В. А. Григорьев
А.А-Колюбин
В.А.Логинов

ЭЛЕКТРОННЫЕ
МЕТОДЫ
ЯДЕРНО-ФИЗИЧЕСКОГО
ЭКСПЕРИМЕНТА

Под редакцией В. А. ГРИГОРЬЕВА

Допущено Государственным комитетом СССР
по народному образованию в качестве учеб-
ного пособия для студентов физических
инженерно-физических специальностей вузов

МОСКВА
ЭНЕРГОАТОМИЗДАТ
1988
ББК 22.38

Г 83

УДК 539.1.07(075.8)

Рецензенты: И. Ф. Колпаков; отдел автоматизации физиче-
ского эксперимента ИГЭФ

Г 83

Григорьев В. А. и др.

Электронные методы ядерно-физического экспе-
римента: Учеб, пособие для вузов /В. А. Григорьев,
А. А. Колюбин, В. А. Логинов; Под ред. В. А. Гри-
горьева.— М.: Энергоатомиздат, 1988.—336 с.: ил.

18ВЫ 5-283-03920-Х

Содержит систематическое и последовательное изложение
электронных методов ядерной физики, отражающее современное
состояние ядерно-физического эксперимента. Особое внимание
уделено применению электронных методов в физическом экспе-
рименте.

Для студентов старших курсов физических специальностей
и аспирантов. Может быть полезно научным работникам и
инженерам.

Г ‘704070000-426
051(01)-88

ББК 22.38

18ВЫ 5-283-03920-Х

© Энергоатомиздат, 1988
ПРЕДИСЛОВИЕ

Сложившаяся к настоящему времени обширная область зна-
ний — экспериментальные методы ядерной физики — включает в
себя методы регистрации излучения, электронные методы ядер-
ной физики, методы ядерной спектрометрии, методы автоматиза-
ции эксперимента и ряд других вопросов. Она охватывает как
аппаратурную базу (детекторы излучений, электронные приборы,
средства автоматизации), так и совокупность специальных
методических приемов, обеспечивающих оптимальный отбор и
обработку информации, поступающей с детекторов излучений.

Экспериментальные методы ядерной физики широко применя-
ются в других областях исследования — в физике твердого тела,
в биологии, медицине, геологии, в контроле различных технологи-
ческих процессов.

Электронные методы ядерной физики, которым посвящена
настоящая книга, развились в отдельное методическое направле-
ние в течение нескольких последних десятилетий. Состояние
современной электронной базы, в особенности микроэлектроники,
оказало сильное стимулирующее воздействие на модернизацию
аппаратурной базы электронных методов ядерной физики. Без
преувеличения можно сказать, что открывшиеся возможности
массового применения электронных устройств отбора и обработ-
ки информации подняли современный эксперимент на качествен-
но новый уровень. Этот новый качественный уровень немыслим
был бы также без применения современных средств автоматиза-
ции — ЭВМ различных классов и микропроцессоров, так как без
них уже невозможна обработка гигантского количества информа-
ции, которую дает современный эксперимент.

Электронным методам ядерной физики, как методическим
аспектам, так р современной аппаратурной базе — ядерной
электронике, посвящено в настоящее время немало книг и статей
в периодических изданиях. Однако большинство из них носит
специальный характер и малодоступно для начинающих читате-
лей. Среди книг общедоступного характера, вышедших в послед-
нее время, следует отметить учебное пособие А. П. Цитовича
«Ядерная электроника» (М.: Энергоатомиздат, 1984), которое
сразу же после выхода в свет стало библиографической ред-
костью.

Настоящее учебное пособие в какой-то мере поможет запол-
нить этот вакуум. В книге содержится последовательное изложе-
ние электронных методов ядерной физики и основные представ-
ления об их современной аппаратурной базе. Рассмотрение
материала начинается с экспериментальных задач и основывает-
ся на возможностях и характеристиках применяемых в экспери-
менте детекторов. В этом, как мы полагаем, состоит отличие
настоящей книги от аналогичных книг, выходивших ранее.

В гл. 1 дается обзор основных методов ядерной электроники,
особенностей их применения для решения различных ядерно-
физических задач. Рассмотрены конкретные примеры современ-
ных физических экспериментов. Поскольку источниками сигна-
лов, поступающих на вход устройств ядерной электроники, явля-
ются детекторы излучений, в гл. 2 рассмотрены их физические
характеристики. Такой подход является в значительной мере
традиционным, позволяющим в дальнейшем, основываясь на
характеристиках и возможностях тех или иных детекторов,
перейти к характеристикам и параметрам электронных устройств
отбора и обработки информации. Этим вопросам — вопросам
аналогового преобразования и отбора амплитудной и временной
информации — посвящены\ гл. 3, 4, 5. В гл. 8 рассмотрены
характерные особенности обработки информации, снимаемой с
позиционно-чувствительных детекторов.

Методам цифровой обработки информации посвящены
гл. 6, 7 и 10. В этих главах рассматриваются вопросы коди-
рования амплитуд импульсов, временных интервалов между
ними, методы счета событий и методы многопараметрового коди-
рования. Методы промежуточного хранения цифровой информа-
ции рассматриваются в гл. И.

Следует отметить, что кодирование информации применяется
в основном для последующей обработки с помощью ЭВМ. Для
сопряжения устройств ядерной электроники с ЭВМ при работе
«в линию» во всем мире широко используется модульная система
КАМАК. Однако система КАМАК как таковая в настоящей
книге не рассматривается, поскольку основные элементы ядерной
электроники в этой системе традиционны — они и составляют
предмет настоящего учебного пособия: Все же остальные вопро-
сы, составляющие специфику системы КАМАК и других маги-
стрально-модульных систем с точки зрения обмена информацией
с ЭВМ, рассмотрены в уже вышедшем пособии Ю. Ф. Певчева,
К. Г. Финогенова «Автоматизация физического эксперимента»
(М.: Энергоатомиздат, 1986).

Помимо стандартных ЭВМ в современный физический экспе-
римент интенсивно внедряются встроенные аппаратурные сред-
ства управления и контроля на базе микропроцессоров. Рас-
смотрению таких систем для стабилизации характеристик физи-
ческих установок посвящена гл. 9.

В конце каждой главы приведен ряд контрольных вопросов с
несколькими вариантами ответов, из которых следует выбирать
правильные.

В основу настоящей книги положен лекционный курс, чита-
емый авторами в Московском инженерно-физическом институте
в течение ряда лет, а также опыт проведения практических
занятий по этому курсу в учебных лабораториях института и
личный опыт научных исследований в этой области. При напи-
сании книги широко использовались материалы, опубликован-
ные в научно-технической периодике последних лет. Главы 1,
2, 5, 6, 8 написаны В. А. Григорьевым, гл. 3, 4, 7, 9, 10—
А. А. Колюбиным, гл. 11—В. А. Логиновым.

Авторы благодарны проф. И. Ф. Колпакову и проф. О. П. Фе-
дотову, прочитавшим рукопись и сделавшим ряд полезных заме-
чаний. Мы будем благодарны читателям, которые пришлют свои
замечания и пожелания.

Авторы
ОСНОВНЫЕ СОКРАЩЕНИЯ

АА — амплитудный анализатор

АЦП — амплитудно-цифровой преобразователь

БВВ блок ввода-вывода

БИС — большая интегральная схема

ВАП — времяамплитудный преобразователь

ВКК — времякоординатный компенсатор

ВПС — восстановитель постоянной составляющей

ВЦП — времяцифровой преобразователь

ДД — дифференциальный дискриминатор

ЗУ — запоминающее устройство

ЗЧУ — зарядочувствительный усилитель

ИД . — интегральный дискриминатор

ИСЧ — измеритель средней частоты

КП — компаратор

ЛД — линейный дискриминатор

ЛЗ — линия задержки

ЛСП — линейная схема пропускания

ПД — пиковый детектор

ПЗС — прибор с зарядовой связью

ПЗУ — постоянное запоминающее устройство

ПЛМ — программируемая логическая матрица

ППД — полупроводниковый детектор

ПЧД — позиционно-чувствительный детектор
САС	—	схема антисовпадений

СКД	—	сцинтилляционный координатно-чувствительный детектор

СС	—	схема совпадений

СЧ	—	счетчик импульсов

УВХ	—	устройство выборки — хранения

ФВО — формирователь временной отметки

ФЭУ — фотоэлектронный умножитель

ЦАП — цифроаналоговый, преобразователь

ЭВМ — электронная вычислительная машина
ГЛАВА 1

ЗАДАЧИ ЭЛЕКТРОННЫХ МЕТОДОВ В СОВРЕМЕННОМ
ЯДЕРНО-ФИЗИЧЕСКОМ ЭКСПЕРИМЕНТЕ

1.1.	ЭЛЕКТРОННЫЕ МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ И ОТБОРА

С методической точки зрения в любом ядерно-физическом
эксперименте одновременно решаются две связанные между со-
бой задачи.

1.	Выделение по некоторым характерным признакам полез-
ного события, или «эффекта», составляющего предмет иссле-
дрваний.

2.	Измерение физических характеристик эффекта. Условия
проведения эксперимента зачастую бывают чрезвычайно слож-
ными: исследуемый процесс — эффект — всегда протекает наряду
с фоновыми процессами, маскирующими эффект или затруд-
няющими точное измерение его физических характеристик.
Источники фона многообразны: это и космическое излучение, и
собственная радиоактивность окружающей среды, и наведенная
радиоактивность в лабораториях, и сопутствующие исследуемому
процессу (или конкурирующие с ним) другие физические про-
цессы, а также шумы, помехи, наводки в детекторах и электронной
аппаратуре. Фоновые процессы не только затрудняют выделение
(идентификацию) эффекта, но и загружают регистрирующую
аппаратуру бесполезной информацией, приводят к перегрузкам
измерительных электронных систем и тем самым к искажению
результатов измерения характеристик эффекта.

Искусство физика-экспериментатора в том и состоит, чтобы,
используя доступный для него арсенал методов и средств, опти-
мально спланировать эксперимент, добиться необходимого отно-
шения эффекта к фону.

Совокупность электронных устройств, служащих для выде-
ления эффекта и подавления фона, а также систему связей
между ними часто называют электронной логикой отбора по-
лезных событий. В основе логики отбора лежит сам физический
процесс, и поэтому не может быть стандартных рецептов ее
построения. Вместе с тем набор методических приемов и средств,
находящихся в руках экспериментатора, довольно ограничен.
Этот набор — электронные методы ядерно-физического экспери-
мента — и составляет предмет настоящего пособия.
Хотя выше мы разделили эксперимент на две параллель-
ные задачи (выделение эффекта и измерение его характери-
стик), методически между ними нет принципиальной разницы,
поскольку отбор полезного события так или иначе сводится к
измерению отдельных характеристик процесса и последующей
регистрации только того процесса, характеристики которого
удовлетворяют некоторым заранее заданным критериям.

Каким бы сложным ни был исследуемый физический про-
цесс, набор величин, доступных для прямого измерения элек-
тронными средствами, очень невелик.

Действительно, взаимодействие элементарных частиц проис-
ходит в пространстве и во времени и характеризуется опре-
деленной энергетикой. Поэтому непосредственно могут быть
измерены энергии частиц, ход развития процесса во времени и
пространственное распределение частиц до и после взаимодей-
ствия. Однако, поскольку при регистрации частиц с детекто-
ров излучения снимаются электрические сигналы (импульсы),
вся эта информация заключена только в них — в амплитудах
сигналов, их форме, последовательности их появления во вре-
мени. Содержащаяся в этих параметрах информация исполь-
зуется и для отбора эффекта, и для измерения его физических
характеристик. Соответственно основными электронными мето-
дами ядерной физики являются: метод амплитудного анализа
и метод временного анализа, которым посвящена большая часть
настоящей книги. Форма сигнала, как будет показано в сле-
дующей главе, менее информативна, а ее анализ, хотя и имеет
свои особенности, так или иначе сводится к двум уже упомяну-
тым методам анализа (так как форма сигнала есть не что иное,
как изменение его Значения во времени).

Следует отметить, что во многих экспериментальных зада-
чах, в особенности в физике высоких энергий, осуществляется
пространственная реконструкция процесса: траектории частиц
становятся «видимыми» (например, на экране дисплея), что
позволяет произвести идентификацию частиц и рассчитать ки-
нематику процесса. Однако и в этом случае в современных
экспериментах такая пространственная реконструкция осущест-
вляется по результатам определения номеров одновременно
сработавших детекторов, амплитуд сигналов этих детекторов или
временных задержек в срабатывании, т. е. опять-таки обычно
сводится к методам амплитудного и временного анализа.

Поскольку ядерно-физический процесс является случайным
(статистическим) по своей природе, любой эксперимент вклю-
чает в себя счет количества событий эффекта за заданный про-
межуток времени — набор необходимой статистики. Методы
счета событий, а также методы хранения и представления на-
копленной информации, также входят в арсенал электронных
методов ядерной физики (см. гл. 6, 11).
Все перечисленные методы рассматриваются в нашей книге.
Однако, прежде чем приступать к их систематическому изуче-
нию, полезно на нескольких физических примерах, взятых из
разных областей ядерной физики, рассмотреть общие принципы
применения этих методов для решения различных физических
задач.

Современная ядерная физика — это настолько разветвлен-
ная область знаний, что специфику всех ее экспериментальных
задач невозможно продемонстрировать на небольшом числе
даже очень удачно подобранных примеров. Однако разбор ти-
пичных экспериментальных ситуаций, взятых более или менее
произвольно из разных областей ядерно-физического экспери-
мента, довольно поучителен и дает некоторое общее представ-
ление о роли, месте и возможностях электронных методов ядерной
физики и уже с этих общих позиций позволяет подойти к изу-
чению последующих разделов настоящей книги.

Задачи экспериментальной ядерной физики независимо от
их конкретного физического содержания принято делить на две
большие группы: радиометрические задачи и спектрометриче-
ские задачи. Совокупности методических приемов, применяемых
для решения этих задач, соответственно носят названия «радио-
метрия» и «спектрометрия».

Под радиометрией понимают методы измерения активности
определенного нуклида в источнике излучения или плотности
потока частиц от источника излучения. Спектрометрия — это
методы измерения импульсных, энергетических, массовых, заря-
довых, временных, пространственных спектров частиц. Подоб-
ное деление в значительной мере условно. Очевидно, что спект-
рометрия — это наиболее полное исследование физического
процесса, и в большинстве экспериментов методы радиометрии
и спектрометрии переплетаются самым тесным образом. Боль-
шинство электронных методов применяется как в радиометрии,
так и в спектрометрии, однако, как правило, в спектрометри-
ческих задачах к ним предъявляются более жесткие требования.
/Мы воспользуемся этой классификацией лишь в настоящей главе
для рассмотрения соответствующих примеров.

1.2.	ОСОБЕННОСТИ ЭЛЕКТРОННЫХ МЕТОДОВ РАДИОМЕТРИИ

Методы радиометрии, т. е. методы измерения активности не-
которого (заранее известного) нуклида в той или иной среде:
воздухе, воде/ почве, конструкционных материалах, биологи-
ческих объектах, применяются в метрологии, при мониторировании
окружающей среды, в технологических процессах, в биологии
(включая радиомедицинскую диагностику) и других прикладных
задачах ядерной физики. Не следует думать, однако, что радио-
метрия лежит вне сферы основных задач ядерной физики. В ка-
честве фундаментальных задач ядерной физики, методически
относящихся к области радиометрии, можно привести поиски
двойного [3-распада	(ТЧ2 = 10224- 1024 лет), поиски

распада протона (Т1/2^Ю33 лет).

На первый взгляд задача радиометрии выглядит достаточно
просто, так как заранее известны вид радионуклида, подлежа-
щего регистрации, и все его характеристики: период полурас-
пада, вид и энергия радиоактивного излучения и др. Однако,
когда активность регистрируемого источника существенно ниже
уровня фона либо вследствие малой концентрации радионуклида,
либо большого периода полураспада, основной трудностью ста-
новится получение разумного отношения эффекта к фону.

Рассмотрим в качестве примера задачу измерения концент-
рации 41Аг в воздухе. Радиоактивный нуклид *!Аг (р-распад,
Г|/2=1,8 ч, граничная энергия ^гр=1,2 МэВ) является одним
из побочных продуктов работы ядерных реакторов, так как воз-
никает в результате облучения нейтронами стабильного изотопа
аргона, содержащегося в воздухе. Для измерения концентрации
41Аг в воздухе можно использовать установку, приведенную на
рис. 1.1, а. Регистрация р-излучения осуществляется сцинтил-
ляционным детектором, состоящим из полого цилиндра, кото-
рый изготовлен из пластмассового сцинтиллятора, просматривае-
мого фотоумножителем. Проба (воздух, содержащий 41Аг) за-
качивается внутрь цилиндра, и Р-частицы, возникающие в
объеме пробы, регистрируются в стенках цилиндра.

Основным источником фона в этой простейшей установке
является сам детектор — собственные шумы фотоэлектронного
умножителя (ФЭУ). Для улучшения отношения эффекта к
фону можно воспользоваться разницей в амплитудных распре-
делениях исследуемого р-спектра и спектра шумов ФЭУ (рис. 1.1,6).

Права

а)
///ША

Дискрими-
натор

Электронный
счетчик

Фотоумножитель
Сцин тилля тор
 
, Спектр шумов ФЭУ

\Порое дискриминации

.^-Спектр

Рис. 1.1. Схема простейшей установки для измерения активности 41 Аг (а) и
спектр амплитуд импульсов на выходе ФЭУ (б)
Спектр шумов ФЭУ сосредоточен в основном в области малых
амплитуд, в то время как 0-спектр, хотя и носит непрерывный
характер, резко спадает в этой области. Специальное пороговое
устройство — амплитудный дискриминатор — отсекает сигналы
малых амплитуд, пропуская на регистрацию лишь те сигналы,
амплитуда которых превышает заданный порог (см. рис. 1.1,6).
Регистрация сигналов, прошедших амплитудный дискриминатор,
осуществляется электронным счетчиком. Естественно, что при
этом отбрасывается и часть полезных событий, однако эти потери
легко учесть, зная вид 0-спектра 41Аг и положение порога дискри-
минации.

Приведенный пример является типичным случаем применения
для улучшения отношения эффекта к фону метода амплитуд-
ной дискриминации, без которого не обходится практически
ни одна экспериментальная установка. Этому методу посвящена
гл. 4.

Однако шумы ФЭУ не единственный источник фона. С умень-
шением концентрации 41Аг в пробе существенным становится
следующий (за шумами ФЭУ) по интенсивности источник фо-
на — фон космического излучения, состоящий в основном из
высокоэнергетических мюонов, а также электронов и у-квантов.
Эти частицы, идущие к нам из верхних слоев атмосферы, ре-
гистрируются в детекторе, создавая в нем непрерывный спектр
амплитуд, полностью перекрывающий спектр исследуемого
0-излучения. Вследствие этого методом амплитудной дискрими-
нации космический фон отсечь невозможно.

Для подавления космического фона используется метод вре-
менной дискриминации — так называемый метод антисовпаде-
ний, представляющий собой частный случай временного анализа.
Основной детектор Д\, регистрирующий р-излучение 41 Аг, окру-
жается «активной защитой», т. е. помещается внутрь другого
детектора аналогичной конструкции (рис. 1.2). Заметим, что
«пассивная защита», т. е. окружение детектора Д\ поглотителем,
например свинцом, не приводит к необходимому подавлению
космического фона из-за большой проникающей способнрсти
мюонов. При таком взаимном расположении детекторов Д\ и
Д2 заряженные частицы космического излучения, попавшие в
детектор Д\у обязательно должны пройти сначала детектор
Д2 и оставить в нем часть энергии. Таким образом, фоновый
сигнал в детекторе Д\, обусловленный регистрацией мюона или
электрона космического излучения, обязательно сопровождается
одновременным появлением сигнала в детекторе Д2, в то время
как регистрация эффекта в детекторе Д\ таким сигналом не
сопровождается (0-частицы 41Аг полностью поглощаются в
Д\). Дискриминация фоновых событий осуществляется с по-
мощью схемы антисовпадений, логика работы которой такова,
что она пропускает на регистрацию сигналы детектора Д\ только
Дискриминатор

Рис. 1.2. Схема уста-
новки для измерения
активности 41Аг с ак-
тивной защитой от
космического фона

в том случае, если они не сопровождаются одновременным сиг-
налом детектора Д2: сигнал детектора Д2 осуществляет запрет
на прохождение сигнала

’ Метод активной защиты на антисовпадениях позволяет резко
улучшить отношение эффекта к фону за счет дискриминации
фона высокоэнергетических космических заряженных частиц.
Реально описанная методика позволяет измерять концентрации
41Аг до ~ 1 Бк на 1 л пробы. При более низких концентрациях
существенным становится следующий источник фона — собствен-
ная радиоактивность конструкционных элементов детектора.
Это многокомпонентный фон (в основном р- и у-излучение раз-
личных нуклидов), суммарный амплитудный спектр которого
также перекрывается со спектром регистрируемого р-излуче-
ния 41Аг. Этот фон не дискриминируется ни амплитудным дис-
криминатором (из-за перекрытия спектров), ни защитой на
антисовпадениях (так как может возникать в детекторе Д\ не-
зависимо от Д2). Однако и в этом случае существует возмож-
ность улучшения отношения эффекта к фону — с помощью ме-
тодов временного и амплитудного анализа. Физическая основа
этой возможности состоит в следующем: при р-распаде 41Аг
возникает метастабильный изотоп 41тК с периодом полураспада
Г1/2 = 6>7* 10-9с. При переходе 41тКв основное состояние ис-
пускается у-квант с энергией ^7=1,3 МэВ. Таким образом,
характерным признаком полезного события (Р-распада 41Аг)
является излучение в том же объеме спустя некоторое время
(порядка 10~8с) у-кванта фиксированной энергии (1,3 МэВ).
Для выделения полезного события необходимо после срабаты-
вания детектора Д\ зарегистрировать появление сигнала (в
Д2 или дополнительном детекторе) с амплитудой, соответствую-
щей заданному энерговыделению и спустя характерное время
после первого срабатывания. Для выделения сигнала с задан-
ным энерговыделением необходимо провести амплитудный ана-
12
лиз сигналов детекторов, а для выделения заданного диапа-
зона времени — временной анализ. (Заметим, что интервал вре-
мени между появлением р-частицы от распада 41Аг и у-кванта
от распада 41,ЛК не фиксирован, так как распад 41шК, как и
любого другого радиоактивного нуклида, носит случайный ха-
рактер). Это позволяет улучшить отношение эффекта к фону
еще на два-три порядка.

В приведенном примере видно, что применение тех или иных
методов и средств ядерной электроники зависит от уровня тре-
бований, предъявляемых к точности эксперимента. Чем они выше,
тем более сложные методы привлекаются для решения задачи. По
мере ужесточения требований к уровню фона последовательно
привлекаются: метод амплитудной дискриминации, метод вре-
менной селекции (метод антисовпадений), амплитудный анализ,
временной анализ. Однако и здесь еще не все резервы исчер-
паны. Так, для дискриминации фона а-частиц (собственная
радиоактивность детектора) и нейтронного фона (в основном
космического) можно применить анализ формы импульса — сиг-
налы детектора Д\ могут заметно различаться по форме при
регистрации а-частиц, нейтронов и |3-частиц одинаковой энер-
гии, что позволяет провести их идентификацию.

Несмотря на то что в сложных радиометрических задачах
для их решения может быть применен весь арсенал методов
современной ядерной электроники, характерной их чертой оста-
ется меньшая сложность электронной логики отбора, более низ-
ние требования к устройствам, реализующим эти методы, по
сравнению с задачами спектрометрии.

1.3.	ОСОБЕННОСТИ ЭЛЕКТРОННЫХ МЕТОДОВ СПЕКТРОМЕТРИИ

В ФИЗИКЕ НИЗКИХ ЭНЕРГИЙ

Физика низких энергий охватывает огромное количество
весьма разнообразных физических, задач, в которых источни-
ками излучения являются в основном ядерные реакторы и ус-
корители со сравнительно небольшой энергией ускоренных час-
тиц. Общим между ними является то, что во всех случаях,
как правило, исследуются ядерные реакции, проходящие при
сравнительно небольшом энерговыделении. Регистрации и иссле-
дованию подлежат продукты этих реакций: возбужденные ядра,
фрагменты реакции, продукты распада, осколки деления и др.
Измеряются ^массовые, зарядовые, энергетические спектры про-
дуктов реакций, энергия возбуждения, периоды и схемы распа-
дов, угловые корреляции и т. д. Методически задача обычно
сводится к измерению в той или иной геометрии энергетиче-
ских спектров продуктов реакций, а также временных корреля-
ций между ними, причем энергия регистрируемых частиц, как
правило, такова, что пробеги частиц полностью укладываются
в рабочем объеме детектора, и, таким образом, амплитуда сиг-
нала детектора пропорциональна энергии частицы. Пожалуй,
наиболее характерной особенностью этого класса эксперимен-
тов является сложность энергетических спектров — большое
количество отдельных спектральных линий (несколько сот, а то
и тысяч в одном спектре), зачастую наложенных на континуум.
Особенностью подобных исследований является также и то, что
обычно исследуемые процессы одновременно являются и источ-
никами фона. Это накладывает отпечаток и на устройства
ядерной электроники, применяемые для решения этих задач.
Основные электронные методы все те же — амплитудный и вре-
менной анализ, анализ формы, промежуточное хранение и счет
событий. Однако эти методы применяются в более сложном
сочетании, чем в задачах радиометрии, а требования к элект-
ронным устройствам с точки зрения точности, быстродействия,
возможностей работы при высоких загрузках гораздо выше.
Большой объем информации, одновременное измерение несколь-
ких параметров требуют применения ЭВМ и устройств, коди-
рующих информацию для передачи в ЭВМ.

В качестве простого примера рассмотрим определение вы-
ходов продуктов деления 235О в ядерном реакторе. Несмотря на
то что ядерные реакторы используются уже более 40 лет, эта
задача не потеряла своей актуальности. Дело в том, что многие
продукты деления — короткоживущие, и их идентификация
представляет собой сложную экспериментальную задачу. Зна-
ние точного массового и зарядового спектра продуктов деления
важно как с точки зрения углубленного понимания самой физики
деления, так для практических целей: детального расчета режима
выгорания топлива при переработке топлива и др. Довольно
простым методом определения выходов продуктов деления явля-
ется гамма-спектрометрический метод. Суть его состоит в том,
что, поскольку практически все продукты деления радиоактив-
ны, каждому из них соответствует свой, отличный от других,
спектр у-излучения, состоящий из набора отдельных энерге-
тических линий. При этом, разумеется, энергетические линии
различных продуктов деления могут случайным образом совпа-
дать по энергии (по крайней мере, в пределах точности изме-
рения), однако их совокупность и соотношение интенсивностей
являются отличительной чертой конкретного радиоактивного
нуклида. Эти спектры, как правило, хорошо известны и содер-
жатся в справочной литературе.

В упрощенном виде эксперимент ставится следующим обра-
зом: образец 235П помещается в канал реактора, где в течение
некоторого времени подвергается облучению нейтронным пото-
ком реактора. Затем по пневмопочте облученный образец пода-
ется на гамма-спектрометрическую установку, где измеряется
суммарный спектр его у-излучения. Из анализа полученного
14
Рис. 1.3. Участок амплитудного спектра у-излучения облученного 23511

спектра делаются заключения об изотопном составе образца и
об абсолютном содержании тех или иных радиоактивных нук-
лидов.

Основная экспериментальная трудность состоит в том, что
суммарный у-спектр облученного образца содержит несколько
сот энергетических линий различной интенсивности, которые
вследствие конечного энергетического разрешения детектора
могут частично или полностью перекрываться. Кроме того, аппа-
ратурный спектр, т. е. амплитудный спектр сигналов детектора, не
соответствует исходному энергетическому спектру. В частно-
сти, энергетические линии аппаратурного спектра, соответствую-
щие полному поглощению энергии у-квантов в детекторе, накла-
дываются на непрерывное распределение, обусловленное комп-
тоновским рассеянием у-квантов.

Таким образом, при регистрации отдельной у-линии с не-
которой энергией фоном по отношению к ней является лю-
бое у-излучение, имеющее энергию, большую ^о, а также излу-
чение других нуклидов с энергией, близкой к ^о, и не разре-
шенное аппаратурой. Пример участка такого спектра приведен
на рис. 1.3. Заштрихованная область соответствует фону компто-
новского распределения. Понятно, что определение интенсив-
ности (суммарного количества испущенных у-квантов) отдель-
ных линий, в особенности слабых, требует подавления компто-
новского фона специальными методическими приемами и что
для получения максимальной достоверности и точности резуль-
тата помимо подавления комптоновского фона необходимо обес-
печить как можно лучшее энергетическое разрешение спектро-
метрической установки.

Схема установки, предназначенной для решения этой задачи,
приведена на рис. 1.4. Исследуемый образец помещается внутрь
колодца полупроводникового детектора ППД с высоким энер-
гетическим разрешением, который регистрирует исследуемое
Рис. 1.4. Схема гамма-спектрометрической установки с подавлением комптонов-
ского фона

у-излучение. В свою очередь, ППД помещается внутрь колодца
сцинтилляционного кристалла Ыа!(Т1), просматриваемого че-
рез световод фотоумножителем. Сцинтилляционный детектор на
основе Ыа1(Т1) выполняет функцию подавления комптоновского
фона. Принцип действия установки состоит в следующем. Сиг-
нал, снимаемый с ППД, который пропорционален энергии, по-
терянной у-квантом в ППД, усиливается специальным пред-
усилителем, затем основным линейным спектрометрическим уси-
лителем и через нормально открытую линейную схему пропус-
кания ЛСП поступает на многоканальный амплитудный анали-
затор АА, где производится измерение его амплитуды. В процессе
последовательной регистрации сигналов разных амплитуд в
анализаторе набирается амплитудный спектр сигналов ППД.
Как уже говорилось, желательно, чтобы в этом спектре содер-
жались только те сигналы, которые соответствуют полному
поглощению энергии у-кванта в ППД, и не содержалось сигна-
лов, обусловленных комптоновским рассеянием. Исключение из
регистрации последних осуществляется следующим образом.
Если у-квант, испущенный образцом, испытал комптоновское
рассеяние в ППД, то рассеянный у-квант с большой степенью
вероятности будет зарегистрирован в антисовпадательном Крис-
тале №1(Т1).

Таким образом, в случае комптоновского рассеяния у-кванта
'в ППД практически одновременно в ППД и в антисовпадатель-
ном детекторе возникнут соответствующие сигналы. Эти сигна-
лы подаются на схему совпадений, вырабатывающую сигнал
запрета, запирающий ЛСП и исключающий таким образом сиг-
нал, снимаемый с ППД, из регистрации в анализаторе. Логика
16
работы схемы совпадений такова, что сигнал на ее выходе воз-
никает только в том случае, если одновременно имеются сиг-
налы на обоих ее.входах. Очевидно, что при полном поглощении
у-кванта в ППД сигнала на ее втором входе, связанном с анти-
совпадательным детектором, не будет, и ЛСП останется откры-
той.

Разумеется, какая-то доля рассеянных у-квантов не будет
зарегистрирована в антисовпадательном детекторе, поэтому
стопроцентного подавления комптоновского фона достичь не уда-
ется, но реально снизить этот фон на один-два порядка.

Приведенный пример характерен набором устройств, обра-
зующих так называемый спектрометрический тракт: малошумя-
щий предусилитель, располагаемый обычно непосредственно
вблизи детектора, основной линейный усилитель, линейная схема
пропускания, служащая для отбора нужных сигналов (или ис-
ключения ненужных), многоканальный амплитудный анализа-
тор, в котором производятся измерение и накопление ампли-
тудных спектров.

При прохождении сигналов детектора через спектрометриче-
ский тракт возникают специфические искажения, вносящие до-
полнительные погрешности в результаты измерения исследуе-
мых спектров.

При проведении прецизионных измерений для уменьше-
ния влияния этих искажений в спектрометрический тракт вводя-
тся дополнительные (не показанные на рисунке ,1.4) элект-
ронные устройства. Все эти вопросы подробно рассмотрены в
гл. 3.

Для накопления амплитудных спектров в настоящее время
вместо многоканального амплитудного анализатора все шире
применяются мини- и микроЭВМ. При использовании ЭВМ
для накопления и обработки информации необходимо кодиро-
вание поступающей в ЭВМ информации, т. е. амплитуда сиг-
нала, прошедшего через ЛСП, должна быть преобразована
в код. Для этой цели разработаны специальные амплитудные
кодировщики— амплитудно-цифровые преобразователи (АЦП),
которым посвящена гл. 7. Кроме того, ЭВМ не может принимать
коды в любой произвольный момент времени, передача кода в
ЭВМ должна быть синхронизована с циклом ее работы. Поэтому
необходимо устройство промежуточного хранения кода — циф-
ровой регистр, который выполняет роль буфера между АЦП
и ЭВМ.

Вопросы организации работы электронного оборудования в
линию с ЭВМ выходят за рамки настоящего пособия. Однако
кодирование информации в нужном виде, промежуточное хра-
нение ит. п. — все это входит в круг вопросов, относящихся к
электронным методам ядерной физики и рассматривается в
соответствующих разделах настоящей книги.
1.4.	ОСОБЕННОСТИ ЭЛЕКТРОННЫХ МЕТОДОВ В ЗАДАЧАХ

ФИЗИКИ ВЫСОКИХ ЭНЕРГИЙ

Пожалуй, главная черта, объединяющая задачи физики вы-
соких энергий,— это их чрезвычайная сложность. Сегодняшняя
физика высоких энергий — это физика взаимодействий элемен-
тарных частиц при гигантском (несколько сот. гигаэлектрон-
вольт) энерговыделении в ничтожно малых объемах. Отсюда
большая множественность рождения вторичных частиц, в том
числе и нейтральных, не взаимодействующих с веществом де-
тектора, гигантские пробеги заряженных частиц, достигающие
нескольких сот метров и более.,Особо сложной становится проб-
лема выделения полезных событий, так как исследуемые эффекты,,
имеют, как правило, сечения, существенно меньшие, чем фоно- '
вые. Поэтому даже при самом тщательном предварительном
отборе, осуществляемом электронной логикой, среди зарегист-
рированных событий подавляющее большинство все же состав-
ляют фоновые события. Так, в экспериментах по обнаружению
1^-бозона, проводившихся в Европейском центре ядерных иссле-
дований (ЦЕРНе), детекторами было зарегистрировано более
108 протон-антипротонных аннигиляций. Из них электронной
логикой отбора для дальнейшей обработки было оставлено
около 105 событий, в которых, в принципе, могло произойти
рождение 1^-бозона. Наконец, в результате анализа этих ста
тысяч событий было найдено около 10 случаев, в которых твердо
удалось установить рождение заряженных 1^-бозонов и 1—2
случая рождения нейтральных /°-бозонов!

В экспериментах подобного масштаба одновременно исполь-
зуется практически весь арсенал методов и средств ядерной
электроники.

Типичная^ постановка эксперимента на ускорителе, обоб-
щенная схема которого приведена на рис. 1.5, упрощенно вы-
глядит следующим образом. Ускоренные частицы (например,
протоны) направляются на мишень М|, где в результате ядер-
ного взаимодействия происходит рождение вторичных частиц
(л*, л°,	и др.). Далее, из пучка вторичных частиц выде-

ляются лишь те, которые требуются в данном эксперименте (на-
пример, /<+-мезоны заданной энергии). Для выделения этих
частиц применяются' методы сепарации (в частности, система
отклоняющих магнитов), в результате чего вторичный пучок
обогащается частицами заданного, сорта. Этот сепарированный
пучок падает на мишень ЛЬ, где происходят реакции, подлежа-
щие исследованию, а также фоновые реакции, конкурирующие
с исследуемыми. За мишенью М2 располагается система детек-
торов, позволяющая произвести идентификацию продуктов реак-
ции и измерение ее физических параметров.

Задача выделения полезных событий в такой установке
распадается на две части. Следует точно установить, что реак-
ция в мишени М2 произошла в результате взаимодействия
ядра-мишени с частицей заданного сорта и заданной энергии.
Для этой цели разрабатывается система детекторов и электро-
ники пучка, которая анализирует физические характеристики
падающей на мишень М2 частицы. Однако далеко не каждая
реакция в мишени М2, вызванная частицей заданного типа,
интересует экспериментатора. При больших энергиях взаимо-
действия разрешенных каналов реакции может быть очень мно-
го, а экспериментатора обычно интересует один определенный
канал (или класс каналов) с соответствующими ему продуктами
реакции. Для определения нужного типа реакции по ее продук-
там в систему детекторов продуктов реакции вводятся дополни-
тельные детекторы, задача которых — выделение продуктов реак-
ции заданного типа. Детекторы, стоящие перед М2 и определяющие
тип падающей на мишень М2 частицы, а также детекторы, стоящие
после мишени М2 и определяющие тип произошедшей реакции,
образуют систему триггерных детекторов ТД.

ТД с помощью систем электронного отбора «распознают»
исследуемый процесс по заранее заданным физическим крите-
риям (разумеется, с той или иной степенью достоверности), и
в случае положительного результата электронная система отбора
вырабатывает сигнал-триггер, разрешающий регистрацию и ана-
лиз продуктов реакции.*

Сложные критерии отбора, по которым вырабатывается триг-
гер, приводят к тому, что на выработку триггера затрачивается
заметное время, в течение которого остальная информация
(тех детекторов, которые не входят в триггер) должна со-
храняться в том или ином виде до тех пор, пока она будет либо
обработана, либо сброшена. Все эти особенности, отражены
на обобщенной схеме эксперимента (рис. 1.5). Перед мишенью
ЛГ2, в которой происходит исследуемый процесс, располагаются
как триггерные детекторы, так и детекторы измерительной
системы ДИС, позволяющие получить необходимые параметры
бомбардирующей частицы (например, ее координаты). Анало-
гичный набор детекторов ТД и ДИС располагается и за мишенью
на пути продуктов реакции. Сигналы, снимаемые с ТД, направ-
ляются в аппаратуру отбора событий, вырабатывающую, в
случае соответствия события заданным критериям отбора,
триггер установки. Сигналы, снимаемые с ДИС, запоминаются
в аппаратуре регистрации на время, необходимое для выработки
триггера, и при его наличии направляются (в виде кода) в
ЭВМ для накопления в памяти ЭВМ и обработки.

Современные эксперименты в физике высоких энергий в
принципе немыслимы без ЭВМ из-за гигантского объема ин-
формации и ее сложности. Однако не на всех стадиях экс-
перимента такое применение возможно или целесообразно.

* В научной литературе слово «триггер» применяется как для обозначения
электронного устройства с двумя устойчивыми состояниями, так и для управляю-
щего сигнала отбора событий. Употребление термина «триггер» для обозначения
электронного устройства хорошо известно читателю. Во втором смысле термин
«триггер» в основном применяется в физике высоких энергий, где он получил
широкое распространение. В настоящей книге используются оба смысловых зна-
чения этого термина, причем в гл. 10 они часто употребляются рядом без
каких-либо пояснений. Мы надеемся, что настоящее разъяснение поможет избе-
жать путаницы — из текста всегда видно, какое смысловое значение имеется
в виду.
В частности, выработка триггера может производиться и без при-
менения ЭВМ, обычными электронными логическими устройст-
вами отбора — схемами совпадений и антисовпадений, ампли-
тудными дискриминаторами, однако число каналов отбора при
этом существенно больше, чем в физике низких энергий.

В сложных экспериментах выработка триггера с помощью
простых логических устройств оказывается . неэффективной —
они не обеспечивают необходимой степени подавления фоновых
событий и вследствие этого регистрирующей аппаратуре и
ЭВМ приходится перерабатывать гигантские объемы бесполезной
информации. Поэтому в современных экспериментах обыч-
но применяется многоступенчатый триггер. Быстрая электрон-
ная логика вырабатывает сигнал, называемый первичным триг-
гером. При наличии первичного триггера производится обра-
ботка некоторой части информации в целях проведения
упрощенного анализа зарегистрированного события на его соот-
ветствие некоторым более сложным физическим критериям
(например, множественности события). Для быстрого проведения
этого анализа разрабатываются специализированные быстрые
процессоры (спецпроцессоры) с жесткой программой. На выходе
спецпроцессора формируется вторичный триггер. Наконец, в
наиболее сложных ситуациях вводится третья ступень отбора,
где применяются быстрые программируемые микропроцессор-
ные системы отбора.

В качестве относительно простого примера рассмотрим
(рис. 1.6) так называемую систему «мечения» у-квантов на со-
временных электронных ускорителях, которая применяется для
определения энергии первичных (до взаимодействия с физи-
ческой мишенью) у-квантов в области энергий выше нескольких
десятков мегаэлектрон-вольт. у-Кванты таких энергий гене-
рируются как вторичные частицы на электронных ускорителях
с соответствующей энергией ускоренных электронов.

При сбросе ускоренных до энергии е электронов \на мишень
М\ в мишени генерируется тормозное у-излучение; имеющее
непрерывный спектр от ^ = 0 до	В физическом экспе-

рименте, использующем этот тормозной пучок (например, фото-
ядерные реакции), исследуется процесс (сечения, продукты
реакции и т. п.) взаимодействия у-кванта известной (заданной)
энергии с ядром физической мишени. Таким образом, каждый
у-квант, падающий на физическую мишень, должен быть «по-
мечен». В том случае, если метка соответствует заданной энер-
гии, регистрируются продукты реакции.

Упрощенная схема мечения у-квантов на пучке электронов
ускорителя «Пахра» выглядит следующим образом. Ускоренные
« электроны сбрасываются на внутреннюю мишень ускорителя
' М|, в которой рождаются тормозные у-кванты. Пучок тормозных
у-квантов падает на мишень М2, стоящую на входе магнита
Мг\. В Л42 у-кванты генерируют электрон-позитронные пары
е+ и е~. Кинетические энергии электрона и позитрона при-
мерно равны и составляют половину энергии родившего их
у-кванта (за вычетом массы покоя частицы). В поперечном
магнитном поле магнита Мг\ электроны и позитроны развора-
чиваются в разные стороны, и, поскольку радиус кривизны
траектории частицы в магнитном поле пропорционален импульсу
частицы, в щель коллиматора попадают позитроны с заданной
энергией определяемой магнитным полем магнита Мг\ и
взаимным расположением мишени М2, магнита Мг\ и колли-
матора. Эти позитроны пересекают телескоп сцинтилляционных
детекторов Д\—Дз, вырезающий узкий пучок позитронов, не
испытывавших рассеяния от краев коллиматора. Взаимодействуя
с веществом детекторов Д\—Дз, позитроны испускают тормозное
у-излучение, практически совпадающее по направлению с на-
правлением движения позитронов. При этом позитроны, есте-
ственно, сбрасывают часть своей энергии. После прохожде-
ния детектора позитроны заворачиваются магнитом Л4г2.
Сцинтилляционные детекторы Д4 и Д5 выбирают из всех откло-
ненных магнитом Мг2 позитронов только те, энергия которых
равна некоторой заданной энергии ^2, определяемой взаимным
расположением оси пучка позитронов, магнита Мг2, телескопа
детекторов Д4 и Д& и напряженностью магнитного поля маг-
нита Мг2. Таким образом, одновременное срабатывание всех
детекторов системы [Д\—Д5) говорит о том, что позитрон с
энергией пройдя через детекторы Д\—Дз, сбросил свою
энергию до значения 2. Стало быть, энергия тормозного «ме-
ченого» у-кванта, рожденного этим позитроном, равна =
= ^1—«г2.

Сигналы детекторов Д[—Дз формируются формирователями
временной отметки Ф\—Фз. Стандартизованные выходные сиг-
налы формирователей поступают на входы схемы трехкратных
совпадений &ь выделяющей факт одновременного срабатывания
детекторов Д\—Дз, т. е. прохождение позитрона с энергией
1 через этот телескоп счетчиков. Количество срабатываний
схемы &1 сосчитывается счетным устройством Сч\, контролирую-
щим интенсивность позитронного пучка.

Сигналы детекторов Д4 и Д$ после формирования формиро-
вателями Ф4 и Ф5 подаются на входы схемы двукратных со-
впадений &2, что соответствует регистрации позитрона с энер-
гией ^2. Количество срабатываний &2 сосчитывается счетным
устройством Сч2, контролирующим количество позитронов, по-
павших в телескоп детекторов Д4 и Д5. Одновременно выходные
сигналы схем совпадений &1 и &2 подаются на входы схемы
двукратных совпадений &3. Очевидно, что выходной сигнал
схемы совпадений &3 и является сигналом, свидетельствующим
о генерации меченого у-кванта с энергией	2. Этот сиг-
нал используется для выработки триггера физической установки
(совместно с сигналом, снимаемым с триггерных детекторов са-
мой установки). Количество срабатываний схемы совпадений
&з сосчитывается счетным устройством С^з, показания которого
позволяют судить об эффективности мечения у-квантов.

Телескоп счетчиков Д4, Дб, стоящий после магнита Мг%,
выделяет из всего спектра позитронов, отклоненных магнитом
Мгъ, позитроны определенного направления, что соответствует
фиксированному импульсу позитронов и, как уже отмечалось,
фиксированной энергии у-квантов Для повышения эффек-
тивности установки вместо небольших по размеру счетчиков
Д4, Д5, вырезающих из широкого пространственного распреде-
ления позитронов небольшую их часть в узком телесном угле,
который определяется размерами счетчиков и расстоянием
между ними, устанавливаются позиционно-чувствительные де-
текторы большого поперечного размера, регистрирующие по-
зитроны в широком телесном угле. Сигналы позиционно-чув-
ствительных детекторов, помимо самого факта регистрации
позитрона, несут информацию (содержащуюся в амплитуде
сигнала или моменте его появления) о координате частицы
(см. гл. 8). Использование этой информации (в виде кодов ко-
ординат частиц в Д4 и Дб) расширяет возможности установки:
оно позволяет прдводить физические измерения сразу в широком
энергетическом диапазоне меченых у-квантов, а энергия каж-
дого меченого у-кванта определяется в процессе обработки ре-
зультатов эксперимента. Подобный принцип пространственного
разделения частиц по энергиям (импульсам) с помощью маг-
нитных полей и последующее измерение координат частиц
позиционно-чувствительными детекторами большого размера
очень широко применяется в экспериментах на ускорителях.

Приведенный пример типичен распространенной логикой
временного отбора с помощью телескопов счетчиков, осущест-
вляющих пространственное выделение пучка частиц. Факти-
ческая неодновременность срабатывания детекторов либо не
существенна в пределах точности измерений, либо легко может
быть компенсирована соответствующими задержками сигналов
при передаче на схемы совпадений. Формирователи Ф\—
не только стандартизуют сигналы детекторов по форме и амп-
литуде, но и одновременно выполняют функции амплитудных
дискриминаторов, отсекающих шумы сцинтилляционных де-
текторов. >

В более сложных системах идентификации частиц пучка
используются также пороговые черенковские детекторы и ряд
других. Кроме того, для нерелятивистских частиц телескопы
детекторов применяются нередко для измерения их скорости
по времени пролета частицей фиксированного расстояния
между детекторами. Поскольку импульс частицы, прошедшей
отклоняющий магнит, известен, измерение скорости частицы
позволяет вычислить ее массу, т. е. произвести идентифика-
цию частицы. При измерении времени пролета схемы совпа-
дений заменяются временными анализаторами. Специальные
схемные решения, которые рассматриваются в гл. 5, позволяют
быстро отбирать частицы с заданным временем пролета и фор-
мировать триггерный сигнал, соответствующий заданному
типу частиц.

В качестве примера отбора события нужного типа после
взаимодействия частицы пучка с мишенью рассмотрим упро-
щенную схему эксперимента СНАКМ по исследованию нейтраль-
ных токов в слабых взаимодействиях, поставленного в ЦЕРНе
международной коллаборацией ученых с участием советских
физиков.

Цель эксперимента — исследование кинематических парамет-
ров взаимодействия нейтрино высоких энергий (несколько
сот гигаэлектрон-вольт) с ядрами вещества мишени в усло-
виях, когда это взаимодействие связано с так называемыми
нейтральными токами, т. е. происходит без обмена электри-
ческого заряда между лептонами:

уи-|~М = уи +адроны,
где — мюонное нейтрино; № — ядро-мишень; адроны —
продукты реакции неупругого взаимодействия нейтрино с яд-
ром-мишенью. В этой реакции в результате взаимодействия
нейтрино с ядром происходит множественное рождение адро-
нов, вылетающих из точки взаимодействия в виде струи ча-
стиц.

Для описания кинематики процесса достаточно измерить
суммарную энергию адронов в струе, а также направление
струи (поскольку рассеяние нейтрино не регистрируется). Ха-
рактерным признаком того, что данный тип реакции обуслов-
лен нейтральными токами, является отсутствие среди частиц —
продуктов реакции заряженных лептонов (мюонов) высоких
энергий. Напротив, появление высокоэнергетического мюона
среди продуктов реакции означает, что взаимодействие вызвано
другим механизмом — заряженными токами, который в данном
эксперименте является фоновым. Кроме того, фоновыми являют-
ся также реакции, вызванные заряженными частицами — как
имеющимися в виде примеси в нейтринном пучке, так и косми^
ческими мюонами высоких энергий. Основной детектирующей
системой в эксперименте является адронный калориметр, кото-
рый одновременно выполняет функции мишени. Адронный кало-
риметр позволяет: измерить суммарную энергию адронной струи;
определить направление адронной струи; идентифицировать
вылетающий вторичный мюон (в случае, если реакция вызвана
заряженными токами) и определить его импульс.
Адронный калориметр состоит из 78 идентичных модулей.
Каждый модуль, в свою очередь, состоит из мраморной плиты
площадью 3X3 м и толщиной 8 см, окруженной по периметру
железной рамой, на которую надеты катушки, создающие внутри
рамы тороидальное магнитное поле. Мраморная плита выполняет
роль мишени, с ядрами которой взаимодействуют мюонные
нейтрино, а также является частью калориметра, измеряющего
энергию адронной струи,— в ней происходит развитие адронного
ливня, вызванного адронами струи. Для измерения энергии лив-
ня в модуль входит сцинтилляционный детектор, состоящий из
20 сцинтилляционных счетчиков на основе пластмассового
сцинтиллятора, каждый размером 15X3 см и длиной 3 м. Для
измерения координат частиц в модуль входит также слой из
128 пропорциональных дрейфовых счетчиков сечением 3X3 см
и длиной 4 м. Конструкция одного модуля показана на рис. 1.7.
Поскольку пропорциональные дрейфовые счетчики позволяют
определить лишь одну координату частицы, их направления
в соседних модулях взаимно ортогональны.

^..Таким образом, система из 78 идентичных модулей содержит
1560 ФЭУ и около 10 тыс. пропорциональных дрейфовых счет-
чиков. Такое громадное количество детекторов требует соответ-
ствующего объема электроники. Для каждого ФЭУ требуется
разветвитель сигнала, после которого часть сигнала подается
на дискриминатор, служащий для выработки триггерного
сигнала, а другая часть — на АЦП, кодирующий амплитуду
сигнала для последующего анализа. Код амплитуды запоми-
нается в буферном запоминающем устройстве для дальнейшей
передачи на ЭВМ. Для каждого пропорционального дрейфо-
вого счетчика требуется усилитель, устройство кодирования
и буферное ЗУ для хранения кода. Вся эта информация пере-
дается в ЭВМ при наличии триггера. В противном случае —
стирается.

Подробное описание всех электронных блоков системы, их
устройства, характеристик, связей между ними могло бы соста-
вить, пожалуй, отдельную книгу. Нас, однако, в этом примере
интересует логика выработки триггера, которая довольно про-
ста. Вернемся к исследуемому процессу и источникам фона.
В этом эксперименте процессы, происходящие через заряженные
токи, хотя и являются фоновыми, на уровне выработки триггера
не дискриминируются. Их дискриминация (отсев) производится
на стадии анализа процесса. Поэтому для выработки триггера
используется довольно простой критерий: зарегистрированный
в калориметре эффект должен быть вызван нейтральной ча-
стицей, а выделившаяся в калориметре энергия должна пре-
вышать некоторый заданный уровень. Дополнительным крите-
рием является наличие достаточно развитого адронного ливня
в калориметре. Последнее означает, что заметное энерговыделе-
Железная рама

Пропорциональ-
ные дрейфовые
счетчики

Мраморная
плита

Сцинтилляцион-
ные счетчики

ФЭУ счетчика
{остальные не
показаны)

Рис. 1.7. Конструкция мо-
дуля адронного кало-
риметра эксперимента
СНАРМ

Рис. 1.8. Упрощенная функ-
циональная схема выра-
ботки триггера в экспе-
рименте СНАКМ

ние должно быть зарегистрировано одновременно в нескольких
модулях калориметра.

Для выработки триггера используются только сигналы
сцинтилляционных детекторов, снимаемые с ФЭУ модулей.
Эти сигналы подаются на линейные дискриминаторы, отсекаю-
щие слабые (шумовые) сигналы, но сохраняющие амплитуд-
ную информацию тех сигналов, которые прошли через дискри-
минатор. Суммирование этих сигналов позволяет оценить
суммарное энерговыделение в калориметре.

Для исследования нейтринных процессов была принята
следующая логика выработки триггера: сигналы сцинтилля-
ционных детекторов должны присутствовать одновременно не
менее чем в четырех модулях калориметра (любых, кроме пер-
вого), суммарное энерговыделение должно быть не менее
26
1 ГэВ; сигнал в первом по отношению к пучку модуле должен
отсутствовать (сцинтилляционные детекторы первого модуля
играют роль антисовпадательной защиты, отбрасывающей про-
цессы, вызванные заряженными частицами).

Упрощенная и несколько видоизмененная для простоты по-
нимания схема выработки триггера приведена на рис. 1.8
(реальная схема много сложнее, так как позволяет гибко из-
менять критерии отбора для разного типа задач).

Сигналы с 20 ФЭУ одного модуля, прошедшие линейные
дискриминаторы, подаются на входы 20-входовых линейных
сумматоров (по одному сумматору на каждый модуль — всего
78 сумматоров). Таким образом, сигналы на выходе линейных
сумматоров пропорциональны энерговыделению в соответствую-
щем модуле. Сигналы сумматоров модулей подаются на входы
78-входового линейного сумматора, сигнал на выходе которого
пропорционален полному энерговыделению в калориметре.
Этот сигнал поступает на амплитудный дискриминатор, энер-
гетический порог которого ‘Гпор устанавливается в соответствии
с установленным критерием отбора.

Одновременно Сигнал каждого ФЭУ подается на управляе-
мый («стробируемый») дискриминатор, который генерирует
стандартизованный выходной сигнал только в том случае, если
на его входе, соединенном с ФЭУ, имеется импульс от ФЭУ,
а на управляющем входе (вход Строб) — разрешающий им-
пульс дискриминатора ^пор. Этим обеспечивается блокировка
последующей логики отбора от ненужной информации — от
обработки событий с энерговыделением меньше заданного
уровня. Выходные сигналы стробируемых дискриминаторов
поступают на входы смесителей модуля (так называемые схемы
ИЛИ), вырабатывающие стандартный выходной сигнал в том
случае, если хотя бы на одном из его входов имеется входной
сигнал. Наличие сигнала на выходе смесителя соответствует
срабатыванию хотя бы одного сцинтилляционного детектора
в модуле при условии, что суммарное энерговыделение в кало-
риметре превышает заданный уровень. Выходные сигналы сме-
сителей модуля (за исключением № 1) подаются на вход
77-входовой мажоритарной схемы совпадений, которая вырабаты-
вает выходной сигнал в том случае, если на ее входах присут-
ствует одновременно не менее четырех сигналов (в любой ком-
бинации). Выходные сигналы мажоритарной схемы совпадений,
дискриминатора и смесителя модуля № 1 подаются на входы
трехвходовой схемы совпадений — антисовпадений, которая
вырабатывает выходной сигнал при одновременном наличии
сигналов мажоритарной схемы совпадения и дискриминатора
и отсутствии запрещающего сигнала со смесителя модуля
№ 1. Выходной сигнал схемы совпадений — антисовпадений
и является триггерным сигналом.
Рис. 1.9. Пример
нейтринного собы-
тия в эксперимен-
те СНАКМ, восста-
новленного на экра-
не дисплея ЭВМ

На рис. 1.9 приведен пример события, восстановленного
на экране дисплея ЭВМ по данным дрейфовых пропорцио-
нальных счетчиков. Адронный каскад, возникший далеко от
края калориметра и несомненно вызванный нейтральной ча-
стицей, сопровождается мюоном большой энергии, трек кото-
рого искривлен в магнитном поле калориметра. Очевидно, что
этот процесс связан с заряженными токами. В случае нейтраль-
ных токов трек мюона отсутствует.

Рассмотренный пример характерен иерархическим построе-
нием логической системы отбора, которая обычно применяется
при большом числе детекторов: детекторы объединяются в груп-
пы, группы в супергруппы и т. д.; и на каждом уровне имеются
свои электронные системы отбора с ограниченным числом вхо-
дов. Приведенный пример характерен еще и большим коли-
чеством каналов амплитудного анализа. Хотя в физике высоких
энергий для измерения энергий частиц широко применяется
метод амплитудного анализа, требования к электронным спект-
рометрическим трактам, как правило, менее жесткие по уровню
шумов, линейности и т. п. по сравнению с задачами спект-
рометрии. Это связано с тем, что энергетическое разрешение
калориметров невысоко, не выше нескольких процентов (по
сравнению с 0,1% для ППД). Для определения энергий частиц
широко применяется также измерение удельных ионизационных
потерь. Однако и в этом случае энергетическое разрешение
отдельного детектора из-за флуктуаций ионизационных потерь
невысокое — порядка 10%. Сказанное не относится к случаям,
когда в эксперименте применяются прецизионные позиционно-
чувствительные детекторы. Измерение координат частиц с вы-
сокой точностью требует от электроники предельных парамет-
ров (см. гл. 8), особенно в отношении уровня собственных
шумов.

Сложность электронной логики отбора в экспериментах
физики высоких энергий (еще раз хотим подчеркнуть, что в
приведенном выше примере она сильно упрощена) делает
целесообразной разработку специализированных быстрых про-
цессоров, позволяющих за малые времена (сотни нандсекунд)
обрабатывать большой поток информации, необходимой для
выработки триггерного сигнала.
Еще одной особенностью электронных устройств, применяе-
мых в физике высоких энергий, является их повышенное быст-
родействие. В современных высокоинтенсивных пучках уско-
рителей количество срабатываний детектора может достигать
108 срабатываний в секунду. Большинство из этих срабатываний,
как правило, фоновые, однако электроника должна быть способ-
на справиться с подобными загрузками, в противном случае
фон будет полностью выводить ее из рабочего состояния.

Есть еще одна специфическая особенность в работе электрон-
ных систем подобного масштаба: градуировка, настройка и ста-
билизация характеристик регистрирующих каналов электроники
(пороги дискриминаторов, коэффициенты преобразования амп-
литуда — код и т. п.) не могут быть при таком количестве ка-
налов осуществлены вручную. Поэтому необходим специальный
режим автоматической градуировки регистрирующих каналов
и стабйлизации характеристик. Последнее требует возможно-
сти автоматического (с помощью сигнала коррекции, выраба-
тываемого ЭВМ) изменения характеристик электронных узлов,
т.ш е. применения электронных систем (дискриминаторов, пре-
образователей амплитуда — код и др.) с управляемыми пара-
метрами. Методы стабилизации параметров электронных из-
мерительных трактов рассматриваются в гл. 9.

1.5.	ОСОБЕННОСТИ ЭЛЕКТРОННЫХ МЕТОДОВ СПЕКТРОМЕТРИИ
КОСМИЧЕСКОГО ИЗЛУЧЕНИЯ

Исследование первичного космического излучения (заря-
женных частиц, у- и рентгеновского излучений) представляет
особый интерес, так как дает сведения об астрофизических
процессах в Галактике и за ее пределами. Земная атмосфера
не пропускает первичного космического излучения, поэтому по-
добные исследования (включая поиск еще не открытых на
Земле частиц, таких, как кварки, монополи и др.) можно про-
водить лишь на борту искусственных спутников Земли (ИСЗ),
орбитальных станций и межпланетных аппаратов. Это наклады-
вает на электронные системы отбора и обработки информации
особые требования в отношении их компактности, надежности,
оптимального отбора и кодирования информации, переда-
ваемой на Землю по каналам телеметрии. Кроме того, исследо-
вание потоков ядер тяжелее водорода, у-излучения, поиск новых
частиц сильно затруднены большим фоном протонов и электро-
нов, являющийся основными компонентами первичного кос-
мического излучения. Ограничения на габариты и массу детек-
торов затрудняют подавление этого фона средствами, обычными
для земных условий. Тем не менее эта область эксперименталь-
ной ядерной физики бурно развивается, а достигнутые резуль-
таты весьма значительны.
Специфика электронных методов спектрометрии космического
излучения, по-видимому, прежде всего состоит в требованиях
долговременной стабильности и надежности электронных систем
отбора и обработки информации, поиске решений, позволяющих
получать информацию в наиболее сжатом и компактном виде и
передать по каналам телеметрии максимальное ' количество
информации за минимальное время. Ограничения на габари-
ты, массу и энергопотребление не позволяют применять стан-
дартные ЭВМ на борту ИСЗ, а развитие специализированных
бортовых ЭВМ на основе микропроцессоров для решения
физических задач пока еще не достигло необходимого уровня.
Поэтому во многих случаях для решёния физических задач на
борту ИСЗ принимаются упрощенные решения.

Вместе с тем современные условия уже позволяют прово-
дить на борту ИСЗ эксперименты, которые по своему качеству
и сложности не уступают экспериментам, проводимым в земных
условиях. Трудность постановки подобных экспериментов
состоит в том, что в них невозможно применение стандартной
аппаратуры, используемой в земных условиях, вся электронная
аппаратура разрабатывается и изготавливается (с учетом спе-
цифических требований) специально под конкретный экспери-
мент, что сильно удорожает его и растягивает подготовку на
многие годы.

Рассмотрим в качестве примера один из самых современ-
ных приборов для исследования космического излучения —
гамма-телескоп. Этот прибор предназначен для регистрации
космического у-излучения в определенном энергетическом
диапазоне, измерения энергетического спектра зарегистриро-
ванного излучения, а также определения координат источников
у-излучения на небесной сфере, т. е. определения направле-
ния прилета у-квантов по отношению к оси телескопа.

Упрощенная схема телескопа «Гамма-1» для регистрации и
исследования космического у-излучения с энергией более -
30 МэВ приведена на рис. 1.10. Основной регистрирующей
частью прибора является многозазорная искровая камера МИК,
в электродах которой происходит конверсия у-квантов в элект-
рон-позитронные пары. Треки этих электрон-позитронных
пар («вилки») при подаче на электроды камеры высоковольт-
ного импульса проявляются в виде искр, проходящих по
трекам. Изображение этих искр считывается телевизионной
камерой (видиконом), кодируется и передается по системе те-
леметрии на Землю. Зная ориентацию прибора в пространстве
и геометрию треков электрон-позитронной пары, можно вычис-
лить направление на источник у-квантов. Измерение энергии
у-квантов происходит в ионизационном калориметре (ИК),
в котором электрон-позитронная пара создает электромагнит-
ный ливень.
Рис. 1.10. Упрощенная схема гамма-телескопа «Гамма-1»

Искровая камера — управляемый прибор, способный «пом-
нить» треки частиц в течение времени порядка 10-7 с. Для ее
запуска (подачи на электроды камеры высоковольтного импуль-
са) необходима система предварительного отбора полезного
события — факта генерации в электродах камеры электрон-по-
зитронной пары суммарной энергии несколько десятков мега-
электрон-вольт. При выделении полезного события система
предварительного отбора вырабатывает триггер, запускающий
МИК и разрешающий кодирование необходимой физической
информации для передачи в бортовое запоминающее устрой-
ство для последующей передачи на Землю по системе теле-
метрии.

Основными источникам фона при проведении подобных ис-
следований являются высокоэнергетические электроны и про-
тоны космического излучения, потоки которых на 5—6 порядков
превышают потоки исследуемого у-излучения, а также у-кванты,
идущие со стороны калориметра (в приборе — снизу вверх).

Система предварительного отбора (см. рис. 1.10) включает
в себя: сцинтилляционный детектор антисовпадений АС, окружа-
ющий МИК со всех сторон, кроме нижней; сцинтилляционный
времяпролетный телескоп СТ, состоящий из двух сцинтилляци-
онных детекторов СВ и СИ, и газовый черепковский детектор
ГЧ, расположенный между СВ и СИ.

Логика отбора состоит в том, чтобы зарегистрировать в сис-
теме предварительного отбора наличие двух релятивистских
частиц (электроны таких энергий имеют скорость, практически
равную скорости света), движущихся в приборе сверху вниз,
при отсутствии сигнала с антисовпадательной защиты (послед-
нее означает, что эти частицы рождены каким-то нейтральным
излучением, попавшим внутрь прибора). Для выделения на-
правления движения частиц, а также того факта, что эти ча-
стицы — релятивистские, используются сразу два устройства,
работающие параллельно: сцинтилляционный телескоп СТ и
газовый черенковский детектор ГЧ. Этим достигается более
надежное подавление фона. ГЧ — это пороговый направлен-
ный детектор, который срабатывает от частиц, летящих сверху
вниз (в пределах некоторого телесного угла) со скоростью,
превышающей пороговую (близкую к скорости света). Однако
реальные параметры отбора такого детектора невысоки, и из-за
ложных срабатываний он не способен обеспечить необходимое
подавление фона. Поэтому ГЧ дублируется СТ, позволяющим
проводить отбор сразу по двум критериям; 1) направлению и
времени пролета частиц между детекторами СВ и СН\ 2) энер-
говыделению в СВ и СН, соответствующему регистрации двух
релятивистских частиц.

Электронная логика отбора (упрощенно) выглядит следую-
щим образом. Сигналы детекторов СВ и СН разветвляются
каждый в два канала — временной и амплитудный. Во времен-
ном канале сигналы формируются формирователями временной
отметки ФВО, позволяющими осуществлять точную временную
привязку к моментам срабатывания детекторов. Сигналы ФВО
поступают на входы время-амплитудного преобразователя
ВАП, осуществляющего аналоговое преобразование временного
интервала между срабатываниями ФВО детекторов СВ и СН
(равного, очевидно, //у, где / — расстояние между СВ и СН,
V — скорость частицы) в сигнал, амплитуда которого пропор-
циональна этому интервалу. Амплитудный дискриминатор
Дт стоящий на выходе В АП, позволяет отбирать только те сиг-
налы, амплитуда которых соответствует и —с и заданному на-
правлению пролета (СВ срабатывает на № = 1/с раньше,
чем СН).

В амплитудных каналах сигналы детекторов СВ и СН по-
даются на дискриминаторы ДА1 и ДА2, пороги срабатывания
которых соответствуют одновременной регистрации двух реля-
тивистских частиц. Выходные сигналы ДА1, ДА2 и Дт подаются
на схему трехкратных совпадений, формирующую сигнал от-
бора сцинтилляционного телескопа СТ. Этот сигнал, а также
сигнал ГЧ, сформированный дискриминатором-формирователем
Ф2, и сигнал АС, сформированный формирователем Ф\, пода-
ются на входы схемы совпадений — антисовпадений, вырабаты-
вающей триггер запуска искровых камер и записи информации
при совпадении сигналов СТ и ГЧ и отсутствии сигнала АС.

Мы рассмотрели лишь основную, сильно упрощенную часть
логических и измерительных систем прибора. Реальная система
32
позволяет по команде с Земли менять логику отбора событий,
осуществлять режимы контрольной градуировки (космиче-
скими протонами) и передавать на Землю большое количество
физической и контрольной информации.

1.6.	МЕТОДЫ И СРЕДСТВА ЯДЕРНОЙ ЭЛЕКТРОНИКИ

В предыдущих параграфах на нескольких примерах были
рассмотрены измерительные и логические функции, которые
выполняют электронные устройства в ядерно-физическом экспе-
рименте, а также основные методы (амплитудный анализ, вре-
менной анализ и др.) и средства (усилители, дискриминаторы,
схемы совпадений и антисовпадений и др.), применяемые для
этих целей. Разумеется, приведенные примеры не исчерпывают
всех методов и средств ядерной электроники. Однако этих при-
меров достаточно, чтобы, опираясь на них, очертить круг задач,
решаемых электронными методами ядерной физики и ту специ-
фику применения электронных устройств, которая при этом воз-
никает.

Любая задача, решаемая средствами ядерной электроники,
так или иначе сводится к измерению определенных величин:
количества срабатываний детектора или совокупности детекторов
за определенное время, амплитуд сигналов детекторов, времен-
ных интервалов между сигналами. Результат измерения всегда
получается с некоторой погрешностью. Это касается как прямого
измерения перечисленных величин, так и электронного отбора
событий по заданным критериям.,

Принципиально неустранимым источником погрешностей
измерения является случайный характер процессов, исследуемых
в ядерной физике. Момент распада радиоактивного ядра и,
следовательно, момент срабатывания детектора, конкретный ме-
ханизм взаимодействия частицы с мишенью или веществом
детектора (если принципиально возможны несколько меха-
низмов), образованный частицей заряд в детекторе и ряд других
величин являются принципиально непредсказуемыми. Поэтому
для получения достоверных результатов необходимо проводить
регистрацию большого количества однотипных событий («наби-
рать статистику»). По набранной статистике строится статисти-
ческое распределение случайной величины, определяются ее
среднее значение и погрешность определения среднего значения.
Принципиально^важно, что относительная погрешность тем мень-
ше, чем больше статистика, т. е. чем больше число зарегистри-
рованных однотипных событий.

Для набора статистики в эксперименте широко применяются
электронные счетные устройства. Они сосчитывают количество
электрических импульсов, вырабатываемых той или иной схемой
логического отбора за заданный интервал времени. В более
сложных случаях, когда каналов отбора много (например, если
сигналы с детектора сортируются по амплитудам), применяются
многоканальные регистрирующие системы.

Независимо от типа регистрирующей системы любая из них
обладает конечным быстродействием. При этом из-за статисти-
ческого характера поступления регистрируемых сигналов на вход
регистрирующей системы неизбежно возникают просчеты, т. е.
конечная погрешность в определении количества зарегистриро-
ванных событий.

Просчеты могут возникать не только в регистрирующих си-
стемах, но и в системах логического отбора, так как быстродейст-
вие узлов логического отбора (например, схем совпадений) тоже
конечно.

Случайный характер поступления исследуемых сигналов на
вход систем измерения и отбора приводит к еще одному непри-
ятному явлению — частотной перегрузке, состоящей в том, что
характеристики электронных устройств меняются неконтроли-
руемым образом в тех случаях, когда средняя частота поступле-
ния сигналов на их вход превышает предельно допустимое зна-
чение. Предельно Допустимые загрузки должны, таким образом,
соответствовать условиям эксперимента, что зачастую является
трудной задачей. Так, средние загрузки аппаратуры в экспери-
ментах на ускорителях могут достигать в импульсах 108 событий
в секунду.

Случайный характер регистрируемых процессов сказывается
также и в том, что понятие «регистрация одновременных со-
бытий» (с помощью схемы совпадений) является весьма услов-
ным. Вследствие статистического характера преобразования
энергии частицы в детекторе в электрический сигнал момент
появления сигнала на выходе детектора по отношению к моменту
прохождения частицы через детектор испытывает статистические
флуктуации, т. е. принципиально может быть опрсцнсн только
с некоторой погрешностью.

Из сказанного следует, что любое устройство ядерной эле-
ктроники характеризуется одним или несколькими параметрами,
зная которые, можно определить погрешность результата экспе-
римента, или, наоборот, сформулировать условия эксперимента,
при которых погрешность не будет превышать заданного зна-
чения.

В сущности говоря, величин, подлежащих измерению сред-
ствами электронных методов ядерной физики, немного. Это —
количество событий, амплитуда сигнала, его форма и время,
разделяющее моменты появления сигналов с двух или более
детекторов. Первая из них — дискретная (цифровая) величина.
Остальные величины — величины аналоговые, т. е. имеющие
непрерывный спектр значений в некотором интервале. В соответ-
ствии с тем, какие величины, дискретные (цифровые) или непре-
рывные (аналоговые), подлежат анализу, электронные методы
ядерной физики подразделяются на цифровые и аналоговые.

Не следует, однако, думать, что цифровые методы применя-
ются лишь для счета событий, а для измерения аналоговых
величин, наоборот, только аналоговые. Дело в том, что сами
измеряемые величины с помощью специальных устройств могут
быть из аналогового вида преобразованы в цифровой вид или
наоборот. Например, количество событий (цифровая величина)
может быть преобразовано с помощью специального устройства
(измерителя средней частоты) в аналоговую величину — напря-
жение на выходе этого устройства, что позволяет непрерывно
контролировать среднюю частоту регистрируемых событий.
Амплитуда сигнала или интервал времени между сигналами
(аналоговые величины), напротив, часто преобразуются в циф-
ровой вид (кодируются), и дальнейшая обработка амплитудной
или временной, информации проводится цифровыми методами.
Наконец, промежуточное запоминание информации производится
как в цифровом, так и в аналоговом виде.

Разумеется, преобразование аналоговых величин в цифровые
или наоборот так же, как и дальнейшее измерение этих величин,
проводится с некоторой погрешностью. Однако современные
средства ядерной электроники позволяют довести эту погреш-
ность до такого уровня, когда определяющей становится погреш-
ность, определяемая статистическими процессами, а не аппара-
турная погрешность.

Из сказанного следует, что одни и те же задачи можно, как
правило, решать как аналоговыми, так и цифровыми методами.
Предпочтение тому или иному методу отдается в зависимости
от условий эксперимента. Аналоговые методы, как правило, дают
меньшую точность измерений, но обладают' более высоким
быстродействием по сравнению с цифровыми. Цифровые методы,
как правило, более точны и более помехоустойчивы. Кроме того,
для обработки информации с помощью ЭВМ информация обяза-
тельно должна представляться в цифровом виде — в тех кодах,
которые способна воспринимать ЭВМ. Таким образом, в авто-
матизированных экспериментах преобразование всей передава-
емой в ЭВМ информации в цифровой код обязательно, хотя,
разумеется, на стадии предварительного отбора применяются и
аналоговые методы.

Применение ЭВМ в современном физическом эксперименте
не просто дань времени, не просто средство облегчить работу
экспериментатора. Колоссальный объем информации, получае-
мый в экспериментах, принципиально не может быть обработан
без современных вычислительных средств.

Каждый физический эксперимент по-своему уникален. Со-
ответственно уникальна и та электронная логика, которая зало-
жена в эксперимент. К счастью, это не означает, что для каждого
эксперимента необходимо заново разрабатывать все электронные
узлы и системы измерения и отбора (хотя нередко какую-то
часть и приходится разрабатывать). Благодаря тому, что набор
электронных методов и средств, которыми в принципе располага-
ет экспериментатор, ограничен, в ядерной электронике широко
применяется модульный принцип построения электронных систем
эксперимента. Набор стандартных модулей, выполняющих опре-
деленные функции отбора (схемы совпадений и антисовпадений,
дискриминаторы и др.) и измерения (аналогоцифровые и цифро-
аналоговые преобразователи), а также устройства сопряжения
этих блоков с детекторами и между собой (усилители, формиро-
ватели, разветвители, линии задержки и др.) позволяют собирать
электронные системы различной конфигурации.

Особую роль играет модульный принцип в экспериментах с
применением ЭВМ. В настоящее время для автоматизации фи-
зического эксперимента практически во всех странах мира приня-
та магистрально-модульная система КАМАК. Одной из ее глав-
ных особенностей является то, что эта система является машинно
независимой, т. е. может работать с широким набором ЭВМ
различного типа, В системе КАМАК стандартизованы параметры
сигналов, передаваемых из модуля в модуль, что позволяет
легко сопрягать модули между собой, стандартизованы номина-
лы электрического - питания модулей, стандартизованы сами
размеры модулей, узлы электрического сопряжения . (разъемы).
Это позволяет в стандартном каркасе (крейте), оснащенном
стандартным питанием, набирать необходимые типы модулей для
решения конкретной задачи. Все модули в крейте связаны через
канал передачи данных (магистраль крейта). Процессом пере-
дачи и обмена данными управляет специальный модуль-кон-
троллер, расположенный в этом же крейте. Только этот модуль
является машинно зависимым, т. е. разработан для сопряжения
с ЭВМ конкретного типа, и обмен данными с ЭВМ происходит
только через него. В тех случаях, когда в эксперименте ЭВМ
не требуется, система КАМАК позволяет проводить эксперимент
и без ЭВМ. Наряду с системой КАМАК в настоящее время разви-
ваются и внедряются в эксперимент другие магистрально-модуль-
ные системы (ФАСТБАС, УМЕ, МУЛЬТИБАС II и др.), имеющие
по сравнению с системой КАМАК ряд преимуществ с точки зрения
скорости и объема перерабатываемой информации.

Система КАМАК внесла много .нового в эксперимент, прежде
всего сделав его программируемым. Однако с точки зрения
электронных методов не так уж важно, выполнен электронный
модуль в системе КАМАК или в какой-либо другой магистраль-
но-модульной системе. Сами методы от этого не меняются.
Поэтому в настоящей книге, посвященной электронным методам
ядерной физики, принципы организации и программирования
магистрально-модульных систем не затронуты. Изучение матери-
ала, изложенного в настоящем пособии, является первой сту-
пенью знакомства с электронными методами современного экспе-
римента. Второй (обязательной!) ступенью является изучение
принципов организации и программирования магистрально-
модульных систем и принципов применения в эксперименте ЭВМ
различных классов, подробно изложенных в упоминавшейся в
предисловии книге Ю. Ф. Певчева и К. Г. Финогенова.

Контрольные вопросы

I.	Какие задачи решаются в современном ядерно-физическом эксперименте
с помощью электронных методов:

а)	накопление и обработка физической информации;

б)	отбор исследуемого процесса и измерение его параметров;

в)	счет полезных событий?

2.	Какой фон моя$ет быть подавлен методом активной защиты на анти-
совпадениях:

а)	любой;

б)	фон длиннопробежных заряженных частиц;

в)	фон от радиоактивных загрязнений самой установки?

3.	В каких случаях для подавления фона применяется метод амплитуд-
ной дискриминации:

а)	для защиты от космического излучения;

б)	^для подавления собственных шумов детектора;

в)	в тех случаях, когда амплитуды сигналов от исследуемого эффекта
заметно превышают амплитуды фоновых сигналов?

4.	Что является фоном по отношению к некоторой исследуемой энерге-
тической линии в сложном линейчатом спектре у-излучения:

а)	все остальные линии спектра;

б)	спектрально не разрешаемые близлежащие линии спектра;

в)	все линии, для которых положение края комптоновского распределения
лежит правее исследуемой линии?

5.	Что называется триггером многодетекторной экспериментальной уста-
новки:

а)	электронная схема с двумя устойчивыми состояниями;

б)	сигнал, соответствующий отбору бомбардирующей частицы с заданными
параметрами;

в)	сигнал, соответствующий отбору события заданного типа?

6.	Что , является принципиально неустранимым источником погрешности
результата ядерно-физического эксперимента:

а)	погрешность, вносимая электронной аппаратурой;

б)	быстр9действие электронной аппаратуры;

в)	статистический характер регистрируемых процессов?

7.	В чем преимущества цифровых методов обработки в ядерной электро-
нике перед аналоговыми:

а)	в большей надежности;

б)	в более высокой точности;

в)	в более высоком быстродействии?
ГЛ АВ А 2

МЕТОДЫ СЪЕМА ИНФОРМАЦИИ С ДЕТЕКТОРОВ
ИЗЛУЧЕНИЙ

2.1.	КЛАССИФИКАЦИЯ И ОБЩИЕ СВОЙСТВА ДЕТЕКТОРОВ
ИЗЛУЧЕНИЙ

Первичным источником информации о ядерных процессах
являются сигналы, снимаемые с детекторов излучений. В первом
приближении все детекторы излучений, какие бы физические
принципы в них не использовались, можно разделить на два
класса: 1) детекторы с фотографическим съемом информации;
2) детекторы с электрическим съемом информации.

Детекторы первого класса позволяют получить изображение
треков заряженных частиц в рабочем объеме детектора. К таким
детекторам относятся: камера Вильсона, диффузионная камера,
пузырьковая камера, широкозазорная искровая камера, стри-
мерная камера и их модификации. Обычным методом съема
информации в таких детекторах является фотографирование
рабочего объема детектора, хотя в последнее время все чаще
применяется получение изображения с помощью телевизионных
установок. Поскольку при просмотре фотопленки обычно исполь-
зуются автоматические считывающие устройства (просмотровые
столы), изображения треков так или иначе переводятся в цифро-
вые коды, и дальнейшая их обработка ведется с помощью ЭВМ.
Электронные средства съема и обработки изображения треков
частиц в таких детекторах весьма специфичны и в настоящем
пособии не рассматриваются.

Предметом настоящей книги являются вопросы обработки
и анализа сигналов, поступающих с детекторов второго клас-
са,— детекторов с электрическим съемом информации. Несмотря
на глубокие различия, в физических принципах работы различ-
ных типов детекторов этого класса с формальной (и практиче-
ской) точки зрения их объединяет одно общее свойство: энергия,
потерянная частицей в детекторе, в результате того или иного
физического процесса в конечном итоге преобразуется в электри-
ческий сигнал — импульс электрического тока, который содержит
всю доступную для анализа информацию.

Какая же это информация? Прежде всего сам факт регистра-
ции частицы. Сосчитав с помощью электронного счетного устрой-
ства количество сигналов с- детектора за заданное время, мы
техм самым определим количество зарегистрированных частиц.
Однако уже отмечалось, что из-за случайного характера реги-
стрируемых процессов при таком счете неизбежно возникают
просчеты событий. Существенно, что относительное значение
38
просчетов зависит от количества сосчитываемых событий в еди-
ницу времени (средней частоты).

Поскольку максимально возможная средняя частота зависит
от типа применяемого детектора, свойства самого детектора оп-
ределяют соответствующие требования к быстродействию элек-
тронного счетного устройства.

Многие детекторы обладают свойством пропорциональности:
сигнал на выходе детектора пропорционален энергии, потерян-
ной частицей в детекторе.

Измеряя амплитуду сигнала, мы получаем информацию об
энергетических потерях частицы. Требования к параметрам
электронных устройств амплитудного анализа определяются
возможностями самого детектора — его амплитудным (энергети-
ческим) разрешением.

Момент регистрации частицы во времени, т. е. момент появле-
ния сигнала на выходе детектора,— также физическая информа-
ция первостепенной важности. Опять-таки, точность определения
этого момента и соответствующие требования, предъявляемые к
параметрам электронных систем временного отбора, определяются
характеристикой самого детектора — его временным разреше-
нием.

Наконец, форма сигнала, т. е. изменение его во времени,
также может нести определенную информацию либо о самой
частице (например, ее скорости), либо о месте взаимодействия
частицы с веществом детектора (координате регистрации час-
тицы). Возможность получения этой информации и требования
к электронным системам ее выделения целиком определяются
физическими характеристиками самого детектора.

В последующих параграфах настоящей главы рассматривают-
ся возможности и методы выделения перечисленной информации
с учетом конкретных физических характеристик различных
детекторов.

Итак, электрический сигнал на выходе детектора — момент
его появления, его амплитуда, его форма и составляют предмет
анализа с помощью соответствующих методов и средств ядер-
ной электроники. В этом смысле детектор — такое же электрон-
ное устройство, как и все прочие связанные с ним устройства.
Но не равноправное с ними, поскольку именно характеристики
детектора диктуют требования к остальной электронике. Эти
требования обычно состоят в том, чтобы электроника не ухуд-
шала точности измерения тех или иных величин, обеспечиваемой
характеристиками самого детектора. При этом следует иметь
в виду, что точность измерения амплитуд сигналов, временных
соотношений между сигналами, точность разделения частиц
по скорости или координатам зависит также й от количества
регистрируемых событий в единицу времени (средней частоты).
При больших средних частотах поступления событий на вход
измерительного устройства в его электронных цепях могут воз-
никать специфические искажения, приводящие к ухудшению его
измерительных характеристик (частотные перегрузки). Поэтому
предельная средняя частота регистрации событий, допускаемая
самим детектором, оказывает существенное влияние на выбор
того или иного метода электронного анализа.

Детекторы с электрическим съемом информации — это основ-
ной класс детекторов, применяемых в настоящее время в экспе-
рименте. Они позволяют получать достаточно полную физиче-
скую информацию, включая пространственную картину процесса
(благодаря свойству позиционной чувствительности, характер-
ной для многих из них), и в то же время широко применять
в эксперименте средства автоматизации.

Все детекторы этого класса можно условно разбить на четыре
основные группы.

Первая группа — ионизационные детекторы. Эта группа
включает в себя:

а)	газоразрядные детекторы — ионизационные камеры, про-
порциональные счетчики, счетчики Гейгера — Мюллера, пропор-
циональные камеры, искровые счетчики, многоэлектродные
искровые камеры, дрейфовые камеры, дрейфовые счетчики;

б)	жидкостные ионизационные детекторы — ионизационные
камеры с жидким диэлектриком;

в)	твердотельные детекторы — кристаллические счетчики,
однородные полупроводниковые детекторы, детекторы с р — п-
переходом, р — I — п-детекторы.

Основной характерной особенностью этой группы является
то, что первичным физическим процессом, используемым в этих
детекторах для регистрации частицы, измерения ее энергии и
других параметров, является ионизационный эффект — эффект
генерации свободных носителей электрического заряда в ве-
ществе детектора (электронов и ионов в газах и жидкостях,
электронов и дырок в кристаллических телах) под действием
электрического поля частицы. Ионизационный эффект либо
измеряется непосредственно (в ионизационных камерах, твердо-
тельных детекторах), либо используется для развития вторич-
ного процесса — газового разряда. Первичной величиной в этих
детекторах является электрический заряд свободных носителей,
создаваемый непосредственно регистрируемой частицей в рабо-
чем веществе детектора. Эта величина с высокой степенью точ-
ности пропорциональна энергетическим потерям частицы в ра-
бочем веществе детектора, что позволяет измерять либо пол-
ную энергию частицы (если ее пробег полностью укладывается
в рабочем объеме детектора), либо удельные ионизационные
потери (если пробег частицы много больше размеров детектора).

Детекторы этой группы широко применяются для решения
самых разнообразных физических задач — измерения энергии,
40
момента регистрации, траектории частиц с высокой точностью.

Вторая группа — сцинтилляционные детекторы. В детекто-
рах этого типа преобразование энергии частицы в электриче-
ский сигнал носит многоступенчатый характер. В рабочем ве-
ществе детектора — сцинтилляторе, который может быть твер-
дым, жидким или газообразным, энергия частицы преобразу-
ется в световую вспышку (сцинтилляцию). Эта световая вспыш-
ка регистрируется светочувствительным электронным устрой-
ством — фотоэлектронным умножителем и преобразуется им в
электрический сигнал. Обе стадии преобразования энергии
частицы в электрический импульс обладают, хотя и в ограни-
ченных пределах, свойством пропорциональности, что позволяет
измерять энергетические потери частиц. Сцинтилляционные
детекторы благодаря своим особым свойствам: высокой эффек-
тивности регистрации уастиц различного типа, возможности
гибкого изменения размеров и конфигурации эксперименталь-
ных установок находят не менее широкое применение в экспе-
рименте, чем детекторы первого типа.

Третья группа — черепковские детекторы. Конструктивно
эти детекторы похожи на сцинтилляционные: энергия частицы
преобразуется в рабочем веществе детектора (газе, жидкости
или твердом теле) в световую вспышку, которая затем регист-
рируется ФЭУ. Однако механизм возникновения свечения рабо-
чего вещества детектора (называемого радиатором) принципи-
ально отличен от сцинтилляционного — свечение вызвано эф-
фектом Черенкова, возникающим при движении частицы со ско-
ростью, большей скорости распространения света в среде-радиа-
торе. Интенсивность световой вспышки, нелинейно зависит от
скорости частицы: 7~8Ш20, где 0 — угол излучения черепков-
ского света: соз 0 —1/(ри), п — показатель преломления среды;

V — скорость частицы; с — скорость света в вакууме.
Черенковские детекторы применяются для регистрации реляти-
вистских частиц. Поскольку амплитуда электрического импуль-
са, снимаемого с ФЭУ, слабо (и нелинейно) зависит от ско-
рости частицы и, вообще говоря, не позволяет измерять энергию
частицы со сколько-нибудь удовлетворительной точностью, сиг-
нал черенковского детектора обычно используется в устройст-
вах временного отбора полезных событий либо отбора частиц
по скоростям.

Четвертая группа — эмиссионные детекторы. В детекторах
этой группы используется эффект вторичной эмиссии электро-
нов в вакуум из тонких слоев вещества при падении на них
высокоэнергетических заряженных частиц. Электроны вторичной
эмиссии, выбитые из рабочего вещества детектора движущейся
частицей, регистрируются вторичным электронным умножите-
лем, усиливающим первичный эффект до значения, достаточного
для регистрации электронной аппаратурой. К детекторам этого
типа относятся детекторы из пористых диэлектриков, детекторы,
использующие в качестве эмиттеров тонкие металлические фоль-
ги, и ряд других. Применение таких детекторов весьма специфично.
В основном они применяются в тех случаях, когда требуется
точное определение момента регистрации частиц относительно
небольших энергий {нерелятивистских) без заметного искажения
энергетического спектра этих частиц.

В. качестве вторичных электронных умножителей в настоя-
щее время чаще всего применяются микроканальные пластины
(см § 2.3), позволяющие получать очень высокую точность
определения момента регистрации частицы.

Приведенная классификация детекторов с электрическим
съемом информации является довольно условной и неполной.
Она не учитывает новых, разрабатываемых в настоящее время
детекторов, таких, например, как сверхпроводящие детекторы.
Не упоминаются и детектирующие системы, в которых исполь-
зуется одновременно несколько физических механизмов (напри-
мер, такие, как черенковские калориметры полного поглощения).
Сделано это умышленно. Нашей целью является лишь напоми-
нание читателю о свойствах основных широко используемых
детекторов и связанных с этими свойствами требованиях, предъ-
являемых к электронике. С этой точки зрения приводимая клас-
сификация является вполне удовлетворительной, так как подав-
ляющее число современных детектирующих установок может
быть сведено к комбинации перечисленных четырех групп.

Для детального изучения физических принципов детектиро-
вания частиц, свойств и параметров, методических особеннос-
тей их применения следует обратиться к специальной литера-
туре, например к книге В. К. Ляпидевского «Методы детекти-
рования излучений» (М.: Энергоатомиздат,'1987).

Несмотря на разнообразие физических принципов регистра-
ции частиц различными типами детекторов, на выходе любого
из перечисленных типов детекторов с электрическим съемом
информации возникает электрический сигнал определенного
значения и длительности, несущий всю доступную информацию.
Поэтому с формальной точки зрения любой детектор из пере-
численных выше может рассматриваться как , генератор тока
во внешнюю регистрирующую цепь. Как известно, под генера-
тором тока понимается генератор, внутреннее сопротивление
которого /?вн много больше сопротивления цепи нагрузки
/?Н • ^вн З5* /?н.

В этом случае выходной ток генератора I не зависит от со-
противления нагрузки внешней цепи /?н. Это утверждение прак-
тически справедливо для всех типов детекторов, поскольку
импульс тока /, а также его длительность определяются внут-
ренними процессами в детекторе и не зависят от /?н в широком
диапазоне значений /?н, применяемых на практике.
Поэтому для формального анализа про-
цесса формирования и передачи выходного
сигнала детектор может быть представлен в
виде эквивалентной схемы генератора тока
(рис. 2.1).

Ток детектора I через ключ /<, замыкаемый
на время длительности импульса тока
поступает во внешнюю цепь нагрузки детек-
тора, состоящую из сопротивления нагрузки
/?н и емкости нагрузки Сн, подключенной
параллельно /?н, где Сн = С;1 + Свх + См, Сд —
емкость детектора; Свх — емкость входа
электронного устройства, подключаемого
к детектору; См — емкость монтажа, включая
емкость соединительных проводов (или ка-
беля) между детектором и электронным уст-

Рис. 2.1. Электри-
ческая эквивалент-
ная схема детекто-
ра

ройством.

Таким образом, Сн — это суммарная емкость выходной точки
(Выход на рис. 2.1) относительно земли. Сопротивление и ем-
кость нагрузки образуют интегрирующую /?С-цепь на выходе
детектора, от постоянной времени тн = /?нСн которой существен-

но зависит точность измерения энергии частицы и момента ре-
гистрации. Конкретные соображения и рекомендации по выбору
значения обсуждаются в последующих параграфах.

2.2.	ВЫДЕЛЕНИЕ ИНФОРМАЦИИ ОБ ЭНЕРГИИ, ПОТЕРЯННОЙ
ЧАСТИЦЕЙ В ДЕТЕКТОРЕ

Хотя с формальной точки зрения большинство детекторов
можно рассматривать как генератор тока во внешнюю цепь,
однако физически первичным эффектом является не ток, а
электрический заряд, создаваемый частицей в детекторе. Этот
заряд, перемещаясь в объеме детектора под действием прило-
женной разности потенциалов в течение характерного време-
ни //, равного времени собирания носителей заряда на элект-
роды детектора, и создает импульс тока детектора. Во многих
детекторах этот заряд д пропорционален энергии , потерянной
частицей в детекторе.

Проходя через рабочее вещество детектора, частица создает
в нем некоторое количество свободных носителей_электрического
заряда. Среднее число пар носителей заряда создаваемых
частицей в детекторе, определяется соотношением

Ы = Г/(о,
где со — средняя энергия, расходуемая частицей на образование
одной пары носителей (электрона и иона в газе, электрона
и дырки в кристалле).

Если все заряды, образованные частицей, достигают элект-
родов детектора, то заряд, прошедший через выходную цепь
детектора, будет равен заряду, созданному частицей:

д = е]^ =	/<о,

где е — заряд электрона. Таким образом, измерение энергии
частицы сводится к измерению заряда, поступившего во внеш-
нюю цепь нагрузки детейтора.

В ряде случаев вследствие рекомбинации носителей в объ-
, еме детектора, захвата их на ловушки и т. п. полностью соб-
рать заряд на электроды не удается. Однако обычно и в этом
случае собранный заряд пропорционален энергии частицы:

д — ке^/а

(к<\ — коэффициент собирания заряда).

