/
Теги: muzyka czasopismo audio-video sprzęt audio sprzęt wideo muzyka rockowa
ISBN: 0137-6802
Год: 1984
Текст
Cena 50 zł
Kineskop kolorowy
A56-701x
z siodłowo-teroidalnym
zespołem odchylania (ST),
z nowocześniejszym
działem elektronowym
i zmienioną
maską cieniową
przewyższa
pod względem użytkowym
dotychczas produkowane
kineskopy typu
A56-611x i A56-615x.
Zastosowanie go
w odbiorniku telewizyjnym
prowadzi do znacznego
zmniejszenia mocy
pobieranej z sieci
zasilającej,
poprawy zdolności
rozdzielczej
oraz uproszczenia
konstrukcji odbiornika.
Zespół ekran-maska
zastosowany w k neskopie
A56-701x
poprawia kontrast
przy zachowaniu
dużego poziomu luminancji
oglądanego obrazu,
co w połączeniu
ze zmienionym sposobem
nakładania pasków luminoforu
na brzegach ekranu
podnosi jakość
odbieranych wrażeń estetycznych
przy nierozświetlonym ekranie.
Zakłady Kineskopowe
„Polkolor” w Piasecznie
produkcję kineskopu
A56-701x
uruchomiły w IV kw. 1982 r.
Większość produkcji
tego typu kineskopu
zarówno w 1983 r.
jak i 1984 r.
sprzedawana jest na eksport.
EO/448/K/84
Kineskop A56-701 x
podczas Międzynarodowych
Targów Poznańskich -1983
otrzymał Złoty Medal.
Dodatek do mieś. "Radioelektronik”
SPIS TREŚCI
W SKRÓCIE
PRZEMYSŁ
Telefuńken buduje fabrykę odbior-
». nikówtvwChRL
Koniec kariery V-2000
Szwecja zamierza produkować
Y. układy scalone
jak nas widzą inni
Eksport mocy obliczeniowej
. f Mechanizmy kasetowe ŻRK
11
11
okt III
19
Na okładce
inz. A. Sirkó i jego komputer.
Fot A Piąstka.
2
11.oW.lll
11
11
Dlaczego mikrokomputer? „Sprawia mi-to po
prostu ogromną radość” - powiedział pewien
młody, ale już doświadczony entuzjasta mikro-
komputerów, gdy go zapytałem, dlaczego się
mmi zajmuje. W radości tej tkwi chyba źródło siły, która kieruje zainte-
resowania młodych i starszych w stronę tej modnej i fascynującej dzie-
dziny. Ta sama siła od najdawniejszych czasów skłaniała człowieka
do konstruowania różnych automatów, które do dziś zdumiewają nas
swą pomysłowością. Dzisiejsze automaty to właśnie mikrokomputery.
Wykorzystując tę siłę liczne firmy na Zachodzie i na Dalekim Wschodzie
robią fortuny. I u nas ruch w tej dziedzinie jest żywy chóć może niezbyt
jeszcze widoczny. Poszukuje się niemal nieosiągalnych na naszym -
rynku klawiatur, drukarek, pamięci, programów, które udaję się czasem -
zdobyć za cenę ogromnego trudu.
W tej sytuacji postanowiliśmy rozpocząć cykl artykułów, pokazujących,
jak można zbudować mikrokomputer własnymi siłami. Nie możemy
obiecywać pomocy w zakupach części, ale dostarczymy opisy ukła-
dów, schematy, rysunki druku, pokażemy metody uruchamiania i testo-
wania, programy, jednym słowem wszystko to, co można przedstawić
na papierze. W dziedzinie mikrokomputerów to nie mało. Powiodły się
starania o uruchomienie produkcji gotowych płytek drukowanych do
naszego mikrokomputera. W ten sposób tym z Państwa, którzy mogą y-
poświęcić ... 30 - 40 tysięcy złotych i wiele czasu, dajemy szansę po-
siadania mikrokomputera i przeżycia wielkiej satysfakcji z własnej pra-
cy. Uważamy bowiem, że w dążeniu do budowy mikrokomputera tkwi
coś więcej niż prosta chęć zabawy.
Nie chcę tu powtarzać propozycji pochodzących z innych krajów
przedstawiających zastosowanie domowych mikrokomputerów do pla-
nowania budżetów rodzinnych, podatków, zakupów czy wreszcie kiero-
wania z domu własnym przedsiębiorstwem. Choć zabrzmi to jak slogan,
powiem jednak, że mikrokomputer wspaniale poszerza możliwości
umysłowe człowieka. Jest on potężnym narzędziem, o którego przydat-.
ności przekonamy się niebawem i u nas.
Przychodzi mi na myśl zdanie z jednego z pism mikrokomputerowych,
że na początku XXI wieku analfabetyzm mikrokomputerowy będzie
równie dotkliwy jak brak umiejętności czytania i pisania w naszym stu-
leciu.
Oto dlaczego mikrokomputer domowy zaliczamy do sprzętu powszech-
nego użytku.
Jacek Katnler
AV- W SKRÓCIE
• Radziecki prom kosmiczny. Raport amerykańskie o Biura Kon-
gresowego ds. Techniki ocenia, że w 1984 r. Związek Radziecki
przeprowadzi nowe próby z rakietą nośną takiego typu jak Saturn V,
która pozwoli na umieszczenie na orbicie znacznie większych stat-
ków kosmicznych niż Salut. Celem programu radzieckiego najbliż-
szej przyszłości jest - wg raportu - zbudowanie promu kosmicznego,
który w ostatecznej wersji będzie mógł zabrać na pokład dwa razy
większy ładunek niż obecny prom amerykański. Zakończenie tego
przedsięwzięcia przewiduje się na połowę lat 90-tych. Zrealizowanie
tego programu doprowadzi do opanowania techniki umożliwiającej
rozwinięcie aktywności ludzkiej na orbicie okołoziemskiej, na księży-
cu, a być może również na Marsie.
• Robotyzacja montażu na płytkach drukowanych. Koszt współ-
czesnej linii produkcyjnej montażu płytek bez udziału człowieka
amortyzuje się w krótkim czasie tylko w krajach, gdzie robocizna jest
bardzo droga. W skład linii wchodzą z reguły automaty montażowe
wyspecjalizowane lub roboty z elastycznym programowaniem, roboty
ładujące płytki na automat lutowniczy, testery jakości oraz roboty
transportujące płytki do magazynu. Rodzaj urządzeń montażowych
zależy od długości serii płytek i różnorodności montowanych pod-
zespołów. Urządzenia, montują półautomatycznie 500 - 1000 pod-
zespołów/h, roboty 1Ó00 - 2000 podz./h, zaś automaty wyspecja-
lizowane: 2 tys. - 4.tys. układów w opakowaniu DIL, 7 tys. - 30 tys.
podz./h z wyprowadzeniami współosiowymi, 7 tys. podz./h z wypro-
wadzeniami radialnymi lub 2 tys. - 100 tys..podz./h przystosowanych
do powierzchniowego montażu. Człowiek przy taśmie może wstawić
ręcznie w płytkę 200 - 500 podz./h. Dużą rolę odgrywa właściwy
wybór testera, ponieważ poprawienie płytki jest bardzo kosztowne.
Program testera opiera się na zasadzie, że przy automatycznym
montażu błąd na płytce występuje w sposób powtarzalny i Jest w
związku z tym łatwy do wykrycia. Wyliczono, że przy produkcji zauto-
matyzowanej/30 tys. płytek na miesiąc koszta instalacji systemu
wynoszą:
- próg am sterujący systemem
- komputer sterujący
- projektowanie systemu
- automaty
Razem
500 tys. doi.
500 tys. doi.
500 tys. doi.
1500 tys. doi.
3 min doi.
Aby wykonać tę samą pracę tj.. 360 tys. płytek rocznie ręcznie ko-
nieczne byłoby zatrudnienie 250 robotników.
• CD pod pręgierzem. Compact Disc (CD) ma wśród melomanów
również swoich zagorzałych przeciwników. Według nich muzyka .z
dyskofonu brzmi twardo i sterylnie. Muzyka jest niejednorodna: brzmi
czysto w zakresie tonów nisk ch, przyzwoicie w środku pasma i twar
do, wręcz szklisto w górnym zakresie pasma częstotliwości. Brak
jest jej wdzięku. Polemizując z tą opinią miesięcznik „rp” (XII. 1983
r.) wyraża pogląd, że zarzu y takie można postawić również niektó-
rym nagraniom analogowym i że „braki” i „zalety" CD trzeba rozpa-
trywać na tle ewentualnych modyfikacj rozwiązań technicznych cha-
rakterystycznych dla zapisu cyfrowego oraz niespełnionych oczeki-
wań niektórych miłośników muzyki, oczekiwań, które nie mają nić
wspólnego z techniką CD. Subiektywna ocena CD może wpływać na
r odyfikację techniki nagrań, jednakże - dowodzi „rp” - nie ma naj-
mniejszych wątpliwości, że technika analogowa będzie systematycz-
nie wypierana i wkrótce zostanie zastąpiona przez technikę cyfrową.
• Obrazy trójwymiarowe. Naukowcy z Leningradzkiego Instytutu
Optycznego opracowali system holograficzny do wytwarzan a rucho-
mych obrazów przestrzennych. Obrazy zapisywane są w pamięci wy-
konanej z materiału o nazwie Reoxan. Zapis następuje za pośrednic-
twem stumienia laserowego, który nakłada informacje o obrazach
przestrzennych kolejno, jedna na drugą. Odczytu dokonuje się przy
użyciu strumienia laserowego, w tej samej kolejności. Płytka Reoxa-
nu o grubości 3’mm i wymiarach przeciętnego znaczka pocztowego
może zmagazynować ilość informacji odpowiadającą zawart ści
20-tomowej encyklopedii. Przy oglądaniu chodzącego zegarka z se-
kundnikiem i jego obrazu holograficznego trudno było zorientować
się, który z nich Jest oryginałem. Technika holograficznych obrazów
ruchomych trak owana jest jako jedno z możliwych rozwiązań telewi-
zji trójwymiarowej.
• Animowane obrazy w grach TV. W technice gier TV pojawiają się
coraz to nowe pomysły. Firma Genera! Instruments zaprojektowała
nowy system wytwarzania ruchom ch obrazów na ekranie zwany
Agile (animated graphics imaging through list execution). Polega on
na wprowadzeniu na ekran „obrazu początkowego", zapisania go w
pamięci a następnie stworzenie iisty rozkazów, która umożliwia prze-
kształcanie tego obrazu i to zarówno jego sylwetki jak też kolorów i
odcieni. Projektant nie potrzebuje tworzyć każdego kolejnego ruchu
postaci do jej animowania. Dodatkową korzyścią systemu jest rady-
kalne zmniejszenie pojemności potrzebnej pamięci w stosunku do
metody wytwarzania kolejnych scen. Jakość obrazu jest porówny-
walna z jakością otrzymywaną za pośrednictwem aparatu fotogra-
ficznego. Obraz początkowy może być wprowadzony na ekran przez
terminal, w postaci, rysunku, lub też z dyskowidu lub kamery. System
umożliwia niezwykłe bogactwo i fantastykę przekształceń. Wyko-
rzystanie ich do gier jest kwestią tylko pomysłowości projektanta.
System Agiie wkracza na rynek poprzez gry TV, ale będzie miał za-
pewne również inne, być może nawet o wieie szersze zastosowania
profesjonalne, zaczynając od symulacji przemysłowych czy wojsko-
wych po reklamy handlowe czy operację naukowe. -
• Poziom hi-fi w nagraniach magnetowidowych. W poszukiwaniu
poprawy jakości dźwięku towarzyszącego obrazom opracowano
nowy system zapisu dźwięku na taśmie magnetycznej, który otrzy-
mał nazwę VHS Hi-Fi. W konwencjonalnym zapsie magnetowido-
wym typu VHS głowica foniczna rejestruje dźwięk na wąskiej ścieżce
na obrzeżu prześuwającej się wolno taśmy magnetycznej, podczas
gdy wirująca na krążku głowica wzyjna dokonuje ukośnego zapisu
wizyjnego o stosunkowo dobrej jakości. W Systemie VHS Hi-Fi wy-
korzystano krążek wirujący, aby zamontować na nim również głowi-
cę sygnału fonicznego.
Zwiększenie szybkości zapisu umożliwiło zastosowanie modulacji
FM i poprawiło wszystkie istotne parametry dźwięku podnosząc je do
poziomu uzyskiwanego w magnetofonie kasetowym dobrej klasy.
Firma Hitachi podaje, że w magnetowidzie VT-36E, w którym zasto-
sowa o technikę zapisu VHS Hi-Fi, uzyskano następujące właści-
wości: stosunek sygnału do szumu > 80 dB, pasmo-przenoszenia
20 Hz - 20 kHz, zniekształcenia niellnearne ok. 0,2% nierównomier
ność przesuwu ok 0,002%. Jedną z istotnych trudności było znale-
zienie metody zapisu sygnałów wizyjnych i fonicznych na tym samym
odcinku taśmy bez wzajemnego „przesłuchu”. Na rysunku pokazano
schemat rozwiązania tego problemu. Polega ono na zastosowaniu
tzw. multipleksowania głębokościowego, tj. zapisywania sygnału
fon cznego w głębszej, zaś wizyjnego - w powierzchniowej warstwie
materiału magnetycznego taśmy. Para g owić fonicznych dysponują-
ca stosunkowo silnym polem magnetycznym dokonuje zapisu w pier-
wszej kolejności w niewykorzystywanej dotąd, głębokiej warstwie
materiału. Sygnał wizyjny rejestrowany jest w drugiej kolejności. Aby
2
wyeliminować wzajemne wpływy obu sygnałów, kąty szczelin obu
głowic różnią się znaczną wartością jak to widać na rysunku. Pręd-
kość przesuwu taśmy pod głowicami fonicznymi, wynosząca 485
cm/s tj. 207-krotnie większa od prędkości dotychczasowego zapisu
fonicznego, jest podstawowym źródłem wysokich parametrów dźwię-
ku.
• Kosmiczna poczta. Pierwsze listy przewiezione przez pojazd
kosmiczny, raczej 'dla celów ko Bkc onerskich niż praktycznych, no-
szą datę 14 sierpnia 1983 r. Zostały one zabrane w przestrzeń mię-
dzyplanetarną przez amerykański prom kosmiczny w czasie jego
ósmej podróży dookoła Ziemi. Listy przesyłane za pośrednictwem
poczty kosmicznej ofrankowano znaczkami poczty USA w cenie po
9,35 doi. Znaczek przedstawia głowę orła z herbu Stanów Zjedno-
czonych na tle sylwetki księżyca (rys.).
• Identyfikacja stacji UKF. Duża gęstość sygnałów w paśmie UKF
,w niektórych państwach europejskich stała się powodem opracowa-
nia systemu łatwego odnajdowania poszukiwanej audycji. Jednym z
etapów na tej drodze jest wprowadzenie cyfrowego wyświetlania
częstotliwości odbieranej stacji. W najbliższej przyszłości na wy-
świetlaczu tunera mają być ponadto prezentowane również nazwy
stacji. Każdy nadajnik radiofoniczny i telewizyjny będzie wysyłał w
tym celu odpowiedni sygnał identyfikujący, który wyzwoli za pośred-
nictwem dekodera wbudowanego w odbiornik właśc‘wy sygnał ste-
rujący wskaźnikami świetlnymi. Następnym etapem Ułatwienia ob-
sługi będzie oznaczenie w nadajniku emisji różnych rodzajów audycji
odpowiednimi, znormalizowanymi sygnałami pilotującymi. Audycje
będą podzielone na wiadomości, muzykę poważną, jazz, muzykę
młodzieżową, meldunki ioka ne itp. Układ automatycznego przeszu-
kiwania, po odpowiednim wybraniu rodzaju audycji przez użytkowni-
ka, będzie się zatrzymywał tyłko na tych stacjach, które w danej
chwili oferują audycję wybranego typu. Większość laboratoriów firm
produkujących tunery posiada gotowe prototypy nowych układów.
Ich zastosowanie zalezy od terminu wdrożenia systemu przez stacje
nadawcze.
• Programowanie za „pomocą” ołówka świetlnego. W RFN opra-
cowano system identyfikacji poszczególnych audycji programu tele-
wizyjnego, który umożliwia automatyczne włączenie odbiornika tele-
wizyjnego lub magnetofonu dokładnie w chwili rozpoczęci: wybranej
audycji, wprowadzonej uprzednio do pamięci programatora przez
użytkownika. Opracowany przez firmę Biaupunkt system ZPS
(Zusatzliche Programmdaten in Synchronpausen) polegający na wy-
syłaniu przez nadajnik w okresie sygnału wygaszania zakodowanych
informacji poprzedzających każdą audycję, stworzył podstawę do
umieszczania w czasopismach obok pozycji programu telewzyjnego
„kodu prążkowego”, który sprowadza cały proces programowania do
przesuwania wzdłuż kodu tzw. ołówka świetlnego połączonego ele-
ktrycznie z programatorem (rys.). „Kody prążkowe” są. już od dłuż-
szego czasu stosowane na opakowaniach produktów i służą do
zautomatyzowanego spisu towarów. Porównanie w układach progra-
matora sygnału identyfikacyjnego nadawanej audycji i wpisu do pa-
mięci stanowi podstawę do włączenia urządzenia.
• Nowa definicja metra. Na 17 Konferencji Generelnej Miar i Wag,
która miała miejsce 20 października 1983 r., postanowiono na nowo
zdefin owac metr wiążąc go z inną jednostką, a mianowicie z sekun-
dą. Nowa definicja brzmi: „1 metr jest to długość odcinka, jaką prze-
mierza światło w próżni w czasie 17299 792 458 części sekundy". W
ten sposób określono również nową prędkość światła. Określeńieto
oparto na dokładnej o serwacji promieniowania podczerwonego sta-
bilnego źródła iase owego, mierząc precyzyjnie długość jego fali i
częstotliwość drgań elektromagnetycznych. Metr pozostaje nadal
jednostką podstawową ukradu SI, jednakże jego pomiar związany
jest z sekundą. Dotychczasowe powiązanie definicji metra z długoś-
cią faii określonej linii spektralnej atomu kryptonu 86 okazało się
niewłaściwe ze względu na jej podatność na zakłócenia.
• 5-kW generator słoneczny dla satelity L-Sat. Europejski geo-
stacjonarny L-Śat (L - Large, wielki), który ma być wystrzelony na or-
bitę w 1986 r., będzie zasilany z generatora słonecznego o mocy 5
kW. W okresie 10 lat przewidywanej eksploatacji satelity moc zasila-
nia prawdopodobnie spadnie do 3 kW na skutek bombardowania
meteorytami i działania promieni kosmicznych. Generator, który ma
kształt 2 skrzydeł prostokątnych o rozpiętości 10 m każde, składa
sią z 46 000 fotoelementów umieszczonyc na bardzo cienkiej folii.
Grubość fotoelementu wynosi 0,18 mm. Ciężar całego generatora
nie przekracza 23 kg. W czasie startu skrzydła są złożone tworząc
pakiet o wymiarach 290 cm x 30 cm x 3,5 cm i dopiero na orbicie roz-
wijają się i układają prostopadle do kierunku padania promieni sło-
necznych. L-Sat służyć będzie m.in. jako stacja przekaźnikowa syg-
nałów telewizyjnych. Przewiduje się, że do końca lat 90-tych zosta-
nie ulokowanych na orbicie 150 satelitów tego typu.
• Układy scalone dla TV. Jeden z największych na świecie produ-
centów półprzewodników, fi ma Motorola, zamierza wylansować w
ciągu najbliższych 2-3 lat serię układów scalonych do odbiornika tv
kolorowej, o nazwie „Chroma 4’. Komplet składa się z 5 zespołów:
procesora sygnału wizyjnego PAL/SECAM/NTSC, wzmacniacza
sygnałów telewizyjnych, mikrokomputera, programatora kanałów z
tunerem (PLE) i interfejsem oraz układu zdalnego sterowania. Proce-
sor wizyjny ze zintegrowanymi filtrami zawiera układy korygujące
automatycznie poziom sygnałów w miarę starzenia się kineskopu.
Procesor przystosowany jest również do sygnałów, jakimi będzie
operować tv satelitarna (C-Mac). Wzmacniacz sygnału stereofonicz-
nego Obejmuje funkcje regulacji barwy i równoważenia kanałów jak
również układ do elektronicznego poszerzania bazy stereofonicznej i
pseudo-stereo. Mikroprocesor wybrany z rodziny MC-6805/04 zo-
stał zintegrowany na jednym chipie o bardzo dużej skali integracji z
pamięcią EEPROM. Programator kanałów, który się składa z szeregu
układów scalonych, znajduje się jeszcze w fazie opracowania. Układ
zdalnego sterowania wykonany w technice CMOS będzie miał 2
wersje: o 100 iub 512 możliwościach sterowania i kontroli.
• „Video-mania” w Polsce? Warszawski korespondent amerykań-
skiego tygodnika NEWSWEEK Douglas Stanglin, pisząc (6.II.84) na
temat rosnącego zainteresowania sprzętem wizyjnym w naszym kra-
ju podaje, że liczba magnetowidów w rękach prywatnych w Po sce
sięga już 100. tysięcy. Podobnie dziennikarka „Życia Warszawy”,
Małgorzata Dipont, w artykule „Video toteż kino” (18.2.84) rozważa-
jąc rolę wideo-kasety w Polsce przytacza szacunkową liczbę stukil-
kudziesięciu tysięcy magnetowidów^
• Szybka kopiarka do taśm wizyjnych. Firma Sony opracowała
urządzenie do szybkiego kopiowania taśm wizyjnych o nazwie
Sprinter, która w ciągu 90 s umożliwia uzyskanie duplikatu dwugo-
dzinnego nagrania systemu Betamax. W rdzeniu głowicy kopiarki
znajduje się otwór, przez który przechodzi cienki strumień powie-
trza pod ciśnieniem, utrzymujący obie nałożone na siebie taśmy,
nagraną i czystą, z mikrometryczną dokładnością w pewnej od-
ległości od czoła głowicy. Dzięki tak powstającej poduszce po-
wietrznej trwałość głowicy, teoretycznie nieograniczenie wzrasta.
3
SYSTEMY UKŁADY
SYNTEZA CZĘSTOTLIWOŚCI NOWOCZESNY
SPOSÓB
STROJENIA
ODBIORNIKÓW RADIOFONICZNYCH i TELEWIZYJNYCH
Zastosowanie pętli fazowej do stroje-
nia odbiornika umożliwia wybór w pro-
sty sposób żądanej stacji nadawczej, >
wyraźny odczyt częstotliwości stacji
odbieranej, zapamiętywanie częstotli-
wości wybranych stacji, zaprogramo-
wanie włączania odbiornika przy uży-
ciu zegara elektronicznego. Początko-
wo do realizacji tych funkcji stosowa-
no oddzielne podzespoły mechanicz-
no-elektroniczne. Współcześnie ich
realizację przejmuje spójny system
elektroniczny sterowany przez mi-
kroprocesor.
