине трубки.
Конструкция отклоняющих катушек должна
обеспечивать малое рассеяние магнитного потока и возможно
большее значение магнитной индукции при заданном значении
поткл/откл. Малое рассеяние магнитного потока достигает-
цона ся использованием в
отклоняющих системах стальных и
ферритовых магнитопроводов.
Для увеличения
напряженности магнитного поля
уменьшают расстояние между
катушками, поэтому трубки с
магнитным отклонением име-
Рис. 7'.15. Схема ионной ловушки ЮТ МаЛЫЙ ДИамеТР ™РЛОВИНЫ.
Электрона

7.5. Люминесцентные экраны электроннолучевых трубок 295
Основное преимущество магнитного отклонения по
сравнению с электростатическим заключается в меньшей
зависимости чувствительности от ускоряющего напряжения и
возможности обеспечения больших углов отклонения.
Последнее позволяет получать большой размер экрана при
относительно небольшой длине трубки.
Значительными недостатками магнитных отклоняющих
систем являются потребление большой мощности от
источников сигнала для получения требуемого тока
отклонения и существенная зависимость сопротивления
отклоняющих катушек, а следовательно, и отклонения луча от
частоты колебаний.
7.5. ЛЮМИНЕСЦЕНТНЫЕ ЭКРАНЫ
ЭЛЕКТРОННО-ЛУЧЕВЫХ ТРУБОК
7.5.1. Устройство и принцип действия экрана
В большинстве электронно-лучевых трубок применяют
люминесцентные экраны, преобразующие энергию
электронного луча в энергию видимого излучения. Эти экраны
представляют собой тонкий слой люминофора,
нанесенный на дно колбы. При изготовлении экранов широко
используют сульфид цинка ZnS, силикат цинка Zn2Si04 или
вольфрамат кальция CaWC>4 с добавками различных
металлов, изменяющих цвет и яркость свечения экрана.
Принцип действия люминесцентных экранов
заключается в следующем. Электрон, попадая на экран, передает
часть энергии атомам люминофора и, вызывая вторичную
электронную эмиссию, возбуждает их. При возвращении
атомов люминофора в исходное состояние наблюдается
электромагнитное излучение видимого диапазона частот.
Большая часть вторичных электронов попадает на аква-
даг, имеющий положительный потенциал. Между
количеством первичных и количеством вторичных электронов
устанавливается динамическое равновесие, при котором
коэффициент вторичной эмиссии экрана оэ » 1, а потенциал
экрана U3 становится приблизительно равным
напряжению последнего ускоряющего электрода в ЭЛТ. Например,
при использовании тетродного прожектора U3 ~ Ua2 •

296
7. ЭЛЕКТРОННО-ЛУЧЕВЫЕ ПРИБОРЫ
Экраны должны обеспечивать: необходимый цвет и
яркость свечения; заданное время послесвечения;
приемлемый КПД. Экраны обладают низким КПД в связи с тем,
что значительная часть энергии луча затрачивается на
нагрев экрана и на излучение в невидимой части спектра.
7.5.2. Основные параметры
и характеристики экранов
Яркость свечения экрана В определяется силой
света, испускаемого с 1 м2 площади в направлении,
перпендикулярном к поверхности экрана, и измеряется в канделах на
квадратный метр (кд/м2). Установлено, что яркость свечения
экрана связана с плотностью тока луча /л и потенциалом иэ
экрана следующим соотношением: В = А}Л(ИЭ - £/эо)т> гДе
(/эо - потенциал возникновения свечения; Л, т -
коэффициенты, зависящие от типа люминофора. Обычно т ~ 2.
Световая отдача С (кд/Вт) определяется как
отношение силы света /с = Bdn (где dn - диаметр светящегося
пятна) к мощности луча: С = /с/(/л^а)-
Поскольку сила света пропорциональна яркости и т > 1,
для увеличения световой отдачи необходимо повышать
ускоряющее напряжение (7а. Увеличение тока луча в меньшей
степени влияет на световую отдачу, но приводит к
повышенному нагреву люминофора и ускоренному выгоранию экрана.
Время послесвечения tn - это интервал времени
между моментом прекращения возбуждения экрана и
моментом спада яркости до определенного уровня. Обычно
время послесвечения отсчитывают на уровне 1 % яркости,
соответствующей моменту прекращения возбуждения
экрана. Экраны имеют очень короткое (*п < 10~5 с), короткое
(10"5 < tn < Ю~2 с), среднее (1(Г2 < tn < КГ1 с),
длительное (0,1 < tn < 16 с) и очень длительное (tn > 16 с)
послесвечение.
Для получения длительного послесвечения используют
двухслойные (каскадные) экраны. При их изготовлении на
дно колбы наносят фотолюминофор, который
возбуждается световым излучением и обладает длительным желтым
свечением. Его покрывают люминофором, возбуждаемым

7.6. Основные типы электронно-лучевых трубок 297
электронной бомбардировкой и
имеющим короткое
послесвечение. Свечение этого люминофора
используется для возбуждения
фотолюминофора.
Цвет свечения - цвет экрана
или его спектральная
характеристика при наличии возбуждения.
Модуляционная
характеристика отражает зависимость тока
электронного луча или яркости
свечения экрана от напряжения
между модулятором и катодом.
Типичный вид модуляционной
характеристики показан на рис. 7.16.
Изменение отрицательного
потенциала на модуляторе меняет
величину минимума потенциала у
катода и ток луча. Это приводит
к изменению яркости свечения экрана. С ростом
ускоряющего напряжения (7а уменьшается потенциальный барьер
у катода, что вызывает увеличение тока луча, яркости
свечения экрана и запирающего напряжения UM3an. Влияние
напряжения модулятора на ток луча оценивается
крутизной модуляционной характеристики
^м "Ж
И .14
Ум.зап
\2кВ
иЗ
■20 1
1,5кВ
%,в
k
31
i°
Рис. 7.16. Модуляционная
характеристика
\ЦЛ = const
Очевидно, что значение SM зависит от режима ЭЛТ.
7.6. ОСНОВНЫЕ ТИПЫ
ЭЛЕКТРОННО-ЛУЧЕВЫХ ТРУБОК
7.6.1. Классификация и система обозначений
По функциональному назначению ЭЛТ делят на
следующие основные группы:
1) осциллографические, используемые для наблюдения
и регистрации электрических процессов, быстро
изменяющихся во времени;

298
7. ЭЛЕКТРОННО-ЛУЧЕВЫЕ ПРИБОРЫ
2) индикаторные, предназначенные для регистрации
электрических сигналов в радиолокации и навигационных
приборах;
3) кинескопы, преобразующие телевизионный
электрический сигнал в видимое изображение;
4) запоминающие, позволяющие осуществлять запись,
хранение и считывание электрических сигналов;
5) передающие телевизионные, преобразующие
телевизионное изображение в электрические сигналы.
Система обозначений ЭЛТ состоит из буквенных и
цифровых элементов. Первым элементом обозначения
кинескопов, запоминающих, осциллографических и
индикаторных трубок является число, обозначающее диаметр
(диагональ) экрана в сантиметрах. Во втором элементе
обозначения используется сочетание букв: "ЛО" -осциллогра-
фические и индикаторные с электростатическим
отклонением луча; "ЛМ" - осциллографические и индикаторные с
магнитным отклонением луча; "ЛК" - кинескопы; "ЛН" -
запоминающие ЭЛТ. Третий элемент - порядковый номер
прибора. Четвертый элемент - буква, обозначающая цвет
свечения экрана, например "Б" или "В" - белый, "М" -
голубой, "И" - зеленый, "Ц" - синий, зеленый, красный.
Передающие телевизионные трубки обозначаются
буквами "ЛИ", за которыми следует порядковый номер
прибора.
7.6.2. Осциллографические трубки
Осциллографические трубки предназначены для
работы в осциллографах с целью наблюдения за
электрическими процессами, изменяющимися во времени, и их
регистрации. Как правило, в них используются пентодные
прожекторы с нулевым током первого анода и
электростатические отклоняющие системы. Приемлемое значение
чувствительности (0,2... 1 мм/В) и хорошее качество
фокусировки обеспечиваются в случае [/а2 = 1Д..З кВ. При этом
требуемая яркость свечения экрана достигается при токах
луча, составляющих сотни микроампер.
Для получения на экране ЭЛТ изображения к
горизонтально отклоняющим пластинам (обычно это пластины,

7.6. Основные типы электронно-лучевых трубок 299
имеющие меньшую чувствительность) подводится
пилообразное напряжение Ux> называемое напряжением
развертки, а к вертикально отклоняющим - напряжение
исследуемого сигнала Uy (рис. 7.17). Под действием этих
напряжений луч вычерчивает на экране линию, на которой
цифрами 1,2, ... отмеченыдочки, соответствующие точкам,
указанным на временных диаграммах напряжений Ux и Uy.
Верхняя граничная частота исследуемых сигналов
ограничивается влиянием времени пролета электронов между
отклоняющими пластинами на чувствительность трубок и
инерционностью процессов разгорания люминофора. Если
за время пролета электронов *пр = 1\/и отклоняющее
напряжение успевает заметно измениться, то уменьшаются
отклонение луча и чувствительность трубки. Анализ
показывает, что предельная частота /пред» на которой
чувствительность уменьшается на 10%, определяется по формуле
/пред = 7,5 V^A. (7.9)
Для обычных значений 1\ и U^ формула (7.9) дает
значение /пред» составляющее сотни мегагерц. Практически же
она значительно меньше из-за влияния индуктивностей
вводов пластин и их емкостей и составляет десятки мегагерц.
Кроме того, с ростом частоты исследуемых сигналов
увеличивается скорость перемещения электронного луча по экра-
Рис. 7.17. Иллюстрация получения изображения на экране осцилло-
графической трубки:
а - напряжение на вертикально отклоняющих пластинах; б -
напряжение на горизонтально отклоняющих пластинах; в - изображение на экране

300
7. ЭЛЕКТРОННОЛУЧЕВЫЕ ПРИБОРЫ
Рис. 7.18. Осциллографическая
трубка с послеускорением
М А1 А2 ~ "пх 6
ну и уменьшается яркость свечения люминофора из-за
инерционности процессов его разгорания. Так как
увеличение яркости свечения экрана и предельной частоты
трубки за счет повышения напряжения на втором аноде
нецелесообразно (снижается чувствительность трубки),
применяют системы, увеличивающие скорость электронов уже
отклоненного луча. Такие ЭЛТ называют трубками с
послеускорением. Они имеют дополнительный третий анод,
выполненный в виде токопроводящего (аквадагового) кольца
на баллоне трубки (рис. 7.18). На третий анод подают
положительное напряжение £/аз < 2£/а2. Более высокий
потенциал (/аз может уменьшить чувствительность
вследствие образования дополнительной собирающей линзы. В
связи с этим при повышении скорости перемещения луча
применяют многократное послеускорение.
Для осциллографирования высокочастотных колебаний
используют отклоняющие системы с бегущей волной, в
которых отклоняющее поле движется вдоль пучка со
скоростью электронов.
Для одновременного наблюдения различных
электрических процессов применяют многолучевые трубки,
позволяющие получать на экране изображения нескольких
сигналов одновременно.
7.6.3. Кинескопы
Кинескопами называют ЭЛТ, предназначенные для
преобразования телевизионного сигнала в видимое
изображение. Для получения телевизионного изображения
используется растровая развертка, при которой луч
прочерчивает горизонтальные строки (строчная развертка) с
одновременным их смещением в вертикальном направлении
(кадровая развертка). Телевизионный сигнал подается на

7.6. Основные типы электронно-лучевых трубок 301
модулятор или на катод. За счет этого меняется плотность
тока луча и, следовательно, яркость свечения экрана.
В современных кинескопах для фокусировки луча
применяются пентодные прожекторы, а для развертки
используется магнитное отклонение. Следовательно, кинескопы
являются комбинированными трубками.
В настоящее время кинескопы имеют прямоугольный
экран с отношением сторон 4:5. Угол отклонения 2сстах
луча достигает 110°. На слой люминофора напыляют
тонкий слой алюминия, пропускающий электронный луч и
отражающий световое излучение экрана в сторону
наблюдателя. Кроме того, пленка алюминия не пропускает ионы
к люминофору, предотвращая возникновение ионного
пятна. Для экрана применяют полупрозрачное (дымчатое)
стекло. Это уменьшает подсветку темных участков
изображения светлыми.
Необходимая яркость свечения экрана кинескопа
40...50 кд/м2 при токе луча в сотни микроампер
достигается использованием ускоряющих напряжений более 10 кВ.
В основе получения цветного изображения лежит
возможность воспроизведения любого цвета смешением в
определенных соотношениях трех цветов - синего, зеленого и
красного. Поэтому в цветном телевидении получили
распространение кинескопы с трехкомпонентными экранами
(содержащими люминофоры с красным, синим и зеленым
свечением) и цветоделительными (теневыми) масками. В
горловине трубки располагаются три автономных
электронных прожектора, установленных так, что их электронные
лучи, пересекаясь на некотором расстоянии от экрана,
попадают один на "красный", другой на "синий", а третий на
"зеленый" люминофор. В плоскости пересечения
электронных лучей располагается теневая маска,
представляющая собой металлический экран с отверстиями, через
которые проходят электронные лучи. Теневая маска
обеспечивает попадание электронных лучей только на
соответствующий люминофор при развертке лучей.
В зависимости от соотношения токов лучей, определяемых
напряжениями на модуляторах прожекторов, получается
свечение определенного цвета. Обшая система магнитного
отклонения лучей осуществляет растровую развертку лучей.

302
7. ЭЛЕКТРОННО-ЛУЧЕВЫЕ ПРИБОРЫ
В настоящее время используются в основном две
разновидности кинескопов с цветоделительной маской: с дельта-
видным ("Дельта") и линейным ("Инлайн")
расположением электронных прожекторов.
В дельтавидных системах прожекторы / располагаются
в углах и направлены вдоль ребер трехгранной
равносторонней пирамиды (рис. 7.19). Теневая маска 2 представляет
собой тонкую металлическую пластину с круглыми
отверстиями (например, в маске кинескопа 59ЛКЗЦ сделано
550 000 таких отверстий). На экране под каждым
отверстием в маске располагается триада 3, состоящая из трех
люминофорных элементов, возбуждаемых только
соответствующим электронным лучом. Очевидно, что правильное
воспроизведение цветов возможно лишь при сведении всех
трех лучей 4...6 в одно отверстие маски. Это достигается
использованием довольно сложной системы статического
и динамического сведения лучей.
Трудность сведения лучей при больших углах
отклонения является существенным недостатком кинескопа с дель-
тавидным расположением прожекторов. Кроме того,
теневая маска пропускает к экрану только 15..20%
электронов луча, и для получения достаточной яркости свечения
необходимо повышать анодное напряжение до 15...25 кВ
при большом токе луча (до 1,5...2 мА).
В кинескопах с линейным (планарным) расположением
прожекторов (рис. 7.20) оси прожекторов лежат в
горизонтальной плоскости. С осью кинескопа совмещен "зеленый"
прожектор, а по обе стороны от него симметрично
расположены "красный" и "синий". Цветоделительная маска такого
кинескопа имеет отверстия в виде вытянутых сверху вниз
прямоугольников (щелевая маска), а экран состоит из узких полос
люминофора красного, синего и зеленого цветов свечения,
расположенных вдоль отверстий щелевой маски.
Три прожектора создают лучи, располагающиеся в
горизонтальной плоскости и пересекающиеся в отверстии
щелевой маски. Пройдя через отверстие щелевой маски,
лучи попадают на "свои" люминофорные полосы и
возбуждают свечение соответствующего цвета.
Прозрачность щелевой маски для электронов на 20...30%
больше прозрачности масок с круглыми отверстиями, что

7.6. Основные типы электронно-лучевых трубок 303
Рис. 7.19. Элементы конструкции
цветного кинескопа с дельтавидным
расположением электронных
прожекторов
Рис. 7.20. Элементы
конструкции цветного кинескопа с пла-
нарным расположением
электронных прожекторов
является одним из важных преимуществ таких
кинескопов, поскольку это повышает яркость изображения.
Другое достоинство - возможность использования
специальной отклоняющей системы, обеспечивающей самосведение
лучей. Кроме того, ослаблено-влияние внешних
магнитных полей на чистоту цвета, так как при штриховой
структуре экрана смещение пучков лучей в вертикальном
направлении не приводит к нарушению цветоделения.
Более простым по конструкции
является цветной кинескоп,
называемый хроматроном. В хрома-
троне может быть использован
один электронный прожектор, что
значительно упрощает его
эксплуатацию и повышает надежность.
Электронный луч
развертывается по экрану, состоящему из
вертикальных полос цветных
люминофоров, чередующихся, как
показано на рис. 7.21. Перед экраном
внутри хроматрона устанавлива-
I
сзкзсзкзс
Рис. 7.21. Расположение лю-
минофорных полос на
экране хроматрона

304
7. ЭЛЕКТРОННО-ЛУЧЕВЫЕ ПРИБОРЫ
|з|с|з|к|з\ с\з\к\з\ с\з\к
12 3 4 5 6
ется бипотенциальная цветокоммутирующая сетка,
состоящая из двух групп вертикальных проводов, параллельных
полоскам люминофоров. Проводники 1...6 сетки
соединяются в две группы и располагаются против полос люминофора,
обеспечивающих синее и красное свечение (рис. 7.22).
Между бипотенциальной сеткой и алюминированным
экраном создается разность потенциалов и,
следовательно, возникает электрическое поле. Силовые линии этого
поля образуют электрические линзы, фокусирующие
электронный луч на полоски люминофора с зеленым
свечением (рис. 7.23, а). Для отклонения луча на полоску
люминофора с красным или синим свечением между выводами
сетки (см. рис. 7.22) подается цветокоммутирующее
напряжение Af/. Если полярность напряжения At/ такова, что
нечетные проводники бипотенциальной сетки положительны
по отношению к четным, то электронный луч отклонится в
сторону синих полосок люминофора (рис. 7.23, б). При
изменении полярности этого напряжения луч отклонится в
сторону красных полосок люминофора (рис. 7.23, в).
Возможность использования одного электронного*
прожектора и относительно простой магнитной отклоняющей
системы выгодно отличает хроматрон от кинескопа с
теневой маской. Недостатком хроматрона является
необходимость использования переключающего напряжения А(/,
достигающего нескольких сотен вольт. Например, у
хроматрона 25ЛК1Ц амплитуда цветокоммутирующего напря-
о 6 б
\c|3|ic|3|cs \с|з|к|з|с^ + \с|зтз|с\
Рис. 7.23. Влияние цветокоммутирующего напряжения на отклонение
электронов
Рис. 7.22. Расположе-
4 U ние проводников цвето-
коммутирующей сетки

7.6. Основные типы электронно-лучевых трубок 305
жения равна 220 В. Хроматроны широкого применения в
телевидении не нашли.
7.6.4. Индикаторные трубки
Индикаторными называют ЭЛТ, используемые в
индикаторах радиолокационных и навигационных устройств.
Выбор типа ЭЛТ для индикатора зависит от вида и объема
информации, отображаемой на индикаторе. Например, при
определении только дальности (Дц) до объекта в
индикаторе (рис. 7.24) может быть использована осциллографи-
ческая трубка. Широкое распространение получили
трубки для индикаторов кругового обзора (ИКО). В этих
индикаторах применяют радиально-круговую развертку, при
которой луч разворачивается по радиусу экрана с
одновременным поворотом на некоторый угол.
Радиолокационные сигналы положительной полярности
поступают на модулятор и отображаются на экране в виде
яркостной отметки (рис. 7.25), позволяющей определять
дальность Лц и азимут рц.
Так как частота вращения линии развертки невелика
(она равна частоте вращения антенны), экран трубки
должен иметь длительное послесвечение. Для получения
большой яркости свечения экрана и хорошей фокусировки в
трубках для ИКО применяют высокое ускоряющее напря-
Рис. 7.24. Индикатор с линей- Рис. 7.25. Индикатор с радиально-
ной разверткой круговой разверткой

306
7. ЭЛЕКТРОННО-ЛУЧЕВЫЕ ПРИБОРЫ
жение. Поэтому ввод анода делают через боковую стенку
колбы. Длительное послесвечение достигается
использованием двухслойных каскадных экранов. Например,
магнитная индикаторная трубка 31ЛМ32В имеет экран
желто-оранжевого свечения, длительность послесвечения
которого составляет 4... 15 с.
Для повышения объема отображаемой на экране
информации и облегчения ее считывания разработаны трубки с
цветным изображением. Например, двухлучевая трубка
20ЛМ1Е имеет двухцветный экран (оранжевого и
зеленого свечения), что позволяет получать на нем отметки
различных цветов.
В качестве индикаторных трубок в ряде случаев
применяют скиатроны. Скиатронами называют трубки с
экраном из хлористого калия или других щелочно-галоидных
солей. Такие экраны обозначают буквой "Г". Под
действием электронной бомбардировки они приобретают
способность поглощать видимый свет. Поэтому электронный луч
оставляет на белом фоне экрана темное пятно. В
зависимости от энергии луча и температуры экрана темновая запись
может сохраняться от долей секунды до нескольких лет.
Между стеклом колбы и экраном наносят прозрачную
проводящую пленку. При нагревании этой пленки электрическим
током экран обесцвечивается, т. е. темновая запись стирается.
Примерами скиатронов являются трубки 11ЛМ2Г, 16ЛМ1Г.
Особую группу индикаторных трубок составляют ха-
рактроны. Они позволяют отображать информацию в виде
различных символов. Для этого используется матрица,
которая представляет собой металлическую пластинку с
отверстиями, имеющими форму требуемых символов. Харак-
троны имеют три отклоняющие системы. Первая
отклоняющая система направляет луч на соответствующий символ
матрицы. При прохождении луча через отверстие в
матрице он приобретает в поперечном сечении форму
выбранного символа. Вторая отклоняющая система выводит луч на
ось трубки, а третья направляет его в требуемое место
экрана. Управление работой характрона осуществляют с
помощью ЭВМ. Характроны применяют для
автоматизации процесса отображения информации.