Измерение д позволяет, зная значения к и со, вычислить
энергию частицы. На практике энергия частицы определяется
путем градуировки детектора частицами известной энергии.
При градуировке предполагается, что связь между д и линей-
на, т. е. что со и к не зависят от энергии частиц. Это предпо-
ложение, в общем случае, несправедливо, однако в ограничен-
ном диапазоне энергий, разном для разных типов детекторов,
отклонения от линейности невелики и могут не учитываться.

Самый простой способ измерения заряда д — интегрирова-
ние тока детектора на емкости нагрузки Сн. Действительно,
если взять сопротивление нагрузки достаточно большим, так
что тн = /?нСн-^ оо, то потенциал 67 на Сн после регистрации
частицы будет равен:

ОО

[/ = _1_( I (/) (Ц = д/Сн = е^/иСн,
Сн Л
о

т. е. пропорционален энергии частицы.

При регистрации большого числа частиц необходимо, чтобы
Сн успевала разряжаться в промежутках времени между мо-
ментами регистрации отдельных частиц, т. е. следует выбирать
конечное значение тн. Однако в случае, если тн^>/й т. е. разряд
Сн происходит гораздо медленнее, чем заряд током детектора,
выражение «цля потенциала 67 остается справедливым с высокой
степенью точности. Условие	называется условием пол-

ного интегрирования. Сигнал, снимаемый с детектора, в этом
случае имеет характерную форму (рис. 2.2). Его время нарас-
тания (длительность фронта /ф) определяется длительностью
тока детектора 6, а время спада — постоянной разряда тн.
Максимальное значение импульса напряжения на Сн называется
амплитудой сигнала А.

В пропорциональных детекторах амплитудный спектр им-
пульсов напряжения (при условии полного интегрирования)
44
Рис. 2.2. Форма импульса напря-
жения на выходе цепи нагрузки

Рис. 2.3. Дифференциальные рас-
пределения:

а — энергии регистрируемых моноэнер-
гетических частиц; б — зарядов, созда-
ваемых частицами в детекторе; в —
амплитуд сигналов на выходе /?С-цепи
нагрузки

однозначно связан со спектром энергетических потерь частиц,
что и является основой ионизационного метода спектрометрии.
При измерении энергетического спектра частиц методом ампли-
тудного анализа возникает целый ряд специфических погреш-
ностей, связанных с самим детектором, с электронными цепями
съема и формирования сигнала, с электронной аппаратурой.
Эти погрешности ограничивают точность конечного результата,
т. е. измеренное значение энергии частицы. Как уже говорилось
выше, обычное требование к электронной аппаратуре состоит
в том, чтобы вносимые ею погрешности не превышали погреш-
ностей, вносимых самим детектором, которые, таким образом,
являются определяющими.

Основной „ характеристикой спектрометрического детектора
является его энергетическое разрешение. Главной физической
причйной конечного энергетического разрешения является ста-
тистический характер процесса образования свободных носи-
телей заряда заряженной частицей в детекторе. Вследствие
этого истинное число пар носителей заряда созданных конк-
ретной частицей с энергией в детекторе, есть случайная
величина, флуктуирующая около среднего значения Ы =	/<&.

Дисперсия это$ случайной величины описывается выра-
жением

Я (ЛО = Л/Т,

где Е — фактор Фано, коэффициент меньше единицы, различ-
ный для разных типов детекторов.

Таким образом, при регистрации одиночной частицы связь
между зарядом д и энергией частицы неоднозначна, и энергия
может быть определена с точностью до средней квадратической
погрешности о ~ д//) (М). При регистрации большого количества
частиц одинаковой энергии (моноэнергетических), т. е. на-
боре статистики, получается распределение зарядов конечной
ширины (рис. 2.3). Ширина этого распределения на половине
его высоты, выраженная в единицах энергии А^ = Адсо/е, на-
зывается энергетическим разрешением детектора. Часто поль-
зуются также относительным энергетическим разрешением, %:
6^=А^- 100/^г:

Поскольку при полном интегрировании амплитуда импульса
напряжения Л пропорциональна заряду д, амплитудное рас-
пределение повторяет распределение зарядов. Однако амплитуд-
ное распределение может быть уширено дополнительными фак-
торами: флуктуациями тока утёчки детектора, неполным сбором
заряда и др. Поэтому амплитудное разрешение АЛ, которое
определяется как ширина амплитудного распределения на поло-
вине его высоты, выражается следующей формулой:

АЛ =	,

АЛ/ — парциальные вклады всех перечисленных факторов,
включая разрешение самого детектора.

В пределе, когда все дополнительные факторы устранены
или малы, амплитудное разрешение определяется только энер-
гетическим разрешением детектора: ДЛ/Л = А^/^.

Если форма амплитудного распределения (так называемая
форма линии) хорошо известна, то энергия частицы определя-
ется через среднее значение амплитуды:

^=Ла>С„/е.	'

В этом случае точность определения энергии частицы может
быть сколь угодно высокой и определяется не энергетическим
разрешением детектора, а точностью определения Л (зависящей
от набранной статистики и точности аппроксимации амплитуд-
ного распределения соответствующей функцией) и точностью
градуировки энергетической шкалы.

В большинстве практических случаев амплитудное распре-
деление хорошо описывается распределением Гаусса. В этом

случае

АЛ = 2,36о,

где о — параметр распределения Гаусса.

Среднее значение А совпадаете максимумом распределения, чем
и пользуются при определении Л. Однако при измерении ампли-
тудных распределений измерительные цепи могут приводить к
искажениям формы линии, что, естественно, приводит к допол-
нительной погрешности в определении энергии частиц. Этот
вопрос более подробно рассматривается в гл. 3.
Хотя точность определения энергии частицы напрямую и не
связана с энергетическим разрешением детектора, на практике
связь между этими величинами все же существует: чем лучше
энергетическое разрешение детектора и, стало быть, чем уже
амплитудное распределение сигналов при регистрации моно-
энергетических частиц, тем выше точность определения среднего
значения распределения при заданной статистике (т. е. задан-
ном числе зарегистрированных частиц).

При регистрации частиц, имеющих сложный энергетический
спектр, значение энергетического (амплитудного) разрешения
имеет принципиальное значение. Если в исследуемом спектре
частиц имеются группы частиц близких энергий, то они могут
быть разделены (разрешены) только в том случае, если разница
в энергиях этих частиц равна или превышает значение энерге-
тического разрешения. В противном случае амплитудные рас-
пределения от обеих групп частиц сольются в одну неразрешен-
ную линию. Хотя современные методы обработки позволяют
идентифицировать и в какой-то мере разделять неразрешенные
линии, возможности подобного разделения также принципиаль-
но ограничены значением энергетического разрешения.

При регистрации энергетических линий малой интенсивности
в условиях фона возможность обнаружения и идентификации
этих линий тоже определяется энергетическим разрешением.
Рассмотрим случай, когда детектором с энергетическим разре-
шением Д^ и эффективностью г] наряду с регистрацией эффек-
та (т. е. какой-то энергетической линии) со средним числом
событий в единицу времени п3 регистрируется фон, не отличи-
мый от эффекта. Предположим для простоты, что фон в области
регистрируемой линии постоянен:	= сопз1, где	—

среднее число фоновых событий в единицу времени на интервал
энергии сШ.

За время эксперимента /^среднее число зарегистрированных со-
бытий эффекта составит: Ы3 = п313х\.

За это же время в этом же энергетическом диапазоне шири-
ной Д^ будет зарегистрировано фоновых событий (в среднем):

= (б/пф/б?^) Д^т)/Э.

Считая, что фоновые события носят случайный характер, т. е.
подчиняются распределению Пуассона, средняя квадратическая
флуктуация числа зарегистрированных фоновых событий равна:

о*ф = д/Ж = д/^Иф/с?^) Д^ц/9.

Эта флуктуация может имитировать эффект, создавая слабые
ложные линии. Поэтому обычно энергетическую линию считают
достоверно зарегистрированной, если количество событий, за-
регистрированных в энергетическом диапазоне шириной Д^,
на несколько (4—5) стандартных отклонений превышает среднее
значение фона на соседних, примыкающих к этому диапазону
участках той же ширины: Мэ^(44-5)(1ф или

ггэ/эт] (44-5)^/(б?Пф/^^) А^л/Э.

Отсюда получаем, что линию можно обнаружить, если
пэ > (4 4-5) д/д (б/пф/б/^)//эл •

Таким образом, для повышения чувствительности (при задан-
ном фоне) надо либо улучшать энергетическое разрешение
детектора, либо увеличивать время эксперимента, либо увели-
чивать эффективность детектора. Приведенные соображения
заставляют экспериментаторов во многих случаях стремиться
к наилучшему достижимому энергетическому (амплитудному)
разрешению.

Из всех применяемых в настоящее время детекторов наилуч-
шим энергетическим разрешением обладают полупроводнико-
вые детекторы. Предельное энергетическое разрешение этих
детекторов может быть оценено по формуле

Д^д = 2,36<о д/Л^Ё = 2,36^/^соР ,

где со равно 2,9 эВ для германия, 3,6 эВ для кремния; Е ~ 0,1.

Для энергии частицы ^ = 100 кэВ оценка по этой формуле
дает (для германия): А^д = 0,41 кэВ; 6^ =А^Д/^ = 0,41%.

Наличие тока утечки, обусловленного тепловой генерацией
электронно-дырочных пар в объеме детектора, а также токов
утечки по поверхности детектора несколько ухудшает предель-
ные параметры, так.как статистические флуктуации заряда, соз-
даваемые этими токами в интегрирующей цепи, складываются
со статистическими флуктуациями заряда, созданного частицей.

Действительно, если через детектор протекает некоторый
средний ток утечки /\т, это эквивалентно поступлению в цепь
нагрузки детектора за время интегрирования /и заряда /ут/и, сос-
тоящего из Ы=1у1Г]Л/’е элементарных зарядов. Статистическая
флуктуация числа этих зарядов равна д/л/~ = “\Дуг/и/е. Суммар-
ное энергетическое разрешение детектора будет в этом случае

АГ = д/АГд + АГуТ,

где Л^д = 2,36— собственное энергетическое разрешение
детектора; А^ут = 2,36 со -^у^и/е — вклад флуктуаций тока утечки.

Ток утечки зависит от типа детектора, конструкции, рабочей
температуры и других характеристик и при прочих равных усло-
виях линейно растет с увеличением площади детектора 5. По-
скольку А^ут~д//ут, энергетическое разрешение детектора в
общем случае ухудшается как д/5. Зависимость энергетического
разрешения от площади детектора приведена на рис. 2.4.
На рис. 2,4, а приведено энергетическое разрешение поверх-
ностно-барьерного германиевого детектора с толщиной чувстви-
48
тельного слоя ~ 0,1 мм, предназначенно-
го для регистрации а- и (3-частиц; на
рис. 2.4, б — для ППД на основе чистого
германия с глубиной чувствительного
слоя 10 мм, предназначенного для реги-
страции высокоэнергетических заряжен-
ных частиц; на рис. 2.4, в — для герма-
ниевого детектора, предназначенного для
регистрации у-квантов. Видно, что экспе-
риментальные данные хорошо согласуют-
ся с высказанными теоретическими сооб-
ражениями.

Для оценки энергетического разреше-
ния газонаполненных детекторов обычно
принимают значение со = 30 эВ, Е^0,5.
Для ионизационной камеры в режиме
полного интегрирования заряда для энер-
гии частицы 100 кэВ предельное энерге-
тическое разрешение равно 3 кэВ, а для
энергии частицы 1 МэВ—10 кэВ или
1%. В детекторах, использующих режим
газового усиления (пропорциональных
счетчиках), дополнительное ухудшение
разрешения обусловлено флуктуациями

25 95 130

Эффективная
площадь, мм2

Рис. 2.4. Зависимость энер-
гетического разрешения
ППД от его площади

коэффициента газового усиления.

Сцинтилляционные детекторы обладают невысоким энерге-

тическим разрешением из-за многоступенчатого характера пре-
образования энергии частицы в электрический сигнал: в сцин-
тилляторе энергия частицы преобразуется в конечное- число
фотонов, эти фотоны с эффективностью 15—20% преобразуют-
ся на фотокатоде ФЭУ в фотоэлектроны, затем эти фотоэлект-
роны умножаются в динодной системе ФЭУ. Каждый из этих
этапов носит статистический характер и ухудшает энергетиче-
ское разрешение. Дополнительное ухудшение энергетического
разрешения вносит неравномерность собирания света на фото-
катод фотоумножителя, которая в детекторах большого размера
может стать определяющей. В детекторах небольшого размера,
где фактором неравномерности светосбора можно пренебречь,
предельное энергетическое разрешение примерно таково: 5—
6% —для сцинтилляционного детектора на основе Ыа! (Т1)
размером 2—3 см^ для энергии частиц 0,661 МэВ (у-излучение
37Сз); 10% '—для детектора на основе пластмассового сцин-

тиллятора при регистрации электронов с энергией 1 МэВ.

Энергетическое разрещение сцинтилляционных детекторов
улучшается с увеличением энергии частиц и в общем виде за-
висит от энергии следующим образом:

А «г/«г = Д + В/-^~,
где Д, В — константы, определяемые экспериментально для
конкретного детектора и типа регистрируемых частиц.

Применение того или иного типа детектора диктуется усло-
виями физической задачи: видом исследуемого излучения, слож-
ностью исследуемого спектра, энергетическим диапазоном, по-
током частиц и др. Полупроводниковые детекторы, обладая
наилучшим энергетическим разрешением, уступают газонапол-
ненным и сцинтилляционным по ряду других параметров, в том
числе по размерам и эффективности регистрации нейтрального
излучения. Однако полупроводниковые детекторы предъявляют
наиболее высокие требования к электронным устройствам обра-
ботки сигналов, поэтому в последующих параграфах, связан-
ных с электронными методами спектрометрии, основное вни-
мание уделено именно этому случаю.

Как уже отмечалось,. интегрирование тока, созданного час-
тицей в детекторе, чаще всего производится на емкости нагруз-
ки детектора. Для полного интегрирования необходимо выпол-
нение условия /?нСн^>/й где — длительность импульса тока,
равная времени собирания носителей в детекторе. Для получения
импульсов напряжения конечной длительности значение постоян-
ной интегрирования цепи нагрузки детектора тн = 7?нСн должно
выбираться минимально возможным при условии, что при вы-
бранном значении не происходит заметного ухудшения энерге-
тического разрешения детектора. В ряде случаев интегрирование
тока производят после его предварительного усиления, однако
это не меняет существа рассматриваемого вопроса. Поскольку
амплитуда импульса напряжения А на Сн при условии полного
интегрирования равна: А=д/Сн, для получения максимальной
амплитуды сигнала необходимо стремиться к достижению мини-
мально возможного значения Сн. Поскольку Сн = Сд+См + Свх,
где Сд — емкость детектора; См, Свх — емкость монтажа и вход-
ная емкость электронного устройства, соединенного с детектором,
на практике стремятся к всемерному уменьшению значений
См и Свх и, если это возможно, выбору детектора с минималь-
ной емкостью. Если емкость минимизирована и ее конкретное
значение известно, встает вопрос о выборе конкретного зна-
чения /?н. В связи с этим необходимо более подробно остано-
виться на формировании импульса напряжения на нагрузочной
/?С-цепи. В общем случае связь между током и напряжением на
интегрирующей /?С-цепи. описывается следующим уравнением:

Откуда

ОО
При конечном значении ЯС амплитуда импульса [т. е. макси-
мальное значение С(/)] меньше, чем его предельное значение
А при ЯС = оо:

ОО

О

и в общем случае определяется значениями /?, С и зависи-
мостью /(/), т. е. формой импульса тока.

В газонаполненных и полупроводниковых детекторах импульс
тока состоит из двух компонент разной длительности, причем
их амплитуда и форма зависят от направления трека зарегистри-
рованной частицы внутри детектора. Конечное значение тн =
= 7?НСН, т. е. фактически неполное интегрирование тока приводит
к так называемому индукционному эффекту — зависимости ам-
плитуды импульса напряжения от ориентации трека частицы,
что, естественно, приводит к ухудшению амплитудного разре-
шения.

Рассмотрим индукционный эффект на примере (Эе—Ььдетек-
тора объемом около 100 см3, предназначенного для спектро-
метрии у-излучения. ^Предположим, что регистрируемые у-кванты
поглощаются равномерно по объему детектора (что справедливо
для у-излучения в области энергий порядка 1 МэВ). Образо-
вавшийся в результате поглощения у-излучения заряд (элект-
роны и дырки) будем считать точечным, так как длина' пробега
образовавшихся фотоэлектронов мала по сравнению с размерами
детектора. Кроме того, будем рассматривать только случай пол-
ного поглощения (фотоэффект), так как только он дает вклад
в линии амплитудного спектра у-излучения.

Рассмотрим два крайних случая: 1) у-квант поглощается
вблизи положительного электрода; 2) у-квант поглощается вбли-
зи отрицательного электрода.

В первом случае импульс тока будет обусловлен только ды-
рочной компонентой тока, проходящей через весь объем кристал-
ла к .отрицательному электроду, во втором — только электронной.
Для плоскопараллельной геометрии и точечного первичного
заряда амплитуду импульса тока можно считать постоянной во
времени и равной: 1 = д/1Соб, где /Соб — время собирания соот-
ветствующих носителей; дырок для случая 1, электронов для
случая 2.

Решать ура*внение для формы импульса напряжения надо от-
дельно для двух временных интервалов:

а)	при 0^/</Соб через детектор течет ток 1 = д/1Соб, и проис-
ходит заряд Сн;

б)	при	оо ток через детектор равен нулю, и происхо-

дит разряд Сн.
Решение уравнения для случая а) имеет вид

'-'Н *соб

Импульс напряжения достигает максимального значения при
^=^соб, равного (амплитуда импульса напряжения):

^,пзх =А = /Д^(1 -е-'“'“/т").

'-'Н *соб

При /> /Соб для случая б) происходит разряд Си с постоян-
ной времени тн:

Поскольку при измерении энергии частиц выполняется соотноше-
ние тн»/соб, выражение для (7тах можно упростить, ограничив-
шись тремя первыми членами разложения. Тогда получим:

В полупроводниковых детекторах при комнатной температуре
подвижность электронов примерно в 2 раза выше, чем подвиж-
ность дырок. Соответственно время собирания дырочного заряда
/+ вдвое больше, чем время собирания электронного

Из последней формулы следует, что амплитуда сигнала для
у-квантов одной и той же энергии будет отличаться в зависи-
мости от того, где они поглощены. При фиксированном тн ампли-
туда сигнала для случая 1 будет меньше, чем для случая 2. Это и
есть индукционный эффект. Ухудшение энергетического разреше-
ния, вызванное индукционным эффектом, в общем случае можно
рассчитать, рассмотрев все возможные соотношения вкладов
электронной и дырочной компонент тока, однако для оценки это-
го эффекта достаточно ограничиться рассмотренными крайними
случаями 1 и 2:

6(Л)=Л_-Л + =/Г±«-2_(/+«2/_).

Например, в германиевом детекторе с толщиной рабочей
области 0,6 см при рабочем напряжении 450 В время собира-
ния электронов равно 2-Ю-7 с. Нетрудно подсчитать, что если
взять тн на три порядка больше:

Тн = 7?нСн= 10”4 с,

то ухудшение разрешения, вызванное индукционным эффектом,
составит: 6(Л) = 0,1%, что сравнимо с собственным разрешением
детектора.

Формула для 6(Л) позволяет рассчитать значение тн исходя
из допустимого ухудшения энергетического разрешения, связан-
ного с индукционным эффектом, в предельном случае. При ре-
гистрации длиннопробежных частиц индукционный эффект вы-
52
ражен слабее и зависит от длины трека частицы в рабочей
области и возможных ориентаций треков в объеме детектора.

Неполное интегрирование приводит к ухудшению энергетиче-
ского разрешения даже в том случае, когда индукционный эф-
фект отсутствует. Действительно, при неполном интегрировании
происходит неполный сбор заряда, созданного частицей в детек-
торе, на Сн. Тем самым эффективное число носителей АЭф, кото-
рые определяют амплитуду сигнала, меньше, чем полное число
носителей М = ^7(о, созданных частицей в детекторе. Соответст-
венно относительные флуктуации, определяющие энергетическое
разрешение, будут определяться величиной УЭф:

АГ ~ 1/лЯф,

т. е. флуктуации увеличиваются с уменьшением Аэф.

Относительное уменьшение заряда, собранного на Сн вслед-
ствие неполного интегрирования, носит название «баллистиче-
ская ошибка». Ухудшение энергетического разрешения как след-
ствие баллистической ошибки практически несущественно в полу-
проводниковых и газонаполненных детекторах, поскольку на
практике всегда выполняется соотношение тн^>ГСОб и баллисти-
ческая ошибка мала.

Для сцинтилляционных детекторов ситуация может быть не-
сколько иной. Импульс тока на выходе ФЭУ обычно имеет экспо-
ненциальную форму: /(/)=/ое //т, где т — время высвечивания
сцинтиллятора.

Для полного интегрирования тока необходимо, чтобы по-
стоянная нагрузки тн на много порядков превосходила время
высвечивания т. Однако в большинстве практических случаев
для повышения временного разрешения и скорости регистрации
частиц тн ограничивают значением тн=10т и даже тн~т. В этих
условиях баллистическая ошибка и связанное с ней ухудшение
разрешения могут стать заметными даже при невысоком разре-
шении самого детектора.

2.3.	ОПРЕДЕЛЕНИЕ МОМЕНТА РЕГИСТРАЦИИ ЧАСТИЦЫ

Анализ временной последовательности ядерных процессов
(или просто — временной анализ) является одним из самых эф-
фективных методов экспериментальной ядерной физики. Он по-
зволяет надежно отделять полезные события от фоновых, изме-
рять кинематику процессов, восстанавливать в ряде случаев
пространственную картину процесса. Рассмотрим несколько ти-
пичных задач, решаемых методами временного анализа.

Множественное рождение частиц в различных взаимодейст-
виях с методической точки зрения — это одновременный вылет
нескольких частиц из области взаимодействия. Простейшим
примером такой задачи может служить аннигиляция электрона
и позитрона:

е+ + е“->2у,
в результате чего рождаются два у-кванта равной энергии
(0,511 МэВ), называемых аннигиляционными. Появление в ве-
ществе одновременно двух аннигиляционных у-квантов служит
надежным методом идентификации позитронов. Например, изме-
рение энергии позитронов на фоне других частиц (электронов,
у-квантов и пр.), имеющих ту же энергию, проводится по схеме,
представленной на рис. 2.5. Испущенный источником позитрон
е+ регистрируется детектором Д\, в котором он теряет всю
кинетическую энергию. После остановки позитрон аннигилирует с
одним из электронов вещества детектора Д\ (аннигиляция
позитрона «на лету» маловероятна). Испущенные при этом анни-
гилляционные у-кванты регистрируются детекторами До и Д3.
Схема4 тройных совпадений & выделяет одновременные срабаты-
вания детекторов Д1, Д% и Д3, что и является признаком регист-
рации позитрона. Выходной сигнал схемы тройных совпадений
открывает линейную схему пропускания ЛСП, пропускающую
сигнал детектора Д\ на устройство измерения амплитуды (амп-
литудный анализатор).

В более общем случае признаком полезного события может
служить определенная последовательность срабатывания детек-
торов во времени, причем как сама последовательность, так и
временные интервалы между сигналами детекторов заранее из-
вестны (с той или иной степенью точности) из условий экс-
перимента.

Классическим примером такого рода задач может служить
эксперимент Коуэна и Рейнеса по регистрации антинейтрино: в
эксперименте, поставленном в 1954 г., впервые было доказано
существование этой частицы.

Источником антинейтрино служил ядерный реактор, а ми-
шенью, детектирующей нейтрино,— вода с растворенной в ней
солью кадмия. Исходная реакция, по которой регистрировались
антинейтрино,— это реакция обратного р-распада:

У + /?-М1+0 + .

Рис. 2.5. Схема установки для измерения энергии позитронов
Таким образом, признаком регистрации антинейтрино явля-
ется «внезапное» появление в объеме мишени высокоэнергети-
ческих частиц — позитрона и нейтрона. Крайне малое сечение
процесса обратного 0-распада (1,1 • 10~43 см2) потребовало надеж-
ной идентификации этого процесса на уровне фона (у- и нейтрон-
ное излучение реактора, космическое излучение, фон естественной
радиоактивности).

Появление в мишени позитрона регистрировалось, как и в
предыдущем примере, по появлению аннигиляционных у-квантов,
возникающих при аннигиляции остановившегося позитрона с
каким-либо электроном вещества мишени. Для этого мишень ок-
ружалась большими сцинтилляционными детекторами, регистри-
рующими у-излучение.

Нейтрон регистрировался по каскадному у-излучению кадмия
с суммарной энергией около 10 МэВ, возникающему при захвате
нейтрона ядром кадмия:

1,3Сб + и^,14Сс1*-^114Сд +у + у +...

«Изюминка» эксперимента, позволившая надежно выделить эф-
фект взаимодействия антинейтрино с протонами, состояла в том,
что сечение поглощения нейтронов ядрами кадмия резко (на мно-
го порядков) возрастает с уменьшением энергии нейтронов, до-
стигая максимума при энергии нейтронов, равной примерно
0,4 эВ. Поэтому с подавляющей вероятностью поглощение нейт-
ронов ядрами кадмия происходит после того, как нейтрон замед-
ляется в веществе мишени (в воде) до энергии 0,4 эВ. На этот
процесс замедления требуется время — десятки микросекунд. Та-
ким образом, признаком полезного события, т. е. регистрации
антинейтрино, является следующая последовательность срабаты-
вания сцинтилляционных, детекторов, окружающих мишень: сна-
чала регистрируются два аннигиляционных у-кванта, а спустя
несколько десятков микросекунд регистрируются у-кванты с сум-
марной.энергий 1 МэВ, соответствующие захвату нейтрона ядром
кадмия. Метод регистрации событий, разделенных фиксирован-
ным промежутком времени,' носит название метода задержанных
совпадений.

В общем случае в задачах временного анализа промежуток
времени между последовательными событиями может быть и
нефиксированным и может нести важную физическую информа-
цию о периоде полураспада радиоактивного ядра, скорости час-
тицы и др.

Очевидно, что возможности применения метода временного
анализа для решения той или иной физической задачи связаны,
прежде всего, с точностью определения момента регистрации
частицы. Основной величиной, характеризующей точность изме-
рения момента регистрации частицы, является временное разре-
шение детектора, которое определяется следующим образом.
Рис. 2.6. Задержки определения
момента регистрации частицы

Рис. 2.7. Дифференциальное распре-
деление задержек срабатывания детек-
тора (к определению понятия времен-
ного разрешения детектора Г,)

Предположим, что в момент времени 1 = 0 частица провзаимо-
действовала с веществом детектора. В общем случае электри-
ческий сигнал на выходе детектора появится с некоторой задерж-
кой /Зо (рис. 2.6). Реально момент появления сигнала на выходе
детектора фиксируется с помощью того или иного электронного,
устройства, имеющего некоторый порог чувствительности {/п.
Это устройство, как видно из рис. 2.6, среагирует на сигнал
детектора при достижении этим сигналом значения (7П, т. е.
спустя время /3=/3о + А/п.

Предположим далее, что 13 можно измерить тем или иным
способом со сколь угодно высокой точностью. Тогда если про-
вести серию последовательных измерений /3 для одного сорта
частиц, то в результате получится распределение величины /3,
изображенное на рис. 2.7. Физический смысл этого распределе-
ния состоит в том, что для данного конкретного детектора и для
данного сорта частиц при заданном значении 1/п величина /3 не
является строго постоянной, а флуктуирует вокруг некоторого
среднего значения /3. Причина этих флуктуаций состоит в слу-
чайном (статистическом) характере процесса преобразования
энергии частицы в электрический сигнал. На формировании
выходного сигнала детектора сказывается и значение первичного
заряда, созданного частицей в детекторе, и ориентация трека
частицы относительно собирающих электродов детектора, и мно-
гое другое. Чем больше абсолютное значение флуктуаций, тем,
естественно, шире распределение, приведенное на рис. 2.7. Зна-
чение полной ширины этого распределения Г/, взятое на половине
его высоты, и называется временным разрешением детектора.

Значение Г/ может быть получено только экспериментальным
путем (хотя, разумеется, возможны и его расчетные оценки).
Конечно, идеализированный эксперимент поставить невозможно,
56
однако существуют приемы, позволяющие измерить Г/ с удовлет-
ворительной точностью. Эти приемы рассмотрены в гл. 5.

Временное разрешение всегда измеряется в единицах вре-
мени. Для однократных измерений оно характеризует средне-
статистическую погрешность измерения интервала времени, т. е.
если бы мы измерили /3 только один раз, ее значение было бы
определено с погрешностью ±Г/. При многократных повторяю-
щихся измерениях (наборе статистики) значение Г/ дает масш-
таб времени, при котором физические процессы разной длитель-
ности перестают быть различимыми.

Временное разрешение детектора не является строго фиксиро-
ванным. Его абсолютное значение зависит и от энергии регистри-
руемой частицы, и от напряжения питания детектора, и от зна-
чения (7П, и от ряда других факторов. Однако обычно диапазон
изменения Г/ невелик, и порядок величины Г/ (например, 10-9—
10“10 с для сцинтилляционного детектора) достаточно точно
характеризует его временные свойства.

В общем случае конечное временное разрешение детектора
обусловлено двумя группами факторов. К первой группе относят-
ся факторы, приводящие к флуктуации /з0. Они связаны с тем,
что во многих детекторах (например, в пропорциональных счет-
чиках, сцинтилляционных детекторах) длительность процесса
преобразования энергии частицы в импульс тока детектора ко-
нечна. Конкретное значение этой длительности зависит от ряда
случайных факторов и поэтому не является строго фиксиро-
ванным.

Вторая группа факторов связана с тем, что реально опреде-
ляемое время задержки /3 всеггда больше /з0 из-за конечной
чувствительности регистрирующей аппаратуры. Время дополни-
тельной задержки Л/п непостоянно и зависит от амплитуды сиг-
нала, его формы и других параметров. Перечисленные факторы
играют различную роль в разных типах детекторов.

В ионизационных камерах4 импульс выходного тока, обус-
ловленный движением электронной компоненты заряда (ионную
компоненту как гораздо более медленную можно не учитывать),
созданного частицей, возникает сразу же с момента генерации
свободных носителей, так что значение /з0 равно нулю. Полная
длительность тока электронной компоненты в зависимости от
конструкции камеры меняется в пределах 10-6—10-7 с. Посколь-
ку собственная задержка сигнала /з0 равна нулю, длительность
импульса тока ионизационной камеры является верхним преде-
лом ее временного разрешения, т. е. в зависимости от конст-
рукции камеры временное разрешение Г/ должно быть не хуже
10-6—10~7 с. Не удается, однако, получить временное разре-
шение заметно лучше этих значений, поскольку амплитуда
электронной компоненты сигнала, снимаемого с ионизационной
камеры, чрезвычайно мала (порядка нескольких сот микро-
вольт), а форма фронта сигнала сильно меняется в зависимости
от ориентации трека. Из-за наложения шумов усилителя и флук-
туации формы импульса напряжения флуктуация Л/п по порядку
величины близка к длительности фронта, т. е. составляет
10-6—10“7 с.

В детекторах, использующих эффект газового усиления, таких,
как пропорциональные счетчики и пропорциональные камеры,
напротив, конечное временное разрешения обусловлено, преж-
де всего, флуктуациями /Зо- Формирование импульса тока в
пропорциональном счетчике проходит в две стадии (рис. 2.8).
Электроны, образовавшиеся на треке частицы, дрейфуют в срав-
нительно слабом электрическом поле счетчика к области ударной
ионизации. Время дрейфа /др для счетчика диаметром около
1 см при напряжении питания около 1 кВ составляет около
10-6 с. В течение этого времени выходной ток ничтожно мал и
может не приниматься в расчет. После того как электроны
достигнут области ударной ионизации, ток экспоненциально воз-
растает. Этот экспоненциальный рост сигнала, обусловленный
обеими (электронной и ионной) компонентами газового разряда,
длится около 10“8 с, т. е. существенно меньше, чем /др. Посколь-
ку в течение' /др выходной сигнал счетчика ничтожно мал и не
регистрируется, значение /др и является фактически временем
задержки выходного сигнала: /з0 = /дР. Абсолютное значение /др
зависит от расстояния между треком частицы и областью удар-
ной ионизации и, в зависимости от того, как прошла частица
(ближе или дальше от анода), меняется в пределах от /др = 0
(трек частицы пересекает область ударной ионизации) до
/др^10-6 с (трек частицы расположен вблизи катода). Соот-

Рис. 2.8. Форма импульса тока
на начальных стадиях в пропор-
циональном счетчике

Рис. 2.9. Форма фронта импуль-
са напряжения в полупроводни-
ковом детекторе для двух раз-
личных ориентаций трека части-
цы (/, 2)
ветственно и временное разрешение будет составлять в этом слу-
чае /др/20,5 • 10-6 с. Пропорциональные камеры, пред-
ставляющие собой набор пропорциональных счетчиков с общим
катодом, имеют обычно меньшие по сравнению с пропорцио-
нальными счетчиками размеры дрейфового промежутка (расстоя-
ние между анодными проволочками обычно составляет 0,1 —
0,3 см). Это позволяет на порядок уменьшить время дрейфа, и
связанное с ним временное разрешение пропорциональных камер
составляет (2—5) • 10~8 с. В настоящее время пропорциональные
камеры широко применяются в экспериментах физики высоких
энергий как для определения траекторий частиц, так и для вре-
менного анализа.

В искровых счетчиках благодаря высокой разности потенциа-
лов, приложенной между плоскопараллельными электродами,
первичная ионизация, созданная частицей, приводит к искровому
пробою межэлектродного промежутка. Развитие искры — про-
цесс практически безынерционный: созданный частицей свобод-
ный электрон в месте образования инициирует лавинный
разряд. Благодаря безынерционное™, малому времени развития
разряда и большой амплитуде сигнала искровые счетчики по-
зволяют получить временное разрешение до 10“’1 с! (данные
получены косвенным путем с помощью электронно-оптического
преобразователя). Однако из-за существенных недостатков
(большое мертвое время — до 10“2 с, ограниченный срок службы
и др.) искровые счетчики не нашли широкого применения.

Полупроводниковые детекторы являются, по-существу, твер-
дотельным аналогом ионизационной камеры. Так же как и в
ионизационной камере, выходной сигнал детектора обусловлен
движением зарядов, созданных ионизирующей частицей в рабо-
чем объеме детектора. Так же как и в ионизационной камере,
электрический ток, протекающий через детектор, состоит из двух
компонент (электронной и дырочной). С точки зрения временных
свойств существенно, однако, что обе компоненты тока имеют
примерно одинаковую длительность. Так, при комнатной темпе-
ратуре скорость дрейфа дырок всего лишь в 2 раза меньше
скорости дрейфа электронов, а при температуре жидкого азота
77 К (что является зачастую рабочей температурой детектора)
эти скорости практически одинаковы. Таким образом, при ана-
лизе временного разрешения ППД необходимо всегда учитывать
обе компоненты тока.

Как и в ионизационной камере, импульс выходного тока
ППД возникает сразу же с момента генерации в объеме детек-
тора электронов и дырок частицей ионизирующего излучения.
Таким образом, задержка выходного сигнала отсутствует: /3о = О.

Конечное временное разрешение ППД обусловлено флуктуа-
циями величины Д/п, т. е. флуктуациями задержки срабатывания
порогового регистрирующего устройства, вызванными в основном
флуктуациями формы сигнала. В связи с широким применением
ППД во временном анализе рассмотрим этот вопрос несколько
более подробно.

В практике физического эксперимента в настоящее время
применяются в основном детекторы двух типов: 1) планарные
детекторы с р — ^-переходом; 2) коаксиальные детекторы из
сверхчистого германия или коаксиальные детекторы р — I — /г-ти-
па. В обоих типах детекторов электрическое поле неоднородно,
хотя и по разным причинам.

В детекторах с р — гг-переходом наличие пространственного
заряда донорных или акцепторных примесей в рабочем объеме
детектора (области р — /г-перехода) приводит к тому, что напря-
женность электрического поля является линейной функцией рас-
стояния до собирающего электрода:

Е = Е1цак^—х/с1),
где Е11|ах = 2С//с1; I/—приложенное напряжение; (1 >- ширина
р — п-перехода; х — расстояние до собирающего электрода/
Неоднородность электрического поля приводит к тому, что
суммарное время собирания заряда, созданного частицей, зави-
сит не только от подвижности носителей, но и от координаты
того места в‘р —п-переходе, где этот заряд был образован. Если
для временного анализа используется проинтегрированный
импульс тока, т. е. импульс напряжения, то в зависимости от
ориентации трека частицы будет изменяться как длительность
фронта импульса напряжения, так и его форма (рис. 2.9), что
неизбежно скажется на точности определения момента регистра-
ции частицы. Из рис. 2.9 видно, что задержка срабатывания
порогового электронного устройства меняется в зависимости от
формы фронта сигнала при неизменной амплитуде сигнала.
Конкретные значения временного разрешения детекторов ср — гг-
переходом лежат в пределах (2—10) • 10“9 с.

В коаксиальных детекторах, как сверхчистых, так и р-1 — п-
типа, рабочий объем детектора не содержит объемного заряда.
Электрическое поле такого детектора неравномерно из-за коак-
сиальной геометрии самого детектора и имеет вид

I Нп(г2/п) _Г

где с — константа, определяемая свойствами полупроводника;
С/ — приложенная разность потенциалов; г\, г2 — радиусы внеш-
него и внутреннего электродов; г — расстояние от оси детектора.

Неравномерность поля внутри коаксиального детектора при-
водит к тому же эффекту, что и в случае планарных детекто-
ров — изменению длительности и формы фронта выходного сиг-
нала в зависимости от места взаимодействия частицы с объемом
детектора. Поскольку ширина рабочей области коаксиальных де-
60
текторов (несколько сантиметров) существенно превышает ши-
рину рабочей области планарных детекторов р — /г-типа (около
0,5 мм), пространственный эффект усугубляется и приводит к
несколько худшему (в 2—3 раза) временному разрешению коак-
сиальных детекторов по сравнению с планарными.

В общем же следует сказать, что временное разрешение
полупроводниковых детекторов достаточно хорошее, чем и об-
условлено их относительно широкое применение во временном
анализе.

Пожалуй, наиболее широкое применение во временном ана-
лизе нашли сцинтилляционные детекторы. Это обусловлено как
высоким временным разрешением сцинтилляционных детекторов,
так и их универсальными возможностями для решения самых
различных физических задач.

Процесс преобразования энергии частицы в импульс выход-
ного тока носит в сцинтилляционном детекторе многоступенчатый
характер. В сцинтилляторе энергия частицы преобразуется в
световую вспышку — сцинтилляцию. Высвечивание сцинтилля-
тора происходит не мгновенно, и в первом приближении скорость
высвечивания фотонов может быть описана формулой

где Л/о — полное число фотонов в сцинтилляционной вспышке;
т — время высвечивания сцинтиллятора. Очевидно, что -

ОО

{™с11=ы0~ъ,

3 сП
о

где — энергия, потерянная частицей в сцинтилляторе.

Таким образом, преобразование энергии частицы в световой
поток происходит с конечной скоростью, характеризуемой време-
нем высвечивания сцинтиллятора т. Естественно, что временное
разрешение сцинтилляционного детектора зависит от этого
параметра.

На фотокатоде ФЭУ световой поток сцинтиллятора преоб-
разуется в поток вторичных электронов. Фотоэффект на катоде
ФЭУ — процесс, практически безынерционный, и поэтому на
временное разрешение детектора влияния не оказывает.

В промежутке между катодом и анодом ФЭУ на динодной
системе происходит вторичное умножение электронов. Поток
электронов, последовательно проходя через все диноды ФЭУ,
усиливается и, йаконец, попадая на анод, образует импульс
тока на выходе детектора. Это — наиболее длительная стадия
всего процесса, существенным образом сказывающаяся на вре-
менном разрешении детектора.

Таким образом, сигнал на выходе сцинтилляционного детек-
тора неизбежно появляется с задержкой /з0 относительно момен-
та регистрации частицы, и время этой задержки определяется
длительностью процесса вторичного умножения электронов внут-
ри ФЭУ. Поскольку скорость движения электронов V внутри ФЭУ
зависит от ускоряющего напряжения (т. е. напряжения питания
[}) как время задержки /3о~1/лД^-

Абсолютное значение задержки,^, для различных типов ФЭУ
составляет примерно (1—3) •	где I] Ёыражено в В, что

при напряжении питания ~ 1000 В составляет по порядку
10“7 с. При изменении напряжения питания ФЭУ задержка
изменяется (по порядку величины) на ~ 10-9 с на 100 В пита-
ния, что необходимо учитывать при настройке аппаратуры.

Временное разрешение сцинтилляционного детектора склады-
вается из собственного временного разрешения ФЭУ и дополни-
тельной погрешности, связанной с высвечиванием сцинтиллятора.
Собственное временное разрешение ФЭУ, в свою очередь, скла-
дывается из двух компонент — флуктуации задержки сигнала на
выходе ФЭУ и флуктуации амплитуды и формы выходного сиг-
нала. Для анализа факторов, определяющих временное разреше-
ние ФЭУ, удобно рассмотреть две области: 1) промежуток
катод—первый динод; 2) промежуток первый динод—анод.

Рассмотрим идеализированный случай «мгновенной» световой
вспышки. Пусть ,на фотокатод ФЭУ одновременно падает
фотонов. Поскольку фотоэффект на катоде — процесс практи-
чески безынерционный, с внутренней поверхности фотокатода
одновременно будет испущено А фотоэлектронов:

где т] — квантовая эффективность фотокатода. (Заметим, что эта
формула определяет среднее количество фотоэлектронов, так как
процесс эмиссии фотоэлектронов с фотокатода носит статисти-
ческий характер.)

Под действием электрического поля фокусирующего электро-
да и ускоряющей разности потенциалов, действующей в проме-
жутке катод — первый динод, фотоэлектроны собираются на пер-
вый динод. Процесс вторичного умножения на первом диноде
(так же как и на всех остальных) можно рассматривать для
каждого падающего электрона независимо от остальных электро-
нов. Поэтому выходной импульс анодного тока можно рассмат-
ривать как суперпозицию импульсов, созданных отдельными
фотоэлектронами. Существенно, что импульсы, созданные фото-
электронами, одновременно вылетевшими с фотокатода, возни-
кают на аноде не одновременно, а их амплитуды имеют сущест-
венный разброс. Действительно, рассмотрим два электрона, вы-
летевших одновременно из разных точек фотокатода (рис. 2.10).
Поскольку траектория электрона 2 заметно длиннее траектории
электрона /, электрон 2 попадает на первый динод позже
электрона /, а значит, и импульс анодного тока, инициированный
62
Первый динод

Рис. 2.10. Процесс регистрации световых квантов в ФЭУ

электроном 2, возникает на аноде позже, чем импульс, иницииро-
ванный электроном 1. Импульсы анодного тока, инициированные
отдельными фотоэлектронами, будем называть одноэлектронными
импульсами. Амплитуда одноэлектронного импульса определяет-
ся коэффициентом вторичной эмиссии каждого из динодов и
числом динодов. Считая коэффициент вторичной эмиссии одина-
ковым для всех динодов, можно записать, что заряд одноэлект-
ронного импульса д равен:

е — заряд электрона; § — коэффициент вторичной эмиссий;
т — число динодов.

Однако, поскольку процесс вторичной эмиссии носит статис-
тический характер, эта формула дает лишь среднее значение
заряда. Число вторичных электронов /г, приходящихся на один
первичный электрон, упавший на динод, хорошо описывается
распределением Пуассона:

Распределение амплитуд одноэлектронных импульсов также
хорощо описывается этим распределением с параметром рав-
ным коэффициенту вторичной эмиссии первого динода, обычно
^ = 44-5, поскольку именно флуктуации числа электронов, выле-
тевших с первого динода, являются определяющими (на после-
дующих динодах количество падающих на динод электронов от-
лично от единицы, что приводит к эффективному усреднению
количества вторичных электронов). Двигаясь от первого динода
к аноду, электронный «пакет» постепенно расплывается во вре-
мени (за счет разного времени пролета отдельных электронов
в динодных промежутках)., поэтому одноэлектронный импульс
приобретает конечную длительность, а его форма имеет коло-
колообразный вид.

Таким образом, выходной импульс анодного тока ФЭУ даже
для случая мгновенной (т. е. сколь угодно короткой) световой
вспышки будет представлять собой сумму одноэлектронных им-
Рис. 2.11. Форма импульса анод-
ного тока ФЭУ: пунктирными
линиями изображены отдельные
одноэлектронные компоненты

Рис. 2.12. Форма импульса анод-
ного тока ФЭУ для быстрого (/)
и медленного (2) сцинтилляторов
с одинаковой конверсионной эф-
фективностью

пульсов, каждый из которых имеет случайное значение задержки
и амплитуды (рис. 2.11). Одноэлектронные импульсы 1, 2 соот-
ветствуют траекториям 1 и 2 фотоэлектронов рис. 2.10.

Проведенный анализ позволяет сделать оценки собственного
временного разрешения ФЭУ. Рассмотрим случай, когда мгновен-
ный световой поток настолько мал, что в отдельной вспышке
регистрируется лишь один фотон. Очевидно, что значение /Зо в
этом случае будет флуктуировать от вспышки к вспышке слу-
чайным образом, в зависимости от того, в каком месте фото-
катода испущен фотоэлектрон. Диапазон этих флуктуаций опре-
деляется разницей времени пролета О/ для самой короткой и са-
мой длинной траекторий. Значение а/ и будет верхним пределом
временного разрешения ФЭУ, так как флуктуации амплитуды
и формы одноэлектронных сигналов в этом случае будут играть
существенно меньшую роль. Для разных типов ФЭУ о/ колеблет-
ся в пределах (0,2—5)-10~9 с.

По мере увеличения интенсивности световой вспышки времен-
ное разрешение будет улучшаться, так как в суммарном анодном
импульсе будет происходить усреднение одноэлектронных им-
пульсов, и положение фронта, анодного импульса на временной
оси будет определяться самыми короткими траекториями элект-
ронов. Собственное временное.разрешение ФЭУ для интенсивных
световых вспышек будет определяться не разбросом /з0, а разбро-
сом Д/п, связанной с флуктуациями амплитуды и формы сигнала.
Реально собственное временное разрешение составляет в этом
случае для разных типов ФЭУ (0,05—0,5) • 10-9 с.

На практике чаще всего приходится иметь дело с промежу-
точным случаем, когда число фотонов, регистрируемых во вспыш-
ке, лежит в диапазоне 10—100. Строгий теоретический анализ
показывает, что временное разрешение ФЭУ в этом случае зави-
сит от количества фотонов во вспышке следующим образом:

г,~ 1/7^0.
Реальная световая вспышка сцинтиллятора не мгновенна, а
описывается экспонентой. При условии /?нСн<Ст форма импульса
напряжения на выходе. ФЭУ будет повторять форму сцинтил-
ляционной вспышки, так как анодный импульс будет представ-
лять собой суперпозицию одноэлектронных импульсов, созданных
отдельными фотонами. Очевидно, что растягивание процесса вы-
свечивания сцинтиллятора во времени приведет к тому, что
временное разрешение сцинтилляционного детектора с р-еальным
сцинтиллятором будет хуже, чем собственное временное разре-
шение ФЭУ, определенное для мгновенной вспышки, содержащей
такое же количество фотонов. Очевидно также, что чем короче
световая вспышка, т. е. чем меньше т, тем лучше, при прочих
равных условиях, временное разрешение сцинтилляционного
детектора.

На рис. 2.12 приведены осциллограммы анодных импульсов
ФЭУ при /?нСн«<т для двух сцинтилляторов, имеющих одина-
ковую конверсионную эффективность х, но разное время высве-
чивания т. Площади под кривыми 1, 2 равны, так как равны
конверсионные эффективности обоих сцинтилляторов. Очевидно,
что временное разрешение будет выше (т. е. Г/ — меньше) для
детектора с быстрым сцинтиллятором. В общем случае можно
показать, что Г/~т.

Временное разрешение сцинтилляционного детектора в общем
случае зависит как от времени высвечивания т, так и от кон-
версионной эффективности х:

Г/~т/Л/ЛГо-'

Поскольку	(где К—коэффициент светосбора на

фотокатод ФЭУ; — энергия частицы; — средняя энергия
одного фотона), Г/~т/-\/х.

Применяемые на практике сцинтилляторы различаются как по
времени высвечивания, так и по конверсионной эффективности
(табл. 2.1.).

Таблица 2.1. Основные характеристики некоторых наиболее распространенных
сцинтилляторов

Сцинтиллятор	т, с	X
Сз! (Т1)	0,6-ИГ6	1,5
№1 (Т1)	0,25-Ю”6	2
Пластмассовый на основе	3-10~9	0,5
полистирола		

Видно, что сцинтиллятор №1 (Т1) по конверсионной эффектив-
ности в 4 раза превосходит пластмассовый сцинтиллятор, но очень
сильно уступает ему по времени высвечивания. Мгновенная ско-
рость высвечивания пластмассового сцинтиллятора, определяе-
мая как

сШ I ____ М» — //т I ___ х

?ГМ = о	—е	|/ = о	“ ~ Т’

существенно выше, чем у сцинтиллятора \а! (Т1). За короткий
промежуток времени порядка 10-9 с пластмассовый сцинтилля-
тор испустит большее число фотонов, чем №1 (Т1). Это обстоя-
тельство и является определяющим с точки зрения временного
разрешения сцинтилляционного детектора. Действительно, для
детекторов с пластмассовыми сцинтилляторами достигнуто вре-
менное разрешение Г/ ~ 10“10 с, тогда как для детекторов на
основе ГЧа! (Т1) лишь Г/~10“9 с.

Итак, временное разрешение сцинтилляционного детектора
определяется характеристиками как ФЭУ, так и сцинтиллятора.
Для целей временного анализа разработаны ФЭУ специальной
конструкции (например, ФЭУ-63, ФЭУ-87, ХР1020 фирмы «Фи-
липс» и др.), в которых с помощью специальных мер удается
уменьшить разброс времени пролета электронов в промежут-
ке фотокатод— первый динод до значений меньше 10-9 с. Опти-
мизация режима работы временных ФЭУ (подбор индивидуальных
делителей) позволяет еще несколько улучшить их временное
разрешение.

Однако зачастую фактором, лимитирующим временное раз-
решение сцинтилляционного детектора, является не собственное
временное разрешение ФЭУ, а условие собирания света сцинтил-
ляционной вспышки на его фотокатод. Для сцинтилляторов боль-
шого размера коэффициент светосбора К может быть заметно
меньше единицы, что приводит к ухудшению временного раз-
решения. Следует также иметь в виду, что в сцинтилляторах
большого размера время распространения света от места про-
хождения частицы через сцинтиллятор до фотокатода . может
составлять больше 10~9 с. Возникает дополнительный разброс
задержки выходного сигнала ФЭУ, связанный с разбросом рас-
стояний от места вспышки до фотокатода. Для подавления этого
эффекта существуют специальные методы, которые будут рас-
смотрены в гл. 8.

В черенковских детекторах используются те же временные
фотоумножители, что и в сцинтилляционных детекторах. Отличие
состоит в принципиально ином механизме генерации световой
вспышки. Сам процесс черепковского излучения практически
безынерционный, однако большие (как правило) размеры черен-
ковских детекторов и малое число фотонов (в 10—100 раз мень-
ше, чем в сцинтилляционной вспышке) приводят к тому, что ус-
ловия светосбора являются определяющими для временного раз-
решения черенковских детекторов. Типичные достигнутые значе-
ния лежат в пределах (0,5—1) • 10“9 с.
В последнее время в эксперимен-
тальной практике начинают широко
применяться микроканальные плас-
тины (МКП), представляющие со-
бой диски из свинцового стекла с
большим числом отверстий малого
диаметра. Диаметр дисков состав-
ляет несколько сантиметров, толщи-
на 0,5—2 мм, а диаметр каналов
и зазор между каналами (толщина
стенки) —от 10 до 100 мкм. Обе
поверхности диска МКП металлизи-

Рис. 2.13. Электронное умноже-
ние в канале микроканальной
пластины

руются, и к ним прикладывается напряжение около 1 кВ. В услови-

ях глубокого вакуума каждое из отверстий МКП работает как
независимый электронный умножитель (рис. 2.13). Процесс элект-
ронного умножения аналогичен процессу, ^происходящему в ФЭУ,
а роль динодов играет внутренняя поверхность отверстия МКП.
Коэффициент умножения МКП может достигать 103 — 104.

МКП применяются, прежде всего, для регистрации электронов,
испущенных каким-либо эмиттером (например, тонкой фольгой)
при попадании на него ионизирующей частицы. На основе МКП
созданы также фотоэлектронные умножители, в которых МКП

выполняют роль динодов.

МКП обладают очень высоким временным разрешением. Бла-
годаря малости размеров канала умножения, разброс времени
пролета вторичных электронов внутри канала очень мал, выходной
импульс имеет 6-образную форму длительностью около 10“9 с.
Временное разрешение МКП (экспериментальные результаты) со-
ставляет около 10“10 с, временное разрешение ФЭУ на основе
МКП такого же порядка. Недостатком ФЭУ на основе МКП яв-
ляются (вследствие малого среднего тока, который допускают
сами МКП) небольшой коэффициент усиления (не более 106)
и малый средний ток. Совершенствование технологии позволит
получить сцинтилляционные детекторы на основе ФЭУ с МКП,
обладающие в несколько раз лучшим временным разрешением,
чем сцинтилляционные детекторы с обычными ФЭУ.

При анализе факторов, влияющих на временное разрешение
различных детекторов, нами не принималась во внимание роль
интегрирующей /?С-цепи, стоящей на выходе любого детектора.
Как отмечалось в § 2.2, при большой постоянной интегрирования
(/?нСн?>Л) длительность фронта импульса напряжения равна
длительности импульса тока детектора, а спад происходит с по-
стоянной спада т = /?нСн. Интегрирование сигнала приводит, как
правило, к ухудшению временного разрешения из-за растягива-
ния фронта сигнала. Затягивание полной длительности сигнала
приводит к увеличению наложений и ухудшению загрузочных
характеристик систем временного отбора.
Поэтому для обеспечения наилучшего временного разрешения
обычно стараются применять токовый съем сигнала, выбирая
постоянную интегрирования /?НСН < //. В этом случае выходной
сигнал имеет минимально возможную длительность, определяе-
мую процессами в самом детекторе.

В сцинтилляционных детекторах длительность импульса тока
на выходе детектора определяется временем высвечивания сцин-
тиллятора т. Поэтому для сцинтилляционных детекторов постоян-
ная времени /?С-цепи обычно берется следующей: /?нСн^т.

В пропорциональных счетчиках и пропорциональных камерах
временное разрешение определяется в основном разбросом вре-
мени дрейфа электронов /др, заметно превышающим длительность
фронта импульса выходного тока. Это позволяет выбирать по-
стоянную нагрузки 7?нСн~10/ф, т. е. проводит частичное интегри-
рование заряда (для увеличения амплитуды выходного сигнала)
без заметного ухудшения временного разрешения.

Исключение составляют полупроводниковые детекторы. Они,
как правило, применяются для измерения энергии частиц, так
как их основное преимущество — хорошие спектрометрические
свойства. Для обеспечения наилучшего энергетического разреше-
ния требуется полное интегрирование заряда (т. е.	и

это соображение обычно оказывается решающим при выборе
/?С-нагрузки ППД.

2.4.	ВЫДЕЛЕНИЕ ИНФОРМАЦИИ О ТИПЕ ЗАРЯЖЕННОЙ ЧАСТИЦЫ
ПО ФОРМЕ ИМПУЛЬСА ДЕТЕКТОРА

Одной из наиболее сложных в методическом отношении задач
является задача идентификации частиц — продуктов ядерных
реакций. В тех случаях, когда энергетические спектры частиц —
продуктов реакций имеют непрерывный характер и существенно
перекрываются, идентификация включает в себя определение
скорости, массы и заряда частицы. Полная идентификация час-
тиц является сложной задачей. В физике высоких энергий для
этих целей применяются сложные многодетекторные системы и
весь арсенал средств ядерной электроники.

В физике низких энергий (при энергиях вторичных частиц ме-
нее нескольких десятков мегаэлектрон-вольт) задача несколько
упрощается тем, что набор возможных частиц — продуктов реак-
ций, как правило, невелик. Поэтому часто возникает задача раз-
деления двух-трех типов частиц (например, нейтронов, а-частиц
и у-квантов), причем один из типов является предметом исследо-
вания, а остальные — фоновые.

Для решения подобного рода задач нередко используются
эффекты зависимости формы выходного сигнала детектора от ти-
па регистрируемой частицы. Эта зависимость может быть связа-
68
на либо с различием в пробегах частиц (при равной энергии про-
бег тяжелой частицы существенно меньше, чем пробег легкой
частицы), либо с различием в удельных ионизационных потерях.
В той или иной мере этот эффект проявляется в большинстве
детекторов с электрическим съемом информации: в ионизацион-
ных камерах, пропорциональных счетчиках, полупроводниковых
детекторах, сцинтилляционных детекторах. Однако широкое
практическое применение благодаря большому значению эффекта
нашли для этих задач пропорциональные счетчики и сцинтилля-
ционные детекторы.

Для разделения (дискриминации) частиц по форме импульса

детектора применяются специальные

электронные методы дискриминации,
представляющие собой своеобразное
сочетание методов временного и ампли-
тудного анализа (так как форма сигна-
ла есть не что иное, как изменение ам-
плитуды сигнала во времени). Для дис-
криминации частиц по форме могут
применяться как аналоговые, так и
цифровые методы. Цифровые методы
уступают аналоговым в быстродейст-
вии, но позволяют производить анализ
с помощью ЭВМ. Ниже на нескольких
примерах будут рассмотрены некото-
рые наиболее распространенные мето-
ды дискриминации частиц по форме
импульса детектора.

Рис. 2.14. Пропорциональный счетчик:
а— конструкция счетчика; б— форма им-
пульса тока для короткопробежной (/)
и длиннопробежной (2) частиц

Рис. 2.15. Функциональная схема уст-
ройства разделения частиц по форме
импульса пропорционального счетчика
В пропорциональных счетчиках для дискриминации частиц по
форме импульса используется зависимость длительности фронта
нарастания импульса тока на выходе детектора от длины -пробега
частицы в объеме счетчика.

Рассмотрим формирование фронта импульса тока в пропор-
циональном счетчике для двух случаев (рис. 2.14, а): 1) корот-
копробежной частицы, пробег которой много меньше диаметра
счетчика,	2) длиннопробежной частицы, пробег которой

примерно равен диаметру счетчика, К~с1.

В первом случае (короткопробежная частица) формирование
импульса выходного тока будет состоять из двух резко различаю-
щихся стадий: а) дрейфа электронов к области ударной иониза-
ции в течение времени /др; б) размножения носителей в области
ударной ионизации и их движения к соответствующим электро-
дам в области сильного электрического поля в течение времени
/разр. Импульс тока на выходе детектора появится в этом случае
с задержкой на время /др и будет иметь длительность фронта,
равную /разр (рИС. 2.14, б). При ЭТОМ /др»/разР-

Во втором случае (длиннопробежная частица) процесс фор-
мирования выходного импульса будет растянут во времени прак-
тически на время, равное /др. Из областей трека, ближайших к
области ударной ионизации, электроны, созданные частицей, бу-
дут собраны в область ударной ионизации практически без за-
держки, в то время как электронам из удаленных областей трека
требуется время /~/др для того, чтобы дойти до области ударной
ионизации. Фронт импульса анодного тока, состоящего из лавин
вторичной ионизации, создаваемых отдельными электронами из
трека частицы, будет растянут на время /ф~/др (рис. 2.14, в).

Разница в длительности фронта импульса анодного тока, со-
здаваемого короткопробежными и длиннопробежными частицами
равной энергии, может составлять порядок величины и более.
Так, в пропорциональном счетчике диаметром 2 см, наполненном
азотом до давления 4-Ю5 Па, пробег протона /?р с энергией
^ = 100 кэВ составляет /?р = 0,091 см. Для электрона той же
энергии пробег равен: Ре= 1,75 см.

При напряжении питания 3600 В время нарастания «протон-
ного» сигнала составляет: /р = 0,75 мкс, время нарастания
«электронного» сигнала > = 8,0 мкс. Сигналы со столь сильно
различающимися фронтами могут быть надежно разделены с
помощью электронных средств. Рассмотрим простой метод,'
основанный на сравнении результатов интегрирования и диф-
ференцирования одного и того же сигнала (рис. 2.15). Сигнал
пропорционального счетчика ПС, сохраняющий форму импульса
анодного тока (/?нСн<0,75 мкс), разветвляется на две цепи и
усиливается усилителями 1 и 2. В нижней цепи происходит инте-
грирование сигнала на интегрирующей /?С-цепи, причем Н^С?>
>8,0 мкс. Очевидно, в этом ч случае будет происходить полное
интегрирование любого из возможных сигналов (как электрон-
ного, так и протонного). Поскольку энергии электронов и про-
тонов одинаковы (100 кэВ), амплитуды сигналов на выходе
интегрирующей цепи будут одинаковы для частиц обоих типов.

В верхней цепи входной сигнал дифференцируется на диффе-
ренцирующей /?С-цепи, причем /?дСд = 0,75 мкс. При дифферен-
цировании на этой цепи сигнал с длительностью фронта 0,75 мкс
(протонный) будет ослаблен незначительно, в то время как
электронный сигнал, с длительностью фронта 8 мкс, будет ослаб-
лен более чем на порядок. Формирователи Ф\ и Ф2 формируют из
входных сигналов выходные сигналы стандартной (прямоуголь-,
ной) формы и длительности с сохранением значения входной
амплитуды и подают эти сигналы на схему сравнения. Схема
сравнения может в зависимости от логики эксперимента отбирать
либо только те случаи, когда сигналы по обоим входам имеют
примерно равные амплитуды (протонные), либо резко различа-
ются (электронные).

Схемы дискриминации частиц по форме импульса детектору
принято характеризовать коэффициентом дискриминации — чисг
лом, показывающим^,во сколько раз уменьшается счет фоновых
частиц после их дискриминации. В рассмотренном примере, где
энергии частиц одинаковы и фиксированы, коэффициент дискри-
минации все же имеет конечное значение, так как длительность
фронта электронного сигнала зависит от ориентации трека внут-
ри счетчика. Если электрон пройдет вдали от области ударной
ионизации, то его сигнал будет практически неотличим от про-
тонного. Коэффициент дискриминации будет сильно зависеть
также и от энергии частиц., Например, уменьшение энергии
электронов приведет к уменьшению их пробегов, и разница в
длительности фронтов электронных и протонных сигналов также
уменьшится. Следовательно, уменьшится и коэффициент дискри-
минации.

Различие пробегов легких и тяжелых частиц (при равенстве
энергии) используется для дискриминации частиц по форме им-
пульса и в сцинтилляционных детекторах — специальных комби-
нированных детекторах, которые иногда в литературе носят наз-
вание «фосвичи». Такие детекторы состоят обычно из двух сцин-
тилляторов, сильно различающихся по времени высвечивания т
и просматриваемых одним ФЭУ. На рис. 2.16, а в качестве при-
мера приведен комбинированный сцинтилляционный детектор,
состоящий из пластмассового сцинтиллятора толщиной около
1 мм и сцинтиллятора С$1 (Т1) толщиной несколько сантимет-
ров. Оба сцинтиллятора находятся в оптическом контакте между
собой и с ФЭУ, так что ФЭУ может регистрировать сцинтилля-
ционную вспышку, возникшую в любом из сцинтилляторов (или в
обоих сразу).

Детектор, представленный на рис. 2.16, а, может эффективно
Пластмассовый сцинтиллятор

Рис. 2.16. Составной сцинтилляционный детектор (фосвич):

а — устройство фосвича; б—форма импульса выходного тока при регистрации у-кван-
тов, протонов и электронов

разделять у-кванты, электроны и протоны с энергией порядка
несколько сот килоэлектрон-вольт — несколько мегаэлектрон-
вольт. Принцип действия основан на том, что протоны указанно-
го диапазона энергий полностью останавливаются в пластмас-
совом сцинтилляторе, возбуждая быструю сцинтилляционную
вспышку (тб~3-10“9 с). Электроны той же энергии обладают
гораздо большим пробегом и, проходя пластмассовый сцинтилля-
тор насквозь, останавливаются в сцинтилляторе Сз1 (Т1). Таким
образом электроны возбуждают одновременно оба сцинтиллято-
ра, и сцинтилляционная вспышка состоит из двух компонент:
быстрой (3-10 "9 с) и медленной (0,6-10~6 с). у-Кванты в
пластмассовом сцинтилляторе практически не поглощаются
вследствие его малого эффективного атомного номера 2 и малой
толщины, зато эффективно поглощаются в сцинтилляторе
Сз! (Т1). Таким образом, в подавляющем большинстве случаев
у-кванты будут возбуждать только медленный сцинтиллятор.
Резкое различие в форме импульсов анодного тока ФЭУ для всех
трех сортов частиц (рис. 2.16, б) позволяет эффективно разде-
лять их с помощью соответствующих электронных схем
(рис. 2.17).

Устройство работает следующим образом. Сигнал, возбуж-
даемый какой-либо из регистрируемых частиц, снимается одно-
временно с последнего динода и с анода ФЭУ. В цепь анода ФЭУ
включена короткозамкнутая линия задержки ЛЗ, осуществляю-
щая дифференцирование сигнала. Постоянная дифференцирова-
ния выбирается таким образом, что быстрый сигнал, вызванный
свечением пластмассового сцинтиллятора, практически не ослаб-
ляется, в то время как медленный сигнал, вызванный свечением
Сз! (Т1), ослабляется очень сильно, до пренебрежимо малого
значения (очевидно, что для этого необходимо выбрать тд~Тб).
Формирователь Ф\ стандартизует сигнал, снимаемый с анода
ФЭУ, по форме и амплитуде. Очевидно, что сигнал на выходе Ф\
появится лишь в том случае, если в сцинтилляционной вспышке,
72
Рис. 2.17. Функциональная схема электронного устройства дискриминации
у-квантов, протонов и электронов с помощью фосвича

зарегистрированной ФЭУ, имелась быстрая компонента свечения,
обусловленная пластмассовым сцинтиллятором, т. е. в случае ре-
гистрации протонов или электронов.

В цепи последнего динода сигнал подается на вход нормально
открытого ключа /С Однако в случае, если имеется сигнал на
входе Ф), ключ блокируется этим сигналом на время, примерно
равное длительности быстрой компоненты (примерно на 10~8 с).
Таким образом, на выходе ключа К сигнал может появиться
лишь в том случае, если в сцинтилляционной вспышке, зарегист-
рированной ФЭУ, имеласц медленная ^компонента, т. е. в случае
регистрации^электроно^ Дли ужвантов. Сигнал, снимаемый с вы-
хода ключа К, формируется по форме и амплитуде формировате-
лем Ф2. Выходные сигналы формирователей Ф2 и Фз (дополнитель-
но формирующего сигнал Ф1) подаются на входы схемы совпаде-
ний & и двух схем антисовпадений СА\ и СЛ2, причем для СА\
запрещающим является сигнал формирователя Фз (быстрый), а
для СА2 — формирователя Ф2 (медленный). Сигнал на выходе
СЛ1 появится лишь в том случае, если на ее входах есть сигнал
формирователя Ф2 и нет запрещающего сигнала Ф3, что соответ-
ствует регистрации у-кванта. Наоборот, на выходе СЛ2 сигнал
появится лишь в том случае, если на ее входах есть сигнал от Фз
и нет запрещающего сигнала от Ф2. Этот случай соответствует
регистрации протонов. Наконец, на выходе схемы совпадений &
сигнал будет лишь при одновременном появлении на ее входах
сигналов от Ф3 и Ф2, что соответствует регистрации электронов.
Регистраторы электрических сигналов Рег 1, Рег 2 и Рег 3 будут
сосчитывать соответственно у-кванты, протоны и электроны.

Разделять частицы разной массы по форме сцинтилляционной
вспышки можно, не только в комбинированных сцинтилляцион-
ных детекторах, но и в детекторах с одним сцинтиллятором. Эта
возможность основана на особом свойстве некоторых сцинтилля-
торов, состоящем в том, что форма их световой вспышки зависит
от удельных ионизационных потерь — д,Е/с1х регистрируемой
частицы. Таким свойством обладают как некоторые органические
сцинтилляторы, например стильбен., ЫЕ-213, так и неорганиче-
ские, например Сз1 (Т1). Механизм этого эффекта достаточно сло-
жен, однако для практических целей вполне удовлетворительным
является формальное описание сцинтилляционной вспышки по-
добных сцинтилляторов двумя независимыми компонентами ско-
рости высвечивания сцинтиллятора — быстрой и медленной:

(Ш   Мб //тг, | Мм е~-//Т'1
(11	то	Тм

где Мб, тб, Л/м, тм — полное число фотонов и время высвечивания
для быстрой и медленной компонент.

Интегрируя это выражение от 1 = 0 до /=оо, получаем

где М — полное число фотонов в сцинтилляционной вспышке.
Используемый для разделения частиц по форме сцинтилля-
ционного импульса эффект состоит в том, что соотношение между
Мб и Мм, т. е. вклад быстрой и медленной компонент свечения в
полную светосумму, различно для различных частиц и при за-
данной энергии частицы определяется ее удельными ионизацион-
ными потерями.

Поскольку электронные схемы разделения обрабатывают сиг-
налы, снимаемые с выхода ФЭУ, удобно сравнивать не соотноше-
ние количества быстрых и медленных фотонов во вспышке, а за-
ряды ^б и ^м, созданные ими на выходе ФЭУ. Очевидно, что
?б~Мб,	и д = дб-\-дм~ М.

Значения Тб, тм и соотношения между дб и дм различны для
разных типов сцинтилляторов. Так, для кристалла стильбена —
одного из наиболее часто применяемых для разделения частиц
сцинтилляторов — получены следующие значения (табл. 2.2).

Таблица 2.2 Соотношение ц?, и цм в кристалле стильбена для частиц с разными
удельными ионизационными потерями (тб = 6-10 9 с; тм=350-10~9 с)

Частица	Энергия частицы, МэВ	ч*/ч		. Чь/Ч
а	5,3	0,24	0,315	0,76
Р	1,5	0,18	0,22	0,82
е	0,975	0,07	0,08	0,93

Для жидкого органического сцинтиллятора ЫЕ-213, по неко-
торым данным, Тб~2-10~й с; тм^З-10“7 с, а отношения дб/ц*
для протонов и электронов различаются в несколько раз.

Электронные методы разделения частиц по форме сцинтилля-
ционного импульса, применяемые
для детекторов подобного типа, не-
сколько сложнее, чем в приведенных
выше случаях. Связано это с тем, что
в данном случае сцинтилляционные
вспышки двухкомпонентны для лю-
бого сорта частиц, и для разделения
частиц используется сравнительно
слабое различие в соотношении
вкладов быстрой и медленной компо-
нент. Эти методы можно разделить
на две группы.

1.	Методы, в которых для дис-
криминации частиц осуществляется

Рис. 2.18. Форма импульса анод-
ного тока ФЭУ детектора со
сцинтиллятором \Е-213 для
нейтронов и у-квантов близких
энергий

сравнение зарядов быстрой и медленной компонент дб и дм (иног-
да и <?). Здесь для сравнения дб и дм используются методы
амплитудного анализа (аналоговые или цифровые), а выделение
дб и д* осуществляется методами временной селекции.

2.	Методы, основанные на временном анализе формы сигнала.

Рассмотрим эти методы на двух характерных примерах. Для
разделения нейтронов и у-квантов в диапазоне энергий примерно
100 кэВ — 20 МэВ широко применяется жидкий органический
сцинтиллятор ЫЕ-213 (напомним, что регистрация нейтронов

осуществляется по протонам отдачи, а регистрация у-излуче-
ния — по вторичным электронам, возникающим в результате
комптон-эффекта, либо фотоэффекта, либо генерации электрон-
позитронных пар). Форма импульсов анодного тока ФЭУ для
нейтронов и у-квантов (в действительности для протонов и
электронов) для этого сцинтиллятора приведена из рис. 2.18.
Видно, что импульс анодного тока ФЭУ для нейтронов (прото-
нов) спадает гораздо медленнее, чем для у-квантов (электронов).
Импульсы тока приведены к одному значению амплитуды. При
интегрировании токов выполняется соотношение

кб/М,, < [<7б/<7м1?

Для дискриминации частиц можно непосредственно измерить
значения д$ и дм в сцинтилляционной вспышке, и, сравнивая их
отношение, определить, какая частица зарегистрирована, нейт-
рон или у-квант (рис. 2.19).

Токовый сигнал ФЭУ поступает на вход аналогового коммута-
тора, который переключает ток ФЭУ либо в Канал 1 (быстрый),
либо в Канал 2 (медленный). Управление переключением осуще-
ствляется сигналом, снимаемым с последнего динода, который уси-
ливается усилителем У, проходит дискриминатор (для выбора
нижней границы энергетического диапазона) и после задержки на
линии задержки ЛЗ подается на вход управления аналогового
коммутатора ЛК, который работает таким образом, что первые
а.)

527нс

Ток ФЭУ

ВыхоЗ
интегратора 1

«Б

Управляющий.

сигнал

300нс

5

Рис. 2.19. Функциональная схема (а) и форма сигналов в характерных точ-
ках (б) устройства для п—у-разделения методом амплитудного анализа

50 нс открыт канал 1 и анодный ток ФЭУ интегрируется интеграто-
ром 1. Очевидно, что сигнал на выходе интегратора 1 пропорцио-
нален дб. Спустя 50 нс управляющий сигнал с последнего дино-
да ФЭУ приходит на вход управления АК и переключает ток
ФЭУ в к.анал 2 на время 300 нс. Следовательно, в интеграторе
2 интегрируется заряд медленной компоненты дм. Значения д& и
дм преобразуются в цифровой код преобразователями заряд —
код ПЗК\ и ПЗКъ и через контроллер КАМАК передаются в
ЭВМ. В ЭВМ по полученным кодам вычисляется отношение
^б/^м (рис. 2.20). Каждая точка на графике — результат вычи-
сления значений дб и дм для отдельной частицы. Видно, что все
точки в пределах некоторого разброса, обусловленного статисти-
ческими флуктуациями, укладываются на две прямые, т. е. отно-
шение ^б/дм в исследуемом энергетическом диапазоне 0,2—
20 МэВ различается для у-квантов и нейтронов примерно в 3 раза
и постоянно для каждого сорта частиц. Из рисунка также видно,
что при больших энергиях частицы хорошо разделяются, в то
время как в области малых энергий (соответствующей малым
Рис. 2.20. Экспериментальные
распределения значений ^б,
для нейтронов и у-квантов
в диапазоне 0,2—20 МэВ (сцин-
тиллятор ЫЕ-213)

Рис. 2.21. Функциональная схе-
ма устройства для п—у-разделе-
ния методом временного анализа

Рис. 2.22. Форма сигналов в харак-
терных точках схемы п—у-разделе-
ния методом временного анализа

значениям д& и дм) * распределения сливаются, и коэффициент
дискриминации частиц резко падает.

Эту же задачу можно решить и методом временного анализа,
не менее распространенным на практике, получив при этом
практически тот же результат (коэффициент дискриминации
1:1000 в диапазоне 1—20 МэВ). Идея метода состоит в том,
чтобы преобразовать выходной токовый сигнал ФЭУ в импульс
стандартной формы и амплитуды, длительность которого зависит
от формы импульса анодного тока и различна для нейтронов и
у-квантов.

Обратимся снова к форме импульсов тока на выходе ФЭУ
в сцинтилляторе \Е-213 для нейтронов и у-квантов (см.
рис. 2.19). Если проинтегрировать эти токовые сигналы на /?С-
цепи при значении /?С^>тм, то вследствие разницы во вкладах
быстрых и медленных компонент в сцинтилляции нейтронов и
у-квантов импульсы напряжения на выходе /?С-цепи достигнут
своего максимального значения в разные моменты времени отно-
сительно начала сигналов: нейтронный импульс достигнет мак-
симума позже, чем импульс, вызванный у-квантом. Разница
составляет примерно 15 нс, что вполне поддается измерению.
Однако, поскольку момент достижения максимума импульсом,
имеющим гладкую форму и плавный экспоненциальный спад,
определяется с большой погрешностью, обычно применяется спе-
циальный методический прием, позволяющий заметно уменьшить
эту погрешность: проинтегрированные сигналы пропускаются
через дифференцирующую цепочку с малой постоянной диффе-
ренцирования. Очевидно, что положениям максимумов проинте-
грированных п- и у-сигналов соответствуют нулевые значения
производной. Пересечение электрическим импульсом нулевого
значения определяется с достаточной степенью точности с по-
мощью специальных электронных устройств — дискриминаторов
нуля (рис. 2.2^1).

Токовый сигнал, снимаемый с анода ФЭУ, разветвляется на
две цепи. В левой цепи происходит интегрирование и диффе-
ренцирование сигнала в усилителе У|. На выходе У\ возникает
биполярный импульс напряжения, у которого момент пересече-
ния нулевого значения различен для импульсов 'нейтронов и
у-квантов (см. рис. 2.22). Усилитель-ограничитель Уч формирует
сигналы, поступающие на его вход таким образом, что ампли-
туды их стандартизуются, а длительность соответствует моменту
пересечения входными сигналами нулевого уровня. Сформи-
рованные сигналы подаются на Вход 1 схемы совпадения &.

В правой цепи импульс анодного тока ФЭУ поступает на
вход быстрого формирователя временной отметки, вырабатыва-
ющего короткий сигнал стандартной формы и длительности,
соответствующий моменту появления анодного импульса,^ ФЭУ
на входе формирователя. Выходной сигнал формирователя за-
держивается линией задержки на время, большее длительности
у-импульса в левой цепи, но меньшее длительности нейтронного
импульса, и подается на Вход 2 схемы совпадений &. Сигнал
на выходе схемы совпадений может возникнуть лишь в том слу-
чае, если сигналы на обоих ее входах хотя бы частично пере-
крываются во времени. Как видно из рис. 2.22, это возможно
только в случае регистрации нейтронов (т. е. устройство произ-
78
водит дискриминацию у-квантов, позволяя регистрировать лишь
нейтронные события).

Существует большое количество модификаций описанных
методов. Выбор конкретного решения определяется видом реги-
стрируемого излучения, энергетическим диапазоном, загрузкой.
Загрузка существенно влияет на коэффициент дискриминации.
При увеличении загрузки происходит частичное наложение
сигналов, вызванных разными частицами; и коэффициент дискри-
минации резко падает.

2.5.	ВЫДЕЛЕНИЕ ПРОСТРАНСТВЕННОЙ ИНФОРМАЦИИ В
ПОЗИЦИОННО-ЧУВСТВИТЕЛЬНЫХ ДЕТЕКТОРАХ

Обычно в детекторах частиц энергетические потери частицы
(первичная ионизация) локализованы в небольшом объеме по
сравнению с полным рабочим объемом детектора. Это обстоя-
тельство позволяет, в принципе, получить информацию о том, в
каком именно месте детектора прошла частица, с помощью спе-
циальных методов съема информации с детекторов. Детекторы
такого типа получили название позиционно-чувствительных де-
текторов. По способу съема информации позиционно-чувстви-
тельные детекторы делятся на детекторы дискретного и аналого-
вого типа.

К детекторам дискретного типа принято относить детекторы,
имеющие в своем составе набор коллекторных элементов, в
цепи которых при детектировании частицы регистрируются им-
пульсы тока. Координата частицы определяется по номеру кол-
лекторного элемента, в котором зарегистрирован импульс тока,
а точность определения координаты частицы зависит как от раз-
меров коллекторных элементов, так и от расстояния между ними.

Классическим примером детектора дискретного типа явля-
ется многопроволочная искровая камера. При прохождении
частицы через такую камеру возникает искровой пробой между
катодом камеры и анодной проволочкой, ближайшей к треку
частицы. Номер сработавшей анодной проволочки кодируется,
что позволяет определить координату частицы по одной из.осей
(х или у) Для определения двух координат берется сборка из
двух камер, причем их анодные проволочки ориентируются под
углом 90° относительно друг друга.

К детекторам дискретного типа можно также отнести
многопроволочцые * пропорциональные камеры, полупроводнико-
вые детекторы, в которых один из электродов разбит на ряд
независимых полос (стрипов), детекторы на основе МКП с поло-
совыми коллекторами (анодами).

К детекторам аналогового типа относятся детекторы, в
которых координата частицы определяется по изменению пара-
метров выходного (аналогового) сигнала: амплитуды, длит ель-
ности, формы. К детекторам этого типа относятся пропорцио-
нальные счетчики с резистивным анодом, ППД с резистивным
катодом, коаксиальные ППД, дрейфовые камеры, сцинтилляци-
онные позиционно-чувствительные детекторы.

Следует сразу оговориться, что приведенная классификация
довольно условна. Один и тот же детектор зачастую может вы-
ступать и как детектор дискретного типа, и как детектор анало-
гового типа, в зависимости от применяемого метода съема ин-
формации. Показателен в этом отношении пример многопрово-
лочной пропорциональной камеры. В простейшем случае коор-
динатная информация с такой камеры может считываться точно
так же, как и с многопроволочной искровой камеры — по номеру
сработавшей проволочки. Однако специальные методы аналого-
вого съема информации — амплитудного анализа распределе-
ния импульсов, наведенных на катоды, позволяют существенно
повысить точность определения координаты частицы (эти методы
будут рассмотрены в гл. 8).

Для получения позиционной информации применяются раз-
личные методы анализа в зависимости от типа применяемого
детектора. Так, для получения позиционной информации в про-
порциональных счетчиках и ППД с резистивным катодом широко
применяется метод амплитудного анализа.

Однокоординатный ППД с резистивным электродом пред-
ставляет собой ППД, в котором один из электродов (неважно,
какой) выполнен из высокоомного материала (рис. 2.23, а).
Эквивалентная схема такого детектора приведена на рис. 2.23, б.
Сигналы для получения позиционной информации снимаются с
обоих электродов. С верхнего (низкоомного) снимается сигнал
пропорциональный энерговыделению частицы.

Рис. 2.23. Устройство однокоординатного позиционно-чув-

ствительного ППД (а) и его эквивалентная схема

п

Р

А

В

• С

(б)

А

В

Рис. 2.24. Осциллограммы импульсов выходного тока
аксиального Ое—[д-детектора в трех точках (Л, В,

ко-
С)

С
С нижнего, высокоомного электрода заряд снимается на вход
усилителя, имеющего малое входное сопротивление. В этом слу-
чае заряд, снимаемый с нижнего электрода, делится на две
части: часть заряда дх = д<%х/1 поступает на вход усилителя,
вторая часть д'х = д^(1 — х)/1 стекает на землю. Заряд дх пропор-
ционален как энерговыделению частицы, так и координате х
частицы. Отношение двух сигналов дх/д^ очевидно, не зависит
от энергии частицы и позволяет определить координату для ча-
стицы любой энергии. Методически задача сводится к измере-
нию амплитуд двух сигналов (дх и д<$) и их отношения. Анало-
гичным образом решается задача определения координат и в не-
которых типах сцинтилляционных позиционно-чувствительных
детекторов.

В дрейфовых камерах, в сцинтилляционных времяпролетных
координатно-чувствительных детекторах и ряде других для
получения позиционной информации используются методы вре-
менного анализа. Так, в дрейфовой камере координата частицы
определяется по времени дрейфа электронов в однородном
электрическом поле камеры, создаваемом потенциальными
электродами дрейфового промежутка, от области трека до анода.

При постоянной скорости дрейфа электронов удр время дрей-
фа, очевидно, >равно: /др = х/идр. Момент входа частицы в детек-
тор определяется с помощью дополнительного детектора, имею-
щего хорошее временное разрешение (например, сцинтилляци-
онного). В момент сбора электронов на анодной нити с нее
снимается сигнал, фиксирующий окончание дрейфа.

Наконец, в некоторых случаях позиционную информацию
можно получить, анализируя форму сигнала, снимаемого с де-
тектора. Так, в коаксиальном полупроводниковом детекторе,
благодаря неравномерности электрического поля внутри детек-
тора (напряженность поля изменяется как 1 /г), форма токового
сигнала существенно зависит,от расстояния между центральным
электродом детектора и той областью, в которой частица обра-
зовала первичный заряд д (рис. 2.24). (Пучок у-излучения с
энергией 122 кэВ коллимировался таким образом, чтобы он по-
следовательно регистрировался в области сечением около 1 мм2
в каждой из указанных точек.)

Видно, что форма токового сигнала резко различается для
центральных и периферийных областей детектора, что позво-
ляет с достаточной степенью точности (погрешность лучше 1 мм)
определять расстояние от точки взаимодействия до оси детек-
тора, 'используя методы анализа формы импульса (обычно
используется метод преобразования форма — длительность
сигнала).

Из приведенного краткого рассмотрения видно, что во всех
случаях, независимо от типа позиционно-чувствительного детек-
тора, имеется однозначная связь между исследуемой величинЪй
(координатной х) и выходной величиной А (номером проволоч-
ки, амплитудой, временем и др.). Отношение С=А/х назы-
вается позиционной чувствительностью детектора. Если
О = соп8{, т. е. не зависит от х, то это означает линейность ха-
рактеристики детектора. Отклонения от линейности могут быть
связаны как с самими процессами, протекающими внутри детекто-
ра, так и с погрешностями, вносимыми электронной аппаратурой.
Величина (6—6)/6-100% называется интегральной нелиней-
ностью и определяет относительную погрешность определения
координаты частицы по идеальной линейной характеристике.

Вторым важнейшим параметром, характеризующим позици-
онно-чувствительные детекторы, является позиционное разреше-
ние, определяемое как минимальная разность координат попа-
дания частицы в детектор, которая может быть надежно опреде-
лена. Экспериментально, позиционное разрешение определяется
как ширина кривой распределения значений А на половине ее
высоты при фиксированном значении координаты х.

Для определения координаты частицы в позиционно-чувст-
вительных детекторах в основном применяются методы времен-
ного и амплитудного анализа, которые будут рассмотрены в
последующих главах. Особые случаи, связанные со спецификой
позиционно-чувствительных детекторов, рассмотрены в гл. 8.

Контрольные вопросы

1.	Чем может быть представлен детектор на эквивалентной схеме:

а)	генератором напряжения;

б)	генератором тока;

в)	тем или другим в зависимости от параметров внешней цепи нагрузки?

2.	Что является первичной величиной, несущей информацию об энергии
частиц:

а)	амплитуда импульса тока;

б)	амплитуда импульса напряжения;

в)	заряд, созданный частицей в детекторе?

3.	Предположим, что полупроводниковый детектор проградуирован с неко-
торой точностью с помощью эталонного набора у-источников в диапазоне энер-
гий от Ет)п до втах. Возможно ли определение энергией а-частиц в том же
энергетическом диапазоне и с той же точностью без дополнительной градуировки:

а)	возможно;

б)	невозможно, так как коэффициент собирания заряда различен для этих
двух типов частиц;

в)	невозможно, так как значение а) различно для этих двух типов частиц?

4.	Чем ограничивается возможность разделения двух близколежащих энер-
гетических линий спектра:

а)	значением энергетического разрешения детектора;

б)	точностью градуировки детектора;

в)	амплитудой сигнала детектора?
5.	Какие детекторы обладают самым высоким энергетическим разрешением
(для одной и той же энергии частиц):

а)	сцинтилляционные;

б)	полупроводниковые;

в)	газонаполненные пропорциональные?

6.	Если имеются два полупроводниковых детектора, изготовленные из
одного материала и по одной технологии, и отличающиеся лишь размерами,
какой из них предпочтительней с точки зрения получения наилучшего энергети-
ческого разрешения:

а)	любой;

б)	с большей площадью;

в)	с меньшей площадью?

7.	Что характеризует параметр временное разрешение детектора:

а)	предельную скорость регистрации частиц;

б)	максимальную длительность сигнала детектора;

в)	точность определения момента регистрации частицы?

8.	Можно ли измерять временное разрешение детектора в' относительных
единицах (в процентах):

а)	можно;

б)	нельзя?

9.	Какой процесс ограничивает временное раг^ешение детекторов с газо-
вым усилением:

а)	дрейф электронов от места образования до области ударной ионизации;

б)	время развития электронной лавины;

в)	дрейф положительных ионов от анода к катоду?

10.	Предположим, что коаксиальный полупроводниковый детектор облучает-
ся пучком частиц, параллельным оси детектора. Рассмотрим два варианта:
1) широкий неколлимированный пучок; 2) узкий коллимированный пучок. В ка-
ком случае будет получено более высокое временное разрешение.

а)	в первом;

б)	во втором;

в)	в обоих случаях оно будет одинаковым?

11.	Если имеется два фотоумножителя, различающиеся лишь значением
квантовой эффективности фотокатода, с каким фотоумножителем может быть'
достигнуто лучшее временное разрешение:

а)	с ФЭУ, у которого квантовая эффективность выше;

б)	с ФЭУ, у которого квантовая эффективность ниже;

в)	временное разрешение будет одинаково?

12.	Каковы в общем случае, условия выбора постоянной времени КС-
нагрузки детектора для ^получения наилучшего временного разрешения:

а)

б)

13.	Для каких целей используются комбинированные сцинтилляционные
детекторы (фосвичи):

а)	для раздельной регистрации протонов, электронов и у-квантов любых
энергий;
б)	для раздельной регистрации частиц, имеющих одинаковую энергию, но
существенно различающиеся по массе;

в)	для раздельной регистрации заряженных и нейтральных частиц?

14.	Можно ли использовать фосвич, состоящий из пластмассового сцинтил-
лятора и кристалла Сз1(Т1) для раздельной регистрации нейтронов и у-кван-
тов с энергий МэВ?

а)	можно;

б)	нельзя.

15.	Как будет изменяться коэффициент п/у разделения в сцинтилляцион-
ном детекторе на основе стильбена с ростом энергий частиц обоего типа, начи-
ная с энергии ~100 кэВ до нескольких гигаэлектрон-вольт:

а)	расти с выходом на постоянное значение;

б)	сначала расти, а затем спадать?

16.	В чем преимущество цифрового метода п/у разделения в сцинтилля-
ционном детекторе на основе стильбена или МЕ-213 по сравнению с аналого-
вым:

а)	в более высоком коэффициенте разделения (подавления);

б)	в относительной простоте;

в)	в возможности независимого измерения энергетических спектров частиц
обоих типов?

ГЛАВА 3

МЕТОДЫ АНАЛОГОВОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ
АМПЛИТУДНОЙ ИНФОРМАЦИИ

3.1.	УСИЛЕНИЕ СИГНАЛОВ В СПЕКТРОМЕТРИЧЕСКИХ ТРАКТАХ

В физических экспериментах, требующих измерения энергии,
которая потеряна элементарной частицей в рабочем объеме де-
тектора, основные проблемы, с которыми экспериментатору
приходится иметь дело, связаны с необходимостью усиления
сигналов, снимаемых с детекторов, оптимизацией отношения сиг-
нала к шуму%5 наложениями исследуемых сигналов, амплитуд-
ными перегрузками, нестабильностью коэффициентов преобра-
зования узлов спектрометра. Эти явления в конечном счете ухуд-
шают энергетическое разрешение спектрометра и точность опре-
деления энергии регистрируемых частиц.

Необходимость усиления сигналов с детекторов обусловлена
прежде всего малой амплитудой сигнала, снимаемого с детекто-
ра, по сравнению со значениями порога устройств, анализи-
рующих эти сигналы. Так, например, при использовании в ка-
честве простейшего анализирующего элемента обыкновенного
диода, порог которого, обусловленный физическими процессами
его работы, равен 0,1—0,5 В, анализируемый сигнал должен
составлять не меньшее значение. В то же время амплитуда
сигнала с ППД, имеющего наибольший коэффициент преобра-
зования энергии частицы в амплитуду сигнала, даже при регист-
рации частиц достаточно высокой энергии, например 1 МэВ,
составит около 10~3 В. Таким образом, перед анализатором на
диоде необходим усилитель с коэффициентом усиления 100—
500. Конечно, существуют пороговые устройства с очень низким
порогом, но за счет использования усилителей в самом устрой-
стве. По физической же сути работы электронных схем, посколь-
ку контактная разность потенциалов, ширина барьерных пере-
ходов в полупроводниковых приборах и другие параметры имеют
характерные значения порядка долей вольта, анализируемый
сигнал должен иметь как минимум такое же значение. Если же
требуется анализ сигнала с погрешностью 0,01 амплитуды, такой
сигнал должен составить несколько вольт. Таким образом, для
определения коэффициента усиления усилителя, создающего на
выходе сигнал с амплитудой в несколько вольт, необходимо
оценить амплитуду сигнала, снимаемого с детектора.

Оценим амплитуду сигналов, снимаемых с разных детекто-
ров, воспользовавшись уже известными соотношениями для за-
ряда, образованного частицей в детекторе = для сред-
него тока детектора /д = д/и и для амплитуды сигнала на нагруз-
ке Сн в режиме полного собирания заряда детектора А = д/Сп.

Полупроводниковые детекторы больших объемов, предназна-
ченные для регистрации у-квантов с энергией от нескольких
килоэлектрон-вольт до нескольких мегаэлектрон-вольт, имеют
емкость Сн порядка нескольких десятков пикофарад, время
собирания носителей заряда около 10-7 с.

При регистрации таким детектором частицы с энергией
1 МэВ в детекторе выделится заряд д^5,3-10-14 Кл, ток соста-
вит /д = 5-10~7 А, а амплитуда сигнала при емкости детектора
100 пФ будет равна 0,5 мВ.

Полупроводниковые детекторы небольших размеров, предназ-
наченные для регистрации рентгеновского излучения и заряжен-
ных частиц малой энергии, имеют емкость несколько единиц
пикофарад, среднее время собирания носителей //~10-8 с. При
регистрации в таком детекторе, например, рентгеновского кванта
с энергией 10 кэВ заряд, образованный в детекторе, будет равен
5,3-10~16 Кл, ток С составит около 5-10“8 А, а амплитуда
сигнала при емкости детектора 1 пФ будет равна 0,5 мВ.

В газовой ионизационной камере или в камере на основе
сжиженного благородного газа при регистрации частицы с энер-
гией 1 МэВ выделится заряд около 5-10“15 Кл, амплитуда
импульса тока электрЬнной составляющей при времени собира-
ния электронов 10-6 с составит 5-10“9 А, а амплитуда сигнала
при емкости камеры 50 пФ будет равна 0,1 мВ.