CYFROWA PĘTLA FAZOWA -
podstawowy element syntezerów
Schemat blokowy cyfrowej pętli fazowej
(DPLL - Digital Phase Locked Loop)
przedstawia rys. 1. Cyfrowa pętla fazo-
wa składa się ze źródła częstotliwości
odniesienia, detektora fazy, filtru pętlo-
wego, generatora przestrajanego na-
pięciem i zmiennego, programowanego
dzielnika częstotliwości w gałęzi sprzę-
żenia zwrotnego.
Częstotliwość sygnału wyjściowego fo
jest związana z częstotliwością sygnału
wejściowego zależnością
= (1)
w której N określa stopień podziału
dzielnika częstotliwości.
N jest liczbą naturalną, pętla fazowa
pokazana na rys. 1 może więc genero-
wać sygnały o częstotliwościach zmie-
niających się skokowo z krokiem fi.
Podstawową zaletą cyfrowej pętli fazo-
wej jest możliwość synchronizowania
wielu sygnałów o różnych częstotliwoś-
ciach za pomocą jednego wysokosta-
bilnego źródła, którym jest zwykle ge-
nerator kwarcowy. Koncepcja cyfrowej
pętli fazowej jest znana od kilkudziesię-
ciu lat. Powszechne jej stosowanie sta-
ło się jednak możliwe dopiero po wpro-
wadzeniu technologii wielkiej skali
integracji.
ELEMENTY SKŁADOWE
CYFROWEJ PĘTLI FAZOWEJ
Generator częstotliwości odniesienia,
jako źródło sygnału, względem którego
synchronizuje się wszystkie sygnały
wyjściowe DPLL, jest wykonywany
zwykłe jako generator kwarcowy.
Sygnał wyjściowy generatora częstotli-
wości odniesienia opisuje wyrażenie
Mi (*) — W cos [<*>* t (t)], (2)
w którym:
Ai(t) - amplituda chwilowa sygnału
(funkcja losowa),
co i - pulsacja,
(t) - funkcja opisująca fluktuacje fazy
traktowane jako sygnał wejściowy.
Generator przestrajany napięciowo
(VCO - Voltage Controlled Oscillator)
wytwarza stabilny sygnał sinusoidalny,
którego faza zależy od sterującego na-
pięcia [1]. Podstawowe wymagania
stawiane temu generatorowi są nastę-
pujące:
- duża krótkoterminowa (czas obser-
wacji około 1 minuty) stabilność czę-
stotliwości,
- liniowość charakterystyki „napięcie -
częstotliwość",
- dobra filtracja napięcia zasilającego i
ekranowanie od pól zewnętrznych.
Długoterminowa stabilność generatora
ma drugorzędne znaczenie, ponieważ
pętla fazowa kompensuje wolne zmiany
częstotliwości.
Sygnał wyjściowy generatora VCO mo-
żemy opisać następująco
1*2 (0 ~ ^2 (t) cos [<<>014" 0O (0] » I )
przy czym:
Aa(t) - amplituda chwilowa sygnału
(funkcja losowa),
co o - pulsacja,
0 o (t) - faza chwilowa sygnału (fluktu-
acja fazy - funkcja losowa).
W liniowym modelu cyfrowej pętli fazo-
wej fluktuacje fazy generatora VCO
traktujemy jako sygnał wyjściowy 12],
mamy więc
K2e(s)
s
(4)
przy czym:
K2 - nachylenie charakterystyki modu-
lacyjnej generatora [rad/V s],
e (s) - transformata Laplace’a sygnału
na wyjściu filtru pętiowego.
Detektor fazy ma duży wpływ na właś-
ciwości cyfrowej pętli fazowej. Zajmie-
my się detektorem fazy, którego sche-
mat pokazano na rys. 2. Składa się on z
układu logicznego i tzw. pompy ładują-
cej (Charge Pump), czyli układu formu-
jącego sygnał wyjściowy detektora fazy
[5]. Detektor fazy zamienia różnicę faz
sygnałów wejściowych na sygnał wyj-
ściowy (napięciowy lub prądowy), przy
czym szerokość impulsów wyjściowych
jest proporcjonalna do różnicy faz syg-
nałów wejściowych (rys. 2b). Pompa ła-
dująca jest trójpozycyjnym kluczem ele-
ktronicznym, sterowanym przez układ
logiczny. Na rys. 3 pokazano schemat
funkcjonalny pompy ładującej w postaci
klucza dołącźSjącego źródła napięcio-
we do aktywnego filtru pętiowego. W
pozycji U do filtru jest dołączone źródło
+E, w pozycji D - źródło -E, w pozycji N
klucz jest otwarty, tzn. detektor fazy
jest odizolowany od filtru pętiowego.
Pompa ładująca jest więc układem o
parametrach zmiennych w czasie. Li-
niowy model detektora fazy opisuje
równanie
4
a
Sygnały
wejściowe
Rys. 2. Schemat blokowy detektora fazy (a) i przebiegi sygnałów wejściowych i wyj-
ściowych (b) ’
Rys. 3. Schemat zastępczy pompy
ładującej (Charge Pump)
u (t) = łPs -f-
(n \
2^1
‘ i"-------------—— cosnwt, (5)
„=1 n
2
przy czym:
u (t) - sygnał wyjściowy detektora fazy,
« e = łi - 1/N $ o - różnica faz sygnałów
wejściowych,
Ki - współczynnik wzmocnienia detek-
tora fazy (V/radian).
Z równania (5) wynika, że sygnał wyjś-
ciowy detektora fazy zawiera składową
stałą Ki£e, składową o pulsacji odnie-
sienia i składowe o pulsacjach harmo-
nicznych n oó .Współczynnik wzmocnie-
nia Ki charakteryzuje detektor fazy w
opisie liniowym. Filtr pętlowy nie jest w
stanie skutecznie odfiltrować składo-
wych zmiennych sygnału wyjściowego
detektora fazy. W związku z tym sygnał
wyjściowy cyfrowej pętli fazowej jest
zniekształcony przez niepożądaną mo-
dulację fazy.
Programowany dzielnik częstotliwoś-
ci. Na ogół żądamy, aby częstotliwość
na wyjściu cyfrowej pętli fazowej można
było zmieniać z małym krokiem. W tym
celu stosujemy specjalny podział czę-
stotliwości z tzw. połykaniem impulsu.
Dzielnik z połykaniem impulsu (rys. 4)
składa się z dwuwspółczynnikowego
dzielnika wstępnego (Dual Modulus
Prescaler), licznika połykającego i licz-
nika podstawowego. W licznikach poły-
kającym i podstawowym są ustawione
wartości Ns i NP. Jest to wynik obliczeń
mikrokomputera. Oba liczniki liczą w dół
od ustawionych wartości do zera. Po-
czątkowo sygnał sterujący dzielnikiem
wstępnym CMOD ma wartość „High”,
Dane i mlknpncesoru
Rys. 4. Dzielnik częstotliwości z połykaniem impulsu
ustawiającą podział tego dzielnika w
stosunku 1 :NU. W momencie gdy licznik
połykający osiągnie zero, sygnał CMOD
zmienia wartość na „Low”„ która po-
woduje ustawienie stopnia podziału
dzielnika wstępnego w stosunku 1:Nt.
Licznik podstawowy kontynuuje licze-
nie w dół do zera i generuje impuls wyj-
ściowy po osiągnięciu stanu zerowego,
co oznacza koniec cyklu. Liczniki poły-
kający i podstawowy są ładowane po-
nownie do wartości Ns oraz Np i cykl się
powtarza. Działanie dzielnika z połyka-
niem impulsu opisuje wzór
N ~ NUN. + Nt(Np-7VS) w
Jóżeli 7Vu = M + 1 (7)
to N=N.+NtNp (8)
co oznacza, że bez względu na wartość
Ni można, przy odpowiednich pojem-
nościach licznika połykającego i'liczni-
ka podstawowego, ustawić dowolną
wartość podziału całkowitego N.
Filtr pętlowy ma za zadanie tłumienie
składowych zmiennych sygnału wyj-
ściowego detektora fazy. Transmitancja
filtru pętlowego H(s) określa właściwo-
ści dynamiczne pętli [2], Optymalizacja
parametrów cyfrowej pętli fazowej pole-
ga na znalezieniu kompromisu między
stabilnością i czasem ustalania się
częstotliwości sygnału wyjściowego.
PROJEKTOWANIE CYFROWEJ
PĘTLI FAZOWEJ
Zasady projektowania cyfrowych pętli
fazowych opisano wyczerpująco w pra-
cy [3]. Tutaj ograniczymy się do prze-
5
99
SYSTEMY UKŁADY
dstawienia jednej z metod, charaktery-
zującej się dużą uniwersalnością.
Transmitancję cyfrowej pętli fazowej
opisuje wyrażenie
MW
&i(s) 1-j-G(s) W|
przy czym
KtKz H(s)
G(s) = ——-----—-—— transmitan-
li o
cja otwartej pętli
Podstawowym warunkiem skutecznego
działania DPLL jest stabilność. Miarą
stabilności jest margines fazy, definio-
wany jako różnica między wartością -
180° i argumentem transmitancji otwar-
tej pętli dla pulsacjiws, dla której moduł
transmitancji jest równy jedności. Dru-
gim ważnym parametrem cyfrowej pętli
fazowej jest szerokość przenoszonego
pasma. Jest ona związana z wartością
pulsacji as. Od szerokości przenoszo-
nego pasma zależy zdolność pętli do
redukcji szumów fazowych powstają-
cych w generatorze przestrajanym na-
pięciem (VCO) i w generatorze często-
tliwości odniesienia, a także tłumienie
zakłóceń o częstotliwości odniesienia i
jej harmonicznych powstających w de-
tektorze fazy. Na ogół przyjmuje się, że
pulsacja w s powinna spełniać nie-
równość
(Oi
W charakterze przykładu przedstawimy
sposób projektowania filtru pętlowego
cyfrowej pętli fazowej stosowanej do
strojenia odbiornika radiofonicznego w
dwóch zakresach:
(1) 65...75 MHz i
(2) 5,95... 11,975 MHz
Biorąc pod uwagę częstotliwości po-
średnie i niezbędne marginesy, przyjęto
zakresy częstotliwości drgań genero-
wanych przez generator przestrajany
napięciem: (i) 70...90 MHz i (2) 5...13
MHz. Niech napięcie sterujące genera-
tor VCO zmienia się w granicach 5...25
V, tzn. nachylenie charakterystyki mo-
dulacyjnej generatora wynosi 6,28-106
radianów/V-s w zakresie (1) i 2,51 -106
radianów/V-s w zakresie (2). Współ-
czynnik podziału N zmienia się w prze-
dziale 7000...9000 w zakresie (1) i
500...1300 w zakresie (2). Jeżeli zasila-
nie pompy ładującej wynosi 9 V, to
współczynnik wzmocnienia detektora
fazy Ki = 0,716 V/radian.
W praktyce filtr pętlowy ma często po-
stać pokazaną na rys. 5. Transmitancja
operatorowa filtru pętlowego wyraża się
wzorem
Rys. 5 Filtr pętlowy
Sr2-|-1
W(s)= Sti(Sts+1), (11)
w którym:
1 1 =RiCi,
1 2 = R?Ci,
t 3 = R3C2.
Wzór (11) jest słuszny, jeżeli impedan-
cja wejściowa wzmacniacza operacyj-
nego jest bardzo duża (teoretycznie
nieskończenie wielka). Duże powinno
być także wzmocnienie wzmacniacza.
Cyfrowa pętla fazowa z filtrem o trans-
mitancji opisanej wzorem (11) ma
odpowiednią szerokość przenoszonego
pasma i wystarczający margines fazy,
jeśli stałe czasu filtru są określone za-
leżnościami [3]:
sec v — tg v
(10s
^1-^2 / 1 + (rOsTg)2
T1 = Na,.2 J/ l + (w„r3)2 ’ (14)
Rys. 6. Moduł transmitancji cyfrowej pętli fazowej
Krzywa A: Ki = 0,716; K2 = 6280 000; T1 •=0, 000808; T2 = 0,00192; X 3 = 0,00033; N =
8500; krzywa B; Kr = 0,716; K2 = 2510 000; 11 = 0,00274; 72 = 0,00192:73 = 0,00033
N = 1000; krzywa C: Ki =0,716; K2 = 2510 000;Ti = 0,000808; 7 2 = 0,00192; 7 3 =
0,00033; N = 1000
W rozpatrywanym przykładzie, zgodnie
z wzorem (10), optymalna wartość s
jest równa
2^/ 2^-10 -103
to. = = — =
= 1257 radianów/s‘ (15)
Przyjmijmy dla zakresu (1) N = 8500, a
dla zakresu (2) - N = 1000. Optymalne
wartości stałych czasu filtru (margines
fazy 5 = 45°) wynoszą:
-zakres (1):
r 1 = 8,08 1CH s,
t 2 = 1,92-10-3 s,
x 3 = 3,30-10-4s,
-zakres (2):
X 1 = 2,74-10-3 s,
T 2=1,92-10-3s,
T 3 = 3,30-10-4s,
Na rys. 6 pokazano moduły transmi-
tancji cyfrowej pętli fazowej dla oma-
wianego przykładu (zakres (1) - krzywa
A, zakres (2) - krzywa B). Jeżeli w pętli
przeznaczonej do pracy w zakresie (2)
zastosuje się filtr odpowiadający zakre-
sowi (1), to pulsacjaOs wzrośnie do
wartości w s2 = 3052 radianów/s, a mar-
gines fazy - jak to wynika z transmi-
tancji otwartej pętli - zmaleje do warto-
ści około 35°. Krzywa C na rys. 6 prze-
dstawia przebieg modułu transmitancji
DPLL dla tego przypadku.
Transmitancja cyfrowej pętli fazowej
określa przenoszenie szumów fazo-
wych powstających w generatorze czę-
stotliwości odniesienia na wyjście ukła-
du. Szumy powstające w detektorze
fazy są przenoszone na wyjście w po-
6
dobny sposób, z tym że moduł transmi-
tancji ulega podzieleniu przez Ki. Pętla
w obu przypadkach zachowuje się jak
filtr ddnoprzepustowy. Im węższe pas-
mo przenoszenia pętli, tym lepiej są
tłumione szumy powstające w genera-
torze częstotliwości odniesienia i w de-
tektorze fazy. Warto zauważyć, że mo-
duł transmitancji jest proporcjonalny do
krotności podziału N. Z tego, względu
wymagania odnośnie do stabilności
często liwości generatora sygnału
odniesienia są bardzo wysokie.
Transmitancja szumów fazowych pow-
stających w generatorze przestrajanym
napięcie wyraża się wzorem (3)
0o(s) sN
0fco(s) ~ SN-Ą-^K.Hęs)’ (16)
przy czym $ vco (s) - szumy fazowe
powstające w generatorze VCO. Na rys.
7 pokazano moduły transmitancji szu-
mów fazowych powstających w genera-
torze VCO dla, rozważanego wcześniej
przykładu. Dla szumów fazowych
powstających w generatorze VCO pętla
zachowuje się jak filtr górnoprzepusto-
wy. Im większa szerokość przenoszo-
nego przez pętlę pasma, tym lepiej są
tłumione szumy generatora VCO.
Projektując filtr pętlowy należy pamię-
tać, że zmniejszenie pulsacji pj s
(zmniejszenie szerokości pasma prze-
noszonego przez pętlę) powoduje
zwiększenie czasu ustalania się odpo-
wiedzi. Właściwości cyfrowej pętli fazo-
wej zależą od krotności podziału N.
Określone parametry uzyskuje się dla
ustalonej wartości N. Zmiana krotności
podziału powoduje zmniejszenie margi-
Rys. 7. Moduł transmitancji szumów fazowych VCO (parametry jak na rys. 6)
nesu fazy. Konstruktor powinien spraw-
dzić, czy dla krotności podziału odpo-
wiadających granicznym częstotliwoś-
ciom wyjściowym margines fazy nie
maleje poniżej wartości 30° oraz czy
pulsacja m s przyjmuje odpow edn ą
wartość.
W wielu przypadkach nie da się ustalić
parametrów filtru odpowiednich dla pra-
cy pętli w całym zakresie częstotliwoś-
ci. Jednym ze sposobów rozwiązan a
tego problemu jest zastosowanie filtru o
zmiennych elementach, przełączanych
kluczem analogowym. W odbiornikach
radiofonicznych często optymalizuje się
filtry dla każdego zakresu pracy (UKF,
LW, MW, itd.). Wyboru filtru dokonuje
się automatycznie przez wybór zakresu
częstotliwości.
OPIS CYFROWEJ PĘTU FAZOWEJ
WYKONANEJ
Z ZASTOSOWANIEM UKŁADÓW
SAA1056 iSAA1059
Przykład zastosowania cyfrowej pętli
fazowej do strojenia odbiornika radiofo-
nicznego sterowanego mikropr ceso-
rem pokazano na rys. 8. Na rynku są
dostępne różne układy służące do bu-
dowy yfrowych pętli fazowych. Na
przykład firma Philips oferuje następu-
jące układy: SAA1056, SAA1059;
HEF475O, HEF4751; firma Siemens:
S187, S89; SDA3002, SDA2001;
SDA2002; SDA2112; firma Hitachi:
HD44015, HD10551; firma Motorola:
rodzinę MC145100.
Rys. 8. Cyfrowa pętla fazowa w odbiorniku radiofonicznym
7
99
SYSTEMY UKEADY
Do zastosowań specjalistycznych w
odbiornikach radiofonicznych i telewi-
zyjnych wytwórcy zaproponowali ukła-
dy zawierające w jednym układzie sca-
lonym wszystkie elementy DPLL (z wy-
jątkiem VCO), na przykład: SAA1057
firmy Philips, SDA2120 firmy Siemens,
U3060 firmy Telefunken.
Układ DPLL składający się z układów
SAA1056 i SAA1059 firmy Philips jest
o tyle ciekawy, że znajduje zastosowa-
nie w sprzęcie powszechnego użytku
(tuner RTS oraz odbiorniki samochodo-
we 22AC900 i 22AC994 tejże firmy).
Opiszemy typową pętlę fazową wyko-
naną z zastosowaniem układów
SAA1056 i SAA1059. Spełniają one
szereg funkcji. SAA1059 jest układem
dwuwspółczynnikowego wstępnego
dzielnika częstotliwości z podziałem
1:32 i 1:33. Wejściowy przedwzmac-
niacz zapewnia poprawną pracę w za-
kresie od 10 do 100 mV napięcia wej-
ściowego dla częstotliwości wejściowej
od 0,5 MHz do 125 MHz. Dopasowanie
poziomu sygnału wyjściowego jest za-
pewnione przez bufory wyjściowe (rys.
9). SAA1056 jest układem zawierają-
cym podstawowe elementy pętli fazo-
wej z wyłączeniem filtru pętlowego i
VCO (rys. 10).
Typowy układ cyfrowej pętli fazowej
zbudowanej z zastosowaniem tych
układów przędstawiono na rys. 11. Opi-
szemy podstawowe elementy DPLL.
Generator częstotliwości odniesienia
jest generatorem kwarcowym z dołą-
czonym zewnętrznym rezonatorem
kwarcowym o częstotliwości 4 MHz.
Sygnał z generatora jest doprowadzony
do wejścia detektora fazy po uprzednim
podzieleniu częstotliwości przez pro-
gramowo nastawiany dzielnik. Istnieje
możliwość ustawienia dzielnika na
cztery krotności podziału zgodnie z
tablicą.
Słowo sterujące (bit REF 1} Wybór sekcji (nóżka 6 SAA1056) Podział Częstotliwość odniesienia (dla kwarcu 4MHz)
1 1 1 : 160 25 kHz
1 0 1 :400 10 kHz
0 1 1 :800 5 kHz
0 0 1 :8000 0.5 kHz
Rys. 9. Schemat blokowy dzielnika wstępnego SAA1059
LOC FU FDU
Rys. 10. Schemat blokowy układu SAA1056
Częstotliwość generatora odniesienia
jest wprowadzona poprzez bufor na
końcówkę nr 7 układu SAA1056. Czę
stotliwość ta może być wykorzystana
jako częstotliwość taktująca układ ste-
rujący DPLL. W przypadku narzucenia
bardzo wysokich wymagań na stabil-
ność częstotliwości odniesienia można
zasfosowa' zewnętrzny generator
kwarcowy i doprowadzić sygnał do koń-
cówki nr 11 SAA1056.
Detektor fazy jest detektorem często-
tliwości (fazy) zbocza typu cyfrowego.
Ten typ układu detektora jest uniwer-
salny i zapewnia dużą szybkość działa-
nia. Detektor reaguje na zbocza sygna-
łów wejściowych. Odmiany detektora
tego typu są zastosowane w układach
CD4046, MC4044, NJ8811, jak również
w ich odpowiednikach innych firm. Ry-
sunek 12 przedstawia schemat logi-
czny detektora częstotliwości (fazy)
układu scalonego SAA1056. Detektor
składa się z dwóch przerzutników i
bramki logicznej. Różnica faz sygnałów
o częstotliwościach fi i f0/N wytwarza
proporcjonalne przyrosty szerokości
impulsów na wyjściach A lub B.
Pompa ładująca składa się z dwóch
8
Rys. 11. Zastosowanie układów SAA1056 i SAA1959 w odbiorniku radiofonicznym
tranzystorów pracujących jako klucze fi
elektroniczne (rys. 11). Wejście filtru jest
łączone z napięciem zasilającym pompę
ładującą lub z masą układu w takt syg-
nałów sterujących z przerzutnika detek-
tora. W zastosowanym układzie filtru pę-
tlowego (rys. 11) jako napięcie odniesie-
nia stosuje się połowę napięcia zasilania
pompy ładującej. Napięcie odniesienia
jest podane na wejście nieodwracające
wzmacniacza operacyjnego. W stanie
synchronizacji fazy napięcia na wejś-
ciach wzmacniacza operacyjnego są I
praktycznie sobie równe, co jest równo-
ważne z ustawieniem się napięcia Uz/2
na wejściu filtru pętlowego. Sygnał wyj-
ściowy pompy ładującej jest przebiegiem
prostokątnym q różnym wypełnieniu i
polaryzacji (rys. 12c).
Wzmocnienie detektora fazy Ki wynosi
U
2 u. r v i
7^’ .__________I.... I O 71
1 2sr [ radian J ' 1 .
przy czym
Uz - napięcie zasilające pompę ładują-
cą.
Filtr pętlowy. Producent proponuje sto-
sowanie filtru aktywnego składającego
się z elementów U3, R1, R2, R3, C1, C2,
przedstawionego na rys. 11. Istnieje
możliwość użycia filtru biernego przy
zastosowaniu zmodyfikowanego układu
pompy ładującej.