7.6. Основные типы электронно-лучевых трубок 307
7.6.5. Запоминающие трубки
Запоминающими трубками называют ЭЛТ,
позволяющие записывать, хранить и воспроизводить записанную
информацию. Запоминающие трубки делят на
потенциалоскопы, в которых записанная информация
воспроизводится в виде электрических сигналов, и на трубки с видимым
изображением, в которых записанная информация
воспроизводится на люминесцентном экране.
В потенциалоскопах приемником электронов служит
диэлектрическая мишень. Запись сигналов
осуществляется накоплением зарядов на поверхности мишени. В процессе
такой записи создается потенциальный рельеф,
соответствующий записываемой информации. Процесс
воспроизведения записанных сигналов называют считыванием.
В настоящее время разработано большое число
конструкций потенциалоскопов, в которых используются
различные способы записи и считывания электрических
сигналов. Они широко применяются в радиолокации,
телевидении, счетно-решающих устройствах, измерительной технике
и в других областях. В радиолокации наибольшее
распространение получили потенциалоскопы с барьерной сеткой
(радиконы).
В большинстве потенциалоскопов применяют
электростатическую фокусировку и магнитное отклонение луча.
Для обеспечения требуемой разрешающей способности
прожектор должен давать пятно с достаточно малым
диаметром. При плсЛцади мишени 10 см2 пятно имеет диаметр
примерно 0,1 мм. В трубках с предельным углом
отклонения луча до 15° и малым током луча такое пятно удается
получить при использовании прожектора с
электростатической фокусировкой. В ряде потенциалоскопов благодаря
малым значениям предельного угла и не очень жестким
требованиям к диаметру пятна возможно применение
электростатического отклонения луча.
Упрощенная конструкция и возможная схема включения
потенциалоскопа с барьерной сеткой показаны на рис. 7.26.
Напряжения, указанные на схеме, отсчитываются
относительно заземленной точки.
Потенциалоскоп состоит из электронного прожектора 4,
отклоняющей системы 5 и приемника электронов. Прием-

308
7. ЭЛЕКТРОННО-ЛУЧЕВЫЕ ПРИБОРЫ
Рис. 7.26. Потенциало-
скоп
-[1X2) кВ
Т
ником электронов служит диэлектрическая мишень 6,
получаемая, например, нанесением фтористого магния на
сигнальную металлическую пластинку /. Вблизи мишени
расположена мелкоструктурная сетка 2, которая обычно
заземляется. На внутреннюю поверхность колбы нанесен
аквадаговый слой 3, называемый коллектором.
Напряжение коллектора на 100...200 В выше напряжения
барьерной сетки, что обеспечивается включением в цепь
коллектора источника питания Ек и резистора нагрузки RH.
Записываемые сигналы поступают на сигнальную
пластину, а выходные снимаются с резистора нагрузки RH.
Электронный луч, сформированный электронным
прожектором, достигает диэлектрической мишени и
перемещается по ней с помощью отклоняющей системы. Электроны
луча выбивают из диэлектрической мишени вторичные
электроны, которые, притягиваясь коллектором, создают
ток коллектора /к. Так как энергия электронов луча
составляет 1,5...2 кэВ (потенциал катода равен 1,5...2 кВ),
то коэффициент вторичной эмиссии мишени ом
превышает единицу. Поэтому на поверхности мишени со стороны
катода накапливается положительный заряд, и потенциал
мишени повышается. Вследствие этого между мишенью и
барьерной сеткой создается электрическое поле,
тормозящее вторичные электроны. По мере накопления заряда
устанавливается равновесие, при котором ток коллектора
становится равным току луча, а поверхность мишени
приобретает положительный потенциал (Ур, называемый равно-

7.6. Основные типы электронно-лучевых трубок 309
весным. Обычно равновесный потенциал составляет 2...7 В.
Скорость развертки и ток луча выбирают так, чтобы
равновесный потенциал устанавливался за один период
развертки.
Записываемый сигнал £/вх в виде импульсов
напряжения поступает на сигнальную пластину. Допустим, на
сигнальную пластину подается импульс положительной
полярности (рис. 7.27, а). Это означает, что напряжение
барьерной сетки становится отрицательным относительно
диэлектрической мишени. Следовательно, на коллектор
уйдет меньше вторичных электронов, а потенциал части
мишени ((/дм), на которой находился луч во время
действия входного импульса, снизится и приобретет некоторый
отрицательный заряд, пропорциональный амплитуде
импульса. После ухода луча заряд на диэлектрической
мишени сохраняется. Другим сигналам, поступающим на вход
потенциалоскопа в течение периода развертки,
соответствуют моменты нахождения луча на соседних элементах
мишени. Таким образом, входные сигналы наносятся
(записываются) на поверхность мишени в виде потенциального
о
П , , . <v
и t
h^L
О
о
ибихЬ
О
Fk^
И
ЕГ^Т
ГТ_Г
п
\ihr
7 <W
о
TJ
И
Рис. 7.27. Временные диаграммы, поясняющие принцип работы
потенциалоскопа

310
7. ЭЛЕКТРОННОЛУЧЕВЫЕ ПРИБОРЫ
рельефа. Из рассмотренного видно, что при записи
сигнала изменяется ток коллектора. Например, при записи
положительных импульсов ток коллектора уменьшается на А/к,
а напряжение коллектора повышается на Д£/к = А/к/?н, и
на выходе потенциалоскопа действует положительный
импульс 1УВЫХ = А(/к. В момент записи отрицательного
импульса на выходе потенциалоскопа возникает
отрицательный импульс.
Для считывания записанных сигналов электронный луч
развертывают по мишени при отсутствии входного
сигнала (рис. 7.27, б). В момент прохождения лучом участка,
потенциал которого меньше равновесного (что
соответствует записи положительного импульса), электрическое
поле, тормозящее вторичные электроны, уменьшается. При
этом растет число вторичных электронов, уходящих через
сетку на коллектор, и на мишени накапливается
положительный заряд, повышающий ее потенциал до
равновесного. В результате роста тока коллектора увеличивается
падение напряжения на резисторе нагрузки RH,
уменьшается напряжение на коллекторе и с выхода потенциалоскопа
снимается отрицательный импульс.
Если луч попадает на участок с записью
отрицательного импульса, тормозящее электрическое поле в
пространстве между сеткой и мишенью усиливается. Ток
коллектора уменьшается, на мишени накапливается отрицательный
заряд, и ее потенциал снижается до равновесного.
Падение напряжения на резисторе нагрузки RH уменьшается, а
на выходных контактах появляется импульс напряжения
положительной полярности (см. рис. 7.27, б).
Следовательно, при считывании потенциальный рельеф стирается, а на
выходе потенциалоскопа воспроизводятся импульсы с
полярностью, противоположной полярности записанных сигналов.
Часто потенциалоскоп с барьерной сеткой используют
при непрерывном поступлении входных импульсов. Режим
работы потенциалоскопа в этих условиях называют
режимом вычитания. В режиме вычитания одновременно
происходят процессы записи поступающих импульсов и
считывания записанных ранее. Так как полярность выходного
импульса при записи противоположна полярности
выходного импульса при считывании, на выходных контактах потен-

7.6. Основные типы электронно-лучевых трубок 311
циалоскопа в режиме вычитания появляются сигналы,
пропорциональные разности напряжений выходных
импульсов записи и считывания.
Для улучшения параметров потенциалоскопа в режиме
вычитания необходимо уменьшить его проходную емкость,
т. е. емкость между коллектором и сигнальной пластиной.
Это достигается введением экранирующей сетки.
Примером вычитающего потенциалоскопа является
запоминающая трубка ЛН9, имеющая электростатическую
фокусировку и магнитное отклонение луча.
В зависимости от функций, выполняемых потенциало-
скопом, могут быть использованы и другие режимы его
работы.
К запоминающим трубкам относятся также графеко-
ны, в которых используется запись возбужденной
электропроводностью. Они имеют два прожектора, один из
которых является записывающим, а другой -
считывающим. В односторонней конструкции графекона оба
прожектора расположены с одной стороны диэлектрической
мишени. Считывающий прожектор наклонен относительно
записывающего прожектора на угол, близкий к 30°.
Перед началом работы графекона производят
растровую развертку считывающего луча. Электроны этого луча
обладают энергией примерно 1 кэВ, поэтому они
вызывают вторичную эмиссию электронов с поверхности
мишени, причем ам >1. Вторичные электроны притягиваются
коллектором, выполненным в виде аквадагового слоя на
внутренней поверхности колбы, вследствие чего
поверхность мишени приобретает равновесный положительный
потенциал. В этом состоянии мишень можно рассматривать
как плоский заряженный конденсатор, одной из обкладок
которого является сигнальная пластина, а другой -
заряженная поверхность мишени. По окончании
подготовительной развертки считывающий луч выключают.
При записи сигналов производят растровую развертку
записывающего луча. Электроны этого луча имеют
энергию примерно 10 кэВ, поэтому они проникают в глубь
мишени и вызывают явление возбужденной
электропроводности, т. е. резко уменьшают сопротивление облученного
участка мишени. Во время записи между сигнальной плас-

312
7. ЭЛЕКТРОННО-ЛУЧЕВЫЕ ПРИБОРЫ
тиной и коллектором включают отрицательное
напряжение, составляющее несколько десятков вольт. Явление
возбужденной проводимости вызывает частичный разряд
облученного участка мишени, т. е. на этом участке
образуется потенциальная "яма". Степень разряда и глубина "ямы"
зависят от плотности тока луча. Поэтому при подаче
напряжения сигнала на модулятор записывающего
прожектора в процессе развертки луча на мишени создается
потенциальный рельеф, соответствующий форме сигналов. По
окончании кадра записи луч выключают. Записанный
рельеф может сохраняться длительное время (до нескольких
десятков суток).
Считывание производят с помощью считывающего луча
при отсутствии дополнительного напряжения между
сигнальной пластиной и коллектором. Процесс считывания
происходит так же, как и в радиконе, однако
сопротивление нагрузки включают в цепь сигнальной пластины.
Кроме того, благодаря большой глубине записи (она
ограничивается величиной отрицательного напряжения между
сигнальной пластиной и коллектором) в графеконе
возможно многократное считывание.
Для уменьшения искажений, вносимых отклоняющими
системами, применяют двухстороннюю конструкцию гра-
фекона. В этой конструкции прожекторы располагаются по
обе стороны мишени. Примером графеконов
односторонней конструкции является ЛН102, двухсторонней - ЛН104.
У обоих графеконов ускоряющее напряжение
считывающего луча (/СЧИт = 1 КВ» а записывающего (У3ап = Ю к^.
Графеконы применяются, например, для
преобразования радиолокационной информации в телевизионные
видеосигналы, телевизионных сигналов одного стандарта в
другой и т. д.
Запоминающие трубки с видимым изображением
обеспечивают преобразование однократных и повторяющихся
электрических сигналов в видимое изображение,
сохраняемое в течение длительного времени. Устройство
простейшей запоминающей трубки с видимым изображением
показано на рис. 7.28.
На дно колбы такой ЭЛТ нанесен люминесцентный
экран /, перед которым располагается мишень 2. В качестве

7.6. Основные типы электронно-лучевых трубок 313
Стирающий
импульс
Рис. 7.28. Запоминающая трубка с видимым изображением
мишени используется мелкоструктурная сетка,
проводники которой с одной стороны покрыты диэлектриком 3.
Вблизи диэлектрика размещается коллекторная сетка 4.
Трубка содержит два электронных прожектора:
воспроизводящий и записывающий.
Воспроизводящий прожектор создает широкий
электронный поток и в простейшем случае представляет собой
специальный катод 5.
Записывающий прожектор обеспечивает получение
электронного луча с помощью фокусирующей системы 6 и
его перемещение по поверхности мишени с помощью
электростатической отклоняющей системы.
Воспроизводящий прожектор непрерывно облучает
мишень электронами. Условия прохождения этих
электронов к люминесцентному экрану через мишень
определяются потенциалом диэлектрика мишени. При некотором
отрицательном потенциале, называемом потенциалом
запирания, электроны через мишень не проходят и
люминесцентный экран не светится. Потенциал диэлектрика
мишени изменяется в процессе записи сигналов электронами
записывающего луча.
Перед записью изображения на сетку мишени подается
положительный импульс, амплитуда которого превышает
значение запирающего потенциала. Под действием этого

314
7. ЭЛЕКТРОННО-ЛУЧЕВЫЕ ПРИБОРЫ
напряжения электроны воспроизводящего прожектора
начинают оседать на поверхности диэлектрика, понижая его
потенциал до потенциала катода воспроизводящего
прожектора.
После прекращения действия импульса диэлектрик
оказывается заряженным отрицательно до потенциала более
низкого, чем запирающий. Поэтому электроны
воспроизводящего прожектора не попадают на люминофор и экран
не светится.
Под действием напряжений, поступающих на
отклоняющие пластины, электронный луч записывающего
прожектора перемещается по мишени. Энергия электронов этого
луча обеспечивает коэффициент вторичной эмиссии
диэлектрика больше единицы.
Вторичные электроны, покинувшие диэлектрик,
отводятся с помощью коллекторной сетки, и потенциал
диэлектрика в тех местах, где пробегал записывающий луч,
повышается, становясь выше запирающего.
Через участки мишени с повышенным потенциалом
электроны воспроизводящего прожектора проходят на
люминесцентный экран, создавая на нем светящееся
изображение записанного на диэлектрике сигнала.
Поскольку поверхность диэлектрика отрицательна по
отношению к катоду воспроизводящего прожектора, то
электроны на диэлектрик не попадают и его потенциал не
изменяется. Это позволяет получать довольно большое
время воспроизведения изображения, а хорошие
изоляционные свойства диэлектрика способствуют длительному
хранению потенциального рельефа на мишени. Например, у
запоминающей осциллографической трубки 13ЛН8 время
сохранения записанной информации не менее семи суток,
а время воспроизведения изображения достигает
тридцати минут.
7.6.6. Передающие телевизионные трубки
Первые передающие телевизионные трубки
(иконоскопы) появились в 1930 г. Иконоскоп представляет собой
трубку с односторонней мозаичной фоточувствительной
мишенью и разверткой луча быстрых электронов. Иконо-

7.6. Основные типы электронно-лучевых трубок 315
скоп обладает низкой чувствительностью и используется
для передачи изображений при достаточной
освещенности, а также кинофильмов. Несколько позже разработаны
иконоскопы с переносом изображения -
супериконоскопы, обладающие большей чувствительностью.
Более современные передающие телевизионные
трубки - ортиконы - представляют собой трубку с
фоточувствительной мишенью, разверткой луча медленных
электронов и с накоплением заряда (потенциалоскопы). Орти-
кон обладает значительно большей чувствительностью, чем
иконоскоп, но отличается нестабильностью работы.
Поэтому в современном телевидении применяется ортикон с
переносом изображения - суперортикон.
Суперортикон (рис. 7.29) имеет сплошной
полупрозрачный фотокатод / и двухстороннюю накопительную мишень
3 с поперечной проводимостью. Электроны, пролетающие
через металлическую мелкоструктурную барьерную сетку
2, расположенную около мишени, образуют на последней
потенциальный рельеф, который благодаря значительной
емкости и утечке между противоположными сторонами
тонкой мишени воспроизводится на ее обратной стороне. С
этой стороны мишени происходит считывание записанной
.информации с помощью пучка медленных электронов.
Электронный прожектор суперортикона 10 собирается
по триодной схеме, его анодная диафрагма 7 имеет
отверстие диаметром 30...50 мкм. Электронный луч формирует-
Рис. 7.29. Структурная схема суперортикона

316
7. ЭЛЕКТРОННО-ЛУЧЕВЫЕ ПРИБОРЫ
тштштттГВих°9 Рис-7Ж SSSST схема
ся с помощью длинной магнитной линзы 12. Для
отклонения луча используются две пары длинных катушек 5.
Выходным электродом прибора 9 является коллектор
вторично-электронного умножения 5. Кроме того, имеются
корректирующие элементы: тормозящее кольцо 4,
корректирующая катушка 6 и вспомогательный анод //.
Суперортиконы обладают высокой чувствительностью,
хорошо передают градации яркости при низкой
освещенности, но являются сложными по конструкции и требуют
квалифицированного обслуживания.
Другим видом передающих трубок, используемых в
современном телевидении, является видикон (рис. 7.30).
Видикон имеет полупроводниковую фотопроводящую
мишень 3, представляющую собой тонкий слой
фотосопротивления, нанесенного на полупрозрачный металлический
слой (сигнальная пластина 4). Через эту пластину на
фотослой проецируется передаваемое изображение. Электронная
пушка 5 формирует электронный луч диаметром 20...30 мкм,
который с помощью длинных фокусирующей / и
отклоняющей 2 катушек осуществляет считывание
потенциального рельефа на мишени 3. Вывод сигнальной пластины
является выходным электродом прибора.
Считывание потенциального рельефа в видиконе может
производиться в режиме медленных и быстрых электронов.
Наиболее эффективна работа трубки в первом режиме.
По сравнению с трубками других видов видикон прост
по конструкции, имеет малые габариты, несложен в
эксплуатации и надежен в работе. Видиконы используются в
передающих устройствах, устанавливаемых на космических
объектах, в телевизионных установках прикладного
назначения.

8
ГАЗОРАЗРЯДНЫЕ ПРИБОРЫ
8.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
О ГАЗОРАЗРЯДНЫХ ПРИБОРАХ
Газоразрядными называют наполненные газом или
паром электровакуумные приборы, в которых движение
электронов происходит в условиях ионизации наполнителя.
Конструктивно газоразрядные приборы представляют
собой систему из двух или более электродов, помещенных
в герметизированный стеклянный баллон. Баллон
заполняется обычно инертным^азом (гелий, неон, аргон,
криптон), водородом или парами ртути. Носителями
электрических зарядов в газоразрядных приборах являются не
только электроны, но и ионы.
Газоразрядные приборы делятся на неуправляемые и
управляемые. К неуправляемым относятся двухэлектрод-
ные приборы (стабилитроны, газотроны), к управляемым -
многоэлектродные (тиратроны). По типу катода
различают газоразрядные приборы с холодным (ненакаливаемым)
катодом, в которых используется нормальный тлеющий
или самостоятельный дуговой разряд, и с горячим
(накаливаемым) катодом, в которых используется
несамостоятельный дуговой разряд.
8.2. ГАЗОРАЗРЯДНЫЕ ПРИБОРЫ
С ГОРЯЧИМ КАТОДОМ
К газоразрядным приборам с горячим катодом относятся
газотроны и тиратроны несамостоятельного дугового
разряда. В них применяются оксидные катоды прямого накала или
оксидные подогревные катоды. В качестве наполнителя
используются инертные газы, пары ртути либо водород.

318
8. ГАЗОРАЗРЯДНЫЕ ПРИБОРЫ
Газотроном называют газонаполненный диод с
термоэлектронным катодом. На рис. 8.1 показана схема его
включения (а) и вольт-амперная характеристика (б).
Резистор R1 ограничивает ток газотрона после
возникновения дугового разряда. При напряжении на аноде,
соответствующем точке А на характеристике и называемом
напряжением зажигания £/3аж» возникает электрический
разряд в газе, сопровождающийся его ионизацией.
Увеличение числа положительных ионов приводит к снижению
потенциального барьера у катода и лавинному нарастанию
тока. Возникает несамостоятельный дуговой разряд,
характеризующийся током Гг и напряжением горения £/гор
(обычно 10... 15 В). Следовательно, значение тока Гг
может быть определено таким образом:
к = (еш - i/rop)/«i.
Основными параметрами газотронов являются
следующие: напряжение зажигания; напряжение горения;
допустимое обратное напряжение £/а.доп.обр> которое
определяет возможное значение выпрямленного напряжения (у
серийных газотронов достигает 30 кВ, а у специальных
секционированных - до 300 кВ); средний допустимый
анодный ток /а.Доп» который не должен превышать значения,
определяемого на вольт-амперной характеристике точкой В.
Газотроны, наполненные инертными газами,
обозначаются буквами "ГГ", а парами ртути - ТР". В обозначении
содержится также дробное число, в числителе которого
Иц 'о lamax '0
Рис. 8.1. Схема включения (а) и вольт-амперная характеристика (б)
газотрона

8.2. Газоразрядные приборы с горячим катодом 319
указывается значение выпрямленного тока в амперах, а в
знаменателе - допустимое обратное напряжение в
киловольтах (например, ГГ-0,5/5; ГР-0,125/1,5).
Тиратроном называют газоразрядный прибор, в котором
возникновение разряда в промежутке анод-катод
осуществляется с помощью управляющих электродов или сеток.
Тиратроны малой мощности имеют конструкцию,
аналогичную конструкции вакуумных триодов. В тиратронах
средней и большой мощности конструкция электродов
обеспечивает защиту катода от воздействия электрического поля
анода. В отличие от вакуумного триода сетка в тиратроне
служит не для управления анодным током, а для
изменения напряжения зажигания несамостоятельного дугового
разряда.
Схема включения тиратрона изображена на рис. 8.2. В
этой схеме напряжения источников Еа и Ес могут
изменяться, а сопротивления резисторов Ra и Rc исключают
возможность возникновения самостоятельного дугового
разряда в цепях анода и сетки.
Работа тиратрона поясняется с помощью его анодно-
сеточных и сеточных характеристик, изображенных на
рис. 8.3.
Если источник анодного напряжения Еа включается при
большом отрицательном напряжении на сетке, то разряд
не зажигается, так/как результирующее электрическое поле
у катода тормозит эмиттируемые катодом электроны и их
скорость оказывается недостаточной для ударной
ионизации наполнителя. В этом случае анодный ток практически
равен нулю и, следовательно, напряжение (7а = £а.
Рис. 8.2. Схема включения тиратрона дугового разряда

320
8. ГАЗОРАЗРЯДНЫЕ ПРИБОРЫ
)
V
\
2->
'с J
„ S
'с.зож \
I'd
к.эаж .
г**"
Ус
Рис. 5.3. Анодно-сеточные (/) и
сеточные (2) характеристики
тиратрона
С уменьшением
отрицательного напряжения на
сетке потенциальный барьер у
катода понижается, и часть
электронов преодолевает его.
Преодолевшие
потенциальный барьер электроны
движутся к аноду и
ионизируют атомы наполнителя, что
сопровождается дальнейшим
уменьшением
потенциального барьера и ростом
анодного тока. Этот процесс
нарастает по мере повышения
потенциала сетки, и при
некотором пороговом напряжении и'сзаж, называемом
напряжением зажигания, между анодом и катодом возникает
несамостоятельный дуговой разряд. Сопротивление
промежутка анод-катод резко уменьшается, что сопровождается
увеличением анодного тока и снижением напряжения
анода до напряжения горения £/а.гор = ^а " ^а^а •
В анодной цепи устанавливается анодный ток,
определяемый по уравнению /а = (£3 ~^а.гор)/^а-
Напряжение горения несамостоятельного дугового
разряда составляет 15...20 В, поэтому обычно выполняется
неравенство £а ^> (7а гор, и можно считать, что /а « £а//?а.
После возникновения разряда положительные ионы
окружают витки сетки и, создавая ионную оболочку,
нейтрализуют ее отрицательный заряд. Поэтому изменение
напряжения на сетке в широких пределах не изменяет
анодный ток тиратрона, т. е. сетка теряет свое управляющее
действие.
Ионы образовавшейся оболочки, касаясь витков сетки,
приобретают недостающие им электроны и, становясь
нейтральными атомами, уходят в разрядный промежуток, а на
их место поступают новые положительные ионы. Уход
электронов с витков сетки обусловливает прохождение
сеточного тока /с. Ток /с зависит от напряжений 0С и £/а.
График зависимости
1с~№с)\и =
const

8.2. Газоразрядные приборы с горячим катодом 321
называют сеточной характеристикой тиратрона (см.
рис. 8.3). Этот ток резко увеличивается в момент
возникновения разряда и затем плавно уменьшается с
повышением напряжения на сетке.
При положительных напряжениях на сетке сеточный
ток обусловлен попаданием на сетку электронов из
электронно-ионной плазмы и поэтому имеет противоположное
направление.
Сеточный ток тем больше, чем больше концентрация
электронов и ионов, т. е. чем больше анодный ток. Для
ограничения сеточного тока в цепь сетки включают
ограничительный резистор Rc.
В случае увеличения анодного напряжения разряд
возникает при большем отрицательном напряжении на сетке
(см. рис. 8.3). Связь между анодным и сеточным
напряжениями, при которых наступает разряд в тиратроне,
определяется характеристикой управления (пусковой
характеристикой). Большим отрицательным напряжениям на
сетке тиратрона соответствует большее анодное
напряжение зажигания.
На возникновение разряда в тиратроне оказывают
влияние температура окружающей среды, режим работы,
плотность газа в приборе. Поэтому характеристика
управления не остается стабильной, а смещается, образуя
пусковую область тиратрона (рис. 8.4).
Для прекращения разряда в тиратроне необходимо или
выключить источник напряжения £а, или уменьшить его
напряжение до значения, при
котором прекращается
несамостоятельный дуговой разряд.
Основными параметрами
тиратронов являются:
напряжение UH и ток накала
/н; максимально допустимый
анодный ток /а тах;
напряжение горения £/а гор;
максимально допустимое
положительное напряжение анода
Uг max; ширина пусковой
области Д£/С.3аж (см- Рис- 8.4).
%
и Л
dUc.
зож.
ъ».
<$
к>
"с.заж
Рис. 8.4. Пусковые
характеристики односеточного тиратрона

322
8. ГАЗОРАЗРЯДНЫЕ ПРИБОРЫ
Тиратроны с накаливаемым катодом, наполненные
инертными газами, обозначаются буквами "ТГ", а парами
ртути - буквами "ТР". Тиратроны с газовым наполнением,
предназначенные для работы в импульсном режиме,
обозначаются буквами "ТГИ". После букв ставится число,
указывающее на порядковый номер прибора. Затем идет
дробное число, характеризующее среднее значение анодного
тока в амперах (числитель) и наибольшую амплитуду
обратного напряжения в киловольтах (знаменатель). Для
импульсных тиратронов ток анода в обозначении
соответствует максимальной амплитуде импульса, а в знаменателе
указывается максимальное прямое анодное напряжение
(например, ТГЗ-2,5/10; ТР1-40/15; ТГИ-400/16).
8.3 ГАЗОРАЗРЯДНЫЕ ПРИБОРЫ
С ХОЛОДНЫМ КАТОДОМ
8.3.1. Стабилитроны
Стабилитронами называют газоразрядные приборы, у
которых напряжение между электродами на рабочем
участке характеристики незначительно возрастает при
увеличении разрядного тока. В зависимости от вида
используемого электрического разряда в газе различают
стабилитроны тлеющего и коронного разрядов.
Электродная система стабилитрона состоит из
цилиндрического холодного катода, вдоль оси которого располагается
в виде стержня анод. Катод, изготавливаемый из никеля,
железа или молибдена, активизируется цезием либо
редкоземельными элементами, позволяющими получать требуемые
параметры стабилитрона. К катоду приваривают поджигающий
электрод, улучшающий условия возникновения разряда. В
качестве наполнителя используют инертные газы.
Основной характеристикой стабилитрона является его
вольт-амперная характеристика, изображенная на рис. 8.5, а.
Рабочей областью вольт-амперной характеристики
стабилитрона является участок АВУ соответствующий
нормальному тлеющему разряду. В результате процессов
ионизации и деионизации у катода наблюдается характерное тлею-

8.3. Газоразрядные приборы с холодным катодом 323
и <
^заж
^сгтах
Vci mln
0
,
—7%
i\,
f)
I
h
mm
у ,
кттах Ict
E
Рис. 8.5. Вольт-амперная характеристика (а) и схема включения (б)
стабилитрона тлеющего разряда
щее свечение, расширяющееся при увеличении тока.
Таким образом, ширина области АВ пропорциональна
площади катода.
Схема включения стабилитрона показана на рис. 8.5, б.
Если на анод подано положительное напряжение,
большее, чем напряжение зажигания {/Заж> в стабилитроне
возникает тлеющий разряд. При токе, большем /ст mjn (точка
А на рис. 8.5), устанавливается нормальный тлеющий
разряд и падение напряжения на стабилитроне UCT остается
практически постоянным, пока вся поверхность катода не
покроется свечением (точка В на рис. 8.5). Значение тока
стабилитрона при заданном UCT определяется по формуле
/ст = (£- £/ст)//?ь
Резистор R1 так же, как и в приборах дугового разряда,
является функционально необходимым элементом,
ограничивающим значение тока.
Параметрами стабилитрона являются: напряжение
зажигания t/заж» напряжение стабилизации (Уст, минимальный
ток стабилизации /ст mjn, максимальный ток стабилизации
/ст тах, дифференциальное сопротивление стабилизации на
рабочем участке АВ гст = Д(/ст/Д/ст.
Стабилитроны коронного разряда отличаются от
стабилитронов тлеющего разряда более высоким давлением
наполнителя и отсутствием поджигающего электрода,
поэтому они имеют более высокое напряжение стабилизации.
Стабилитроны обозначаются буквами "СГ". Например,
СПП имеет UCT = 143... 145 В, /ст = 5...30 мА, а СГ304С -
UCT = 3800...4200 В, /ст = 0,05... 1 мА.