В пропорциональных детекторах с газовым усилением сигнал
на выходе возникает в основном за счет собирания положитель-
ных ионов, полное время собирания которых /( + ) равно при-
близительно 10-3 с. Для получения удовлетворительного быстро-
действия таких детекторов используют режим неполного соби-
рания в течение времени 10~3 /( + ). При этом амплитуда выход-
ного сигнала составляет 10% максимально возможной ампли-
туды д/Сн. Коэффициент газового усиления М колеблется для
разных условий работы детектора в пределах от 102 до 103.
При регистрации в пропорциональном детекторе с М=103, ем-
костью Сн=Ю пФ частиц с энергией 1 кэВ амплитуда сигнала
на выходе детектора составит 0,5 мВ.

Для сцинтилляционного детектора на основе кристалла
№1(Т1) с ФЭУ, имеющим коэффициент усиления М=106, при
регистрации у-квантов с энергией 1 МэВ амплитуда сигнала
на выходе детектора определяется из соотношения А = М^е/
/((оСн) и на емкости нагрузки 20 пФ составит 2 В, а при регистра-
ции частиц с энергией 100 кэВ составит 0,2 В. Импульс
тока на выходе детектора в среднем будет равен 1,6-10“4 и
1,6-10~5 А для первого и второго случая соответственно. Оценка
производилась для длительности импульса с ФЭУ, равной
0,25 мкс, что соответствует времени высвечивания сцинтилля-
тора Ыа!(Т1).

Приведенные оценки амплитуд сигналов на выходе детек-
торов нескольких типов показывают, что в большинстве случаев
для измерения энергетических спектров частиц по амплитудным
спектрам сигналов, снимаемых с детекторов, требуется значи-
тельное усиление этих сигналов. При этом коэффициент усиле-
ния К для ППД, ионизационных камер, пропорциональных
детекторов должен составлять 103—104, а для сцинтилляционных
детекторов. около 10. В некоторых случаях, при использовании
в сцинтилляционных детекторах ФЭУ с большим коэффициентом
усиления, дополнительный усилитель может и не требоваться.

Помимо обеспечения необходимого коэффициента усиления
к спектрометрическим усилителям предъявляется ряд дополни-
тельных требований. Усилители не должны существенно ухуд-
шать энергетическое разрешение, обеспечиваемое детектором.
Ухудшение разрешения в усилителях может быть вызвано шума-
ми головных каскадов, наложениями сигналов, амплитудными
перегрузками, смещением постоянной составляющей, проявле-
нием индукционного эффекта, дрейфом коэффициента усиления.

Наиболее общими параметрами усилителей спектрометри-
ческих трактов являются: коэффициент усиления А, динами-
ческий диапазон, интегральная и дифференциальная нелиней-
ность, постоянные времени нарастания и спада сигнала, зави-
симость коэффициента усиления от средней частоты следования
сигналов, неперегружаемость — способность воспринимать без
заметных последствий для нормальной работы сигналы с ампли-
тудой, существенно превышающие номинальные, стабильность
характеристик во времени, при изменении температуры, влаж-
86
Рис. 3.1. Зависимость амплитуды выходного сигнала ДВЬ1Х спектрометрического
усилителя от амплитуды входного сигнала Двх (а), спектр сигналов на входе
усилителя (б) и его выходе (в)

ности, давления и др. Определения и характерные значения
этих параметров будут приводиться в данной главе в соответ-
ствующих параграфах.

На рис. 3.1, а приведена (для наглядности в сильно утри-
рованном виде) типичная зависимость амплитуды выходного сиг-
нала А Вых спектрометрического усилителя от амплитуды вход-
ного сигнала Л,$ч. На рис. 3.1, б представлен типичный спектр
сигналов, поступающих на вход этого усилителя, а на рис. 3.1, в
спектр сигналов на выходе усилителя. Обычно стремятся исполь-
зовать усилитель с линейной функцией преобразования (см.
пунктирную линию на рис. 3.1, а) входного сигнала в выходной
бМ вых/бМ вх==/С, что упрощает задачу восстановления исходного
энергетического спектра. Однако реальная характеристика
преобразования для спектрометрического усилителя (см. сплош-
ную линию на рис. 3.1, а) отличается от прямой линии. Наи-
большее отличие реальной характеристики преобразования от
линейной наблюдаемся обычно в области малых и больших
амплитуд. Поэтому на практике выбирают некоторый диапазон
входных амплитуд от ЛвхтМ до Лвхтах, в пределах которого
функция преобразования по линейности удовлетворяет требо-
ваниям эксперимента. Отношение 0 = Лвхтах/Двхт!п называется
динамическим диапазоном усилителя.
Отличие реальной функции преобразования от линейной
характеризуется интегральной и дифференциальной нелиней-
ностью усилителя. Интегральная нелинейность г) — это отно-
шение максимального отклонения реальной характеристики пре-
образования от идеальной характеристики (прямой линии) к
максимальному значению измеряемого параметра: г| —АЛ выхп1ах/
/^выхтах- Интегральная нелинейность искажает энергетическую
градуировку спектрометра и вносит заметную погрешность в
определение энергии спектральных линий. Например, спектраль-
ные линии 1 и 3, пересчитанные по выходному спектру во вход-
ной, окажутся несколько смещенными и займут положение Г и 3'
(рис. 3.1, б, пунктир), что и приводит к погрешности определе-
ния их энергии. Из определения интегральной нелинейности сле-
дует, что ее значение соответствует максимально возможной
погрешности определения энергии частиц при аппроксимации
характеристики спектрометра прямой линией. Поэтому интеграль-
ная нелинейность усилителей, используемых в спектрометрии, не
должна превышать погрешности определения энергии частиц,
задаваемой детектором. Полупроводниковые детекторы позво-
ляют определять энергию частиц с погрешностью до десятой доли
процента, и усилители в спектрометрах с такими детекторами
должны иметь интегральную нелинейность, не превышающую
0,1%. В сцинтилляционных спектрометрах требования к интег-
ральной нелинейности могут быть снижены до значений по-
рядка 1%.

Дифференциальная нелинейность | — это относительное от-
клонение максимального значения производной /СРеал==(^ЛВых/
/б/Лвх)Реал реальной характеристики от идеальной: | = (К —
— К реал)//С Дифференциальная нелинейность изменяет форму
спектральных линий и приводит к увеличению погрешности в
определении энергий, так как при аппроксимации искаженной
линии заданной функцией (например, функцией Гаусса) про-
изойдет смещение максимума аппроксимирующей функции отно-
сительно его истинного положения. Кроме того, изменится и
ширина линии, что может привести к появлению дополнитель-
ных погрешностей в определении ее площади. Так как диффе-
ренциальная нелинейность приводит к смещению максимумов
линий вследствие искажения их формы, то такие искажения
будут несущественны, если дифференциальная нелинейность
меньше относительной ширины пика:	Отсюда следует,

что для полупроводниковой спектрометрии дифференциальная
нелинейность не должна превышать долей процента, а для сцин-
тилляционных спектрометров — нескольких процентов.

На характеристике преобразования можно наблюдать еще
ряд особенностей. В общем случае характеристика может иметь
порог Ап — при этом характеристика преобразования имеет вид
ЛВЬ1Х = (ДВХ —ЛП)К. Значение Ап обычно находят из градуировки
(так же как и /С). В области больших амплитуд реальная
характеристика выходит на некоторый постоянный уровень, что
приводит к ограничению амплитуд сигналов и к группировке
выходных сигналов больших амплитуд в области ограничения.
Например, в выходном спектре появится дополнительный пик
4 (рис. 3.1, в), образованный сигналами из заштрихованной
-зоны рис. 3.1, б. Порог может меняться при изменении внешних
условий, например температуры. Это смещение для спектрометри-
ческих усилителей имеет значение 50—100 мкВ/К. Температур-
ная нестабильность коэффициента усиления для спектрометри-
ческих усилителей обычно составляет 10~4/К.

При соединении детектора с усилительным трактом коакси-
альным кабелем (для устранения наводок), имеющим емкость
Ск, к емкости детектора Сд и емкости входа усилителя Свх
добавляется емкость кабеля, и амплитуда импульса на входе
усилителя будет пропорциональна <?/(Сд +Свх +Ск). Емкость
кабеля обычно составляет несколько десятков пикофарад на
метр длины, что сравнимо с емкостью ППД для гамма-спектро-
метрии и существенно больше емкости ППД для рентгеновской
спектрометрии. Емкость Свх обычно имеет значения 5—10 пФ.
Например, при соединении кабелем типа РК-50, имеющим ем-
кость 100 пФ/м, длиной 30 см усилителя с Свх= 10 пФ с ППД
емкостью 50 пФ амплитуда сигнала будет в 1,5 раза меньше,
чем при непосредственном соединении ППД с усилителем. Поэтому
необходимо детектор соединять с усилителем возможно более
коротким кабелем. Однако такое техническое решение не всегда
возможно. Например, если по ходу эксперимента возникает
необходимость изменения коэффициента усиления или полосы
пропускания усилителя, что осуществляется изменением положе-
ния его переключателей, а детектор в силу экспериментальных
условий должен находиться в зале, куда невозможен доступ
экспериментатора, детектора и усилитель должны быть соеди-
нены кабелем длиной несколько десятков или даже несколько
сот метров.

В подобной ситуации иногда применяется передача по длин-
ному кабелю импульса тока детектора, и интегрирование тока
производится внутри усилителя после некоторого усиления то-
кового сигнала. Однако при таком методе съема сигнала не
удается получить хорошее отношение сигнала к шуму, поэтому
токовый режим съема сигнала применяется в основном при
регистрации коротких сигналов в тех случаях, когда малая дли-
тельность сигналов имеет принципиальное значение. В спектро-
метрических задачах применяют усилительные тракты, состоящие
из двух частей — предусилителя, который соединен непосредст-
венно с детектором, и основного усилителя, который может
располагаться на значительном расстоянии и в котором пре-
дусмотрены органы переключения, позволяющие менять парамет-
ры усилителя — коэффициент усиления, полосу пропускания
и др. При работе на длинный кабель предусилитель должен
иметь малое выходное сопротивление гвых, т. е. являться гене-
ратором напряжения. В этом случае амплитуду сигнала, переда-
ваемого по кабелю, можно оценить из соотношения Л=Д0(1 —
— ехр [ — /и/(ГвыхСк)]), где Ло — амплитуда сигнала при Ск = 0;
/и — характерная длительность импульса. При этом предпола-
гается, что входное сопротивление основного усилителя много
больше Гвых предусилителя. Относительное значение ослабления
амплитуды б(Л) = (Л0 —Л)/Л0 = ехр [--/и/(гвыхСк)], и для задан-
ного значения б(Л) емкость кабеля не должна быть больше
значения /и/ [гвых1п6(Л)]. Например, если выходное сопротив-
ление Гвых предусилителя равно 60 Ом, длительность сигнала
/н — Ю-6 с, допустимое падение амплитуды на кабеле 6(Л) =5%,
то емкость кабеля может иметь значение Ск = 6,6-10~9 Ф, и
при использовании кабеля типа РК-50 усилитель может быть
удален от предусилителя на расстояние около 50 м.

Основное назначение предусилителя — согласование выход-
ной цепи детектора со входом основного усилителя, включая
кабель. Для детектора с высоким уровнем сигналов, например
сцинтилляционного или пропорционального счетчика, в качестве
предусилителя используют эмиттерный повторитель либо усили-
тель с небольшим коэффициентом усиления, выходной каскад
которого, как правило, выполняется по схеме эмиттерного
повторителя. Основными достоинствами эмиттерного повторителя
являются: высокое входное сопротивление, не шунтирующее
сопротивление нагрузки детектора, и малое выходное,сопротив-
ление, позволяющее нагружать выход эмиттерного повторителя
на большую емкость (в том числе длинный кабель). Малое
выходное сопротивление эмиттерного повторителя легко согласует-
ся с волновым сопротивлением кабеля.

Для детекторов с низким уровнем выходных сигналов пред-
усилитель, помимо требуемого усиления (^102), должен обес-
печить высокое отношение сигнала к шуму. Существенным
фактором, определяющим принцип построения предусилителей
для таких детекторов, особенно для полупроводниковых детек-
торов, является уже рассмотренная зависимость амплитуды сиг-
нала от емкости нагрузки детектора. При применении в качестве
предусилителя обычного усилителя напряжения эта зависимость
приводит к нарушению градуировки спектрометра при измене-
нии емкости ППД (при изменении на нем напряжения питания)
либо замене кабеля, соединяющего детектор с предусилителем.
Так, например, замена кабеля типа РК-50 длиной 10 см на дру-
гой, отличающийся от предыдущего всего на 1 см, для Сд +
+ СВх = 50 пФ приведет к смещению спектральных линий на 2%.
Стремление избавиться от указанного недостатка привело к раз-
работке так называемых зарядочувствительных предусилителей
Рис. 3.2. Структурная схе-
ма зарядочувствительного
усилителя

(ЗЧУ), амплитуда выходного сигнала
которых практически не меняется при
изменении в некоторых пределах емкости
нагрузки Сн.

В зарядочувствительном предусили-
теле интегрирование тока детектора про-
изводится не на емкости нагрузки детек-
тора Сн = Сд + Свх + Ск, а на конденса-
торе обратной связи усилителя Сос. ЗЧУ
представляет собой инвертирующий уси-
литель напряжения со значительным ко-
эффициентом усиления, охваченный об-

ратной связью через небольшой конденсатор Сос параллельно с
резистором очень большого сопротивления /?ос (рис. 3.2). Так как
к выходу детектора, подключенного к источнику питания V, ока-
зываются подсоединенными две емкости: Сн и Сос, то при регистра-
ции частицы заряд д, созданный частицей в детекторе, распреде-
лится между этими емкостями, т. е. д = дн + дос, где дн — заряд
на Сн; дос — заряд на Сос. Обозначим амплитуду импульса на
входе предусилителя Двх, а на выходе Двых. Сн заряжается до
разности потенциалов Двх, а Сос— до ДВых + Лвх. При этом
д = ДВХСН + (Двых + Двх)Сос. Поскольку ДВых = Ю4вх, где К — ко-
эффициент усилителя без обратной связи, выражение для д можно
привести к виду:

д =^вых [Сос +(Сос + Сн)/К] .

Если коэффициент К имеет большое значение (обычно не ме-
нее 103), а значение Сн не очень велико, так, что выполняется
уСЛОВИе (СнЧ-Сос)/Л^Сос, то д — /4выхСос ИЛИ /1вых==^/Сос.

Таким образом, практически весь заряд детектора собирается
на Сос, и изменения Сн не влияют на амплитуду выходного
импульса. Фактически это означает, что Сос с помощью инвер-
тирующего усилителя перехватывает заряд, поступающий из
детектора, и в течение действия сигнала работает как некоторая
сравнительно большая динамическая емкость Сдин, подсоединен-
ная параллельно Си. При этом заряд детектора д распреде-
ляется между Сдин и Сн пропорционально значениям этих емкос-
тей, т. е. ^=Лвх(Сн + СдИН)=4вых(Сн + Сдин)/Л. В то же время,
д=А

вых [СОС +(СОС + СН)//С]. Из этих двух выражений получает-
ся, что Сдин = СОс(Л+1). Знание Сдин позволяет легко определить
целесообразность применения того или иного предусилителя
в спектрометре с детектором известной емкости. Например, для
ЗЧУ с СдИН=104 пФ при работе с Сн=100 пФ для получения
постоянства коэффициента преобразования с погрешностью 0,1%
допустимо изменение Сн на 10% (10 пФ) (либо из-за изменения
емкости детектора, либо изменения длины соединительного кабе-
ля). Зарядочувствительный предусилитель преобразует импульс-
ный заряд, поступающий на его вход, в импульс напряжения
амплитудой Двых, поэтому основной характеристикой такого
ЗЧУ является коэффициент преобразования заряда в напряже-
ние равный отношению ЛВЫх/^. Поскольку для ЗЧУ ДВых =
= <7/Сос, то Р=1/’Сос. В современных ЗЧУ емкость Сос равна
0,1 — 1 пФ, а С? составляет 10*3—1012 В/Кл.

Зарядочувствительные предусилители были разработаны спе-
циально для работы с ППД, однако в силу своих достоинств
в настоящее время находят применение при работе и с другими
детекторами. Особенности построения ЗЧУ и их характеристики
будут рассмотрены в следующих параграфах.

3.2.	ФОРМИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ В СПЕКТРОМЕТРИЧЕСКОМ

ТРАКТЕ

Помимо основной функции — усиления сигналов, снимаемых
с детекторов,— спектрометрический усилитель выполняет еще
одну важную функцию оптимального формирования сигналов.
Оптимальное формирование необходимо для улучшения отноше-
ния сигнала к шуму, уменьшения наложения сигналов друг на
друга и т. д., т. е. в конечном счете направлено на получение
наилучшего в данных условиях эксперимента энергетического
разрешения спектрометрического тракта.

Рассмотрим упрощенную структурную схему формирующих
цепей спектрометрического тракта на основе усилителей напря-
жения, приведенную на рис. 3.3. Некоторые особенности, возни-
кающие при прохождении сигналов по тракту, качественно
представлены на временных диаграммах этого рисунка и харак-
терных спектрах зарядов д и амплитуд А в соответствующих
точках тракта. Использование в спектрометрическом тракте
усилителей тока или ЗЧУ не меняет существа рассматриваемых
проблем и требует лишь введения дополнительных коэффициен-
тов, связывающих параметры, входных и выходных сигналов
таких усилителей.

Условно усилительный тракт У можно представить в виде на-
бора усилительных секций с коэффициентом усиления К (каж-
дая), соединенных между собой двумя формирующими 7?С-це-
почками — дифференцирующей с постоянной тд = 7?дСд и интег-
рирующей с постоянной ти = 7?иСи. Эти цепочки и емкость
нагрузки Сн определяют форму сигнала на выходе усилительного
тракта — длительность фронта (равную ти) и длительность
спада (равную тд). В большинстве усилителей возможно изме-
нение значений тд и ти с помощью переключателей в целях
выбора их оптимальных (для данных условий эксперимента)

Рис. 3.3. Структурная схема формирующих цепей спектрометрического тракта,
временные диаграммы и спектры сигналов в ключевых точках тракта при малых
загрузках (/), повышенных загрузках (//), для токовых сигналов детектора
разной формы (///)
Спектры 1

Временные диаграммы I

дМ/ВА

дМ/дА

Временные диаграммы Ц

Временные диаграммы ///

Напряжение в точке В

А
значений. В настоящем параграфе приводится качественное рас-
смотрение влияния этих цепочек на энергетическое разрешение
спектрометрического тракта, а более детальный анализ будет
проведен в последующих параграфах.

Рассмотрим случай измерения энергии моноэнергетических
частиц, когда в цепи детектора происходит полное интегриро-
вание заряда, т. е. выполняется условие	(// — дли-

тельность импульса тока детектора). В этом случае импульс
напряжения, снимаемый с цепи нагрузки детектора и действую-
щий на входе усилителя, имеет сравнительно крутой фронт
(равный //) и длинный спад с постоянной Предположим,
что средняя частота регистрации частиц п сравнительно ма-
ла (этому случаю соответствуют диаграммы /), т. е. выполняет-
ся условие 1/п^>7?нСн. В этом случае Сн успевает полностью
разрядиться до прихода следующего импульса тока, т. е. не
происходит наложения сигналов друг на друга, и основным
фактором, ухудшающим энергетическое разрешение спектро-
метрического тракта, является наличие собственных шумов
усилителя.

Действительно, конечное энергетическое разрешение детектора
обусловлено статистической флуктуацией заряда, создаваемого
моноэнергетическими частицами в детекторе, и дифференциаль-
ное распределение зарядов, поступающих в Сн, однозначно
характеризует собственное разрешение детектора. Поскольку
при условии полного интегрирования амплитуда импульса на-
пряжение на Сн связана с поступающим зарядом выражением
Л = ^/Сн, дифференциальный спектр амплитуд импульсов, сни-
маемых с Сн, повторяет дифференциальный спектр зарядов.
Помимо сигналов детектора на выходе усилителя возникают
собственные шумы, статистически независимые от входных сиг-
налов (природа этих шумов рассматривается в следующем
параграфе). На временной диаграмме «шумы» качественно пред-
ставлено шумовое напряжение в точке а. Импульсы напряжения,
создаваемые частицей, складываются с шумовым напряжением
(диаграммы наложения сигналов на шумы) и приводят к уши-
рению спектрального распределения сигналов в точке а так,
как это показано на соответствующем спектре.

Случайный характер распределения событий во времени ,
(моментов попадания частиц в детектор) приводит к тому, что
с увеличением средней частоты поступления событий часть им-
пульсов будет накладываться друг на друга. При дальнейшем
увеличении средней частоты число наложений будет увеличи-
ваться, и будут появляться многократные наложения. Этому
случаю соответствуют временные диаграммы II. Наложения
импульсов приводят к тому, что амплитуды сигналов в точке
а, измеряемые относительно нулевого уровня, будут превышать
номинальное значение и, следовательно, спектр этих сигналов
будет уширен в области больших амплитуд. Следует отметить,
что и при наложениях информация о потерях энергии в детек-
торе сохраняется в амплитуде скачков напряжения. Поэтому,
произведя дифференцирование сигналов на цепочке /?ДСД, после
некоторого предварительного усиления, с тем чтобы сигнал был
достаточно велик по сравнению с шумами дифференцирующей
цепи, искажение спектра можно уменьшить. Однако при диффе-
ренцировании сигнала появляется небольшой отрицательный
выброс с характерной длительностью /?НСН. После дифференци-
рующей цепи последующие импульсы могут накладываться уже
на отрицательный выброс от предыдущего, что приведет к не-
которому уширению исходного спектра в области меньших ам-
плитуд и, следовательно, к ухудшению разрешения, которое будет
возрастать при увеличении средней частоты следования сигналов.
Сигналы после дифференцирования (в точке б) и спектр сигна-
лов в этой точке приведены на диаграммах II.

Стремление уменьшить влияние наложений путем уменьше-
ния постоянной дифференцирующей цепи, т. е. путем укорачи-
вания сигнала из-за неполного интегрирования тока детектора,
может привести к проявлению индукционного эффекта. Этот
эффект представляет собой разброс амплитуд сигналов от частиц,
имеющих одинаковую энергию, но взаимодействующих с детек-
тором в разных точках его объема. Таким образом, индукцион-
ный эффект приводит к ухудшению разрешения спектрометра.
Индукционный эффект существенно ослабляется, если после диф-
ференцирования произвести интегрирование сигнала на цепочке
ЛиСи. Схематически это изображено на временных диаграм-
мах III и соответствующих им спектрах. Из-за разности в под-
вижностях положительных и отрицательных носителей длитель-
ность импульса тока в детекторе зависит от места образования
заряда в объеме детектора (сигналы /я и //2). При условии
полного интегрирования, когда /?НСН^>61 и //2, уширения ампли-
тудного спектра на емкости Сн (точка а) не наблюдается.
Однако после дифференцирования (если	и 62) возни-

кает уширение спектра (точка б), которое может быть умень-
шено последующим интегрированием (точка в).

Следует отметить, что введение дифференцирующих и интег-
рирующих цепочек меняет амплитуду сигналов и шумов, но в
разной степени, поэтому для получения наилучшего отношения
сигнала к шуму постоянные времени этих цепочек должны быть
специально подобраны.

Отношение сигнала к шуму зависит от сопротивления /?н
и емкости Сн нагрузочной цепи детектора. Например, с увели-
чением /?н, как будет показано в следующих параграфах, шум
снижается. Однако, как было уже показано, при этом растет
вероятность наложения сигналов друг на друга.

Качественное рассмотрение вопросов формирования сигналов
в спектрометрических трактах показывает сложность и противо-
речивость требований к параметрам формирующих цепей и при-
водит к необходимости в каждом конкретном эксперименте отыс-
кивать оптимум всех параметров. Критерием оптимума должно
быть примерное равенство вкладов различных факторов в сум-
марное разрешение спектрометра при условии его минимизации.

3.3.	ШУМЫ И ОТНОШЕНИЕ СИГНАЛА К ШУМУ В
СПЕКТРОМЕТРИЧЕСКИХ ТРАКТАХ

В спектрометрах высокого разрешения с полупроводниковыми
детекторами, собственное разрешение которых составляет доли
килоэлектрон-вольта, шумы, возникающие в головных каскадах
спектрометрического тракта, могут заметно ухудшать разреше-
ние спектрометра, если не будет принято специальных мер. Оче-
видно, что наибольший вклад в шумы спектрометрического
тракта дают цепи головных каскадов, так как в этих цепях
отношение сигнала к шуму является наихудшим из-за малой
амплитуды сигнала.

Источниками шумов являются разного рода шумовые токи
(природа которых будет рассмотрена ниже), создающие в интег-
рирующих цепях флуктуации числа накопленных зарядов. Эти
флуктуации, накладываясь на заряд от регистрируемой частицы,
приводят к флуктуациям суммарного заряда и таким образом
ухудшают разрешение спектрометра.

Интегрирование зарядов, образованных частицей в детекторе
и шумовыми токами на входе головного каскада усилителя
спектрометра, как следует из структурной схемы спектрометри-
ческого тракта (см. рис. 3.3), производится на емкости Сн, на
которой возникают импульс напряжения с амплитудой А = д/Сн
и флуктуирующее во времени шумовое напряжение 1} ш(/).

Сигнал от частицы и шумовой сигнал, проходя затем по
спектрометрическому тракту, определенным образом видоизме-
няются, и суммарное разрешение спектрометра будет опреде-
ляться как разрешением детектора, так и отношением амплитуды
сигнала к амплитуде флуктуаций шумового напряжения на вы-
ходе спектрометрического тракта.

Шумы спектрометрических трактов	принято характеризо-
вать следующими величинами:	= [{/щ (/)],/2— среднее квад-
ратическое шумовое напряжение; дш =____— средний квад-
ратический шумовой заряд; —2,36	— энергетиче-

ский эквивалент шумов, где е — элементарный заряд; со —
энергия, идущая на образование одной пары носителей заряда
в детекторе, входящем в спектрометрическую установку. Сред-
нее квадратическое шумовое напряжение характеризует уровень
шумов усилителя и применяется для определения отношения
сигнала к шуму в усилителях напряжения. Поскольку первич-
96
ной величиной, измеряемой при регистрации частицы каким-
либо детектором, является заряд, создаваемый частицей в
детекторе, зачастую более удобной величиной, характеризую-
щей шум, является средний квадратической шумовой заряд.
Эта характеристика особенно удобна для описания шумовой
характеристики ЗЧУ. Наконец, влияние шума на энергетическое
разрешение спектрометрической установки описывается фор-
мулой:	=(Д^д +Д^ш)1/2, где Д^д—энергетическое разреше-

ние установки в целом: Д^д — энергетическое разрешение детек-
тора.

Для определения условий, обеспечивающих максимальное'
отношение сигнала к шуму, представим шумовой Фок /ш в виде
отдельных элементарных зарядов е, распределенных во времени
статистически. При этом среднее число зарядов, попадающих
в единицу времени в Сн, будет равно 1ш/е. Каждый заряд, по-
ступая в Сн, создает импульс напряжения амплитудой е/Сн с
крутым фронтом и экспоненциальным спадом с постоянной
/?нСн.

Импульсы шумового напряжения отдельных зарядов, пройдя
спектрометрический тракт (дифференцирующую и интегриру-
ющую цепочки), приобретают форму V (/), определяемую по-
стоянными интегрирования ти = ^иСи и дифференцирования
тд = 7?дСд. Накладываясь друг на друга, эти импульсы создают
на выходе усилителя флуктуирующее шумовое напряжение /7Ш (/).
Согласно теореме Кэмпбелла, дисперсия равновесного напря-
жения у, создаваемого импульсами напряжения формой V (/),
которые распределены во времени по закону Пуассона со сред-
ней частотой п, равна

ОО

О (у) = V2 (/) сП.

о

Расчет 1/ш с помощью этой теоремы довольно громоздок.
Приведем лишь окончательное выражение:

Из этого выражения следует, что для уменьшения шумов не-
обходимо уменьшать тд и увеличивать ти.

Поскольку сигнал на выходе усилителя также зависит от
Тд и ти, должны существовать оптимальные значения тДор1 и
тИор1, при которых отношение сигнала к шуму максимально.

Для решения этой задачи обычно рассматривают идеали-
зированный случай, представляя входной сигнал в виде пря-
моугольной ступеньки напряжения. Такой подход справедлив
в том случае, если фронт нарастания реального входного сиг-
нала мал по сравнению с оптимальными значениями тд ор1 и
тнор1, а постоянная спада сигнала велика по сравнению с этими
же значениями. Ниже будет показано, что такое соотношение
действительно выполняется в большинстве практических слу-

чаев.

Для прямоугольной ступеньки напряжения на входе уси-
лителя форма и амплитуда выходного сигнала А определяются
только значениями тд и ти. Если продифференцировать отно-
шение А/иш в целях поиска максимума этого отношения (чи-
тателю несложно это проделать самостоятельно), то получит-

ся, что максимальное отношение сигнала к шуму достигается
при условии равенства постоянных дифференцирования и ин-
тегрирования: тд = ти. Абсолютное значение этой величины
(обозначим ее то) из такого простого анализа найти невоз-
можно, для этого необходимо выявить источники шумовых
токов и их вклад в общий шум. При анализе вклада этих ис-
точников мы будем полагать, что формирующие цепи усили-
теля оптимизированы с точки зрения отношения сигнала к
шуму, т. е. выполняется условие тд = ти = то, конкретное зна-
чение которого и следует определить в результате анализа.

Рассмотрим типовую схему подключения полупроводни-

кового детектора к зарядочувствительному предусилителю,
которая приведена на рис. 3.4, и основные источники шумовых
токов такой схемы. Обычно рассматривают три таких источ-
ника: флуктуации входного тока головного транзистора /вх,
тепловой ток резистора нагрузки 7?н и флуктуации выходного
тока транзистора /вых. Есть и другие источники шумовых токов,
например так называемые фликкер-шумы, микрофонные шумы
и другие, однако их вклад обычно мал по сравнению с пере-
численными выше, и мы их рассматривать не будем.

В § 2.2 было найдено, что флуктуации числа носителей за-
ряда 6А, обусловленные током /, интегрируемым в течение
времени /и, определяются выражением 6М = (//и/е)1/2. Для оцен-

ки шумового заряда, приведенного к входу, в спектрометри-
ческом тракте с формирующими дифференцирующей и интег-
рирующей цепочками с равными постоянными времени в ка-
честве /и по физическому смыслу

Рис. 3.4. Схема подключения
ППД к зарядочувствительному
усилителю и источники шумовых
токов

следует брать /и = то.

Входной ток головного транзи-
стора /вх создает эквивалентный шу-
мовой заряд

^ш(^вх) == (^ВХ^И^) ! •

Оценим, каково должно быть
значение /вх головного транзистора
предусилителя, предназначенного
для гамма-спектрометрии с по-
мощью полупроводникового детек-
тора. Энергетическое разрешение ППД при регистрации у-кван-
тов с энергией порядка 1 МэВ обычно составляет несколько
килоэлектрон-вольт. Логично потребовать, чтобы энергетический
эквивалент шума усилителя составлял значение порядка 1 кэВ,
чтобы этот шум практически не ухудшал разрешение, которое
обеспечивает сам детектор. Для расчета гвх требуется знать значе-
ние /и. Из условия полного интегрирования тока следует, что
/и^106. Примем значение /и равным 3,2-10—6 с. Как будет
показано ниже, оптимальное значение /и не сильно отличается от
принятого значения. Расчет по формуле

№ (/Вх) = 2,36	(/вх) <о/е

дает, что значение /вх не должно превышать 10~9 А.

У обычных биполярных транзисторов входной ток (ток базы)
на несколько порядков превышает это значение. Поэтому би-
полярные транзисторы не могут обеспечить требуемого уровня
шумов в прецизионных спектрометрических трактах и во вход-
ных каскадах этих трактов обычно не применяются. Получение
столь малых входных токов возможно при использовании в ка-
честве головного усилительного элемента электровакуумного
триода, который можно еще встретить в разработках прошлых
лет, либо полевого транзистора, которые применяются в на-
стоящее время и позволяют получить существенно лучшие
характеристики предусилителей.

Тепловой ток резистора /?н обусловлен хаотическим теп-
ловым движением электронов проводимости. В каждый момент
времени часть электронов проводника движется в одном на-
правлении, создавая средний тепловой ток часть в противо-
положном, создавая такой же средний ток 1Т так, что суммар-
ный средний ток электронов равен нулю. Однако шумовой заряд,
создаваемый этими токами за некоторое время интегрирования
/и, не будет равен нулю. При некоторой температуре Т средний
ток электронов, движущихся в одном направлении, 1Т равен
2&77(/?не), где к— постоянная Больцмана. При этом шумовой
заряд, обусловленный действием встречных токов, равен:

(Т)==(21г^е) ^=(4кТ1„/1Ъ)

При выборе параметров предусилителя, определяющих его
шумовые характеристики, стремятся свести шумы к минимуму,
однако нецелесообразно затрачивать усилия на уменьшение
какой-либо одной составляющей шума, когда другие составля-
ющие дают существенно больший вклад в шумы. Поэтому на
практике стараются выбрать условия, при которых вклады
шумов разного типа в общее разрешение примерно одинаковы.
Тепловой шум уменьшается с увеличением /?н и сравнивается
с шумом входного тока головного каскада усилителя при /вх =
= 4&77(е/?н),_ откуда Цц = 4кТ/ (/вхе).
Нетрудно подсчитать, что при /вх=10-9А и при комнатной
температуре (4АТ/е = 0,1 В) тепловые щумы сопротивления
/?н и шумы входного тока равны при /?Н=Ю8 Ом. Это зна-
чение на несколько порядков превышает значение 7?н, необхо-
димое для выполнения условия полного интегрирования заряда.
Так, у типичного ППД, применяемого для гамма-спектромет-
рии, собственная емкость Сд составляет около 50 пФ, а время
собирания носителей порядка 10“7 с, и условие полного интег-
рирования выполняется при 10 ///Сд = 2-104 Ом. Таким
образом, для обеспечения низкого уровня шумов приходится
брать сопротивление нагрузки существенно выше тех значений,
которые рассчитываются из условий полного интегрирования
заряда детектора. При /?н=108Ом и Сд = 50 пФ длительность
спада импульса напряжения на входе усилителя т = 7?нСд со-
ставляет 5 • 10-3 с.

Флуктуации выходного тока головного транзистора о (/вых)
также создают в спектрометрическом тракте заметные шумы.
Для сравнения этой составляющей шумов с сигналом, снима-
емым с детектора, необходимо привести ее ко входу усилителя,
т. е. найти флуктуации заряда детектора, которые создавали
бы шум, эквивалентный шумам выходного тока /Вых. Средняя
квадратическая флуктуация выходного тока о (/вых) равна
(/вых^//и)1/2. Действительно, выходной ток за некоторое время
/и создает заряд #=/Вых/и, состоящий из IV — д/е = 1ъыу^/е эле-
ментарных зарядов. Средняя квадратическая флуктуация числа
этих зарядов равна: о (Лг) = Л/'1/2=(/ВЬ1Х/и/е)1/2, флуктуация за-
ряда: о (д) = о (Л/) ^ = (/Вых^и^)1/2, а статистическая флуктуация
тока: о (/Вых) = а (^)//и, откуда и получаем о (/ВЫх) = (/вых^//и)1/2.
Следует отметить, что флуктуации выходного тока не являются
абсолютно статистически независимыми, поэтому значение о (/вых)
необходимо умножить на некоторый коэффициент Г, несколько
меньший 1, мы же для простоты будем полагать его рав-
ным 1.

Для сравнения шума выходного тока с остальными ком-
понентами найдем некоторый входной ток /вх, который создавал
бы на выходе усилительного элемента флуктуации, равные
о (/вых). Входной ток /вх создает эквивалентный шумовой заряд
дш (/вх)=(/вх/ие)1/2. Тогда среднее квадратическое шумовое на-
пряжение (7Ш на Сн равно: Сш = ^ш (/ВХ)/СН. Шумовое напряже-
ние на входе головного усилительного элемента вызывает флук-
туации тока на его выходе: о (/вых)= где 3 — крутизна
входного элемента (отношение приращения тока на выходе
элемента к изменению напряжения на его входе), для полевых
транзисторов, применяемых в ЗЧУ, имеет значение 5—8 мА/В.
Приравнивая а (/Вых) и а (/вых), получаем:

/вых^//и

1*вх1ие82/С

2
н,
откуда

/	—;* /2 о2 /л^2.

‘'ВЫХ-<'ВХ^И<-> /^н,

<?Ш (/вых) = (/в*хМ1/2 =[/вь.хвС2н/ (52М ]

Для ТОГО чтобы шумы, обусловленные ВЫХОДНЫМ ТОКОМ^/вых
не превышали шумов, вызываемых входным или тепловым,
токами, выходной ток /вых должен быть меньше или равен
/вХ/282/С2, и для уже рассмотренного случая (/вх = 10-9 А, /и =
= 3,2-10~6 с, С„ = 50 пФ) /вых<2,6-10т4 А.

Уровень шумов, обусловленный всеми тремя факторами,
определяется выражением:

= [Цш (*вх) +	(Г) +	(/вых)]1/2 = [(/вхв +

1	| С^ВЬ1Хе‘||/2

Из этого выражения можно найти значение /и, при котором
шум минимален. Возьмем производную по /и и приравняем ее
нулю:

/вхе + 4 к Т/Кн - Сн2/выхв/ (52/и) = О,
откуда

• /и = [(С2/вЫхе)/(/вх52в + 46 Т82 / /?н)]1 /2.

Как уже отмечалось выше, оптимальное значение /и и есть
искомое значение то — абсолютное значение постоянных времен
интегрирующей и дифференцирующих цепочек. Если подставить
в полученное выражение реальные значения параметров типичной
спектрометрической установки, включающей ППД и входной
предусилитель на полевом транзисторе, а именно: /Вх = 10“9А,
/?н = 108 Ом, 8=8 мА/В, Сн = 50 пФ, /Вых = 2,6-10-4 А, то
получим значение то = 2,25-1О“6 с. Сравним это значение с
длительностью фронта /ф импульса напряжения, равного 10-7 с
(время собирания носителей), и длительностью спада /?НСН =
= 5’10~3 с. Видно, что действительно выполняется соотношение:
/ф<Сто<С/?нСн. Таким образом, оптимальное значение постоян-
ной формирования сигнала в спектрометрическом тракте за-
висит не только от параметров усилителя (Iвх, 8, /вых), но также
от сопротивления нагрузки детектора /?н и от емкости самого
детектора, входящец в Сн. Поэтому при смене детектора в
спектрометре может потребоваться перестройка постоянных
времени формирующих цепей, для чего обычно в основном уси-
лителе спектрометрического тракта предусмотрены соответству-
ющие переключатели.

Мы получили выражение для определения шумового заряда,
однако на практике удобнее пользоваться энергетическими еди-
ницами. Энергетический эквивалент шума, обусловленный тремя
рассмотренными факторами, будет описываться выражением

А^ш = 2,36оз д/ (4+	/н +	4 •

В подкоренное выражение входят два члена, первый не зависит от
емкости нагрузки, а второй пропорционален квадрату емкости
нагрузки. Для удобства применения Д^щ представляют в виде
линейной зависимости

А^ш = Д^0+^Сн,

где Д^о — шум при нулевой емкости;	— наклон шумо-

вой характеристики.

На рис. 3.& приведена зависимость шумовой характеристики
типичного промышленного предусилителя от емкости нагрузки
Сн. На участке от 0 до 70 пФ характеристика Д^ш, кэВ, может
быть представлена выражением

Д^ш= 1,4 + 0,02 Сн,
где Сн выражено в пФ. Знание такого рода характеристики
предусилителя позволяет легко оценить ожидаемое разрешение
спектрометра при использовании детектора с заданной емкостью.
Каков физический смысл полученной характеристики? Рас-
смотрим для простоты анализа усилитель напряжения, ко входу
которого подсоединен детектор известной емкости. Амплитуда
сигнала на входе усилителя А—7/Сн и падает с увеличением
входной емкости. Среднее квадратическое шумовое напряжение
на входе, создаваемое шумом входного тока и тепловым шумом
сопротивления нагрузки, равно: (7Ш, Вх = [?ш (/вх) + </ш (Г)]“,/2/Сни
также падает обратно пропорционально емкости Сн. Таким об-
разом, для этих компонент шума отношение сигнала к шуму
не зависит от емкости Сн. В то же время выходной ток создает
шум на выходе транзистора, который никак не зависит от
емкости Сн: Сш, вых = /?со(/вых) = /?с(/выХе//и)1/2, где /?с — сопро-
тивление в цепи тока полевого транзистора. Поскольку с воз-
растанием Сн амплитуда сигнала падает, а шумовое напряже-
ние, обусловленное выходным током Сш, вых, не меняется, отно-
шение сигнала к шуму для этой компоненты ухудшается с уве-
личением Сн.

Эти рассуждения можно распространить и на ЗЧУ, рассматри-
вая его как усилитель с переменным коэффициентом усиления К,
причем К~1/Сн.

Проведенные выше оценки значения /вх, /?н, /вых относились
к распространенному в экспериментальной практике случаю
102
0 2 Ч 10 20 40 С",пФ

Рис. 3.5. Зависимость шумовой
характеристики усилителя от
емкости нагрузки

полупроводниковой гамма-спектро-
метрии, предъявляющей не слишком
высокие требования к уровню шумов
предусилителя. Существует широ-
кий круг экспериментальных задач,
где эти требования существенно вы-
ше. Например, спектрометрия рент-
геновского излучения требует, чтобы
энергетический эквивалент шума со-
ставлял около 100 эВ. Из этого зна-
чения следует, в частности, что ток
/вх полевого транзистора, стоящего

на входе предусилителя, должен быть не более 10“11 А. Соответ-
ствовать этому требованию должны и значения крутизны 5, и
выходного тока /Вых- Такие параметры обеспечиваются современ-
ной технологией, хотя и находятся уже на пределе ее сегодняшних
возможностей.

Для улучшения отношения сигнала к шуму применяются
также специальные конструктивные меры — схемные решения,
позволяющие уменьшить входную емкость усилителя и тем са-
мым значение Сн. Применяется также охлаждение головного
каскада усилителя и цепи нагрузки до температуры ~ 100 К.

Весь проведенный выше анализ относился к случаю, типич-
ному для спектрометрии, когда на нагрузке детектора произво-
дится полное интегрирование заряда. Однако в некоторых
экспериментальных ситуациях (они рассмотрены в следующих
главах) интегрирование заряда на нагрузке детектора недопус-
тимо — необходимо снимать с детектора короткие токовые сиг-
налы и применять токовые усилители. Анализ показывает, что
в токовых усилителях отношение сигнала к шуму получается
хуже, чем в усилителях напряжения или ЗЧУ.

Рассмотрим случай токового съема сигнала с детектора,
когда выполняется условие	где // — длительность

импульса тока детектора; /?н/ — сопротивление нагрузки детек-
тора. Ограничимся рассмотрением только одной компоненты
шума — шума теплового тока резистора /?н/, так как при малых
и прочих равных условиях именно эта компонента является
доминирующей. В этом случае флуктуации теплового шумового
тока равны:

а(/ т)= (/ш(Г)/(/?н/Сн) = [4ЙГ/(^Сн)],/2.

Отношение токового сигнала детектора /д к флуктуациям
шумового тока равно:

Р< = /д/а(/г) = /д [4к Г/(/?н2,Сн)]-1 /2.

В случае полного интегрирования /?НСН^>// и выбора опти-
мального значения тд = ти = то, полагая, что Сн не изменилось,
а изменилось лишь сопротивление нагрузки, отношение ампли-
туды сигнала к шуму

Рл = ^/^ш = ^[4йТто/7?н]“,/2 = ^д [467т0/(7?н62)-1/2.

Тогда отношение рл/р/ равно:

Рл/Р.=[/?н//?ш[,/2[/Р/(То/?нСн)],/2.

В практических случаях т0~ 106; /?н/Сн~0,16 и [6/(то/?нСн)],/2^ 1,
в то же время отношение	не меньше 102 и может быть

сделано существенно больше, что и объясняет возможность
получения лучшего отношения сигнала к шуму при интегри-
ровании заряда детектора на его входе, по сравнению со съемом
токового сигнала.

3.4.	ВЛИЯНИЕ НАЛОЖЕНИЙ НА РАЗРЕШЕНИЕ СПЕКТРОМЕТРА

Как уже отмечалось, при повышенных средних частотах
поступления сигналов с детектора на вход спектрометрического
тракта возможны существенные искажения формы спектраль-
ных линий. Практическое решение задачи о наложениях в об-
щем виде для сигналов и спектров произвольной формы встре-
чает большие трудности. Поэтому в настоящее время задача
о наложениях решена только для некоторых частных случаев,
да и то, как правило, найдены приближенные решения. В боль-
шинстве случаев рассматриваемые сигналы разбиваются на две
области: область, охватывающую амплитуды импульсов, близ- '
ких к среднему значению в спектральной линии, и область,
охватывающую амплитуды импульсов, далеких от максимума
спектральной линии, — «хвосты распределения». Близкая об-
ласть интересует исследователя при определении разрешения,
площади линии и других характеристик, а далекая область —
при регистрации слабоинтенсивных линий при наличии конти-
нуума от далеко отстоящих высокоинтенсивных линий.

Проведем оценку искажений амплитудного спектра, обуслов-
ленных наложениями вблизи максимума линии. Предположим,
что средняя частота следования импульсов не очень велика и
возникают только однократные наложения. Пусть амплитудный
спектр неналоженных импульсов (который можно получить при
работе с малой частотой следования сигналов) имеет вид 6-фун-
кции, импульсы имеют амплитуду Л, крутой фронт и экспонен-
циальный спад, описываемый формулой 1/(1) = Ле_//т (см. диа-
грамму //, точку а рис. 3.3). Обозначим амплитуду импульса,
возникающего при наложении у. Если следующий наложенный
импульс поступил через время I после появления. предыдущего,
то его амплитуда (отсчитываемая от нулевого уровня) будет
равна у(1) = Л(1 + е_//т). Для вычисления спектра амплитуд в
104
условиях наложений необходимо найти плотность вероятности
того, что у будет иметь заданное значение. Для упрощения

формул будем полагать А = 1.

Поскольку совокупность регистрируемых частиц представляет
собой пуассоновский поток, интервалы / между импульсами
распределены в соответствии с законом Р(?) = пе~п‘, где п —
средняя частота следования импульсов.

Для получения функции распределения §(у) по известному
распределению Р(/) воспользуемся соотношением, выводимым по
правилам замены переменной:

8(.У) = Р [*(«/)] I (И(У)/(1У | ,

где /(у) — функция, обратная у(/); 1(у) =— т1п(# — 1), а модуль
ее производной равен т/(у — 1).

Таким образом,

ё(У) = техр[пх1п(у — 1)]/(у — 1) = пг(у — 1)пт-1.

Это выражение справедливо только при малых значениях пт
(пт <С 1), т. е. тогда, когда вероятность двойных наложений
мала. График полученной функции для случая пт = 0,1 приведен
на рис. 3.6. Вместо 6-функции получается широкий спектр, про-
стирающийся до значений амплитуд, вдвое выше истинных.
В действительности же, если учесть наложения более высокой
кратности, искажение импульсов будет еще выше. Следует об-
ратить внимание на большую долю искаженных импульсов. Дей-
ствительно, относительное число импульсов, имеющих амплитуду
у выше некоторой амплитуды а\ у > а, равно

а

$ пх{у-\Г~ =
1

Так, при постоянной спада т = 10-3 с (типичные значения для
сигналов на выходе ЗЧУ) и при пт = 0,1 (средняя частота
следования импульсов всего 100 с-1) около 20% импульсов
будут иметь амплитуду на 10% больше номинальной, а импуль-
сов с амплитудой, отличающейся от номинальной меньше, чем
на 1%, будет только 63%.

В качестве меры уширения спектра из-за наложений выберем
такое значение ширины Ау кривой §(у), в пределах которого
укладывается 67% событий (при этом Ку будет равно 0,67пт).
Из рис. 3.7 видно/ что,' например, для пт = 0,1 Ау « 2%,
т. е. если бы измерение амплитудного спектра производилось бы
сразу на выходе детектора или сигналы, снимаемые с детектора,
в процессе усиления не подвергались бы формированию, то для
детектора емкостью Сд = 50 пФ и сопротивлением нагрузки
/?н = 5-107 Ом (т = 2,5-10-3 с) уже при средней частоте следо-
Рис. 3.6. Амплитудный спектр
сигналов д (у) с учетом наложе-
ний

Рис. 3.7. Зависимость амплитуд-
ного разрешения Дг/ от относи-
тельной частоты следования им-
пульсов лт

вания импульсов 40 с-1 (пт = 0,1) уширение спектральной линии
из-за наложений составило бы 2%.

Эти простейшие оценки показывают, что при построении спек-
трометров, обрабатывающих умеренное число (103—104) событий
в секунду, необходимо укорачивать сигналы, образуемые на вы-
ходе детектора. Такое укорачивание для получения высокого
отношения сигнала к шуму может производиться только после
некоторого усиления сигналов и на практике осуществляется
в основном усилителе.

Остановимся на одной особенности, связанной с наложениями
импульсов и практически проявляющейся в предусилителе.

Предусилитель усиливает сигналы, еще не сформированные
и поэтому имеющие короткий фронт порядка времени собира-
ния носителей в детекторе Л ~ 10~8 4- 10—7 с и длительное время
спада порядка 10~3 с. Наложения таких импульсов, помимо
-искажений амплитудного спектра, приводят к существенному
смещению нулевого уровня уо и флуктуациям этого уровня о (у0)
(см. диаграмму II, точку а рис. 3.3). Значение уо оценивается
из простых соображений. Если в детекторе при регистрации
частицы образуется заряд у, то в интегрирующую цепь /?НСН = тн
в единицу времени будет поступать заряд уп, где п — средняя
частота регистрации частиц, который по физическому смыслу
представляет собой средний ток в интегрирующей цепи /?НСН.
Если на /?нСн установилось некоторое равновесное значение
напряжения уо, то ток через равен у0//?н. В то же время он
должен быть равен уп, т. е. уп==у0//?н, откуда у^ = упНп. Так
как амплитуда А сигнала на Сн, создаваемая зарядом у, равна
у/Сн, то уо = Лп/?нСн, и относительное смещение уровня
= у0 / А будет равно п/?нСн. При /?НСН = 2,5-10-3 с и
п = 4-103 с-1 8У = 10, т. е. смещение нулевого уровня в 10 раз
больше, чем амплитуда импульса! .
Помимо смещения нулевого уровня уо будут наблюдаться
и флуктуации этого уровня о (уо). Для вычисления о (у0) восполь-
зуемся теоремой Кэмпбелла (см. § 3.3). В рассматриваемом
случае У(1) = Ае~1/^ и

сг(г/о) = 2Э(*/о) = пЛ2$ ехр( — 2//тн)бД = Л2птн/2.
о

Для рассмотренного выше примера о (//о) == 2,2 А. Эти расчеты
показывают, что динамический диапазон предусилителя, приме-
няемого в спектрометре для регистрации событий с умеренной
средней частотой поступления, должен быть существенно шире
(в 15—20 раз), чем для предусилителя, рассчитанного для усиле-
ния редких событий.

Вернемся к вопросу укорачивания сигналов для уменьшения
влияния наложений на разрешение спектрометра. Наиболее
распространенным способом укорачивания сигналов является
дифференцирование сигнала на /?С-цепочке либо на кабельной
линии задержки (в некоторых случаях применяется формирова-
ние и на импульсных трансформаторах). В формирователе на
линии задержки (рис. 3.8, а) сигнал с временем спада тн =
= /?нСн, пройдя через резистор с сопротивлением равным
волновому сопротивлению кабеля, складывается со своим отра-
жением от короткозамкнутого конца кабеля, отстающим на
время 2А/, где А / — время задержки кабеля, и создает короткий,

Рис. 3.8. Схемы формирования сигналов на линии задержки (а) и дифференци-
рующей цепи (б) и временные диаграммы сигналов на входе и выходе узлов
формирования
почти прямоугольный импульс длительностью 2А/. Характерной
особенностью этого импульса является небольшой отрицательный
выброс амплитудой АЛ = 2ЛА//тн и экспоненциально спадаю-
щий с постоянной тн. Похожая картина будет наблюдаться и
при прохождении сигнала с предусилителя через дифференци-
рующую цепочку (рис. 3.8, б). Прошедший сигнал будет иметь
крутой фронт и экспоненциальный спад с постоянной /?ДСД. Ха-
рактерная длительность сигнала равна /?ДСД. Как и в случае
формирователя на кабеле, при дифференцировании на /?дСд-це-
почке появится отрицательный выброс с амплитудой АЛ, пример-
но равной: АЛ = Л/?дСд/тн и постоянной спада тн.

Для обоих способов формирования вероятность наложений
положительных частей импульсов друг на друга будет существен-
но меньше, чем для несформированных импульсов. Так, напри-
мер, при 7?ДСД = 4-Ю-6 с уширение спектра на 2% из-за нало-
жений положительных частей сигналов будет иметь место при
пКьСд = 0,1, т. е. при средней частоте следования импульсов
п = 2,5-104 с-1, а уширение на 0,1% —при п = 104 с-1. Видно,
что при загрузке п 104 с-1 такими наложениями можно пре-
небречь.

Однако в обоих случаях возникают наложения сигналов на
длинные отрицательные выбросы с амплитудой АЛ (см. рис. 3.8)
от предыдущего сигнала. При таком наложении происходит
уменьшение амплитуды наложенного импульса, причем при
повышении средней частоты поступления импульсов таким иска-
жениям подвергается все большая доля импульсов. При этом
на выходе дифференцирующей цепочки средний потенциал будет
отличен от нуля (возникает так называемая постоянная состав-
ляющая потенциала), и с увеличением частоты поступления
импульсов этот потенциал будет увеличиваться (по абсолютному
значению). Это явление носит название «смещение постоянной
составляющей» и для анализирующих устройств, измеряющих
амплитуды относительно нулевого уровня, приводит к так на-
зываемой частотной перегрузке — смещению спектральной линии
в область меньших амплитуд, как это показано на рис. 3.3
(диаграмма //, точка б).

Естественно, что подобное смещение постоянной составляю-
щей возникает не только после формирующих /?дСд-цепей, но и
во всех узлах спектрометрического тракта, содержащих пере-
ходные емкости. Смещение постоянной составляющей равно
уо = АЛптн = Лптд, поскольку А4=Дтд/тн. Относительное сме-
щение уровня у0 равно уо/А = птл. Например, для п = 2,5Х
ХЮ-4 с”1 и тд = 4-10“$с относительное смещение составит:
уо/А = 1О%. На это же значение сместится и вся шкала спектро-
метра. С увеличением средней частоты регистрации событий сдвиг
шкалы спектрометра будет увеличиваться, приводя к нарушению
градуировки спектрометра.
При наложениях будут возникать и флуктуации уровня по-
стоянной составляющей, которые в соответствии с теоремой
Кэмпбелла равны: о(у0) = АД(пти/2)1/2 = Д(тд/ти) (пти/2)1/2.
Эти флуктуации будут непосредственно сказываться на разреше-
нии спектрометра, размывая спектральный пик. Относительное
значение этой флуктуации для рассматриваемого случая 0,4%,
что эквивалентно ухудшению энергетического разрешения А^
на 1%.

Проведенные оценки показывают необходимость применения
специальных мер, уменьшающих эффекты от смещения нулевой
линии.

3.5.	ВЛИЯНИЕ ИНДУКЦИОННОГО ЭФФЕКТА НА РАЗРЕШЕНИЕ
СПЕКТРОМЕТРА

При дифференцировании сигналов в спектрометрическом
тракте необходимо учитывать возможность проявления индук-
ционного эффекта, который, как упоминалось в § 2.2, связан с
зависимостью (для некоторых детекторов) формы импульса тока
детектора от места регистрации частицы в детекторе или ориен-
тации трека. Индукционный эффект практически не заметен на
выходе детектора, нагруженного на интегрирующую цепь с боль-
шой постоянной /?нСн. Однако при укорачивании сигнала на диф-
ференцирующей цепочке индукционный эффект проявляется
вновь.

Рассмотрим вклад индукционного эффекта в разрешение
спектрометра на примере ППД планарной конфигурации.

Разброс импульсов по амплитудам АД после дифференцирую-
щей цепочки с постоянной тд можно оценить из того же соотно-
шения, которое было использовано в § 2.2 для оценки индукцион-
ного эффекта в случае интегрирования заряда детектора на его
нагрузке. Для рассматриваемого случая это соотношение можно
записать в виде: АД — ДД///2тд. где А — амплитуда импульса;
А/, — разброс времени собирания носителей для разных точек
регистрации частиц. Это соотношение справедливо, если время
собирания носителей // много меньше тд. Если //~тд, необходимо
учитывать зависимость амплитуды сигнала от // и тД) которая
имеет вид

Л — 111 ехР 1
Си// ехр (Л/тд)

Приведем результаты расчета относительной разницы ампли-
туд АД/Д для случая, когда время собирания носителей разного
знака отличается в 2 раза, а регистрация частиц происходит
вблизи положительного и отрицательного электродов (хм., на-
пример, § 2.2) для разных значений отношения тд/ЛД:

Гд/Л/,-	..............

(ЛЛ/Л).1О2	.......

^(ти) |02

Л(ти) ’

50	20	10	5	2,5	1,25
0,624	2,25	2,00	5,50	9,96	19,7
0,0023	0,0080	0,030	0,12	0,50	2,0

Видно, что индукционный эффект после дифференцирующей
цепочки весьма существен даже при сравнительно большой по-
стоянной тд. Так, например, при тд = 4-10“ь с и Л/, = 10-7 с
ХА/А — 0,025, т. е. уширение спектра в этом случае составило бы
2,5%. Выполненные расчеты дают верхнюю оценку ухудшения
разрешения из-за индукционного эффекта, и для строгого реше-
ния задачи необходимо учитывать изменение формы импульсов
тока детектора, обусловленное разным временем собирания но-
сителей зарядов в детекторе.

Индукционный эффект может быть заметно уменьшен, если
после дифференцирования произвести интегрирование импульса
на интегрирующей /?ИСИ-цепочке. Результаты расчета относитель-
ного разброса амплитуд ЛЛ(ти)/Л(ти) после интегрирования для
случая ти=Тд приведены выше. Видно, что при увеличении вре-
мени формирования ти = тд индукционный эффект резко уменьша-
ется и уже при отношении тд/ДЛ, большем 2,5, вызывает уширение
спектра меньше, чем на 0,5%.

3.6.	ОПТИМИЗАЦИЯ ПАРАМЕТРОВ ЦЕПЕЙ
СПЕКТРОМЕТРИЧЕСКОГО ТРАКТА

Для определения оптимальных параметров формирующих
цепей спектрометрического тракта необходимо рассмотреть
характер совместного действия отдельных факторов, опреде-
ляющих энергетическое разрешение спектрометра, на общее
разрешение спектрометра при изменении параметров форми-
рующих цепей.

Из выполненных в § .3.3 оценок следует, что отношение шума
к сигналу в спектрометрическом тракте минимизируется при
равных постоянных времени интегрирующей и дифференцирую-
щей цепочек. Конкретные значения этих величин определяются
параметрами детектора и предусилителя. Эффекты наложения
импульсов при определенной средней частоте их следования
могут заметно ухудшать разрешение, однако их влияние быстро
снижается при уменьшении постоянной времени дифферен-
цирующей цепи. Однако при этом возрастает роль индукцион-
ного эффекта, приводящего к ухудшению разрешения, при этом
уменьшается и амплитуда полезного сигнала. В итоге оптималь-
ное значение постоянных времени формирующих цепей будет
определяться всеми перечисленными факторами.

На рис. 3.9 в качестве примера приведены зависимости
разрешения спектрометра, обусловенного шумами, наложениями,
по
Рис. 3.9. Зависимость энергетического разрешения спектрометра /—5, относи-
тельной амплитуды сигнала 6 и суммарного разрешения 7 от постоянных времени
формирующих цепей /и

индукционным эффектом, от значения постоянной ти = тд = /и
для гамма-спектрометра, состоящего из ППД емкостью 50 пФ,
для которого время собирания электронов и дырок составляет
соответственно 10-7 и 2-10-7 с, предусилителя, который при
времени интегрирования /и = 3,2 мкс дает одинаковый вклад
в разрешение (по 1 кэВ) от шума входного тока, теплового
шума и шума выходного тока головного элемента предусилителя,
и основного усилителя, в котором производится однократное
дифференцирование и интегрирование сигналов. Средняя частота
регистрации событий составляет 4 -103 с”1. Энергия регистри-
руемых у-квантов равна 1 МэВ.

Кривая 1 соответствует вкладу в полное разрешение шумов
предусилителя и показывает относительно слабую (в области
минимума) зависимость этого вклада от /и. Вклад шумов мини-
мален в области 2—4 мкс. Кривая 2 соответствует вкладу
в полное разрешение индукционного эффекта. Она круто нара-
стает при приближении /и к характерной разности времени
собирания носителей Д/<. Кривая 3 показывает вклад в разреше-
ние эффектов наложения на отрицательный выброс сигнала,
образующийся после дифференцирования сигнала, при этом
с увеличением /и разрешение быстро ухудшается (п = 4-103 с”1).
Кривая 4 соответствует вкладу в разрешение наложений на
спад положительной части сигнала и показывает, что вклад
этого фактора в общее разрешение при выбранной средней
частоте событий мал (п = 4-103 с“‘). Однако при увеличении
средней частоты этот фактор может существенно ухудшить
разрешение (кривая 5 при п — 2,5-104 с~’). Кривая 6 показы-
вает относительную амплитуду сигнала (в долях д/Сп). Кри-
вая 7 представляет собой суммарную зависимость разрешения
спектрометрического тракта при действии всех факторов от
времени /и. Видно, что эта зависимость имеет минимум в области
1н = 1 мкс и довольно резко растет при удалении от этой области.

Этот пример показывает, что для получения хорошего разре-
шения необходимо вводить довольно жесткие ограничения на
параметры формирующих цепей спектрометрического тракта.
Эти параметры существенным образом зависят от условий
эксперимента, поэтому при выборе и настройке спектрометри-
ческого тракта следует оценить вклад в общее разрешение
отдельных эффектов в конкретных условиях и в соответствии
с этим определить оптимальные параметры спектрометра.

3.7.	ОСОБЕННОСТИ ПОСТРОЕНИЯ МАЛОШУМЯЩИХ
ПРЕДУСИЛИТЕЛЕЙ

Для практики применения зарядочувствительных предуси-
лителей с малым уровнем шумов для спектрометрических целей
необходимо понимание особенностей построения ЗЧУ и влияния
параметров отдельных элементов на его шумовые характерис-
тики. Шумовые характеристики ЗЧУ определяются способами
его связи с детектором, реализацией обратной связи, построения
головного усилительного каскада и др.

Детектор может соединяться с ЗЧУ как емкостной связью,
так и гальванической (рис. 3.10, а, б). При емкостной связи
детектор нагружен на резистор нагрузки /?н и соединяется с вхо-
дом предусилителя через разделительный конденсатор Ср. Связь
такого типа используется в тех случаях, когда в детекторе
один из электродов по конструктивным особенностям соединен
с корпусом, и, следовательно, сигнал снимается с электрода,
на который подается напряжение питания детектора. Из-за того
что резистор /?н и конденсатор Ср находятся под высоким
напряжением, ток утечки и микропробои создают относительно
высокий уровень шума, примерно эквивалентный тепловому
шуму при /?Н~Ю7 Ом. Невысокое значение 7?н позволяет рабо-
тать при сравнительно высокой частоте регистрации событий,
не опасаясь эффектов наложений.

При съеме сигнала с электрода детектора, заземленного

Рис. 3.10. Схемы емко-
стной (а) и гальваниче-
ской (б) связи детектора
с зарядочувствительным
предусилителем
через /?н, дополнительных источников шума не возникает — шум
определяется только теми основными составляющими, которые
были рассмотрены в §• 3.3. Заземление сигнального электрода
детектора через /?н позволяет осуществить гальваническую
связь детектора с предусилителем. При этом сопротивление
обратной связи /?Ос может служить одновременно и сопротив-
лением нагрузки /?н (см. рис. 3.10, б). Значение /?Ос выбирается
из условий допустимого уровня теплового шума сопротивления
нагрузки. При очень жестких требованиях к энергетическому
эквиваленту шума (Д^ш^ 100 эВ) расчетное значение 7?Ос
может оказаться больше 109 Ом. Такое требование невозможно
обеспечить на практике, так как сопротивления с номиналом
больше 109 Ом из-за технических ограничений оказываются
нестабильными, и вследствие этого их шумы резко возрастают.
Обойти эту трудность позволяет применение оптической обрат-
ной связи и специальных светочувствительных полевых тран-
зисторов.

Принципиальная схема зарядочувствительного предусили-
теля наиболее распространенного типа с конденсатором Сос
и резистором 7?ос в цепи обратной связи приведена на рис. 3.11.
Нагрузочным сопротивлением детектора является сопротивле-
ние резистора 7?Ос, имеющее значение порядка 109 Ом. Через
резистор /?ос осуществляется и стабилизация ЗЧУ по постоян-
ному току. В качестве входного элемента в таких ЗЧУ исполь-
зуется полевой транзистор Л, обладающий малым (10~9 А)
входным током. Головной каскад обычно выполняется по так
называемой каскодной схеме, в которой в качестве нагрузки
в цепи истока входного полевого транзистора Т\ ставится вто-
рой (обычно биполярный) транзистор Г2. Такое решение позво-
ляет снизить вклад шума выходного тока в общий уровень
шумов головного каскада. Следящая обратная связь Сс увели-
чивает коэффициент усиления ЗЧУ с разомкнутой обратной
связью, что приводит к возрастанию динамической емкости
предусилителя и способствует более полному собиранию заряда
на емкости обратной связи Сос. Для градуировки спектрометри-

Рис. 3.11. Принципиальная схема зарядочувствительного предусилителя
ческого тракта ЗЧУ имеет дополнительный градуировочный
вход через емкость Сг, составляющую обычно ~ 1 пФ.

Типовой зарядочувствительный усилитель ЗЧУ для ППД
с малой собственной емкостью имеет следующие параметры:
Сос = 0,24-0,3 пФ, Свх = 5ч-8 пФ, уровень шумов при нулевой
емкости несколько сот электрон-вольт. Для ППД с большой
(до 1000 пФ) собственной емкостью значение Сос увеличивают
до 1—2 пФ, что позволяет увеличить динамическую емкость
(правда, при этом уменьшается коэффициент преобразования
заряда в напряжение ф). Приведем для примера характеристики
типичного предусилителя для гамма-спектрометрии: Д‘^’ш = 700-|-
+ 18С(Д^Ш выражено в В, С—в пФ) при ти = тд = т0 = 4 мкс;
коэффициент преобразования С? = 170 мВ/МэВ, коэффициент
усиления без обратной связи ^ = 2-104; Сос = 0,3 пФ; входное
сопротивление /?ос = 5-109 Ом; постоянная спада выходного
сигнала 10-3 с.

Экспериментальное определение коэффициента преобразо-
вания О и шумовых характеристик ЗЧУ осуществляется
с помощью установки, структурная схема которой приведена
на рис. 3.12, а. В состав установки входят: исследуемый ЗЧУ,
основной усилитель ОУ, амплитудный анализатор АА, генератор
точной стабильной амплитуды Г, набор дополнительных нагру-
зочных емкостей Сн. На градуировочный вход ЗЧУ через
емкость Сг от генератора Г подается прямоугольный импульс
напряжения с амплитудой Лвх и длительностью, достаточной
для полного заряда Сг через /?ос. Этим обеспечивается передача
на вход ЗЧУ заряда д стандартного значения: ^ = СГЛВХ. Изме-
рив амплитуду сигнала Лвых на выходе ЗЧУ, можно определить
коэффициент <2 преобразования заряда в напряжение: ф =
==: ЛВЫХ/(Л ВХСГ).

При определении энергетического эквивалента шума детек-
тора или исследовании зависимости уровня шума от емкости
нагрузки Сн ко входу ЗЧУ подключается детектор Д или до-
полнительная нагрузочная емкость Сн так, как это показано

Рис. 3.12. Структурная схема установки для определения характеристик зарядо-
чувствительного предусилителя
на рис. 3.12, а. С помощью амплитудного анализатора изме-
ряются амплитудные распределения (рис. 3.12, б) на выходе
основного усилителя для двух значений А\ и А% входной ампли-
туды импульсов генератора. Полагая, что конечная ширина
полученных распределений А^ полностью определяется шумо-
выми характеристиками ЗЧУ, можно записать:

= (Л2 - А,) ЬКСГ / (/<2 -	,

где /С и /Сг—номера каналов максимумов распределений;
А^ — ширина распределений на половине высоты, выраженная
в числе каналов.

По этой же методике (с фиксированным Сн) производится
выбор оптимального значения т0.

3.8.	МЕТОДЫ УМЕНЬШЕНИЯ ВЛИЯНИЯ НАЛОЖЕНИЙ

При рассмотрении эффектов наложения импульсов в спектро-
метрических трактах (см. § 3.4) было показано, что дифферен-
цированием сигналов в основном усилителе можно эффективно
уменьшить вероятность наложений последующих сигналов на
спад от предыдущих. Однако при дифференцировании возни-
кают выбросы противоположной полярности (относительно
полярности основного сигнала), которые приводят к смещению
уровня постоянной составляющей. Для устранения эффектов,
связанных со смещением постоянной составляющей, применяется
метод формирования биполярных сигналов, метод компенсации
полюса нулем, методы восстановления постоянной составляющей.

Принцип формирования биполярного сигнала состоит в фор-
мировании сигнала с одинаковыми положительной и отрицатель-
ной частями. При прохождении такого сигнала через дифферен-
цирующий (разделительный) конденсатор в период действия
положительной части сигнала емкость заряжается, а в период
действия отрицательной части емкость разряжается, так что
после прохождения биполярного сигнала остаточный заряд на
емкости равен нулю, а следовательно, и потенциал, задающий
постоянную составляющую, остается без изменения.

Биполярную симметричную форму импульса можно получить
при двукратном дифференцировании с помощью линии задержки
с волновым сопротивлением 2. Схема такого формирователя
приведена на рис. 3.13. Если входной импульс имеет постоянную
спада тн^>А/, где А/ — время задержки сигнала в линии, то
импульс на выходе формирователя имеет почти прямоугольные
положительную и отрицательную части, которые равны по
амплитуде. Такой метод дает сравнительно короткий сигнал
(2А/) и допускает работу при большой частоте следования
Рис. 3.13. Схема формирования
биполярных импульсов на линиях
задержки

Рис. 3.14. Схема формирования
биполярных импульсов с по-
мощью двух дифференцирующих
и п. интегрирующих цепочек и
форма отнормированного выход-
ного сигнала для нескольких
значений п

сигналов, однако при этом не может быть получено высокое
отношение сигнала к шуму, поскольку трудно обеспечить усло-
вие тд = ти. Поэтому этот метод формирования биполярных
импульсов находит применение в основном в сцинтилляционной
спектрометрии, не требующей очень высокого отношения сигна-
ла к шуму.

Лучшие результаты с точки зрения отношения сигнала к шу-
му дает метод формирования биполярного сигнала с помощью
двух дифференцирующих и п интегрирующих /?С-цепочек с оди-
наковым т (рис. 3.14). При увеличении числа интегрирующих
цепочек симметрия сформированного импульса улучшается и,
как показывает опыт, при п — 24-3 вполне удовлетворительна
с практической точки зрения, хотя уровень шумов все же оказы-
вается на 20—30% больше, чем для оптимально сформирован-
ного униполярного импульса.

Формирование униполярных импульсов без выбросов проти-
воположной полярности с хорошим отношением сигнала к шуму,
позволяющих работать со сравнительно высокой средней часто-
той следования сигналов, может быть реализовано по методу
«компенсации полюса нулем». Этот метод заключается в том,
что во всех дифференцирующих и переходных /?С-цепочках
конденсатор С шунтируется, как показано на рис. 3.15, резисто-
ром такого сопротивления, чтобы постоянная времени
была равна постоянной спада импульса тн на входе данной
цепочки. Анализ переходной характеристики такой цепочки
показывает, что на ее выходе импульс монотонно спадает к нуле-
вой линии, не давая выброса противоположной полярности.
Однако на практике трудно обеспечить погрешность компенса-
ции лучше 1%, поэтому в спектрометрах, рассчитанных
на работу при повышенной загрузке, применяется метод восста-
новления постоянной составляющей.
Рис. 3.15. Схема формирования
импульсов по методу компенса-
ции полюса нулем

Рис. 3.16. Схема восстановителя
постоянной составляющей

Устройства, применяемые для этой цели, называются восста-
новителями постоянной составляющей (ВПС). Основу простого
ВПС (рис. 3.16) составляют два генератора тока ГТ\ и ГТъ
с выходными токами I и 21 соответственно и два диода Д\ и Дг.
В отсутствие входного сигнала каждый диод проводит ток I.
Входной импульс любой полярности с амплитудой около 0,2 В
или более запирает один из диодов и конденсатор С начинает
заряжаться током I. После окончания импульса С перезаря-
жается через сопротивление диодов гд с постоянной времени
2гдС. Средний остаточный потенциал уо при условии, что
2гдС<С1/л (п — частота следования импульсов), опреде-
ляется соотношением = 2фп/и/( 1—п/и), где /и — длительность
входного импульса, а ф — температурный потенциал, равный
20—25 мВ. Если входное сопротивление усилителя У достаточно
велико (его входной ток мал по сравнению с /), то до значений
п/и^0,1 значение уо не превышает 5—10 мВ. Так, например,
для я = 2,5-104 с~1, /и—1 мкс, уо = 1,25 мВ, что для входных
сигналов амплитудой 5 В составляет 0,025%, и, следовательно,
искажений спектра амплитуд из-за смещения постоянной состав-
ляющей и ее флуктуаций практически не будет.

Для ускорения процесса восстановления в некоторых ВПС
переходный конденсатор разряжается током в несколько раз
большим, чем ток заряда. В других ВПС применяется операцион-
ный усилитель со 100%-ной обратной связью по постоянному
току.

Восстановители постоянной составляющей, как и все устрой-
ства, входящие в спектрометрический тракт, должны обладать
высокими стабильностью, линейностью и др.

Включение в сЪстав спектрометра восстановителя постоян-
ной составляющей несколько ухудшает шумовые характеристи-
ки спектрометра, однако при работе спектрометра при повышен-
ной загрузке, когда его разрешение определяется эффектами
наложений, ВПС позволяют сохранить разрешение спектрометра
на сравнительно высоком уровне.
2 50
Г 0
1-50
^-100

103	!ОЧ	105

Средняя частота импульсов, с~1

Рис. 3.17. Зависимость смеще-
ния спектрального пика от
частоты следования импульсов
в спекрометре без восстанови-
теля (пунктирная линия) и с
восстановителем (сплошная ли-
ния) постоянной составляющей

На рис. 3.17 приведена зависимость смещения пика, воз-
никающего из-за смещения постоянной составляющей для спект-
рометрического тракта, использующего усилитель с ВПС (про-
мышленная модель), в зависимости от средней частоты поступления
сигналов при регистрации у-квантов с энергией 1,33 МэВ.
Пунктиром приведена зависимость смещения для спектрометри-
ческого тракта, в котором не предусмотрены какие-либо спе-
циальные меры уменьшения смещения нулевой линии.

В экспериментальной практике иногда возникает необходи-
мость регистрации спектров сигналов малой амплитуды в при-
сутствии фоновых сигналов большой амплитуды (например,
в спектрометрии у-квантов малых энергий на фоне у-квантов
больших энергий). При этом если для усиления сигналов от
у-квантов малых энергий используется весь динамический
диапазон усилителя, то усилитель будет перегружаться сигна-
лами больших амплитуд. Амплитуда перегружающего сигнала
ограничена из-за нелинейности усилителя при больших входных
сигналах. Выброс противоположной полярности также усилен
до уровня насыщения и имеет большую длительность, состав-
ляющую несколько постоянных времени соединительных цепей.
При этом существенно увеличивается вероятность наложения
небольших исследуемых сигналов на этот выброс, что приводит
к заметным искажениям спектра этих сигналов,.

Длительность выброса еще больше увеличивается, если
входное сопротивление усилительных каскадов во время пере-
грузки уменьшается (например, за счет возрастания тока базы
полупроводникового триода). В этом случае переходная емкость
соединительной цепи будет заряжаться большим током, чем ток
разряда, и заряд, накопленный на емкости при действии перегру-
жающего сигнала, будет спадать в течение значительного
времени. Так, например, для перегружающего сигнала с ампли-
тудой, превышающей амплитуду исследуемых сигналов в 100 раз,
время т спада выброса до 0,1% амплитуды 'исследуемого сигнала
будет приблизительно в 100 раз больше, чем длительность вход-
ного сигнала /и. Для того чтобы уширение спектра исследуемых
сигналов не превышало 0,1%, частота следования перегружаю-
щих сигналов Ппер не должна превышать значения ппер= 10~5//и,
что дает при /и=1 мкс значение ппер^10 с”1.
Этот пример показывает, что при наличии даже не очень
частых перегружающих импульсов требуется применять спе-
циальные меры по уменьшению амплитуды и длительности
выброса противоположной полярности от перегружающего
сигнала.

Ухудшение разрешения исследуемых спектров, связанное
с наличием фоновых перегружающих сигналов большой ампли-
туды, носит название «амплитудная перегрузка».

Для уменьшения эффекта амплитудной перегрузки хорошие
результаты дает метод компенсации полюса нулем, позволяющий
при тщательно выполненной компенсации работать в условиях,
когда перегружающие сигналы в 1000 раз превышают иссле-
дуемые, без заметного уширения спектральных линий анализи-
руемого излучения.

Контрольные вопросы

1.	К каким искажениям спектральных линий приводит интегральная
нелинейность усилительного тракта спектрометра энергии:

а)	вызывает уширение спектральных линий;

б)	приводит к смещению спектральных линий по шкале энергий;
в) нарушает симметрию спектральных линий?

2.	К каким искажениям спектральных линий приводит дифференциальная
нелинейность усилительного тракта спектрометра энергии:

а)	вызывает смещение спектральных линий по шкале энергий;

б)	приводит к уменьшению числа событий, попадающих в соответствующую
линию;

в)	приводит к изменению ширины спектральных линий?

3.	Как меняется амплитуда сигнала на выходе зарядочувствительного
усилителя при увеличении емкости детектора Сд:

а)	уменьшается обратно пропорционально Сд;

б)	не изменяется;

в)	по мере увеличения Сд сначала практически не меняется, затем начинает
уменьшаться и в конце концов падает обратно пропорционально Сд?

4.	Каким способом можно наиболее эффективно ограничить влияние
наложений импульсов:

а)	подбором оптимальной полосы пропускания усилителя спектрометри-
ческого тракта;

б)	включением в спектрометрический тракт режектора наложений;

в)	проведением измерений при очень малой средней частоте поступления
событий?

5.	К каким искажениям энергетических спектров приведет формирование
в усилительном тракте импульсов с крутым фронтом и длинным пологим
спадом:

а)	к симметричному уширению спектральных линий;

б)	к уширению спектральных линий в области больших амплитуд;

в)	к появлению дополнительных спектральных линий;
6.	Как можно улучшить отношение сигнала к шуму в спектрометре
энергии:

а) уменьшить емкость обратной связи в зарядочувствительном усилителе;
б) проводить измерения при малой средней частоте регистрации частиц;
в) ввести в спектрометрический тракт восстановитель постоянной состав-
ляющей;

г) осуществить подбор оптимальной полосы пропускания усилительного
тракта спектрометра?

ГЛАВА 4

МЕТОДЫ АМПЛИТУДНОЙ СЕЛЕКЦИИ

4.1.	ЗАДАЧИ АМПЛИТУДНОЙ СЕЛЕКЦИИ

В предыдущих главах на ряде примеров было показано, что
при проведении физических экспериментов одной из важнейших
методических задач является повышение информативности
потока регистрируемых сигналов и уменьшение влияния факто-
ров, искажающих исходную информацию. Действительно, часть
сигналов, снимаемых с детектора, не несет полезной (с точки
зрения данного эксперимента) информации и может быть
отброшена. Это могут быть сигналы, связанные с регистрацией
фонового (космического или лабораторного) излучения, сигналы,
которые возникают от излучения, сопутствующего исследуемому
(например, у-излучение при исследовании объекта по его
нейтронному излучению), шумовые импульсы детектора, сигналы
от частиц, тождественных исследуемым, но выходящие за преде-
лы установленного диапазона значений энергии, сигналы, полу-
чающиеся при наложении импульсов от «полезных» частиц
и др. Задача выделения полезных сигналов и подавления ненуж-
ных решается с помощью разнообразных аналоговых и цифро-
вых методов. Аналоговые методы отбора обладают большим
быстродействием по сравнению с цифровыми, цифровые — точ-
нее и позволяют реализовать довольно сложные алгоритмы отбо-
ра. Цифровой отбор производится после кодирования, т. е.
на одной из заключительных стадий обработки информации,
и возможен, если поток ненужных событий не очень велик
и не перегружает каналы прохождения информации. Если этот
поток велик, то дискриминацию сигналов этого потока целесо-
образно производить на возможно более ранней стадии с исполь-
зованием устройств аналогового отбора амплитудной информа-
ции.

Устройства амплитудной селекции сигналов используются
для обработки сигналов как в виде импульсов, напряжения, так
и токовых импульсов и в соответствии с этим подразделяются
на потенциальные и токовые и обладают общими свойствами,
120
присущими токовым и потенциальным электронным системам.
Устройства селекции сигналов по напряжению обладают боль-
шой экономичностью, относительной простотой согласования
с другими аналоговыми устройствами, что обусловливает их
широкое применение. Однако такие устройства имеют сравни-
тельно невысокое быстродействие. Устройства селекции сигналов
по току обладают более высоким быстродействием, однако
требуют значительного потребления энергии й находят приме-
нение в основном в наносекундной электронике. В настоящей
главе будут рассматриваться устройства селекции сигналов
по напряжению как наиболее употребительные.

Рассмотрим основные методы отбора амплитудной инфор-
мации. На рис. 4.1 приведены некоторый идеализированный
спектр сигналов, снимаемых с детектора Д и прошедших усили-
тельный тракт У (рис. 4.1, а), и несколько структурных схем,
позволяющих реализовать различные методы аналогового отбо-
ра (рис. 4.1, б — д). Пусть спектр сигналов состоит из шумовых
и фоновых сигналов (непрерывное распределение) и двух
спектральных линий, принадлежащих соответствующим изото-
пам Риф исследуемого объекта.

Если цель эксперимента состоит в определении активности
исследуемого объекта, т. е. регистрации суммарного числа
импульсов в линиях Р и ф, то фоновые и шумовые сигналы
могут быть исключены из регистрации интегральным дискри-
минатором ИД (рис. 4.1, б), который вырабатывает стандартный
сигнал только в том случае, когда амплитуда Лвх сигнала на его
входе превышает некоторый уровень /7П (порог дискриминации).
Порог устанавливается таким образом, чтобы счетным
устройством Сч регистрировались только события в линиях Р
и ф.

Рис. 4.1. Спектр сигна-
лов, снимаемых с детек-
тора (а), структурные
схемы установок для сче-
та событий в линиях Р и>
С? (б); счета событий в
линии Р (в) для получе-
ния спектров Р и <2 и
дискриминации фоновых
и шумовых событий (г),
для получения только
спектра <2 (д)
Если цель эксперимента — определение активности изотопа Р,
то выделить события от этого изотопа можно с помощью диф-
ференциального дискриминатора ДД (рис. 4.1, в), который
вырабатывает стандартный сигнал только в том случае, когда
сигнал на его входе имеет амплитуду Лвх больше некоторого
значения (/н (нижний порог) и меньше значения (/В (верхний
порог), т. е. ^н<Лвх<^в.

Измерение полного амплитудного спектра исследуемого
объекта с одновременной дискриминацией шумовых и фоновых
сигналов, может быть проведено по схеме, приведенной на
рис. 4.1, г, содержащей пороговый усилитель ПУ, который для
сигналов с амплитудой ЛВХ, меньшей некоторого порогового
значения /7П, имеет коэффициент усиления, равный нулю, а для
сигнала, превышающего порог 1}п, выходная характеристика ПУ
имеет вид ЛВЫХ = /<(ЛВХ — 0п), где — некоторая константа.
Спектр сигналов, прошедших ПУ, анализируется амплитудным
анализатором ЛЛ.

Если задача эксперимента состоит в регистрации спектра
изотопа Р при одновременной дискриминации сигналов фона,
шумов и сигналов от изотопа ф, то может быть применена
установка со структурной схемой, приведенной на рис. 4.1, д.
Сигналы, снимаемые с усилителя У, поступают через линию
задержки ЛЗ на аналоговый вход линейной схемы пропускания
ЛСП, которая пропускает сигнал с сохранением его амплитуды
только тогда, когда на управляющий вход У поступает разре-
шающий сигнал управления, вырабатываемый дифференциаль-
ным дискриминатором ДД.

Линия задержки ЛЗ необходима для того, чтобы сигнал на
аналоговом входе ЛСП не появлялся раньше сигнала управ-
ления с ДД.

Во всех рассмотренных случаях предполагалось, что регист-
рируемые частицы полностью теряют свою энергию в детекторе Д
(энергия частиц невелика, их пробеги полностью укладываются
в объеме детектора, а энергетические потери частиц на длине
пробега носят чисто ионизационный характер). В физике высо-
ких энергий чаще приходится иметь дело со случаем, когда
пробег первичной частицы, энергию которой необходимо изме-
рить, определяется не ионизационными потерями, а радиацион-
ными потерями (в случае электронов и у-квантов) или процес-
сами ядерного взаимодействия (для адронов). В обоих случаях
в результате взаимодействия первичной частицы с веществом
детектора возникает каскад вторичных частиц (электромагнит-
ный или адронный ливень), суммарная кинетическая энергия
которых пропорциональна энергии первичной частицы. Установки
для измерения этой суммарной кинетической энергии — кало-
риметры состоят, как правило, из большого числа однотипных
детекторов, в каждом из которых регистрируется лишь часть
122
суммарной кинетической энергии частиц ливня (примеры таких
калориметров были приведены в § 1.4 и 1.5).

В подобных установках также обычно проводится амплитуд-
ный отбор полезных событий по суммарному энерговыделению.
Функциональные схемы устройств отбора полезных событий
будут такими же, как на рис. 4.1, за одним исключением: для
получения сигнала, амплитуда которого пропорциональна энер-
гии первичной частицы, необходимо дополнительное устрой-
ство— линейный сумматор, в котором линейно складываются
сигналы, снимаемые с отдельных детекторов калориметра.

Рассмотренные примеры, естественно, не охватывают и малой
доли всего многообразия экспериментальных задач с примене-
нием аналоговых методов отбора, но являются ключевыми.
•Комбинацией этих методов в сочетании с методами временного
отбора можно решить практически все задачи подобного типа.

4.2.	ЛИНЕЙНЫЕ СУММАТОРЫ

Линейные сумматоры выполняют функцию линейного сложе-
ния входных сигналов: выходной сигнал (/вых пропорционален
сумме входных сигналов (/вх/. Нередко линейные сумматоры
параллельно с основной функцией — линейным сложением —
выполняют и некоторые дополнительные функции: усиление
выходного сигнала, преобразование импульса (или импульсов)
тока в импульс напряжения и др. Поэтому линейные сумматоры
можно рассматривать как частный случай широкого класса
устройств — так называемых преобразователей аналоговых
сигналов. Если преобразователь сигнала имеет большое вход-
ное сопротивление (по сравнению с сопротивлением выхода
источника сигнала) и малое выходное сопротивление (по срав-
нению с входным сопротивлением приемника сигнала), то такой
преобразователь выполняет функцию усилителя напряжения.
Если входное сопротивление преобразователя мало, а выходное
велико, то такой преобразователь является усилителем тока.
Преобразователь напряжения в ток имеет большие входное
и выходное сопротивления, преобразователь тока в напряже-
ние — малые входное и выходное сопротивления.

В преобразователях сигналов используются, как правило,
усилители, охваченные той или иной цепью обратной связи.
Рассмотрим действие отрицательной обратной связи в усили-
теле напряжения * У с коэффициентом усиления К (рис. 4.2).
Инвертирующий усилитель охвачен петлей обратной связи
так, что некоторая часть &<1 выходного сигнала, равная
Ы1вых, поступает на вход, где суммируется с входным сигналом.
При ЭТОМ (7Вых = — <7вхЛ/(1 +ЬК). Если Й/<»1, ТО (/Вых =
= — ^вх/6 и .(/Вы* не зависит от дрейфа коэффициента усиления
Рис. 4.2. Обобщенная схема уси-
лителя с отрицательной обратной
связью

Рис. 4.3. Структурная схема
усилителя с резистивной отри-
цательной обратной связью

К усилителя. Отсюда можно сделать вывод, что отрицательная
обратная связь может эффективно использоваться для Стаби-
лизации коэффициента усиления усилителя.

Рассмотрим изображенный на рис. 4.3 частный случай отри-
цательной обратной связи, широко применяемый при построе-
нии линейных сумматоров. Обозначим (7Х действующее напря-
жение на входе усилителя У в точке х (с учетом действия обрат-
ной связи). Очевидно, что имеет ту же полярность, что и
(7ВХ. Тогда токи Л и /2, протекающие через резисторы и
/?2, можно представить следующим образом:

/1 = (67вх — ад//?!; /2 = ((7вых- ^х)//?2.

Если рассматриваемый усилитель является усилителем напря-
жения с высоким входным сопротивлением, таким, что /?вх

/?ь /?2, его вводной ток пренебрежимо мал по сравнению с
/|, /2. Из этого следует, что Ц + /2 = 0. Учитывая, что ^7ВХ =
= — ^вых//С, получаем:

/?2(^ВХ + ^вых//<) + /?1(^ВЫХ + (/вых/*) = 0.

Преобразовав это выражение, найдем зависимость между [/вх

И 11вых^

+4



Поскольку величина /?1/ (/?! + /?г) и является коэффициентом
обратной связи Ь, полученное выражение можно записать в виде

/у — _ I] 31

и ВЫХ --- ВХ

А 1

ьк

1 + ьк'

При ЬК 1 получим:

/7	— — — I)

и ВЫХ  	^вх,

т. е. зависимость между 11вых и <7вх — линейная и целиком опре-

деляется параметрами цепи обратной связи. Замечательным
пульсов напряжения

Рис. 4.4. Линейный сумматор им-

Рис. 4.5. Структурная схе-
ма преобразователя на-
пряжения сигнала (7ВХ в
сигнал ^Вых по соотно-
шению_ {/вых = ф [/“'(^вх)],
где / 1 — функция, об-
ратная /

Рис. 4.6. Структурная схема ло-
гарифмического преобразова-
теля сигналов

свойством в описанной схеме обладает точка х: ее потенциал
близок к нулю при любых значениях [/вх. Действительно,

Л ___ У™* _ ? 1	Ь

их к	1 + ьк ’

и при ЬК 7В> 1 Их = 0, вследствие чего эту точку обычно назы-
вают «виртуальной землей». Если к точке виртуальной земли
подключить несколько источников входных сигналов (импульсов
напряжения) через одинаковые сопротивления /?, а сопротивле-
ние /?2 также выбрать равным /? (рис. 4.4), то амплитуда вы-
ходного импульса напряжений будет равна сумме входных:

—	••• ~ь и п-

Если к точке виртуальной земли непосредственно подключить
Несколько генераторов тока, то амплитуда выходного импульса
напряжения будет пропорциональна сумме входных токов:

^вых / К — Ц + /2	• • • + Л-

Описанная методика позволяет сравнительно просто реализовать
на практике сумматоры напряжения и преобразователи суммы
токов в напряжение.

Наконец, если в подобных схемах вместо резисторов исполь-
зовать элементы с вольт-амперными характеристиками /7 = 1(1)
и V — <р(/) (рис. 4.5), то связь между входным и выходным
напряжением будет выглядеть следующим образом: [/вых =
= ф[/~,(/7вх)], где /~1 — функция, обратная /. Так, например,
применение в цепи обратной связи диода (рис. 4.6) с экспо-
ненциальной зависимостью тока от напряжения позволяет
построить логарифмический преобразователь напряжения, для
которого ^/вых = — ^о1п[^вх/ (/?Л>)], где = кТ/е, а /0 —
начальный ток, текущий через диод. Некоторые другие примене-
ния устройств с точкой виртуальной земли будут рассмотрены
в последующих параграфах.

Устройства подобного типа выполняются в настоящее время
на операционных усилителях, выпускаемых промышленностью в
виде готовых интегральных микросхем. Операционные усилители
имеют дифференциальный вход, позволяющий усиливать сигна-
лы любой полярности, высокое входное и малое выходное со-
противления, т. е. являются усилителями напряжения. Коэффи-
циент усиления операционного усилителя сравнительно велик
и достигает значений несколько десятков тысяч. Однако такое
усиление имеет место только при изменении разности потенци-
алов на входах операционного усилителя в относительно неболь-
шом интервале потенциалов Д<7. Если разность потенциалов
меняется вне пределов А(7, в усилителе происходит ограничение
выходного потенциала, и коэффициент его усиления становится
равным нулю. Перечисленные свойства операционных усилите-
лей позволяют, выбирая соответствующий ток и параметры цепей
обратной связи, конструировать из них различные преобразова-
тели аналоговых сигналов.

4.3.	ИНТЕГРАЛЬНЫЕ ДИСКРИМИНАТОРЫ

Интегральным дискриминатором (ИД) называется устройст-
во,'вырабатывающее стандартный выходной сигнал на каждый
входной импульс, амплитуда которого превышает некоторое
пороговое значение <7П (рис. 4.7). Значение порога задается
экспериментатором, исходя из условий эксперимента. Из
временных диаграмм видно, йо сигнал на выходе появляется
в момент достижения входным сигналом порогового значения.
Принцип построения ИД и его конкретная реализация задают
длительность выходного сигнала и его мертвое время — мини-
мальный интервал времени между предыдущим и последующим
импульсами на входе ИД, при котором происходит срабатыва-
ние дискриминатора на оба импульса. Мертвое время опреде-
ляет число просчетов событий, если ИД используется в канале
счета, или эффективность системы отбора, если ИД применяется
для выработки триггера установки. Как будет показано в гл. 6,
мертвое время в большинстве практических случаев должно быть
на 2—3 порядка меньше среднего интервала времени между
сигналами, поступающими на вход ИД.