W odbiorniku samochodowym
22AC900 w celu zapewnienia popra-
0)
b)
Przebiegną wyjściu pampy lądującej
Rys. 12. Detektor częstotliwości (fazy) w układzie SAA1056: a - schemat logiczny,b
- przebiegi wejściowe i wyjściowe, c - przebieg na wyjściu pompy ładującej
9
f 9 SYSTEMY UKŁADY 1
wnej pracy w całym zakresie częstotli-
wości radiowych zastosowano dwie
pompy ładujące i dwa filtry pętlowe
równolegle podłączone do wyjść logicz-
nych detektora. Jeden filtr jest przewi-
dziany dla zakresu AM, drugi dla zakre-
su FM (rys. 13). Korektę parametrów
filtru pętiowego DPLL dla wybranego
pasma odbiornika uzyskuje się również
przez zastosowanie kluczy analogo-
wych typu HEF4066, HEF4016 itp. do
łączenia elementów filtru. Jako elemen-
ty aktywne w filtrze pętlowym zalecane
są małoszumne wzmacniacze operacyj-
ne o wejściu MOS/FET np. CA3140 lub
LF355. Elementy pojemność owe filtru,
ustalające stałe czasowe, wykonuje się
w postaci kondensatorów polipropyle-
nowych, polistyrenowych lub poliwęgla
nowych. Rysunek 14 przedstawia filtr
pętlowy cyfrowej pętli fazowej, p acują
cej w zakresie 75 95 MHz z krokiem 10
kHz. Programąwany dzielnik częstotli-
wości składa się z układu SAA1059
(dwuwspółczynnikowy dzielnik wstępny
Ni = 32, Nu = 33) i dzielników programo-
wanych, zawartych w układzie
SAA1056 (rys. 10). Dzielnik podstawo-
wy NP ma pojemność 10 bitów, dzielnik
połykający Ns - 5 bitów. Zgodnie z za-
sadą działania, stopień pod iału dzie ni-
ka programowanego DPLL jest zawarty
w granicach:
Ńmax = Ns max + Nl Np max = (25 — 1) + 32
(210-1) =32767,
Nmin = Ns min + Nl Np min = 0 + 31 • 31 =
= 992.
Dzielnik wstępny zapewnia prawidłowy
podział w granicach od 0,5 MHz do 125
MHz. Zakres podziału dzielnika progra-
mowanego DPLL i zakres poprawnej
pracy dzielnika wstępnego, przy uprze-
30-I0^s(3,3C lifty
Rys; 14. Filtr pętlowy dla zakresu FM
Mgr inż. Zbigniew Lu-
baczy'ski, absolwent
Wydziału Elek roniki
Politechniki Wrocław-
skiej. Pracuje od 1978 r.
w Ośrodk Badawczo-
-Rozwojowym Radiofo-
nii Odbiorczej ZR DIO-
RA. Specjalność: syn-
teza czetothwosci w sprzęcie profesjonal-
nym i powszechnego użytku.
Dr inż. Roman Artiuch,
absolwent "Wydziału
Elektroniki Politechniki
Wrocławskiej. Pracuje
od 1981 r. w Ośrodku
Badawczo-Rozwojo-
wym Radiofonii Odbiór
czej ZR DIORA. Spec-
jalność technika radiofo-
nii, a w szczególności syntezą częstotliwości PLL.
dnio założonej częstotliwości odniesie-
nia, określają maksymalny zakres czę-
stotliwości pracy DPLL. Istnieje możli-
wość wymiany dzielnika wstępnego na
dzielnik o niższym stopniu podziału, co
przes wa w dół zakres podziału dzielni-
ka programowego DPLL.
Sterowanie układem DPLL. Układem
sterującym DPLL, jako element wyko-
nawczy w’ określonym urządzeniu, jest
najczęściej mikroprocesor. Sygnały
sterujące DLEN, DATA, CLB (zezwole-
nie, słowo sterujące, zegar taktujący)
występują w zależności czasowej prze-
dstawionej na rys. 15. Dzielnik progrą-
Iff
I
1 II
b)
Rys. 15. Sterowań > cy ową pętlą fazową
a - ygnały terujące DLEN, DATA, CLB ( ezwolenie, słowo sterujące, zegar taktu
jący), b - organizacja słów danych.
10
mowany Ns jest ustawiany pierwszymi
pięcioma bitami. Dzielnik Np programują
bity od 6 do 15. Wybór krotności podziału
dzielnika częstotliwości odniesienia do-
konuje się bitem REF1 (rys. 15b).
Uwagi konstrukcyjne. Konstruując cy-
frową pętlę fazową należy zwrócić
uwagę na kompatybilność części cyfro-
wej i analogowej. Uzyskuje się ją drogą
właściwego zasilania elementów pętli
oraz odpow edniego ułożenia względem
siebie części cyf owej i analogowej. W
przypadkac i, gdy żąda się szczególnie
wysokich parametrów, zachodzi ko-
nieczność stosowania buforów między
poszczególnymi elementami pętli, a na-
wet ich ekranowania.
Roman Artiuch, Daniel Józef Bem,
Zbigniew Lubczański
LITERATURA
1. Artiuch R.: Cyfrowa pętla fazowa, Prze-
gląd Telekomunikacyjny, nr 6, 1983, s.
179-182
2. Bem D.J.: Pętla synchronizacji fazy.
Audio-Video, nr 1,1984, s. 5
3. Artiuch R.: Projektowanie cyfrowej pętli
fazowej, Przegląd elekomunikacyjny Nr 6,
1984
4. Breeza E.: A New Design Techniąue for
Digital PLL Synthesizers, IEEE Trans, on
Cons. Electr., vol. CE-24, no 1, February
1978
5. Gardner F.M.: Charge-Pump Phase-Locję
Loope, IEEE Trans, on Communic., vol.
COM-28, no 11, November 1980
6. Schillhof U.: Introduction to microcómpu-
ter-control ed radio tuning system, Elec-
tronic Components and Applications, vol.
1, nr 4, August 1979
Telefunken buduje fabrykę odbiornik w ty w ChRL.
Chińska Republika Ludowa przygotowuje się do budowy
dużej wytwórni telewizorów czarno-białych i koloro-
wych przy pomocy firmy Telefunken Femseh und Rund-
funk, fili francuskiego koncernu Thomson-CSF. Telefunken ma wy-
posażyć fabrykę w urządzenia technologiczne umożliwiające pro-
dukcje sprzętu w oparciu o podzespoły wytwarzane w przeważają-
cej mierze w Chinach. Kontrakt opiewa na 5 min doi. Wytwórnia ma
zatrudniać 2200 osób i redukować w ciągu roku 150 tys. telewizo-
Koniec kariery Y-2000. Dwie firmy Gruńdig i Philips,
które zapoczątkowały produkcję europejskiego syste-
mu magnetowidowego V-200O, postanowiły rozpocząć
równolegle wytwarzanie magnetowidów japońskiego
systemu VHS. Philips już w 1983 r. sprzedał w USA za pośrednic-
twem swoich afiliowanych przedsiębiorstw (Magnavox, Philco, Sył-
yania) 400 tys. sztuk urządzeń VHS oraz dostarczył je na rynek
australijski nowozelandzki. Jednakże był to tylko produkt monto-
wany przaz wytwórnie Philipsa z części zakupionych w firmie japoń-
skiej Matsushita. Obecnie Philips przewiduje podjęcie samodzielnej
Szwecja zamierza produkować układy scalone. Szwedz-
M rząd w oparciu o współpracę z określonymi
firmami elektronicznymi postanowił wylansować pięcio-
letni program badawczo-rozwojowy celem uruchomie-
nia w kraju produkcji wyspecjalizowanych układów scalonych na
zamówienie. Na realizację programu wyasygnowano 100 min doi.
Obecnie w Szwecji istni ją dwie firmy produkujące układy scalone:
Asea-Hafo i Rita, obie należące do koncernu L.M. Ericsson. Program
został określony jako jedno z najwi kszych przedsięwzięć przemy-
słowych Szwecji. Celem programu jest osiągnięcie w produkcji ukła-
dów wyspecjalizowanych wykonywanych na zamówienie, poziomu
Jak nas widzą inni. W zachodnkmiemiecjdm fachowym
czasopiśmie „Funkschau" poświęcono kitka artykułów
Po,sk'en,u przemysłowi elektronicznemu. W numerze
22/83 czytamy m.ln.: Ponieważ polski przemysł nie jest
w stanie wyprodukować całego asortymentu potrzebnych, w kraju
półprzewodników, postanowiono skoncentrować się na typach naj-
częściej używanych i uzupełnić zapotrzebowanie importom z innych
krajów RWPG. Tak więc na liście produkcyjnej znajdują się diody i
tranzystory do odbiorników telewizyjnych, diody wysokonapięciowe,
diody prostownicze t wpięciu zaporowym do 600V oraz stosunko-
wo duża grupa diod Zenera o napięciu 3,3—30 V, tranzystory do
układów w.cz. (do 400MHz} oraz tranzystory o mocy do 125 W. Bar-
dzo duża jest oferta elementów optoelektronicznych: LED'y we
wszystkich spotykanych kolorach, dioda CQWP42 zdalnego stero-
wania (odpowiednik LD271 Siemensa} I inna dioda stanowiąca
odpowiednik BPW43 Telefunkena, fototranzystor BPRB32 (odpo-
, wiednik Telefunkena BPW42). Duża lista układów scalonych o śred-
niej skali integracji obejmuję 70 typów TTL. Pośród pamięci znajdu-
ją się PROM 256x4 bity (odpowiednik Intel 36O1J, RAM 1024x 1 bit
rów monochromatycznych i 200 tys. telewizorów kolorowych. Kon-
trakt obejmuje zobowiązanie Telefunkena do sprzedaży przez swoje
sieci telewizorów wyprodukowanych w Chinach W ostatnich latach
Telefunken dostarczał do ChRL kity do montażu odbiorników syste-
mu PAL i uczestniczył w organizacji montowni. Obserwatorzy twier-
dzą, że sukces Telefunkena w ChRL wiąże się z gotowością do prze-
kazania know-how, w czym producenci japońscy wykazują wstrze-
mięzł wość. \
produkcji w Europie od połowy 1984 r. Zmiana orientacji Grundlga
wynika z jego działalności handlowej w wielu krajach pozaeuropej-
skich, w których kasety wizyjne są dostępne wyłącznie w systemie
VHS. Latem 1984 r. firma rozpocznle produkcję magnetowidów VHS
na podstawie własnego opracowania. Nieliczne patenty, których
konstruktorzy Grundlga nie byli w stanie obejść, zostaną zakupione
w firmie Matsushita. Tym samym ma być fkwidowany ewentualny
problem negocjowania licencji z twórcą systemu VHS, firmą JVC.
Model Grundlga będzie w pewnej mierze oparty na adaptacji kon-
strukcji magnetowidu V-2OOO do odczytu kasety VHS.
technologicznego USA i Japonii. Program rządowy nie znalazł uzna-
nia w opinii Zarządu Związku Producentów Przemysłu Elektronicz-
nego, który uważa, że dotacje rządowe powinny być przeznaczone
na aplikacje, a nie na opanowanie technologii produkcji układów
scalonych z natury rzeczy zawsze tańszych na typkach światowych.
Zarząd stwierdza, że w wielu krajach, które przystąpiły do produkcji
układów scalonych obserwuje się zahamowanie ich aplikacji. Uważa
również, że współzawodnictwo handlowe z potęgami elektroniczny-
mi świata łatwiej będzie wygrać przez Inteligentne zastosowanie -
układów scalonych niż ich produkcję.
(odpowiednik Intel 2102} chip pamięciowy 2048 x 8 bitów (na wzór
Motoroli} i ROM 512x8 bitów (na wzór firmy Synertok}. W zakresie
układów analogowych wykonuje się w Polsce układy scalone głów-
nie do urządzeń powszechnego użytku. W przeciwieństwie do ukła-
dów przeznaczonych do espu, nie przygotowuje się w Polsce'pro-
dukcji układów profesjonalnych, które przydzielono w ramach po-
działu Innym krajom RWPG. Koncepcja szerokiego wprowadzenia
układów scalonych do espu Jest niezawodnie związana z powierze-
niem Polsce roli wiodącej w tym zakresie. Mimo wspomnianego
postępu i prohibicyjnych wręcz cen na sprzęt powszechnego użytku
(dobrej Masy radiomagnetofon Emilia RM407 kosztuje niemal rocz-
ną pensję}, podaż daleko nie pokrywa popytu. Na przykład na za-
potrzebowani około 2,7 min odbiorników radiowych produkcja na
rynek wewnętrzny wynosi 1,2 min (plus 0,5 min na eksport). Celem
częściowego zwiększenia podaży sprowadza się sprzęt z innych
krajów RWPG. Np. sprowadzono 90 tys. telewizorów z ZSRR oraz
160 tys. z innych krajów, w tym głównie z Rumunii. Import rumuń-
skich telewizorów do Polski ma miejsce po raz pierwszy. Zapewne
dotąd stoły tomu na przeszkodzie względy jakościowe.
11
NOWA TECHNIKA
WSZYSTKO O DYSKOFONIE COMPACT DISC (2)
DEKODER ZBUDOWANY NA PŁYTCE O
POW. 220 cm2 SKŁADA SIĘ Z 7 UKŁA-
DÓW SCALONYCH TYPU LSI. ZALETY
CD UWIDACZNIAJĄ SIĘ W PEŁNI PRZY
ODPOWIEDNIM DOBORZE PARAME-
TRÓW WZMACNIACZA I KOLUMN GŁOŚ-
NIKOWYCH.
Jeżeli odtwrzacz laserowy można nazwać sercem dyskofonu,
to jego systemem nerwowym jest dekoder sygnału stereo-
fonicznego oraz sygnałów niosących informacje pomocnicze i
sygnałów służących do sterowania serwomechanizmem dys-
ku. Dekoder pracuje na zasadzie podobnej jak komputer
specjalizowany (jednocelowy). Promień lasera odbity od spi-
rali zapisu wirującego dysku generuje za pośrednictwem fo-
todiody złożony sygnał elektryczny, którego wyidealizowany
przebieg pokazany jest - w zestawieniu z profilem śladu zapi-
su - na rys. 1. Sygnał ten po wzmocnieniu i obcięciu przybie-
ra kształt sygnału prostokątnego, dwustanowego. Każdemu
przejściu z jednego stanu do drugiego odpowiada „jedynka”
słową kodowego, zaś odcinki płaskiego przebiegu reprezen-
Rys. 1. Złożony sy-
gnał elektryczny ge-
nerowany w fotode-
tektorze
ODTWARZACZ
SYGNAŁU
FONICZNEGO
tują ciąg „zer”. Liczbę „zer” odczytuje się za pomocą taktu
bitowego wyznaczonego przez zegar kwarcowy dekodera.
Wydzielenie z sygnału złożonego poszczególnych sygnałów
składowych ma inny charakter niż filtrowanie sygnału analo-
gowego. Mianowicie separacja sygnałów polega na otwiera-
niu „bramek” wejściowych poszczególnych torów elektro-
nicznych na czas wyznaczony długością słów kodowych
związanych z danym sygnałem w chwili odpowiadającej poło-
żeniu tych słów w stosunku do początku „pakietu” cyfrowego
utworzonego w koderze (patrz część I, nr 1 AV).
Kolejność otwierania i zamykania „bramek” poszczególnych
torów wynika z kolejności ulokowania poszczególnych rodza-
jów sygnałów w „pakiecie”. Schemat wydzielania poszcze-
gólnych syganłów przedstawia rys. 2.
UKŁADY SCALONE DEKODERA
Dekoder dyskofonu CD firmy Philips (podobnie jak w mode-
lach większości producentów) składa się z 7 układów scalo-
nych, z których cztery zostały opracowane specjalnie dla CD
w technice nMOS.
Wszystkie układy mają standardową obudowę DIL (Dual-in-
Line). Cały dekoder zbudowany jest na płytce o powierzchni
12
w
NOWA TECHNIKA
t
Rys. 3. Płytka dekodera
220 cm2 z jednostronnym obwodem drukowanym (rys 3).
Demodulacja EFM (patrz cz. I) odby wa się w układzie scalo-
nym SAA7010. Po demodulacji następuje separacja sygnału
taktującego oraz oddzielenie sygnału reprezentującego
sygnał foniczny od pozostałych sygnałów.
Detekcja błędów i regeneracja bitów w oparciu o kod CIRC
ma miejsce w układzie scalonym SAA7020. Układ ten jest
wspomagany pamięcią SBB2016 2K B RAM. W bloku CIRC
następuje uporządkowanie kolejności słów (De-lnterleaving),
wykrywanie słów odczytywanych błędnie i regeneracja prze-
kłamanych bitów. Słowa z błędami, których układ nie jest w
stanie usunąć, są przesyłane z odpowiednim sygnałem iden-
tyfikacyjnym do następnego układu scalonego, wchodzące-
go w skład bloku korekcji błędów, SAA7000. W układzie
SAA7000 następuje odtworzenie brakujących słów na dro-
dze interpolacji, przesłanie sygnału synchronizacji do ukła-
dów lokalnego generatora kwarcowego oraz wydzielenie i
przesłanie za pośrednictwem układu SAA7020 sygnału do
sterowania kontrolą równomierności odczytu dysku
(CLV-Servo).
W tym samym bloku powstaje sygnał wyciszania sygnału
fonicznego. Mianowicie w przypadku, gdy zdolność regenera-
cyjna kodu korekcyjnego nie wystarczy do odtworzenia
właściwych słów lub bitów w słowach następuje przerwanie
dopływu sygnału fonicznego do wzmacniacza (sterowany
dropout), aby uniknąć nieprzewidzianych efektów akustycz-
nych. W gramofonie zniekształcenie rowka zapisu przejawia
sią w postaci zniekształceń dźwięku, szumów lub trzasków,
w dyskofonie - odtwarzanie ma miejsce tylko na założonym
poziomie jakości lub dźwięk nie jest słyszany w ogóle.
*
Do przetworzenia 16-bitowych słów fonicznych na sygnał
analogowy służy układ scalony SAA7030 uzupełniony dwo-
ma przetwornikami cyfrowo-analogowymi, oddzielnymi dla
każdego kanału stereofnicznegó. Otrzymany sygnał analogo-
wy przed doprowadzeniem go do wzmacniacza m.cz jest
przepuszczany przez filtr dolnoprzepustowy, tłumiący o 50 dB
składowe częstotliwości powyżej pasma akustycznego. Jest
to identyczny proces z procesem występującym w przetwor-
niku A/C w koderze. Ma on na celu zapobieżenie powstaniu
we wzmacniaczu słyszalnych zniekształceń-intermodulacyj-
nych (Anti-Aliasing).
Przetworzenie fonicznego sygnału cyfrowego na analogowy
nie jest przez wszystkich producentów rozwiązane w taki
sam sposób. W dyskofonach Philipsa i jeszcze kilku firm
zastosowano przed przetwornikami C/A tzw. filtrowanie cy-
frowe. Eliminuje ono niemal zupełnie zniekształcenia fazowe
towarzyszące z natury rzeczy zastosowaniom filtórw dolno-
przepustowych.
OVERSAMPUNG
Zwolennicy zastosowania filtrów cyfrowych na drodze sygna-
łu fonicznego, przed jego przetworzeniem na sygnał analogo-
wy, są zdania, że filtr dolnoprzepustowy o bardzo stromej
charakterystyce, niezbędny do wydzielenia pasma akustycz-
nego z sygnału analogowego, jest nie tylko nie dość skutecz-
ny ale również zbyt kosztowny.
Wymagania dotyczące filtru tego rodzaju są bardzo ostre.
Sygnał regenerowany z sygnału cyfrowego o częstotliwości
próbkowania 44,1 kHz składa się z pasma podstawowego
.oraz szeregu pasm o szerokości ±20 kHz ulokowanych
wokół częstotliwości fp = 44,1 kHz i jej kolejnych harmo-
nicznych (rys. 4a). Jest to wynik intermodulacji częstotli-
wości fP z sygnałem akustycznym. Przedział częstotliwości
między widmem podstawowym i pierwszym widmem inter-
modulacyjnym jest bardzo mały, co utrudnia filtrowanie.
Aby ułatwić pracę i tym samym uprościć konstrukcję filtru
dolnoprzepustowego konstruktorzy firmy Philips zastosowali
technikę tzw. „Oversampling’u” (sampling - próbkowanie)
realizowaną w układzie SAA7030 dekodera. Polega ona na
przekształceniu wydzieloriych z bloku CIRC 16 bitowych słów
o częstotliwości próbkowania 44,1 kHz na słowa 14-bitowe o
częstotliwości próbkowania 4-krotnie wyższej tj. 176,4 kHz.
Ponieważ nowy sygnał zawiera 4 razy więcej próbek, braku-
jące w każdym cyklu 3 słowa 14-bitowe zostały zrekonstruo-
wane w drodze interpolacji z sąsiadujących słów
16-bitowych. W wyniku „Oversampling’u" powstaje nowy
ciąg widm intermodulacyjnych, również o szerokości ± 20
kHz, lecz ulokowanych wokół nowej częstotliwości próbko-
Rys. 4. Widma intermodułacyjne przy czę-
stotliwościach fp = 44,1 kHz i
fp over = 176,4 kHz
13
wania 176,4 kHz, znacznie bardziej odległej od pasma
użytecznego, i wokół jej harmonicznych. Natomiast moc
widma wokół częstotliwości 44,1 kHz i jej wielokrotnych
zostały w tym procesie stłumione o ponad 50 dB. Nastąpiło
cyfrowe wyfiltrowanie tych pasm przed przetwornikiem C/A
(rys. 4b).
Jak widać, filtrowanie cyfrowe jest operacją czysto nume-
; ryczną. Po operacji „Oversampling’u” odfiltrowan e analogo-
we przy użyciu filtru dolnoprzepustówego daje się zrealizo-
wać skutecznie za pomocą tanich układów. Ponadto operacja
pozwala na zastosowanie wypróbowanych i stabilnie pracu-
jących tańszych przetworników 14-bitowych zamiast
16-bitowych.
Zastosowanie przy odtwarzaniu słowa 14-bitowego zamiast
16-bitowego spowodowało pogorszenie stosunku sygnału do
szumu o 12 dB, jak to wyjaśniono w części I artykułu. Strata
ta została jednak w pełni zrekompensowana. Przede wszyst-
kim w procesie „Oversampling’u” nowe pasmo poszerzyło
się wraz z nową częstotliwością próbkowania 4-krotnie.