324
8. ГАЗОРАЗРЯДНЫЕ ПРИБОРЫ
8.3.2 Тиратроны тлеющего разряда
Тиратрон тлеющего разряда представляет собой
газонаполненный прибор с холодным катодом, в котором для
управления моментом зажигания используются
дополнительные управляющие электроды (сетки). Примером
тиратрона тлеющего разряда с одной сеткой является МТХ-90,
устройство электродной системы которого показано на рис. 8.6.
Она состоит из катода /, выполненного в виде цилиндра,
проволочного анода 2 и металлической сетки 3,
изготовленной в виде шайбы. Наполнителем тиратрона является
смесь неона с аргоном. На рис. 8.7 показана схема
включения тиратрона МТХ-90.
Анодная цепь питается от источника Еа, напряжение
которого меньше напряжения зажигания при нулевом
напряжении сетки. При подаче на сетку положительного
напряжения порядка десятков вольт между сеткой и
катодом возникает вспомогательный тихий разряд. Вследствие
этого уменьшается напряжение зажигания тлеющего
разряда между анодом и катодом Uz Заж- В тот момент, когда
напряжение иазаж становится равным напряжению Ег на
аноде выключенного тиратрона, зажигается тлеющий разряд,
т. е. тиратрон включается и анодная цепь замыкается.
Основными параметрами тиратронов тлеющего разряда
являются: допустимое анодное напряжение £/а тах, мини-
Рис. 8.6. Электродная сие- Рис. 8.7. Схема включения тиратрона
тема тиратрона тлеющего МТХ-90
разряда

8.3. Газоразрядные приборы с холодным катодом 325
мальное напряжение горения £/а тах, ширина пусковой
области Д/с.
Тиратроны тлеющего разряда обладают небольшими
размерами, высокой механической прочностью и широким
диапазоном рабочих температур (от -60 до +100 °С). Эти
достоинства наряду с высокой долговечностью и большой
экономичностью обусловливают применение их в
импульсной технике, радиометрических пересчетных приборах,
амплитудных анализаторах и вычислительной технике.
Первым элементом обозначения тиратронов с холодным
катодом являются буквы "ТХ" или "ТХИ" для импульсных
тиратронов.
8.3.3. Индикаторные газоразрядные приборы
Индикаторными газоразрядными называют приборы,
в которых используется свечение газа при тлеющем
разряде. Они применяются для сигнализации о наличии
напряжения или тока в цепях, а также для отображения
различной информации. Широкое распространение в качестве
индикаторных газоразрядных приборов получили
неоновые лампы, знаковые индикаторы и линейные газоразрядные
индикаторы.
Простейшими из этих приборов являются неоновые
лампы. Конструктивно они оформляются в виде стеклянного
баллона, заполненного смесью инертных газов (неона с
примесью аргона или гелия), в котором размещаются два
электрода: катод и анод. Размеры и форма электродов
изменяются в зависимости от назначения лампы. Под
действием напряжения сигнала, поступающего на электроды
лампы, возникает тлеющий разряд, сопровождаемый
характерным свечением. Для исключения дугового разряда
неоновые лампы включаются в цепь последовательно с
ограничительным резистором, обеспечивающим поддержание
тлеющего разряда. Тлеющий разряд в неоне светится
красно-оранжевым цветом. Кроме ламп с красно-оранжевым
цветом свечения, разработаны цветные индикаторные
лампы. В этих лампах ультрафиолетовое излучение тлеющего
разряда возбуждает слой люминофора, нанесенный или на
специальную подложку, или на внутреннюю поверхность

326
8. ГАЗОРАЗРЯДНЫЕ ПРИБОРЫ
баллона. В результате люминофор светится определенным
цветом.
Основными параметрами неоновых ламп являются:
напряжение зажигания, напряжение горения, сила света,
яркость и цвет свечения, а также анодный ток. Примерами
индикаторных ламп могут служить МН-3, ТН-0,2, ТЛЖ-3-2
(с желтым цветом свечения).
В качестве индикаторных приборов используются
также тиратроны тлеющего разряда. Принцип их работы
рассмотрен в п. 8.3.2. У индикаторных тиратронов в торце
баллона, через который наблюдается свечение,
впаиваются линзы.
Знаковые индикаторы тлеющего разряда позволяют
высвечивать цифры, буквы и другие символы.
Конструктивно знаковый индикатор состоит из баллона, наполненного
смесью инертных газов, и электродной системы (рис. 8.8).
Электродная система имеет один общий анод /,
выполненный в виде редкой сетки, и несколько индикаторных
катодов 2, изогнутых в форме цифр или знаков.
К аноду и одному из индикаторных катодов через
ограничительный резистор подается напряжение, превышающее
напряжение зажигания тлеющего разряда. Возникающий
при этом тлеющий разряд имеет форму катода.
Коммутацией напряжения на разные катоды осуществляется
изменение изображений цифр или знаков.
Система обозначений знаковых индикаторов состоит из
букв "ИН" (индикатор неоновый) и числа,
характеризующего порядковый номер
разработки (например, ИН-1, ИН-16).
Линейные газоразрядные
индикаторы (ЛГИ) дают
возможность отображать
информацию о напряжении или токе
в цепи в виде светящихся
точек либо линии. Различают
аналоговые и дискретные
ЛГИ. У аналоговых ЛГИ
информация отображается в виде
n n ^ „ светящейся линии (или ряда
Рис. 8.8. Знаковый индикатор ™„л.л ««„.,« „л^л«лл ~„л«
тлеющего разряда точек), длина которой пропор-

8.3. Газоразрядные приборы с холодным катодом 327
циональна приложенному напряжению или току в цепи.
Конструктивно аналоговый ЛГИ представляет собой
заполненный смесью инертных газов стеклянный баллон,
внутри которого расположена электродная система, состоящая
из длинного цилиндрического анода, вдоль оси которого
расположен катод. Свечение наблюдается через прорезь,
сделанную по всей длине анода.
При подаче на ЛГИ напряжения между анодом и
катодом возникает тлеющий разряд. Зажигание разряда у
начала катода обеспечивается сближением в этой части
анода и катода или использованием специального
поджигающего электрода. Изменение длины линии свечения (участка
катода, охваченного тлеющим разрядом) в зависимости от
проходящего тока происходит линейно. Таким образом, по
длине светящейся линии на нанесенной шкале можно
непосредственно отсчитывать значение напряжения или тока.
Примерами аналоговых ЛГИ являются ИН-9 и ИН-13.
В дискретных ЛГИ аноды выполнены в виде группы
элементов. Под действием импульсов, поступающих на схему
управления, возникает тлеющий разряд между катодом и
одним из анодов. Схема управления обеспечивает
перемещение разряда вдоль линейки анодов. Считывание
информации осуществляется по расположению светящейся
точки. Примерами дискретных ЛГИ являются приборы типа
ИН-20 и ИН-26.

9
ОПТОЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ
9.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ ОПТОЭЛЕКТРОНИКЕ
Оптоэлектроника - научно-техническое направление,
основанное на использовании одновременно как
оптических, так и электрических методов передачи, обработки,
приема, хранения и отображения информации. Кроме
сочетания оптических и электрических процессов, для
современной оптоэлектроники характерно стремление к
миниатюризации и интеграции элементов на основе
твердотельной, главным образом полупроводниковой, технологии,
а также усиливающаяся направленность на решение задач
информатики.
Оптоэлектроника, синтезирующая достижения целых
областей науки (оптики, квантовой и полупроводниковой
электроники, электро-, магнито-, акустооптики, физики
световодов, теории информации, эргономики и др.),
развивается как все более цельное научно-техническое
направление. В настоящее время определился целый ряд ее
крупных разделов. Это миниатюрные источники когерентного
и некогерентного излучения, эффективные одно- и
многоэлементные фотоприемники, оптроны. Это такие
современные устройства обработки информации, как оптические
модуляторы, дефлекторы, электрически и оптически
управляемые транспараторы, системы оптической памяти, голо-
графические запоминающие устройства с высокой
плотностью записи, огромным объемом, возможностью быстрого
информационного обмена. Это также плоские,
компактные устройства визуального отображения информации,
превосходящие по ряду показателей соответствующие
вакуумные приборы. Оптоэлектроника включает и такие
претендующие на самостоятельность крупные направления, как

9.2. Источники света
329
интегральная оптика, нацеленная на создание оптических
аналогов интегральных электронных схем, а также
волоконно-оптические системы связи, обеспечивающие
огромную пропускную способность канала передачи
информации, высокую надежность, помехозащищенность и
экономичность.
В данной главе освещаются физические принципы
работы оптоэлектронных приборов, их типичные
характеристики, параметры и области применения. Среди них -
фотоэлементы различного типа, светоизлучающие диоды для
видимой и инфракрасной областей спектра, диодные,
транзисторные и другие оптопары.
9,2. ИСТОЧНИКИ СВЕТА
9.2.1. Виды источников излучения
и их основные характеристики
Источники излучения могут быть двух основных типов,
имеющих различные свойства. Тепловое излучение
создается нагретыми телами, и его интенсивность и
спектральное распределение определяются известной формулой
Планка. Из этой формулы следует, что общая энергия,
излучаемая телом за 1 с, на всех длинах волн X растет
пропорционально Г4 (Т - абсолютная температура), а максимум
кривых излучательной способности тел ср(А,) при повышении
Т сдвигается в сторону меньших длин волн (рис. 9.1, а),
причем длина волны, соответствующая этому максимуму,
^тах = Ь2Т~\ где &2 = 2898 мкм К для абсолютно черного
тела. На интервал от 0,5А,тах до ЗА,тах приходится 90%
всего излучения. При Т = 2898 К ^тах = 1 мкм и основная
часть излучения находится в инфракрасной области.
Различают вакуумные, газоразрядные и
полупроводниковые источники излучения.
Лампы накаливания могут быть сделаны достаточно
миниатюрными, но они обладают сравнительно низким КПД
и большой инерционностью. Конструкция ламп включает
вакуумный баллон, что плохо согласуется с технологией
полупроводниковых схем.

330
9. ОПТОЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ
1=6000 К
тгаооо- ,
7 ■' ' ->000 I
woo
600
300
ZnS:Ag InS:Un GoAs
x ZnS:Gu J GdP:Zn,0
0,1 0,5 2 5^0 hkh
X -
0,4 0,5 0,6 0.7 шеи 0,9
Рис. 9.1. Спектр теплового излучения абсолютно черного тела (а) и
спектры люминесценции нескольких полупроводников (б). Штриховой
линией показана область чувствительности кремниевого фотодиода;
f(X) - кривая видности (штрихпунктирная)
В современной оптоэлектронике используют в
основном люминесценцию твердых тел (холодное свечение). При
люминесценции энергия, необходимая для излучения,
может подводиться к телу любым нетепловым способом
(облучением фотонами или электронами, действием
электрического поля и т. д.). Соответственно различают
фотолюминесценцию, катодолюминесценцию,
электролюминесценцию и другие виды люминесценции. Обычно
люминесценция наблюдается при комнатной и более низкой
температуре, при которой тепловое излучение очень мало
и все видимое излучение является люминесценцией.
Используя полупроводники с разной шириной
запрещенной зоны и различные примеси, можно получить
излучение во всем видимом и ближнем инфракрасном
диапазонах (рис. 9.1, б).
Если излучение воспринимается глазом, то следует
учитывать спектральную чувствительность глаза и
пользоваться светотехническими единицами. Световая отдача
прибора определяется так:
W
W
где Ф^ - световой поток в люменах; /(А,) ~ функция
видности, изменяющаяся от нуля на краях видимого участка

9.2. Источники света
331
спектра (Х\ = 0,38 мкм и Х2 = 0,78 мкм) до единицы при
X = 555 нм.
Если излучение воспринимается полупроводниковым
фотоприемником, то его спектральная чувствительность
должна быть согласована со спектром излучения
источника света. Удобным приемником является кремниевый
фотодиод, обладающий широкой спектральной
чувствительностью.
Излучение различных центров люминесценции может
происходить самопроизвольно и независимо от других
центров. В этом случае частота, поляризация и направление
распространения света могут быть различными
(некогерентное излучение). В других случаях может
осуществляться вынужденное излучение, когда излучение одного
центра стимулирует излучение другого центра с такой же
частотой и поляризацией (когерентное излучение). В оп-
тоэлектронике используют источники как некогерентного
излучения (светодиоды, источники на основе
порошкообразных и пленочных люминофоров), так и когерентного
(лазеры).
9.2.2. Инжекционные светодиоды
с р-п-переходами
Светоизлучающий полупроводниковый диод (или
кратко - светодиод) является одним из основных источников
излучения в оптоэлектронике. Он представляет собой
включенный в прямом направлении р-л-переход (рис. 9.2), в
котором происходит рекомбинация электронов и дырок как
в области объемного заряда шириной d, так и по обе
стороны от этой области на расстоянии диффузионных длин
электронов в р-области (1\) и дырок в л-области (/2).
Внешнее напряжение понижает потенциальный барьер на
границе р- и л-областей и создает условия для инжекции
электронов в р-область и дырок в л-область.
По мере повышения прямого напряжения U ток через
переход экспоненциально возрастает и при qU ^> kT
определяется выражением / = /s exp(qU/(kT))> которое
следует из общего выражения для вольт-амперной
характеристики р-я-перехода.

332
9. ОПТОЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ
1
/
\i
и
7
■^
"S
П
] 150
Ч кд/н2i
1 1 50
О 20 , 40 L
' А/см2
I
0 5/0 15 нА 25
Рис. 9.2. Рекомбинация электронов и дырок в р-л-переходе, включенном
в прямом направлении (а), относительный квантовый выход GaP-светодиода
с красным излучением (б) и яркость GaAs-светодиода (в) при
различных токах
Общее число рекомбинаций за секунду определяется
силой тока, часть этих рекомбинаций происходит с
излучением, и поток излучения Ф, выраженный в числах
фотонов, излученных за 1 с,
Ф = чА = Ч±е*р(£\
Обычно излучающей является одна из сторон р-л-пере-
хода (например, р-область), поэтому желательно, чтобы доля
электронного тока, попадающего в эту область, была
максимальной. При низких U и I преобладает рекомбинация в
области пространственного заряда, где вероятность излучатель-
ных переходов в нужной спектральной области обычно мала.
Наиболее высокий выход
наблюдается у диодов из арсенида
галлия, излучающих
инфракрасный свет. В зависимости от
конструкции диодов внешний
выход при комнатной температуре
составляет 8...20%, а при
низкой температуре выход
достигает 40% (рис. 9.3). Это говорит
о том, что внутренний квантовый
выход инжекционной
электролюминесценции в данном веществе
может быть близок к 100%.
/ке
60
%
40
20
10
V
ч
О 100 200 300 К 400
Рис. 9.3. Влияние температуры
на внешний квантовый выход
люминесценции арсенид-галли-
евого диода

9.2. Источники света
333
9.2.3. Светодиоды с антистоксовыми люминофорами
Так как квантовый выход диодов, излучающих
инфракрасный свет, значительно выше выхода диодов,
излучающих в видимой области, существует возможность
использования инфракрасных диодов для получения видимого
излучения с помощью так называемых антистоксовых
люминофоров.
В качестве антистоксовых люминофоров используют
фториды, оксисульфиды лантана и другие соединения,
активированные интербием и эрбием, например люминофор
La2C>3S:Yb, Er с помощью которого может быть получено
зеленое свечение яркостью до 400 кд/м2 при плотности
тока через диод 5 А/см2. Общий квантовый выход такого
двойного преобразования электрической энергии в
световую не превышает 1%, но примерно такой же квантовый
выход имеют и светодиоды из GaP с зеленым излучением.
Таким образом, применение диодов с антистоксовым
преобразованием энергии может быть оправданным,
особенно в случае необходимости получить повышенную яркость
зеленого излучения. Быстродействие диодов с
антистоксовыми люминофорами определяется процессами в
люминофорах и может быть ниже, чем у обычных светодиодов.
9.2.4. Источники света с порошкообразными
и пленочными электролюминофорами
Светодиоды являются почти точечными источниками
света (площадь излучаемой поверхности не превышает 1 мм2).
Электролюминесцентные источники света большой
площади могут быть получены с помощью слоев
порошкообразных люминофоров толщиной около 50 мкм или пленок
толщиной около 1 мкм. В качестве люминесцирующего
вещества обычно используют сульфид цинка (ширина
запрещенной зоны 3,7 эВ), позволяющий получать люминесценцию
в видимой области при введении ряда примесей, например
меди (зеленое излучение), серебра (синее) и марганца
(желто-оранжевое).
Для того чтобы дырки, образующиеся при ударной
ионизации атомов кристаллической решетки, не выходили в

334
9. ОПТОЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ
12 3 4 5
1 \
'/Л
// 1
'/Л
г
// 1
// 1
// 1
/у
/У
ш
г и
Ни
Ни
ми
р И
и И
ь ы
ыи
ИИ
Го И
Ни
1 И
ни
р |И
/ 2 6 7 8 .
X \\,\
* , чЧ1
//II 1
// 1 1 L
II г
р
III
ы
III
г
1 // 1 1
г
|#|Ц
JJ
i*YA
1 И
И
1 И
И
► и
и
и
J И
1 И
1И
1 И
J И
J И
1 /к
-у
-(/
Рас. 9.4. Схема устройства источников света с электролюминофорами
металлический электрод и не пропадали с точки зрения
получения видимого света, зерна порошка (размером -10 мкм)
распределяют в слое твердого диэлектрика, а пленку
люминофора изолируют от обоих электродов тонкими
слоями диэлектрика. На рис. 9.4 показана схема устройства
как порошкового, так и пленочного вариантов источника
света. На этом рисунке обозначено: / - стекло; 2 -
прозрачный проводящий слой (SnC>2); 3 - слой
порошкообразного люминофора в диэлектрике (смола, легкоплавкое
стекло); 4 - отражающий слой; 5 - металлический
электрод (слой А1); 6,8 - пленки диэлектрика (например, Y2O3)
толщиной около 0,4 мкм; 7 - пленка ZnS:Mn.
9.3. ФОТОПРИЕМНИКИ
9.3.1. Виды фотоприемников
и их основные характеристики
При прохождении света через вещество его
интенсивность уменьшается. Часть энергии излучения
поглощается и идет на увеличение энергии электронов или
теплового движения атомов. На рис. 9.5 показаны возможные пере-

9.3. Фотоприемники
335
П
гдн
t
1
о о
Рис. 9.5. Основные
электронные переходы при поглощении
света в кристаллах
ходы электронов в кристаллах под
действием света (U^- энергия,
соответствующая нижнему краю
зоны проводимости, WB -
верхнему краю валентной зоны).
Переход / приводит к появлению
электрона в зоне проводимости
и дырки в валентной зоне. Он
возможен при энергии фотонов
Av > A W = WAH - WB, т. е.
большей ширины запрещенной зоны
AW. При меньшей энергии
фотонов могут происходить
переходы электронов с локальных уровней примесей или
дефектов решетки кристаллов в зону проводимости (переход 2)
или из валентной зоны на эти уровни (переход 3). При
этом в разрешенных зонах энергии появляется только по
одному носителю заряда. Переходы /, 2 и 3 изменяют
электропроводность твердых тел. На этом явлении внутреннего
фотоэффекта основана работа большинства фотоприемников.
При внутрицентровых переходах 4 электрон не
освобождается и процесс поглощения света не приводит к
изменению электропроводности кристалла. То же относится и
к экситонному поглощению (переход 5) и поглощению
свободными носителями заряда (переход 6).
Степень изменения электрических характеристик
фотоприемника при освещении зависит от скорости
генерации фотоносителей G, т. е. от числа носителей
(электронно-дырочных пар), возникающих за единичное время
в единичном объеме вещества. Для фотоприемника с р-п-
переходом важны скорость генерации G и общее число
возникающих пар как в области самого перехода, в
которой присутствует сильное электрическое поле,
увлекающее носители, так и в тонких слоях, прилегающих к
переходу. Возникшие в этих слоях фотоэлектроны и дырки после
диффузии к переходу также подхватываются
электрическим полем и создают дополнительный ток в цепи. Таково
происхождение фототока в фотодиодах с р-л-переходами,
которые являются сейчас наиболее используемыми
фотоприемниками. То же происходит в запирающих слоях,

336
9. ОПТОЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ
образующихся на контакте металла и полупроводника.
Максимальная напряженность неоднородного поля в
переходах обычно равна 105 В/см. На ток некоторых типов
фотодиодов, в которых создается поле напряженностью
Е > 5 • 105 В/см, влияют как скорость генерации
носителей светом, так и Е (лавинные диоды).
Другой тип фотоприемников представляет собой
однородный полупроводник (без запирающих слоев), в
котором внешний источник напряжений создает слабое
однородное поле (Е « 1 • 102 В/см). В этом случае фототок
зависит от G, Е и протяженности образцов вдоль поля.
Чувствительность фотоприемника определяется тем,
насколько сильно изменяются его электрические
характеристики при облучении светом. Если освещение приводит к
росту тока в цепи на /ф, то так называемая токовая
чувствительность S/ = /ф/Ф, где Ф - поток излучения,
падающий на прибор. Если при освещении приемника
напряжение на выходе увеличивается на £/ф, то вольтовая
чувствительность Sy = i/ф/Ф. Поток Ф может быть выражен
как в энергетических единицах (ваттах), так и световых
(люменах). В общем случае зависимости /ф(Ф) и £/ф(Ф)
являются нелинейными, т. е. чувствительность зависит от Ф.
Другой важной характеристикой приемника является
квантовый выход внутреннего фотоэффекта г\\у
определяемый числом неравновесных носителей (пар),
которые созданы каждым поглощенным фотоном.
Чувствительность фотоприемника зависит от скорости генерации G,
которая в свою очередь зависит от Ц\.
Фотоприемники характеризуются следующими
основными параметрами: пороговой чувствительностью,
приведенным пороговым потоком, обнаружительной
способностью. Пороговая чувствительность фотоприемника
определяется уровнем светового потока Фп, при котором
сигнал равен шуму, т. е. /? = А/ . Так как л/а/2 и Фп могут
зависеть от площади S приемника и полосы частот А/, при
оценке способности фотоприемника регистрировать
слабые световые потоки используется приведенный
пороговый поток Ф* = ФпД/SA/, а также так называемая об-

9.3. Фотоприемники
337
наружительная способность D* = 1/Фп. Значения Д*
относят обычно к длине волны А,тах , соответствующей
максимуму спектральной чувствительности приемника, к
определенной частоте / модуляции (прерывания) светового
потока и полосе А/, включающей /. Обычно А/ = 1 Гц.
Приемники света используются в оптронах и оптоэлек-
тронных микросхемах.
9.3.2. Фоторезисторы
При освещении однородного полупроводника его
электропроводность увеличивается. Это явление называют фото-
проводимостью, а соответствующий прибор -
фоторезистором. Схема наблюдения фотопроводимости показана на
рис. 9.6. Если под действием света электроны возникают
только в зоне проводимости, то добавочный ток (фототок)
^ф = Qn$vdS> гАе Я ~" заряд электрона; Пф - концентрация
неравновесных (избыточных) электронов; vj = \лЕ -
дрейфовая скорость; \i - подвижность электронов; Е -
напряженность поля; S ~ площадь сечения образца. Если свет
создает электронно-дырочные пары, то возникает и
дырочная составляющая фототока. В большинстве случаев,
однако, добавочная концентрация дырок (либо электронов) по
сравнению с их темновои концентрацией или подвижность
носителей заряда определенного знака мала в данном
веществе, поэтому достаточно рассматривать фототок,
связанный с носителями только одного типа.
Рис. 9.6. Фотопроводимость:
а - схема наблюдения; б - фототок при различных световых потоках Ф
и напряжениях U

338
9. ОПТОЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ
Фоторезисторы могут иметь в качестве
чувствительного элемента монокристалл полупроводника, пленку
полупроводника на диэлектрике или таблетку прессованного
порошкообразного материала. Последний способ
применяют, например, при изготовлении промышленных
фоторезисторов из сульфида или селенида кадмия.
Фоторезисторы на основе селенида кадмия (типа ФСД)
имеют темновое сопротивление == 106 Ом, максимум
спектральной характеристики в области 0,7 мкм, работают при
напряжении 20 В и имеют постоянные времени роста и
спада фототока Xj = 40 мс и х^ = 20 мс. При
использовании общего излучения теплового источника света с
цветовой температурой 2840 К их интегральная
чувствительность S/ = 600 мА/лм (при освещенности 200 лк).
Фоторезисторы на основе сульфида свинца менее
инерционны (х =0,1 мс) и обладают высокой обнаружительной
способностью D*(2,4 мкм, 780 Гц, 1 Гц) = 1,5 ■ 10й см х
хГЦ^Вт"1 при 295 К. Понижение температуры
приводит к увеличению D*.
9.3.3. Фотодиоды
Фотодиоды с р—я-переходом. В таких фотодиодах
светочувствительным элементом является переходная
область, расположенная между материалами с электронной
и дырочной проводимостью. На рис. 9.7, а изображена
энергетическая схема р-я-перехода в равновесии. Уровень
Ферми Wm во всех частях системы имеет одно и то же
положение. Область с дырочной проводимостью содержит
акцепторные примеси (№а), на которые электроны при
повышении температуры переводятся из валентной зоны, а
область с электронной проводимостью — донорные примеси
(№д), которые отдали свои электроны в зону
проводимости. В области шириной do присутствует контактное поле,
образовавшееся в результате перетока некоторого числа
электронов из электронного полупроводника в дырочный.
Это поле затрудняет попадание электронов и дырок в слой
шириной do, который оказывается обедненным
носителями и определяет ток через диод.