Порог дискриминации ИД характеризуется абсолютным зна-
чением (/п, выражаемым в единицах напряжения или тока,
126
Рис. 4.7. Условное обозначение
интегрального дискриминатора и
временные диаграммы работы

Рис. 4.8. Структурная схема интегрального дискриминатора — триг-
гера Шмитта на основе усилителя с положительной обратной связью
(а), передаточная характеристика такого усилителя (б), временные
диаграммы работы дискриминатора (в)

диапазоном регулирования от максимального значения (7П тах
до минимального значения {/птП1, чувствительностью, равной
(7Птт, температурной нестабильностью р. (/пгпах обычно не пре-
вышает значения 5—10 В — максимальной амплитуды сигналов
в современной транзисторной электронике. При использовании
интегрального дискриминатора для селекции сигналов в большом
динамическом диапазоне значение (/пт,п должно быть мало, т. е.
дискриминатор должен иметь высокую чувствительность. Так, на-
пример, при работе в динамическом диапазоне сигналов 103
чувствительность дискриминатора должна быть не менее 5—
10 мВ. Использование высокочувствительных дискриминаторов
целесообразно и в тех случаях, когда не требуется широко-
диапазонных измерений, а стоит задача амплитудной дискримина-
ции по многим каналам, так как позволяет селектировать сигна-
лы, снимаемые непосредственно с детекторов, без промежуточ-
ного их усиления, давая значительную экономию электронного
оборудования.

Температурная нестабильность порога дискриминатора р, из-
меряемая в мВ/К, одна из важнейших характеристик порога
дискриминации, поскольку смещение порога дискриминации в
ходе эксперимента будет приводить к дополнительным погреш-
ностям в счете событий, особенно в высокочувствительных
дискриминаторах. Интегральный дискриминатор с переменным
порогом дискриминации характеризуется интегральной нелиней-
ностью, определяемой аналогично интегральной нелинейности
усилителей как относительное отклонение от линейности зави-
симости амплитуды дискриминируемых сигналов от порога
дискриминации.

Простейший интегральный дискриминатор может быть пос-
троен на основе усилителя с большим коэффициентом усиления,
охваченного глубокой положительной связью по току или напря-
жению (рис. 4.8, а). При положительной обратной связи зависи-
мость /7Вых от (7ВХ имеет вид: /7ВЫХ = ^вхК/(1 — КЬ). Для случая
КЬ> 1 передаточная характеристика изображена на рис. 4.8,б,
характерной особенностью которой является участок 1—2 с
отрицательным наклоном. Рассмотрим реакцию такого устрой-
ства на некоторый входной сигнал (рис. 4.8, в). При дости-
жении входным сигналом значения напряжения (7П напряже-
ние на выходе ИД за счет действия положительной обратной
связи скачком принимает значение /7ВЫх2 и будет оставаться
таковым, пока входной сигнал не начнет спадать и не достигнет
значения 1/ц. При этом напряжение на выходе станет равным
^вых1- Величина (7Г = [/п — называется гистерезисом и
определяет чувствительность дискриминатора, т. е. его мини-
мальный порог. Действительно, для того, чтобы ИД срабатывал
от сигнала, амплитуда которого меньше /7П, исходный постоян-
ный потенциал на входе ИД необходимо установить выше (7п,
но тогда после прохождения входного сигнала ИД не вернется
в исходное состояние.

Значение гистерезиса (7Г равно /7Г = (^Лых2 — <7ВЫх1) (Л7> —
— 1) /К, и для повышения чувствительности ИД (уменьше-
ния гистерезиса) следует уменьшать отношение (/(6—1)/Д',
оставляя КЬ > 1. Это возможно при большом /С и малом 6, когда
(1 — КЬ) К. Например, при /7вых2 — /7ВЫХ| =5 В, Ь =
= 1/100, АГ = 103 значение (7Г —45 мВ, а для получения 1/г =
— 5 мВ необходимо увеличить К до 104, а Ь уменьшить до
1/1000.

Интегральный дискриминатор, построенный по рассмотренно-
му принципу и использующий гальваническую обратную связь,
называется триггером Шмитта. Из принципа его работы следует,
что длительность сигнала на его выходе определяется параметра-
ми входного сигнала и порогом дискриминации и меняется в
зависимости от амплитуды и длительности входного сигнала.
В настоящее время триггеры Шмитта выпускаются промышлен-
ностью в интегральном исполнении в микросхемах некоторых
серий. Такие триггеры имеют невысокую чувствительность,
обусловленную относительно небольшим коэффициентом усиле-
ния усилителей, составляющих их основу. Типичное значение
чувствительности подобных триггеров имеет значение около
50 мВ, порог может меняться в пределах 0,05—5,5 В, температур-
ная нестабильность порядка 10-4 В/К. Работа с изменяющими-
Рис. 4.9. Принципиальная схема
интегрального дискриминатора-
одновибратора (а) и временные
диаграммы работы (б)

ся по длительности выходными сигналами интегрального дискри-
минатора типа триггера Шмитта не всегда возможна, например,
в случае, когда приемное (счетное) устройство рассчитано на
сигналы определенной длительности. В таких случаях в качестве
интегрального дискриминатора используют устройство с поло-
жительной емкостной обратной связью — одновибратор. Так же
как и для триггера Шмитта, коэффициент обратной связи *
определяет гистерезис в одновибраторе и соответственно его
чувствительность.

Рассмотрим принцип работы одновибратора и основные его
характеристики на примере простейшего одновибратора (рис. 4.9).
Выход усилителя У через конденсатор С соединен с прямым
входом усилителя (точка р), который через резистор с сопротив-
лением /? подсоединен к шине с нулевым потенциалом. При
поступлении на вход одновибиратора (инвертирующий вход
усилителя) отрицательного сигнала с небольшой по сравнению
постоянной /?С длительностью и с амплитудой, превышающей
порог срабатывания одновибратора, на выходе усилителя по-
является положительный потенциал, который через С поступает
на прямой вход усилителя, вызывая регенеративный процесс,
переводящий одновибратор в состояние насыщения с высоким
потенциалом на выходе. Появившийся на прямом входе поло-
жительный потенциал начинает уменьшаться с постоянной вре-
мени ЯС. При достижении на прямом входе потенциала воз-
врата С возвр, при котором усилитель из режима насыщения
переходит в режим линейного усиления, потенциал на выходе
усилителя начинает падать. Это падение потенциала через С
передается на прямой вход, приводя к регенеративному процес-
су, возвращающему одновибратор в состояние с низким потен-
циалом на выходе. Таким образом, на выходе одновибратора
формируется сигнал определенной длительности, задаваемой
постоянной времени /?С-цепи и потенциалом ^7 возвр. При пере-
ходе одновибратора*в исходное состояние на прямой вход уси-
лителя через С передается отрицательный потенциал, который с

* Коэффициент обратной связи емкостной положительной связи является
динамической величиной, задается значением емкости, частотными характеристи-
ками усилителя и цепи обратной связи.
постоянной времени /?С начинает спадать к нулю. Возникнове-
ние этого потенциала и определяет основной недостаток одно-
вибратора — наличие времени восстановления — времени, в
течение которого одновибратор при поступлении на его вход
следующего импульса не может сработать вновь. Действительно,
при появлении на входе одновибратора импульса напряжения
в период восстановления, когда потенциал на прямом входе
не достиг значения, при котором усилитель переходит в режим
линейного усиления, регенеративный процесс идти не может и,
следовательно, невозможно повторное срабатывание одновибра-
тора.

Высокочувствительные интегральные дискриминаторы по
типу триггера Шмитта или одновибратора в последнее время
реализуются в основном на компараторах в интегральном ис-
полнении. Компараторы представляют собой дифференциаль-
ные усилители с очень большим коэффициентом усиления (от
единиц до десятков тысяч) в очень узком диапазоне (десятки —
сотни микровольт) разности сигналов, подаваемых на прямой
и инвертирующий входы компаратора. Если разностность сиг-
налов превышает этот диапазон, компаратор находится в ре-
жиме ограничения в состоянии с логическим потенциалом 1 или О
в зависимости от знака разности потенциалов на входах ком-
паратора. Таким образом, компаратор при фиксированном
потенциале на одном из его входов может выполнять функцию
высокочувствительного порогового устройства (с порогом нес-
колько сот микровольт), которое вырабатывает на своем выходе
стандартный по амплитуде сигнал с длительностью, равной
времени, в течение которого на его втором входе присутствует
сигнал, превышающий порог. Основным недостатком таких
устройств дискриминации являются относительно высокая тем-
пературная нестабильность порога дискриминации 10—50 мкВ/К
и заметное влияние дрейфов напряжения источников питания
на дрейф порога дискриминации.

Лучшие характеристики дискриминирующих устройств на
компараторах могут быть получены при использовании внеш-
ней резистивной или емкостной положительной обратной связи,
реализующей триггер Шмитта или одновибратор. На рис. 4.10
в качестве примера приведены схема и временные диаграммы
интегрального дискриминатора, построенного по принципу одно-
вибратора на сдвоенном компараторе.

Сигнал, возникающий на общем выходе компараторов в
момент совпадения входного и опорного напряжений и п, по-
дается через конденсатор обратной связи на прямой вход ком-
паратора Л2. В результате действия положительной обратной
связи анализируемый сигнал значительно усиливается, при
этом уменьшаются гистерезис и нестабильность порога, и осу-
ществляется быстрый переброс этого ИД во взведенное состоя-
Рис. 4.11. Амплитудные интег-
ральный (а) и дифференциаль-
ный (б) спектры

Рис. 4.10. Принципиальная схема интеграль-
ного дискриминатора на сдвоенном компара-
торе (а) и временные диаграммы работы (б)

ние, которое поддерживается до тех пор, пока потенциал в
точке р не упадет до потенциала смещения Е см за счет раз-
ряда С с постоянной времени /?С. Поскольку сигнал обратной
связи подается на прямой вход компаратора Л2, оба входа Л1
могут управляться от источников с низким выходным сопротив-
лением, что уменьшает нестабильность порога дискриминации.
Такой ИД обеспечивает высокую стабильность порога при ана-
лизе как положительных, так и отрицательных импульсов с
амплитудой от нескольких милливольт до 5 В. При работе от
источников сигналов с низким выходным сопротивлением ИД
имеет нестабильность порога около 0,1 мВ, а интегральную
нелинейность меньше 0,03%.

В заключение этого параграфа кратко обсудим возможности
использования ИД для получения представления об ампли-
тудном спектре регистрируемых сигналов, когда по тем или
иным причинам нет возможности применить для этой цели
амплитудный анализатор. Зависимость числа импульсов на
выходе ИД от порога дискриминации при фиксированном
времени измерения представляет собой интегральный спектр —
количество импульсов, амплитуда которых превышает порог
(рис. 4. 11,а). Из интегрального спектра после численного диф-
ференцирования может быть получен дифференциальный спектр
(рис. 4. 11,6).	*

До сих пор во всех предыдущих параграфах рассматрива-
лись дифференциальные спектры амплитуд сигналов, имеющие
вид гладкой кривой и по физическому смыслу представляющие
собой плотность вероятности получения сигнала с данной ам-
плитудой. При численном дифференцировании интегрального
спектра с шагом АЛ = А(7П дифференциальный спектр полу-
чается в виде гистограммы, каждая ступенька которой соответ-
ствует количеству сигналов с амплитудой, лежащей в интервале
от А до А + АЛ во всем измеряемом интервале амплитуд. Важ-
но отметить, что при численном дифференцировании возникают
большие статистические погрешности определения количества
сигналов в соответствующих интервалах дифференциального
спектра. Эти погрешности обусловлены тем, что число сигналов,
попадающих в интервал амплитуд АЛ, определяется как раз-
ность двух близких чисел интегрального спектра Л/ и Л/ + АМ
(подверженных статистическим флуктуациям), соответствую-
щих порогам — А и ип-\~	= Л + АЛ. Относительная

погрешность 6ДЛ, определения этой разности равна -д/2М / АМ и
при большом М и малом АМ может быть весьма велика. По-
этому описанный способ получения дифференциального спектра
может быть рекомендован лишь для грубой его оценки.

4.4.	ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ ДИСКРИМИНАТОРЫ

Дифференциальным дискриминатором (ДД) называется
устройство, вырабатывающее стандартизованный выходной
сигнал на каждый входной сигнал, амплитуда которого превы-
шает нижний порог I] н, но не превосходит верхний V в. Разница
между этими порогами называется окном ДД. Дифференциаль-
ные дискриминаторы используются для выделения событий,
соответствующих определенным энергетическим (амплитудным)
диапазонам. В зависимости от относительной ширины этих
диапазонов в ядерно-физическом эксперименте используются
дискриминаторы двух типов — дискриминаторы с широким и
узким окнами, характеризуемые значением отношения ширины
окна к среднему значению выделяемых амплитуд.

Дискриминаторы с широким окном используются для выде-
ления информации о процессах с относительно широкими ампли-
тудными распределениями^ Например, в сцинтилляционной
радиометрии у-излучения характерные значения относительной
ширины окон для выделения отдельных спектральных линий
составляют при использовании детекторов на основе сцин-
тиллятора Ыа1(Т1) 0,05—0,2. При радиометрии нейтронов с
помощью детекторов на основе органических сцинтилляторов
для выделения нейтронов определенной энергии относительная
ширина окна может достигать значений 0,2—0,9.

К дискриминаторам с широким окном предъявляются два
основных требования: 1) границы окна должны регулироваться
независимо; 2) стабильность положения границ окна при воз-
действии дестабилизирующих факторов должна быть такой,
чтобы дрейф ширины окна был незначителен по сравнению с
шириной окна. Например, при относительной ширине окна 0,1
и допустимой статистической погрешности 1% определения
132
числа событий, регистрируемых в пределах окна, для того,
чтобы погрешность числа событий из-за нестабильности порогов
не превышала статистической погрешности, относительная
нестабильность порогов дискриминации не должна превышать
10 ~3.

Простейший ДД рассматриваемого типа может быть по-
строен с использованием двух интегральных дискриминаторов
ИД\ и ИД2у определяющих соответственно нижний и верхний
пороги, и схемы антисовпадений АС (рис. 4.12, а). Сигнал ИД2
является запрещающим по отношению к сигналу ИД\. Любой
реальный сигнал, поступающий на вход ДД, достигает порога
С/н раньше, чем порога (7В. Поэтому сигнал с ИД\ появится
также раньше, чем запрещающий сигнал ИД2. Поскольку сиг-
нал ИД2 должен перекрывать сигнал ИД\, сигнал ИД\ должен
быть задержан, например, с помощью линии задержи ЛЗ на
время чуть большее, чем длительность фронта сигнала (дли-
тельность фронта — максимально возможная задержка момента
срабатывания ИД2 относительно ИД\). Временные диаграммы,
поясняющие работу ДД, выполненного по рассмотренной схеме,
приведены на рис. 4.12, б.

Применение в подобных дифференциальных дискриминаторах
двух интегральных дискриминаторов, выполненных по схеме
триггера Шмитта (одновибратора, компаратора и др.), обеспе-
чивает все необходимые требования: независимую регулировку

ЛЗ

ИДг I-------------1

Рис. 4.12. Функциональная схема
дифференциального дискриминато-
ра на базе двух интегральных
дискриминаторов (а) и временные
диаграммы работы (б)

Рис. 4.13. Структурная схема диф-
ференциального дискриминатора с
узким окном, построенного по мето-
ду добавочного импульса (а), и
временные диаграммы работы (б)
положения верхней и нижней границ окна, допустимую относи-
тельную нестабильность (~ 10 - 3).

Дифференциальные дискриминаторы с узкими окнами при-
меняются в высокоизбирательных системах (например, радио-
метрах) с ППД, для которых шина энергетических зон отбора
составляет 1—4% для детекторов альфа-спектрометрии и 0,3—
1% для детекторов гамма-спектрометрии. Задание столь узких
окон с помощью двух дискриминаторов, пороговые напряжения
которых регулируются независимо, практически неудобно, кроме
того, сложно получить и высокую стабильность ширины окна,
так как дрейф порогов дискриминаторов должен составлять
в этом случае 10 “4 — 10~5.

Для построения ДД с узким окном в целях обеспечения
высокой стабильности ширины окна применяют так называемый
метод добавочного импульса (рис. 4.13). К входному сигналу
с амплитудой А с плоской вершиной и длительностью /и с по-
мощью линейного сумматора добавляется созданный формиро-
вателем Ф некоторый сигнал с амплитудой АЛ, определяющей
ширину окна ДД, и длительностью А/и<С/и/2, задержанный отно-
сительно фронта входного сигнала линией задержки ЛЗ на неко-
торое время А/3(А/И<Д/3</и). Выходной сигнал сумматора
поступает на ИД (с порогом {/„), вырабатывающий импульс
длительностью т<А/3, который поступает на один из входов
схемы совпадений &, на другой вход которой поступает импульс
с выхода ЛЗ. Как видно из рис. 4.13, сигнал на выходе СС
может появиться только в том случае, если (7Н — АЛ<Л<(7Н и,
следовательно, ширина окна определяется амплитудой АЛ сигна-
ла формирователя Ф. Стабильность амплитуды сигнала формиро-
вателя Ф может быть обеспечена достаточно высокой.

4.5.	ЛИНЕЙНЫЕ ДИСКРИМИНАТОРЫ

Дискриминатор, который<>не пропускает на выход входные
сигналы, с амплитудой Лвх ниже заданного порога (/„, и линейно
передает часть сигнала Лвх—Уп, превышающую II называют
линейным дискриминатором (ЛД). Если передаточная характе-
ристика устройства такова, что коэффициент передачи части
сигнала, превышающий порог дискриминации, больше единицы
(т. е. передаваемая часть сигнала одновременно усиливается),
такое устройство называют пороговым усилителем (ПУ). Между
линейным дискриминатором и пороговым усилителем нет принци-
пиальной разницы, так как усиление прошедшей части сигнала
может осуществляться как внутри ПУ, так и отдельным усили-
телем, соединенным последовательно с ЛД. Функции простей-
шего ЛД может выполнять диод, включенный по схеме, приве-
денной на рис. 4.14. Диод заперт смещающим потенциалом
Есм так, что через диод проходит лишь та часть сигнала, которая
134
Рис. 4.14. Функциональная схема
линейного дискриминатора на диоде

Рис. 4.15. Функциональная схема
порогового усилителя

превышает Есм (очевидно, ЕСМ = ЕП). Такое устройство обладает
серьезным недостатком — нелинейностью передачи сигнала вбли-
зи порога. Оценим эту нелинейность. Диод закрыт, если его
динамическое сопротивление сигналу гд^>/?н, и открыт, если
Гд<С/?н. Нелинейность соответствует участку, на котором гд~/?н.
Согласно теореме Шокли, размер этой области

=	+ О

где /но — обратный ток насыщения диода. При комнатной темпе-
ратуре /но~1 нА, кТ/е = 25 мВ, и при /?н~2,5 кОм размер
области АС/ составит около 250 мВ. Из приведенной формулы
видно, что ширина нелинейной области АС/ уменьшается с увели-
чением /?н. Однако значительное увеличение /?н недопустимо из-
за влияния на работу такой схемы проходной емкости диода,
составляющей десятые доли пикофарады. Проходная емкость
диода Са и сопротивление нагрузки /?н образуют дифференцирую-
щую цепочку, через которую сигналы достаточной крутизны
(/ф^ 10~8 с) проходят почти без ослабления даже в том случае,
когда их амплитуда меньше Есм. Увеличение /?н приведет к
«пролезанию» через Са тех сигналов детектора, которые запертый
диод должен отсечь, поскольку сигналы детектора имеют фронты
длительностью от нескольких единиц (сцинтилляционные детек-
торы) до десятков (ППД) наносекунд. Можно линеаризовать
начальный участок характеристики, включив диод О[ в цепь
обратной связи инвертирующего усилителя по схеме, приведен-
ной на рис. 4.15. Такой пороговый усилитель предназначен для
работы с отрицательными сигналами и линейно передает на
выход инвертированный сигнал	если /7Вх + ^см<0

(учитывается, что С/Вх отрицательно).

Наиболее просто понять работу этой схемы, рассматривая
усилитель и диод в качестве нового нелинейного элемента с
выходным сопротивлением г*. Обратная связь уменьшает г* в
1+ЬК раз, что эквивалентно увеличению сопротивления нагруз-
ки /?« в 1 -\-ЬК раз. Диод обеспечивает коэффициент передачи,
равный нулю, шунтируя усилитель при (7ВХ + Д?м> 0.

Линейные дискриминаторы напряжения так же, как и интег-
ральные дискриминаторы напряжения, рассмотренные в преды-
дущем параграфе, имеют относительно невысокое быстродей-
ствие, обусловленное тем, что для срабатывания схемы импульс
напряжения должен зарядить входную (паразитную) емкость
дискриминирующего элемента до потенциала порога. Для такого
заряда требуется заметное время, составляющее не менее 10~8 с.
Лучшие результаты по быстродействию дают токовые дискрими-
наторы. Токовый линейный дискриминатор может быть реализо-
ван по схеме, приведенной на рис. 4.16. Пороговый ток смещения
/пор, создаваемый генератором тока ГТ, течет через диод О\
на землю. Ток сигнала /вх сначала уменьшает ток, проходящий
через диод О\. Затем, при /вх^/пор, полный ток /вх — /пор меняет
направление и течет через />2 в усилитель У, чем обеспечивается
линейная передача сигнала при /вх^/пор. Так как токи переклю-
чаются без изменения разности потенциалов между О\ и />2
(паразитные емкости не перезаряжаются), то такая система
является быстродействующей.

Наиболее распространенная область применения пороговых
усилителей — экспандирование сигналов, т. е. укрупнение мас-
штаба изображения амплитудного распределения на шкале
амплитуд. Экспандирование позволяет выделить интересующий
экспериментатора сравнительно узкий участок спектра и растя-
нуть этот участок на весь рабочий диапазон измерительного
устройства — амплитудного анализатора или амплитудного ди-
скриминатора. В последнем случае экспандирование позволяет
применять более простые и более распространенные дифференци-
альные дискриминаторы с широким окном для выделения узких
спектральных линий. Для примера рассмотрим радиометриче-
скую задачу, когда исследуемый амплитудный спектр сигналов,
снимаемых с детектора, содер^т три близко расположенные
спектральные линии /—3 (рис. 4.17, а). После усиления этих
сигналов обычным линейным усилителем (его характеристика
приведена на рис. 4.17, б) соотношение между шириной каждой
из спектральных линий 1—3 и их положением на шкале амплитуд
не изменится (рис. 4.17, в). Относительно широкое окно диффе-
ренциального дискриминатора (см. рис. 4.17, в) не позволяет

ГТ

вх 12пор

—-н-
2^7 Иг

Рис. 4.16. Функциональная схе-
ма токового линейного дискри-
минатора
Рис. 4.17. Преобразование входного спектра в выходной усилителями с различ-
ными характеристиками:

а—спектр входных сигналов; б—характеристики преобразования линейного и порого-
вого усилителей; в—спектр сигналов на выходе линейного усилителя; г—спектр
сигналов на выходе порогового усилителя

выделить какую-либо одну линию в спектре. Однако, если уси-
лить сигналы исследуемого спектра (рис. 4.17, а) с помощью
порогового усилителя (его характеристика приведена также на
рис. 4.17, б), соотношение между шириной спектральных линий
и их положением на шкале амплитуд можно изменить таким
образом, чтобы дифференциальный дискриминатор выделял лишь
одну спектральную линию (рис. 4.17, г). Очевидно, что порого-
вый усилитель, применяемый в качестве экспандера, должен
иметь очень малую нестабильность порога — существенно мень-
шую, чем ширина окна АЛ.

4.6.	ЛИНЕЙНЫЕ СХЕМЫ ПРОПУСКАНИЯ

Линейная схема пропускания (ЛСП) — устройство, которое
должно передавать без искажений на свой выход входной сигнал
лишь в том случае, когда на управляющий вход поступает
разрешающий сигнал. В отсутствие разрешающего сигнала
коэффициент пропускания ЛСП должен быть равен нулю.

По описанному принципу работают так называемые нормаль-
но закрытые ЛСП, т. е. схемы, которые открываются лишь на
время длительности разрешающего сигнала. Иногда в экспери-
менте применяются и схемы с противоположной логикой работы,
так называемые нормально открытые схемы, закрывающиеся
лишь на время управляющего (в данном случае — запрещающе-
го) сигнала. Применение тех или других ЛСП определяется
логикой работы экспериментальной установки.

Функции ЛСП может выполнять пороговый усилитель, если
его пороговое напряжение не поддерживается постоянном, а
изменяется скачком (импульсно). В пропускающем состоянии
ЛСП порог должен быть равен нулю, а закрытом — должен быть
выше максимально возможной амплитуды селектируемых им-
пульсов. Такая ЛСП обладает существенным недостатком,
заключающимся в том, что значение импульсного управляющего
напряжения, обеспечивающего режим пропускания, должно
задаваться нулевым с большой точностью, поскольку превышение
нулевого значения управляющего напряжения будет приводить к
появлению порога в схеме пропускания, а значение меньше
нуля — к появлению так называемого пьедестала.

Обычно ЛСП представляет собой электронный ключ после-
довательного или параллельного типа (рис. 4.18, а, б). В схеме
последовательного типа при замкнутом ключе (сопротивление
/?замк) сигнал передается на выход (7?замк<С/?) с малым ослабле-
нием, определяемым отношением /?/(/?+ #замк). При разомкну-
том ключе (сопротивление ключа /?раз) сигнал ослабляется в
/?/ (/? + /?раз) раз и, поскольку /?раз»/?, сигнал на выходе практи-
чески равен нулю. В схеме параллельного типа выходной сигнал
при замкнутом ключе ослабляется в /?3амк/(/? + /?заМк) раз и прак-
тически отсутствует на выходе ЛСП, а при разомкнутом ключе
сигнал передается с незначительным ослаблением.

В качестве ключа в ЛСП обычно применяется транзистор,
управляемый по базе и работающий в ключевом режиме: тран-
зистор либо заперт, либо находится в режиме насыщения, когда
его сопротивление мало. Пример схемы параллельного типа,
предназначенной для работы со сцинтилляционным детектором,
приведен на рис. 4.18, в. Транзистор Т\ работает в режиме
эмиттерного повторителя, передавая входной сигнал положитель-
ной полярности на нагрузку /?н. Транзистор Т% работает в ключе-
вом режиме. В исходном состоянии он открыт положительным
потенциалом, подаваемым на базу Г2, и замыкает входную точку
на землю. При поступлении на базу Г2 управляющего импульса
отрицательной полярности транзистор Г2 закрывается, что соот-
ветствует размыканию ключа на эквивалентной схеме.

ЛСП ключевого типа обладают одним общим недостатком.

Рис. 4.18. Эквивалентные схемы ЛСП по-
следовательного (а) и параллельного типа
(б) и принципиальная схема ЛСП парал-
лельного типа (в)

Рис. 4.19. Линейная схема пропу-
скания компенсационного типа
Он состоит в том, что импульс управления частично (со значи-
тельным ослаблением) передается, на выход ЛСП, где складыва-
ется с основным сигналом, создавая пьедестал. Наличие пьеде-
стала искажает исследуемые амплитудные распределения.

Основными характеристиками линейных схем пропускания
являются: интегральная нелинейность (аналогично линейным
усилителям), диапазон входных сигналов, коэффициент передачи
(очевидно, несколько меньше единицы), коэффициент ослабления
входного сигнала при закрытом входе (обычно несколько сот или
даже тысяч), высота пьедестала. Ключевые схемы в общем слу-
чае обеспечивают получение удовлетворительных значений всех
перечисленных параметров даже для прецизионной полупроводни-
ковой спектрометрии, за исключением размера пьедестала. Для
уменьшения пьедестала разработаны так называемые схемы
компенсационного типа (рис. 4.19). Основу схемы составляют
четыре транзистора Т\ — Т4, выполненные по единой технологии
в одной интегральной микросхеме и обладающие идентичными
параметрами. Транзисторы объединены в-два дифференциальных
каскада Т\, Т2 и Тз, Т4, общей нагрузкой которых является повто-
ритель тока А с выходным сопротивлением /?ь Транзисторы
Тб и Тб представляют собой управляющий ключ в виде диф-
ференциальной пары, переключающей ток / от генератора тока
на транзисторе Т7 либо в каскад Т1, Т2, либо в каскад Тз, Т4.

Пусть в исходном состоянии на вход Управление подан
высокий потенциал, тогда ток / проходит через дифференциаль-
ный каскад Т|, Т2. Положительный сигнал амплитудой Двх,
поступающий на вход схемы пропускания, приводит к появлению
на импульса тока амплитудой /=Двх//?1, одновременно с
этим на коллекторе Т\ (при соответствующем подборе режимов
работы транзисторов) возникает импульс тока I отрицательной
полярности, который через повторитель тока Д, поступает на
выход. При этом на выходе схемы пропускания возникают два
равных по значению и противоположных по направлению им-
пульса тока, которые компенсируют друг друга, давая суммар-
ный сигнал, равный нулю. Таким образом, в исходном состоянии
рассматриваемая линейная схема пропускания является нор-
мально закрытой. При поступлении отрицательного сигнала на
вход Управление ток переключается в дифференциальный каскад
Гз, Т4. В силу идентичности транзисторов и симметричности
системы в выходных цепях ЛСП практически не происходит
никаких изменений, и в схеме пропускания не возникает ни
порог, ни пьедестал*. Поступающий на вход ЛСП импульс, как и
в предыдущем случае, проходит через резистор на выход схемы,
в то время как отрицательный импульс тока на коллекторе Т\
не возникает (транзисторы Т\ и Т2 отключены) и не компенсирует
выходного сигнала. Таким образом, линейная схема пропускания
является открытой. Для схем пропускания рассматриваемого
типа характерны' следующие параметры: диапазон входных
амплитуд до 10 В, интегральная нелинейность 0,1%, ослабление
сигнала закрытой схемой пропускания не менее 103, высота
пьедестала от сигнала управления не более 10 мВ.

4.7.	МЕТОДЫ РЕЖЕКЦИИ НАЛОЖЕНИЙ

При работе спектрометрических трактов в условиях повышен-
ных загрузок из-за наложения импульсов, как следует из оценок,
выполненных в предыдущей главе, появляются специфические
искажения спектров. Эти искажения не могут быть полностью
исключены методами оптимального формирования импульсов.
Радикальным решением проблемы в таком случае является
исключение наложенных сигналов из регистрации с помощью
так называемых режекторов наложений. В общем случае режек-
тор наложений содержит линейную схему пропускания, управля-
емую системой отбора. Входной сигнал разветвляется на два
кайала — в основном канале, содержащем ЛСП, он задержива-
ется на время, необходимое для анализа входного сигнала и
выработки управляющего сигнала. В канале отбора входной сиг-
нал анализируется с точки зрения того, является он наложенным
или нет. Если сигнал — наложенный, то вырабатывается импульс
управления, закрывающий ЛСП на время длительности этого
сигнала. Очевидно, что в такой схеме применяются нормально
открытые ЛСП. Возможно и другое решение, когда ЛСП нор-
мально закрыта и открывается для неналоженных сигналов.

При сравнительно небольших загрузках основные искажения
спектров возникают от наложения последующих сигналов на
спад предшествующих. Типичная структурная схема режектора
таких наложений приведена на рис. 4.20.

Рис. 4.20. Структурная схема (а) и временные диаграммы работы (б) режектора
наложений на спад импульса
Импульс /, на спад которого попадает импульс 2, проходит
линейную схему пропускания ЛСП (открытую в исходном состоя-
нии) и при достижении максимума запускает пиковый детектор
ПД, который включает триггер блокировки ТБ. ТБ закрывает
ЛСП, которая блокирует проход импульса 2 на выход режектора.
Возвращение режектора в исходное состояние производится
сигналом «Сброс», который вырабатывается в момент времени,
определяемый логикой работы спектрометра. Сигнал «Сброс»
взводит /?5-триггер и через схему & сбрасывает ТБ, открывая
ЛСП для обработки следующего сигнала. Однако в момент
прихода сигнала «Сброс» на входе ЛСП может присутствовать
один из входных импульсов, появившийся несколько раньше
момента разблокировки, например импульс 3. Такой импульс
будет сильно искажен блокировкой и должен быть режектирован.
Для этой цели предназначен триггер Шмитта ТШ, подключенный
к входу ЛСП и выполняющий роль высокочувствительного
интегрального дискриминатора. ТШ задерживает сброс ТБ до
момента полного исчезновения входного импульса. Временные
диаграммы, соответствующие такому случаю, приведены на
рис. 4.20 пунктиром. Таким образом, рассматриваемый режектор
пропускает только такие импульсы, которые не искажены нало-
жением на спад предыдущего.

Для исключения импульсов, образованных наложением на
фронт предыдущего, используются режекторы наложений, анали-
зирующие форму входного импульса. Действительно, импульсы,
образованные в результате наложения, отличаются от ненало-
женных в основном тем, что имеют фронт, несколько затянутый
по сравнению с фронтом неналоженного импульса. Это обстоя-
тельство и используют для построения режекторов наложений на
фронт. Если произвести двойное дифференцирование входного
импульса, например, с помощью двух линий задержки, как это
описано в § 3.7, то образованный биполярный импульс будет
обладать тем свойством, что пересечет нулевой уровень через
фиксированный интервал времени т от начала импульса незави-
симо от его амплитуды. Для неналоженных импульсов этот ин-
тервал Т1 несколько меньше, чем интервал т2 для наложенных.
Используя временной селектор, выделяющий момент пересечения
биполярным импульсом нулевой линии, можно дискриминировать
импульсы, соответствующие наложениям. Упрощенная структура
режектора приведена на рис. 4.21.

Селектируемые импульсы поступают на формирователь бипо-
лярных импульсов &БИ, через линию задержки ЛЗ (задерживаю-
щей их на время /3, необходимое для срабатывания логики отбора)
на линейную схему пропускания ЛСП (закрытую в исходном
состоянии), а также на формирователь временной отметки ФВО,
определяющий момент появления импульса и вырабатывающий
сигнал длительностью т4~Ат, причем Дт<Т2 —ть Высокочувстви-
Рис. 4.21. Структурная схема (а) и временные диаграммы работы (б) режектора
наложений на фронт импульса

тельный интегральный дискриминатор отрицательных импульсов
ДО вырабатывает сигнал в момент Т1 для неналоженных импуль-
сов и тг для импульсов, образованных наложениями. Сигналы с
ФВО и ДО поступают на элемент отбора совпадений &, который,
как следует из временных диаграмм, будет срабатывать лишь при
поступлении неналоженных импульсов, запуская формирова-
тель Ф, вырабатывающий сигнал управления ЛСП. Таким обра-
зом, режектор дискриминирует наложенные импульсы и пропуска-
ет неналоженные.

Следует отметить, что режекторы наложения, определяющие
форму импульса, не могут полностью исключить все наложения,
так как при небольшом относительном сдвиге наложившихся
импульсов форма суммарного импульса практически не изменяет-
ся. Кроме того, и неналоженные импульсы имеют некоторый
разброс по форме из-за статистических флуктуаций при сборе
заряда, наложения шумов, в зависимости от места попадания
частицы в детектор и т. п. Из-за этого в реальных условиях
значение Ат не может быть сДелано сколь угодно малым, так
как при значительном уменьшении Ат сильно возрастает пара-
зитная режекция — исключение из анализа неналоженных им-
пульсов. С учетом всех этих ограничений для самых эффективных
схем режекции степень режекции не превышает 90—95%.

Повышение качества получаемых спектров в условиях повы-
шенных загрузок возможно также с помощью так называемых
методов полного исключения наложений. В основе этих методов
лежит идея получения спектра только наложенных импульсов
(путем создания искусственных наложений или упрощения усло-
вий получения естественных наложений) с последующим вычита-
нием этого спектра из основного спектра, содержащего невыде-
ленные наложения. Существует несколько методов реализации
этой идеи. Спектр наложенных импульсов получают от основного
и дополнительного детекторов, суммируя импульсы, совпадающие
142
во времени. Главной особенностью этого метода является необ-
ходимость использования двух идентичных детекторов. В неко-
торых случаях второй детектор заменяют генератором случайных
импульсов. Основная трудность реализации этого метода —
формирование импульса генератора по форме, идентичной форме
импульса детектора.

Рассмотрим более подробно метод, в котором спектр нало-
женных импульсов создается искусственно суммированием двух
случайных импульсов от одного детектора, сдвинутых во времени
относительно друг друга с помощью линии задержки. Функцио-
нальная схема устройства, работающего по данному методу, и
временные диаграммы, поясняющие его работу, приведены на
рис. 4.22. Входной импульс проходит через линии задержки
Л3|, Л32, Л33 (причем /1=/з<С/2). Основным элементом, осу-
ществляющим наложение во времени двух случайных сигналов,
является линия задержки Л32 (линии Л3\ и ЛЗз играют вспо-
могательную роль, согласуя моменты срабатывания основных
элементов устройства во времени).

Дискриминаторы ИД\ и ИД2 определяют момент появления
импульсов на своих входах. Выходные сигналы дискриминаторов
подаются на схему совпадений с разрешающим временем, рав-

«д»_________________________□_____________□____________

Рис. 4.22. Структурная схема (а) и временные диаграммы работы (б) системы
исключения наложений по методу искусственных наложений
ним длительности входных импульсов. Если произошло совпа-
дение, например импульс 3 совпал во времени с задержанным
импульсом 2, то открывается линейный пропускатель ЛСП, и
импульсы складываются в сумматоре создавая искусственное
наложение. При этом ключ К подсоединяет выход сумматора к
группе каналов Д2 амплитудного анализатора АА, в которых
набирается спектр только наложенных импульсов. При отсут-
ствии совпадений /( подсоединяет сумматор к группе каналов А\
амплитудного анализатора, в которых набирается исследуемый
спектр. После набора спектров спектр второй группы, состоящий
только из наложенных импульсов, вычитается из спектра первой
группы, образованного как наложенными, так и неналоженными
импульсами, в результате чего остается спектр только ненало-
женных импульсов. Основная сложность рассмотренного метода
связана с созданием высококачественной линии задержки Л32,
которая должна задерживать импульс на время, существенно
большее длительности входных импульсов, и при этом не иска-
жать их формы.

Методы полного исключения наложений позволяют практи-
чески полностью избавиться от искажений амплитудных спект-
ров. При этом появляется возможность исключить наложения
с небольшим относительным сдвигом импульсов. Эти методы
не вносят дополнительных ошибочных исключений, присущих
обычным режекторам. Особенно перспективно объединение мето-
да исключения наложений с использованием обычного режектора,
исключающего 90—95% наложений, с методом полного исключе-
ния наложений, исключающего оставшуюся часть наложений.

Контрольные вопросы

1.	Для повышения чувствительности интегрального дискриминатора (ИД)
необходимо:

а)	применить в ИД операционный усилитель ОУ с большим коэффициен-
том усиления /?;

б)	увеличить коэффициент обратной связи Ь\

в)	применить в ИД ОУ с большим /г и уменьшить д?

2.	Какую функцию будет выполнять дифференциальный дискриминатор,
имеющий независимые регулировки порогов, если значение верхнего порога
77 в будет меньше значения нижнего порога 77н:

а)	не будет реагировать на входные сигналы;

б)	будет работать как дифференциальный дискриминатор, регистрируя
сигналы с амплитудой А, удовлетворяющей условию 77 в А <. 77н;

в)	будет работать как интегральный дискриминатор с порогом 77н?

3.	Какое устройство амплитудного отбора событий целесообразно использо-
вать для получения с помощью амплитудного анализатора спектра сигналов
с амплитудой, превышающей значение Ан:

а)	интегральный дискриминатор с порогом 77 „ = А
б)	пороговый усилитель с порогом (7П = А н;

в)	линейную схему пропускания, управляемую интегральным дискримина-
тором с порогом (7П = Ан?

4.	Какие устройства амплитудного отбора целесообразно включить на вход
амплитудного анализатора (АА) для получения в анализаторе участка спектра
в диапазоне амплитуд от А „ до А в:

а)	нормально закрытую линейную схему пропускания, управляемую от диф-
ференциального дискриминатора с порогом 7/н = Ан и (7В = АВ;

б)	пороговый усилитель с 1/п = А н, стоящий на входе нормально открытой
линейной схемы пропускания, управляемой от интегрального дискриминатора
с порогом и п = А в;

в)	дифференциальный дискриминатор с нижним порогом (7н = Ан и верхним
порогом (/в = А в?

5.	Какую схему режекции наложенных импульсов целесообразно применить
в спектрометре, обрабатывающем импульсы с очень крутым фронтом>и длинным
пологим спадом:

а)	изображенную на рис. 4.20;

б)	изображенную на рис. 4.21;

в)	изображенную на рис. 4.22?

ГЛАВА 5

МЕТОДЫ ВРЕМЕННОЙ СЕЛЕКЦИИ

5.1.	ЗАДАЧИ ВРЕМЕННОЙ СЕЛЕКЦИИ

В предыдущих главах уже не раз приводились примеры вре-
менного отбора событий, когда та или иная последовательность
срабатываний детекторов во времени позволяет отобрать части-
цы нужного сорта либо движущиеся в нужном направлении или
выделить определенный физический процесс. Временной отбор,
или, как чаще говорят, временная селекция, широко применяет-
ся в электронных системах отбора полезных событий, позволяя
во многих случаях повысить отношение эффекта к фону на
несколько порядков/При этом либо используется естественная
временная последовательность событий в изучаемом процессе,
либо методические приемы,, позволяющие такую последователь-
ность создать искусственным путем.

Поясним это на примерах, уже приводившихся в гл. 1. Для
измерения предельно малых концентраций 4‘Аг в воздухе, когда
активность пробы сравнима с фоном естественной радиоактив-
ности материалов Детектора, используется тот факт, что |3-распад
41 Аг приводит к образованию метастабильного возбужденного
нуклида 41 К, имеющего период полураспада (переход в основное
состояние с излучением у-кванта с энергией — 1,3 МэВ)
6,7 -10-9 с. Регистрация этого у-излучения с одновременным из-
мерением временного интервала между моментами регистрации
[3-частицы и. у-кванта позволяет отделить акт распада 41Аг от
неотличимых по энерговыделению, но некоррелированных во
времени фоновых сигналов. Здесь, как видно, используется физи-
ческая закономерность процесса радиоактивного распада 41Аг.

Для выделения частиц, имеющих заданное направление дви-
жения, в экспериментальной практике широко используются
так называемые телескопы счетчиков, т. е. набор из двух или
более детекторов, расположенных вдоль траектории частицы.
В простейшем случае с помощью схемы совпадений регистри-
руется одновременность срабатывания детекторов телескопа.
Пример такого телескопа на пучке «меченых» у-квантов был рас-
смотрен в § 1.3. Если фоновые условия таковы, что важно выде-
лить и направление движения частиц, измеряется временной
интервал между сигналами последовательно срабатывающих
детекторов, как это сделано в системе предварительного отбора
событий гамма-телескопа «Гамма-1» (см. § 1.4). В этих двух
примерах, так же как и в целом ряде других, рассмотренных
в предыдущих главах, применен (в разных модификациях) один
и тот же прием: на пути движения частиц располагается группа
детекторов, и анализируется последовательность их срабатыва-
ния во времени. Отбираются только те события, для которых эта
последовательность удовлетворяет заданным критериям.

Чаще всего эти критерии достаточно просты: либо детекторы
срабатывают одновременно, либо они срабатывают через опре-
деленные, заранее заданные промежутки времени. Отбор собы-
тий по этим критериям обычно и называют временной селекцией.

В более сложных случаях, когда промежуток времени между
сигналами двух или более детекторов не фиксирован, но под-
чиняется определенной статистической закономерности, проводят
временной анализ процесса в целях выявления этой закономер-
ности.

Временные измерения, в отличие от амплитудных, всегда
имеют относительный характер— задается точка отсчета (нуле-
вой момент времени), относительно которой проводятся измере-
ния. За нулевую точку отсчета принимается либо момент сраба-
тывания какого-нибудь детектора, либо какой-нибудь другой,
физически выделенный момент (например, сброс пучка ускори-
теля на мишень), относительно которого измеряются моменты
появления сигналов на выходе детектора (или группы детекто-
ров). Очевидно, что и начало отсчета, и момент появления
сигнала на выходе детектора могут быть определены с некоторой
погрешностью. Точность определения регистрации частицы де-
тектором характеризуется его временным разрешением — этот
вопрос был подробно рассмотрен в § 2.3. Поскольку любой
детектор обладает конечным временным разрешением, очевидно,
что временная селекция сигналов должна осуществляться с неко-
торым «допуском», учитывающим по меньшей мере эту неопре-
146
деленность. Этот допуск называется временным окном, или вре-
менным каналом, и характеризуется шириной канала, измеряе-
мой в единицах времени. Таким образом, функции временного
селектора состоят в том, что он создает на оси времени в задан-
ном месте (относительно некоторой точки отсчета) временной
канал конечной ширины. Регистрации подлежат только те собы-
тия, которые попадают в этот временной канал, или же наоборот,
те события, которые попадают в этот канал, отбрасываются. Ши-
рина временного канала, его положение на временной оси имеют
принципиальное значение при определении отношения эффекта
к фону, а выбор конкретных значений этих величин диктуется
целым рядом факторов, связанных с самим исследуемым про-
цессом, с фоновыми условиями и с характеристиками исполь-
зуемых детекторов.

Среди методических приемов, позволяющих производить вре-
менную селекцию событий, особо следует выделить методы: сов-
падений, антисовпадений и времени пролета.

Метод совпадений, уже не раз упоминавшийся в настоящей
книге, состоит в отборе двух или более сигналов, появляющихся
одновременно. Основой для применения этого метода может слу-
жить как сам физический процесс — одновременное рождение
двух или более частиц, например рождение двух аннигиляцион-
ных у-квантов при аннигиляции позитрона (см. § 2.3), так и
7 методический прием — размещение на пути движения частицы
двух или более детекторов. В последнем случае подразумевается,
что время прохождения частицей расстояния от одного детектора
до другого пренебрежимо мало по сравнению с погрешностью
измерения. Метод антисовпадений по своей физической сути
ничем не отличается от метода совпадений — фиксируется одно-
временность срабатывания двух или более детекторов. Разница
заключается лишь в том, что такие события в данном . случае
являются фоновыми и исключаются из регистрации. Примеры
использования метода антисовпадений для защиты физических
установок от фона посторонних заряженных частиц приведены
в § 1.1, 1.4. Методы совпадений и антисовпадений играют чрез-
вычайно важную роль в современном эксперименте и будут более
подробно рассмотрены в § 5.3.

Метод времени пролета используется для дискриминации
частиц по скоростям. Он широко применяется как в
физике низких энергий, так и в физике высоких энергий при
регистрации тяжелых ионов, нейтронов, протонов, мезонов и
других частиц. Суть*метода состоит в измерении времени I про-
лета частицей фиксированного расстояния I между двумя детек-
торами, называемого пролетной базой. Очевидно, что если из-
вестны эти две величины, то скорость частицы в нерелятивист-
ском случае равна:

•о = 1/1.
Для релятивистского случая надо пользоваться соответствую-
щей формулой. При подобных измерениях полагается, что частица
теряет в детекторе, стоящем в начале пролетной базы, незначи-
тельную часть энергии, так что ее скорость после взаимодействия
с веществом этого детектора практически не изменяется. Это
условие легко обеспечить в случае регистрации относительно
легких (е, ц, р, л*, К± и др.) частиц большой энергии выбо-
ром соответствующих размеров детектора и массы рабочего
вещества детектора. При регистрации тяжелых многозарядных
частиц (ионов) детекторы должны иметь минимальную толщину
и массу рабочего вещества на. пути частицы. Часто в этих слу-
чаях применяются эмиссионные детекторы на основе тонких
фольг.

При регистрации нейтронов относительно малых энергий
(менее нескольких сот килоэлектрон-вольт) сформулированное
условие вообще невозможно обеспечить, так как регистрация
нейтронов указанного диапазона энергий основана на процессе
их ядерного взаимодействия с веществом детектора [например,
10 В (п, а), 7Е1], при котором нейтрон полностью поглощается.
Момент входа нейтрона в пролетную базу должен быть в этом
случае определен другим способом — либо по моменту генерации
нейтронов пучком импульсного ускорителя, либо с помощью
специальных механических прерывателей (селекторов), стоящих
на входе в пролетную базу.

Очевидно, что если масса регистрируемых частиц известна,
то спектр частиц по временам пролета может быть однозначно
пересчитан в энергетический спектр. Этот прием широко приме-
няется для получения энергетических спектров нейтронов, тяже-
лых ионов и других частиц. Если же масса частицы заранее
не известна, то метод времени пролета используется для иденти-
фикации или дискриминации частиц. Так, например, в физике
высоких энергий такие частдаы, как л*, и др., получают
в результате взаимодействия первичного пучка ускоренных час-
тиц (например, протонов) с мишенью. В мишени генерируются
вторичные частицы разной массы, имеющие широкий энергети-
ческий спектр. С помощью магнита из всего энергетического
спектра выделяются частицы с заданным импульсом, которые
системой транспортировки пучка направляются на физическую
установку. Таким образом, в пучке частиц, попадающих в детек-
тирующую систему, имеются частицы разной массы (например,
л + и /С + ), но с равными импульсами. В этом случае для дискри-
минации частиц заданной массы удобно использовать метод
времени пролета, так как при заданном импульсе скорости
частиц обратно пропорциональны их массам.

Пусть в рассматриваемом примере более легкие л+-мезоны
являются фоновыми частицами, а более тяжелые /< + -мезоны
частицами эффекта (т. е. исследуется взаимодействие /< + -мезо-
148
нов с физической мишенью). Для определения отношения эффек-
та к фону рассмотрим спектры времени пролета для обоих сор-
тов частиц, приведенные на рис. 5.1. Для каждого из сортов
частиц спектр времени пролета представляет собой некоторое
распределение, ширина которого на половине высоты равна в
пределе (когда остальные факторы пренебрежимо малы) отно-
сительному временному разрешению детекторов пролетной
базы: Г/ ==	+ (1\)2, где (Г/)ь (Г/)2 — временное разреше-

ние первого и второго детекторов соответственно. Расстояние
между максимумами спектров А/, очевидно, равно:

А/ = 1К — 1п = 1^к — //ул = I (1 /ък — 1 /г/л).

Для отбора /<+-мезонов временное окно должно быть установ-
лено так, как показано на рис. 5.1. При этом, поскольку спектры
частично перекрываются, отношение эффекта к фону зависит от
положения левой границы временного окна. Существует опти-
мальное положение этой границы, при которой отношение эф-
фекта к фону максимально. Очевидно, что отношение эффекта
к фону зависит от двух параметров: ширины распределения Г/
(полагаем ее одинаковой для обоих спектров) и расстояния А/.
Нетрудно варьировать А/, изменяя пролетную базу /. Однако
на практике I нельзя сколь угодно увеличивать, ее значение опре-
деляется размерами экспериментального зала и ограничено не-
сколькими десятками метров. Таким образом, при фиксирован-
ном значении I отношение эффекта к фону будет ухудшаться
с увеличением энергии (скорости) частиц, и единственным ре-
зервом остается улучшение временного разрешения детекторов,
т. е. уменьшения Г/ до минимально возможного значения. При
наилучшем достигнутом на сегодня временном разрешении сцин-
тилляционных детекторов (~10“|и с) эффективное разделение
и д-4--мезонов на пролетной базе 20 м возможно до энергии
порядка 10 ГэВ.

В физике низких энергий скорости частиц сравнительно не-
велики, однако, как правило, имеются гораздо более жесткие

Рис. 5.1. Спектр времени проле-
та частиц с одинаковым импуль-
сом, но разной массой

§

§

Время пролета
ограничения на размер пролетной базы I (десятки сантиметров),
связанные с геометрией эксперимента. Поэтому и здесь задача
достижения предельного временного разрешения является
весьма актуальной.

Достижение предельного временного разрешения Г/ зависит
не только от выбора наилучшего в данных условиях детектора,
(но и от характеристик электронной системы временной селекции.
Рассмотрению систем временной селекции и вопросам оптималь-
ного выбора их характеристик посвящены следующие параграфы
настоящей главы.

Временная селекция является по существу частным случаем
более общей задачи — задачи временного анализа. В частности,
метод времени пролета позволяет измерить спектр частиц по
скоростям, если на оси времени последовательно расположить
необходимое количество отдельных временных каналов, незави-
симо регистрирующих события, которые попадают в соответ-
ствующий канал. Выбор количества- каналов и их ширины дик-
туется конкретной физической задачей и возможностями физи-
ческой установки.

Устройства с большим числом последовательных временных
каналов называются временными анализаторами. Обычно во
временных анализаторах все каналы имеют одинаковую ширину,
а их границы смыкаются друг с другом. При большом числе
каналов для регистрации событий в каждом из каналов в от-
дельности в целях сокращения объема электронного оборудова-
ния применяют запоминающие устройства. Последние/ в свою
очередь, требуют кодирования номера канала. Поэтому при
многоканальном временном анализе применяют специальные
методы кодирования временных интервалов. Этим методам по-
священа гл. 7.

5.2.	МЕТОДЫ ФОРМИРОВАНИЯ ВРЕМЕННОЙ ОТМЕТКИ

Сигналы, снимаемые с детекторов различных типов, заметно
различаются по амплитуде и форме (длительности фронта и
длительности спада). Даже у детекторов одного типа, например
сцинтилляционных, длительность фронта нарастания зависит
от типа применяемого ФЭУ, а длительность спада — от типа
сцинтиллятора (при /?НСН порядка времени высвечивания сцин-
тиллятора т, что обычно имеет место во временных измерениях).
Кроме того, амплитуды сигналов, снимаемых с детектора, в за-
висимости от спектра исследуемого излучения могут изменяться
в пределах одного-двух, а то и более порядков величины. Такой
разброс входных сигналов по форме и амплитуде неприемлем для
большинства устройств временной селекции и временного ана-
лиза, так как приводит к существенным погрешностям в изме-
рении временных интервалов. Поэтому на практике устройства
150
(.ременной селекции и временного анализа требуют для своей
нормальной работы входных сигналов заданной формы (обычно
близкой к прямоугольной), длительности и амплитуды. Функции
стандартизации сигналов выполняют специальные устройства —
формирователи временной отметки, которые чаще всего кон-
структивно выполняются в виде автономных электронных блоков,
хотя в ряде случаев они могут входить в состав устройств вре-
менного анализа в качестве входных узлов. Таким образом,
формирователь временной отметки является обычно тем самым
пороговым электронным устройством (см. § 2.3), которое, прини-
мая сигнал детектора на свой вход, фиксирует факт регистрации
частицы и момент регистрации на временной оси. Как мы уже
видели в § 2.3, конечная чувствительность (порог регистрации)
формирователя временной отметки вносит дополнительную по-
грешность в определение момента регистрации частицы, и эта
погрешность принципиально неустранима. Значение этой погреш-
ности и ее вклад в общее временное разрешение системы детек-
тор—формирователь зависят от типов детектора, формирова-
теля и условий эксперимента.

В простейшем случае в качестве формирователей временной
отметки применяют дискриминаторы тока или дискриминаторы
напряжения, выполненные по схеме триггера Шмитта либо одно-
вибратора. Эти дискриминаторы выполняют одновременно две
функции: фунцию интегрального дискриминатора, отсекающего
шумы и сигналы малых амплитуд (если это необходимо), и функ-
цию формирователя временной отметки. Для выполнения второй
функции дискриминатор должен иметь малое время переброса
(меньше длительности фронта входного сигнала). Формировате-
ли временной отметки подобного типа часто называют либо
быстрыми дискриминаторами, либо формирователями с постоян-
ным (фиксированным) порогом. Подобные формирователи
имеют довольно простое конструктивное решение, легко реали-
зуются на современных интегральных микросхемах, компактны и
экономичны. Типичные параметры таких формирователей:

Порог чувствительности (регулируемый)....... Несколько	милливольт

Длительность выходного импульса............ 10—100 нс

Длительность фронта выходного импульса..... 2—5 нс

Амплитуда выходного импульса............... 1,5—5 В

Рассмотрим в качестве примера формирователь временной
отметки, приведенный на рис. 5.2. Формирователь состоит из
входного порогового усилителя, выполненного на микросхеме
М1-1 (К500ЛП116) и усилительной секции, выполненной на
микросхеме М1-2. Сигнал, превышающий порог, усиливается на
М1-1 и М1-2 с коэффициентом усиления 50 и формируется по
длительности на одновибраторе М1-3. Параметры такого форми-
рователя:
Рис. 5.2. Принципиальная схема фор-
мирователя временной отметки с фик-
сированным порогом

Рис. 5.3. «Гуляние» временной отметки
формирователя с фиксированным по-
рогом

Порог чувствительности....................................  Не	более 1 мВ

Амплитуды входных сигналов ................................... 1мВ	— 5 В

Длительность выходного импульса............................ Не	менее 5 нс

Амплитуда выходного импульса........................................ 1	В

Общим недостатком формирователей с постоянным порогом,
независимо от их конкретного конструктивного решения, явля-
ется сильная зависимость задержки появления выходного сигна-
ла формирователя от амплитуды входного сигнала, что не по-
зволяет получить для системы детектор—формирователь пре-
дельного (с точки зрения возможностей самого детектора) вре-
менного разрешения. Любое электронное устройство обладает
конечной собственной задержкой. У «идеального» формирователя
временной отметки эта задержка должна быть строго фиксиро-
ванной и не зависеть ни от каких внешних факторов. При этих
условиях наличие временной задёржки не вносит во временные
измерения дополнительных погрешностей. Нетрудно видеть, од-
нако, что у формирователей с постоянным порогом задержка
срабатывания уменьшается увеличением амплитуды сигнала.
На рис. 5.3 приведены два сигнала с разной амплитудой, посту-
пающие на вход формирователя с порогом срабатывания
Видно, что задержка срабатывания от сигнала 2 будет меньше,
чем от сигнала /, имеющего меньшую амплитуду. Если сигналы
детектора имеют большой амплитудный разброс, что очень
часто бывает на практике, задержка выходного сигнала фор-
мирователя будет флуктуировать в зависимости от амплитуд
входных сигналов. Это явление получило название «гуляние»
временной отметки. Абсолютное значение гуляния зависит как
от б^пор, так и от динамического диапазона амплитуд входных
сигналов. При уменьшении (7ПОр абсолютное значение гуляния
падает, так что понижение порога срабатывания формирователя
является очевидным способом улучшения временного разрешения
системы детектор—формирователь. Однако устанавливать (7пор
Рис. 5.4. Функциональная схема
формирователя временной от-
метки с амплитудным отбором

сколь угодно низким невозможно как по техническим причинам
(см. § 4.3), так и по физическим — порог нельзя опускать ниже
некоторого уровня, определяемого шумами. Если амплитудный
спектр сигналов с детектора непрерывный (начиная со сколь
угодно малых значений), то положение порога вообще не умень-
шает гуляния: всегда найдутся сигналы, едва достигающие по-
рога. Для уменьшения эффекта гуляния в формирователи вре-
менной отметки иногда вводят дополнительные каналы амплитуд-
ного отбора (рис. 5.4). Сигнал детектора разветвляется на два
дискриминатора: быстрый дискриминатор с низким порогом
срабатывания, который выполняет функции формирователя
временной отметки, и медленный дискриминатор амплитуды с
высоким порогом срабатывания, отбирающий лишь сигналы
достаточно большой амплитуды. Схема пропускания пропускает
сигналы быстрого формирователя лишь при наличии разре-
шающего сигнала от дискриминатора амплитуды. Подобное ре-
шение,- улучшая временное разрешение, сильно уменьшает эф-
фективность регистрации событий, так как большое число полез-
ных событий с малой амплитудой отбрасывается дискриминато-
ром и поэтому далеко не всегда приемлемо.

Перечисленные недостатки формирователей с постоянным
порогом оказываются не всегда существенными. Действительно,
максимальное гуляние временной отметки не может превышать
длительности фронта входного сигнала. Однако для некоторых
типов детекторов длительность фронта сигнала существенно
меньше, чем собственное временное разрешение, обусловленное
флуктуациями задержки срабатывания. Так, для пропорциональ-
ных камер длительность фронта сигнала составляет несколько
наносекунд, в то время как флуктуация задержки срабатыва-
ния — десятки наносекунд. Подобное соотношение между этими
значениями характерно и для ряда других газонаполненных де-
текторов. Поэтому быстрые дискриминаторы широко применяют-
ся с детекторами подобного типа, поскольку ухудшение вре-
менного разрешения, связанное с эффектом гуляния, не суще-
ственно по сравнению с собственным временным разрешением
детекторов. Кроме того, во многих задачах временной селекции
вообще не требуется достижения высокого временного разреше-
ния, и применение в этих случаях экономичных и простых быст-
рых дискриминаторов вполне оправданно. Сцинтилляционные, че-
ренковские и полупроводниковые детекторы позволяют получать
временное разрешение, значительно меньшее, чем длительность
фронта сигнала, снимаемого с детектора. Так, сцинтилляционные
детекторы при минимальной длительности фронта импульса
анодного тока 3—5 нс позволяют получить временное разреше-
ние до 0,05 нс. Такое разрешение уже не может быть реали-
зовано с применением формирователей с постоянным порогом.
Эффект гуляния временной отметки при изменении амплитуды
сигнала должен быть подавлен до сравнимого с временным
разрешением значения каким-либо способом.

В основе всех предложенных на сегодняшний день методов
формирования точной временной отметки лежит одно и то же
свойство сигнала, снимаемого с детектора,— независимость его
формы от амплитуды. Действительно, максимального значения
сигнал детектора (/(/) (рис. 5.5) достигает в одно и то же
время для случаев разных амплитуд, поскольку его положение
на оси времени определяется формой импульса тока и постоянной
/?нСн и не зависит от заряда д в детекторе. Поэтому момент
достижения сигналом детектора максимального значения являет-
ся, в принципе, неким неизменным параметром, по которому
можно сформировать точную временную отметку. Для определе-
ния этого момента удобно продифференцировать сигнал. В ре-
зультате получается биполярный импульс, у которого момент
пересечения нулевого уровня соответствует положению максиму-
ма исходного сигнала. Этот момент пересечения нулевого уровня
можно с высокой точностью зафиксировать с помощью дискри-
минатора нуля, например, триггера Шмитта, у которого порог
отпускания установлен на нулевом уровне (см. § 4.5). Момент
возвращения триггера Шмитта в исходное состояние и будет
служить в этом случае сигналом точной временной отметки.

По описанному принципу построены так называемые форми-
рователи по методу пересечения нуля. Обычно в таких формиро-
вателях для повышения точнсйти временной отметки производит-
ся двойное дифференцирование сигнала (в этом случае положе-
ние временной отметки соответствует не максимуму амплитуды
сигнала, а точке перегиба на фронте сигнала). Поскольку сигнал
с детектора мал, перед каждым дифференцированием сигнал
предварительно усиливается на одной усилительной секции. Вы-
ходной сигнал может'быть дополнительно сформирован к момен-
ту возвращения триггера Шмитта в исходное состояние. Дискри-
минаторы подобного типа позволяют достичь предельного вре-
менного разрешения, т. е. ограничить эффект гуляния временной
отметки до 10“10 с. Однако в последнее время они практиче-
ски вытеснены так называемыми формирователями со следящим
порогом, позволяющими получить тот же результат более эконо-
мными техническими средствами.

Идея формирователя со следящим порогом состоит в том, что-
Рис. 5.5. Временные диаграммы, пояс-
няющие принцип работы формировате-
ля временной отметки по методу пере-
сечения нуля

Рис. 5.7. Временные диаграммы вход-
ных, компенсационных и выходных
сигналов, поясняющие принцип рабо-
ты формирователя со следящим поро-
гом

Рис. 5.6. Функциональная схема формирователя временной отметки со следящим
порогом

бы подстроить порог срабатывания формирователя под ампли-
туду входного сигнала таким образом, чтобы он изменялся про-
порционально амплитуде входного сигнала. Для этого формиро-
ватель должен иметь два канала: в первом канале формирования
временной отметки, где стоит дискриминатор с управляемым по-
рогом, сигнал задерживается на линии задержки на время, необ-
ходимое для выработки управляющего сигнала. Во втором кана-
ле вырабатывается управляющий сигнал, пропорциональный
амплитуде входного сигнала. На практике обычно используется
несколько видоизмененная идея этого формирователя (рис. 5.6):
корректирующее воздействие оказывают не на порог формирова-
теля, а на сам входной сигнал. Формирователем компенсацион-
ного сигнала вырабатывается сигнал, который складывается
с входным сигналом в сумматоре перед входом дискриминатора
с постоянным порогом.

Рассмотрим более подробно принцип действия такого фор-
мирователя. Для простоты представим сигналы, снимаемые с
детектора, в виде импульсов треугольной формы. Тогда для
формирователя с постоянным порогом 1/п и входного сигнала
с амплитудой А\ можно записать (рис. 5.7):

С = М^п/Л 1),

где /ф — длительность фронта входного сигнала.

Поскольку /ф одинаково для сигналов любой амплитуды, для
сигнала с амплитудой А2:

^3 = /ф (^п/А2) .

Тогда А/ = /3 — /з представляет собой гуляние временной
отметки для амплитуд Л и Л2.

Для идеального формирователя со следящим порогом за-
держка не должна зависеть от А, т. е. должно выполняться
условие:

/з —

где а < 1 — некоторая доля длительности фронта входного сиг-
нала, при достижении которой должно происходить срабатыва-
ние формирователя.

Введем искусственно некий компенсационный сигнал 1УК так,
что:

/з — ^ф(^7п — Ук) / А,

Алгоритм формирования компенсационного сигнала Ук можно
получить, приравняв полученные выражения друг другу. Тогда
получим:

бх/ф   /ф(^п	У к) / А,

где

и* — — аА -|- ип.

о

Перепишем последнее выражение несколько иначе:

= - а (А - ип/а).

Формула показывает, каким образом должен быть сформиро-
ван компенсационный сигнал: из входного сигнала с амплитудой
А вычитается некоторое постоянное значение [7п/а. Это можно
сделать, пропустив сигнал А через линейный дискриминатор с
порогом, равным 11 к)а (см. § 4.5). Сигнал, прошедший через
дискриминатор, далее ослабляется в а раз и инвертируется.
Получившийся компенсационный сигнал отрицательной поляр-
ности складывается со входным положительным сигналом А,
задержанным на время (так как амплитуда компенсацион-
ного сигнала достигает максимального значения именно к этому
156
моменту времени). В результате на входе формирователя с пос-
тоянным порогом получается биполярный сигнал, начинающийся
с отрицательной части, так как компенсационный сигнал должен
приходить на время /ф раньше, чем основной сигнал. На рис. 5.7
показаны компенсационные сигналы 1/к\ и 1УК2 для двух входных
сигналов А[ и Л2 с разной амплитудой и результирующие би-
полярные сигналы. Их точка пересечения лежит на уровне
порога срабатывания формирователя (7П, т. е. суммарный сигйал
с любой амплитудой достигает значения (7П в одно и то же
время.

Интересно рассмотреть случай, когда Уп = 0. Для входных
униполярных сигналов такая постановка вопроса на первый
взгляд кажется .бессмысленной. Однако если учесть, что на
формирователь с постоянным порогом после сумматора поступает
биполярный сигнал, условие <7П = 0 означает, что в качестве
формирователя с постоянным порогом применяется дискримина-
тор нуля, срабатывающий в момент пересечения биполярным
сигналом нулевого уровня.

Если в формуле для <7К положить (7П = 0, то получим: (7К =
= — аА, т. е. компенсационный сигнал представляет собой
входной сигнал, перевернутый по фазе и ослабленный в а раз!
Именно по такой схеме обычно и строятся современные прецизи-
онные формирователи временной отметки. Степень компенсации
гуляния временной отметки зависит от того, в какой мере выпол-
няется основное условие — неизменность формы сигнала, снима-
емого с детектора. Этот вопрос уже рассматривался в § 2.3.
В частности, было показано, что в полупроводниковых детекто-
рах форма фронта сигнала может меняться в зависимости
от того, как расположен и ориентирован трек частицы в чув-
ствительной области детектора. Однако и в сцинтилляционных
детекторах возможны небольшие изменения формы сигнала
вследствие статистических флуктуаций, наложения собственных
шумов, эффектов нелинейности (при больших амплитудах сиг-
налов) и других помех, что ограничивает временное разрешение
этих детекторов на уровне ~ 10“10 с даже при применении фор-
мирователей со следящим порогом.

Предельно достижимое временное разрешение, получаемое
с применением формирователей подобного типа, зависит также
от правильного выбора значения коэффициента а. Этот коэф-
фициент показывает, на каком относительном уровне от ампли-
туды входного сигнала должен быть установлен порог срабаты-
вания дискриминатора. Поскольку этот уровень постоянен для
сигналов любой амплитуды, формирователи временной отметки
такого типа называют также формирователями по постоянной
части амплитуды. Из проведенного нами анализа работы форми-
рователя никак не следует, что коэффициент а вообще как-то
влияет на временное разрешение. Для ответа на этот вопрос
необходимо провести тщательный анализ процесса формирова-
ния сигнала на выходе детектора с учетом статистических флук-
туаций в процессе сбора заряда, приводящих к флуктуациям
формы сигнала. Такой анализ, подтверждаемый эксперименталь-
ными результатами, показывает, что существует оптимальное
значение, а, позволяющее получить наилучшее временное разре-
шение. Для сцинтилляционных детекторов оптимальное значе-
ние а составляет обычно а = 0,05 4- 0,2. Поскольку точный рас-
чет этого значения весьма сложен, на практике в формировате-
лях предусматривается возможность регулировки этого пара-
метра в некоторых ограниченных пределах.

Формирователи со следящим порогом обеспечивают высокую
точность временной отметки в некотором ограниченном диапа-
зоне входных амплитуд. При входных амплитудах, меньших
некоторого Лт!п, точность временной отметки заметно ухудшается
из-за возрастающей роли шумов. Точность временной отметки
также заметно ухудшается и при слишком больших амплитудах
входных сигналов вследствие нелинейных искажений. Поэтому
гуляние временной отметки обычно задается в некотором
динамическом диапазоне входных амплитуд, отсчитываемом от
значения Лт,п. Поскольку сигналы малой амплитуды, меньше
Лт|п, приводят к большим экспериментальным погрешностям, их
попросту исключают из регистрации. Для этого в формирователь
временной отметки вводится дополнительный канал амплитудно-
го отбора — интегральный дискриминатор, порог которого уста-
навливается равным ЛЫп. Сигналы временной отметки, соответ-
ствующие подпороговым значениям входных сигналов, блокиру-
ются интегральным дискриминаторам и не пропускаются на вы-
ход формирователя.

. В заключение рассмотрим упрощенный пример построения
формирователя со следящим порогом, работающим по описанно-
му принципу (рис. 5.8, а). Формирователь предназначен для
работы со сцинтилляционным^ детекторами. Входной сигнал,
снимаемый с анода ФЭУ, разветвляется на два канала: через
линию задержки ЛЗ! он поступает на собственно формирова-
тель временной отметки, а перед Л3\ ответвляется также на
вход интегрального дискриминатора ИД, задающего значение
порога срабатывания формирователя. Сигнал, прошедший Л3\,
снова разветвляется: основная часть сигнала поступает на вход
микросхемы М1-1 через ЛЗ2, а небольшая (примерно 1/5) часть
сигнала на инверсный вход микросхемы М1-1. Микросхема
М1-1 представляет собой дифференциальный приемник (диффе-
ренциальный усилитель), и сигналы на ее обоих парафазных
выходах пропорциональны разности входных сигналов. Таким
образом, на выходах М1-1 формируются усиленные биполярные
сигналы, которые дополнительно усиливаются такими же микро-
схемами М1-2 и М1-3. Суммарный коэффициент усиления всего
Рис. 5.8. Функциональная схема формирователя временной отметки со следящим
порогом (а) и зависимость задержки выходного сигнала от амплитуды входного
сигнала (б) для этого формирователя

каскада равен 500. Выходной сигнал микросхемы М1-3 подается
на один из входов схемы пропускания &, которая по второму
входу управляется сигналом интегрального дискриминатора ИД.
При наличии разрешающего сигнала ИД схема пропускания
открывается, и биполярный сигнал подается на вход дискри-
минатора нуля, формирующего выходной сигнал всего форми-
рователя. Коэффициент а задается сопротивлениями делителя

/?2. На рис. 5.8, б приведена зависимость задержки выход-
ного сигнала формирователя от амплитуды импульса ФЭУ.

В диапазоне 10 мВ — 5 В гуляние временной отметки не
превышает ±50 нс. При снижении порога до 5 мВ разброс
задержки увеличивается и составляет ± 150 нс.

Важной характеристикой формирователей всех типов являет-
ся также максимальная частота срабатывания /тах или обратная
ей величина тм = 1 //тах — мертвое время. Обычно /тах составля-
ет несколько десятков — сотен мегагерц. Наличие мертвого
времени формирователей приводит к просчетам (потерям) части
полезных событий. Учет просчетов регистрирующих систем
вследствие наличия мертвого времени рассматривается в гл. 6.

5.3.	МЕТОДЫ СОВПАДЕНИЙ И АНТИСОВПАДЕНИЙ

Выделение событий, происходящих одновременно, может
производиться по разным логическим критериям отбора. В прос-
тейшем случае регистрируются события, при которых происходит
срабатывание двух или более детекторов, причем полезным
считается событие, при котором произошло одновременное
срабатывание всех т детекторов выделенной группы. Устройства,
служащие для выделения таких событий, называются схемами
т-кратных совпадений. Схему т-кратных совпадений можно
определить как устройство, имеющее т входов и один выход,
причем сигнал на выходе устройства появляется лишь в том
случае, когда одновременно на всех пг входах присутствуют
входные сигналы.

В данном определении требует уточнения понятие «одновре-
менно». Дело в том, что факт одновременности прихода сигналов
может быть установлен лишь с некоторой погрешностью. Поэ-
тому под одновременным присутствием всех пг входных сигналов
следует понимать их одновременный приход в течение некото-
рого конечного промежутка времени, называемого разрешающими
временем схемы совпадений. Количество входов пг может, в
зависимости от требований эксперимента, меняться от 2 до 10
и более. Так, телескопы счетчиков, в зависимости от фоновых
условий, могут содержать два, три и более детекторов, и выделя-
емая частица должна, безусловно, пройти все без исключения
детекторы телескопа.

В ряде случаев кратность совпадений (т. е. количество одно-
временно срабатывающих детекторов) может быть меньше
общего количества детекторов установки и соответственно обще-
го числа входов схемы совпадений. Схемы совпадений, выделя-
ющие такие события, называются мажоритарными схемами
совпадений. Таким образом, мажоритарная схема совпадений —
это устройство, имеющее пг входов (т 3) и один выход,
причем сигнал на выходе схемы появляется лишь в том случае,
когда имеются входные сигналы одновременно на к или более
входах схемы, где 2 к < пг. Порядок появления сигналов на
входах не имеет значения, т. е. выходной сигнал появляется при
любой комбинации срабатывания к или более входов из общего
числа т. Нередко в таких схемах кратность совпадений к можно
изменять в процессе эксперимента. Пример применения мажори-
тарной схемы совпадения приводился в § 1.3 в эксперименте по
исследованию нейтральных токов. Полезными считались события,
при которых в калориметре происходило одновременное сраба-
тывание не менее четырех сцинтилляционных модулей из общего
количества 78 модулей. Очевидно, что система отбора включала
в этом случае мажоритарную схему совпадений с пг = 78 и
к = 4.

Совершенно иную логику работы имеют схемы антисовпаде-
ний. Рассмотрим ее на примере схемы антисовпадений (СА)
с двумя входами. У такой схемы (рис. 5.9) входные сигналы
неравноправны: сигнал на Входе 2 является запрещающим по
отношению к сигналу, приходящему на вход /. Логика работы
этой схемы такова, что если сигнал,
приведший на Вход /, не сопровожда-
ется одновременным появлением сиг-
нала на Входе 2, на выходе появляется

выходной сигнал. Одновременное по- Рис 59 схема антисов-
явление сигналов на входах 1 и 2 при- падений
водит к тому, что сигнал на выходе

отсутствует (сигнал, пришедший на вход 2, блокирует сигнал,
пришедший на вход /). Появление сигнала только на входе 2

также не приводит к появлению сигнала на выходе схемы.

Несмотря на столь сильное различие в логике отбора схемы
совпадений и антисовпадений, по-существу, эта логика опреде-
ляет работу лишь выходных устройств схем, поскольку в любом
случае должно быть сначала определено, одновременно или

неодновременно пришли сигналы на соответствующие входы,
т. е. зафиксирован факт совпадения сигналов во времени на вхо-
дах схемы.

Поэтому все основные параметры, характеризующие схемы
т-кратных совпадений, могут быть без всяких изменений отне-
сены как к мажоритарным схемам совпадений, так и к схемам
антисовпадений. С учетом этого замечания рассмотрим основные
физические параметры схем совпадений.

Основной параметр схемы совпадений — разрещающее время
т. Под разрешающим временем т понимают максимальный
интервал времени между входными сигналами, при котором
схема совпадения еще регистрирует их как совпадающие. На-
личие конечного разрешающего времени у схемы совпадений
подразумевает, что схема совпадений считает совпадающими
любые сигналы, если моменты их появления на входа^ схемы
разделены временным интервалом, не большим, чем ±т. Однако
может оказаться, что временной интервал т, внутри которого
схема совпадений регистрирует сигналы как совпадающие, зави-
сит от того, на какой вход сигнал пришел раньше, а на какой —
позже. Поэтому в общем случае за разрешающее время прини-
мают половину суммарного временного интервала, измеренного
при разном порядке поступления входных импульсов. Для сим-
метричного случая эти определения эквивалентны. Различают
электрическое и физическое разрешающее время. Электрическое
разрешающее время характеризует предельные возможности
самой схемы совпадений. Физическое разрешающее время, кото-
рое на практике всегда больше электрического, характеризует
физическую установку *в целом, включая детекторы и формирова-
тели временной отметки. При определении отношения эффе-
кта к фону важно знать именно физическое разрешающее
время.

Эффективность схем совпадения л— доля зарегистрирован-
ных событий совпадения из их общего количества. Этот пара-
метр, как будет показано ниже, тесно связан с физическим
разрешающим временем.

Мёртвое время схемы тм — время ее нечувствительности, кото-
рое возникает при каждом акте регистрации совпадений. Наличие
мертвого времени приводит к просчетам совпадений и уменьшает
ее эффективность. Учет просчетов, связанных с наличием мерт-
вого времени, проводится так же, как и для других регистри-
рующих устройств (см. § 6.1).

Порог чувствительности —технический параметр, харак-
теризующий чувствительность схемы к входным сигналам. На
сигналы с амплитудой ниже порога чувствительности схема
совпадений не реагирует.

Коэффициент отбора р — отношение амплитуды сигнала на
выходе схемы совпадений в случае регистрации совпадения к
амплитуде сигнала на выходе в том случае, когда на одном
из входов схемы совпадений сигнал отсутствует: р=ЦП1/Цт_{,
Конечное значение коэффициента отбора означает, что в слу-
чае отсутствия истинного совпадения имеется некоторое про-
лезание входных сигналов на выход схемы. Обычно коэффи-
циент отбора падает с увеличением кратности совпадений, что
в ряде случаев накладывает ограничение на количество вхо-
дов схемы совпадений.

Из перечисленных параметров наиболее важными являются
физическое разрешающее время (которое для краткости будем
называть просто разрешающим временем) и эффективность.

Наличие конечного разрешающего времени приводит к тому,
что схема совпадений, помимо эффекта так называемых истин-
ных совпадений, регистрирует фон — случайные совпадения,
вызванные некоррелированными потоками фоновых сигналов
детекторов.

Рассмотрим простейший случай — установку из двух детек-
торов Д1 и Д2, сигналы которых подаются на соответствующие
входы схемы двукратных совпадений. Пусть истинные совпаде-
ния отсутствуют — каждый из детекторов регистрирует только
фоновые частицы, причем попадание частиц в тот или иной
детектор никак не коррелировано. Обозначим п\ и п2 среднее
количество срабатываний детекторов Д1 и Д2 в единицу времени.
Каждое срабатывание детектора Д| приводит к тому, что если
во временном интервале ± т, отсчитываемом от момента сра-
батывания Д|, сработает детектор Д2, схемой совпадений будет
зарегистрировано случайное совпадение. Полагая, что фон слу-
чайных совпадений достаточно мал (п2т<Д), можно записать:
псл = п (2и2т), где 2п2т— вероятность попадания сигнала от
Д2 во временное окно шириной 2т.

В общем случае для т входов аналогичным образом можно
получить:

псл = тп\П2  . . птт,п~[.
Таким образом, случайные совпадения являются неизбежным
и физически невыделяемым фоном любых измерений, прово-
дящихся с помощью схем совпадений. Из приведенных формул
следует, что фон случайных совпадений падает с уменьшением
разрешающего времени т. Для определения отношения эффекта
к фону необходимо рассмотреть, как зависит от т эффективность
регистрации истинных совпадений т]. Возьмем для этого про-
стейший случай, когда схема двукратных совпадений с разре-
шающим временем т регистрирует совпадения сигналов в двух
идентичных каналах, состоящих из идентичных детекторов
и идентичных формирователей временной отметки, возникаю-
щие при пересечении обоих детекторов, которые расположены
вплотную друг к другу, релятивистской частицей. По физи-
ческой постановке задачи мы можем считать, что одна и та же
частица регистрируется одновременно обоими детекторами в
одинаковых условиях. Нетрудно видеть, что, несмотря на иден-
тичность обоих каналов, моменты достижения входными сигна-
лами схемы совпадений значения I) п неодновременны. Действи-
тельно, в каждом из каналов возникает случайная флуктуация
задержки срабатывания детектора од(/), случайная флуктуация
задержки срабатывания формирователя временной отметки оф (/)
и случайная флуктуация задержки срабатывания самой схемы
совпадений асс(/) на ее входе относительно входного сигнала,
связанная с конечным порогом ее чувствительности. Поскольку
все эти флуктуации статистически независимы, интервалы вре-
мени между моментами достижения входными сигналами схемы
совпадения значения (/п будут распределены по какому-то ста-
тистическому закону со средним значением I — 0. Опыт показы-
вает, что для принятых условий это распределение близко к рас-
пределению Гаусса:

= —^-е-'72"’,
у 2л а

где о = -^2д/02л(1) + Оф(/) + Осс(/) •

Другими словами, события, одновременные по своему фи-
зическому смыслу, для схемы совпадений вследствие статисти-
ческих флуктуаций задержек одновременными не являются.
Из определения разрешающего времени следует, что схема сов-
падений регистрирует события, разделенные интервалом времени
нс больше, чем ±т, т. е. создает на временной оси временное
окно шириной 2т (рис. 5.10).

Тогда эффективность схемы совпадений можно широко
определить следующим образом:
т. е. эффективность т] выражается через интеграл вероятности.
Из табличных значений интеграла следует, что т] = 0,68 при
т — о, у] = 0,95 при т = 2о, т] = 0,997 при т = Зо, т. е. эф-
фективность слабо меняется при т>> 2о и практически не ме-
няется при т> Зо. В то же время при уменьшении т в сторону
значений, меньших 2о? эффективность быстро падает. Если
вспомнить, что количество случайных совпадений линейно за-
висит . от т, становится очевидным, что наилучшее отношение
эффекта к фону достигается в районе значений т — 2 4- Зо
при эффективности регистрации истинных совпадений, близкой
к 100%.

Из анализа следует, что для каждой конкретной физической
установки существует оптимальное разрешающее время т ,р{,
при котором достигается максимальное отношение эффекта к
фону. В связи с этим возникают два вопроса: 1) в каких слу-
чаях следует стремиться к оптимальному значению и 2) как
это сделать?

Начнем с первого вопроса. В самом деле, далеко не во всех
случаях эксперимент требует оптимизации разрешающего вре-
мени. Если предварительные оценки показывают, что фон слу-
чайных совпадений пренебрежимо мал даже при значениях т,
существенно превышающих оптимальное (за которое принимают
взятое с коэффициентом 2—3 ожидаемое временное разреше-
ние детектора), то разумно взять схему совпадений с разрешаю-
щим временем т^Ю тор1, с тем, чтобы наверняка обеспечить
стопроцентную эффективность регистрации истинных совпаде-
ний.

Если же фоновые условия таковы, что принципиально важ-
но знать фон случайных совпадений, следует проводить изме-
рения фона и оптимизацию разрешающего времени. И то, и
другое можно сделать путем измерения так называемой кривой
задержанных совпадений. При измерении кривой задержанных
совпадений в один из каналов совпадений (между формиро-

Рис. 5.10. Функция распределе-
ния временных интервалов меж-
ду одновременными событиями
на входе схемы двукратных сов-
падений

Рис. 5.11. Кривые задержанных
совпадений для случаев т> торт (/),
Т = Тор1 (2) и Т<тор, (3)
вателем временной отметки и входом схемы совпадений) вво-
дится регулируемая задержка и измеряется зависимость коли-
чества отсчетов № за заданный интервал времени от вводимой
задержки при некотором фиксированном значении разрешаю-
щего времени т. Затем эта задержка вводится во второй канал,
и измерения повторяются. Затем те же измерения повторяются
при других значениях т (предполагается, что значение т экспе-
риментатор может менять по своему усмотрению). В результа-
те измерения получается серия кривых, представленных на
рис. 5.11. Здесь положительные и отрицательные значения /3
соответствуют включению задержки в разные входные каналы,
а кривые 1—3 соответствуют трем разным значениям т. Поясним
полученные кривые. При /3 = 0 количество отсчетов М = МИст +
+ Мф, где ист — число истинных совпадений; — число
случайных совпадений.

При /3^>т (на краях распределений) истинные совпадения
не регистрируются, и М==МФ. Таким образом, на краях распреде-
лений непосредственно измеряется фон случайных совпадений.

Кривая 1 измерена при т> тор1. Это видно из того, что счет
М остается постоянным в некотором диапазоне изменения за-
держек /3, т. е. ширина временного окна заметно больше, чем
ширина 'распределения временных интервалов о, и небольшой
сдвиг его положения вправо или влево от нуля не влияет на
эффективность регистрации истинных совпадений. Кривая 2
получена при т = тор{. Счет в максимуме кривой упал незна-
чительно по сравнению с кривой 1 (за счет уменьшения А/%),
в то же время введение даже небольшой задержки в один из
каналов приводит к уменьшению эффективности регистрации
истинных совпадений (кривая не имеет плато). Кривая 3, оче-
видно, получена при т<тор1, заметно упал счет в максимуме,
т. е. существенно уменьшилась эффективность регистрации
истинных совпадений.

Можно показать, что ширина кривой 2 на половине ее высоты
равна значению 2тор{, которым и пользуются при дальнейших
расчетах, скажем, при некоторых изменениях условий экспе-
римента для оценки фона. Необходимо отметить, что формула-
ми, определяющими скорость счета случайных совпадений,
можно пользоваться лишь для оценки фона случайных совпаде-
ний, если этот фон сравнительно мал и не выходит за пределы
допустимой погрешности. В тех случаях, когда МИст~#ф, поль-
зоваться этими формулами для расчета величины эффекта нель-
зя, так как они дают лишь среднее значение случайной величи-
ны, которая в каждом конкретном измерении может сущест-
венно отличаться от среднего значения. Поэтому в случаях,
когда А^ист^А^ф, необходимо либо уменьшить А^ф с помощью
какого-либо методического приема, либо проводить независимые
измерения А^ф.
ЛЗ

Рис. 5.12. Функциональная схема установки,
позволяющей регистрировать число случайных
совпадений

Рис. 5.13. Временные диаграммы, поясняющие
принцип работы схемы совпадений, которая
основана на линейном сложении сигналов

Уменьшить значение можно с помощью повышения крат-
ности совпадений. Согласно общей формуле для случайных
совпадений, добавление дополнительного канала совпадений
уменьшает псл (так как пл обычно меньше 1). Именно из этих сооб-
ражений в телескопах счетчиков зачастую применяют большое
количество детекторов. Однако многие физические задачи не
позволяют применить этот прием. В таком случае можно вос-
пользоваться схемой независимого измерения случайных совпа-
дений, приведенной на рис. 5.12. Для схемы совпадений &1 и
&2 с одинаковым разрешающим временем т регистрируют одни
и те же события, но в один из каналов схемы введена задержка
13> т. Показания счетчика Сч\ на выходе &1 в этом случае
равны = Д^ист-|-Л^ф; показания Счъ на выходе &2 будут равны
= (так как истинные совпадения полностью выводятся
из регистрации задержкой 13). Важно, что измерения проводятся
одновременно, т. е. в обеих схемах случайные совпадения созда-
ются одними и теми же потоками фоновых событий п\ и п%.
Некоторая трудность этого ^метода состоит в том, что нелегко
обеспечить строгое равенство разрешающего времени обеих
схем совпадений.

При рассмотрении вопроса о выборе оптимального разрешаю-
щего времени предполагалось, что разрешающее время схемы
совпадений можно изменять в широких пределах. В какой мере
это предположение соответствует действительности, зависит
от конструктивного исполнения схемы совпадений.

Большинство современных схем совпадений используют
принцип линейного или нелинейного сложения входных сигналов.
При линейном сложении входных сигналов'они должны быть
стандартизованы по амплитуде и по длительности. Стандарти-
зованные сигналы складываются в линейном сумматоре, кото-
рый может представлять собой общее сопротивление нагрузки
либо отрезок кабеля и др. К выходу сумматора подключается
166
амплитудный дискриминатор, который срабатывает при дости-
жении суммарным сигналом некоторого заданного уровня.
Принцип работы такой (трехвходовой) схемы совпадений пояс-
няется временными диаграммами рис. 5.13. При настройке
уровня дискриминации на уровень ИД\ дискриминатор сра-
батывает при хотя бы частичном наложении любых двух
сигналов из трех, а при настройке на уровень ИД% — только
при хотя бы частичном наложении всех трех входных сигналов.
В первом случае схема совпадений работает по принципу
мажоритарного отбора «любые два сигнала или больше», во
втором случае регистрируются только трехкратные совпадения.
Очевидно, что разрешающее время такой схемы совпадений
равно длительности входных импульсов. Однако, если по ка-
ким-то причинам длительности входных импульсов на разных
входах не строго одинаковы, разрешающее время будет зави-
сеть от порядка поступления входных сигналов. Это проявится,
в частности, на кривой задержанных совпадений, которая в
таком случае оказывается несимметричной. И в этом случае
за разрешающее время принимают половину ширины кривой
задержанных совпадений, взятую на половине ее высоты, что
соответствует общему определению разрешающего времени.
Формирование входного импульса по длительности может
осуществляться как собственными формирователями схемы
совпадений, так и внешними формирователями временной
отметки. Регулировка разрешающего времени осуществляется
изменением длительности входных сигналов и обычно состав-
ляет не менее нескольких наносекунд, так как хорошо сфор-
мировать сигналы меньшей длительности трудно. Для четкой
работы схемы дополнительное формирование входных сигналов
по амплитуде обычно осуществляется внутри самой схемы.
Подобные схемы обычно реализуются на современных интег-
ральных микросхемах. В качестве входных формирователей
могут быть применены формирователи с постоянным порогом,
аналогичные приведенному на рис. 5.1. В этом случае возможна
подача сигналов на входы схемы совпадений непосредственно
от детекторов излучения. Выходы формирователей объединяются
на общее сопротивление нагрузки, к которому подсоединяется
вход триггера Шмитта. По описанному принципу строятся
схемы совпадений на небольшое (два — пять) число входов,
позволяющее получить разрешающее время от 2—3 до 100 нс.

Классическим примером схемы нелинейного сложения яв-
ляется известная ' схема Росси. В настоящее время схемы не-
линейного сложения реализуются в микросхемном исполнении
в виде многовходовых логических элементов И (&). Основным
элементом отбора таких схем является дифференциальный
каскад (рис. 5.14), в левом плече которого стоят открытые
транзисторы Т\ —Г3, а в правом — закрытый транзистор Г4.
При одновременном запирании транзисторов Т[—Тз отпирается
7\, и на выходе схемы появляется сигнал совпадений. Если
хотя бы один из транзисторов Т\—Тз остается открытым, пере-
ключения дифференциального каскада не происходит. В реаль-
ной микросхеме содержатся дополнительные транзисторы,
служащие для температурной стабилизации характеристик
схемы и формирования выходного сигнала. Современные мик-
росхемы транзисторно-транзисторной логики позволяют получить
разрешающее время до 15—20 нс, а эмиттерно-связанной ло-
гики до 1,5—2 нс. Схемы типа И так же, как и схемы линей-
ного сложения, требуют для нормальной работы сформирован-
ных как по амплитуде, так и по длительности входных сигналов.
Таким образом, и схемы линейного, и схемы нелинейного сложе-
ния позволяют получить разрешающее время, равное длитель-
ности входного сигнала и обычно составляющее не менее не-
скольких наносекунд. Для получения разрешающего времени
менее 10-9 с предложено много различных вариантов схем со-
впадений. Многие из них (например, диодные схемы, описанные
во многих книгах) позволяют работать с несформированными
сигналами, снимаемыми непосредственно с детекторов. При этом,
однако, возникают большие трудности в настройке таких схем,
оказывается невозможным регулировать разрешающее время.
Поэтому в настоящее время более популярны дифференциаль-
ные схемы совпадений, построенные на современной элементной
базе. Эти схемы позволяют получить разрешающее время, мень-
шее длительности входных сигналов, и регулировать его в ши-
роких пределах.

Рассмотрим в качестве примера схему совпадений, построен-
ную на так называемых приоритетных дискриминаторах. При-
оритетным дискриминатором называется двухвходовое логи-
ческое устройство, позволяющее различать порядок прихода
входных сигналов. В частности, таким устройством является
/?5-триггер, построенный н^ логических вентилях ИЛИ-НЕ
(рис. 5.15, а). При подаче на его входы х, у логических единиц
(х=1, у=1), состояние его выходов однозначно определено:
Х = 0, У = 0. Однозначно также определены состояния при
х=1, у —0 и х = 0, у=1. При подаче на входы х, у логических
нулей (х = 0, у = 0) возможны два варианта состояния выхо-
дов: либо Х=1, У = 0, либо, наоборот, Х = 0, У=1. Какой из
этих вариантов осуществляется, зависит от того, в каком порядке
происходит изменение состояния входов х и у с единицы на нуль:
если на вход х логический нуль придет раньше, чем на вход
у, то триггер установится в состояние X — 1, У = 0. Наоборот, если
логический нуль придет раньше на вход у, чем на вход х, уста-
новится состояние Х = 0, У=1. Разрешающее время такого
триггера, т. е. минимальная разница во времени прихода сиг-
налов на входы х и у, при котором различается порядок их
Рис. 5.14. Упрощенная прин-
ципиальная схема трехвходо-
вого логического элемента &

Рис. 5.15. Принципиальная схема приоритетного
дискриминатора на логических элементах
ИЛИ—НЕ (а) и вариант построения схемы
совпадений с высоким временным разрешением
(б) на основе приоритетных дискриминаторов

поступления, составляет для микросхем эмиттерно-связанной
логики десятки пикосекунд. Это и позволяет строить на таких
приоритетных дискриминаторах схемы совпадений со сравни-
мым с этим значением разрешающим временем.