Tymczasem moc szumów kwantowania rozkłada się równo-
miernie na całe nowe pasmo (szum kwantowania ma charak-
ter szumu „białego”). Ponieważ zaś tylko 25% nowego
pasma leży w garnicach pasma użytecznego (akustycznego)
sygnał analogowy po przejściu przez filtr dolnoprzepustowy
zawierać będzię tylko 25% mocy szumów, co odpowiada
pogorszeniu sygnałów już tylko o 6 dB. Kolejną poprawę sto-
sunku sygnału do szumów, o dalsze 7dB, uzyskano przez
zastosowanie w układzie SAA7030, przekształtnika szumów
(noise shaping), który nadając napięciu szumów kształt
ostrych impulsów przesuwa znaczną część mocy szumów w
górną część pasma, leżącą powyżej 20 kHz.
W efekcie proces „Oversampling’u” nie spowodował utraty
ani jednego decybela z teoretycznych 97 dB, jakie charakte-
ryzują stosunek sygnału do szumów przy przyjęciu
16-bitowego słowa kodowego do przekształcenia sygnału
fonicznego.
OCENA JAKOŚCI
Dyskofon CD spełnia z nadmiarem wymagania sprecyzowane
w normach hi-fi. Co więcej, wszystkie modele, niezależnie od
producenta, charakteryzują się bardzo dobrymi podstawowy-
mi parametrami elektroakustycznymi. Dlatego przy ocenie
jakości dyskofonu bierze się pod uwagę głównie te właściwo-
ści, które są charakterystyczne dla sprzętu tej klasy i wynika-
ją ż zastosowania żapisu cyfrowego i odczytu laserowego.
W zakresie parametrów elektrycznych ocenie podlegają:
- stopień nierównomierności przebiegu charakterystyki
przenoszenia pasma częs otliwości w zakresie 20 Hz - 20
kHz oraz
- zniekształcenia fazowe.
Zaś z cech eksploatacyjnych:
- wrażliwość odczytu na zabrudzenia punktowe płyty lub
ubytki śladu zapisu
- wrażliwość na odciski palców
- wrażliwość na wstrząsy
- czas dostępu do poszczególnych nagrań
- prędkość zastartowania. <
W zasadzie przebieg charakterystyki przenoszenia jest w
przeważającej liczbie modeli bez zarzutu. Odchylenie od
płaskiej części krzywej nie przekracza 0,2 dB. Niemniej 'w
czasopismach publikujących wyniki testów spotyka sią w
tym zakresie różnorodne oceny. Na przykład przy zastosowa-
niu skali 10-punktowej wśród 18 badanych urządzeń znalazły
się modele (ITT, Sony, Fisher, Mitsubishi, Sanyo), które
otrzymały tylko 6 lub 7 punktów, a zero punktów w tej skali
odpowiada odchyleniom większym niż 2 dB od średniej.
Co do wpływu zniekształceń fazowych na obraz dźwiękowy
nie ma dotąd jednolitego poglądu wśród ekspertów. Można
przypuszczać, że wprowadzenie tego parametru do oceny
nastąpiło w wyniku zastosowania techniki „Oversampling”.
Jej zwolennicy twierdzą, że zniekształcenia fazowe wprowa-
dzają pewne zniekształcenia barwy. Przytaczane oceny w
tym zakresie opierają się jednak nie na wynikach badań
odsłuchowych lecz na pomiarze zniekształceń fazowych bez
wiązania ich z jakością odtwarzanej muzyki. W modelach
Philipsa przesunięcie fazowe przy 20 kHz wynosi tylko 15
stopni, podczas gdy w modelach bez „Oversampling’u” sięga
140-200 stopni.
Na tle mimo wszystko bardzo dobrych ocen parametrów
elektroakustycznych zaskakujące są wyniki badań eks-
ploatacyjnych. Szczególnie szeroko reklamowana i teore-
tycznie uzasadniona niewrażiiwość dysku na zabrudzenia nie
potw erdza się w praktyce w zapowiadanym stopniu.
Badania przeprowadzono za pomocą specjalnego przyrządu,
który przerywa ślad zapisu o regulowanej długości od 400 do
900 pm oraz, niezależne, wytwarza plamy na powierzchni
dysku o średnicy 300 do 800 pm. Badano jednocześnie
pewność działania serwomechanizmu utrzymującego pro-
mień lasera na śladzie odczytu przy symulowanych odcis-
kach palców z jednoczesnym lekkim uderzeniem w obudowę
urządzenia. Przy maksymalnej długości przerwy śladu równej
900 pm zapis odtworzyło ponad 50% badanych modeli róż-
nych producentów. Wśród testowanych urządzeń znalazło
się jednak 25% takich, które nie mogły sobie poradzić z
przerwą o długości 500 - 600 pm (Toshiba, Technics, Sony,
Pioneer, Sharp) i uzyskały ocenę od 0 do 3 punktów. Prze-
szkoda w postaci plamki na powierzchni była na ogół dobrze
pokonywana, choć i w tym przypadku znalazły się modele,
którym wystawiono bardzo złe noty (Fisher, Sanyo, ITT).
Wrażliwość na wstrząsy okazała się słabą stroną modeli
prawie wszystkich producentów. Jedynie trzy modele Philip-
sa oraz model Marantz’a przeszły testy bez zastrzeżeń.
Podobnie czas zastartowania liczony w sekundach, jakie
upłynęły od chwili włączenia urządżenia do chwili rozpoczę-
cia odtwarzania, jest bardzo różny i zawiera się w granicach
od 3 s (Toshiba, Sony) do 10-11 s (Philips, Sanyo, Fisher). Z
kolei średni czas dostępu do wybranego nagrania sięga od
1,4 s - 2,2 s (Philips, Hitachi, Sony, Tosh ba, Marantz) do po-
nad 6 s (ITT, Fisher). Przy ocenie jakości całego urządzenia
czas zastartowania i prędkości dostępu nie są uważane za
właściwości krytyczne.
Badania odsłuchowe dyskofonu potwierdzają jednoznacznie,
we wszystkich modelach, duży stosunek sygnału do szumu.
W przerwach między nagraniami występuje kompletna cisza
nie zak ócana najmniejszym śladem trzasków czy szumów.
Profesjonalne testy dyskofonów przeprowadza się przy uży-
ciu dysku wzorcowego. Wyniki takiego testu nie zawsze
odpowiadają doświadczeniom użytkowników. W sprzedaży
pojawiły się dyski, które wyprodukowano w oparciu o taśmo-
we nagrania archiwalne przeprowadzone za pomocą techniki
konwencjonalnej (analogowej). Zapisy te cechuje stosunko-
wo wysoki poziom szumów i zniekształceń, szczególnie wy-
raźnie odczuwany przy odtwarzaniu dyskofonowym. W tym
przypadku krytyka nie może jednakże dotyczyć systemu lecz
powinna obrócić się przeciw nieuczciwym producentom.
Technika cyfrowa nie wnosi sama przy zapisie i odtwarzaniu
szumów i zniekształceń lecz również nie obniża ich poziomu
zawartego w sygnale wejściowym a tylko go wiernie prze-
twarza.
CD W ZESTAWIE HI-FI
Dyskofon CD może współp acować bez obawy wzajemnego
uszkodzenia z każdym sprzętem hi-fi, wprew opiniom o cha-
rakterze wyraźnie spekulatywnym, wygłaszanym jeszcze
przed pojawieniem się dyskofonów na rynku. Do jak najlep-
szego wykorzystania zalet zapisu cyfrowego konieczne jest
14
99 NOWA TECHNIKA
jednakże odpowiednie dobranie współpracujących urządzeń.
Jakość dyskofonu stała się stymulatorem do udoskonalan a
pozostałych ogniw zestawu hi-fi. Usprawnienia dotyczą prze-
de wszystkim kolumn głośnikowych oraz wzmacniaczy.
Przy ocenie przydatności kolumny do współpracy z CD nale-
ży zwrócić uwagę na następujące 4 z 10 kryteriów, które
zwykle przyjmuje się za podstawę przy teście odsłuchowym
kolumn:
- bogactwo szczegółów obrazu muzycznego
- odtwarzanie sygnałów impulsowych w dolnej części pasma
przen szenia
- odtwarzanie sygnałów impulsowych w środkowej i górnej
części pasma przenoszenia
- wyrazistość stopniowania dynamiki.
Kolumnę głośnikową, nawet średniej jakości, która wyróżnia
się wyżej wymienionymi cechami, można uznać za zadowala-
jąco dobrą do odtwarzania dźwięku z zapisu cyfrowego CD.
Przy wyborze wzmacniacza należy zwrócić uwagę na jego
zdolność do uzyskania dużej dynamiki a więc na duży stosu-
nek sygnału do szumów oraz na moc wyjściową. Dyskofon
CD dostarcza sygnał o napięciu 1 -2 V, który doprowadza się
do wejścia uniwersalnego (AUX) wzmacniacza. W naj-
nowszych wzpiacniaczach przewidziano specjalne wejście
dla CD. W braku wejścia AUX dyskofon przyłącza się do
wejścia tunera lub magnetofonu bez straty jakości od-
twarzania. '
Sygnał nie wymaga wstępnej korekty charakterystyki. Do
jego przetwarzania nadają sią przede wszystkim wzmacnia-
cze, w których na gnieżdzie AUX stosunek sygnału do szu-
mów (S/N) sięga 90 dB zaś ich moc wyjściowa zawiera się w
przedziale 50 - 200 W.
Innym ważnym przy wyborze wzmacniacza kryterium jest
jego zdolność do przenoszenia sygnałów impulsowych. Poja-
wienie się dysko onów stało się bodźcem do dalszego obni-
żania zniekształceń typu TIM we wzmacniaczach.
Przy kopiowaniu nagrań z dysku na taśmę nie może być,
oczywiście, mowy o uzyskaniu równoważnej jakości. Aby
jednakże poziom nagrania skopiowanego na taśmie zbliżyć w
maksymalnym stopniu do oryginału należy dobrać taśmy i
magnetofon w sposób umożliwiający osiągnięcie wysokiej
Rys. 5. Pole sterujące
dynamiki dźwięku szczególnie w górnym zakresie pasma
akustycznego. Najlepsze wyniki daje nagranie taśmy meta-
licznej lub chromowej na magnetofonie z układem do redukcji
szumów typu Dolby C. Możliwe jest wówczas przy odtwarza-
niu taśmy na magnetofonie kasetowym osiągnięcie dynamiki
sięgające 65 dB.
STEROWANIE
Dyskofon obsługuje się w sposób podobny jak magnetofon.
kasetowy, z tym że czas dostępu do poszczególnych nagrań
jest w dyskofonie znacznie krótszy niż w magnetofonie. Obok
typowych układów dyskofon zawiera z reguły programator z
pamięcią umożliwiający wybranie odpowiednich tytułów na-
granych na dysku oraz kolejności ich odtwarzania. Ponadto
na płycie człowej urządzenia odwzorowany jest za pomocą
ciągu numerowanych diod sygnalizacyjnych ślad zapisu w
celu zorientowania użytkownika o aktualnym położeniu
laserowego strumienia wybierającego.
Rys. 5 przedstawia typowe pole sterujące. Na tym samym
wyświetlaczu cyfrowym podany jest, w zależności od wybo-
ru, czas jaki upłynął od początku lub pozostaje do końca
odtwarzania całości nagrania lub pojedynczego tytułu jak
również numery tytułów związane z programowaniem.
A oto typowe funkcje dyskofonu:
1. Uruchomienie odtwarzania (START) Z*.
2. Szybkie przeszukiwanie „do przodu” z jednoczesnym
wyświetlaniem czasu (FFWD)
3. Szybkie przeszukiwanie „do tyłu” z wyświetlaniem j.w.
(FBACK)
4. Przeskok z odtwarzanego tytułu na następny (SKIP)
5. Przeskok na tytuł poprzedzający (2-krotne przyciśnięcie
SKIP)
6. Zaprogramowanie wybranych nagrań i ich kolejności przez
wystukanie na klawiaturze odpowiednich numerów zwią-
zanych z poszczególnymi tytułami
7. Przegląd tytułów zaprogramowanych przez wyświetlanie
numerów zarejestrowanych nagrań (SCAN)
8. Powtarzanie danego tytułu, całego programu lub wszyst-
kich nagrań dysku aż do odwołania (REPEAT)
9. Odliczanie do tyłu. Wyświetlanie w przerwie między nagra-
niami czasu, w sekundach, pozostające-
go do początku kolejnego tytułu celem
ułatwienia włączenia magnetofonu
(DISPLAY SEL.)
KRÓTKA HISTORIA
WYNALAZKU
CD jest wspólnym wynalazkiem koncer
nów elektronicznych Philips i Sony i
stanowi pochodną laserowego urządze-
nia wizyjnego.
Prace nad techniką wybierania lasero-
wego rozpoczęto w laborato iach Phi-’
lipsa już w 1970 r. (Compaan, Meyer).
Chodziło wówczas o uzyskanie nośnika
płytowego obrazów telewizyjnych. Sy-
stem, który nosił początkowo nazwę
VLP - Video Long Play jest obecnie
znany jako Laser Vjsion - LV.
We wrześniu 1972 r. zaprezentowano
pierwszy, laboratoryjny model dyskowi-
du na konferencji prasowej. Konstruk-
cja zawierała 150 nowych patentów.
W latach 1974-78 nastąpiło przyhamo-
wanie tempa prac nad rejestracją płyto-
cd. na stronie 18
15
|^F|MINIRECENZJE
: HI PŁYT
GRAMOFONOWYCH
Właściwa reprodukcja dźwięku, a w
konsekwencji doznania artystyczne
słuchacza, uzależnione są od jakości
płyty gramofonowej. Jakość
odtwarzania nie wiąże się wszak
tylko z jakością sprzętu. Dlatego
współpracujący z redakcją AUDIO-
VIDEO recenzenci punktują nie tyl-
ko wartość artystyczną nagrań (A),
lecz również ich jakość techniczną
(B). Inne kryteria oceny to stopień
utrafienia w potrzeby rynku (C) i
wartość informacyjna okładek płyt
(D).
SKALA OCEN:
0-1 złe
2-3 słabe
4-5 przeciętne
6-7 dobre
8-9 bardzo dobre
10 nadzwyczajne
} A | B | C | D |
Na łamach AV oceniamy płyty gra-
mofonowe produkcji polskiej. Jest
tych płyt coraz więcej, podobnie jak
rośnie liczba wydawców. Każdora-
zowo omawiamy 14 tytułów. Posta-
ramy się, by dział recenzji AV mógł
służyć Czytelnikowi za kompletny i
miarodajny przewodnik wśród tego,
co oferują polskie sklepy muzyczne.
W nrze 1/84 AUDIO-VIDEO zda-
rzyła .się przykra pomyłka. Punkto-
we oceny niektórych omawianych
płyt uległy przestawieniu. Oto jak
powinny wyglądać oceny posta-
wione przez naszych recenzentów:
. H. Frąckowiak/Ogród Luizy - 8, 5,
6,5
Dwa Plus Jeden/Bez Limitu - 4,3,
7,4
Rezerwat - 2,4,6, 3
M. Biliński/Ogród Króla Świtu - 7,
8.9,6
Festiwal pianistów jazzowych w
Kaliszu - 8, 7,6,9
String Connection/New Romantic
Expectation - 8,7,9,5
T. Stańko/W Pałacu Prymasow-
skim - 9,5,8, 5
Przepraszamy serdecznie Arty-
stów i Recenz ntów
Czytelników prosimy o wyrozu-
miałość i wzięcie pod uwagę, że
przy przecieraniu dróg nowego
czasopisma nie zawsze udaje się
uniknąć wszystkich pułapek, które
nieuchronnie na tych drogach
czyhają.
BERLIOZ: „SYMPHONIE FANTASTI-
QUE (Epizod z życia artysty) op. 14.
ORKIESTRA SYMFONICZNA FILHAR-
MONII NARODOWEJ - dyr. J. KRENZ
POLSKIE NAGRANIA/MUZA SX 1886
A więc mamy wreszcie polskie nagranie pły-
towe Symfonii Fantastycznej wielkiego pre-
kursora nowoczesnej orkiestry. Jan Krenz
stworzył z Orkiestrą FN kreację wielkiej mia-
ry. Artysta ten jest jednak szczególnie prede-
stynowany do wykonywania muzyki, w której
wrażliwość na rzeczy niezwykłe, ogromna
fantazja jest czynnikiem nieodzownym. Mimo
to, interpretacja daleka jest od ekstrawagan-
cji. Tempo (zwłaszcza Walca i Marsza) -
umiarkowane. Jedynie może przed Codą Fi-
nału chciałoby się większego „zapamięta-
nia” w grze, tam gdzie smyczki grają „col
legno" (dre nianą stroną smyczków) i zaraz
potem, gdzie drzewo w akordach nie ma pra-
wa „ociągać” tempa. Całość jest świetna,
nagrana w dobrej, przejrzystej akustyce.
Szkoda, że na obwolucie w kwiatach ginie
wykaligrafowane nazwisko kompozytora.
Jan Weber
I e |.. 8 I 10 I 9 I
ORCHESTRA OF THE EIGHTH DAY
AT THE LASTGATE.
SAYITOR SVT 007
Od swej ostatniej (?) płyty wydanej w USA w
1982 r. „Orkiestra Ósmego Dnia’’ zmieniła
50% składu; miejsce gitarzysty Grzegorza
Banaszaka zajął jeden z najwybitniejszych
gitarzystów basowych Europy - Krzysztof
Sclerański. Zmiana instrumentarium, a także
osobowość muzyczna Ścierańskiego wyszła
duetowi na dobre. I choć dalej nie wiem jak
„ugryźć" tę muzykę -wysłuchałem płyty w
całości I z zainteresowaniem. Szkoda tyiko,
że trzasków na niej prawie tyle, ile muzycz-
nych dźwięków. Na okładce - kłopoty z orto-
grafią angielską. Andrzej Jaroszewski
| 6 | 3
I 5 | 5 |
HAENDEL: JUDA MACHABEUSZ
A.M.CONNORS - sopran, RAC1EL
GETTLER - mezzosopran, R.MOhTON
- tenor, C.IVESON - bas
CHÓR I ORKIESTRA FILHARMONII
NARODOWEJ W WARSZAWIE
dyr. KAZIMIERZ KORD
POLSKIE NAGRANIA/MUZA SX
1901-04 (4 płyty)
Ta pozycja świadczy o upadku wszelkich
dobrych obyczajów dyskograficznych w Pol-
skich Nagraniach. Nigdzie na świecie nie
wydaje się płyt owiniętych banderolą. Nie
tylko wydaje się je w ozdobnych albumach,
ale opatruje wszystkimi możliwymi informa-
cjami, z tekstem libretta w języku oryginału
i ojczystym. A tu nic, literalnie nic, poza kil-
koma nazwiskami, tytułem dzieła, sygnaturą
L. ceną! 520 zł. To są czyste kpiny ze
wszystkiego. Ale poza tym mamy do czynie-
nia z kiikoma innymi nieporozumieniami.
Nagranie zostało dokonane podczas kon-
certu publicznego (nie podano, gdzie i kie-
dy) aie na płytach znalazły się dogrywki
nieudanych części. Interpretacja była tak
słaba, że zrezygnowałem ze słuchania (pod-
czas owego wykonania) i w czasie przerwy
wyszedłem, uznając, że mam do czynienia
ze słabszym dziełem Haendla. Tymczasem
Jest to nieprawda, a przekonał mnie do
„dudy” John Eliot Gardiner, którego wyko-
nanie ukazało niezmierzone bogactwo mu-
zyki, jej wspaniałość, blask i wielkość. Ale
Gardiner posługuje się wiedzą i dobrym
smakiem, angażując do udziału historyczne
instrumenty w małym składzie i odpowied-
nio niewielu chórzystów, aby zachować rów-
nowagę brzmienia. Tak jednak dziś wykonu-
je się już muzykę barokową. Interpretacje
tradycyjne, na zwykłych instrumentach, sta-
ły się anachronizmem, gdyż - jak się okaza-
ło - deformują piękny kształt oryginału. Wy-
dawanie tekich wykonań na płytach jest już
nie tylko anachronizmem, ale wręcz niepo-
rozumieniem artystycznym, zwłaszcza od
kiedy mamy już w Polsce artystów idących z
duchem czasu, zdolnych podjęcia się inter-
pretacji muzyki Baroku. Chętnie ich-wskażę
Polskim Nagraniom. Jan Weber
| 2 | 7 | 2 | 1 |
KRYSTYNA PROŃKO
PRON1T M-0004
Cenionej wykonawczyni * akompaniują tu
świetni muzycy, a wśród solistów: Henryk
Miśkiewicz, Piotr Prońko i inni. Na płycie
I znajduje się parę „perełek”: efektowny „Król
pozorów”, żywiołowe boogie „Akćja-speku-
lacja” i nurtujący w swej wymowie przebój
„Jesteś lekiem na cale zło”.
Krystyna Prońko, głosowo wspaniale dyspo-
nowana, w swych interpretacjach stawia na
własną muzykalność i wyczucie stylu; zaw-r
sze się to sprawdza, jeżeli, wykonywany
utwór jest tego wart. Z autentycznego prze-
życia muzyki wynikają dalsze konsekwencje:
harmonia frazy przenika rytmikę udzielającą
się słuchaczom (kreacja piosenki staje się
kreacją artystyczną). Nie zawsze przypada
mi do gustu agresywne brzmienie, ostre kon-
tury instrumentów, wokaliza w utw. 2A chyba
niepotrzebna, lecz te szczegóły nie mącą kla-
rownego obrazu całości. Jerzy Kordowicz
I 7 | 7 | 8 | 8 |
CHOPIN
William Wolfram
CHOPIN: IV BALLADA F-MOLL,
MAZURKI OP. 30...
WILLIAM WOLFRAM
WIFONLPO3S
Pianista, dwukrotnie pokrzywdzony przez
Jury IX i X Konkursu Chopinowskiego, gra na ,
swoim, bardzo wysokim poziomie, z polotem.
Ma poetyczną duszę i dobre palce, subtelny
miękki dźwięk, dobrze uchwycony mikrofona-
mi. Najpiękniej gra Nokturn H/62-1 i Prelu-
dium cte/45. Na odwrocie obwoluty świetnie
zestawione komentarze utworów najwięk-
szych piór świata. Poza tym masa usterek: w
biografii - nieprawda, że wygra! Konkurs w
Leeds (wygrał go Michel Dalberto); w Nowym
Jorku jest Avery (nie Anety) Fisher Hall; na
kamei Chopina, wyrzeźbionej przez Luigiego
Islera, Chopin patrzy w drugą stronę (podpis
Isiera można przeczytać z tyłu głowy - uży-
wając lusterka); w Mazurku Des/30-3 brak
taktu 16 (w powtórce), a w Mazurku cis/30-4
- taktu 30. Gratulacje! Jan Weber
JACEK SKUBiKOWSKI
SAYITOR SVT 005
Worek eksportowych propozycji z muzyk
rozrywkową adresowaną na anglojęzyczny
•rynek płytowy rozerwał się, stąd wśród ocen
„AV” ta właśnie pozycja. Zastanawiać może,
jak to się stało, że ceniony t oryginalny twór-
ca doczekał prędzej eksportowej płyty niż
edycji jego polskich piosenek Życzę mu suk-
cesów, podobnie jak pragnącym „podbić”
Zachodnią Europę zespołom TSA, REPUBLI-
KA, LADY PANK i MAANAM.