9.3. Фотоприемники
339
^flflfl
u=o
Ф=0
N_
и/ w
У=0
Ф>0
сч
LLI i Щ"
I -4- —I -*-i
9"
6
q(ty
Рис. 9.7. Энергетические схемы и характеристика фотодиода с р-л-пере-
ходом:
а - р-л-переход в состоянии равновесия; б - при освещении в
отсутствие внешнего напряжения; в - зависимость фототока /ф и фото-ЭДС
Цф от светового потока Ф
При освещении р-я-перехода светом с энергией
фотонов больше ширины запрещенной зоны AW = Wm - WB
по обе стороны от перехода и в самом переходе возникают
пары электрон-дырка. Пары, возникающие в области do,
сразу разделяются электрическим полем, причем электроны
движутся в область с электронной проводимостью (рис. 9.7, б).
Кроме того, в переход попадают электроны, созданные
светом в слое 1\ левее перехода, так как после освобождения
электроны за время жизни х успевают проходить среднее
расстояние 1\ (диффузионная длина). То же относится к
дыркам в слое l<i правее перехода. При х = 1 • 10"6 с и
коэффициенте диффузии носителей D = 25 см2 • с"1 длина
/ = VDt =5-1(Г3 см.
Если на переход не подано внешнее напряжение и цепь
разомкнута (как это предполагается на рис. 9.7, б), то
освещение приводит к накоплению фотоэлектронов в я-об-
ласти и дырок в р-области. В результате образуется
разность потенциалов (Уф, т. е. появляется фото-ЭДС. Если
внешняя цепь замкнута, то возникает фототок. В таких
условиях диод работает как фотоэлемент.
Для преобразования энергии солнечных лучей в
электрическую используют р-я-переходы в кремнии (AW =
= 1,1 эВ), когда почти все фотоны солнечного излучения
способны создавать электронно-дырочные пары. Фото-ЭДС

340
9. ОПТОЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ
Рис. 9.8. Фотоэффект в
поверхностном барьере, включенном в
запирающем направлении
таких фотоэлементов
составляет несколько десятых
долей вольта, поэтому их
часто соединяют
последовательно для получения
напряжения в несколько вольт
(солнечные батареи для
космических аппаратов и других
целей).
Фотодиоды с
поверхностными барьерами.
Фотоприемники с поверхностным
барьером Шоттки также
обладают высокими
быстродействием и эффективностью.
Подобные барьеры,
образующиеся на контакте металла с полупроводником (рис. 9.8),
могут быть получены и на материалах, в которых
невозможно создать р-я-переходы.
Если электронный полупроводник контактирует с
металлом, у которого работа выхода электронов меньше работы
выхода для полупроводника, то определенное число
электронов переходит из полупроводника в металл.
Ионизованная донорная примесь в полупроводнике образует слой
положительного пространственного заряда, обладающий
высоким сопротивлением. При включении диода в
запирающем направлении (минус на металле) ширина барьера
увеличивается в соответствии с формулой
= (2гг0(Цк + (У)У/2
где 8 - диэлектрическая проницаемость; £q -
электрическая постоянная; UK - контактная разность потенциалов;
U - внешнее напряжение; NR - концентрация доноров.
Если Мд = 1 • 1017 см~3, то при напряжении в
несколько вольт d ~ 110 см. Тонкий слой металла толщиной
1 • 10"6 см может быть нанесен на полупроводник
методом вакуумного распыления. Свет направляют на кристалл
сквозь эту почти прозрачную пленку.

9.3. Фотоприемники
341
Чтобы предупредить сильное отражение света от
поверхности диода, на нее наносят просветляющее покрытие,
например пленку сульфида цинка с коэффициентом
преломления 2,3 для X = 0,63 мкм. Толщину пленки
устанавливают такой, чтобы при интерференции лучей, отраженных
от ее границ, получался минимум, т. е. чтобы отражение
отсутствовало для лучей данной длины волны X.
Лавинные фотодиоды. Если к фотодиоду приложить
достаточно высокое обратное напряжение, то
напряженность поля Е в барьере окажется настолько высокой
(5* 105...1 • 106 В/см), что развиваются процессы
ударной ионизации атомов решетки ускоренными
электронами. Это приводит к росту обратного тока при данном
световом потоке Ф (рис. 9.9). Как темновые, так и
фотоэлектроны приобретают в высоком поле энергию, большую,
чем они теряют при столкновениях с атомами решетки.
Если полученная электроном энергия превышает энергию
ионизации Wi (обычно AW < Wi < 1,5AW"), то электрон
может создать новую электронно-дырочную пару. При
достаточно протяженной области поля возникшие электрон и
дырка тоже могут ускориться до энергии Wi и совершить
новые ионизации, т. е. будет наблюдаться лавинное
нарастание числа носителей заряда.
О W 20 В 30
U ~~
Рис. 9.9. Процесс лавинного размножения носителей заряда в диоде
Шоттки (а) и вольт-амперная характеристика лавинного фотодиода (б)

342
9. ОПТОЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ
Увеличение тока вследствие ионизации при больших Е
характеризуется коэффициентом умножения носителей
М = ///о, где / - ток при больших напряжениях £/, a /q -
при малых, когда умножения носителей еще нет.
Лавинное умножение фотоносителей получено как в
поверхностных барьерах (см. рис. 9.9), так и в р-л-пере-
ходах. При больших U сильные токи ведут разогрев
полупроводника, что увеличивает темновой ток и уменьшает
фототок (электрический пробой переходит в тепловой).
Коэффициент умножения определяет и коэффициент
внутреннего усиления фотодиода (Z = М). Так как М может
достигать значений 1 • 103, лавинный диод пригоден для
регистрации очень слабых световых сигналов. В то же время
из-за сильной зависимости М от U использование
лавинных диодов затрудняется необходимостью применения
высокостабильного напряжения. Инерционность лавинных
фотодиодов составляет около 1 * 10~9 с.
9.3.4. Фототранзистор и фототиристор
Фототранзистор (рис. 9.10) представляет собой
структуру из чередующихся слоев р-п-р и п-р-п. Внешнее
напряжение (минус на эмиттере) включает эмиттерный р-я-
переход в прямом направлении, а коллекторный переход -
в обратном. В темноте практически все внешнее
напряжение падает на коллекторном переходе. Освещение средней
части (базы) ведется через тонкий слой эмиттера.
Возникающие в базе и в обоих переходах фотоэлектроны
попадают в области эмиттера и коллектора, а дырки
собираются в средней р-области. В результате к левому р-я-пере-
ходу оказывается приложенным дополнительное
напряжение в прямом направлении и возникает инжекция темно-
вых электронов через сниженный барьер в базу и далее - в
коллекторный переход. Таким способом первоначальный ток
фотоносителей может быть усилен примерно в 1 • 102 раз.
Соответственно чувствительность фототранзистора
значительно выше чувствительности обычного фотодиода. С
другой стороны, участие процессов диффузии носителей
заряда увеличивает инерционность прибора, и постоянная
времени т = 10~5...10~° с.

9.3. Фотоприемники
343
Рис. 9.10. Фототранзистор:
а - энергетичная схема (левый р-л-переход включен в прямом,
правый - в обратном направлении); б - вольт-амперные характеристики;
в - конструкция (Э - эмиттер, Б - база, К - коллектор)
Интегральная чувствительность германиевого
фототранзистора (ФТ-1) равна 0,2...0,5 А/лм, рабочее напряжение
3 В, темновой ток 300 мкА.
Фототиристор имеет чередующиеся области р, пу р,
я-типов проводимости и соответственно три р-я-перехо-
да, из которых средний называют коллекторным, а два
крайних - эмиттерными. Структура включается так,
чтобы коллекторный переход был смещен в обратном
направлении, а оба эмиттерных - в прямом (плюс источника - на
внешней р-области структуры, а минус - на л-области).
Если напряжение на всем тиристоре повысить до Un>
при котором эмиттерные переходы заметно уменьшатся (или
при U < (Уп, но с помощью управляющего электрода от
одной из баз эмиттерный переход включается в прямом
направлении), то через тиристор начинает идти
значительный ток, который приводит к накоплению в р-базе
положительного заряда, а в /г-базе отрицательного. Это
снижает высоту боковых р-/г-переходов и вызывает новый
резкий рост тока. При этом общее падение напряжения на
тиристоре снижается, так как токи сами теперь
поддерживают нужную степень накопления зарядов. Таким
образом, тиристор может находиться в двух состояниях, соот-

344
9. ОПТОЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ
ветствующих большим или малым токам, т. е. тиристор
может работать как ключ в электрической цепи.
У фототиристора накопление положительного и
отрицательного зарядов, необходимых для перевода его во
включенное состояние, производится при облучении светом из
области собственного поглощения материала. Поле
среднего перехода направляет фотодырки в р-базу, а
электроны в /г-базу, что снижает высоту обоих эмиттерных
барьеров и создает сильные темновые токи через тиристор.
Таким образом, свет играет роль управляющего
электрического сигнала у тиристора с третьим выводом (от базы) и
позволяет бесконтактным способом управлять токами в
различных электрических цепях.
9.4. ОПТРОНЫ
9.4.1. Устройство и основные параметры
оптронов
Оптрон - это прибор, содержащий источник и
приемник излучения, которые оптически и конструктивно
связаны друг с другом. Источниками света могут служить
лампы накаливания, неоновые лампы,
электролюминесцентные панели, однако в большинстве случаев ими являются
светодиоды. В качестве приемника излучения используют
фоторезисторы, фотодиоды, фототранзисторы и
фототиристоры. Средой оптического канала, связывающего
излучатель и приемник, могут служить воздух, стекло,
пластмасса и другие прозрачные вещества.
Элементарный оптрон, содержащий один источник и
один приемник излучения, называют также оптопарой.
Будучи объединенными в микросхему вместе с одним или
несколькими согласующими или усиливающими
устройствами, оптроны образуют оптоэлектронную
интегральную микросхему.
В оптронах происходит двойное преобразование
энергии (рис. 9.11). Входной электрический сигнал
(характеризующийся силой тока 1\ или напряжением U\)
преобразуется источником излучения / в световой (поток света
Oj), который передается затем по оптическому каналу 2 к

9.4. Оптроны
345
Рис. 9.11. Структурная схема оптрона
фотоприемнику 3. Фотоприемник осуществляет обратное
превращение светового сигнала в электрический с
параметрами /2, U2- Среда оптического канала может быть
управляемой (например, обладать электрооптическими
свойствами), что отражено на рис. 9.11 введением в схему
устройства управления 4, которое преобразует световой
поток Ф{ в поток Ф2. Для согласования параметров оптронов с
другими элементами электронных схем могут
использоваться дополнительные входные и выходные устройства.
На рис. 9.11 фотоприемник и излучатель электрически
не соединены друг с другом. Такие оптроны с успехом могут
использоваться в качестве элементов гальванической
развязки. Однако введение электрической, а также
оптической обратной связи между компонентами оптрона
способно существенно расширить его возможности. В этом
случае он может быть использован как прибор,
позволяющий генерировать и усиливать электрические и
оптические сигналы, как запоминающее устройство и т. д.
Помимо уже указанных достоинств, оптрон
характеризуется: высокой помехозащищенностью (поскольку его
оптический канал невосприимчив к воздействию
посторонних электромагнитных полей), а также
однонаправленностью передачи оптического сигнала; широкой частотной
полосой пропускания, в частности способностью
преобразовывать и передавать не только импульсные сигналы, но
и постоянную составляющую; совместимостью с другими
изделиями полупроводниковой микроэлектроники.
Среди недостатков, присущих современным оптронам,
необходимо прежде всего отметить их низкий КПД, что
часто связано с большими потерями энергии при
преобразовании электрического сигнала в оптический и обратно.
Так же как и у других полупроводниковых приборов, пара-

346
9. ОПТОЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ
метры оптрона чувствительны к изменению температуры.
От температуры, в частности, сильно зависит срок службы
таких устройств, который и так во многих случаях
оказывается недостаточно высоким даже при комнатной
температуре. К недостаткам нужно отнести также относительно
высокий уровень собственных шумов и определенное кон-
структорско-технологическое несовершенство современных
оптронов. Выпускаемые приборы изготавливают по
гибридной технологии, при этом в одном устройстве
необходимо довольно точно совмещать разнородные элементы -
излучатель и фотоприемник.
Перечисленные недостатки ограничивают область
применения оптронов, однако по мере совершенствования
материалов и технологии, решения ряда схемотехнических
задач эти недостатки проявляются все в меньшей степени.
Суммарное быстродействие оптопары часто
характеризуют временем переключения:
tn = tx + /2.
где t\, t2 "- время соответственно нарастания и спада
сигнала на выходе оптрона. Время переключения
неодинаково у разных типов оптопар, оно зависит также от
режимов их работы и может составлять от 10~9 до 1СГ1 с.
Помимо времени переключения, быстродействие некоторых
классов оптронов может быть задано граничной частотой /гр. В
зависимости от типа оптрона /гр = 0,005...10 МГц.
Параметром, часто используемым на практике,
является коэффициент передачи по току (статический)
*/ = /2//,.
В общем случае, особенно при высоких температурах,
когда существен темновой ток /т на выходе фотоприемника,
k,=d2-iT)/h.
Для большинства типов оптопар kj является
паспортным параметром, причем он может составлять от 0,5%
(диодные оптопары) до 1000% (транзисторные оптопары с
составным фототранзистором).
Важными характеристиками оптопары являются
параметры ее изоляции. Среди этих параметров - максималь-

9.4. Оптроны
347
но допустимое напряжение между входом и выходом (уже
упоминавшееся статическое (Уиз, а также пиковое,
максимально допустимое при работе с переменными
сигналами). Кроме того, оптопары характеризуются
сопротивлением изоляции /?из и проходной емкостью Спр (емкостью
между входом и выходом оптопары). У большинства типов
оптопар /?из может достигать 10~12 Ом, что исключает
обратную связь фотоприемника и излучателя по
постоянному току. В то же время связь по переменному току
может оказаться существенной. Действительно, скачок
напряжения AU2 на выходе оптопары (за время At) может
привести к тому, что через излучатель оптопары пойдет
емкостный ток
который может привести к заметному сигналу на выходе
даже при малой проходной емкости. В связи с этим для
многих типов оптопар приобретает актуальность задача
снижения Спр (обычно Спр имеет порядок 1 пФ), решение
которой может быть связано, например, с увеличением
длины оптического канала между излучателем и
фотоприемником.
9.4.2. Резисторные оптопары
В качестве фотоприемников оптопар этого типа
используют фоторезисторы на основе CdS и CdSe. При засветке
фоторезисторов их сопротивление снижается от /?т (тем-
нового) до /?св (при освещении). Одним из основных
параметров резисторных оптопар является отношение этих
сопротивлений; значение /?т//?св может достигать 104...107.
Фоторезисторы обладают, как правило, большой
инерционностью. Именно поэтому в фоторезисторных оптопа-
рах в качестве источников излучения широко применяют
миниатюрные лампы накаливания, к достоинствам
которых следует отнести хорошую воспроизводимость
параметров, большой срок службы, малую стоимость. Невысокое
быстродействие (время переключения - порядка 1 • 10~2 с) ламп
накаливания в оптопарах этого типа не является их недос-

348
9. ОПТОЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ
татком, поскольку общее время переключения (до Ю-1 с)
определяется фотоприемником. Кроме ламп накаливания,
в резисторных оптопарах используют светодиоды на
основе GaP, спектр излучения которых хорошо согласован со
спектрами возбуждения фотопроводимости CdS- и CdSe-фо-
топриемников.
Достоинствами резисторных оптопар, определяющими
их широкое применение в различных типах оптоэлектрон-
ных схем, являются линейность и симметричность
выходной характеристики (независимость от полярности
включения фоторезистора), отсутствие фото-ЭДС, высокое
значение достижимого напряжения на выходе (до 250 В) и
темнового сопротивления (У?т « 106...1011 Ом).
9.4.3. Диодные оптопары
Оптопары этого типа изготавливают на основе
кремниевых р-/-л-фотодиодов и арсенид-галлиевых светодиодов.
Поскольку у современных диодных оптронов значение
коэффициента передачи по току составляет единицы
процентов, это означает, что на выходе таких оптопар
практически можно получить лишь токи, не превышающие одно-
го-двух миллиампер.
Предельно достижимое время переключения tn
диодных оптопар может меняться в довольно широком
интервале значений (0,1...10 мкс) в зависимости от марки
прибора. Но на практике получить подобное быстродействие
довольно трудно, так как из-за малости выходного тока их
приходится включать на большую нагрузку. В этом случае
существенным оказывается уже время перезарядки,
определяемое сопротивлением нагрузки У?н и выходной
емкостью оптопары С<}. Так, при /?н = 2...20 кОм и С^ = 50 пФ
постоянная времени перезарядки равна 0,1... 1 мкс, что
сравнимо с предельными значениями tn.
Диодные оптопары могут работать в вентильном
режиме, когда оптрон выступает в качестве источника питания.
Оптроны, предназначенные для этих целей, имеют
повышенное (3...4%) значение k/, однако КПД таких приборов
также составляет лишь около одного процента.

9.4. Оптроны
349
Среди выпускаемых диодных оптопар можно выделить,
наконец, группу приборов, оптический канал которых
выполнен в виде световода длиной 30... 100 мм. Эти приборы
характеризуются высокой электрической прочностью (£/из =
= 20...50 кВ) и малой проходной емкостью (Спр = 0,01 пФ).
9.4.4. Транзисторные и тиристорные оптопары
К транзисторным оптопарам относятся диодно-тран-
зисторные (приемником излучения является фотодиод,
один из выводов которого соединен с базой транзистора,
введенного в состав оптрона) и транзисторные
(приемником излучения служит фототранзистор) оптопары, а
также оптроны с составным фототранзистором. Их
параметры существенно отличаются друг от друга. Так,
оптроны с составным фототранзистором обладают
наилучшими передаточными характеристиками по току (в
результате внутреннего усиления сигнала kj может достигать
1000%), зато диодно-транзисторные имеют большее
быстродействие (tn = 2...4 мкс). При этом оказывается, что для
оптопар перечисленных типов отношение k//tn = D
остается постоянным в широком интервале значений входных
токов. Параметр D называют добротностью оптрона, его
значение зависит от параметров изоляции (в частности,
от ^из)- Для транзисторных оптронов (Уиз = 1...5 кВ, D =
= 0,1...1 % • мкс""1.
Как и в случае диодных оптопар, материалом
фотоприемников чаще всего является кремний; излучателями
в таких приборах служат арсенид-галлиевые светодиоды.
Транзисторные оптопары привлекают внимание
возможностью управления коллекторным током как оптическими
методами, так и электрическими. Эти приборы позволяют
получать высокие значения коэффициента передачи по току
и соответственно большие токи (чем они выгодно
отличаются от диодных оптопар) при удовлетворительном
быстродействии.
Тиристорные оптопары используют в качестве ключей
для коммутации сильнотоковых и высоковольтных цепей как
радиоэлектронного (U\ = 50...600 В, 1\ = 0,1... 10 А), так и
электротехнического (U2 = 100...1300 В, /2 = 6,3...320 А)

350
9. ОПТОЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ
назначения. Важным достоинством этих приборов
является то, что, управляя значительными мощностями в
нагрузке, они тем не менее по входу совместимы с
интегральными микросхемами.
В зависимости от гарантируемых значений
коммутируемых напряжений и токов, а также от времени
переключения тиристорные оптопары подразделяются на большое
число групп. В целом типичные значения t\ составляют
10...30 мс, t2 = 30...250 мкс.
Поскольку тиристорные оптопары работают в
ключевом режиме, параметр kj для них лишен смысла. Поэтому
удобнее характеризовать такие оптопары номинальным
значением /н, при котором открывается фототиристор, а
также максимально допустимым входным током
помехи (максимальным значением /тах» ПРИ котором еще не
происходит включение фототиристора). Значение силы
номинального входного тока для разных типов тиристорных
оптопар лежит в пределах 20...200 мА. Например,
максимально допустимый ток помехи для оптопары АОУ103
равен 0,5 мА.
9.4.5. Обозначения и применение оптронов
В обозначениях отечественных оптронов (табл. 9.1)
первая буква (или цифра) определяет материал
излучателя ("А" или "3" - GaAlAs или GaAs), вторая буква ("О")
указывает на принадлежность прибора к классу оптопар, а
третья отражает тип фотоприемника ("Д" - фотодиод, "Т" -
фототранзистор, "У" - фототиристор). Резисторные
оптопары (исторически первый тип оптопар) сохраняют свое
первоначальное обозначение ОЭП (оптоэлектронный
прибор). Некоторые из оптронов могут иметь обозначения,
отличающиеся от тех, которые указаны выше (например,
К249КП1 - оптоэлектронный ключ, состоящий из
излучающего диода на основе арсенид-галлий-алюминия и
кремниевого фототранзистора, в который входят две
транзисторные оптопары).
Кроме рассмотренных типов оптопар, следует
упомянуть также о некоторых других видах оптронов. К ним
можно отнести приборы, у которых в качестве фотоприем-

9.4. Оптроны
351
Таблица 9.1
Тип
оптронов
Резис-
торные
Диодные
Транзисторные
диодно-
транзис-
торные

транзисторные
общего

назначение
с
составным

тотранзистором
Тирис-
торные
Схемное

обозначение
v:r

Буквенный
элемент
обозначения
ОЭП
АОД
АОД,
КОЛ
АОТ
АОТ
АОУ,
ТО
ников используют МДП-фотоварикапы и полевые
фототранзисторы, дифференциальные оптроны (один излучатель в
которых работает на два идентичных фотоприемника).
Оптроны применяются: в цифровых и линейных
схемах, что обусловлено возможностью их быстрого
переключения из одного состояния в другое, для бесконтактного
управления в высоковольтных (до 1300 В) и
сильнотоковых (до 320 А) цепях; для получения информации
оптическим методом; как бистабильные элементы в качестве
переключателей, усилителей, генераторов оптических и
электрических колебаний и т. д.

10
ШУМЫ ЭЛЕКТРОННЫХ ПРИБОРОВ
10.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Даже при идеальном постоянстве питающих
напряжений количество поступающих в выходную цепь прибора
свободных носителей заряда в единицу времени
изменяется. При этом выходной ток электронного прибора
беспорядочно колеблется около своего среднего значения /ср
(рис. 10.1). Эти беспорядочные отклонения тока от
среднего значения называют флуктуациями. Флуктуации тока
невелики и составляют 10 " 7 А. Несмотря на малую
величину, флуктуации оказывают существенное влияние на
работу радиотехнических устройств. Будучи усилены,
флуктуации на выходе, например усилителей звуковой
частоты, создают в громкоговорителе характерное шипение и
шум. В радиолокации и телевидении флуктуации токов
электронных приборов проявляются на экранах ЭЛТ в виде
беспорядочно перемещающихся точек различной яркости.
Флуктуации токов принято называть собственными
шумами электронных приборов. Собственные шумы
определяют минимальную (пороговую) величину сигнала, при
которой он еще не заглушается шу-
' А мами и может быть
воспроизведен без искажений или
обнаружен на фоне шумов.
*ср
Рис. 10.1. Флуктуации выходного
тока электронного прибора

10.2. Шумы электронных ламп
353
10.2. ШУМЫ ЭЛЕКТРОННЫХ ЛАМП
10.2.1. Причины собственных шумов
электронных ламп
Основной причиной флуктуации анодного тока
электронных ламп является тепловое движение электронов.
Хаотичность теплового движения электронов в катоде лампы
приводит к тому, что в каждый момент времени количество
электронов, обладающих энергией, достаточной для преодоления
потенциального барьера на границе катод-вакуум,
оказывается различным. В результате этого возникают
флуктуации тока эмиссии. Неравномерность прихода электронов
на анод напоминает неравномерное распределение ударов
о поверхность, на которую падает дробь. Поэтому такое
явление названо дробовым эффектом, а вызываемые им
флуктуации анодного тока - дробовыми шумами.
Тепловое движение электронов, летящих к сеткам и
аноду, обусловливает малые беспорядочные изменения их
траекторий, что приводит к флуктуации токораспределения.
При наличии динатронного эффекта из-за хаотичности
процесса вторичной эмиссии флуктуации усиливаются
(особенно в лампах с положительно заряженными сетками).
В лампах с недостаточно хорошим вакуумом заметные
флуктуации токов могут возникать за счет процессов
ионизации и деионизации остаточных газов, имеющих
случайный характер.
Значительные флуктуации анодного тока наблюдаются
на низких частотах, что обусловливается хаотическими
локальными изменениями работы выхода катода под
воздействием протекающих на его поверхности
физико-химических процессов, миграции и диффузии атомов. Это
явление носит название поверхностного флуктуационного
процесса или мерцания катода (фликер-эффект).
Особенно сильно этот эффект проявляется в лампах с
оксидным катодом, у которых происходит постоянное
изменение количества атомов бария на эмиттирующей
поверхности. Эмиссия катода меняется медленно, поэтому шумы
мерцания низкочастотные. На частотах в несколько десятков герц
шумы мерцания значительно превышают дробовые. В
диапазоне частот свыше 1 кГц они меньше дробовых.