На рис. 5.15, б приведена функциональная схема такого
устройства. Схема совпадений содержит два приоритетных
дискриминатора. Дискриминатор ПД\ позволяет с помощью
системы отбора, включающей в себя два идентичных элемента
задержки Э3\ Э32, схемы отбора совпадений И\ и И2 и логи-
ческий смеситель ИЛИ, отобрать на вход х приоритетного ди-
скриминатора ПД2 тот из входных сигналов (задержанный
на /3), который приходит последним. Напротив, одновибратор
ОВ, на вход которого подаются оба входных сигнала, сработает
по первому из них и выработает сигнал длительностью /ов.
Приоритетный дискриминатор ПД2 изменяет состояние одного
из выходов только в том случае, если сигнал на его вход х
придет раньше, чем закончится сигнал одновибратора на входе
у. В этом нетрудно убедиться, приняв, что исходное состояние
ПД2 соответствует х—1, у —0, и рассмотрев состояние его
выхода X при различных комбинациях прихода сигналов на
Входы хну. Разрешающее время такой схемы равно /ов—/3.
Меняя /ов, можно плавно регулировать разрешающее время в
широких пределах. В реальном устройстве это время могло из-
меняться от тт|П = 50 пс до ттах = 100 нс.

Для построения схем антисовпадений используются те же
принципы и та же элементная база, что и для схем совпадений.
На практике, однако, обычно встречаются задачи, когда кана-
лов совпадений много, а канал антисовпадений (запрета) всего
один. Так, в уже не раз упоминавшемся примере — установке
для регистрации нейтральных токов сцинтилляционные детек-
торы первого модуля калориметра работают в режиме анти-
совпадений с остальными: срабатывание любого из сцинтилля-
ционных детекторов первого модуля означает, что зарегистриро-
ванное в калориметре событие вызвано заряженной частицей,
а не нейтрино, и такое событие отбрасывается. Для исключе-
ния такого события сигналы всех детекторов первого модуля
смешиваются в логическом сумматоре и подаются на вход
запрета, системы отбора (сигналы остальных модулей, как мы
помним, подаются на входы мажоритарной схемы совпадений).
Таким образом, типичной является ситуация, когда схема от-
бора представляет из себя схему т-кратных совпадений (или
мажоритарную с т входами) и один вход антисовпадений.

Схема т-кратных совпадений с каналом антисовпадений
может быть легко реализована на логическом элементе И и ло-
гическом элементе НЕ (инверторе). На рис. 5.16 приведен при-
мер схемы трехкратных совпадений с дополнительным каналом
антисовпадений: к одному из входов схемы четырехкратных
совпадений И подсоединен инвертор НЕ, который держит
схему И закрытой по этому входу (соответствующий транзи-
стор заперт). Сигнал на выходе И появляется при одновре-
менном срабатывании трех остальных входов. Однако, если
одновременно с ними на вход инвертора поступит четвертый
сигнал, схема по четвертому входу окажется открытой, и совпа-
дение зарегистрировано не будет.

Применение схем антисовпадений имеет свои особенности.
Обычно от канала антисовпадений требуют очень высокой эф-
фективности запрета, так как он служит для подавления фона,
который может превышать эффект на много порядков. В связи
с этим разрешающее время по каналу антисовпадений обычно
выбирают существенно больше оптимального, т. е. длительность
сигнала запрета выбирают такой, чтобы этот сигнал начинался
заведомо раньше остальных сигналов и заканчивался заведомо
позже. Однако при большой средней частоте поступления
сигналов запрета на вход антис^впадений возможно возникно-
вение просчетов, обусловленных конечным временем восстанов-
ления формирователя (см. § 4.3), стоящего в канале антисовпа-
дений. Если сигнал от детектора антисовпадений придет в тече-
ние времени восстановления формирователя, он, очевидно,
будет потерян. При высоких требованиях к эффективности
антисовпадений (которая может достигать 0,999) такая ситуация

Рис. 5.16. Схема многократных
совпадений с каналом антисов-
падений
недопустима. Обойти эту трудность можно путем добавления
в канал антисовпадений второго формирователя. При этом, ра-
бота формирователей организуется таким образом, чтобы в те-
чение времени восстановления одного из них второй находился
в состоянии ожидания и был способен реагировать на входной
сигнал.

5.4.	МЕТОДЫ АНАЛОГОВОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ВРЕМЕННЫХ
ИНТЕРВАЛОВ

В задачах временной селекции и временного анализа воз-
никает необходимость точного измерения малых (10-8—1О~10 с)
интервалов времени. Этого, например, требует метод дискрими-
нации частиц по времени пролета, так как невозможно устано-
вить положение и ширину временного канала на оси времени,
не* зная с достаточной точностью спектров времени пролета
регистрируемых частиц.

Прямое измерение столь малых интервалов. времени пред-
ставляет собой сложную техническую проблему. Гораздо легче
она решается косвенным путем — путем преобразования анало-
говой величины (временного интервала) в другую аналоговую
величину, которая легче поддается прямым измерениям.

В ядерной электронике широко применяются два метода
аналогового преобразования временных интервалов: 1) метод
преобразования интервала времени в амплитуду импульса на-
напряжения (/->А-преобразование); 2) метод преобразования
интервала времени в пропорциональный ему интервал времени
большего масштаба (/-^^-преобразование).

Идея метода /->Л-преобразования состоит в том, чтобы
сформировать импульс напряжения, амплитуда которого про-
порциональна измеряемому временному интервалу. Этот им-
пульс напряжения затем можно измерить с помощью методов
амплитудного анализа, широко распространенных в экспери-
ментальной практике. Электронное устройство, осуществляю-
щее процедуру /->Л-преобразования, носит название время-
амплитудный преобразователь (ВАП). Существует два типа
ВАП, различающихся по конструктивному решению.

В ВАП старт-стопного типа (рис. 5.17, а) осуществляется
прямое преобразование измеряемого интервала в амплитуду
импульса напряжения. Для этого в конденсатор С, являющийся
тем элементом, на котором формируется импульс напряжения,
через управляемый ключ К подается постоянный ток I от ге-
нератора тока. Ключ К замыкается на время, равное измеряемо-
му интервалу /. Обычно этот интервал задается сигналами,
снимаемыми с детекторов. Сигнал начала отсчета («Старт»)
замыкает ключ К, сигнал окончания измеряемого интервала
«Стоп» — размыкает. Поскольку ток, текущий в С, постоянен,
Рис. 5.17. Функциональная схема В АП старт-стопного типа (а) и временные
диаграммы его работы (б)

потенциал на С (амплитуда выходного сигнала) к моменту
прихода сигнала «Стоп» равен: 1/с=А = И, как это видно из
временной диаграммы рис. 5.17,6.

Для формирования выходного сигнала конечной длительно-
сти ВАП должен быть снабжен дополнительным устройством
быстрого разряда С спустя некоторое время задержки /3 после
прихода сигнала «Стоп». Лишь после полного разряда емкости
ВАП готов к преобразованию следующего временного интер-
вала. Очевидно, что мертвое время ВАП, т. е. время, после
которого на его вход снова может прийти сигнал «Стоп», равно
длительности измеряемого интервала (времени преобразования)
плюс время задержки /3. Эти времена невелики, и ВАП поэтому
является достаточно быстродействующим устройством.

В экспериментальной практике часто встречаются ситуации,
когда сигнал «Старт» не сопровождается связанным с ним по
физическому смыслу сигналом «Стоп». Это может, например,
произойти, если эффективность регистрации частиц детектором,
вырабатывающим импульс «Стоп», не равна 100%. В этом слу-
чае конденсатор С будет заряжаться до некоторого предельного
потенциала насыщения, а его разряд будет вызван следующим
сигналом «Стоп», что неизбежно приводит к искажению иссле-
дуемых временных распределений. Для ликвидации подобных
«бесстоповых» ситуаций в конструкцию ВАП вводятся дополни-
тельные узлы предварительного отбора либо запрещающие заряд
С, если сигнал «Стоп» отсутствует в течение заданного интер-
вала Гтах, либо автоматически разряжающие емкость при до-
стижении ее потенциала некоторого заданного уровня.

Времяамплитудные преобразователи, в которых используется
метод перекрытия входных импульсов, лишены этого недостатка.
В преобразователях подобного типа (рис. 5.18, а) входные сиг-
налы «Старт» и «Стоп» предварительно формируются по дли-
тельности входными формирователями. Длительность сформиро-
ванного импульса Т (она должна быть одинакова для обоих
сигналов) определяет максимальное значение преобразуемого
временного интервала. Далее эти сигналы подаются на схему
172
Рис. 5.18. Функциональная схема ВАП, использующего принцип перекрытия
входных сигналов (а), и временные диаграммы его работы (б)

совпадений, вырабатывающую импульс перекрытия (рис. 5.18,6).
Импульс перекрытия открывает ключ А на время Гпер, в тече-
ние которого происходит заряд С от генератора постоянного
тока. Очевидно, что если интервал времени / между сигналами
«Старт» и «Стоп» окажется больше, чем длительность сфор-
мированного импульса Г, никакого перекрытия не произойдет
и ключ К вообще не откроется. Таким образом, бесстоповые
события в таком устройстве исключаются автоматически.
Некоторым недостатком устройства является обращенная
шкала преобразователя. Действительно, поскольку Тпер=Т — /,
амплитуда выходного сигнала А~Т— I. Другим недостатком
является то, что ВАП подобного типа не делает различия между
сигналами «Старт» и «Стоп», и р некоторых случаях необходимы
специальные меры для устранения этой неоднозначности.

Для измерения временных интервалов с помощью ВАП
используются амплитудные анализаторы или АЦП, имеющиеся
практически в любой лаборатории. Перед проведением измере-
ний производится градуировка ВАП, состоящая в том, что на
вход «Старт» ВАП подается сигнал от внешнего генератора,
а на вход «Стоп» тот же сигнал, задержанный с помощью
регулируемой линии задержки. В результате получается зависи-
мость (рис. 5.19) номера канала анализатора, в котором ре-
гистрируются выходные сигналы ВАП от введенной задержки.
По этой зависимости определяют основные характеристики

Рис. 5.19. Градуировочная ха-
рактеристика ВАП
ВАП: 1) интегральную нелинейность преобразования; 2) цену
канала анализатора (в единицах времени); 3) рабочий диапа-
зон, определяемый значениями ^тах и /тк1, в пределах которых
обеспечивается требуемая интегральная нелинейность.

На последней характеристике следует остановиться особо.
Верхняя граница диапазона линейности /тахвозникает вследст-
вие того, что линейный заряд С можно обеспечить лишь в не-
котором ограниченном диапазоне напряжений (до некоторого
напряжения (7тах). Значение /тах однозначно связано с /7тах,
однако его можно изменять путем подбора соответствующего
значения тока I. На практике это значение не регулируют, а
разрабатывают времяамплитудные преобразователи на тре-
буемый временной диапазон /тах (обычно 10—1000 нс). Ниже
значения /тИ1 характеристика ВАП имеет большие нелинейные
искажения, связанные с процессами переключения управляющих
устройств ВАП, имеющие длительность, сравнимую с /тП1. По-
этому рабочим участком является диапазон между /т!п, и /тах.
Значения /т,п составляют обычно от одной до нескольких на-
носекунд. Наличие /т|п не мешает, однако, измерять с помощью
ВАП временные интервалы, существенно меньшие /нк1. Для этого
в канал «Стоп» вводится постоянная задержка, большая
/|П1П, которая позволяет сдвинуть измеряемый временной интервал
в рабочий диапазон ВАП. Высокая точность измерения времен-
ных интервалов внутри рабочего диапазона обеспечивается
высоким собственным временным разрешением ВАП. Собст-
венное временное разрешение определяется как ширина рас-
пределения временных интервалов на половине его высоты,
полученная при градуировке ВАП при фиксированном 13. Другими
словами, собственное временное разрешение ВАП характе-
ризует среднюю статистическую погрешность преобразования,
выраженную в единицах измеряемой величины (единицах
времени) при неизменном значении самой измеряемой величи-
ны. Собственное временное разрешение ВАП может достигать
одного-двух десятков пикосекунд. Собственное временное
разрешение ВАП не есть строго постоянная величина — его
абсолютное значение меняется в зависимости от измеряемого
интервала между сигналами «Старт» и «Стоп». Максимальное
относительное изменение собственного временного разрешения
ВАП в пределах его рабочего диапазона характеризует диффе-
ренциальную нелинейность ВАП и обычно составляет не бо-
лее 10%.

Благодаря высоким параметрам времяамплитудные преоб-
разователи широко применяются в экспериментальной практике.
С их помощью удобно исследовать, например, временное разре-
шение детекторов, так как собственное временное разрешение
ВАП, как правило, лучше и не вносит заметных погрешностей
в измерения.
174
Времяамплитудные преобразователи нередко применяются
и в системах временной селекции. Например, для рассмотрен-
ной в § 5.1 задачи выделения по методу времени пролета /С+-
мезонов из пучка, содержащего л + - и /(+-мезоны, очень удобно
применить ВАП в сочетании с интегральным дискриминатором,
стоящим на выходе ВАП. В этом случае с помощью ВАП и амп-
литудного анализатора предварительно измеряются спектры
времени пролета, а затем по измеренным амплитудным спектрам
определяется положение порога интегрального дискриминатора,
так как амплитудные распределения на выходе ВАП повто-
ряют спектры времени пролета на его входе. В процессе экс-
перимента можно регулировать положение порога интегрального
дискриминатора, добиваясь наилучшего отношения эффекта к
фону.

Метод преобразования малого интервала времени в про-
порциональный ему интервал времени большего масштаба
применяют для прямого измерения (кодирования) преобразо-
ванного временного интервала, т. е. в тех случаях, когда необ-
ходимо получение цифрового кода измеряемого интервала.

Операция преобразования	выполняется с помощью

устройств, очень близких по своему принципу действия к время-
амплитудным преобразователям старт-стопного типа. В таких
устройствах процесс преобразования временного интервала
1-+Т фактически выполняется в две стадии: сначала осуществ-
ляется преобразование путем заряда конденсатора постоян-
ным током I за время /, затем этот конденсатор разряжается
постоянным током Г, в к раз меньшим I. Очевидно, что время
разряда Т = ЬЛ, т. е. отношение токов 1/1' является коэффициен-
том преобразования временного масштаба. С помощью триггера
Шмитта, порог отпускания которого устанавливается на уровне
входного потенциала, равного нулю, фиксируется момент окон-
чания разряда конденсатора С. Очевидно, что длительность
сигнала, снимаемого с триггера Шмитта, практически равна
длительности преобразованного интервала Т. Таким образом,
преобразователь 1-+Т отличается от времяамплитудного пре-
образователя наличием второго генератора тока, разряжающего
конденсатор, и триггером Шмитта, подсоединенным своим вхо-
дом к накопительному конденсатору. Логика работы преобразо-
вателя временных интервалов также почти не отличается от
логики работы времяамплитудного преобразователя. Генератор
разрядного тока нередко работает в постоянном режиме без
какого-либо ключа! поскольку при применяемых на практике
масштабах преобразователя (100 и более) действие генера-
тора разрядного тока в течение времени заряда не приводит
к сколько-нибудь существенной погрешности преобразования.
Обычно коэффициент преобразования выбирается таким, чтобы
преобразованный интервал Т с достаточной степенью точности
можно было измерить методом прямого кодирования, который
будет рассмотрен в гл. 7.

Контрольные вопросы

1.	В каких случаях применение формирователей временной отметки со
следящим порогом позволяет улучшить временное разрешение установки:

а)	для любых детекторов;

б)	для сцинтилляционных детекторов;

в)	в тех случаях, когда временное разрешение детектора заметно меньше,
чем длительность фронта импульса детектора?

2.	Чем определяется «гуляние» временной отметки формирователя со
следящим порогом:

а)	флуктуациями амплитуды входного сигнала;

б)	флуктуациями формы входного сигнала;

в)	тем и другим?

3.	Какой параметр формирователя временной отметки, изображенного
на рис. 5.8, требует перестройки при замене типа сцинтиллятора:

а)	соотношение плеч делителя /?|, /?2;

б)	значение задержки Л32;

в)	суммарный коэффициент усиления микросхем М\_ 1, М1_2, /И|_3?

4.	Чем отличаются мажоритарные т-входовые схемы совпадений от обыч-
ных схем т-кратных совпадений:

а)	количеством входов;

б)	разрешающим временем;

в)	логикой отбора?

5.	Чем определяется выбор конкретного значения разрешающего време-
ни схемы совпадений в эксперименте:

а)	разрешающим временем применяемых детекторов;

б)	фоновой загрузкой детекторов;

в)	допустимым отношением лСл/Лист.

6.	Рассмотрим три варианта экспериментально полученной кривой задер-
жанных совпадений. Для каких вариантов справедливо определение разре-
шающего времени как половины ширины кривой на половине ее высоты?

а)	кривая симметрична относительно /3 = 0;	,

б)	кривая симметрична, но ее максимум сдвинут относительно /3 = 0;

в)	кривая несимметрична, но имеет максимум при /3 —0.

7.	Чем в основном определяется выбор конкретного разрешающего времени
схем антисовпадений в эксперименте:

а)	значением эффективности регистрации полезных событий;

б)	значением коэффициента подавления фоновых событий;

в)	допустимым отношением Лсл/писг?

8.	Чем различаются времяамплитудные преобразователи (ВАП) старт-
стопного типа и преобразователи по методу перекрытия:

а)	диапазоном измерения;

б)	собственным разрешением;

в)	только конструктивно?
9.	Возможно ли применение ВАП в качестве схемы совпадения с регули-
руемым временным разрешением:

а)	возможно, если на выходе ВАП поставить интегральный дискримина-
тор;

б)	невозможно;

в)	возможно, если на выходе ВАП поставить дифференциальный дискри-
минаторэ

10.	В каких случаях целесообразно применение I—^-преобразования
вместо I—А-преобразования:

а)	когда требуется значение измеряемого интервала только в цифровом
виде;

б)	когда требуется более высокое быстродействие;

в)	когда требуется более высокое временное разрешение?

ЛАВА 6

МЕТОДЫ СЧЕТА СОБЫТИЙ

6.1.	АБСОЛЮТНЫЙ СЧЕТ СОБЫТИЙ

Подсчет событий, отобранных по тем или иным физическим
критериям электронной системой предварительного отбора, яв-
ляется конечной стадией любого эксперимента. При этом, как
правило, осуществляется абсолютный счет, т. е. измерение коли-
чества (числа) зарегистрированных событий за время экспери-
мента. В простейшем случае электронная схема отбора анализи-
рует сигналы детектора или группы детекторов на соответствие
заданному физическому критерию, и отобранные события в виде
стандартизованных электрических сигналов (импульсов) на-
правляются в регистрирующее устройство — счетчик импульсов.

В этом случае имеется лишь один канал счета, в котором
используется одноканальный электронный счетчик. Примером
задачи подобного рода может служить контроль (монитори-
рование) количества частиц пучка ускорителя, попадающих
на мишень М, в которой происходит исследуемая реакция
(рис. 6,1). Частицы выделяются телескопом из нескольких
(в данном примере трех) детекторов. Счетчиком сосчитываются
выходные сигналы схемы трехкратных совпадений, что соответ-
ствует регистрации частиц, прошедших последовательно через
детекторы Д1—Д3. *

В эксперименте* как правило, имеется несколько подобных
каналов регистрации, позволяющих осуществлять полный коли-
чественный контроль эксперимента. Однако, при необходимости
использования большого числа каналов регистрации (100 и
более) использование в каждом канале автономного счетчика
(Сч) становится невыгодным как с точки зрения чрезмерно
Рис. 6.1. Функциональная схема установки для счета частиц выделенного направ-
ления

большого объема оборудования, так и с экономической точки
зрения, и в таком случае применяют многоканальные регист-
рирующие системы на основе запоминающих устройств (ЗУ).

В настоящее время автономные многоканальные счетчики на
основе ЗУ практически не используются. При необходимости
проведения счета одновременно в большом числе независимых
каналов регистрации обычно применяются ЗУ мини- или микро-
ЭВМ, что, в свою очередь, требует записи номера сработавшего
канала регистрации. Эти вопросы более подробно будут рас-
смотрены в гл. 10.

Любое счетное устройство должно выполнять по меньшей
мере три основные функции:

1)	хранение числа зарегистрированных событий (т. е. функ-
ции ЗУ);

2)	счет событий, т. е. операцию прибавления (или вычи-
тания) единицы к числу, хранящемуся в счетчике;

3)	представление числа зарегистрированных событий в
виде, удобном для пользования экспериментатором (вывод
данных).

Одноканальные счетчики, как правило, одновременно осу-
ществляют все эти три функции. В многоканальных регистри-
рующих системах на основе ЗУ, напротив, каждая из функций
выполняется отдельным автономным устройством.

Любое измерение всегда? осуществляется с конечной по-
грешностью. Причиной погрешности измерений абсолютного
количества зарегистрированных событий являются просчеты
счетчика. Просчеты возникают вследствие конечного быстро-
действия счетчика. При регистрации случайных событий, т. е.
событий, подчиняющихся распределению Пуассона, просчеты
принципиально неустранимы, так как случайные события сле-
дуют друг за другом через случайные, в том числе сколь угод-
но малые, интервалы времени. Это утверждение является пря-
мым следствием распределения Пуассона.

Вероятность того, что два соседних случайных события будут
разделены интервалом времени от / до (/ может принимать
любое значение от 0 до оо), можно записать следующим об-
разом:

г<у(/) = ш(0, I) ш(1, <11),
Рис. 6.2. Временные интервалы
/ и (II, рассматриваемые при
выводе функции распределения
временных интервалов

Рис. 6.3. Функция распределе-
ния временных интервалов для
пуассоновского потока событий

где ш(0, /) — вероятность того, что внутри интёрвала I не про-
изойдет ни одного события; ш(1, с11) — вероятность того, что
в сколь угодно малом интервале сП' примыкающем к интервалу
/, произойдет одно событие (рис. 6.2 ).

Обозначим по среднее число событий в единицу времени.
Тогда

НО,/) =^|_е-Я0'|А,=р =е“л"'.

10) (1, (И) — По(11.

Откуда ш (/) = Пое“ло/^Л

Функция /?(/)=Пое-п°/ называется функцией распределения
временных интервалов и имеет смысл плотности вероятности
(рис. 6.3).

Поскольку функция принимает максимальное значение
при 1 = 0, очевидно, 1 = 0 является наиболее вероятным интерва-
лом между двумя событиями пуассоновского потока. Средний
интервал между двумя пуассоновскими событиями равен:

ОО

/ =	= 1 /по.

о

Таким образом, значительное количество событий следует друг
за другом с интервалом, меньшим, чем /, в том числе и сколь
угодно малым. Очевидно поэтому, что любое реальное счетное
устройство, обладающее конечным быстродействием, часть
событий будет просчитывать.

Быстродействие счетчика характеризуют значением мертвого
времени тм (часто в литературе встречается также термин
«разрешающее время»). Мертвое время — это время нечув-
ствительности счетчика, возникающее после регистрации счет-
чиком входного импульса. Любой импульс, пришедший на вход
счетчика в течение мертвого времени, будет им просчитан
(не зарегистрирован).

Как правило, у одноканальных счетчиков тм постоянно и
не зависит ни от состояния счетчика, ни от параметров вход-
ного сигнала. В многоканальных регистраторах тм нередко
бывает переменной, зависящей от целого ряда факторов. Мерт-
вое время — основной параметр счетчика, определяющий коли-
чество просчетов.

Оценим просчеты счетчиков с постоянным мертвым временем
для пуассоновского потока событий. Пусть по — среднее число
событий на входе счетчика в единицу времени; п — средняя
скорость счета счетчика в тех же единицах. Тогда можно
записать: по — п-\-т, где т — среднее число просчетов в едини-
цу времени. Рассмотрим случай малых загрузок, для которого
справедливо условие:

тм«/ = 1/по.

В этом случае можно считать тм малым интервалом (11 и запи-
сать среднее число просчетов в единицу времени следующим
образом:

т — ппотм,

где иотм — вероятность попадания входного импульса в интер-
вал тм. Тогда выражение для по можно записать в виде

По = п + ппотм,
откуда

по = п/(1—Отм); п = по/(1+«отм).
о

Определим относительное число просчетов как

<> т
О-----— ПТм ^оТм«	/

По

Поскольку тм<С 1 /по, п<по, условие малой загрузки автома-
тически является и условием малых просчетов: 6<С1. На
рис. 6.4 изображен график функции п = по/(\ +потм); прямая
линия соответствует идеальному счетному устройству п = по.
Условие малых просчетов соответствует начальному участку
кривой, где отклонения от идеальной характеристики малы.
Из рис. 6.4 следует, что при увеличении входной загрузки по
скорость счета счетчика стремится к предельному значению
Птах. =:= 1 /Тм-
Рис. 6.4. Зависимости скорости сче-
та от входной загрузки счетного
устройства с постоянным мертвым
временем

Рис. 6.5. Четырехразрядный двоич-
ный счетчик на О-триггерах

В экспериментах всегда стремятся работать в условиях
малых просчетов, так как в противном случае просчеты очень
трудно контролировать. При этом простое соотношение б = потм
используется либо для выбора значения тм при заданных 6
и по, либо для оценки максимально допустимого значения по
при заданных б и тм. Отметим, что в случае малых загрузок
условие тм = соп8{ не является принципиальным. Формулы
остаются справедливыми для мертвого времени любого типа.

Счетчики импульсов. Основными функциями счетчиков яв-
ляются: счет, хранение и представление числа зарегистрирован-
ных импульсов. Ряд дополнительных функций, обеспечивающих
необходимые удобства в эксперименте, будет рассмотрен ниже.

Основу современных счетчиков составляют триггеры, выпол-
ненные в виде интегральных микросхем. Триггеры могут быть
объединены в счетчик как внешним монтажом (при малой
степени интеграции), так и внутри микросхемы в процессе ее
изготовления (при средней степени интеграции). Основные
характеристики счетчиков:

1.	Мертвое время тм, определение которому было дано в пре-
дыдущем разделе? На4 практике, однако, зачастую пользуются
другой характеристикой — максимальной частотой входных
импульсов [тах, определяемой как максимальная частота перио-
дических импульсов на входе счетчика, при которой не возникает
просчетов. Очевидно, что эта величина совпадает с предельным
значением скорости счета птах и, следовательно: /тах=1/тм.
2.	Время установления счетчика /уст характеризует полную
длительность всех переходных процессов в счетчике, связанных
с операцией прибавления (или вычитания) единицы к числу,
хранящемуся в счетчике. Время установления не может быть
меньше мертвого времени, но может значительно превышать
его в некоторых типах счетчиков.

3.	Модуль счета к — максимальное число импульсов, которое
может быть сосчитано счетчиком, характеризует емкость счетчика
как устройства хранения информации. Модуль счета называют
также коэффициентом пересчета, так как обычно при переполне-
нии счетчика он сбрасывается на нуль, а сигнал переполнения,
появляющийся на каждый к-п входной сигнал, может быть
использован для счета другим, последовательно подсоединенным
счетчиком.

Триггер — основной элемент современного счетчика — яв-
ляется системой, обладающей двумя устойчивыми состояниями,
которые можно условно обозначить как 0 и 1. Триггер является
элементарной запоминающей ячейкой (0 — пустая, 1—заполнен-
ная) бинарной логики. В соответствии с этим наиболее простой
и естественной является структура двоичного счетчика, в кото-
ром т триггеров соединены последовательно. Система из т
триггеров имеет 2т различных состояний, которые в соответствии
с принятым обозначением состояний триггеров можно однознач-
но охарактеризовать соответствующей комбинацией нулей и
единиц.

Двоичный асинхронный счетчик состоит из т последовательно
соединенных триггеров, причем выход предыдущего триггера
соединен с трактовым входом последующего. Выделенными
являются: вход первого триггера, на который поступают сосчи-
тываемые импульсы, а также выход последнего, с которого
снимается (в случае необходимости) импульс переполнения.
На рис. 6.5 приведен пример построения двоичного асинхрон-
ного счетчика с /г = 16 на О-триггерах. Исходное состояние
всех триггеров, в соответствии с таблицей состояний О-триггера,
нулевое. Входной сигнал переводит триггер Т\ в состояние 1,
при этом состояния триггеров Гг — Л не изменяются. Следую-
щий входной сигнал возвращает триггер Т\ в исходное положе-
ние 0, однако возвращение Т\ в исходное состояние приводит
к переводу Т2 в состояние 1. Взаимодействие триггеров Т2— Л
происходит аналогичным образом: возвращение ’ предыдущего
триггера из состояния 1 в состояние 0 переводит в состояние 1
последующий триггер.

Присвоим триггерам Т\ — Л последовательные значения
двоичных разрядов: 0, 1, 2, 3 (т. е. единица, записанная
в триггере, будет соответственно обозначать число 2°, 21, 22, 23).
Нетрудно убедиться в том, что с приходом на вход счетчика р
входных импульсов в триггерах будет записано число рв двоич-
182
ном коде (читать число следует в обратном порядке от тригге-
ра Л к триггеру Т\). Например, после девяти входных импуль-
сов состояния триггеров будут такими:

1Л	&	& ?	.

что соответствует записи числа 9 в двоичной системе счисления.
Система из четырех триггеров имеет 24=16 различных состоя-
ний, одно из которых является исходным (нулевым). Емкость
системы (максимальное число, которое может быть записано)
равна 24—1 = 15, а модуль счета 6=16.

Рассмотренный счетчик называется асинхронным (другое
название — счетчик с последовательным переносом), поскольку
состояния триггеров меняются последовательно; каждый
последующий триггер может изменять свое состояние лишь
после того, как изменит свое состояние предыдущий. Например,
при переходе от числа 7 (0111—в двоичном коде) к числу
8 (1000) все четыре триггера последовательно меняют свое
состояние. Общее время установления /уст будет при этом рав-
но 4/о, где /о — время установления одного триггера, которое
и определяет мертвое время счетчика.

Время установления не влияет на количество просчетов.
Оно важно в том случае, когда необходимо осуществить авто-
матическое считывание информации (состояние счетчика) за
максимально короткое время. Для сокращения времени установ-
ления применяют синхронные двоичные счетчики (или, иначе,
счетчики с параллельным переносом). Число (количество сосчи-
танных событий) записывается в этих счетчиках точно таким
же двоичным кодом, как и в асинхронных, однако изменение
числа (т. е. операция прибавления единицы) осуществляется
одновременным переходом триггеров счетчика — тех, состояния
которых должны измениться,— в новое состояние. Синхронный
режим работы счетчика достигается благодаря тому, что входные
(сосчитываемые) сигналы поступают на тактовые входы всех
триггеров одновременно, а коммутация состояний триггеров
осуществляется путем организации необходимой связи между
триггерами через управляющие входы (как правило, /- и /(-вхо-
ды). Очевидно, что время установления синхронного счетчика
/уст === /о ==::ТМ.

Из всех возможных типов счетчиков двоичные счетчики
наиболее просты* по логике связей, обладают максимально
возможным модулем счета при заданном числе триггеров т,
удобны для автоматической обработки информации, которая
обычно осуществляется в двоичных кодах. Однако в том случае,
когда информация (число) считывается не машиной, а челове-
ком, предпочтительна привычная нам десятичная система
счисления. В связи с этим не менее широко, чем двоичные,
распространены и десятичные счетчики.

Десятичные счетчики выполняются обычно в виде декад,
т. е. модулей, с 6 = 10. Последовательное соединение таких
декад позволяет получить счетчик с 6 = 10м, где М — число
декад. Декаду, т. е. счетчик с 6—10, нетрудно получить из
двоичного счетчика с 6 = 16, исключив шесть лишних состояний.
Эти исключения обеспечиваются дополнительными логическими
связями между триггерами. Существует большое количество
вариантов таких декад, среди них наиболее распространенной
является декада, работающая в коде 8—4—2—1 (эти числа
обозначают «вес» каждого триггера, начиная со старшего).
Нетрудно видеть, что этот код совпадает с кодом обычного
двоичного счетчика с й=16. Декада, работающая в коде
8—4—2—1 до девятого входного импульса включительно, имеет
состояния, совпадающие с состояниями двоичного счетчика.
Однако десятый входной импульс возвращает эту декаду в ис-
ходное нулевое состояние, так как является для нее импульсом
переполнения.

В экспериментах нередко применяются также счетчики,
работающие не в режиме сложения, а в режиме вычитания,
либо счетчики, которые могут работать как в том, так и в другом
режиме (реверсивные счетчики). Реверсивный режим может
применяться, например, для вычитания фона: в режиме сложе-
ния счетчик регистрирует как полезные, так и фоновые события.
После набора необходимой статистики источник полезных
событий выключается, а счетчик переключается в режим вычи-
тания. Технически режим вычитания осуществляется изменением
логики связей между триггерами двоичного или десятичного
счетчика. Считывание числа, записанного в счетчике, может
осуществляться как визуально, так и в автоматическом режиме.

Для визуального считывания информации применяются
световые индикаторы: миниатюрные лампочки накаливания,
светодиоды, цифровые лампы и цифровые семисегментные
индикаторы на люминесцентных панелях, светодиодах или
жидких кристаллах. Наиболее просто осуществляется индикация
состояний двоичного счетчика: к выходу каждого триггера
счетчика через вентиль И—НЕ подсоединяется лампочка нака-
ливания или светодиод таким образом, что лампочка светится
только в том случае, когда триггер находится в состоянии 1.

Для индикации состояния декады с помощью цифровой
лампы или семисегментного цифрового индикатора необходимо
специальное устройство — дешифратор, преобразующий код
состояния счетчика в код, управляющий сегментами индика-
тора. Такие дешифраторы выпускаются промышленностью в виде
отдельных микросхем. При автоматическом считывании информа-
ции число, хранящееся в счетчике, может быть передано в соответ-
ствующем коде в ЭВМ или выведено на цифропечатающее
устройство.

Промышленно выпускаемые счетчики, помимо основных
функций — счет, хранение и вывод числа, могут выполнять
также ряд вспомогательных функций, обеспечивающих необхо-
димые удобства при проведении эксперимента. В зависимости
от задачи эксперимент может проводиться в одном из двух
возможных режимов.

Регистрация событий за заданное время. В этом случае
экспериментатор определяет необходимое время эксперимента Г,
обеспечивающее требуемую статистическую погрешность о —
= 1 /п/У , где — число зарегистрированных событий:

= ПоТ.

Предполагается, что по известно по крайней мере по порядку
величины. Счетное устройство должно иметь емкость (модуль
счета), обеспечивающую набор М событий, а также мертвое
время тм, обеспечивающее выполнение условия 6 = по тм^о, т. е.
погрешность эксперимента, связанная с просчетами, не должна
превышать заданной статистической погрешности.

Для проведения счета за заданное время Т счетчик обо-
рудуется дополнительным устройством — таймером. Таймер
содержит генератор фиксированной частоты и счетчик импуль-
сов генератора с переключаемым модулем счета. Счетчик
таймера является управляющим по отношению к основному
счетчику, регистрирующему входные события. При наборе счет-
чиком таймера заданного числа, что при фиксированной частоте
генератора соответствует заданному времени Г, вход основного
счетчика блокируется, и счет прекращается. Конструктивно
таймер может быть выполнен как в виде отдельного блока, так
и встроен в виде дополнительного узла к основному счетчику.

Регистрация заданного количества событий. При проведении
эксперимента определяющим является заданная статистическая
погрешность эксперимента о=1/п/У. Если по условиям проведе-
ния эксперимента интенсивность входных событий по может
меняться в значительных пределах, для обеспечения заданной
статистической погрешности экспериментатору приходится
изменять время эксперимента Т. В этом- случае удобнее набирать
заданное количество событий Ы, измеряя при этом время, за
которое эти ДО событий набраны. Для этих целей применяются
счетчики с предустановкой, т. е. счетчики, в которых счет ведется
до числа Ы (устанавливаемого по желанию экспериментатора),
после чего счет автоматически прекращается. Параллельно
со счетчиком работает таймер, который запускается одновремен-
но со счетчиком и одновременно с ним останавливается, измеряя
время эксперимента Т. В этом случае таймер является управ-
ляемым устройством, а основной счетчик — управляющим.
Счетчики с предустановкой нередко работают не в режиме
сложения, т. е. прибавления единицы к хранящемуся числу,
а в режиме вычитания. Предустановкой (автоматически или
вручную с помощью переключателя) в счетчике устанавливается
заданное число IV, а при пуске счетчика из этого числа последо-
вательно вычитаются входные импульсы. Счетчик останавли-
вается и останавливает таймер при достижении нулевого, сос-
тояния.

Счетчики с предустановкой широко используются для управ-
ления экспериментом. Так, при мониторировании пучка частиц
ускорителя может быть применен счетчик с предустановкой,
который автоматически остановит эксперимент после того, как
на мишень упадет заданное предустановкой количество бомбар-
дирующих частиц.

Реальные конструкции счетчиков обычно имеют емкость
от 16 до 24 бит (т. е. к от 216 до 224) для двоичных счетчиков
и 6—7 десятичных разрядов (к от 106 до 107) для десятичных.
Мертвое время составляет от 10 до 100 нс. Иногда в одном
блоке располагаются два-три счетчика, которые могут исполь-
зоваться либо независимо, либо соединяться последовательно.
Многие конструкции предусматривают возможность предуста-
новки счетчика, управления его работой от внешнего устройства
(таймера) и съем сигнала управления со счетчика при наборе
заданного числа. В некоторых счетчиках предусматривается
также режим вычитания.

6.2.	МЕТОДЫ УМЕНЬШЕНИЯ И УЧЕТА ПРОСЧЕТОВ

Просчеты счетчика при регистрации случайных событий воз-
никают вследствие неравномерного (статистического) поступле-
ния сигналов на его вход. При поступлении на вход счетчика
равномерно распределенных^во времени (периодических) им-
пульсов просчетов не возникает вообще вплоть до максимальной
частоты /Мах = 1/тм/. Таким образом, для уменьшения просчетов
счетчика с заданным мертвым временем тм необходимо изменить
временную последовательность импульсов на входе счетчика.
Сделать это можно двумя методами.

Метод пересчета. Рассмотрим идеальное пересчетное устрой-
ство с коэффициентом пересчета к и мертвым временем тм = 0.
Пусть импульсы, поступающие на его вход, подчиняются распре-
делению Пуассона со средним числом событий в единицу време-
ни п^. На выход пересчетного устройства будет проходить каж-
дый й-й импульс по отношению к входным.

Функцию распределения временных интервалов между вход-
ными импульсами пересчетного устройства можно получить из
следующих соображений: интервал времени между двумя вы-
186
ходными импульсами будет лежать в диапазоне от I до I +
если в течение времени I на вход пересчетного устройства посту-
пит к — 1 импульсов, а на конце этого интервала в сколь угодно
малом промежутке времени сП поступит еще один импульс:

Г(/) = №(/г - 1, /)Г(1, сП).

Из распределения Пуассона следует:

Вследствие малости интервала (11 можно записать:

«7(1, сП) = посП,
откуда

Следовательно, функция распределения временных интервалов
имеет вид

При к = \ (каждый входной импульс поступает на выход) полу-
чаем: Е\1) — по т. е. результат, совпадающий с функцией
распределения временных интервалов для пуассоновского по-
тока.

Нетрудно получить средний и наиболее вероятный интервалы
для распределения ЛД/):

, _ к . ,	__ к — 1	.	__ к — { .

I — — /вер---------ИЛИ Гвер — ----— * •

Ло	Ио	к

Таким образом, /вер = 0 при &=1, и /Вер2> О при к> 1.

Для анализа функции ЕК(1) удобно ввести новую переменную
х=1/1 (рис. 6.6). Видно, что при & = 2 функция распределения
интервалов на выходе устройства принципиально отличается от
функции распределения интервалов на входе (6=1). При уве-
личении к наиболее вероятное значение временного интервала
/вер стремится к среднему значению, а само распределение су-
жается. Физический смысл этого прост: пересчетная схема про-
изводит усреднение временных интервалов — чем больше к, тем
выше степень усреднения.

Если идеальную пересчетную схему с коэффициентом пере-
счета к поместить перед счетчиком Сч с мертвым временем тм
(рис. 6.7), то просчеты счетчика существенно уменьшаются как
за счет уменьшения интенсивности входных импульсов (они
будут поступать в к раз реже), так и за счет изменения вре-
менной последовательности импульсов. Зависимость количества
Рис. 6.6. Функции распределения
временных интервалов на выходе
«идеальной» пересчетной схемы при
различных значениях коэффициента
пересчета к

к

Сч

Рис. 6.7. Счет импульсов с предва-
рительным пересчетом идеальной
пересчетной схемой с коэффициен-
том пересчета к

просчетов с мёртвым временем тм от входной загрузки (загруз-
ка выражена в безразмерных единицах иотм) для разных коэф-
фициентов предварительного пересчета к приведена на рис. 6.8.
Видно, что при допустимых просчетах 1% введение предвари-
тельного пересчета на 2 (т. е. одного триггера) позволяет уве-
личить входную загрузку на порядок. Номограмма на рис. 6.8
позволяет выбрать необходимый коэффициент предварительного
пересчета при заданном значении просчетов 6 и загрузке потм.
Естественно, что идеальных пересчетных устройств не сущест-
вует. Мертвое время пересчетного устройства, т. е. счетчика с
модулем счета к, должно быть рассчитано таким образом, чтобы
его просчеты не превышали заданного значения 6. Этими сооб-
ражениями руководствуются при последовательном соединении
счетных модулей (триггеров, двоичных счетчиков или декад)
разного быстродействия.

Метод предварительного разравнивания. Замена случайной
последовательности входных сигналов на периодическую позво-
ляет увеличить загрузку счетчика до предельного значения
/пРед=1/тм без каких-либо просчетов. Такую замену можно
осуществить, применив на входе счетчика Сч быстродействую-
щее буферное запоминающее устройство (рис. 6.9). Статисти-
чески распределенные во времени сигналы детектора Д накап-
ливаются в буферном ЗУ. Генератор периодических сигналов
ГПС последовательно вычитает информацию из буферного ЗУ,
одновременно направляя сигналы вычитания через схему про-
пускания в счетчик с мертвым временем тм. Схема пропускания
открыта лишь тогда, когда число, хранящееся в ЗУ, отлично
от нуля. Поэтому в счетчик поступит ровно столько же сигналов
от генератора, сколько в ЗУ от детектора. Для того чтобы не
возникало просчетов, необходимо, чтобы входная загрузка по
не превышала частоты сигналов генератора:

^0 <^. /ген-

В свою очередь, /Ген^1/тм- Кроме того, поскольку входные им-
пульсы поступают в ЗУ неравномерно, необходимо, чтобы ЗУ
188
Рис. 6.8. Зависимость просчетов
от входной загрузки для счет-
чика с мертвым временем тм и
идеальной пересчетной схемой с
коэффициентом пересчета к

0,10,01	0,1	7^ /70,?м

Рис. 6.9. Функциональная схема устройства регистрации с предварительным
разравниванием

обладало достаточной емкостью т (т — количество импульсов,
которое способно запомнить ЗУ). На рис. 6.10 приведена за-
висимость скорости счета счетчика (в единицах птм), стоящего
на выходе разравнивающей системы, от входной загрузки (в
единицах потм) для различных значений т. Случаю т = 0 соот-
ветствует прямое соединение счетчика с детектором (без бу-
ферного ЗУ). Видно, что уже при т==4 счетная характеристика
устройства близка к идеальной.

При расчете кривых, приведенных на рис. 6.10, предполага-
лось, что в самом буферном ЗУ просчетов не возникает, т. е.
его мертвое время на один-два порядка меньше, чем мертвое
время основного счетчика. Для одноканального счетчика реали-
зация этого метода технически не оправдана — проще разра-
ботать обычный триггерный счетчик с требуемым мертвым вре-
менем, чем создать быстродействующее буферное ЗУ.

Метод предварительного разравнивания является, однако,
основным методом повышения скорости регистрации событий
в многоканальных запоминающих устройствах. При регистрации
большего количества информации, поступающей в виде кодов
событий, основной счетчик на рис. 6.9 — это сравнительно
медленное (с большим тм) ЗУ большой емкости (например, маг-
нитный диск). Уменьшить его мертвое время практически не
удается. Однако нетрудно создать быстродействующее буфер-
ное ЗУ малой емкости (например, полупроводниковое ЗУ) и
применить его в качестве предварительного разравнивающего
устройства по схеме рис. 6.9.

В предыдущих параграфах обсуждались просчеты при ре-
гистрации физических событий, обусловленные мертвым вре-
Рис. 6.10. Зависимость скорости
счета от входной загрузки реги-
стрирующего устройства с пред-
варительным разравниванием
при различной емкости пг буфер-
ного ЗУ

менем счетного устройства тм. Однако на практике «узким»
местом, лимитирующим скорость регистрации событий, может
быть не счетчик, а электронная система предварительного от-
бора и анализа событий, стоящая перед счетчиком. Так, конеч-
ным мертвым временем обладают схемы совпадений, дискрими-
наторы амплитуд, устройства отбора импульсов по форме и др.
При последовательном соединении этих устройств просчеты
будут определяться тем устройством, мертвое время которого
является наибольшим. Мертвое время таких устройств зачастую
бывает непостоянным: оно может, например, зависеть от ампли-
туды сигнала, увеличиваться при поступлении следующего4
сигнала во время обработки предыдущего (мертвое время прод-
левающегося типа) и т. д.

Независимо от типа устройства и типа мертвого времени
(постоянное, непостоянное, продлевающееся) оценку просчетов
можно проводить по формуле: 6 = итм при условии птм<С1.

При этом если тм=#соп8(, то для оценки берется некоторое
среднее значение тм. Нередко бывает, однако, что тм может быть
оценено лишь по порядку величины, так как его конкретное
значение зависит от условий эксперимента, например от спектра
исследуемого излучения. Для точного учета просчетов в этом
случае используется специальный прием — так называемый
метод счета по «живому времени». Поскольку этот метод чаще
всего применяется в задачах амплитудного аналйза, он будет
рассмотрен в следующей главе.

Промежуточное запоминание цифровой информации. При
обработке данных с помощью ЭВМ возникает необходимость
промежуточного кратковременного хранения цифровой инфор-
мации (чисел, кодов) до того момента, когда эти данные могут
быть переданы в запоминающее устройство ЭВМ. Этими дан-
ными могут быть: показания счетчика, код амплитуды сигнала,
код временного интервала, номер сработавшего детектора (на-
пример, номер сработавшей проволочки искровой камеры) и
др. В любом случае устройством промежуточного хранения
должно быть принято, запомнено на какое-то время, а затем
передано некоторое число в том или ином коде. Устройства,
осуществляющие указанную процедуру, а также некоторые
190
другие операции, например преобразование кода, называются
цифровыми регистрами. В настоящее время регистры выпол-
няются на триггерах в интегральном исполнении разного уров-
ня интеграции и по своим конструктивным и функциональным
особенностям близки к счетчикам, рассмотренным выше.

Действительно, число, записанное в последовательном дво-
ичном счетчике на триггерах, может быть считано параллель-
ным двоичным кодом, если состояние каждого триггера передать
по отдельному каналу, как это показано на рис. 6.11.

При подсоединении к выходам триггеров логических схем
& будут открыты только те схемы, у которых на входах, свя-
занных с триггерами, установилось состояние 1. Импульс счи-
тывания пройдет только через открытые схемы, и состояния
триггеров будут перенесены на шины .считывания в виде парал-
лельного двоичного кода.

Организация связи между триггерами в регистре зависит
от способа записи числа в регистр: параллельный двоичный
код, последовательный двоичный код и т. п., а также от способа
вывода числа из регистра. По способу записи кода регистры
делятся на последовательные, параллельные и параллельно-
последовательные.

Вывод числа из регистра также может осуществляться как
параллельным, так и последовательным кодом. В регистре мо-
жет осуществляться также сдвиг числа (регистры сдвига)
вправо и влево соответствующими тактовыми сигналами. Оче-
видно, что при записи числа в двоичном счетчике сдвиг на один
триггер вправо означает умножение числа на 2, а сдвиг влево —
деление на 2.

При сдвиге числа вправо тактовыми сигналами в последнем
триггере регистра последовательно возникают состояния всех
триггеров регистра, начиная со старшего, и возможна передача
числа, записанного в регистре, в виде последовательного двоич-
ного кода (что используется при телеметрической передаче
информации).

Промышленно выпускаемые регистры различаются числом
двоичных разрядов (бит). Выпускаются регистры на 8, 16, 24

Код

Параллельный код

Рис. 6.11. Считывание показаний триггерного счетчика параллельным кодом
бит. Набор нескольких регистров в одном блоке образует бу-
ферное ЗУ (подробнее см. гл. 11).

Помимо преобразования цифровой информации из одного
представления в другое (т. е. преобразования кодов) на прак-
тике нередко применяется преобразование цифровой величины
в аналоговую с помощью специальных устройств — цифро-
аналоговых преобразователей (ЦАП). В таких устройствах
цифровая величина (код) преобразуется чаще всего в выход-
ной потенциал, значение которого пропорционально входному
числу. Необходимость в подобном преобразовании возникает
в том случае, когда осуществляется отображение цифровой
информации с помощью самописцев, осциллографических тру-
бок и др., а также в ряде специальных случаев, рассматривае-
мых в следующей главе. .

Цифроаналоговые преобразователи с различными парамет-
рами, характеризующими разрядность преобразуемого числа,
диапазон выходных потенциалов и т. д., выпускаются промыш-
ленно в микросхемном исполнении. Обычно принцип действия
таких устройств основан на линейном сложении токов, которые
пропорциональны весу (разряду) единиц в двоичном представ-
лении числа. Например, если взять двоичный счетчик, состоя-
щий из четырех триггеров, к выходу каждого триггера подсое-
динить токовый ключ, управляемый триггером таким образом,
что ключ открыт, если триггер находится в состоянии 1, и подать
на вход ключа первого триггера ток /, второго 21 и т. д., а
выходные токи открытых ключей сложить на общем сопротив-
лении нагрузки, то полученная разность потенциалов будет
пропорциональна записанному в счетчике числу. На практике
используют один генератор тока, а силы токов, подаваемых
на ключи, делят с помощью матрицы резисторов. Точность
преобразования код — аналог в этом случае определяется точ-
ностью изготовления матрицы резисторов.

о

6.3.	ИЗМЕРЕНИЕ СРЕДНЕЙ ЧАСТОТЫ СОБЫТИЙ

Аналоговые измерители средней частоты. Во многих приклад-
ных задачах возникает необходимость непрерывного контроля
интенсивности излучения, измеряемой в числе срабатываний
детектора в единицу времени, т. е. значения п0. Такие изме-
рения проводятся при контроле режима работы физических
установок (реакторов, ускорителей), при дозиметрическом конт-
роле лабораторий и т. п. Для этих целей применяются специ-
альные устройства — измерители средней частоты (ИСЧ). Шка-
ла ИСЧ отградуирована непосредственно в единицах по (имп./с)
и может быть как линейной, так и логарифмической.

Основным узлом линейного аналогового ИСЧ является ин-
тегрирующая Л?С-цепь (рис. 6.12).
Рис. 6.12. Функциональная схе-
ма аналогового измерителя сред-
ней частоты

Нормализатор
заряда

Импульсы детектора Д, идущие со средней частотой и0,
поступают на нормализатор заряда, посылающий в конденсатор
С стандартный заряд д на каждый входной импульс.

Тогда зарядный ток конденсатора С равен: /зар = д7г0. Раз-
рядный ток конденсатора С может быть записан как

^'разр ==

Поскольку /зар в среднем постоянно, а /ра3р растет с увеличени-
ем (У, устанавливается равновесие:

^зар == ^разр-

В этом случае 1! = дпъК. Измеряя I/ с помощью вольтметра
(с входным сопротивлением	можно отградуировать

шкалу вольтметра непосредственно в единицах средней частоты
входных импульсов.

Поскольку импульсы, приходящие на вход ИСЧ, распреде-
лены во времени статистически, заряд на С непрерывно флук-
туирует, а стало быть, флуктуирует и (7. Следовательно, ИСЧ
определяет по с некоторой статистической погрешностью. Зна-
чение статистической погрешности (флуктуацию показаний
ИСЧ) можно оценить из элементарных соображений. Действи-
тельно, функция /?С-цепи состоит в усреднении заряда, вноси-
мого входными импульсами за характерное время усреднения:

^уср ~ КС.

Поскольку поток импульсов на входе — пуассоновский, сред-
нее количество зарегистрированных событий

Л/	пр/уср -— п$КС,

а статистическая погрешность равна -д//? = д/поКС. Относи-
тельная погрешность

т. е. флуктуации показаний ИСЧ имеют ту же статистическую
природу, что и статистическая погрешность абсолютного изме-
рения (счета числа импульсов).

Точное значение флуктуаций показаний ИСЧ можно полу-
чить, воспользовавшись формулой Кэмпбелла, дающей выраже-
ние дисперсии случайной величины х(/), образованной сложе-
нием импульсов пуассоновского потока, каждый из которых
имеет форму у(1):

Р(х)= У0(у2(/)Л

О

Для интегрирующей /?С-цепи напряжение от отдельного вход-
ного импульса имеет вид

(/(/) = Д(/ехр(///?С); Д(/ = д/С.

Тогда

/)({/) =	= по([А/7ехр (///?С)]2<// = п0А(/2^-С.

О	о

Относительная флуктуация

б _	у]п^С/2 _	1

0 и	\/2поКС *

Наряду со статистической погрешностью важнейшей ха-
рактеристикой ИСЧ является время установления показаний.
При включении ИСЧ показания на его шкале устанавливаются
не сразу, а спустя некоторое время, когда будет достигнуто,
динамическое равновесие /Зар = /разр. Точно так же при скачко-
образном изменении по не сразу установится новое значение
по на шкале ИСЧ. Процесс установления выходного напряжения
ИСЧ во времени показан на рис. 6.13. Если пренебречь статис-
тическими флуктуациями и рассматривать процесс установле-
ния выходного напряжения как непрерывный, то он будет опи-
сываться уравнением

Решая это уравнение, получаем

(/(/)=[/(!

где 1! = дпоК—установившееся значение выходного напряже-
ния при /= оо.

Рис. 6.13. Процесс уста-
новления выходного на-
пряжения аналогового из-
мерителя средней частоты
Формально из уравнения следует, что время установления
показаний ИСЧ равно бесконечности, поэтому необходимо опре-
делить это время из разумных физических соображений. За вре-
мя установления /ус1> принимают такое время, через которое
значение и (/уст) отличается от предельного не больше, чем на
значение статистической погрешности:

У (^уст) У _ с

й

Откуда

ехр ( — 1усх/^С) = 6 = 1/д/2п0/?С ; -/уст = ~~ 1п (2м0/?С),

т. е. /Уст растет с ростом /?С. Качественно этот результат можно
было бы получить и из очевидных соображений, поскольку выше
мы определили /?С как характерное время усреднения статис-
тических событий.

Увеличение точности показаний ИСЧ (для чего следует уве-
личивать постоянную интегрирования) приводит к увеличению
инерционности ИСЧ. Разрешение этого противоречия, т. е. выбор
оптимального значения времени установления, определяется
условиями эксперимента.

Помимо статистической погрешности, ИСЧ обладает также
аппаратурной погрешностью. Основным источником аппаратур-
ной погрешности является флуктуация заряда д, подаваемого
в С от нормализатора заряда.

Наиболее простым устройством, позволяющим подавать в
интегрирующую цепь ИСЧ равные порции заряда, является
схема с дозирующей емкостью (рис. 6.14).

Входные сигналы от детектора Д поступают на одновибра-
тор ОВ, который формирует импульсы стандартной амплитуды
и длительности. Эти импульсы заряжают дозирующий конден-
сатор Сд через диод (2>2 в этот момент заперт). По оконча-
нии импульса одновибратора заряд из Сд через /?2 передается
в С. Для полной передачи заряда из Сд в С вне зависимости
от напряжения С на С необходимо выполнение условия СД<СС.

Простой ИСЧ с интегрирующей /?С-цепью и стрелочным
вольтметром имеет узкий диапазон измерения по — в пределах
изменения по не больше, чем на порядок величины. Для увели-
чения диапазона измерения ИСЧ оборудуют набором /?С-цепей,
которые переключаются внешним переключателем. Разработаны

Рис. 6.14. Аналоговый измери-
тель средней частоты с дозирую-
щей емкостью
также конструкции ИСЧ с автоматическим переключателем
диапазона измерений, а также с автоматическим переключением
(уменьшением) времени установления показаний ИСЧ при скач-
кообразном изменении интенсивности Входных импульсов по.

Наконец, для работы в широком диапазоне изменений по
используются ИСЧ с логарифмической шкалой:

1} — 1§п0.

Простейший вариант ИСЧ с логарифмической шкалой получа-
ется путем замены резистора в схеме рис. 6.14 на диод, вклю-
ченный в прямом направлении. Начальный участок (0,1 В)
вольт-амперной характеристики диода нелинеен. Он описывается
зависимостью

I = аехр(р[/),
где аир — некоторые коэффициенты. Тогда при установившем-
ся режиме (/зар = *разр)

дпо = а ехр (р{/),
откуда

1У =' Л 1п Мо 4“

Диапазон работы такого ИСЧ невелик из-за ограниченности
экспоненциального участка вольт-амперной характеристики ди-
ода. Для увеличения диапазона используются более сложные
схемы, позволяющие получать приближенно логарифмическую
зависимость с помощью комбинации из нескольких /?С-цепей
с разной постоянной времени.

Цифровые измерители средней частоты. Преимущество ана-
логовых ИСЧ — в их простоте. Однако в тех случаях,. когда
ИСЧ оборудуются дополнительными устройствами автоматиче-
ского переключения диапазона измерений, времени установления
и т. п., это преимущество^ значительной мере утрачивается.
В подобных случаях более целесообразным является примене-
ние цифровых ИСЧ, позволяющих к тому же считывать инфор-
мацию в цифровом виде, в том числе в виде кода для автомати-
ческой обработки или записи информации.

В литературе предложено много вариантов цифровых ИСЧ,
различающихся как по своим функциональным возможностям,
так и по способам их реализации. Однако в основе всех этих
вариантов лежат триггерные счетчики импульсов, производящие
счет поступающих сигналов за заданное время.

Рассмотрим в качестве примера (рис. 6.15) упрощенную
функциональную схему цифрового ИСЧ с автоматическим уста-
новлением времени усреднения таким образом, что статистиче-
ская погрешность измерения лежит в пределах I—3%, вне за-
висимости от значения средней частоты входных событий по.

Основу ИСЧ составляет счетчик из четырех декад Д\—Д±.
Рис. 6.15. Упрощенная функциональная схема цифрового измерителя средней
частоты

Счетчик Д\— Да сосчитывает количество импульсов за заданный
интервал времени /, после чего его вход блокируется ключом /С,
а информация переносится в регистр хранения, соединенный
через дешифратор с цифровым индикатором. После переноса
числа в регистр хранения счетчик Д\—Да разблокируется и
регистрирует входные сигналы за следующий интервал време-
ни /. Следовательно, на индикаторах высвечивается количество
импульсов, зарегистрированных за интервал времени /, пред-
шествующий текущему циклу измерения. Удобно выбрать интер-
вал времени I как 10/ с.

Если /^0 (т. е. /= 1 с; 10 с; 100 сит. д.), то для получения
значения по в имп./с у числа, выведенного на индикаторы,
должны быть отделены запятой I цифр справа. Напротив, если
/<0 (т. е. / = 0,1 с; 0,01 сит. д.), к числу, записанному на
индикаторах, должно быть добавлено I нулей справа.

Интервал времени усреднения / выбирается таким образом,
чтобы число импульсов, сосчитанных счетчиком Д\—Да, лежало
в пределах М=103-Ь104, что обеспечивает статистическую по-
грешность в пределах 1—3%.

Для этой цели служит управляемый таймер, вырабатыва-
ющий последовательность сигналов, отстоящих от момента на-
чала измерения на интервалы 0,01 с; 0,1 с; 1 с; 100 с. Сигналы
таймера подаются* на ключ К2, управляемый триггером Тр.
На 5-вход триггера Тр подается импульс переполнения, снима-
емый с выхода декады Д3 счетчика Д\— Да. При наборе счет-
чиком 103 входных сигналов импульс переполнения декады Д3
установит триггер Тр в состояние логической единицы и тем
самым откроет /<2. Ближайший во времени импульс таймера
пройдет через /<2 и запустит одновибратор ОВ\. Импульсом
одновибратора ОВ\ осуществляется через ключ Лл блокировка
счетчика Д\ — Дь, остановка и сброс таймера и перенос числа,
записанного в счетчике, в регистр хранения. Одновременно до-
полнительный счетчик, связанный с таймером, устанавливает
через свой регистр хранения положение запятой на индикаторе.
До окончания импульса одновибратора ОВ\ импульсом одно-
вибратора ОВ2, задержанным на время, необходимое для пере-
носа чисел из счетчика Д\—Д± и счетчика положения запятой,
счетчики сбрасываются в нулевое состояние. По окончании
импульса одновибратора ОВ\ счетчик Д\— Дь и таймер раз-
блокируются, и цикл измерения повторяется.

Контрольные вопросы

1.	Возможен ли счет последовательных сигналов (импульсов) без прос-
четов:

а)	невозможен;

б)	возможен, если сигналы распределены во времени равномерно;

в)	возможен, если минимальный интервал между сигналами отличен от
нуля?

2.	Возможен ли счет сигналов от детектора, облучаемого радиоактивным
источником, без просчетов:

а)	возможен для детекторов, имеющих собственное мертвое время;

б)	возможен, если интенсивность облучения достаточно мала;

в)	невозможен?

3.	Что нужно сделать для того, чтобы двоичный асинхронный счетчик ра-
ботал не в режиме сложения, а в режиме вычитания:

а)	изменить полярность входных сигналов;

б)	изменить связи между триггерами счетчиков;

в)	проделать обе операции?

4.	Для чего применяется предустановка счетчика:

а)	для задания нужного модуля ®чета;

б)	для задания нужной статистики;

в)	для задания нужного времени измерения?

5.	Существуют счетные устройства с так называемым мертвым временем
продлевающегося типа. Суть этого понятия состоит в том, что если в счетчик
в течение тм попадает еще один сигнал, мертвое время счетчика увеличивается
на тм от момента прихода этого сигнала. Как будет меняться скорость счета
такого счетчика с увеличением входной загрузки:

а)	расти неограниченно;

б)	расти до максимального значения птах;

в)	сначала расти, а затем уменьшаться?

6.	Какое устройство нужно поставить на входе аналогового измерителя ско-
рости счета для изменения его диапазона измерения:

а)	пересчетное устройство;

б)	разравнивающее устройство;
в)	любое из них?

7.	Возможно ли повышение точности показаний ИСЧ для заданной интен-
сивности входных событий по без увеличения времени установления ИСЧ:

а)	возможно;

б)	невозможно;

в)	возможно при применении буферного разравнивающего устройства?

ГЛАВА 7

КОДИРОВАНИЕ ВРЕМЕННОЙ И
АМПЛИТУДНОЙ ИНФОРМАЦИИ

7.1.	ОБЩИЕ ВОПРОСЫ КОДИРОВАНИЯ АНАЛОГОВОЙ ВЕЛИЧИНЫ

Для измерения энергетических спектров заряженных частиц
могут быть использованы два метода: амплитудного и времен-
ного анализа. В первом случае измеряется энерговыделение
частицы в детекторе, во втором — время пролета частицей
фиксированного расстояния (пролетной базы). Эти методы вза-
имно дополняют друг друга, однако редко ставят эксперимен-
татора перед альтернативой, поскольку применяются в сущест-
венно различающихся экспериментальных ситуациях. В ряде
случаев эти методы применяются совместно—например, в
задачах идентификации частиц, когда нужно. определить не
только энергию, но и массу частицы.

Сфера применения методов амплитудного и временного ана-
лиза не ограничивается задачами измерения энергетических
спектров — она гораздо шире. Как будет показано в гл. 8, оба
метода широко применяются для измерения координат частиц
в позиционно-чувствительных детекторах и, следовательно, для
получения пространственных распределений траекторий частиц.
Кроме того, временной анализ — это метод прямого изучения
временной последовательности физического процесса; возмож-
ности метода на сегодняшний день ограничены временем по-
рядка 10“11 с (предельным временным разрешением современ-
ных детекторов).

Несмотря на принципиальное физическое различие у обоих
методов есть одно общее свойство: в обоих случаях речь идет
об измерении дифференциальных спектров, непрерывно изменя-
ющихся в каком-то диапазоне аналоговых величин. Это позво-
ляет развить для обоих методов общий подход: задача состоит
в отыскании (измерении) плотности вероятности Р(Х) исследуе-
мого параметра X в некотором непрерывном диапазоне значе-
ний этого параметра.

Экспериментальное определение зависимости Р(Х) прово-
дится методом многоканального (амплитудного или временного)
анализа. Исследуемый диапазон значений параметра X разби-
вается на конечное число интервалов шириной ДХ, которые
называют каналами. В процессе измерения для каждого посту-
пающего сигнала определяется принадлежность параметра X
к тому или иному каналу и производится счет событий по каж-
дому каналу отдельно. Результатом такого поканального счета
будет зависимость числа отсчетов от номера канала — так на-
зываемая гистограмма. Очевидно, что каждая точка гистограм-
мы есть интеграл от Р(Х) в пределах соответствующего канала.
Таким образом, гистограмма есть некое приближение к иско-
мому спектру Р(Х). Степень приближения определяется сте-
пенью дискретизации (шириной канала ДХ) и статистической
погрешностью отсчетов в каждом канале.

В качестве простого примера рассмотрим амплитудный
спектр сигналов, снимаемых со сцинтилляционного детектора
небольшого (~5 см) размера на основе кристалла №1 (Т1)
при измерении энергии моноэнергетического источника у-излу-
чения с энергией порядка 1 МэВ. На рис. 7.1, а приведен
дифференциальный спектр Р(Х) амплитуд X импульсов на выхо-
де детектора, состоящий из пика полного поглощения 1 и комп-
тоновского распределения 2, обусловленного неполной потерей
энергии из-за комптоновского рассеяния у-квантов в детекторе.
Получение этого дифференциального спектра и является целью
эксперимента. Однако в результате измерений методом много-
канального амплитудного анализа мы получаем гистограмму

0	4 в 12	16 20

Каналы

Рис. 7.1. Дифференциальный спектр
амплитуд импульсов на выходе де-
тектора (а) и гистограмма этого
спектра (б)

1110 9 5 7 6 54 3 2 1

____ЛЛЛЛЛЛПЛЛЛЛ-4

2^ 2$ 22 21 2°

^^П-П-П-П-П________

____п____п_п____

_____п_______:__

_____п__________

2г

У3	Г-,

_______п__________

Рис. 7.2. Временные диаграммы,
поясняющие методы передачи по
линиям связи линейного последова-
тельного кода (а), двоичного после-
довательного кода (6), двоичного
параллельного кода (в)
(рис. 7.1,. б), являющуюся некоторым приближением к искомому
спектру. Будет ли это приближение удовлетворительным или нет
зависит от постановки задачи.

Как правило, в такой простейшей задаче определяется с не-
которой заданной точностью положение максимума пика 1 (и
тем самым энергия у-излучения) и площадь под этим пиком
(по которой вычисляется активность источника). Обработка
полученной гистограммы состоит в аппроксимации участка, соот-
ветствующего пику /, некоторой функцией и отыскании положе-
ния ее максимума и площади под кривой. Эта аппроксимация
производится методом наименьших квадратов. Точность аппрок-
симации растет с увеличением числа каналов и уменьшением
относительной статистической погрешности числа отсчетов в
каждом канале. .

В общем случае задача отыскания правильной аппроксими-
рующей функции достаточно сложна и требует детального зна-
ния параметров детектора (формы линии), геометрии экспери-
мента и т. д. Мы ограничимся рассмотрением простого (и ши-
роко распространенного) случая, когда пик аппроксимируется
распределением Гаусса (гауссианом). Строгий математический
анализ показывает, что при увеличении числа каналов, приходя-
щихся на пик, погрешности в определении параметров гаусси-
ана меняются следующим образом: вначале они быстро умень-
шаются, однако при достижении числа каналов 5—6 на участок,
равный ширине пика на половине его высоты, практически
перестают изменяться. Положение максимума распределения
при этом числе каналов (без учета статистической погрешности
числа отсчетов в каналах) может быть определено с погреш-
ностью около 0,1 ширины канала, что соответствует 0,02 шири-
ны пика на половине его высоты. Для того чтобы статистиче-
ская погрешность измерения заметным образом не ухудшала
точности аппроксимации, требуется около 104 отсчетов суммар-
но во всех каналах, принадлежащих пику.

Поскольку ширина пика, точнее говоря, энергетической
линии спектрометра, определяется энергетическим (или времен-
ным) разрешением детектора, полное число каналов, необходи-
мое для измерения распределения Р(Х\ определяется как диа-
пазоном изменения X, так и энергетическим (или временным)
разрешением детектора.

Обобщая эти рассуждения, можно сказать, что в случае
исследования непрерывных распределений Р(Х) ширина каналов
должна быть такой, чтобы области существенных особенностей
распределения Р(Х) располагались не меньше чем в 5—6 ка-
налах. На практике нередко приходится иметь дело с непре-
рывными энергетическими спектрами, не имеющими существен-
ных особенностей. Такой вид имеют, например, энергетические
спектры электронов и протонов космического излучения:
= где а=сопз1 в широком диапазоне значений
энергии . При излучении спектров подобного рода важно опре-
делить общий ход зависимости Р(Х) и проследить его в воз-
можно более широком диапазоне значений X.

При очень большом диапазоне X (на несколько порядков)
шкала X иногда делится на каналы, ширина которых возрастает
с увеличением номера канала по какому-либо закону, например
логарифмическому. Чаще, однако, шкалу X делят на группы
каналов, так чтобы в пределах одной группы каналы были
одной ширины, но их ширина возрастала с номером группы.
Ширина канала в каждой группе должна обеспечивать при-
мерно равную точность измерений во всем диапазоне измеряе-
мых значений и выбирается такой, чтобы обеспечить достаточ-
ную статистическую точность результата за время эксперимента.

Основной метод, применяемый в настоящее время для много-
канального анализа,— это метод аналого-цифрового преобра-
зования. Устройства, применяемые для этой цели, называются
аналого-цифровыми преобразователями. На вход преобразова-
теля поступает аналоговая величина (амплитуда импульса,
интервал времени), на выходе снимается цифровой код этой
величины — номер канала, которому эта величина соответствует.
Код представляет собой ограниченную последовательность стан-
дартизованных по амплитуде и длительности электрических
импульсов.

В простейшем случае код вырабатывается в виде набора
последовательных импульсов, число которых равно номеру ка-
нала. Это так называемый линейный последовательный код.
Такой код требует для своей передачи всего лишь одной линии
(провода), он довольно помехоустойчив, так как случайная по-
теря одного сигнала в коде или добавление лишнего сигнала
из-за наводки не приводит к существенным искажениям коди-
руемого распределения. Недостатком такого кода является
сравнительно большое время его передачи. Для сокращения
времени передачи применяется двоичный последовательный код,
представляющий собой последовательность электрических им-
пульсов, в которой каждый импульс соответствует нулю или
единице в двоичной записи числа — номера канала. При этом
нули могут передаваться положительными импульсами, а еди-
ницы — отрицательными. Чаще, однако, применяется униполяр-
ное кодирование: единицы кодируются электрическими импуль-
сами той или иной полярности, а нули — отсутствием импуль-
сов. Прочесть такой код нетрудно, если задать частоту, с кото-
рой должны следовать сигналы.

Наименьшее время передачи требуется для двоичного па-
раллельного кода, в котором все двоичные разряды числа пере-
даются одновременно, каждый по своей линии. На рис. 7.2
в качестве примера представлена передача числа 11 в линейном
202
последовательном коде (а), двоичном последовательном коде
(б) и двоичном параллельном коде (в). Другие виды кодов
(двоично-десятичные, восьмеричные и др.) в аналого-цифровых
преобразователях применяются довольно редко.

При кодировании аналоговой величины двоичным последо-
вательным или двоичным параллельным кодом обычно вместо
максимального числа каналов кодирования указывается макси-
мальное число двоичных разрядов /?, которое может быть ис-
пользовано для записи кодов аналоговой величины — так на-
зываемая разрядность кодирования. Разрядность кодирования
связана с максимальным числом каналов кодирования /<тах
простым соотношением: Кгпах = 2/? — 1. Например, шестиразряд-
ный аналого-цифровой преобразователь разбивает диапазон
измеряемой аналоговой величины на Ктах = 26—1=63 канала,
64-й (нулевой) канал, соответствующий нулям во всех двоич-
ных разрядах, информации о кодируемой величине не содержит.

Устройство для получения гистрограмм исследуемых распре-
делений аналоговых величин — многоканальный анализатор —
помимо АЦП должно содержать устройство для счета и хра-
нения (т. е. накопления) цифровой информации — запоминаю-
щее устройство ЗУ (рис. 7.3). Исследуемая аналоговая вели-
чина подается на вход АЦП. Код этой величины поступает с
выхода преобразователя на вход адресного устройства ЗУ. ЗУ
содержит набор ячеек (каналов) памяти, число которых равно
максимальному числу каналов анализатора. После передачи
кода адресное устройство находит в ЗУ ячейку (канал) памяти
с номером, равным коду. Найденная ячейка памяти подсоеди-
няется к арифметическому устройству, которое осуществляет
прибавление единицы к числу, содержащемуся в выбранной
ячейке. Управление последовательностью всех этих операций
осуществляется с помощью специального блока управления.
Таким образом, после цикла измерений в каждом ЗУ будет
записано число, соответствующее количеству кодов этого канала,
пришедших от преобразователя в ЗУ за время эксперимента.
Для наблюдения за ходом эксперимента и вывода его резуль-
татов служит устройство вывода, осуществляющее поканальный

Рис. 7.3. Функцио-
нальная схема мно-
гоканального ана-
лизатора аналого-
вой величины
опрос ЗУ и отображение чисел, хранящихся в каждом канале,
в том или ином виде на экран осциллографа, цифропечать и т. п.

Устройство, работающее по описанному принципу, может
быть оформлено не только в виде отдельного прибора — много-
канального анализатора. В настоящее время для приема, обра-
ботки, накопления и представления цифровой информации (гис-
тограмм распределений) чаще применяются мини- или микро-
ЭВМ.

Кодирование аналоговых величин (амплитуды импульса или
длительности временного интервала) широко применяется не
только для получения энергетических, временных, пространствен-
ных и других спектральных распределений. Оно в настоящее
время используется также и в устройствах предварительного
отбора событий для выработки триггера. В сложных экспери-
ментах алгоритм отбора редких событий эффективно реализу-
ется только с помощью спецпроцессоров, микропроцессоров и
даже микроЭВМ, поскольку обычные аппаратурные средства
предварительного отбора (дискриминаторы, схемы совпадений
и др.) в этом случае не позволяют обеспечить эффективное
подавление фона.

Рассмотрим основные параметры аналого-цифровых преоб-
разователей. В линейных преобразователях связь между кодом
К (номером канала) и кодируемой величиной X должна описы-
ваться выражением: К = а-\~ЬХ, где а — некоторая константа
(порог при а<0, пьедестал при а>0), Ь — коэффициент пре-
образования. Величина 1/Ь называется ценой канала и равна
ширине канала (шагу дискретизации). Очевидно, что ширина
канала есть также и абсолютная погрешность измерения X.

Реальная характеристика преобразования всегда отличается
от идеальной (линейной). Мерой отклонения реальной характе-
ристики от идеальной является интегральная нелинейность.
Определение интегральной нелинейности является общим для
всех систем с линейной характеристикой преобразования — мак-
симальное отклонение реальной (измеренной) характеристики
от идеальной, отнесенное к максимальному значению параметра
на конце шкалы. Интегральная нелинейность преобразователей,
как и аналогичная нелинейность в трактах усилителей, приводит
к некоторому смещению максимумов спектральных линий и
погрешности в определении их истинного положения. При пре-
цизионных измерениях стараются пользоваться реальной харак-
теристикой преобразования, измеренной в результате градуиров-
ки. Однако, поскольку градуировка обычно проводится по огра-
ниченному числу точек, характеристику преобразования интер-
полируют, некоторым полиномом по степеням X, подгоняемым
к точкам градуировки методом наименьших квадратов.

Аналогично всем другим линейным системам определяется
и дифференциальная нелинейность. В случае аналого-цифровых
204
Рис. 7.4. Гистограммы амплитудных спектров
для случая, когда дифференциальная нели-
нейность АЦП равна нулю (а) и отлична
от нуля (б) '
преобразователей роль дифферен-
циальной нелинейности в искажении
спектров видна наиболее наглядно.

Для аналого-цифровых преобра-
зователей мерой дифференциальной
нелинейности является относитель-
ное отклонение ширины канала
ДК=1/в от среднего значения ши-
рины канала Л/( во всем диапазоне
кодирования. Дифференциальная
нелинейность, как уже упоминалось
в гл. 3, приводит к искажению
формы спектральной линии, а следо-
вательно, при аппроксимации линии
какой-либо функции к погрешностям
в определении положения ее мини-

мума.

В качестве примера рассмотрим искажения формы пика
полного поглощения, вызванные дифференциальной нелиней-

ностью, в тех же спектрометрических измерениях с помощью
кристалла №1 (Т1), что и в начале настоящего параграфа (см.
рис. 7.1). На рис. 7.4, а приведена гистограмма идеального коди-
рования с дифференциальной нелинейностью, равной нулю.
На рис. 7.4, б приведена та же гистограмма для случая большой
дифференциальной нелинейности. Пусть преобразователь, с по-
мощью которого измеряется распределение Р(Х), имеет диффе-
ренциальную нелинейность, проявляющуюся в том, что 14-й ка-
нал имеет ширину, в 2 раза большую средней ширины каналов,
а 16-й и 17-й в 2 раза меньшую (столь большие значения диф-
ференциальной нелинейности взяты для наглядности). Поскольку
конкретное значение дифференциальной нелинейности преобра-
зователя на данном участке спектра экспериментатору не из-1
вестно, при построении гистограммы ширина всех каналов от-
кладывается одинаковой. На самом деле в 14-м канале рассмат-
риваемого преобразователя будут сосчитаны события 14-го и
15-го каналов идеального преобразователя. События 16-го ка-
нала попадут в 15-й канал. События 17-го канала идеального
преобразователя распределяются по 16-му и 17-му каналам.
Понятно, что при этом форма спектральной линии изменится
(ср. рис. 7.4, а и б). При обработке спектра аппроксимирую-
щая функция будет подгоняться под распределение рис. 7.4, б,
что приводит к неправильному определению значения энергии
у-квантов.
Допустимое значение дифференциальной нелинейности % оп-
ределяется допустимой погрешностью в определении значений
энергий спектральных линий 6 (У). Последняя, в свою очередь,
определяет требования к статистической погрешности счета в
отдельных каналах 6 (ЛГ): 6 (ЛО <6 (У). Дифференциальная
нелинейность приводит к изменению числа отсчетов в отдель-
ных каналах, поэтому очевидно, что это изменение не должно
превышать статистической погрешности. Поскольку число от-
счетов в канале при прочих равных условиях пропорционально
его ширине, относительное изменение числа отсчетов в канале
обусловлено дифференциальной нелинейностью, равно значению
дифференциальной нелинейности. В большинстве практических
случаев допустимое значение дифференциальной нелинейности
составляет около 1%.

Важными практическими параметрами аналого-цифрового
преобразователя являются: время преобразования аналоговой
величины в код и мертвое время преобразователя. Время пре-
образования определяется как интервал времени от момента
поступления аналоговой величины на вход преобразователя до
момента получения кода этой величины. Мертвое время — это
интервал времени, в течение которого преобразуемая величина
не может быть принята к преобразованию и поэтому теряется.
В большинстве случаев мертвое время равно времени преобра-
зования, однако существуют устройства, у которых эти времена
существенно различаются. Так, например, у времяцифрового
преобразователя прямого кодирования, который будет рассмот-
рен в следующем параграфе, мертвое время может быть во
много раз меньше времени кодирования. Мертвое время при-
водит к возникновению просчетов событий. Эти просчеты вызы-
вают в одних случаях искажение в нормировке спектров, а
в других — искажения самих спектров. Искажения, вносимые
мертвым временем аналого-цифровых преобразователей, будут
более подробно рассмотрены ^следующих параграфах.

Аналого-цифровые преобразователи нашли очень широкое
применение в физическом эксперименте. Конструктивно они мо-
гут входить в сложные приборы (анализаторы) как составные
узлы, но в настоящее время шире применяются как автономные
устройства в модульном (в виде отдельных электронных плат)
либо в блочно-модульном исполнении (например, в варианте
модулей КАМАК).

7.2.	МЕТОДЫ КОДИРОВАНИЯ ВРЕМЕННЫХ ИНТЕРВАЛОВ

Существуют два основных метода кодирования временных
интервалов: метод прямого кодирования и нониусный метод.
При прямом кодировании измеряемый временной интервал ко-
дируется либо непосредственно, либо после предварительного
аналогового преобразования / — Г, т. е. после пропорциональ-
206
ного изменения масштаба временного интервала. В дополнение
к этим методам на практике широко применяется метод анало-
гового преобразования временного интервала в амплитуду
импульса (1—А) с последующим кодированием амплитуды А
амплитудно-цифровым преобразователем. Методы аналогового
преобразования 1 — Т и /—Л были рассмотрены в гл. 5, поэтому
в настоящей главе будут рассмотрены лишь некоторые специ-
фические вопросы измерения временных интервалов после их
предварительного аналогового преобразования. Перечисленные
методы кодирования временных интервалов отличаются друг
от друга абсолютной погрешностью (ценой канала), максималь-
ным числом каналов (ограничиваемой, как правило, существую-
щими техническими возможностями), временем преобразования
и мертвым временем. В совокупности эти методы обеспечивают
практически все потребности современного эксперимента, а целе-
сообразность применения того или иного метода зависит от усло-
вий эксперимента.

Необходимая цена канала зависит от требуемой абсолютной
точности измерения временного интервала. Минимальная цена
канала определяется предельным временным разрешением сов-
ременных детекторов, которые достигают (для сцинтилляцион-
ных детекторов) 10”10 с или даже несколько меньше. Далеко
не все эксперименты требуют подобной точности измерения вре-
менных интервалов, так что ширина временного канала в раз-
личных экспериментах может варьироваться в широких преде-
лах (от 10”1 до 10“7 с). Требуемое число каналов (или раз-
рядность времяцифрового преобразователя) также зависит от
условий эксперимента — диапазона изменений временного интер-
вала—и может меняться от нескольких до десятков тысяч.
Наибольшее число каналов необходимо для измерения энергети-
ческих спектров тепловых и надтепловых нейтронов методом
времени пролета, так как в подобных измерениях обычно охва-
тывается довольно широкий энергетический диапазон (в пре-
делах двух-трех порядков величин), а отдельные резонансные
линии довольно узки, и, следовательно, необходима малая ши-
рина временных каналов. Требования к мертвому времени су-
щественно зависят от интенсивности входных событий, так как
наличие мертвого времени приводит к просчетам полезных собы-
тий и искажениям спектров, которые иногда очень трудно конт-
ролировать.

Наконец, следует отметить еще одну особенность временных
измерений, определяющую выбор того или иного метода коди-
рования. Обычно измеряемый временной интервал задается
двумя сигналами. Первый из них «Старт» задает начало отсче-
та — физически выделенный момент времени, от которого ве-
дется измерение. Второй сигнал «Стоп» фиксирует конец из-
меряемого интервала. Такая ситуация типична для многих
физических задач при измерении скорости заряженной части-
цы V методом времени пролета. Частица последовательно пере-
секает два детектора Д\ и Д2, разнесенных на пролетную базу /.
Измеряемый интервал — время пролета	есть интервал

времени между сигналами детектора Д\ «Старт» и Д2 «Стоп».
Аналогичная ситуация возникает и при изменении времени жиз-
ни возбужденных ядер. Здесь также сигналы «Старт» и «Стоп»
снимаются с двух разных детекторов. Сигнал «Старт» задается
детектором, определяющим момент рождения возбужденного
ядра. Это может быть, например, момент попадания ускорен-
ной частицы на какую-либо мишень — тогда детектор ставится
непосредственно перед мишенью на пути движения ускоренной
частицы. Сигнал «Стоп» задается детектором, который регист-
рирует вторичное излучение, вылетающее из мишени в резуль-
тате распада возбужденного ядра.

Возможна, однако, и совершенно иная ситуация, когда за
одним сигналом «Старт» следует несколько сигналов «Стоп»,
т. е. требуется измерить сразу несколько временных интервалов,
имеющих общее начало отсчета. Такая ситуация типична для
спектрометрии нейтронов по методу времени пролета. В этом
случае источником нейтронов служит либо мишень импульсного
ускорителя, либо механический прерыватель (селектор) пучка
нейтронов, вылетающих из реактора. В обоих случаях возникает
короткий нейтронный импульс (пачка нейтронов), содержащий
набор нейтронов с различной скоростью. В момент генерации
нейтронного импульса появляется сигнал «Старт».

Пачка нейтронов, проходя через пролетную базу, размыва-
ется во времени из-за разной скорости нейтронов. Детектор,
стоящий на конце пролетной базы, последовательно регистри-
рует падающие на него нейтроны: вначале самые быстрые, под
конец — самые медленные. Таким образом, сигналами «Стоп»
являются сигналы, снимаемые с детектора, стоящего на конце
пролетной базы. В приведенном примере сигнал «Старт» возни-
кает циклически с постоянной длительностью цикла Гц, поэтому
подобные задачи относят к классу задач регистрации несколь-
ких временных интервалов за цикл. К этому же классу задач
относится регистрация нескольких частиц в одном дрейфовом
промежутке дрейфовой камеры: сигнал «Старт» задается внеш-
ним детектором, определяющим момент входа частиц в дрейфо-
вую камеру, сигналы «Стоп» возникают на анодной нити ка-
меры поочередно от каждой прошедшей через дрейфовый про-
межуток камеры частицы, пропорционально расстоянию от об-
ласти трека до анодной нити. В последнем случае сигналы
«Старт» не обязательно возникают строго периодически. Для
правильных измерений важно лишь,, чтобы минимальный интер-
вал времени между сигналами «Старт» был больше, чем макси-
мальней интервал времени между сигналом «Старт» и «Стоп».
Под длительностью цикла в этом случае обычно понимают мак-
симально возможный интервал между сигналами «Старт» и
«Стоп».

Характер появления сигналов «Старт» на входе преобразо-
вателя (случайный, периодический, ограниченный минималь-
ным интервалом времени) в значительной мере определяет
выбор его мертвого времени, а тем самым и принцип построения.
Кроме того, при построении ВЦП необходимо учитывать, что
не каждый сигнал «Старт» обязательно сопровождается сигна-
лом «Стоп»: так, далеко не все дрейфовые промежутки камеры
срабатывают при регистрации какого-либо события.

Метод прямого кодирования. Суть этого метода проста. Вре-
менной интервал, подлежащий кодированию, заполняется се-
рией последовательных импульсов опорной частоты. Эта серия
импульсов, по существу, и представляет собой линейный по-
следовательный код временного интервала, а импульсы серии,
сосчитанные двоичным счетчиком; дают двоичный код измеря-
емого интервала времени. Практическая реализация прямого
метода кодирования зависит от того, что необходимо кодировать
за рабочий цикл время цифрового преобразователя: один или
несколько временных интервалов.

Структурная схема времяцифрового преобразователя пря-
мого кодирования одного временного интервала за рабочий
цикл (цикл работы ВЦП, начинающийся сигналом «Старт») и
временные диаграммы, поясняющие его работу, приведены на
рис. 7.5, а и б соответственно. ВЦП состоит из /?5-триггера
Г, генератора Г, вырабатывающего непрерывную серию импуль-
сов с периодом /г, логической схемы совпадений &, счетчика им-
пульсов Сч. С приходом сигнала «Старт» триггер Т взводится,
подавая на схему & потенциал, разрешающий прохождение
сигналов генератора Г на Сч. В момент прихода сигнала «Стоп»
триггер Т сбрасывается, закрывается схема &, и счет импульсов
в счетчике прекращается. Если при этом Сч сосчитал К импуль-
сов, то измеренный временной интервал будет определяться как
/ = Л7Г. Код временного интервала может быть передан в ЗУ

* _пл_п_п____

а)	б)

Рис. 7.5. Структурная сх^ма ВЦП прямого кодирования одного временного
интервала за рабочий цикл (а) и временные диаграммы его работы (б)
либо ЭВМ в последовательном виде с выхода элемента & либо
параллельным кодом со счетчика Сч. При отсутствии сигнала
«Стоп» в момент переполнения счетчика триггер Т будет сбро:
шен в исходное состояние.

Емкость Кгпах счетчика Огй период /г генератора Г определяют
рабочий диапазон ВЦП, равный Ктах/Г, а период генератора /г —
ширину временного канала.

Существуют две разновидности подобных времяцифровых
преобразователей (ВЦП), отличающихся типом используемого
генератора Г (обычно называемого генератором опорной часто-
ты). Это может быть ждущий генератор, который запускается
в момент прихода сигнала «Старт» так, что импульсы опорной
частоты появляются в строго определенной фазе по отношению
к сигналу «Старт». Сигнал «Стоп» прекращает работу генера-
тора. Может применяться и генератор опорной частоты, работаю-
щий непрерывно. При этом серия, заполняющая временной ин-
тервал, формируется схемой совпадения &, открываемой сигна-
лом «Старт» и закрываемой сигналом «Стоп». Фаза появления
сигналов серии в этом случае никак не коррелирована с мо-
ментом прихода сигнала «Старт». Использование ждущих гене-
раторов опорной частоты несколько упрощает построение ВЦП
по сравнению с ВЦП с непрерывно работающим генератором.
Погрешность определения временного интервала времяцифро-
вым Преобразователем со ждущим генератором составляет
±1/2 ширины канала (период серии опорной частоты), тогда
как для ВЦП с непрерывно работающим генератором эта по-
грешность равна ±1 канал, что обусловлено неоднозначностью
начала появления сигналов опорной частоты значением ±1/2 пе-
риода и неопределенностью фиксирования конца интервала зна-
чением ±1/2 периода серии. Однако ждущий генератор не обес-
печивает высокой стабильности, и, более того, в начале своей
работы в процессе выхода на стационарный режим такой ге-
нератор является источником интегральной нелинейности. Обыч-
но ждущие генераторы используются в ВЦП с небольшим чис-
лом каналовСдо 102, например, при кодировании сигналов с пре-
образователем /—Г, в которых из-за ограниченного временного
разрешения детекторов не требуется высокая точность кодиро-
вания.

Генераторы опорной частоты на основе кварцевых резона-
торов обеспечивают высокую стабильность и однородность ши-
рины временных каналов, однако работают непрерывно, что при-
водит к неопределенности начальной фазы относительно сигна-
ла «Старт». Однако это обстоятельство не имеет существенного
значения, если спектральные пики временного распределения
занимают (на половине высоты), как следует из условий опти-
мизации, 5—6 каналов. Неопределенность кодирования каждо-
го временного интервала в один канал в этом случае практиче-
ски не влияет на точность определения положения максимума
пика и других его параметров.

Из логики работы таких ВЦП следует, что время кодиро-
вания равно длительности кодируемого интервала. Мертвое вре-
мя может быть несколько больше, если ВЦП содержит счетчик,
преобразующий линейный позиционный код в двоичный:. сле-
дующий временной интервал может быть закодирован лишь
после того, как этот код будет считан, а счетчик сброшен на нуль.
Таким образом, мертвое время ВЦП прямого кодирования
непостоянно и зависит от спектра анализируемых событий (вре-
менных интервалов). Просчеты, обусловленные наличием мерт-
вого времени, не приводят к искажениям исследуемых спектров,
а лишь к потере части полезных событий. Учет просчетов систем
подобного рода рассмотрен в гл. 6.

Все сказанное в предыдущем абзаце относится к случаю,
когда ВЦП прямого кодирования применяется для решения за-
дач, в которых по физическому смыслу каждому сигналу «Старт»
соответствует лишь один сигнал «Стоп». При определенных усло-
виях возможно применение простейшего ВЦП прямого кодиро-
вания и для решения задач, в которых одному сигналу «Старт»
может соответствовать несколько сигналов «Стоп». В этом слу-
чае возникают специфические искажения исследуемых спектров,
однако можно найти условия, при которых эти искажения не пре-
вышают некоторого допустимого значения.