Nie przypuszczam, by ewentualne promocje
Jacka Skubikowskiego gdzie indziej, wpłynę-
ły hamująco na inwencję i warsztatowe umie-
jętności artysty. Istnieje coś takiego, jak styl i
brzmienie Skubikowskiego. Nadjego muzyką
wciąż unosi się duch bluesa, choć poetyka
własnych tekstów bywa inna. Wołałbym oso-
biście mieć płytę z piosenkami śpiewanymi
po polsku. Niecierpliwie czekam.
Jerzy Kordo wfcz
6 7 I ? 9
16
MOZART: KONCERT FORTEPIANOWY
NR 20 D-MOLL (K. 466)
PIOTR PALECZNY, POLSKA ORKIE-
STRA KAMERALNA
dyr.4. MAKSYMIUK
POLSKIE NAGRANIA/MUZA SX 2067
Pierwsza z serii płyt, poświęconych koncer-
tom fortepianowym wielkiego Salzburczyka.
Jak dotąd najlepsza; doskonale nagrana,
muzyka rozbrzmiewa na niej w wolnej prze-
strzeni, pogłos nie zakłóca jednak przejrzy-
stości tkaniny brzmieniowej. Doskonałe wy-
ważenie dynamiki zespołu i fortepianu, który
pod palcami pianisty mieni się kolorami, za-
chowując lekkość I idealną dźwięczność.
Interpretacja jest wynikiem absolutnego ze-
spolenia koncepcji solisty i dyrygenta. W su-
mie wielkie osiągnięcia artystyczne. Gdybyż
jeszcze egzemplarz recenzyjny miał mniej
brudów w masie i mniej stukał... Jan Weber
| 10 | 10 | 10 | 8
PśanoCwscerto felg K4S5
RaacCcncerJo Na 25 ?n C W? X 503
1 -
—L»^.Ł!b*?.............
JERZ Y MAKSYMIUK
MOZART: KONCERTY FORTEPIANO-
WE NR 14 ES-DUR (K. 449) I NR 15
B-DUR(K. 450)
KRZYSZTOF SŁOWIŃSKI, POLSKA
ORKIESTRA KAMERALNA
dyr. J. MAKSYMIUK
POLSKIE NAGRANIA/MUZA SX 1982
Młody pianista podejmuje trudne zadanie
grania tak delikatnej muzyki ze sławnym ze-
społem. Wychodzi z tej próby zwycięsko. Je-
żeli mu ktoś w tym przeszkadza, to reżyser
nagrania, który w Koncercie Es zapisuje for-
tepian głucho (przewaga basów), tak jakby
pianista używał często lewego pedału. Kon-
cert B ma lepsze proporcje, interpretacja
bardzo piękna, mozartowaka z południowym
cantabile, jaskrawię kontrastującym z dość
agresywnymi spiccati skrzypiec. To specjal-
ność Maksymiuka, który upodabnia w len
sposób muzykę Mozarta do Rossiniego z
młodzieńczego okresu Sonat na smyczki.
Szkoda, że na obwolucie brak notki informa-
cyjnej o pianiście, który nie zyskał jeszcze
sławy światowej.____________Jan Weber
| 8 | 5 i 8 | 10 | 7
MOZART: KONCERTY FORTEPIANO-
WE NR 18 B-DUR (K.456) I NR 25
C-DUR (K.503)
FOU TS’ONG, POLSKA ORKIESTRA
KAMERALNA dyr. J. MAKSYMIUK
POLSKIE NAGRANIA/MUZA SX 2066
Po wielu latach nieobecności, sławny dziś
iaureat V Konkursu Chopinowskiego przyje-
chał do Polski z Mozartem, którego gra w
sposób inteligentny i wrażliwy, w miarę fili-
granowy, w miarę błyskotliwy. Tworzy z J.
Maksymiukiem wspaniałą kreację Koncertu
B. W Koncercie C wydaje się trochę za mało
majestatyczny (to już prawie Beethoven),
ósemki II tematu „uciekają” mu spod palców.
II i III część - bez zarzutu. Interesujący ko-
mentarz Bohdana Pocieja, powinien jednak
być dopełniony notką biograficzną pianisty,
gdyż nie wszyscy wiedzą, co z tym wybitnym
uczniem prof. Z. Drzewieckiego działo się
przez ostatnie ćwierć wieku. Brak też infor-
macji na temat kadencji w Koncercie C, do
którego Mozart nie napisał własnych. Jakość
nagrania nierówna: Koncert B iepszy, w Kon-
cercie C fortepian brzmi miejscami głucho,
pewnie z winy niezręcznego montażu frag-
mentów różnych nagrań. Jan Weber
|l0t8|8i6 | 10 | 7
fW Chamber Orchestr
JERZY MAKSYMIUK ®
JEMEEL MOONDOC AND MUNTU
THE INTREPID LIVE IN POLANO
POLJAZZ PSJ —106
„Pierwszy zespół loftówy w Polsce” - głosi
tekst na kopercie. A więc gratka dla zwolen-
ników pewnego nurtu awangardy jazzowej.
MUNTU - zespół saksofonisty Jemeela
Moondoca spełnia oczekiwania. Wszelkie
kanony „Nowej Czarnej Muzyki” są tu do-
chowane. Choć ja wolę prekursora tego nur-.
tu, Ornette Colemana. A poza tym - słucha-
jąc tej płyty i porównując wrażenia z pozo-
stałymi w pamięci z koncertu - dochodzę do
wniosku, że tego rodzaju muzyki trzeba słu-
chać „ną żywo”, bezpośrednio na koncercie.
Najlepiej w lofcie. Andrzej Jaroszewski
5 6 6 8
ODDZIAŁ
zamknięty &
CHINA DISCO
ODDZIAŁ ZAMKNIĘTY
POLSKIE NAGRANIA/MUZA SX 2171
Ostry, dynamiczny kicz-rock ozdobiony
okładką ze .świetnym znakiem graficznym.
Przesłanie płyty zawiera się w tekście jednej
z piosenek: „Tańcz i wino pij, niech cały wiru-
je świat..”. Dodam od siebie, że w takim sta-
nie trudno niekiedy ocenić, czy to świat wiru-
je, czy rotacja wynika z uzależnienia i z upo-
jenia. To artystyczne „credo” wokalisty i
autora tekstów Krzysztofa Jaryczewskiego
może być receptą na działalność estradową,
na życie chyba nie...
Longplay zawiera sporo przebojów, stąd
rnoja ocena dotyczącą „utrafienia w potrzeby
; rynku”. Nasuwa tu się cytat (tym razem z
piosenki STS-u): „...ludzie to kuplą... byte na
chama, byle głośno, byłe głupio”. Odnośnie
walorów muzycznych piosenek ODDZIAŁU
ZAMKNIĘTEGO posłużę się fragmentem
poezji tu zawartej: „bo na to nie ma ceny, nie
kupisz weny”. Jerzy Kordowicz
| 3 | 3 } 6 | 7
IRENA JAROCKA
PRO NIT PLP 0001
Monotonny zestaw nieporywających piose-
nek tradycyjnych w literackich treściach i
aranżacyjnych schematach. Większość
utworów utrzymanych w stylu charaktery-
stycznym dla polskiej estrady lat ubiegłych.
Co może dziwić, brak tu zdecydowanego
przeboju. Wyróżniają się: „Witajcie w moim
świecie" i „Mam temat na życie”. Tę drugą
piosenkę „ratuje” od niezauważenia tylko
zabawne skojarzenie słów, pomysł Wojcie-
cha Młynarskiego. Same nagrania mogą być
wzorem radiowej szkoły realizacji. Mamy tu
precyzyjnie zarejestrowane brzmienie akom-
paniującego solistce zespołu (różne składy,
mniej lub bardziej rozbudowane), a także
świetne proporcje akustycznych planów par-
tii wokalnych i instrumentalnych. Każde sło-
wo tekstu zrozumiałe, co niestety nłe jest
zawsze przestrzegane przez innych reżyse-
rów nagrań. Jerzy Kordowicz
I 5 I 7 | 6 | 5 |
STRING ORCHESTRA CONDUCTED
BY L. BOGDANOWICZ
MOTEL
POLSKIE NAGRANIA/MUZA SX 2401
Zawartość płyty ó budzi mego entuzjazmu.
Utwory Andrzeje Janoszki konkurują tu z
Kompozycjami Leszka Bogdanowicza. Są-
dzić należy, że ambicje twórców oferujących
muzykę instrumentalną sięgały wyżej niż fak-
tyczny rezultat. Te nagrania to typowy „mu-
zak" i to niestety kategorii B. Smyczkowa
orkiestra, z brzmiącą jak na płycie MOTEL
sekcją rytmiczną, to już anachronizm. Popisy
solistów intrumentalistów i poszerzenie
dźwiękowej palety o syntezator tylko niekie-
dy polepszyć mogą samopoczucie słucha-
cza. Sprawni wykonawcy grają raz z więk-
szym, raz z mniejszym przekonaniem do tego
co robią. Zwracają uwagę kompozycje:
„Światła miasta”, walc „Sabrina” i dyna-
miczny „Marker” (B. Roy). Jerzy Kordowicz
| 3 | 5 | 3 | 4 | f 6 | 7 | 6 | 4
r -7,7-;..
PORTER
CHINA DISCO
PRONIT M-0002
Fenomen Johna Portera inspirował polskich
muzyków rockowych, a potem (właśnie na tej
płycie mamy tego przykład) jazzowych. fytuf '
krążka może być mylący. Płyta nie jest dedy-
Ikowana zwolennikom dyskoteki. Syndrom
twórczości Portera wynika z niepokojów
śpiewającego poety i kompozytora. Ciekawa,
twórcza realizacja nagrań^ wirtuozowskie po-
pisy wytrawnych muzyków wspomagają
obsesyjne motywy i histeryczność interpre-
tacji solisty. Obsesje Portera udzielają się,
co dobrze świadczy o artystycznym przesła-
niu całości. Nie jest to muzyka lekka, łatwa i
przyjemna. Zmusza do głośnego słuchania.
Realizacja wykorzystuje tu dalsze plany aku- *
styczne. Nagrania brzmią ciekawiej, gdy do-
damy im mocy. Moim zdaniem najlepsze:
„Certain Peopłe” i utwór tytułowy.
Jerzy Kordowicz
wą obrazu ze względu na sukcesy rynkowe, jakie zaczął odnosić konkurencyjny system magnetowidowy. Pod koniec lat 70-tych, gdy nastąpił wyraźny kres rozwoju analogowej techniki gramofonowej, powstała koncepcja przystosowania odczytu laserowego do rejestracji sygnału fonicznego. Specyfika zapisu cyfrowego, jaka się ujawniła przy przetwa- rzaniu sygnału fonicznego, skłoniła firmę Philips do nawią- zania współpracy w tym zakresie z firmą Sony, przodującą w technice cyfrowej. Współpraca Philips-Sony doprowadziła do powstania systemu Compact Disc, opartego o modulację PCM 16-bitową, liniową z wykorzystaniem nowego rodzaju kodu korekcji błędów CIRC i specjalnego kodu kanałowego EFM. 1980 r. - pierwsza publiczna prezentacja dyskofonu CD na wystawie „Ali Japan Audio Fair”. Oprócz CD szereg firm japońskich wystawiło własne urządzenia oparte na różnoro- dnych koncepcjach zapisu. 1981 r - twórcy Compact Disc, Holender Lodewijk Ottens i Japończyk dr Toshidata Doi otrzymują na Funkausstellung w Berlinie Zachodnim nagrodę Eduarda Rheina, która w świecie elektroników ceniona jest równie wysoko jak nagroda Nobla. 1981 r. - japoński gigant elektroniczny, firma Matsushita, zadeklarował przyłączenie się do producentów systemu CD, mimo protestu afiliowanej firmy JVC, która pozostała (do dzi- siaj) przy swoim systemie AHD - Audio High Density. Kon- sekwencją deklaracji Matsushity było zalecenie japońskiej Komisji Normalizacyjnej uznania systemu CD jako pow- szechnego standardu. 1982 r. - rozpoczęcie w Zakładach Poly-Gramm (firmy Philips) w Hanowerze budowy nowych hal do produkcji dysków CD. Do produkcji dysków przystosowano materiał plastikowy używany do wytwarzania szkieł okularowych, o nazwie polykarbonyl. Przyjęta średnica dysku 12 cm wyni- knęła z wykorzystania doświadczeń i narzędzi służących do wytwarzania kryształów krzemu dla podzespołów półprze- wodnikowych z walca o tej samej średnicy. 1983 r. - Compact Disc wchodzi na rynek europejski i japoń- ski jako zunifikowany system, zaakceptowany przez niemal wszystkich producentów, co - w odróżnieriiu od magnetowi- dów i gramowidów - stwarza mu szanse szybkiego roz- powszechnienia dzięki kompatybilności nagrań dyskowych. CHARAKTERYSTYCZNE DANE SYSTEMU Parametry akustyczne Liczba kanałów 2 Pasmo przenoszenia 20 Hz - 20 kHz Zakres dynamiki > 90 dB Stosunek S/N > 90 dB Tłumienie między kanałami stereo > 90 dB Zniekształcenia nielineame <0,005% Nierównomierność obrotów - dokładność kwarcowa Struktura sygnału Częstotliwość próbkowania 41,1 kHz Kwantyzacją 16 bitów/kanał, liniowa Szybkość przesyłania bitów fonicznych 1,4112 Mbit/s Kod korekcji błędów CIRC System modulacji kanałowej EFM Szybkość przesyłania bitów kanałowych 4,321 Mbit/s Preemfaza 50/15 ps (wyłączana) Struktura pakietu (ramki) 2x6 próbek sygnału fonicznego 24 symbole po 8 bitów Sygnały do korekcji błędów 8 symboli parytetowych po 8 bitów Sygnały sterowania i prezentacji 1 symbol (Ć & D) 8-bitowy Pakiet przed modulacją 33 symbole po 8 bitów Pakiet po modulacji (33 symbole po 14 bitów) 462 bitów kanałowych Bity łączeniowe (3 bity na 1 symbol 14-bitowy) 99 bitów kanałowych Sygnał synchronizacyjny 27 bitów kanałowych pakiet łącznie 588 bitów kanałowych Charakterystyka dysku Średnica 12 cm Grubość ok. 12 mm Średnica otworu centrującego 15 mm Średnica okręgu początkowego spirali odczytu 50 mm Średnica końcowego okręgu spirali odczytu 116 mm Kierunek obrotu (od strony lasera) przeciw kier, wskazówek zegara Prędkość odczytu 1,2 -1,4 m/s Prędkość obrotowa 500 - 200 obr/min Maksymalny czas zapisu 1 h, stereo Odległość między spiralami zapisu 1,6 pm Materiał polykarbonyl Dane systemu laserowego Długość fali lasera AlGaAs 0,800 pm Średnica plamki zogniskowanej ok. 1,0 pm Korekcja błędu Maksymalną odtwarzalna strefa zaniku 3500 bitów (2,4 mm) Maksymalna dopuszczalna strefa zaniku odtwarzana na drodze interpolacji 12 000 bitów (8,5 mm) Jerzy Auerbach LITERATURA [1.] M.G. Carasso, J.B.H. Peek i J.P. Sinjou, The Compact Disc Digital Audio System [2.] J.P.J. Heemskerk i K.A. Schotihamer Immink, Compact Disc: System aspect and moduiation [3.] H Hoeve, J. Timmermens i LB. Vńest Error correction and Conceałment in the Compact Disc system ^•1 D. Goedhart, J.J. van de Plassche i E.F. Stikvoort, Digitai to analog conversion in playing a Compact Disc (Pożyje 1,2,3,4 - Philips Technicaf Review, Vol. 40,1982, Nr 6) [5.} j. Matuli, iCs for Compact Disc decoders, Electronic components & appli- cations, Vol. 4, Nr 3, May 1982 [6J D. Thomsen, Digitaie Audiotechnik, Franzis Verlag, 1983 [7.] Audio Speziai, Nr 1 /83. Zbiór informacji o CD [8,J Stereo Test Jahrbuch *83/84, Wyniki Testów CD ' [9-1 Materiały prasowe firmy Philips [W. | Materiały prasowe firmy Fłsher । [ 11J Compact Disc Digital Audio System, projekt normy iEC BNN15-83-095, Juiy 1983 *
18
PRZEMYSE KPAIOW/
MECHANIZMY KASETOWE ZRK
Paramtery elektryczne magnetofonó zależą od Jakości głowic za-
pisu/odczytu i kasującej zainstalowanych w mechanizmie, jak rów-
nież od układów elektronicznych. Parametry gwarantowane zwią-
zane z mechaniką poda je tabela.
Mechanizm hifi standard znany jest nabywcom magnetofonów
serii „mini” M8010 i znajdzie się we. wprowadzanych do produkcji
w tym roku magnetofonach „slim linę” M7010, a nieco później w
magnętofonoach „extra fiat” M9010. W dwu ostatnich modelach
zastosowany będzie sposób RSD wyszukiwania nagrań
Mechanizmy grupy wyższej hifi znajdą się prawdopodobnie w r.
1985 w magnetofonach M7012 i M9012.
Aby zapewnić uniwersalność, mechanizmy K520 mają konstrukcję
modułową. Ułatwia to również naprawę magnetofonów. Można
rozróżnić trzy zasadnicze moduły: sterowania, kieszeni kasety i
napędowy. W realizacji modułu sterowania i napędowego znalazła
zastosowanie nowa technologia „outsert-mouiding”, wprowadzo-
na - w naszym przypadku - przy współpracy z firmą HOECHST
(RFNj. Technologia ta polega na uzupełnieniu płyt metalowych
(chassis) elementami z tworzywa sztucznego o skomplikowanych
kształtach, nanie lonymi metodą wtrysku.
Schemat ideowy mechanizmu (pozycja „start”) przedstawia po-
niższy rysunek.
Ttrierzyk lewy
Talerzyk pra wy
' Silnik
Schemat ideowy mechanizmu (pozycja „start”)
Kolo
amebo
Auto-Stop
Parametry mechaniczne mechanizmów kasetowych K520 Grupa
popularna hifi standard hifi wyższa
Odchyłka prędkości średniej taśmy . ±2% ±1,5% ±1%
Nierównomiemość przesuwu taśmy wg DIN ±0,3% ±0,2% ±0,15%
Moment hamowania 6 Gem 6 Gem 6 Gem
Moment dowijania 40 Gem 40 Gem 40 Gem
Moment przewijania 80 Gem 80 Gem 80 Gem
Czas przewijania kasety C60 110s 110s 90 s '
Czas zadziałania autostopu 2s 2s 2s
Pobór prądu przez siinik PRM33 -start - przewijanie 120mA 220 mA 120 mA 220 mA dwa silniki 220 mA 300 mA
K 520
Napęd na koło zamachowe przenoszony jest z siinika przez płaski
pasek gumowy. Dalej, paskiem o przekroju kwadratowym, napę-
dzane jest centralne sprzęgło, a z niego napęd jest odbierany
przez koło zębate dowijania na talerzyk prawy (start). W czasie
przewijania napęd odbierany jest z górnej części sprzęgła central-
nego i przez koła zębate przenoszony na lewy lub prawy talerzyk.
Koła zębate wykonane są z tworzyw sztucznych.
Z modułem sterowania związany jest sposób poszukiwania na-
grań. W wersji podstawowej (magnetofony M8010, M8011) przy
włączonej funkcji „start” (odczyt) wciśnięcie i przytrzymanie kla-
wisza przewijania powoduje szybki przesuw taśmy lekko dotykają-
cej głowicy zapisu/odczytu. Dzięki temu istnieje możliwość kontro-
lowanego przewijania taśmy w kierunku poprzedzającego (CUE)
lub następującego (REVUE) określonego nagrania. W magnetofo-
nach M7010 i M901D funkcjo CUE i REVUE będą zastąpione funk-
cją RSD (Record Selection Device), analogiczną do znanych roz-
wiązań APSS (Automatic Program Search System). Polega ona na
automatycznej identyfikacji przerw między nagraniami. Mianowicie
elektromagnes zwalnia klawisz przewijania przy wciśniętym klawi-
szu „start” (odczyt) w momencie pojawienia się ciszy między
nagraniami trwającej dłużej niż 3 sekundy. W przyszłości, przy za-
stosowaniu odpowiedniego prostego mikroprocesora i pamięci,
będzie możliwe programowanie przez wybór jednego z zapamięta-
nych numerów kolejnych nagrań (przerw).
Z modułem sterowania może być związane jeszcze inne ułatwienie
obsługi. Chodzi mianowicie o wprowadzenie tzw. , wspomagania”
mechanicznego przy naciskaniu klawiszy, dzięki czemu wystarcza
bardzo, lekki („dotykowy”) nacisk na kiawisz. Do tego celu wyko-
rzystuje się energię koła zamachowego. Wewnątrz mechanizmu
wbudowany jest układ krzywka-koło zębate, który współpracuje w
czasie włączania funkcji z kołem zamachów m. Układ ten odłącza
się, nie obciążając koła zamachowego, w czasie normalnej pracy.
Rozwiązanie to zastosowano w magnetofonach M8012, M7012 i
radiomagnetofonie RMS404.
Dysponując mechanizmem „wspomagania”przy włączaniu funkcji,
można pokusić się o elektroniczny posób jego sterowania, a w
konsekwencji o zdalne sterowanie, wykorzy tując elektromagnesy
jako elementy wykonawcze. W ZRK położono nacisk na możliwie
oszczędny wariant takiego sterowania. Przygotowana obecnie wer-
sja mechanizmu zawiera zespół elektromagnesów tak rozwiązany,
by elektroniczny układ sterowania uprościć do niezbędnego mini-
mum. Będzie to mechanizm o dwóch silnikach, z których jeden
napędza koło zamachowe, a drugi - sprzęgło centralne. Znajdzie
on zastosowanie w magnetofonie M9050. Natomiast wartiant dwu-
silnikowy bez elektromagnetycznego wspomagania będzie staso-
wany, jak już wspominaliśmy, w magnetofonach M7012 i M9012.
Tak pomyślana seria mechanizmów K520 umożliwi bez wielkich
zmian oprzyrządowania, produkcję magnetofonów i radiomagneto-
fonów o parametrach, właściwościach eksploatacyjnych i wystroju
wzorniczym konkurencyjnym na rynkach zagranicznych, co znaj-
duje już obecnie wyraz w kontraktach eksportowych. Podkreślmy,
że konstruktorzy tych mechanizmów uzyskali szereg świadectw
patentowych oraz, w 1982 r., nagrody w konkursie „Mistrz Techni-
ki”, organizowanym przez „Żyde Warszawy".