354
10. ШУМЫ ЭЛЕКТРОННЫХ ПРИБОРОВ
10.2.2. Шумовые параметры электронных ламп
Основными шумовыми параметрами электронных ламп
являются: шумовой ток, шумовое напряжение,
эквивалентное шумовое напряжение и коэффициент шума.
Под шумовым током понимают переменную
составляющую тока, вызванную флуктуациями. Поскольку
флуктуации представляют собой случайный процесс, форма
шумового тока непрерывно меняется и не является
определенной, т. е. и амплитуда, и частота шумового тока
случайны. Поэтому шумовой ток принято характеризовать
квадратом действующего значения тока /щ - величиной,
пропорциональной мощности флуктуации.
В диоде, находящемся в режиме насыщения (/а = /э),
основным источником шума является дробовой эффект.
Квадрат действующего значения тока определяется
формулой Шоттки:
4д=2<7/аД/,
где q - заряд электрона; /а - среднее значение анодного
тока; Д/ - полоса частот, пропускаемых анодной цепью
диода.
Из этой формулы следует, что энергия шума дробового
эффекта равномерно распределена по частотному
диапазону и мощность шумов пропорциональна Д/. Диоды в
режиме насыщения широко используются в качестве
эталонных генераторов шума (шумовые диоды).
В режиме пространственного заряда влияние
дробового эффекта ослабляется. Это явление называется
депрессией дробового эффекта. Пространственный заряд как
бы сглаживает флуктуации тока эмиссии и уменьшает
уровень шумов:
4д=2<7/аД/-Г2,
где Г = д/а/д/э - коэффициент депрессии шума. Этот
коэффициент показывает относительное изменение
анодного тока при заданных изменениях тока эмиссии:
Г2 = 1,932 -^l,

10.2. Шумы электронных ламп
355
где k = 8,6 • Ю""5 эВ/К - постоянная Больцмана; Тк -
температура катода. Обычно Г2 = 0,05...0,15.
Собственные шумы триода характеризуются шумовым
током в анодной цепи. При отрицательном напряжении на
сетке основной причиной шумов триода является
дробовой эффект, и /щ тр можно определить в соответствии с
формулой Шоттки:
4тр = 2<7/аД/- Г2 = 3,86*7КД/А- = 2,56*TKA/S3KB,
где S3KB - крутизна эквивалентного диода.
Крутизну триода можно выразить формулой
S = l,5gUl/2p,
где р = 1/(1 + к£>). Тогда
4tP=2,56^A/.S.
В многосеточных лампах (тетродах и пентодах)
шумовой ток определяется не только дробовым эффектом, но и
неравномерностью токораспределения и вторичной
эмиссией. Поэтому шумы многоэлектродных ламп значительно
превышают шумы триодов.
Известно, что в проводнике с сопротивлением R
тепловое движение электронов вызывает флуктуации тока,
который создает на сопротивлении шумовое напряжение,
определяемое по формуле Найквиста:
"In - *ЬТЩ.
Рассматривая диод как шумовое сопротивление R =
= {/ш.д//ш.д и полагая, что шумовой ток /ш д вызывается
дробовым эффектом, создаваемое этим током напряжение
шумов можно выразить с помощью формулы Шоттки:
^.д=Л?4д=^-2А/аГ2А/. (10.1)
Это напряжение называют ЭДС эквивалентного
генератора шума.
Из полученного выражения следует, что шумовое
напряжение зависит от А/ и поэтому не дает однозначной

356
10. ШУМЫ ЭЛЕКТРОННЫХ ПРИБОРОВ
характеристики шумовых свойств лампы. Для оценки
шумовых свойств ламп принято использовать удельное
шумовое напряжение
^ш.д.уд =^ш.д/л/Д/-
Для триода и других многосеточных ламп шумы
принято рассматривать на входе лампы (в цепи управляющей
сетки), так как при этом их можно сравнивать с
подаваемым на сетку напряжением сигнала.
При пересчете шумов лампы из анодной цепи в
сеточную принимается, что шумовой ток в анодной цепи /ш а
вызывается шумовым напряжением Um c = /ш.а/5,
действующим в цепи управляющей сетки (рис. 10.2, б) и
называемым шумовым напряжением лампы, приведенным к
сетке. Поскольку
можно записать:
ишл = V(2,56*7KA/)/(pS). (10. 2)
Удельное шумовое напряжение (В/Гц1/2)
^ш.тр.уд = ^ш.с/V^/
не зависит от частоты. Для тетродов обычно выполняется
условие ^ш.тетр.уд ~ ^^ш.тр.уд*
Энергия тепловых шумов сопротивлений имеет
равномерное распределение по частотному диапазону, как и шумы
Рис. 10.2. Схемы, поясняющие физический смысл шумовых
параметров триода:
а - реальная; б - идеальная с источником шумового напряжения на
входе; в - идеальная с шумовым сопротивлением на входе

10.2. Шумы электронных ламп
357
дробового эффекта. Поэтому шумы ламп часто
характеризуют шумовым сопротивлением /?ш, имеющим
напряжение шумов (/ш#, равное напряжению шумов лампы, т. е.
^Ы? = ^д = 4*™шД/. (Ю.З)
Используя это выражение и уравнение (10.1), находим
/?ШД=0,644ГК/(Г5).
Отсюда следует, что для уменьшения шумов диода надо
уменьшить Тк и увеличить S. Для диодов с оксидным
катодом можно полагать Тк = 1000 К и Т = 300 К, тогда
Яцгд ~ 2,3/S обычно составляет сотни ом.
Эквивалентное шумовое сопротивление для триода
находится аналогично из соотношений (10.2) и (10.3):
Дш.тр = 0,6447K/(p7S).
Полагая Тк = 1000 К, р = 0,8, имеем /?ш.тр « 2,5/S.
Обычно /?ш.тр = 0,5...1,5 кОм.
Для пентода (тетрода) эквивалентное шумовое
сопротивление определяется выражением
*-»=¥гЫ1+8¥) (10-4)
Для пентода /?ш.пен = 0,2...2,5 кОм. Обычно /с2/5 =
= 0,2...0,6, поэтому второй член соотношения (10.4),
определяющий шумы токораспределения, лежит в пределах
1,5...5, т. е. он в несколько раз больше первого,
характеризующего дробовые шумы. Отсюда следует, что /?ш тетрода
и пентода можно уменьшить путем увеличения не только
5, но и k = /а//с2 (уменьшением /С2). Уменьшение тока /с2
достигается применением редкой экранирующей сетки из
тонкой проволоки, использованием малых £/с2,
фокусировкой электронного потока (лучевые тетроды).
Величина /?ш уменьшается за счет: увеличения S, что
достигается уменьшением расстояния катод-первая сетка
до 20...40 мкм; применения оксидных катодов с большим
запасом L, в результате чего уменьшаются шумы дробового
эффекта (увеличивается депрессия); покрытия электродов
металлом с малым коэффициентом вторичной эмиссии.

358
10. ШУМЫ ЭЛЕКТРОННЫХ ПРИБОРОВ
Коэффициентом шума называется отношение полной
мощности шумов на выходе лампы к той ее части, которая
вызвана тепловыми шумами сопротивления источника
сигнала: Fm = Рш/ PmRc. Коэффициент шума показывает, во
сколько раз мощность шумов реальной лампы
превосходит мощность шумов идеальной лампы (нешумящей).
Реальные лампы имеют Fm = 3...4 дБ.
Лампы с низким уровнем шумов используются прежде
всего во входных каскадах высокочувствительных
усилителей радиоприемных устройств, потому что именно на
входе приемного устройства сигнал легче всего может быть
замаскирован шумами. Особенно высока вероятность
потери сигнала в широкополосных усилителях, так как
уровень шумов пропорционален Д/ усилителя.
10.3. ШУМЫ ГАЗОРАЗРЯДНЫХ ПРИБОРОВ
В газоразрядных приборах дополнительным источником
шумов является электронно-ионная плазма. Шумы
электронно-ионной плазмы обусловлены случайными
процессами ионизации атомов наполнителя, рекомбинации
электронов и положительных ионов, а также тепловыми флук-
туациями в плазме. Кроме того, неравномерность эмиссии
при ионной бомбардировке катода в газоразрядных
приборах повышает уровень дробовых шумов. Значение
удельного приведенного шума газоразрядных приборов лежит в
пределах от долей микровольт до единиц милливольт и
зависит от вида газового разряда. Например, удельный шум
при дуговом разряде значительно больше, чем при
тлеющем. Поэтому газоразрядные приборы с дуговым разрядом
нередко применяются в качестве мощных источников шума
в измерительной аппаратуре. При этом для регулировки
мощности шумового сигнала часто используют возможность
воздействия внешнего магнитного поля на случайное
движение носителей заряда в плазме. Изменение напряженности
внешнего магнитного поля, которое создается катушкой с
током, размещаемой на приборе, сопровождается
изменением шумового тока.

10.4. Шумы биполярных транзисторов
359
В качестве источников шумов в шумовых генераторах
сантиметрового диапазона, предназначенных для
определения чувствительности приемников, часто применяют
газоразрядные трубки. Их называют шумовыми
трубками. Принцип действия этих приборов основан на
использовании шумовых свойств плазмы, образующейся при
зажигании самостоятельного разряда. Шумовая трубка
имеет длинный стеклянный баллон, заполненный неоном. В
баллон впаяны электроды - катод и анод. Тепловое
движение электронов в плазме, заполняющей рабочий объем
трубки, создает устойчивый шум в очень широком
диапазоне частот. Его интенсивность у однотипных трубок
практически постоянна. Это позволяет использовать
газоразрядные шумовые трубки в качестве эталонов шума на СВЧ.
10.4. ШУМЫ БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
10.4.1. Причины шумов биполярных транзисторов
Шумы биполярных транзисторов подразделяют на
тепловые, дробовые, избыточные и шумы токораспределения.
Источниками тепловых шумов являются объемные
сопротивления полупроводниковых областей транзистора.
Хаотическое тепловое движение подвижных носителей
заряда создает на этих сопротивлениях флуктуирующие
(шумовые) напряжения. В большинстве случаев можно
ограничиться шумовым напряжением, создаваемым на объемном
сопротивлении базы г£, так как это сопротивление
значительно больше объемных сопротивлений эмиттера и
коллектора.
В соответствии с формулой Найквиста
среднеквадратичное значение напряжения, создаваемого тепловыми
флуктуациями на сопротивлении базы г£, определяется
формулой
U£T=4ft7V6'A/. 00.5)
где k - постоянная Больцмана; Т - температура; А/ -
полоса частот, в которой определяется шумовое
напряжение.

360
10. ШУМЫ ЭЛЕКТРОННЫХ ПРИБОРОВ
Для отображения этой
шумовой составляющей цепь базы
транзистора можно представить в
виде, показанном на рис. 10.3, а.
Преобразуя цепь с
последовательным источником
напряжения в цепь с параллельным
источником тока (рис. 10.3, б),
можно определить среднее
значение квадрата шумового тока:
7^=4*74 А/. (Ю.6)
При рассмотрении дробовых шумов необходимо
учитывать, что электрический ток в транзисторе обусловлен
направленным движением основных и неосновных
носителей заряда. Так как энергия носителей заряда и их
скорость неодинаковы, то количество носителей,
пересекающих в единицу времени элементарную площадку,
перпендикулярную к направлению движения, будет
флуктуировать, создавая переменную составляющую шумового тока.
Шумы, возникающие в результате флуктуации в потоке
носителей заряда, получили название дробовых шумов. Эти
шумы аналогичны дробовым шумам в электронных лампах
и описываются формулой Шоттки:
/ш.др = 2<7/0Д/. (Ю.7)
где /q _ постоянный ток.
Из выражений (10.5)...(10.7) видно, что интенсивность
тепловых и дробовых шумов не зависит от частоты и
имеет равномерный частотный спектр. Такие шумы называют
белыми шумами.
Шумы токораспределения вызываются
неравномерностью распределения эмиттерного тока /э между
коллектором /*21Б^Э и базой (1 - ^21б)^э- Возникающий при этом
шумовой ток можно определить с помощью выражения
Шумовой ток, возникающий в процессе
токораспределения, проходит в цепях коллектора и базы.
fi
ч
(£Ил
ГЖ Ф'шл
Рис. 10.3. Эквивалентная
схема шумового сопротивления

10.4. Шумы биполярных транзисторов
361
Избыточные шумы представляют собой специфические
шумы полупроводниковых приборов, обусловленные
неравномерностью процесса рекомбинации носителей,
происходящей в основном на поверхности кристалла
полупроводника, и наличием дефектов кристаллической решетки.
Интенсивность избыточных шумов возрастает с
уменьшением частоты, и на звуковых частотах эти шумы являются
преобладающими. Квадрат среднего значения шумового
избыточного тока
'1изб = Лд///. (Ю.8)
где А - коэффициент пропорциональности.
10.4.2. Коэффициент шума
Шумовые свойства транзисторов принято оценивать
коэффициентом шума, который определяется как
отношение полной мощности шумов на выходе транзистора к той
ее части, которая вызвана усилением шумов генератора
сигнала:
Ли -"Б к Б J? 1 + ~р 1Г' V10-9)
М11.С.ВХЛР *ШСВХЛР М1].С.ВХЛР
где Ящ.с.вх *~ мощность шумов источника входного
сигнала; Кр - коэффициент усиления по мощности транзистора.
Для расчета коэффициента шума транзистора можно
воспользоваться его физической эквивалентной схемой.
Считая элементы эквивалентной схемы нешумящими,
дополним ее генераторами шумовых токов и напряжений,
отражающими определенные источники шума.
Тепловые шумы в распределенном сопротивлении базы
г6' можно учесть, включив в цепь генератор напряжения с
внутренним сопротивлением г&, ЭДС которого
определяется формулой (10.5).
Для учета дробовых шумов тока базы (1 - А216 )^э и из"
быточных шумов эмиттерного /?-/г-перехода в
эквивалентную схему необходимо включить генератор шумового тока
/э6, который на основании выражений (10.7) и (10.8)
определяется по уравнению

362
10. ШУМЫ ЭЛЕКТРОННЫХ ПРИБОРОВ
Гэ2б=2<7(1-А21б)/эА/ + ^-А/
2<7(1-Л21б)/э+^|Д/.
Дробовые и избыточные шумы обратного тока
коллектора учитываются включением между базой и
коллектором генератора шумового тока i6 K, значение которого
определяется выражением
72
к=(29/КБ>0 + Лк//)А/.
Дробовые шумы управляемой составляющей тока
коллектора /*21б'э можно учесть, если включить между
коллектором и эмиттером генератор шумового тока iK э,
который определяется выражением
<к2э = 2?/*21б/ЭА/-
В результате эквивалентная схема транзистора с
учетом указанных шумовых генераторов и генератора
теплового шума сопротивления источника сигнала Щс - 4&77?СД/
принимает вид, показанный на рис. 10.4.
Можно считать, что мощность шумов в резисторе
нагрузки равна сумме мощностей шумов от каждого генератора
шума. Если обозначить через imn шумовой ток в нагрузке,
обусловленный одним из шумовых генераторов, то мощность
— су
шумов в нагрузке, создаваемая этим током, Ршн = imMRH.
С учетом этого выражения для коэффициента шума (10.9)
можно записать:
UL7 Г£
-ф-о
Ф "т.с ^Ф
-®-
Ь21б'з
'» —,
'б. К JjK-Э
ft*
Рис. 10.4. Шумовая эквивалентная схема биполярного транзистора

10.4. Шумы биполярных транзисторов
363
1 Ru
р — п=\
1 Ш "~
72 /?
чш.с^н
= 1 +
п=2
(10.10)
где 1Ш с - шумовой ток в резисторе нагрузки, вызванный
действием на входе транзистора генератора шума.
Из выражения (10.10) следует, что коэффициент шума
не зависит от сопротивления нагрузки, и его можно
рассчитать для случая короткого замыкания на выходе. При
этом сопротивлением гк в эквивалентной схеме можно
пренебречь, что приведет к упрощению расчетов.
Шумовой ток в нагрузке создается всеми шумовыми
составляющими, поэтому для его определения можно
воспользоваться методом суперпозиции, в соответствии с
которым в схеме оставляют один генератор шума, исключая
все остальные, и определяют первую компоненту
шумового тока if в нагрузке. Для расчета второй компоненты
шумового тока i£ в нагрузке эквивалентная схема
представляется с другим генератором шума и т. д. Эти
преобразования отражены на рис. 10.5, а...д.
г'в ^/б'э
иш.т гб Ь2?б'э -
rk ^/б'э 73
h.6L
Ь21б1э
Рис. 10.5. Шумовые эквивалентные схемы биполярного транзистора
для определения составляющих шумового тока

364
10. ШУМЫ ЭЛЕКТРОННЫХ ПРИБОРОВ
Определив шумовые компоненты /ь /2, /3» *4 и *5 ШУ~
мового тока коллектора и подставив их значения в
уравнение (10.10), получим окончательное выражение для
коэффициента шума в виде
Исследования показывают, что коэффициент шума
слабо зависит от схемы включения транзистора.
10.5. ШУМЫ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
Шумы полевых транзисторов определяются тремя
основными составляющими: тепловыми шумами, дробовым
эффектом и избыточными шумами.
Источником теплового шума в полевых транзисторах
являются сопротивление канала и объемные
сопротивления истока и стока. Однако вследствие малых значений
объемных сопротивлений истока и стока по сравнению с
сопротивлением канала можно считать, что тепловые шумы
определяются только сопротивлением канала и
выражаются формулой Найквиста:
U£T = 4£77?КД/ или /2т = 4£7GKA/,
где GK - электропроводность канала.
Источником дробового шума являются флуктуации тока
затвора, проходящего через обратносмещенный р-я-пере-
ход затвор-канал в полевых транзисторах с управляющим
р-я-переходом, или тока утечки затвора в МДП-транзи-
сторах. Обычно эти шумы оценивают средним значением
дробового шума, определяемого по формуле
Й.др = 2<7/3Д/.
Вследствие малого значения тока затвора эта
составляющая шума в полевых транзисторах незначительна, и
ее часто не учитывают.
На высоких частотах тепловая составляющая шума
через емкость обратной связи С3.с проникает в цепь затвора

10.5. Шумы полевых транзисторов
365
и вместе с сигналом усиливается транзистором. Поэтому
на высоких частотах шумы полевых транзисторов
возрастают. Однако это явление наблюдается на частотах,
близких к граничным, и поэтому важного практического
значения не имеет.
На низких частотах наиболее важной составляющей
шума в полевых транзисторах является избыточный шум,
или 1//-шум. Источником его могут быть произвольные
локальные изменения электрических свойств материалов
и их поверхностных состояний. У современных полевых
транзисторов с управляющим р-л-переходом 1 //-шум
преобладает над тепловым на частотах, меньших 100 Гц. У
МДП-транзисторов 1//-шум более интенсивен и
проявляется на частотах 1...5 МГц и менее.
Эквивалентная шумовая схема полевого транзистора
показана на рис. 10.6. Для удобства расчетов действие
шумов моделируется включением в цепь затвора
генераторов напряжения и тока. Генератор тока /ш д отражает
дробовой шум затвора. Генераторы напряжения UmT и Uf
отражают соответственно тепловой шум сопротивления
канала, пересчитанный в цепь затвора, и избыточный шум.
Генератор тока /ш.т.ИНд отражает индуцированный шум
затвора, возникающий вследствие проникновения в цепь
затвора на высоких частотах (через емкость С3.с) теплового
шума сопротивления канала.
Часто шумовые свойства полевого транзистора
оцениваются коэффициентом шума (в децибелах):
Рис. 10.6. Эквивалентная шумовая схема полевого транзистора

366
10. ШУМЫ ЭЛЕКТРОННЫХ ПРИБОРОВ
г.
Гц 10"
10* Ю5 106 Ом 10
Рис. 10.7. Зависимость коэффициента шума полевого транзистора:
а - от частоты; б - от внутреннего сопротивления источника сигнала
= 101g(l + ^LIL_\
Коэффициент шума характеризует ухудшение
отношения сигнал/шум на выходе усилительного каскада за счет
внутренних шумов полевого транзистора. В современных
полевых транзисторах с управляющим p-n-переходом
коэффициент шума не превышает 1...2 дБ (рис. 10.7, а).
Коэффициент шума полевых транзисторов, так же как и
биполярных, зависит от внутреннего сопротивления источника
сигнала /?с и имеет минимальное значение (порядка 1 дБ)
при /?с в несколько мегом (рис. 10.7, б).
На рис. 10.8 показаны типовые зависимости
спектральной плотности шумовых токов /Ш/(Д/), т. е. шум,
приходящийся на полосу Д/ = 1 Гц, для полевых и биполярных
транзисторов. Из этих зависимостей видно, что в области
низких частот шумы
полевых транзисторов с
управляющим р-/г-переходом
(кривая /) значительно
меньше шумов
биполярных транзисторов (кривая
2). На высоких частотах
меньшими шумами облада-
/ —*_ ют МДП-транзисторы с ин-
Рис. 10.8. Зависимость спектральной ДУВДрованным каналом
плотности шумовых токов от частоты (кривая о).

И
ЭЛЕМЕНТЫ ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ
11.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О МИКРОЭЛЕКТРОНИКЕ
Развитие современной науки и техники связано с
интенсивным внедрением радиоэлектронной аппаратуры (РЭА).
Затраты на производство современных машин,
наземных и летательных аппаратов в значительной мере
определяются затратами на электронное оборудование, которое
становится все более сложным. Число электрорадиокомпо-
нентов, входящих в состав РЭА, возрастает за десятилетие
в 5...20 раз. При этом сложное радиоэлектронное
оборудование может содержать десятки миллионов элементов,
объединенных огромным количеством соединений. Если бы
такие системы изготавливались из дискретных элементов,
то их масса измерялась бы тоннами, объем - кубическими
метрами, потребляемая мощность - сотнями и тысячами
киловатт. Такое устройство имело бы малую надежность и
высокую стоимость. Дальнейшее расширение функций,
выполняемых РЭА, повышение ее быстродействия и
надежности в условиях воздействия дестабилизирующих
факторов, уменьшения массы, габаритов, стоимости и
потребляемой мощности невозможны без использования новых
принципов ее построения.
Первой попыткой создания сложной и высоконадежной
РЭА явилось использование модулей и микромодулей,
представляющих собой функционально законченные узлы,
выполненные на дискретных элементах. Однако такое
направление не привело к существенному повышению
надежности РЭА, поскольку элементы (детали) модулей и
микромодулей изготавливались отдельно обычными методами.
Стоимость модульной аппаратуры по-прежнему оставалась
очень высокой.