Для иллюстрации характера возникающих искажений рас-
смотрим модельный случай, когда сигналы «Старт» возникают
периодически (циклически), а сигналы «Стоп» распределены
относительно сигналов «Старт» по равновероятному спектру
Р(1) = п для 0</</тах и Р(/) = 0 для 1> /тах, где /тах — максималь-
ный измеряемый временной интервал (рабочий диапазон). Пусть
ширина канала преобразователя равна А/, а средняя частота по-
ступления сигналов «Стоп» п невелика, так что пА/<С 1, т. е. веро-
ятность попадания двух и более событий (сигналов «Стоп») в один
канал мала. Событие будет сосчитываться в канале с номером
К, т. е. в интервале времени от КА/ до (К+1) А/, если за время
КА/ (т. е. в каналах до К-го) событие не поступит на коди-
ровку и если оно появится в интервале от КА/ до (К+1)А/.
Вероятность непоявления событий в интервале от 0 до КА/
согласно закону Пуассона равна ехр( —пКА/), а вероятность
регистрации в интервале А/ равна мА/. Таким образом, веро-
ятность зарегистрировать событий в канале К за один цикл
будет равна

IVк = пЛ1 ехр (—

а средняя частота счета событий в канале с номером К составит
пк =	= п ехр (— пКА/).
Видно, что вместо равновероятного распределения будет полу-
чен спектр, скорость счета событий в первых каналах которого
близка к истинному значению [ехр( —1], а при увели-
чении номера канала А наблюдается экспоненциальный спад
средней частоты счета по каналам. Аналогичная ситуация будет
и в случае спектра произвольной формы. Наименьшие иска-
жения спектра будут наблюдаться в начальных каналах, и сте-
пень искажения спектра будет расти по мере увеличения номеров
каналов. Строгий учет искажений не так уж сложен, но довольно
громоздок, поэтому в практической работе стремятся выполнять
условие малых загрузок, когда пАтахД/ = п/тах« 1, роль экспо-
ненциального члена мала и соответственно малы искажения
спектра. При этих условиях и число сосчитываемых событий за
рабочий цикл в одном канале много меньше единицы. Обычно
работают при допустимых просчетах не более 1% (0/тах Ю-2).
Работа при таких условиях означает, что сигнал 4Стоп» появ-
ляется в среднем один раз на сто сигналов «Старт» и ВЦП ра-
ботает практически вхолостую. Поэтому необходимо наличие
связи, передающей сигнал переполнения счетчика Сч на сброс
(вход /?) триггера * Т для остановки ВЦП в случае бесстопо-
вого события. Для кодирования нескольких временных интерва-
лов ч.за рабочий цикл, т. е. нескольких временных интервалов,
отсчитываемых от одного общего сигнала «Старт», разработаны
ВЦП, позволяющие при поступлении очередного сигнала «Стоп»
считывать текущее значение кода этого интервала в буферное
запоминающее устройство без остановки процесса кодирования.

Структурная схема и временные диаграммы такого ВЦП
приведены на рис. 7.6, а, б. В состав ВЦП входят два /^-триг-
гера Т\ и генератор тактовой частоты Г, вырабатывающий
импульсы с периодом /г, счетчик Сч, буферное запоминающее
устройство БЗУ для хранения и передачи кодов в основное ЗУ,
формирователь Ф, вырабатывающий сигнал записи кода в БЗУ.
Относительно типа применяемого генератора могут быть сделаны
те же замечания, что и высказанные ранее при описании ВЦП,
кодирующего один интервал за рабочий цикл. В рассматри-
ваемой схеме применен генератор ждущего типа. При появле-
нии сигнала «Старт» взводится триггер 7\.и запускается гене-
ратор Г, временная серия которого начинает сосчитываться счет-
чиком Сч (на временной диаграмме Сч показана работа пер-
вого триггера счетчика Сч). Появление сигнала «Стоп» иниции-
рует перенос текущего кода из счетчика в буферное ЗУ.

Важным методическим приемом, используемым в таком ВЦП
для переноса кода из счетчика в буферное ЗУ, является фази-
ровка, которая осуществляется с помощью триггера Тъ и фор-
мирователя Ф. Необходимость введения фазировки связана с

* См. сноску на с. 20.
Рис. 7.6. Структурная схема (а) и временные диаграммы работы (б) ВЦП, коди-
рующего несколько временных интервалов за рабочий цикл

тем, что сигналы «Стоп» возникают в случайные моменты време-
ни, и возможно их появление в моменты переключения триг-
геров счетчика. Если в этот момент производить перенос кода
из счетчика в БЗУ, то возникнут неконтролируемые искажения
переносимого кода. Следовательно, перенос кода должен осу-
ществляться только в определенные моменты, не попадающие
на временные интервалы переключения триггеров счетчика.
С этой целью с генератора Г снимается фазирующая серия той
же тактовой частоты в противофазе с временной серией. Фази-
рующая серия поступает на /?-вход триггера Г2 и постоянно
поддерживает его в сброшенном состоянии. При появлении сиг-
нала «Стоп» триггер Г2 переводится в состояние 1 и ожидает
прихода отрицательного перепада (переход из 1 в 0) фазирую-
щей серии. Отрицательный перепад фазирующей серии возвра-
щает Г2 в4 исходное (нулевое) состояние. При возвращении
Г2 в исходное состояние запускается формирователь Ф, который
вырабатывает сигнал переноса кода из счетчика в буферное
ЗУ. Видно, что перенос осуществляется только в средней части
временного канала. Из принципа работы фазирующего узла
следует, что фазировка как бы смещает временную шкалу на
1/2 ширины канала в сторону большего времени и в /С-м ка-
нале регистрируются события, происходящие в интервале от
(/<—1/2)Л/ до (/<+ 1 /2)Д/, а в первом канале регистрируются
события в интервале времени от 0 до Д//2 и /тах — Д//2 и собы-
тия, выходящие за рабочий диапазон. Помимо этого фазировка
приводит к тому, что в одном канале может быть зарегистри-
ровано только одно первое событие, поступившее в интервале
Д/, а последующие, приходящиеся на этот же канал, будут
просчитаны. Искажения во временных спектрах, получаемых с
помощью таких ВЦП, будут несущественны, если будет мала
вероятность регистрации двух и более событий в одном канале.
Практически это означает, что при допустимых просчетах 1%
средняя частота событий на канал пк не должна превышать
10~2/Д/. При этом и общее число событий, кодируемое ВЦП
за один рабочий цикл, не может быть велико.
Просчеты в каналах, следующих за тем, в котором произо-
шла регистрация событий, не будут возникать, если к моменту
появления следующего события ЗУ будет готово к приему сле-
дующего кода.

Таким образом, буферное ЗУ должно быть готово к приему
следующего кода за время, равное длительности одного канала.
Кроме того, емкость буферного ЗУ должна быть рассчитана
таким образом, чтобы оно могло принять все поступающие в
течение одного рабочего цикла коды. Считывание информации
из буферного ЗУ в основное ЗУ анализатора (или ЭВМ) может
осуществляться либо непрерывно, либо в течение промежутка
времени между окончанием цикла кодирования и поступлением
следующего сигнала «Старт».

Для уменьшения ширины временного канала А/ необходимо
увеличивать тактовую частоту генератора. При большей часто-
те генератора Г, когда время переноса кода из счетчика в ре-
гистр не может быть сделано меньше периода тактовой серии,
используется метод остановки счетчика на время переноса ин-
формации, а тактовая частота сосчитывается в это время до-
полнительным счетчиком. Информация о числе сосчитанных
импульсов из этого счетчика переносится в основной счетчик
после завершения фазы переноса кода в регистр.

Мертвое время ВЦП, регистрирующего несколько времен-
ных интервалов за рабочий цикл, оказывается существенно
меньше времени кодирования. Действительно, если исходить из
определения мертвого времени как времени, в течение которого
невозможна регистрация полезных событий, то, очевидно, для
ВЦП со считыванием кода без остановки счетчика оно равно
ширине одного временного канала. Для ВЦП с остановкой и
досчетом пропущенного интервала оно равно времени остановки
счетчика. Учет искажений спектров из-за наличия мертвого вре-
мени в обоих случаях довольно сложен, поэтому стараются обес-
печить такой режим работе?; когда этими искажениями можно
пренебречь.

Минимальная ширина канала ВЦП прямого кодирования
определяется в основном быстродействием счетного устройства.
В настоящее время существуют счетные устройства на часто-
ту до 109 Гц и больше, однако широко используются ВЦП
прямого кодирования с генераторами на частоту до 108 Гц.
Если число каналов ВЦП равно 102—103, то кодируемый вре-
менной интервал при частоте серии 108 Гц составит 10“ —
10“5 с. Поэтому ме*год прямого кодирования обычно относят
к методам измерения временных интервалов микросекундного
диапазона.

Интегральная нелинейность ВЦП . прямого кодирования
определяется стабильностью периода используемого генера-
тора опорной частоты. Для генераторов с кварцевым резона-
214
тором нестабильность частоты составляет 10-6—10-7, что при
числе каналов 103—104 обеспечивает интегральную нелинейность
не хуже 10-3. Генераторы ждущего типа имеют существенно
большую нестабильность частоты, составляющую около 10-4,
и интегральная нелинейность в 10-2 получается уже при числе
каналов 102, что и объясняет использование таких генераторов
в ВЦП лишь с небольшим числом каналов.

Дифференциальная нелинейность ВЦП прямого кодирования
обусловлена нестабильностью разрешающего времени схем,
задающих начало и конец серии тактовых импульсов и системы
фазировки. Эта нестабильность обычно имеет значение около
10-2. Кроме того, дифференциальная нелинейность обуслов-
лена вариациями амплитуд крайних сигналов серии тактовых
импульсов, которая проявляется в виде специфической неод-
нородности ширины четных и нечетных каналов. Влияние элект-
ромагнитных наводок, возникающих при переключении триг-
геров счетчика серии тактовых импульсов, может приводить
к существенным различиям в ширине каждого четвертого и
даже восьмого каналов АЦП. Все эти эффекты приводят, в
конечном счете, к значению дифференциальной нелинейности
несколько процентов.

Нрниусный метод. Нониусный метод применяется для ко-
дирования малых интервалов времени (<10-8 с) с низкой
абсолютной погрешностью. Ширина временного канала может
достигать 10~,() с, что недоступно для метода прямого коди-
рования. К достоинствам нониусного метода относится то, что
он не требует для реализации ни прецизионных устройств ана-
логового преобразования времени, ни повышенного быстро-
действия счетных устройств. Суть метода состоит в том, что
масштабом, определяющим шаг временной шкалы (ширину
канала), является не период генератора опорной частоты, а
разность периодов двух генераторов, которая может быть сде-
лана достаточно малой. Упрощенная структурная схема и вре-
менные диаграммы одного из вариантов ВЦП, использующего
нониусный метод кодирования, приведены на рис. 7.7, а, б.
ВЦП состоит из двух /?$-триггеров Л и Тг, ждущих генера-
торов Г\ и Г2, вырабатывающих серии импульсов с периодами
/г и /г—А/ соответственно, схемы совпадения & и счетчика Сч.

Сигнал «Старт» взводит триггер Т\ и запускает генератор
Г\. При появлении сигнала «Стоп» взводится триггер Г2 и за-
пускается генератор Г2, импульсы которого сосчитываются
счетчиком Сч. Поскольку период генератора Г2 несколько мень-
ше периода генератора с каждым периодом импульсы серий
сближаются и в некоторый момент совпадают. При совпадении
сигналов серий срабатывает схема совпадений &, разрешающее
время которой должно быть равно А/г/2, триггеры Л и Г2
сбрасываются в исходное состояние и прекращают работу ге-
Рис. 7.7. Упрощенная структурная схема (а) и временные диаграммы работы (б)
нониусного ВЦП

нераторов Г\ и А. На этом завершается кодирование времен-
ного интервала. Пусть интервал между сигналами «Старт»
и «Стоп» равен /. Легко видеть, что /ГК — (/г — Д/г) К = 1 или
/ = Д/Г/С где — число, записанное в счетчике.

Ширина каналов ВЦП, работающего по нонйусному методу,
равна Д/г, интегральная нелинейность определяется стабиль-
ностью частот генераторов 1\ и А, а дифференциальная не-
линейность — стабильностью разности частот, т. е. стабиль-
ностью Д/. Допустимая нестабильность частоты генераторов
может быть оценена на основе следующих рассуждений. Пусть
относительная нестабильность периода генераторов /г и /г —Д/г
равна 6, тогда абсолютная погрешность о, измерения вре-
менного интервала, определяемого как /==/([(/г)-~(/г-—Д/г)],
будет равна

€>1 —К	— Д/г) = К/гб^.

В силу дискретности представления информации относитель-
ная погрешность 6/ измерения временного интервала / равна
1/К- Поскольку /^/г, О/ = ///С^/г//<. Откуда получаем:

К1Г& или б<1/(№ д/2). Видно, что с увеличением числа
каналов ВЦП нониусногосетипа требования к стабильности
частот генераторов растут как квадрат числа каналов. Это
обстоятельство определяет резкое ухудшение интегральной
нелинейности при увеличении числа каналов ВЦП, и обычно
при К^Ю2 эта нелинейность составляет около 10“2. Диф-
ференциальная нелинейность ВЦП нониусного типа задается
стабильностью разрещающего времени схем, выделяющих мо-
менты запусков генераторов ВЦП и момент совпадения сиг-
налов этих генераторов, и имёет обычно значение около 10“I

Время кодирования ВЦП нониусного типа, равное мертвому
времени, составляет величину К1Г, где — номер канала, со-
ответствующий измеряемому интервалу времени, и существенно
превышает измеряемый интервал. Просчеты в ВЦП нониусного
типа оцениваются на основе тех же соображений, что и для
ВЦП прямого кодирования одного интервала за рабочий цикл.
216
Методы кодирования с интерполяцией. При измерении срав-
нительно больших (10-6 с) интервалов времени с наносекунд-
ной точностью широкое-.применение находят методы кодиро-
вания временных интервалов с интерполяцией. Суть этих ме-
тодов заключается в том, что сначала временной интервал
измеряется методом прямого кодирования, а часть временного
отрезка, составляющая долю периода, кодируется затем одним
из методов измерения коротких интервалов времени. Основным
достоинством методов кодирования с интерполяцией является
высокая абсолютная точность измерения в широком динами-
ческом диапазоне регистрируемых интервалов времени. Кроме
того, использование интерполяционных методов при кодиро-
вании в относительно узком динамическом диапазоне позволяет
существенно сократить время кодирования таких интервалов.

Упрощенная структурная схема и временные диаграммы
работы ВЦП с нониусным интерполятором приведены на
рис. 7.8, а, б. Схема содержит два /?5-триггера Т\ и Т2, два
генератора Г\ и Г2, вырабатывающих серии импульсов с пе-
риодами /г и /г + А/г, две схемы совпадений &1 и &2 и два
счетчика Сч\ и Сч%.

С приходом сигнала «Старт» взводится триггер Т\ и на-
чинает работать генератор Г\, импульсы которого сосчитыва-
ются счетчиком Сч\. В момент прихода сигнала «Стоп» взво-
дится триггер Г2, запускается генератор Г2 и закрывается схема
&ь При этом счетчик Сч\ останавливается, а счетчик Сч2
считает импульсы генератора Г2. В момент совпадения сигна-
лов с генераторов Г\ и Г2 срабатывает схема &2, сбрасывая
Т\ и Г2 и прекращая работу Г\ и Г2. Легко видеть, что если
счетчики Сч\ и Сч2 сосчитали соответственно и К2 импульсов,
то кодируемый интервал времени I равен: 1 = 1Г (К\ + 1) — А/г/С2.

Как уже отмечалось выше, ждущие генераторы имеют худ-
шие параметры, чем генераторы, работающие в непрерывном
режиме. Поэтому при повышенных требованиях к точности
кодирования в качестве генераторов основной опорной частоты
применяются генераторы, работающие в непрерывном режиме.

Рис. 7.8. Структурная схема (а)
нониусным интерполятором

и временные диаграммы работы (б) ВЦП с
Тг _______________________I---------1_______

^5 ________п_____п_____п____________________

Ъ -----1---1--------------------------------

(*~Т)г

&2

Рис. 7.9. Структурная схема (а) и временные диаграммы работы (б) ВЦП с
двумя интерполяторами на основе преобразователей 1 — Т

В этом случае вместо нониусного метода, который здесь не-
применим для интерполяции временных интервалов между
сигналом «Старт» и ближайшим к нему импульсом генератора
опорной частоты и между сигналом «Стоп» и ближайшим к нему
импульсом генератора применяется метод преобразования
масштаба времени 1 — Т с последующим кодированием этих
преобразованных интервалов импульсами того же генератора.

На рис. 7.9 приведены структурная схема и временные ди-
аграммы ВЦП, в котором используются два интерполятора на
основе преобразователей 1 — Т. Для определенности будем
считать, что коэффициент временной трансформации этих
преобразователей равен 10 (в общем случае этот коэффициент
может быть и другим, например 100). Состав и назначение
функциональных 'элементов этой схемы аналогичны рассмот-
ренным в предыдущих примерах. Сигнал «Старт» взводит триг-
гер Т\. При этом импульсы генератора Г проходят через схему
&з и начинают считаться счетчиком Счз. Триггер 7\ взводи:
Гз, который находится во взведенном состоянии до появления
первого импульса генератора. Таким образом, Г3 задает на-
218
чальный временной интервал, подлежащий интерполяционному
измерению, который схемой (/ — Г) 1 удлиняется в 10 раз. Этот
временной интервал кодируется счетчиком Сч\. С приходом
сигнала «Стоп» взводится Гг, прекращается счет импульсов
счетчиком Оз, взводится триггер Г4, который сбрасывается
в исходное состояние первым же пришедшим после этого им-
пульсом генератора Г. Таким образом, Т4 задает конечный
временной отрезок, подлежащий интерполяционному измерению.
Этот отрезок удлиняется схемой (/ —Г)г, й код этого отрезка
определяется счетчиком Сч^. Измеренный интервал времени I
при этом равен:	(10/Сз + К1 — АУ/10, где /г — период ге-

нератора Г; 7^2» Кз— число импульсов, сосчитанных счет-
чиками Сч\, Сч2 и Счз.

Погрешности измерений временных интервалов интерполя-
ционными методами определяются погрешностями разделения
интервала времени на основной и интерполируемые отрезки,
погрешностью измерения этих временных отрезков, погреш-
ностью стыковки шкал и масштабов преобразований устройств,
кодирующих эти отрезки. Погрешности соответствующих ме-
тодов кодирования уже рассмотрены, й результирующие по-
грешности кодирующего устройства интерполяционного типа
могут быть вычислены на основе алгоритма используемого
интерполяционного, метода.

7.3.	КОДИРОВАНИЕ АМПЛИТУД ИМПУЛЬСОВ

Кодирование амплитуд импульсов является одной из самых
распространенных процедур, выполняемых в ходе ядерно-физи-
ческого эксперимента. Процесс кодирования распадается на
два естественных этапа: определение момента времени дости-
жения сигналом максимального значения (собственно, это и
есть амплитуда) и кодирование этого значения. Определение
момента достижения максимума осуществляется либо в самом
преобразователе, либо задается внешним сигналом, опреде-
ляющим этот момент. Поэтому всегда очень важно понимать,
как осуществляется выделение амплитуды и какими парамет-
рами (временем, нарастания, формой вершины и др.) должен
обладать входной импульс, чтобы его амплитуда была пра-
вильно измерена. Если, например, значение амплитуды опре-
деляется в момент, когда производная напряжения сигнала
по времени равняется нулю, то сигнал должен иметь гладкую
форму без выбросой от наводок и т. п.

Кодирование амплитуд может производиться разными ме-
тодами: преобразования амплитуды во временной интервал,
последовательного взвешивания (счета), поразрядного взве-
шивания, многодискриминаторным (параллельным) методом.
Каждый из этих методов имеет достоинства и недостатки,
которые учитываются при выборе того или иного метода в кон-
кретном эксперименте.

Метод преобразования амплитуды во временной интервал.
Идея метода заключается в том, что некоторый накопительный
конденсатор С заряжается до потенциала А, равного ампли-
тудному значению измеряемого сигнала, накапливая заряд
д=АС, после чего производится разряд этого конденсатора
током постоянного значения /. При этом время разряда / будет
равно 1—АС/1. Видно, что между / и А существует пропор-
циональная зависимость и измерение амплитуды можно за-
менить измерением времени разряда конденсатора, используя
для этого, например, метод прямого кодирования временного
интервала.

Структурная схема одного из вариантов преобразователя
амплитуды во временной интервал и временные диаграммы
его работы приведены на рис. 7.10. Измеряемый сигнал по-
ступает на зарядное устройство ЗУ (обычно эмиттерный по-
вторитель), выход которого через линейную схему пропускания
ЛСП соединен с С. Зарядное устройство должно иметь доста-
точно малое выходное сопротивление, чтобы потенциал на С
успевал следовать за потенциалом на входе зарядного устрой-
ства ЗУ и чтобы в момент достижения сигналом максималь-
ного значения конденсатор заряжался до этого значения. По-
этому для конкретного типа преобразователя существует ми-
нимальная длительность фронта входного сигнала (длительность
плоской вершины), при которой возможны полный заряд ем-
кости С и, следовательно, правильная работа преобразователя.

В момент, когда сигнал на зарядовом устройстве и соот-
ветственно потенциал на С достигают максимального значения,
срабатывает пиковый детектор ПД (принцип построения ПД
описан ниже), выходной сигнал которого, являясь сигналом
начала интервала преобразования, перебрасывает триггер ТТ
временного интервала Л Триггер открывает ключ К/и конден-

Рис. 7.10. Структурная схема (а) и временные диаграммы работы (б) АЦП,
основанного на методе преобразования А — Т


сатор С начинает линейно разряжаться током /, задаваемым
генератором тока ГТ. Одновременно закрывается линейная
схема пропускания ЛСП, шунтируя вход. При этом диод Д
запирается, исключая разряд С через ЛСП. За потенциалом
на С следит высокочувствительный триггер Шмитта. Когда
потенциал на С становится равным нулю, триггер Шмитта
возвращается в исходное состояние, вырабатывая сигнал конца
временного интервала /, сбрасывая ТТ в исходное состояние.
Таким образом, триггер ТТ вырабатывает сигнал, длительность
которого’ пропорциональна амплитуде входного сигнала. Дли-
тельность этого сигнала преобразуется в код методом прямого
кодирования с помощью генератора опорной частоты Г и схемы
пропускания &.

Достоинством амплитудно-цифровых преобразователей
АЦП, использующих метод преобразования амплитуда —
время, являются малые интегральная и дифференциальная не-
линейности. Малая интегральная нелинейность обеспечивается
возможностью создания высокостабильных генераторов раз-
рядного тока, а малая дифференциальная нелинейность —
использованием высокостабильных кварцевых генераторов опор-
ной частоты. Так, например, интегральная и дифференциальная
нелинейности АЦП типа БПА-94, используемого в многока-
нальном амплитудном анализаторе АП-1024, при числе кана-
лов 1024 составляют ±2-10”3 и ±10-2 соответственно. Прак-
тически такие же значения присущи и АЦП типа 712, исполь-
зуемого в системе КАМАК.

Недостатком метода преобразования амплитуды в длитель-
ность является относительно невысокое быстродействие АЦП,
основанных на этом методе. Время преобразования I такого
АЦП определяется частотой канальной серии /, амплитудой
кодируемых сигналов — кодом амплитуды К, временем записи
кода в запоминающее устройство 13*Л =	+ Так, для ко-

дировщика типа БПА-94 при /<= 103, / = 2-107 Гц, /З = 3 мкс
время кодирования /^53 мкс.

Поэтому АЦП подобного типа применяются в прецизионных
спектрометрических устройствах, не требующих высокого бы-
стродействия, в первую очередь в спектрометрах заряженных
частиц малой и средней энергии с использованием полупро-
водниковых детекторов. Действительно, как было показано в
гл.3, высокого энергетического разрешения можно добиться
только при сравнительно небольшой средней частоте анали-
зируемых импульсов (~104 с"1), и значение мертвого вре-
мени АЦП 50 мкс оказывается при таких загрузках вполне
приемлемым.

Существует особая разновидность АЦП — так называемые
> преобразователи заряд — код. Отличие их от обычных АЦП
состоит в том, что на вход АЦП подается не импульс напря-
жения, а импульс тока, т. е. вход АЦП выполняет роль со-
противления нагрузки детектора. Импульс тока интегрируется
на накопительном конденсаторе С. Таким образом, заряд 7,
созданный частицей в детекторе, передается непосредственно
в устройство преобразователя заряд — временной интервал.
Очевидно, что отличие преобразователей заряд — код от пре-
образователей амплитуда — код состоит лишь в особенностях
зарядного устройства, обеспечивающего заряд С.

Метод последовательного взвешивания (счета). Прецизи-
онные амплитудно-цифровые и зарядно-цифровые преобразо-
ватели выполняются обычно на дискретных элементах (тран-
зисторах) или в виде гибридных микросхем, требующих раз-
работки специальной технологии в изготовлении, и поэтому
они довольно дороги в производстве.

С развитием интегральной схемотехники и появлением вы-
сококачественных цифроаналоговых преобразователей (ЦАП),
компараторов (КП), устройств выборки и хранения (УВХ)
устройства кодирования амплитуд сигналов можно выполнять
целиком на основе интегральных микросхем. ЦАП превращает
двоичный код, поступающий на его входы, в напряжение, ко-
торое пропорционально коду. Компаратор, как упоминалось
в § 4.1, сравнивает два входных потенциала и в результате
сравнения вырабатывает определенный логический потенциал
(нуль или единицу). Устройство выборки — хранения следит
в режиме выборки за входным потенциалом и сохраняет в
режиме хранения значение потенциала, присутствовавшего на
входе УВХ в момент перехода от режима выборки к режиму
хранения. Принцип построения УВХ будет описан ниже. На
основе этих элементов строятся АЦП последовательного взве-
шивания (рис. 7.11).

Сигнал, амплитуда которого подлежит измерению, подается
на УВХ и пиковый детектор ПД, определяющий момент до-
стижения сигналом максимального значения. Сигнал с пико-

Рис. 7.11. Структурная схема (а) и временные диаграммы работы (б) АЦП
последовательного взвешивания
вого детектора поступает на управляющий вход УВХ и пере-
водит его из режима выборки в режим хранения. При этом
на выходе УВХ поддерживается потенциал, равный амплитуде
входного сигнала. Этот потенциал подается на один из входов
компаратора КП, на другой вход которого поступает напряжение
с ЦАП. ЦАП управляется двоичным счетчиком Сч. На вход
Сч поступают сигналы с ждущего генератора канальных им-
пульсов Г, запускаемого сигналом ПД. По мере поступления
импульсов с генератора напряжение на выходе ЦАП нарастает
ступенчатым образом до тех пор, пока не сравняется с напря-
жением на выходе УВХ. В этот момент КП меняет потенциал
на своем выходе, останавливая ждущий генератор Г. В резуль-
тате такой работы схемы число импульсов генератора оказыва-
ется пропорциональным амплитуде входного сигнала, сами
импульсы могут выполнять роль последовательного кода, а со-
стояние счетчика Сч соответствует двоичному коду измеренной
амплитуды.

Время преобразования АЦП, функционирующего по опи-
санному способу, как и АЦП, работающего по методу преоб-
разования амплитуды во временной интервал, задается, в пер-
вую очередь, числом каналов К и частотой следования каналь-
ных импульсов = К/Г

Естественно, что и быстродействие такого АЦП относитель-
но невелико. Его дифференциальная нелинейность определяется
в основном дифференциальной нелинейностью ЦАП. Типичные
значения дифференциальной нелинейности ЦАП в интегральном
исполнении составляют ±0,5 единицы младшего разряда или
50% средней ширины канала. При использовании 12-разрядного
ЦАП для построения АЦП приемлемая (меньшая 10%) диф-
ференциальная нелинейность может быть обеспечена, если
задействовать 8—9 старших разрядов ЦАП, что соответствует
256—512 каналам кодирования.

Интегральная нелинейность АЦП определяется интегральной
нелинейностью ЦАП, которая составляет обычно несколько долей
процента на 12 разрядов и постоянной спада выходного на-
пряжения УВХ в режиме хранения, которая зависит от устрой-
ства УВХ и типа элементов, используемых в нем. Структура
УВХ, работающего в АЦП, приведена на рис. 7.12. УВХ со-
стоит из зарядного устройства ЗУ, управляемого электронного
ключа К, накопительного конденсатора^ С и операционного
усилителя ОУ. Зарядное устройство обычно тоже представляет
собой операционный усилитель с малым выходным сопротив-
лением 7?Вых, таким, что значение постоянной времени /?выхС<^С/ф
(/ф—длительность фронта входного сигнала). Благодаря этому
условию потенциал на С в режиме выборки повторяет значение
потенциала на входе. Режим работы УВХ определяется зна-
чением сигнала (1 или 0) «Выборка — хранение» В/Х на управ-
к

Рис. 7.12. Структурная схема
устройства выборки-хранения

Рис. 7.13. Структурная схема
(а) и временные диаграммы ра-
боты (б) пикового детектора

ляющем входе УВХ. В режиме выборки В входной сигнал через
ЗУ с малым выходным сопротивлением 7?ВЫх и электронный
ключ К, находящийся в положении выборки В, заряжает С.
Поскольку для получения однозначного соответствия между
напряжением на С и входным напряжением необходимо, чтобы
постоянная времени зарядного устройства /?выхС была намного
меньше скорости нарастания сигнала, значение 7?ВЫх наклады-
вает ограничение на емкость С. В режиме хранения, когда
ключ К находится в положении хранения X С разряжается
со скоростью йА/(И=А/(С7?Ут). Сопротивление /?ут состоит из со-
противления входа операционного усилителя ОУ, сопротивлений
утечки конденсатора С, ключа /С Типйчное значение (А4/б//)/А
для УВХ на полевых транзисторах составляет 10~3 за 50 мкс.
Таким образом, интегральная нелинейность АЦП с / = 20 МГц
и К-1024 составит около 10~3.

Интересен принцип реализации пикового детектора, состо-
ящего из УВХ и компаратора КП, которые соединены по схеме,
изображенной на рис. 7.13, а. На рис. 7.13, б приведены вре-
менные диаграммы, поясняющие работу этого устройства.
УВХ имеет гистерезис, проявляющийся в конечной разности
между значениями напряжения на входе УВХ при зарядке и
разрядке конденсатора в режиме выборки в момент достижения
на С одинакового потенциала. Этот гистерезис составляет не-
сколько милливольт. Если гистерезис больше, чем чувствитель-
ность компаратора, то устройство будет функционировать сле-
дующим образом. При нарастании входного сигнала потенциал
на прямом входе КП будет выше, чем на инверсном, и на выходе
КП будет создан высокий логический потенциал, который под-
держивает УВХ в режиме выборки. После достижения входным
сигналом максимального значения напряжение на прямом
входе КП начнет спадать, а на инверсном из-за гистерезиса
УВХ спад начнется с некоторой задержкой. В момент времени,
когда потенциал на прямом входе КП станет меньше потенциала
на инверсном входе на значение чувствительности КП, на вы-
ходе КП появится низкий логический потенциал, переводящий
УВХ в режим хранения.
Метод поразрядного взвешивания. Описанные выше методы
кодирования позволяют, в принципе, получить код амплитуды
в любом виде. В основе обоих методов лежит преобразование
амплитуды сигнала в линейный последовательный код, который
уже затем может быть преобразован в любой другой. Для
сокращения времени преобразования применяется метод не-
посредственного преобразования амплитуды сигнала в двоичный
последовательный код. Этот метод носит название метода по-
разрядного взвешивания. Метод поразрядного взвешивания
позволяет существенно сократить время преобразования: при
одной и той же частоте кодирующих импульсов для 1000-ка-
нального преобразователя требуется 1000 импульсов линейного
преобразовательного кода и всего 10 импульсов двоичного пос-
ледовательного кода.

Упрощенная схема АЦП, работающего по принципу пораз-
рядного взвешивания, и его временные диаграммы приведены
на рис. 7.14, а, б. Основными узлами АЦП подобного типа
являются регистр последовательных приближений РПП, циф-
ро-аналоговый преобразователь ЦАП и компаратор КП. Ко-
дируемый сигнал поступает из устройства выборки — хранения
УВХ на один из входов компаратора. Одновременно с ним на
вход «Старт» регистра последовательных приближений пода-
ется сигнал, разрешающий процесс кодирования. (Этот сигнал
снимается с пикового детектора ПД). Тактовая частота ко-
дирования задается генератором Г. Сигналы тактового гене-
ратора поступают на вход «Синхронизация» регистра последо-
вательных приближений. После прихода сигнала «Старт» им-
пульсы синхронизирующей серии начинают появляться поочередно
на каждой из выходных шин регистра РПП, число которых

Рис. 7.14. Структурная схема (а) и временные диаграммы работы (б) АЦП
поразрядного взвешивания
равно разрядности преобразователя. Первый после сигнала
«Старт» импульс синхронизирующей серии появляется на шине
старшего разряда 2п регистра. Это число преобразуется ЦАП
в выходное напряжение, которое сравнивается компаратором
с амплитудой входного сигнала Авх. Если напряжение на выходе
ЦАП меньше Авх, сигнал на выходе компаратора равен нулю.
В этом случае (см. рис. 7.14, б) на Шине старшего разряда
регистра оставляется логическая единица 1, она же появляется
на выходе преобразователя. С приходом следующего импульса
синхронизирующей серии 1 выставляется на следующей по раз-
рядности шине регистра. Новое число (2П4-2"-1) снова пре-
образуется ЦАП в выходное напряжение и сравнивается с
Лвх. Если выходное напряжение превышает Лвх, на выходе ком-
паратора устанавливается логическая единица, которая, по-
ступая на вход «Сброс разряда», снимает 1 с шины 2П“1,
устанавливая логический нуль 0. Этот же нуль появляется на
выходе преобразователя. Следующий импульс синхронизирующей
серии выставляет 1 на шине 2П“2, и процесс сравнения повто-
ряется. Процесс кодирования закончится сигналом «Конец
преобразования» после того, как на всех шинах регистра будут
последовательно выставлены 1 и, в результате сравнения, ос-
тавлены или сброшены на 0. По сигналу «Конец преобразова-
ния» код амплитуды входного сигнала может быть считан в
запоминающее устройство или ЭВМ, которое, приняв этот код,
выдает сигнал «Сброс» (на схеме цепи сбросы не показаны),
возвращающий схему в исходное состояние. Из приведенного
описания видно, что процесс последовательного двоичного
кодирования напоминает взвешивание с помощью набора гирь,
каждая из которых в 2 раза легче предыдущей. Экономия во
времени преобразования последовательным двоичным кодом по
сравнению с линейным последовательным кодом растет с рос-
том числа каналов: при 64 каналах (6 двоичных разрядов)
время кодирования сокращается примерно в 10 раз, а при 1024
каналах (10 разрядов) в 100 раз. При частоте синхронизирующей
серии несколько мегагерц полное время кодирования для ты-
сячеканального кодирования составит менее 1 мкс. Промыш-
ленностью выпускаются различные варианты интегральных
микросхем, позволяющие строить на их основе АЦП различной
разрядности и различного быстродействия. К недостаткам АЦП
подобного типа - относятся сравнительно высокие значения ин-
тегральной и дифференциальной нелинейности, составляющие
для восьмиразрядного АЦП (256 каналов) 10“2 и 10“1 со-
ответственно.

Многодискриминаторный метод кодирования амплитуд.
Этот метод позволяет создать наиболее быстродействующие
амплитудно-цифровые преобразователи. Суть метода заклю-
чается в том, что анализируемый сигнал поступает на устрой-
Рис. 7.15. Структурная схема
многодискриминаторного (стро-
бирующего) АЦП

ство с большим числом пороговых уровней, расположенных
с постоянным шагом. Число пороговых уровней определяет
число каналов АЦП. Амплитуда входного сигнала определя-
ется по номеру последнего уровня, который был превышен сиг-
налом. Быстродействие такого АЦП определяется быстродей-
ствием аналоговых и логических элементов, используемых при
его построении.

На рис. 7.15 представлена упрощенная структура АЦП на
64 уровня. Основу АЦП составляют 64 компаратора КПо—
КПъз, резистивный делитель напряжения на 64 уровня, созда-
ющий на входах компараторов нарастающее с постоянным
шагом напряжение, дешифратор ДШ, преобразующий линей-
ную последовательность логических уровней выходов компа-
раторов в двоичный код, и выходной регистр ВР, служащий
для хранения и передачи на магистраль данных параллель-
ного двоичного кода.

При поступлении на вход АЦП сигнала, подлежащего ко-
дированию, последовательно срабатывают все компараторы,
на которых потенциалы, задаваемые делителем, меньше ампли-
тудного значения входного сигнала. Одновременно позицион-
ный код состояния компараторов преобразуется дешифратором
в двоичный параллельный код. Особенностью работы такого
АЦП является так называемый режим стробирования: передача
двоичного кода в выходной регистр осуществляется только во
время подачи на вход Строб сигнала считывания.

Достоинством кодирующего устройства такого типа явля-
ется относительно малое время преобразования амплитуды в
код, которое определяется временем срабатывания компараторов,
дешифратора и переноса информации в выходной регистр. Это
время может быть доведено до нескольких десятков наносекунд.
Дифференциальная и интегральная нелинейности такого АЦП
определяются равномерностью и стабильностью делителя и
стабильностью напряжения, питающего делитель. Для типичного
АЦП с числом каналов /< = 64 (включая нулевой) интегральная
нелинейность составляет 0,05, а дифференциальная 0,3. Благо-
даря такому высокому быстродействию АЦП подобного типа
(называемого иногда параллельным АЦП) кодируется «мгновен-
ное» значение действующего на входе напряжения. Очевидно,
что для измерения амплитуды сигнала необходимо синхрони-
зовать тем или иным способом момент считывания кода (стро-
бирование) с моментом достижения входным сигналом макси-
мального значения.

В настоящее время параллельные АЦП находят все более
широкое применение в быстродействующих системах съема
информации с детекторов в экспериментах на ускорителях, где
обычно не требуется большого числа каналов кодирования,
высокой линейности, но зато приципиально важно малое мертвое
время преобразователя. Некоторые особенности применения
подобных АЦП в системах съема информации в пропорциональ-
ных и дрейфовых камерах будут рассмотрены в гл. 8.

В настоящее время параллельные АЦП выпускаются срав-
нительно небольшой (6—8) разрядности. Промышленностью
проводится разработка АЦП большей разрядности и еще боль-
шего быстродействия. Однако стоимость таких АЦП с увели-
чением быстродействия и разрядности резко возрастает. Суще-
ствует, однако, простой способ повышения разрядности преоб-
разователя путем использования -двух АЦП небольшой раз-
рядности — это включение двух АЦП параллельно, причем на
один из них подается доля (десятая, сотая и т. д.) входного
сигнала.

Амплитудные анализаторы. Амплитудно-цифровые преоб-
разователи, так же как и времяцифровые, широко применяются
в экспериментальной практике в виде отдельных узлов и бло-
ков. Вместе с тем существуют и широко выпускаются промыш-
ленностью разных стран приборы — амплитудные анализаторы,
в которых амплитудно-цифровые прёобразователи являются
встроенной частью прибора. Вьшуск таких приборов обуслов-
лен тем, что амплитудный анализ как метод исследования энер-
гетических спектров частиц широко применяется как в самой
ядерной физике, так и в широком круге научных и прикладных
задач, использующих методы ядерной физики. Важно еще и
то, что требования к таким амплитудным анализаторам, в част-
ности к числу каналов анализатора, довольно единообразны,
что позволяет выпускать приборы универсального назначения.
Временные анализаторы промышленно не выпускаются как раз
по причине отсутствия единых требований. Впрочем, подклю-
чение ко входу амплитудного анализатора времяамплитудного
преобразователя с соответствующими параметрами позволяет
легко получить временной анализатор из амплитудного.

В настоящее время в основном выпускаются амплитудные
анализаторы на несколько тысяч каналов (от 1024 до 4096).
Такое число каналов вполне достаточно для большинства задач
полупроводниковой спектрометрии. Действительно, как было
показано в § 7.1, для хорошей аппроксимации спектральной
линии достаточно, чтобы она располагалась (на середине ее
высоты) в 5 каналах. При энергетическом разрешении детектора
0,5% и расположении линии в середине шкалы анализатора
полное число каналов составит (5/0,005) X 2 = 2000. Этого
числа каналов может оказаться недостаточным, если иссле-
дуется спектр в широком энергетическом диапазоне, так как
число каналов на одну спектральную линию падает при пере-
мещении линии к началу шкалы. В то же время такое число
каналов может оказаться избыточным, если используется де-
тектор с худшим энергетическим разрешением, например, сцин-
тилляционный, энергетическое разрешение которого в среднем
можно принять равным 5%. В последнем случае в 2000-каналь-
ном анализаторе при тех же условиях (линия в середине шкалы)
на одну спектральную линию придется 50 каналов (на сере-
дине ее высоты). Такая избыточность плоха тем, что может
потребовать неразумно большого времени для набора удовлет-
ворительной статистики в каждом канале. Из этих соображений
в современных амплитудных анализаторах предусмотрена воз-
можность уменьшения числа каналов без изменения динами-
ческого диапазона измеряемых амплитуд.

Амплитудные анализаторы — достаточно сложные и уни-
версальные устройства. Они, как правило, имеют встроенные
усилители входных импульсов, линейные дискриминаторы с
регулируемым порогом, позволяющие отсекать импульсы малых
амплитуд, дискриминаторы верхнего уровня, позволяющие
отсекать импульсы с амплитудами, выходящими за диапазон
измерения, схемы совпадений и антисовпадений, позволяющие
регистрировать предварительно отобранные сигналы. Для вы-
вода данных анализаторы содержат электронно-лучевые трубки,
цифропечатающие устройства, системы записи информации
на магнитоносители и т. п. Предусматриваются также различные
автоматические режимы работы: по заданному времени, по
заданному числу набранных событий, по «живому» времени.
Если вспомнить, что анализатор должен иметь достаточно емкое
запоминающее устройство, то нетрудно видеть, что он, по су-
ществу, представляет собой специализированную ЭВМ, рабо-
тающую по нескольким жестко заданным программам. Отсюда—
естественный шаг в развитии современных анализаторов —
оснащении их встроенными микроЭВМ, которые позволяют
не только реализовать все перечисленные режимы работы, но
и производить «на месте» обработку спектров: аппроксимацию
спектральных линий, вычисления положения максимума, площади
и энергий по данным градуировки. Для этой цели анализаторы
снабжаются набором стандартных программ.
Искажения спектров амплитудно-цифровыми преобразова-
телями. Анализируя работы АЦП, можно видеть, что для их
правильной работы необходимо, независимо от типа АЦП,
осуществлять блокировку входных сигналов на время работы
АЦП. Так, например, отсутствие блокировки в АЦП, работа-
ющего по методу преобразования амплитуды во временной ин-
тервал, может привести к дозаряду конденсатора С и увели-
чению кода анализируемого сигнала, если последующий импульс
появится на входе АЦП до окончания преобразования преды-
дущего. Это явление вызовет существенные искажения в по-
лучаемом спектре.

Блокировка АЦП осуществляется, как правило, линейной
схемой пропускания (ЛСП), шунтирующей вход АЦП на все
время кодирования и записи информации в ЗУ. Время бло-
кировки определяет мертвое время АЦП. Как следует из прин-
ципа работы АЦП, мертвое время зависит от амплитуды ана-
лизируемого сигнала и линейно растет с увеличением ампли-
туды. Блокировка АЦП последовательного взвешивания и АЦП
поразрядного взвешивания осуществляется УВХ, переключа-
ющимся в режим хранения на все время обработки сигнала,
и мертвое время также может зависеть от амплитуды входного
сигнала. В многодискриминаторном АЦП описанного выше типа
блокировка должна производиться отдельным устройством до
окончания процесса стробирования. Здесь мертвое время по-
стоянно.

При повышенной частоте следования входных сигналов в
момент разблокировки на входе АЦП может оказаться неко-
торая часть сигнала, пришедшего немного раньше этого мо-
мента. В отсутствие специальных мер эта часть сигнала будет
воспринята как нормальный сигнал, подвергнется кодировке
и, таким образом, в спектр будет внесена искаженная инфор-
мация. Для устранения подобных эффектов в АЦП должно
быть предусмотрено устройству которое следит за потенциалом
на входе в момент разблокировки. Если потенциал в этот мо-
мент не равен нулю, то это устройство должно продлевать
блокировку до тех пор, пока потенциал на входе не станет
равным нулю. Ясно, что в этом случае мертвое время АЦП
становится продлевающимся.

Другая особенность, связанная с наличием блокировки,
проявляется в том, что часть сигналов приходит на вход АЦП
во время действия блокировки и исключается из анализа. Это
приводит к возникновению различий полученного с помощью
АЦП спектра и спектра сигналов, поступающих на вход АЦП.
Степень различия спектров определяется значением и видом
мертвого времени, законом распределения событий во времени.
В большинстве случаев временное распределение событий под-
чиняется закону Пуассона и средняя частота поступления со-
бытий постоянна. При работе на импульсных установках: ус-
корителях, реакторах и т. п. события группируются в пачки,
внутри которых распределение по времени может быть в среднем
равномерным, а может быть более сложным.

Учет искажений спектра сравнительно прост, если АЦП
имеет постоянное мертвое время, поток исследуемых событий
пуассоновский и отсутствует корреляция между амплитудами
сигналов и их последовательностью во времени. В этом случае
полученный с помощью АЦП отличается от истинного только
нормирующим множителем, равным (1—мт)-1, где п — средняя
частота поступления событий; т — мертвое время АЦП. Однако
на практике столь идеальные условия реализуются сравнительно
редко. Чаще, как уже упоминалось, мертвое время АЦП за-
висит от амплитуды входного сигнала, поэтому для упрощения
процедуры восстановления спектров обычно используется так
называемый режим набора информации по живому времени.

Типичным физическим примером применения режима на-
бора спектра по живому времени может служить задача акти-
вационного анализа, когда необходимо определить абсолютное
количество какого-либо радиоактивного нуклида в сложной
смеси. В этом случае амплитудным анализатором измеряется
спектр излучения смеси, идентифицируется энергетическая
линия, принадлежащая исследуемому нуклиду, и определяется
интенсивность выделенной линии (количество зарегистриро-
ванных в единицу времени событий в канале или группе ка-
налов, в которых эта линия расположена).

Предположим для простоты, что интересующее нас излуче-
ние регистрируется в некотором гм канале анализатора. Пред-
полагая, что число просчетов мало, можно записать:

И0/ = И//(1 — Тмих),
где гц — скорость счета в /-м канале; — интенсивность
событий по входу, соответствующих /-му каналу, т. е. гц» — ве-
личина, подлежащая определению; _	— суммарная скорость

счета анализатора по всем каналам, тм — среднее мертвое время.
Пусть / — время проведения измерений (длительность экспери-
мента). Тогда

пт = гц1/(1 — тмпЕ/).

Произведение гц1 есть число отсчетов в /-м канале за время
измерения, а произведение — суммарное мертвое время за
время измерения. Разность / —тмп^/ = /ж называется живым вре-
менем. Физически оно является суммарным временем (частью
общего времени измерения /), в течение которого анализатор
ожидает прихода регистрируемых событий /ож (рис. 7.16).

Тогда По1 можно записать в виде

П0/== Мь/
Рис. 7.16. Диаграмма временных интервалов, затрачиваемых АЦП на обработку
тм и ожидание тож сигналов

Следовательно, измеряя живое время с помощью управляемого
таймера, который считывает время лишь в промежутки /ж можно
определить абсолютную интенсивность событий по любому кана-
лу на выходе анализатора.

Из этой формулы непосредственно следует и еще один важ-
ный вывод: просчеты анализатора не искажают соотношения
интенсивностей между спектральными линиями одного спектра,
поскольку

Вместе с тем для того, чтобы сравнивать абсолютные интен-
сивности одной и той же спектральной линии, измеренной в
разных условиях (например, в двух образцах разной актив-
ности), необходимо проводить измерения за одинаковое живое
время.

Действительно:

По/ (1)=М (1 )//ж (1); По/ (2) = М (2)//ж (2),

где индексы 1, 2 относятся к двум образцам активности. При
/ж(1) = Лк(2) получим:

По/(1)/ио/(2) = М(1)/М(2).

Контрольные вопросы

1.	Каково назначение фазировки в ВЦП прямого кодирования нескольких
интервалов за рабочий цикл:

а)	стабилизация ширины каналов ВЦП;

б)	обеспечение возможности регистрации нескольких временных интервалов
за рабочий цикл;

в)	уменьшение искажений спектров?

2.	Необходимо экспериментально получить распределение временных интер-
валов между сигналами с полупроводникового детектора, регистрирующего
частицы от а-активного препарата. Какой времяцифровой преобразователь
232
ВЦП целесообразно применить для решения этой задачи: '

а)	ВЦП прямого кодирования одного интервала за рабочий цикл, поста-
вив на его входе электронный переключатель, подающий импульсы от детек-
тора поочередно на входы «Старт» и «Стоп» ВЦП*

б)	ВЦП кодирования нескольких интервалов за рабочий цикл, запуская
изредка ВЦП одним из сигналов с детектора и подавая последующие сигналы
с детектора на вход «Стоп»?

3.	Некоторое событие, начинающееся сигналом «Старт», сопровождается
появлением двух частиц через среднее время 1\ и /2 относительно сигнала
«Старт», при этом вероятность попадания обеих частиц в детектор велика.
Какой ВЦП следует применить, чтобы получить временной спектр этих собы-
тий:

а)	ВЦП прямого кодирования одного интервала за рабочий цикл;

б)	ВЦП прямого кодирования нескольких интервалов за рабочий цикл;

в)	годятся оба ВЦП?

4.	Пусть необходимо измерить временной спектр событий с погрешностью
0,1 нс во временном интервале около 10 нс, отстоящем от сигнала «Старт» на вре-
мя, равное 100 нс. Какой ВЦП целесообразно использовать для решения этой
задачи:

а)	применить ВЦП с интерполяцией по схеме 7.8;

б)	использовать ВЦП нониусного типа (рис. 7.7), введя в стартовый канал
фиксированную кабельную линию задержки, равную 100 нс;

в)	использовать ВЦП с интерполяцией, выполненной по схеме рис. 7.9?

5.	К каким изменениям в амплитудном спектре, состоящем из одной узкой
спектральной линии, приведет обрыв связи между ТТ и ЛСП в АЦП, приведен-
ном на рис. 7.10:

а)	прекратится набор событий (АЦП перестанет их кодировать);

б)	в спектре появятся события с амплитудой, большей исходной;

в)	увеличится число регистрируемых событий в линии?

6.	Какие искажения амплитудного спектра, получаемого с помощью АЦП
последовательного взвешивания (приближения), будут наблюдаться, если в
устройстве выборки-хранения возникнет заметная утечка заряда на конденсато-
ре памяти:

а)	уменьшится коэффициент преобразования амплитуды в код, и как следст-
вие произойдет пропорциональное сжатие спектра по оси амплитуд;

б)	будет наблюдаться экспоненциальное сжатие спектра по мере увеличе-
ния амплитуд;

в)	искажения спектра не будет?

7.	Как зависит мертвое время АЦП поразрядного взвешивания от ампли-
туды А анализируемого сигнала:

а)	не зависит от А;

б)	пропорциональной;

в)	пропорционально логарифму А?

8.	Какой АЦП может обеспечить наименьшую дифференциальную нели-
нейность для прецизионного анализа формы узкой спектральной линии:

а)	АЦП с А — ^-преобразованием;

б)	АЦП поразрядного взвешивания;
в)	АЦП многодискриминаторного типа, на вход которого сигналы посту-
пают через пороговый усилитель.

9.	Для выделения спектра исследуемого источника в условиях сильного
постороннего фона сначала проводят измерения суммарного амплитудного
спектра (источник-Г фон), затем измеряют амплитудный спектр фона, после
чего вычитают второй спектр из первого. В каком режиме следует проводить
эти измерения, чтобы обеспечить наиболее точное количественное выделение
эффекта:

а)	первое измерение вести в течение некоторого живого времени Тж, измерив
при этом абсолютное время набора информации Т, второе измерение вести в
течение Т — Тж\

б)	первое и второе измерение вести в течение одинакового абсолютного
времени Т;

в)	оба измерения проводить в течение одинакового живого времени Тж.

ГЛАВА 8

МЕТОДЫ ПОЛУЧЕНИЯ ПРОСТРАНСТВЕННОЙ
ИНФОРМАЦИИ В ПОЗИЦИОННО-ЧУВСТВИТЕЛЬНЫХ
ДЕТЕКТОРАХ (ПЧД)

8.1.	ОПРЕДЕЛЕНИЕ КООРДИНАТЫ ЧАСТИЦЫ В ПЧД

МЕТОДАМИ АМПЛИТУДНОГО АНАЛИЗА

Определение координаты частицы по амплитуде сигнала,
снимаемого с детектора, основано на использовании какой-либо
известной зависимости амплитуды сигнала детектора от коор-
динаты регистрируемой частицы. Например, в протяженном
(одномерном) сцинтилляционном детекторе (рис. 8.1, а) при
фиксированном энерговыделении частицы вследствие поглощения
света в сцинтилляторе зависимость амплитуды сигнала от коор-
динаты взаимодействия частицу с веществом детектора имеет
вид

А (х)=А оехр( — цх),

где Ло — амплитуда световой вспышки в точке взаимодействия;
ц — линейный коэффициент ослабления света, х — расстояние до
фотоумножителя.

Поскольку Ло является функцией энергии частицы (в первом
приближении — линейной) для определения координат частиц,
необходимо независимое определение энергии частиц.

Для определения координаты частицы независимо от ее
энергии сцинтиллятор обычно просматривается с двух сторон
двумя ФЭУ (рис. 8.1, б). Поскольку амплитуды сигналов А\ и
Л2 обоих фотоумножителей пропорциональны энерговыделению
частицы, их отношение Л1/Л2 является функцией координаты
234
Рис. 8.1. Простейший одномерный позиционно-чувствительный сцинтилляционный
детектор (а) и одномерный позиционно-чувствительный сцинтилляционный
детектор, позволяющий измерять координату при любой энергии частицы (б)

частицы и не зависит от ее энерговыделения. На практике обычно
используется не Л1/Д2, а отношение Л1/(Д1+^2), зависимость
которого от координаты частицы оказывается близкой к линей-
ной. ПЧД подобного типа на пластмассовых сцинтилляторах,
обычно используемых для этой цели, позволяют получить пози-
ционное (координатное) разрешение порядка нескольких санти-
метров.

В газовых пропорциональных счетчиках можно определить
координату частицы вдоль анодной нити, снимая два сигнала
с двух противоположных концов нити. Для надежного выделения
эффекта сопротивление нити должно быть достаточно велико
(порядка нескольких килоом). В этом случае отношение сигна-
лов, снимаемых с двух противоположных концов нити, пропор-
ционально отношению сопротивлений участков нити от точки
взаимодействия до соответствующего конца. Достигнутое коор-
динатное разрешение составляет менее 0,1 мм.

Аналогичным образом можно определить координату частицы
в одномерном полупроводниковом детекторе, если сделать один
из его электродов достаточно высокоомным (этот случай рас-
смотрен в гл. 2).

В приведенных примерах отчетливо просматривается общий
принцип, применяемый в такого рода устройствах: с детектора
снимаются два сигнала, один из которых (или их сумма) явля-
ется нормализующим по отношению ко второму, т. е. позво-
ляет избавиться от энергетической зависимости сигнала, не-
сущего позиционную информацию. Специфические требования,
предъявляемые к амплитудным трактам, предназначенным для
решения подобных задач, и специфические устройства, приме-
няемые для этой цеЛи, рассматриваются в настоящем параграфе.

Конечное позиционное (координатное) разрешение ПЧД
определяется большим количеством факторов, которые можно
разбить на две группы. К первой относятся факторы, связан-
ные с физическими процессами, протекающими в детекторе:
флуктуацией числа носителей электрического заряда, их перво-
начальным пространственным распределением, диффузией и
рядом других.

Роль этих факторов различна в различных типах ПЧД. Вто-
рая группа факторов связана с конкретными методами съема
и преобразования электрического сигнала, т. е. электроникой.
Обычно стремятся к тому, чтобы свести факторы второй группы
к минимуму, обеспечивающему получение предельного простран-
ственного разрешения, определяемого физическими процессами
в детекторе.

В сцинтилляционных одномерных ПЧД позиционное (коор-
динатное) разрешение Ах определяется амплитудным разреше-
нием АА обоих ФЭУ и имеет вид

1 /Л/4| ЛЛ2\

Амплитудное разрешение сцинтилляционных детекторов срав-
нительно невысокое (порядка 10%), и при таком разрешении
требования к параметрам электронных схем невысоки и легко
достижимы.

При использовании в качестве ПЧД пропорциональных счет-
чиков (или камер) и полупроводниковых детектров с высоким
позиционным разрешением существенным фактором, ограничи-
вающим позиционное разрешение, являются шумы элетронных
схем. Накладываясь на сигналы детектора, шумы модулируют
эти сигналы, размывая их амплитудное распределение и тем
самым ухудшая позиционное разрешение.

Ухудшение позиционного разрешения ПЧД вследствие шумов
полностью аналогично ухудшению энергетического разрешения
детекторов по той же причине. Действительно, позиционное
разрешение детектора, в котором координата частицы опреде-
ляется как доля заряда, снимаемого с одного из концов про-
тяженного электрода (нормализованный заряд, не зависящий
от энергии), можно записать ® виде

Ах// = А^/<7,

где Ах — средняя квадратическая погрешность определения
координаты; I — длина позиционно-чувствительной части элект-
рода; А<? — средняя квадратическая флуктуация заряда; д —
нормализованный заряд.

Если принять, что средняя квадратическая флуктуация заря-
да определяется только шумами, то

Лх// = ^ш/^, .

где <7Ш — средний квадратический шумовой заряд.

Полупроводниковые ПЧД и ПЧД на основе пропорциональ-
ных счетчиков предъявляют весьма высокие требования к уров-
ню шумов входных предусилителей. Действительно, при регист-
236
рации кремниевым ППД частицы с энергией порядка 1 МэВ
в ППД генерируется около 3-105 электронно-дырочных пар
(энергия образования одной пары в 81 равна 3,62 эВ). Если
потребовать позиционное разрешение ПЧД порядка 1% (что при
размерах /= 10 мм составит 0,1 мм), то допустимое значение

составит примерно 3-103 элементарных зарядов или 4,8 X
ХЮ-16 Кл, что соответствует уровню высококачественных
малошумящих предусилителей.

Применение малошумящих предусилителей для ПЧД имеет,
однако, свою специфику. Дело в том, что по технологическим
причинам сопротивление резистивного электрода сравнительно
невелико и лежит обычно в пределах 102—104 Ом. Это значение
существенно меньше, чем оптимальное сопротивление нагрузки,
применяемое в режиме спектрометрического съема информации:
/?н>Ю8 Ом (см. § 3.3). При сопротивлении нагрузки сущест-
венно* ниже оптимального основным источником шума является
тепловой шум сопротивления нагрузки. Остальными шумами —
шумом входного тока и шумом выходного тока — можно в этом
случае пренебречь (если, конечно, для этого приняты соответст-
вующие меры).

Тогда (см. § 3.3)

д1=МгТЦп/&,).

Полагая, что 1и = ЯнСн, получаем <?ш=4&7'С’н или дш =
=^4кТСн.

Таким образом, уровень шума, а стало быть, и позиционное
разрешение детектора определяются только его емкостью.

При комнатной температуре и емкости детектора порядка
20 пФ значение дш составляет около 5«10“16 Кл, что, как мы
видели раньше, позволяет получить позиционное разрешение
около 1%.

Поскольку рассмотренный метод использует измерение нор-
мализованного заряда (или, что то же самое, сравнение двух
зарядов, снимаемых с одного детектора), естественно примене-
ние в подобных измерениях малошумящих зарядочувствительных
предусилителей (ЗЧУ).

В конструкциях ЗЧУ, применяемых для позиционно-чувстви-
тельных ППД, есть некоторая специфика, отличающая их от
ЗЧУ, применяемых для спектрометрических целей. В частности,
сравнительно малое сопротивление входной нагрузки приводит
к тому, что сопротивление в цепи обратной связи также заметно
уменьшается (в этом случае Кос0,1 4-10 МОм).

Итак, для измерения координаты в одновременных аналого-
вых ПЧД необходимо одновременно снимать с детектора два
аналоговых сигнала и, в общем случае, измерять амплитуду
(заряд) каждого из них. Технически в этом случае задача не
отличается от обычной спектрометрической задачи, в которой
имеется два канала регистрации и для отбора и обработки
полезных событий применяются обычные электронные устройст-
ва: зарядочувствительные предусилители, амплитудные дискри-
минаторы, амплитудно-цифровые преобразователи и др., т. е.
устройства, уже рассмотренные в предыдущих главах.

Специфической особенностью рассматриваемой задачи яв-
ляется нормализация заряда, т. е. измерение отношения двух
сигналов <71 и <72. Эта задача может решаться как аналоговым,
так и цифровым методами. При использовании цифрового мето-
да нормализация заряда и вычисление координаты осуществля-
ются программно с помощью ЭВМ: оба сигнала д\ и после
усиления кодируются с помощью независимых АЦП, и коды
зарядов направляются в ЭВМ для последующей обработки. Этот
метод является наиболее точным, однако более медленным и
требует наличия соответствующего оборудования, включая ЭВМ,
и необходимого программного обеспечения. Поэтому нередко на
практике применяется аналоговый метод, позволяющий использо-
вать более простое и распространенное оборудование и не тре-
бующий разработки специализированных программ. При исполь-
зовании аналогового метода нормализации (рис. 8.2) сигналы
<71 и (72 усиливаются двумя ЗЧУ. Выходные сигналы обоих ЗЧУ
(Л и (У2 подаются на схему деления (нормализатор) амплитуд
импульсов, выходной сигнал которой (/поз пропорционален от-
ношению (/1/(/2 и, таким образом, несет только позиционную
информацию. Амплитудный спектр сигналов (/„оз измеряется
амплитудным анализатором АА. Для измерения координат час-
тиц производится предварительная градуировка детектора колли-
мированным пучком частиц. В случае необходимости одновре-
менного измерения энергии частиц сигнал (/2 может быть раз-
ветвлен на два канала, в одном из которых производится изме-
рение энергии частиц, в другом координат. Разница в возмож-
ностях аналогового и цифрового методов состоит в том, что
цифровой метод позволяет Получить двумерный спектр — для
каждой-зарегистрированной частицы одновременно измеряются
энергия и координата, в то время как аналоговый — два одно-
мерных.

Как видно из рис. 8.2, в аналоговом методе применяется
специальное устройство-нормализатор, или аналоговая схема
деления двух импульсов напряжения. Параметры этой схемы —

Рис. 8.2. Схема измерения координат частиц с помощью одномерного позиционно-
чувствительного полупроводникового детектора
точность деления, динамический диапазон, быстродействие (или
мертвое время) непосредственно влияют на конечный результат —
координатное разрешение установки в целом. Очевидно, что
погрешность деления должна равняться требуемому координат-
ному разрешению во всем динамическом диапазоне сигналов
(71 и (72.

В настоящее время предложено большое количество раз-
личных схем деления, заметно различающихся по своим прин-
ципам построения: используются методы логарифмического
преобразования сигналов, преобразования амплитуда — вре-
мя — амплитуда и целый ряд других. В качестве примера рас-
смотрим устройство, использующее так называемый управляемый
аттенюатор (рис. 8.3). Основными элементами устройства являют-
ся два управляемых аттенюатора Л1 и Л2, у которых коэффициенты
передачи входных сигналов 17\ и С72 изменяются под воздействием
переменного сигнала С7упр, подаваемого одновременно на оба
аттенюатора, по одинаковому закону, так, что в любой момент
времени выполняется соотношение

к\ =ак2,

где а = соп8(; к\, &2— коэффициенты передачи аттенюаторов
Л1 и Л2 соответственно.

Управляемые аттенюаторы представляют собой два омических
делителя /?СИ(Г1) и /?2, /?СИ(Г2), где /?2 — резисторы;
/?си (Л) и /?си (Тъ) — сопротивление сток—исток полевых транзис-
торов Т\ и Г2. Значение /?си изменяется при подаче сигнала (7упр
на затвор транзистора. Для выполнения требования равенства
коэффициентов передачи обоих аттенюаторов требуется иден-
тичность характеристик транзисторов Т1 и Т2, что обеспечивается
применением микросборки из двух транзисторов.

Устройство работает следующим образом. При приходе сиг-
налов (71 и 1У2 через схему & запускается генератор управляю-
щего сигнала (7упр, изменяющегося во времени по линейному
закону, который через ключ К подается на оба аттенюатора.
Коэффициенты передачи аттенюаторов изменяются до тех пор,

Рис. 8.3. Функциональная схема нормализатора
пока не сработает пороговое устройство (компаратор) ПУ, бло-
кирующее ключ К. Это произойдет в тот момент, когда сигнал
на выходе усилителя У^ станет равным значению установленного,
порога (Упор порогового устройства:

&2&у2 П 2 === П пор,

где — коэффициент усиления усилителя Уг.

В этот момент значение выходного сигнала /7ВЫх равно:

П ВЫХ == 1 ^у1 П 1 ,

где — коэффициент усиления усилителя У\. Поскольку = ак2,
можно записать:

и вы*.—у

^пор 6у|
С/ 2 у 2

. "

где & = а(/Пор/гУ1/йу2.

Описанное устройство обеспечивает погрешность деления
несколько лучше 1%. Очевидно, что в течение времени обра-
ботки одного события (составляющего в реальных устройствах
около 10 мкс) в детектор не должны попадать другие частицы,
иначе результат измерения окажется искаженным. При больших
загрузках, должны быть предусмотрены специальные устройства
блокировки (линейные схемы пропускания) на входах 1]\ и (72.
Очевидно, однако, чтр если по каким-либо физическим причинам
в ПЧД регистрируются одновременно две частицы в разных
его точках, то результат измерения окажется неправильным —
будет измерена некоторая координата, средняя из двух истинных.
Поэтому такие события должны исключаться из регистрации
отдельными устройствами — режекторами наложения, ана-
логичными описанным в § 4.7.

Между тем необходимость одновременной регистрации двух
и более частиц часто возникает, в особенности в физике высоких
энергий, где типичным является процесс множественного рож-
дения частиц. Осуществить одновременную регистрацию двух
и более частиц при раздельном определении координаты каждой
частицы позволяют ПЧД дискретного типа.

Типичным и наиболее распространенным представителем
детекторов подобного типа является многопроволочная пропор-
циональная камера (МПК), состоящая из двух катодных плос-
костей, между которыми натянуты анодные нити с шагом 5
(рис. 8.4, а). Наполнение камер — специальные газовые смеси
на основе инертных газов (чаще всего Аг). Конфигурация
электрического поля внутри камеры такова, что каждую анодную
нить можно рассматривать как независимый пропорциональный
счетчик. Координата частицы (в.одной проекции) определяется
по номеру сработавшей проволочки. Позиционное разрешение
такого детектора равно, очевидно, шагу между проволочками
240
х Анодные
проволочки.

А;.;......

Катодные
плоскости

а)

//инейный быстрый Запись Сброс Чтение
выход выход

Рис. 8.4. Устройство пропорциональной камеры (а) и функциональная схема
канала регистрации для одной проволочки (б)

и составляет обычно от 2 до 0,5 мм. Поскольку отдельные
проволочки являются по существу независимыми детекторами,
такие камеры позволяют регистрировать одновременно большое
количество частиц и характеризуются, помимо позиционного
(пространственного) разрешения, еще и многотрековым (меж-
трековым) разрешением — минимальным расстоянием между
двумя соседними треками, которые могут быть зарегистрированы
отдельно.

Для съема и кодирования информации пропорциональных
камер каждая проволочка должна иметь независимый канал
электроники, включающий цепочку: усилитель — дискримина-
тор — запоминающее устройство. Усилитель, как правило, имеет
независимый линейный выход, позволяющий по амплитуде сиг-
нала измерить энергетические потери частицы в камере. В от-
дельных экспериментах суммарная чувствительная площадь
этих детекторов достигает 1 тыс. и более квадратных метров,
а число каналов регистрирующей электроники — более 100 тыс.
Эксперименты такого масштаба оказались возможными благо-
даря тому, что:

разработаны и промышленно выпускаются интегральные
микросхемы, содержащие в одном корпусе один-два полных
канала регистрации;

для обработки информации с искровых камер применяются
ЭВМ в сочетании с системой КАМАК.

К усилителям сигналов, снимаемых с проволочных камер,
предъявляются довольно высокие требования:

малый фронт нарастания (30—50 нс), что связано с малой
длительностью токового импульса;

малое время восстановления при больших амплитудных пе-
регрузках;

наличие защиты от входных сигналов большой амплитуды
(превышающих номинальное значение в 106 раз), возникающих
в результате случайных пробоев газового промежутка;

малое энергопотребление и малые габариты, и ряд других.

Подобные усилители изготовляются по специальной гибрид-
ной интегральной технологии. В одном корпусе площадью
около 10 см2 располагаются два полных канала регистрации.
Выходные цепи таких каналов регистрации позволяют опреде-
лить номер сработавшей проволочки (по состоянию запоминаю-
щего триггера), а также энерговыделение (по сигналу, снима-
емому с линейного выхода усилителя).

На рис. 8.4, б представлена типичная функциональная
схема канала регистрации пропорциональной камеры. Входной
сигнал с проволочки усиливается усилителем У и поступает
на дискриминатор Д, порог которого настраивается таким
образом, чтобы отсечь шумы. Выходной сигнал дискриминатора
через линию задержки поступает на вход схемы По другому
выходу (быстрый выход) сигнал подается на схемы логического
отбора, позволяющие отобрать события нужного класса. Если
событие классифицировано быстрой логикой как полезное, раз-
решающий сигнал (триггер) по входу Запись открывает схе-
му и выходной импульс дискриминатора Д, задержанный
линией задержки ЛЗ на время, необходимое для выработки
разрешающего сигнала, поступает на вход триггера памяти Тр.
Информация о событии хранится в Тр до тех пор, пока на схему
&2 не поступает сигнал считывания, передающий инфомацию для
дальнейшей обработки, после чего Тр сбрасывается в исходное
состояние. Естественно, что эта схема может несколько моди-
фицироваться в зависимости от условий эксперимента.

Простейший способ кодирования номера сработавшей про-
волочки состоит в последовательном опросе всех запоминающих
элементов. При этом номер сработавшей проволочки представ-
ляется линейным позиционным кодом, что приводит к чрезвы-
чайно большому времени кодирования и неприемлемо при боль-
шом числе проволочек. В последнем случае применяются методы
группового кодирования двоичным последовательным кодом: ряд
проволочек (например, 16 или 32) объединяется в группу со
своим запоминающим элементом. Опрашивающее устройство
кодирует сначала номер сработавшей группы, а затем номер
сработавшей проволочки в группе. Несработавшие группы не
опрашиваются, что также сокращает время кодирования. Такое
построение оправдано тем, что при регистрации одного события
число сработавших проволочек невелвко — не более нескольких
процентов их общего количества. Дальнейшее повышение иерар-
хии кодирования (объединение групп в супергруппы) экономии
во времени кодирования, как правило, не дает, так как при боль-
шом общем числе проволочек число сработавших проволочек
также будет достаточно велико и практически в каждой супер-
группе найдется хотя бы одна сработавшая проволочка. Более
подробно вопросы кодирования номера сработавшего детектора
обсуждаются в гл. 10.

ПЧД дискретного типа обладают одним замечательным свой-
ством, которое в настоящее время широко используется в экспе-
рименте: при определенной конфигурации электродов позиционное
разрешение таких ПЧД может быть получено существенно мень-
шим расстояния (шага) между соседними электродами.

Рассмотрим упрощенно это свойство на примере пропорцио-
нальной камеры. В обычной пропорциональной камере, в которой
координата частицы определяется по номеру сработавшей анод-
ной проволочки, катодные плоскости представляют собой, как
правило, сплошные электроды (например, из металлизированного
майлара). При прохождении частицы газовый разряд возникает в
области, непосредственно примыкающей к одной из анодных про-
волочек, с которой и снимается сигнал. Для увеличения про-
странственного разрешения одну из катодных плоскостей разби-
вают на ряд независимых электродов, находящихся под одина-
ковым потенциалом, так, как это показано на рис. 8.5. Позицион-
ные сигналы снимаются с катодных электродов. В этом случае
благодаря явлению электростатической индукции возникновение
газового разряда и связанного с ним объемного заряда в огра-
ниченном объеме камеры — возле одной из анодных нитей (на
рис. 8.5 отмечен звездочкой) вызывает появление наведенного
электрического сигнала на нескольких соседних катодных электро-
дах, причем амплитуда сигнала падает с расстоянием от объем-
ного заряда. Нетрудно видеть, что соотношение

где Х[ — координата центра г-го катодного электрода; ф — заряд,
собранный на /-м катодном электроде, представляет собой коор-
динату центра тяжести объемного заряда, т. е. координату за-
регистрированной частицы. Таким образом, с точки зрения элект-
роники задача сводится к измерению сигналов, снимаемых с
отдельных катодных электродов. Этот же метод съема позицион-
ной информации, называемый методом центра тяжести, приме-
няется и в полупроводниковых детекторах. В этом случае один
из электродов детектора разбивается на узкие полоски (стри-
пы), другой оставляется сплошным. Описанный метод позволил
довести пространственное (позиционное) разрешение пропорцио-



Рис. 8.5. Съем сигнала с секци-
онированного катода пропорцио-
нальной камеры для определе-
ния координаты частицы по
методу центра тяжести
нальных камер до 16 мкм, а полупроводниковых детекторов до
5 мкм!

Поскольку наведенный заряд резко падает с расстоянием
на практике ограничиваются съемом и обработкой сигналов
с нескольких (трех-пяти) ближайших к области разряда электро-
дов. Естественно, что конечная ширина сигнальных электродов
и сравнительно небольшое их количество, участвующее в опре-
делении центра тяжести, приводят к конечной погрешности
определения координаты частицы. Однако чрезмерное увеличение
их количества на единицу длины детектора нецелесообразно по
следующей причине: чем больше число электродов, между кото-
рыми делится индуцированный заряд, тем меньше доля заряда
ф, приходящаяся на один электрод.

При регистрации релятивистских частиц в пропорциональ-
ных камерах, и в особенности в ППД, полный заряд невелик
и сравним с эквивалентным шумовым зарядом усилителей. Оче-
видно, что требования к усилителям, применяемым для считы-
вания информации в ПЧД такого рода, очень жесткие: минималь-
ный уровень шумов при минимальных габаритах и энергопотреб-
лении (так как один детектор требует нескольких сот и даже тысяч
усилителей). В последнее время предпринимаются попытки созда-
ния полупроводниковых детекторов с дискретными электродами,
в объеме которых одновременно содержались бы усилители на
каждый электрод, т. е., по существу, единой интегральной схемы,
содержащей полупроводниковый детектор как внутренний элемент
схемы.

Детекторы описанного типа применяются в настоящее время
в экспериментах на ускорйтелях. Обработка информации ве-
дется в цифровом виде, т. е значения ф кодируются преобра-
зователями заряд — код и вместе с кодами номеров сработавших
катодных электродов подаются в память ЭВМ.

Рассмотренные до сих пор ПЧД позволяют получить инфор-
мацию о координате частиДя по какой-либо одной координат-
ной оси. Разработаны и применяются на практике также и
двумерные ПЧД, как аналогового, так и дискретного типа.

Типичным и относительно широкоприменяемым представи-
телем двумерного ПЧД аналогового типа является так называе-
мая гамма-камера, используемая в медицинской радиоизотоп-
ной диагностике заболеваний внутренних органов, а также в
ряде других исследований.

Рассмотрим кратко принцип действия, и основные характе-
ристики такого детектора. Устройство гамма-камеры показано
на рис. 8.6. Блок детектирования гамма-камеры включает колли-
матор с набором отверстий, параллельных оси детектора, сцин-
тилляционный кристалл №1 (Т1) большого размера (до 750 мм в
диаметре), световод и набор ФЭУ, образующих гексагональную
решетку на поверхности световода. у-Квант, испущенный объек-
244
Сцанциллятор

Рис. 8.6. Устройство сцинтилляционной гамма-камеры

том и прошедший через отверстие коллиматора, регистрируется
в сцинтилляторе. Амплитуды отдельных импульсов ФЭУ, регист-
рирующих вспышку, зависят не только от энергии у-кванта, но
и от координат сцинтилляции. Энергетический сигнал /7г, равный
сумме сигналов всех ФЭУ, практически не зависит от местопо-
ложения сцинтилляции и определяется только энергией у-кванта.

Для определения координаты вспышки узел формирования
выходных сигналов вырабатывает координатные сигналы Их и
Уу, равные соответственно:

1=1	1=1

где — амплитуда сигнала /-го ФЭУ; — число ФЭУ; к^ Ц —
коэффициенты, пропорциональные координатам х и у центра
фотокатода /-го ФЭУ.

Амплитуды сигналов Ух и Уу зависят и от координат х, у
сцинтилляции, и от энергии у-кванта. Для получения хорошего
качества изображения излучающего объекта необходима зависи-
мость Ух(х), Уу(у) в возможно более широком диапазоне ампли-
туд. Чтобы устранить энергетическую зависимость координатных
сигналов, эти сигналы нормализуют — делят на энергетический
сигнал. Нормализованные сигналы зависят уже только от коор-
динат вспышки:

У'Х=УХ/У2- У'у^Уу/У2- [7;=^.

1=1

Нормализаторы (аналоговые устройства деления сигналов) яв-
ляются характерными почти для всех типов гамма-камер. Спе-
цифика формирования координатных сигналов в гамма-камере
определяет следующие требования к схемам деления аналоговых
сигналов:

динамический диапазон входных сигналов, определяемый за-
висимостью амплитуды сигнала от координаты вспышки, должен
быть не меньше 5;
средняя частота поступления входных сигналов, определяе-
мая минимальным временем экспозиции исследуемого объекта,—
до 105 с-1;

нелинейность деления не хуже 1—2%.

Эти требования обусловлены основными параметрами гамма-
камеры: позиционным разрешением (обычно ~3,5 мм), счетной
характеристикой, качеством (допустимыми искажениями) изо-
бражения;

В большинстве случаев в качестве нормализаторов исполь-
зуются схемы отношения прямого действия — устройства, осу-
ществляющие непосредственно операцию деления двух напря-
жений. Рассмотрим принцип действия одного из вариантов таких
схем — схему отношения прямого действия с двумя управляемы-
ми элементами (рис. 8.7), близкого по своей сути к устройству,
уже рассмотренному ранее.

Управляющий сигнал 1/г через управляемый элемент УЭ\
поступает на компаратор К, где он сравнивается с опорным
напряжением Это напряжение выбирается близким к сред-
нему значению С/г. На выходе компаратора получается разность
напряжений	—1/0, где 1Гг = 1]гку3х.

Сигнал Д{/ после усиления в усилителе У подается на управ-
ляющие входы элементов УЭ\ и УЭ2. В качестве управляющих
элементов могут быть использованы управляемые аттенюаторы
на базе сборки полевых транзисторов либо схемы на дифферен-
циальных каскадах, коэффициент передачи которых (для малого
сигнала) линейно зависит от тока эмиттера. Как видно из
рис. 8.7, в цепи управляющего элемента УЭ\ образуется замкну-
тая обратная связь, устанавливающая коэффициент передачи
УЭ[ таким образом, чтобы его выходной сигнал 1}? был равен {/0:

При условии идентичности элементов УЭ\ и УЭ2 на выходе
УЭ2 установится сигнал:

Эти соотношения выполняются в широком диапазоне изме-
нения амплитуды сигналов Ух. Точность деления такого уст-
ройства определяется значением Куэ и идентичностью харак-
теристик управления УЭ\ и УЭ2. При использовании современной
микросхемной элементной базы такая схема является одной из
самых перспективных для применения в гамма-камерах.

Существуют и другие варианты схем аналогового деления,
использующие современную элементную базу (интегральные
микросхемы). На рис. 8.8 приведен пример схемы аналогового
деления, использующей операционный усилитель ОУ и перемно-
житель X. ОУ — операционный усилитель, реализуемый в виде
монолитной интегральной схемы и имеющий большой коэффи-
циент усиления и большое входное сопротивление, вследствие
чего его параметры (в отличие от обычного усилителя напряже-
246
Рис. 8.7. Функциональная схема нормализа-
тора сигналов для гамма-камеры

Рис. 8.8. Функциональная
схема нормализатора сиг-
налов на операционном
усилителе и перемножите-
ле



ния) в основном определяются параметрами внешней цепи обрат-
ной связи. В цепи отрицательной обратной связи ОУ стоит
перемножитель X — интегральная микросхема, осуществляющая
операцию умножения входных сигналов. Согласно рис. 8.8, вход-
ными сигналами перемножителя являются сигнал и выходной
сигнал ОУ 1}'х. Выходной сигнал перемножителя действует на
вход ОУ. Поэтому можно записать:

1 рКу

где ку — коэффициент усиления ОУ; 0 — коэффициент обратной
связи.

В то же время 0~Ог, так как обратная связь обеспечи-
вается перемножителем.

При условии, что 1, получаем:

В заключение кратко рассмотрим методы отображения ин-
формации в гамма-камере. Традиционный способ съема прост-
ранственной информации основан на использовании осциллогра-
фических трубок различных типов с последующим фотографи-
рованием полученного изображения. В последнее время чаще
применяется цифровое кодирование сигналов 6^ и Щ с накоп-
лением информации в буферном запоминающем устройстве. Вос-
становление изображения объекта проводится в таком случае с
помощью мини- или микроЭВМ с использованием ее стандарт-
ных устройств отображения информации.

Среди двумерных ПЧД дискретного типа отметим ПЧД на
основе микроканальных пластин (см. § 2.3). Такой ПЧД содер-
жит две параллельные микроканальные пластины, обеспечи-
вающие достаточный коэффициент умножения электронов
(106—107), и коллекторы — систему из двух проволочных элект-
родов, позволяющую считывать координаты по номеру прово-
лочки, через которую протекает импульс тока (аналогично тому,
как это делается в пропорциональной камере). Для повышения
координатного разрешения здесь также может быть применен
метод центра тяжести.

Среди различных конструкций двумерных ПЧД дискретного
типа, пожалуй, .наибольший интерес у физиков вызывает в на-
стоящее время ПЧД на основе приборов с зарядовой связью
(ПЗС). Первоначально разработанные и достаточно широко при-
меняемые в настоящее время в качестве запоминающих уст-
ройств (в этом качестве они будут подробнее рассмотрены в
гл. И), ПЗС оказались также весьма перспективными пози-
ционно-чувствительными детекторами частиц. Конструкционно
ПЗС представляет собой полупроводниковый прибор, выполнен-
ный по структуре МДП (металл — диэлектрик — полупровод-
ник). Пластина монокристалла кремния гг-типа толщиной поряд-
ка несколько сот микрометров покрыта с одной стороны пленкой
диэлектрика (8Ю2), на которую наносятся путем напыления
дискретные металлические электроды.

Таким образом, ПЗС представляет собой структуру с боль-
шим количеством емкостей, на которых может собираться и хра-
ниться заряд, инжектированный тем или иным способом, напри-
мер, при прохождении через ПЗС заряженной частицы, и, сле-
довательно, по структуре это двумерный полупроводниковый
позиционно-чувствительный детектор дискретного типа. Благода-
ря малым размерам коллекторных электродов (стандартные ПЗС
содержат около 500X500 ячеек размерами 20X20 мкм) прост-
ранственное разрешение ПЗС очень хорошее. Шинная организа-
ция связей между электродами (рис. 8.9) позволяет путем ком-
мутации напряжения перемещать заряд от одного конденсатора
к другому и довести его до одного общего для всей цепочки
усилителя (подробнее см. гл. 11), что чрезвычайно экономит
объем электронного оборудования.

Большая перспективность применения ПЗС в совершенно раз-
личных устройствах (устройства памяти, преобразователи опти-
ческой информации, позиционно-чувствительные детекторы) сти-
мулирует интенсивную разработку новых типов конструкций

Рис. 8.9. Схематическое
изображение прибора с
зарядовой связью
ПЗС. Авторы не сомневаются, что к моменту выхода настоящей
книги параметры ПЗС будут существенно улучшены, а сфера их
применения значительно расширена.

8.2.	ОПРЕДЕЛЕНИЕ КООРДИНАТЫ ЧАСТИЦЫ В

ПОЗИЦИОННО-ЧУВСТВИТЕЛЬНЫХ ДЕТЕКТОРАХ МЕТОДАМИ
ВРЕМЕННОГО АНАЛИЗА

Методы временного анализа для получения позиционной
информации в ПЧД различного типа широко применяются в двух
различных аспектах: для кодирования номера сработавшего
электрода в ПЧД дискретного типа; для прямого измерения
координаты частицы в некоторых детекторах (пропорциональных
счетчиках, сцинтилляционных детекторах, дрейфовых камерах
и др.), в которых момент появления выходного сигнала одно-
значно связан с координатой частицы.

Метод преобразования номера коллекторного элемента во
временной интервал и в код (2У — Т-код) является одним из
наиболее экономных с точки зрения объема используемой элект-
роники.

Рассмотрим один из вариантов этого метода на примере
проволочной пропорциональной камеры (рис. 8.10). Анодные
нити камеры последовательно соединены между собой через
электромагнитные линии задержки ЛЗ (отрезки ВЧ-кабеля или
л1С-линии с сосредоточенными параметрами). При протекании
тока через какую-либо проволочку токовый сигнал распростра-
няется в обе стороны на усилители У1 и У2. Очевидно, что
разность времени появления сигналов на выходах У\ и У2 од-
нозначно связана с номером сработавшей нити. Эта разность
кодируется времяцифровым преобразователем.

Существует большое количество различных модификаций это-
го метода применительно к различным типам детекторов. Однако
у всех у них имеется один общий недостаток: большое время
кодирования, что приводит к низкой скорости обработки инфор-
мации. Серьезные трудности возникают также в случае одновре-
менной регистрации двух и более частиц. Поэтому применение
описанного метода (или его модификации) оправдано в тех
случаях, когда регистрируются одночастичные события, а коли-
чество их в единицу времени невелико.

Одномерные протяженные ПЧД, такие, как пропорциональ-
ные счетчики, полупроводниковые детекторы, с электронной
точки зрения на Эквивалентной схеме могут быть представлены
как /?С-линии задержки с распределенными параметрами, где
и С — сопротивление и емкость единицы длины детектора.
Выше, при рассмотрении’ особенностей определения координаты
частицы методами амплитудного анализа, это обстоятельство
фактически не учитывалось. Такой подход справедлив в том
Рис. 8.10. Схема кодирования номера сработав-
шей проволочки с помощью линий задержек

Рис. 8.11. Форма сигнала по-
зиционно-чувствительного
пропорционального счетчика
в зависимости от координаты
частицы (выраженной в от-
носительных единицах)

случае, когда на обоих концах резистивного электрода произво-
дится полное интегрирование заряда и собственная емкость
детектора определяет лишь уровень шумов и, следовательно,
предельное позиционное разрешение. Действительно, если в неко-
торой точке детектора х возникает заряд 7^, то доли этого
заряда дх и д[_х распространяются к соответствующим концам
детектора с конечной скоростью, определяемой значениями /? и
С (см. рис. 2.23). В том случае, если постоянные интегриро-
вания на обоих концах детектора достаточно велики и значитель-
но превышают время распространения заряда в обе стороны,
значения дх и д1-х зависят только от координаты х. Тот факт,
что с точки зрения передачи сигнала детектор представляет
собой /?С-линию задержки, скажется лишь на форме выходного
сигнала, но не на его амплитуде.

Однако зависимость формы сигналов, снимаемых с обоих
концов детекторов, от координаты зарегистрированной частицы
х является независимым методом определения координаты час-
тицы. Преимущество этого Метода состоит в том, что форма
сигнала не зависит от энергии, потерянной частицей в детекторе,
и, следовательно, в этом случае не требуется независимого
измерения энергии частицы.

Анализ показывает, что доля заряда, собранного на одном
из концов детектора в момент времени I (частица зарегистри-
рована при / = 0), описывается выражением

ОО

<7х(С/<Лг =7—— У 8>п (ил у) ехр ( — п2л2/2-^-)
I Л Д—I	I '	КС '

п= I

и при 1^>НС дх — д^х/1.

На рис. 8.11 представлено семейство зависимостей дх(1)/д<$
от времени для различных значений х/1. Видно, что крутизна
фронта сигнала существенно меняется в зависимости от значения
250
Рис.

Рис.

цы в

ДОМ 1

координаты х (на рис. 8.11 от безразмерного параметра х/1).
Таким образом, задача определения координаты частицы сводит-
ся к анализу формы импульса (см. § 2.4). Обычно в этом случае
применяется метод преобразования «форма сигнала — временной
интервал». Сигналы дх и дважды дифференцируются, в ре-
зультате чего получаются биполярные сигналы, причем разница
(временной интервал 1Х) между моментами пересечения нуля
этими двумя сигналами (рис. 8.12) линейно связана с коорди-
натой частицы:

/х-(Оо/./)х/?С,

где Со — безразмерный фактор порядка единицы.

Поскольку временной интервал 1Х пропорционален сопротив-
лению коллекторного электрода /?, при применении этого метода
сопротивление коллекторного электрода делают существенно
больше, чем в детекторах, использующих деление заряда.

На рис. 8.13 представлена функциональная схема устройст-
ва для определения координаты частицы описанным методом.
Сигналы, снимаемые с двух концов коллекторного электрода
детектора (в данном примере—_с двух концов анодной нити
пропорционального счетчика), усиливаются предусилителями и
дифференцируются. Продифференцированные сигналы подаются
на входы основных усилителей, где в одном из каскадов про-
водится повторное дифференцирование. Окончательно сформиро-
ванные и усиленные сигналы подаются на дискриминаторы нуля
и далее — ыа ВЦП. Масштаб измеряемых в этом методе времен-
ных интервалов составляет 20—40 нс на 1 мм длины детектора.
Таким образом, при позиционном разрешении порядка 0,1 мм
требуемая погрешность измерения временных интервалов по-
рядка 1 нс.

В настоящее время в экспериментальной практике, в осо-
бенности в физике высоких энергий, широко распространены де-
текторы, в которых координата частицы определяется по времени
дрейфа заряда, созданного частицей, от места образования до
электрода, на котором происходит сбор (и обычно усиление)
этого заряда. Простейшими представителями таких детекторов
являются дрейфовые трубки, уже упоминавшиеся в гл. 2. Дрей-
фовые трубки представляют собой обычно пропорциональные
счетчики длиной несколько метров, в которых измеряется лишь
одна координата — расстояние от трека до анодной нити, натя-
нутой вдоль оси трубки. Эти детекторы получили широкое рас-
пространение благодаря простоте и технологичности конструк-
ции, однако позиционное разрешение таких детекторов обычно
невелико (доли миллиметра), поэтому к параметрам электронных
схем предъявляются менее жесткие требования, чем в случае
дрейфовых камер, имеющих аналогичный,принцип действия, но
более высокие характеристики.

В дрейфовых камерах информация о координате частицы
снимается непосредственно в виде временного интервала между
двумя сигналами «Старт» и «Стоп». На рис. 8.14 приведен при-
мер конструкции дрейфовой камеры. Дрейфовый промежуток ог-
раничен двумя катодными проволочками и рядом потенциальных
проволочек, создающих постоянное электрическое поле в проме-
жутке катодная проволочка — анод. При прохождении через ка-
меру заряженной частицы элйктроны, образованные вдоль трека,
дрейфуют с постоянной скоростью адр к анодной проволочке, в
непосредственной близости от которой происходит лавинное раз-
множение (т. е. анодная проволочка работает как пропорцио-
нальный счетчик). Время дрейфа электронов от трека частицы до
анодной проволочки пропорционально расстоянию:

^др ~ X /^др-

Начало дрейфа (сигнал «Старт») обычно задается каким-
либо дополнительным детектором, обладающим высоким времен-
ным разрешением, например сцинтилляционным. Сигнал, сни-
маемый с анодной проволочки, является сигналом окончания
дрейфа (сигналом «Стоп»).

В различных конструкциях дрейфовых камер длина дрейфо-
вого промежутка составляет от 5 до 50 см. Типичная скорость
252
Экранирующие
к электроды

Траектория
частицы

^ДР

Катодная Анодная
проволочка проволочка
~“ПИТ	*^пит

\ Потенциальные
. \ проволочки
/ / дрейфового
. ./ /. промежутка

Катодная
проволочка
~&ПИТ

х

Рис. 8.14. Схематическое изображение устройства дрейфовой камеры

дрейфа 50 мкм/нс. Таким образом, максимальный интервал
времени между сигналами «Старт» и «Стоп» составляет 1 —
10 мкс. Координатное разрешение дрейфовых камер, определяе-
мое физическими процессами в камере, весьма высоко — оно со-
ставляет 100 мкм и меньше, что при скорости дрейфа 50 мкм/нс
требует обеспечения временного разрешения устройства 1—2 нс.
Поскольку дрейфовый промежуток невелик, в экспериментах
обычно применяются камеры, имеющие большое количество
дрейфовых промежутков. Для определения координаты частицы
в таком случае требуется определить номер сработавшего дрей-
фового промежутка и время дрейфа внутри промежутка. При
одновременной регистрации нескольких частиц в различных дрей-
фовых промежутках, что является типичным для экспериментов
на ускорителях, необходимы многоканальные системы кодиро-
вания временных интервалов, т. е. на один сигнал «Старт», за-
даваемый внешним детектором, должно вырабатываться не-
сколько кодов событий, содержащих номер сработавшего про-
межутка и время дрейфа частицы внутри промежутка. Более
того, дрейфовые камеры допускают регистрацию двух и более
частиц внутри одного промежутка — межтрековое разрешение
внутри одного промежутка составляет 2—3 мм, что еще более
усложняет требования к электронике.

Одной из современных модификаций дрейфовых камер яв-
ляется так называемая времяпроекционная камера, позволяю-
щая получать в одном объеме пространственное изображение
трека (разумеется, закодированное в виде последовательности
электрических сигналов). Схематическое изображение время-
проекционной камеры представлено на рис. 8.15: в дрейфовом
объеме, ограниченном системой проволочных потенциальных
электродов, создается постоянное электрическое поле, смещающее
электроны, созданные частицей, в направлении, указанном стре-
лочкой, со скоростью удр.

В объеме, ограниченном плоскостью катодов и потенциаль-
ными электродами, происходит регистрация этих электронов в
режиме пропорционального усиления на анодных нитях, натяну-
Траектория
частицы

*У

Плоскость
/ полосковых
катодов

Анодные
/ проволочки

Рис. 8.15. Схематическое изображение устройства времяпроекционной камеры

тых в одной плоскости (координата х). Система полосковых ка-
тодов, направленных вдоль оси х, которая перпендикулярна на-
правлению анодных нитей, позволяет определить координату у
методами центра тяжести. Реальный ионизационный след час-
тицы в дрейфовом объеме не непрерывен, а представляет собой
цепочку сгустков зарядов (кластеров), образованных 6-электро-
нами малых энергий. Координаты каждого из сгустков опреде-
ляются независимо: координата х — по времени дрейфа сгустка в
дрейфовом объеме до плоскости анодных проволочек, координата
х — по номеру сработавшей анодной проволочки, координата
у — методом центра тяжести в плоскости катодных электродов.
Возникает типичная задача многопараметрового анализа, однако
та ее часть, которая относится к временному анализу, ни по
постановке задачи, ни по требованиям не отличается от преды-
дущей.