Janusz Makowski, Michał Pro-
niewski
Zakłady Radiowa im. M. Kesprzaka w
Warszawie
19
MIERNICTW '
Łatwy do wykonania w warunkach domowych
PRZYRZĄD UMOŻLIWIA PRZEPRO-
WADZANE POMIARÓW NA TRZECH
OKREŚLONYCH CZĘSTOTLIWOŚ-
CIACH, CO WYSTARCZA W PRAKTY-
CE DO OCENY JAKOŚCI SPRZĘTU.
MIERNIK
ZAWARTOŚCI
HARMONICZNYCH
Zasada działania
Standardowa metoda pomiaru
zawartości harmonicznych wzmacnia-
cza polega na sterowaniu wzmacniacza
napięciem sinusoidalnym o pomijainych
znie ształcemach, a następnie na po-
miarze niekształconego sygnału wyj-
ściowego przez filtr zaporowy, elimi-
nujący sygnał o częs otliwości podsta-
wowej. Sygnał wyjściowy z filtru zapo-
rowego jestsumą szumów i zniekształ-
•- ceń wprowadzonych przez badany
wzmacniacz. Stosunek napięcia tego
sygnału do napięcia składowej podsta-
_ wowej jest właśnie określany jako
współczynnik zawartości harmonicz-
nych h. Napięcie harmonicznych powin-
no być wymierzone przez woltomierz
wartości skutecznych (o charakterysty-
ce kwadratowej). Dla przybliżonej oce-
ny zawartości harmonicznych można
zmierzyć wartość międzyszczytową
tego napięcia za pomocą oscyloskopu.
Najprostszym przykładem filtru zaporo-
wego o dobrych parametrach jest układ
,;podwójne T”, pokazany na rys. 1.
Cżwórnik ten, dostrojony do częstotli-
wości podstawowej sygnału, zapewnia
bardzo duże tłumienie składowej pod-
staw owe' (patrz charakterystyka czę-
stotliwościowa - rys. 1b). Jednakże
dobroć czwórnika Q definiowana jako
stosunek częstotliwości rezonansowej
fo do szerokości charakterystyki
częstotliwościowej na poziomie - 3 dB,
2A fsdB nie jest zbyt duża i wynosi:
fo 1
Z powodu małej dobroci cżwórnik wpro-
wadza również tłumienie harmonicz-
nych, a szczególnie drug ej harmonicz-
nej sygnału wejściowego, co może da-
wać zbyt optymistyczny obraz znie-
kszta ceń. Ponieważ dobroć czwórnika
wynosi Qo = 1 /4, więc szerokość chara-
kterystyki częstotliwościowej wynosi 2
żlfsdB = 4 fo. Tak więc jeszcze dla trze-
ciej harmonicznej czwómik wprowadza
tłumienie 3 dB.
Tłumienie harmonicznych wprowadza
ne przez cżwórnik można zmniejszyć
zwiększając dobroć filtru w układzie fil-
Rys. 1. Czwór t k „podwójne T”
a) schemat, b) charakterystyka czę-
stotlrwosę owa amplitudowa
tru aktywnego, pokazanego na rys. 2.
Zamiast połączyć punkt A czwórnika z
masą, zastosowano tu układ bootstrap
na tra zystorze T3. W ten sposób two-
rzy się dodatnie sprzężenie zwrotne,
powodujące odtłumienie układu, a więc
i wzrost wartości dobroci Q filtru. W da-
nym przypadku wartość dobroci wzra-
sta tylokrotnie, ile wynosi, stosunek re-
zystancji rezystorów R10 i R9:
RIO RIO
e = R9 4R9
(2)
Jeżeli R10/R9 = 10, wtedy dobroć filtru
wynosi Q = 10/4 = 2,5, co praktycznie
eliminuje tłumienie drugiej i dalszych
harmonicznych. Dalsze zwiększanie
dobroci jest możliwe (należy wtedy sko-
rygować stosunek R10/R9), jednak
szerokość pasma filtru maleje, co utru-
dnia pomiar ze względu na np. niestabil-
Rys. 3. Wpływ dobroci na charakte-
rystykę częstotliwościową filtru
1 - charakterystyk i biernego czwór-
nika „podwóne T” Qo=0,25, 2 - cha
rakterystyka filtru aktywnego Q = 10
ność częstotliwości generatora. Na rys.
3 pokazano wpływ dobroci Q na chara-
kterystykę częstotliwościową filtru.
Schemat miernika zawartości harmoni-
cznych zawierającego omówiony filtr
zaporowy pokazano na rys. 4 Czwómik
„podwójne T” składa się z rezystorów
R3 - R7, kondensatorów C2a - C5b i
. 20
f° 21W
fMOkQ
C-C^CyCfźs
Rys. 4. Miernik zawartości harmonicznych z aktywnym filtram „podwójne T”
potencjometrów montażowych P1 - P6,
umożliwiających dokładne dostrojenie
filtru. Filtr zaporowy nie jest przystoso-
wany do przestrajania w całym zakresie
częstotliwości akustycznych, lecz do
pomiaru zawartości harmonicznych dla
kilku ściśle określonych częstotliwości:
100 Hz, 1 kHz i 10 kHz (pomiar punkto-
wy). Zmiana częstotliwości pomiarowej
następuje przez przełączenie konden-
satorów C2a - C5b zamocowanych na
wtyku..
Obliczmy wartości pojemności konden-
satorów dla podanych poprzednio czę-
stotliwości. Ponieważ:
1
C 9 (K ^ IO kQ) (3)
oraz C2a + C2b = C3a + C3b = C4a +
+ C4b = C5a + C5b
więc dla fo = 100 Hz
1 101’
Q _ .________________ __ p _
2ti100Hz104Q 2?i
1
= “ pF = 0,16 jiF (4)
^71
C2a = C3a = C4a = C5a = 150 nF i C2b =
C3b = C4b = C5b = 10nF
dlafo = 1 kHz
C = 16 nF, C2a...C5a = 15 nF i
C2b...C5b = 1 nF
dlafo = 10kHz
C = 1,6 nF, C2a...C5a = 1,5 nF i
C2b...C5b=100pF
Kondensatory czwómika „podwójne T”
są składane, gdyż obliczone pojemnoś-
ci nie są produkowane w szeregu tole-
rancji 5%. Potencjometry montażowe
służą do precyzyjnego dostrojenia filtru,
zapewniając dostrojenie w zakresie
± 10% wartości częstotliwości fo.
Jeśli źródło sygnału ma małą impedan-
cję wyjściową (np. wzmacniacz mocy),
wtedy sygnał steruje bezpośrednio
czwórnikiem „podwójne T” (przełącznik
S w pozycji L). Amplituda sygnału nie
jest ograniczona, gdyż steruje on bez-
pośrednio czwórnikiem. Natomiast jeśli
źródło sygnału ma dużą impedancję
wyjściową, wtedy do pomiaru między
źródło sygnału a czwórnik „podwójne
T” należy włączyć transformator impe-
dancji - wtórnik napięciowy. Wtórnik
ten składa się z tranzystorów T7 i T8, a
przełącznik S powinien być ustawiony
w pozycji H. Obciążeniem wtórnika jest
źródło prądowe na tranzystorze T9.
Sygnał z wyjścia czwórnika „podwójne
T” steruje drugim wtórnikiem składają-
cym się z tranzystorów T1 i T2. Tranzy-
stor T3 pracujący w układzie bootstrap
jest sterowany z dzielnika rezystancyj-
nego R9, R10, określającego dobroć
układu. Jest on włączony w układzie
wtórnika emiterowego, którego obcią-
żeniem jest źródło prądowe - tranzystor
T4. Sygnał zniekształceń jest dostępny
na wyjściu B1 oraz wzmocniony dzie-
sięciokrotnie na wyjściu B2 (wzmocnie-
nie napięciowe wzmacniacza wyjścio-
wego z tranzystorami T5 i T6 jest równe
21
n
MIERNICTWO
stosunkowi rezystancji rezystorów
R14/R16 = 2,2 kQ/220Q = 10).
Układ filtru zaporowego pokazany na
rys. 2 może być również zasilany z zasi-
lacza syme rycznego +15 V, -15 V. W
tym celu masa układu 3 (stara masa)
jest łączona z szyną zasilacza -15 V,
punkt zasilania układu 4 z szyną zasila-
nia +15 V. Natomiast rezystory R13 i
R18 są łączone do szyny zerowej zasi-
lania. Sygnał wejściowy steruje wejście
układu względem szyny zerowej (nowa
masa), podobnie jak sygnały wyjściowe
są pobierane względem szyny zerowej.
I wreszcie między szyną zasilania -15 V
a szyną zerową należy włączyć kon-
densator elektrolityczny o dużej pojem-
ności np. 470 pF (16 V).
Parametry omówionego miernika za-
wartości harmonicznych:
- napięcie zasilania: zasilanie asyme-
tryczne +UZ = +24...30 V lub zasilanie
symetryczne ,+Uz = +12...15 V, -Uz =
-12...-15V,
- pobór prądu ok. 20 mA,
częstotliwość pomiarowa fo zależna
od wartości pojemności włączonego
zespołu kondensatorów C2 - C5,
- zakres mierzonych wartości zawarto-
ści harmonicznych h: na wyjściu B1
1% < h < 100%, na wyjściu B2
0,05% < h < 10%,
- zakres dostrojenia filtru zaporowego
±10%fo.
Wykaz elementów
Rezystory: wszystkie MŁT 0,25 W/5%
Potencjomety montażowe: typu
TVP-114
Kondensatory
C1 - 0,33 yF, kondensator poliestrowy
typu MKSE,
C2a, C2b, C3a, C3b, C4a, C4b, C5a,
C5b - kondensator styrofleksowy typu
KSF, wartość wg opisu w tekście, tole-
rancja 5%,
C6, C8, C12 - 4,7 nF, kondensator sty-
rofleksowy typu KSF lub ferroelektrycz-
ny typu KFPf, tolerancja 20%,
C7, C9 - 1 pF, kondensator poliestrowy
typu MKSE,
C10 - 22 pF/25 V, kondensator elektro-
ityczny
Ci 1 - 100 pF/10 V, kondensator ele-
ktrolityczny,
013, C14 - 100 nF, kondensator polie-
i strowy typu MKSE lub ferroelektryczny
typu KFPf,
Tranzystory i diody
T1, T3, T4, T5, T7 - tranzystor BC107B
lubBC147B,
T2, T6, T8 - tranzystor BC177B łub
BC157B,
D1, D2 - dioda krzemowa impulsowa
np. typu BAVP17 - BAVP21 lub dioda
uniwersalna np. typu BYP401.
Rys. 5. Płytka drukowana miernika zawartości harmonicznych
Układy elektroniczne miernika zmonto-
wano na płytce drukowanej, której pro-
jekt pokazano na rys. 5. Ze względu na
dość duży zakres dostrojenia filtru
(±10% fo), tolerancja kondensatorów
może wynosić 5%. Kondensatory dla
danej wartości częstotliwości f0 mogą
być zamocowane na wtyku, który na
czas pomiaru włącza się do gniazda za-
mocowanego bezpośrednio na płytce.
Do przełączania częstotliwości fo moż-
na także wykorzystać przełącznik trój-
sekcyjny.
Pomiar
Do wejścia badanego wzmacniacza na-
leży doprowadzić sygnał sinusoidalny o
częstotliwości fo i małych zniekształce-
niach nielinearnych (poziom zniekształ-
ceń nielinearnych tego sygnału powi-
nien być znacznie mniejszy od poziomu
zniekształceń wnoszonych przez
wzmacniacz). Pierwszą czynnością jest
ustawienie amplitudy sygnału wyjścio-
wego wzmacniacza, dla której będą
mierzone zniekształcenia. Za pomocą
oscyloskopu należy zmierzyć wartość
międzyszczytową sygnału ze wzmac-
niacza podawanego na wejście filtru
Uwess. Następnie, obserwując sygnał
wyjściowy filtru zaporowego na wyjściu
B1, przy potencjometrach montażo-
wych P1 - P6 w położeniach środko-
wych, należy tak ustawić częstotliwość
sygnału generatora, by sygnał wyjścio-
wy był minimalny. Z kolei za pomocą
potencjometrów P1 i P4 ustawia się
minimalny poziom sygnału wyjściowego
(kalibracja zgrubna). Podczas dalszego
strojenia dobiera się ustawienia poten-
cjometrów P2, P3 i P5, P6 zapewniają-
ce minimalny sygnał wyjściowy tj. naj-
skuteczniejsze tłumienie składowej
podstawowej. Sygnał na wyjściu B1
odpowiada wówczas sygnałowi znie-
kształceń wprowadzonych przez mie-
rzony wzmacniacz.
Wartość szczytową zawartości harmo-
nicznych można wyznaczyć z naśtępu-
jących zależności:
U wyss
h — —-------100% dla wyjścia BI (5)
wess
oraz
h = -yy-----10% dla wyjścia B2 (6)
Łz wess
gdzie Uwyss - jest wartością między-
szczytową sygnału zniekształceń na
wyjściu filtru. Z wyjścia B2 korzysta się
wtedy, gdy czułość oscyloskopu jest
zbyt mała. Podane wzory są słuszne,
gdy wzmocnienie napięciowe układu poza
pasmem zaporowym filtru wynosi 1.
Łącząc kaskadowo dwa fitlry zaporowe
można mierzyć zawartość harmonicz-
nych od 0,005%. Przez niewielkie roz-
sunięcie częstotliwości środkowych
dwóch kaskadowo połączonych filtrów
można uzyskać szersze pasmo zaporo-
we wypadkowego filtru, dzięki czemu
dryft częstotliwości generatora sygnału
nie zniekształca pomiaru. W przypadku,
gdy wykorzystuje się wyjście B2 dru-
ccL na stronie 24
Mgr inż. Tomasz J.
Zębalski, 35, absol-
went Wydziału Elektro-
niki Politechniki War-
szawskiej. Pracuje nau-
kowo w Instytucie Tele-
komunikacji PW. Spe-'
cjalność: Cyfrowe prze-
twarzanie sygnałów.
22
AV- HOBBY
KONSTRUKCJA SPRAWDZONA W PRAKTYCE
I STEREOFONICZNY SAMOCHODOWY
KOREKTOR - BUSTER
DODATKOWY WZMACNIACZ PO PRZYŁĄCZENIU DO
GNIAZD GŁOŚNIKOWYCH PODNOSI MOC WYJŚCIOWĄ
ODBIORNIKA LUB MAGNETOFONU DO 2 x 18 W.
Ciasnota wewnątrz samochodu i hałas podczas jazdy nie
sprzyjają dobremu odbiorowi dźwięków płynących z radio-
odbiornika. Sposobem na polepszenie komfortu słuchania
audycji w samochodzie może być znacżne zwiększenie mocy
wyjściowej urządzeń elektroakustycznych. Tymczasem typo-
we konstrukcje radioodbiorników lub radioodtwarzaczy sa-
mochodowych oparte są o wzmacniacze na monolitycznych
układach scalonych o mocy 4...5 W przy impedancji obciąże-
nia 4 Q.
Moc wyjściowa samochodowych urządzeń nagłośniających
ograniczona jest z jednej strony wartością napięcia zasilania
(12...14,4 V), z drugiej zaś wartością impedancji obciążenia
(4 Q). Próby stosowania impedancji obciążenia mniejszej
(2 Q) nie przyjęły się. Tak więc uzyskanie większej mocy
wyjściowej akustycznego sprzętu samochodowego wymaga
wprowadzenia przetwornicy napięcia bądź modyfikacji ukła-
dowych w rodzaju wzmacniacza mocy z wyjściem transfor-
matorowym lub dwóch wzmacniaczy pracujących w układzie
mostkowym. To ostatnie rozwiązanie jest równoważne zasto-
sowaniu wzmacniacza pojedynczego zasilanego napięciem
dwukrotnie wyższym, co w efekcie pozwala na uzyskanie
czterokrotnie większej mocy wyjściowej dla tej samej warto-
ści impedancji obciążenia. Należy jednak pamiętać, że ze
względu na małą objętość wnętrza samochodu oraz ograni-
czone gabaryty zestawów głośnikowych, uzyskiwana jakość
nagłośnienia nawet przy zwiększonej mocy wyjściowej po-
zostawia wiele do życzenia.
Wyraźną poprawę można uzyskać stosując dodatkowo ko-
rektor częstotliwości (ang. eąualizer), umożliwiający dobra-
nie odpowiedniej charakterystyki częstotliwościowej całego
toru elektroakustycznego do warunków pracy i użytkowa-
nych źródeł sygnału. Praktyka wykazała, że dla tych potrzeb
wystarczający jest korektor częstotliwości z oddzielną re-
gulacją wzmocnienia na pięciu następujących częstotliwoś-
ciach pasma akustycznego: 60 Hz, 250 Hz, 1 kHz, 3,5 kHz i
12 kHz.
Ze względu na miejsce pracy w torze elektroakustycznym
stereofoniczny wzmacniacz mocy - buster (ang. booster) i
korektor częstotliwości mogą być wykonąne w postaci jedne-
go urządzenia współpracującego od strpny wejścia z radio-
odbiornikiem, odtwarzaczem, radioodtwarzaczem lub ww.
urządzeniami wykonanymi w postaci segmentowej, zaś od
strony wyjścia - z dwoma lub czterema zestawami głośniko-
wymi o odpowiedniej impedancji wewnętrznej. Sposób połą-
czenia urządzeń nagłośniających wysokiej klasy w samocho-
dzie przedstawiono na schemacie blokowym (rys. 1).
OPIS DZIAŁANIA URZĄDZENIA
Schemat ideowy korektora-bustera przedstawia rys. 2. Urzą-
dzenie można podzielić na dwa bloki funkcjonalne:
- korektor z układem wejściowym (Tl 01 ...T107)
- wzmacniacz mocy w układzie mostkowym (US101,
US102).
I Odtwarzacz
* Azfeng fadK-edtmmaz 7
'Radio
! IM?
Korektor -
booster
“W
*Z?|/
Rys, 1. Schemat blokowy połączeń korektora-bustera z
urządzeniami współpracującymi
Sygnał wejściowy, zmniejszony dzielnikiem R101-R102, po-
przez wtórnik emiterowy T101 steruje tranzystorem T102,
pracującym w układzie wspólnego emitera. Potencjometry
P101...P105 pozwalają na regulację wzmocnienia korektora
kolejno dla częstotliwości 60 Hz, 250 Hz, 1 kHz, 3,5 kHz, 12
kHz. Częstotliwości te są wybierane przez szeregowe układy
RLG dołączone do ślizgaczy potencjometrów. Taki układ ma
dla określonej częstotliwości (rezonansowej) minimum impe-
dancji. W położeniu „B” ślizgacza potencjometru (rys. 3),
układ rezonansowy dołącza się równolegle do rezystora
emiterowego R102 tranzystora T102, powodując wzrost
wzmocnienia tego stopnia. Wzrasta ono tym bardziej, im
mniejszą impedancję ma obwód RLC, a więc najbardziej dla
częstotliwości rezonansowej f0. Dla częstotliwości różnych
od fo impedancja ta rośnie, sprzężenie zwrotne w emiterze
również, a więc wzmocnienie tranzystora T102 maleje.
Jeżeli ślizgacz potencjometru „P” jest w położeniu „A”, to
obwód RLC bocznikuje obwód kolektorowy T102 (rezystor
R109). Zwieranie R109 powoduje analogiczny spadek
wzmocnienia T102. Krzywe pokazujące charakterystyki
regulacji dla każdego z potencjometrów przedstawia wykres
na rys. 4.
Indukcyjności w obwodach rezonansowych zostały zasymu-
lowane układami aktywnymi na tranzystorach T103...T107.
Inż. Bogusław Wilkosz, 52, absolwent Wydzia-
łu Samochodów i Ciągników Politechniki War-
szawskiej. Pracuje od 1977 r. w COBRES-
PU jako kierownik pracowni konstrukcji mecha-
nicznych.
Mgr Inż. Kazimierz Monkiewicz, 29, absolwent
Wydziału Elektroniki Politechniki Warszawskiej
Pracuje od 1979 r. w COBRESPU. Specjalność:
aparatura elektroniczna.
23
n - AM-HOBBY
MIERNICTWO
giego filtru, zawartość harmonicznych
jest określona następująco:
U
wyss
h=T--------1% (7)
wess
Wyjaśnienia wymaga interpretacja syg-
nału wyjściowego filtru zaporowego. W
większości przypadków sygnał ten po
odfiltrowaniu składowej podstawowej
jest po prostu sumą harmonicznych i
wtedy usprawiedliwione jest określenie
„zawartość harmonicznych”. Jednak w,
pewnych przypadkach do sygnału har-
monicznych może być dodane napięcie
szumów oraz ewentualnie napięcie za-
kłóceń np. przydżwięk sieci. W takim
przypadku słuszniejsze jest określenie
„zawartość zniekształceń”. Napięcie
szumów może być porównywalne z na-
pięciem harmonicznych, gdy poziom
sygnału na wejściu filtru jest mały i
mała jest również zawartość harmo-
nicznych w tym sygnale. Wpływ przy-
dżwięku sieci na pomiar zawartości
harmonicznych można wyeliminować
mierząc sygnał na wolnej podstawie
czasu oscyloskopu, co pozwoli na wi-
zualne oddzielenie sygnału harmoni-
cznych od sygnału przydżwięku sieci.
Tomasz J. Zębalski
24
Rys. 4. Charakterystyki częstotliwościowe poszczególnych
filtrów korektora
Uzupełnieniem ww. parametrów są przebiegi współczynni-
ka zawartości harmonicznych w funkcji mocy wyjściowej
(rys. 5) Oraz charakterystyki częstotliwościowe poszcze-
gólnych filtrów (rys. 4) i częstotliwościowa charakterystyka
wypadkowa urządzenia dla trzech pozycji (min, 0, max) re-
gulatorów korektora (rys. 6). Pomiary charakterystyk czę-
stotliwościowych zostały wykonane za pomocą zestawu
pomiarowego firmy Bruel-Kjaer.
bezpieczający głośnik. W przypadku uszkodzenia któregoś
ze wzmacniaczy mogło by się pojawić stałe napięcie na głoś-
niku i spowodować jego uszkodzenie. Przy mocach bliskich
maksymalnej dla efektywnego obciążenia 2 Q sprawność
układu TDA2002 wynosi ok. 60%. Tak więc stereofoniczny
buster może pobierać prąd szczytowy ok. 4 A. Z tego powodu
jako element załączający zasilanie zastosowano przekaźnik.
Przekaźnik ten może być przełączany sygnałem do sterowa-
nia anteny automatycznej. Takie rozwiązanie tworzy z zesta-
wu radio (radioodtwarzacz) - korektor-buster zintegrowane
samochodowe urządzenie akustyczne, włączane jednym
wyłącznikiem zasilania radia lub radioodtwarzacza. Filtr L1,
0125,0225 służy do eliminacji zakłóceń.