368 11. ЭЛЕМЕНТЫ ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ
Существенное повышение надежности РЭА при
одновременном снижении ее стоимости оказалось возможным при
использовании групповых методов изготовления узлов РЭА,
когда на одном и том же технологическом оборудовании
одновременно в течение единого технологического цикла
изготавливаются все или большинство входящих в состав
узла деталей, выполняющих функции резисторов,
конденсаторов, диодов, транзисторов, и электрические
соединения между ними. Изделия, выполненные по такой
технологии, называют интегральными микросхемами (ИМС).
Применение групповых методов производства ИМС
позволило осуществить высокую степень автоматизации процесса
сборки и тем самым значительно повысить степень
интеграции, т. е. количество одновременно изготавливаемых
элементов в одной микросхеме.
В настоящее время ассортимент выпускаемых ИМС
настолько широк, что имеется возможность создавать на их
основе подавляющее большинство устройств РЭА. Бурное
развитие интегральной техники и технологии послужило
основой нового направления в электронике -
микроэлектроники, решающей проблему проектирования,
конструирования и массового автоматизированного производства
высоконадежных и экономичных микроминиатюрных
электронных устройств.
Можно выделить два основных направления развития
микроэлектроники: первое направление - интегральная
микроэлектроника, второе - функциональная
микроэлектроника. Интегральная микроэлектроника
конструктивно реализуется в виде интегральных микросхем,
функциональная - в виде функциональных приборов. В
интегральной микроэлектронике, так же как и в РЭА на дискретных
элементах, соблюдается четырехзвенный принцип
построения простейших устройств: физическое явление
(например, сопротивление проходящему току), отдельный
элемент (например, резистор), электронная схема (например,
усилитель), функция (в данном случае усиление).
В функциональной микроэлектронике проявляется
двухзвенный принцип построения простейших устройств:
физическое явление, функция. Например, кварцевый
резонатор, представляющий собой пластину кварца, применя-

11.1. Общие сведения о микроэлектронике 369
ется в качестве колебательного контура с высокой
добротностью. Однако в пластине кварца нельзя выделить
участки, реализующие в отдельности индуктивность или емкость
обычного LC-контура. Общим для LC-контура и кварцевой
пластины является лишь конечный эффект - резонансное
явление на определенной частоте.
Широкое распространение получили ИМС,
представляющие собой функционально и конструктивно законченное
целое (логический элемент, усилитель, генератор и т. п.).
По конструктивно-технологическому признаку
различают ИМС пленочные, полупроводниковые, гибридные и
совмещенные.
Пленочными называют ИМС, элементы и соединения
которых выполнены в виде пленок, нанесенных на
поверхность диэлектрика. Для получения пленок применяют
вакуумное напыление через специальные теневые маски, а
также электрические методы. Недостатком пленочной
технологии является существенная нестабильность
параметров активных элементов.
Полупроводниковыми называют ИМС, элементы
которых выполнены в объеме или на поверхности
полупроводникового материала (чаще всего монокристаллического
кремния). Активные и пассивные элементы
полупроводниковых ИМС реализуют на основе транзисторной структуры,
получаемой путем применения групповых методов
локальной диффузии легирующих примесей в
монокристаллический полупроводник. Достоинствами полупроводниковых
ИМС являются высокая плотность заполнения объема,
уменьшение числа контактов между разнородными
материалами, повышенная механическая прочность, что
обусловливает высокую надежность полупроводниковых ИМС
и выполняемой на их основе РЭА. К недостаткам таких
ИМС относятся большой разброс параметров пассивных
элементов по сравнению с пленочными и меньшая емкость
конденсаторов по сравнению с конденсаторами пленочных
ИМС. Кроме того, емкость конденсаторов
полупроводниковых ИМС зависит от напряжения, приложенного к
соответствующему р-я-переходу транзисторной структуры.
Гибридными называют ИМС, в которых пассивные
элементы (резисторы, конденсаторы и индуктивности) и между-

370 11. ЭЛЕМЕНТЫ ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ
элементные соединения выполнены методами пленочной
технологии, а в качестве активных используются
дискретные бескорпусные полупроводниковые приборы. Устройства
на гибридных ИМС благодаря высокому качеству
активных и пассивных элементов этих схем имеют лучшие
характеристики по сравнению с устройствами на
полупроводниковых ИМС. Недостатком гибридных ИМС является
применение ручных операций при пайке дискретных элементов.
Совмещенными называют ИМС, в которых активные
элементы выполняются в объеме полупроводника, а
пассивные элементы, внутрисхемные соединения и выводы
изготавливаются на поверхности полупроводника методами
пленочной технологии. Каждому элементу ИМС
соответствует вполне определенный участок поверхности или
объема подложки. Для анализа и описания принципа работы
ИМС их можно представить в виде принципиальных
электрических схем и использовать известные методы анализа
электрических цепей.
11.2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ИМС
11.2.1. Транзисторы полупроводниковых ИМС
Транзисторы полупроводниковых ИМС
изготавливаются на поверхности полупроводниковой
пластины-подложки определенного типа электропроводности. В
большинстве случаев используется кремниевая подложка с
электропроводностью р-типа, при этом транзистор имеет п-р-л-струк-
туру. Вследствие большей подвижности электронов по
сравнению с дырками транзисторы с я-р-я-структурой
обладают лучшими частотными свойствами, чем р-я-р-транзисто-
ры. Кроме того, технология изготовления я-р-я-транзисто-
ров проще.
Применение кремния обусловлено тем, что он
допускает большую температуру (до 150 °С), обеспечивает
меньшие обратные токи и позволяет легко получать на
поверхности полупроводника защитную пленку с высокими
диэлектрическими свойствами в виде диоксида кремния SiC>2.
Транзисторы полупроводниковых ИМС
изготавливаются по планарной и планарно-эпитаксиальной технологии.

11.2. Полупроводниковые ИМС
371
Особенностью планарных транзисторов является то, что
вследствие прохождения токов базы с коллектора вдоль
р-л-переходов увеличиваются распределенные объемные
сопротивления областей базы и коллектора. Это ухудшает
частотные свойства транзисторов и приводит к
увеличению коллекторного напряжения в режиме насыщения.
Кроме того, в планарном транзисторе, изготовленном
методом диффузии, наблюдается неравномерное
распределение примесей в коллекторе (рис. 11.1, а). Из рисунка
видно, что концентрация доноров и акцепторов в
эмиттере, базе, коллекторе (#д.э» Ма.б> ^д.к) уменьшается с
увеличением толщины этих электродов. Вследствие этого
неравномерным оказывается сопротивление коллектора,
которое может достигать больших значений, что
обусловливает низкое значение пробивного напряжения перехода
коллектор-подложка и сильное влияние подложки на
электрические параметры транзистора. В связи с этим чаще
всего в ИМС используются планарно-эпитаксиальные
транзисторы, отличающиеся от планарных тем, что на подложке
р-типа выращивается эпитаксиальный слой n-типа, в
котором затем формируется коллектор. Эпитаксиальный слой
характеризуется равномерным распределением примесей
(рис. 11.1,6).
Для уменьшения сопротивления коллектора и степени
влияния подложки на характеристики и параметры пла-
нарно-эпитаксиальных транзисторов в коллекторной
области создают скрытый я -слой, имеющий меньшее
сопротивление по сравнению с эпитаксиальным n-слоем.
Скрытый я+-слой получают путем дополнительной диффузии
|%э
L э
Ла*
В^
нд.к
"^ %л
К
i
L%3
[ 3
Ла.б
В
Нд.к
К
1 »»
О Хэ Хк X О Хэ Хк X
Рис. 11.1. Распределение концентрации примесей в планарном (а) и
планарно-эпитаксиальном (б) транзисторах

372 11. ЭЛЕМЕНТЫ ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ
Рис. 11.2. Структура пла-
нарно-эпитаксиального
транзистора со скрытым
донорных примесей в
соответствующие участки подложки. Структура
планарно-эпитаксиального л-р-л-
транзистора со скрытым л+-слоем
показана на рис. 11.2.
Интегральные транзисторы могут
работать в трех режимах: отсечки,
активном и насыщения. В отличие
от дискретных в интегральных
транзисторах дополнительный источник
питания, осуществляющий перевод
транзистора в режим отсечки, не
используется, и режимом отсечки
считают активный режим работы
интегрального транзистора при малых токах. В связи с этим
важной характеристикой интегрального транзистора
является зависимость /к = /(£/бэ) пРи ^КЭ = const. Вид этой
характеристики аналогичен виду входной характеристики
/б = f(Uбэ)> только масштаб по оси токов увеличен в А21Э
раз (рис. 11.3). По характеристике /к = /(£/бэ) можно
определить напряжение запирания, соответствующее
допустимому минимальному току коллектора в режиме
запирания f/вэ.зап и зависящее от температуры.
Режим насыщения интегральных транзисторов
характеризуют входными характеристиками, снятыми при
различных токах насыщения /к.нас (рис. 11.4). Из-за сильной
>к{
k mm
т,я2>т5
Ulo=const I
Г'
II"
V
о и1,
л
и?
ис
ВЭзап %Эзоп%Эзап иВЭ
Рис. 11.3. Характеристики
интегрального транзистора в режиме малых
токов при различных температурах
О Чэиос
US3 нас
Рис. 11.4. Входные
характеристики интегрального транзистора
при различных токах насыщения

11.2. Полупроводниковые ИМС
373
обратной связи между входной и выходной цепями
транзистора входные характеристики, снятые при различных
токах /к.нас» оказываются сдвинутыми.
Важным параметром, характеризующим быстродействие
транзистора, является время рассасывания избыточного
заряда в коллекторе fpac. Для уменьшения его проводится
дополнительная диффузия золота в готовую структуру
интегрального транзистора. Золото имеет очень большой
коэффициент диффузии и проникает во все области (базу,
эмиттер, коллектор), создавая энергетические уровни вблизи
середин запрещенных зон. Эти уровни играют роль
ловушек, уменьшающих время жизни неосновных носителей
заряда. Недостатком данного метода является снижение
коэффициентов передачи Лгш и ^21Э (вследствие
уменьшения времени жизни неосновных носителей в базе).
Для уменьшения /рас при сохранении высоких значений
Л21Б и ^21Э используют шунтирование перехода
база-коллектор диодом Шоттки. Такие транзисторы называют
транзисторами с барьером Шоттки (рис. 11.5). Отличие
данного транзистора от обычного интегрального состоит в том,
что металлический контакт базы расширен в
коллекторную область. Барьер Шоттки образуется в месте контакта
металла с высокоомной коллекторной областью л-типа.
Как видно из рис. 11.5, а, никаких дополнительных
операций при изготовлении интегрального транзистора с
барьером Шоттки не требуется. Необходимо лишь перед
напылением металлических контактов (алюминия) произвести
а б
Г
к э
"WT
л
Н п+ И
Б
f
7\
V
*
Рис. 11.5. Структура (а) и условные обозначения (б) интегрального
транзистора с барьером Шоттки

374 11. ЭЛЕМЕНТЫ ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ
тщательную очистку поверхности, так как от этого
зависят характеристики диода Шоттки.
В режиме отсечки и в активном режиме потенциал
коллектора выше потенциала базы, диод Шоттки закрыт и
транзистор с барьером Шоттки работает как обычный
биполярный транзистор. В режиме насыщения потенциал
коллектора становится меньше потенциала базы, диод
открывается и основная часть базового тока поступает в
коллектор через открытый диод. Благодаря этому избыточный
заряд в базе не накапливается, вследствие чего при
переключении транзистора в режим отсечки или активный
режим отсутствует стадия рассасывания избыточного заряда.
При инверсном включении транзистора с барьером
Шоттки коллекторный переход шунтируется открытым
диодом, вследствие чего токи базы и коллектора
транзистора уменьшаются, что приводит к уменьшению
инверсного коэффициента передачи тока /i2i3/-
В ИМС, особенно цифровых, находит применение
специфический полупроводниковый прибор, не имеющий
дискретного аналога, - многоэмиттерный транзистор
(МЭТ). Основное отличие МЭТ от обычных транзисторов
заключается в том, что он имеет несколько эмиттеров,
объединенных одним слоем базы (рис. 11.6). Эти эмиттеры
располагаются так, что прямое их взаимодействие через
соединяющий участок пассивной базы практически
исключается.
Включение МЭТ обычно осуществляется по схеме,
показанной на рис. 11.7. На эмиттерных входах МЭТ могут
действовать высокие (U\) и
низкие (Uq) потенциалы, а на
базе - всегда высокий
потенциал. Если на всех
эмиттерных входах МЭТ VT1
действуют высокие потенциалы
(U\ > £), то эмиттерные
переходы закрыты, а
коллекторный открыт. В результате
проходит ток коллектора МЭТ
Рас. 11.6. Интегральный много- у?1 являющийся в т0 же
эмиттерныи транзистор *

11.2. Полупроводниковые ИМС
375
Рис. 11.7. Схемы включения интегрального многоэмиттерного транзистора
время током базы транзистора VT2. Транзистор VT2
находится при этом в открытом состоянии (рис. 11.7, а).
Если хотя бы к одному из эмиттерных входов
приложить низкий потенциал Uq (рис. 11.7, б), то откроется
соответствующий эмиттерный переход и ток источника Е
пройдет через Rb и открытый эмиттерный переход.
Потенциал базы за счет падения напряжения на резисторе Rb
понижается, что приводит к прекращению прохождения
коллекторного тока МЭТ VT1 и базового тока
транзистора VT2. Транзистор VT2 закрывается.
Таким образом, эмиттерные переходы в МЭТ
выполняют функции диодной сборки в логических схемах. При этом
ИМС в случае использования МЭТ оказываются более
простыми и имеют лучшую интегральную способность.
При создании больших интегральных схем (БИС)
весьма перспективными
являются транзисторы с инжек-
ционным питанием. Одна
из простейших
конструкций планарного
транзистора с инжекционным
питанием показана на рис. 11.8.
Его структура отличается
от структуры обычного
планарного транзистора
наличием дополнительного элек- Рис и8 Структура интегрального тран-
трода — инжектора (ДЬфОЧ- зистора с инжекционным питанием

376 11. ЭЛЕМЕНТЫ ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ
ная pi-область). Область п\ служит эмиттером, n<i -
коллектором, Р2 ~~ базой. В такой структуре можно выделить
два транзистора: р-п-р (р\"П\-р2) и п-р-п (п\-р2-П2).
Переход между областями р\ и п\ называют
инжекторным, между областями п\ и р2 - эмиттерным, а
между областями р2 и п2 ~~ коллекторным.
Принцип действия транзистора с инжекционным
питанием иллюстрирует рис. 11.9.
На инжекторный переход подается прямое смещение
от источника через ограничительный резистор R. Если цепи
базы и коллектора разомкнуты, то из инжектора в эмиттер
осуществляется инжекция дырок. Для нейтрализации
положительных зарядов, инжектированных в базу дырок, в
нее из внешней цепи поступает такое же количество
электронов. Появившиеся в базе избыточные дырки и
электроны диффундируют к эмиттерному переходу и
осуществляют частичную компенсацию заряда положительных и
отрицательных ионов этого перехода, снижая тем самым
потенциальный барьер. Эмиттерный переход смещается
вследствие этого в прямом направлении, и часть электронов и
дырок из эмиттера переходит в базу. В базе на границе с
эмиттерным переходом возникает избыточный заряд
электронов и дырок, что приводит к их диффузионному
перемещению в сторону коллекторного перехода. При этом
происходят частичная компенсация объемного заряда
коллекторного перехода и снижение его потенциального барьера.
В результате коллекторный переход смещается в прямом
направлении и транзистор оказывается в режиме насыщения.
Рис. 11.9. Прохождение тока
в интегральном транзисторе
с инжекционным питанием

11.2. Полупроводниковые ИМС
377
Рис. 11.10. Эквивалентная
схема интегрального транзистора с
инжекционным питанием
Если с помощью ключа S
базу соединить с эмиттером, то
разность потенциалов на эмит-
терном переходе окажется
равной нулю и инжекция
электронов из эмиттера в базу
прекратится. Это приведет также к
резкому уменьшению
коллекторного тока и переводу
транзистора в активный режим на
границе с режимом отсечки.
Таким образом,
коммутируя электрод базы, можно
переводить рассмотренный транзистор из режима отсечки в
режим насыщения и наоборот. В этом транзисторе
инжектор выполняет функцию генератора тока для транзистора
структуры п-р-п (п\-р2-П9), и его можно представить в
виде эквивалентной схемы (рис. 11.10). Ток генератора /г
определяется количеством дырок, инжектируемых через
инжекторный переход и поступающих в базу Р2-
В качестве ключа можно использовать другой такой же
транзистор. На рис. 11.11 показана цепочка из
последовательно соединенных четырех транзисторов с
инжекционным питанием.
У транзистора VT1 цепь базы разомкнута, и, как было
рассмотрено выше, он будет находиться в состоянии
насыщения. При этом выходное сопротивление транзистора VT1
мало, и база транзистора VT2 оказывается соединенной с
его эмиттером. Транзистор VT2 находится в режиме от-
Рис. 11.11. Эквивалентная схема последовательно включенных
интегральных транзисторов с инжекционным питанием

378 11. ЭЛЕМЕНТЫ ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ
сечки, его выходное сопротивление велико, и цепь базы
транзистора VT3 разомкнута. Следовательно, транзистор
VT3 находится в режиме насыщения, а транзистор VT4,
как и транзистор VT2, - в режиме отсечки.
Если цепь базы транзистора VT1 замкнуть, то в режим
отсечки перейдут транзисторы VT1 и VT3, а транзисторы
VT2 и VT4 окажутся в режиме насыщения. Из этого
следует, что каждый из транзисторов рассмотренной цепочки
может быть использован как ключевой элемент и иметь
два состояния: замкнутое (транзистор в режиме
насыщения) и разомкнутое (транзистор в режиме отсечки). Это
позволяет широко использовать транзисторы с инжекци-
онным питанием при построении логических ИМС. При
этом транзисторы могут иметь общий инжектор (И),
общий эмиттер (Э) и отдельные коллекторы (К). Такие
транзисторы иногда называют многоколлекторными
транзисторами с инжекционным питанием. На рис. 11.12
показана структура кристалла многоколлекторного
транзистора, соответствующая эквивалентной схеме,
изображенной на рис. 11.11.
Кроме источника напряжения или тока, инжекция
носителей может быть создана за счет облучения кристалла
световым потоком или другим излучением,
обеспечивающим необходимую интенсивность генерации пар
носителей зарядов.
Достоинствами схем, выполненных на транзисторах с
инжекционным питанием, являются низкие питающие
напряжения (порядка 0,5... 1 В), малая потребляемая мощ-
ь1
1 •
1 .
1 •
К1
гл
1 *--*
Г71
LU
К2
*
62
1
КЗ
LU
.63
И
и
л
Л4
*л
Рис. 11.12. Структура четырех последовательно включенных
интегральных транзисторов с инжекционным питанием

11.2. Полупроводниковые ИМС
379
ность, высокая степень интеграции, их большая
универсальность при построении устройств вычислительной
техники.
Наряду с биполярными в полупроводниковых ИМС
широкое применение находят МДП-транзисторы. Важным
преимуществом МДП-транзисторов является возможность
использовать их не только в качестве активных
элементов, но и пассивных (резисторов, конденсаторов). В ИМС
легко реализовать МДП-транзисторы с каналами р- и я-
типов, что позволяет просто осуществить согласование и
реализовать универсальные логические функции. Благодаря этим
особенностям большинство ключевых и логических ИМС
строят на базе МДП-структур. К тому же технология
изготовления полупроводниковых ИМС на МДП-транзисторах
значительно проще, чем на биполярных.
Схемы на МДП-транзисторах занимают доминирующее
положение при создании запоминающих устройств,
микропроцессоров, электронных калькуляторов, электронных
часов, устройств медицинской электроники и т. п. По
своим свойствам МДП-транзисторы дополняют биполярные
транзисторы, поэтому многие ИМС содержат как
биполярные, так и МДП-транзисторы.
Недостатками ИМС на МДП-транзисторах являются их
меньшее быстродействие вследствие больших емкостей
между электродами затвор-сток и затвор-исток, а также
необходимость применения более высоковольтных
источников питания по сравнению с ИМС на биполярных
транзисторах.
11.2.2. Диоды полупроводниковых ИМС
Диоды полупроводниковых ИМС, как правило,
представляют собой интегральные транзисторы в диодном
включении. Существует пять вариантов включения транзистора
для получения диода (рис. 11.13). Для этих схем
оказываются различными напряжение пробоя, прямые
напряжения при заданном токе, а также обратные токи (рис. 11.14).
В схемах /, 3 и 4 (рис. 11.13) напряжение пробоя
определяется эмиттерным переходом и составляет 5...7 В. Для
других схем включения минимальное значение пробивно-

380 11. ЭЛЕМЕНТЫ ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ
12 3 4 5
Рис. 11.13. Схемы транзисторов в диодном включении
Рис. 11.14. Вольт-амперные характеристики транзисторных структур в
различных диодных включениях
го напряжения составляет 20...50 В. Обратный ток диода
имеет наименьшее значение у тех схем включения,
которые используют только эмиттерный переход меньшей
площади (схемы / и 4). Наибольший обратный ток у схемы 3,
так как оба перехода включены параллельно.
Прямое напряжение у различных схем зависит от тока.
При значительных токах некоторое увеличение прямого
напряжения происходит в следующем порядке: схемы 2, /, 3, 5, 4.
Емкости диодов, полученных на основе транзисторной
структуры, также различны. Наибольшую емкость имеет
схема 3, наименьшую - схемы 2 и 5.
При использовании диодов в усилителях импульсов и
цифровых ИМС схема включения электродов транзистора
для получения диода влияет на время восстановления
обратного сопротивления. Это время минимально для схемы
включения /, так как в ней смещается в прямом
направлении эмиттерный переход. В остальных схемах в прямом
направлении смещается коллекторный переход, при этом

11.2. Полупроводниковые ИМС
381
происходит накопление неосновных носителей как в базе,
так и в коллекторе.
В полупроводниковых ИМС используются также диоды
с барьером Шоттки (диод Шоттки).
11.2.3. Резисторы полупроводниковых ИМС
В качестве резисторов в полупроводниковых ИМС
применяются: полупроводниковая область транзисторной
структуры биполярного транзистора; канал интегрального МДП-
транзистора; р-я-переход интегрального транзистора,
смещенный в обратном направлении.
Основным типом полупроводниковых резисторов
являются диффузионные резисторы, составляющие область
эмиттера, базы или коллектора транзисторной структуры
биполярного транзистора. Наиболее часто используется слой базы
р-типа, обладающий большим удельным сопротивлением и
приемлемым температурным коэффициентом. Структура
диффузионного резистора из слоя базы показана на рис. 11.15, а.
Сопротивление диффузионных резисторов составляет от
десятков ом до нескольких десятков килоом с допусками
от 5 до 20% и мощностью рассеяния 0,1 Вт.
Диффузионные резисторы обладают паразитной
емкостью, обусловленной барьерной емкостью изолирующего
р-л-перехода. С ростом частоты сопротивление этой
емкости уменьшается, что приводит к уменьшению
сопротивления резистора. Для увеличения сопротивления резистора
необходимо уменьшить толщину диффузионной области.
Рис. 11.15. Структура (а) и вольт-амперная характеристика (б)
диффузионного резистора

382 11. ЭЛЕМЕНТЫ ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ
Уменьшить толщину базовой области, используемой в
качестве резистора, можно, увеличив глубину
проникновения в нее эмиттерной n-области. Резисторы, получаемые
таким образом, называют пинч-резисторами. Их вольт-
амперная характеристика показана на рис. 11.15, б.
Резисторы, использующие канал интегрального МДП-
транзистора, могут быть нелинейными, квазилинейными и
токостабилизирующими.
Нелинейный резистор представляет собой МДП-тран-
зистор с индуцированным каналом, у которого затвор
соединен со стоком. На рис. 11.16 показаны схема нелинейного
резистора на МДП-транзисторе с индуцированным р-кана-
лом и его вольт-амперная характеристика. Недостатком
резистора является зависимость его сопротивления от
приложенного напряжения.
В качестве квазилинейного резистора используется
канал МДП-транзистора при фиксированном
напряжении на затворе (рис. 11.17). Недостатком такого
резистора является то, что его сопротивление также зависит от
напряжения, приложенного к нему. Кроме того,
максимальный ток, проходящий через резистор, не должен
превышать некоторого значения, при котором происходит
перекрытие канала.
Токостабилизирующий резистор (рис. 11.18, а)
представляет собой перекрытый канал МДП-транзистора. При
изменении напряжения на канале ток, проходящий через
него, практически не изменяется. На рис. 11.18, б
показана стоковая характеристика МДП-транзистора, крутая об-
зм.пор
c.ir з.и
Рис. 11.16. Схема образования нелинейного резистора на основе МДП-
транзистора (а) и его вольт-амперная характеристика (б)

11.2. Полупроводниковые ИМС
383
с. а
Рис. 11.17. Схема образования квазилинейного резистора на основе
МДП-транзистора (а) и его вольт-амперная характеристика (б)
см
Рис. 11.18. Схема образования токостабилизирующего резистора на
основе МДП-транзистора (а) и его вольт-амперная характеристика (б)
ласть которой ОА используется в квазилинейном
резисторе, а пологая АВ -в токостабилизирующем.
Сопротивления канальных резисторов составляют от
сотен ом до нескольких десятков килоом. Для получения
значительных сопротивлений (сотни килоом - единицы
мегом) применяется p-n-переход, смещенный в обратном
направлении.
11.2.4. Конденсаторы полупроводниковых ИМС
В качестве конденсаторов полупроводниковых ИМС
используются зарядная емкость p-n-перехода,
смещенного в обратном направлении (так называемые диффузион-

384 11. ЭЛЕМЕНТЫ ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ
ные конденсаторы), и металлооксидные конденсаторы,
имеющие структуру металл-оксид-полупроводник.
Диффузионные конденсаторы могут быть созданы на
основе эмиттерного или коллекторного перехода
транзисторной структуры. Емкости конденсаторов на основе
коллекторного перехода менее подвержены влиянию температуры.
Структура диффузионного конденсатора,
выполненного на основе коллекторного перехода, и его эквивалентная
схема показаны на рис. 11.19. Из эквивалентной схемы
видно, что, кроме основной емкости С, в такой структуре
появляются паразитные емкости Спар и сопротивление Rnap.
Особенностями диффузионных конденсаторов
являются также: зависимость емкости от приложенного к р-п-
переходу напряжения; низкая добротность (порядка 1...10)
из-за наличия последовательно включенного паразитного
резистора RnapJ строгое соблюдение полярности
напряжения (диффузионные конденсаторы биполярные);
необходимость подачи на подложку самого низкого потенциала,
чтобы паразитный диод VT2 был закрыт.
Металлооксидные (МДП) конденсаторы имеют
структуру металл-диоксид кремния-полупроводник. Верхней
обкладкой обычно служит пленка алюминия, в качестве
нижней обкладки используется сильнолегированный слой
полупроводника п+-типа, создаваемый в процессе
образования эмиттера (рис. 11.20).
По сравнению с диффузионными конденсаторами на
основе p-n-перехода МДП-конденсаторы обладают
следующими преимуществами: большим значением пробивного
Рис. И .19. Структура (а) и эквивалентная схема (б) диффузионного
конденсатора на базе коллекторного перехода