Рассмотрим наиболее типичные способы решения сформули-
рованной задачи. Измерения интервалов времени с погрешностью
около 1 нс требуют особого внимания к точности формирования
временной отметки. Фронты токовых импульсов дрейфовых камер
имеют малую длительность (менее 10 нс) и небольшой времен-
ной разброс (до 1 нс). Поэтому усилитель, принимающий сигнал
с проволочки, должен иметь небольшое выходное сопротивление,
так как интегрирование токового входного сигнала на входе уси-
лителя вызовет затягивание фронтов и тем самым ухудшение
временного разрешения. Вместе с тем слишком малое сопротив-
ление приводит к нежелательному эффекту: слабозатухающим
колебаниям входного сигнала, вызванным собственной индуктив-
ностью и емкостью проволочки (т. е. на входе усилителя про-
волочка образует колебательный ЛС-контур). Входное сопро-
254
тивление должно быть достаточным, чтобы эффективно гасить
эти колебания. Эмпирически установлено, что оптимальное зна-
чение входного сопротивления усилителя должно составлять око-
ло 300 Ом. Небольшое входное сопротивление и малый входной
сигнал требуют от усилителя значительного коэффициента уси-
ления (^102) при малом собственном фронте нарастания
(несколько наносекунд). Кроме того, в усилитель необходимо
вводить цепь укорачивания сигнала (обычно дифференцирую-
щую /?С-цепочку) для обеспечения высокого межтрекового раз-
решения, определяемого в основном длительностью сигнала,
составляющего обычно 20—30 нс. Все эти требования удается
реализовать, применяя быстродействующие дифференциальные
приемники (например, серии К500). В качестве формирователя
временной отметки, стоящего на выходе усилителя, обычно при-
меняются быстрые токовые дискриминаторы с низким порогом
срабатывания, так как динамический диапазон амплитуд, как
правило, невелик.

Для кодирования временных интервалов применяются раз-
личные методы. Метод прямого кодирования применяется для
камер не очень высокого разрешения. Так, при частоте коди-
рующей серии 250 МГц цена временного канала (временное
разрешение) составляет 4 нс. Это обеспечивает пространствен-
ное разрешение 200 мкм. При более высоком пространственном
разрешении обычно применяется метод преобразования масшта-
ба времени (/-^-преобразование) с коэффициентом преобразо-
вания несколько десятков (см. § 5.4).

Для получения всей возможной информации необходимо
иметь на каждую проволочку отдельный времяцифровой преобра-
зователь. Положение, однако, облегчается тем, что при регист-
рации одного физического события, как правило, срабатывает
лишь небольшое число проволочек — большинство дрейфовых
промежутков остаются пустыми. Это обстоятельство позволяет
группировать проволочки на один ВЦП. При этом небольшое
количество ВЦП обслуживает сравнительно большое количество
сигнальных проволочек через общий коммутатор, на выходе
которого появляется сигнал. Такая группировка, однако, при-
водит к потере части информации из-за наложения сигналов
в коммутаторе. Поэтому, в конечном счете, количество элект-
ронного оборудования и возможные способы его группировки
определяются условиями эксперимента, и "здесь нет каких-либо
однозначных рецептов.

Прямое кодирование, как известно, неэкономично еще в од-
ном отношении — оно требует довольно большой емкости буфер-
ных запоминающих регистров, в которых хранится код интерва-
ла. Поэтому в ряде случаев применяется двухступенчатое коди-
рование: «грубое» время измеряется более медленным генерато-
ром кратной частоты, а «точное» время записывается в счетчике
сравнительно небольшой емкости. При этом счетчик грубого
времени обслуживает сразу несколько каналов регистрации, а в
каждом канале выставляется отметка наличия события при дан-
ном значении грубого времени. При опросе каналов показания
счетчиков точного времени считываются только в случае отметки
грубого времени.

Поскольку дрейфовая камера — прибор неуправляемый, она
регистрирует все события подряд — как полезные, так и фоно-
вые. При этом, если применяется обычный метод прямого коди-
рования (или преобразование код), фоновые события про-
ходят ту же процедуру кодирования, что и полезные. Сигнал ло-
гического отбора (триггер) дает команду на считывание этой ин-
формации, в противном случае она сбрасывается.

Для ускорения сброса фоновой информации применяется
метод обращения времейи. Суть этого метода состоит в том,
что временные кодировщики работают в обращенной временной
шкале: стартовыми сигналами являются сигналы с проволочек
дрейфовых промежутков, а общим стоповым сигналом — сигнал
дополнительного детектора, задержанный на линии задержки на
необходимое время, определяемое максимальным временем дрей-
фа. Этого времени, как правило, достаточно для срабатывания
логических цепей отбора. В случае, когда «триггер» отсутствует
(фоновое событие), сигнал «Стоп» блокируется и не поступает
на ВЦП. При этом в кодировщике вырабатывается сигнал пере-
полнения, который сбрасывает его в исходное состояние.

Важной характеристикой дрейфовых камер является меж-
трековое разрешение — минимальное расстояние между двумя
одновременно возникшими в одном дрейфовом промежутке тре-
ками, при котором координаты треков могут быть закодиро-
ваны раздельно. В обычном случае, когда в качестве формиро-
вателя временной отметки для сигнала, снимаемого с анодной
проволочки камеры, применяется быстрый токовый дискримина-
тор, раздельное кодирование^координат двух треков возможно
в том случае, если на анодной проволочке не происходит нало-
жения этих сигналов. При длительности импульса анодного тока,
вызванного одним треком, 20—30 нс и скорости дрейфа около
50 мкм/нс межтрековое разрешение составит, очевидно, 1 —
1,5 мм. Существует, однако, возможность заметного улучшения
межтрекового разрешения путем анализа формы импульса анод-
ного тока проволочки. Этот анализ проводится в цифровом виде
с использованием быстродействующих стробирующих АЦП (см.
§ 7.3). Действительно, если анодные импульсы от двух соседних
треков накладываются друг на друга, как это показано на
рис. 8.16, а, то формирователь временной отметки сработает по
фронту первого из них, т. е. будет закодирована координата
того трека, который расположен ближе к анодной проволочке.
Стробирующий АЦП, как отмечалось в § 7.3, позволяет получить
256
Рис. 8.16. Наложение сигналов
от двух близко расположенных
треков в дрейфовой камере (а)
и те же сигналы, оцифрованные
с помощью быстрого стробирую-
щего АЦП через каждые 5 нс
(б)

код мгновенного значения амплитуды входного сигнала с време-
нем выборки до 5 нс. Такое малое время выборки позволяет
развернуть входной сигнал длительностью 20—30 нс во времени,
стробируя его каждые 5 нс. На рис. 8.16, б приведено изображе-
ние тех же сигналов, построенное по значениям кодов через
каждые 5 нс. Отчетливо видны два максимума, позволяющие
сделать заключение о том, что зарегистрированное событие было
двухчастичным, и определить расстояние между треками этих час-
тиц. Анализ формы полученного сигнала обычно осуществляется
с помощью ЭВМ по достаточно простому алгоритму и позволяет
улучшить межтрековое разрешение в несколько раз.

Методы временного анализа применяются также и для опре-
деления координаты в сцинтилляционных координатно-чувстви-
тельных детекторах, использующих для определения координаты
метод времени пролета.

Сцинтилляционные времяпролетные координатно-чувствитель-
ные детекторы (СКД) получили широкое распространение в экс-
периментах на ускорителях, в космических исследованиях и ряде
других благодаря таким достоинствам, как возможность созда-
ния годоскопических систем большой площади при относительной
простоте и дешевизне электронного оборудования. Разумеется, по
своему пространственному разрешению (порядка нескольких сан-
тиметров) СКД значительно уступают большинству упомянутых
выше ПЧД, однако превосходят значительную часть ПЧД других
типов по временному разрешению, составляющему для СКД не-
сколько десятых долей наносекунды. Поэтому чаще всего СКД
применяются как позиционно-чувствительные элементы сложных
времяпролетных систем детектирования частиц, где наряду с ко-
ординатой частицы измеряется время пролета фиксированной
базы, т. е. фактически определяется скорость частицы.

Конструктивно СКД обычно представляет собой сцинтил-
лятор протяженной формы (чаще — в виде параллелепипеда,
реже — цилиндра), просматриваемый с двух противоположных
Рис. 8.17. Одномерный сцинтилляционный координатно-чувствительный детектор,
использующий для определения координаты частицы метод временного анализа

торцов двумя фотоумножителями. Отражатели света в таких
СКД, как правило, не применяются, и свет распространяется
в обе стороны от места сцинтилляционной всцышки за счет эф-
фекта полного .внутреннего отражения от полированных поверх-
ностей сцинтиллятора.

Такая система позволяет определить лишь одну координату
частицы — вдоль продольной оси детектора (рис. 8.17). Вторая
координата определяется с точностью до поперечных размеров
сцинтиллятора. Координата х вдоль оси определяется по раз-
ности А/ моментов появления сигналов на выходах противопо-
ложных ФЭУ:

Д/ = Л — (2=Л--------------1_-

^эф	У^ф ^эф

%=^Д/-|-СОП81,

где уЭф — эффективная скорость распространения светового сиг-
нала в сцинтилляторе с учетом многократного отражения фото-
нов от поверхности сцинтиллятора. Позиционное разрешение
такого детектора определяется следующей формулой:

о

Дх = Г/Уэф/2,

где Г/ — временное разрешение детектора.

Таким образом, для получения хорошего позиционного раз-
решения СКД следует добиваться наилучшего при заданной
геометрии детектора временного разрешения.

Интересно, однако, отметить, что эффективная скорость рас-
пространения светового сигнала уЭф при заданной геометрии
сцинтиллятора также может изменяться в заметных пределах
(очевидно, чем меньше аЭф, тем выше позиционное разрешение).
Рассмотрим этот вопрос подробнее. Значение уэф обычно опреде-
ляется экспериментально при градуировке детектора: коллимиро-
ванный источник облучает детектор в некоторой координате хь
при этом измеряется разница в моментах срабатывания двух
противоположных ФЭУ Д/ь Затем источник перемещается в но-
258
вое положение с координатой х2, и измеряется новое значение
временного интервала Д/2. Тогда

____ 1 х2 — Х1
^эф=у	*

Значения уэф, измеренные описанным способом, в различных
работах изменяются от 16 до 4 см/нс. Легко понять происхож-
дение значения уэф=16 см/нс. Оно получается, если учесть
коэффициент преломления света в сцинтилляторе (около 1,4) и
удлинение пути света примерно в 1,5 раза (угол полного внутрен-
него отражения около 45°). За счет чего же значения аэф могут
получаться еще меньше? Оказывается, уменьшение аэф связано с
поглощением света в сцинтилляторе и зависит от способа форми-
рования временной отметки. Действительно, при перемещении
источника из точки Х\ в точку х2 изменяется не только время
прохождения световой вспышки до ФЭУ\ и ФЭУ2, но и ампли-
туды световых вспышек, дошедших до этих фотоумножителей.
Если в качестве формирователей временной отметки применяют-
ся формирователи со следящим порогом (ФСП) — это изменение
амплитуд никак не скажется на положении временных отметок
на временной оси. Если же в качестве формирователей времен-
ной отметки применяются формирователи с постоянным порогом
(ФПП), эффект гуляния временной отметки (т. е. зависимость
от амплитуды сигнала) вызовет смещение временных отметок на
обоих концах детектора, что разность (Д/2 —Д/|) увеличится, а
вычисленное значение уЭф уменьшится. Этот сдвиг определяется
длительностью фронта импульса анодного тока ФЭУ и положе-
нием порога ФПП и может быть сравним с истинной разностью
времени распространения светового сигнала. Таким образом,
применение в качестве формирователей временной отметки ФСП
приводит к значениям уэф^16 см/нс, а применение ФПП — к
заметно меньшим значениям. Этот факт интересен тем, что недос-
таток формирователей с постоянным порогом — гуляние времен-
ной отметки с изменением амплитуды входного сигнала — может
стать достоинством и привести к общему улучшению координат-
ного разрешения детектора за счсг заметного уменьшения уэф.
Действительно, экспериментальные данные подтверждают выска-
занные соображения.

Обычные размеры СКД составляют около 1 м, таким образом,
диапазон измеряемых временных интервалов составляет несколь-
ко наносекунд. Прц этом, учитывая, что временное разрешение
каждого из ФЭУ может достигать несколько единиц на 10“10 с,
измеритель временных интервалов должен иметь собственное
временное разрешение не хуже 10“,{) с. Этим требованиям удов-
летворяют времяамплитудные преобразователи, которые чаще
всего и применяются в подобных устройствах. В случае необхо-
димости получения временного интервала в цифровом коде выход-
ной сигнал ВАП кодируется с помощью быстродействующего
АЦП необходимой разрядности.

Как уже отмечалось, СКД чаще всего применяются в ус-
тановках, где необходимо помимо измерения координаты частицы
формирование точной временной отметки, так как СКД служат
одновременно и координатно-чувствительным, и временным де-
тектором, позволяющим получить временную отметку с погреш-
ностью несколько десятых долей наносекунды. Формирование
точной временной отметки в этом случае имеет особенности.
Позиционная чувствительность детектора с точки зрения форми-
рования временной отметки — отрицательное свойство. Поло-
жение сигнала каждого из ФЭУ СКД на временной оси зависит
не только от момента регистрации частицы, но и от ее коорди-
наты в СКД и, таким образом, имеет неопределенность, равную
//^Эф, т. е. несколько наносекунд. Для устранения этой неопре-
деленности применяются методы координатной компенсации.

В настоящее времй 'распространены два метода коорди-
натной компенсации. Первый из них основан на применении
специального устройства — времякоординатного компенсатора
(ВКК) и применяется в основном в тех случаях, когда времен-
ная отметка снимается с одного изолированного СКД. Принцип
действия ВКК основан на том, что положение на оси времени
центра тяжести сигналов, снимаемых с двух противоположных
ФЭУ одного детектора, зависит только от момента регистрации
частицы и не зависит от ее координаты.

Действительно (см. рис. 8.16), полусумма временных интерва-
лов /1 и /2, соответствующих моментам срабатывания ФЭУ, равна:

2	2 у 9ф 2^эф 2 у Эф

Упрощенная функциональная схема ВКК, использующего
этот принцип, и временные диаграммы приведены на рис. 8.18.
Формирователи временной отметки Ф\ и Ф2, соединенные с ано-
дами ФЭУ двух противоположных торцов СКД, формируют сиг-
налы равной длительности /о- В схеме & эти сигналы склады-
ваются, образуя импульс перекрытия длительности ^ПеР. Нетрудно
видеть, что положение центра тяжести импульса перекрытия на
временной оси однозначно связано с положением центра тяжести
сигналов 1\ и /2:

/2 + (6+/о)	/1+/2 ( /о I 1 /о

*цт =	2	=Т“ “ПГ=2^	’

Импульс перекрытия открывает электронный ключ /, через
который течет ток /, заряжающий накопительный конденсатор С
до заряда ^=^7пер. По окончании импульса перекрытия спустя
некоторый интервал времени /3 (этот интервал времени фикси-
рован и отсчитывается от момента начала импульса перекрытия
260
Рис. 8.18. Функциональная схема времякоординатного компенсатора (а) и вре-
менные диаграммы сигналов на выходах узлов (б)

таким образом, что /3> /о) открывается ключ 2, разряжающий
С током 21. Очевидно, что время, необходимое для разряда до
д = 0 током 2/, равно /ПеР/2. В момент достижения на С нулевого
потенциала (нулевого заряда) срабатывает дискриминатор нуля.
Момент срабатывания дискриминатора нуля определяется сле-
дующим соотношением:

/д = /2 + /з“|”^пер/2=/цт + /з,

т. е. однозначно связан с моментом регистрации частицы и не
зависит от ее координаты.

С помощью подобного устройства удается получить погреш-
ность времякоординатной компенсации порядка нескольких де-
сятков пикосекунд.

Второй метод времякоординатной компенсации чаще приме-
няется в тех случаях, когда два однотипных СКД образуют
Рис. 8.19. Функциональная схема времякоординатного компенсатора на основе
двух времяамплитудных преобразователей

сцинтилляционную координатно-чувствительную времяпролетную
систему, т. е. одновременно измеряются координата частицы в
одном или обоих детекторах и время пролета между ними. В этом
случае измерение времени пролета производится с помощью двух
ВАП, выходные сигналы которых линейно суммируются. Функ-
циональная схема такого устройства приведена на рис. 8.19. Уст-
ройство состоит из двух одинаковых СКД, каждый длиной /.
Формирователи временной отметки Ф]—Ф4 формируют сигналы
временной отметки 1\ — /4, положение которых на временной оси
зависит от координат Х1 и х2 частицы в обоих СКД и времени
пролета

Левые 6 и и правые /2 и /4 сигналы подаются на входы
«Старт» и «Стоп» соответственно двух времяамплитудных преоб-
разователей ВАП\ и ВАП2, Амплитуды сигналов на выходах
ВАП\ и ВАП2 равны соответственно:

А1=&1(/з — /1); А2 — к2(14 — /2).

При условии равенства к\=к2 сумма этих сигналов на выходе
сумматора равна:

А =А 1 -(- А2 = к(1{\ — 11	/4 — 12) = ^к1п^'>

т. е. пропорциональна только времени пролета частицы между
двумя детекторами и не зависит от %| и х2. Измерение координат
Х[ и х2 производится независимыми времяамплитудными преоб-
разователями (на рис. 8.19 не указаны). Описанный метод
позволяет получить примерно такую же точность времякоорди-
натной компенсации, что и ВКК. Разработаны специальные четы-
рехвходовые времяамплитудные преобразователи, в которых пре-
образование всех временных интервалов в амплитуду произво-
дится на одном конденсаторе, т. е. одновременно выполняются
функции двух ВАП и сумматора. Это несколько упрощает элект-
262
ронику и повышает точность измерения времени пролета
частицы.

Контрольные вопросы

1.	Чем определяется позиционное разрешение одномерного сцинтилляцион-
ного детектора при измерении координаты по методу отношения амплитуд:

а)	энерговыделением в детекторе;

б)	значением линейного коэффициента ослабления света;

в)	уровнем шумов ФЭУ?

2.	Что является основным источником шума, ограничивающим позиционное
разрешение одномерного полупроводникового детектора:

а)	шум тока утечки детектора;

б)	шум сопротивления нагрузки детектора;

в)	шум входного тока головного каскада усилителя?

3.	В каких случаях целесообразно применять цифровой съем информации с
позиционно-чувствительного полупроводникового детектора:

а)	когда требуется повышенная точность;

б)	для получения двумерного распределения энергия—координ.на;

в)	в обоих случаях?

4.	Возможен ли съем сигнала для временного анализа в стандартном канале
регистрации для пропорциональной камеры, изображенном на рис. 8.46:

а)	невозможен;

б)	возможен с выхода усилителя;

в)	возможен с выхода дискриминатора?

5.	Чем ограничивается позиционное разрешение одномерного ПЧД и измере-
ние координаты по методу «центра тяжести»:

а)	числом электродов, с которых снимается сигнал;

б)	энергией частицы;

в)	отношением сигнала к шуму?

6.	Какие преимущества дает метод временного анализа по сравнению с мето-
дом амплитудного анализа при измерении координаты частицы в пропорциональ-
ном счетчике с резистивным анодом:

а)	более высокое пространственное разрешение;

б)	более высокое быстродействие;

в)	оба метода примерно эквивалентны?

7.	Применим ли метод прямого кодирования временного интервала при
измерении координаты частицы в дрейфовой камере:

а)	неприменим;

б)	применим для камер невысокого разрешения;

в)	применим неограниченно?

8.	Какой метод позволяет улучшить межтрековое разрешение в дрейфовой
камере:

а)	уменьшение дрейфового промежутка;

б)	цифровой анализ формы сигнала с помощью быстрых АЦП;

в)	формирование временной отметки формирователем со следящим порогом?

9.	Для чего целесообразно применять метод временного анализа для изме-
рения координаты в одномерном сцинтилляционном ПЧД:
а)	когда требуется одновременный съем с детектора сигнала временной от-
метки с высоким временным разрешением;

б)	для улучшения координатного разрешения;

в)	для увеличения быстродействия детектора?

10.	Чем различаются два метода времякоординатной компенсации: метод
ВКК и метод Шарпака:

а)	методическими возможностями;

б)	быстродействием;

в)	точностью компенсации?

Глава 9

МЕТОДЫ АВТОМАТИЧЕСКОЙ СТАБИЛИЗАЦИИ
ПАРАМЕТРОВ СПЕКТРОМЕТРИЧЕСКИХ УСТАНОВОК

9.1. ФИЗИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ МЕТОДА АВТОМАТИЧЕСКОЙ

СТАБИЛИЗАЦИИ

Спектрометрические установки, предназначенные для получе-
ния спектральных распределений тех или иных физических вели-
чин, например энергии или времени, включают узлы детекти-
рования, узлы аналогового преобразования и отбора информа-
ции, узлы преобразования аналоговой информации в цифровую,
узлы накопления и обработки цифровой информации.

Для получения необходимой точности эксперимента необхо-
димо не только обеспечить надлежащие характеристики узлов
спектрометрического тракта, но и их неизменность (стабиль-
ность) в процессе проведения эксперимента. Реально существую-
щие нестабильности характеристик узлов аналогового преобра-
зования и .отбора информации в ряде экспериментов могут при-
водить к недопустимым искажениям информации, если не при-
нять специальных мер по их стабилизации. В узлах цифровой
обработки информации только очень серьезные отклонения от
нормального режима работы могут привести к искажениям
информации, и такие нарушения можно не рассматривать.

Для спектрометров энергии основными факторами нестабиль-
ности являются изменения коэффициентов преобразования уси-
лителей спектрометра, дрейфы порогов усилителей-экспандеров,
дрейф постоянной составляющей линейных схем пропускания,
дрейф порога и коэффициента преобразования АЦП. Кроме того,
источником нестабильности может явиться и сам детектор. Эти
нестабильности обусловлены в основном температурной зависи-
мостью характеристик элементов электронных схем и изменением
параметров электронных элементов и детекторов во времени
из-за старения, длительного выхода на стационарный режим
(например, для выхода некоторых типов спектрометрических
ФЭУ на рабочий режим требуется несколько часов). Нестабиль-
ность коэффициентов преобразования усилителей и амплитудно-
цифровых преобразователей приводит к дрейфу наклона характе-
ристики преобразования спектрометра в целом и, следовательно,
к смещению и уширению спектральных пиков, пропорциональ-
ному их положению на шкале спектрометра. Дрейф пороговых
элементов спектрометра приводит к параллельному сдвигу ха-
рактеристики преобразования спектрометра, который смещает
пики и ухудшает абсолютное разрешение спектральных линий
равномерно по всей шкале спектрометра. Например, значение
температурной нестабильности коэффициента преобразования р
спектрометрического тракта среднего качества составляет
(1— 2)*10”$ К"1, что при изменении температуры на 10° С при-
ведет к относительному смещению пиков на 1—2%. При исполь-
зовании такого трактат работе с полупроводниковым детектором,
собственное разрешение которого составляет 0,5%, для обеспе-
чения условий, при которых температурный дрейф не ухудшал бы
возможностей детектора, необходимо, чтобы относительное сме-
щение спектрального пика 6, обусловленное дрейфом, не превы-
шало 0,1% и, следовательно, за время градуировки и экспери-
мента 13 температура не должна измениться более чем на 0,5—
1 К, т. е. скорость изменения температуры йТ/сИ должна быть
меньше 6/(р/э). Столь же жесткие требования предъявляются и
к пороговым элементам, входящим в спектрометрический тракт.

Во временных спектрометрах основные нестабильности свя-
заны с дрейфом частоты времязадающих генераторов, неста-
бильностью порогов узлов, вырабатывающих сигналы временных
отметок, дрейфом задержек появления сигналов на выходе детек-
торов, нестабильностью коэффициентов и порогов времяцифровых
преобразователей, дрейфом задержек в логических цепях и др.
Так же как и в спектрометрах энергии, основными источниками
нестабильности являются температурный дрейф характеристик
элементов электронных схем спектрометра. Так, например, из-
менение температуры на 10 К приводит к смещению порогов в
быстродействующих интегральных схемах эмиттерно-связанной
логики, формирующих сигналы с фронтами 2—3 нс, прибли-
зительно на 1%, что создает изменение временного положения
сигналов временной отметки на 40—60 пс на один логический
элемент схемы.

Влияние дестабилизирующих факторов на характеристики
спектрометра может быть уменьшено стабилизацией характе-
ристик узлов спектрометра по отдельности. Например, в усили-
телях вводят отрицательную обратную связь, которая повышает
стабильность коэффициента усиления усилителя. Кроме того,
применяется термокомпенсация тех элементов электронных уст-
ройств, нестабильность которых оказывает наибольшее влияние
на стабильность всего устройства. Стабилизация параметров от-
дельных узлов требует применения прецизионных элементов, вы-
сокостабильных источников питания. Однако методы стабили-
зации характеристик отдельных узлов спектрометров могут ока-
заться неэффективными в спектрометрах повышенной точности,
спектрометрах, содержащих много детекторов или работающих
во внешних условиях с сильноменяющимися параметрами.

Более радикальной мерой уменьшения влияния дрейфов ха-
рактеристик узлов спектрометра оказывается использование уз-
лов автоматической стабилизации всего спектрометра в целом.
В таких системах реперные (опорные) сигналы проходят через
весь спектрометр, испытывая те же отклонения от нормы, что и
исследуемые сигналы, и сравниваются на выходе с некоторым
эталоном. При отклонении от эталона вырабатывается сигнал
рассогласования, который используется для компенсации про-
изошедших отклонений. Следует отметить, что достоинством си-
стем автоматической стабилизации является то, что регулирую-
щее воздействие может производиться в любом узле спектро-
метра, компенсируя изменения стабилизируемого параметра не-
зависимо от того, в каком узле спектрометра это изменение
произошло.

Системы автоматической стабилизации могут отличаться друг
от друга способами задания реперного сигнала, методом выделе-
ния сигнала рассогласования, параметрами стабилизации, спо-
собом и местом регулирующего воздействия. В относительно
простых системах стабилизируют коэффициент преобразования
по одному реперному источнику, спектральная линия которого
располагается в конце шкалы спектрометра. В более сложных
системах добавлением реперного источника, создающего спект-
ральную линию в начале шкалы спектрометра, осуществляют
стабилизацию и порога спектрометра.

Автоматическая стабилизация спектрометрического тракта
приводит к затратам времени на обработку реперных сигналов
и уменьшению времени на^ получение полезной информации.
Поэтому частота поступления реперных сигналов должна опти-
мизироваться с точки зрения минимизации времени на стабили-
зацию при обеспечении необходимой по условиям эксперимента
стабильности спектрометра.

В качестве реперных сигналов могут использоваться электри-
ческие импульсы точной амплитуды, искусственные источники
света (для сцинтилляционных детекторов), частицы известной
энергии в исследуемом либо дополнительном излучении. При
работе с искусственными световыми или электрическими репер-
ными сигналами нет проблем, связанных с их идентификацией и
изменением параметров этих сигналов при перестройке спектро-
метра на другой энергетический диапазон, однако возникают тех-
нические трудности построения таких высокостабильных источ-
ников. Использование в качестве источника реперных сигналов
источника ионизирующего излучения позволяет осуществить ав-
томатическую стабилизацию всего спектрометра, включая и де-
тектор. При этом возникает, однако, ряд трудностей, связанных с
идентификацией реперных сигналов. Реперные линии в общем
случае накладываются на фоновый с точки зрения реперных сиг-
налов спектр исследуемых сигналов, что приводит к снижению
эффективности действия реперных сигналов, а при значительном
фоне и к нарушениям работы системы стабилизации. В таких
случаях необходимо применять специальные. методы выделения
реперных сигналов. Например, в качестве репера можно исполь-
зовать радиоактивный источник, испускающий одновременно две
частицы (обычно два у-кванта или |3-частицу и у-квант), одна из
которых регистрируется основным детектором и создает реперный
сигнал, а другая регистрируется дополнительным детектором,
вырабатывающим сигнал идентификации реперного импульса.

Одним из основных элементов системы автоматической ста-
билизации является генератор ошибки, который сравнивает в те-
чение некоторого интервала времени т, называемого циклом ста-
билизации, результаты прохождения через спектрометр реперных
сигналов с эталоном, определяет рассогласование сигнала и эта-
лона, вырабатывает сигнал ошибки. Генераторы ошибки по виду
информации на выходе разделяют на два типа: выходной сигнал
которых содержит информацию лишь о знаке ошибки и которые
помимо знака дают и значение ошибки. Системы автоматической
стабилизации с генераторами ошибки второго типа обладают
большей устойчивостью и позволяют восстанавливать изменив-
шиеся параметры спектрометра за меньшее число циклов стаби-
лизации и поэтому предпочтительнее.

Система автоматической стабилизации должна также вклю-
чать устройство, которое между циклами стабилизации, когда
идет набор физической информации, «помнит» сигнал ошибки и
поддерживает его на элементе, компенсирующем изменение ста-
билизируемого параметра. Для системы стабилизации, сигнал
ошибки которой представляется в виде цифрового кода, таким
устройством может служить обычный регистр.

Восстановление стабилизируемого параметра спектрометра
производится на компенсирующем элементе, который оказывает
непосредственное воздействие на стабилизируемый параметр.
Например, восстановление коэффициента преобразования (энер-
гия частицы — номер канала) сцинтилляционного спектрометра,
изменившегося под действием дестабилизирующих факторов,
может производиться либо регулированием напряжения питания
ФЭУ, либо изменением коэффициента усиления усилителя или
коэффициента преобразования аналого-цифрового преобразо-
вателя.

Рассмотрим метод формирования сигнала ошибки для систем
автоматической стабилизации с радиоактивным источником ре-
Рис. 9.1. Участок спектра с пиком от изотопа 40 К собственного фона сцинтилля-
ционного детектора на основе кристалла №1 (Т1) диаметром и высотой 150 мм

перных сигналов. Полученные при этом основные выводы будут
справедливы и для систем с другими источниками реперных сиг-
налов. На рис. 9.1 приведен участок типичного спектра, содержа-
щий реперный пик, полученный в сцинтилляционном гамма-
спектрометре с детектором на основе кристалла №1 (Т1). В ка-
честве реперного источника служил естественный изотоп 40 К, со-
держащийся в стекле ФЭУ, кристалле №1 (Т1), элементах кон-
струкции детектора и др. Этот участок спектра может быть пред-
ставлен в виде двух составляющих — реперного пика и фона,
спадающего с увеличением энергии почти линейно, как это пока-
зано на рис. 9.2. Подобные спектры типичны для большинства
практических случаев. Буд^м считать, что спектры набираются
с помощью амплитудного анализатора и система стабилизации
обрабатывает коды сигналов, представляющие собой номера ка-
налов анализатора, в которых записываются реперные сигналы.

Для получения сигнала ошибки в диапазоне допустимых зна-
чений реперного сигнала располагают левую №л и правую
зоны — окна (рис. 9.2), счет событий в которых используется для
выработки сигнала ошибки. Размер зон определяется видом
спектра и способом получения опорного сигнала. Окна 1ГЛ и 1ГП
размещают на склонах реперного пика, и сигнал ошибки опреде-
ляется по разности чисел, сосчитанных за время т в окнах №л и
1ГП. При этом окна целесообразно располагать на участках пика
с наибольшим наклоном, так как в этом случае изменение поло-
жения пика из-за нестабильности спектрометра вызовет наи-
больший сигнал рассогласования.
К а «ь * * с

Рис. 9.2. Составные части ампли-
тудного спектра области реперного
пика

Пусть левое окно №л занимает
каналы от Ка до Кь, а правое №п —
каналы от Кс до /О, средняя ча-
стота счета реперных сигналов в
левом и правом окнах составляет
соответственно тл и т1Ь а от фона
пл и пп. За время цикла стабили-
зации т в левом окне будет со-
считано в среднем Мл — (пгл-\-пл)т;
событий, а в правом окне Мп =
=(/Пп + пп)т. Если сигнал ошибки,
вырабатываемый системой стаби-
лизации, пропорционален Мп —
— Мл, то при отсутствии дестаби-
лизирующих факторов система
стабилизации установит реперный
пик так, что Мп —Мл —0. Величи-
ны Мп и Мл подвержены статис-

тическим флуктуациям, которые определяют погрешность изме-
рения разности Мп —Мл и, в конечном счете, дополнительную по-
грешность, вносимую в спектрометр системой стабилизации.

Пусть реперный пик под действием дестабилизирующих фак-
торов сместился (например, вправо) на небольшое, по сравнению
с шириной пика, значение Д/<, измеряемое в числе каналов, как
это показано на рис. 9.2. Если это смещение происходило с по-
стоянной скоростью, как обычно и бывает на практике, то сред-
нее число событий, сосчитанных за время т в левом окне, умень-
шится на ДМл = (Дтл — Апл) т/2, а в правом увеличится на ДМП =
= (Дтп +Днп) т/2. При этом разность ДМ будет равна:

дМ = Мп-Мл = ДМп + ДМл =
= (Дтп + Атл + Дпп — Дпл) т/2.

Так как фон в области реперного пика представлен линейно спа-
дающей функцией, то Дпп —Дпл = 0 и ДМ = (Дтп +Дтл) т/2. Ста-
тистическая погрешность ДМ с практически достаточной точ-
ностью может быть представлена как

'	&\м—^/Мл-{-Мп .

Эта погрешность будет определять погрешность сигнала ошибки
и соответственно погрешность восстановления стабилизируемого
параметра. Относительная статистическая погрешность сигнала
ошибки 6ХИ будет равна

2 V (тл + ти + пл + пп) т/ [ (\тл + Дтп) т].

Из этого соотношения видно, что точность восстановления ста-
билизируемого параметра должна расти с увеличением Длил и
Дтп, уменьшением фона пл и ип, увеличением времени цикла ста-
билизации т. Однако в течение времени цикла стабилизации т,
пока поддерживается значение корректирующего воздействия
от предыдущего цикла, спектральные пики, как и реперный, под
действием дестабилизирующих факторов смещаются, что при-
водит к их уширению, а следовательно, и к ухудшению разре-
шения. Относительное уширение пиков равно ДЛУ# = гп//С, где
/<— номер канала, в котором находится максимум пика; V— ско-
рость смещения пика, выражаемая числом каналов в единицу
времени. Видно, что уширение пика пропорционально времени
цикла стабилизации т. Оптимальным, видимо, будет такое время
цикла стабилизации, при котором абсолютная погрешность вос-
становления системой стабилизации положения пика охк будет
равна уширению пика из-за дестабилизирующих факторов в те-
чение цикла стабилизации, т. е. аАК = Д/С

Для отыскания оптимального времени цикла стабилизации
выразим величины, входящие в полученные соотношения, через
некоторые практически удобные параметры реперного и фонового
спектров и коэффициент нестабильности спектрометра. Обозначим
среднюю частоту счета в каналах Ка, Кь, Кс, Ка от реперного ис-
точника соответственно та, ть, тс, а среднюю частоту счета
фона в этих каналах соответственно па, пь, пс, па. Выберем окна
равной ширины №л=№п=№, а участки спектрального пика в
областях окон будем рассматривать как трапеции. Эти предпо-
ложения слабо влияют на точность решения задачи, но заметно
упрощают получение соотношений, необходимых для практичес-
ких применений. При этих предположениях

тл + тп + пл + и„ = у \(гпь + пь) + (та + па) + (тс + пс) +

+ (^/ + па)\ = —^- у
о

где буквой А обозначено выражение, стоящее в квадратных
скобках. Если смещение пика ДЛ мало по сравнению с Ц/, как
легко видеть из геометрических соображений,

Дтл==(и?6 —та) Д/С, Дтп = (тг —Д/С

Тогда

ДМ = (Дтл + Дтп) т/2 = [(ть — та) + (тс — та)\ X

ДЛт о ДЛт

X— = в —,

где буквой В обозначено выражение, стоящее в квадратных
скобках. Откуда

ЛК = 2ДЛ4/(Вт),	= 2адм/(Вт) = 2^^Аг/2/(Вг).
Таким образом,

VI = 2^№АЛ/2/(Вт) и т3 = 2№Л/('сгВ2).

Если вместо абсолютного значения скорости смещения пика
ввести относительную скорость у0ТН = у//С, то т3 = 2ИМ/
(^отнВ/<)2. При заданных условиях наивысшая относительная
точность стабилизации положения пика будет равна:

х л гг / к	дЗ 2уотнМ^4

О* = Лд//<= УотнТ ИЛИ 0^ =---

КгВ~

Рассмотрим возможности системы автоматической стабилиза-
ции положения спектральных пиков (коэффициента преобразова-
ния спектрометра) на примере сцинтилляционного детектора
с кристаллом Ыа1 (Т1) диаметром и высотой, равными 150 мм,
и фотоэлектронным умножителем ФЭУ-49, если в качестве ре-
перного источника используется естественный изотоп 40 К, спектр
которого приведен на рис. 9.1. Чаще всего основным деста-
билизирующим фактором сцинтилляционного спектрометра
является температурный дрейф его коэффициента преобразова-
ния. Для рассматриваемого спектрометра температурный дрейф
составляет р = 2-10“3 Д’-1. При этом относительная скорость
смещения спектральных пиков будет равна	рсГГ / (11, где

(1Т/(И — скорость изменения температуры. Найдем зависимость
относительного уширения спектральных пиков 6^^ и оптималь-
ного времени цикла стабилизации т, обеспечивающего наимень-
шее уширение пиков, от скорости изменения температуры. Для
этого воспользуемся соотношениями



2 Г4 .

с ат

Параметры для этих выражений найдем из спектра. Пусть ле-
вая зона содержит шесть каналов и занимает каналы с
Ка = 151 по Кь = 156, правая зона также содержит шесть
каналов и занимает каналы с /С =164 по /С/=169. При этом
средние частоты счета в каналах Да, Кь, Кс. Ка равны соответ-
ственно, канал	та = 0,26; па = 0,49; ть = 0,60; п& = 0,44;

тс = 0,93; пг = 0,35; т^ = 0,31; па = 0,31. Скорости счета сиг-
налов реперного источника и фоновых событий соответствуют
реально измеренным значениям для выбранного детектора.
Рассчитанные по^ этим данным значения В и А составляют:
В — 0,87 канал	А = 3,9 канал-1-с-1. Максимум пика

расположен в 161-м канале (К= 161). На рис. 9.3 приведены
графики зависимости оптимального времени цикла стабилизации
т и минимальной погрешности положения пика 8К, которую
может обеспечить система автоматической стабилизации, от
скорости изменения температуры (1Т/(И. Эти зависимости пока-
10	10	10 ~ 10

Скорость изменения температуры,^

Рис. 9.3. Зависимость оптималь-
ного цикла стабилизации т и
погрешности стабилизации 6 от
скорости изменения температуры

зывают, что система стабилизации может обеспечить неплохую
стабильность спектрометра даже при довольно резком изменении
температуры. Так, для получения значения 6/<^0,2% скорость
изменения температуры не должна превышать 1,3-10~3 К/с,
что соответствует 4,8 К/ч. При этом время цикла стабилизации
составит не менее 742 с.

9.2.	МЕТОДЫ ПОСТРОЕНИЯ СИСТЕМ АВТОМАТИЧЕСКОЙ

СТАБИЛИЗАЦИИ СПЕКТРОМЕТРОВ ЭНЕРГИИ

Структурная схема сравнительно простой системы автома-
тической стабилизации коэффициента преобразования спектро-
метра энергии, использующей в качестве реперного пика фото-
пик от изотопа 40 К, содержащегося в материалах детектора,
приведена на рис. 9.4. В состав системы стабилизации входят
три дискриминатора верхнего, среднего и нижнего уровней
ДВУ, ДСУ, ДНУ, определяющие границы окон (которые смы-
каются), дозаторы зарядов — д, -ф 2д, — д, присоединенные к
дискриминаторам, и интегратор зарядов ИЗ. Параметры доза-
торов зарядов выбраны так, что заряд, поступающий на вход
интегратора заряда при срабатывании дискриминатора среднего
уровня, в 2 раза больше по значению и противоположен по
знаку зарядам, поступающий в интегратор при срабатывании
дискриминаторов нижнего и верхнего уровней.

В том случае, когда реперный импульс поступает в левое
окно, срабатывает дискриминатор нижнего уровня и на вход
интегратора поступает единичный отрицательный заряд. Когда
импульс попадает в правое окно, срабатывают одновременно
дискриминаторы среднего и верхнего уровней и на вход ин-
тегратора поступают двойной положительный и одинарный
отрицательный заряды. Для сигналов, превышающих верхний
уровень, срабатывают все три дискриминатора, и суммарный
заряд, поступающий в интегратор,* равен нулю. Интегратор
накапливает заряды, поступающие на его вход, в течение некото-
рого времени т (цикла стабилизации) и вырабатывает управля-
ющее напряжение, пропорциональное накопленному заряду. Это
напряжение используется для регулирования коэффициента уси-
Рис. 9.4. Структурная схема си-
стемы автоматической стабили-
зации коэффициента преобразо-
вания спектрометра энергии

ления спектрометрического тракта. Усиление спектрометричес-
кого тракта устанавливается так, чтобы максимум пика 40 К
при нулевом управляющем напряжении находился на уровне
порога дискриминатора среднего уровня. Стабильность пара-
метров самого стабилизатора обеспечивается применением
высокостабильных резисторов и конденсаторов в дискримина-
торах и дозаторах заряда. При постоянной интегрирования
т=15 с ухудшение разрешения, обусловленное системой ста-
билизации (связанное со статистическими погрешностями накоп-
ления зарядов в интеграторе), по 13'Сз составляет менее
0,5%. Изменение коэффициента преобразования стабилизиро-
ванного спектрометра в течение длительного времени при изме-
нении температуры окружающей среды от 10 до 30° С меньше
0,5%. Эта система стабилизации, как следует из логики ее
работы, осуществляет стабилизацию лишь коэффициента пре-
образования, оставляя нестабилизируемым порог спектрометра.

Для стабилизации порога и коэффициента преобразования
спектрометра необходимо использовать систему стабилизации
с реперными сигналами от радиоактивного источника РИ,
соответствующими началу и концу энергетического диапазона
(рис. 9.5). Спектрометр состоит из кристалла №1 (Т1), фотоэлек-
тронного умножителя ФЭУ\, предусилителя ПУ, основного
усилителя ОУ, программно управляемого усилителя ПУУ, ампли-
тудно-цифрового преобразователя АЦП, запоминающего устрой-
ства ЗУ, В систему стабилизации спектрометра входят: реперный
источник, пластмассовый сцинтиллятор ПС, фотоэлектронный
умножитель ФЭУ^ два формирователя Ф\ и Ф2, схема совпа-
дений СС, микропроцессорное устройство управления МУУ,
регистр Р и цифроаналоговый преобразователь ЦАП. В каче-
стве реперного источника используется нуклид, испускающий
при 0-распаде электрон (позитрон) и два у-кванта, энергии
которых соответствуют началу и концу энергетического диапа-
зона спектрометра (^таким нуклидом может быть Й/Со, испуска-
ющий электрон и у-кванты с энергией 0,12 и 1,13 МэВ).

Следует отметить, что если 0-распад нуклида происходит
с испусканием позитрона, то при его аннигиляции будут возни-
кать у-кванты с энергией 0,511 МэВ, которые можно исполь-
зовать как реперные, однако в большинстве случаев эти кван-
ты будут создавать дополнительный фон, и поэтому такие
273
Рис. 9.5. Структурная схема сцинтилляционного спектрометра с системой стаби-
лизации порога и коэффициента преобразования

нуклиды применять нецелесообразно. Выделение реперных
сигналов на фоне исследуемого излучения осуществляется сле-
дующим образом. Электрон регистрируется в детекторе из
пластмассового сцинтилляФора и ФЭУ2, а один из у-квантов
попадает в кристалл №1 (Т1) [одновременное попадание двух
у-квантов имеет вероятность в й/4л раз меньшую, где С2—те-
лесный угол, под которым виден кристалл №1 (Т1) от репер-
ного источника, и может быть сделана пренебрежима малой].
Сигналы с ФЭУ\ и ФЭУ2 после формирователей Ф\ и Ф2
поступают на схему совпадений СС, сигнал которой является
управляющим для микропроцессорного устройства управления
и запрещающим регистрацию событий в ЗУ. Появление этого
сигнала означает, что в спектрометре произошла регистрация
реперного сигнала. Сигнал от у-кванта, пройдя весь спектро-
метрический тракт, кодируется АЦП. Код этого сигнала посту-
пает в микропроцессорное устройство управления, которое сиг-
налом схемы совпадений было подготовлено к приему и анализу
этого кода.

Предварительно в микропроцессорное устройство заносятся
значения кодов номеров каналов окон для реперных пиков и
время циклов стабилизации^ Микропроцессор определяет при-
надлежность поступившего кода тому или иному реперному пику
и соответствующим окнам. В зависимости от результатов ана-
лиза микропроцессор добавляет (или вычитает) единицу к
числу, хранящемуся в соответствующей ячейке оперативной
памяти микропроцессорного устройства управления. По окон-
чании цикла стабилизации микропроцессор анализирует со-
держимое этих ячеек, вычисляет сигнал ошибки, передает код
ошибки коэффициента преобразованйя в регистр Р для коррек-
ции коэффициента преобразования программируемого усили-
теля, а код коррекции порога в ЦАП, управляющий порогом
АЦП.

В спектрометрах с полупроводниковыми детекторами ста-
бильность детекторов достаточно высока, а возможный источник
нестабильности, связанный с зависимостью емкости ППД от
напряжения питания, устраняется применением зарядочувстви-
274
тельных предусилителей. В таких спектрометрах основным ис-
точником нестабильности является тракт усиления и преобразо-
вания амплитуды в код. Поэтому в качестве реперного источника
в системе стабилизации спектрометра может использоваться
генератор точной амплитуды, вырабатывающий импульсы с
амплитудой, соответствующей началу и концу энергетической
шкалы спектрометра. Эти сигналы подаются на градуировочный
вход зарядочувствительного предусилителя, и таким образом
осуществляется стабилизация всего спектрометрического тракта.
В таких устройствах обычно используется цифровой метод ста-
билизации, поскольку он позволяет обеспечить высокую преци-
зионность системы стабилизации.

9.3.	СТАБИЛИЗАЦИЯ ПАРАМЕТРОВ ВРЕМЕННЫХ СПЕКТРОМЕТРОВ

Нестабильность параметров временных спектрометров, как
и спектрометров энергии, определяется в основном нестабиль-
ностью узлов аналогового преобразования и отбора информа-
ции. При этом основной вклад в нестабильность временных
спектрометров вносят изменения во времени формы сигналов
детекторов, дрейф порогов формирователей временных отметок,
дрейф коэффициента преобразования в преобразователях вре-
менных интервалов в код. В спектрометрах, построенных на
основе метода прямого кодирования временных интервалов,
дрейф временных отметок формирователей, как правило, мал по
сравнению с измеряемыми интервалами, а применение высоко-
стабильных кварцевых генераторов опорной частоты снимает
проблему нестабильности этого преобразования. При кодирова-
нии относительно малых интервалов времени по методу преобра-
зования временного интервала в амплитуду с последующим ее
кодированием амплитудно-цифровым преобразователем основ-
ным источником нестабильности являются дрейфы токов заряд-
ного устройства времяамплитудного преобразователя и разряд-
ного устройства преобразователя амплитуды в код. Таким обра-
зом, при построении прецизионных временных спектрометров
коротких интервалов времени может потребоваться автомати-
ческая стабилизация его параметров.

Физические принципы автоматической стабилизации времен-
ных спектрометров не отличаются от принципов автоматической
стабилизации спектрометров энергии. Реперный интервал вре-
мени, который, как правило, задается высокостабильной кабель-
ной линией задержки, сравнивается в генераторе ошибки с
заданным эталонным значением. Результат сравнения заносится
в интегратор. После набора определенного числа таких сравне-
ний, задаваемого необходимой статистической точностью ста-
билизации, вырабатывается управляющий сигнал, который в
заранее выбранном узле корректирует изменившийся параметр
спектрометра.

Структурная схема одного из вариантов спектрометра ко-
ротких временных интервалов с системой автоматической ста-
билизации коэффициента преобразования приведена на рис. 9.6.
Сигналы с детекторов СТАРТ и СТОП через соответствующие
формирователи временных отметок ФВО поступают на время-
амплитудный преобразователь ВАП. Сигнал с ВАП подается
на АЦП. Код измеряемого интервала времени поступает в узлы
накопления и обработки информации УНО и блок стабилизации
БС. Для осуществления режима стабилизации сигнал «Старт»
через высокостабильную кабельную линию задержки А/ и логи-
ческий сумматор ИЛИ поступает на вход СТОП времяампли-
тудного преобразователя. Задержка А/ несколько превышает
диапазон исследуемых интервалов времени, поэтому в случае
отсутствия сигнала «Стоп» спектрометр кодирует временной
интервал А/, код которого сравнивается в БС с эталонным
значением. Принцип построения блока стабилизации аналогичен
принципам построения подобных блоков спектрометров энергии.
Сигнал ошибки блока стабилизации управляет коэффициентом
преобразования АЦП (например, током разряда накопительного
конденсатора АЦП). Если в ВАП, например, из-за температур-
ной нестабильности увеличится ток заряда накопительного
конденсатора, что приведет к увеличению амплитуды выходных
сигналов ВАП, то блок стабилизации выработает сигнал ошиб-
ки, увеличивающий ток разряда накопительного конденсатора
АЦП так, что код регистрируемого интервала времени останется
без изменения.

В приведенной системе стабилизации, как следует из логики
ее работы, довольно удачно решена проблема невмешательства
управляющего воздействия в быстродействующие узлы времен-
ного спектрометра, которое вынесено в медленный узел АЦП,
где такое воздействие может быть реализовано заметно проще.
Этот пример еще раз подчеркивает одно из достоинств систем
автоматической стабилизации, связанное с возможностью ока-
зывать корректирующее воздействие в любом узле независимо
от того, какой узел вносит нестабильность. При этом, конечно,

Рис. 9.6. Структурная схема спектрометра коротких временных интервалов с си-
стемой автоматической стабилизации коэффициента преобразования
должны существовать разумные значения нестабильности узлов
и соответствующий им динамический диапазон изменений па-
раметров управляющего узла.

9.4.	МЕТОДЫ УЧЕТА НЕСТАБИЛЬНОСТИ СПЕКТРОМЕТРОВ С
ПОМОЩЬЮ ЭВМ

Широкое внедрение вычислительной техники в физический
эксперимент позволяет предложить еще один метод получения
высоких с точки зрения стабильности характеристик спектро-
метра. Суть этого метода заключается в следующем. В некото-
рую область памяти ЭВМ в течение определенного интервала
времени записывается исследуемый спектр, затем в другую
область памяти набирается градуировочный спектр. После этого
набор исследуемого спектра производится в третьей области
памяти ЭВМ, затем опять набирается градуировочный спектр
в четвертой области. Если за время измерений из-за нестабиль-
ности произошло изменение параметров спектрометра, то первый
и второй градуировочные спектры не совпадут. ЭВМ на основе
этих градуировочных данных вычисляет поправки к коэффици-
енту преобразования и порогу, в соответствии с этими поправ-
ками корректирует результат измерения из третьей области
памяти и в скорректированном виде добавляет к спектру в пер-
вой области памяти. После этого ЭВМ сбрасывает информацию
в третьей и четвертой областях памяти и начинает новый цикл
измерений, повторяя описанную процедуру. В конечном итоге
в первой области памяти ЭВМ будет набран спектр, соответ-
ствующий стабилизированному спектрометру. Следует отметить,
что для вычисления поправок по реперным спектрам с требуе-
мой статистической точностью необходимо, как и в системах авто-
матической стабилизации, решить задачу оптимизации времени
набора реперной информации. Если для вычисления поправок
выбран алгоритм, аналогичный используемому в системах авто-
матической стабилизации, то соотношения, полученные в §9.1,
могут быть применены для составления программ учета неста-
бильности спектрометра.

Контрольные вопросы

1.	Как изменится относительное уширение спектральной линии, обуслов-
ленное действием некоторого дестабилизирующего фактора, в спектрометре
с оптимально настроенной системой стабилизации, если скорость дестабили-
зирующего фактора увеличится в 8 раз:

а)	увеличится в 8 раз;

б)	увеличится в д/8 раз;

в)	увеличится в 2 раза?

2.	Как изменится относительное уширение спектральной линии, обуслов-
ленное действием дестабилизирующего фактора, в спектрометре с оптимально
настроенной системой стабилизации, если скорость дестабилизирующего фак-
тора увеличится в 8 раз, а система стабилизации вновь будет настроена опти-
мальным образом:

а)	увеличится в 8 раз;

б)	увеличится в -^8 раз;

в)	увеличится в 2 раза?

3.	Как в условиях предыдущей задачи изменится время цикла стабили-
зации:

а)	уменьшится	в	8	раз;

б)	уменьшится	в	4	раза;

в)	уменьшится	в	2	раза?

4.	Требуется ли	высокая стабильность программно-управляемого усилителя

ПУУ для системы стабилизации, построенной по схеме, изображенной на
рис. 9.5:

а)	да;

б)	нет?

5.	Требуется ли высокая стабилизация ФЭУъ для системы стабилизации,
построенной по схеме, изображенной на рис. 9.5:

а)	да;

б)	нет?

ГЛАВА 10

КОДИРОВАНИЕ ИНФОРМАЦИИ В МНОГОДЕТЕК-
ТОРНЫХ СИСТЕМАХ

10.1.	ОСОБЕННОСТИ ОРГАНИЗАЦИИ ИЗМЕРЕНИЙ
МНОГОДЕТЕКТОРНЫМИ СИСТЕМАМИ

Развитие методов современного ядерно-физического экспе-
римента идет как в направлении разработки новых и улучшения
эксплуатационных характеристик известных типов детекторов,
так и по пути увеличения числа и разнообразия детекторов,
включаемых в измерительную систему. Последнее приводит
к существенному увеличению объема информации, получаемой
в ходе эксперимента, образованию разветвленных связей в
системах выработки триггера и усложненной логике отбора
информации. Если по первому направлению движение вперед
идет сравнительно медленно, то по второму пути эксперимен-
тальная физика движется весьма стремительно. Это в первую
очередь связано с необходимостью выделения редких событий,
требующей построения детектирующих систем большой площади
и эффективности, что достигается в основном за счет исполь-
зования большого числа детекторов.

Очевидно, что обработка информации, поступающей одно-
временно с большого числа детекторов, возможна только с
использованием в эксперименте современных ЭВМ. Собственно
278
говоря, сама постановка таких экспериментов стала возможной
только благодаря стремительному прогрессу в области авто-
матизации эксперимента. Из этого следует, что вся подлежащая
приему, накоплению и обработке информация должна быть
представлена в цифровом виде. При этом помимо кодирования
амплитуд импульсов и временных интервалов между ними
(см. гл. 7) в многодетекторных системах возникает также за-
дача кодирования номера сработавшего детектора. Таким
образом, количество кодов, одновременно передаваемых с
системы детектирования в ЭВМ, может быть очень большим.
Отсюда в современных экспериментальных установках, содер-
жащих сотни и тысячи каналов регистрации, возникают спе-
цифические проблемы, связанные с ограничениями на объем
и скорость передачи данных в ЭВМ, а также с необходимостью
экономии объема и стоимости электронного оборудования.

В сущности, в подобных задачах возникает качественно
новая ситуация, отличная от тех, которые рассматривались
до сих пор. Помимо обычных требований к обеспечению не-
обходимой точности измерений возникают требования эконо-
мического порядка в широком смысле этого слова: необходимо
обеспечить желаемую точность эксперимента при минимуме
затрат на электронное оборудование и максимуме производи-
тельности экспериментальной установки. Эти требования, вообще
говоря, противоречивы, а оптимальное решение зависит от кон-
кретных условий эксперимента.

В экспериментах на ускорителях, реакторах, искусственных
спутниках Земли и др., рабочее время которых чрезвычайно
дорого, главным требованием нередко является получение до-
статочной статистики за минимально короткое время (сутки,
недели, иногда месяцы). В этом случае объем оборудования
может и не быть решающим критерием при подготовке экспе-
римента (если он не выходит за допустимые рамки). Основным
требованием являются максимальная скорость поступления
данных, максимальная информативность этих данных, скорость
обработки. Однако и в таких условиях принимают все меры
к тому, чтобы снизить затраты на оборудование и время под-
готовки к эксперименту, хотя нередко приходится идти на
повышение этих затрат ради сокращения времени экспери-
мента.

В других случаях критичным может стать объем электрон-
ного оборудования, и необходимо искать решение, снижающее
этот объем *(а тем самым стоимость эксперимента и время на
его подготовку) до разумных пределов. Наконец, могут воз-
никать ограничения и по необходимому объему памяти ЭВМ,
и приходится искать методы сжатия информации с тем, чтобы
уложиться в доступный для экспериментатора объем памяти.

Таким образом, оптимизация эксперимента может произ-
водиться по различным критериям, среди которых можно вы-
делить следующие: повышение информативности детектирующей
системы, т. е. улучшение отношения эффекта к фону;

повышение скорости передачи и обработки данных;
снижение объема электронного оборудования;

сжатие информации в целях экономии памяти ЭВМ и по-
вышения скорости обработки данных.

Задача повышения информативности детектирующих систем
особенно актуальна для современных экспериментов в физике
высоких энергий. На современных ускорителях изучаются про-
цессы с сечением 10“33 см2, а в некоторых случаях и меньше.
Так, например, при экспериментах на вторичных пучках уско-
рителей протонов интенсивность фоновых процессов, опреде-
ляемая интенсивностью пучка частиц, падающих на мишень,
числом ядер мишени, полным сечением взаимодействия и гео-
метрической эффективностью установки, может составлять
Лф~10ь с-1, в то время как скорость регистрации полезного
эффекта при указанных сечениях — всего лэ~10-3 с_|. Если,
исходя из этих цифр, потребовать, чтобы полное число заре-
гистрированных полезных событий составляло М=103, то время
эксперимента будет равно Тэксп = /пэ=\0ь с~12 сут (вполне
разумное значение по современным масштабам!).

Рассмотрим, однако, этот вопрос с другой стороны. Совре-
менные ЭВМ затрачивают на обработку одного события по
сравнительно сложному алгоритму его выделения время по-
рядка одной секунды. Это значит, что за время эксперимента
106 с ЭВМ сможет обработать 106 событий, из которых полезных
должно быть не менее 103. Таким образом, в информации, по-
ступающей на ЭВМ, отношение эффекта к фону должно быть
не хуже 10-3. В то же время исходное отношение, как гово-
рилось выше, составляет пэ/пф=10~9. Это означает, что сис-
тема предварительного отбора полезных событий должна обес-
печивать подавление фона в 10° раз. Как показывает опыт,
в таких сложных экспериментах простые методы предваритель-
ного отбора типа амплитудной и временной селекции позволяют
подавить фон не лучше, чем в 102 раз. Причина этого состоит
в том, что в сложных множественных процессах для выделения
эффекта нужны и более сложные количественные критерии
отбора (количество частиц, импульсы вторичных частиц
и др.).

Другими словами, сложные критерии отбора требуют адекват-
ной сложности самой системы предварительного отбора. По-
скольку для предварительного анализа событий привлекаются
количественные данные (коды), предварительный отбор целе-
сообразно вести на цифровом уровне.

Для обеспечения необходимого коэффициента подавления
фона до поступления информации в ЭВМ в настоящее время
280
строятся многоуровневые системы отбора — так называемые
многоступенчатые триггеры* (обычно двух-трехуровневые).

На первой ступени выработки предварительного или пер-
вичного триггера происходит быстрый (за 10~7 с) первичный
отбор с помощью обычных схем совпадений, дискриминаторов
и т. п. На второй ступени за время /~10-4 с происходит циф-
ровой отбор с помощью специальных быстрых процессоров,
программируемых логических матриц или ПЗУ. Наконец, если
это необходимо, на третьей ступени происходит цифровой отбор
с помощью более медленных (/~ 10-2 с) микропроцессоров
или микроЭВМ.

Рассмотрим этот вопрос более подробно на обобщенной
структурной схеме спектрометра частиц высоких энергий. На
рис. 10.1 показано некоторое условное событие, заключающееся
в рождении первичной частицы ’ а в покоящейся мишени М
нескольких частиц 6, с, й. Спектрометр содержит несколько
годоскопических сцинтилляционных детекторов С\— С4, пред-
назначенных для выработки быстрого первичного триггера.
Информация этих детекторов в цифровом виде используется
и для триггера второй ступени. Детекторы С\ и С2 выделяют
с помощью мажоритарной схемы совпадений факт попадания
в мишень М только одной первичной частицы, а детекторы
Сз и С4, используя мажоритарную схему совпадений, выделяют
событие с заданной множественностью рождения частиц, на-
пример, с числом не менее трех. При выполнении обоих условий
вырабатывается быстрый триггер первой ступени. Коды коор-
динат прохождения частиц в детекторах С\— С4 используются
в триггере второй ступени для выделения частиц с определенным
зарядом и импульсом по кривизне траекторий частиц в маг-
нитных полях спектрометра. Для более детального описания
кинематики процесса и получения дополнительных критериев
отбора событий в спектрометре используются наборы много-
проволочных камер МПК\ и МПКл. В зависимости от конкрет-
ной реализации спектрометра это могут быть многопроволочные
искровые либо пропорциональные, либо дрейфовые камеры,
либо их комбинации. Для определения энергии продуктов ре-
акций спектрометр содержит калориметр, например, подобный
применяемому в эксперименте по исследованию нейтральных
токов в слабых взаимодействиях (см. гл. 1).

Информация снимается с детекторов спектрометра, коди-
руется и запоминается в виде первичного информационного
слова (совокупности1 кодов события, расположенных в опре-
деленной последовательности) в буферном регистре (первичном
буфере) — простейшем запоминающем устройстве, выполненном,
как правило, в интегральном исполнении. Если событие удов-

Смотри сноску на с. 20.
Рис. 10.1. Обобщенная структура спектрометра частиц высоких энергий

летворяет критериям отбора триггера первой ступени, то пер-
вичное информационное слово преобразуется (если это необ-
ходимо) в более компактную форму и передается по магист-
рали — многопроводной линии связи — в буферное устройство
второй ступени. В противном случае информация сбрасывается.

Буферное устройство второй ступени, рассчитанное на не-
сколько информационных слов, разравнивает статистический
поток таких слов со спектрометра, хранит информацию в те-
чение времени выработки решения триггером второй ступени,
который запускается триггером первой ступени. Если вторичное
информационное слово, записанное в буфер второй ступени,
удовлетворяет критериям положительного решения триггера
второй ступени, то в работу включается триггер третьей сту-
пени, при положительном решении которого информация за-
носится в память ЭВМ, обслуживающую эксперимент, для
окончательной обработки информации. Если на каком-либо
этапе выработки триггера событие не удовлетворяет заложенным
критериям отбора, то вырабатывается сигнал сброса инфор-
мации и подготовки спектрометра к приему следующего события.

Как уже упоминалось, триггер первой ступени вырабаты-
вается с помощью обычных дискриминаторов, схем совпадений
и антисовпадений, подробно рассмотренных в предыдущих
главах. Программируемые логические матрицы, а также бу-
ферные запоминающие устройства, необходимые для хранения
сравнительно небольшого объема цифровой информации в
процессе выработки триггера, будут рассмотрены в гл. И.

Важнейшим вопросом построения многодетекторных систем
является правильная организация систем съема, кодирования,
282
преобразования и буферизации информации, необходимая для
сокращения объема используемого оборудования, повышения
производительности систем, сокращения времени обработки
событий, уменьшения просчетов. Оптимальная структура сис-
темы кодирования и сбора информации, в первую очередь,
определяется физической задачей и не может быть стандарти-
зована. При разработке подобных систем приходится принимать
во внимание большое число факторов, с учетом которых раз-
работчики стремятся минимизировать объем необходимого
электронного оборудования. К этим факторам относятся: общее
количество детекторов в установке; количество детекторов,
которые при регистрации события могут сработать одновременно
(так как зачастую срабатывают далеко не все детекторы);
частота регистрации полезных событий; объем кодируемой
информации; допустимое значение просчетов и искажения
информации.

Как уже упоминалось, первичная информация о событии
содержится в номерах сработавших детекторов, амплитудах
сигналов детекторов спектрометра, временных задержках по-
явления сигналов на выходах детекторов относительно момен-
тов попадания первичной частицы в мишень, и одной из основных
задач разработчиков экспериментальных установок является
поиск оптимальных методов кодирования, передачи, перекоди-
ровки, промежуточного хранения данных о регистрируемом со-
бытии.

10.2.	КОДИРОВАНИЕ НОМЕРОВ СРАБОТАВШИХ ДЕТЕКТОРОВ

При анализе и обработке цифровой информации в много-
детекторных системах возникают задачи оптимизации, имеющие
противоречивый характер: чем выше скорость передачи данных,
тем дороже и сложнее оборудование. Различные методы коди-
рования временных интервалов и амплитуд импульсов были
подробно рассмотрены в гл. 7. В настоящем параграфе мы крат-
ко рассмотрим еще одну задачу кодирования, типичную только
для многодетекторных систем,— задачу кодирования номера
сработавшего детектора.

Обратимся снова к обобщенной схеме спектрометра частиц
высоких энергий, приведенной на рис. 10.1. Пусть информация
о треках частиц в таком спектрометре получается с помощью
сцинтилляционных годоскопов и многопроволочных пропор-
циональных камер. Сцинтилляционные детекторы С\— вы-
рабатывают сигналы для быстрого триггера первой ступени,
которые поступают на дискриминаторы-формирователи. Сигналы
с таких формирователей подаются на схемы совпадений —
антисовпадений без предварительного запоминания, например,
так, как это осуществляется в эксперименте по исследованию
нейтральных токов в слабых взаимодействиях (см. гл. 1). Ин-
формация о номерах сработавших детекторов, необходимая для
выработки триггера второй ступени, должна запоминаться в
буферном регистре первой ступени. Номера сработавших про-
волочек в пропорциональных камерах, каждая из которых по
сути дела играет роль элементарного детектора, определяются
с помощью каналов регистрации. (Один из вариантов такого
канала описан в гл. 8, а структурная схема изображена на
рис. 8.4.) Если при регистрации события срабатывает триггер
первой ступени, то в триггер * памяти канала регистрации Тр
заносится логическая единица.

Триггеры памяти одновременно являются составной частью
буферного регистра, в котором формируется первичное инфор-
мационное слово. Первичное информационное слово представ-
ляет собой совокупность логических единиц и нулей, где каждому
триггеру регистра присваивается номер, соответствующий номеру
детектора. При такой организации буферного регистра инфор-
мация о событии представляется так называемым линейным
позиционным кодом, число разрядов которого равно числу де-
текторов годоскопа. Каналы регистрации обычно располагаются
непосредственно вблизи детекторов, что обеспечивает меньший
уровень шумов, наводок и существенную экономию числа линий
связи между детектором и каналом регистрации.

В первичное информационное слово входят также и все коды
измеряемых амплитуд и временных интервалов, которые вы-
рабатываются АЦП. При большом числе преобразователей
они также обычно располагаются вблизи детекторов, причем
коды зачастую запоминаются либо в регистрах, входящих в
состав АЦП, либо в небольших буферных ЗУ, обслуживающих
группу АЦП. Таким образом, первичное информационное слово
формируется в электронных схемах вблизи детекторов спектро-
метра. Содержание этого слова после выработки триггера первой
ступени должно быть передано в систему сбора и буферизации
второй ступени, которая располагается обычно в крейтах
КАМАК (или модульной электронике другого типа) на значи-
тельном расстоянии от детекторов (несколько десятков метров).
Еще большее расстояние может отделять электронику второй
ступени от ЭВМ. Видно, что передача информации от одних
частей электронной системы к другим частям составляет одну
из важных процедур съема и обработки информации спектро-
метра и требует правильной ее организации.

Пусть первичное информационное слово, содержащее только
номера сработавших детекторов, размещается в Ы триггерах
буферного регистра в виде линейного позиционного кода. Про-
стейший способ передачи информации — это или параллельная

* Смотри сноску на с. 20.
передача состояния каждого триггера буферного регистра по
отдельной линии, или последовательная передача состояний
триггеров по одной линии. Очевидно, что в первом случае для
передачи № бит информации, содержащейся в № триггерах
буферного регистра, потребуется Ы линий связи и элементов
приема информации в буфере второй ступени. При этом время
передачи информации минимально и определяется временем
передачи одного сигнала по линии /. Во втором случае необ-
ходима всего одна линия связи, тогда как время передачи велико
и составляет по меньшей мере №.

Для сокращения времени передачи информации, экономии
оборудования, уменьшения числа линий связи обычно исполь-
зуются комбинированные методы кодирования и передачи ин-
формации. Заметная экономия числа линий передачи и прием-
ников информации достигается при передаче номеров срабо-
тавших детекторов двоичным параллельным кодом, при этом
число линий передачи сокращается в 1о^2 М раз по сравнению
с параллельным способом передачи линейным позиционным
кодом.

Кроме того, в большинстве практических случаев число сра-
ботавших детекторов заметно меньше и объем передаваемой
информации может быть уменьшен за счет передачи номеров
только сработавших детекторов.

Если при регистрации события срабатывает, например, К
детекторов установки, то при передаче .в ЭВМ номеров этих
детекторов в двоичном параллельном коде информация будет
занимать К 1о^2 М бит, время передачи К/ (так как двоичные
параллельные коды номеров сработавших детекторов переда-
ются последовательно). Так, например, для набора из трех
многопроволочных пропорциональных камер с 1024 проволоч-
ками каждая, при регистрации трехчастичных событий будет
срабатывать К=9 проволочек. При этом информация будет
передана в виде девяти последовательных посылок 10-разрядных
двоичных кодов, суммарный объем информации от такого на-
бора кодов составит К 1о§2Л/ = 90 бит, необходимое число линий
передачи 10 и экономия числа по сравнению с параллельной
передачей линейного позиционного кода составит 102 раз. Время
передачи будет в 9 раз больше, чем при параллельном способе
передачи линейным позиционным кодом, но в 115 раз меньше,
чем при последовательной передаче позиционного кода. В общем
случае оптимальная структура' системы кодирования и передачи
информации определяется общим числом детекторов коли-
чеством одновременно срабатывающих детекторов К, частотой
регистрации событий, временем выработки кода и требуемой
скоростью передачи информации.

Для преобразования линейного позиционного кода в дво-
ичный параллельный код применяются различные способы,
различающиеся временем преобразования. Наиболее быстрым
способом является параллельный способ перекодировки.

На рис. 10.2 для примера приведена схема перекодировки
семиразрядного позиционного кода в трехразрядный двоичный
параллельный код. Схема состоит из входного триггерного
регистра Л— Г7, трех схем логического сложения ИЛИ\—ИЛ Из
и трех триггеров Г8—Тю выходного регистра. Как видно из
схемы, связи между ее элементами организованы таким образом,
что при срабатывании одного из детекторов в выходном ре-
гистре реализуется однозначная комбинация выходных по-
тенциалов, соответствующая двоичному представлению номера
сработавшего детектора. Так, например, если сработал пятый
детектор, триггер Т$ будет установлен в> состояние 1. Этот ло-
гический потенциал через схемы ИЛИ\ и ИЛИз установит в
состояние 1 триггеры выходного регистра Г8 и Тю, формируя
выходной двоичный код 101, соответствующий числу 5.

Устройство подобного типа, обеспечивая наименьшее воз-
можное время преобразования кодов, обладает рядом недо-
статков. Главный из них состоит в том, что это устройство
может применяться лишь при условии, что в установке сра-
батывает всего лишь один детектор. При возникновении сиг-
налов в двух и более детекторах работа схемы нарушается.
Для кодирования номеров одновременно сработавших детекторов
параллельным способом описанную схему необходимо допол-

Рис. 10.3. Структурная схема кодировщика номера детектора на базе сдвигового
регистра

Рис. 10.2. Структурная схема пре-
образователя позиционного кода в
двоичный параллельный код
нить устройством — приоритетным шифратором, позволяющим
кодировать номера сработавших детекторов последовательно
за несколько циклов. В первом цикле кодирования приоритет-
ный шифратор игнорирует наличие 1 во всех триггерах входного
триггерного регистра, кроме младшего, и, таким образом, про-
изводится кодирование номера младшего детектора. После
записи кода этого номера в приемное устройство (буферное
устройство второго уровня) младший триггер регистра сбра-
сывается в 0, и во втором цикле перекодировки младшим будет
следующий триггер, находящийся в единичном состоянии, и си-
стема закодирует его номер. Эта последовательность цик-
лов будет продолжаться до тех пор, пока не будут перекоди-
рованы номера всех триггеров входного регистра, где записа-
ны 1.

Параллельные методы кодирования обладают еще и тем
недостатком, что при увеличении числа детекторов число ин-
тегральных схем для построения кодировщика резко возрастает,
при этом резко увеличивается как число логических связей, так
и число логических вентилей, проходимых сигналами. Это при-
водит к снижению быстродействия, поэтому при большом числе
детекторов (порядка несколько сот и более) чаще применяется
метод последовательного преобразования позиционного кода
в двоичный параллельный. Его достоинством является сравни-
тельно небольшое количество необходимых для реализации
электронных элементов даже при значительном числе детекто-
ров. Вместе с тем число циклов связи с приемным устройством
меньше, чем при последовательной передаче позиционного
кода.

Рассмотрим один из вариантов устройства кодирования
номера детектора с помощью сдвигового регистра с передачей
информации двоичным параллельным кодом, структурная схема
которого приведена на рис. 10.3. Схема состоит из триггеров
Г| — Ту приема линейного позиционного кода от детекторов (эти
триггеры соединены друг с другом по схеме сдвигового реги-
стра), генератора тактовых импульсов Г, счетчика номера де-
тектора Сч, /?5-триггера Т. После занесения в сдвиговый ре-
гистр логических единиц от сработавших детекторов на 3-вход
триггера Т от системы управления экспериментом (от триггера
первой ступени) поступает сигнал «Старт» начала процесса
сжатия и передачи информации в приемное устройство. Триг-
гер Т запускает генератор тактовых импульсов Г, сигналы ко-
торого поступают на сдвиговый регистр (информация в ре-
гистре смещается в сторону младших номеров) и счетчик номера
детектора Сч. При появлении 1 на выходе сдвигового регистра
триггер Т сбрасывается в 0, запрещая работу генератора. При
этом в счетчике номера детектора будет записан в двоичном
коде номер детектора, зарегистрировавшего событие, и будет
сформирован сигнал «Запрос» в приемное устройство на пе-
редачу информации из счетчика. После приема этой информа-
ции Т снова взводится, запускает генератор, и информация
в сдвиговом регистре смещается до тех пор, пока на его входе
опять не появится 1. Система срабатывает по описанному выше
алгоритму и передает в приемное устройство код номера вто-
рого сработавшего детектора, завершая второй цикл. Этот
циклический процесс повторяется до тех пор, пока не будут
опрошены все триггеры регистра, т. е. пока счетчик Сч не вы-
работает сигнал переполнения и не пошлет в приемное устрой-
ство сигнал конца записи. Следует отметить, что, поскольку
в устройстве происходит последовательный опрос всех триггеров
регистра, время кодирования информации сравнительно велико,
особенно при больших значениях Ы.

Для кодирования номеров детекторов в системах с большим
числом детекторов, когда срабатывает заметная их часть, на-
пример при большой множественности рождения частиц, по-
следовательные методы кодирования применяются сравнительно
редко из-за относительно низкой скорости кодирования, а па-
раллельные — из-за большого объема требуемых логических
элементов. В таких системах наибольшее распространение
получили иерархические способы кодирования.

Суть иерархического способа кодирования сводится к тому,
что все детекторы разбиваются на группы. При кодировании
номеров детекторов сначала кодируется номер группы, в которой
есть сработавшие детекторы, затем определяются номера этих
детекторов в группе.

Структурная схема системы кодирования, использующей
иерархический способ кодирования номеров групп и детекторов,
приведена на рис. 10.4. Триггеры буферного регистра, хранящие
информацию с дискриминаторов (на схеме не показаны), раз-
бивают на И групп по К в каждой. Выходы триггеров одной
группы объединяются чере> группы ИЛИ\—ИЛИЫ, формиру-
ющие во входном регистре кодировщика номера групп линей-
ные позиционные коды групп, в которых есть сработавшие
детекторы. Выходы триггеров буферного регистра каждой группы
подключены к схемам пропускания групп СП}—СП^ одно-
именные выходы которых подключены к схемам ИЛИХ—ИЛИК.
Эти схемы ИЛ1Д подключены к кодировщику номеров детек-
торов. Схемы пропускания групп СП{—СПЫ подключены к пе-
реключателю групп. Система иерархического кодирования имеет
блок управления, который по внутренней магистрали системы
осуществляет управление работой этой системы. Коды номеров
групп и детекторов поступают на магистраль передачи инфор-
мации в приемное устройство следующего уровня.

Система иерархического кодирования номеров детекторов
работает следующим образом. Кодировщик номера группы
Рис. 10.4. Структурная схема иерархического кодирования
номеров детекторов

вырабатывает код номера младшей группы, в которой есть
сработавшие детекторы, например, методом, использующим
сдвиговый регистр (см. рис. 10.3), и выставляет этот код на
магистраль передачи информации. В соответствии с этим кодом
переключатель групп открывает схему пропускания, соответ-
ствующую номеру младшей группы, и на кодировщик номеров
детекторов поступает линейный позиционный код номеров сра-
ботавших детекторов в этой группе. Кодировщик номеров де-
текторов вырабатывает за несколько циклов, коды номеров сра-
ботавших детекторов и отсылает их вместе с кодом номера
группы в устройство приема кода. После того как будут опре-
делены и переданы коды всех детекторов, сработавших в этой
группе, кодировщик номера группы определяет следующую
группу, в которой есть сработавшие детекторы, переключатель
групп открывает схему пропускания, соответствующую этой
группе, после чего начинается кодирование номеров сработав-
ших детекторов этой группы. Такой процесс продолжается до
тех пор, пока не будут закодированы и переданы коды номеров
всех сработавших детекторов.

19-2790
10.3.	ОПТИМИЗАЦИЯ КОДИРОВАНИЯ АНАЛОГОВОЙ
ИНФОРМАЦИИ, СНИМАЕМОЙ С БОЛЬШОГО ЧИСЛА ДЕТЕКТОРОВ

Полная информация о событии, зарегистрированном в мно-
годетекторной измерительной системе, содержится не только
в номерах сработавших детекторов, но и в амплитудах сигналов
всех или части сработавших детекторов, временных интервалах
между сигналами, иногда и в форме снимаемых сигналов. По
этим величинам восстанавливается пространственная картина
события, энергия (или импульс) отдельных частиц, производится
идентификация частиц и т. д. Количество измеряемых одно-
временно аналоговых величин может быть очень велико, но все
же в большинстве случаев оно заметно меньше, чем полное
число детекторов, хотя бы потому, что при регистрации события
обычно срабатывают далеко не все детекторы системы. Это
обстоятельство зачастую позволяет заметно сэкономить на
количестве необходимых аналого-цифровых преобразователей.
Кроме того, если частота регистрации событий сравнительно
невелика, возможно проводить кодирование аналоговых величин
поочередно, что также позволяет уменьшить объем необходи-
мого оборудования: аналого-цифровых преобразователей, линий
передачи магистралей, буферных запоминающих устройств
и др.

Случайный характер регистрации событий как во времени,
так и по отдельным детекторам системы неизбежно приводит
к потере части полезной информации (просчетам и искажени-
ям). Эти просчеты и искажения не должны выходить за до-
пустимые пределы.

Методы оптимизации кодирования аналоговой информации
в многодетекторной системе в общем случае определяются
числом детекторов №, средней частотой регистрации событий и,
временем Тк кодирования и записи информации с одного
детектора в буферное запоминающее устройство.

В случае больших импульсных загрузок, когда средняя час-
тота регистрации событий п велика, и значение просчетов,
определяемое произведением пТК) находится на пределе допус-
тимого даже при применении самых быстрых методов кодиро-
вания (т. е. при минимальных достижимых значениях Тк), каж-
дый измерительный канал должен содержать отдельный анало-
го-цифровой преобразователь, т. е. применяется параллельное
кодирование во всех каналах: Примером может служить экс-
перимент по исследованию взаимодействия нейтрино с адронами,
рассмотренный в гл. 1. В подобном случае полная информация
о событии заносится параллельным кодом в промежуточное
запоминающее устройство, одновременно выполняющее функ-
ции быстрого приемника информации и разравнивающего уст-
ройства, откуда, в свою очередь, информация может быть счи-
290
тана в ЭВМ в темпе работы ЭВМ, поскольку считывание ин-
формации в ЭВМ из буферного ЗУ может производиться в
достаточно длительных промежутках между импульсами уско-
рителя. Очевидно, что при этом объем электронного оборудо-
вания будет велик, и это — плата за возможность получения
большого объема экспериментальной информации за малые
интервалы времени импульсов ускорителя.

В другом крайнем случае, когда суммарное время, затрачи-
ваемое на кодирование информации во всех детекторах, т. е.
произведение 1ЧТК, много меньше среднего интервала времени
между событиями Т=1/п, можно применять методы последова-
тельного кодирования. Эти методы в амплитудных и временных
измерениях заметно различаются по способу реализации.

При амплитудных измерениях производится предварительное
запоминание амплитуд сигналов с детекторов, а затем с по-
мощью одного АЦП поочередно кодируются амплитуды всех
сигналов. Естественно, что такая система кодирования может
быть достаточно компактной и экономичной.

Структурная схема системы кодирования такого типа и вре-
менные диаграммы, поясняющие ее работу, приведены на
рис. 10.5, а, б. Каждый канал регистрации соединен с отдель-
ным устройством выборки — хранения УВХ, управляемым сиг-
налом выборки — хранения В/Х. При значении сигнала В/Х = 0
УВХ находится в режиме выборки, т. е. отслеживает значение
напряжения на аналоговом входе. При значении В/Х—1 УВХ
переходит в режим хранения, запоминая на емкости памяти
и поддерживая на своем выходе напряжение, бывшее на входе
в момент переключения сигнала В/Х с 0 на 1. Выходы всех
УВХ подсоединены к аналоговому коммутатору АК, который
в зависимости от значения подаваемого на него управляющего

Рис. 10.5. Структурная схема многовходового АЦП с запоминанием амплитуд
сигналов и поочередным кодированием (а) и временные диаграммы работы (б)
кода подключает выход соответствующего этому коду УВХ к
своему выходу. Управляющий код коммутатора вырабатывается
счетчиком каналов СчК, имеющим коэффициент пересчета Л/+1
(Л/ — число каналов регистрации). Выход компаратора соединен
с АЦП, осуществляющим кодирование входного сигнала и пе-
редачу этого кода через интерфейс системы в магистраль сбора
данных (например, магистраль КАМАК). В состав измеритель-
ной системы входит /?5-триггер Т, выполняющий функции бло-
кировки. Для того чтобы не загромождать изложение излиш-
ними подробностями, рассматривается система, в которой время
кодирования в АЦП постоянно.

Работа измерительной системы происходит следующим об-
разом. Пусть регистрация событий сопровождается триггерным
сигналом, вырабатываемым некоторым логическим устройством
(на рис. 10.5 не показано). Этот сигнал поступает на 5-вход
триггера Т и переводит его в состояние 1, вырабатывая тем
самым сигнал В/Х=1. При этом происходит запоминание
амплитуд всех входных сигналов, подлежащих измерению.
Одновременно в счетчик каналов будет записана 1 (предпо-
лагается, что магистраль сбора информации свободна и нахо-
дится в состоянии ожидания информации, а схема & открыта).
По коду 1, поступающему от счетчика, аналоговый коммутатор
соединяет УВХ\ и АЦП, который с небольшой задержкой А/
относительно Триггерного сигнала, необходимой для установ-
ления на АЦП напряжения, поддерживаемого УВХ, начинает
преобразование этого напряжения.

После завершения кодирования по сигналу «Конец преоб-
разования» интерфейс вырабатывает сигнал «Занято» и передает
код на магистраль сбора данных, который поступает в буферное
ЗУ или ЭВМ. По окончании этого цикла интерфейс выраба-
тывает сигнал «Ожидание», который через схему совпадений
добавляет 1 в счетчик кодов. По этому коду коммутатор сое-
диняет УВХ% с АЦП, повторяя процесс кодирования. Этот цик-
лический процесс продолжается до тех пор, пока не будет про-
изведено кодирование сигналов всех каналов регистрации. В по-
следнем цикле счетчик вырабатывает сигнал переполнения и
сбрасывает триггер блокировки Т, переводя все УВХ из режима
хранения в режим выборки. При этом система готова принимать
информацию следующего события. В подобной системе к пара-
метрам УВХ предъявляются довольно жесткие требования.
Действительно, УВХ с большими номерами обслуживаются
коммутатором и АЦП спустя сравнительно большой интервал
времени после поступления сигнала. Например, если Л/ =100,
время кодирования и записи в буферное ЗУ или в ЭВМ Гк
равно 10~4 с, то сигнал с УВХ 100 будет закодирован только
через 10“2 с после его прихода. За это время сохраненная
амплитуда входного сигнала не должна измениться за счет
разряда конденсатора памяти в УВХ токами утечки на значение,
большее допустимого по условиям измерений. Например, если
относительное изменение напряжения за время хранения не
должно превышать 6 = 0,1%, тогда постоянная спада т напря-
жения на выходе УВХ в режиме хранения должна удовлетворять
требованию ГкА/6^т, откуда т^Ю с. Это означает, что при
конденсаторе памяти в УВХ, равной Сп = 103 пФ, сопротивление
утечки должно быть больше 101и Ом. Реальные промышленные
УВХ в микросхемном исполнении обеспечивают запоминание
амплитуд сигналов на время до 10-2 с-1 с погрешностью не
хуже 0,1%.

Мы рассмотрели два предельных случая — случай очень
больших средних загрузок, когда каждый канал регистрации
требует своего АЦП, и случай малых загрузок, когда все каналы
регистрации могут поочередно обслуживаться одним АЦП. На
практике чаще встречаются промежуточные ситуации, когда
частота регистрации событий относительно велика, но из всей
совокупности детекторов срабатывает лишь небольшая их часть.
Количество одновременно передаваемых кодов при регистрации
события подобного типа значительно меньше общего количе-
ства детекторов, что позволяет объединить каналы регистрации
в группы кодирования в целях сокращения объема аппаратуры
измерительных каналов. При таком объединении возникают
три основные проблемы: возрастание шумов, уменьшение за-
грузочной способности каналов и искажение информации при
срабатывании нескольких детекторов, объединенных в одну
группу.

Рассмотрим эти проблемы на примере регистрирующей си-
стемы, состоящей из детекторов, объединенных в Д групп
по К детекторов в каждой группе. Схематическое изображение
такой системы приведено на рис. 10.6. Детекторы Д\\— Дьк
объединены в группы с помощью линейных сумматоров ЛС[ —
ЛСЬ, выходы которых соединены с соответствующими ампли-
тудно-цифровыми преобразователями. При объединении А ка-
налов регистрации в один с помощью линейного сумматора
уровень шумов возрастает в л//Сраз, поскольку шумы разных
каналов статистически независимы (предполагается, что шумы
объединяемых каналов равны). Таким образом, максимальное
число каналов, которое может быть объединено, определяется
требуемым энергетическим разрешением 6л шумами одного ка-
нала 6Ш; А^(6лХ6ш)2.

Объединение каналов приводит также к уменьшению в А раз
предельной средней частоты поступления событий по каждому
каналу, которая определяется мертвым временем АЦП
Гк и значением допустимых просчетов 6: пАГк^6, откуда
м^6/(АТк). Следовательно, если заданы значения допустимых
просчетов 6 и средняя частота появления событий в канале,
293
Рис. 10.6. Структурная
схема системы кодирова-
ния амплитуд сигналов,
снимаемых с Ы детекто-
ров, объединенных в Ь
групп, по К детекторов в
каждой группе

то число объединенных каналов К не должно превышать зна-
чения 6/(пГк).

Проблема искажений при объединении нескольких детекто-
ров в группу связана с тем, что при одновременном срабаты-
вании двух детекторов или более сигналы с этих детекторов
будут просуммированы и первичная информация будет иска-
жена. Конечно, кодируя номера сработавших детекторов, можно
установить, что сработал не один детектор. Такое событие может
быть отброшено, и, следовательно, оно будет просчитано. Таким
образом, допустимое значение просчетов 6 — вероятность одно-
временного срабатывания двух детекторов Р(2) (вероятность
срабатывания трех детекторов и тем более большего их числа
обычно существенно меньше и поэтому в оценочных расчетах
во внимание может не приниматься) будет ограничивать число
детекторов, объединенных в одну группу.

Если в системе, состоящей^из IV детекторов, при регистрации
события срабатывает в среднем М детекторов и детекторы объ-
единены в группы по К детекторов, то вероятность Рк (т, IV, М)
того, что в группе сработает т детекторов, будет определяться
из выражения

РА.(т, Ы, М)=СмтСы_тк'~т/Скы,

и для т = 2:

о гк( ,, М)	2	ЛГ(ЛГ-1)...|ЛГ_(Л4—1)]

При М К, М М, I и М 1 это выражение можно
упростить:

6 = Рк(2, IV, М) = М2К2/2М2.
Вероятность того, что в годоскопе, содержащем Ь групп, про-
изойдет просчет, будет равна:

6 = Р(2) = м~к~ь =
к	2Л/2	2Л/

так как 1/< = Ы. Таким образом, К 26Ы/М2.

Если = 104, 6 = 5%, М = 5, то А 40.

Если М = 104, 6 = 5%, М = 20, то 2,5.

Видно, что число объединяемых каналов не очень велико и
сильно зависит от числа одновременно срабатывающих детекто-
ров. Однако даже при А = 2 число АЦП сокращается вдвое, а
это немало!

Во временных измерениях допустимое число объединенных
каналов регистрации, обслуживаемых одним времяцифровым
преобразователем, зависит от масштаба измеряемых временных
интервалов и метода их кодирования. В наносекундном диапа-
зоне, когда применяется метод преобразования время—амплиту-
да, информация о событии искажается, если в группе объеди-
ненных детекторов срабатывают два детектора или более. Такие
события должны быть исключены из регистрации.

В подобной ситуации задача оптимизации числа детекторов
А, объединяемых в группу, при общем числе детекторов А и
числе срабатывающих одновременно Л4, решается точно так же,
как и рассмотренная выще задача объединения каналов в ампли-
тудных измерениях.

Существенную экономию числа времяцифровых преобразо-
ваний можно получить в том случае, когда для кодирования
временных интервалов, измеряемых группой детекторов относи-
тельно общего сигнала «Старт», применяется метод прямого
кодирования. Этот случай типичен для измерения координат
частиц с помощью дрейфовых камер (при малых временах дрей-
фа применяется предварительное аналоговое преобразование
временного интервала	Фактически здесь мы имеем дело

с уже рассматриваемой (см. гл. 7) задачей кодирования не-
скольких временных интервалов за один рабочий цикл. Просчеты
и искажения информации в таком ВЦП будут возникать при
попадании двух событий и более в один и тот же временной
канал. Следовательно, число объединяемых каналов будет опре-
деляться допустимыми просчетами подобного типа.

Пусть, например, допустимое значение просчетов равно 6
(6 <С 1), временной спектр равновероятен в пределах измеряе-
мого диапазона, и* число каналов ВЦП равно (?. Просчеты
возникнут, если в один из каналов ВЦП попадут два события.
Вероятность этого равна приблизительно т3/(2ф2), где т —
число событий, приходящихся в среднем на одну группу объеди-
ненных каналов. Таким образом, 6 = т3/(2ф2) и т — (2ф26)|/3.
Если во всей детектирующей системе на одно событие срабаты-
вает М детекторов, то число каналов К, объединяемых в группу,
может составить

К ]Нт/М = М(2С?26)1/3/Л1.

При Ы = 104, ($ = 100, 6 = 1% и М = 20 получается зна-
чение К 3000. Преимущества подобного метода в сравнении
с предыдущим очевидны.

10.4.	МНОГОМЕРНЫЙ АНАЛИЗ

В предыдущих параграфах были рассмотрены основные ва-
рианты кодирования информации в многодетекторных системах,
типичные для задач физики высоких энергий. Характерным для
подобных задач является использование большого числа детек-
торов, причем, как правило, одновременно срабатывает их не-
большая часть, номер сработавшего детектора более или менее
случаен, а число каналов кодирования аналоговой информации
на один детектор сравнительно невелико (6—10 двоичных раз-
рядов).

В физике низких энергий чаще встречается обратная ситуа-
ция: число детекторов установки невелико (2—3, реже 4), одна-
ко физическая информация снимается при одновременном сра-
батывании всех детекторов, а число. каналов кодирования по
каждому из измеряемых параметров велико: оно составляет
103—104 (а то и больше). Большое число каналов связано с
широким динамическим (или временным) разрешением детекто-
ров. Задачи подобного типа получили специальное название
«многомерный анализ», так как результатом измерений в уста-
новках подобного типа является многомерный (двумерный, трех-
мерный и т. д.) спектр исследуемого излучения.

В задачах многомерного анализа вопрос об экономии элек-
тронного оборудования, как правило, не возникает: число кана-
лов регистрации невелико и "по условиям эксперимента каждый
канал должен содержать все необходимое электронное обору-
дование. Однако в подобных задачах для накопления многомер-
ных спектров, как правило, требуется значительное количество
каналов памяти, нередко превышающее объем оперативной
памяти ЭВМ, в связи с чем возникает проблема сжатия инфор-
мации.

Рассмотрим несколько типичных примеров многомерного
анализа. При спектрометрии смешанного потока нейтронов и
у-квантов сцинтилляционным методом для идентификации частиц
применяется метод п — у-разделения (см. § 2.4). В этом случае
необходимо измерять заряд быстрой фб и заряд медленной
компоненты фм импульса фотоумножителя. Экспериментальная
информация представляется в виде двумерного спектра (см.
рис. 2.20), в котором на плоскости параметров ^б и фм, раз-
битых по каналам, по вертикали отложено число событий с за-
данными значениями фб и <?м. В подобном эксперименте число
каналов по каждой из осей <?б и фм равно 100, а общее число
каналов этого двумерного спектра равно 104. Если иметь в виду,
что для накопления достаточного (с точки зрения статистики)
числа событий в канале требуется емкость канала около 21ь бит,
то при использовании в эксперименте мини-ЭВМ типа «Электро-
ника-60» под накопление и хранение спектра потребуется отвести
почти половину оперативной памяти ЭВМ.