Należy pamiętać, że mostkowy układ wyjściowy ma wyjście
symetryczne. Żadnego z przewodów wyjściowych (głośniko-
wych) nie wolno więc łączyć z masą. Może to bowiem spowo-
dować uszkodzenie wzmacniacza.
Prezentowane rozwiązanie konstrukcyjne stereofonicznego
koręktora-bustera zostało zrealizowane na trzech płytkach
drukowanych:
1) płytce głównej (MAIN PCB), zawierającej układy wejścio-
we korektora oraz wzmacniacze mocy,
2) płytce obwodów RLC (EQ PCB), zawierającej filtry dla
obydwu kanałów korektora-bustera,
3) płytce potencjometrów (POT PCB), zawierającej po-
tencjometry P101...P105 i przełącznik umożliwiający wybie-
ranie zestawów głośnikowych przód-tył.
PODSTAWOWE PARAMETRY
TECHNICZNO-EKSPLOATACYJNE
- maksymalna moc yvyjściowa (przy Robc = 4 0;
Uz=14,4V;f=1 kHz;h«S 10%) 2x18 W
- współczynnik zawartości harmonicznych
(przy Robc = 4 O; Uz = 14,4 V; Pwy = 10 W;
f=1kHz) <1%
- zniekształcenie intermodulacyjne
(przy Robc = 4 O; Uz = 14,4 V; Pwy = 10 W) 0,5%
- pasmo przenoszenia (przy spadku na krańcach
pasma 1,5 dB i mocy wyjściowej 1,5 W) 35 Hz...100 kHz
- pobór prądu spoczynkowy (bez sygnału) 0,4 A
- pobór mocy przy maksymalnej .
mocy wyjściowej ok. 56 W
- napięcie wejściowe
(przy Pwy — 15W) 3V
- częstotliwości środkowe
filtrów korektora 60 Hz, 250 Hz, 1 kHz, 3,5 kHz, 12 kHz
- zakres regulacji filtrów w korektorze
dla poszczególnych częstotliwości
środkowych ± 10 dB
- wymiary: 140 x 50 x 90 mm
Rys. 5. Zależność wartości współczynnika zawartości har-
monicznych od mocy wyjściowej
Rys. 6. Wypadkowe charakterystyki częstotliwościowe ko-
rektora-bustera dia trzech położeń (min, O, max) regulato-
rów korektora
KONSTRUKCJA MECHANICZNA
Obudowa korektora-bustera składa się z czterech podsta-
wowych elementów: płyty czołowej (rys. 7, poz. 1), chassis
(rys. 7, poz. 2) i dwóch jednakowych osłon (rys. 7, poz. 6).
Wzajemne położenie części ilustruje rysunek. Płytki druko-
wane z układami elektronicznymi umieszczone są w chas-
sis w ten sposób, że ich występy na obwodzie wchodzą w
odpowiednie otwory w chassis. Sprężyste rozchylenie ra-
mion chassis pozwala na łatwe umieszczenie zespołu pły-
tek drukowanych na swoim miejscu. Występy płytek druko-
wanych, wchodząc w otwory chassis, blokują je w po-
łożeniu roboczym. Osłony, górna i dolna, są moco-
wane do chassis ośmioma wkrętami, w tym cztery z nich
służą równocześnie do mocowania bocznych wsporników
(rys. 7, poz. 23). Odpowiednio ukształtowane przednie kra-
wędzie osłon wchodzą w wycięcie wykonane na obwodzie
25
AV- HOBBY
w
13
12
.6
7
1
24-
f
Rys. 7. Zestawienie montażowe korektora-
bustera
1 - płyta czołowa, 2 - chassis, 3 - płytka po-
tencjometrów, 4 - płytka korektora, 5 - płyt-
ka wzmacniacza mocy, 6 - osłona, 7 - wkręt,
8 - podkładka 9 - nakrętka,, 10 - podkładka
sprężysta, 11 - podkładka, 12 - wkręt, 13 -
przewód, 14 - gniazdo korektorowe, 15 -
kławisz, 16 -r klawisz, 17 - wtyk, 18 - prze-
wód, 19 - trzymacz sznura, 20 - gniazdo, 22
- oprawka bezpiecznika, 23 - wspornik
e
5
4
3
11
W
S
^Antena
WiM po zdjęciu Psiemu poz S
-0-
Pnad
/ Tył
/ 20-.20W
L
płyty czołowej, unieruchomiając i mocując ją jednocześnie.
Wsporniki boczne, dzięki celowemu rozstawieniu wkrętów
osłony można umocować na kilkanaście sposobów. Klawi-
sze potencjometrów (rys. 7, poz. 16) są osadzone sprężyś-
cie. Podobnie sprężyście zatrzaskiwane są w otworach tyl-
nej ściany chassis gniazda głośników oraz trzymacze
sznurów.
Osłony i chassis są wykonane z blachy stalowdj do tłocze-
nia, natomiast płyta czołowa z tworzywa sztucznego meto-
dą wtrysku. Samemu można wykonać płytę czołową np. z
rezotekstu metodą klejenia. Elementy metalowe można wy-
konać, oczywiście, z dowolnego gatunku blachy. Obrób-
ka galwaniczna - np. cynkowanie - i wykończenia lakierni-
cze dopełniają całości.
26
Rys. 8 b. Płytka potencjometrów - widok od strony druku
Schematy montażowe płytek drukowanych korektora-bustera przedstawiono na rys. 9 i 10
WYKAZ ELEMENTÓW I Kondensatory tantalowe
Rezystory: wszystkie RWW 0,125 W C109, C209 - 0,47 pF/35 V
Kondensatory elektrolityczne U/04 C127, C227, C107, C207-2,2 pF/16 V
C102, C202, C106- 22 pF/16 V C118, C218, C101, C201, C103, C203, C104,
C117-47 pF/16 V C204- 10 pF/16 V
C124, C224-1000 pF/16 V | C119, C219, C126, C226-22 pF/6 V
Rys. 9 a. Schemat montażowy płytki korektora (EQ PCB)
Rys. 9 b. Płytka korektora od strony druku
27
99
AV- HOBBY
Rys. 10 b. Płytka wzmacniacza mocy - widok od strony druku
cd. wykazu elementów
Kondensatory foliowe MKSE 020/100 V
C110, 0210-10 nF
C108,0208 - 22 nF
0113,0123 - 33 nF
0111,0211,0122, 0222, 0123, 0223, 0125,
0225-100 nF
Kondensatory styrofleksowe KSF-030
0114,0214-1 nF
0112,0212—3,3 nF
Kondensatory styrofleksowe KSF-020
0116, 0216 - 680 pF
Kondensatory monolityczne KCpM
0115,0215-10 nF
Potencjometry SVP 304 G
P101 ...P105- 2 x 10 kQA
Tranzystory
T101 ...T107, T201 ...T207 - BC413
Układy scalone
US101, US201, US102, US202 - TDA2002
Dioda świecąca:
D1 -CQP431
Przekaźnik
Pk1 -MTWd-6-162-3
inne
Dławik L1 -0,1 mH
Wkładki bezpiecznikowe B101, B201 - WTA 250 V - 2,5 A
28
TECHNIKA CYFROWA DIA WSZYSTKICH
Komputer domowy do samodzielnego wykonania (2)
Mikrokomputer
COBRA 1
KALKULACJA KOSZTÓW NIEZBĘD-
NYCH PODZESPOŁÓW, PARAMETRY
MIKROPROCESORA Z-80 1 PIERWSZA
CZĘŚĆ PEŁNEJ LISTY ROZKAZÓW.
Koszt wykonania mikrokomputera
Zapowiedziana w pierwszym artykule
wstępna kalkulacja kosztów w oparciu
o ceny wolnorynkowe niezbędnych ele-
mentów jest następująca:
sztuk cena
- mikroprocesor Z-80 1 5000 zł
- pamięć RAM 4116 8 12000 zł
- pamięć EPROM 2716 1 3000 zł
- układ l/O 7855 1 1500 zł
- zestyki kontaktro- -
nowe 40 2500 zł
- układy dodatkowe 2114 2
do monitora ekrano-
wego 7493 5
74157 2
7816 2
7408 2
7404 2
74165 1
7474 2
oraz generator znaków 6000 zł
Razem: ok. 30000 zl
W powyższym zestawieniu nie wymie-
niono elementów biernych, diod, pod-
stawek i innych prostych podzespołów
pomocniczych wchodzących w skład
budowanego systemu. Ich łączny koszt
nie przekroczy 2 tys. zł.
Tak więc koszt całego naszego przed-
sięwzięcia możemy szacować na
32 000 zł. Nie wliczono tu wydatków
związanych z obudową i zasilaczem. W
ramach pewnych oszczędności wyko-
nawca może np. zrezygnować z zesty-
ków kontaktronowych przy budowie
klawiatury na rzecz opracowanych i
wykonywanych we własnym zakresie.
Opis mikroprocesora Z-80
i listy rozkazów
Mikroprocesor Z-80 opracowany został
w firmie ZILOG i jest przedstawicielem
mikroprocesorów zaliczanych do III ge-
neracji. Wykonano go w technologii
nMOS z bramką krzemową. Zawiera
około 8500 tranzystorów. Wykonuje
158 instrukcji (liczba publikowana
przez firmę), w tym 78 instrukcji mikro-
procesora 8080. Jego rejestry przed-
stawione są na rys. 1.
Rys. 1..Rejestry mikroprocesora Ż-80
Podstawowe właściwości techniczne:
- długość słowa
(szyna danych) 8 bitów
- szyna adresowa 16 bitów
- rejstry 8-bitowe 18
- rejestry 16-bitowe 4
- liczba instrukcji
(publikowanych) 158
- liczba sposobów
adresowania 10
- maksymalna często-
tliwość zegara Z-80 2,5 MHz
Z-80A 4 MHz
- napięcie zasilania + 5V
- obudowa DIL (40 wypro-
wadzeń)
- wielopoziomowy wektorowy system
przerwań (dwa rodzaje)
- możliwość bezpośredniej współpracy
z dynamicznymi pamięciami RAM. »
Oprócz dużej liczby rejestrów i bogatej
listy rozkazów na uwagę zasługuje roz-
budowany system przerwań.
Jak wyżej wspomniano, w mikroproce-
sorze zastosowano dwa rodzaje przer-
wań:
a) maskowane
b) niemaskowane.
Przerwanie maskowane może wygene-
rować trzy odpowiedzi: IMG, IM1, 1M2.
Odpowiedź IMO jest identyczna jak w
8080.
Adres obsługi przerwania umieszczony
jest na stronie zerowej obszaru pamięci
i może mieć osiem wartości:
RST 0-0000
RST 1-0008
RST 2-0010
RST 3-0018
RST 4-0020 ‘
RST 5-0028
RST 6-0030
RST 7-0038
Odpowiedź IM1 odpowiada rodzajowi
przerwania zrealizowanego w systemie
8080. przez podanie potencjału 12 V
przez rezystor na wyprowadzenie INTA
8228-(Adres 0038).
Odpowiedź IM2 jest też ustawiana w
trakcie realizowanego programu. Urzą-
dzenie wysyłające przerwanie musi być
w tym przypadku zaopatrzone w doda
tkowy rejestr, w którym będzie umiesz-
czony młodszy segment adresu wekto-
ra obsługi przerwania. Sposób obsługi
przedstawiony jest na rys. 2.
Przerwanie niemaskowane powoduje
bezwarunkowy skok do adresu 0066.
Mi kroprocesor Z-80 posiada następu-
jące wyprowadzenia funkcjonalne (rys.
D0-D7 - ośmiobitowa dwukierunkowa szy-
na danych
A0-A15 - 16-bitowa szyna adresowa
0 - wejście fazy zegara
Vcc +5V (zasilanie)
INT - wejście przerwania maskowanego
NMI - wejście przerwania
_____ niemagkowanego
HALT - po wykonaniu instrukcji HALT łT
wyjście przechodzi w stan niski
MREQ - wyjście aktywne podczas obsługi
_____ pamięci
IORQ - wyjście aktywne podczas obsługi
układów l/O lub potwierdzenia
przerwania
RD - wyjście aktywne podczas
przesyłania danej do procesora
WR - wyjście aktywne podczas
_____ . wysyłania danej z procesora
BUSAK - wyjście sygnału potwierdzającego
przejście wyjść szyny danych,
adresowej i sterującej w stan
-____ wysokiej impedancji
WAIT - wejście powodujące wydłużenie
cyklu instrukcji np. przy
współpracy procesora z wolnym
urządzeniem zewnętrznym
BUSRQ - wejście sygnału żądającego
przejścia w stan wysokiej
impedyncji szyny danych,
adresowej i sterującej
RESET - wejście sygnału kasującego
licznik programu PC (0000) i
ustawiającego IM0
M1 - wyjście sygnału, podczas którego
następuje pobranie kodu instrukcji
(cykl FETCH) lub potwierdzenie
_____ przerwania
RFSH - wyjście sygnalizujące obecność
adresu odświeżanej kolumny
komórek pamięci
GND masa układu.
29
99
TECHNIKA CYFROWA DLA WSZYSTKICH
Mi-2
AIS—3
AK—4
AI5— S
j-rt
1/4-1
D3 -»
40
'-m
39 -AS
3S—A8
31-Al
05 —
ffS-
Va-
02 —
4 B7 -
9
V l-80
n
li
13
ÓS
35
34
33-A3
~A6
~A5
-A4
jjrr—iB
hhJ— n
HALT— it
JM—ko
12—ŹA.H
Rvs. 2. Obsłuaa orzerwań mikroorocesora
O możliwościach programowych mikro-
procesora Z-80 decyduje zbiór 158 in-
strukcji. Są to następujące rodzaje in-
strukcji:
a) ładowania i modyfikacji zawartości
pamięci i rejestrów
b) przesyłania i przeszukiwania obsza-
rów pamięci
c) operacji arytmetycznych i logicznych
d) rotacji i cyrkulacji zawartości reje-
strów i pamięci
Rys. 3. Wyprowadzenia mikroprocesora Z-80
e) ustawiania bitów (SET, RESET,
|TEST)
f) skoków bezwarunkowych, warunko-
wych, wywoływania podprogramów, po-
wrotów z podprogramów
g) obsługi We-Wy (l/O)
h) sterowania stanu procesora.
Przedstawiamy pierwszą część pełnej
listy rozkazów mikroprocesora Z-80.
Dokończenie listy rozkazów oraz lista
szczegółowych kodów podana będzie w
następnym numerze.
Andrzej Sirko
Grzegorz Gancarz
i 1'
II 2
I ! IMNEMONIKS I ! 1 OPERAND ! t OPIS II f IIMNEMONIK* II r OPERAND ! t OPIS I I I
I IN ! ArFORT ! PRZESŁANIE DO AKUMULATORA Z 1/0 II ! I EB3 <-- EB3-1 I
I 1 ł ADRES AO-A7:PORT? AC-AlSsCAl II ! l EHL3 <— IHLJ-1 I
1 ! i FAT <— FP0RT3 II 1 1 I
i r II OUT ! PORT,A I PRZESŁANIE Z AKUMULATORA DO 1/0 I
I IN ! REG,(C) ! PRZESŁANIE DO REJESTRU Z 1/0 AURĘ- II ! 1 ADRES AO-A75PORT5 A8-A15:CA3 I
I t fr SOUANEGO PRZEZ REJESTR C 5JEŻELI II ! 1 CP0RT3 <— IA3 I
I t ł DRUGI BAJT =0 TO BITY STANU (FLAGI) II » I
I t ł SA AKTYWNE II OUT ! (C) ,REG I PRZESŁANIE ZREJESTRU DO 1/0 ADRESO-I
I r » CREG3 <— CIC33 II t i UFNEGO PRZEZ REJESTR C I
i r t II t y TFC33 <— EREG3 I
1 INIR ! t PRZESŁANIE BLOKU DANYCH DO PAMIĘCI II OUTIR I i PRZESŁANIE BLOKU DANYCH Z PAMIĘCI I
I ł f ADRESOWANEJ PRZEZ PARĘ HL Z 1/0 A- II I i ADRESOWANEJ PRZEZ HL DO 1/0 ADRESO-I
I t r DRESOWANEGO PRZEZ REJESTR C ? IN- II t i WANEGO PRZEZ REJESTR C ? INSTRUKCJAI
I t STRUKCJA PRACUJE U PĘTLI DO CB3=0? II ! i PRACUJE W PĘTLI DO tB3=O5 UYKONANIEI
I f t WYKONANIE OD NIŻSZYCH ADRESÓW DO II r i OD NIŻSZYCH ADRESÓW DO WYŻSZYCH I
I t t WYŻSZYCH II r i CCC33 (-- CCHL33 I
I I r CIHL33 <— CEC33 II ! l EB3 (— EB3-1 I
I ł r [B3 <— CB3-1 II r ! CHL3 <— CHL3+1 I
I ! t CHL3 <— CHL3+1 II t ! I
I I 1 11 OUTDR ! t TEKST JAK POPRZEDNI JEDYNIE WYKONA- -I
I INDR ! t TEKST JAK POPRZEDNI JEDYNIE WYKONA- -II •- i NIE OD WYŻSZYCH ADRESÓW DO NIZSZYCHI
I t t NIE OH WYŻSZYCH ADRESÓW DO NIZSZYCHII ! i CCCJ3 <— rtHLJI I
I • EEHL33 <— EIC33 II ! i EB3 <— CB3-1 I
I t » CB3 <— IB3-1 II t i EHL3 <— CHL3-1 I
I ! » IHL3 <-- CHL3-1 II ! ; I
I t y II OUTI ! t PRZESŁANIE BAJTU DANYCH Z PAMIĘCI I
I INI ! y PRZESŁANIE BAJTU DANYCH DO PAMIĘCI II 1 i ADRESOWANEJ PRZEZ HL DO IZO ADRESO-I
I ! f ADRESOWANEJ PRZEZ PARĘ HL Z 1/0 A- II I i WANEGO PRZEZ REJESTR C I LICZNIK I
I ! t DRESOWANEGO PRZEZ REJESTR C , II • t BAJTÓW ZMNIEJSZANY, ADRES ZWIĘKSZA- -I
I ł t ZMNIEJSZANIE LICZNIKA BAJTOWI II ! i NY I
I ! t ZWIĘKSZANIE ADRESU II ! i ECC33 <— ICHL33 I
I ! y CIHL33 <— EIC33 II ! i tBl <— CB3-1 I
I ł ł EB3 <— CB3-1 II r i EHL3 <— CHL3+1 I
I • r CHL3 <— CHL3+1 II • t I
I t t II OUTD I t TEKST JAK POPRZEDNI JEDYNIE LICZNIKI
I II© ! TEKST JAK POPRZEDNI JEDYNIE ZMNIEJ-II I t BAJTÓW I ADRES ZMNIEJSZANY I
I ! » SZANIE LICZNIKA BAJTÓW I ADRESU II i ł CCC33 <— CEHL33 I
I r t CEHL33 <— [CC33 Ii » i CB3 <— CB3-1 I
30
I 3 II 4 1
I ! » CHL3 <— IHL3-1 II LD » A, <BC) ! PRZESŁANIE DO AKUMULA IUKA ZA-1
I t ł II • A,(DE) • WARTOŚCI PAMIĘCI 0 ADRESIE BC1
I LD I A,(ADDR) • PRZESŁANIE DO AKUMULATORA ZA-II ! ! LUB DE I
I • t WARTOŚCI PAMIĘCI 0 ADRESIE II • ! CA3 <— ECBC33 LUB I
I ł r ADDR II ! ! EA3 <— CEDE33 I
I ! i ŁAT <— EADDR3 II ! ! I
I ! f II LD I REG,(HL) ! PRZESŁANIE DO REJESTRU ZAWAR-I
I LD f HL.(ADDR) ! PRZESŁANIE DO PARY HŁ DWÓCH II ! ! TOSCI PAMIĘCI 0 ADRESIE HL 1
I » ! BAJTÓW PAMIĘCI OD ADRESU ADDRII ! ! CREG3 <— EEHL33 I
I t ? CHI CADDR+13, II f - I
I f J tL3 <-- CADDR3 II LD t (BC),A ! PRZESŁANIE Z AKUMULATORA DO I
I t J II • (DE),A । PAMIĘCI 0 ADRESIE BC LUB DE I
I LD • RP, (ADDR) ! PRZESŁANIE DO PARY REJESTRÓW II ! ! CEBC33 <— EA3 LUB I
I I IX,(ADDR) ! LUB REJESTRU INDEKSOWEGO II 1 ! CCDE33 <— EA3 I
I ! IY, (ADDR) I DWÓCH BAJTÓW PAMIĘCI OD II ! ł I
I I • ADRESU ADDR II LD ! (HL).REG I PRZESŁANIE Z REJESTRU DO PA- I
I ! ! ERP(HI)3 ( — EADDR+13 II 1 ! MIĘCI 0 ADRESIE HL I
I ! ! CRP(LO)3 <— [ADDR3 II ! I CCHL33 <— CREG3 I
I ! • CIX(HI)3 <— CADDR+13 II ! 1 I
I ! ! CIX(LO)3 < — CADDR3 II LD ! REG,(IX+DISP) ! PRZESŁANIE DO REJESTRU ZAWAR-I
I • ł CIY(HI)3 <— CADDR+13 II ! REG,(IY+DISP) ! TOSCI PAMIĘCI 0 ADRESIE I
I ! ł CIY(LO)3 < — CADDR3 II ! ! WZGLĘDNYM IX+DISP LUB IY+DISPI
I ! ! II ! ! EREG3 <— CCIX3+DISP3 LUB I
I LD ! (ADDR),A ! PRZESŁANIE Z AKUMULATORA DO II ! ! CREG3 <-- CEIY3+DISP3 I