11.2. Полупроводниковые ИМС
385
напряжения; независимостью
емкости от величины и
полярности приложенного
напряжения; большей добротностью.
Емкость диффузионного и
МДП-конденсаторов
пропорциональна площади
полупроводниковых и металлических
слоев, образующих его обкладки.
Увеличение емкости таких
конденсаторов связано с
увеличением их размеров. Поэтому
емкости конденсаторов
полупроводниковых ИМС не
превышают сотни пикофарад.
11.2.5. Изоляция элементов
в полупроводниковых ИМС
Элементы полупроводниковых ИМС (транзисторы,
диоды, резисторы, конденсаторы) изготавливаются в едином
технологическом процессе на общей полупроводниковой
подложке. Изоляция элементов друг от друга в таких ИМС
осуществляется в основном с помощью р-л-переходов,
оксидов кремния и диэлектрика.
Изоляция с помощью р-л-переходов в
полупроводниковых ИМС, элементы которых выполнены по планарно-
эпитаксиальной технологии, поясняется рис. 11.21.
Сначала в подложке рттипа из кремния создаются методом
диффузии скрытые л+-слои (рис. 11.21, а). Затем на этой
подложке со скрытыми л+-слоями происходит эпитаксиаль-
ное выращивание высокоомного л-слоя, являющегося
коллекторной областью в транзисторной структуре (рис. 11.21, б).
После этого осуществляется локальная диффузия донор-
ных примесей на всю глубину эпитаксиального слоя, в
результате чего в полупроводнике образуются л-области,
отделенные друг от друга р-областями (рис. 11.21, в).
Сопротивления между соседними областями обусловлены
сопротивлениями двух встречновключенных р-л-перехо-
дов, значения которых велики, так как при любых напря-
Рис. 11.20. Структура металло-
оксидного конденсатора

386 11. ЭЛЕМЕНТЫ ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ
р-подложка
Эпитаксиальний п-слой
—СЕ>
р-подложка
б
'члу kzeh
J жениях, поданных на эти облас-
I JJ^j I ти, один из р-л-переходов будет
^ ' I находиться в закрытом
состоянии.
Более высокое качество
изоляции между отдельными
элементами может быть получено,
если локальные области в эпи-
таксиальном слое,
предназначенные для создания в каждой из
них отдельного элемента,
отделены друг от друга слоем диоксида
кремния Si02- Такая изоляция
получается в процессе изопла-
нарной технологии,
отличающейся тем, что после эпитаксиаль-
ного выращивания на подложке
п-слоя производится глубокое
локальное оксидирование эпитак-
сиального слоя до смыкания
диоксида со скрытым л+-слоем. При этом образуются
отдельные "колодцы" в полупроводниковой n-области,
отделенные друг от друга тонкой пленкой диоксида кремния.
Изоляция элементов полупроводниковых ИМС может
достигаться также путем применения диэлектрической
подложки, в качестве которой используются сапфир, кварц,
оксид бериллия и др. На подложке выращиваются
островки кремния для создания в дальнейшем
полупроводниковых элементов. Достоинством изоляции с помощью
диэлектрической подложки является ее высокое качество,
позволяющее создавать ИМС диапазона СВЧ.
р-подложка
Рис. П.21. Изоляция элемен
тов в ИМС с помощью р-п-пе
рехода
11.3. ПЛЕНОЧНЫЕ, ГИБРИДНЫЕ
И СОВМЕЩЕННЫЕ ИМС
В пленочных ИМС пассивные элементы выполняют в
виде проводящих, резистивных, диэлектрических и
магнитных пленок, наносимых на общую диэлектрическую
подложку. В зависимости от толщины пленок различают тонко-

11.3. Пленочные, гибридные и совмещенные ИМС 387
пленочные (с толщиной
пленки до 1 мкм) и
толстопленочные (с толщиной пленки
свыше 1 мкм) ИМС.
Пленочный резистор
представляет собой пленку опреде- I \
ленного материала длиной /, ^
шириной Ъ И ТОЛЩИНОЙ d Puc- 1122- Пленочный резистор
(рис. 11.22). Сопротивление
пленочного резистора определяется по формуле
R = pl/(bdl
где р - удельное сопротивление, Ом • м (или Ом • см).
С точки зрения технологичности нанесения пленки,
воспроизводимости ее свойств, в том числе и ее удельного
сопротивления р, каждый материал характеризуется
определенной толщиной пленки. Поэтому отношение p/d
для данного материала - величина постоянная. В этом
случае R = psl/b.
При Ъ = / R = ps, т. е. ps можно считать удельным
поверхностным сопротивлением квадратной резистивнои
пленки, не зависящим от размеров квадрата. Оно
измеряется в омах на единицу площади (Ом/п).
Резистивные пленки получают путем испарения в
вакууме различных резистивных материалов: нихрома (NiCr),
диоксида олова (БпОг) и др. Такие резисторы имеют
значительно больший диапазон номинальных сопротивлений и
меньший разброс по сравнению с диффузионными
резисторами.
При сопротивлениях пленочных резисторов до 5 крм
они имеют прямоугольную форму (рис. 11.23, а). При
больших сопротивлениях применяются последовательные
соединения нескольких пленок (рис. 11.23, б), а также
соединений, выполненных в виде меандра (рис. 11.23, в) или
змейки (рис. 11.23, г).
Пленочные конденсаторы изготавливают путем
напыления на участок диэлектрической подложки чередующихся
проводящих и диэлектрических пленок. Проводящие
пленки служат обкладками конденсатора. С увеличением
числа обкладок увеличивается емкость пленочного конденса-

388 11. ЭЛЕМЕНТЫ ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ
тора, но затрудняется
процесс его изготовления и
возрастает стоимость. Поэтому
конденсаторы пленочных
схем чаще всего имеют две
обкладки.
В качестве диэлектрика,
в значительной мере
определяющего параметры и
свойства пленочного
конденсатора, применяют оксид
кремния, трехсернистую сурьму,
оксид германия и др.
Наилучшим материалом для
обкладок пленочного конденсатора
является алюминий. Емкость
пленочных конденсаторов
достигает 10 000 пФ, а их
допуск не превышает 5%.
Структура пленочного конденсатора
показана на рис. 11.24.
По пленочной технологии
можно изготовить катушки небольшой индуктивности.
Обычно они выполняются методом напыления на подложку
проводящей спирали через соответствующую маску (рис. 11.25, а).
Форма спирали может быть и прямоугольной (рис. 11.25, б).
Таким образом получают индуктивность до 5 мкГн.
При нанесении двух спиралей на обе стороны
диэлектрической подложки можно получить пленочный
трансформатор.
Параметры пассивных элементов, изготовленных по
пленочной технологии, оказываются более стабильными, чем
параметры аналогичных элементов, изготовленных
диффузионным способом. К сожалению, до сих пор не созданы
активные пленочные элементы с хорошими параметрами.
Поэтому пленочные ИМС в настоящее время составляют
наборы резисторов и конденсаторов.
В гибридных ИМС резисторы выполняются по
пленочной технологии, а в качестве активных элементов
используются безкорпусные полупроводниковые приборы, впаи-
о
Y7ZA
W
'////////У,
ь
Ж
6
*т^-
Ц^ШОйШбА
и
шштшмшх
т
и
СЯ
2z2
FZZ
2221
И
Рис. П.23. Виды пленочных
резисторов

11.3. Пленочные, гибридные и совмещенные ИМС 389
Рис. 11.24. Пленочный конденсатор Рис. 11.25. Пленочные
индуктивности
ваемые в схему. По гибридной технологии могут быть
созданы прецизионные ИМС с меньшими связями
между элементами. Однако такие схемы по сравнению с
полупроводниковыми имеют большие размеры, меньшую
степень автоматизации производства, большее количество
паяных (сварных) соединений, ухудшающих надежность
ИМС.
Подложки в пленочных и гибридных ИМС играют очень
важную роль. От материала и качества обработки
поверхности подложки существенно зависят параметры пленочных
элементов и надежность всей ИМС. Материал подложки
должен быть хорошим диэлектриком, иметь высокую
прочность при малой толщине, не должен вступать в
химические реакции с осаждаемыми веществами, быть стойким к
высоким температурам, не выделять газов в вакууме (в
процессе напыления и осаждения пленок), иметь
температурный коэффициент линейного расширения (TKL)
близким к TKL напыляемых слоев и т. д.
У совмещенных ИМС активные элементы создаются
в полупроводниковом кристалле, а пассивные
наносятся сверху в виде тонких пленок. Совмещенные ИМС
сочетают достоинства полупроводниковой и пленочной
технологий.

390 11. ЭЛЕМЕНТЫ ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ
11.4. ПРИБОРЫ С ЗАРЯДОВОЙ СВЯЗЬЮ
В приборах с зарядовой связью (ПЗС) используется
возможность переноса заряда в системе
МОП-конденсаторов, близко расположенных на одном кристалле и
взаимодействующих полупроводника. Принцип действия ПЗС
основан на том, что подачей напряжения на электрод МОП-
конденсатора под ним создается потенциальная яма,
заполняемая при определенных условиях неосновными
носителями (зарядовым пакетом). Этот зарядовый пакет можно
перемещать от одного МОП-конденсатора к другому,
изменяя соответствующим образом управляющее напряжение.
Для хранения и переноса зарядовых пакетов
напряжение на МОП-конденсаторах необходимо изменять в
строгой последовательности. Наиболее просто перенос заряда
осуществляется в ПЗС с трехфазным управлением.
Устройство симметричного ПЗС с трехфазным управлением
показано на рис. 11.26.
Симметричный ПЗС представляет собой цепочку МОП-
конденсаторов, расположенных на общем кристалле
полупроводника р-типа. Электроды /, 2, 3,..., п составляют МОП-
конденсаторы ПЗС. Ввод зарядового пакета осуществляется
инжекцией электронов через входной р-л+-переход. Ток ин-
жекции можно изменять регулировкой напряжения на
затворе. Вывод зарядового пакета производится через
коллекторный переход (К), смещаемый в обратном направлении.
Перенос заряда от электрода / к электроду 2 и далее
происходит при условии, что напряжения на электродах
положительны и напряжение последующего электрода
больше. 11.26. Структура кристалла ПЗС

11.4. Приборы с зарядовой связью
391
ше напряжения предыдущего. Импульсы напряжения,
подаваемые на электроды для переноса заряда (тактовые
импульсы), имеют амплитуду 10...20 В.
Рассмотрим процесс переноса заряда в ПЗС (рис. 11.27).
Пусть в течение времени t\-t2 U\ > 0, a U<i = (/3 = 0 и
под действием входного напряжения осуществляется ин-
жекция электронов в потенциальную яму под электродом /.
В момент времени t<i на электрод 2 подается напряжение
U2 = U\ и заряд частично переходит в область под
электродом 2. При подаче на электрод 2 в момент /3
напряжения U2 > U\ потенциальная яма под электродом 2
углубляется и еще бо'лыиая часть заряда переходит в область
под электродом 2. В следующий момент t$ напряжение U\
снижается до нуля, a U2 > 0, и заряд полностью
переходит в область под электродом 2.
Аналогично происходит перенос заряда от электрода 2
к электроду 3 и т. д. Через соответствующее число такто-
ч
1
'л
1
it♦%♦; ♦♦♦♦%♦♦♦♦♦ ;*5w*!it ►♦it*ti%*i! iti%ti?5? ;titi%t» *?it3i 1
N
Ч-,
"^
1Щ
+
+
". чу .yi
1 ~~"
7\
rT.'
Г^'"
>
p
+
+
Ж
+
№1
_ ___ _i
У
f
V
■" -—" 1
— — .
— — _
1
1
1
(
Щ>0; U2=U5=0
и2=щ>о
«^>Ц >0
Щ=0; U2>0
Рис. П.27. Графики, поясняющие процесс переноса заряда в ПЗС

392 11. ЭЛЕМЕНТЫ ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ
вых циклов переноса зарядовый пакет оказывается в
области под последним электродом цепочки
МОП-конденсаторов. Уменьшение потенциала на последнем
МОП-конденсаторе сопровождается выводом зарядового пакета через
выходной р-л+-переход. При этом в выходной цепи
вырабатывается сигнал, пропорциональный зарядовому пакету,
задержанный относительно входного сигнала на время
t = (п - 1)Г/3, где п - число МОП-элементов; Т - период
повторения каждой фазы управления. Например, при п =
= 1200, Т = 10 мс время f * 4 с.
Приборы с зарядовой связью применяются для
задержки различных сигналов, длительного хранения
информации, формирования сигналов изображения. При
формировании сигналов изображения используется возможность
получения зарядового пакета в МОП-структурах не за счет
инжекции из эмиттера, а путем локального освещения
поверхности кристалла. Если на кристалл спроецировать
изображение объекта, то амплитуды выходных импульсов
будут пропорциональны освещенности поверхности
участков кристалла. Использование таких формирователей
сигналов изображения позволяет создавать миниатюрные
передающие телевизионные камеры с малым потреблением
энергии от источников питания.
В последнее время созданы более совершенные ПЗС,
например со скрытым каналом и двухфазным
управлением, а также МНОП-структуры
(металл-нитрид-оксид-полупроводник) и МОП ПЗ (МОП-структуры с плавающим
затвором), способные хранить записанную информацию в
течение нескольких десятков тысяч часов при
отключенном питании.

ПРИЛОЖЕНИЯ
1. Система обозначений биполярных транзисторов
Биполярные транзисторы, разработанные до 1964 г.,
классифицировались по мощности (малой - Я < 0,25 Вт и большой - Р > 0,25 Вт)
и по частоте (низкой - / < 5 МГц и высокой - / > 5 МГц). Условные
обозначения плоскостных транзисторов по ГОСТ 5461-59 состоят из
двух или трех элементов.
Первый элемент - буквы П или МП. Буква М означает, что
герметизация корпуса транзистора осуществлена методом холодной сварки,
меньше влияющей на структуру и свойства полупроводниковых
переходов транзистора. По параметрам эти транзисторы соответствуют
таким же транзисторам без буквы М в обозначении.
Второй элемент - число, указывающее область применения и
исходный полупроводниковый материал (табл. П.1).
Третий элемент - буква, обозначающая разновидность прибора или
модернизацию.
В 1964 г. ГОСТ 10862-64 была установлена новая система
обозначений полупроводниковых приборов. В нее в 1972 г. были внесены
Таблица П.1
Тип транзистора
Маломощный низкочастотный:
германиевый
кремниевый
Мощный низкочастотный:
германиевый
кремниевый
Маломощный высокочастотный:
германиевый
кремниевый
Мощный высокочастотный:
германиевый
кремниевый
Второй элемент
1...100
101...200
201...300
301. ..400
401...500
501...600
1 601...700
701...800

394
уточнения. В соответствии с этими стандартами система обозначений
биполярных транзисторов включает шесть элементов.
Первый элемент - буквы Г, К, А или цифры 1, 2, 3, обозначающие
исходный материал - соответственно германий, кремний или
соединения галлия (цифры используются для маркировки приборов,
предназначенных для применения в аппаратуре специального назначения).
Второй элемент обозначения - буква Т.
Третий элемент - цифра, указывающая на основное назначение и
качественные свойства транзистора (табл. П.2).
Таблица П.2
Верхняя граничная
частота
Низкая (до 3 МГц)
Средняя (30 МГц)
Высокая (свыше 30 МГц)
Максимально допустимая мощность
малая
(до 0,3 Вт)
1
2
3
средняя
(0,3... 1,5 Вт)
4
5
6
большая
(свыше 1,5 Вт)
7
8
9
Четвертый и пятый элементы - двузначное число, определяющее
порядковый номер разработки технологического типа транзистора.
Шестой элемент, обозначаемый буквами от А до Я (за
исключением букв 3, О, Ч, сходных по начертанию с цифрами), отражает
деление в технологическом типе на параметрические группы.
Система обозначений современных транзисторов установлена
ОСТ 11336.038-77 и состоит из семи элементов.
Первый и второй элементы - такие же, как у транзисторов,
приведенных в ГОСТ 10862-72.
Третий элемент - цифра, определяющая основное назначение и
качественные свойства транзистора (табл. П.З).
Четвертый, пятый и шестой элементы - трехзначное число от 101
до 999, обозначающее порядковый номер разработки.
Седьмой элемент - параметрическая группа в технологическом типе
транзистора - обозначается буквами от А до Я (за исключением букв 3, О, Ч).
Таблица П.З
Верхняя граничная частота
Низкая (до 30 МГц)
Средняя (30...300 МГц)
Высокая (свыше 300 МГц)
Максимально допустимая мощность
до 1 Вт
1
2
4
свыше 1 Вт
7
8
9

395
Обозначение транзистора наносится на его корпус или дается в
сопроводительной документации. Если обозначение транзистора
нанесено на его корпус сокращенно в виде условных символов, цветных
точек или дано в сопроводительной документации, то в справочном
материале на транзистор это указывается особо.
2. Система обозначений полевых транзисторов
Система обозначений полевых транзисторов впервые была
упорядочена с введением в действие в январе 1973 г. ГОСТ 10862-72,
согласно которому, система обозначений полевых транзисторов
аналогична системе обозначений биполярных транзисторов. Отличие
состоит лишь в обозначении второго элемента, которым у полевых
транзисторов является буква П.
Классификация полевых транзисторов по частотным свойствам
отражается третьим элементом обозначения. Она осуществляется по
максимальной частоте (табл. П.4).
Таблица ПА
Максимальная частота
Низкая (до 3 МГц)
Средняя (3...30 МГц)
Высокая (свыше 30 МГц)
Максимально допустимая мощность
малая
(до 0,3 Вт)
1
2
3
средняя
(0,3... 1,5 Вт)
4
5
6
большая
(свыше 1,5 Вт)
7
8
9
Согласно ОСТ 11336.038-77, вторым элементом обозначения
полевых транзисторов также является буква П. Остальные элементы
обозначения такие же, как у биполярных транзисторов. Классификация
полевых транзисторов по частотным свойствам аналогична
предусмотренной ГОСТ 10862-73, т. е. осуществляется по максимальной частоте.
3. Система обозначений полупроводниковых диодов
Полупроводниковые диоды классифицируются по исходному
материалу, технологии изготовления, площади р-л-лерехода, назначению
или области применения.
Кроме одиночных диодов, промышленностью выпускаются
диодные сборки, столбы и блоки, которые состоят из специально
подобранных диодов, помещенных в один корпус.
Для полупроводниковых диодов используются системы
обозначений в соответствии с ГОСТ 5461-59, 10862-64, 10862-72,
ОСТ 11336.038-77, ОСТ 11336.919-81.
Начиная с 1973 г. маркировка полупроводниковых диодов
включает шесть элементов. Первый из них - буква (Г, К, А) или цифра (1,2, 3),

396
Таблица П.5
Тип диода
Выпрямительный мощностью:
малой (/пр.ср < 0,3 А)
средней (0,3 А < 7™ ср < 10 А)
Универсальный (/ < 100Ь МГц)
Импульсный:
*вос > 150 не
30 не < /вое ^ 150 не
5 не < fB0C < 30 не
1 не < *вос < 5 не
*вос < 1 не
Сверхвысокочастотный:
смесительный
детекторный
параметрический
регулирующий (переключательный,
ограничительный, модуляторный)
умножительный
генераторный
Варикап:
подстроечный
умножительный (варактор)
Туннельный и обращенный:
усилительный
генераторный
переключательный
обращенный
Излучающий:
инфракрасный диод
инфракрасный модуль
светодиод
знаковый индикатор
Динистор (диодный транзистор) мощностью:
малой (/Ппср < 0,3 А)
средней (0,3 А < /прср < 10 А)
Выпрямительный столб мощностью:
малой (/пр.ср < 0,3 А)
средней (6,3 А < /пр.ср < 10 А)
Выпрямительный блок мощностью:
малой (/пр.ср < 0,3 А)
средней (0,3 А < /прср < 10 А)
Диод Ганна
Генератор шума
Стабилизатор тока
Стабилитроны и стабистор
Второй
элемент
*
д
д
А
В
И
л
н
ц
ц
Б
г
к
с
Третий
элемент
1
2
4
5
6
7
8
9
1
2
4
5
6
7
1
2
1
2
3
4
1
2
3
4
1
2
1
2
3
4
-
-
-
—

397
обозначающие исходный материал. Второй - буква, указывающая на
класс диода (табл. П.5). Третий элемент - цифра, показывающая
назначение диода (табл. П.5). Четвертый и пятый элементы обозначения
полупроводниковых диодов (кроме стабилитронов и стабисторов) - это
порядковый номер разработки технологического типа (от 01 до 99).
В обозначениях стабилитронов и стабисторов третий элемент
является показателем мощности, четвертый и пятый - номинального
напряжения стабилизации (табл. П.6).
Таблица П.6
Мощность стабилитронов и стабисторов
Не более 0,3 Вт с напряжением
стабилизации, В:
менее 10
10.99
100...199
От 0,3 до 5 Вт с напряжением
стабилизации, В:
менее 10
10...99
100 .199
От 5 до 25 Вт с напряжением
стабилизации, В:
менее 10
10...99
100.199
Третий
элемент
1
2
3
4
5
6
7
8
9
Четвертый
и пятый
элементы
01...99
10...99
00...99
01... 99
10...99
00...99
01...99
10...99
00...99
Шестой элемент обозначения диодов, динисторов и тринисторов
определяет деление технологического типа на параметрические
группы, а стабилитронов и стабисторов - последовательность разработки
и маркируется буквами русского алфавита от А до Я.
С 1977 г. разрабатываемые полупроводниковые диоды, тиристоры
и оптоэлектронные приборы обозначаются согласно отраслевому
стандарту ОСТ 11336.038-77. В 1981 г этот стандарт был уточнен и
расширен (ОСТ 11336.919-81). В его основу положен
буквенно-цифровой код, состоящий из пяти элементов.
Первый элемент - буква или цифра, указывающие на материал: Г
или 1 - для германия и его соединений; К или 2 - кремния и его
соединений; А или 3 - соединений галлия; И или 4 - соединений
индия.
Второй элемент - буква, обозначающая подкласс прибора (табл. П.7).
Третий элемент - цифра (или буква для оптопар),
характеризующая один из основных признаков прибора (табл. П.7).

398
Таблица П.7
Тип диода
Выпрямительный диод:
/пр.ср < 0,3 А
0,3 А < /Пр.Ср < 10 А
Магнитодиод и термодиод
Импульсный диод:
*вос > 500 не
150 не < tB0C < 500 не
30 не < /вос < 150 не
5 не < /вос < 30 не
1 не < /вос < 5 не
*вос < 1нс
Выпрямительный столб:
/Пр.ср < 0,3 А
0,3 А < /„pep < Ю А
Выпрямительный блок:
'пр.ср ^ "»" *»
0,3 А < /Пр.сР < 10 А
Варикап:
подстроечный
умножительный
Туннельный диод:
усилительный
генераторный
переключательный
Обращенный диод:
Сверхвысокочастотный диод:
смесительный
детекторный
усилительный
параметрический
переключательный и ограничительны!
умножительный и настроечный
генераторный
прочие
Стабилитрон:
мощностью не более 0,3 Вт
с напряжением стабилизации, В:
менее 10
10...100
более 100
мощностью от 0,3 до 5 Вт
с напряжением стабилизации, В:
менее 10
Второй
элемент (подкласс)
д
д
д
ц
ц
в
и
и
А
С
Третий
элемент
1
2
3
4
5
6
7
8
9
1
2
3
4
1
2
1
2
3
4
1
2
3
4
5
6
7
8
1
2
3
4

399
Продолжение табл. П.7
Тип диода
10. .100
более 100
мощностью от 5 до 10 Вт
с напряжением стабилизации, В:
менее 10
10...100
более 100
Генератор шума:
низкочастотный
высокочастотный
Излучающий оптоэлектронный прибор:
источник инфракрасного излучения:
излучающий диод
излучающий модуль
прибор визуального представления
информации:
светоизлучающий диод
знаковый индикатор
знаковое табло
шкала
экран
Оптопара:
резисторная
диодная
тиристорная
транзисторная
Диодный тиристор:
'пр.ср ^ "»^ "
0,3 А < /пр.ср < 10 А
Триодный тиристор:
'откр.ср.тах ^ 0,о А или /огкр.и.тах ^ 15 А:
незапираемый
запираемый
симметричный
0,3 А < /откр.ср.тах < Ю А
ИЛИ 15 А < /откр.и.тах ^
100 А:
незапираемый
запираемый
симметричный
'откр.ср.тах > Ю А или /огкр.и.тах > 100 А:
незапираемый
запираемый
симметричный
Второй
элемент (подкласс)
Г
Л
о
н
У
Третий
элемент
5
6
7
8
9
1
2
1
2
3
4
5
6
7
Р
Д
У
Т
1
2
1
3
5
2
4
6
7
8
| 9

400
Четвертый элемент - число от 01 до 99, обозначающее
порядковый номер разработки технологического типа. Если порядковый номер
разработки превысил 99, то в дальнейшем используют трехзначные
числа от 101 до 999.
Пятый элемент - буква, условно определяющая классификацию
(разбраковку по параметрам) приборов, изготовленных по единой
технологии. При этом используются буквы русского алфавита (за
исключением букв 3, О, Ч, Ы, Ш, Щ, Ь, Ъ, Э).
При необходимости указания отдельных
конструктивно-технологических особенностей прибора предусматривается введение в
обозначение дополнительных символов:
цифры от 1 до 9 - для обозначения модификаций прибора,
приводящих к изменению его конструкции или электрических параметров;
буква С - для обозначения сборок (наборов в общем корпусе
однотипных приборов, не соединенных электрически или соединенных
одноименными выводами);
цифры, написанные через дефис, - для обозначения следующих
модификаций конструктивного исполнения бескорпусных приборов:
1 - с гибкими выводами без кристаллодержателя;
2-е гибкими выводами на кристаллодержатель;
3-е жестким выводом без кристаллодержателя;
4-е жестким выводом на кристаллодержатель;
5-е контактными площадками без кристаллодержателя и без
выводов;
6-е контактными площадками на кристаллодержателе без выводов;
буква Р последнего элемента обозначения - для приборов с
парным подбором;
буква Г - с подбором в четверки; буква К - с подбором в шестерки.
4. Система обозначений электронно-управляемых ламп
В соответствии с ГОСТ 13393-76 система обозначений
электронно-управляемых ламп малой мощности, обычно называемых приемно-
усилительными, состоит из четырех элементов.
Первый элемент обозначения - число, указывающее на
округленное значение напряжения накала (в вольтах).
Второй элемент - буква, обозначающая тип лампы
(классификационный признак):
А - частотно-преобразовательные лампы и лампы с двумя
управляющими сетками (кроме пентодов с двойным управлением);
Б - диод-пентоды;
В - лампы с вторичной эмиссией;
Г - диод-триоды;
Д - диоды, в том числе демпферные;
Е - электронно-лучевые индикаторы;
Ж - высокочастотные пентоды с короткой характеристикой, в том
числе с двойным управлением;

401
И - триод-гексоды, триод-гептоды, триод-октоды;
К - высокочастотные пентоды с удлиненной характеристикой;
Л - лампы со сфокусированным лучом;
Н - двойные триоды;
П - выходные пентоды и лучевые тетроды;
Р - двойные тетроды и двойные пентоды;
С - триоды;
Ф - триод-пентоды;
X - двойные диоды;
Ц - кенотроны, относящиеся к категории приемно-усилительных
ламп;
Э - тетроды.
Третий элемент - число, указывающее на порядковый номер
разработки данного типа лампы.
Четвертый элемент обозначения - буква, характеризующая
конструктивное оформление лампы:
А — сверхминиатюрные в стеклянной оболочке диаметром до 6 мм;
Б - сверхминиатюрные в стеклянной оболочке диаметром до 10,5 мм;
Г - сверхминиатюрные в стеклянной оболочке диаметром более
10,5 мм;
Д - в металлостеклянной оболочке с дисковыми впаями;
К - в керамической оболочке;
Н - миниатюрные и сверхминиатюрные в металлокерамической
оболочке (нувисторы);
П - миниатюрные (пальчиковые) в стеклянной оболочке
диаметром 19 и 22,5 мм;
Р - сверхминиатюрные в стеклянной оболочке диаметром до 5 мм;
С - в стеклянной оболочке (с цоколем или без цоколя) диаметром
более 24 мм.
К четвертому элементу обозначения иногда добавляют букву,
характеризующую специальное свойство лампы:
В - лампы повышенной надежности и механической прочности;
Д - лампы особо долговечные (с гарантированной долговечностью
10 тыс. ч и более);
Е - повышенной надежности и долговечности (5 тыс. ч и более);
И - предназначенные для работы в импульсном режиме.