Многомерные измерения типичны и при исследовании строе-
ния ядер по спектрам излучения, сопровождающим изменение
их внутренней структуры. Рассмотрим задачу исследования воз-
бужденных уровней ядра, образующегося в результате 0-распа-
да (например, ядра 42М053, возникающего при 0-распаде ядра
43ТС52). Структурная схема экспериментальной установки для
решения этой задачи приведена на рис. 10.7, а. Установка со-
держит два одинаковых канала регистрации, состоящих из полу-
проводникового детектора ППД, предусилителя ПУ, спектро-
метрического усилителя У, амплитудно-цифрового преобразова-
теля АЦП, схемы совпадений СС, разрешающей кодирование
сигналов АЦП только при одновременном попадании двух
у-квантов в детекторы, и ЭВМ для накопления двумерного спек-

Окна

Рис. 10.7.^Двумерная полупроводниковая гамма-спектрометрия возбужденного
ядра 42М053, возникающего в результате 0-распада 43ТС52:	*

а — структурная схема спектрометра; б — одномерный ^-спектр 42М053; в — двумерный
у-спектр 42М053; г — схема возбужденных уровней 42М053

253	616 035

Энергия, кэВ
тра. При отключении схемы совпадений каждый из каналов
может быть использован в качестве обычного одномерного
спектрометра. На рис. 10.7, б приведен пример одномерных спек-
тров каналов 1 и 2 (оба спектра одинаковы). Ядро 42М0Й испус-
кает у-кванты с энергией 204, 253, 582, 616, 786, 835 кэВ, однако
одномерный спектр не позволяет определить положение возбуж-
денных уровней. На этот вопрос может дать ответ двумерный
спектр, получаемый при работе АЦП\ и АЦП% в режиме управ-
ления от схемы совпадений. Этот спектр приведен на рис. 10.7, в
(комптоновская составляющая спектра не показана). Из дву-
мерного спектра видно, что, например, у-кванты с энергией
204 кэВ возникают одновременно с квантами с энергией 253,
582, 616, 583 кэВ, у-кванты с энергией 786 кэВ только в паре с
у-квантами с энергией 253 кэВ и т. д., что соответствует вполне
определенным каскадным переходам. Детальное рассмотрение
такого двумерного спектра с учетом интенсивности соответ-
ствующих линий позволяет составить схему возбужденных уров-
ней и переходов между ними, приведенную на рис. 10.7, г. Ши-
рина стрелок, указывающих возможные переходы, пропорцио-
нальна вероятностям переходов, определяемым из интенсивности
спектральных линий в двумерном спектре.

В приведенном примере для обеспечения необходимого энер-
гетического разрешения двумерного спектра необходимо иметь
103 каналов по каждой из осей, т. е. для всего спектра необходи-
мо 10ь каналов. Это существенно превышает объем оперативной
памяти большинства ЭВМ, используемых в экспериментах.
Таким образом, перед экспериментатором возникает проблема
поиска методов сокращения объема памяти.

Приведем еще один пример многомерных измерений. Для
изучения процессов деления ядер (энергетических, массовых и
зарядовых спектров осколков деления) широко используется со-
временная времяпролетная методика. Структурная схема уста-
новки для исследований по этой методике (в несколько упрощен-
ном виде) приведена на рис. 10.8. Нейтрон, попадая в мишень
Л4, вызывает деление исследуемого ядра на два осколка с мас-
сами т\ и Ш2- Осколок т\, проходя нуль-детектор До (эмисси-
онный детектор с тонкой фольгой), расположенный вблизи ми-
шени, дает временную отметку момента образования осколков
(сигнал «Старт»). Осколки, пересекая пролетные базы /1 и /2,
попадают в полупроводниковые детекторы ППД| и ППД2. Эти
детекторы вырабатывают сигналы «Стоп», фиксирующие времена
1\ и /2 осколков, и определяют энергию этих осколков ^1 и ^2. *
Таким образом, каждое событие характеризуется четырьмя пара-
метрами ], ^2, Н, /2. Используя соотношения VI =Ц/1{\
= Ш1СП/2; V} = 1з/2 — тъУъ/Ъ, можно определить
массы осколков деления.

В этой задаче измеряются четыре параметра одновременно и,
Рис. 10.8. Структурная
схема многомерного спек-
трометра осколков деле-
ния

если для каждого параметра отвести всего по 100 каналов,
общее число каналов составит 108, что еще более остро ставит
проблему поиска методов сокращения объема информации, пере-
даваемой в запоминающее устройство для накопления и хране-
ния. Практически неограниченные объемы информации могут
накапливаться на магнитных лентах, на которых информация
о каждом событии записывается в виде последовательных ин-
формационных слов (например, содержащих коды ^2, /ь /2),
однако основным недостатком такого способа накопления явля-
ется утеря возможности оперативного наблюдения за ходом экс-
перимента и коррекции его по мере необходимости.

Рассматривая спектры, получаемые в описанных эксперимен-
тах,- следует обратить внимание на то, что из всего поля пара-
метров в ходе эксперимента реализуется лишь небольшая часть
возможных комбинаций (это особенно наглядно проявляется на
примере у — у-совпадений), и, следовательно, большая часть
ячеек памяти ЭВМ не используется. Это позволяет применять
различные методы сокращения объема памяти для накопления
и хранения многомерной информации.

Одним из них является метод цифровых окон, суть которого
легко понять на примере двумерной спектрометрии по у — у-со-
впадениям. Из одномерного спектра у-линий [содержащего в на-
шем примере (рис. 10.7) семь линий] видно, что из всех воз-
можных кодов в ходе эксперимента реализуется лишь небольшое
число, соответствующее кодам амплитуд в отдельных линиях.
Линии практически полностью умещаются в окнах шириной 10—
15 каналов. Поэтому, отведя в ЭВМ ячейки памяти только для
счета событий с ^кодами, соответствующими окнам, в которых
размещаются заданные линии (остальные коды отбрасываются
ЭВМ в соответствии с введенной в ЭВМ программой), можно
существенно сократить объем памяти для накопления и хранения
информации такого двумерного у-спектра. В нашем случае будет
достаточно иметь (10—15) 2-72 = (5— 10)-103 ячеек памяти (кана-
лов), в то время как для представления такого двумерного
спектра в полном объеме потребовалось бы 106 каналов, из
которых большая часть оказалась бы пустой. Таким образом,
сокращение объема памяти составило два порядка! Недостат-
ком метода является возможность потери слабых линий. Дей-
ствительно, окна устанавливаются исходя из одномерного
спектра, где фон (комптоновская составляющая спектра), на кото-
ром расположены линии, суммируется по всем каналам дру-
гого параметра. При этом слабая линия может быть не выделена
из статистических флуктуаций фона. В двумерном же спектре
фон в К раз меньше, что при ширине пика А К, позволяет вы-
делить пик в	раз более слабый. В нашем примере

К ~ Ю3, Д^ ~ 10 и, следовательно, чувствительность двумерного
спектра в 10 раз выше, чем одномерного.

В тех случаях, когда заранее не известны комбинации кодов,
которые могут появляться в ходе эксперимента, но ясно, что из
всех возможных комбинаций кодов реализуется небольшая их
часть, например, как в случае п — у-разделения, используется
так называемый ассоциативный метод накопления информации.
Рассмотрим суть этого метода на примере п — у-разделения.
Каждую ячейку памяти ЭВМ разобьем на три области: области
фб и (?м для записи кодов фб и фм и область для записи
числа событий с заданными кодами. Пусть в спектрометре заре-
гистрировано событие с некоторыми значениями кодов фб1 С?м1,
тогда в первую ячейку памяти в область для фб будет записан
код <Эб1, в область для (?м — код (?М1, в область М будет запи-
сана 1. Пусть второе событие характеризуется кодами фб2 и
м2- ЭВМ сопоставит фб2 с <2б1 и фМ2 с фм।, и если коды не
совпадают, то во вторую ячейку в соответствующие области
будут записаны фб2, фМ2 и 1. Так будет продолжаться, пока
коды фб/ и С?М1 не совпадут с уже появившейся комбинацией,
например = ^бк и С}М1 = В этом случае в ячейку
с номером К в область чисАа событий будет записано 2. Таким
образом, после проведения эксперимента будет набрано опреде-
ленное число событий с появлявшимися комбинациями кодов, и
для набора информации потребуется существенно меньший
объем памяти, чем в случае набора двумерного спектра без сжа-
тия информации. В целях сокращения объема памяти и ускоре-
ния поиска в ассоциативных методах набора информации в
течение небольшого интервала времени (по сравнению с вре-
менем эксперимента) производят очистку ячеек памяти, в кото-
рых было набрано мало событий, предполагая, что это фоновые
события. Прием весьма полезен, но появляется опасность; что
при этом будут утеряны слабые пики. В рассматриваемом при-
мере объем памяти сокращается с 104 до 103 ячеек памяти.

Рассмотренная процедура накопления информации показы-
вает, что основной проблемой в ассоциативных методах накоп-
300
ления информации является поиск (перебор) в памяти комбина-
ций кодов, соответствующих появившемуся событию, что замет-
ным образом снижает быстродействие регистрирующей системы.
Это является недостатком ассоциативного метода накопления
информации. Существует несколько методов уменьшения време-
ни поиска соответствующих кодов: метод упорядочения, метод
иерархического поиска и ряд других. Оптимизация алгоритма
поиска кодов — задача программирования эксперимента и вы-
ходит за рамки содержания настоящей книги.

Контрольные вопросы

1.	В системе, состоящей из 256 спектрометрических каналов, при регистрации
события срабатывает лишь один канал. Средний интервал времени между собы-
тиями несколько больше времени кодирования. Уровень шумов канала состав-
ляет 0,05 от допустимого. Каким образом следует организовать кодирование
информации в такой системе:

а)	каждый канал обеспечить амплитудно-цифровым преобразователем
(АЦП);

б)	объединить все каналы с помощью аналогового сумматора, к выходу
которого подсоединить один АЦП, и параллельно кодировать номер сработав-
шего канала;

в)	объединить каналы в 16 групп по 16 каналов в каждой, выделив один
АЦП на каждую группу и осуществляя параллельное кодирование номера
группы и канала, в котором произошла регистрация события?

2.	Какой метод кодирования двумерных событий обеспечит наибольшее
быстродействие и экономию оборудования, если информация занимает компакт-
ную область, составляющую 1% от всего двумерного пространства каналов:

а)	полное кодирование каждого события по двум измерениям;

б)	накопление двумерного спектра с использованием цифровых окон;

в)	ассоциативный метод накопления?

3.	Какой метод сокращения объема памяти для накопления информации
следует применить при трехмерном 2/2 анализе по 100 каналов в каждом изме-
рении, если предполагается, что по осям X и У информация содержится в узких
зонах шириной около 10 каналов, а по оси 2 распределена почти равномерно:

а)	ассоциативный метод регистрации по осям X, У и линейное кодирование
по оси 2;

б)	метод цифровых окон по осям X, У и линейное кодирование по оси 2;
в) ассоциативный метод накопления по всем осям?
ГЛАВА 11

МЕТОДЫ ПРОМЕЖУТОЧНОГО ХРАНЕНИЯ
ЦИФРОВОЙ ИНФОРМАЦИИ

П.1. ПРИМЕНЕНИЕ ЗАПОМИНАЮЩИХ УСТРОЙСТВ

В ФИЗИЧЕСКОМ ЭКСПЕРИМЕНТЕ

Под запоминающими устройствами понимают совокупность
технических средств для приема, хранения и воспроизведения
цифровой или аналоговой информации. Процесс накопления ин-
формации — это обязательный (и очень ответственный) этап
любого эксперимента, подготавливающий экспериментальные
данные к обработке. В современном эксперименте окончатель-
ная ийформация, подлежащая накоплению и обработке, пред-
ставляется исключительно в цифровом виде, и для ее приема
и хранения применяются цифровые ЗУ. Аналоговые ЗУ (типа
устройств выборки—хранения, рассмотренных в § 7.3) приме-
няются относительно редко для кратковременного промежуточ-
ного запоминания аналоговых величин и поэтому в настоящей
главе не рассматриваются.

Накопление цифровой информации в запоминающих
устройствах может происходить в двух различных режимах/
В инкрементном режиме работы ЗУ накапливается информация
о числе событий с совпадающими кодами. Такой режим характе-
рен для относительно простых спектрометрических задач: ампли-
тудного анализа, временного анализа или их относительно про-
стых сочетаний (многомерного анализа). В подобных задачах
каждое зарегистрированное событие характеризуется одним
параметром (амплитудой, временным интервалом) или, самое
большее, тремя-четырьмя однотипными параметрами, а резуль-
татом измерения является спектральное распределение — ампли-
тудное, временное или многомерное. Инкрементный режим имеет
ряд достоинств. Во-первых, прй накоплении информации в инкре-
ментном режиме результат эксперимента сразу становится до-
ступным для анализа. Во-вторых, при работе в этом режиме
экспериментатор имеет возможность непосредственно наблюдать
за ходом эксперимента (набором спектра) и вносить в него, если
это необходимо, соответствующие коррективы. Однако при уве-
личении количества одновременно получаемых кодов события
резко возрастают требования к параметрам ЗУ, обеспечить
которые на практике не удается.

Основные параметры ЗУ, которые характеризуют его возмож-
ности — это емкость ЗУ (в битах) и время обращения. Первый
параметр — емкость — определяет максимальное количество ин-
формации, которое может быть набрано в ЗУ. Второй пара-
метр — время обращения — ограничивает мертвое время анали-
затора, использующего ЗУ в инкрементном режиме. К сожале-
302
нию, на сегодняшний день не удается обеспечить большую
емкость ЗУ при малом времени обращения.

В одномерных анализаторах обычно применяются ЗУ на
ферритовых сердечниках, имеющие емкость порядка 210 бит,
что достаточно для организации 2 тыс. каналов с емкостью
16 двоичных разрядов в каждом. Время доступа к такому ЗУ
составляет ~ 10-6 с, что вполне удовлетворительно при использо-
вании амплитудно-цифровых преобразователей А Т -> код.
Если для временного или амплитудного анализа применяется
мини- или микроЭВМ, то для накопления информации можно
использовать ее оперативную память, имеющую емкость порядка
218 бит и время доступа порядка нескольких микросекунд. Для
многомерного анализа этой емкости оперативной памяти ЭВМ
может оказаться недостаточно (см. § 10.4). Внешние запоминаю-
щие устройства (магнитные диски) имеют большую емкость,
но время доступа — единицы или даже десятки миллисекунд.
Такое большое время доступа приведет к недопустимо большому
мертвому времени установки, т. е. или к большому значению
просчетов, или к чрезмерно большому времени эксперимента.
Поэтому при регистрации событий сложными многодетекторными
системами, в которых число одновременно кодируемых парамет-
ров может составлять десятки, сотни и даже тысячи, для записи
и хранения информации применяется режим запоминания кодов
событий — информационных слов, в которых коды всех пара-
метров располагаются в определенной последовательности. Для
записи кодов применяются обычно внешние ЗУ ЭВМ — нако-
пители на магнитных дисках или магнитных лентах. В послед-
нем случае объем запоминаемой информации практически неог-
раничен. Запись информации в виде кодов событий на магнит-
ную ленту применяется также и при проведении измерений вне
лабораторий, например в космосе (с последующей передачей
записанной информации по каналам телеметрии). Все упомяну-
тые выше ЗУ являются обычно либо частью готового прибора
или устройства (анализатора, ЭВМ), либо выпускаются про-
мышленно в виде готовых изделий (цифровые магнитофоны)
и поэтому в настоящей книге не рассматриваются. Однако име-
ется специфический класс запоминающих устройств — буферные
запоминающие устройства, которые широко применяются в со-
временном эксперименте в виде автономных систем. Буферные
запоминающие устройства уже не раз упоминались в предыду-
щих главах. Так, при анализе просчетов регистрирующих
устройств (см. § 64) было показано, что применение быстро-
действующего буферного разравнивающего ЗУ небольшой ем-
кости перед ЗУ с большим объемом памяти, но с меньшим
быстродействием позволяет существенно (более чем на порядок)
снизить количество просчетов полезных событий, статистически
распределенных во времени. Этот прием широко применяется при
записи кодов событий на цифровые магнитофоны или при пере-
даче их в ЭВМ. Во временном анализе при регистрации не-
скольких событий за цикл (см. § 7.2) методом прямого кодиро-
вания необходимо быстродействующее с временем обращения
несколько десятков наносекунд буферное ЗУ. Такое же буферное
ЗУ необходимо и для записи информации, снимаемой со стро-
бирующего амплитудно-цифрового преобразователя (см. § 7.3).

Наконец, в сложных установках физического эксперимента,
как, например, в описанной в § 1.3 установке для исследования
нейтральных токов, характерным является многоуровневая орга-
низация ЗУ. Упомянутая установка содержит в качестве источ-
ников первичной цифровой информации свыше 16 000 преобра-
зователей «амплитуда—код» и 13 000 преобразователей «вре-
мя—код». Для того чтобы сохранить максимум информации об
объекте эксперимента, вся информация от аналого-цифровых
преобразователей установки записывается в ЗУ в виде кодов
событий. На первом уровне хранения информации используются
регистры для записи кодов амплитуд сцинтилляционных счет-
чиков для 50 событий и регистры для хранения 26 000 кодов
зарядов и времени дрейфа от пропорциональных счетчиков. Пол-
ный объем информации, подлежащей запоминанию, в случае
срабатывания одновременно всех детекторов экспериментальной
установки мог бы оказаться чрезвычайно большим. Однако в
реальной ситуации при регистрации события срабатывают да-
леко не все детекторы системы, и число регистров, содержащих
ненулевые коды признаков события, оказывается относительно
небольшим. Это дает возможность сократить объем буферного
ЗУ второго уровня до разумного значения. В описываемой
установке буферное ЗУ второго уровня обеспечивает хране-
ние кодов зарядов и времени дрейфа сработавших пропорцио-
нальных счетчиков для 30 зарегистрированных событий.

И наконец, третий уровень ЗУ в этом эксперименте—внеш-
нее ЗУ ЭВМ, куда поступаем информация от ЗУ второго уровня,
позволяющее записать коды признаков событий всех детекторов
системы для примерно 30 000 событий. В качестве внешнего ЗУ
используется накопитель на магнитной ленте, типичный для со-
временных ЭВМ.

В приведенных примерах рассмотрены основные возможности
применения ЗУ в технике ядерно-физического эксперимента,
причем везде речь шла о ЗУ для записи и хранения текущей
информации.

Совсем иное применение в аппаратуре физического экспери-
мента находят ЗУ, рассчитанные на хранение постоянной инфор-
мации— постоянные запоминающие устройства (ПЗУ). ПЗУ
хранят специфическую информацию, не изменяющуюся в процес-
се эксплуатации экспериментальной установки или, по крайней
мере, в течение значительного времени эксплуатации. Можно
304
привести ряд примеров использования подобной информации в
экспериментальных установках: преобразование различных кодов
в целях сжатия информации, наборы кодов, описывающие прин-
ципы отбора при выработке триггера эксперимента, записанные
в виде логических уравнений, последовательности кодов, управ-
ляющих режимами работы экспериментальной установки, в том
числе режимами ее диагностики и градуировки. Рассмотрим бо-
лее подробно назначение этой информации.

Преобразование кодов часто используется в сложных систе-
мах физического эксперимента. Одним из характерных примеров
такого преобразования кодов является кодирование номеров
сработавших детекторов в многодетекторных годоскопических и
телескопических установках. В случае, когда одновременное
срабатывание нескольких детекторов регистрирующей системы
исключено, задача обычно сводится к преобразованию линейного
позиционного кода (номер сработавшего детектора) в двоичный
код (см. § 10.2). Такое преобразование можно осуществить с по-
мощью стандартных ИС средней степени интеграции — дешиф-
раторов, но если возможно срабатывание нескольких детекторов
системы, использование таких устройств приведет к неоднознач-
ности преобразования при кодировании. Использование для этой
цели постоянных запоминающих устройств, в которые занесена
таблица перекодировки входных сигналов в соответствии с за-
данным алгоритмом, позволяет устранить указанный недостаток.
Отметим, что коды, записанные в ПЗУ, в этом случае можно
интерпретировать не только как номера сработавших детекторов,
но и как управляющие коды для получения триггеров предва-
рительного отбора информации.

В тех случаях, когда суммарное число детекторов системы
относительно невелико (10—30) и число возможных комбина-
ций одновременно срабатывающих детекторов ограничено (10—
100), использование ПЗУ нецелесообразно из-за большой их
избыточности: например, при числе входных линий, равном 10,
в ПЗУ можно занести до 210 комбинаций сигналов, что сущест-
венно превышает возможное число комбинаций в детектирующей
системе. В этом случае применяют программируемые логические
матрицы (ПЛМ). Программируемые логические матрицы в от-
личие от ПЗУ представляют собой программируемую много-
функциональную логическую схему, коды на выходе которой
можно запрограммировать в соответствии с заданным набором
входных кодов, т. е. составленными заранее логическими урав-
нениями перекодировки информации или критериями отбора
логической схемы триггера. Организация типичной ПЛМ и ее
функционирование будут рассмотрены ниже.

В ряде случаев в современных автоматизированных систе-
мах физического эксперимента требуется предварительная
обработка результатов измерения в целях сокращения объема
выходной информации либо получения управляющих кодов для
триггерных систем. Например, может потребоваться какое-либо
функциональное преобразование кодов АЦП, выполнение
математических операций над кодами. Если результат выпол-
нения этих операций необходим для работы самой системы
(коды для триггеров или для управления режимами работы),
то в большинстве случаев использование для этой цели внеш-
ней ЭВМ, входящей в состав установки физического экспери-
мента, может оказаться неэффективным по времени обработки
из-за относительно невысокого быстродействия ЭВМ и огра-
ниченной пропускной способности канал связи ЭВМ — экспери-
ментальная установка. В таких случаях для выполнения по-
добных операций могут использоваться ПЗУ, содержащие таб-
лицы с заранее вычисленными результатами математических
операций для исходного набора входных кодов. Следует, однако,
отметить, что, как правило, точность вычислений в ПЗУ невы-
сока (она ограничивается объемом ПЗУ и разрядностью его
выходного кода), и поэтому возможность использования для
этих целей ПЗУ должна определяться исходя из требований к
эксперименту в каждом конкретном случае.

В некоторых случаях (например, в автономных бортовых
автоматизированных системах), исключающих применение
стандартных внешних ЭВМ, возникают задачи, связанные с
оперативной диагностикой и градуировкой экспериментальной
установки, а возможно, и с изменением режимов работы уста-
новки из-за изменения условий эксплуатации прибора, возник-
новения непредвиденных ситуаций и пр. Обычно эти задачи
решаются с помощью специализированных встроенных борто-
вых микроЭВМ или контроллеров, однако в ряде случаев их
быстродействие может оказаться недостаточным. В таких усло-
виях указанные функции выполняются управляющими блоками,
реализованными на ПЗУ или ПЛМ. В них должна размещаться
информация, включающая последовательность кодов (программу
действия), необходимых для генерации соответствующих конт-
рольных сигналов для диагностики электронных и детектиру-
ющих модулей экспериментальной установки, соответствующие
коды для управления режимами работы установки и т. п. В за-
висимости от объема предполагаемых программ контроля,
градуировки и управления режимами работы установки можно
применять ПЗУ или ПЛМ. Быстродействие таких устройств
выше, чем у применяемых обычных в составе экспериментальных
установок такого рода встроенных микроЭВМ.

Следует отметить, что во многих случаях вместо ПЗУ
и ПЛМ можно использовать и оперативные ЗУ, что дает воз-
можность оперативно изменять (по командам встроенной
бортовой микроЭВМ или подаваемым по каналам телеметрии)
записанную в них информацию: программы контроля и градуи-
306
ровки, таблицы перекодировок, алгоритмы функционирования
триггеров и т. п. Это дает дополнительную возможность (ко-
торую нельзя реализовать с помощью ПЗУ и ПЛМ) оператив-
ного изменения структуры систем отбора экспериментальной
установки, изменения режимов ее работы, изменения программ
предварительной обработки информации, что, в свою очередь,
может значительно повысить информативность и гибкость экс-
периментальной установки в целом.

Таким образом, в современной аппаратуре ядерно-физиче-
ского эксперимента широкое применение находят полупровод-
никовые ЗУ и ПЛМ различных типов, составляющие неотъемле-
мую часть экспериментальной установки (и не входящие в состав
анализатора или ЭВМ), которые и будут рассматриваться в
следующих параграфах.

Типичная организация буферных ЗУ, подходящая для всех
описанных выше случаев, представлена на рис. 11.1. Как видно
из рисунка, ЗУ содержит кроме основной части — устройства
хранения цифровой информации . (накопителя информации) —
ряд вспомогательных узлов: устройство адресации УЛ, позво-
ляющее организовать доступ к определенной ячейке накопителя
в соответствии с поданным на него по адресным шинам кодом
адреса; блок управления, обеспечивающий работу устройства
в режимах записи, хранения и считывания информации БУ;
блок ввода—вывода БВВ, обеспечивающий информационную
связь с входными и выходными информационными шинами ЗУ.
Подобный способ организации характерен для большинства
применяемых в настоящее время ЗУ, исключая устройства
массовой памяти типа накопителей на магнитной ленте.

Следует отметить, что в зависимости от способа приме-
нения ЗУ в физическом эксперименте коды событий могут вы-
полнять функцию как кодов адреса, так и информационных
кодов. Например, в случае применения ЗУ в многоканальном
амплитудном анализаторе код события (амплитуды) является

Рис. 11.1. Типичная организация буферных ЗУ
кодом адреса ячейки накопителя ЗУ, а входная и выходная
информация в ЗУ поступает от арифметического устройства.
В случае же буферного ЗУ код события является непосред-
ственно информацией, подлежащей запоминанию в ЗУ, а адрес
ячейки ЗУ определяется (в зависимости от количества и способа
подключения АЦП) номером соответствующего преобразователя
или номером поступившего события (иногда и тем, й другим).
Структура потоков информации, характерная для достаточно
сложного современного физического эксперимента, была рас-
смотрена в гл. 10 (см. рис. 10.1).

Процесс выработки многоступенчатого триггера включает
анализ первичного потока информации и его возможное сжатие.
Здесь может осуществляться анализ кодов событий, записан-
ных в ЗУ первого уровня на соответствие с заданной физической
моделью события и отбрасывание не несущих полезной инфор-
мации кодов, упаковка оставшихся кодов для удобства записи
в последующее буферное ЗУ. Необходимо заметить, что разряд-
ности двоичных кодов событий, получаемых в одном экспери-
менте от различных детекторов, могут существенно различаться
(например, код амплитуды сцинтилляционных счетчиков, как
правило, 8-разрядный, коды измерителей временных интервалов
могут достигать 13—18 разрядов, коды номера детектора в
различных системах могут занимать 5—12 разрядов), и, чтобы
оптимизировать объем последующего буферного ЗУ, обычно
прибегают к упаковке кодов событий в информационные слова
фиксированной разрядности (зависящей от типа ЗУ и способа
организации внешнего информационного канала экспери-
мента).

Типичными являются 8- и 16-разрядные информационные
слова, в системе КАМАК разрешено применение и 24-разряд-
ных информационных слов. Естественно, при упаковке кодов
событий Этаким способом необходимо строго соблюдать очеред-
ность записи и считывания информации в буферном ЗУ. Одним
из наиболее распространенных в практике физического экспе-
римента способов буферизации данных является двухтактный
режим (рис. 11.2).

В каждый момент времени одно из ЗУ связано со входным
потоком информации, а информация из другого ЗУ доступна
для считывания и последующей обработки. Эти процессы осу-
ществляются параллельно во времени: пока в одном из ЗУ идет
накопление информации, из другого осуществляется ее считыва-

Рис. 11.2. Двухтактный
режим работы буферного
ЗУ
ние. Такая организация буферного ЗУ предполагает, что счи-
тывание данных из одного ЗУ завершается раньше, чем другое
ЗУ будет полностью заполнено. Наиболее ч-асто применяется
программное управление режимами работы такого буфера:
как только завершается считывание информации из одного
ЗУ, входной поток данных переключается на него, а из другого
ЗУ производится считывание накопленной там информации.
Чтобы избежать просчетов в такой системе, время записи
/Зап в ЗУ буфера и время считывания /сч должно быть много
меньше среднего интервала времени между событиями Г;
/зап, /сч < Т. При работе с импульсными источниками сигналов
большой скважности (например, в экспериментах на ускорителях)
требования к буферу с точки зрения времени считывания ин-
формации существенно менее жесткие и определяются ча-
стотой запуска экспериментальной установки (обычно для
большинства ускорителей это значение составляет от нескольких
десятых долей герца до нескольких десятков герц).

В настоящее время выпускается и применяется большое
количество различных типов ЗУ, многие из которых нашли
широкое применение в технике ядерно-физического экспери-
мента. В качестве буферных ЗУ обычно используются полу-
проводниковые ЗУ различных типов, устройство которых рас-
сматривается в следующих параграфах.

11.2.	КЛАССИФИКАЦИЯ ЗАПОМИНАЮЩИХ УСТРОЙСТВ

Широкий спектр задач, решаемых ЗУ в различных физи-
ческих экспериментах, приводит к необходимости использования
в каждом конкретном случае ЗУ с сильно различающимися ха-
рактеристиками. Например, емкость ЗУ может составлять от
нескольких бит в случае хранения номера сработавшего детек-
тора в годоскопических системах до нескольких мегабит в, со-
временных многомерных анализаторах, быстродействие —
от нескольких единиц и десятков наносекунд при использовании
в устройствах временного и амплитудного отбора до нескольких
десятков миллисекунд — в устройствах буферной внешней па-
мяти на магнитных дисках.

Как уже отмечалось, сбор и обработка информации физи-
ческого эксперимента обычно осуществляются на уровне системы
автоматизации, включающей стандартные средства вычисли-
тельной техники ц. соответствующими ЗУ. Описание средств
автоматизации физического эксперимента выходит за рамки
настоящей книги. Поэтому мы рассмотрим лишь те ЗУ, кото-
рые включены непосредственно в состав экспериментальных
физических установок, т. е. не являются периферийными уст-
ройствами ЭВМ. Для классификации выберем основные неза-
висимые признаки, характеризующие ЗУ (рис. 11.3):
Рис. 11.3. Классификация запоминающих устройств

функциональное назначение;

способ хранения информации;

способ обращения;

схемно-технологическое исполнение.

По функциональному назначению ЗУ, входящие в состав
установок ядерно-физического эксперимента, можно разде-
лить на постоянные и оперативные. Постоянные ЗУ (ПЗУ)
обычно служат для хранения констант, программ управляющих
устройств, а также для реализации спецпроцессоров первич-
ного отбора информации в установках ядерно-физического
эксперимента. Основными требованиями к ПЗУ являются
неразрушающее считывание^информации, высокая надежность
и быстродействие.

Многократно репрограммируемые (РПЗУ) и однократно
программируемые постоянные запоминающие устройства (ППЗУ)
предоставляют пользователю возможность самостоятельного
программирования готового устройства. Как правило, у таких
ПЗУ время записи информации значительно превышает время
считывания (например, цикл полного программирования ППЗУ
или РПЗУ объемом 2 кбайт может составить около 2 мин,
тогда как время считывания записанной информации ^1 мкс).

У программируемых при изготовлении ПЗУ информация
заносится в конструкцию массива запоминающих ячеек. В этом
случае возможность последующей замены информации в таких
ПЗУ полностью исключена.

Все перечисленные выше типы постоянных ЗУ чаще всего
выполняются .в виде матриц полупроводниковых элементов,
310
хотя встречаются подобные ЗУ на аморфных материалах и спе-
циальных ферритовых сердечниках.

Наиболее распространены оперативные запоминающие уст-
ройства (ОЗУ), предназначенные для хранения текущей инфор-
мации. В общем случае допускается разрушение хранимой
в ОЗУ информации при считывании (ОЗУ на ферритовых сер-
дечниках) и после отключения питания (все полупроводнико-
вые ОЗУ).

По способу хранения информации ЗУ подразделяют на
статические и динамические. В статических ЗУ информация
в режиме хранения (т. ’ е. отсутствия обращения к ЗУ для
записи или считывания информации) стабильна и неподвижна
относительно носителя информации (матрица полупроводни-
ковых элементов, ферритовые сердечники и др.). В динамических
же ЗУ время хранения информации в ячейке ЗУ невелико (обыч-
но несколько миллисекунд и менее) и требуется ее периоди-
ческая регенерация (динамические элементы полупроводни-
ковой памяти, ПЗС). Отметим, что отсутствие питающего напря-
жения в обоих случаях может привести к потере информации
в ЗУ (кроме оперативных ЗУ на магнитных носителях).

Основная техническая характеристика ЗУ — способ обра-
щения к нему в целях записи или считывания информации.
Все известные способы обращения можно разделить на две
большие группы — адресный доступ и безадресный (ассоциа-
тивный) .

В ЗУ с ассоциативным доступом поиск информации произ-
водится по признакам (дескрипторам), заключенным в самой
хранимой информации, независимо от физических координат
места (ячейки), где хранится информация.

При адресном способе доступа для обращения к информа-
ции, хранящейся в ЗУ, необходимо тем или иным способом
указать физические координаты (ячейку), где находится нужная
информация. Существуют три разновидности ЗУ с адресным
способом обращения, различающиеся так называемой дис-
циплиной доступа — специфическими особенностями порядка
записи и считывания информации в ЗУ. Наиболее широко рас-
пространены так называемые ЗУПВ — запоминающие устрой-
ства с произвольной выборкой, в которых время доступа к
любой ячейке памяти одинаково и зависит только от техноло-
гического исполнения, и в произвольный момент времени воз-
можен доступ к любой ячейке ЗУ. В основном такие ЗУ вы-
полняются в виде ^больших интегральных схем (БИС). Сущест-
вуют также ЗУПВ на ферритовых сердечниках, но в настоящее
время они по всем параметрам уступают полупроводниковым
ЗУПВ.

Ряд ЗУ, используемых в практике физического эксперимен-
та, имеет так называемый циклический доступ к памяти. Такой
вид доступа характерен, например, для ЗУ на магнитных
дисках, в которых доступ к определенной информации возможен
лишь в определенные моменты времени (в данном случае —
лишь один раз за оборот диска). Подобный способ доступа
применяется в ЗУ на приборах с зарядовой связью (ПЗС) и
некоторых других устройствах памяти.

И наконец, ЗУ с последовательным доступом к информации
обеспечивают только последовательное обращение к информа-
ции, записанной в такой ЗУ. Классический пример такого
ЗУ — накопитель на магнитной ленте.

Отметим, что время доступа к информации для ЗУ двух
последних типов будет переменным и зависеть от того, в каком
месте носителя находится информация, к которой нужно обра-
титься.

Типичные значения времени доступа для циклических ЗУ на
ПЗС 50—500 мкс.

ЗУ различаются также и схемно-технологическим исполне-
нием. Здесь прежде всего нужно выделить большую группу
полупроводниковых ^У, которые реализованы по различным
технологиям, характерным для производства интегральных схем,
а также ЗУ, использующие магнитные материалы (феррито-
вые сердечники, диски, ленты, барабаны).

Помимо указанных существуют также ЗУ оптического типа,
на аморфных полупроводниках, на электронно-лучевых труб-
ках, электростатического типа и др., сравнительно редко испо-
льзующиеся в технике современного физического экспери-
мента.

В настоящее время в практике наиболее распространены
ЗУ с адресным доступом, имеющие наибольшую. номенклатуру
и возможности. Для реализации инкрементных ЗУ многоканаль-
ных анализаторов подходят многие ЗУ с произвольным досту-
пом (полупроводниковые, ферритовые) и некоторые ЗУ с цикли-
ческим доступом. В буферных промежуточных ЗУ установок
физического эксперимента, как правило, используются быстро-
действующие полупроводниковые ЗУ с произвольным доступом,
однако для временного анализа, где коды событий поступают
последовательно во времени, возможно использование и цикли-
ческих ЗУ.

На сегодня, однако, не существует какого-то одного типа ЗУ,
удовлетворяющего всем требованиям эксперимента. Но тем не
менее имеющийся выбор различных типов ЗУ позволяет успешно
разрешать задачи, стоящие при разработке и эксплуатации сов-
ременной физической аппаратуры.

Подавляющее большинство ЗУ, применяемых в современной
аппаратуре физического эксперимента, относится к полупро-
водниковым ЗУ, реализованным в виде БИС, поэтому ниже мы
будем рассматривать только такие устройства.
11.3.	ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ БИС ЗУ

В общем случае БИС ЗУ состоит из накопителя информации и так назы-
ваемых схем обрамления, обеспечивающих информационную связь накопителя
с внешними устройствами. Как правило, накопитель ЗУ представляет собой
двумерную матрицу запоминающих элементов (ЗЭ). Число ЗЭ определяет ин-
формационную емкость БИС ЗУ (в битах). Схемы обрамления обычно содер-
жат несколько типовых устройств, составляющих структуру БИС ЗУ.

Устройство адресации, включающее дешифраторы двоичных кодов, обеспе-
чивает выбор (активизацию) одного или нескольких ЗЭ в накопителе в соот-
ветствии с поданным на адресные входы двоичным кодом. Степень сложности
этого устройства зависит от числа ЗЭ в накопителе, и для ЗУ большой емкости
адресная часть может занимать относительно большую часть кристалла БИС.

Блок ввода—вывода обеспечивает информационное сопряжение накопителя
ЗУ с внешними источниками и приемниками информации и содержит усилители
записи—считывания для согласования информационных (или разрядных) шин
накопителя с информационными шинами ЗУ. Здесь необходимо отметить, что,
несмотря на похожую в целом структуру различных БИС ЗУ, информацион-
ный канал у них может быть организован по-разному. Разрядность информа-
ционного слова в ЗУ, применяемых в физическом эксперименте, определяется
исходя из конкретной задачи, и обычно используется информационное слово
длиной 5—20 разрядов. Наиболее распространены ЗУ с 8- или 16-разрядной
организацией информационного слова (для удобства сопряжения с типовыми
информационными каналами связи с ЭВМ, внешними ЗУ и др.).

Однако многие БИС ЗУ имеют одноразрядную организацию данных (на-
пример, 1024 слова X 1 разряд), т. е. в каждый ЗЭ накопителя помещается
одноразрядное слово (1 бит). Это связано с тем, что по технологическим сооб-
ражениям (сложность топологии кристалла, рост энергопотребления и др.)
матрицу ЗЭ и блок ввода-вывода проще реализовать для одноразрядной орга-
низации информационного слова. Для того чтобы получить требуемую длину
слова, объединяют несколько таких одноразрядных БИС ЗУ, соединяя парал-
лельно их соответствующие адресные шины и объединяя входные и выходные
одноразрядные информационные шины в одну многоразрядную.

Управление работой узлов БИС ЗУ в режимах хранения, считывания, за-
писи, регенерации (для динамических БИС ОЗУ) и стирания информации (для
некоторых типов БИС РПЗУ) осуществляет в БИС ЗУ блок местного управ-
ления. В зависимости от функционального типа БИС ЗУ в состав схем обрам-
ления могут включаться дополнительные буферные регистры, схемы управления
регенерацией, схемы управления выборкой адреса и др.

Рассмотрим структурную схему инкрементного ЗУ многоканального анализа-
тора импульсов, выполненного на БИС ЗУ с одноразрядной организацией
(рис. 11.4). Коды амплитуды от АЦП через адресный регистр АР поступают парал-
лельно на адресные шины всех БИС ЗУ и дают возможность обратиться к
соответствующим одноименным ЗЭ всех п БИС ЗУ. Все выбранные таким об-
разом п ячеек образуют канал памяти, в котором и будет производиться на-
копление информации о числе событий с соответствующим кодом амплитуды.
По команде блока управления БУ производится считывание числа из выбран-
Рис. 11.4. Структурная схема инкрементного ЗУ многоканального анализатора
импульсов

ных ячеек ЗУ (канала памяти) в арифметическое устройство, осуществляется
увеличение этого числа на единицу и запись полученного результата в те же п
ячеек всех БИС ЗУ. Число п БИС ЗУ в такой конфигурации определяется
исходя из требований к емкости канала памяти к следующим образом: ц = 1о^2^.

В случае использования ЗУ для запоминания кодов событий структурная
схема выглядит несколько иначе (рис. 11.5). Основное отличие от предыдущей
схемы состоит в том, что коды событий теперь поступают на входной буфер-
ный регистр и далее каждый разряд кода поступает на входную информацион-
ную шину соответствующей одноразрядной БИС ЗУ.

Для выбора нужной ячейки с помощью схемы формирования адреса СФА
может использоваться дополнительный признак события, например номер сра-
ботавшего детектора, поступающий на СФА в виде соответствующего кода.
Если порядок поступления кодов событий в ЗУ не важен, т. е. код события мо-
жет быть занесен в любую ячейку, то схема формирования адреса выбирает
ячейки ЗУ последовательно, увеличивая адрес ячейки на единицу с приходом
каждого следующего кода.

При считывании информации обычно происходит последовательный опрос
ячеек памяти ЗУ, начиная либо 6^ старшего, либо с младшего номера ячейки.
При этом с выходных информационных шин всех БИС ЗУ через выходной бу-
ферный регистр выходной код поступает в канал связи или на внешнее ЗУ.
Режимами записи и считывания информации в ЗУ управляет устройство управ-
ления (на рисунке не показано).

Заметим, что в целях экономии числа выводов БИС ЗУ их входные и вы-
ходные информационные шины часто объединяют в одну двунаправленную
шину ввода — вывода информации, так называемую магистраль. Это дает возмож-
ность подключать такие БИС ЗУ к типовым информационным каналам, харак-
терным для современных магистрально-модульных систем.

Одноразрядная организация данных в БИС ЗУ не является единственной.
Выпускаются БИС ЗУ с 4-, 8- и 16-разрядной организацией информационного
слова. В таких БИС соответствующую разрядность (4; 8 или 16) имеют как
запоминающие элементы, так и блок ввода—вывода. Подобное расширение инфор-
мационного слова ведет к значительному усложнению топологии БИС и, как
Рис. 11.5. Структурная схема ЗУ для запоминания кодов событий

следствие, к уменьшению количества информационных слов в БИС ЗУ (напри-
мер, по степени интеграции БИС ЗУ с организацией 4096 слов X 1 разряд
примерно соответствует БИС ЗУ с организацией 256 слов X 16 разрядов при су-
щественно более сложной топологии последней). ЗУ с многоразрядной органи-
зацией информационного слова применяются сравнительно редко (в основном
там, где по конструктивным соображениям нецелесообразно использование нес-
кольких БИС ЗУ с одноразрядной организацией: автономная малогабаритная
аппаратура и др.).

В приведенных выше структурных схемах рис. 11.4 и 11.5 можно применить
и БИС ЗУ с многоразрядной организацией, заменив несколько одноразрядных
БИС одной БИС ЗУ с необходимой разрядностью.

Все эти соображения относятся только к БИС ОЗУ с произвольным доступом.
БИС ПЗУ, как правило, являются многоразрядными.

Большинство существующих типов полупроводниковых БИС ЗУ можно раз-
делить на два больших класса по типу используемых активных элементов па-
мяти: БИС на основе биполярных транзисторов и БИС на основе полевых тран-
зисторов. Современная технология позволяет разместить на одном кристалле
БИС до ~ 10' активных элементов (транзисторов) и получить информационную
емкость БИС ЗУ до ~ 4 мегабит.

11.4.	ОРГАНИЗАЦИЯ БИС ЗУ РАЗЛИЧНЫХ ТИПОВ

В предыдущем параграфе были рассмотрены основные принципы исполь-
зования полупроводнАковых ЗУ в технике физического эксперимента. Сами же
БИС ЗУ могут иметь разную структуру. Познакомимся на конкретных примерах
с организацией наиболее распространенных БИС ОЗУ и ППЗУ.

Серийно выпускаемые БИС ОЗУ характеризуются большим количеством все-
возможных параметров, из которых наиболее важными являются информацион-
ная емкость и время обращения к памяти. Информационная емкость БИС ОЗУ
в зависимости от конкретного типа и технологии изготовления может составлять
от 16 бит до 4 мегабит. (С практической точки зрения важно также знать
организацию БИС ОЗУ, т. е. разрядность ее информационного слова и коли-
чество таких слов в БИС.) Второй важной характеристикой БИС ОЗУ является
время обращения к памяти, определяемое как время с момента подачи сигнала
записи или считывания до того момента, когда закончатся все процессы в БИС,
связанные с выполняемой операцией, и устройство будет готово к выполнению
следующей операции. Иногда говорят о цикле памяти, т. е. времени, которое
требуется для полного обращения к памяти,— в течение цикла можно выпол-
нить считывание и запись информации в БИС ОЗУ, т. е. изменить состояние
какой-либо ячейки БИС ОЗУ. Последний тип цикла памяти характерен для
инкрементного режима работы ОЗУ. Применительно к ОЗУ, входящим в состав
ЭВМ, или микропроцессорных систем часто используют понятие «время выбор-
ки» — время от момента подачи сигнала записи или считывания до завершения
соответствующей операции.

На рис. 11.6 приведена типичная структура БИС ОЗУ с организацией
1024 слова X 4 разряда, а на рис. 11.7 — временные диаграммы функциониро-
вания БИС ОЗУ.

Четыре двунаправленные шины 1/01 — 1/04* * предназначены для обмена дан-
ными между БИС ОЗУ и внешними устройствами экспериментальной установки.
При записи эти шины работают как входные, при считывании — как выходные.
Сигнал	определяет режим функционирования ОЗУ в системе: когда

/?/Й7=1, БИС ОЗУ находится в режиме считывания информации, когда /?/Ц/ =
— 0 — производится запись информации в ОЗУ. Для адресации к ячейкам
памяти накопителя ОЗУ используются десять адресных линий ДО — А9. На-
копитель ОЗУ фактически состоит из четырех одноразрядных накопителей, при-
чем адрес ячейки состоит из двух частей: номера строки матрицы ЗЭ (коорди-
ната X) и номера столбца (координата У). Адресные линии АО — А5 разрешают
доступ к одной из 64 строк всех четырех матриц ЗЭ, а линии Аб — А9 — к одному
из 16 столбцов четырех матриц-накопителей. Таким образом, после подачи 10-
разрядного кода адреса будет разрешен доступ к четырем ячейкам матриц ЗЭ.
Наконец, входной сигнал С5’3 разрешает функционирование самой БИС ОЗУ.
Если С8 = 1, то все выходные шЙ1ы данных 1/01 — 1/04 находятся в со-
стоянии высокого сопротивления и БИС ОЗУ отключена от внешних устройств.
При значении сигнала С8 = 0 осуществляется процесс записи или считывания.
Рассмотрим процесс записи более подробно (см. временные диаграммы на
рис. 11.7).

Операция считывания начинается с установления на шинах АО—А9 адреса
требуемой ячейки, после чего подаются сигналы С8 = 0 и‘/?/№ = I. БИС ОЗУ
активизируется, и через некоторое время содержимое ячейки накопителя появ-
ляется на шинах 1/01 — 1/04. После того как чтение данных завершено, можно
снять сигналы с входа С8 и линий адреса АО — А9.

Время обращения при считывании равно времени задержки данных от-

* От англ. 1при(/Ои(ри( (ввод/вывод).

*2 От англ. Кеаб/\УгПе (чтение/запись).

*3 От англ. СЫр 8е1ес( (выбор кристалла).
А6А7 АЗАР

Рис. 11.6. Типичная структура БИС ОЗУ с организацией 1024 словах4 разряда



Рис. 11.7. Временные ди-
аграммы функционирова-
ния БИС ОЗУ

сз

Я/Н

1/014/0?

__________I_________________

X Адрес стабилен

носительно стабильного адреса. Длительность цикла считывания, равная ин-
тервалу времени между последовательными операциями считывания, имеет мини-
мальное значение, равное	где — задержка восстановления выход-

ных сигналов после снятия сигнала С8, например, для серийно выпускаемой
БИС ОЗУ типа КР541РУ2А с описанной выше структурой, время обращения
при считывании и длительность цикла считывания равны соответственно 120 и
190 нс.

Процедура записи информации в БИС ОЗУ аналогична процедуре считыва-
ния. Вначале на адресных шинах АО — А9 устанавливается адрес нужной ячейки
памяти, затем устанавливаются сигналы С8 и и, наконец, сигналы данных
на шинах 1/04 — 1/04. Для обеспечения надежной записи информации в ячейку
БИС ОЗУ необходимо, чтобы длительность импульса записи была не мень-
ше некоторого минимального значения, определяемого длительностью переход-
ных процессов. Время обращения при записи здесь равно	где /	—

задержка между адресными сигналами АО — А9 и началом импульса /?/№;
/	—длительность импульса записи

Минимальная длительность цикла записи определяется как II мн +
4- //;л>, где — время между окончанием импульса /?/№ и снятием данных
на шинах 1/01 — 1/04. Для уже упомянутой БИС ОЗУ время обращения при
записи и длительность цикла записи равны соответственно НО и 180 нс, дли-
тельность сигнала при этом ж 60 нс.

Кроме временных параметров, при использовании БИС ОЗУ часто приходится
учитывать и такой параметр, как потребляемая мощность в режиме обращения
к ЗУ и потребляемая мощность в режиме хранения информации (эти мощности
могут различаться на порядок).

В табл. 11.1 приведены параметры наиболее характерных представителей
обширного семейства серийно выпускаемых БИС ОЗУ.

Таблица 11.1. Основные параметры некоторых БИС ОЗУ статического типа

Тип БИС	Техно- логия	Емкость (организация), бит	Время вы- борки, нс	Потребляемая мощ- ность, мВт
К176РУ2	КМОП	256(256X1)	550	7,5
КР565РУ2А	//МОП	1024(1024X1)	450	350
КР537РУ2А	КМОП	4096(4096X1)	300	0,2 (хранение)
К500РУ415	эсл	1024(1024X1)	30	750
КР541РУ2А	иил	4096(1024X4)	120	400
КР537РУ8А	КМОП	16 384(2048X8)-	190	25 (обращение)
К132РУ6А	«МОП	16 384(16384X1)	45	125 (хранение)
К1809РУ1	«МОП	16 384(1024X16)	200	—

Структура БИС ОЗУ динамического типа в основном аналогична статичес-
ким ОЗУ. Использование в матрице накопителя ЗЭ с динамическим хранением
информации позволяет, с одной стороны, существенно увеличить информацион-
ную емкость таких БИС (например, известны БИС динамических ОЗУ с инфор-
мационной емкостью 4 Мбит!) при сохранении разумных размеров кристаллов
БИС, но, с другой стороны, требует принятия специальных мер по регенерации
информации, содержащейся в такой БИС ОЗУ. Это обстоятельство несколько
затрудняет работу с такими ОЗУ и приводит к усложнению схем их подклю-
чения к источникам и приемникам информации.

В качестве примера типичной БИС ОЗУ динамического типа рассмотрим
структурную схему отечественной БИС типа К565РУ5 емкостью 65536 бит (с орга-
низацией 65536 слов X 1 разряд) <4РИС- П.8).

В приведенной структуре есть некоторые отличия от структуры БИС ОЗУ
статического типа. В целях уменьшения количества внешних выводов БИС (для
применения стандартного недорогого 16-выводного корпуса ИС) использован
принцип мультиплексирования адресных сигналов (т. е. разделения их во вре-
мени на два субадреса по 8 разрядов каждый), что позволило уменьшить вдвое
число соответствующих входных линий БИС. Для обеспечения наилучших условий
регенерации записанной в БИС ЗУ информации, т. е. получения минимального
отношения время регенерации/(суммарное время обращения + время регенера-
ции), матрица-накопитель БИС ОЗУ имеет организацию 128 X 512 ячеек, что
обеспечивает полную регенерацию всей информации в БИС за 128 циклов.
Следует отметить, что и при каждом обращении к БИС ОЗУ для записи или
для считывания регенерируется информация во всей строке матрицы ЗЭ.

Для выбора любой из 65 536 ячеек памяти на шины адреса БИС ОЗУ по-
даются восемь младших разрядов адреса строки — этот код адреса строк (ЛО —
318
Рис. 11.8. Структурная схема БИС ОЗУ динамического типа

А7) запоминается в мультиплексированном адресном регистре по сигналу /?Л8 * *.
Спустя некоторое время на те же входы можно подать восемь старших разрядов
кода адреса столбцов Л8 — А15, которые запоминаются в том же регистре по
управляющему сигналу СЛ8 ’2.

Кратко рассмотрим работу БИС ОЗУ типа К565РУ5 в режимах записи и
считывания информации. Режим записи в произвольно выбранную ячейку БИС
ОЗУ осуществляется следующим образом. На адресные шины БИС ЛО — Л7
подается младший байт адреса, определяющий строку матрицы-накопителя,
в которой находится нужная нам ячейка. Одновременно (но не ранее!) может
быть подан сигнал /?Л8, стробирующий младший байт адреса в адресный ре-
гистр БИС ОЗУ. Аналогично к приходу сигнала выбора столбца СЛ5 на адрес-
ных шинах БИС должен находиться старший байт адреса Л8— Л15, выбираю-
щий соответствующий столбец матрицы-накопителя. Сигнал СЛ8 также стро-
бирует старший байт адреса в адресный регистр. Одновременно с сигналом
СЛ8 (или немного раньше) должны быть установлены сигналы на информацион-
ной шине /)/*3 и сигнал разрешения записи №7:*4. После окончания сигнала СЛ8
процедура записи заканчивается. Время цикла записи у БИС типа К565РУ5
не превышает 450 нс.

Режим считывания в части функционирования управляющих сигналов /?Л5,
СЛ8, ЛО — Л7 аналогичен режиму записи. В отличие от режима записи, пас-
сивный (высокий) уровень сигнала Ц7Ё, определяющий режим считывания ин-
формации, должен длиться, по крайней мере, до окончания сигнала СЛ5. Сигнал
выходной информации РО*5 также будет удерживаться на выходной шине еще
примерно 35—90 нс.

Регенерация информации в БИС ОЗУ должна осуществляться обращением
к каждой из 128 строк накопителя ОЗУ не реже, чем через 2 мс изменением
адресов АО — Аб. Это осуществляется в специальном режиме управления БИС,
организуемом извне. 1

От англ. Кош Абйгезз 8е1ес1 (выбор адреса строки).

*2 От англ. Со1итп АсИгезз 8е1ес( (выбор адреса столбца).

*3 От англ. Оа1а 1при1 (вход данных).

*4 От англ. ШгИе ЕпаЫе (разрешение записи).

*5 От англ. Оа1а Ои(ри( (выход данных).
Подобные БИС ОЗУ динамического типа находят широкое применение в
качестве ОЗУ мини- и микроЭВМ, а также для временного накопления боль-
ших объемов экспериментальной информации. Дальнейшее совершенствование
технологии изготовления таких БИС позволяет в перспективе увеличить, их
информационную емкость до 8 мегабит.

По своей структуре большинство БИС ППЗУ мало отличается от
уже описанных выше БИС ОЗУ. Основное их отличие заключается в использова-
нии специальных энергонезависимых ЗЭ и наличии в структуре БИС дополнитель-
ных схем для записи информации пользователем в такие ППЗУ. Поскольку
процедуры записи информации в большинство ППЗУ достаточно сложны и в ряде
случаев требуют специального оборудования, мы рассмотрим лишь структуру
типичного БИС ППЗУ и ограничимся описанием работы БИС в основном режи-
ме— режиме считывания информации.

Структурная схема БИС ППЗУ типа КР556РТ5 приведена на рис.11.9. Сле-
дует отметить, что в отличие от БИС ОЗУ (особенно большой информационной
емкости), имеющих в основном одноразрядную организацию, большинство БИС
ППЗУ имеет 8-, а в некоторых случаях и 16-разрядную организацию. Это связано,
в первую очередь, с различием в назначении этих БИС. Поскольку в БИС ППЗУ
обычно хранится информация, представляющая собой либо коды управляющей
программы экспериментальной установки, либо те или иные константы, таблицы
перекодировок и т. п., то целесообразно размещать эту информацию в одной БИС,
а не в нескольких. На практике чаще всего используются БИС ППЗУ с байтовой,
организацией выходного информационного слова (т. е. 8-разрядной организа-
цией). К подобному типу относится и уже упомянутая БИС ППЗУ КР556РТ5.

Матрица-накопитель этой БИС ППЗУ имеет структуру 64X64 (т. е. 64 строки
и 64 столбца). В одном столбце может содержаться 8 байт информации. Однако
запись и вывод информации в этом ППЗУ осуществляются побайтно. Адресные
шины АО — А5 используются для выборки одной из 64 строк матрицы-накопителя,
содержащей 8 байт предварительно записанной информации. Старшие разряды
адреса Аб — А8 управляют мультиплексорами МПЛ и позволяют считать нужный

Рис. 11.9. Структурная схема БИС ППЗУ
байт из строки. Управление работой БИС осуществляется подачей разрешенной
комбинации сигналов на входы С51 — С54. При этом, в соответствии с выбранным
адресом, на выходной шине данных ОО — О1 появляется записанный в соответст-
вующую строку матрицы байт информации. В табл. 11.2 представлены основные
характеристики широко распространенных БИС ППЗУ и РПЗУ.

Таблица 11.2. Основные характеристики БИС ППЗУ и РПЗУ

Тип ППЗУ и РПЗУ	Емкость (организация), бит	Способ програм- мирования /стирания информации	Технология изготовления	Время доступа, нс
К155РЕЗ	256 (32 X 3)	11/-	Г ГЛ	5Л
К541РГ1	1024(256X4)	П/-	И ИЛ	70
КР556Р Г4	1024(256X4)	11/-	ТТЛШ	70
К500РЕ149	1024(256X4)	п/—	эсл	35
К565РГ1	4096(1024X4)	п/-	п МОП	300
КМ556РГ7	16334(2043X6)	11/—	гглш	30
КР1601РР1	4096(1024X4)	э/э	мной	1700
К573РФ1	3192(1024X8)	Э/УФ	лизмоп	450
К573РФ2	16 384(2043X8)	Э/УФ	АИЗМОП	6оО
К573РФЗ	65 536 (4096 X Ю)	Э/УФ	ЛИЗМОл	4о0
К573РФ6	65 536 (8192 X 8)	Э/УФ	лизмоп	450

Примечание. П—запись пережиганием плавких перемычек; Э — электрическое
программирование/стирание информации; УФ — стирание информации -'потоком УФ-
излучения; ---стирание невозможно (для ППЗУ).

Как уже отмечалось, постоянные запоминающие устройства применяются
для хранения не изменяемой в процессе эксперимента информации — констант,
таблиц перекодировок, управляющих кодов и др. Такая информация обычно нуж-
на для выработки триггера второго уровня, т. е. в том случае, когда происходит
быстрая обработка части экспериментальной информации — вычисление траек-
торий некоторых частиц, углов разлета, импульсов или каких-либо других физи-
ческих параметров. Обращение к заранее составленным таблицам вычислений,
хранящимся в ПЗУ, позволяет выполнить эти вычисления за время порядка де-
сятков — сотен наносекунд.

В ряде случаев для выработки триггера требуется анализ сравнительно не-
большого числа кодов, снимаемых с триггерных детекторов, и отбор среди этих
кодов ограниченного числа разрешенных комбинаций (несколько десятков или
порядка ста). Отбор таких кодов может быть осуществлен различными техниче-
скими средствами: набором комбинации схем совпадений и антисовпадений, а так-
же с помощью постоянных запоминающих устройств. При большой длине (раз-
рядности) информационного слова, составленного из этих кодов, и при количестве
разрешенных комбинаций несколько десятков — сто система отбора, составленная
из схем совпадений и антрсовпадений малой степени интеграции, становится гро-
моздкой и энергоемкой. Применение ПЗУ для этих целей может стать более
выгодным. Однако возможности обычных, рассматриваемых выше ПЗУ для подоб-
ной задачи избыточны, и поэтому в подобных системах отбора применяются
специальные ПЗУ с упрощенной системой дешифрации выходных кодов и ограни-
ченной емкостью матрицы запоминающих элементов - так называемые програм-
мируемые логические матрицы.

21-2790
/*0 р, Р2 • • • Рч7

Рис. 11.10. Упрощенная функциональная схема БИС ПЛМ

Программируемые логические матрицы (ПЛМ) имеют два уровня програм-
мируемой логики. Первый уровень образован набором схем И, выполняющих
функцию, аналогичную дешифратору адреса ПЗУ. Однако если дешифратор ад-
реса ПЗУ при /г-разрядном входном коде обеспечивает адресацию к 2" т-раз-
рядных ячеек матрицы запоминающих элементов (и соответственно получение на
выходе 2 ‘ т-разрядных выходных ксЙов), то в ПЛМ число возможных адресов
при ^-разрядном входном коде существенно меньше 2 " и обычно не превышает
значения 100—150. Поскольку число адресов в ПЛМ существенно меньше числа
комбинаций входных кодов, каждому адресу в ПЛМ может соответствовать оп-
ределенный набор входных кодов, причем этот набор может быть запрограммиро-
ван самим экспериментатором. Эти особенности ПЛМ определяются ее устройст-
вом. Фактически дешифратор ПЛМ представляет собой программируемую много-
функциональную схему совпадений.

Второй уровень логики в ПЛМ позволяет запрограммировать соответствую-
щий каждому адресу выходной т-разрядный код (в большинстве ПЛМ т = 8).
Этот второй уровень, собственно, и выполняет функции ПЗУ внутри ПЛМ.

В качестве примера рассмотрим устройство БИС ПЛМ типа К556РГ1
(рис. 11.10). Эта схема позволяет получить 48 8-разрядных выходных кодов для 48
различных 16-разрядных выходных слов. (Очевидно, что полное число возможных
комбинаций на входе составляет 216 = 65 536, в то время как на выходе ПЛМ
реализуется лишь 48 различных выходных комбинаций. Таким образом, из 65 536
входных комбинаций 65 536—48 = 65 488 комбинаций являются либо не знача-
щими, либо не различимыми.) Логические функции И от 16 входных переменных
(О или 1), подаваемых на шины /0— /15, и от 16 их инверсных значений обра-
зуются на шинах Ро — Р47 с помощью 48 32-входовых схем И. Каждый из 32 вхо-
дов схем И соединен с шинами /0 — /15 и /0 — /15 с помощью плавких перемычек,
обозначенных на рис. 11.10 кружочками. Разрушением этих перемычек задается
разрешаемая комбинация входных переменных для каждой из схем И. Таким об-
разом, количество схем И (48) и определяет количество разрешенных входных
кодов (разрешенных комбинаций входных переменных).

На втором уровне программируемой логики выходы всех 48 схем И объеди-
няются на восьми 48-входовых схемах ИЛИ. Входы схем ИЛИ соединяются с вы-
ходами схем И также с помощью плавких перемычек. Разрушением соответст-
вующих перемычек можно получить на выходах схем ИЛИ 5о — 87 необходимые
8-разрядные коды, соответствующие разрешенным комбинациям входных сиг-
налов. В простейшем случае для получения результата «да — нет» (триггерного
сигнала) достаточно использовать лишь одну из шин 5() — 87.

Программирование ПЛМ более сложно, чем ПЗУ, так как осуществляется в
две стадии. Однако благодаря тому, что схемотехнически ПЛМ проще, чем ПЗУ,
ПЛМ позволяет получить в ряде случаев более высокое быстродействие при не-
сколько меньшем энергопотреблении.

П.5. ЗАПОМИНАЮЩИЕ ЭЛЕМЕНТЫ БИС ОЗУ

Подавляющее большинство БИС ОЗУ выполняется в основном по одной из
двух технологий: либо на основе биполярных транзисторов (ТТЛ, ЭСЛ, ИИЛ),
либо, на основе полевых (п МОП, КМОП, МНОП) транзисторов. Главное дос-
тоинство биполярных структур — высокое быстродействие, до 15 нс. Современ-
ная технология позволяет создавать быстродействующие биполярные БИС ОЗУ
с информационной емкостью до 16 килобит.

Рассмотрим типовую схему запоминающего элемента БИС ОЗУ ТТЛ-типа
(рис. 11.11). Транзисторы Т\ и Т2 образуют статический триггер. Диоды Шоттки
/Л и /)4 служат для связи разрядных шин РШ0 и РШ1 (которые и являются
информационными шинами ЗЭ) с выходами триггера. Адресная шина АШ
активизирует ЗЭ для обмена информацией. Отметим, что упомянутые шины
служат для организации информационных связей между матрицей ЗЭ и ос-
тальными узлами БИС ОЗУ, и поэтому их следует отличать от адресных и
информационных шин собственно БИС, ОЗУ, служащих для обмена информа-
цией с внешними устройствами.

Диоды Шоттки />2 и Р3 обеспечивают повышение быстродействия ЗЭ
за счет уменьшения степени насыщения открытого транзистора ЗЭ, и уменьшение
мощности, рассеиваемой| ЗЭ.

Принцип работы такого ЗЭ следующий: в режиме хранения на АШ устанав-
ливается логическая 1*, диоды й\ и закрыты. При считывании информации

* Потенциалы, соответствующие состояниям логических 0 и 1, определяются
технологией изготовления ЗЭ.
на АШ устанавливается значение 0 и один из диодов, или О4, соединенный
с коллектором открытого транзистора, открывается. При этом в соответствующей
разрядной шине появляется ток, приводящий к появлению сигнала на выходе
усилителя считывания. Для осуществления записи информации в ЗЭ потенциал
одной из разрядных шин поднимается до уровня 1. Пусть транзистор Т\ открыт,
а Гг закрыт. Тогда для записи 0 в ЗЭ необходимо подать уровень 1 на разрядную
шину РШ$. При этом открывается транзистор Т2 и триггер переходит в состоя-
ние, соответствующее хранению 0 в ЗЭ. Типичные эксплуатационные параметры
БИС ЗУ, выполненных на основе биполярных технологий (ТТЛ и ЭСЛ): время
доступа к ЗУ 15—70 нс, удельная потребляемая мощность 0,04—0,4 мВт/бит.
На базе биполярных технологий выпускаются БИС ОЗУ информационной
емкостью до 4 килобит. Основным достоинством биполярных БИС ОЗУ является
их высокая стойкость к внешним воздействиям, однако из-за большого энерго-
потребления биполярных структур их применение в автономной аппаратуре
ядерно-физического эксперимента ограничено.

Более широкое распространение получили БИС ОЗУ, выполненные по МОП-
технологии, использующей в качестве активных элементов ЗУ полевые транзис-
торы. Особенно выгодна МОП-технология для реализации БИС ОЗУ большой
информационной емкости (до 4 мегабит). По быстродействию лучшие образцы
МОП-БИС почти не уступают биполярным БИС, а по удельному энергопотребле-
нию существенно их превос одят (этот параметр для различных БИС ОЗУ
составляет 10-5— 10~2 мВт/бит).

На базе МОП:структур разработаны БИС ОЗУ статического и динамического
типа. На рис. 11.12 приведена упрощенная схема статического ЗЭ на п-канальных
МОП-транзисторах. Триггер ЗЭ образован транзисторами Т2 и Гз, Т\ и Т4
являются двунаправленными ключами ввода — вывода данных. В режиме хра-
нения транзисторы Т[ и Т4 закрыты (на адресной шине АШ потенциал соответ-
ствует 0). Перед считыванием информации на шину АШ подается потенциал
1 и на обе разрядные шины РШо и РШ\ подается потенциал источника пита-
ния

В режиме считывания начинается разряд паразитной емкости разрядной

Рис. 11.11. Типовая схема запо-
минающего элемента БИС ОЗУ
ТТЛ-типа

Рис. 11.12. Упрощенная схема
статического запоминающего
элемента на «МОП транзисторах
шины, соединенной с открытым транзистором (Тч или 7\з) триггера ЗЭ. После
окончания разряда на разрядных шинах устанавливаются потенциалы, соот-
ветствующие записанной в ЗЭ информации.

В режиме записи (на АШ логическая 1) на шинах РШь и РШ\ устанавли-
ваются разноименные потенциалы (0 и 1, либо наоборот). Запись информации в
ЗЭ производится так же, как и в биполярный ЗЭ ТТЛ-типа.

Для повышения быстродействия обычно в таких запоминающих элементах
вместо резисторов /?| и /?2 применяют активные нагрузки в виде МОП-транзис-
торов.

Характерная особенность такого ЗЭ на МОП-транзисторах, так же как и
ЗЭ на биполярных транзисторах,— потребление тока в режиме хранения инфор-
мации, так как один из транзисторов триггера всегда находится в открытом
состоянии. Увеличение сопротивления нагрузки уменьшает энергопотребление,
но приводит к снижению быстродействия. Устранить этот недостаток можно
только при использовании ЗЭ на КМОП-структурах, где ток, потребляемый
в режиме хранения, определяется только паразитными токами утечек р —«-пе-
реходов и может иметь значение порядка наноампер.

В режиме обращения ток, потребляемый таким ЗЭ при фиксированных
значениях напряжений источника питания, паразитных емкостей и емкости
нагрузки, зависит от частоты обращения к ЗЭ. Важным достоинством ЗЭ на
КМОП-структурах является широкий диапазон рабочих напряжений и темпе-
ратур (3—..> и -604-+ 125° С соответственно). Следует отметить, что пока
более широкому применению БИС ОЗУ на КМОП-структурах препятствуют их
сравнительно низкое быстродействие (~ 1904-550 нс) и невысокая стойкость
к статическому электричеству и повышенным дозам ионизирующего излучения.

В ЗЭ динамического типа на МОП-структурах информация хранится, как
правило, в виде заряда на конденсаторе, образованном этой структурой. Из-за
тока утечки конденсатора требуется периодическое восстановление заряда
(регенерация). Периодичность такого восстановления (частота регенерации)
зависит от тока утечки в схеме, поэтому для реализации динамических ЗЭ чаще
всего применяют МОП-транзисторы, имеющие емкостный характер полного вход-
ного сопротивления и высокое сопротивление в выключенном состоянии (10|и —
1012 Ом). Благодаря простоте схемных решений дина»*., гские ЗЭ занимают
на кристалле БИС существенно меньшую площадь, чем статические. В настоящее
время динамические ЗЭ реализуются всего на одном транзисторе (рис. 11.13).

При хранении информации транзистор Т закрыт (на шине АШ потенциал
0). В режимах записи и считывания в активном (выбранном) ЗЭ транзистор
открывается подачей на шину АШ потенциала (состояние 1). Запись 1 осу-
ществляется зарядом конденсатора хранения Схр от высокого потенциала на шине
РШ, а запись 0—разрядом Схр через заземленную шину РШ. При считывании
информации состояние ЗЭ определяется по наличию или отсутствию тока
считывания в шине РШ. '

Следует отметить, что такой ЗЭ не является динамическим в полном смысле
этого слова, как, например, ЗУ на линиях задержки, где информационный
сигнал принципиально не может быть фиксирован в определенном месте физи-
ческого носителя информации. Здесь речь идет лишь о том, что информация
в ЗЭ, хранящаяся не в виде состояния схемы (как в ЗЭ статического типа),
РШ

Рис. 11.13. Динамический запо-
минающий элемент на «МОП
транзисторе

Рис. 11.14. Динамический запо-
минающий элемент на ПЗС-
структуре

а в виде заряда, из-за утечек в структуре БИС должна периодически восста-
навливаться.

Дальнейшим развитием динамических ЗЭ являются схемы на приборах с
зарядовой связью (ПЗС). В ПЗС-элементах информация запоминается в виде
наличия заряда подвижных носителей (1) или его отсутствия (0) в области
полупроводника, расположенной под металлическим электродом.

Если к электроду приложить отрицательное напряжение, то под действием
электрического поля электроны уходят в глубь полупроводника. В «-подложке,
расположенной под электродом, образуется область, являющаяся потенциальной
ямой для неосновных носителей — дырок. Дырки, попавшие в потенциальную
яму, концентрируются вблизи поверхности полупроводника, образуя положитель-
ный заряд (1).

Расположив несколько таких элементов в цепочку, можно организовать
запоминающее устройство с последовательным вводом информации. Ввод ин-
формации в такую ПЗС-цепочку (линейку) осуществляется инжекцией соот-
ветствующего заряда в начальный элемент линейки с помощью расположенного
вблизи р — «-перехода.

На рис. 11.14 показан динамический запоминающий элемент на ПЗС-струк-
турах в режиме хранения информации и ее передачи вдоль линейки (рассматри-
вается режим для передачи 1).

В исходном состоянии на электроде 1 держится отрицательное напряжение
I]большее по модулю, чем на электродах 2 и 3. В этом случае заряд хранится
в области полупроводника, расположенной под электродом 1 (рис. 11.14, а).
Если теперь к соседнему электроду 2 приложить отрицательное напряжение
(/2, по модулю большее, чем на электроде /, то под электродом 2 образуется
более глубокая потенциальная яма, втягивающая дырки из области под электро-
дом 1 (рис. 11.14, б). В следующем такте ячейка ПЗС снова переходит в режим
хранения. При этом напряжение V \ уменьшается до значения (7з, а (/2 уменьша-
ется до значения И\ в режиме хранения заряда под электродом 1 (рис. 11.14, в).
Трехэлектродная структура нужна для того, чтобы в следующем такте переноса
заряд двигался от электрода 2 к электроду 3, а не возвращался к электроду
1. Таким образом можно осуществлять перемещение заряда, несущего инфор-
326
мацию, вдоль линейки ПЗС-структур. В освободившуюся крайнюю ячейку можно
инжектировать заряд, соответствующий следующему биту информации.

В процессе переноса заряд под электродом постепенно рассасывается, по-
этому ПЗС также являются элементами динамического типа. [По этим соображе-
ниям длина линейки ПЗС ограничена (типичное значение 128—1024 ячейки).]
Последовательный ввод информации в линейку ПЗС, однако, позволяет сравни-
тельно просто организовать циклическую регенерацию содержимого линейки ПЗС.
Для этого вблизи последнего электрода линейки располагают дополнительный
р — «-переход, через который осуществляется последовательный вывод информа-
ции. Подав этот выходной сигнал через усилитель-регенератор опять на входной
р — «-переход (инжектор), можно осуществить режим циркуляции информации
в линейке ПЗС. Таким образом, ПЗС является типичным примером полупро-
водникового ОЗУ с циклическим способом обращения. В силу этого время
доступа сильно зависит от длины линейки ПЗС и допустимой тактовой частоты
перемещения зарядов. В реальных разработках ЗУ на ПЗС-структурах время
доступа составляет несколько десятков — сотен микросекунд. Разместив на одном
кристалле БИС несколько таких линеек, можно создать и ЗУ с многоразрядной
организацией информационного слова.

В виде самостоятельных ЗУ БИС ПЗС используются сравнительно редко,
чаще они применяются в устройствах с неэлектрическим вводом информации
в качестве матриц фотоприемников для регистрации пространственных распре-
делений световых потоков или ионизирующих излучений.

В отличие от БИС ОЗУ, запоминающие элементы различных типов ПЗУ
существенно проще, так как представляют собой элемент, связывающий адресную
шину с информационной, т. е. в простейшем виде матрица-накопитель ПЗУ
образуется системой взаимно перпендикулярных шин, в пересечениях которых
устанавливаются элементы, которые либо связывают (состояние 1), либо не свя-
зывают (состояние 0) соответствующие адресные и информационные шины. Для
БИС ПЗУ, программируемых при изготовлении, состояние 0 соответствует от-
сутствию связи между линиями. Для более распространенных БИС ППЗУ ха-
рактерно, что после изготовления БИС между адресными и информационными
шинами существуют все информационные связи, т. е. в такое ППЗУ как бы
уже записаны все 0 или 1 (в зависимости от конфигурации выходных каскадов).
При записи информации в такие ППЗУ разрушаются некоторые информационные
связи.

Обычно ЗЭ такой БИС ППЗУ содержит «—р — «-транзистор, подсоединен-
ный базой к адресной шине, коллектором к выводу источника питания БИС, а
эмиттером через плавкую перемычку к выходной информационной шине. В ка-
честве такой перемычки используются тонкие слои поликристаллического кремния
или нихрома. При программировании такого ППЗУ на соответствующую выход-
ную шину подается серия импульсов тока, вызывающих испарение и окисление
материала перемычки, что в конечном счете ведет к ее разрыву и тем самым
к записи информации в запоминающий элемент. Нихромовые перемычки таких
ППЗУ с течением времени могут самовосстанавливаться, что заставляет приме-
нять при программировании таких ППЗУ специальные методы термоэлектротре-
нировки. ППЗУ с перемычками из поликристаллического кремния нс обладают
этим недостатком.
БИС РПЗУ имеют две основных модификации: РПЗУ с ультрафиолетовым
стиранием информации и РПЗУ с электрической перезаписью. Запоминающий
элемент РПЗУ с УФ-стиранием представляет собой МОП-транзистор, подклю-
ченный в матрицу аналогично ЗЭ ППЗУ. Запись информации в такой ЗЭ
осуществляется инжекцией электронов в плавающий затвор МОП-транзистора
через входные шины. Благодаря особой конструкции транзистора, токи утечки
затвора пренебрежимо малы и информация в таком ЗЭ (с отключенным источ-
ником питания) может храниться до 10 и более лет. В случае необходимости
информацию в таком РПЗУ можно стереть, но только полностью во всей матрице,
освещая кристалл БИС РПЗУ УФ-излучением. УФ-излучение создает дополни-
тельные поверхностные токи утечки, и инжектированный в подзатворную область
МОП-транзистора заряд рассасывается в течение 15—30 мин/ К сожалению,
РПЗУ с УФ-стиранием имеют один недостаток — малое число циклов перезаписи
информации, составляющее 30—100.

РПЗУ с электрической перезаписью лишены этого недостатка, но довольно
сложны и дороги. В таких РПЗУ также используется специальный МОП-тран-
зистор с плавающим затвором, в котором обеспечивается возможность обратного
туннелирования — отбора электронов с плавающего затвора, что позволяет вы-
борочно стирать записанную в БИС РПЗУ информацию.

Контрольные вопросы

1.	Для чего в аппаратуре физического эксперимента применяются ПЗУ:
а) для реализации устройств предварительного отбора событий;

б)	для буферизации информации;

в)	для хранения алгоритмов обработки информации?

2.	Какие типы ЗУ являются энергозависимыми:

а)	полупроводниковые оперативные ЗУ;

б)	ферритовые оперативные ЗУ;

в)	полупроводниковые ПЗУ?

3.	Какой объем ЗУ (в битах) необходим для регистрации 10" событий,
информация о которых представлена 8-разрядным кодом, в режиме накопле-
ния кодов; в инкрементном режиме (накопление спектров):

а)	10°; 10е;	о

б)	8-10е, 3-10’;

в)	3-10’, 8-10°?

4.	Сколько адресных линий необходимо для обеспечения доступа к 512
ячейкам ЗУ с произвольной выборкой:

а) 7; б) 8; в) 9?

5.	Для чего используется мультиплексирование адресных линий в БИС ЗУ:
а) для уменьшения числа выводов БИС;

б)	для упрощения структуры БИС;

в)	для снижения потребляемой мощности?

6.	В устройстве предварительного отбора информации экспериментальной
установки используются 16 входных сигналов при возможном числе их комби-
наций 32. На выходе устройства должен появиться 8-разрядныи код. Оцените
емкость и организацию БИС ППЗУ и ПЛМ, необходимых для реализации
такого устройства:
а)	16384 X 1,32 8-разрядных слова;

б)	65536X8, матрицы 32X32 + 32X8;

в)	16X8,32 16-разрядных слова?

7.	Линейка ПЗС содержит 128 ячеек. Оцените среднее время доступа к
ячейке, если частота сканирования равна 8 МГц:

а) 4мкс; б) 8 мкс; в) 16 мкс?

8.	Зачем необходима регенерация содержимого динамического ОЗУ:

а)	для осуществления инкрементного режима;

б)	для восстановления содержимого ячейки ОЗУ, утраченного при считы-
вании;

в)	для сохранения информации в ячейке ОЗУ?

Ответы на контрольные вопросы

Глава 1.

16; 26; Зв; 46, в; 5в; 6в; 76.

Глава 2.

16; 2в; 36; 4а; 56; 6в; 7в; 86; 9а, 106; Па; 12а; 136, в; 14а; 1ов; 16в.

Глава 3.

16; 2в; Зв; 4в; 56; 6г.

Глава 4.

1 в; 2а; 36, в; 4а, 6; 5а.

Глава 5.

1в; 26; 36; 4в; 5в; 6 — для всех; 76; 8в; 9в; 10а.

Глава 6.

16, в; 2а; 36; 46; 5в; 6а; 76.

Глава 7.

1в; 2а; За, 6; 46; 56; 66; 7в; 8а; 9в.

Глава 8.

1а; 6; 26; Зв; 4в; 5а, в; 6в; 76; 86; 9а; 10а.

Глава 9.

1а; 2в; 36; 46; 56; бв.

Глава 10.

1в; 26; 36.

Глава 11.

1а, в; 26, в; 36; 4в; 5а; 66; 7в; 8в.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

Абрамов А. И., Казанский Ю. А., Матусевич Е. С. Основы эксперимен-
тальных методов ядерной физики. М.: Энергоатомиздат, 1985.

Басиладзе С. Г. Быстродействующая ядерная электроника. М.:' Энерго-
издат, 1982.

Быстродействующая электроника для регистрации ядерных частиц/Ю. К. Аки-
мов, М. Н. Дражев, И. Ф. Колпаков, В. И. Рыкалин/Под ред. Ю. К. Акимова.
М.: Атомиздат, 1970.

Данилевич В. В., Чернявский А. Ф. Временные измерения в физическом
эксперименте. М.: Энергоатомиздат, 1984.

Горн Л. С., Хазанов Б. И. Узлы радиометрической аппаратуры на инте-
гральных схемах. М.: Энергоатомиздат, 1973.

Горн Л. С., Хазанов Б. И. Схемотехника радиометров. М.: Атомиздат,
1977.

Ковальский Е. Ядерная электроника: Пер. с англ. М.: Атомиздат, 1972.

Курочкин С. С., Мурин И. Д. Современная ядерная электроника. Цифро-
вые информационные системы и устройства. М.: Атомиздат, 1975. Г. 2.

Мелешко Е. А. Интегральные схемы в наносекундной ядерной электронике.
М.: Атомиздат, 1978.

Рехин Е. И., Чернов П. С., Басиладзе С. Г. Метод совпадений.'М.: Атом-
издат, 1979.

Современная ядерная электроника/И. С. Крашенинников, С. С. Курочкин,
А. В. Матвеев, Е. И. Рехин. Измерительные системы и устройства. М.: Атом-
издат, 1974. Г. 1.

Федорков Б. Г., Телец В. А., Дегтяренко В. П. Микроэлектронные цифро-
аналоговые и аналого-цифровые преобразователи. М.: Радио и связь, 1984.

Цитович А. П. Ядерная электронка. М.: Энергоатомиздат, 1984.

Шило В. Л. Функциональные интегральные микросхемы. Пер. с венг. М.:
Радио и связь. 1982.

Лабораторный практикум по экспериментальным методам ядерной физики:
Учеб, пособие для вузов/В. В. Аверкиев, Н. Н. Бегляков, Г. А. Горюн и др.;
Под ред. К. Г. Финогенова. М.: Энергоатомиздат, 1986.

Электронные методы ядерной физики/Л. А. Маталин, С. И. Чубаров,
Л. А. Гимохин и др.; Под ред. Л. А. Маталина. А.: Атомиздат, 1973.
ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ

А

Адрес 316

Анализ амплитудный 13

—	временной 53

—	многомерный 296

—	формы 68

Анализатор амплитудный 228

—	временной 228

—	многоканальный 203

Антисовпадений метод 159

Ассоциативный режим 300

Аттенюатор управляемый 239

Б

Блокировка 230

В

Время-восстановления 241

—	выборки 292

—	высвечивания 65

—	дрейфа 58

—	живое 231

— мертвое 179

--- непостоянное 190

--- постоянное 180

---продлевающееся 190

---схемы совпадений 162

—	пролета 147

—	разрешающее 161

—	собирания 51

—	установления 182

—	хранения 293

Г

Гамма-камера 244

Гаусса распределение 46

Генератор опорной частоты 210

—	ошибки 267

— точной амплитуды 114

Гистерезис 128

Гистограмма 190

Гуляние временной отметки 152

Д

Детектор пиковый 220

Детекторы позиционно-чувствительные
79

--- аналоговые 79

---двумерные 244

---дискретные 79

--- одномерные 80

Дешифратор 184

Диапазон динамический 86

Дискриминатор амплитудный 11

—	быстрый 151

—	верхнего уровня 272

—	дифференциальный 132

—	интегральный 126

—	линейный 134

—	нуля 78

—	по форме импульса 69

—	приоритетный 168

Е

Емкость входная 89

—	дозирующая 195

—	интегрирующая

—	нагрузки 43

—	накопительная 220

—	памяти 302

3

Задержка собственная 56

Заряд нормализованный 193

— шумовой 96

Запоминающее устройство (ЗУ) бу-

ферное 188

динамическое 311

оперативное 311

полупроводниковое 313

постоянное 304

— программируемое 310

— с последовательным доступом 312

— с произвольным доступом 311

Земля виртуальная 125
и

Измеритель средней частоты (ИСЧ)
аналоговый 192

— линейный 192

— логарифмический 196

— цифровой 196

Импульс одноэлектронный 63

Инвертор 170

Инкрементный режим 302

Искажения спектра 230

— формы линии 205

К

Камера дрейфовая 81

Ключ электронный 138

Компаратор 130

Код двоичный параллельный 202

----последовательный 202

— позиционный линейный 202

Кодирование иерархическое 288

— нониусное 215

— параллельное 202

— последовательное 202

— прямое 209

— с интерполяцией 217

Компенсация время-координатная 260

Л

Линия задержки 75

— связи 282

М

Магистраль 36

Матрица логическая 281

Микропроцессор 281

Модуль счета 182

Н

Наложения 94

Нелинейность дифференциальная 88
— интегральная 88

О

Одновибратор 129

Окно амплитудное 132

— временное 149

Отбор амплитудный 123

— предварительный 280

— цифровой 281

Отметка временная 150

П

Перегрузка амплитудная 119

— частотная 108

Пересчет 186

Постоянная составляющая 108

Предусилитель зарядочувствительный
90

Предусилитель малошумящий 112

Преобразователь амплитудно-цифро-

вой параллельный 219

---стробирующий 227

— аналого-цифровой 192

— время-амплитудный 171

— время-цифровой 207

— заряд — код 221

— ток — напряжение 125

—	форма — длительность 78

Прибор с зарядовой связью 248

Просчёты 180

Р

Разравнивание событий 188

Разрешение амплитудное 46

—	временное 56

—	координатное 235

—	межтрековое 253

—	позиционное 235

Регистр 190

—	буферный 281

Режектор наложений 140

С

Секция усилительная 92

Селекция амплитудная 120

—	временная 145

Сигнал биполярный 115

—	компенсационный 156

—	ошибки 267

—	реперный 266

Совпадения задержанные 164

—	истинные 162

—	мажоритарные 160

—	/?г-кратные 170

—	случайные 162

Сопротивление входное 90

—	выходное 90

—	нагрузки 42

—	обратной связи 113

Спектр амплитудный 44

Стабилизация автоматическая 266

—	коэффициента преобразования 271

Сумматор линейный 123

—	напряжения 124

—	тока 125

Схема антисовпадений 133

—	деления 245

—	пропускания линейная 137

—	сложения 167

—	совпадений 159

Счетчик асинхронный 182

—	двоичный 182

—	десятичный 184

—	дрейфовый 25

—	импульсов 181

—	реверсивный 184

—	синхронный 183
т

Таймер 185

Телескоп счетчиков 23

Тракт спектрометрический 92

Триггер многоуровневый 281

—	отбора 20

—	Шмитта 128

—	О 182

—	ЯЗ 168

У

Усилитель ограничитель 78

—	операционный 126

—	основной 89

—	пороговый 122

—	предварительный 89

Усилитель спектрометрический 86

Устройство выборки—хранения 223

Ф

Флуктуация задержки 56

Фосвич 71

Форма сигнала 39

Формирователь временной отметки 151

—	по методу пересечения нуля 154

—	с постоянным порогом 152

—	со следящим порогом 154

Фотоэффект 61

Ц

Центра тяжести метод 254

,1
ОГЛАВЛЕНИЕ

Предисловие ........................................................... 3

Основные сокращения ................................................... 6

Глава 1. Задачи электронных методов в современном ядерно-физиче-
ском эксперименте ..................'............................. 7

1.1.	Электронные методы измерения и отбора......................... 7

1.2.	Особенности электронных методов радиометрии .................. 9

1.3.	Особенности электронных методов спектрометрии в физике низ-
ких энергий................................................  .	13

1.4.	Особенности электронных методов в задачах физики высоких
энергий	................................................  18

1.5.	Особенности электронных методов спектрометрии космического
излучения	................................................. 29

1.6.	Методы	и	средства ядерной электроники ....................... 33

Контрольные	вопросы.............................................. 37

Глава	2. Методы съема	информации с детекторов	излучений ...	38

2.1.	Классификация и	общие свойства	детекторов	излучений .	.	38

2.2.	Выделение информации об энергии, потерянной частицей в де-
текторе ......................................................... 43

2.3.	Определение момента регистрации	частицы	.................. 53

' 2.4. Выделение информации о типе заряженной частицы по форме
импульса детектора.................................................... 68

2.5. Выделение пространственной информации в позиционно-чувстви-
тельных детекторах........................................... 79

Контрольные вопросы..............................................  82

Глава 3. Методы аналогового преобразования амплитудной информа-
ции ................................................................ 84

3.1.	Усиление сигналов в спектрометрических трактах....... 84

3.2.	Формирование сигналов в спектрометрическом тракте	...	92

3.3.	Шумы и отношение сигнала к шуму в спектрометрических трак-
тах ............................................................. 96

3.4.	Влияние наложений на разрешение спектрометра ............... 104

3.5.	Влияние индукционного эффекта на разрешение спектрометра	.	.	109

3.6.	Оптимизация параметров формирующих цепей спектрометри-
ческого тракта ................................................. 110

3.7.	Особенности построения малошумящих предусилителей........... 112

3.8.	Методы уменьшения влияния наложений ........................ 115

Контрольные вопросы ............................................. 119

Глава 4. Методы амплитудной селекции................................. 120

4.1.	Задачи амплитудной селекции ..................,............. 120

4.2.	Линейные сумматоры ......................................... 123

4.3.	Интегральные дискриминаторы ................................ 126
4.4.	Дифференциальные дискриминаторы ......................... 132

4.5.	Линейные дискриминаторы ................................. 134

4.6.	Линейные схемы пропускания .............................. 137

4.7.	Методы режекции наложений ............................... 140

Контрольные вопросы .......................................... 144

Глава 5. Методы временной селекции................................ 145

5.1.	Задачи временной селекции................................ 145

5.2.	Методы формирования временной отметки.................... 150

5.3.	Методы совпадений и антисовпадений....................... 159

5.4.	Методы аналогового преобразования временных интер-
валов ......................................................... 171

Контрольные вопросы.........................................*	176

Глава 6. Методы счета событий..................................... 177

6.1.	Абсолютный счет событий ................................. 177

6.2.	Методы уменьшения и учета просчетов...................... 186

6.3.	Измерение средней частоты событий ....................... 192

Контрольные вопросы .......................................... 198

Глава 7. Кодирование временной и амплитудной информации ...	199

7.1.	Общие вопросы кодирования аналоговой величины ....	199

7.2.	Методы кодирования временных интервалов ................... 206

7.3.	Кодирование амплитуд импульсов ............................ 219

Контрольные вопросы ............................................ 232

Глава 8. Методы получения пространственной информации в позици-
онно-чувствительных детекторах (ПЧД) ........................... 234

8.1.	Определение координаты частицы в ПЧД методами амплитуд-

ного анализа ............................................... 234

8.2.	Определение координаты частицы в позиционно-чувствительных
детекторах методами	временного анализа ...................  249

Контрольные вопросы	....................................... 263

Глава 9. Методы автоматической стабилизации параметров спектромет-
рических установок ............................................. 264

9.1.	Физические основы метода автоматической стабилизации . .	264

9.2.	Методы построения систем автоматической стабилизации спект-
рометров	энергии .......................................... 272

9.3.	Стабилизация параметров временных спектрометров ....	275

9.4.	Методы учета нестабильности спектров с помощью ЭВМ . . .	277

Контрольные	вопросы .......................................... 277

Глава 10. Кодирование информации в многодетекторных системах . . .	278

10.1.	Особенности организации измерений многодетекторными си-
стемами ........................................................ 278

10.2.	Кодирование номеров сработавших детекторов ............... 283

10.3.	Оптимизация кодирования аналоговой информации, снимаемой
с большого числа детекторов .................................... 290

10.4.	Многомерный анализ ....................................... 296

Контрольные вопросы .............................................301
й

У

Глава 11. Методы промежуточного хранения цифровой информации 302

11.1.	Применение запоминающихся устройств в физическом экспери-
менте ....................................................... 302

11.2.	Классификация запоминающих	устройств .................  309

11.3.	Полупроводниковые БИС ЗУ	....................... 313

11.4.	Организация БИС ЗУ различных типов...................... 315

11.5.	Запоминающие' элементы БИС	ОЗУ ..................... 323

Контрольные вопросы .......................................... 328

Ответы на контрольные вопросы .................................... 329

Список литературы ................................................ 330

Предметный указатель ............................................. 331

Учебное пособие

ГРИГОРЬЕВ ВЛАДИСЛАВ АНАТОЛЬЕВИЧ,

КОЛЮБИН АЛЕКСАНДР АЛЕКСАНДРОВИЧ,

ЛОГИНОВ ВИТАЛИЙ АЛЕКСАНДРОВИЧ

Электронные методы ядерно-физического
эксперимента

Редактор О. П. Дудаева

Художественный редактор А. Т. Кирьянов

Технический редактор В. В. Ханаева

Корректор 3. Б. Драновская

ИБ № 796

Сдано в набор 25.03.88. Подписано в печать 28.07.88. Т-12593. Формат
60Х88‘/1б. Бумага офсетная № 2. Гарнитура литературная. Печать
офсетная. Усл. печ. л. 20,58. Усл. кр.-отт. 20,58. Уч.-изд. л. 22,19.
Тираж 4200 экз. Заказ 2790. Цена 1 р. 10 к.

Энергоатомиздат. 113114 Москва, М-114, Шлюзовая наб., 10

Ордена Октябрьской Революции и ордена Трудового Красного Знамени
МПО «Первая Образцовая типография» имени А. А. Жданова Союз-
полиграфпрома при Государственном комитете СССР по делам изда-
тельств, полиграфии и книжной торговли. 113054, Москва, Валовая, 28.