I ► ! PAMIĘCI 0 ADRESIE ADDR II ! ! I
I t • CADDR3 <— CA3 II LD t (IX+DISP) ,REG ! PRZESŁANIE Z REJESTRU DO PA- I
I t ! II ! (IY+DISP),REG I MIĘCI 0 ADRESIE WZGLĘDNYM I
I LD • (ADDR),HL ! PRZESŁANIE PARY HL DO PAMIECIII ! ! IX+DISP LUB IY+DISP I
I ! • OD ADRESU ADDR II ! ! ECIX3+DISP3 <— CREG3 LUB I
I I ! CADDR+13 <— CHI II ! ! EEIY3 +DISP3 <— EREG3 I
I » t CADDR3 <— CL3 II ! ! I
I ! 1 • II LDIR ! ! PRZESŁANIE BLOKU DANYCH Z PA-I
I LD I (ADDR),RP 1 PRZESŁANIE FARY REJESTRÓW LUBII I ! MIĘCI 0 ADRESIE HL DO PAMIĘCII
I • <ADDR)»IX ! REJESTRU INDEKSOWEGO DO PA- II ! ! 0 ADRESIE DE? INSTRUKCJA PRA-I
I t (ADDR),IY • MIĘCI OD ADRESU ADDR II ! ! CUJE W PĘTLI DO EBC3=O? WYKO-I
I • ! CADDR+13 <— CRP<HI)3 II ! ! NANIE OD NIŻSZYCH ADRESÓW DO I
i 1 s CADDR3 <— CRP(LÓ)3 II ! ! WYŻSZYCH I
i f ! CADDR+13 <— CIX(HI)3 II ! ! EEDE33 <— CEHL33 I
i ł r CADDR3 <— CIX(LO)3 II ! ! CDE3 <— EDE3+1 I
i I 1 CADDR+-13 <— CIY(HI)3 II ! ! EHL3 <-- CHL3+1 I
i 1 f CADDR3 <— CIY(LO)3 II ! ! CBC3 <— EBC3-1 I
i ! ! II ! ERRATA ZE STRONY 10 I
i 5 II 6 I
i LDI I ! PRZESŁANIE BAJTU DANYCH Z PAMIĘCI 11 CPD ! ! TEKST JAK POPRZEDNI JEDYNIE LICZNIKI
i 1 t 0 ADRESIE HL DO PAMIĘCI 0 ADRESIE II ! ! BAJTÓW I ADRESÓW ZMNIEJSZANY I
i • ! DE? ADRESY OBU PAMIĘCI ZWIĘKSZANE? II ! ! CA3 s CEHL33 I
i ł r LICZNIK BAJTÓW ZMNIEJSZANY II ! I EHL3 <— EHL3-1 I
i ! f CCDE33 <— CCHL33 II ! ! EBC3 <— EBC3-1 I
i ! t CDE3 <— CDE3+1 II ! ! I
i ! ► CHL3 <— CHL3+1 II ADD t (HL) ! DODAWANIE DO AKUMULATORA DANEJ A- I
i ! » CBC3 <— CBC3-1 II ! • DRESOWANEJ POŚREDNIO I
i i r II ! ! CA3 <-- EA3+EEHL33 I
i LDD ł ! TEKST JAK POPRZEDNI JEDYNIE ZMNIEJ-II ! f I
i t • SZANIE OBU ADRESÓW I LICZNIKA BAJ- II ADD t (IX+DISP)! DODAWANIE DO AKUMULATORA DANEJ 0 I
i ! • TOW II ! (IY+DISP) ADRESIE WZGLĘDNYM I
i t t CCDE33 <— CCHL33 II ! ! CA3 <— tA3+CEIX3+DISP3 LUB I
i t t CDE3 <— CDE3-1 II I EA3 <— EA3+tCIY3+DISP3 I
i » ! CHL3 <— CHL3-1 II ! ! I
i ł ! CBC3 <— CBC3-1 II ADC ! (HL) ! DODAWANIE DO AKUMULATORA BITU C I
i » r li ! I ORAZ DANEJ ADRESOWANEJ POŚREDNIO I
i CPIR ! f PRZESZUKIWANIE OBSZARU PAMIĘCI OD II ! ! CA3 <— CA3+ECHL33+C I
i t r ADRESU HL? ZAWARTOŚĆ PAMIĘCI POROW-II * ! I
i ! r NYWANA JEST Z ZAWARTOŚCIĄ AKUMULA- II ADC ! (IX+DISP)‘ DODAWANIE DO AKUMULATORA BITU C I
i ! • TORA? INSTRUKCJA PRACUJE W PĘTLI AZII ! (IY+DISP)! ORAZ DANEJ 0 ADRESIE WZGLĘDNYM I
i • t DO CA3=CCHL33 LUB CBC3=O? UYKONANIEII ! " ! EA3 <— CA3+CCIX3+DISP3+C LUB I
i ! •- OD NIŻSZYCH ADRESÓW DO UYZSZYCH II ! ! EA3 <— EA3+ECIY3+DISP3+C I
i ! ! CA3 : CCHL33 II ! ! I
i ! I CHL3 <-- CHL3+1 II SUB f (HL) ! ODJECIE OD AKUMULATORA DANEJ ADRE- I
i ! f CBC3 <-- CBC3-1 II ! ! SOWANEJ POŚREDNIO I
i 1 ! II ! ! EA3 <— tAT-CŁHLi:) I
i CPRD ! ! TEKST JAK POPRZEDNI JEDYNIE WYKO- II • I I
i ! r NANIE OD WYŻSZYCH ADRESÓW DO NIZ- II SUB t (IX+DISP)! ODJECIE OD AKUMULATORA DANEJ 0 A- I
i ! ! SZYCH II ! (IY+DISP)* DRESIE WZGLĘDNYM I
i ! ! CA3 : CCHL33 II • ! CA3 <— EA3-EEIX3+DISP3 LUB I
i ! ! CHL3 <— CHL3-1 II ! • EA3 <— EA3-ECIY3+DISP3 I
i I ! CBC3 <-- CBC3-1 II ! ! I
i ! t II SBC • (HL) • ODJECIE OD AKUMULATORA BITU C ORAZ I
i CPI ! ! PORÓWNANIE ZAWARTOŚCI AKUMULATORA ZII ! ! DANEJ ADRESOWANEJ POŚREDNIO I
i I > ZAWARTOŚCIĄ PAMIĘCI 0 ADRESIE HL? II ! ! ŁA3 <— CA3-EEHL33-C I
i ! ! LICZNIK ADRESU ZWIĘKSZANY, A LICZ- II • I I
i I r NIK BAJTÓW ZMNIEJSZANY II SBC ł (IX+DISP>! ODJECIE OD AKUMULATORA BITU C ORAZ I
i ! > EA3 S CEHL33 II ! (IY+DISP)! DANEJ 0 ADRESIE WZGLĘDNYM I
i I t EHL3 <— EHL3+1 II ! • EA3 <—- EA3-ECIX3+DISF3-C LUB I
i ! • EBC3 <— EBC3-1 II ! ! CA3 <— EA3-EŁIY3+DISP3-C I
i ! > II ! ! I
31
I 7 II 8 I
I AND • (HL) ! ILOCZYN LOGICZNY ZAWARTOŚCI AKUMU- II INC t (IX+DISP)I ZWIĘKSZENIE 0 1 ZAWARTOŚCI KOMORKI I
I ! ! LATORA ORAZ DANEJ ADRESOWANEJ PO- II • (IY+DISP)! PAMIĘCI -0 ADRESIE WZGLĘDNYM I
I ! I ŚREDNIO II ! ! CCIX3+DISP3 (— CCIX3+DISP3+1 LUBI
I ! » CA3 <— CA3A CCHL33 II I ! CCIY3+DISP3 CCIY!+DISP!+1 I
I 1 t II ! ! I
I AND ! (IX+DISP)! ILOCZYN LOGICZNY ZAWARTOŚCI AKUMU- II DEC I (HL) ! ZMNIEJSZENIE 0 1 ZAWARTOŚCI KOMORKU
I ! (IY+DISP)! LATORA ORAZ DANEJ 0 ADRESIE UZGLED-II ! ! PAMIĘCI ADRESOWANEJ POŚREDNIO I
I ! ! NYM II ! I CCHL!! <-- CCHL33-1 I
I ! ! CA! (— CA3A CCIX3+DISP3 LUB II ! ! I
I ! I CA3 <— CA! CCIY3+DISP3 II DEC ! (IX+DISP)! ZMNIEJSZENIE 0 1 ZAWARTOŚCI KOMORKU
I ! * * II • (IY+DISP)! PAMIĘCI 0 ADRESIE WZGLĘDNYM I
I OR I (HL) ! SUMA LOGICZNA ZAWARTOŚCI AKUMULATO- II ! ! CCIX!+DISP! <— CCIX3+DISP3-1 LUB I
I ! ! RA ORAZ DANEJ ADRESOWANEJ POŚREDNIO!! ! I CCIYJ+DISP! (— CCIY3+DISP3-1 I
I t t CA! <— CA3V CCHL33 II ! ! I
I II LD » REGtDATA ! BEZPOŚREDNIE ŁADOWANIE DANEJ DO RE-I
I OR ! (IX+DISP)! SUMA LOGICZNA ZAWARTOŚCI AKUMULATO- -II ! I JESTRU I
I ! (IY+DISP)! RA ORAZ DANEJ 0 ADRESIE WZGLĘDNYM II ! • CREG! <— DATA I
I ! ! CA! <— CA3VCCIX3+DISP3 LUB II ! ! I
I ! ! CA! <-- CA3VCCIY3+DISP3 II LD ! RP»DATA16! BEZPOŚREDNIE ŁADOWANIE DANEJ I
I II I 16-BITOWEJ DO PARY REJESTRÓW I
I XOR ! (HL) ! RÓŻNICA SYMETRYCZNA AKUMULATORA I II ! 1 CRP3 <— DATA16 I
I t DANEJ ADRESOWANEJ POŚREDNIO II I 1 I
I t r CA! <— CA3VCCHL33 II LD ! IX»DATA16! BEZPOSREDDNIE ŁADOWANIE 16-BITOWEJ I
I ! t II ! IY.DATA16! DANEJ DO REJESTRÓW INDEKSOWYCH I
I XOR ! (IX+DISP)! RÓŻNICA SYMETRYCZNA AKUMULATORA I II ! ! CIX! <— DATA1Ó LUB I
I ! (IY+DISP)! DANEJ 0 ADRESIE WZGLĘDNYM II ! • CIY! <— DATA16 I
I ! t CA! <— CA!VCCIX3+DISP3 LUB II I ! I
I ! ! CA! <-- CA!VCCIY!+DISP! II LD I (HL).DATA! BEZPOŚREDNIE ŁADOWANIE DO PAMIĘCI I
I f f II • ! ADRESOWANEJ POŚREDNIO I
I CP ! (HL) ! PORÓWNANIE ZAWARTOŚCI AKUMULATORA II ! ! CCHL!! (-- DATA I
I I ! z DANA ADRESOWANA POŚREDNIO II ! ! I
I * 1 • t CA! s CCHL33 II LD ! (IX+DISP>! BEZPOŚREDNIE ŁADOWANIE DANEJ DO I
I » ł II ! DATA! KOMORKI PAMIĘCI 0 ADRESIE WZGLĘDNYMI
I CP • (IX+DISP)! PORÓWNANIE ZAWARTOŚCI AKUMULATORA II ! (IY+DISP)! CCIX!+DISP! <— DATA LUB I
I ! (IY+DISP)1 Z DANA 0 ADRESIE WZGLĘDNYM II ! DATA! CCIY3+DISP3 (— DATA I
I ! I CA! s CCIX3+DISP3 LUB II ! ! I
I ! t CA! ! CCIY3+DISP3 II JP ! LABEL ! SKOK DO INSTRUKCJI 0 ADRESIE LABEL I
I 1 1 II ! ! CPC! <— LABEL I
I INC ! (HL) ! ZWIĘKSZENIE 0 1 ZAWARTOŚCI KOMORKI II ! ! I
I ! ! PAMIĘCI ADRESOWANEJ POŚREDNIO II JR ! DISP ! SKOK WZGLĘDEM AKTUALNEGO ADRESU ZA-I
I ! ! CCHL!! <— CCHL33+1 II ! ! WARTEGO W LICZNIKU (PC) I
I 1 t II I ! CPC! <— CPC3+2+DISP I
I 9 II 10 I
I JP I (HL) SKOK DO ADRESU ZAWARTEGO W HL II AND t DATA ! BEZPOŚREDNI ILOCZYN LOGICZNY AKUMU-I
I •- ! CPC! (— CHL3 II ł ! LATORA I DANEJ I
I II i ! CA! (— CAJA DATA I
I JP I (IX) ! SKOK DO ADRESU ZAWARTEGO W REJES II f ! I
I ! (IY) ! TRZE INDEKSOWYM • II OR ! DATA ! BEZPOŚREDNIA SUMA LOGICZNA AKUMULA-I
I i ! CPC! <“- CIX3 LUB CPC! <— CIY! II 1 ! TORA I DANEJ I
i i II 1 ! CA! <— CA!VDATA I
f CALL ! LABEL ! SKOK DO PROCEDURY ZACZYNAJĄCEJ SIE II ! I
I i ! OD ADRESU LABEL II XOR t DATA ! BEZPOŚREDNIA RÓŻNICA SYMETRYCZNA' I
I ! CCSP3-13 <— CPC(HI)! II 1 ! AKUMULATORA I DANEJ I
I ! CCSP3-23 <— CPC(LO)J II 1 ! CA! <— CAlVDATA I
I i ! CSP! <— C$P!-2 II ! I
I » ! CPC! (— LABEL - II CP ! DATA ! PORÓWNANIE BEZPOŚREDNIE DANEJ Z ZA-I
I f II 1 I WARTOŚCIĄ AKUMULATORA I
I CALL ! COND. ! SKOK DO PROCEDURY JEŚLI JEST SPEL- II ł ! CA! : DATA I
I ! LABEL! NIONY WARUNEK W PRZECIWNYM PRZYPAD- -II 1 ! I
I 1 I KU NTE MA SKOKU) WYKONYWANIE WG KO 11 1 ! I
I 1 I LFJNOSCI II t I
I II t I I
I RET ! POWROT Z PROCEDURY II j ! 1
I ! CPC(LO)! CCSP33 II I ERRATA ! DO STR. 4 I
I ! CPC(HI)! <— CCSP3+1! II LDDR ł I TEKST JAK POPRZEDNI JEDYNIE WYKONA-I
I ! CSP! (— CSPJ+2 II f ! NIE OD WYŻSZYCH ADRESÓW DO NIŻSZYCH!
I t II 1 ! CCDEJ3 <— CCHL33 I
I RET ! COND I POWROT Z PROCEDURY JEŚLI SPEŁNIONY II 1 ! CDE3 (— CDE3-1 I
I ! JEST WARUNEK W WYPADKU PRZECIWNYM II 1 ! CHL3 (— CHL3-1 I
I ! WYKONYWANIE WG KOLEJNOŚCI II f ! CBC3 <-- CBC3-1 I
I t II 1 1 I
I ADD ! DATA ! BEZPOŚREDNIE DODANIE DO AKUMULATORA!! 1 I I
I ! CA! <— CA3+DATA II t ! I
I II f ! I
I ADC ! DATA ! BEZPOŚREDNIE DODANIE DANEJ I BITU CII i ! I
I ! (PRZENIESIENIE) DO AKUMULATORA II ł 1 I
I ! CA! <-- CAJ+DATA+C II 1 ! I
I t II » ! I
I SUB . ! DATA ! BEZPOŚREDNIE ODJECIE DANEJ OD AKU- II • ! I
I ! MULATORA II 1 ! I
I ! CA! <-- CA3-DATA II » ! I
I » II f ! • I
I SBC ! DATA ! BEZPOŚREDNIE ODJECIE DANEJ ORAZ II ! I
I ! BITU C OD AKUMULATORA II f 1 I
I t CA! (-- CA3-DATA-C II 1 ! I
32
MIKROSŁOWNIK
Asembler
Język programowania za pomocą kilkulitero-
wych symboli łatwych do zapamiętania
dzięki powiązaniu symbolu z angielską
nazwą wykonywanego rozkazu. Na przykład:
IN - pobieranie informacji, OUT - wysyłanie
jej na zewnątrz. Symbol odpowiada jednemu
rozkazowi języka wewnętrznego mikrokom-
putera, wyrażonemu liczbą, z reguły trudniej-
szą do zapamiętania, sprawdzenia i interpre-
tacji. Np. instrukcji C9 odpowiada w asem-
blerze symbol RET - powrót. Asemblerem
potocznie nazywa się także program umożli-
wiający dokonanie tłumaczenia symboli, w
których się programuje, na rozkazy w języku
wewnętrznym minikomputera, sterujące bez-
pośrednio jego pracą, (k)
BASIC
Język wyższego rzędu, najczęściej stosowa-
ny w mikrokomputerach, szczególnie wygod-
ny dla początkujących programistów. Pro-
gramowanie w BASIC jest łatwiejsze i
szybsze, niż w Asemblerze, lecz otrzymywa-
ne programy są dłuższe i znacznie wolniej
wykonywane przez mikrokomputer. Nazwą
tą określa się również program umożliwiają-
cy pracę w BASIC w danym mikrokompu-
terze. Różne wersje takiego rpogramu, za-
zwyczaj o długości kilku K bajtów, bywają
przechowywane albo w pamięci ROM lub
EPROM, albo na taśmie magnetofonowej lub
dysku. W tym drugim przypadku muszą być
każdorazowo wpisywane do pamięci RAM
mikrokomputera, (k)
Język maszynowy
Wewnętrzny język komputera. Instrukcje w
języku maszynowym mają postać liczb
binarnych, np. dla mikrokomputera
8-bitowego: „1100 1001”. Programowanie w
języku maszynowym jest niezwykle uciążli-
we nawet w przypadku krótkich programów i
dlatego prawie nigdy nie jest stosowane.
Pewnym uproszczeniem jest przedstawianie
instrukcji w postaci kodów heksadecymal-
nych (liczb w systemie szesnastkowym). Po-
dana wyżej instrukcja przybiera wtedy po-
stać „C9”. (k)
Język wynikowy
Język, na który są tłumaczone instrukcje
programu. Językiem wynikowym może być
język maszynowy, (k)
Język źródłowy
Język, w którym programista pisze program,
(k)
MONITOR
Program zapewniający automatyczne wypeł-
nianie przez mikrokomputer podstawowych
jego funkcji, takich jak współpraca z klawia-
turą, monitorem ekranowym, pamięcią dys-
kową lub magnetofonem. MONITOR musi
być przechowywany w pamięci stałej (w
komputerach firmowych jest to pamięć ROM,
w konstrukcjach własnych - EPROM), gdyż
jednym z jego najważniejszych zadań jest
inicjacja pracy urządzenia po włączeniu za-
silania. (k)
Eksport mocy obliczeniowej. Szwedzka firma kompu-
terowa Prim-data, świadcząca usługi obliczeniowe na
dużą ska/ę, postanowiła skorzystać z 9-godzinnego
przesunięcia strefy czasowej i eksportować swoje usłu-
gi na zachodnie wybrzeże USA. W godzinach nocnych ośrodki obti-
czehiowe w Szwecji są niewykorzystane, co podraża koszty usług.
Koszty amortyzajci wielkich komputerów rozłożone są równomier-
nie na stosunkowo krótki okres czasu ich eksploatacji. Dzięki przy-
jętej koncepcji Szwecja może oferować w USA swoje usługi po nis-
kiej cenie, konkurując na zasadzie taryfy nocnej w biały dzień z
ośrodkami miejscowymi na zachodnim wybrzeżu USA.
\N najbliższych numerach...
• Pętla fazowa w elektronicznym sprzęcie powszechnego użytku.
Zastosowanie: demodulator sygnałów FM, PM, AM; dekoder sygnału
stereofonicznego; w układach odbiornika telewizyjnego.
• Telewizyjna tablica kontrolna. Jak bez użycia przyrządów można
dokładnie ustalić jakość odbioru telewizyjnego.
• Radiofoniczna pokojowa antena aktywna. Dobry odbiór fal krótkich
i ultrakrótkich bez potrzeby instalowania anteny zewnętrznej. Dokład-
ne wskazówki do samodzielnego wykonania w warunkach domowych.
• Warsztat elektronika. Opis sondy pomiarowej do samodzielnego
montażu. Wskazówki jak naprawić układy odchylania w odbiorniku
telewizji kolorowej „Jowisz”.
• Test AV. Na stole pomiarowym odbiornik telewizji kolorowej „Nep-
tun” 505.
• Obraz telewizyjny wysokiej jakości. Koncepcja poprawy jakości
obrazu telewizyjnego w ramach istniejących standardów nadawania.
WYDA WNICTWO CZASOPISM
I KSIĄŻEK TECHNICZNYCH
X SIGMA
PRZEDSIĘBIORSTWO NACZELNEJ
ORGANIZACJI TECHNICZNEJ
00-950 Warszawa, skrytka 1004
ul. Biała 4
We współpracy z Centralnym Ośrodkiem
Badawczo-Rozwojowym Elektronicznego
Sprzętu Powszechnego Użytku (COBRESPU)
UWAGA: Urządzenia opisane w AV przeznaczone są do samodzielnego montażu tylko do celów ba-
dawczych lub indywidualnego użytkowania. Wykorzystanie wzorów AV w celu obrotu handlowego
wymaga wcześniejszego uzyskania licencji. Bliższych informacji udziela Redakcja.
Redaktor naczelny: dr inż. Jerzy Auerbach
Redaktorzy działowi: prof. dr inż. Daniel Józef Bem (Systemy, układy); doc. mgr inż. Jerzy Chablowski (Nowa technika,
Test); prof. dr hab. Jan Ebert (Podzespoły, aplikacje); doc. dr inż. Jacek Kamler (Technika cyfrowa dla wszystkich, Gry tv);
mgr inż. Andrzej Kotuszewski (Warsztat elektronika); dr inż. Wojciech Nowakowski (AV~hobby); mgr inż. Wanda Trzebu-
nia-Siwicka (Miernictwo).
Opracowanie graficzne: Tadeusz Pietrzyk, Witold Rębkowski
Sekretariat redakcji: Alicja Krzesińska, Zbigniew Pieciul
Adres redakcji: COBRESPU, ul. Ratuszowa 11,03-450 Warszawa. Telefon 18-93-25
Skład techniką fotoskładu systemem Eurocat 150- Wydawnictwo NOT SIGMA. Indeks 37404. Nakład 150 tys. egz.
Cena 50 zl. Druk: Zakłady Graficzne TAMKA. Okładka: Spółdzielnia „Intrografia” Warszawa. Zam. 5907, T-46
Mechanizm kasetowy K 520
Dzięki zastosowaniu nowej technologii
- plastyk na metalu -
K 520 łączy w sobie zalety
dwu materiałów:
Sztywność stali
Lekkość plastyku
Nowa konstrukcja mechanizmu
zapewnia nową jakość:
Parametry hi-fi
Pełny auto-stop
Przewijanie (przeszukiwanie nagrań)
bez „stopu”
Przeszukiwanie automatyczne
Łatwość włączania zegarem
Płynne otwieranie kieszeni kasety
Łatwość sterowania „dotykowego”
Dzięki modułowej konstrukcji
zapewniono dużą podatność naprawczą.
Możliwość zamiany miejscami
silnika i licznika taśmy
ułatwia konstruowanie
nowych typów magnetofonów.
Pierwsze zastosowanie
mechanizmu K 520:
Magnetofony stereofoniczne
serii 8010, 7010 i 9010
Zakłady Radiowe im. M. Kasprzaka
EO/446/K/84
Druk:
Agencja Reklamowo -Wydawnicza
„SCANGRAPH"