ЛИТЕРАТУРА
1. Аваев Н. Л., Шишкин Г. Г. Электронные приборы /Под ред.
Г. Г. Шишкина - М.: Изд-во МАИ, 1996.
2. Б ату шее В. А. Электронные приборы. - М.: Высш. шк., 1980.
3. Булычев А. Л. Электронные приборы. - М.: Воениздат, 1982.
4. Булычев А. Л., Галкин В. //., Прохоренко В. А. Справочник по
электровакуумным приборам. - Мн.: Беларусь, 1982.
5. Булычев А. Л., Прохоренко В. А. Электронные приборы. - Мн.:
Выш. шк., 1987.
6. Галкин В. //., Булычев А. Л., Лямин П. М. Полупроводниковые
приборы. - Мн.: Беларусь, 1994.
7. Галкин В. И., Булычев Л. Л., Лямин П. М. Полупроводниковые
приборы: Транзисторы широкого применения. - Мн.: Беларусь, 1995.
8. Жеребцов И. П. Основы электроники. - Л.: Энергоатомиздат. Ле-
нингр. отд-ние, 1989.
9. Кушманов И. В., Васильев Н. Н., Леонтьев А. Г. Электронные
приборы. - М.: Связь, 1973.

предметный указатель*
Аквадаг 282
Акцепторы см. Примеси
акцепторные
Анод 218, 227
База 26, 81, 214
Варактор 62
Варикап 62
Видикон 316
Время восстановления
обратного сопротивления 61
- переключения 346
- послесвечения 296
- установления прямого
напряжения 60
Газотрон 318
Генерация свободных носителей
заряда 8
Гептод 273
Гетеродин 273
Гетеропереход 39
Геттер 224
Графекон 311
* Составила Е. В. Малышева
Депрессия дробового
эффекта 354
Детектирование 66
Динистор 214
Динод 272
Диод 230
- выпрямительный 49
- Ганна 69
- двухбазовый 221
- детекторный 66, 236
- импульсный 58
- лавинно-пролетный 72
- обращенный 77
- параметрический 67
- полупроводниковый 47
- регулирующий 67
- Рида 73
- с накоплением заряда 62
- сверхвысокочастотный 64
- смесительный 66
- точечный 57
- туннельный 73
- умножительный 67
- универсальный 57
Длина диффузионная 27
Добротность оптрона 349
Домен электростатический 71
Доноры см. Примеси донорные
Дырки 8

404
Емкость барьерная см. Емкость
зарядная
- динамическая входная 268
- диффузионная 36, 37
- зарядная 36
- междуэлектродная 235
- оптопары проходная 347
Закон степени трех вторых 231
Затвор 180
Зона валентная см. Зона
заполненная
- заполненная 6
- свободная 7
- энергетическая 6
Излучение когерентное 331
- некогерентное 331
- тепловое 329
Иконоскоп 314
Инверсия типа
электропроводности 45
Индикатор знаковый 326
Инжектор 221
Инжекция неосновных
носителей 25
Интегральные микросхемы 368
большие 375
гибридные 369
оптоэлектронные 344
пленочные 369
полупроводниковые 369
совмещенные 370
Исток 181, 189
Канал 180
Катод 218, 225
- косвенного накала 225
- прямого накала 225
Катодолюминесценция 330
Кенотрон 235
Кинескоп 298, 300-304
Коллектор 81, 308
Конденсатор диффузионный 384
- металлооксидный 384
Контакт омический 43
Коэффициент инжекции 85
- стабилизации напряжения
температурный 54
- передачи по току
статический 346
тока базы статический 103
эмиттера статический 88
- переноса 87
- умножения коллекторного
тока 88
- носителей 342
- усиления динамический 207,
266
по мощности 155
по напряжению 155
по току 155
статический 199, 243
- широкополосности 272
- шума 358, 361
Кривая допустимой
мощности 228
Крутизна 207
- динамическая 265
~ характеристики 135, 234
анодно-сеточной 243
модуляционной 297
стокзатворной см.
Проводимость прямой передачи
Лампы генераторные 276
импульсные 277
непрерывного
генерирования 277
- для усиления мощности 271
напряжения 270
- модуляторные 279
импульсные 279

405
- непрерывного действия 279
- широкополосные 272
Линза тетродного прожектора
главная 286
Люминесценция 330
Люминофоры антистоксовые 333
МДП-транзистор 180, 189
Мезатранзистор 177
Метод определения параметров
графоаналитический 156
Мерцание катода 353
Микроэлектроника
интегральная 368
- функциональная 368
Модулятор 283
МОП-транзистор 189
Мощность в нагрузке
полезная 207, 266
- выходная 155
- рассеиваемая анодом 227
допустимая 227
экранирующей сеткой 260
допустимая 260
Нагрузочная прямая 152
Напряжение зажигания 318
- запирания 237
- коллектор-база пробивное 98
- лампы шумовое, приведенное
к сетке 356
~ максимально допустимое 347
- обратное допустимое 49
- отсечки 181
- перекрытия 184
- пороговое 190
- послеинжекционное 60
- развертки 299
- сдвига анодной
характеристики 241
- стабилизации 53
- триода действующее 238
- шумовое 355
удельное 356
Носители заряда неосновные 11
неравновесные 16
основные 11
Область объемного заряда см.
Слой запирающий
- стоковой характеристики
крутая 185
Объектив иммерсионный 287
Ограничение накопления заряда
объемного 71
пространственного 71
Оптопара 344
- диодная 348
- диодно-транзисторная 349
- резисторная 347
- транзисторная 349
- тиристорная 349
Оптоэлектроника 329
Оптрон 344
- с составным
фототранзистором 349
Ортикон 315
Отдача прибора световая 296
Пакет зарядовый 390
Параметры транзистора
дифференциальные 117
малосигнальные 117
Пентод 254
Переход инжекторный 376
- коллекторный 214, 343, 376
- плоскостный 47
- точечный 47
- электронно-дырочный 18, 19,
21
- эмиттерный 214, 343, 376
- р-п см. Переход электронно-
дырочный
Пинч-резистор 382

406
Плотность тока насыщения 30
Подвижность носителей
зарядов 14
Подложка 189
Поле пространственного
заряда 229
- электрическое внешнее 229
Полупроводники 5
.- вырожденные 74
- с электропроводностью
дырочной 13
собственной 9
электронной 10
- л-типа см. Полупроводники с
электропроводностью
электронной
- р-типа см. Полупроводники с
электропроводностью
дырочной
Постоянная времени
коэффициента передачи тока базы 127
цепи коллектора 147
Потенциал запирания 313
-* пороговый 233
- равновесный 308
Потенциалоскоп 307
Приборы газоразрядные 317
индикаторные 325
неуправляемые 317
с горячим (накаливаемым)
катодом 317-322
с холодным (ненакаливае-
мым) катодом 317, 322, 323
управляемые 317
- с зарядовой связью 390
- электронно-лучевые 282
Примеси акцепторные 12
- донорные 9
Пробой р-л-перехода 33, 34
Прожектор воспроизводящий 313
- записывающий 313
- пентодный 287
- с магнитной фокусировкой 288
- тетродный 285
Проницаемость триода 244
Пятно ионное 294
Радикон 307
Разность потенциалов
контактная 19
Режим активный 102
- возврата 239
- вычитания 310
- динамический 230
- импульсный 268
- обеднения 194
- обогащения 190
- отсечки и насыщения 100
- перехвата 240
- статический 230
Резистор квазилинейный 382
- нелинейный 382
- токостабилизирующий 382
Рекомбинация носителей 8
Светодиод 331
Сетка антидинатронная 254
- управляющая 236, 237, 254
- экранирующая 254
Система отклоняющая 283
магнитная 292
электростатическая 290
- фокусирующая 283
Скиатрон 306
Скорость генерации
фотоносителей 335
Слой запирающий 21
- инверсный 45
- обогащенный 45
Сопротивление диода
дифференциальное 235
постоянному току 235
- изоляции 347
- триода переменному току 243
~ шумовое 355

407
Стабилитроны 322
- коронного разряда 322
- полупроводниковые 52
- тлеющего разряда 322
Стабистор 54
Сток 181, 189
Супериконоскоп 315
Суперортикон 315
Схема замещения транзистора
гибридная 134
~ р-л-перехода
эквивалентная 38
Температура анода
допустимая 227
- катода рабочая 226
Тетрод 247
- лучевой 252
Тиратрон 319
- тлеющего разряда 324
Тиристор симметричный 219
Ток дрейфа 14, 19
- диффузионный 17
- коллектора обратный 88
управляемый 88
- проводимости см. Ток дрейфа
- прямой 26
допустимый 48
~ стабилизации максимально
допустимый 53
минимально допустимый 53
- стока начальный 184
- шумовой 354
Транзисторы 79
- бездрейфовые 79, 171, 172
- биполярные 79
- двухзатворные 209
- двухпереходные 79
- дрейфовые 79, 171, 175
- лавинные 222
- многоколлекторные 378
- многопереходные 79
- многоэмиттерные 374
- однопереходные 79, 221
- планарно-эпитаксиальные 179
- планарные 177
~ полевые 79, 180
обедненного типа 194
обогащенного типа 191
~ с барьером Шоттки 373
- структуры п-р-п 79
р-п-р 79
- униполярные см. Транзисторы
полевые
Тринистор 218
Триод 236
Трубка электронно-лучевая 282
запоминающая 298, 307
с видимым
изображением 312
индикаторная 298, 305, 306
- осциллографическая 297-300
с послеускорением 300
Уравнение выходной нагрузочной
характеристики 152
- триода внутреннее 244
~ Эберса-Мола 93
Флуктуации 352
Фотодиоды 338
- лавинные 341
- с поверхностными
барьерами 340
- с р-л-переходом 388
Фотолюминесценция 330
Фотопроводимость 337
Фоторезистор 337
Фототиристор 343
Фототранзистор 342
Характеристика
вольт-амперная 29
- диода анодная 231

408
- модуляционная 297
- нагрузочная 152
анодная 263
анодно-сеточная 264
выходная 153
затворная 188
- обратной связи 99, 110
- прямой передачи 99, 100
- пусковая см. Характеристика
управления
- тиратрона сеточная 323
~ транзистора входная 95, 103
выходная 97, 105
- управления 321
Характрон 306
Хроматрон 303
Цвет свечения экрана ЭЛТ 297
Частота граничная 127, 203, 346
- максимальная 203
- предельная коэффициента
передачи тока базы 125
эмиттера 124
проводимости прямой
передачи 137, 203
Чувствительность вольтовая 336
- к отклонению магнитному 293
электростатическому 291
- пороговая 336
- токовая 336
Шумы белые 360
- дробовые 353
- избыточные 361
- собственные 352
- тепловые 359
- токораспределения 360
- транзисторов
биполярных 359-361
полевых 364-366
ЭДС эквивалентного генератора
шума 355
Экстракция носителей заряда 21
Электрод управляющий см.
Модулятор
Элетролюминесценция 330
Эмиссия катода удельная 226
- термоэлектронная 225
- фотоэлектронная 225
- электростатическая 225
Эмиттер 26, 81, 215
Энергия активации 9
Эффект Ганна 69
- динатронный 250
- дробовой 353
- поля 46
Эффективность катода 226
Яркость свечения экрана
ЭЛТ 296

ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие 3
1. Основы теории электропроводности
полупроводников 5
1.1. Общие сведения о полупроводниках 5
1.1.1. Полупроводники с собственной
электропроводностью 5
1.1.2. Полупроводники с электронной
электропроводностью 9
1.1.3. Полупроводники с дырочной
электропроводностью 12
1.2. Токи в полупроводниках 14
1.2.1. Дрейфовый ток 14
1.2.2. Диффузионный ток 16
1.3. Контактные явления 18
1.3.1. Электронно-дырочный переход в состоянии
равновесия 18
1.3.2. Прямое включение р-л-перехода 24
1.3.3. Обратное включение р-л-перехода 27
1.3.4. Теоретическая вольт-амперная
характеристика р-л-перехода 29
1.3.5. Реальная вольт-амперная характеристика
р-л-перехода 32
1.3.6. Емкости р-л-перехода 36
1.4. Разновидности электрических переходов 39

1.4.1. Гетеропереходы 39
1.4.2. Контакт между полупроводниками одного типа
электропроводности 40
1.4.3. Контакт металла с полупроводником 42
1.4.4. Омические контакты 43
1.4.5. Явления на поверхности полупроводника .... 43
2. Полупроводниковые диоды 47
2.1. Назначение и классификация 47
2.2. Общие параметры диодов 48
2.3. Выпрямительные диоды 49
2.4. Полупроводниковые стабилитроны 52
2.5. Универсальные диоды 57
2.6. Импульсные диоды 58
2.7. Варикапы 62
2.8. Сверхвысокочастотные диоды 64
2.8.1. Общие сведения 64
2.8.2. Смесительные диоды 66
2.8.3. Детекторные диоды 66
2.8.4. Параметрические и умножительные диоды .. 67
2.8.5. Регулирующие диоды 67
2.8.6. Генераторные диоды 69
2.9. Туннельные и обращенные диоды 73
2.9.1. Туннельные диоды 73
2.9.2. Обращенные диоды 77
3. Биполярные транзисторы 79
3.1. Общие сведения о транзисторах 79
3.2. Устройство биполярных транзисторов 80
3.3. Включение транзистора с общей базой 83
3.3.1. Режим отсечки и насыщения 83
3.3.2. Активный режим 84
3.3.3. Влияние конструкции и режима работы
транзистора на статический коэффициент
передачи тока эмиттера 89
3.3.4. Уравнение Эберса-Мола 91

411
3.3.5. Общие сведения о статических
характеристиках транзистора 94
3.3.6. Статические гибридные характеристики
транзистора, включенного с общей базой 95
3.4. Включение транзистора с общим эмиттером 100
3.4.1. Режимы отсечки и насыщения 100
3.4.2. Активный режим 102
3.4.3. Статические гибридные характеристики
транзистора, включенного с общим эмиттером.... 103
3.5. Включение транзистора с общим коллектором .... 111
3.6. Влияние температуры на статические
характеристики транзистора ИЗ
3.7. Дифференциальные параметры и эквивалентные
схемы транзистора 116
3.7.1. Общие сведения о дифференциальных
параметрах и эквивалентных схемах 116
3.7.2. Система Z-параметров 118
3.7.3. Система Я-параметров 121
3.7.4. Частотные характеристики коэффициентов
передачи входного тока 122
3.7.5. Низкочастотные /i-параметры и их
определение по характеристикам 128
3.7.6. Система У-параметров 132
3.7.7. Гибридная схема замещения транзистора .... 134
3.7.8. Частотная зависимость У-параметров 136
3.7.9. Система S-параметров 140
3.7.10. Связь между системами параметров 141
3.7.11. Физические параметры и Т-образная
эквивалентная схема транзистора 143
3.8. Работа биполярного транзистора в режиме
усиления гармонического сигнала 148
3.8.1. Принцип работы транзисторного усилителя. 148
3.8.2. Нагрузочные характеристики транзистора ... 152
3.8.3. Параметры режима усиления 155
3.8.4. Факторы, ограничивающие полезную
выходную мощность транзистора 160
3.9. Особенности работы транзистора в импульсном
режиме 162

3.9.1. Работа транзистора в режиме усиления
импульсов малой амплитуды 162
3.9.2. Работа транзистора в режиме переключения 165
3.9.3. Качественная оценка переходных процессов
в транзисторном ключе 167
3.9.4. Основные параметры, характеризующие
импульсные свойства транзистора 169
3.10. Конструктивные особенности биполярных
транзисторов 171
3.10.1. Классификация транзисторов 171
3.10.2. Бездрейфовые транзисторы 172
3.10.3. Дрейфовые транзисторы 175
4. Полевые транзисторы 180
4.1. Полевые транзисторы с управляющим р-л-пере-
ходом 180
4.1.1 Устройство и принцип действия полевых
транзисторов с управляющим р-л-переходом 180
4.1.2. Статические характеристики полевого
транзистора с управляющим р-л-переходом 184
4.2. Полевые транзисторы с изолированным затвором 189
4.2.1. Общие сведения 189
4.2.2. МДП-транзисторы с индуцированным
каналом 189
4.2.3. МДП-транзисторы со встроенным каналом .. 193
4.3. Влияние температуры на характеристики полевых
транзисторов 195
4.4. Дифференциальные параметры полевых
транзисторов 198
4.5. Эквивалентные схемы и частотные свойства
полевых транзисторов , 200
4.6. Работа полевых транзисторов в режиме нагрузки 204
4.6.1. Усилительный каскад с общим истоком 204
4.6.2. Нагрузочные характеристики 206
4.6.3. Параметры режима усиления 207
4.7. Конструктивные особенности и разновидности
полевых транзисторов 209

413
4.7.1. Двухзатворные транзисторы 209
4.7.2. Полевые приборы с отрицательным
дифференциальным сопротивлением 210
4.7.3. Полевые СВЧ-транзисторы 212
5. Переключательные полупроводниковые приборы 214
5.1. Динисторы 214
5.2. Тринисторы 218
5.3. Симметричные тиристоры 219
5.4. Основные параметры тиристоров 221
5.5. Однопереходный транзистор 221
5.6. Лавинный транзистор 222
6. Электронно-управляемые лампы 224
6.1. Общие сведения об электронно-управляемых
лампах 224
6.2. Электровакуумные диоды 230
6.3. Триоды 236
6.4. Тетроды 247
6.5. Пентоды 254
6.6. Параметры многоэлектродных
электронно-управляемых ламп 258
6.7. Работа электронно-управляемых ламп в режиме
нагрузки 261
6.7.1. Усилительный каскад с общим катодом 261
6.7.2. Нагрузочные характеристики и параметры
режима усиления 263
6.7.3. Эквивалентные схемы электронных ламп 266
6.7.4. Особенности работы электронно-управляемых
ламп в импульсном режиме 268
6.7.5. Приемно-усилительные
электронно-управляемые лампы диапазонов низкой и высокой
частоты 270
6.7.6. Электронно-управляемые лампы
сверхвысоких частот 274
6.7.7. Генераторные и модуляторные лампы 276

414
7. Электронно-лучевые приборы 282
7.1. Общие сведения об электронно-лучевых приборах 282
7.2. Электронные прожекторы с электростатической
фокусировкой 284
7.2.1. Закон преломления электронного луча 284
7.2.2. Тетродный прожектор 285
7.2.3. Пентодные прожекторы 287
7.3. Электронные прожекторы с магнитной
фокусировкой 288
7.4. Отклоняющие системы электронно-лучевых
трубок 290
7.4.1. Электростатические отклоняющие системы . 290
7.4.2. Магнитные отклоняющие системы 292
7.5. Люминесцентные экраны электронно-лучевых
трубок 295
7.5.1. Устройство и принцип действия экрана 295
7.5.2. Основные параметры и характеристики
экранов 296
7.6. Основные типы электронно-лучевых трубок 297
7.6.1. Классификация и система обозначений 297
7.6.2. Осциллографические трубки 298
7.6.3. Кинескопы 300
7.6.4. Индикаторные трубки 305
7.6.5. Запоминающие трубки 307
7.6.6. Передающие телевизионные трубки 314
8. Газоразрядные приборы 317
8.1. Общие сведения о газоразрядных приборах 317
8.2. Газоразрядные приборы с горячим катодом 317
8.3. Газоразрядные приборы с холодным катодом 322
8.3.1. Стабилитроны 322
8.3.2. Тиратроны тлеющего разряда 324
8.3.3. Индикаторные газоразрядные приборы 325
9. Оптоэлектронные приборы 328
9.1. Общие сведения об оптоэлектронике 328
9.2, Источники света 329
9.2.1. Виды источников излучения и их основные
характеристики 329
9.2.2. Инжекционные светодиоды с р-п-переходами 331
9.2.3. Светодиоды с антистоксовыми люминофорами 333

415
9.2.4. Источники света с порошкообразными и
пленочными элсктролюминофорами 333
9.3. Фотоприемники 334
9.3.1. Виды фотоприемников и их основные
характеристики 334
9.3.2. Фоторезисторы 337
9.3.3. Фотодиоды 338
9.3.4. Фототранзистор и фототиристор 342
9.4. Оптроны 344
9.4.1. Устройство и основные параметры оптронов 344
9.4.2. Резисторные оптопары 347
9.4.3. Диодные оптопары 348
9.4.4. Транзисторные и тиристорные оптопары 349
9.4.5. Обозначения и применение оптронов 350
10. Шумы электронных приборов 352
10.1. Общие сведения 352
10.2. Шумы электронных ламп 353
10.2.1. Причины собственных шумов электронных
ламп 353
10.2.2. Шумовые параметры электронных ламп 354
10.3. Шумы газоразрядных приборов 358
10.4. Шумы биполярных транзисторов 359
10.4.1. Причины шумов биполярных транзисторов 359
10.4.2. Коэффициент шума 361
10.5. Шумы полевых транзисторов 364
11. Элементы интегральных микросхем 367
11.1. Общие сведения о микроэлектронике 367
11.2. Полупроводниковые ИМС 370
11.2.1. Транзисторы полупроводниковых ИМС 370
11.2.2. Диоды полупроводниковых ИМС 379
11.2.3. Резисторы полупроводниковых ИМС 381
11.2.4. Конденсаторы полупроводниковых ИМС.... 383
11.2.5. Изоляция элементов в полупроводниковых
ИМС 385
11.3. Пленочные, гибридные и совмещенные ИМС 386
11.4. Приборы с зарядовой связью 390
ПрилоЖени я 393
Литература 402
Предметный указател ь 403

Учебное издание
Булычев Анатолий Леонидович
Лямин Петр Михайлович
Тулинов Евгений Станиславович
ЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ
Редактор Е. В. Малышева
Художественный редактор Л. Г. Звонарев
Технический редактор Н. Л. Лебедевич
Корректоры В. П. Шкредова, Н. И. Бондаренко
Компьютерная верстка А. Л. Потеев
Подписано в печать с готовых диапозитивов издательства "Вышэйшая школа" 19.07.99.
Формат 84x108/32. Бумага офс. N8 1. Гарнитура «Антикуа». Офсетная печать. Усл.
печ. л. 21,84. Уч.-изд. л. 21,55. Тираж 2000 экз. Зак. 4988.
ГП «Издательство "Вышэйшая школа"». Лицензия ЛВ № 5 от 22.12.97. 220048, Минск,
проспект Машерова, 11.
Отпечатано с диапозитивов заказчика в типографии ГП "Минская печатная фабрика"
220050, Минск, ул. Володарского, 3.

Рассматриваются устройство, физические процессы, характеристики,
параметры, система обозначений и простейшие схемы применения
полупроводниковых приборов, электронно-управляемых ламп,
электронно-лучевых трубок. Учтено качественное изменение
злементной базы радиоэлектроники и бурное развитие оптоэлектроник
Для студентов радиотехнических специальностей вузов.
Может быть полезным для инженерно-технических работников,
занимающихся вопросами создания радиоэлектронных устройств.
bblllld АН ШКОЛА"
ISBN «85-06-0438-7
I
9 78 98 50 6 0438 5 >